Amplificador Operacional de Transconductancia Completamente

Amplificador Operacional de Transconductancia
Completamente Diferencial con 1.2 V de Alimentación
y Amplio Rango de Operación
J. M. Carrillo, G. Torelli, M. A. Domínguez, R. Pérez-Aloe, J. M. Valverde y J. F. Duque-Carrillo

Resumen—Se presenta en esta contribución el diseño de un
amplificador operacional de transconductancia (OTA) completamente diferencial adecuado para la operación con bajo voltaje
de alimentación. La etapa de entrada del amplificador utiliza
transistores MOS conducidos mediante el substrato, cuya
transconductancia efectiva se incrementa mediante un lazo de
realimentación parcialmente positivo. La componente de DC del
voltaje diferencial de salida es controlada mediante una red de
realimentación del modo común apropiada para la operación con
bajo voltaje. El elemento de transconductancia resultante se ha
incluido en la implementación de un filtro paso-baja
completamente diferencial de segundo orden OTA-C capaz de
operar con 1.2 V de alimentación. Se proporcionan resultados
simulados, obtenidos en tecnología CMOS estándar de 0.35-m.
Palabras Clave—Amplificador operacional de transconductancia, bajo voltaje, filtro continuo en el tiempo OTA-C,
transistor MOS conducido mediante el substrato
I. INTRODUCCIÓN
E
L diseño actual de circuitos integrados se caracteriza por
la continua bajada del voltaje de alimentación. Este
hecho origina la necesidad de que los circuitos analógicos
presenten un amplio rango de operación, de modo que se
obtenga una relación señal-ruido aceptable [1]–[3]. Este
requisito hace que las etapas de entrada convencionales,
basadas en un par diferencial, no sean adecuadas para la
operación con bajo voltaje, debido a la limitación de los
pares de canal n y p a operar cerca de la alimentación
negativa y positiva, respectivamente.
La solución tradicional para obtener una etapa de entrada
con amplio rango de voltaje de modo común de entrada
consiste en conectar en paralelo un par diferencial de canal n
y uno de canal p [1]. El principio de operación se basa en
tener al menos uno de los pares activo para cualquier nivel
de la señal de entrada desde la alimentación negativa (VSS o
masa) hasta la positiva (VDD). Sin embargo, esta
aproximación no es apropiada para la operación con voltajes
de alimentación extremadamente bajos, VDD ~ VGS + VDSat
(con el significado habitual de los símbolos), ya que existe
una región en el medio del rango de voltaje de entrada
donde ninguno de los pares de entrada puede ser encendido.
Por otro lado, el uso de una etapa compuesta presenta
inconvenientes tales como el aumento de la complejidad del
circuito, con el consecuente aumento del consumo de
potencia y de área de silicio, y su reducida linealidad, debido
a la inherente distorsión de cruce [4].
Una alternativa interesante para incrementar el rango de
voltaje de entrada de modo común de un par diferencial
consiste en aplicar la señal de entrada al terminal substrato
de los transistores MOS de entrada y formar el canal de
estos dispositivos mediante la aplicación en su puerta de un
voltaje de polarización adecuado [5, 6]. En este caso, el
voltaje de entrada de modo común se extiende, ya que ahora
no es necesario destinar una parte del voltaje de entrada a
encender los dispositivos de entrada. Una desventaja de esta
solución para algunas aplicaciones consiste en que la
transconductancia del substrato (gmb) es más pequeña que la
transconductancia de la puerta (gm) en un factor que oscila
entre 4 y 5 en tecnologías CMOS estándar. Sin embargo,
este inconveniente puede ser solucionado aumentado la
transconductancia efectiva de entrada con la ayuda de
técnicas de diseño apropiadas [6]. El uso de transistores
MOS conducidos mediante el substrato permite obtener un
amplio rango de operación sin riesgo de latch-up, siempre
que el valor de la corriente a través del terminal substrato se
mantenga en un nivel bajo y el layout del circuito sea
cuidadosamente trazado [5]. Además, la corriente de entrada
que fluye a través de la unión pn fuente-substrato de los
transistores de entrada se puede mantener en un nivel muy
bajo, incluso cuando dicha unión es polarizada en directa,
siempre que el voltaje en el terminal puerta sea ajustado
convenientemente [7]. Se presenta un amplificador
operacional de transconductancia (OTA) completamente
diferencial con transistores MOS de entrada conducidos
mediante el substrato con realce de la transconductancia
efectiva [6]. El bloque resultante se ha utilizado en la
implementación de un filtro de tiempo continuo OTA-C
capaz de operar con un reducido voltaje de alimentación.
II.OTA DE BAJO VOLTAJE COMPLETAMENTE DIFERENCIAL
Trabajo financiado por la Dirección General de Universidades del Ministerio
de Educación y Ciencia mediante la beca de movilidad PR2007-0509 y por la
Junta de Extremadura y el FEDER a través del proyecto de investigación
PRI09A080 y de las ayudas a grupos de investigación GR10128.
J. M. Carrillo, M. A. Domínguez, R. Pérez-Aloe, J. M. Valverde y J. F.
Duque-Carrillo: Dpto. Ing. Eléctrica, Electrónica y Automática, Universidad
de Extremadura, 06006 Badajoz, España (teléfono: +34 924 289594; correoe: [email protected]).
G. Torelli: Dipartimento di Elettronica, Università di Pavia, 27100 Pavia,
Italia (correo-e: [email protected]).
La Fig. 1 ilustra el esquemático de un OTA
completamente diferencial, cuya etapa de entrada incluye
transistores MOS conducidos mediante el substrato. Los
dispositivos MLP representados en color gris no se tienen en
cuenta por el momento. Se ha elegido una implementación
PMOS ya que se ha considerado una tecnología de pozo tipo
n. Las señales de entrada (Vi, Vi) se aplican a los
VDD
VDD
Vcm
IB
IBM

