Respuesta transitoria

Capítulo 4
Respuesta transitoria
Una ves que los diagramas a bloques son desarrollados, el siguiente paso es
llevar a cabo el análisis de los sistemas. Existen dos tipos de análisis: cuantitativo
y cualitativo. En el análisis cuantitativo, el interés es obtener la respuesta exacta
de los sistemas de control debido a una señal de excitación especifica. En el
análisis cualitativo, nos interesa las propiedades generales de los sistemas de
control. En este capítulo se investiga el análisis cuantitativo.
4.1.
Sistemas de primer orden
Un sistema de primer orden sin ceros puede ser descrito por la función de
transferencia que se muestra en la figura (4.1.a), en la figura (b) se muestra
la ubicación del polo en el plano complejo S. A continuación se mostrará la
relación que existe entre la respuesta del sistema y la ubicación de los polos en
el plano complejo de los sistemas de primer orden.
4.1.1.
Respuesta al escalón unitario
Si la entrada es un escalón unitario, donde R(s) =
Laplace de la respuesta al escalón es
Y (s) =
1
s,
la transformada de
k 1
τs + 1 s
la respuesta al escalón se obtiene al tomar la transformada inversa de Y (s)
³
´
1
y(t) = k 1 − e− τ t
(4.1)
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donde k y τ son la ganancia del sistema y la constante de tiempo respectivamente.
Figura 4.1 (a) Sistema de primer orden (b) Ubicacin de polos
La ecuación (4.1) está graficada en la figura 4.2
Figura 4.2 Respuesta del sistema
Constante de tiempo
El término τ se denomina constante de tiempo de la respuesta. De la ecuación
(4.1), la constante de tiempo es el tiempo que toma la respuesta al escalón para
1
alcanzar el 63 % de su valor final (figura 4.1b). Como la derivada de e− τ t es − τ1
cuando t = 0, τ es la rapidez de cambio inicial de la exponencial en t = 0. En
consecuencia, la constante de tiempo se puede considerar una especificación de
la respuesta transitoria para un sistema de primer orden, puesto que se relaciona
con la velocidad a la que el sistema responde a una entrada escalón [8].
También se puede evaluar la constante de tiempo a partir de la gráfica del
polo (figura 4.1b). Como el polo de la función de transferencia está en − τ1 ,
podemos decir que el recíproco de la ubicación del polo es la constante de tiempo,
y cuanto más alejado se encuentre el polo del eje imaginario, más rápida es la
respuesta transitoria.
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4.1.2.
Respuesta a la rampa
La respuesta de un sistema de primer orden representado por su función de
transferencia
k
G(s) =
τs + 1
ante una rampa unitaria r(t) = t, es
Y (s) =
¶
µ
k
1
τ2
1
τ
+
=
k
−
τ s + 1 s2
s2
s τs + 1
³
´
t
y(t) = k t − τ + τ e− τ
(4.2)
La señal de error
e(t) = r(t) − y(t)
t
= τ − τ e− τ
t
cuando t → ∞, e− τ → 0, y la señal de error e(t) se aproxima a τ , es decir
e(∞) = τ
El error entre la señal de entrada y la señal de salida ante una rampa unitaria en
un instante de tiempo suficientemente grande t es igual a la constante de tiempo
τ . Entre más pequeña sea la constante de tiempo, el error de seguimiento es
menor.
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4.1.3.
Respuesta al impulso
Para una entrada impulso unitario δ(t), la salida del sistema es
Y (s) =
k
τs + 1
La transformada inversa de Laplace es
k −1t
e τ
τ
Nota 49 Recuerde que la función impluso unitario δ(t) es definido por
½
1 para t = 0
δ(t) =
0 para t 6= 0
y(t) =
4.1.4.
(4.3)
Propiedad de los sistemas lineales invariantes en el
tiempo
En el análisis anterior, se demostró que la respuesta del sistema y(t) ante
una entrada rampa unitaria es dada por la ec (4.2), es decir
³
´
1
y(t) = k t − τ + τ e− τ t .
