Amplificador de potencia de audio, incluye mult. Vbe y disipacion
Anuncio
Amplificadores de potencia de audio Multiplicador de Vbe n Éste circuito opera alimentado por una fuente de corriente VCE R1 = + 1 VBE R2 Tener en cuenta que VBE depende de la corriente de colector Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1 R1 = R2 = 1KΩ R VCE = 1 + 1 VBE R2 Zona activa del transistor VCE = (R1 + R2 ) I 1 Zona corte del transistor Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1 y las resistencias R1 y R2 R1 = R2 Impedancia del multiplicador R1 = R2 = 1KΩ ∆VCE z≅ ∆I 1 I 1 =10mA ≈ 10 Ω Impedancia del multiplicador como sistema realimentado f I CQ = 10 mA gm = 0,4A / V ZO β = 300 VA = 100 V a RPI = 750 Ω RO = 10 KΩ f =− ( zO RO // R1 ) ZO = = ≈ 8Ω 1 1 + a f 1 + gm (R // R )(R // R // R ) O 1 1 2 PI R1 1 R1 Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia Circuito utilizado para análisis por simulación Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia (La gráfica se obtuvo por simulación con R1=R2=1KΩ , I1=10mA e IALTERNA=0,1mA) Zona capacitiva Zona inductiva Z O = 10,8 Ω Zona resistiva Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia Corrección con capacitor Circuito utilizado para análisis por simulación Impedancia del multiplicador en función de la frecuencia Corrección con capacitor R1=R2=1KΩ I1=10mA IALTERNA=0,1mA C1=5nF, 10nF y 20nF Zona resistiva 5nF 10nF 20nF Z O = 10,8 Ω Zona capacitiva Variación de la tensión del multiplicador con la temperatura R = R = 1KΩ 1 27ºC 37ºC 2 − 3,4mV/ºC Mejoramiento del multiplicador de VBE para independizarlo aún más de la corriente de polarización VCE R1 ≅ + 1 VBE − I C R3 R2 Tener en cuenta que VBE depende de la corriente de colector Variación de la tensión VCE en función de la corriente I1 y la resistencia de colector R3 R3=0Ω R3=10Ω R3=20Ω R3=40Ω R3=30Ω R1 = R2 = 1KΩ Estudio evolutivo de un amplificador de tensión orientado a su aplicación en amplificador de potencia de audio Amplificador de tres etapas Ganancia relativamente baja Ganancia relativamente alta Ganancia unitaria de tensión y muy alta de corriente + _ Sumador Baja excursión de tensión a la salida Amplificador de Tensión Alta excursión de tensión a la salida Separador Impedancia de salida muy baja Circuito analizado en la clase de Realimentación ETAPA DE COMPARACION (O SUMADOR) ETAPA DE GRAN AMPLIF. DE TENSIÓN ETAPA DE SALIDA CLASE A La topología de la etapa de salida resulta poco eficiente en amplificadores de potencia Amplificador de tres etapas con realimentación Generador Sumador Polarización • La realimentación permite estabilizar la polarización y la ganancia de tensión. También se logra relativamente alta impedancia de entrada, baja impedancia de salida y reducida distorsión armónica. Se opera con doble fuente en serie (o fuente dividida) fijando el punto medio como masa, lo que permite conectar directamente la carga sin capacitor de acoplamiento. Desacople CC • f Alta ganancia Separador Z ALTA X1 Z BAJA Fuente Carga Amplificador de tres etapas con realimentación total La topología de etapa de salida mas comúnmente utilizada es clase B ETAPA DE SALIDA CLASE B Reducción del cruce por realimentación V 'O =a VI ‘ VO f =0 VI Slew Rate a ‘ VO VO VO a ≅ VI 1 + af VI Transferencia de la etapa de salida clase B Sin corrección de cruce VO VCC+ VBE5 = - 0,7V VBE4 = 0,7V VCC− VI Deformación de la señal de salida VI VO Análisis espectral de la señal de salida Distorsión armónica = 15% con Vi=3Vpico VO Notar la presencia de armónicas altas, tanto pares como impares Transferencia de la etapa de salida clase B Con corrección