Vi
Vi
A
M10R
MU

MLNC
MLN
MLP
IBMR
Vo
MI
M1R
MLNC
MLN
MLP
IBR
IBMR
VAGND
Vo1
Vcm

MI
IBR
M10CR
B
Vo
MD
Vcm
IBM

MU
M2R
Vo2
M3R
M7CR
M4R
M8CR
A
MD
M9R
B
M7R
M5R
M8R
M6R
Figura 1. OTA completamente diferencial con etapa de entrada con
transistores MOS conducidos mediante el substrato.
Figura 2. Red de control del modo común para el OTA completamente
diferencial de la Fig. 1.
terminales substrato de los transistores MI, mientras que sus
puertas son conectadas a masa para formar el canal. Los
transistores MLN, conectados como diodo y polarizados
mediante una corriente IBM, son utilizados junto con los
dispositivos MD para reflejar la corriente que circula a
través de los transistores de entrada hacia la rama de salida.
En dichas condiciones, la transconductancia efectiva de la
etapa de entrada es igual a la transconductancia del substrato
de los transistores MI, gmb,MI. Los transistores MLP en la
Fig. 1 se utilizan para implementar un lazo de
realimentación parcialmente positivo [8]. Su efecto es
disminuir la conductancia en los nudos A y B y proporcionar
una transconductancia de entrada efectiva igual a
parcialmente positivo, limitando éste la máxima frecuencia
de operación del circuito. La posición de este polo
secundario puede ser expresada como:
g m ,eff  g mb , MI 
1
1
 g mb ,MI 
g m , MLP
1
1
g m , MLN
(1)
donde gm,MI y gmb,MI son las transconductancias de la puerta y
el substrato, respectivamente, de los transistores MI, gm,MLN
y gm,MLP son las transconductancias de puerta de los
transistores MLN y MLP y  = gm,MLP/gm,MLN. Obviamente,
gm,MLP debe ser menor que gm,MLN para impedir que el lazo
de realimentación total se haga positivo. El término 1/(1– )
puede ser definido como el factor realce de
transconductancia (RT), y puede ser ajustado al valor
deseado, siempre mayor que la unidad. En particular, el
factor RT depende de la relación gm,MLP/gm,MLN y, por tanto,
se ajusta adecuadamente seleccionando la relación de
aspecto W/L de los transistores MLN y MLP. Si se desea un
factor RT igual a 5, cantidad que representa
aproximadamente el valor de la relación gm/gmb en la
tecnología considerada, gm,MLP debe ser ajustado igual a
(4/5)∙gm,MLN. Cuando los transistores de la carga activa
operan saturados en la región de inversión fuerte, esta
condición es equivalente a hacer (W/L)MLP = 4/5∙(W/L)MLN:
en efecto, el cociente entre las corrientes de polarización que
circulan a través de MLP y MLN también es proporcional al
cociente (W/L)MLP/(W/L)MLN. El valor de esta relación se
puede alcanzar con gran precisión en tecnología CMOS.
El realce de transconductancia ilustrado causa un aumento
de la ganancia en DC y del GBW. Sin embargo, existe un
polo secundario, asociado al nudo donde se decrece la
conductancia con la ayuda del lazo de realimentación