Al derivar esta expresión con respecto al tiempo, se obtiene
³
´
1
dy(t)
= k 1 − e− τ t .
dt
Al derivar nuevamente esta expresión se obtiene
(4.4)
d2 y(t)
k 1
= e− τ t .
(4.5)
2
dt
τ
Note que la ecuaciones (4.4) y (4.5) son la respuesta del sistema ante las entradas
escalón (4.1) e impulso unitario (4.3), respectivamente. Por lo tanto la respuesta
a la derivada de una señal de entrada se obtiene diferenciando la respuesta del
sistema para la señal original. Ésta es una propiedad de los sistemas linealese
invariantes con el tiempo. Los sistema lineales y variables con el tiempo y los
sistema no lineales no poseen esta propiedad (ver [8], pgs 221-224 para una
explicación más detallada).
Ejemplo 50 Considérese el circuito RC mostrado en la siguiente figura
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Si la entrada v(t) es un escalón unitario con las respuestas de i(t) y vc (t)
mostradas en las figuras
Determine los valores del capacitor C y de la resistencia R.
Solución 51 Aplicando la ley de los voltajes
vc (t) + vR (t) = vin (t)
(4.6)
utilizando las relaciones
vR (t) = Ri(t)
1
vc (t) =
C
Z
ic (t)dt
ic = C
dvc
dt
(4.7)
y sustituyendo en (4.6), se obtiene
RC
dvc (t)
+ vc (t) = vin (t)
dt
La función de transferencia es
1
Vc (s)
=
Vin (s)
RCs + 1
(4.8)
de aquí que 4τ = 4RC = 0,4 → RC = 0,1. De la relación de vc e ic se tiene que
Ic (s) = CsVc(s)
por lo que la ecuación (4.8) se puede reescribir como
Cs
Ic (s)
=
Vin (s)
RCs + 1
como la señal de entrada es un escalón unitario
Cs 1
1
1
1
RCs+1 s = R s+ RC
t
ic (t) = R1 e− RC
Ic (s) =
Si ic (0) = 1 →
1
R
= 1, por lo tanto R = 1 y C = 0,1
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4.2.
Sistemas de segundo orden
A diferencia de los sistemas de primer orden, un sistema de segundo orden
tiene una amplia variedad de respuestas que dependen de dos parametros: El
factor de amortiguamiento ξ y la frecuencia natural no amortiguada ω n . El
producto ξω n se le conoce como atenuación del sistema (σ).
La forma standar de un sistema de segundo orden es:
G(s) =
ω 2n
s2 + 2ξω n s + ω 2n
En esta sección se estudiará la respuesta al escalón unitario:
La función de transferencia tiene dos polos y no tiene ceros. Sus polos son
q
−ξω n ± jω n 1 − ξ 2
En las siguientes figuras se muestran la ubicación de los polos y su correspondiente respuesta al escalón unitario. En la programación del comportamiento
dinámico se consideró que ω n = 1.
Polos en el plano complejo S
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Respuesta del sistema de 2do orden
El comportamiento dinámico del sistema de segundo orden puede ser descrito
en términos del factor de amortiguamiento ξ
1. Si ξ = 0, los polos son imaginarios conjugados, el sistema se denomina
criticamente estable y la respuesta presenta oscilaciones sostenidas
2. Si 0 < ξ < 1, los polos son complejos y conjugados y se dice que el sistema
es sub-amortiguado.
3. Si ξ = 1, los polos son reales y repetidos y el sistema se denomina criticamente amortiguado
4. Si ξ > 1, los polos son reales y distintos y el sistema se denomina sobreamortiguado
4.2.1.
Sistemas subamortiguados
Las características deseadas del comportamiento de un sistemas de segundo
orden, pueden especificarse en función de la respuesta transitoria ante una entrada escalón. A continuación se describirá algunas de las características de los
sistemas de segundo orden subamortiguados con la ubicación de los polos en el
plano complejo S.
