oscar alberto garcia zetina

UNIVERSIDAD VERACRUZANA
FACULTAD DE INSTRUMENTACIÓN ELECTRÓNICA
“MEDIDA DE LA FRECUENCIA CARDIACA
MEDIANTE IPG CON UN DISPOSITIVO PORTATIL”
TESIS
QUE PARA EVALUAR LA EXPERIENCIA RECEPCIONAL (MEIF), DEL PROGRAMA
EDUCATIVO DE INGENIERÍA EN INSTRUMENTACIÓN ELECTRÓNICA
PRESENTA:
OSCAR ALBERTO GARCIA ZETINA
DIRECTORES:
DR. PABLO SAMUEL LUNA LOZANO
DR. FRANCISCO JAVIER GONZÁLEZ MARTÍNEZ
XALAPA, VERACRUZ.
JUNIO 2015
Contenido
INTRODUCCIÓN .................................................................................................. 5
Capítulo 1. Sistema de medida IPG ...................................................................... 1
1.1 Pletismografía por impedancia eléctrica .............................................................. 3
1.2 Alimentación bipolar ........................................................................................... 5
1.2.1 Alimentación de +5 V ......................................................................................................... 5
1.3 Modulación......................................................................................................... 6
1.3.1 Generador de Onda portadora .......................................................................... 7
1.3.2 Electrodos .......................................................................................................................... 8
1.3.3 Amplificador de instrumentación .................................................................................... 10
1.4 Demodulación ................................................................................................... 13
1.4.1 Multiplicador analógico ................................................................................................... 14
1.4.2 Filtro pasa bajas ............................................................................................................... 19
1.5 Filtro pasa altas ................................................................................................. 21
1.6 Amplificación y Filtrado ..................................................................................... 22
1.6.1 Circuito inversor-comparador .......................................................................................... 22
1.7 Visualización del pulso cardiaco ......................................................................... 24
1.7.1 Pantalla de cristal líquido LCD .......................................................................................... 25
Capítulo 2. Detección de la frecuencia cardiaca a partir del IPG ......................... 27
2.1 Algoritmo de programación ............................................................................... 28
2.2 Ventajas de los lenguajes de programación de alto nivel .................................... 30
Capítulo 3. Pruebas y resultados ....................................................................... 32
3.1 Método de Bland-Altman .................................................................................. 32
3.2 Resultados ........................................................................................................ 32
Capítulo 4. Conclusiones ................................................................................... 37
Referencias....................................................................................................... 39
Anexo A............................................................................................................ 41
INTRODUCCIÓN
Existe un gran interés de la comunidad en la tecnología, especialmente las
que tiene importantes implicaciones para la salud.
El monitorear la frecuencia cardiaca (número de contracciones del corazón
por unidad de tiempo) representa una útil herramienta para el cuidado y control de
la salud. En situaciones de emergencia, la frecuencia del pulso cardiaco puede
ayudar a determinar si el corazón del paciente está bombeando la suficiente
sangre oxigenada al resto del cuerpo.
El objetivo de este trabajo, es desarrollar un dispositivo portátil capaz de
medir la frecuencia cardiaca a partir del método de pletismografía de impedancia
eléctrica (del inglés IPG). Éste dispositivo portátil contendrá cuatro pequeñas
placas metálicas que fungirán como electrodos, estas tendrán las siguientes
funciones: dos de ellas inducirán una señal sinusoidal de frecuencia de 10 kHz, las
restantes medirán los cambios de voltaje provocados por dicha señal al pasar por
la extremidad.
Los estudios de la bioimpedancia eléctrica se basan en la estrecha relación
que existe entre las propiedades eléctricas del cuerpo humano, la composición
corporal de los diferentes tejidos y del contenido total de agua en el cuerpo. Un
diagrama general del funcionamiento del sistema de pletismografía de impedancia
se muestra en la Figura A.
0
CA
00
0
AI
FPA1
DESMODULADOR
FPB1
Figura A.- Diagrama a bloques del funcionamiento del sistema
AMPLIFICACION
Capítulo 1. Sistema de medida IPG
La pletismografía por impedancia (IPG) es un método que se emplea para
medir cambios de presión y volumen del tejido, orientado al análisis clínico,
utilizando la impedancia eléctrica del cuerpo humano [1]. Para detectar estos
cambios de impedancia en el tejido, es necesaria una implementación electrónica,
la cual se desglosa en este capítulo.
Un panorama general de la arquitectura del circuito de detección del pulso
de la frecuencia cardiaca se muestra en la Figura 1.1.
Figura 1.1. Diagrama a bloques del circuito detector de pulsos cardiacos por medio de la
impedancia eléctrica.
1
Las etapas del circuito de la Figura 1.1 se describen a continuación:
1. Etapa de modulación. Consta de las siguientes partes:
a. Electrodos: en este trabajo, los electrodos externos como internos
serán colocados en el antebrazo, los electrodos externos serán los
encargados de inyectar una señal en la extremidad, y los electrodos
internos de medir la señal que es producto del oscilador y el pulso
cardiaco
b. Amplificador de instrumentación (AI): es el encargado de medir las
dos señales de los electrodos internos y su diferencia será
multiplicada por un factor común que es la ganancia del AI.
c. Generador de onda: Genera una señal sinusoidal de 10 kHz, que
excita los tejidos de la extremidad a medir, además ésta señal es
utilizada para generar las ondas cuadradas para la etapa de
desmodulación.
2. Etapa de desmodulación. La señal del pulso cardiaco de baja frecuencia se
modula en una señal de alta frecuencia, es por esta razón que es necesario
desmodular la señal de excitación. Esta etapa consta de las siguientes
partes:
a. Generador de onda cuadrada no invertida
b. Generador de onda cuadrada invertida
c. Interruptor analógico: su función, con ayuda de las ondas cuadradas
generadas,
es
básicamente
rectificar
media
onda
la
señal
proveniente del AI.
d. Amplificador ±1 con ganancia unitaria. Aquí van a entrar tanto la
señal modulada (proveniente del AI) y la señal rectificada
(proveniente del interruptor analógico). La salida será la señal
demodulada con componentes de alta frecuencia.
e. Filtro pasa baja. Se utiliza para atenuar las componentes de alta
frecuencia que acompañan al pulso cardiaco.