p a b 
g m , MLN  g m , MLP 
C p ,a b

donde Cp,a–b representa la capacidad parásita en los nudos A y
B. La localización de este polo depende de las capacidades
parásitas y, por tanto, su posición puede ser situada a alta
frecuencia si los tamaños de los transistores conectados al
mismo son minimizados. El tamaño mínimo de cada
dispositivo está limitado por el máximo valor del voltaje
drenador-fuente, VDSat, necesario para asegurar su operación
en la región de saturación.
III. CIRCUITO DE REALIMENTACIÓN DEL MODO COMÚN
La componente de modo común del voltaje de salida (Vo,
del OTA completamente diferencial de la Fig. 1 ha de
ser ajustado a un nivel adecuado. Habitualmente se elige el
voltaje intermedio entre VDD y VSS (o masa), ya que de este
modo se consigue maximizar la amplitud de la señal de
salida. La salida del OTA de la Fig. 1 es controlada
mediante el circuito de realimentación del modo común
ilustrado en la Fig. 2. La red se basa en un detector de modo
común implementado mediante dos pares diferenciales
conectados en paralelo [9]. Los pares en la red de
realimentación del modo común incluyen transistores de
entrada MOS conducidos mediante el substrato, con el
propósito de no limitar la excursión de la señal de salida del
OTA. La componente de modo común de la señal de salida
es comparada con el nivel de modo común deseado a la
salida, generalmente VAGND o masa analógica, y la corriente
generada da lugar a una señal de voltaje, Vcm, que es
utilizada en el amplificador completamente diferencial para
cerrar un lazo de realimentación negativa. Los transistores
M5R y M6R, en color gris, se incluyen para implementar un
lazo de realimentación parcialmente positivo, el cual tiene
dos objetivos principales. Por un lado, el valor de la
ganancia de lazo de modo común (LGCM) y el producto
ganancia-ancho de banda de modo común (LGBWCM) son
incrementados, de modo que son comparables a los valores
correspondientes a aquellos de la señal de modo diferencial
(LGDM y LGBWDM). Por otro lado, e incluso más importante,
Vo)
VDD

G
 m2

G
 m1
Vi
M11
Vo
IB
Vcm
IBM
C2
C1
M12
IB
IBM
Vi2
Vi1
Vo1
M1
M2
Vi4
Vi3
M3
M8C
M7C
(a)