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El patrón de polos para un sistema subamortiguado de segundo orden, se
muestra en la siguiente figura:
Del teorema de Pitágoras vemos que la distancia radial del origen al polo es la
frecuencia natural no amortiguada ω n , y el cos β = ξ. las cantidades siguientes
describen el comportamiento del sistema de segundo orden:
Definición 52 Tiempo de subida tr . Tiempo que tarda la respuesta en alcanzar
por primera vez la señal de referencia
π−β
ωd
tr =
(4.9)
Definición 53 Tiempo pico tp . Tiempo que necesita la respuesta del sistema
para alcanzar el máximo sobrepaso o sobreimpulso (overshoot)
π
π
p
tp =
=
(4.10)
2
ωd
ωn 1 − ξ
Esta ecuación muestra que el tp es inversamente proporcional a la parte imaginaria del polo. Como las líneas horizontales sobre el plano S son líneas de valor
imaginario constante, también son líneas de tiempo pico constante.
Definición 54 Tiempo de establecimiento ts . Es el tiempo necesario para que
la respuesta alcance y permanezca dentro de un porcentaje (generalmente del
2 %) del error alrededor del valor final
ts =
4
ξω n
(4.11)
Esta ecuación nos dice que el tiempo de establecimiento es inversamente proporcional a la parte real del polo. Como las líneas verticales sobre el plano S son
líneas de valor real constante, también son líneas de establecimiento constante.
Definición 55 Máximo sobreimpulso Mp . Es la magnitud del primer sobrepaso
el cual ocurre en el tiempo pico, medido desde la señal de referencia. Si la señal
de referencia no es un escalón unitario, el máximo sobreimpulso se expresa en
porcentaje
− √ ξπ
Mp = e
1−ξ2
− √ ξπ
Mp = e
1−ξ2
(4.12)
× 100 %
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El máximo sobreimpulso depende del factor de amortiguamiento ξ, como ξ =
cos β las líneas radiales son líneas de ξ constantes. Como el sobreimpulso es una
función de ξ las líneas radiales son entonces líneas de sobrepaso en porcentaje.
La representación geométrica de los conceptos anteriores se ilustran en la
siguiente figura
Ejemplo 56 Considere el siguiente sistema de control en lazo cerrado
1
donde G(s) = s(s+p)
. Determine los valores de k y p de tal forma que la respuesta transitoria tenga las siguientes características: ts < 4seg, t´p < 1seg y
Mp < 10 %. Considere que la señal de entrada es un escalón unitario.
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Solución 57 De la fórmula de tiempo de establecimiento (4.11) se obtiene que
ts =
4
< 2 → ξω n > 2 → −ξω n < −2
ξω n
De la condición de tiempo pico (4.10) se tiene que
tp =
π
< 1 → ωd > π
ωd
Finalmente, de la condición de Máximo sobreimpulso (4.12)
Mp
ξ
− √ ξπ
= e 1−ξ2 < 0,1
> 0,59 → β < 59,76o
A continuación se elige un polo que se encuentre en la intersección de las líneas
trazadas, por ejemplo sd = −4 ± 4j, en este caso el polinomio deseado es
(s + 4 + 4j)(s + 4 − 4j) = s2 + 8s + 32 = 0
igualando coeficientes con el polinomio característico del sistema
s2 + ps + k = 0
se tiene que k = 32 y p = 8.
Ejemplo 58 Considere el siguiente sistema mecánico con K1 = 2, K2 = 1,
b2 = 0,5 y M2 = 4. Se sabe por información de provedor que el resorte K2 se
rompe si este se estira por arriba de una distancia de 3 (adimensional) ¿Si la
señal de entrada es x1 (t) = 4u(t) se romperá el resorte K2 ?