2
3. Etapa de filtrado y amplificación. En esta etapa consta de las siguientes
partes :
a. Filtro pasa altas. Se utiliza para atenuar las componentes de baja
frecuencia como son los componentes de impedancia basal y dejar
pasar únicamente las componentes pertenecientes al pulso cardiaco.
4. Inversor/comparador: Como se utilizó un circuito amplificador inversor es
necesario volver a invertir la señal para obtener los pulsos positivos. El
comparador es el encargado de convertir picos analógicos en pulsos
cuadrados que representan los pulsos cardiacos, para que estos puedan
ser contabilizados por un microcontrolador.
5. Microcontrolador: Es el encargado de procesar la información digital
proveniente del comparador y aplicar el algoritmo del cálculo de los pulsos
cardiacos.
6. Pantalla de cristal líquido; Despliega el número de pulsos cardiacos de la
persona medida, y es controlado por el microcontrolador.
1.1 Pletismografía por impedancia eléctrica
En los organismos biológicos la electricidad es transportada por el
movimiento de iones en los fluidos intracelulares y extracelulares. Al hacer circular
una corriente de baja frecuencia a través del tejido, la conducción ocurre
estrictamente en el espacio extracelular. Por el contrario, cuando la frecuencia de
la corriente es cercana a 250 kHz, ésta pasa a través de las membranas
(intracelular) [2].
En el caso de aplicaciones médicas, el ángulo de fase del rango de
frecuencias en el que trabajan los instrumentos, los componentes reactivos y
resistivos, es tan pequeño que se pueden despreciar los efectos no resistivos y
modelar el cuerpo como una impedancia resistiva [2]. Si la concentración de iones
de los fluidos se mantiene constante, entonces la impedancia resistiva en un
segmento del cuerpo es inversamente proporcional al total de fluido contenido en
dicho segmento [3].
3
En la Figura 1.2 se muestra el modelo de Swanson, el cual es un método
basado en la resistividad del cuerpo para una extremidad cilíndrica. Una
extremidad cilíndrica tiene una longitud 𝑳 y una sección transversal de área 𝑨, 𝒁𝒃
representa la impedancia de la sangre, 𝒁 representa la impedancia de la piel y ∆𝑨
es el incremento del área en la sección transversal de la extremidad. Debido al
cambio de volumen de la sangre, se causa un incremento del área de la sección
transversal de la extremidad. Con cada pulso de presión, 𝑨 se incrementa hasta
en un ∆𝑨. Esto causa un cambio en 𝒁𝒃 , que estará en paralelo con 𝒁.
(a)
(b)
Figura 1.2. (a) Modelo de Swanson para la pletismografía por impedancia. (b) Modelo
eléctrico de las impedancias en paralelo de 𝒁 y 𝒁𝒃 .
El modelo asume tres suposiciones [2].
1. La expansión de las arterias es uniforme.
2. La resistividad de la sangre no varía.
3. Las líneas de corriente van paralelas a las arterias
El cambio de volumen debido al flujo sanguíneo, en una porción del cuerpo, se
calcula midiendo la variación de impedancia eléctrica en dicha porción.
En realidad, en el tratamiento teórico para la aplicación médica, en el cambio
de volumen de una porción del cuerpo, existen otros factores que no se han
tomado en cuenta porque no son útiles en esta aplicación, como el hecho de que
la resistencia eléctrica de la sangre se ve afectada por la orientación de los
glóbulos rojos.
La sangre estática con una distribución aleatoria de glóbulos rojas tiene más
alta resistencia que en la dirección longitudinal en la que se mueve la sangre, ya
que los glóbulos rojos están orientados en la dirección del flujo sanguíneo [4].
4
Actualmente los instrumentos médicos utilizados para medir impedancia
eléctrica, utilizan altas frecuencias (para instrumentos médicos se consideran altas
frecuencia de entre 10 kHz y 250 kHz) [1].
El método de IPG exige el uso de una fuente de corriente, en la sección 1.3.1
se muestra y se analiza un generador de voltaje alterno con su respectiva
resistencia en serie, aplicando el teorema de Norton se deduce el circuito
equivalente correspondiente a una fuente de corriente, cumpliendo así el
requerimiento del método.
1.2 Alimentación bipolar
En el diseño electrónico de este proyecto, se utilizaron amplificadores
operacionales, estos dispositivos requieren que las fuentes de alimentación sean
bipolar simétricas. Para este fin, se construyó una fuente bipolar de ±9 V,
utilizando dos baterías de 9 V conectadas en serie con una “terminal común”. El
término “terminal común” en las fuentes se refiere al punto común de conexión de
estas. En la Figura 1.3 se muestra el diagrama correspondiente a la fuente
ocupada en esta tesis. En este diagrama se destaca la idea de que una fuente de
alimentación bipolar contiene dos fuentes conectadas en serie en el mismo
sentido.
Figura 1.3. Configuración de la fuente alimentación.
1.2.1 Alimentación de +5 V
Los dispositivos electrónicos digitales generalmente requieren una fuente
de voltaje de 5 V para su correcto funcionamiento, con el fin de obtener este
5
voltaje fijo se utilizó el circuito integrado (C.I.) regulador de voltaje positivo de tres
terminales LM7805, con encapsulado TO220 y con capacidad de suministrar una
corriente de hasta 1 A. El dispositivo posee como protección un limitador de
corriente por cortocircuito, y un limitador por temperatura que puede reducir el
nivel de corriente de salida. Estos C.I. son fabricados por numerosas compañías,
entre las que se encuentran National Semiconductor, Fairchild Semiconductor y
ST Microelectronics para mayores detalles véase en el anexo A.
En la Figura 1.4 se muestra el encapsulado TO220 del C.I. LM7805 [5].
Figura 1.4. C.I. LM7805 en encapsulado TO220 y la descripción de sus terminales.
1.3 Modulación
La modulación consiste en hacer que un parámetro de la onda portadora
cambie de valor de acuerdo con las variaciones de la señal moduladora, que es la
información que se va a transmitir [6].
Esta etapa se desarrolla dentro de los cuatro electrodos ocultos junto con
un circuito generador de la señal portadora. Un diagrama bloques de la etapa de
modulación se muestra en la Figura 1.5.
Figura 1.5. Etapa de Modulación.
6
1.3.1 Generador de Onda portadora
Para generar la onda portadora de 10 kHz se ocupa el circuito de la Figura
1.6.
Figura 1.6. Circuito generador de la señal portadora de 10 kHz.
