UNIVERSIDAD SIMÓN BOLÍVAR Decanato de Estudios de

UNIVERSIDAD SIMÓN BOLÍVAR
Decanato de Estudios de Profesionales
Coordinación de Ingeniería Electrónica
DISEÑO, ELABORACIÓN E IMPLEMENTACIÓN DE UN
RECTIFICADOR TRIFÁSICO CONTROLADO MEDIANTE PID DIGITAL
COMO ELEMENTO PRIMARIO DE REGULACIÓN PARA UNA FUENTE
DC DE LABORATORIO DE 15 KW
Por
Jorge Luis Unamo Marquez
Sartenejas Septiembre, 2006
i
UNIVERSIDAD SIMÓN BOLÍVAR
Decanato de Estudios de Profesionales
Coordinación de Ingeniería Electrónica
DISEÑO, ELABORACIÓN E IMPLEMENTACIÓN DE UN RECTIFICADOR
TRIFÁSICO CONTROLADO MEDIANTE PID DIGITAL COMO
ELEMENTO PRIMARIO DE REGULACIÓN PARA UNA FUENTE DC DE
LABORATORIO DE 15 KW
Por
Jorge Luis Unamo Marquez
Realizado con la Asesoría de
Julio Walter
PROYECTO DE GRADO
Presentado ante la Ilustre Universidad Simón Bolívar
Como requisito parcial para optar al título de Ingeniero Electrónico
Sartenejas, Septiembre de 2008
ii
UNIVERSIDAD SIMÓN BOLÍVAR
Decanato de Estudios de Profesionales
Coordinación de Ingeniería Electrónica
DISEÑO, ELABORACIÓN E IMPLEMENTACIÓN DE UN RECTIFICADOR
TRIFÁSICO CONTROLADO MEDIANTE PID DIGITAL COMO ELEMENTO
PRIMARIO DE REGULACIÓN PARA UNA FUENTE DC DE LABORATORIO
DE 15 KW
PROYECTO DE GRADO PRESENTADO POR
JORGE LUIS UNAMO MARQUEZ
CARNET: 9831328
REALIZADO CON LA ASESORÍA DE JULIO WALTER
RESUMEN
Existen necesidades de laboratorio para una fuente DC de muy alta potencia que
sin embargo posea buena regulación y bajo ruido. Para éste tipo de caso siempre ha sido
utilizado un elemento lineal de control de la tensión de salida, el inconveniente es que
inclusive desde potencias bajas la disipación del elemento de control se hace prohibitiva,
por lo que se usan métodos alternos de regulación, tales como control de fase y sistemas
conmutados. Estos sistemas adolecen de problemas de regulación y de ruido. Sin
embargo, realizando una combinación de ambas propuestas (lineal y conmutada) se
puede obtener una fuente con baja disipación de potencia y excelente regulación. Por ello
se ha diseñado y construido una fuente DC de 15kW que cumpla con las características de
versatilidad, buena regulación y bajo ruido. El sistema de control utilizado se basa en un
grupo de microcontroladores PIC’s y CPDL’s en configuración maestro esclavo y un
protocolo robusto de comunicación I2C. Para la adquisición y procesamiento de los datos
experimentales se desarrollo una interfaz gráfica usando la ayuda de un software
comercial (LabView). La comunicación entre la fuente y la interfaz esta fundamentada en
el estándar RS-232. El desarrollo de un prototipo de una fuente de éste estilo, permite el
dominio de la tecnología envuelta en ella para una futura estandarización, y de ésta
manera explotar al máximo sus ventajas, además hace de la fuente un producto
altamente comercial gracias a sus múltiples cualidades.
PALABRAS CLAVES
Sistema, medición, comunicación, innovación, eficiencia, transferencia tecnológica,
procesamiento, robusto, disipación, regulación, ruido.
Sartenejas, Septiembre de 2008
iii
AGRADECIMIENTO
Hace algunos años cuando decidí comenzar una carrera universitaria jamás pensé que
sería tan gratificante escribir unas pocas líneas como estas. Este trabajo es producto de
muchos altibajos en mi vida y de muchas interacciones con distintas empresas,
instituciones y personas.
Instituciones tales como “Fundación Instituto de Ingeniería” en la que hoy en día trabajo
y personas como Julio Walter con el que he establecido una gran amistad; No vale la
pena enumerar la cantidad de inconvenientes que se me presentaron a lo largo de esta
ardua carrera para poder optar por el título de Ingeniero Electrónico, lo que si es
conveniente resaltar son nombres como:
Julio Walter
Thaís Gómez
Alexabel Liendo
Tomas Ramos
José Unamo
Joel Salazar
Nereida García
Rubén Fernández
Manuel González
David Madrid
Rafael el Manga
Jairo Pascuzzo
Jesús Canales
Nidia Goncalves
Georman Calderón
Entre otras muchas personas que en algún momento me brindaron su apoyo, una sonrisa,
una palmada en la espalda, una respuesta acertada, una conversación liberadora, su
paciencia y por que no decirlo también sus regaños. A todas esas personas que no
mencione y no por eso son menos importantes y a todas las mencionadas aquí les
extiendo mi más sincero e infinito agradecimiento.
GRACIAS…
Pudiese extenderme hojas y hojas de personas, palabras y agradecimientos porque
realmente fui muy afortunado al tener a mi alrededor grandes personajes que nunca
dudaron de mi y mi capacidad. Pero no puedo terminar éste pequeño agradecimiento sin
antes mencionar a mis padres Jorge Unamo y Magaly Marquez, sin ellos nada de esto
hubiese sido posible.
iv
Índice General
1.
2.
Introducción ....................................................................................... 1
1.1.
Planteamiento del problema ....................................................................... 1
1.2.
Justificación................................................................................................... 1
1.3.
Limitaciones .................................................................................................. 2
1.4.
Delimitación .................................................................................................. 2
Cuerpo del Trabajo............................................................................ 3
2.1.
Objetivo General .......................................................................................... 3
2.2.
Objetivos Específicos.................................................................................... 3
2.3.
Hipótesis ........................................................................................................ 3
2.4.
Fundamentos Teóricos ................................................................................. 4
2.4.1 El SCR....................................................................................................... 4
2.4.2 El Transistor IGBT.................................................................................... 5
2.4.3 Efecto Hall clásico .................................................................................... 6
2.4.4 Voltajes Trifásicos..................................................................................... 7
2.4.5 Rectificador Trifásico Completamente Controlado .................................. 8
2.4.5.1
Sincronización de las Señales.....................................................................12
2.4.6 El controlador PID .................................................................................. 15
2.4.7 Reguladores de Tensión .......................................................................... 18
2.4.7.1
2.4.7.2
2.4.7.3
2.4.8
Comunicación y Transmisión de Datos .................................................. 20
2.4.8.1
2.4.8.2
3.
Reguladores Conmutados ...........................................................................18
Reguladores Lineales..................................................................................19
Regulador de Tensión en Serie ...................................................................19
Bus I2C .......................................................................................................20
Protocolo Serial ..........................................................................................23
Sistema Adjudicado ......................................................................... 26
3.1.
Presentación ................................................................................................ 26
3.2.
Esquema de la Fuente DC.......................................................................... 26
3.2.1 El Transformador de Potencia................................................................. 27
3.2.2 Modulo Rectificador y Filtro LC ............................................................ 28
3.2.3 Tarjetas de Control, Visualizadora y Fuente Conmutada ....................... 30
3.2.3.1
3.2.3.2
3.2.4
Tarjeta de Control.......................................................................................31
La Tarjeta Visualizadora.............................................................................32
El Transistor de Potencia IGBT .............................................................. 34
v
4.