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Solución 59 Modelo matemático
k1 (x2 − x1 ) = M ẍ2 + b2 ẋ2 + k2 x2
µ
¶
M
b2
k2
x1 =
ẍ2 + ẋ2 +
+ 1 x2
k1
k1
k1
1
1
X2 (s)
¡
¢
³
´=
=
1
2
b
k
M
X1 (s)
2s + 4 s + 12 + 1
s2 + 2 s + 2 + 1
k1
X2 (s)
X1 (s)
=
k1
k1
1
2s2 + 0,25s + 1,5
X2 (s) =
1
2
4
s2 + 0,125s + 0,75 s
Ganancia = 0,666, 2ξω n = 0,125, ω 2n = 0,75, ω n = 0,866, ξ = 0,072, Mp =
0,79 % Resp=4.77
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Capítulo 5
Estabilidad
El problema más importante en los Sistemas de Control conciernen a la
estabilidad. Se dice que un sistema es estable si toda entrada acotada produce
una salida acotada. A este enunciado se le da el nombre de estabilidad de entrada
acotada-salida acotada (BIBO bounded input, bounded output).
Una función r(t) definida para t ≥ 0, se dice que es acotada si su magnitud
no se aproxima a infinito, o equivalentemente, existe una constante M tal que
|r(t)| ≤ M < ∞
para todo t ≥ 0
Definición 60 Un sistema es estable si cada entrada acotada excita una salida
acotada. De otra forma el sistema es inestable
Ejemplo 61 Considere un sistema con función de trasnferencia G(s) = 1s . Si
aplicamos la entrada acotada r(t) = sen(ωt) ¿La salida será acotada?
1
s
ω
Solución 62 Y (s) = 1s s2 +ω
2 = s − s2 +ω 2
y(t) = u(t) − cos(ωt). La salida debido a la entrada acotada r(t) = sen(ωt) es
acotada, pero no podemos concluir la estabilidad del sistema debido a que se
tiene que verificar todas las posibles entradas acotadas. De hecho, el sistema no
es estable por que la aplicación de r(t) = 1 se tiene y(t) = t, entonces la entrada
acotada produce una salida no acotada y el sistema no es estable.
La inestabilidad de un sistema puede ser deducido de la definición 60, al
encontrar una entrada acotada que excite una salida no acotada. Sin embargo,
es dificil deducir la estabilidad de un sistema debido a existen una infinidad de
entradas acotadas que deben ser verificadas. Por fortuna se tiene el siguiente
teorema [2]
Theorem 63 Un sistema con una función de transferencia racional propia
G(s) es estable si y solo si todos los polos de G(s) tienen parte real negativa, o
equivalentemente, se encuentran en el semiplano izquierdo del plano complejo S
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Por semiplano izquierdo, significa el semiplano izquierdo excluyendo el eje
imaginario. El teorema implica que un sistema es inestable si la función de
transferencia tiene uno o más polos con parte real positiva o cero. La estabilidad
de un sistema, depende solo de los polos de la función de transferencia G(s) y
no de los ceros de G(s).
5.1.
Criterio de Routh
Considere un sistema con función de transferencia
G(s) =
N (s)
D(s)
se asume que N (s) y D(s) no tienen factores comúnes. Para determinar la
estabilidad de G(s) utilizando el teorema 63, se debe determinar los polos de
G(s) o, equivalentemente, las raíces de D(s). Si el grado de D(s) es grande, los
cálculos de las raíces (sin el uso de calculadoras) es complicado, por lo que es
deseable tener un método para determinar la estabilidad sin calcular las raíces.
Este método se denomina criterio de Routh ó criterio de Routh-Hurwitz.
Definición 64 Un polinomio con coeficientes reales es llamado polinomio Hurwitz si todas las raíces tienen parte real negativa.
El procedimiento del criterio de estabilidad de Routh es como sigue:
El polinomio denominador de G(s) se escribe de la siguiente forma:
a0 sn + a1 sn−1 + · · · + an−1 s + an = 0
(5.1)
la condición necesaria pero no suficiente para estabilidad, es que todos los coeficientes de la ecuación (5.1) estén presentes, y que todos tengan signo positivo.
