Estudio y Simulación de un inversor alimentado por Paneles

UNIVERSIDAD CATÓLICA DE VALPARAÍSO
ESCUELA DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
ESTUDIO Y SIMULACIÓN DE UN INVERSOR ALIMENTADO POR PANELES
FOTOVOLTAICOS PARA SER APLICADO A UNA MOTOBOMBA
EN EL USO DE REGADÍO.
JAIME ANDRÉS FUENZALIDA MIRANDA
INFORME FINAL DEL PROYECTO
PRESENTADO EN CUMPLIMIENTO
DE LOS REQUISITOS PARA OPTAR
AL
TÍTULO
PROFESIONAL DE
INGENIERO ELECTRÓNICO
Abril 2002
ESTUDIO Y SIMULACIÓN DE UN INVERSOR ALIMENTADO POR PANELES
FOTOVOLTAICOS PARA SER APLICADO A UNA MOTOBOMBA
EN EL USO DE REGADÍO.
INFORME FINAL
Presentado en cumplimiento de los requisitos
para optar al título profesional de
INGENIERO ELECTRÓNICO
otorgado por la
Escuela de Ingeniería Eléctrica
de la
Universidad Católica de Valparaíso
JAIME ANDRÉS FUENZALIDA MIRANDA
Profesor Guía
Profesor Correferente
Sr. Domingo Ruiz
Sr. René Sanhueza
Abril 2002
ACTA DE APROBACION
La Comisión Calificadora designada por la Escuela de Ingeniería Eléctrica ha
aprobado el texto del Informe Final del Proyecto de Titulación denominado
NOMBRE COMPLETO DEL TRABAJO, ESCRITO CON LETRA
MAYÚSCULA
Presentado por el Señor
nombre completo del autor
Nombre del Profesor Guía
Profesor Guía
Nombre del Segundo Revisor
Segundo Revisor
Nombre del Secretario Académico
Secretario Académico
Valparaíso, Mes y año
RESUMEN
El presente informe final tiene como objetivo principal proponer un circuito
inversor alternativo a los que existen en el mercado, con el objeto de promover el
uso de la energía solar como fuente de alimentación a equipos que requieren el
uso de electricidad para funcionar, en este caso una motobomba.
En los últimos tiempos, el uso de la energía solar se ha visto en variadas
aplicaciones. En muchos lugares la falta de energía eléctrica, no permite el
desarrollo de una población, sin embargo, gracias a las nuevas tecnologías
hacen posible producir electricidad usando paneles fotovoltaicos.
Para lograr el objetivo se comienza con un estudio de los diferentes
dispositivos que conforman un sistema fotovoltaico, luego se estudia el diseño
del circuito inversor, basándose en los requerimientos de la motobomba. Para
finalmente terminar con un análisis económico del proyecto.
ii
ÍNDICE
Pág.
INTRODUCCIÓN
1
CAPÍTULO 1
SISTEMA FOTOVOLTAICO
1.1
ENERGÍA SOLAR
1.2
DESCRIPCIÓN GENERAL DEL SISTEMA
1.3
CÉLULA SOLAR
1.4
EFECTO FOTOVOLTAICO
1.5
TIPOS DE CELDAS
1.5.1 Materiales densamente cristalinos
1.5.2 Materiales de película delgada
1.6
CURVAS CARACTERÍSTICAS DE LAS CELDAS FOTOVOLTAICAS
1.6.1 Curva de corriente v/s tensión (curva I-V)
1.7
FACTORES AMBIENTALES SOBRE LA CARACTERÍSTICA
DE SALIDA DEL DISPOSITIVO
1.7.1 Efecto de la intensidad de radiación solar
1.7.2 Efecto de la temperatura
1.7.3 Interacción del dispositivo fotovoltaico con la carga
1.8
EL MÓDULO FOTOVOLTAICO
1.8.1 Características
1.9
SISTEMA FOTOVOLTAICO
1.10 PRINCIPALES VENTAJAS
1.11 PRINCIPALES APLICACIONES
1.12 REGULADOR
1.12.1 Características
1.13 BATERÍA
1.13.1 Baterías plomo – ácido
1.13.2 Niquel – Cadmio
1.13.3 Selección del tipo de batería.
2
2
2
3
4
5
6
6
7
7
8
9
10
10
12
12
13
15
16
17
17
17
19
20
21
CAPÍTULO 2
TOPOLOGÍAS DE INVERSORES
2.1
INTRODUCCIÓN
2.2
INVERSORES ALIMENTADOS EN TENSIÓN
2.2.1 Inversor Push- Pull
2.2.2 Inversor asimétrico
2.2.3 Inversor medio puente
2.2.4 Inversor puente completo
2.3
INVERSOR POR MODULACIÓN SINUSOIDAL(PWM)
23
23
23
23
24
25
26
27
iii
2.4
2.5
INVERSOR ALIMENTADO EN CORRIENTE
TOPOLOGÍA ESCOGIDA
29
29
CAPÍTULO 3
MOTOBOMBA
3.1
DESCRIPCIÓN
3.2
PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO
3.3
CÁLCULOS DEL MODELO DE LA MOTOBOMBA
3.3.1 Cálculo de la inductancia mutua y Cr
3.3.2 Cálculo de la inductancia de entrada Lin
30
30
30
33
37
39
CAPÍTULO 4
ETAPAS DE DISEÑO DEL CIRCUITO INVERSOR Y SIMULACIONES
4.1
CIRCUITO OSCILADOR
4.2
OPERACIÓN
4.3
DISEÑO
4.4
SIMULACIÓN DEL CIRCUITO OSCILADOR
4.5
CONFIGURACIÓN DARLINGTON Y ETAPA DE POTENCIA
4.6
ETAPA DE POTENCIA
4.7
REDES DE PROTECCIÓN
4.7.1 Protección de los transistores
4.7.2 Protección contra di/dt
4.7.3 Protección contra dv/dt
4.7.4 Protección contra impulsos parásitos
4.7.5 Cálculo de la red snubber para sobrevoltaje
4.7.6 Resistencia (nts)
4.8
PÉRDIDA DE LOS TRANSISTORES DE POTENCIA
4.8.1 Cálculo del disipador
4.9
PÉRDIDAS EN LA RED SNUBBER
4.10 SIMULACIONES
4.11 CIRCUITO FINAL DEL INVERSOR
4.12 LISTA DE COMPONENTES DEL CIRCUITO INVERSOR
4.13 LAYOUT DEL CIRCUITO INVERSOR
41
41
41
42
45
45
47
48
48
49
49
49
50
52
53
54
58
59
66
67
68
CAPÍTULO 5
ESTANQUE, SISTEMA DE RIEGO Y SISTEMA FOTOVOLTAICO
5.1
ESTANQUE
5.2
CONTROL DE NIVEL DEL ESTANQUE
5.3
SISTEMA DE RIEGO
5.4
RIEGO POR GOTEO
5.5
CÁLCULOS DEL SISTEMA DE RIEGO
5.5.1 Riego de sólo hortalizas
5.5.2 Riego para árboles
5.6
SISTEMA FOTOVOLTAICO
70
70
71
74
75
75
76
77
77
iv
5.7
ESQUEMA DE CONEXIÓN DEL SISTEMA FOTOVOLTAICO
79
CAPÍTULO 6
EVALUACIÓN ECONÓMICA
6.1
INTRODUCCIÓN
6.2
EVALUACIÓN PRIVADA
6.3
ANÁLISIS SIN IMPUESTO
6.4
ANÁLISIS CON IMPUESTO
6.5
GRÁFICO DEL VAN v/s TRMA
6.5.1 Van privado positivo
6.5.2 Van negativo
6.5.3 Van igual a cero
81
81
81
81
83
84
85
85
85
CONCLUSIONES
86
REFERENCIAS BIBLIOGRÁFICAS
87
APÉNDICE A
DISPOSITIVOS SOLARES
1.
MODULOS SOLARES
2.
REGULADOR DE CARGA MORNINGSTAR
A-1
A-2
A-4
APÉNDICE B
COMPONENTES ELECTRÓNICOS
1.
TRANSISTOR BC548(NTE123AP) SILICON NPN
TRANSISTOR AUDIO AMPLIFIER, SWITCH
2.
TRANSISTOR BD136/PLP PNP (NTE374) SILICON
COMPLEMENTARY TRANSISTOR AUDIO AMPLIFIER,
DRIVER
3.
TRANSISTOR 2N6107 PNP(NTE197) SILICON
COMPLEMENTARY TRANSISTORS AUDIO POWER
OUTPUT, MEDIUM POWER SWITCHING
4.
TRANSISTOR MJ11032(NTE2349) NPN SILICON
COMPLEMENTARY TRANSISTORS HIGH
CURRENT DARLINGTON FUENTE DE CORRIENTE
5.
DIODO MUR105 SILICON DIODE,ULTRA FAST SWITCH
6.
DIODO ETAPA SNUBBER NTE577 SILICON
DIODE GENERAL PURPOSE, FAST RECOVERY SWITCH
B-1
B-2
B-4
B-5
B-7
B-9
B-10
v
APÉNDICE C
MOTOBOMBA
1.
MOTOBOMBA MODELO TOP VORTEX MARCA PEDROLLO
C-1
C-2
APÉNDICE D
1.
ESTANQUE
D-1
INTRODUCCIÓN
El uso de la energía solar a aumentado enormemente en comparación a
años atrás, la avanzada tecnología de los nuevos equipos ha disminuido el costo
de los productos fotovoltaicos, sin embargo, a la hora de realizar un proyecto, se
debe contar con un fuerte recurso de capital como inversión inicial.
Este costo que puede llegar a ser muy alto, en el futuro se compensa,
tanto en la parte monetaria como ambiental.
El uso de esta energía tiene infinitas aplicaciones, sin embargo, la
aplicación en el bombeo de agua para realizar un riego por goteo es el perfil que
se le ha dado a este proyecto.
El presente trabajo tiene como finalidad diseñar un inversor de bajo costo
alternativo a los que existen en el mercado, con la característica de tener una
señal de salida casi senoidal, especial para el funcionamiento de motores que
son de característica inductiva, en este caso una motobomba.
Tanto la potencia requerida del inversor como su voltaje serán las
interrogantes a resolver en este proyecto.
CAPÍTULO 1
SISTEMA FOTOVOLTAICO
1.1
ENERGÍA SOLAR
La energía solar fotovoltaica[1] es, hoy en día y sin lugar a dudas, una
forma limpia y fiable de producción de energía eléctrica a pequeña escala. Así la
mayoría de los sistemas fotovoltaicos existentes hasta la fecha, han sido
diseñados y construidos para su uso en aplicaciones remotas de muy poca
potencia. La razón fundamental, hasta la actualidad, que ha impedido una mayor
diseminación de esta tecnología ha sido básicamente económica: el mayor coste
del kWh producido, en comparación con el obtenido a partir de otras tecnologías
más convencionales: petróleo, carbón nuclear, etc. No obstante, la creciente
madurez tecnológica y abaratamiento de producción de módulos fotovoltaicos,
desarrollo de sistemas de acondicionamiento de potencia más potentes, de
mayor eficiencia y fiabilidad, etc. en conjunción con la realización de proyectos
piloto, sostenidos por programas nacionales e internacionales de financiación y/o
subvención parcial, permiten la instalación de sistemas cada vez más eficaces y
competitivos con las fuentes convencionales de generación de energía eléctrica.
Esto posibilitará una penetración cada vez mayor de esta tecnología en la
producción de energía eléctrica en el mundo como complemento de la fuentes
de generación convencionales.
1.2
DESCRIPCIÓN GENERAL DEL SISTEMA
La energía solar es absorbida por los paneles fotovoltaicos como se
puede observar en la figura 1-1, los cuales se encargan de transformarla en
energía eléctrica. La electricidad producida por los paneles fotovoltaicos es de
tensión continua, con lo cual utilizando un inversor transformamos esta tensión
3
en alterna con el objeto de hacer funcionar una motobomba monofásica, que es
la encargada de transportar el agua extraída ya sea de un pozo, río o lago a un
estanque. El agua acumulada en el estanque elevado sirve como reserva de
energía y provee la presión necesaria para el sistema de riego. Acoplando al
estanque una cañería o manguera, podemos ensamblar el sistema de riego por
goteo.
1.3
CÉLULA SOLAR
Una célula solar también llamada celda fotovoltaica es un dispositivo
capaz de convertir la energía proveniente de la radiación solar en energía
eléctrica. La palabra fotovoltaica se compone de dos términos:
Foto= Luz, Voltaica= Electricidad.
Fig. 1-1 Sistema fotovoltaico aplicado a riego por goteo.
4
1.4
EFECTO FOTOVOLTAICO
Los módulos solares se componen de celdas solares de silicio. Estas son
semiconductoras eléctricas debido a que el silicio es un material de
características intermedias entre un conductor y un aislante.
Presentado normalmente como arena, mediante métodos adecuados, se
obtiene el silicio en su forma pura.
El cristal de silicio puro no posee electrones libres y por lo tanto resulta un
mal conductor eléctrico. Para cambiar esto se le agregan porcentajes de otros
elementos. Este proceso se denomina dopado.
Mediante el dopado de silicio con fósforo se obtiene un material con
electrones libres o material con portadores de carga negativa (silicio tipo N).
Realizando el mismo proceso, pero agregando Boro en lugar de fósforo, se
obtiene un material de características inversas; esto es déficit de electrones o
material con cargas positivas libres o huecos (silicio tipo P).
Cada celda solar se compone de una delgada capa de material tipo N y
otra de mayor espesor de material tipo P, como se puede ver en la figura 1-2.
Ambas capas separadas son eléctricamente neutras, pero al ser unidas,
justamente en la unión (P-N), se genera un campo eléctrico debido a los
electrones libres del silicio tipo N que ocupan los huecos de la estructura del
silicio tipo P. [2]
Silicio tipo P
Silicio tipo N
Luz
Incidente
+
-
Fig. 1-2 Efecto Fotovoltaico en una célula solar.
5
Al incidir la luz sobre la celda fotovoltaica, los fotones que la integran
chocan con los electrones de la estructura del silicio dándoles energía y
transformándolos en conductores.
Debido al campo eléctrico generado en la unión (P-N), los electrones son
orientados, fluyendo de la capa "P" a la capa "N". Mediante un conductor
externo, se conecta la capa negativa a la positiva, generándose así un flujo de
electrones (corriente eléctrica) en la conexión. Mientras la luz siga incidiendo en
la celda, el flujo de electrones se mantendrá.
La intensidad de la corriente generada, variará proporcionalmente según
la intensidad de luz incidente.
Cada módulo fotovoltaico se conforma de una determinada cantidad de
celdas conectadas en serie. Como vimos anteriormente, al unirse la capa
negativa de una celda a la positiva de la siguiente, los electrones fluyen a través
de los conductores de una celda a la otra.
Este flujo se repite hasta llegar a la última celda del módulo, de la cual
fluyen hacia el acumulador o batería.
Cada electrón que abandona el módulo es reemplazado por otro que
regresa del acumulador o batería. El cable de la interconexión entre módulo y
batería contiene el flujo, de manera tal que cuando un electrón abandona la
última celda del módulo y se dirige hacia la batería, otro electrón ingresa a la
primera celda desde la batería.
Es por esto, que se considera inagotable a un dispositivo fotovoltaico.
Produce energía eléctrica como respuesta a la energía lumínica que ingresa en
el mismo. Cabe aclarar que una celda fotovoltaica no puede almacenar energía
eléctrica.
1.5
TIPOS DE CELDAS
Existen tres tipos de celdas; dependiendo su diferenciación según el
método de fabricación.
6
1.5.1 Materiales densamente cristalinos
¾ Las de silicio monocristalino son celdas que se obtienen a partir de barras
cilíndricas de silicio Monocristalino producidas en hornos especiales.
Las celdas se obtienen por cortado de las barras en forma de obleas
cuadradas delgadas (0,4-0,5 mm de espesor). Su eficiencia en conversión de
luz solar en electricidad es superior al 12%.
¾ Las de silicio policristalino son celdas que se obtienen a partir de bloques de
silicio obtenidos por fusión de trozos de silicio puro en moldes especiales.
En los moldes, el silicio se enfría lentamente, solidificándose. En este
proceso, los átomos no se organizan en un único cristal.
Se forma una estructura policristalina con superficies de separación entre los
cristales.
Estas celdas son menos caras para fabricar y menos eficientes que las
celdas simples de cristal de silicio.
Su eficiencia en conversión de luz solar en electricidad es algo menor a las
de silicio Monocristalino.
1.5.2 Materiales de película delgada
¾ Las de silicio amorfo (Si-a) son celdas que se obtienen mediante la
deposición de capas muy delgadas de silicio sobre superficies de vidrio o
metal.
El silicio amorfo que es una estructura no cristalina. Su primer uso en
materiales fotovoltaicos fué en 1974.
En 1996, el silicio amorfo constituyó más del 15% de la producción
mundial de celdas fotovoltaicas.
Usado en productos de consumo, el Si-a es la gran promesa para la
construcción de sistemas integrados.
Su eficiencia en conversión de luz solar en electricidad varía entre un 5 y
un 7%.