Culminación del Chasis y Cableado............................................... 36
4.1.
Presentación ................................................................................................ 36
4.2.
Piezas y Partes Faltantes............................................................................ 36
4.2.1 Rectificación y Filtrado........................................................................... 36
4.2.2 Visualización........................................................................................... 37
4.2.3 Control..................................................................................................... 39
4.2.4 Chasis General......................................................................................... 40
4.2.5 Cableado Preliminar................................................................................ 41
5.
Resultados Experimentales y Consideraciones teóricas............... 46
5.1.
Presentación ................................................................................................ 46
5.2.
Rectificación Trifásica................................................................................ 46
5.2.1 Acondicionamiento de las Señales de Disparo ....................................... 46
5.2.2 Sincronización de los Disparos ............................................................... 48
5.2.3 Duración del Pulso de Disparo y Observación de la Onda Rectificada .. 53
5.3.
El PID Discreto ........................................................................................... 60
5.3.1 Caracterización del Rectificador ............................................................. 60
5.3.2 Modelo Matemático del Filtro LC y Entonación Teórica del PID.......... 63
5.3.3 Implementación del Controlador PID Discreto....................................... 66
5.4.
Regulación Lineal ....................................................................................... 73
5.4.1
Modificación en el Código Fuente del PIC............................................. 73
5.4.1.1
5.4.1.2
5.4.1.3
Modificación de La consigna del PID discreto...........................................73
Mejoramiento de la Comunicación Serial ..................................................74
Almacenamiento en la EEPROM del PIC ..................................................76
5.4.2 Ampliación de la Interfaz Gráfica ........................................................... 76
5.4.3 Pruebas Preliminares de Regulación Lineal............................................ 81
5.4.3.1
Calibración de la Fuente .............................................................................84
5.4.4 Pruebas Finales de la Fuente ................................................................... 87
5.4.4.1
5.4.4.2
Regulación de Carga...................................................................................90
Máxima Potencia Entregada .......................................................................93
6.
Conclusiones ..................................................................................... 95
7.
Recomendaciones ............................................................................. 96
8.
7.1.
Captura de la Consigna de Voltaje ........................................................... 96
7.2.
Control de Potencia .................................................................................... 96
7.3.
Diferencia de Voltaje entre los Extremos del Regulador, Dinámica ..... 97
Bibliografía ....................................................................................... 99
vi
9.
Apéndice.......................................................................................... 100
9.1.
Código Inicial del PIC de Control........................................................... 100
9.2.
Código Final del PIC de Control............................................................. 101
9.3.
Tablas de Calibración de los Instrumento ............................................. 109
9.4.
Hoja Técnica del Codificador Óptico ..................................................... 110
vii
Índice de Tablas y Figuras
Fig. 2.1: Esquema básico del SCR y su respectivo símbolo .......................................................4
Fig. 2.2: Símbolo del IGBT: Gate o puerta (G), colector (C) y emisor (E) y su circuito
equivalente...................................................................................................................................5
Fig. 2.3: Sección de un IGBT ......................................................................................................5
Fig. 2.4: Efecto Hall clásico. .......................................................................................................6
Fig. 2.5: Ejemplo de generación de energía trifásica. .................................................................8
Fig. 2.6: Circuito de un puente rectificador de 3 fases completamente controlado. ...................8
Fig. 2.7: Voltajes trifásicos..........................................................................................................9
Fig. 2.8: Ejemplo de un rectificador trifásico completamente, detalle de la forma de onda del
voltaje de salida según el ángulo de disparo α y promedio del voltaje (DC)............................11
Fig. 2.9: DC de salida, voltaje en función del ángulo de disparo para un rectificador con fuente
de voltaje como parte de la carga. .............................................................................................12
Fig. 2.10: Defasaje del voltaje de línea RB con respecto a los 3 voltajes de fase.....................13
Fig. 2.11: Representación fasorial de los voltajes de fase y los voltajes de línea. ....................13
Fig. 2.12: Interconexión de los transformadores de control para el circuito de disparo. ..........14
Fig. 2.13: Señales de disparo con sus respectivas referencias para α=0 ...................................14
Fig. 2.14: Señales de disparo con sus respectivas referencias para α=60. ................................15
Fig. 2.15: Diagrama de bloques de un regulador de tensión lineal ..........................................19
Fig. 2.16: a) Regulador de tensión en serie simple. b) Regulador de tensión en serie basado en
un AO ........................................................................................................................................20
Fig. 2.17: Estructura de un BUS I2C.........................................................................................21
Fig. 3.1: Esquema básico de la fuente con control independiente entre el rectificador y el
regulador....................................................................................................................................26
Fig. 3.2: Configuración del transformador de potencia.............................................................27
viii
Fig. 3.3: Detalle del transformador y parte del chasis ...............................................................28
Fig. 3.4: Empaque del SKKT91/04 y su respectivo símbolo ....................................................29
Fig. 3.5: Circuito rectificador y filtro LC ..................................................................................29
Fig. 3.6: Bobina del filtro LC 1,4mH @ 150Amp ....................................................................30
Fig. 3.7 Detalle del módulo metálico, los tiristores y el banco de condensadores ....................30
Fig. 3.8: Tarjetas de Control, Visualizadora y Fuente Conmutada, entregadas. .......................31
Fig. 3.10: Diagrama Circuital de la Tarjeta Visualizadora........................................................33
Fig. 3.11: IGBT SKM400GA124D y su símbolo......................................................................34
Fig. 3.12: Detalle del disipador y sobre éste el módulo rectificador, el transistor de potencia y
el ventilador. ..............................................................................................................................35
Fig. 4.1: Barras perforas de cobre utilizadas para la interconexión del banco de condensadores
y los 3 pares de tiristores ...........................................................................................................36
Fig. 4.2: Módulo de tiristores puenteados con las barras de cobre............................................37
Fig. 4.3: Banco de condensadores conectados en paralelo con el par de barras de cobre.........37
Fig. 4.4: Diseño del panel frontal y un soporte necesario para fijar el teclado .........................38
Fig. 4.5: Panel listo y ensamblado.............................................................................................38
Fig. 4.6: Sensor de corriente CSLA2CF....................................................................................39
Fig. 4.7: Diseño en 3D de las piezas necesarias para la medición de corriente ........................39
Fig. 4.8: Detalle de el sensor de corriente, la barra de cobre con sus respectivas bases y las
conexiones térmicas al disipador...............................................................................................40
Fig. 4.9: Diseño de la carcasa completa de la fuente y bornera ................................................40
Fig. 4.10: a) Detalle de las borneras ya fabricadas b) Carcasa completa del chasis..................41
Fig. 4.11: Esquema del encendido/apagado de seguridad de la fuente .....................................42
Fig. 4.12: a) Chasis ensamblado y pintado nótese el panel frontal. b) Contactor de