Este generador funciona como el circuito de disparo Schmitt [7], en donde el
voltaje de referencia para la acción del comparador depende del voltaje de salida.
Este circuito se clasifica también como un multivibrador astable [8].
Si el nivel de salida 𝑽𝑜 es alto, entonces el condensador se cargará a través
de 𝑹𝟑 hasta que el nivel de tensión en la entrada inversora exceda el de la entrada
no inversora. En ese preciso instante, la salida se conmutará a la polaridad
contraria, y el condensador entonces se descargará y cargará hasta que de nuevo
alcance el nivel de la entrada no inversora, continuando la oscilación. Modificando
los umbrales del amplificador por medio de los valores de 𝑹𝟏 y 𝑹𝟐 se evita la
saturación, y transforma la onda cuadrada en onda sinusoidal, mostrada en la
siguiente Figura [1.7].
7
Figura 1.7. Señal generada por el circuito de la figura 1.6, modificando los valores de las
resistencias 𝑹𝟏 y 𝑹𝟐 .
Cabe mencionar que el circuito se utilizó con esta configuración debido a su
fácil implementación en el diseño del circuito final.
Como los niveles de salida positivos y negativos son de la misma duración,
resultarán semi ciclos del 50% del tiempo completo: el periodo 𝑻 se muestra en la
ecuación (1.1).
𝑻 = 𝟐𝑹𝟑 𝑪𝟏 ∙ 𝐥𝐧 [𝟏 +
𝟐𝑹𝟏
]
𝑹𝟐
(1.1)
1.3.2 Electrodos
La manera de obtener información acerca del entorno y transferirla a algún
instrumento electrónico, se lleva a cabo mediante un transductor; un transductor
es un dispositivo capaz de transformar un tipo de energía de entrada a otro tipo
de energía de salida. En el campo de la bioelectricidad los transductores utilizados
son llamados electrodos; los electrodos hacen una transferencia iónica del tejido
vivo del cuerpo hacia un dispositivo electrónico, el cual se encarga de procesarla
para posteriormente obtener información útil de la medición [4]; entre las señales
bioeléctricas más estudiadas y registradas se encuentran las del corazón
(electrocardiografía ECG), y las del cerebro (Electroencefalografía EEG), por citar
algunas [9].
Para adquirir las mediciones de estas señales, se suelen utilizar
principalmente dos tipos de electrodos, los electrodos de superficie y los
electrodos invasivos. Los electrodos de superficie son colocados en la superficie
8
de la piel y son capaces de tomar registros poblacionales de la actividad
dieléctrica; mientras que los electrodos invasivos son insertados en el tejido para
tomar directamente la diferencia de potencial existente entre la membrana celular
y la piel [4].
Existen varios tipos de electrodos de superficie, éstos se dividen
principalmente en dos grandes grupos: electrodos secos y electrodos húmedos.
Los electrodos húmedos son aquellos en los que entre la placa de metal y la piel
se encuentra una substancia electrolítica o gel conductor [10], esto se hace con el
fin de minimizar el ruido intrínseco que se genera entre el contacto de la piel y el
metal, este gel conductor mejora la conductividad y el flujo de la corriente. Los
electrodos secos como su nombre lo indica no contienen gel conductor o
substancia electrolítica.
Para este tipo de electrodos, A. Searle y L. Kirkup intentaron averiguar el
material (ellos experimentaron con tres materiales, aluminio, acero inoxidable y
titanio) con los que los electrodos secos debieran ser fabricados para asemejar el
comportamiento de los electrodos húmedos construidos a base de plata / cloruro
de plata (Ag/AgCl), descubriendo que los electrodos construidos a base de
aluminio y acero inoxidable presentaban una respuesta de impedancia de contacto
parecida y bastante aceptable comparado con los electrodos húmedos
mencionados anteriormente [10].
Los electrodos húmedos fueron elegidos para este trabajo de tesis ya que
estos presentan una mejor sensibilidad en la adquisición de la señale bioeléctrica.
Existen varias configuraciones de electrodos las cuales pueden variar, tanto en su
número como en sus características y tipo de material. La configuración más
utilizada es la tetrapolar, que se basa en cuatro electrodos de banda alrededor de
la porción de la extremidad que se quiere estudiar [9]. En la Figura 1.8, se muestra
esta conexión tetrapolar.
9
Figura 1.8. Arreglo de electrodos en la configuración tetrapolar,
en la que se puede apreciar el generador de señal.
1.3.3 Amplificador de instrumentación
Debido a que el pulso cardiaco se encuentra modulado en una señal
sinodal de mayor nivel de amplitud, es necesario utilizar un amplificador de
instrumentación [9]. El amplificador de instrumentación debe tener una alta
impedancia de entrada, baja impedancia de salida, una razón de rechazo en modo
común alta ( de sus siglas en ingles CMRR), respuesta plana en la banda de
paso, y una tensión baja de offset, el cual es una corriente de polarización del
amplificador que puede generar una tensión de desplazamiento.
El amplificador de instrumentación que se ocupó fue el AD620 [11] el cual
se muestra a continuación en la Figura 1.9:
(a)
(b)
Figura 1.9. (a) Amplificador de instrumentación, (b) circuito equivalente de un amplificador
de instrumentación con tres amplificadores operacionales.
10
La ecuación del voltaje de salida del amplificador de instrumentación es:
(1.2)
𝑽𝒐 = (𝑽𝟐 − 𝑽𝟏 )𝑮 + 𝑽𝒓𝒆𝒇
En donde 𝑽𝟏 y 𝑽𝟐 son los voltajes provenientes de la red de acoplamiento de
alta impedancia que a su vez, son los voltajes medidos a través de los electrodos
internos, 𝑽𝒓𝒆𝒇 es el voltaje de referencia, idealmente es 0 V y 𝑮 que representa la
ganancia del amplificador de instrumentación. Para poder determinar la ganancia
del amplificador de instrumentación se ocupa la ecuación (1.3), la cual se calculó a
una ganancia de 1000.
𝑮=
𝟒𝟗. 𝟒𝒌𝛀
+𝟏
𝑹𝒈
(1.3)
Para atenuar la componente de offset y otras señales que no sean de
nuestro interés así como también limitar el ancho de banda de la señal presente
en la salida del amplificador de instrumentación, es necesario tener un voltaje de
referencia que constantemente esté reduciendo a un valor insignificante a los
voltajes de estas señales. Es por ese motivo que utilizando un filtro pasa bajas con
frecuencia de corte igual o menor que la de la etapa frontal (explicada más
adelante) se atenúan las señales mencionadas, su conexión se muestra en la
Figura 1.10.