7
1.6
CURVAS CARACTERÍSTICAS DE LAS CELDAS FOTOVOLTAICAS
En ellas se podrá observar el comportamiento tanto del voltaje como la
corriente en un panel fotovoltaico.
1.6.1 Curva de corriente v/s tensión (curva I-V)
La representación típica de la característica de salida de un dispositivo
fotovoltaico (celda, módulo, sistema) se denomina curva corriente tensión. La
corriente de salida se mantiene prácticamente constante dentro del rango de
tensión de operación y, por lo tanto el dispositivo se puede considerar como una
fuente de corriente constante en este rango.
La corriente y tensión a la cual opera el dispositivo fotovoltaico están
determinadas por la radiación solar incidente, por la temperatura ambiente, y por
las características de la carga conectadas al mismo. La siguiente ecuación
representa todos los pares de valores (I/V) en que puede trabajar una célula
fotovoltaica.
− e (V CA −V )
I = ICC (1 − e
mKT
)
(1-1)
La característica I-V de una célula tendrá la siguiente forma:
Corriente (I)
ICC
IMP
Tensión (V)
Volts
VMP
VCA
Fig. 1-3 Curva característica I-V de una célula
8
Donde, los valores trascendentes de esta curva son:
¾ La corriente de cortocircuito (Icc) es la máxima corriente que puede entregar
un dispositivo bajo condiciones determinadas de radiación y temperatura
correspondiendo a tensión nula y consecuentemente a potencia nula.
¾ Tensión de circuito abierto (Vca) es la máxima tensión que puede entregar un
dispositivo bajo condiciones determinadas de radiación y temperatura
correspondiendo a circulación de corriente nula y consecuentemente a
potencia nula.
¾ Potencia Pico (Pmp) es el máximo valor de potencia que puede entregar el
dispositivo. Corresponde al punto de la curva en el cual el producto (V ⋅ I ) es
máximo.
¾ Corriente a máxima potencia (Imp) es la corriente que entrega el dispositivo a
potencia máxima bajo condiciones determinadas de radiación y temperatura.
Se la utiliza como corriente nominal del mismo.
¾ Tensión a máxima potencia (Vmp) es la tensión que entrega el dispositivo a
potencia máxima bajo condiciones determinadas de radiación y temperatura.
Se la utiliza como tensión nominal del mismo.
Donde:
e
:es la carga del electrón.
m
:es un parámetro constructivo de la célula, normalmente=1
K
:es la constante de Boltzman.
T
:temperatura en ºK.
1.7
FACTORES
AMBIENTALES
SOBRE
LA
CARACTERÍSTICA
DE
SALIDA DEL DISPOSITIVO.
La salida de los paneles fotovoltaicos depende en gran medida de los
factores ambientales. Por lo que a continuación se estudiará el comportamiento
del panel solar ante estos factores.
9
1.7.1 Efecto de la intensidad de radiación solar
El resultado de un cambio en la intensidad de radiación es una variación
en la corriente de salida para cualquier valor de tensión.
La corriente varía con la radiación en forma directamente proporcional. La
tensión se mantiene prácticamente constante como lo muestra la figura 1-4.
1.7.2 Efecto de la temperatura
El principal efecto provocado por el aumento de la temperatura del
módulo, es una reducción de la tensión en forma directamente proporcional.
Existe un efecto secundario dado por un pequeño incremento de la
corriente para valores bajos de tensión como lo muestra la figura 1-5.
Es por ello que para lugares con temperaturas ambientes muy altas son
aptos módulos que poseen mayor cantidad de celdas en serie para que los
mismos tengan la suficiente tensión de salida para cargar baterías.
La tensión en el punto de máxima potencia de salida para una celda es de
aproximadamente 0,5 volts a pleno sol. La corriente que entrega una celda es
proporcional a la superficie de la misma y a la intensidad de la luz. Es por ello
que para lograr módulos con corrientes de salida menores se utilizan en su
fabricación tercios, cuartos, medios, etc. de celdas.
I
La corriente
decrece cuando
baja el nivel
de radiación
Tensión
prácticamente
sin variación.
V
Fig. 1-4 Efecto de la intensidad de radiación.
10
I
Altas temperaturas
implican una
disminución
de la tensión
V
Fig. 1-5 Combinaciones de celdas y curvas resultantes
Un módulo fotovoltaico es un conjunto de celdas conectadas en serie (sus
tensiones se suman) que forman una unidad con suficiente tensión para poder
cargar una batería de 12 volts de tensión nominal (la batería necesita entre 14 y
15 volts para poder cargarse plenamente).
Para lograr esta tensión se necesitan entre 30 y 36 celdas de silicio
Monocristalino conectadas en serie.
1.7.3 Interacción del dispositivo fotovoltaico con la carga
La curva I-V para las condiciones ambientales reinantes, es sólo parte de
la información necesaria para saber cual será la característica de salida de un
módulo.
La otra información imprescindible es la característica operativa de la
carga a conectar. Es la carga la que determina el punto de trabajo en la curva IV.
La característica I-V del módulo varía con las condiciones ambientales
(radiación, temperatura).
Ello quiere decir que habrá una familia de curvas I-V que nos mostrarán
las características de salida del módulo durante el día y una época del año,
como se muestra en la figura 1-6.
11
Corriente (Amp)
2.8
Mediodía
2
16:00 Hrs.
09:00 Hrs.
1
Tensión
(Volts)
0
2 4
6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26
Fig. 1-6 Potencia máxima de salida durante el día.
La curva de potencia máxima de un módulo en función de la hora del día
tiene la forma indicada en la figura 1-7.
Potencia
en Watts
60
50
(B)
•
40
30
20
(A)
10
0
•
•
(C)
Hora del
día (hr)
2 4
6 8 10 12 14 16 18 20 22 24
Fig. 1-7 Potencia máxima de un módulo en función de la hora del día.
La cantidad de energía que el módulo es capaz de entregar durante el día
esta representada por el área comprendida bajo la curva de la figura 1-7 y se
mide en Watts hora/día. Se observa que no es posible hablar de un valor
constante de energía entregada por el módulo en Watts hora ya que varía
dependiendo de la hora del día.
Será necesario entonces trabajar con valores de cantidad de energía
diarios entregados. (Watts hora/día).
12
1.8
EL MÓDULO FOTOVOLTAICO
Un modulo fotovoltaico es un conjunto de células conectadas en serie, 30
a 36 células como se muestra en la figura 1-8.
Para hacer posible su manejo práctico, los fabricantes presentan las
células asociadas eléctricamente entre sí y encapsuladas en un bloque llamado
panel o módulo fotovoltaico, que constituye el elemento básico para construir un
generador fotovoltaico.
1.8.1 Características
¾ La potencia nominal de generación de cada módulo depende de la superficie
de cada celda, ver apéndice A.
¾ Generalmente, los módulos fotovoltaicos están diseñados para cargar
baterías de una tensión nominal de 12 Vcc. Para mayores tensiones es
necesario conectar 2 o más módulos en serie.
¾ La cantidad de energía generada dependerá de la cantidad de módulos
instalados, de la potencia nominal de cada uno y del recurso solar disponible.
¾ Para alcanzar una determinada capacidad de generación es necesario
colocar una cantidad determinada de estas series en paralelo.
¾ Las estructuras soporte mantienen a los módulos fotovoltaicos orientados e
inclinados en ángulos que permiten optimizar la captación de la radiación
solar.
Fig. 1-8 Módulo fotovoltaico.
13
¾ Posee los mismos parámetros que la celda solar
¾ Corriente de cortocircuito (Icc)
¾ Tensión de circuito abierto (Vca)
¾ Potencia pico (Pmp)
¾ Corriente a máxima potencia
¾ Tension a máxima potencia
¾ Voltajes: 12, 24 volts
¾ Potencias: 10,50,55,70,75,90,100,110 watts.
Marcas en Chile: Kyocera, Siemens, Solarex, Bp.
1.9
SISTEMA FOTOVOLTAICO
Los Sistemas Fotovoltaicos (SFV) transforman la radiación solar en
energía eléctrica permitiendo abastecer una amplia variedad de consumos. La
energía excedente producida durante las horas y días de mayor insolación es
acumulada en baterías, ver figura 1-9. La energía acumulada permite abastecer
los consumos durante la noche y durante los días nublados.
Modulos Fotovoltaicos
Regulador
DC
Ba
Baterias
Fig. 1-9 SFV que entrega tensión continua.
14
Modulos Fotovoltaicos
Regulador
DC
Inversor
CA
Ba
Baterias
Fig. 1-10 SFV que entrega tensión continua y alterna.
Los SFV generan energía eléctrica en corriente continua. Si se deben
abastecer consumos de corriente alterna, es necesario intercalar un inversor de
CC/CA entre las baterías y dichos consumos, ver figura 1-10.
La capacidad de generación de un SFV depende de su tamaño y del
recurso solar disponible en el lugar de su instalación. Los SFV se diseñan de tal
manera que la energía que deben generar debe ser equivalente a la requerida
por los consumos conectados. En la mayoría de los casos el cálculo debe
realizarse para el mes de peor nivel de insolación (Invierno).
Cuando los consumos son relativamente altos los sistemas fotovoltaicos
son combinados con otras fuentes de energía eléctrica (generadores diesel,
eólicos, termogeneradores, etc.), formando lo que se denomina un Sistema
Híbrido, ver figura 1-11.
Los SFV necesarios para abastecer la mayoría de las aplicaciones
actuales están conformados por uno o más módulos fotovoltaicos (generador
solar), estructuras soporte, banco de baterías, reguladores de carga, y
eventualmente inversores DC/AC.
Sus características dependerán de la cantidad y tipo de módulos que
debe soportar. Las baterías almacenan el exceso de energía generada en los
días de mayor radiación, y la entregan al consumo durante la noche o los días
nublados.
15
Modulos Fotovoltaicos
Regulador
DC
Inversor
CA
CA
Ba
Baterias
Grupo Electrogeno
Figura 1-11 SFV que entrega tensión continua, alterna.
El tamaño del banco de baterías depende de la distribución de días claros
y nublados correspondientes al lugar de la instalación, siendo su capacidad
aproximada igual a un valor entre 4 y 8 veces el consumo diario.
El regulador de tensión es un dispositivo electrónico que protege las
baterías contra sobrecargas y sobredescargas, desconectado los módulos
fotovoltaicos, o desconectando los consumos según el caso.
Los consumos de corriente continua se conectan directamente a las
baterías o a través del corte por baja del regulador.
Los consumos de corriente alterna son alimentados a través de un
inversor DC/AC conectado directamente a las baterías.
1.10 PRINCIPALES VENTAJAS
Las principales ventajas que presentan los SFV son:
¾ No consumen combustible
¾ Son totalmente silenciosos
¾ No contaminan el medio ambiente
¾ Son modulares
¾ Requieren de un mínimo mantenimiento
16
1.11 PRINCIPALES APLICACIONES
¾ En la electrificación rural y viviendas aisladas donde llevar energía eléctrica
por medio de la red general sería demasiado costoso y por lo tanto no
cuentan con este servicio.
En este caso, la instalación de un generador fotovoltaico es ampliamente
rentable.
¾ En las comunicaciones ya que los generadores fotovoltaicos son una
excelente solución cuando hay necesidad de transmitir cualquier tipo de señal
o información desde un lugar aislado, por ejemplo, reemisores de señales de
TV, plataformas de telemetría, radioenlaces, estaciones meteorológicas.
¾ En ayudar a la navegación como alimentar eléctricamente faros, boyas,
balizas, plataformas y embarcaciones.
¾ En transporte terrestre la iluminación de cruces de carretera peligrosos y
túneles largos. Alimentación de radioteléfonos de emergencia o puestos de
socorro lejos de líneas eléctricas. Señalizaciones de pasos a desnivel o
cambio de vías en los ferrocarriles.
¾ En la agricultura y ganadería se está teniendo una atención muy especial en
estos sectores.
Mediante generadores fotovoltaicos podemos obtener la energía eléctrica
necesaria para granjas que conviene que estén aisladas de la zonas urbanas
por motivos de higiene. Sin embargo, la aplicación más importante y de futuro
es el bombeo de agua para riego y alimentación de ganado que normalmente
se encuentra en zonas no pobladas.
Otras aplicaciones pueden ser la vigilancia forestal para prevención de
incendios.
¾ En aplicaciones en la industria como es la obtención de metales como cobre,
aluminio y plata, por electrólisis y la fabricación de acumuladores
electroquímicos.
¾ En difusión de la cultura mediante medios audiovisuales alimentados
eléctricamente mediante generadores fotovoltaicos.
17
1.12 REGULADOR
Es un dispositivo electrónico que tiene la misión de regular la corriente
que absorbe la batería con el fin de que en ningún momento pueda ésta
sobrecargarse peligrosamente, y de entregar a la carga un voltaje regulado, ver
apéndice A.
1.12.1 Características
¾ Mantiene cargada la batería del Sistema.
¾ Posee un controlador del sistema, el cual colocado en el modo automático
tiene dos funciones, mantener cargada a la batería por medio del panel solar
y desconectar a la carga de la batería cuando ésta tenga un bajo voltaje.
¾ Mediante este controlador del sistema se asegura un uso eficiente y
adecuado de la batería, prolongando su vida útil.
¾ Desconecta el consumo cuando el estado de la batería es tal que una
descarga aún más profunda podría dañarla.
¾ Selección Automática de Voltaje.
¾ Evita Corrientes Inversas: previene posibles descargas de la batería durante
la noche a través de los módulos FV.
¾ Protección Contra Inversiones de Polaridad.
¾ Desconexión de Consumo por bajo Voltaje.
¾ Desconexión Electrónica de Seguridad.
1.13 BATERÍA
La utilización de energía en momentos de baja o nula insolación sólo se
logra si se almacena energía; la fiabilidad de un sistema fotovoltaico depende en
gran medida del sistema de acumulación.
La batería es el elemento que almacena la energía durante las horas en la
que hay radiación solar para entregarla durante la noche o en días nublados.
18
Además es un dispositivo capaz de transformar energía potencial química en
energía eléctrica.
En instalaciones pequeñas normalmente se usan baterías de 12 V; para
aplicaciones fotovoltaicas existen también baterías especiales, de costo algo
mayor que las baterías de arranque de vehículos.
Estas últimas están diseñadas para entregar grandes corrientes durante
instantes cortos (arranque) mientras que en las aplicaciones fotovoltaicas se
precisan corrientes pequeñas durante tiempos mayores (por ejemplo, iluminación
en la noche). La capacidad de una batería se indica en Ah y es el producto de la
corriente que nominalmente puede entregar por el tiempo durante el cual entrega
esta corriente.
La vida útil de una batería depende de varios factores. Uno de ellos es la
profundidad de descarga, es decir la cantidad de energía que le extraemos.
En general, no es conveniente descargar la batería en exceso por lo que a
menudo se agrega un circuito protector de descarga excesiva, ya sea
separadamente o incluído en el regulador de carga. Una batería plenamente
cargada tiene una tensión de unos 14 V que van disminuyendo hasta unos 11 V
a medida que se descarga. En ese momento el protector desconecta la batería
de la carga, a fin de que no se siga descargando. Sólo en casos de emergencia
y por instantes cortos puede reconectarse.
La tensión de la batería también varía con la temperatura por lo que
algunos protectores incluyen un sensor de temperatura adosado a la batería.
El regulador de carga cumple una función muy importante en un sistema
fotovoltaico ya que evita que la batería sea sobrecargada.
En algunos casos también incluye una protección contra descarga
excesiva. El banco de baterías ofrece una tensión más constante a la salida que
la de los módulos y permite al sistema satisfacer las cargas punta que superan la
salida de los módulos durante el trabajo diurno, además debe poder dar gran
parte de su capacidad total cada noche y ser perfectamente recargable el día
siguiente.
19
La batería cumple dos misiones importantes:
¾ Suministrar una potencia instantánea, o durante breves momentos, superior a
la que el campo de paneles podría generar aún en los momentos más
desfavorables posibles (arranque de motores).
¾ Mantiene un nivel de tensión estable. El acumulador proporciona un voltaje
estable y constante (dentro de un cierto rango) independientemente de las
condiciones de incidencia luminosa.
¾ Las baterías pueden conectarse tanto en serie si lo que quiere es mas voltaje
o en paralelo si lo que se desea es mas corriente.
Las baterías más utilizadas son las de las de plomo ácido y níquel-cadmio
(mayor calidad y costo).
1.13.1 Baterías plomo ácido
Las baterías de plomo - ácido son las que se usan generalmente en
sistemas fotovoltaicos, están compuestas de placas positivas de dióxido de
plomo, placas negativas de plomo y ácido sulfúrico diluído como electrolito.
En el mercado existen diferentes tipos de baterías de plomo - ácido optimizadas
para ciertas condiciones de uso. Las principales baterías de plomo - ácido a ser
considerados en sistemas fotovoltaicos son:
¾ Las baterías de arranque de automóvil son las baterías más comunes y más
disponibles en todos los lugares. También son las baterías más baratas. Al
descargarse completamente la batería se reduce irreversiblemente la
capacidad de carga de la misma. Requieren regularmente de mantenimiento.