de cruce VB4 VI VO ICQ4 VCC+ VBEQ4 VI VBEQ5 ICQ5 VB5 VI VCC− Polarización de los transistores con ICQ=1mA IC4 IC4MAX IC5 VBEQ4 = 0,6V = -VBEQ5 IC --IC5MAX IC4 ICQ4 Q --ICQ5 VCE VCEQ4 = -VCEQ5 VSP1=−VCE t --IC5 t Deformación de la señal de salida VI VO Distorsión armónica = 2% , Vi=3Vpico, ICQ=1mA Análisis espectral de la señal de salida Distorsión armónica = 2% con Vi=3Vpico Polarizando los transistores con ICQ=1mA VO Notar una reducción relativa de las armónicas impares mas bajas Polarización de los transistores con ICQ=100mA IC4 IC4MAX VBEQ4 = 0,75V = -VBEQ5 IC5 IC --IC5MAX IC4 ICQ4 Q --IC5 --ICQ5 VCE VCEQ4 = -VCEQ5 VSP1=−VCE t t Análisis espectral de la señal de salida Distorsión armónica = 0,3% con Vi=3Vpico Polarizando los transistores con ICQ=100mA VO Notar una reducción relativa progresiva de las armónicas superiores IC4 IC4MAX ICQ4 Polarización los transistores con ICQ=1A IC --IC5 VBEQ4 = 1V = -VBEQ5 --IC5MAX IC4 --IC5 Q --ICQ5 VCEQ4=--VCEQ5 t VCE VSP1=−VCE --ICQ t Análisis espectral de la señal de salida Distorsión armónica = 0,08% con Vi=3Vpico Polarizando los transistores con ICQ=1A VO Notar la fuerte reducción relativa de las armónicas mas altas La etapa está operando en clase A Corrección del cruce por polarización con diodos VO VI Corrección del cruce por polarización y realimentación VO VI Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador ¿Cómo se fusiona la segunda etapa y la tercera etapa? Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador La corriente de polarización de los diodos es la misma que la del colector de T3 Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador Los diodos tienen deriva térmica similar a la del transistores T4 y T5. Y menor inercia térmica que el termistor usado en diseños antiguos. Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador R permite un ajuste preciso de las corrientes de polarización ICQ4 e ICQ5 Incluyendo una etapa de salida clase B en el diseño del amplificador El transistor permite reemplazar a varios diodos con el circuito multiplicador de Vbe y tiene las misma deriva térmica que la juntura base emisor de los transistores de salida Mayor estabilidad térmica de etapa de salida • Se logra agregando una resistencia en serie con los emisores de los transistores de salida de manera de lograr una realimentación en su polarización Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa • Se logra aumentando el beta de los transistores de salida con tecnología Darlington de manera que se logre el aumento de la ganancia de la segunda etapa aislándola de la impedancia de carga Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa • Se incrementa la ganancia de tensión de la segunda etapa mediante el aumento de la impedancia vista por el colector del transistor T3 • Una forma es mediante la tecnología Bootstrap (tirabotas). Funcionamiento del circuito bootstrap (tira botas) vo = 0,99 vi vi − vo ii = R '6 Z= vi ii vi Z= R '6 vi − vo Z ii vi x 0,99 vo Z i etapa3 = β1 β2 RSP1 Z = 100 R'6 Ganancia de tensión de la segunda etapa = gmT3 . Z//Z i etapa3 Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa • Otra forma es mediante la implementación de una carga activa Mejoramiento del comportamiento de la segunda etapa • La batería auxiliar se reemplaza por una tensión de referencia lograda con dos diodos Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa • Se reemplaza la resistencia de polarización del par diferencial por una fuente de corriente • Se logra mejorar el manejo de tensiones de modo común y el CMRR Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa • Otra