enclavamiento para el encendido y apagado de la fuente..........................................................43
Fig. 4.13: a) Fuente completamente cableada. b) Parte trasera del panel frontal......................45
Fig. 4.14: Detalle de la interconexión de la tarjeta de control...................................................45
ix
Fig. 5.1: Disparo de los tiristores 1 y 2 luego de colocar la resistencia de 100Ω......................47
Fig. 5.2: Detalle del acondicionamiento de la señal de disparo. ...............................................47
Fig. 5.3: a) Pulso de Disparo T1 vs RT. b) Pulso de Disparo T2 vs RT. c) Pulso de Disparo T3
vs RT. d) Pulso de Disparo T4 vs RT. e) Pulso de Disparo T5 vs RT. f) Pulso de Disparo T6 vs
RT ..............................................................................................................................................49
Fig. 5.4: Circuito del rectificador trifásico simulado.................................................................50
Fig. 5.5: a) Simulación de las señales de referencia RT, TS y SR. b) Señales RT, TS y SR
obtenidas en la tarjeta de control. ..............................................................................................51
Fig. 5.6: Señal de referencia RT análoga y RT digital desfasada 180°. ....................................52
Fig. 5.7: Señales de disparo T1 y T2 con respecto a la fase R para un α=0°............................52
Fig. 5.8: De izquierda a derecha: Tarjeta de adquisición de datos y extensora utilizadas ........54
Fig. 5.9: Código en LabVIEW para registrar las señales de referencia y disparo.....................54
Fig. 5.10: Datos logrados con la tarjeta de adquisición de datos 779068-01: a) Señales de
referencia analógicas, b) Señales de referencia digitales y c) Pulsos de disparos.....................55
Fig. 5.11: Barrido del pulso de disparo T1 vs. Voltaje rectificado. ..........................................56
Fig. 5.12: Barrido del pulso de disparo T1 vs. Voltaje rectificado, para distintos valores de α
(código FPGA corregido). .........................................................................................................58
Fig. 5.13: Detalle de la zona de conmutación en la señal rectificada con respecto al tren de
pulso de disparo T1. ..................................................................................................................59
Fig. 5.14: Forma de onda de la señal rectificada una vez conectado el filtro LC, para distintos
valores del ángulo de disparo α.................................................................................................59
Fig. 5.15: Gráfica de voltaje rectificado vs ángulo de disparo (formato 8bits).........................61
Fig. 5.16: Circuito del filtro LC del rectificador. ......................................................................63
Fig. 5.17: Proceso simulado para encontrar las constantes del controlador PID.......................64
Fig. 5.18: Detalle del diagrama de polos y cero del sistema, diagrama de fase, diagrama de
magnitud y respuesta al escalón para el compensador preliminar.............................................65
Fig. 5.18: Detalle del diagrama de polos y cero del sistema, diagrama de fase, diagrama de
magnitud y respuesta al escalón para el compensador ya entonado..........................................66
Fig. 5.19: Respuesta del rectificador ante varias consignas de voltaje (valores medidos a
través de la tarjeta de control). .................................................................................................69
x
Fig. 5.20: Detalle del sobrepico en la respuesta del controlador (valores medidos a través de la
tarjeta de control)......................................................................................................................69
Fig. 5.21: Referencia de la oscilación y el transitorio antes de recuperarse la señal (valores
medidos a través de la tarjeta de control).................................................................................70
Fig. 5.22: Ensayo final del rectificador controlado por el PID discreto (valores medidos a
través de la tarjeta de control). .................................................................................................71
Fig. 5.23: Detalle de la respuesta frente al escalón, del ensayo final en el rectificador (valores
medidos a través de la tarjeta de control).................................................................................71
Fig. 5.24: Referencia de la respuesta del rectificador, ante disminuciones bruscas del set de
voltaje (valores medidos a través de la tarjeta de control).......................................................72
Fig. 5.25: Esquema básico de la regulación propuesta..............................................................74
Fig. 5.26: Formato de una de las tramas de envío de datos a la PC. .........................................74
Fig. 5.26: Trama de envío de las constantes del controlador PID a la PC. ...............................75
Fig. 5.27: Detalle de una parte de la interfaz gráfica modificada..............................................77
Fig. 5.28: Panel frontal de la interfaz gráfica mejorada. ...........................................................78
Fig. 5.29: Parte del código implementado, para la interfaz gráfica modificada. Estado 5:
recepción y visualización de los valores de la fuente................................................................79
Fig. 5.30: Parte del código de la máquina de estados. Estado 6: Recepción de constantes. .....80
Fig. 5.31: Prueba preliminar de regulación (valores medidos a través de la tarjeta de control).
...................................................................................................................................................81
Fig. 5.32: Lazo dual de control para el transistor de potencia...................................................82
Fig. 5.33: Respuesta del regulador, luego de la entonación análoga preliminar (valores
medidos a través de la tarjeta de control).................................................................................82
Fig. 5.34: Detalle de un ensayo preliminar del regulador lineal (valores medidos a través de la
tarjeta de control)......................................................................................................................83
Fig. 5.35: Calibración de la medición de la corriente de salida. ...............................................86
Fig. 5.36: Calibración del set en el voltaje de salida. ................................................................86
Fig. 5.38: Prueba final de la fuente, con picos de potencia en el elemento de paso..................87
Fig. 5.39: Detalle del pico de potencia en el elemento de paso.................................................88
xi
Fig. 5.40: Prueba de la fuente en modo: fuente de corriente. ....................................................89
Fig. 5.41: Ensayo preliminar de regulación de carga. ...............................................................91
Fig. 5.42: Detalle de la regulación de línea para voltajes altos del rectificador........................92
Fig. 5.43: Prueba de la fuente DC entregando 12,5 kW............................................................93
Fig. 5.44: Prueba de la fuente DC entregando 13,4 kW............................................................94
Fig. 7.1: Control de potencia para proteger al elemento regulador. ..........................................97
Fig. 7.2: Diferencia de voltaje dinámica....................................................................................98
xii
Tabla 2.1: Par de diodos en conducción según el ángulo θ, sí se sustituyeran los tiristores de la
figura 2.6 por diodos..................................................................................................................10
Tabla 2.2: Par de SCR´s en conducción según el ángulo de disparo α. ....................................11
Tabla 5.1: Valores medidos en el rectificador, que reflejan la relación entre el ángulo de
disparo (α) y el voltaje en el mismo..........................................................................................60
Tabla 5.2: Valores enteros calculados del controlador PID y su correspondiente α.................62
Tabla 5.3: Tabla para la calibración de la fuente (valores medidos).........................................85
Tabla 9.1: Calibración de los instrumentos. ............................................................................109
xiii
Lista de Símbolos y Abreviaturas
ω:
Frecuencia de la red (en rad/s).
Hz :
Frecuencia de la red en herzios.
Vrms:
Root mean Square (raíz media cuadrática).
AC:
Altern current (corriente Alterna).
DC:
Direct Current (corriente directa).
SCR:
Silicon controller rectifier (rectificador controlado de silicio).
PNPN:
Positivo negativo positivo negativo.
BJT:
Bipolar junction transistor (transistor bipolar).
FET:
Field effect transistor (transistor de efecto de campo).
J0 :
Densidad de corriente en la superficie de la pieza.
P0:
Potencia disipada en la superficie de la pieza.
L:
Inductancia del inductor de calentamiento.
C:
Condensador para compensar la potencia reactiva de L.
Zc:
Impedancia característica.
s:
Variable de la Transformada de Laplace.
Z(s):
Función impedancia.
Q:
Factor de calidad de la bobina a la frecuencia de resonancia.
IGBT:
Insulated Gate Bipolar Transistor.
P, W:
Potencia de salida del inversor serie.
V:
Tensión soportada por el conmutador.
I:
Corriente por el conmutador.