Figura 1.10. Ajuste del voltaje de referencia por medio de un filtro pasa bajas de primer orden.
Donde el voltaje de referencia se puede calcular de la siguiente manera:
𝑽𝒓𝒆𝒇 = −
𝑿𝒄 ∥ 𝑹𝟐
𝑽𝒐
𝑹𝟏
(1.4)
11
Sustituyendo la reactancia capacitiva 𝑿𝒄 y simplificando, se obtiene la
siguiente expresión.
𝑽𝒓𝒆𝒇 = −
𝑹𝟐
𝑽
𝑹𝟏 (𝒋𝝎𝑪𝑹𝟐 + 𝟏) 𝒐
(1.5)
En donde su frecuencia de corte 𝑓𝑐 está dada por la siguiente ecuación:
𝒇𝒄 =
𝟏
𝟐𝝅𝑹𝟐 𝑪
(1.6)
1.3.3.1 Etapa frontal
Debido a la naturaleza de la señal que se usara para la medición de la
frecuencia cardiaca, es necesario ocupar un circuito acoplador de alta impedancia,
a esta etapa se le conoce como etapa frontal, la cual se analizará a continuación.
La etapa frontal consta de un circuito del tipo diferencial que debe tener
como característica principal, que cuando se le aplica la misma tensión en ambas
entradas, la salida idealmente debe de ser cero, esto se le conoce como razón de
rechazo en modo común (CMRR), es decir el CMRR proporciona información
sobre qué tanto de la tensión de entrada en modo común estará presente en la
salida del circuito diferencial, Sin embargo, esto no sucede en el mundo real. Para
poder calcular dicho CMRR es:
𝑪𝑴𝑹𝑹 =
𝑨𝑫
𝑨𝑴𝑪
(1.7)
En donde 𝑨𝑫 es la ganancia en forma diferencial, que representa, por
cuanto se amplifica la señal en modo diferencial y 𝑨𝑴𝑪 es la ganancia en modo
común, es decir, cuando se conecta la misma señal en ambas entradas y
representa el factor por el cual la señal de entrada en modo común se estará
amplificando. La Figura 1.11 muestra la etapa frontal.
Figura 1.11. Red de acoplamiento de alta impedancia para una señal diferencial.
12
Para esta red la impedancia de entrada está determinada por 𝑹𝟏 y su
comportamiento es el de un filtro pasa altas de primer orden como se muestra en
la ecuación (1.8), en donde si 𝑹𝟐 𝑪 = 𝑹′𝟐 𝑪′ :
𝑨𝑫 =
𝒛
𝟏 + 𝒋𝝎𝑹𝟐 𝑪
(1.8)
En esta red de acoplamiento de alta impedancia la ganancia 𝑨𝑴𝑪 es
cercana a 0, como consecuencia de la ecuación (1.7), el CMRR tiende a ser
infinito. Para profundizar el análisis de la Figura 1.10 se recomienda ver la
referencia [12].
1.4 Demodulación
El concepto de demodulación se utiliza para recuperar la información
transportada por una onda portadora, que había sido modulada con dicha
información [13]. Este término es el opuesto a modulación.
En esta etapa se comprenden los siguientes circuitos: el multiplicador
analógico y el filtro pasa bajas.
Para llevar a cabo la demodulación, se debe multiplicar primero dos señales
(una de ellas proveniente del amplificador de instrumentación y otra del interruptor
analógico CD4016), el resultado de este multiplicador analógico se filtra mediante
un filtro pasa baja para eliminar componentes de alta frecuencia, obteniendo como
resultado la impedancia eléctrica del cuerpo humano. En la Figura 1.12 se observa
la etapa de demodulación.
VAI
Impedancia
Vclk
electrica
Multiplicador
Analógico
corporal
Filtro pasa bajas
Figura 1.12. Etapa de demodulación.
13
𝑉𝐴𝐼 representa la señal proveniente del amplificador de instrumentación, y 𝑉𝑐𝑙𝑘
representan las ondas cuadradas invertidas y no invertidas.
1.4.1 Multiplicador analógico
La etapa del multiplicador analógico consta de los circuitos generadores de
onda cuadrada invertida, no invertida, el interruptor analógico y del amplificador
±1.
1.4.1.1 Generadores de ondas cuadradas
Para generar los pulsos cuadrados con el mismo periodo de la señal
modulada, se puede tomar el circuito generador de la señal portadora y aplicar un
circuito comparador y un circuito inversor, la razón de esto es porque la señal
portadora contiene el mismo período de la señal modulada. En la Figura 1.13 se
muestran dichos circuitos.
Figura 1.13. De Izquierda a derecha, el primer amplificador es el generador de la señal
portadora, el segundo es el circuito generador de onda cuadrada no invertida, y el tercero es
el circuito generador de onda cuadrada invertida, en donde, 𝑹𝟒 = 𝑹𝟓 .
1.4.1.2 Interruptor analógico
El circuito integrado (desde ahora C.I.) CD4016BC es un interruptor bilateral
destinado a la transmisión o multiplexación de señales analógicas o digitales.
Contiene cuatro interruptores bilaterales con terminales de control independientes.
14
La Figura 1.14 muestra el diagrama interno del C.I. interruptor analógico
CD4016BC [14].
Figura 1.14. Diagrama del C.I. CD4016BC.
Se utilizan los interruptores B y D de los cuatro interruptores que contienen
el C.I. CD4016BC, la terminal de control del interruptor B será el pin 5 y del
interruptor D será el pin 12, serán manejados por la onda cuadrada no invertida e
invertida respectivamente, provocando que, mientras uno de los interruptores está
cerrado el otro se mantiene abierto. Las ondas cuadradas tienen exactamente el
mismo período que la señal modulada.
Durante el ciclo de trabajo de la onda cuadrada no invertida, el interruptor D
estará abierto y el interruptor B estará cerrado, permitiendo que la señal en la
terminal de entrada (pin 4) del interruptor B, proveniente del AI, pase a su terminal
de salida (pin 3). Durante el ciclo de trabajo de la señal cuadrada invertida el
interruptor B estará abierto y el interruptor D estará cerrado, permitiendo que la
señal en la terminal de salida (pin 11) del interruptor D, conectada a voltaje de
referencia, pase a su terminal de entrada (pin 10). Esto trae como consecuencia
que se elimine la parte negativa.