Su vida útil es de 500 - 1000 ciclos con 20%de descarga.
¾ Las baterías de tracción tienen mayor costo y son diseñadas para operar con
ciclos de descarga profunda tal como se requiere en un auto eléctrico con
ciclos típicos de carga/descarga diarios. Requieren asimismo regularmente
mantenimiento. Su vida útil es de 1500 o más ciclos con 80% de descarga.
20
¾ Las baterías estacionarias son usadas en instalaciones grandes. Pueden
tener el electrolito gelificado, ser selladas y aptas para ser colocadas en
cualquier posición, sea vertical u horizontal. Son blindadas ("tubulares") y
cuestan entre 3 a 6 veces más que las baterías de arranque comunes. Su
eficiencia es de 95-98% y una vida hasta 15-20 años, permitiendo 1300-1500
ciclos de 80% de carga/descarga, o 4500 ciclos de 30%.
¾ Las baterías "solares" es el nombre por el cual se ofrece hoy en el mercado
un conjunto de baterías, realmente o supuestamente adaptadas a los
requerimientos de un sistema fotovoltaico. Pueden ser selladas o abiertas.
Las baterías más usadas son las de tipo arranque mejorado que tienen
placas más gruesas, más electrolito etc. No son selladas y requieren un
mantenimiento bajo de más o menos 1 - 2 veces por año. Permiten un
número de 1000 - 2000 ciclos de carga/descarga de 15 - 20 % cada uno
(manteniendo permanentemente el 80-85% de la carga total) y son más
resistentes a las descargas de 50 % que las baterías normales de arranque.
1.13.2 Níquel – Cadmio
Las principales características son:
¾ El electrolito es alcalino
¾ Admiten descargas profundas de hasta el 90% de la capacidad nominal
¾ Bajo coeficiente de autodescarga
¾ Alto rendimiento ante variaciones extremas de temperatura
¾ La tensión nominal por elemento es de 1,2 Volts
¾ Alto rendimiento de absorción de carga (mayor al 80 %)
¾ Muy alto costo comparadas con las baterías ácidas
¾ Mayor utilización.
¾ Elevado rendimiento en amperios-hora.
¾ Baja autodescarga.
¾ Ausencia de riesgo de "muerte súbita".
21
¾ No hay necesidad de incluir un regulador de tensión.
¾ No es necesario sobredimensionar la batería.
¾ Trabaja en cualquier fase de su carga.
¾ Trabaja lo mismo en condiciones árticas o antárticas frías que calurosas
tropicales.
¾ Resiste un trato duro y temperaturas extremas
¾ El rendimiento de la batería de niquel cadmio excede al de las baterías de
plomo en las más importantes características de una batería fotovoltaica.
1.13.3 Selección del tipo de batería
Aunque una batería de plomo de automóvil puede parecer inicialmente
atractiva por su bajo precio, la corta vida de la misma y las limitadas capacidades
de recarga de este tipo de batería pueden hacer muy oneroso el costo de
propiedad a la carga. Para aplicaciones en sistemas fotovoltaicos pequeños no
se requiere de baterías caras que resistan muchos ciclos de carga - descarga
profundas. Desde el punto de vista económico es más barato usar una buena
batería "solar" tipo arranque mejorado. Con estas baterías se puede obtener
menores costos, expresados en $ / kWh de energía almacenada. Por eso,
diversos proyectos de la cooperación internacional utilizan baterías de plomo ácido tipo arranque mejorado para pequeños sistemas fotovoltaicos, que
requieren un bajo mantenimiento (revisión del agua cada 6 - 12 meses).
Para una larga vida de la batería tipo arranque normal o mejorado es
importante que el regulador sea de buena calidad para evitar sobrecargas y
descargas completas. Asimismo, el dimensionamiento del sistema, que debe
considerar la carga diaria, la potencia del panel fotovoltaico, la radiación solar y
la capacidad de la batería, debe permitir que la batería sea de vez en vez
completamente
cargada
para
evitar
sulfuración.
Se
debe
realizar
el
mantenimiento eventual requerido. Evidentemente ello requiere capacitación y
hábitos de consumo eléctrico apropiados del usuario y la inspección periódica de
22
la batería. Si en una comunidad rural existen muchos pequeños sistemas
fotovoltaicos, estos requerimientos se pueden cumplir y obtener así los costos
más bajos posibles. Solamente en casos especiales se usa baterías de niquelcadmio, que en términos generales, son técnicamente superiores pero también
tienen un costo varias veces más que una batería de plomo-ácido. Por este
motivo se usa solamente baterías (acumuladores) de plomo-ácido en pequeños
sistemas fotovoltaicos para casas rurales.
CAPÍTULO 2
TOPOLOGÍAS DE INVERSORES
2.1
INTRODUCCIÓN
Los convertidores CC/CA, denominados inversores u onduladores,
permiten producir una tensión alterna de frecuencia variable a partir de una
fuente de tensión continua. Normalmente, la tensión alterna no sólo es variable
en frecuencia, sino también en amplitud. Se distingue entre inversores
monofásicos o trifásicos según el sistema alterno generado a la salida. Las
aplicaciones de los inversores son muy numerosas, principalmente se utilizan
para accionar motores de corriente alterna y como fuentes de alimentación
ininterrumpidas. Se pueden identificar dos tipos de inversores, los inversores con
fuente de tensión (VSI) que se alimentan mediante una fuente de tensión
continua y los inversores con fuente de corriente (CSI) que se alimenta con una
fuente de corriente continua. Los inversores alimentados por corriente se utilizan
sólo para accionamientos de motores de muy alta potencia.
2.2
INVERSORES ALIMENTADOS EN TENSIÓN (VSI)
El inversor alimentado en tensión es constituido por interruptores
unidireccionales en tensión y bidireccionales en corriente, donde para este caso
la carga tiene que tener una característica inductiva.
2.2.1 Inversor Push-Pull
El inversor push-pull presenta la ventaja de poder ajustar el nivel de
tensión de la onda cuadrada de salida por medio de la relación de espiras del
transformador. Sin embargo, tiene el inconveniente fundamental de que los
24
transistores deben soportar el doble de la tensión de entrada, ya que a la propia
tensión de entrada se le suma el valor reflejado en el primario del transformador.
Esto hace necesario el empleo de transistores con tensiones de ruptura
superiores y en consecuencia con peores características de conducción.
Además esta topología exige el uso de un elemento reactivo adicional como es
el transformador, lo que aumenta el coste para algunas aplicaciones. Esto hace
que dicha topología se reserve para el caso de tensiones de entrada reducidas,
donde además el uso de un transformador elevador es inevitable.
Por otro lado, el diseño y la construcción del transformador debe
realizarse con mucho cuidado para evitar componentes continuas en el flujo del
núcleo, que podrían dar lugar a fuertes corrientes de magnetización,
disminuyendo el rendimiento del inversor o incluso produciendo su destrucción
debido a la saturación del transformador.
La figura 2-1 muestra el circuito y las formas de onda más características
del inversor push-pull.
2.2.2 Inversor Asimétrico
El inversor asimétrico es muy simple pues sólo requiere dos interruptores.
Estrictamente hablando esta topología no corresponde a un inversor pues
genera una tensión de salida que tiene siempre la misma polaridad.
1
NE
N
E
1
Fig. 2-1 Inversor Push-Pull.
25
Esto hace preciso que el circuito tanque al que alimenta esta topología
presente un condensador en serie con la entrada de forma que se bloquee el
paso de corriente continua. Así la tensión alterna de entrada al circuito tanque
corresponderá a una onda cuadrada de tensión máxima igual a la mitad de la
tensión de entrada. Esta topología es muy empleada para la implementación de
inversores autoscilantes.
Normalmente el condensador de filtro se considera parte del circuito
resonante. El principal inconveniente de este inversor es que el condensador de
filtro soporta un nivel de continua igual a la mitad de la tensión de entrada. Por
ello, este condensador debe ser de valor elevado para minimizar el rizado de
tensión. Por la misma razón, también debe ser un condensador de baja
resistencia serie, lo que aumenta su coste. Su esquema se muestra en la figura
2-2.
2.2.3 Inversor Medio Puente
El inversor en medio puente emplea dos condensadores para crear un
punto a una tensión flotante igual a la mitad de la tensión de entrada. De esta
forma la tensión de salida corresponde directamente a una onda cuadrada de
valor máximo igual a la mitad de la tensión de entrada.
E
+
E/2
Fig. 2-2 Inversor Asimétrico.
26
+
E
E/2
+
Fig. 2-3 Inversor medio puente.
Los condensadores deben ser escogidos adecuadamente de forma que
sean capaces de suministrar la energía necesaria en cada ciclo de conmutación
sin una descompensación excesiva en su tensión. Su funcionamiento es muy
similar al del inversor asimétrico.
Su esquema se puede observar en la figura 2-3.
2.2.4 Inversor Puente Completo
En algunas aplicaciones con elevada tensión de entrada, los inversores
asimétrico y medio puente, pueden no suministrar potencia suficiente a la salida,
en estos casos puede emplearse la topología en puente completo. Esta
topología emplea cuatro interruptores para generar una tensión cuadrada de
valor máximo igual al de la tensión de entrada, el doble que en las otras dos
topologías anteriores, por lo que la potencia disponible en la salida se multiplica
por cuatro. En este inversor los interruptores sólo soportan una tensión igual a la
de entrada. Otra ventaja del inversor en puente completo es que permite la
modulación de la señal de salida, permitiendo así el control del valor eficaz de la
tensión aplicada al circuito resonante. Por otro lado, uno de los inconvenientes
de este inversor es que en cada instante se encuentran siempre dos
semiconductores en estado de conducción.
27
E
E
Fig. 2-4 Inversor puente completo
Por ello el rendimiento para potencias de salida reducidas será inferior
que en el caso de los otros inversores en los que sólo un semiconductor conduce
en cada intervalo. Los circuitos LC-serie, LCC y LCLC, incorporan todos ellos un
condensador en serie con la entrada por lo que pueden ser empleados
directamente en el inversor asimétrico o en topologías que incorporen un
transformador. Su esquema se muestra en la figura 2-4.
2.3
INVERSOR POR MODULACION SINUSOIDAL (PWM)
Esta modulación consiste en la comparación de una referencia sinusoidal
(o moduladora) con una señal triangular (o portadora) donde la referencia
determina la frecuencia y la tensión que se desea para las formas de onda de
salida del inversor, ver figura 2-5.
Con la modulación PWM se puede reducir el contenido armónico en la
salida de un inversor y consiste en producir una tensión configurada por varios
pulsos por cada ciclo de una señal alterna deseada.
La señal así obtenida tiene un contenido armónico que resulta tanto
menor cuanto mayor sea la cantidad de pulsos producidos.
Este método resulta aplicable a circuitos de cualquier potencia porque la
configuración del inversor no se modifica con respecto al montaje convencional:
28
solamente se modifica el circuito de disparo de los transistores del inversor a fin
de producir la salida con pulsos múltiples.
El conjunto armónico depende no sólo de la cantidad de pulsos por ciclo
sino también del ancho relativo de cada pulso, y de que tengan una o dos
polaridades en cada semiciclo de la tensión de salida, si cada semiciclo tiene
una polaridad, se dice que es un sistema de tres niveles (positivo y cero en el
semicilo positivo ó negativo y cero en el semiciclo negativo), y si en cada
semiciclo hay dos polaridades, se dice que es de dos polaridades (positivo o
negativo).
Vcc
•
R1
No inversora
• S3,S4
+
R2
-
Vsen
(moduladora)
• S1,S2
0
Inversora
Vtri
(portador a)
+
S1
S3
D2
D1
E
2
Carga
Inductiva
•
E
2
S2
S4
D3
D4
-
Fig. 2-5 Inversor PWM (VSi).
29
2.4
INVERSOR ALIMENTADO EN CORRIENTE (CSi)
El inversor alimentado en corriente es constituido por interruptores
unidireccionales en corriente y bidireccionales en tensión, donde para este caso
la carga tiene que tener una característica capacitiva. Básicamente es
alimentado con una fuente de tensión, que al agregarle una bobina de entrada se
convierte en una fuente de corriente.
2.5
TOPOLOGÍA ESCOGIDA
La topología a usar para este proyecto corresponde un inversor
alimentado en corriente como muestra la figura 2-6, ya que cumple con todas las
características. Para saber que requerimiento necesita el inversor a diseñar es
indispensable obtener un modelo de la motobomba a utilizar.
Inversor
+
Vcc
TR
T1
Li
CARGA
Co
T2
Fig. 2-6 Inversor alimentado en corriente Autoscilante.
INDUCTIVA
CAPÍTULO 3
MOTOBOMBA
3.1
DESCRIPCIÓN
La motobomba es el equipo mediante el cual usaremos para transportar
agua ya sea de un pozo, río, lago, con el fin de poder almacenarla en un
estanque para ser usada en regadío (riego por goteo).
Es un motor de inducción asincrónico monofásico del tipo cerrado, y con
condensador permanente inserto cuyo valor se muestra en la tabla 3-1.
3.2
PRINCIPIO DE FUNCIONAMIENTO
Para llegar a un modelo de la motobomba es necesario comprender que
ocurre con la topología escogida en la salida(carga). La topología del circuito
inversor escogida, constan en una primera etapa de un circuito oscilador, el
produce en la salida pulsos de onda cuadrada(control), los cuales se reflejan en
la base de los transistores de potencia(T1 ,T2), ver figura 3-1.
Tabla 3-1 Características de la motobomba.
MARCA
MODELO
L/min
Hm
Kw
Hp
Dn
V
Hz
A
UF
Rpm
Vc
Fp
PEDROLLO
TOP VORTEX
5/40
38/5
0,37
1/2
1”
220
50
2.3
10
2800
450
0.8
31
+
V cc
-
T1
Lin
Lp1
CONTROL
Ls
Cr
Rc
Lc
Lp2
T2
MOTOBOMBA
CONTROL
Fig. 3-1 Etapa de potencia y salida del inversor.
Primero se identificaran las diferentes variables a ocupar en los cálculos.
Donde:
T1,T2
:INTERRUPTORES DE POTENCIA
Vcc
:Fuente de alimentación (regulador).
Lin
:Inductor de entrada.
Lp1,Lp2
:Arrollamiento del Primario del transformador de Potencia.
Ls
:Arrollamiento del Secundario del transformador de Potencia.
Lm
:Inductancia mutua del transformador de Potencia.
Lm’
:Inductancia mutua del transformador de potencia referida al
secundario.
Cr
:Condensador resonante.
Rc
:Resistencia de carga equivalente.
Lc
:Inductancia de carga equivalente.
Los interruptores de potencia conmutan complementariamente con una
razón cíclica de 0.5. Debido al efecto de Lin, la corriente suministrada por la
fuente Vcc es prácticamente constante a causa del ciclo de trabajo.
32
Por cada devanado del primario circula una corriente como la mostrada en
la
figura 3-2 a, sin embargo, esta circulación de corriente se refleja en el
secundario del transformador, como se muestra en la figura 3-2 b.
Luego el circuito de la figura 3-1 se puede simplificar, como lo muestra la
figura 3-2 c.
ILin
t
ILp1 , ILp2
t
a) Corriente de entrada y corriente en el primario del transformador
ILs
t
b) Corriente en el secundario del transformador
ILs
ILs
Ic
Cr
Rc
Leq
c) Circuito simplificado de la figura 3-1
Fig. 3-2 Formas de onda de la corriente y circuito simplificado.
33
Leq viene dado por:
Leq =
L'M *LC
L 'M + LC
(3-1)
Con la corriente ILs en el secundario se produce una resonancia debido a
la presencia de Cr y Leq_; cuya frecuencia de resonancia aproximada viene dada
por:
w =
1
Leq ⋅ Cr
(3-2)
Este efecto de resonancia en el secundario trae consigo la presencia de
tensiones y corrientes(ver figura 3-3 a) prácticamente sinusoidales, y cuyo
ángulo de fase depende de las características de la carga (la bomba).
3.3
CÁLCULOS DEL MODELO DE LA MOTOBOMBA.
La bomba será representada por el circuito RL paralelo de la figura 3-3 b.
Vcr
Ic
φ
ángulo de fase
a ) Tensiones y corrientes producto de la resonancia
•
Rc
Lc
•
b) Modelo circuital de la motobomba
Fig. 3-3 Formas de onda producto de la resonancia y modelo de la motobomba.
34
Los parámetros RC y LC serán determinados una vez que se tengan los
requerimientos de diseño. Los datos de diseño para el modelo de la Motobomba
se muestran en la tabla 3-1.