PID:
Red de compensación Proporcional Integro-Diferencial
1
1.
Introducción
1.1. Planteamiento del problema
Gracias al desarrollo tecnológico tan acelerado que ha venido experimentando el
mundo en éstas ultimas décadas, la sociedad venezolana se ha visto en la imperiosa
necesidad de formar cada vez más profesionales en el área tecnológica, capaces de
investigar y desarrollar proyectos de mediana y gran envergadura.
El estado venezolano en el afán de no quedarse atrás ante el desarrollo
tecnológico global invierte grandes esfuerzos en instituciones dedicadas a la formación de
profesionales técnicos y de investigación, por medio de escuelas técnicas, politécnicos,
universidades, etc. Además de instituciones como el IVIC (Instituto Venezolano de
Investigaciones Científicas), IDEA (Instituto de Estudios Avanzados) y la FII (Fundación
Instituto de Ingeniería) las cuáles brindan al estado venezolano servicios tecnológicos,
donde se puede destacar como una de las primordiales características la transferencia de
tecnología.
Regularmente en las diversas instituciones antes mencionadas existe la necesidad
de fuentes DC regulables para laboratorio, que manejen altos niveles de potencia con
buenos márgenes de regulación y bajo ruido. Lo que se estila en éste tipo de casos es la
utilización de un dispositivo lineal para el control del voltaje de salida, pero el
inconveniente surge cuando aún a bajos niveles potencias la disipación en el elemento de
paso se hace prohibitiva.
1.2. Justificación
Claro esta que en Venezuela podemos adquirir a través de importaciones fuentes
DC de laboratorio de altísima potencia y bajo ruido. Pero a un alto precio y sin
transferencia de tecnología. En este sentido y enmarcado en las políticas de estado,
instituciones como La Fundación Instituto de Ingeniería (FII) apuesta directamente a la
fabricación de productos nacionales donde el conocimiento, el dominio de la tecnología,
la experiencia y la investigación reposen en nuestros profesionales.
En estos momentos la FII esta desarrollando un proyecto de índole interno cuyo
objetivo macro es incursionar de manera profunda en un campo que tiene mucho auge
desde hace algún tiempo; el cuál es, el de las energías alternativas. Para así más
2
adelante contar con la experiencia y las herramientas necesarias para brindar un servicio
de calidad a una gran diversidad de clientes así como también apoyar y transferir
conocimientos a comunidades de bajos recursos y difícil acceso por medio de planes de
acción nacional.
Una de las fases del proyecto es el diseño, implementación y desarrollo de
inversores de media potencia (hasta 35 kVA), como bien sabemos inversores de este tipo
necesitarían de un gran banco de baterías para su funcionamiento. Para efectos de
pruebas experimentales en el desarrollo de un prototipo de un inversor de este estilo, no
es práctico ni rentable disponer de un gran banco de baterías, sobre todo por el
mantenimiento, el proceso de carga y descarga y el costo del mismo la mejor solución es
utilizar los recursos disponibles, en este caso la red trifásica convencional.
Aquí es donde entra en relación directa la elaboración de un convertidor AC-DC o
si se quiere llamarlo, una fuente de poder DC regulable para sustituir esos grandes
bancos de baterías por un solo dispositivo capaz de suministrar esos niveles de potencia y
que además es útil en muchas otras aplicaciones. El hecho de que ésta fuente tenga
muchas otras aplicaciones, su costo de elaboración sea relativamente económico en
comparación con un dispositivo similar importado y que además es altamente eficiente y
útil; hace de ella un producto altamente comercializable.
1.3. Limitaciones
Debido a su carácter de prototipo, éste proyecto estará sujeto a cambios de forma
y de fondo, que no están contemplados en un principio sino que se irán presentado a
través del desarrollo del mismo. Esta fuente no cuenta con un software ni una interfaz
gráfica que permita el análisis de sus parámetros en detalle, la elaboración de un
controlador PID digital para un rectificador controlado no contempla dicho software, ni
todas las mejoras posibles que se le puedan efectuar al sistema para su posible
comercialización.
1.4. Delimitación
El presente proyecto será ejecutado en la Fundación Instituto de Ingeniería,
específicamente el departamento de Ingeniería Eléctrica y Sistemas en un lapso de 24
semanas, al final de dicho tiempo la fuente estará totalmente operativa con las mejoras y
cambios que hayan sido necesarios debidamente implementados.
3
2.
Cuerpo del Trabajo
2.1. Objetivo General
Diseñar, elaborar e implementar un Rectificador Trifásico controlado mediante un
control discreto (PID digital), como elemento primario de regulación para una fuente DC
de laboratorio de 15 kW.
2.2. Objetivos Específicos
•
Revisar la bibliografía referente de todos los tópicos referentes a rectificación trifásica,
transistores de potencia en especial IGBT, tiristores de potencia y todo el material
suministrado por el Profesor Julio Walter.
•
Culminar el chasis: diseño y fabricación de piezas diversas para el correcto
funcionamiento de la fuente.
•
Interconectar y cablear los circuitos impresos y dispositivos que conforman todo el
sistema: banco de condensadores, banco de tiristores, bobina de choque y
transformador de potencia.
•
Realizar de pruebas preliminares de los circuitos impresos: comunicación entre ellos,
correcto funcionamiento, primeros ensayos de rectificación y de control manual.
•
Diseñar e implementar el control PID discreto.
•
Ejecutar las pruebas preliminares de autorregulación regidas por el controlador PID
discreto.
•
Ejecutar las pruebas finales de regulación con el elemento de paso integrado para
validar su funcionamiento.
•
Elaborar el manual de usuario para asegurar el buen funcionamiento de la fuente.
2.3. Hipótesis
Es posible crear una fuente DC de laboratorio de 15kW utilizando como elemento
de paso regulador un transistor de potencia, operado en la zona lineal y siendo regido su
entorno por controladores PID´s análogos y discretos.
4
2.4. Fundamentos Teóricos
Debido al carácter experimental de éste proyecto los fundamentos teóricos a
abarcar son muchos, así que solamente se describirán a continuación los más
importantes.
2.4.1
El SCR
El rectificador controlado de silicio (en inglés SCR: Silicon Controlled Rectifier) es
un dispositivo de estado sólido formado por cuatro capas de material semiconductor con
estructura PNPN o bien NPNP. El nombre proviene de la unión de Tiratrón (tyratron) y
Transistor. La figura 2.1 muestra el esquema del SCR.
Fig. 2.1: Esquema básico del SCR y su respectivo símbolo
Un SCR posee tres conexiones: ánodo, cátodo y puerta. La puerta es la encargada
de controlar el paso de corriente entre el ánodo y el cátodo. Funciona básicamente como
un diodo rectificador controlado, permitiendo circular la corriente en un solo sentido.
Mientras no se aplique ninguna tensión en la puerta del SCR no se inicia la conducción y
en el instante en que se aplique dicha tensión, el tiristor comienza a conducir. Una vez
arrancado, podemos anular la tensión de puerta y el tiristor continuará conduciendo hasta
que la corriente de carga disminuya por debajo de la corriente de mantenimiento.
Trabajando en corriente alterna el SCR se desactiva en cada alternancia o semiciclo.