Ejemplo 65 Verifique si los siguientes polinomios son Hurwitz:
1.
Este polinomio no es Hurwitz ya que no todos los
s4 + 2s3 + 3s + 4 = 0
coeficientes existen, en particular el coeficiente de la s2
2.
s4 + 2s3 + 3s2 − 4s + 10 = 0
En este polinomio todos los coeficientes
existen pero no todos son positivos, por lo que el polinomio no es Hurwitz
3.
En este polinomio se cumplen las condiciones
s3 + 10s2 + s + 2 = 0
necesarias, es decir todos los coeficientes existen y todos son positivos, pero
esto no es suficiente para garantizar la estabilidad
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Si se cumple la condición necesaria, entonces, se realiza el siguiente esquema:
sn
sn−1
sn−2
sn−3
sn−4
..
.
s2
s1
s0
a0
a1
b1
a2
a3
b2
..
.
e1
f1
g1
..
.
e2
a4
a5
b3
a6
a7
b4
···
···
···
···
···
Los coeficientes b1 , b2 , b3 , etc., se evalúan de la forma siguiente:
¯
¯
¯ a0 a2 ¯
¯
¯
¯ a1 a3 ¯
b1 = −
a1
¯
¯
¯ a0 a4 ¯
¯
¯
¯ a1 a5 ¯
b2 = −
a1
..
.
la condición necesaria y suficiente para que todas las raíces de la ecuación (5.1)
queden en el semiplano izquierdo del plano s, es que todos los coeficientes de la
ecuación (5.1) sean positivos y que todos los términos de la primera columna
del conjunto sean positivos.
Ejemplo 66 Verifique si el siguiente polinomio es Hurwitz
s3 + 10s2 + s + 2 = 0
s3
s2
s1
s0
1
10
1
2
−2+10
10
2
=
8
10
Debido a que la primer columna del arreglo son valores mayores que cero, el
sistema es estable.
Ejemplo 67 Verifique si el siguiente polinomio es Hurwitz
5.1.1.
Casos especiales.
Pueden presentarse dos casos especiales:
1. El arreglo de Routh tiene un cero sólo en la primera columna del renglón
2. El arreglo de Routh tiene todo un renglón formado por ceros
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Cero sólo en la primera columna.
Si un término de la primera columna en cualquier fila es cero, pero los términos restantes no son cero, o no hay más términos, se asigna un número muy
pequeño positivo ε para substituir el cero de la primera columna
Ejemplo 68
s4 + 2s3 + s2 + 2s + 1 = 0
s4
s3
s2
s1
s0
1
2
0≈ε
2 − 2ε
1
1 1
2
1
Si el signo del coeficiente arriba del cero (ε) es el mismo que esta debajo de
él, indica que existe un par de raíces imaginarias. Sin embargo, si el signo del
coeficiente arriba del cero (ε) es opuesto al que esta debajo de él, esto indica que
hay un cambio de signo. Note que en este caso existen dos cambios de signo.