La salidas de los interruptores B y D (pines 3 y 11) se unen para adquirir
una única señal V_1. En la Figura 1.15 se muestra la conexión de los
generadores con CD4016.
15
Figura 1.15. Conexiones entre los generadores de onda cuadrada y el C.I. CD4016.
La siguiente Figura 1.16 muestra la forma de onda resultante después de pasar
por el C.I. CD4016.
Figura 1.16. Señal resultante del CI CD4016.
1.4.1.3 Amplificador ±1
Debido a que la señal moduladora se encuentra tanto en el ciclo positivo
como en el negativo de la señal portadora, es necesario obtener la información del
ciclo negativo, esta problemática se resuelve utilizando un circuito amplificador con
una ganancia ±1 el cual se muestra en la Figura 1.17.
16
Figura 1.17. Circuito Amplificador con ganancia ±1.
Para poder analizar este circuito, es necesario aplicar el teorema de
superposición, este teorema establece que el efecto que dos o más fuentes tienen
sobre una impedancia es igual a la suma de cada uno de los efectos de cada
fuente tomados por separado, sustituyendo todas las fuentes de voltaje restantes
por un corto circuito, y todas las fuentes de corriente restantes por un circuito
abierto, Por ejemplo, si el voltaje 𝑽𝒐 de un circuito dependiese de dos fuentes de
tensión 𝑽𝟏 y 𝑽𝟐 :
𝑽𝒐 = 𝒇(𝑽𝟏 , 𝑽𝟐 ) = 𝒇(𝑽𝟏 , 𝟎) + 𝒇(𝟎, 𝑽𝟐 )
(1.9)
Si el voltaje 𝑽𝟏 del circuito de la Figura 1.17 es cero, el circuito queda de la
siguiente forma:
Figura 1.18. Circuito equivalente cuando voltaje 𝑽𝟏 es cero.
La salida estará dada por la ecuación (1.10), suponiendo que 𝑅1 y 𝑅2 son
iguales:
𝒇(𝟎, 𝑽𝟐 ) = −𝑽𝟐
(1.10)
Y si ahora suponiendo que el voltaje 𝑽𝟐 del circuito de la Figura 1.17 es
cero, el circuito queda de la siguiente manera Figura 1.19:
17
Figura 1.19. Circuito equivalente cuando voltaje 𝑽𝟐 es cero.
La salida estará dada por la ecuación (1.11), suponiendo que 𝑅1 y 𝑅2 son
iguales:
𝒇(𝑽𝟏 , 𝟎) = 𝟐𝑽𝟏
(1.11)
El voltaje 𝑽𝒐 está da da por la siguiente ecuación (1.12)
𝑽𝑶 = 𝒇(𝑽𝟏 , 𝑽𝟐 ) = 𝟐𝑽𝟏 − 𝑽𝟐
(1.12)
La conexión entre el interruptor analógico y amplificador ±1 se muestran en
la Figura 1.20. Ambos forman el multiplicador analógico.
Figura 1.20. Circuito multiplicador analógico.
Durante el ciclo positivo del AI el interruptor B se cierra y el D se mantiene
abierto el voltaje 𝑉2 es el voltaje 𝑉𝐴𝐼 y el voltaje 𝑉1 es también el voltaje 𝑉𝐴𝐼 , por lo
que la ecuación (1.12) queda de la siguiente forma:
𝑽𝟎 = 𝟐𝑽𝑨𝑰 − 𝑽𝑨𝑰 = 𝑽𝑨𝑰
(1.13)
18
Durante el ciclo negativo de la onda, el interruptor B se abre y el D se cierra,
como consecuencia el voltaje 𝑉1 se convierte en voltaje de referencia, y el voltaje
𝑉2se mantiene como voltaje de −𝑉𝐴𝐼 da como resultado un amplificador con
ganancia -1, quedando la ecuación (1.12) como sigue:
(1.14)
−𝑽𝟎 = −𝑽𝑨𝑰
En la Figura 1.21 se muestra la respuesta del multiplicador analógico.
Figura 1.21. Respuesta del circuito amplificador ±1.
1.4.2 Filtro pasa bajas
Es un circuito cuyo voltaje de salida es constante, hasta llegar a cierta
frecuencia de corte [15]. Conforme la frecuencia va aumentando por arriba de la
frecuencia de corte 𝑓𝑐 el voltaje de salida se atenúa. La Figura 1.22 es una gráfica
correspondiente a la magnitud de voltaje de salida de un filtro pasa bajas en
función de la frecuencia. Se puede apreciar en línea continua la respuesta ideal y
en línea punteada la respuesta real.
Figura 1.22. Gráfica de un filtro pasa bajas.
19
Para construir el circuito pasa bajas se utilizó el siguiente circuito mostrado
en la Figura 1.23.
Figura 1.23. Filtro pasa bajas con un seguidor de voltaje para el acoplamiento de
impedancia.
El voltaje en el capacitor 𝐶1 será el que se vea en el voltaje de salida 𝑉𝑜 ,
debido a que el circuito es un seguidor de voltaje. Para calcular el voltaje del
capacitor basta con aplicar un divisor de voltaje el cual se muestra en la ecuación
(1.15).
𝟏⁄
𝒋𝝎𝑪𝟏
𝑽𝟎 =
∙𝑽
𝑹𝟏 + 𝒋𝝎𝑪𝟏 𝟏
(1.15)
En donde 𝜔 es la frecuencia de 𝑉1, en radianes por segundo (𝜔 = 2𝜋𝑓), y 𝑗
es igual a √−1 . Aplicando las operaciones algebraicas correspondientes se llega
a:
𝑮𝑳𝑪 =
𝑽𝟎
𝟏
=
𝑽𝟏
𝟏 + 𝒋𝝎𝑹𝟏 𝑪𝟏
(1.16)
En donde 𝐺𝐿𝐶 es la ganancia en lazo cerrado.
La frecuencia de corte 𝑓𝑐 , se define como la frecuencia de 𝑉1 en la que
|𝐺𝐿𝐶 | reduce su valor a 0.707 (-3 dB) veces su valor de baja frecuencia. En donde
para calcularla se aplica la siguiente ecuación:
𝒇𝑪 =
𝟏
𝟐𝝅𝑹𝟏 𝑪𝟏
(1.17)
La frecuencia de corte calculada mediante la ecuación (1.17) es
aproximadamente de 5Hz, este valor se ocupó para delimitar la señal de los
pulsos cardiacos de 1 Hz a 2 Hz.