Cuando se produce una variación brusca de tensión entre ánodo y cátodo de un tiristor,
éste puede dispararse y entrar en conducción aún sin corriente de puerta. Por ello se da
como característica la tasa máxima de subida de tensión que permite mantener
bloqueado el SCR. Este efecto se produce debido al condensador parásito existente entre
la puerta y el ánodo. Los SCR se utilizan en aplicaciones de electrónica de potencia y de
control. Podríamos decir que un SCR funciona como un interruptor electrónico.
5
2.4.2
El Transistor IGBT
El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT, del inglés Insulated Gate Bipolar
Transistor) es un dispositivo semiconductor que generalmente se aplica como interruptor
controlado en circuitos de electrónica de potencia. La figura 2.2 muestra el esquema del
transistor IGBT.
Fig. 2.2: Símbolo del IGBT: Gate o puerta (G), colector (C) y emisor (E) y su circuito
equivalente
Este dispositivo posee la características de las señales de puerta de los transistores
de efecto campo con la capacidad de alta corriente y bajo voltaje de saturación del
transistor bipolar, combinando una puerta aislada FET para la entrada de control y un
transistor bipolar como interruptor en un solo dispositivo. El circuito de excitación del
IGBT es como el del MOSFET, mientras que las características de conducción son como
las del BJT. Los transistores IGBT han permitido desarrollos, hasta hace relativamente
poco tiempo, no viables, en particular en los variadores de frecuencia así como en las
aplicaciones en maquinas eléctricas y convertidores de potencia que nos acompañan cada
día y por todas partes, sin que seamos particularmente concientes de eso: automóvil,
tren, metro, autobús, avión, barco, ascensor, electrodomésticos, televisión, etc. En la
figura 2.3 se puede ver la sección de un IGBT.
Fig. 2.3: Sección de un IGBT
6
El IGBT es adecuado para velocidades de conmutación de hasta 20 kHz y ha
sustituido al BJT en muchas aplicaciones. Es usado en aplicaciones de altas y medias
energías como fuente conmutada, control de la tracción en motores y cocinas de
inducción. Grandes módulos de IGBT que consisten en muchos dispositivos colocados en
paralelo, pueden manejar altas corrientes, del orden de miles de amperios con voltajes de
bloqueo de hasta 6.000 voltios.
Se puede concebir el IGBT como un Darlington hibrido, tiene la capacidad de
manejo de corriente de un bipolar pero no requiere de la corriente de base para
mantenerse en conducción. Sin embargo las corrientes transitorias de conmutación de la
base pueden ser igualmente altas. En aplicaciones de electrónica de potencia es el
intermedio entre los tiristores y los mosfet´s. Maneja más potencia que los segundos
siendo más lento que ellos y lo inverso respecto a los primeros.
2.4.3
Efecto Hall clásico
Cuando por un material conductor o semiconductor, circula una corriente eléctrica,
y estando este mismo material en el seno de un campo magnético, se comprueba que
aparece una fuerza magnética en los portadores de carga que los reagrupa dentro del
material, esto es, los portadores de carga se desvían y agrupan a un lado del material
conductor o semiconductor, apareciendo así un campo eléctrico perpendicular al campo
magnético y al propio campo eléctrico generado por la batería. Este campo eléctrico es el
denominado campo Hall, y ligado a él aparece la tensión Hall, que se puede medir
mediante un voltímetro.
Fig. 2.4: Efecto Hall clásico.
7
En el caso de la figura 2.4, tenemos una barra de un material desconocido y
queremos saber cuales son sus portadores de carga. Para ello, mediante una batería
hacemos circular por la barra una corriente eléctrica. Una vez hecho esto, introducimos la
barra en el seno de un campo magnético uniforme y perpendicular a la tableta.
Aparecerá entonces una fuerza magnética sobre los portadores de carga, que
tenderá a agruparlos a un lado de la barra, apareciendo de este modo una tensión Hall y
un campo eléctrico Hall entre ambos lados de la barra. Dependiendo de si la lectura del
voltímetro es positiva o negativa, y conociendo el sentido del campo magnético y del
campo eléctrico originado por la batería, se puede deducir si los portadores de carga de la
barra de material desconocido son las cargas positivas o las negativas.
2.4.4
Voltajes Trifásicos
La generación y transmisión de potencias eléctricas son más eficientes en sistemas
polifásicos que emplean combinaciones de dos, tres o más voltajes sinusoidales. Además
los circuitos y las maquinas polifásicas poseen ciertas ventajas únicas. Por ejemplo, la
potencia transmitida en un circuito trifásico es constante o independiente del tiempo en
vez de pulsante, como en un circuito monofásico. Así mismo, los motores trifásicos
arrancan y funcionan mucho mejor que los monofásicos. La forma más común de un
sistema polifásico utiliza tres voltajes balanceados de igual magnitud y desfasados en 120
grados.
Un generador de AC elemental consta de un magneto giratorio y un devanado fijo.
Las vueltas del devanado se distribuyen por la periferia de la máquina. El voltaje
generado en cada espira del devanado esta ligeramente desfasado del generado por el
más próximo, debido a que la densidad máxima de flujo magnético la corta un instante
antes o después. Si el primer devanado se continuara alrededor de la maquina, el voltaje
generado en la última espira estaría desfasado 180 grados de la primera y se cancelarían
sin ningún efecto útil. Por esta razón, un devanado se distribuye comúnmente en no más
de un tercio de la periferia; los otros dos tercios se pueden ocupar con dos devanados
más, usados para generar otros dos voltajes similares.
Un circuito trifásico genera distribuye y utiliza energía en forma de tres voltajes,
iguales en magnitud y simétricos en fase. Las tres partes similares de un sistema trifásico
se llaman fases. Como el voltaje en la fase A alcanza su máximo primero, seguido por la
fase B y después por la C se dice que la rotación de fases es ABC. Esta es una convención
8
arbitraria; en cualquier generador, la rotación de fases puede invertirse, si se invierte el
sentido de rotación. La figura 2.5 muestra un ejemplo de generación trifásica.
Fig. 2.5: Ejemplo de generación de energía trifásica.
2.4.5
Rectificador Trifásico Completamente Controlado
El funcionamiento de un puente rectificador de 3 fases completamente controlado
se describe en esta parte. Un puente rectificador trifásico totalmente controlado puede
ser construido utilizando seis tiristores o SCR’s como se muestra a continuación en la
figura 2.6.
Fig. 2.6: Circuito de un puente rectificador de 3 fases completamente controlado.
El circuito puente rectificador de tres fases consta de tres ramas, cada una de ellas
conectada a uno de los tres voltajes de fase. Alternativamente, se puede observar que el
puente tiene dos mitades de circuito, el medio positivo consistente en los SCR´s S1, S3 y
S5 y el medio negativo consistente de los SCR´s S2, S 4 y S 6. En cualquier momento,
un SCR de cada mitad esta encendido cuando hay corriente eléctrica siempre y cuando
9
exista el pulso de disparo adecuado para el dispositivo. Si la secuencia de fases de la
fuente es RYB, los SCR´S se activan en la secuencia S1, S2, S3, S4, S5, S6, S1 y así
sucesivamente. Los tres voltajes de fase varían según se indica La figura 2.7.
Fig. 2.7: Voltajes trifásicos.