Se sabe que:
Po =
Vop 2
(3-3)
RC
Vop2
Vop ⋅ I op ⋅ cos φ =
RC =
RC =
RC
Vop
I op ⋅ cos φ
(3-4)
(3-5)
220
= 110Ω
2.5 ⋅ 0.8
(3-6)
RC = 110Ω
(3-7)
Donde la potencia reactiva Qo es:
Qo =
Vop2
(3-8)
XC
Vop ⋅ I op ⋅ sen φ =
Vop2
XC
Tabla 3-1 Datos de diseño del circuito inversor
Vcc
24 volt
Po
500 W
Vop
220 Vrms
Iop
2.5 A rms
η
0.9
f
50 Hz
φ
37º
Cosφ
0.8
(3-9)
35
XC =
(3-10)
VOP
2 ⋅ π ⋅ f ⋅ I op sen φ
LC =
LC =
VOP
I OP ⋅ sen φ
(3-11)
220
= 466 mH
2 ⋅ π ⋅ 50 ⋅ 2,5 ⋅ sen 37
LC = 466mH
(3-12)
(3-13)
Finalmente el modelo de la motobomba con sus valores se puede
observar en la figura 3-4 a. Luego los parámetros del transformador de Potencia
se muestran en la figura 3-4 b.
El valor de las inductancias del transformador de potencia esta
directamente relacionado con el valor de las tensiones de entrada y salida
deseadas. Se puede demostrar que el valor de la tensión eficaz entre los puntos
1 y 2 del primario viene dado por:
VP r ms =
VCC ⋅ π
= V1, 2
2
(3-14)
•
110
Ω
466mH
•
a ) Modelo de la motobomba calculado
•
1
LP1
VP
•
LP2
. LS
VS
•
2
b ) Parámetros del transformador
Fig. 3-4 Modelo de la motobomba calculado y parámetros del transformador.
36
Luego la tensión presente en uno de los devanados del primario es:
VLP =
VP r ms V1, 2
=
2
2
(3-15)
Si Vcc =24 V, entonces:
VLP =
24 ⋅ π
= 26,66 Vrms
2⋅ 2
(3-16)
Se define “a” como la relación entre la tensión efectiva del secundario y la
tensión efectiva en uno de los devanados del primario, se tiene:
a=
VSrms
220
=
= 8,252
VLP
26,66
(3-17)
Por otro lado se tiene que:
2
LS
L
V

= S =  Srms  = a 2
L P1 LP 2  VLP 
(3-18)
El valor de Lp1 y Lp2 es un valor dado, para cumplir con la relación de
transformación en el transformador, utilizando 30mH.
LS = a 2 ⋅ LP 1 y LP 1 = L P 2 = 30mH
(3-19)
LS = (8, 252) ⋅ 30mH = 2,043H
(3-20)
entonces,
2
Luego, considerando un margen de seguridad del 10%, por cualquier
variación en la tensión del primario producto del acoplamiento usado en el
transformador:
Ls = 2,043 ⋅ 1,1 = 2, 25H
(3-21)
LS = 2, 25H
(3-22)
La ecuación (3-22) determina el condensador resonante Cr. Del análisis
del circuito de la Fig. 3-5 se puede determinar que:
2
Cr ⋅
d VP
1 dV P
1
+
⋅
+
=0
2
dt
RS dt
Leq
donde:
Cr
:Condensador resonante.
(3-22)
37
RC
:Resistencia
carga equivalente.
Leq
:Inductancia equivalente.
VP
:Tensión V 12
Para la solución de esta ecuación diferencial el sistema se considerará
sub-amortiguado:
α 2<<ωo2
(3-23)
Donde:
α=
1
2 ⋅ RS ⋅ C r
(3-24)
La frecuencia natural de resonancia es:
ϖO =
1
Leq ⋅ Cr
(3-25)
Luego la frecuencia de resonancia amortiguada viene dada por:
ϖ d = ϖ o2 − α 2
(3-26)
De la combinación de las ecuaciones 3-24,3-25,3-26, se obtiene el valor
de Cr como:
Cr =
RC ± RC2 − ( Leq ⋅ϖ d ) 2
2 ⋅ RC ⋅ Leq ⋅ ϖ d2
(3-27)
Donde, la frecuencia de operación deseada
ϖd = 2 ⋅ π ⋅ ( 50Hz ) ≈ 314 rad / seg
(3-28)
Para conocer el valor de Cr de la ecuación 3-27 es necesario determinar Leq:
Leq =
L'M ⋅ LC
L'M + LC
(3-29)
3.3.1 Cálculo de la inductancia mutua y Cr
La inductancia mutua del transformador de potencia referida al secundario
para calcularla se necesita la inductancia mutua equivalente desde el primario y
viene dada por:
38
M =
M 12 ⋅ M 13
= LM
M 23
M
:Inductancia Mutua del transformador.
M12
:Inductancia Mutua entre los devanados L 1 y L2.
M13
:Inductancia Mutua entre los devanados L 1 y L3.
M23
:Inductancia Mutua entre los devanados L 2 y L3.
(3-30)
Para nuestro caso considerando el acoplamiento prácticamente unitario.
M 12 =
LP1 ⋅ LP 2
(3-31)
M 13 = LP 1 ⋅ L S
(3-32)
M 23 = L P 2 ⋅ L S
(3-33)
Luego:
LM =
L P1 ⋅ LP 2 ⋅ LP 1 ⋅ L S
(3-34)
LP 2 ⋅ LS
Asumiendo que L P1=L P2 se tiene:
LM = LP 1 ⋅ LP 2 = L P1 = LP 2
(3-35)
Como LP 1 = 30mH (respecto del primario), entonces:
2
'
M
L
2
a
8, 252 
= LM ⋅   = (30mH ) ⋅ 
 = 510,71mH
2
 2 
(3-36)
(respecto del primario), luego:
L'M = 510,71mH
(3-37)
Luego Leq:
L'M ⋅ LC
L'M + LC
(3-38)
Leq = 466mH
(3-39)
Leq =
y de la ecuación (3-27) se tiene:
39
[(
)
110 ± (110) 2 − 466 ⋅10 −3 ⋅ 314
Cr =
2 ⋅110 ⋅ 466 ⋅ 10 − 3 ⋅ (314) 2
a)
Cr = 40 uF ó (este valor se ocupa)
b)
Cr = 5,85 uF
]
2
(3-40)
3.3.2 Cálculo de la inductancia de entrada Lin
Se sabe que:
η=
Pout
Pin
Pin = VCC ⋅ I in
Pout =
V122
Req
( a / 2) 2
=
V122 a 2 ⋅ V122
=
R4
4 ⋅ Req
2
a
a 2 ⋅ V122
1
η=
⋅
4 ⋅ Req VCC ⋅ I in
(3-41)
(3-42)
(3-43)
(3-44)
pero,
VCC =
η=
V12 ⋅ 2
π
a 2 ⋅ V122
π
⋅
4 ⋅ Req
2 ⋅ V12 ⋅ I in
I in =
a 2 ⋅ V12 ⋅ π
4 ⋅ Re q ⋅ 2 ⋅ η
(3-45)
(3-46)
(3-47)
(8,252) 2 ⋅ ( 26,66 ⋅ 2) ⋅ π
I in =
4 ⋅ (110) ⋅ 2 ⋅ 0,9
(3-48)
I in = 22,9 Arms
(3-49)
Evaluando en Lin, (ver referencia [8]),se tiene:
T
4
Lin =
0.1 ⋅ Iin
Vcc ⋅
(3-50)
40
Lin =
20 ⋅10 − 3
4
0.1 ⋅ 22,9
24 ⋅
(3-51)
Lin = 52.4mH
(3-52)
Luego el circuito resultante con sus valores se muestra en la figura 3-9:
+
24
-
T1
52.4mH
30mH
CONTROL
2.25H
40uF
110
30mH
T2
CONTROL
Fig. 3-9 Circuito final con sus valores.
466mH
CAPÍTULO 4
ETAPAS DE DISEÑO DEL CIRCUITO INVERSOR Y SIMULACIONES
4.1
CIRCUITO OSCILADOR
El circuito oscilador es un multivibrador astable, también llamado free-
running, ver figura 4-1. Siendo su estado inestable, consiste en un oscilador de
pulsos, el cual se diseña con dos amplificadores inversores y dos redes,
normalmente RC.
4.2
OPERACIÓN
En el momento de la partida un transistor se encuentra encendido y el otro
apagado. Ellos permanecen en ese estado por un tiempo determinado por la
constante de tiempo R ⋅ C ( R2 ⋅ C1 ó R3 ⋅ C 2 ) ver Fig. 3-1. Cuando los transistores
cambian de estado, el que estaba apagado queda encendido y el que estaba
encendido queda apagado. Los transistores permanecen en este nuevo estado
inestable por un tiempo, que es nuevamente determinado por la constante R ⋅ C ,
antes de volver a su estado original, este proceso se repite continuamente.
Cuando el circuito se enciende por primera vez, la corriente que pasa través de
un transistor, por ejemplo, TR1, podría crecer más rápidamente que la corriente
que pasa a través de TR2. Debido al aumento de la corriente a través de R1 el
voltaje en él podría crecer, causando que la tensión de colector de TR1
disminuya. Esta caída de la tensión hace que la corriente de TR2 disminuya, y
su tensión de colector aumente, debido a una menor caída de tensión presente
en R4. El crecimiento en la tensión del colector se refleja en la base de TR1,
incrementando su corriente de base(polarización), y por consiguiente su
corriente de colector. Este efecto es acumulativo y TR1 enciende rápidamente
mientras que TR2 se apaga.
42
+
Vcc
R1
R2 R3
R4
C2
C1
V sal1
•
TR2
TR1
V sal2
•
R1=R4
R2=R3
C1=C2
TR1=TR2
Fig. 4-1 Multivibrador astable.
Cuando la tensión de colector de TR1 es baja, la de TR2 es alta por lo que
C1 comienza a cargarse desde la fuente por medio de R2.
Como el voltaje en el lado derecho de C1(base de TR2) empieza a aumentar,
TR2 rápidamente comienza a conducir, mientras que TR1 se apaga.
Cuando la tensión de colector de TR1 es alta, la de TR2 es baja, por lo
que C2 comienza a cargarse desde la fuente por medio de R3. Mientras que el
voltaje en el lado izquierdo de C2 crece(base de TR1), la tensión de base de
TR1 aumenta, encendiéndolo y a su vez apagando a TR2. Este proceso se
repite continuamente.
4.3
DISEÑO
Datos:
Tensión de Alimentación (Vcc)
:24 volt
Resistencias
:R1=R4, R2=R3
Condensadores
:C1=C2
Frecuencia (f)
:50 Hz
Período
:20ms
43
Tiempo de encendido(TR1,TR2) :t/2=10ms
Transistores:
:TR1 BC548A (Transistor bipolar NPN)
:TR2 BC548A (Transistor bipolar NPN)
El valor de R2, R3 debe ser por lo menos 10 veces mayor que R1, R4,
esta condición asegura un buen comportamiento del oscilador. El voltaje en la
base del transistor se calcula usando la siguiente ecuación:
Vb = −(Vcc − 0,6) + ( 2 ⋅ Vcc − 0,6) ⋅ (1 + e
−
T
R 2⋅ C 3
)
(4-1)
Cuando el transistor esta conduciendo el voltaje en la base es de 0,6 volt
por lo que la ecuación queda de la siguiente manera:
0,6 = −(Vcc − 0,6) + ( 2 ⋅ Vcc − 0,6) ⋅ (1 + e
−
T
R 2 ⋅C 1
)
(4-2)
Despejando se obtienen las siguientes ecuaciones:
R2 =
T
 2 ⋅ Vcc − 0,6 
C1 ⋅ ln 

 Vcc − 0,6 
(4-3)
Como T=t/2 es la mitad del período, el tiempo de encendido de cada transistor
esta dado por:
T =
1
2⋅ f
f =
1
 2 ⋅ Vcc − 0,6 
R2 ⋅ C1 ⋅ 2 ⋅ ln 

 Vcc − 0,6 
f =
1
 2 ⋅ Vcc − 0,6 
2 ⋅ ln 
 R2 ⋅ C1
 Vcc − 0,6 
(4-4)
(4-5)
(4-6)
Sea:
 2 ⋅ Vcc − 0,6 
K = 2 ⋅ ln 

 Vcc − 0,6 
(4-7)
una constante, entonces la ecuación queda como
f =
1
K ⋅ R 2 ⋅ C1
(4-8)
44
Para tensiones de alimentación pequeñas Vcc<15 volt, el valor de la
constante es muy parecida, por lo que la frecuencia de operación del oscilador
está dada por:
f =
1
1
=
1,38 ⋅ R2 ⋅ C1 1,38 ⋅ R3 ⋅ C 2
(4-9)
A medida que aumentamos el voltaje de alimentación esta ecuación no es
valida ya que la constante cuyo valor es de 1,38 no cumple en la realidad.
La ecuación apropiada, especialmente para el voltaje de alimentación de
24 volt, es la siguiente:
f =
Para
diseño,
1
1
=
1,08 ⋅ R2 ⋅ C1 1,08 ⋅ R3 ⋅ C 2
sea
(4-10)
C1 = 0,47uF , f = 50 Hz ,
por
consiguiente
R2 = R3 = 39400Ω
Con los valores calculados, el circuito oscilador resultante se muestra en
la figura 4-2.
+
24
-
470
39.4K
0.47uF
39.4K
470
0.47uF
Vsal1
•
BC548
BC548
V sal2
•
Fig. 4-2 Circuito final con sus valores a ser simulado.
45
4.4
SIMULACION DEL CIRCUITO OSCILADOR
EL voltaje de salida de los transistores TR1 y TR2 se muestran en la
siguiente figura 4-3
4.5
CONFIGURACIÓN DARLINGTON
Una de las características de la configuración Darlington es aumentar la
impedancia de entrada y conseguir una alta ganancia de corriente por medio de
un arreglo con dos transistores. El amplificador Darlington (frecuentemente
llamado amplificador compuesto) es una conexión muy popular de dos
transistores de unión bipolar para funcionar como un solo transistor “superbeta”,
la conexión Darlington se muestra en la figura 8.1. La principal característica de
la conexión Darlington es que el transistor compuesto actúa como una sola
unidad con una ganancia de corriente que es el producto de las ganancias de
corriente de dos transistores por separado.
Fig. 4-3 Voltaje de salida de cada transistor y periodo de oscilación
46
TR5
VSAL1
R5
•
+
24
-
ETAPA DE
POTENCIA
TR3
TR6
VSAL2
R6
TR4
•
ETAPA DE
POTENCIA
Fig. 4-3 Etapa de ganancia de corriente.
Si la conexión se hace utilizando dos transistores individuales con
ganancias de corriente de β1 Y β2 la conexión Darlington proporciona una
ganancia de corriente β T de:
βT = β1 ⋅ β 2
(4-11)
Las resistencias R5 y R6 permiten desacoplar la salida del circuito
oscilador. Para diseño las resistencias R1 ,R4 deben ser iguales a R5,R6 cuyos
valores serán de 470Ω, ver figura 4-1.
La figura 4-4 muestra la etapa de ganancia de corriente con parte del
circuito oscilador.
Si no existiera esta etapa el circuito no podría alcanzar la corriente
necesaria para alimentar en corriente a los transistores de potencia que
necesitan en la base 1 amper de corriente.
Además permite desacoplar al circuito oscilador de la etapa de potencia.
47
Circuito
oscilador
IB2
2N6107
+
24
-
470
•
VSAL1ó2
470
IC2
IB1
ETAPA DE
POTENCIA
BD136
IC1
BC548
Fig. 4-4 Circuito de ganancia en corriente de una salida y etapa previa.
4.6
ETAPA DE POTENCIA
En esta etapa, ver figura 4-5 es donde se realiza el mayor aumento de
corriente. Estos transistores deben tener ciertas características técnicas, por
ejemplo soportar gran cantidad de corriente de colector (Ic), corrientes inversas,
sobretensiones, etc.
Los transistores a utilizar serán de la familia motorola modelo MJ11032
ver apéndice. Estos transistores soportan 50 amperes, sobretensiones de hasta
120 volt,(Vceo).
Para que los transistores de potencia entren en conducción es necesario que
la corriente de base sea 1 amper, para ello se tendrá la siguiente ecuación:
I base =
Vcc − 0.2 − 0.7 Vcc − 0.2 − 0.7
=
R7
R8
(4-12)
24 − 0.2 − 0.7 24 − 0 .2 − 0.7
=
R7
R8
(4-13)
Luego:
1=
R7 = R8 =
24 − 0.2 − 0.7
1
(4-14)
Donde:
R7 = R8 = 22Ω
(4-15)
48
+
24
-
TR5
R7
VSAL1
Lin
R5
•
22
TR3
Cr
Rc
Lc
TR7
TR6
VSAL2
•
R8
R6
TR4
22
TR8
Fig. 4-5 Etapa de potencia
4.7
REDES DE PROTECCION
Los semiconductores soportan mal los excesos de tensión, intensidad y
potencia disipada. Cuando se diseña un circuito se pone especial cuidado en
que sus componentes puedan aguantar las condiciones de trabajo más
desfavorables. Esto se consigue incluyendo ciertos elementos de protección que
aseguren su óptimo funcionamiento o que, en su caso impidan la destrucción del
semiconductor en cuestión. Dichos elementos constituyen las llamadas redes de
protección o SNUBBERS.
4.7.1 Protección de los transistores
Es normal en aplicaciones de transistores de potencia disponer de unas
redes de protección para evitar la posible destrucción del semiconductor durante
los tiempos de conmutación, ya sea por impulsos de tensión o picos de corriente.