Renglón de ceros
Si todos los coeficientes en cualquier fila son ceros, esto indica que existen
raíces de igual magnitud radialmente opuestas en el plano S, esto es, dos raíces
reales con la misma magnitud pero signos opuestos y/o dos raíces imaginarias
conjugadas. Para resolver este problema se utiliza un polinomio auxiliar formado
con los coeficientes de la fila inmediata superior a la fila de ceros y se sustituye
la fila de ceros por los coeficientes de la derivada del polinomio auxiliar
Ejemplo 69
s5 + 2s4 + 24s3 + 48s2 + 25s + 50 = 0
s5
s4
s3
1 24 25
2 48 50
0 0
Los términos de la fila s3 son todos ceros. El polinomio auxiliar es formado por
los coeficientes de la fila s4 . El polinomio auxiliar P (s) es
P (s) = 2s4 + 48s2 + 50
lo cual indica que existe dos pares de raíces de igual magnitud pero con signo
opuesto (esto es, dos raíces reales de la misma magnitud pero signo opuesto o
dos raíces imaginarias conjugadas). Las raíce pueden ser obtenidas al solucionar
la ecuación P (s) = 0. La derivada de P (s) con respecto a s, es
dP (s)
= 8s3 + 96s
ds
(5.2)
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Los términos de la fila s3 son reemplazados por los coeficientes de la ecuación
(5.2)
s5
1
24 25
s4
2
48 50
s3
8
96
s2 24 50
s1 79,3
s0 50
Note que no existe cambio de signo en la primera columna del nuevo arreglo, lo
cual indica que no hay raíces con parte real positiva, pero al resolver el polinomio
auxiliar
2s4 + 48s2 + 50 = 0
se obtienen las siguientes raíces
s = ±4,7863i
s = ±1,0446i
la otra raíz se encuentra en s = −2
5.2.
Rango de estabilidad
En el diseño de sistemas de control, algunas veces es necesario determinar
el rango de un parametro para el cual el sistema es estable. Este rango de
estabilidad puede ser determinado utilizando la prueba de Routh
Ejemplo 70 Considere el siguiente sistema de control
donde
s2 − 2s + 5
+ 5s2 + 12s − 18
Determine el rango de k que garantice la estabilidad del sistema de control
G(s) =
s3
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Capítulo 6
Lugar de las raíces
La respuesta transitoria de un sistema en lazo cerrado, está ligada con la
ubicación de los polos de lazo cerrado en el plano complejo S. Si el sistema
tiene una ganancia variable, los polos de lazo cerrado dependen del valor de la
ganancia elegida. El método del lugar de las raíces nos da una idea de como se
desplazan los polos de lazo cerrado en el plano S al variar la ganancia.
6.1.
Condición de magnitud y ángulo
En la figura 1 se ilustra un sistema típico de control retroalimentado en lazo
cerrado. La función de transferencia de lazo cerrado es
kG(s)
Y (s)
=
R(s)
1 + kG(s)H(s)
(6.1)
La ecuación característica para este sistema de lazo cerrado se obtiene al igualar
a cero el denominador de la función de transferencia de lazo cerrado, es decir
1 + kG(s)H(s) = 0
o bien
kG(s)H(s) = −1
(6.2)
La respuesta transitoria y la estabilidad del sistema dependen de los polos de
la función de transferencia de lazo cerrado, los cuáles no se conocen de forma
inmediata ya que ellos cambian con las variaciones de k, por lo que no tenemos
conocimiento del desempeño del sistema, a menos que factoricemos los valores
específicos de k del denominador. El lugar geométrico de las raíces se utilizará
40
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para darnos una clara imagen de los polos de lazo cerrado cuando k varía.
Fig. 1 Sistema en lazo cerrado
La ecuación (6.2) es una cantidad compleja, por lo que se puede dividir en dos
ecuaciones para obtener:
Condición de ángulo:
∠G(s)H(s) = ±180o (2k + 1)
(k = 0, 1, 2, ...)
(6.3)
Condición de magnitud, amplitud o módulo
|G(s)H(s)| = 1
(6.4)
Los valores de s que cumplen las condiciones de ángulo y magnitud, son las
raíces de la ecuación característica o polos de lazo cerrado. El diagrama de los
puntos del plano complejo que sólo satisfacen la condición de ángulo, constituye
el Lugar de las Raíces.
6.2.