Los tres voltajes de fase se definen como se muestra a continuación:
VR (θ ) = E * Sin(θ )
(2.1)
VY (θ ) = E * Sin(θ −120°)
(2.2)
VB (θ ) = E * Sin(θ + 120°)
(2.3)
Se puede observar que la tensión de fase R es la más alta de los tres voltajes de
fase cuando θ esté en el rango de 30º a 150º. También puede verse que la tensión de
fase Y es el más alto de los tres voltajes de fase cuando θ está en el rango de 150° a
270° y que la tensión de la fase B es la más alta de los tres voltajes de fase cuando θ
está en el rango de 270° a 390° o 30º en el siguiente ciclo. También se observa que la
primera tensión de fase es la más baja de los tres voltajes de fase cuando θ esté en el
rango de 210° a 330°. Igualmente la tensión fase Y es la más baja de los tres voltajes de
fase cuando θ está en el rango de 330° a 450° o 90º en el siguiente ciclo, y que la fase B
es la más baja de voltaje cuando θ está en el rango de 90º hasta 210º. Si se utilizan
diodos, diodo el D1, en lugar del SCR1 conduciría a partir de 30º a 150°, el diodo D3
conduciría de 150° a 270° y el diodo D5 de 270° a 390° o 30º en el siguiente semiciclo.
De la misma manera, el diodo D4 conducirá a partir de 210° a 330°, el diodo D6 de
330° a 450° o 90 º en el siguiente ciclo, y el diodo D2 conducirá a partir de 90º hasta
10
210 º. El bus positivo de la tensión de salida del puente está conectado a la parte alta del
conjunto de las tres fases, y la parte negativa del bus de la tensión de salida a la parte
baja del conjunto. En cualquier instante del barrido del ángulo θ, existen cambios de
períodos en que el flujo de corriente de un diodo se transfiere a otro, sólo uno de los
siguientes pares se lleva a cabo en determinado momento. La tabla 2.1 muestra el par
de diodos en conducción.
Periodo, rango de θ
Par de diodos en conducción
30º a 90o
D1 y D6
90o a 150o
D1 y D2
150o a 210o
D2 y D3
210o a 270o
D3 y D4
270o a 330o
D4 y D5
330o a 360o y 0o a 30o
D5 y D6
Tabla 2.1: Par de diodos en conducción según el ángulo θ, sí se sustituyeran los tiristores
de la figura 2.6 por diodos.
Si se utilizan SCR´s, como muestra la figura 2.6 su conducción puede ser
retrasada por la elección del ángulo de disparo deseado. Cuando el SCR se dispara a 0º
del ángulo de disparo α, la salida del puente rectificador sería la misma que la del circuito
con diodos. Por ejemplo, se ve que D1 comienza a conducir sólo después que
θ=30º. De
hecho, se puede empezar la conducción sólo después de θ=30º, ya que antes de θ=30º el
diodo está polarizado en inverso. La polarización a través de D1 viene a ser cero cuando
θ=30º y el diodo D1 comienza a polarizarse en directa sólo después de θ=30º. Cuando
VR (θ ) = E * Sin(θ ) ,
el diodo D1 está inversamente polarizado antes de θ=30º y está
directamente polarizado para θ>30 º. Cuando el ángulo de disparo de los SCR´s es cero
grado, S1 se activa cuando θ=30º. Esto significa que si se quiere una sincronización de la
señal de disparo que se necesita para activar S1, la señal de voltaje
VR (θ ) = E * Sin(θ )
11
debería estar desfasada por 30º y si el ángulo de disparo es α, S1 se activa cuando θ=
α+30º. Dado que la conducción es continua, la tabla siguiente presenta el par SCR en
conducción en cualquier instante. La figura 2.8 muestra un ejemplo de rectificador
trifásico completamente controlado y la 2.9 el voltaje DC de salida del mismo.
Período, rango de θ
a α + 90o
S
1
yS
6
α + 90o a α + 150o
S
1
yS
2
α + 150o a α + 210o
S
2
yS
3
α + 210o a α + 270o
S
3
yS
4
α + 270o a α + 330o
S
4
yS
5
α + 330o a α + 360o y α + 0o a α + 30o
S
5
yS
6
α + 30
o
Par de SCR´s en conducción
Tabla 2.2: Par de SCR´s en conducción según el ángulo de disparo α.
Fig. 2.8: Ejemplo de un rectificador trifásico completamente, detalle de la forma de onda
del voltaje de salida según el ángulo de disparo α y promedio del voltaje (DC).
12
Fig. 2.9: DC de salida, voltaje en función del ángulo de disparo para un rectificador con
fuente de voltaje como parte de la carga.
2.4.5.1
Sincronización de las Señales
Para variar la tensión de salida, es necesario variar el ángulo de disparo y para
realizar esto último, una técnica de uso común es establecer una sincronización de la
señal para cada SCR. Se ha visto que el grado cero del ángulo de disparo se produce 30º
grados después del cero de cruce de la respectiva fase de tensión. Si la sincronización de
la señal va a ser una señal senoidal, existe un retraso de 30 º con las respectivas fases.
Cuando las 3 fases de la fuente de suministro están conectadas en estrella y el
rectificador está conectado, el voltaje de la línea y las tensiones de fase tienen 30º
desfase entre ellos, como se muestra en la figura 2.10.
El voltaje de línea también puede obtenerse matemáticamente como:
V RB (θ )= V R (θ ) − V B (θ )
V RB (θ )= E * Sin(θ ) − E * Sin(θ + 120°)
V RB (θ )= E * Sin(θ ) −
E
3*E
* Sin(θ ) −
* Cos (θ )
2
2
V RB (θ )= 3 * E * Sin(θ − 30°)
(2.4)
13
Fig. 2.10: Defasaje del voltaje de línea RB con respecto a los 3 voltajes de fase.
Fig. 2.11: Representación fasorial de los voltajes de fase y los voltajes de línea.
Este retardo en el voltaje de línea de la fase RB es de 30o y tiene una amplitud que
es 1,732 veces la amplitud de la tensión fase. La sincronización de la señal para S1 se
puede obtener sobre la base del voltaje de línea VRB y La sincronización de las señales
para los otros SCR se puede obtener de manera similar. Para obtener la sincronización de
las señales, se pueden utilizar tres transformadores de control, con los devanados
primarios conectados en delta y los secundarios en estrella, como se muestra en la figura
2.12.
14
Fig. 2.12: Interconexión de los transformadores de control para el circuito de disparo.
Para S1, el voltaje VS1 se utiliza como la señal de sincronización de tensión, VS2 se
utiliza como señal para la sincronización del S2 y así sucesivamente. Se pueden ver las
señales de disparo como 3 pares de señales VS63, VS25 y VS14 donde las señales en cada
par están desfasadas 180°, a su vez las referencias de éstas señales de disparo están
desfasadas por 120°, en las figuras 2.13 y 2.14 se pueden ver las 6 señales de disparo
para distintos ángulos de disparo, cada una dibujada con el color correspondiente a su
referencia, así mismo se puede observar el defasaje de 180° entre los pares de señales
quedando como resultado las seis señales de disparo separadas entre si por 60° y
describiendo la secuencia expuesta en la parte 2.4.2 de encendido de los tiristores S1, S2,
S3, S4, S5, S6.
Fig. 2.13: Señales de disparo con sus respectivas referencias para α=0
15
Fig. 2.14: Señales de disparo con sus respectivas referencias para α=60.
2.4.6
El controlador PID
Un controlador PID (Proporcional Integral Derivativo) es un sistema de control que
mediante un actuador, es capaz de mantener una variable o proceso en un punto deseado
dentro del rango de medición del sensor que la mide. Es uno de los métodos de control
más frecuentes y precisos dentro de la regulación automática. Para el correcto
funcionamiento de un controlador PID que regule un proceso o sistema se necesita, al
menos:
™ Un sensor, que determine el estado del sistema por ejemplo un
termómetro.