20
1.5 Filtro pasa altas
Este tipo de circuitos atenúan todas las frecuencias que están por debajo de
la frecuencia de corte 𝑓𝑐 . Para frecuencias superiores a 𝑓𝑐 , la magnitud del voltaje
de salida es constante. En la Figura 1.24 se aprecia la gráfica del filtro pasa altas.
Figura 1.24. Gráfica de un filtro pasa altas.
El circuito se puede apreciar en la Figura 1.25.
Figura 1.25. Filtro pasa altas con un seguidor de voltaje para el acoplamiento de
impedancias.
El voltaje de salida se puede calcular de la siguiente manera:
𝑽𝒐 =
𝟏
∙ 𝑽𝟏
𝟏 − 𝒋 (𝟏⁄𝝎𝑹 𝑪 )
𝟏 𝟏
(1.18)
Para calcular la frecuencia de corte se ocupa la ecuación (1.17), con la cual
se obtendrá una frecuencia de corte aproximada a 0.5 Hz, este valor se ocupa
para eliminar los cambios de volumen que ocurren en la vena debido a la
respiración, esta se encuentra entre los valores 0.2 Hz a 0.3 HZ causando un
cambio en la impedancia basal.
21
1.6 Amplificación y Filtrado
Esta etapa se encarga de limpiar aún más la señal y amplificarla. Esta
etapa se conforma de un filtro pasa-bajas pasivo con 𝐶1 y 𝑅1 con 𝑓𝑐 de 0.5 Hz,
más un filtro pasa-altas activo (𝐶2 y 𝑅2) con 𝑓𝑐 de 5 Hz y una amplificación de
2,200. La Figura 1.26 muestra el circuito el circuito amplificador y el pulso
cardiaco.
(a)
(b)
Figura 1.26. (a) Circuito amplificador, (b) Pulso cardiaco.
1.6.1 Circuito inversor-comparador
Después de obtener la señal moduladora (pulso cardiaco) mostrado en la
Figura 1.26 (b), entra en una etapa de inversión mostrada en la Figura 1.27 con la
finalidad de tener los valles en forma de cresta para el uso del circuito comparador
el cual su función es detectar las crestas.
a)
b)
Figura 1.27. a) Circuito inversor, b) La señal de color amarillo es el resultado después de
pasar por el circuito inversor, la azul después del la amplificación.
22
El circuito comparador genera los pulsos cuadrados que serán contados por
el microcontrolador. En la Figura 1.28 se muestra el circuito con los amplificadores
operacionales correspondientes al inversor y el comparador. El diodo zener (D2)
hace el trabajo de limitar el voltaje positivo y el diodo (D1) elimina la parte negativa
para proteccion del microcontrolador.
Figura 1.28. Circuito inversor y comparador.
La Figura 1.28 muestra la señal moduladora en color azul que debe de
superar el voltaje de referencia para lograr disparar los pulsos cuadrados, cabe
mencionar que la señal moduladora (pulso cardiaco) ya está invertida.
Figura 1.29. Los picos vistos por la señal de color azul tienen que superar el voltaje de
referencia (mostrado de color verde) para generar los pulsos cuadrados.
El resultado de la comparacion es la señal cuadrada que se muestra en la
Figura 1.30. Se observa tambien la comparacion del pulso cuadrado con las
crestas de la señal moduladora (pulso cardiaco), estos pulsos serán contabilizados
por el microcontrolador.
23
Figura 1.30. Pulsos cuadrados comparados con la señal moduladora (pulsos cardiacos),
para facilitar el conteo del pulso cardiaco en la siguiente etapa, del microcontrolador.
1.7 Visualización del pulso cardiaco
En la Figura 1.31 se muestra un diagrama a bloques de la interfaz con el
usuario.
Figura 1.31.Diagrama a bloques de la visualizacón del pulso cardiaco.
Una vez obtenidos los pulsos cuadrados, estos tienen que ser
contabilizados para determinar la frecuencia cardíaca, posteriomente seran
visualizados en una pantalla de cristal liquido(2x16 caracteres), el dispositivo
encargado de este trabajo será un microcontrolador.
24
El microcontrolador utilizado para este trabajo de tesis fue el
microcontrolador AVR ATmega8 de la compañía de ATMEL; este microcontrolador
es de 8 bits de baja potencia, con alto rendimiento y tiene las siguientes
caracteristicas [16].





Dos temporizadores/contadores de 8 bits con Precontador
independiente, un modo de comparación.
Un contador de tiempo real con el oscilador separado.
Tres canales de PWM.
8 canales de ADC.
Interrupciones externas e interrupción internas.
En la Figura 1.32 se muestra el microcontrolador ATmega8.
Figura 1.32. PID del microcontrolador ATmega8.
1.7.1 Pantalla de cristal líquido LCD
Una pantalla de cristal líquido o LCD (sigla del inglés Liquid Crystal Display)
es una pantalla delgada y plana formada por un número de píxeles en color o
monocromos colocados delante de una fuente de luz o reflectora. A menudo se
utiliza en dispositivos electrónicos de pilas, ya que utiliza cantidades muy
pequeñas de energía eléctrica.
25
Se utilizó un LCD de 16x2, tiene en total 16 terminales. La hoja de datos
muestra 14 terminales, las dos terminales adicionales son el ánodo (17) y el
cátodo (18) del LED de fondo, el cual ilumina la pantalla de cristal líquido.
Debe notarse que el controlador Hitachi HD44780 [16] se encuentra
incorporado al circuito impreso del módulo LCD y que sirve de interfaz entre la
propia pantalla LCD (donde se muestran los caracteres) y el microcontrolador. Por
lo tanto, de todas las terminales del HD44780 únicamente se tiene acceso a
aquellos necesarios para la conexión al AVR y para el control de contraste.
La Figura 1.32 muestra el LCD, junto con sus terminales correspondientes.
Figura 1.32. LCD 16x2, con sus respectivas terminales.