Reglas para el trazado del lugar de las raíces
1. Obtener la ecuación característica de tal forma que el parámetro de interés
aparezca como factor multiplicativo de la forma
1+K
(s + z1 )(s + z2 ) . . . (s + zm )
=0
(s + p1 )(s + p2 ) . . . (s + pn )
2. Ubicar los polos y ceros de lazo abierto en el plano complejo S y trazar el
lugar de las raices sobre el eje real
a) Los polos siempre siguen a los ceros
b) El lugar de las raíces es simétrico con respecto al eje real
41
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c) El número de polos es igual al número de ceros
3. Determinar las asintotas del lugar de las raíces, su intersección con el eje
real y el ángulo entre ellas
4. Determinar los puntos de ruptura de partida y de llegada
5. Hallar los ángulos de partida (ó angulos de llegada) del lugar de las raíces
desde los polos complejos (o ceros complejos)
6. Determinar el valor de K para el cual el lugar de las raíces cruza el eje
imaginario
6.3.
Obtención detallada del lugar de las raíces
Ejercicio 71 Considérese un sistema de control mostrado en la siguiente figura.
Trace el gráfico del lugar de las raíces para Kd ≥ 0. Encuentre el valor de Kd
(si es que existe), tal que se tengan los polos dominantes con ξ = 0,7071 y
ts = 4,3668seg. Justifique cualquiera que sea su respuesta
Solución 72 1. De acuerdo a la regla 1, se debe reescribir el polinomio característico en el formato especifícado
1+
7 (1 + Kd s)
=0
s (s2 + 6s + 7)
s3 + 6s2 + 7s + 7 + 7Kd s = 0
(6.5)
Agrupando esta última expresión
¢
¡ 3
s + 6s2 + 7s + 7 + 7Kd s = 0
y dividiendo el polinomio por s3 + 6s2 + 7s + 7, se obtiene el polinomio
característico en el formato especifícado
1 + Kd
2.
s3
+
7s
=0
+ 7s + 7
6s2
Se obtiene los polos y los ceros de la función de transferencia de lazo
abierto
s
G(s)H(s) = K 3
s + 6s2 + 7s + 7
42
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donde K = 7Kd y la ubicación de los polos y ceros son:
polos
ceros
−4,8552
−0,5724 ± 1,0555i
3.
0
El número de asíntotas es igual al numero de ceros al infinito, es decir,
la diferencia entre los polos y ceros de la función de transferencia de lazo
abierto, en este caso existen 2 ceros al infinito. La intersección de las
asíntotas con el eje real es obtenida de la fórmula
X
X
polos −
ceros
σa =
#polos − #ceros
donde #polos y #ceros
número de polos y ceros de lazo abierX son el X
to respectivamente,
polos y
ceros son la ubicación de los polos y
ceros de lazo abierto en el plano complejo S, respectivamente. Al aplicar
la fórmula se tiene
σa =
−4,8552 − 0,5724 − 0,5724 − 0
= −3
3−1
El ángulo entre las asíntotas es obtenida de la fórmula
∠Ası́ntotas =
±180o (2n + 1)
,
#polos − #ceros
n = 0, 1, 2, ...
En este caso, el ángulo de las asíntotas son para k = 0 y 1, ∠90 y ∠270
respectivamente
4.
Puntos de ruptura de llegada y partida, también conocidos como puntos
silla de entrada y salida, se encuentran sobre el eje real o se producen en
pares complejos conjugados. Si hay lugar de las raíces entre dos polos de
lazo abierto adyacentes sobre el eje real, entonces hay punto de ruptura.
En forma similar, si hay lugar de las raíces entre dos ceros adyacentes
sobre el eje real, entonces hay punto de ruptura entre los dos ceros.
a)
Puntos de ruptura por medio de derivación.
Se reescribe la ecuación característica como
B(s) + kA(s) = 0
Los puntos de ruptura se pueden determinar de las raíces de
dk
=0
ds
(6.6)
Si una raíz de la ecuación (6.6) cae sobre el lugar de las raíces sobre
el eje real, se trata de un punto de ruptura, en caso de la raíz no se
encuentre. Para este caso en particular
k=−
s3 + 6s2 + 7s + 7
s
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¡
¢ ¡
¢
s 3s2 + 12s + 7 − s3 + 6s2 + 7s + 7
dk
=−
=0
ds
s2
2s3 + 6s2 − 7 = 0
al determinar las raíces, éstas son
s1
s2
s3
= −2,38
= −1,55
= 0,94
Las raíces que se encuentran sobre el lugar de las raíces, son puntos
de ruptura, en este caso son s1 = −2,38 y s2 = −1,55
5.