Con las redes de protección se reduce la velocidad de subida de la corriente de
colector en el paso de corte a saturación y la velocidad de subida de la tensión
en el paso de saturación a corte, limitando así la disipación en el transistor. Estas
redes son necesarias sobre todo en dispositivos bipolares para evitar la segunda
49
ruptura llamada también avalancha secundaria que aparece como consecuencia
de una distribución no uniforme de la corriente en el dispositivo, produciéndose
los llamados puntos calientes que pueden provocar la destrucción del
semiconductor.
4.7.2 Protección contra di/dt
Esta red protege el transistor limitando la velocidad de subida de la
corriente de colector en el paso de corte a saturación. La red se sitúa entre el
colector y la carga y está formada por el diodo (D1) en serie con la resistencia
(R1), y a su vez en paralelo con la inductancia (L1), ver figura 4-6.
4.7.3 PROTECCIÓN CONTRA dv/dt
Esta red se utiliza para limitar la velocidad de subida de la tensión Vce del
transistor en el paso de saturación a corte. La red Snubber se sitúa entre el
colector y el emisor y está formada por el condensador (C2) en paralelo con la
resistencia (R2) y el diodo (D2), ver figura 4-6.
4.7.4 PROTECCIÓN CONTRA IMPULSOS PARÁSITOS
Esta red se usa para eliminar los impulsos parásitos de tensión debidos a
inductancias de fugas o pérdidas. Se compone del diodo (D) en serie con el
diodo zener (Dz).
Para tensiones elevadas se asocian varios diodos zener en serie. Se
puede situar en dos lugares distintos. En paralelo con la red Snubber de
protección dv/dt o en paralelo con el conjunto formado por la carga en serie con
la red Snubber di/dt. Siendo más recomendable esta última disposición, ver
figura 4-6.
50
•
CARGA
Dz1
Protección contra di/dt
R1
L1
D1
Protección contra dv/dt
D2
CONTROL
Dz2
C2
R2
Fig. 4-6 Protecciones.
4.7.5 CÁLCULO DE LA RED SNUBBER PARA SOBREVOLTAJE
La topología a utilizar en el cálculo de la red snubber para sobrevoltaje se
muestra en la siguiente figura 4-7.
Se sabe que la ecuación de descarga del condensador en estado
estacionario es:
Vcsn ( t ) = ( 2Vd + ∆Vc )e
El condensador se carga a 2Vd.
−
t
RsnCsn
(4-16)
Asumiendo que el condensador se
descarga para:
t' =
t on
2
(4-17)
Entonces:
Vcsn ( t' ) = ( 2Vd + ∆Vc )e
−
t'
RsnCsn
(4-18)
51
+
24
-
TR5
R7
VSAL1
Dsn
R5
•
TR3
Lin
Cr
Rc
Lc
TR7
Csn
Rsn
Fig. 4-7 Topología a usar para la red Snubber
Los parámetros a utilizar son los siguientes:
∆Vc
=Variación de tensión en el condensador (ondulación)= 10 V por proyecto.
Vd
=Tensión de alimentación 24 V.
Csn
=Condensador Snubber
ton
=10ms
Para el cálculo del condensador se tiene la siguiente ecuación[6]:
Csn = 200 ⋅ k ⋅ Csi
(4-19)
Donde,
Csi =
k
=50 veces
Io
= 20 (A)
tfi
=10ns( dato del transistor)
I o ⋅ t fi
2Vd
(4-20)
Luego,
 20 ⋅ 10n 
Csn = 200 ⋅ 50 ⋅ 

 2 ⋅ 24 
(4-21)
C sn = 41.66uF
(4-22)
Despejando Rsn de la ecuación (4-16) se tiene que:
Rsn =
t'
 2V + ∆Vc 

Csn ⋅ ln  d
 2 ⋅ Vd 
(4-23)
52
Rsn =
5ms
 2 ⋅ 24 + 10 
41.66 µF ⋅ ln 

 2 ⋅ 24 
(4-24)
Rsn = 634Ω
(4-25)
La red snubber con sus valores, se muestra en la figura 4-8.
Cabe notar que tanto Dsn1 como Dsn2 es un diodo de potencia para esta
topología se escogió un diodo modelo: NTE 577, Diodo switching ultra rápido
vr=710v, if=5, trr=75ns, ver apéndice B.
4.7.6 RESISTENCIA (NTC)
Es un detector térmico, compuesto de semiconductores que varían su
resistencia bruscamente al alcanzar una determinada temperatura. Los
termistores son conectados en serie o independientes conforme al esquema de
conexión. Estos serían conectados a una unidad de control que interrumpirá la
corriente
del
motor
o
accionará
un
dispositivo
de
señalización.
Su
funcionamiento se basa en el principio de que la resistencia eléctrica de un
conductor metálico varía linealmente con la temperatura.
+
24
-
TR5
V SAL1
Ds n 1
R5
•
Lin
Cr
TR3
TR7
4 1 , 6 6 uF
634 Ω
TR6
VSAL2
•
R6
Ds n 2
TR4
TR8
4 1 , 6 6 uF
634 Ω
Fig. 4-8 Topología final con sus valores.
Rc
Lc
53
La característica que tiene es que al aumentar la corriente por el
conductor, su temperatura crece, lo que provoca que aumente su valor resistivo
linealmente con la temperatura, disminuyendo la cantidad de corriente. Con el
objeto de proteger los dispositivos del circuito inversor.
4.8 PÉRDIDAS DE LOS TRANSISTORES DE POTENCIA
Las pérdidas de operación del transistor son la suma de las pérdidas de
conducción con las pérdidas de conmutación cuyas expresiones vienen dadas
por las siguientes ecuaciones:
PCond = (ic ⋅ Vcesat + ib ⋅ Vbesat ) ⋅
PConmut =
t on
[W]
T
1
⋅ E ⋅ i c ⋅ f s ⋅ (t r + t f
2
)
[W]
(4-26)
(4-27)
Donde:
PCond : Pérdidas de conducción del transistor
ic
: Corriente del colector
ib
: Corriente de base
Vcesat : Tensión colector emisor de saturación
Vbesat : Tensión base emisor de saturación
T
: Período de conmutación
ton
: Tiempo de conducción
PConmut: Pérdidas de conmutación del transistor
E
: Tensión de colector emisor máxima
fs .
: Frecuencia de conmutación
tr
: Tiempo de subida
tf
: Tiempo de caída
De la hoja de datos del transistor se tiene:
Vcesat = 3 V
(4-28)
Vbesat = 3,5 V
(4-29)
54
β sat = 20
(4-30)
t f = 0,25 us
(4-31)
t r = 0,35 us
(4-32)
De las características del circuito tenemos:
i c = 20,37 A
ib =
ic
= 1,01 A
β sat
(4-33)
(4-34)
t on
= 0 ,5
T
(4-35)
E = 53,32 V
(4-36)
f s = 50 HZ
(4-37)
Luego de la ecuación (4-24) se obtiene:
PCond = (20,37 ⋅ 3 + 1,01 ⋅ 3,5) ⋅ 0,5 ≈ 32 W
(4-38)
Y de la ecuación (4-25) resulta:
PConmut =
1
⋅ (53,32 ⋅ 20,37 ⋅ 50) ⋅ (0,35 + 0,25) ⋅ 10 − 6 = 0,016291 W
2
(4-39)
Luego las pérdidas totales de cada transistor son:
PTot = PCond + PConmut = 32 + 0,016291 = 32 W
(4-40)
4.8.1 Cálculo del disipador
Para la selección del disipador debe ser especificada su resistencia térmica.
La resistencia térmica del disipador viene dada por la siguiente ecuación:
RTH DA = RTH JA − ( RTH JC + RTH CD ) ºC/W
Donde:
RTH DA : Resistencia térmica disipador ambiente
RTH JA : Resistencia térmica juntura ambiente del transistor
RTH JC: Resistencia térmica juntura cápsula del transistor (dato)
RTH CD: Resistencia térmica cápsula disipador del transistor
(4-41)
55
RTH DA : Puede determinarse calculando antes RTHJA a partir de la siguiente
ecuación:
RTH
JA
=
T j − Ta
PTot
ºC/W
(4-42)
Donde
Tj
: Temperatura de la juntura del transistor
Ta
: Temperatura ambiente
PTot
: Pérdidas totales de operación del transistor
De la hoja de datos del transistor se tiene que T j máx = 200 ºC. Este es el
límite superior de temperatura a la cual no se debe llegar si se quiere evitar la
destrucción de la juntura. Por lo tanto se considerará un margen de seguridad
del 50% de T jmáx , manteniendo de esta forma una temperatura de la unión igual a
100 ºC. Se considerará una temperatura ambiente de operación de 40 ºC.
De la ecuación (4-42) se tiene que:
RTH JA =
0,5 ⋅ 150 − 40
= 0,375 ºC/W
32
(4-43)
La resistencia térmica cápsula disipador (RTH CD) depende del sistema de
fijación del disipador y el componente, como también del material que se
interponga entre ambas superficies de contacto.
Los elementos que se sitúan entre la cápsula y el disipador pueden ser de
dos tipos:
a) Pastas conductoras de calor (silicona por ejemplo)
b) Láminas aislantes eléctricas (mica por ejemplo)
El tipo de contacto entre cápsula y disipador podría ser como sigue:
•
Directo
•
Directo más pasta de silicona
•
Directo más mica aislante
•
Directo más mica aislante más pasta de silicona.
Valores aproximados de esta resistencia, dependiendo del tipo de
contacto, se muestran en la Tabla 4-1.
56
Tabla 4-1
Resistencia térmica en función del tipo de contacto.
Tipo de contacto
Resistencia térmica cápsula disipador ºC/W
Directo
0,25
Directo más pasta de silicona
0,12
Directo más mica más pasta
0,40
Directo más mica
0,80
Se considerará para los cálculos el valor mayor, es decir:
RTH CD = 0,80 ºC/W
(4-44)
RTHJA = 0,375 ºC/W
(4-45)
RTHCD = 0,80 ºC/W
(4-46)
Con los siguientes datos:
RTHJC = 0,7 ºC/W (Hoja datos del transistor, apéndice B)
(4-47)
De la ecuación (4-39) se tiene:
RTHDA = 1,875 − ( 0,7 + 0,8) = 0,375º C / W
(4-48)
RTHDA = 0,375º C / W
(4-49)
Luego:
El disipador debe disipar las pérdidas totales del transistor, aún en el peor
de los casos, esto es con la máxima temperatura de la unión T j máx = 200 y una
temperatura ambiente mayor que la de operación.
Con lo anterior debe cumplirse que la potencia disipada máxima debe ser
mayor que las pérdidas totales del transistor, es decir:
PTot < PDmáx
(4-50)
Para el cálculo de la potencia disipada máxima se tiene la siguiente
ecuación:
PDmáx =
T jmáx − Ta
RTH JC + RTH CD + RTH DA
(4-51)
57
Luego se tiene:
PD máx =
200 − 80
= 64W
0,7 + 0,8 + 0,375
(4-52)
PD máx = 64W
(4-53)
Donde se ha tomado la temperatura ambiente con un incremento del
cincuenta por ciento.
Y de la ecuación (4-38) se tiene:
( PTot = 32W ) < ( PD máx = 64W )
(4-54)
El resultado anterior comprueba la condición que debe cumplir el
disipador.
Luego el disipador a utilizar será el que tenga el valor de RTHDA más
cercano. El modelo de disipador más cercano es el de 125 mm.
El transistor a utilizar está encapsulado con la denominación TO.3 ver
figura 4-9.
Además del tipo de encapsulado que posee el transistor se muestra en la
figura 4-9 una tabla con las características técnicas que posee este disipador,
entre ellas sus dimensiones la cantidad de potencia que disipa y su resistencia
RTH CD.
35
4
24
100
DISIPADORES EN ALUMINIO ANODIZADO NEGRO
PARA TO. 3. LONGITUD: 55 mm.
IDEM PARA 2 TO. 3. LONGITUD: 105 mm.
R
P
37.5 mm
3,50
17,10 W
50 mm
2,80
21,40 W
Fig. 4-9 Disipador tipo TO-3
75 mm
2,10
28,50
100 mm
6,75
34,20
125 mm
1,50
40,00 W
58
4.9 PÉRDIDAS EN LA RED SNUBBER
En la red snubber ver figura 4-10,la potencia disipada por la resistencia
está dada por la siguiente ecuación[8]:
PRsn =
V1,22
C ⋅V 2 ⋅ f
= sn 1 , 2
2
2
Csn ⋅ f
(4-55)
Donde V 1,2 es el voltaje entre los extremos del primario del transformador.
Por lo que V1,2 es igual a 2 veces la tensión de alimentación es decir 48
volt.
Donde:
PRsn =
Csn ⋅ V12, 2 ⋅ f 41.66uF ⋅ 48 ⋅ 50
=
2
2
(4-56)
PRsn = 2.4W
(4-57)
+
24
-
1
Dsn1
Lin
Cr
TR7
634 Ω
41,66 uF
2
Dsn2
TR8
41,66 uF
634 Ω
Fig. 4-10 Red snubber calculada.
Rc
Lc
59
4.10 SIMULACIONES
A continuación se mostrarán las simulaciones tanto de la etapa de potencia
del inversor como de la carga(salida del inversor, con carga). Todas las
simulaciones fueron realizadas en el software Pspice.
Uno de los puntos críticos en el diseño del inversor es poder obtener en la
salida de éste, el voltaje necesario que cumpla con los parámetros eléctricos de
la motobomba.
El voltaje requerido es de 220 volts efectivos, por lo que el voltaje en la
carga que se muestra en la figura 4-11, (rmsV(Vo2)), cumple con los requisitos.
El período que debe tener ésta señal debe ser de 20ms, que en realidad son 50
Hz, el cual se muestra en la figura 4-12,(V(Vo2)).
La corriente efectiva en la carga se muestra en la figura 4-13, (rms(I(V10))
la cual cumple con los requisitos de la motobomba.
Fig. 4-11 Voltaje efectivo en la carga.
60
Fig. 4-12 Período de la señal de salida del inversor.
Fig. 4-13 Corriente efectiva en la carga.
61
Una comparación entre la tensión y la corriente de salida se muestra en la
figura 4-14, (V(Vo2),I(V10)*50. En ella la corriente se encuentra amplificada 50
veces para una mejor visualización, y muestra que está en adelanto con la
tensión.
La potencia de salida del circuito inversor se muestra en la figura 4-15,
(rms(V(Vo2)*rms(I(V10)), la cual es un poco mayor a 500 watt, lo cual es
suficiente para hacer funcionar la motobomba de ½ Hp, cuyo consumo eléctrico
no es superior a 450 watt.
Otro punto importante en el diseño del inversor es ver el comportamiento
armónico que tiene la señal de salida.
En el caso de la tensión ver figura 4-16, (V(Vo2)) claramente el armónico
fundamental es el de los 50Hz, alcanzando un peak de 308 volts y la tercera
armónica es de una magnitud muy pequeña. En el caso de la corriente, ver figura
4-17, I(V10), se ve claramente que la magnitud mayor de 3.5 amper ocurre en
los 50 Hz .
Fig. 4-14 Comparación entre la tensión y corriente de salida.
62
Fig. 4-15 Potencia de salida efectiva en la carga.
Fig. 4-16 Armónicas de la tensión de salida.
63
Fig. 4-17 Armónicas de la corriente de salida.
La tensión que soportan los transistores de potencia no es mucha, sin
embargo, sin protección contra sobretensiones, los transistores se destruirían ya
que en la simulación las tensiones que alcanzan en el colector del transistor
superan los 1500 volts, como lo muestra la figura 4-18, (V(Q2:C)). Pero si se
incorpora una protección snubber para sobretensión, la disminución de la
sobretensión no supera los 70 volts(V(Q2-2:C), ver figura 4-18.
La figura 4-19 (IC(Q2-2), V(Q2-2:C))muestra la tensión y la corriente que
circula en el colector del transistor de potencia utilizando la protección snubber.
Al haber diseñado una red snubber, las pérdidas en la zona de
conmutación por las sobretensiones disminuyeron significativamente en los
transistores de potencia, como se puede ver en la figura 4-20. El transistor sin
una protección snubber tendría una pérdida de 39 watt aproximadamente, sin
embargo, con la red snubber las pérdidas no superan los 15 watts.
La resistencia de la red snubber también produce pérdidas, gracias al
diseño escogido de la red esta disipa una pequeña cantidad de potencia,
alcanzando los 4 watts.
64
Fig. 4-18 Sobretensiones en los transistores de potencia con y sin snubber.
Fig. 4-19 Corriente y Tensión en el colector con Snubber.
65
Fig. 4-20 Pérdidas de conmutación de apagado de los transistores de potencia
con y sin snubber.
Fig. 4-21 Pérdidas en la resistencia snubber.
R1
470
TR1
BC548A
C1
0,47uF
R2
39K
0
TR2
BC548A
C2
0,47uF
R3
39K
R4
470
Fig. 4-22 Circuito Final Completo.