™ Un controlador, que genere la señal que gobierna al actuador.
™ Un actuador, que modifique al sistema de manera controlada (resistencia
eléctrica, motor, válvula o bomba).
El sensor proporciona una señal analógica al controlador, la cual representa el
punto actual en el que se encuentra el proceso o sistema. La señal puede representar ese
valor en tensión eléctrica, intensidad de corriente eléctrica o frecuencia. En este último
caso la señal es de corriente alterna, a diferencia de los dos anteriores, que son con
corriente continua. El controlador lee una señal externa que representa el valor que se
desea alcanzar. Esta señal recibe el nombre de punto de consigna (o punto de
referencia), la cual es de la misma naturaleza y tiene el mismo rango de valores que la
señal que proporciona el sensor. Para hacer posible esta compatibilidad, y que a su vez,
la señal pueda ser entendida por un humano, habrá que establecer algún tipo de interfaz.
16
El controlador resta la señal de punto actual a la señal de punto de consigna,
obteniendo así la señal de error, que determina en cada instante la diferencia que hay
entre el valor deseado y el valor medido. La señal de error es utilizada por cada una de
las 3 componentes de un controlador PID propiamente dicho para generar las 3 señales
que sumadas componen la señal que el controlador va a utilizar para gobernar al
actuador. La señal resultante de la suma de estas tres señales, se llama variable
manipulada y no se aplica directamente sobre el actuador, si no que debe ser
transformada para ser compatible con el actuador que usemos.
Las tres componentes de un controlador PID son: parte proporcional, acción
integral y acción derivativa. El peso de la influencia que cada una de estas partes tiene en
la suma final, viene dado por la constante proporcional, el tiempo integral y el tiempo
derivativo, respectivamente. La parte proporcional consiste en el producto entre la señal
de error y la constante proporcional. Esta componente PID toma un papel importante
cuando la señal de error es grande, pero su acción se ve mermada con la disminución de
dicha señal. Este efecto tiene como consecuencia la aparición de un error permanente,
que hace que la parte proporcional nunca llegue a solucionar por completo el error del
sistema.
La constante proporcional determinará el error permanente, siendo éste menor
cuanto mayor sea el valor de la constante proporcional. Se pueden establecer valores
suficientemente altos en la constante proporcional como para que hagan que el error
permanente sea casi nulo pero, en la mayoría de los casos, estos valores solo serán
óptimos en una determinada porción del rango total de control, siendo distintos los
valores óptimos para cada porción del rango. Sin embargo, existe también un valor límite
en la constante proporcional a partir del cual, en algunos casos, el sistema alcanza
valores superiores a los deseados. Este fenómeno se llama sobre oscilación y, por razones
de seguridad, no debe sobrepasar el 30%, aunque es conveniente que la parte
proporcional ni siquiera produzca sobre oscilación. La parte proporcional no considera el
tiempo, por tanto la mejor manera de solucionar el error permanente y hacer que el
sistema contenga alguna componente que tenga en cuenta la variación con respecto al
tiempo es incluyendo y configurando las acciones integral y derivativa.
El modo de control Integral tiene como propósito disminuir o eliminar el error en
estado estacionario, provocado por el modo proporcional. El error es integrado, lo cual
tiene la función de promediarlo o sumarlo por un periodo de tiempo determinado; Luego
es multiplicado por una constante I. I representa la constante de integración.
17
Posteriormente, la respuesta integral es adicionada al modo Proporcional para formar el
control P + I con el propósito de obtener una respuesta estable del sistema sin error
estacionario. El modo integral presenta un desfasamiento en la respuesta de 90º que
sumados a los 180º de la retroalimentación (negativa) acercan al proceso a tener un
retraso de 270º, luego entonces solo será necesario que el tiempo muerto contribuya con
90º de retardo para provocar la oscilación del proceso. La ganancia total del lazo de
control debe ser menor a 1, y así inducir una atenuación en la salida del controlador para
conducir el proceso a estabilidad del mismo.
La acción derivativa se manifiesta cuando hay un cambio en el valor absoluto del
error; (si el error es constante, solamente actúan los modos proporcional e integral). El
error es la desviación existente entre el punto de medida y el valor de consigna, o "La
consigna". La función de la acción derivativa es mantener el error al mínimo corrigiéndolo
proporcionalmente con la velocidad misma que se produce; de esta manera evita que el
error se incremente. Se deriva con respecto al tiempo y se multiplica por una constante D
y luego se suma a las señales anteriores (P+I). Gobernar la respuesta de control a los
cambios en el sistema ya que una mayor derivativa corresponde a un cambio más rápido
y el controlador puede responder acordemente.
Significado de las constantes
P constante de proporcionalidad: se puede ajustar como el valor de la ganancia
del controlador o el porcentaje de banda proporcional.
I constante de integración: indica la velocidad con la que se repite la acción
proporcional.
D constante de derivación: hace presente la respuesta de la acción proporcional
(duplicándola), sin esperar (a que el error se duplique). El valor indicado por la constante
de derivación es el lapso de tiempo durante el cual se manifestará la acción proporcional
correspondiente a 2 veces el error y después desaparecerá.
Tanto la acción Integral como la acción Derivativa, afectan a la ganancia dinámica
del proceso. La acción integral sirve para reducir el error estacionario, que existiría
siempre si la constante Ki fuera nula.
18
Por tener una exactitud mayor a los controladores proporcional, proporcional
derivativo y proporcional integral el controlador PID se utiliza en aplicaciones más
cruciales tales como control de presión, flujo, química, fuerza, velocidad y otras variables
además de ser utilizado en reguladores de velocidad de automóviles.
2.4.7
Reguladores de Tensión
Todos los circuitos electrónicos requieren de una o más fuentes de alimentación
estables de corriente continua para su funcionamiento, las fuentes DC convencionales
construidas con un transformador, un rectificador y un filtro (fuentes de alimentación no
reguladas) no proporcionan una calidad suficiente ya que sus tensiones de salida varían
de acuerdo a la cantidad de corriente que circula por la carga y con la tensión de la línea,
además presentan una cantidad significativa de rizado a la frecuencia de la red. Por ello,
no son generalmente adecuadas para la mayoría de las aplicaciones.
La función de un regulador de tensión es proporcionar una salida estable y bien
especificada, para alimentar a otros circuitos a partir de una fuente de alimentación de
entrada de poca calidad; después del amplificador operacional el regulador lineal es el
circuito integrado más extensamente utilizado. Se pueden dividir a los reguladores de
tensión en dos grandes grupos, los reguladores conmutados y los lineales.
2.4.7.1
Reguladores Conmutados
Utilizan un transistor de potencia como un conmutador de alta frecuencia, de tal
manera de que la energía se transfiera de la entrada a la carga en forma de paquetes
discretos. Los pulsos de intensidad se transforman luego en corriente continua a través
de un filtro inductivo y capacitivo. Puesto que, cuando el transistor opera como
conmutador consume menos potencia que cuando opera en su zona lineal, estos
reguladores son más eficientes que los reguladores lineales; además de ser más
pequeños y ligeros.
Estos reguladores pueden diseñarse para que operen directamente con la tensión
de la red rectificada y filtrada sin necesidad del uso transformadores voluminosos; el
precio que se paga por esto es mayor complejidad del circuito y mayor ruido de rizado.