Vi

Vi1
Vi2
Vi3
Vi4
2C1
Vo2

  
Gm1
  

Vo1
M9
Vi1
Vi2
Vi3
Vi4
Vo2

  
Gm2
  

Vo1
2C1

2C2
(b)
la presencia de estos dos dispositivos hace que las
estructuras del amplificador completamente diferencial y de
la red de detección del modo común sean muy similares. De
este modo, la precisión del mecanismo de realimentación
que gobierna el control del modo común de salida es
incrementada, conduciendo a un valor para el modo común
de salida muy similar al idealmente deseado.
IV. FILTRO PASO-BAJA OTA-C DE SEGUNDO ORDEN
El OTA presentado posee un amplio rango de entrada en
modo común, gracias al uso de transistores MOS de entrada
conducidos mediante el substrato. Por ello, este bloque es
adecuado para ser utilizado en una estructura en la que los
amplificadores estén conectados en configuración de
realimentación no inversora. Para determinar las
prestaciones del OTA propuesto se ha diseñado un filtro
paso-baja OTA-C de segundo orden, basado en la estructura
mostrada en la Fig. 3(a). El filtro está compuesto por dos
transconductores (Gm1 y Gm2) y dos condensadores (C1 y C2),
realizando la siguiente función de transferencia:
G m1G m 2
C1C 2
G
G G
s 2  m 2  s  m1 m 2
C2
C1C 2
(3)
De (3), la ganancia en DC (K), la frecuencia de corte ( o),
y el factor de calidad (Q) del filtro se deducen fácilmente
como:
K 1
 o  Gm1Gm 2 C1C 2
Q
Gm1
G m 2   C 2 C1 
M6 M8
M10
Vo
Figura 3. Diagrama de bloques del filtro paso baja OTA-C de segundo
orden: (a) salida única y (b) salida completamente diferencial.
V ( s)
H (s)  o

Vi ( s )
M7 M5
Figura 4. OTA completamente diferencial utilizado en la implemencación
del filtro OTA-C.
2C2