TR4
BD136/PLP
TR3
BD136/PLP
Lp1
Lp2
Ls
K
K1
LIBRARY:
R6
470
R5
470
TR6
2N6107
COUPLING=0.998
K_Linear
R8
22
TR7(Q1-2)
MJ11032
R7
22
TR8(Q2-2)
MJ11032
D:MSim_8lib408.lib
TR5
2N6107
Dv2
0
MUR105
0
MUR105
Dv1
0
Csn2
41.66uF
0
Dsn2
NTE577
Csn1
41.66uF
NTE577
Dsn1
0
0
Rsn2
634
Rsn1
634
Lin
52.4mH
Lp2
30mH
Lp1
30mH
0
Ls
2.4H
-
+
V1
24V
Cr
40uF
V10
•
V o2
Rc
110
Lc
466mH
66
4.11 CIRCUITO FINAL DEL INVERSOR
El circuito final con todos sus componentes se muestra en la figura 4-22.
67
4.12 LISTA DE COMPONENTES DEL CIRCUITO INVERSOR
La tabla 4-2 muestra la lista de los componentes del circuito inversor.
Tabla 4-2 Lista de Componentes.
RESISTENCIAS
VALOR EXACTO (Ω
Ω)
POTENCIA(W)
R1
470
1
R2
39400
1/4
R3
39400
1/4
R4
470
1
R5
470
1
R6
470
1
R7
22
25W
R8
22
25W
RSN1
634
5W
RSN2
634
5W
TRANSISTORES
MODELOS
TR1
BC548 NPN
TR2
BC548 NPN
TR3
BD136/PLP PNP
TR4
BD136/PLP PNP
TR5
2N6107 PNP
TR6
2N6107 PNP
TR7
MJ11032 NPN
TR8
MJ11032 NPN
DIODOS
MODELOS
Dv1
MUR 105
Dv2
MUR 105
DSN1
UF5408 / NTE577
DSN2
UF5408 / NTE577
68
Tabla 4-2 Lista de Componentes.
CONDENSADORES
VALOR (uF)
C1
0.47 /50 volt
C2
0.47 /50 volt
CSN1
41.66 /100 volt
CNS2
41.66 /100 volt
Cr
30 /400 volt
INDUCTANCIA
VALOR (mH)
Lin
52.4
TRANSFORMADOR
TIPO Y CARACTERISTICA
Lp1,Lp2,Ls
24+24 /220 Vac 500W de Hierro.
El primario es 24+24 con punto medio
Nota: La motobomba posee un condensador inserto en la entrada por lo el
valor en la simulación es de 40 uF, luego en la práctica el valor del condensador
a colocar en la salida del transformador es de 30uF, ya que la motobomba posee
un capacitor de 10uF.
4.13 LAYOUT DEL CIRCUITO INVERSOR
Para una construcción del inversor se propone una disposición de los
componentes que conforman el circuito inversor, ver figura 4-23.
Cabe notar que tanto el transformador como los transistores de potencia
estarán ubicados en la pared posterior de la caja del inversor.
La longitud de los cables que conecten a los transistores con la placa,
debe ser lo más pequeño posible para evitar al máximo, las inductancias
parásitas.
69
Fig.4-23 Layout del circuito inversor.
CAPÍTULO 5
ESTANQUE, SISTEMA DE RIEGO Y SISTEMA FOTOVOLTAICO
5.1
ESTANQUE
En el estanque, es donde se almacena el agua (agua blanca), que
transporta la motobomba, para posteriormente con una conexión de tubos PVC,
realizar el riego por goteo. Entre sus características destacan:
¾ Son de plástico reforzado de fibra de vidrio
¾ Existen con diferentes capacidades por ejemplo 1000, 2000, 3000, 5000,
7500 y 1000 litros, ver figura 5-1
El modelo y la capacidad de este estanque debe cumplir con los
requerimientos de riego
que son regar durante una hora diaria (riego por
goteo).No implica que la motobomba deba funcionar una hora porque depende
de la cantidad de goteros a ocupar, ya que estos entregan una cierta cantidad de
agua expresada en litros/hora. Si la motobomba trabaja a máxima eficiencia, es
decir, entrega 40 litros por minuto, entonces en una hora el estanque tendrá
2400 litros. Sin embargo, llenar el estanque demora una hora y quince minutos.
Como consecuencia de ello se escogió un estanque de 3000 litros.
Eco Tank
FONDO PLANO
1000 Lts
2000 Lts
3000 Lts
5000 Lts
7500 Lts
Fig. 5-1 Capacidades de estanques
10000 Lts
71
La altura recomendada para máxima eficiencia de la motobomba es de 10
metros. Significa que entrega 40 litros por minuto, su máximo caudal.
5.2
CONTROL DE NIVEL DE ESTANQUE
La idea de este circuito es la de mantener el estanque de riego siempre a
un nivel de líquido adecuado.
Esto es logrado por medio de una motobomba que es la encargada de
bombear el agua del pozo hacia el estanque de riego, siempre que sea
necesario ver figura 5-2.
La motobomba es alimentada por el sistema fotovoltaico a través de un
inversor con una tensión de 220Vrms/50Hz de salida, ver figura 5-3.
ESTANQUE
DE RIEGO
3000 Lts
INVERSOR
CONTROL
VALVULA
VALVULA
RIEGO POR GOTEO
M1
MOTOBOMBA
POZO
Fig 5-2 Esquema de motobomba con estanque
72
TENSIÓN
CONTINUA
SISTEMA
FOTOVOLTAICO
TENSIÓN
ALTERNA
INVERSOR
MOTOBOMBA
CONTROL
Fig. 5-3 Alimentación de la motobomba
El control para el accionamiento de la bomba es el encargado de sensar
tanto el nivel del estanque como el del pozo. Cuando el nivel de agua en el
estanque llega a un punto inferior predeterminado el control acciona la bomba la
cual comienza a llenar el estanque hasta un nivel superior previamente fijado.
Por otra parte, la bomba sólo puede actuar si el nivel de agua del pozo es
mayor o igual al mínimo nivel de agua permitido, esto con el fin de evitar que la
motobomba trabaje en vacío lo que podría dañarla. Como se puede ver en el
esquema anterior el circuito de control puede ser alimentado desde la misma
salida del inversor.
Para que la bomba se encienda o se apague debe existir un circuito de
control, ver figura 5-4.
220Vrms/50HZ
Alimentación
a1
C1
e1
Bomba
Fig. 5-4 Circuitos de potencia y de control de la bomba.
73
El circuito de control es mostrado en la siguiente figura 5-5.
Donde:
a1: Protección de sobre corriente y cortocircuito de línea
C1: Contactor de fuerza
e1: Protección del motor
F1:detector de nivel 1 (Fanal)
F2:detector de nivel 2 (Fanal)
13-14:contacto normalmente abierto del fanal
21-22:contacto normalmente cerrado del fanal
b1:interruptor
e1: protección
c1:bobina del contactor de fuerza C1(circuito de potencia)
M: sensor de nivel medio del pozo o estanque
E0: sensor de nivel superior del pozo o estanque
EU: sensor de nivel inferior del pozo o estanque
13
Sensores de nivel
Del estanque de riego
F2
Sensores de nivel
Del pozo
14
21
F1
A1
M
EU
A1
M
F1
22
13
0
E0
14
21
E0
EU
F2
22
A2
13
1
b1
e1
c1
Fig. 5-5 Circuito de control
14
21
22 A2
74
En operación normal el interruptor b1 está en la posición 1, es decir,
cerrado. Cuando el pozo posee un nivel de agua superior o igual a su nivel
medio (M), el contacto 13-14 está cerrado, si el nivel del estanque baja de su
nivel medio (M) el contacto 21-22 del fanal 1 cierra, alimentando la bobina del
contactor C1 y activando la bomba.
El nivel de agua en el estanque comienza a subir hasta llenarlo, llegando
hasta el nivel superior (E0), entonces el fanal 1 actúa y abre su contacto 21-22
deteniendo la bomba hasta una nueva operación.
El circuito de control asegura una automatización en el llenado del
estanque, siempre cuando éste lo necesite.
El esquema completo para el control de nivel del estanque se muestra en
la figura 5-6.
5.3
SISTEMA DE RIEGO
Un sistema solar suministra energía eléctrica para accionar una motobomba,
que transporta el agua a un estanque elevado.
Fig. 5-6 Circuito de control para accionar o apagar la motobomba.
75
El agua acumulada en el estanque, sirve como reserva de agua y provee la
presión necesaria para el sistema de riego.
5.4
RIEGO POR GOTEO
Este es un sistema que se conecta a baja presión. Por lo que el almacenar
agua en un estanque a 10 metros de altura es ideal realizar el riego por goteo,
sin embargo, hay que considera pérdidas de presión por cada codo que se
coloque en la unión de la red de goteo. Entre las ventajas a considerar sobre
este sistema de riego se mencionan las siguientes:
¾ Se utiliza de preferencia en lugares áridos.
¾ El costo inicial es alto. No existe gasto en combustible, que a la larga
contamina por lo que hay un beneficio medio ambiental.
¾ No tiene pérdidas de evaporación notables, ahorro importante de agua.
¾ Posibilidad de empleo de agua de peor calidad.
¾ La red secundaria va por el suelo (no hay por que enterrarla).
¾ No hay zanjeo si no se quiere.
¾ Facilidad de llevar a cabo su mantenimiento.
¾ No se altera la estructura del suelo.
¾ Necesita una mínima presión 1-2 Kg/cm2, lo que lo hace especialmente
adecuado para la combinación con sistemas de bombeo fotovoltaico.
Entre las desventajas se señalan las siguientes:
¾ Mayor vigilancia y mantenimiento.
¾ Precisa equipos auxiliares (filtros, etc.).
5.5
CÁLCULOS DEL SISTEMA DE RIEGO
Un riego por goteo se realiza como máximo una hora por día, en ello, está
incluido el fenómeno de la evapotranspiración, ya que el agua con que se riega,
76
se evapora por las condiciones ambientales y no alcanza a ser aprovechada por
el árbol, hortaliza, etc. De los 2400 litros que entrega la motobomba en una hora,
para regadío se ocupará sólo 2000 litros, el resto de agua se podrá ocupar para
uso personal. Se sabe que un gotero da 4 litros de agua por hora con lo que si
se tienen 2000 litros solo basta dividir:
2000
= 500
4
(5-1)
En consecuencia se podrán conectar en el sistema de riego 500 goteros,
que se traducen en 500 hortalizas, árboles frutales o lo que se desee plantar.
5.5.1 Riego de sólo hortalizas
Para un riego de sólo hortalizas se proponen hileras de 15 metros cada
una. Se sabe que cada hortaliza necesita una separación en la misma hilera de
30 cms, entonces:
1500cms
= 50
30cms
(5-2)
Entonces son 50 espacios entre goteros lo que nos da a usar 51 goteros
por hilera. Ahora se necesita calcular la cantidad de hileras de 15 metros cada
una. Se dispone de 500 goteros entre 51 por fila dando como resultado:
500
= 9.8
51
(5-3)
Los cuales son casi 10 hileras a ocupar. Además se sabe que entre cada
hilera debe ir una separación de 75 cms, por lo que calculando nos da un terreno
a ocupar de:
15m ⋅ 0.75m ⋅ 9 = 101m2
Luego el terreno es de 100 m2 aproximadamente.
(5-4)
77
5.5.2 Riego para árboles
La distancia de separación técnica de los árboles(frutales) entre la misma
hilera y entre hileras es de 3 metros. Si se ocupa una longitud de hilera, igual a
15 metros, la división entre estas dos cantidades es:
15m
=5
3m
(5-5)
Lo que nos da 5 separaciones, es decir, 6 goteros por hilera. Dividiendo
500 goteros por 6:
500
= 83.3 ≈ 83
6
(5-6)
Siendo 83 la cantidad de hileras a colocar con una separación entre ellas
de 3 metros con una cantidad de 498 arboles en una área de terreno de:
15m ⋅ 3m ⋅ 82 = 3690m2
(5-7)
2
Luego el terreno a ocupar sería de 3690 m aproximadamente.
En la caída de agua del estanque al sistema de riego por goteo debe
conectarse una cañería de PVC de 1 pulgada. En lo referente al riego, se utilizan
mangueras de media pulgada. Entre cada separación va un gotero, por lo que la
manguera debe ser cortada y unida a cada gotero, hasta completar la hilera con
la cantidad de goteros calculados. Tanto los goteros como el conexionado
propuesto aseguran una presión de agua suficiente al sistema de riego, de tal
forma que exista una presión pareja en cada hilera. En la fig. 5.7 se muestra la
conexión del sistema de riego por goteo.
5.6
SISTEMA FOTOVOLTAICO
Para realizar el cálculo fotovoltaico[3] es necesario saber la ubicación de este
proyecto. Se pretende instalar en la tercera región que esta comprendida entre
los 25º17’ y 29º11’ de latitud sur.
78
ESTANQUE
DE RIEGO
HORTALIZAS: ENHILERA 30 CMS SEPARACION
ENTRE HILERA 75 CMS
3000 Lts
ARBOLES: ENHILERA 3 MTS SEPARACION
ENTRE HILERA 3 MTS
GOTEROS: 500
VALVULA
RIEGO PORGOTEO
MOTOBOMBA
M1
HILERAS
POZO
Fig. 5.7 Conexión de un sistema de riego por goteo.
Específicamente la ciudad de copiapó aproximadamente a 27 º de latitud. El
proyecto se instalará en la zona de copiapó al interior, básicamente donde no
haya electricidad.
Los componentes a utilizar se muestran en la siguiente tabla 5-1:
Tabla 5-1 Componentes Fotovoltaicos
COMPONENTES
UNIDADES
CARACTERÍSTICAS
DISTRIBUIDOR
PANEL SOLAR
2
SIEMENS
BATERÍA
2
SR-100 DE 12 volt
100 WATT
VARTA SOLAR 120Ah
REGULADOR
1
INGELEC
SOPORTE PANEL
1
MORNINGSTAR
PROSTAR-30 30AMP.
2 PANELES
SIEMENS
EXTRAS
-
CONEXIONADO
SIEMENS
SIEMENS
79
Los paneles solares producen en la ciudad de copiapó 26 amph/día, si a
esto lo multiplicamos por el voltaje que produce el panel se tendrá:
26( amph / día ) ⋅ 12volt = 312 watth / día
(5-8)
La motobomba es de ½ Hp, aproximadamente 270 watt, sin embargo, el
consumo máximo eléctrico es de 450 watth, sin embargo hay que agregar el
consumo del circuito inversor que son 80 watts máximo. Por lo tanto se tiene un
consumo de 530 watth/día.
Con el consumo total diario se puede determinar la cantidad de paneles a
ocupar.
Si se divide el consumo diario por lo que entrega el panel se obtiene:
530 watth / diá
= 1.7 ≈ 2
312 watth / día
(5-9)
Por lo tanto se ocuparían 2 paneles solares en este proyecto. Si usamos
dos aterías de 12 volt 120Ah tendríamos una potencia de 2880 watth. Por lo
que si dividimos la potencia total de las baterías por el consumo en una hora se
tendrá:
2880
= 5.4 ≈ 5
530
(5-10)
Por lo que tndrá una autonomía de 5 días, ya que los paneles entregan
diariamente 312 watth. En una hora de funcionamiento las baterías quedan
cargadas un 80%. La inclinación de los paneles debe ser de 40 a 45 grados
orientado hacia el norte.
5.7
ESQUEMA DE CONEXIÓN DEL SISTEMA FOTOVOLTAICO
Como se muestra en la figura 5-8, los módulos van conectados en serie
para formar 24 volt en la entrada al regulador, las baterías van conectadas de
igual forma.
80
Módulos de 12 volt
100 watt
REGULADOR DE CARGA
+ FV ••
••
-
+
-
+ BAT ••
••
+24V ••
••
+
•• +
24Vcc
•• -
INVERSOR
••
••
••
••
220
Vac
•-• 12V +••
+•• 12V -••
TIERRA
Fig. 5.8 Conexión del sistema fotovoltaico
MOTOBOMBA
CAPÍTULO 6
EVALUACIÓN ECONÓMICA
6.1
INTRODUCCIÓN
Esta evaluación esta directamente enfocada a una evaluación privada, por
lo que es necesario determinar los beneficios que entrega este proyecto, ya que
un particular o una empresa privada busca maximizar las ganancias.
6.2
EVALUACIÓN PRIVADA
Para la evaluación privada, los costos están constituidos por la inversión
privada realizada, los beneficios corresponde a todos los ingresos recibidos por
la empresa o particular por concepto de venta del servicio, los desembolsos
destinados a la operación y mantenimiento del servicio y al pago de impuestos a
las utilidades. La tasa de descuento utilizada para la actualización de los flujos
anuales debe ser la tasa de descuento relevante para la empresa. Los costos de
cada equipo utilizada se muestran en la tabla 6-1:
6.3
ANÁLISIS SIN IMPUESTO
Los costos de operación y mantenimiento son de $80000 por año. En el
sistema de riego por goteo se plantaron árboles frutales, hortalizas, con una
ganancia anual de 450.000. Para el cálculo del VAN se tiene que:
VAN = − I o − Co ( P / A; TRMA ; n ) + I a ( P / A; TRMA ; n)
(6-1)
82
Tabla 6-1 Costos del proyecto
UF=16200
ELEMENTOS
UNIDADES
COSTOS POR UNID.