mejora importante es reemplazar la carga resistiva de T1 por una activa lograda con un espejo de corriente • Se logra duplicar la ganancia de la primera etapa Mejoramiento del comportamiento de la primera etapa • Para mejorar la linealidad de la etapa de entrada se agrega realimentación local por medio de resistencias en los emisores Amplificador de audio = Amplificador Operacional Amplificador de audio de potencia Especificaciones típicas Potencia de salida = 50W sobre 8 ohm a 1KHz con THD 0,01% Potencia de salida = 80W sobre 4 ohm a 1KHz con THD 0,02% Distorsión armónica total = 0,05% de 20 Hz a 20KHz a 1W/8ohm Distorsión por intermodulación = 0,05 % a 1W/8ohm Distorsión por intermodulación transitoria (TIM)= rara vez especificado Ancho de banda = 10 Hz a 100 KHz a 1W/8ohm Ancho de banda de potencia = 10 Hz a 50 KHz a 50W/8ohm Sobreimpulso de la tensión de salida = rara vez especificado Factor de amortiguamiento = 200 Impedancia de entrada = 50 Kohm Corrimiento de la tensión de salida = ±20mV entre 20 y 50 ºC de temp. amb. Ruido = mejor que 90dB de relación señal ruido o 10uV RMS máx. a la salida Consumo sin señal = 5W Protección contra cortocircuito a la salida Protección contra tensión continua a la salida Variaciones de topologías de amplificadores Transistores de salida en cuasi darlington Transistores de salida en paralelo Transistores de salida en darlington Bootstrap a la salida Bootstrap a la entrada Segunda etapa complementaria Segunda etapa complementaria (dos pares diferenciales en cascada) Segunda etapa complementaria (dos pares diferenciales en cascada), sin tercera etapa Segunda etapa simple, sin tercera etapa Segunda etapa complementaria (dos pares diferenciales en paralelo), sin tercera etapa Segunda etapa complementaria (dos pares diferenciales en paralelo) Primera etapa simple y bootstrap a la salida Tercera etapa simple Tercera etapa simple mas amplificador operacional Tercera etapa simétrica Tercera etapa simétrica mas amplificador operacional Turner 730 Etapa de potencia del amplificador Turner 730 Distorsión armónica Esquema de un amplificador de audio de potencia CARGA (lazo cerrado) Medición o simulación a lazo abierto Con éste filtro pasabajos se abre el lazo de alterna conservando el lazo de continua Distorsión armónica a lazo abierto DA=2% 10V 10mV 10mV DALAZO CERRADO ≅ 10V 10mV 10µV DALAZO ABIERTO 1 + af Distorsión armónica a lazo cerrado DA=0,004% Distorsión armónica total Se produce fundamentalmente por: • • • Transferencia alineal de la primera y segunda etapa Conmutación en tercera etapa (“cruce” en salida clase B) THD = Total harmonic distortion , en inglés La tensión de salida de una etapa en emisor común es: ( Vo = RCARGA I Q e Vs VT ) −1 Desarrollando en serie se puede reemplazar por: Vo = a1Vs + a V + a V + ... 2 2 s 3 3 s Siendo: a1 = RCARGA I Q a2 = VT RCARGA I Q ∧ Con señal sinusoidal VS = VS seno(wt ) ∧ 2 s ∧ a3 = 2VT2 ∧ 3 s RCARGA I Q 6VT3 se puede expresar: Vo = a1 Vs seno wt + a2 V seno wt + a3 V seno 3 wt + ... ∧ Vo = a1 Vs seno wt + ∧ 2 s a2 V 2 ∧ 3 s (1 − cos 2wt ) + a3 V (3seno wt − seno 3wt ) + ... ∧ 3a V a2 V Vo = + a1 Vs + 3 2 4 ∧ 2 s 2 ∧ 3 s 4 ∧ ∧ 2 a2 Vs a3 Vs3 seno wt − 2 cos 2wt − 4 seno 3wt + ... Definiendo distorsión armónica como la relación entre la suma de las componentes armónicas a la fundamental, se tiene para las componentes segunda y tercera armónica: ∧ 2 s a2 V ∧ 1Vs 2 HD2 = = ∧ 4 VT a1V s ∧ 3 3 s 2 a V ∧ 1 V s 4 = HD3 = ∧ 24 VT a1V s Resulta evidente la necesidad de exitar la segunda etapa con bajos niveles de señal y que a su vez la misma provea una alta ganancia de