26
Capítulo 2. Detección de la frecuencia
cardiaca a partir del IPG
Para calcular la frecuencia cardíaca y programar el microcontrolodador, Es
necesario conocer algunos conceptos básicos para poder calcular la frecuencia
cardíaca. Estos son:
a) Frecuencia cardíaca.
b) Frecuencia cardíaca en reposo.
c) Frecuencia cardíaca máxima.
d) Ecuación de Karvonen.
a). Frecuencia cardícaca
Representa el trabajo del corazón, y se mide en base al número de latidos
por minuto [16].
b). Frecuencia cardíaca en reposo
El conocimiento de la frecuencia cardíaca en reposo se obtiene cuando la
persona se despierta por la mañana, manteniendose absolutamente quieto. El
modo más sencillo de hacerlo es poniendo los dedos índice y medio de la mano
derecha sobre la muñeca de su mano izquierda, dos centímetros por debajo de la
base de su dedo pulgar, en la arteria radial. Entonces podrá mirar su reloj y contar
sus pulsaciones. Si la toma en 15 segundos, multiplica por 4 el valor, si lo toma en
10, lo multiplica por 6.
Ejemplo:
Si se tiene 14 pulsaciones en 15 seg., esto implica 14 x 4 = 56 Puls./Min.
Si se tiene 13 pulsaciones en 10 seg., esto implica 13 x 6 = 78 Puls./Min.
Existen dos zonas más donde se recomienda tomar la frecuencia cardíaca.
Una, en la zona del cuello en su parte izquierda, palpando al lado de la traquea
donde se encuentra la arteria Carótida, y otra, colocando la mano derecha debajo
del pectoral izquierdo (debajo de la tetilla).
27
c). Frecuencia cardíaca máxima
Es el máximo trabajo que puede realizar el corazón en una persona
saludable. Se puede calcular restándole la edad a 220. En la práctica, la
frecuencia cardíaca máxima se determina realizando un "test" que puede consistir
en correr 1000 mts. a máxima velocidad, o pedalear en una bicicleta estática bajo
la supervisión de un cardiólogo o un técnico especializado, o correr en una "cinta
sin fin". Al finalizar se toma la F.C.M. (Frecuencia cardíaca máxima) [19].
d). Ecuación de Karvonen
Es una ecuación matemática que se utiliza para la dosificación de la
intensidad de trabajo de acuerdo a la frecuencia cardíaca [19]. La ecuación se
muestra a continuación:
FC a un % de intensidad = (FCmáx − FCreposo) x % de I + FCreposo
(2.1)
Algunos cálculos de frecuencia cardíaca se basan sencillamente en
multiplicar el porcentaje de esfuerzo de su frecuencia cardíaca máxima. Esto no
toma en cuenta el hecho de que cada uno tiene diferente frecuencia cardíaca en
reposo. El fisiólogo Karvonen, que se percató de esto, afirma que la frecuencia
cardíaca de reserva es igual a la frecuencia cardíaca máxima, menos la frecuencia
cardíaca en reposo.
Para calcular la zona de trabajo bastaría con multiplicar la frecuencia
cardíaca de reserva por el porcentaje de intensidad y sumar la frecuencia cardíaca
en reposo a esta cifra. Aquí la que interesa es el punto número 2, la frecuencia
cardíaca en reposo ajustada a 10 segundos, con la diferencia de que las lecturas
no serán manuales serán registradas por el microcontrolador.
2.1 Algoritmo de programación
El microcontrolodador cada 10 segundos ejecuta la tarea de preguntar en
cuanto a incrementado la variable encargada de contabilizar
los pulsos
cuadrados. Para que el microcontrolodador se ajuste a contar 10 segundos, es
necesario trabajar con el timer 2, este cuenta con una operación de contador
asincrono el cual trabaja de manera independiente al reloj del sistema, es decir, el
timer 2 interumpirá cada 10 segundos ya que este trabaja con una frecuencia de
32768 Hz, el cual es suficiente para lograr el conteo de un segundo. El circuito de
esta parte se muestra en la Figura 2.1.
28
Figura 2.1. Circuito de depligue del mensaje con la cantidad de pulsos cardiacos.
El diagrama de flujo del programa del microcontrolador se muestra en la
Figura 2.2. Se inicializan variables auxiliares tanto globales como locales, el
calculo de los intervalos RR, se realiza por medio de la configuración del Timer1
en su modo de captura, esto con fin de medir el tiempo entre cada intervalo. N que
represanta el numero, se configura la interrupcion INT1 del microcontrolador para
que cuando esta detectecte un flanco de subida lo tome como un pulso cardiaco.
Una vez que se trancurrió los 10 segundos el microcontrolador procederá a
realizar la operación que calcula la frecuencia cardiaca desplegando los resultados
en un LCD para su apreciación.
Inicio
Inicialización de
variables y Timers
Iniciar LCD
Habilitar
interrupciones
Seg = 0
Seg = 10
No
Si
Flanco de
subida
Frecuencia cardiaca =
count *6
Si
No
Count ++
Despliega en el LCD
el valor de la
Frecuencia cardiaca
Fin
Figura 2.2. Diagrama de flujo del programa del microcontrolador.
29
El lenguaje de programación usado fue el lenguaje C ya que resulta muy
útil en la aplicación de microcontroladores, dado que su compilación es bastante
eficiente y óptima acercándose a la codificación de lenguaje de máquina. Lo
descriptivo de la sintaxis permite elaborar de mejor forma los algoritmos.
2.2 Ventajas de los lenguajes de programación de
alto nivel
El lenguaje ensamblador tiene algunas desventajas:

Incluso una sola operación en el programa escrito en ensamblador consiste
en muchas instrucciones, haciéndolo muy largo y difícil de manejar.

Cada tipo de microcontrolador tiene su propio conjunto de instrucciones que
un programador tiene que conocer para escribir un programa

Un programador tiene que conocer el hardware del microcontrolador para
escribir un programa
Los lenguajes de programación de alto nivel (Basic, Pascal, C etc.) fueron
creados con el propósito de superar las desventajas del ensamblador. En
lenguajes de programación de alto nivel varias instrucciones en ensamblador se
sustituyen por una sentencia. El programador ya no tiene que conocer el conjunto
de instrucciones o características del hardware del microcontrolador utilizado.
Ya no es posible conocer exactamente cómo se ejecuta cada sentencia.
Aunque siempre se puede insertar en el programa una secuencia escrita en
ensamblador.
En la Figura 2.3 se muestra un diagrama el cual es un bosquejo general de la
generación del código y posterior traducción al código máquina.