COSTOS
COSTO EN UF
Cambio VIDA UTIL
Paneles Solares
2
481440
962880
59.43703704
20
Estructura de Soporte Panles
1
45000
45000
2.777777778
Nunca
Regulador
1
100300
100300
6.191358025
15
Baterias
2
115000
230000
14.19753086
8
Inversor
1
157840
157840
9.743209877
10
Motobomba
1
40000
40000
2.469135802
10
20
Estanque
Tubo PVC, Manguera
1
200000
200000
12.34567901
(TOTAL)
87000
87000
5.37037037
7
240
200
48000
2.962962963
7
1
70000
70000
4.320987654
Nunca
0
0
80000
80000
4.938271605
Gotero
Montaje y Base
Recuperación
Operación y Manteniemiento
1
Todos los años
Fanal
2
58000
116000
7.160493827
20
Panel de Control(Protecc. y Control)
1
252000
252000
15.55555556
20
(TOTAL)
20000
20000
1.234567901
10
Costo Inicial=
2409020
Cables y Conectores
Donde:
Io
:Inversión inicial
Ia
:Ingresos anuales
Co
:Costos de operación y mantenimiento
TRMA(%)
:Tasa de retorno media anual
n
:Vida útil del proyecto
Utilizando una TRMA igual 10% y una vida útil del proyecto de 20 años se
tiene que:
VAN = −2409020 − 80000 ⋅ ( P / A;10;20) + 450000 ⋅ ( P / A;10;20)
VAN = 685993
(6-2)
(6-3)
VAUE = 685993 ⋅ ( A / P;10; 20)
(6-4)
VAUE = 80576,48
(6-5)
Como el VAN y el VAUE son positivos el proyectos sin analizar impuestos
es rentable.
83
6.4
ANÁLISIS CON IMPUESTO
Al igual que en el análisis sin impuesto los costos y las ganancias son
iguales, sin embargo al analizar con impuestos, hay que agregar nuevas
variables. En este análisis se tomo en cuenta la depreciación lineal que
corresponde a:
Dep =
I o − VR
n
(6-6)
Donde:
Io
:Inversión inicial
VR
:Valor de reventa
n
:Vida útil del proyecto
Luego, la depreciación tendrá un valor de:
Dep =
I o − VR 2409020 − 0
=
= 120451
n
20
Dep = 120451
(6-7)
(6-8)
Para poder calcular los flujos es necesario explicar las nuevas variables:
Donde:
FAI
: Flujo antes de impuesto
FSI
: Flujo sujeto a impuesto
t
:impuesto de un préstamo de entidades bancarias o financieras
n
:Vida útil
TRMA :Tasa de retorno media anual
El ingreso neto esta dado por la siguiente ecuación:
INGRESOS NETOS = INGRESOS – COSTOS
(6-9)
INGRESOS NETOS = 450000 – 80000
(6-10)
INGRESOS NETOS = 370000
Los flujos están dados por la tabla 6-2. Se utilizó un t=20%
(6-11)
84
Tabla 6-2 Flujos del proyecto con Impuesto
AÑO
0
1
“
“
20
FAI
-2409020
370000
“
“
370000
FSI=FAI - Dep
249549
“
“
249549
IMP = t * FSI
49909,8
“
“
49909,8
FDI = FAI – IMP
-2409020
320090,2
“
“
320090,2
Se ocupó en la ecuación 8-12 una TRMA igual al 10% y una vida útil de
20 años.
VAN = −2409020 + 320090.2( P / A;10;20)
6.5
VAN == 268502,51 > 0
(6-13)
VAUE = VAN ( A / P;10; 20)
(6-14)
VAUE = 31538, > 0
(6-15)
GRÁFICO DEL VAN V/S TRMA
La figura 8-1 muestra el comportamiento del VAN cuando la tasa de
retorno media anual TRMA cambia.
3500000
3000000
2500000
2000000
VAN ($)
(6-12)
1500000
1000000
500000
0
TRMA 1% TRMA 3% TRMA 5% TRMA 7%
-500000
TRMA 10 TRMA 11% TRMA 12%
%
TRMA(%)
Fig. 6-1 VAN v/s TRMA
85
6.5.1 VAN privado positivo
En el sector donde la TRMA es menor al 12% la empresa privada se
siente atraída a invertir, ya que claramente el VAN es positivo obteniendo
utilidades a causa del proyecto.
6.5.2 VAN negativo
En el sector donde la TRMA es mayor del 12%, la empresa privada no se
siente atraída a invertir, ya que los ingresos de la inversión son menores a lo
esperado.
6.5.3 VAN igual a cero
Cuando el VAN es igual a cero la TRMA se llama TIR y esto significa que
si el proyecto lo lleva acabo le va a ser indiferente, ya que no va a ganar pero
tampoco perder, ya que el VAN no es tanto positivo como negativo.
CONCLUSIONES
Hoy en día el uso de la energía solar es una alternativa muy importante
para la generación de electricidad. Utilizando un sistema fotovoltaico con un
inversor se puede hacer funcionar cualquier tipo de artefacto eléctrico.
Como inversión inicial se requiere una fuerte cantidad de capital
dependiendo
directamente de la cantidad de energía que se necesite, sin
embargo, se espera para el futuro que los costos tecnológicos en la fabricación
de los dispositivos de un sistema fotovoltaico disminuyan haciendo muy tentador
el uso de estos, ya que cada día el costo de la electricidad va en aumentando.
Desde el punto de vista impacto ambiental, la utilización de este sistema
para riego, lo hace ser muy eficiente ya que al mezclarlo con un sistema de riego
por goteo, se hace uso de lo necesario sin dañar al ambiente, ya que es un
sistema silencioso y no contamina.
El uso de motobombas a gasolina en estos sistemas, también es
utilizable, sin embargo, el alto ruido que producen y el consumo de gasolina que
aumenta día a día hacen poco conveniente el proyecto a largo plazo.
La topología escogida para el circuito inversor asegura un perfecto
funcionamiento, ya que al tener una carga de tipo inductiva(motobomba), el
inversor debe ser alimentado en corriente. Otra de las características que posee
este inversor, es de ser autoscilante.
Las redes de protección diseñadas fueron demostradas en las
simulaciones, obteniéndose muy buenos resultados, especialmente en la
protección de los transistores de potencia, los cuales tenían valores de
sobretensiones muy altos.
En cuanto al rendimiento del inversor sin contar el rendimiento del
transformador es de un 84%, el cual es muy bueno, sabiendo que se está
asegurando en la salida una señal del tipo senoidal y no digital como muchos
otros inversores en el mercado.
REFERENCIAS BIBLIOGRAFICAS
[1]
Sarmiento, P., Energía Solar, Valparaíso: Ediciones Universitarias, 1995.
[2]
Palz, W., Electricidad Solar, Barcelona: Editorial Blume 1980.
[3]
Universidad Politécnica de Madrid, Fundamentos, Dimensionado
y Aplicaciones de la Energía Solar Fotovoltaica, Madrid: Editorial Ciemat,
1996.
[4]
Sapag C.N, Preparación y evaluación de Proyectos, Santiago: editorial
McGraw Interamericana, 2000.
[5]
Blank y Tarquín. Ingeniería Económica, Santiago: Editorial McGraw
Interamericana, 1996.
[6]
Mohan, N., Power electronics Converters, Applications and Design, 1989
[7]
Motorola, Power Device Data , 1980
[8]
Denizar Cruz Martins, Marcello Mezaroba and Ivo Barbi, Treatment of the
Solar Energy for a water Pumping System Using a Current-Fed Parallel
Resonant Push- Pull Inverter. 5 TH Brazilian Power Electronics Conference,
Cobep’99
APÉNDICE
A
DISPOSITIVOS SOLARES
A-2
APÉNDICE
A
DISPOSITIVOS SOLARES
1.
MÓDULO SOLAR SR-100
El módulo fotovoltaico solar SR100, de la figura A-1, genera potencia
eficientemente, convirtiendo directamente en electricidad la energía contenida en
la luz solar.
No tiene partes móviles, opera silenciosamente, no usa combustible y no
produce desperdicios.
El módulo solar está diseñado para una larga duración, tiene una garantía
limitada de veinticinco años de salida de potencia.
La Tabla A-1 muestra las características del panel solar escogido para
este proyecto.
Fig. A-1 Módulo Solar SR-100 del capítulo 1.
A-3
Tabla A-1 Características del módulo solar SR-100 del capítulo 1.
PARÁMETROS ELÉCTRICOS
Rata máxima de Potencia
Rata mínima de Potencia
Corriente medida
Voltaje medido
Corriente de cortocircuito
Voltaje de circuito abierto
PARÁMETROS TÉRMICOS
SR100
Pmax [Watt]
Pmin [Watt]
Imp [Amps]
Vmp [Volts]
Isc
[Amps]
Voc
[Volts]
12V
100
90
5.6
17.0
6.3
22.0
SR90
6V
11.2
8.85
12.6
11.0
12V
90
80
5.4
17.0
6.1
21.6
6V
10.8
8.5
12.2
10.8
Temperatura nominal de la
[ºC]
45+-2
celda
Cambio de Isc con
+2.1.A/ºC(+0.04%/ºK)
temperatura,α
Cambio de Voc con
-0.079 Voltios/ºC (-0.345/ºK)
temperatura,β
PARÁMETROS DE LA PRUEBA DE CLASIFICACIÓN
Rango del ciclo de la
temperatura
Humedad, congelación y
condiciones de calor húmedo
Voltaje máximo del sistema
Carga del viento o Presión de
la Superficie
Distorsión máxima
Resistencia al impacto del
granizo
(diámetro @ velocidad)
PARÁMETROS FÍSICOS
Número de Celdas en serie
Largo
Ancho
Profundidad
Peso
GARANTÍA
Potencia>=90% de potencia
mínima
Potencia>=80% de potencia
mínima
[ºC]
-40 a +85
[% RH]
85
[Voltios]
1000 por ISPRA(EC),600 por
UL 1703
[N/m2](PSF)
2400 (50)
[grados]
1.2
[mm @ m/s]
(pulg @ MPH)
25 @ 23
(1.0 @ 52)
[mm](pulg)
[mm](pulg)
[mm](pulg)
[kg](lbs)
36
1498 (59.0)
594 (23.4)
40 (1.6)
10.9 (24.0)
[Años]
10
[Años]
25
A-4
2.
REGULADOR DE CARGA MORNINGSTAR
El modelo del regulador a utilizar se muestra en la figura A-2, y sus
características se pueden apreciar en las tablas A-2,A-3,A-4 y A-5.
Fig. A-2 Modelo ProStar marca Morningstar del capítulo 1.
Tabla A-2 Características del regulador del capítulo 1.
CLASIFICACIÓN DE MODELOS SEGÚN POTENCIA
ProStar-12 ProStar-20 ProStar-30
Corriente fotovoltaica
12
20
30
Todos los modelos
(A)
son de 12 y 24 V
(selección
Corriente de
8
16
30
automática)
consumo (A)
Nota: La capacidad nominal de corriente puede ser excedida en un 25%, por un
período de tiempo de hasta 5 minutos.
CONFIABILIDAD
Relación de fallas en 5 años a un 90% del nivel de confiabilidad.
ProStar-12
<0.1%
ProStar-20
<0.1%
ProStar-30
<0.4%
ESPECIFICACIONES AMBIENTALES
Temperatura de Operación
Máxima temperatura ambiente
Temperatura de almacenamiento
Humedad
-40ºC a +80ºC
+60ºC
-55ºC a +100ºC
100%(NC)
A-5
Tabla A-3 Características del regulador del capítulo 1.
PERFORMANCE ELÉCTRICA
Precisión 12V
Precisión 24V
Máximo voltaje del arreglo
Mínimo voltaje para operar
Tierra
Capacidad de conexión paralela
Auto consumo(tasa):
Nocturno
En carga
Con el consumo desconectada
Caída de voltaje
Máxima: Fotovoltaico/Batería
Batería/Consumo
Típica: Fotovoltaico/Batería
Batería/Consumo
Vida útil en operación
RUIDO
+/- 40mV
+/- 60 mV
50 V
8.0 V
Negativa
Sí
Protección del Microprocesador (µP)
Pulsos de ruido a la salida
Amplitud de los pulsos de ruido
Ruido Irradiado
ESPECIFICACIONES MECÁNICAS
En todas las entradas
<400mV
<500 nano segundos
<100 picowatts/kHz
Dimensiones (pulgadas)
6.01
(ancho)*4.14(alto)*2.17(profundidad)
153(ancho)*105(alto)*55(profundidad)
12
0.34
Estilo Europeo
(mm)
Peso
(oz)
(Kg)
Terminales para cables
Máximo tamaño del conductor:
Cable de alambre sólido
Cable multitrenza
Diámetro terminal
Orientación del montaje
Gabinete:
Material
Resistencia funguicida
Absorción de humedad
Indice térmico UL
11mA
12mA
10mA
0.7V
0.4V
0.5V
0.1V
15 años
# 6 AWG/16 mm2
# 6 AWG/10 mm2
0.2 pulgadas/5 mm
Vertical
Valox #310 SEO
ASTM G 21-70
<0.4%
120 ºC/140ºC
A-6
Tabla A-4 Características del regulador del capítulo 1.
FUSIBLE ELECTRÓNICO/SEGURIDAD DEL SISTEMA
Cortocircuito en el consumo
Desconexión del Emergencia
Inversión de Polaridad
Corte por alta temperatura
FETS
Rds(resistiva)
Rango de pulsos
Rango de temperatura de juntura
Temperatura de juntura en operación
Memoria de microprocesador (mP)
Velocidad de oscilación del
microprocesador(µP)
Supresores de oscilaciones transitorias:
Rango de potencia del pulso
Respuesta
LEDS:
Frecuencia de pulsos
Consumo de corriente
VISOR DEL MEDIDOR
Tipo
Visor
Rango de temperatura
Precisión de voltaje
Precisión de corriente
LEDS de estado
Auto consumo
Desconexión manual
Con cortocircuito > 10X consumo
especificado >5 milisegundos
Consumo desconectado en < 50
microsegundos
Si el voltaje < 2.4 Volt, en
fotovoltaico/consumo se desconecta
en < 0.1 segundos.
Los 4 sistemas están completamente
protegidos.
70ºC para desconexión de entrada
fotovoltaica
80ºC para desconexión de consumo
60ºC para reconexión de consumo
50ºC para reconexión de fotovoltaico
0.018 ohms
120 A
175ºC
110ºC
2 kROM
2Mhz
1500 Watts
< 5 nanosegundos
300 Hz
< 1mA/LED
LCD
3 digitos x
0.5 pulgadas
-30ºC a + 85ºC
0.5%
2.5%
3
10mA
<100 microsegundos
A-7
Tabla A-5 Características del regulador del capítulo 1.
CONTROL DE PUNTOS SELECCIONADOS
12V Sellada
12V H
Desconexión de consumo por bajo
11.4
11.5
voltaje
Reconexión LVD
12.5
12.6
Regulación de tensión constante
14.1
14.3
Ecualización
14.35
14.6
HVD
15.5
15.5
Nota: Puntos de selección de 24 V son dos veces los valores de 12V.
PARÁMETROS DE CONTROL
Algoritmo de carga
Voltaje constante
Carga por pulso PWM
Configuración en serie.
Coeficiente de compensación de
-5mV/ºC/celda (25ºC referencial)
temperatura
Coeficiente de corriente LVD
-20mV/A de carga
Auto ecualizado:
Sellado
16 días o 11.9/23.8V
Húmeda
11 días o 12.0/24.0 V
Valores de selección para
Regulación ecualizada, HVD
compensación de temperatura
Retardos del Programa
LVD –55 seg; HVD –7 seg
Filtración del Programa
Promedio 2 entradas/50
microsegundos
Tasa de medición
37.5 muestras/segundos
Las especificaciones estan sujetas a cambio sin aviso previo.
APÉNDICE
B
COMPONENTES ELECTRÓNICOS
B-2
APÉNDICE
B
COMPONENTES ELECTRÓNICOS
1.
TRANSISTOR BC548(NTE123AP) SILICON NPN TRANSISTOR AUDIO
AMPLIFIER, SWITCH
Las características del transistor BC548, ver figura B-1, se muestran en
las tablas B-1,B-2 y B-3.
Fig. B-1 Transistor BC548.
Tabla B-1 Características de Transistor BC548.