Vo2
M4
(4a)
(4b)
(4c)
El filtro OTA-C de la Fig. 3(a) utiliza un reducido número
de componentes y, por tanto, la ganancia a baja frecuencia K
es fija. Además, para Gm1 = Gm2 = Gm el circuito posee un
factor de calidad también fijo, que viene dado por un
cociente de condensadores, y una frecuencia de corte
ajustable o, que se puede programar por medio de la
corriente de polarización IB de los OTAs.
A partir del diagrama conceptual de la Fig. 3(a) se puede
determinar la versión completamente diferencial del filtro,
ilustrada en la Fig. 3(b), la cual permite mejorar las
prestaciones del sistema. Como se puede observar, se
utilizan dos condensadores idénticos conectados a masa, en
vez de usar un único condensador flotante conectado entre
los terminales de salida de cada OTA. El objetivo de esta
elección es estabilizar, simultáneamente, mediante dichos
condensadores la respuesta en frecuencia del lazo de
realimentación del modo común. Como se ilustra en la Fig.
3(b), los OTAs poseen cuatro terminales de entrada y dos
terminales de salida, de modo que se pueda implementar la
estructura con la realimentación no inversora requerida.
La implementación de un OTA completamente diferencial
con cuatro terminales de entrada y dos de salida se ilustra en
la Fig. 4. Como se puede observar, este bloque básico está
basado en un amplificador diferencial de diferencias de una
etapa [10]. El uso de transistores conducidos mediante el
substrato permite incrementar el rango de entrada de modo
común, mientras que la transconductancia efectiva de
entrada del OTA es realzada mediante el uso de la técnica
basada en un lazo de realimentación parcialmente positivo,
descrita en la Sección II. La componente de modo común
del voltaje de salida del OTA completamente diferencial es
controlada por el lazo de realimentación del modo común
descrito en la Sección III e ilustrado en la Fig. 2.
V. RESULTADOS SIMULADOS
El filtro de la Fig. 3(b), incluyendo el OTA
completamente diferencial de la Fig. 4 y el circuito de
control de modo común de la Fig. 2, fue diseñado en
tecnología CMOS estándar de 0.35-m, para operar con un
voltaje de alimentación de 1.2 V. Las corrientes de
polarización IB, IBM, IBR e IBMR, fueron ajustadas a 30 A, 6
A, 30 A y 6 A, respectivamente. El valor nominal del
factor RT en la etapa de entrada de los OTAs fue ajustado a
4. Este realce fue obtenido ajustando los tamaños de los
transistores MLN y MLP a 10/1.4 m/m y 7.5/1.4 m/m,
respectivamente. Como resultado, el valor simulado de la
transconductancia efectiva de los dos OTAs fue Gm1 = Gm2 =
TABLA I. PRESTACIONES SIMULADAS DEL FILTRO PASO-BAJA OTA-C
(TECNOLOGÍA: 0.35-m CMOS, VDD = 1.2 V)
magnitude (dB)
0
Parámetro
fo
Q
Ruido total referido a la entrada (1 Hz – 4 MHz)
Vin para –40dB-THD @ fi = 1 kHz
Rango dinámico (–40dB-THD)
Consumo de potencia en DC
-20
-40
-60
2
10
IB = 300 nA: fo = 60 kHz
IB = 950 nA: fo = 185 kHz
IB = 3 A: fo = 562 kHz
IB = 9.5 A: fo = 1.65 MHz
IB = 30 A: fo = 4 MHz
10
3
10
4
10
5
6
7
10
10
8
10
frequency (Hz)
Figura 5. Programabilidad simulada de la frecuencia de corte (fo) del filtro
paso-baja OTA-C de segundo orden para Q = 1/√2.
-40
amplitud de la señal sinusoidal de entrada. En particular, se
aplicaron señales de 1 kHz y 100 kHz a los terminales de
entrada del filtro. Como se puede observar, se obtuvo una
alta linealidad para valores grandes de la amplitud de la
señal de entrada, gracias al amplio rango de operación del
OTA diseñado. Finalmente, la Tabla I proporciona un
resumen de las prestaciones simuladas del filtro paso-baja
OTA-C completamente diferencial de segundo orden.
-50
THD (dB)
VI. CONCLUSIÓN
-60
fin = 1 kHz
fin = 100 kHz
-70
0.0
Valor
4 MHz
1/√2
222.8 Vrms
1.8 Vpp
69.1 dB
657 W
0.5
1.0
1.5
2.0
Vin(Vpp)
Figura 6. THD simulada del filtro OTA-C para una señal sinusoidal de
entrada con frecuencias 1-kHz y 100-kHz frente a su amplitud
(fo = 4 MHz).
El uso de transistores MOS conducidos mediante el
substrato constituye una solución eficiente para implementar
una etapa de entrada con amplio rango de operación. Su
transconductancia puede ser incrementada mediante el uso
de un lazo de realimentación parcialmente positivo. El uso
conjunto de estas dos técnicas ha permitido diseñar un
amplificador diferencial de diferencias completamente
diferencial. Dicho amplificador, capaz de operar con una
alimentación de 1.2 V, constituye el principal bloque básico
de un filtro paso baja OTA-C que ha sido realizado en
tecnología CMOS estándar de 0.35-m.
REFERENCIAS
Gm = 295 A/V. Los valores de los condensadores elegidos
fueron 2C1 = 40 pF y 2C2 = 20 pF. Esta elección
proporcionó valores teóricos para fo y Q, de 3.32 MHz y
1/√2, respectivamente.
Los valores simulados de LGDM y LGBWDM del OTA de la
Fig. 4 fueron 44.2 dB y 4.38 MHz, respectivamente, con un
margen de fase de 75.7º cuando se conectaron
condensadores de carga de 20 pF a sus terminales de salida.
Los valores simulados de LGCM y LGBWCM fueron 44.3 dB y
4.53 MHz con un margen de fase de 73.2º para el mismo
valor de los condensadores de carga.
La Fig. 5 muestra la respuesta en frecuencia simulada del
filtro paso baja OTA-C completamente diferencial de segundo
orden de la Fig. 3(b). El valor de fo para IB = 30 A fue 4
MHz. El desacuerdo respecto al valor teórico indicado
anteriormente se debe al hecho de que el factor de calidad
simulado es mayor que el teórico, causando un pequeño pico
en la respuesta de la magnitud, en la región de frecuencia
cercana a fo. La programabilidad de la frecuencia de corte del
filtro se obtuvo barriendo el valor de Gm1 y Gm2, es decir,
modificando el nivel de la corriente de polarización de los
pares diferenciales, IB. Como Gm1 = Gm2, el factor de calidad
Q, dado por (4c), depende solamente de un cociente de
condensadores y es, por tanto, mantenido constante.
La distorsión simulada de filtro OTA-C se ilustra en la
Fig. 6, donde la THD es representada como función de la
[1]
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[2] J.M. Carrillo, J.F. Duque-Carrillo, G. Torelli, and J.L. Ausín,
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