tensión Distorsión de cada etapa • Se mantiene el circuito realimentado para sostener la correcta polarización. • Se neutraliza la realimentación de alterna. • Se busca medir cada etapa por separado, independizándola del efecto de carga de las otras. PRIMERA ETAPA VENT DIFERENCIAL VSAL PRIMERA ETAPA ISAL PRIMERA ETAPA ISAL PRIMERA ETAPA ABRIENDO EL LAZO VSAL PRIMERA ETAPA Amplitud entrada = 3mVpico Resistencia emisor par diferencial = 0 Ω Distorsión = 4,81% Notar que solo 3mV producen un altísimo nivel de distorsión, se buscará reducirlo con el agregado de realimentación local como se muestra en la siguiente diapositva Amplitud entrada = 3,5mVpico Resistencia emisor par diferencial = 100 Ω Distorsión = 0,02% El costo es una reducción de ganancia de 10dB. El beneficio es una reducción de la distorsión de mas de 40 dB. Notar que la componente segunda armónica es muy alta en relación a la tercera, cuando se esperaba que hubiera ocurrido cancelación debido al uso del espejo de corriente como carga activa 703uA 688uA Notar que las corrientes de colector del par diferencial son levemente diferentes Se propone medir la corriente de salida del par diferencial mediante una resistencia de 1 ohm VENT 703uA 688uA DIFERENCIAL I=0 ISAL PRIMERA ETAPA Carga casi ideal para una fuente de corriente ABRIENDO EL LAZO La segunda y tercera armónica tienen un peso importante en la distorsión VENT 695,5uA 695,5uA DIFERENCIAL I=0 ISAL ABRIENDO EL LAZO PRIMERA ETAPA Se agrega una resistencia y se ajusta su valor para equilibrar las dos corrientes de colector como se muestra en el siguiente esquema La segunda resulta muy reducida respecto de la tercera Comparación entre antes y después de igualar las corrientes de colector del par diferencial SEGUNDA ETAPA ISAL SEGUNDA ETAPA ISAL PRIMERA ETAPA Carga casi ideal para una fuente de corriente BLOQUEO DE SEÑAL VDIF = 0 I=0 I GENERADOR DE CORRIENTE MEDICIÓN DE CORRIENTE Amplitud entrada = 0,1mApico Distorsión = 12% Amplitud entrada = 0,05mApico Distorsión = 0,6% Amplitud entrada = 0,01mApico Distorsión = 0,1% Se nota que por debajo de 0,05mA la reducción de la señal de entrada no es tan importante en la reducción de la distorsión como lo es para señales mayores a 0,05mA, debido a que para éste circuito el operar con señales del orden de 0,05mA o menores cae dentro de su zona cuasi lineal. TERCERA ETAPA VSAL Polarización Señal de prueba IENT Ajuste de simetría de las corrientes I de la tercera etapa Ajuste de I Se abre lazo I I Anulando 1ra y 2da etapas Señal de prueba Se ajusta el valor de la corriente de polarización de la tercera etapa desde una situación de corte hasta 1A en los transistores de salida I uA 0 0,01 0,1 1 10 100 1000 10000 20000 30000 40000 50000 100000 200000 500000 1000000 Distorsón % 20 14 12 10 8 6 4 2,2 1,7 1,4 1,2 1 0,5 0,14 0,08 0,06 Notar que a partir de 200mA la distorsión corresponde a un funcionamiento clase A para la amplitud de 3Vpico de la señal de salida con la que se efectuaron todas las mediciones 0 1000000 100000 10000 1000 100 10 1 0,1 0,01 14 12 10 8 6 4 2 Espectro de la señal de salida para I=10mA y Vopico=3V ¿Cual es el valor recomendable para I? Justificar ¿Cómo varía la distorsión de la señal de salida del amplificador en función de su amplitud? (Solo la tercera etapa más el efecto de carga de la segunda) Se midió para una corriente I=10mA obteniéndose los siguientes valores. Vo V 1 3 6 13,1 16 20 22,5 25,4 28,2 30 35 40 Distorsón % 3,1 2,3 1,75 1,15 1,05 1,1 1,3 1,6 2,1 2,6 4 5,3 Notar que la distorsión disminuye a medida que aumenta la amplitud. Sin embargo al acercarse al recorte