Determinar los ángulos de partida (ó angulos de llegada) del lugar de las
raíces desde los polos complejos (o ceros complejos)
a)
b)
Angulo de partida desde un polo complejo = 180o − (suma de los
ángulos de los vectores al polo complejo en cuestión desde los otros
polos) + (suma de los ángulos de los vectores al polo complejo en
cuestión desde los ceros)
Angulo de llegada hacia un cero complejo = 180o − (suma de los
ángulos de los vectores al cero complejo en cuestión desde los otros
ceros) + (suma de los ángulos de los vectores al cero complejo en
cuestión desde los polos)
El ángulo de partida de nuestro polo complejo conjugado, ubicado en
s = −0,5724 + 1,0555i es igual a 180o − (α1 + α2 ) + β = 180o −
(90o + 13,78o ) + 118,5o = 194,72o . El ángulo de partida del polo de
lazo abierto en s = −0,5724 − 1,0555i es −194,72o
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6.
Determinar el valor de K para el cual el lugar de las raíces cruza el eje
imaginario. A partir del polinomio característico (6.5), se aplica el criterio
de Routh para verificar el rango de estabilidad
s3 + 6s2 + 7s + 7 + 7Kd s = 0
s3 + 6s2 + 7 (1 + Kd ) s + 7 = 0
s3
s2
s1
s0
1
6
7(1 + Kd )
7
35+42Kd
6
7
De la tercera fila 35 + 42Kd > 0 → Kd > −0,833, lo cual implica que el
lugar de las raíces no cruza el eje imaginario para toda Kd ≥ 0.
7.
El lugar de las raíces se muestra en la siguiente figura, a partir de él
se busca determinar el valor de Kd (si es que existe), tal que se tengan
los polos dominantes en ξ = 0,7071 y con un tiempo de establecimiento
ts = 4,3668seg
De la condición de tiempo de establecimiento ts = ξω4n = 4,3668 → ξω n =
0,916 y de la condición de ξ = 0,7071, se puede obtener la ubicación del
polo que cumple con ambas especificaciones
sd = −0,916 ± j0,916
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Si existe el valor de Kd tal que los polos dominantes sean sd se debe
verificar si se satisface la condición de ángulo
¯
¯
s
¯ = 180o
∠K 3
(6.7)
2
s + 6s + 7s + 7 ¯sd
Sustituyendo el valor del polo deseado sd en la ecuación (6.7) se obtiene
∠ (−0,4316 + 0,0006i) K| = 180o
0,0006
y la tg −1 ( −0,4316
) = 180o La ganancia K no afecta en el ángulo por lo
que se satisface la condición de ángulo. Para determinar el valor de Kd
se utiliza la condición de magnitud
|(−0,4316 + 0,0006i) K| = |0,4316K| = 1
K = 2,31 → Kd = 0,3
Ejercicio 73 Considérese el sistema de control mostrado en la siguiente figura.
donde
G(s) =
1
s (s + k)
1.
Trace el gráfico del lugar de las raíces para k ≥ 0
2.
Determine el valor de k tal que ts ≤ 10seg
3.
Determine el valor de k tal que Mp ≤ 10 %.
4.
El rango de k que cumpla con las condiciones anteriores.
Solución 74
1. El polinomio característica es
1+
1
=0
s (s + k)
el cuál no se encuentra en el formato. Por lo tanto, hay que reescribirlo
para llevarlo al formato adecuado
s2 + ks + 1 = 0
s
=0
1+k 2
s +1
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La ubicación de los polos y ceros de la función de transferencia de lazo
abierto se muestra en la siguiente figura:
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