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
Collector-Base Voltage, VCB
60V
Collector-Emitter Voltage, VCEO
40V
Emitter-Base Voltage, VEB
6V
Continuous Collector Current, IC
600mA
Total Device Dissipation (TA = +25°C), PD</SUB
350mW
Derate above 25°C
2.8mW/°C
Total Device Dissipation (TC = +25°C), PD
1.0W
Derate above 25°C
8.0mW/°C
Operating Junction Temperature Range, TJ
-55° to +150°C
Storage Temperature Range, Tstg
-55° to +150°C
Thermal Resistance, Junction-to-Case, RthJC
125°C/W
Thermal Resistance, Junction-to-Ambient, RthJA
357°C/W
PARAMETER
SYMBOL TEST CONDITIONS MIN TYP MAX UNIT
Collector-Base Breakdown
Voltage
Collector-Emitter Breakdown
Voltage
V(BR)CBO
IC = 0.1mA, IE = 0
60
-
-
V
V(BR)CEO
IC = 1mA, IB = 0,
Note 1
40
-
-
V
B-3
Tabla B-2 Características de Transistor BC548.
Emitter-Base Breakdown Voltage
V(BR)EBO
Collector Cut-Off Current
ICEV
Base Cut-Off Current
IBEV
IC = 0.1mµA, IC = 0
VCE = 35V,
VEB(off) = 0.4V
VCE = 35V,
VEB(off) = 0.4V
6
-
-
V
-
-
0.1
µA
-
-
0.1
µA
20
-
-
40
-
-
80
-
-
100
-
300
40
-
-
-
-
0.4
V
-
-
0.75
V
0.75
-
0.95
V
-
-
1.2
V
250
-
-
MHz
-
-
6.5
pF
-
-
30
pF
1.0
-
15
k
Ohm
0.1
-
8.0
x 10
40
-
500
1.0
-
30
µmho
s
-
-
15
ns
-
-
20
ns
-
-
225
30
ns
ns
ON CHARACTERISTICS (Note 1)
DC Current Gain
hFE
Collector-Emitter Saturation
Voltage
Base-Emitter Saturation Voltage
VCE(sat )
VBE(sat )
VCE = 1V,
IC = 0.1mA
VCE = 1V, IC = 1mA
VCE = 1V,
IC = 10mA
VCE = 1V,
IC = 150mA
VCE = 1V,
IC = 500mA
IC = 150mA,
IB = 15mA
IC = 500mA,
IB = 50mA
IC = 150mA,
IB = 15mA
IC = 500mA,
IB = 50mA
SMALL-SIGNAL CHARACTERISTICS
Current Gain-Bandwidth Product
fT
Collector-Base Capacitance
Ccb
Emitter-Base Capacitance
Ceb
Input Impedance
hie
Voltage Feedback Ratio
hre
Small-Signal Current Gain
hf e
Output Admittance
hoe
VCE =10V, IC =
20mA, f = 100MHz
VCB = 5V, IE = 0,
f = 100kHz
VCB = 0.5V, IC = 0,
f = 100kHz
VCE = 10V, IC =1mA,
f = 1kHz
VCE = 10V, IC = mA,
f = 1kHz
VCE = 10V, IC = mA,
f = 1kHz
VCE = 10V, IC =1mA,
f = 1kHz
SWITCHING CHARACTERISTICS
Delay Time
td
Rise Time
tr
Storage Time
Fall Time
ts
tf
VCC =30V,IC =150mA,
VBE(off) = 2V,
IB1 = 15mA
VCC =30V,IC =150mA,
IB1 = IB2 = 15mA
Note 1. PULSE TEST: PULSE WIDTH </= 300µS, DUTY CYCLE </= 2%.
-4
B-4
2.
TRANSISTOR BD136/PLP PNP (NTE374) SILICON COMPLEMENTARY
TRANSISTOR AUDIO AMPLIFIER, DRIVER
Las características del transistor BD136/PLP, ver figura B-2, se muestran
en las tablas B-3,B-4.
Fig. B-2 Transistor BD136/PLP.
Tabla B-3 Características del transistor BD136/PLP.
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS: (TC = +25°C unless otherwise specified)
COLLECTOR-EMITTER VOLTAGE, VCEO
160V
Collector-Base Voltage, VCBO
180V
Emitter-Base Voltage, VEBO
5V
Collector Current, IC
Continuous
1.5A
Peak
3A
Collector Power Dissipation (TA = +25°C), PD
1W
Collector Power Dissipation (TC = +50°C), PD
20W
Operating Junction Temperature, TJ
+150°C
Storage Temperature Range, Tstg
-55° to +150°C
ELECTRICAL CHARACTERISTICS: (TA = +25°C unless otherwise specified)
PARAMETER
Symbol
TEST CONDITIONS Min Typ Max Unit
Collector-Base Breakdown Voltage V(BR)CBO
IC = 1mA, IE = 0
180
V
B-5
Tabla B-4 Características del transistor BD136/PLP.
Collector-Emitter Breakdown
Voltage
Emitter-Base Breakdown Voltage
Collector Cutoff Current
DC Forward Current Gain
V(BR)CEO
V(BR)EBO
ICBO
hFE
Collector-Emitter Saturation Voltage VCE(sat )
Base-Emitter Voltage
VBE
Transition Frequency
fT
Collector Output Capacitance
3.
Cob
IC = 10mA,
RBE = Infinity
IE = 1mA, IC = 0
VCB = 160V IE = 0
VCE = 5V, IC = 150mA
VCE = 5V, IC = 500mA
IC = 500mA, IB = 50mA
VCE = 5V, IC = 150mA
VCE = 5V, IC = 500mA
VCB = 10V, IE = 0,
f=1MHz
160
-
-
V
5
60
30
-
140
10
200
1
1.5
-
V
µA
V
V
MHz
-
14
-
pF
TRANSISTOR 2N6107 PNP(NTE197) SILICON COMPLEMENTARY
TRANSISTORS
AUDIO
POWER
OUTPUT,
MEDIUM
POWER
SWITCHING
El 2N6107(PNP), ver figura B-3, es un transistor de silicio, cuya cápsula es
del tipo TO-220, diseñado para uso en amplificadores y aplicaciones switching.
Las características del transistor 2N6107, se muestran en la tabla B-5.
Fig. B-3 Transistor 2N6107.
B-6
Features:
¾ DC Current Gain: hFE 2.3 Min @ IC = 7A
¾ Collector Emitter Sustaining Voltage: V CEO(sus) = 70V Min
Tabla B-5 Características del Transistor 2N6107.
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
Collector-Base Voltage, VCB
Collector-Emitter Voltage, VCEO
Emitter-Base Voltage, VEB
Collector Current, IC
Continuous
Peak
Base Current, IB
80V
70V
5V
7A
10A
3A
40W
0.32W/°C
-65° to +150°C
Collector Power Dissipation (TC = +25ºC), PD Derate above +25°C
Operating Junction Temperature Range, TJ
Storage Temperature Range, Tstg
Thermal Resistance, Junction-to-Case, RthJC
PARAMETER
Symbol
OFF CHARACTERISTICS
Collector-Emitter Sustaining
VCEO(sus)
Voltage
ICEO
Collector Cutoff Current
ICEX
Emitter Cutoff Current
ON CHARACTERISTICS (Note 1)
IEBO
DC Current Gain
hFE
Collector-Emitter Saturation Voltage
Base-Emitter ON Voltage
DYNAMIC CHARACTERISTICS
VCE(sat )
VBE(on)
Current Gain-Bandwidth Product
ft
Output Capacitance
Cob
Small-Signal Current Gain
hf e
TEST CONDITIONS
IC = 100mA, IB = 0,
Note 1
VCE = 60V IB = 0
VCE = 80V VEB(off) =
1.5V
VCE = 80V VEB(off) =
1.5V, TC = +150°C
VBE = 5V, IC = 0
VCE = 4V, IC = 2A
VCE = 4V, IC = 7A
IC = 7A, IB = 3A
VCE = 4V, IC = 7A
VCE = 4V, IC = 0.5A,
f= 1MHz, Note 2
VCB = 10V, IE = 0, f =
1MHz
VCE = 4V, IC = 0.5A, f =
50kHz
Note 1. Pulse test: Pules Width </= 300µ, Duty Cycle </= 2%.
Note 2. fT = |hf e| · ftest
Min
-65° to +150°C
3.125°C/W
Typ Max Unit
90
-
-
V
-
-
1.0
mA
30
2.3
-
-
150
3.5
3.0
V
V
10
-
-
MHz
-
-
250
pF
20
-
-
B-7
4.
TRANSISTOR MJ11032(NTE2349) NPN SILICON COMPLEMENTARY
TRANSISTORS HIGH CURRENT DARLINGTON
El MJ11032(NPN),ver figura B-4,es un transistor Darlington de silicio, cuya
cápsula es del tipo TO3, especialmente diseñado para etapas de salida en
aplicaciones de amplificadores. Las características del transistor MJ11032 se
muestran en la tabla B-6.
Features:
¾ High DC Current Gain
¾ Diode Protection to Rated IC
¾ Monolithic Construction w /Built-In Base-Emitter Shunt Resistor
¾ Junction Temperature to +200°C
Fig. B-4 Transistor MJ11032.
B-8
Tabla B-6 Características del transistor MJ11032.
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
Collector-Emitter Voltage, VCEO
120V
Collector-Base Voltage, VCB
120V
Emitter-Base Voltage, VEB
5V
Collector Current, IC
Continuous
50A
Peak
100A
Continuous Base Current, IB
2A
Total Device Dissipation (TC = +25°C), Ptot
300W
Derate above 25°C @ TC = +100°C
1.71W/°C
Operating Junction Temperature Range, TJ
-55° to +200°C
Storage Temperature Range, Tstg
-55° to +200°C
Thermal Resistance, Junction-to-Case, RthJC
0.7°C/W
Lead Temperature (During Soldering, 10sec Max), TL
+275°C
ELECTRICAL CHARACTERISTICS: (TC = +25°C unless otherwise specified)
PARAMETER
Symbol
TEST CONDITIONS Min Typ Max Unit
OFF CHARACTERISTICS
Collector-Emitter Breakdown
Voltage
Collector-Emitter Leakage Current
Emitter Cut-Off Current
ON CHARACTERISTICS (Note 1)
DC Current Gain
V(BR)CEO
ICER
ICEO
IEBO
hFE
IC = 100mA, IB = 0
VCE = 120V, RBE = 1k
Ohm
VCE = 120V, RBE = 1k
Ohm, TC = +150°C
VCE = 50V, IB = 0
VBE = 5V, IC = 0
VCE = 5V, IC = 25A
VCE = 5V, IC = 50A
IC = 25A, IB = 250mA
Collector-Emitter Saturation Voltage VCE(sat )
IC = 50A, IB = 500mA
IC = 25A, IB = 200mA
Base-Emitter Saturation Voltage
VBE(sat )
IC = 50A, IB = 300mA
Note 1. Pulse Test: Pulse Width </= 300µs, Duty Cycle </= 2%.
SWITCHING CHARACTERISTICS
Symbol
120
-
-
V
-
-
2
mA
-
-
10
mA
-
-
2
2
mA
mA
180
00
2.5
3.5
3.0
4.5
V
V
V
V
100
0
400
Min
-
Typ Max
Unit
Resistive Load (Table 1)
Delay Time
Rise Time
(Vcc=250 Vdc, Ic =20 A, IB1=1.0 Adc,
VBE(off)=5.0 V)
Storage Time
Fall Time
INDUCTIVE LOAD, CLAMPED (Table 1)
td
tr
ts
tf
-
0.03
-
0.2
1.2
2.5
0.9
µs
µs
µs
us
Storage time
Crossover Time
Fall Time
tsv
tc
tf i
-
1.2
0.3
0.01
3.4
2.0
0.1
µs
µs
µs
(ICM=20 A,VCEM=250 V, IB1=1.0 A,
VBE(off)= 5V, TC =100ºC)
B-9
5.
DIODO MUR105 SILICON DIODE,ULTRA FAST SWITCH
Las características del diodo MUR105, ver figura B-5, se muestran en la
tabla B-7, B-8.
Fig. B-5 Diodo MUR105.
Features:
¾ Super Fast Switching Speed
¾ High Current Capability
¾ High Surge Current Capability
¾ Low Forward Voltage Drop
¾ High Reliability
¾ DO41 Type Package
Tabla B-7 Características del diodo MUR105
MAXIMUM RATINGS AND ELECTRICAL CHARACTERISTICS:
(Ratings at TA = +25°C unless otherwise specified. Single phase, half wave,
60Hz, resistive or inductive load. For capacitive load, derate current by 20%).
Maximum Recurrent Peak Reverse Voltage
200V
Maximum RMS Voltage
140V
Maximum DC Blocking Voltage
200V
Maximum Average Forward Rectified Current (TA = +55°C)
1.0A
Peak Forward Surge Current (8.3ms Single Half Sine-Wave
30A
Superimposed on Rated Load)
Maximum Forward Voltage Drop (IO = 1A)
0.95V
Maximum DC Reverse Current (VDC = 200V)
5µA
B-10
Tabla B-8 Características del diodo MUR105.
Maximum DC Reverse Current (VDC = 200V, TA = +150°C)
Typical Junction Capacitance (Measured at 1MHz and applied
reverse voltage of 4V)
Maximum Reverse Recovery Time (IF = 0.5A, IR = 1A,
IRR = 0.25A)
Operating Junction Temperature Range, Topr
Storage Temperature Range, Tstg
6.
50µA
53pF
35ns
-65º to+150°C
-65° to +150°C
DIODO ETAPA SNUBBER NTE577 SILICON DIODE GENERAL
PURPOSE, FAST RECOVERY SWITCH
Las características del diodo NTE577, ver figura B-6, se muestran en la
tabla B-9, B10.
Fig. B-6 Diodo NTE577.
Tabla B-9 Características del diodo NTE577.
ELECTRICAL CHARACTERISTICS:
Maximum Peak Reverse Voltage, PRV
Maximum Average Rectified Current (TA = +50°C, Half-Wave,
Resistive Load 60Hz), IO
Maximum Forward Peak Surge Current (8.3ms superimposed),
IFSM
Maximum Reverse Current (PRV = 1000V, TA = +25°C), IR</SUB
Maximum Forward Voltage (IF = 5A, TA = +25°C), VFM(AV)
1000V
5A
200A
10µA
1.7V
B-11
Tabla B-10 Características del diodo NTE577.
Maximum Reverse Recovery Time, trr
Operating Temperature Range, Topr
Storage Temperature Range, Tstg
70ns
-65° to +150°C
-65° to +150°C
APÉNDICE
MOTOBOMBA
C
C-2
APENDICE
C
MOTOBOMBA
1.
MOTOBOMBA MODELO TOP VORTEX MARCA PEDROLLO
La motobomba modelo TOP VORTEX, ver figura C-1, es un motor de
inducción asincrónico monofásico, y con condensador permanente inserto. Las
características de la motobomba se muestran en la tabla C-1.
Fig. C-1 Motobomba modelo TOP VORTEX.
C-3
Donde:
L/min :litros por minuto
Hm
:altura
Kw
:potencia
Hp
:caballos de fuerza
Dn
:diámetro de salida
V
: voltaje
Hz
:frecuencia
A
:amper
uF
:capacitor inserto
rpm
:revoluciones por minuto
Fp
:factor de potencia
Tabla B-1 Características técnicas de la motobomba.
MARCA
MODELO
L/min
Hm
Kw
Hp
Dn
V
Hz
A
uF
Rpm
Fp
Tº
PEDROLLO
TOP VORTEX
5/40
38/5
0,37
1/2
1”
220
50
2.5
10
2800
0.8
40ºC ó104ºF
APÉNDICE
ESTANQUE
D
D-2
APÉNDICE
D
ESTANQUE
1.
ESTANQUES
Los Ekotank , ver figura D-1, son contenedores plásticos fabricados por
fibra S.A. a través de un proceso de moldeo rotacional automatizado, que
permite fabricar grandes cuerpos de una pieza, con excelentes características
estructurales y de alta resistencia al impacto, cumpliendo requerimientos y
Estándar Nacionales e Internacionales. Además han sido diseñados para cumplir
con las normas nacionales para almacenamiento de Agua, produciendo, cuerpos
resistentes, livianos y herméticos. Se ha incorporado una moderna tapa de
registro con hilo y válvula de presión o venteo, que asegura una total protección
al producto almacenado. Entre sus características es que los Ecotank son
producidos utilizando polietileno de mediana densidad. Sus especificaciones se
muestran en la tabla D-1.
Fig. D-1 Estanques Ekotank.
D-3
Tabla D-1 Especificaciones de los Ekotank.
CAPACIDAD
DIAMETRO
ALTURA
PESO (Kgs.)
DESCARGA
(Lts)
CUERPO
TOTAL
1000
1060
1270
25
1’’
2000
1470
1350
45
1’’
3000
1470
1700
65
1 ½’’
5000
2200
1760
115
1 ½’’
7500
2200
2480
150
1 ½’’
10000
2200
3180
250
1 ½’’
Dimensiones en milímetros, capacidad y medidas nominales. Nota: Consumo por
persona de 250 litros por día de acuerdo a norma nacional.
Entre las aplicaciones que tiene, se destacan las siguientes:
¾ Almacenamiento de agua.
¾ Productos alimenticios.
¾ Productos farmacéuticos.
¾ Productos veterinarios.
¾ Productos químicos.
¾ Agroquímicos.
¾ Aceites
¾ Cosméticos
¾ Detergentes