de la etapa de salida vuelve a crecer. Ver el gráfico siguiente 6 % Distorsión en función de la amplitud pico de salida para I=10mA 5 4 3 2 1 0 11 3 6 10 10 20 30 40 V Disipación de potencia Los transistores y diodos de potencia requieren un disipador para evacuar el calor y mantener su temperatura de juntura por debajo de la máxima especificada Ver la página http://www.disipadores.com 103 Cálculo del disipador Sea un dispositivo semiconductor cualquiera V PD = V .I I Se determina experimentalmente el aumento de temperatura de juntura, hallándose proporcional a la potencia disipada ∆T = Tj − Ta = θja.PD Siendo θja la resistencia térmica juntura- ambiente 104 Operando con la ecuación experimental se define la Ley de OHM térmica: Tj − Ta θja = PD Reescribiendo se obtiene: Ta Tjm PD = − + θja θja Donde Tjm es la temperatura de juntura máxima 105 La resistencia juntura ambiente incluye las resistencias: θjc = resistencia térmica juntura cápsula θcs = resistencia térmica cápsula disipador θsa = resistencia térmica disipador ambiente O sea: θja = θjc + θcs + θsa 106 Se tiene el siguiente circuito térmico 107 Los fabricantes suelen especificar Tj máxima y la potencia en función de la temperatura de la cápsula PD max (Tc − Tco ) con Tc ≥ Tco PD (Tc ) = PD max − T j max − Tco Transistor típico: PCOLECTOR max = 70 W T j max = 150º C Tco = 25º C θjc = T j max − Tco PD max 108 Rendimiento de la etapa de salida clase B • Interesa conocer la eficiencia del amplificador y la peor condición de operación de los transistores Corriente promedio de colector (1 transistor): 1 IC = 2π ∫ π 0 I P sen( wt )d ( wt ) = IP π Corriente promedio de la fuente (2 transistores): I FUENTE = 2I P π 109 Potencia promedio entregada por la fuente: PFUENTE = I FUENTEVCC = 2 I PVCC π Eficiencia: PCARGA π VP I PVP 2 η= = = PFUENTE 2 I PVCC π 4 VCC η ηmax VCC VP ¿A que amplitud de señal se obtiene la máxima eficiencia? Es cuando Vp se acerca a VCC , idealmente VP=VCC η= π VCC 4 VCC = 0,785 η = 78,5% 110 ¿A que amplitud de señal se obtiene la máxima disipación de potencia en cada transistor? La disipación de potencia en el colector de un transistor es: PFUENTE − PCARGA PC = 2 I PVCC I P2 RL PC = − π 4 La máxima potencia en cada colector será cuando: dPC VCC I P RL = − = 0 ⇒ I P max = I P 2 dI P π PCMAX De donde se obtiene. VP max = VP PCMAX = RL I P PCMAX = RL I P max = 2 π 2 VCC = π RL VCC 111 Con lo que la máxima potencia disipada en los colectores de los transistores se da cuando la tensión de salida es: VP max = 2 π VCC = 0,637 VCC o sea 63,7% de VCC Resultando una eficiencia de: η= π VP 4 VCC VP = VP max 2π VCC = = 0,5 4π VCC η = 50% La máxima potencia disipada en cada colector es entonces: PC max = PC I P = I P max 2 VCC = 2 π RL La potencia disipada (normalizada) en cada colector resulta: VP PC = π PC max VCC π − 4 2 VP VCC 2 112 La potencia disipada (normalizada) en cada transistor de salida puede graficarse en función de la tensión pico de salida así: 113 114 115 Cálculo del RE mínimo requerido para compensar el embalamiento térmico RE introduce realimentación local que permite compensar el embalamiento térmico de Q1 I E = I C1 + I B1 + I C2 si β1 >> 1 ⇒ I B1 << I C1 ∴ IC1 C I E = I C1 + I C2 IB1 IC2 B E IE Además es: I C2 = β2 I C1 Finalmente: I E = I C1 ( β2 + 1) 116 La corriente de emisor del transistor cuasi-darlington es: IE = VBB − VBE1 RE Igualando con I C1 I E = I C1 ( β2 + 1) resulta: VBB − VBE1 = RE ( β2 + 1) La potencia generada en el transistor Q1 es: PG = VCE I C1 Con lo que resulta: PG = VCE VBB − VBE1 RE ( β2 + 1) 117 La potencia disipable en el transistor