Figura 2.3. Bosquejo general desde la creación del archivo al archivo.hex que es descargado
al microcontrolador.
30
Para el desarrollo del código en C se ocupó el ambiente de desarrollo
integrado Avr Studio 5 de la compañía ATMEL [20] de licencia libre, en la Figura
2.4 se muestra la interfaz en donde se escriben los códigos, se compilan y crean
los archivos.
Figura 2.4. Interfaz del Ambiente de Desarrollo Integrado Avr Studio 5.1.
31
Capítulo 3. Pruebas y resultados
En este capítulo se muestran las pruebas que fueron realizadas al
dispositivo portátil, con el cual le fue medida la frecuencia cardiaca a 50 personas
de edad entre 20 y 25 años, de sexo indistinto, dichas mediciones fueron
evaluadas comparándolas con mediciones llevadas a cabo de manera simultánea
con un instrumento comercial, ambas mediciones fueron analizadas mediante el
método Bland-Altman [21], el cual es abordado más adelante.
3.1 Método de Bland-Altman
Éste método aborda la concordancia que existe entre dos métodos que
miden una misma variable de naturaleza continua. En el caso concreto de éste
trabajo, se aplica el método de Bland-Altman, para averiguar si las medidas
tomadas del puso cardiaco (entre el dispositivo portátil y el instrumento comercial)
en un mismo sujeto coinciden.
El procedimiento de obtención del gráfico de Bland-Altman consiste en
representar gráficamente las diferencias entre dos mediciones. Se traza una
gráfica de dispersión donde las diferencias entre las medidas emparejadas (A-B, la
ordenada) se asocia con su valor medio ((A-B) ⁄2, en la abscisa). A partir de este
gráfico es más fácil evaluar la magnitud de discrepancia (incluyendo diferencias
sistemáticas), detectar valores extremos y observar si existe alguna tendencia.
Propone también el uso de límites de concordancia, los cuales se calculan con la
media de las diferencias ± 1.96 veces la desviación estándar o típica de las
diferencias, debido a la teorema del límite central, este número se utiliza en la
construcción de aproximados 95% intervalos de confianza [20].
3.2 Resultados
El instrumento comercial utilizado para la evaluación del dispositivo portátil
de medición de frecuencia cardiaca, fue el monitor de presión arterial automático
con brazalete comfit. La Tabla 3.1 muestra las características de este instrumento.
32
Tabla 3.1. Especificaciones técnicas del instrumento comercial.
El rango mínimo permitido en la frecuencia cardiaca debe de estar entre los
30 bpm (de las siglas en inglés beats per minute) a 200 bpm según American
NationaL Standard, con un error de lectura admisible no mayor de ±10 % de la
taza de entrada ó ±5 bpm (bits por minuto). Los valores mostrados en la Tabla 3.2
se puede apreciar las mediciones del dispositivo diseñado y del instrumento
patrón, se puede observar que las mediciones tomadas van de acuerdo con lo
estipulado con anterioridad.
La Tabla 3.2 muestra la serie de mediciones que se le tomaron a 50
personas diferentes sin tomar en cuenta factores tales como estatura, sexo y
peso. Sin embargo para las pruebas se pidió que los pacientes se despojaran de
sus artículos metálicos (por ejemplo anillo, cadenas, relojes, pulseras todo lo
pueda afectar la medición en el antebrazo). “A” representa el instrumento
comercial, y “B” representa dispositivo portátil.
33
Tabla 3.2. Mediciones tomadas a 50 sujetos con “A” representa el instrumento comercial, y
“B” representa dispositivo portátil.
34
El grafico de Bland-Altman se muestra en la Figura 3.1.
Figura 3.1.Gráfica de Bland-Altman.
La Tabla 3.3 muestra los valores obtenidos de la gráfica
Para calcula la desviación estándar se ocupa la siguiente fórmula:
∑𝑛𝑖=1(𝑥𝑖 − 𝑥)2
√
𝜎=
𝑛
(3.1)
En donde 𝒙𝒊 son las diferencias de las medidas, 𝒙 es el promedio de la
diferencias y 𝒏 es el número de total de diferencias.
Para calcular los límites de confianza superior e inferior del 95% se utiliza la
ecuación (3.2)
𝑙𝑖𝑚𝑖𝑡𝑒 𝑠𝑢𝑝𝑒𝑟𝑖𝑜𝑟 = 𝑥 + 2 ∙ 𝜎
𝑙𝑖𝑚𝑖𝑡𝑒 𝑖𝑛𝑓𝑒𝑟𝑖𝑜𝑟 = 𝑥 − 2 ∙ 𝜎
(3.2)
35
Tabla 3.3 Valores calculados para el gráfico de Bland-Altman
Diferencia(A-B)
Promedio de las
Desviación
diferencias (A-B)
estándar de las
diferencias
1.081
2.914
Superior
6.909
Límites del 95%
Inferior
-4.747
Se puede observar que las diferencias oscilan dentro del margen de 1.96
veces la desviación estándar, por lo que se concluye basándose en el método de
Bland-Altman, que no son clínicamente importantes, por lo que se pueden ocupar
ambos instrumentos indistintamente.
36
Capítulo 4. Conclusiones
Como se mencionó en la introducción, el objetivo de este trabajo de tesis
es diseñar un dispositivo portable capaz de medir la frecuencia cardiaca mediante
el método del IPG, los resultados obtenidos de las pruebas demuestran que dicho
objetivo se logró.
Utilizando un arreglo de cuatro electrodos se inyectó mediante los
electrodos externos una señal alterna de forma segura en la extremidad, se
construyó un demodulador síncrono para recuperar la señal modulada en los
electrodos internos.
La principal problemática que se presentó fue que la naturaleza de la señal
a medir, es de voltaje y amplitud bajo, esto dificultó su adquisición debido al ruido
que está en la señal presente por lo que se recomienda mejorar el diseño en
cuanto se refiere a atenuar el ruido.
Para trabajos futuros se recomienda utilizar dispositivos de montaje
superficial para reducir aún más el tamaño del prototipo, así como también mejorar
el chasis del dispositivo utilizando un caja NEMA IV, se puede explorar otro tipo de
programación para obtener el HRV.
37
En la Figura 4.1 se observa el circuito final del prototipo mostrándose el
cumplimiento del objetivo de ser portable.
Figura 4.1. Prototipo Portátil Final, diseñado en este trabajo de tesis
38
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40
Anexo A
41