Q1 , por ley de Ohm térmica es: PD = Tj − Ta θja Para evitar el embalamiento térmico, la generación de calor debe ser menor a la capacidad de disiparlo, por lo que debe cumplirse que: ∂PD ∂PG ≥ ∂Tj ∂Tj La variación de potencia disipada es: ∂PD 1 = ∂Tj θja Y la variación de potencia generada es: ∂PG VCE K = ∂Tj RE ( β2 + 1) con K = ∂VBE1 = 2 mV/ºC ∂Tj 118 Combinando resulta en: En su forma más conocida: VCE K 1 ≥ θja RE ( β2 + 1) RE ( β2 + 1) θja ≤ VCE K Notar que para el cuasi-darlington estudiado (NPN-PNP), el transistor que puede embalarse térmicamente es Q1, que además es el que cierra la malla de polarización estabilizada, por lo que debe considerarse para el cálculo de RE la manera en que éste transistor disipará su potencia, o sea el valor resultante de θja según se utilice o no disipador térmico, luego puede calcularse RE . Además será: VCE = VCE MAX = VCC Finalmente: RE ≥ y β2 = β2MIN θjaQ 1 VCC K ( β2MIN + 1) 119 Amplificadores Clase G Introducción a otras clase de amplificadores con mayor eficiencia que la clase B ¿Porqué se necesitan otras clases? • La clase B satisface las necesidades de eficiencia en audio para el hogar ya que el contenido musical con alto rango dinámico requiere un promedio de potencia de unos pocos Vatios. • La mayor eficiencia de las clases D, G y H, involucrando mayor costo de fabricación, solo se requiere y justifica en amplificación profesional. Disipación en los transistores de salida Clase B Fuente de corriente Exterior Clase G Interior Topología Clase G Exterior Interior Carga Interior Exterior En la siguiente diapositiva se grafica en verde la señal de este nodo En la siguiente diapositiva se grafica en rojo la señal de este nodo En la siguiente diapositiva se grafica en azul la señal de este nodo Voltaje de salida y fuente equivalente Efecto de aumento de la fuente de alimentación baja Tiempo 0,2 milisegundos / división Disipación en de potencia en una mitad Disipación en los transistores de salida Clase B Exterior + Interior Clase G Interior Disipación de potencia en la carga Eficiencia % Comparación de eficiencia Clase G Clase B Disipación de potencia en la carga Clase G alternativa En la siguiente diapositiva se grafica en verde la señal de este nodo En la siguiente diapositiva se grafica en rojo la señal de este nodo En la siguiente diapositiva se grafica en azul la señal de este nodo Voltaje de salida y fuente equivalente Clase G alternativa Tiempo 0,2 milisegundos / división Clase G alternativa • La eficiencia es similar a clase G clásico • El transistor exterior disipa poco porque está conmutando entre corte y saturación • El transistor interior en cambio resulta más exigido en disipación y más comprometido con su área segura de operación Protección en clase G • Se utilizan las mismas técnicas que en clase B • El transistor exterior no requiere protección • El transistor interior puede limitarse en corriente y es en el que debe prestarse atención al SOA (área segura de operación) Distorsión en clase G • Debido a que la conmutación de fuente ocurre a un nivel alto, la distorsión no es mayor que la normal en clase B debido al cruce para la reproducción de una señal sinusoidal • Resulta además enmascarada psico acústicamente en reproducción de música por los niveles altos de señal y su proximidad en el contenido armónico. Costos en clase G • Los costos de amplificadores clase G son mayores que en clase B, aunque mucho menores (debido a la menor complejidad) comparando con clase D • Se justifica en potencias mayores a 200 W y menores a 1000 W • Por encima de los 1000 W debe pensarse en clase D