Los reguladores conmutados se utilizan mayormente en aplicaciones digitales en donde es
más importante una alta eficiencia y un peso bajo que un poco de ruido de rizado a la
salida.
19
2.4.7.2
Reguladores Lineales
Controlan la tensión de salida ajustando continuamente la caída de tensión en un
transistor de potencia conectado en serie entre la entrada no regulada y la carga. Debido
a que el transistor conduce corriente continuamente, éste opera en su zona activa o
lineal. Aunque el regulador lineal es más sencillo de utilizar que los reguladores
conmutados tienden a ser muy ineficientes debido a la potencia consumida por le
elemento de paso. La tendencia actual en el diseño de fuentes de alimentación de varias
salidas en utilizar primero reguladores conmutados para aprovechar sus virtudes y luego
usar reguladores en serie o lineales para obtener tensiones de salidas más limpias y
mejor reguladas.
Fig. 2.15: Diagrama de bloques de un regulador de tensión lineal
2.4.7.3
Regulador de Tensión en Serie
En la figura 2.16 se muestran 2 esquemas sencillos de reguladores de tensión en
serie, utilizando un transistor bipolar o un amplificador operacional como elemento de
control y un diodo zener como tensión de referencia y control del transistor u operacional.
El funcionamiento del circuito se basa en que si Vo disminuye, la tensión VBE del
transistor aumenta permitiendo así mayor paso de corriente y una restauración en el
voltaje de salida. Ahora para el caso contrario donde el voltaje a la salida Vo aumenta, el
voltaje VBE del transistor disminuye, esto ocasiona que la corriente de salida disminuya
intentando así disminuir el voltaje de salida hasta restaurarlo al valor deseado.
20
Fig. 2.16: a) Regulador de tensión en serie simple. b) Regulador de tensión en serie
basado en un AO
Ahora una versión mejorada de éste regulador de tensión lineal se implementa
utilizando un amplificador operacional, un par Darlington (Q1 y Q2) y una referencia de
tensión. Esta configuración con par darlington brinda una ganancia de corriente alta,
generalmente de 1000 o más. En el circuito 2.16.b el AO actúa como amplificador de
error entre el voltaje de referencia VREF y el voltaje obtenido a través de la red de
realimentación formada por R1 y R2.
2.4.8
Comunicación y Transmisión de Datos
En cualquier proceso o sistema, bien sea mecánico, eléctrico, químico, etc. Es
necesaria la comunicación entre subsistemas o subprocesos y la supervisión del mismo
por parte de un operario, estos da pie a desarrollar algoritmos o esquemas de
comunicación que faciliten dichas tareas. A continuación se describirán muy brevemente
el bus de comunicación I2C y el protocolo de comunicación serial, ambos ampliamente
utilizados en este proyecto.
2.4.8.1
Bus I2C
I2C es un bus de comunicaciones serie. Su nombre viene de Inter-Integrated
Circuit (Circuitos Inter-Integrados). La versión 1.0 data del año 1992 y la versión 2.1 del
año 2000, su diseñador es la empresa Philips. La velocidad es de 100Kbits por segundo
en el modo estándar, aunque también permite velocidades de 3.4 Mbit/s. Es un bus muy
usado en la industria, principalmente para comunicar microcontroladores y sus periféricos
21
en sistemas empotrados (Embedded Systems) y generalizando más para comunicar
circuitos integrados entre si que normalmente residen en un mismo circuito impreso.
Fig. 2.17: Estructura de un BUS I2C
La principal característica de I2C es que utiliza dos líneas para transmitir la
información: una para los datos y por otra la señal de reloj. También es necesaria una
tercera línea, pero esta sólo es la referencia (masa). Como suelen comunicarse circuitos
en una misma placa que comparten una misma masa, esta tercera línea no suele ser
necesaria. Las dos primeras líneas son drenador abierto, por lo que necesitan resistencias
de pull-up.
Las líneas se llaman:
™ SDA (Sistema de data): línea por la cuál viajan los datos entre dispositivos.
™ SCL (Sistema de reloj): línea por la cuál transita la señal de reloj del
sistema.
™ GND (Tierra): masa.
Los dispositivos conectados al bus I2C tienen una dirección única para cada uno.
También pueden ser maestros o esclavos. El dispositivo maestro inicia la transferencia de
datos y además genera la señal de reloj, pero no es necesario que el maestro sea
siempre el mismo dispositivo, esta característica se la pueden ir pasando los dispositivos
que tengan esa capacidad. Esta característica hace que al bus I2C se le denomine bus
multimaestro.
Las transacciones en el bus I2C tienen este formato:
| Inicio | A7 A6 A5 A4 A3 A2 A1 | L/E | REC | ... DATOS ... | parada | espera |
22
•
El bus esta libre cuando SDA y SCL están en estado lógico alto.
•
En estado bus libre, cualquier dispositivo puede ocupar el bus I2C como maestro.
•
El maestro comienza la comunicación enviando un patrón llamado "condición de
inicio". Esto alerta a los dispositivos esclavos, poniéndolos a la espera de una
transacción.
•
El maestro se dirige al dispositivo con el que quiere hablar, enviando un byte que
contiene los siete bits (A7-A1) que componen la dirección del dispositivo esclavo
con el que se quiere comunicar, y el octavo bit (A0) de menor peso se corresponde
con la operación deseada (L/E), lectura=1 (recibir del esclavo) y escritura=0
(enviar al esclavo).
•
La dirección enviada es comparada por cada esclavo del bus con su propia
dirección, si ambas coinciden, el esclavo se considera direccionado como esclavotransmisor o esclavo-receptor dependiendo del bit L/E.
•
El esclavo responde enviando un bit de REC que le indica al dispositivo maestro
que el esclavo reconoce la solicitud y está en condiciones de comunicarse.
Seguidamente comienza el intercambio de información entre los dispositivos.
•
El maestro envía la dirección del registro interno del dispositivo que se desea leer
o escribir.
•
El esclavo responde con otro bit de REC
•
Ahora el maestro puede empezar a leer o escribir bytes de datos. Todos los bytes
de datos deben constar de 8 bits, el número máximo de bytes que pueden ser
enviados en una transmisión no está restringido, siendo el esclavo quien fija esta
cantidad de acuerdo a sus características.
•
Cada byte leído/escrito por el maestro debe ser obligatoriamente reconocido por
un bit de REC por el dispositivo maestro/esclavo.
•
Se repiten los 2 pasos anteriores hasta finalizar la comunicación entre maestro y
esclavo.
23
•
Aun cuando el maestro siempre controla el estado de la línea del reloj, un esclavo
de baja velocidad o que deba detener la transferencia de datos mientras efectúa
otra función, puede forzar la línea SCL a nivel bajo. Esto hace que el maestro entre
en un estado de espera, durante el cual, no transmite información esperando a
que el esclavo esté listo para continuar la transferencia en el punto donde había
sido detenida.
•
Cuando la comunicación finaliza, el maestro transmite una "condición de parada"
para dejar libre el bus.
•
Después de la "condición de parada", es obligatorio para el bus estar en espera
durante unos microsegundos.
2.4.8.2
Protocolo Serial
La comunicación serial es un protocolo muy común (no hay que confundirlo con el
Bus Serial de Comunicación, o USB) para comunicación entre dispositivos y que se incluyó
hasta hace poco de manera estándar en prácticamente cualquier computadora, siendo
progresivamente abandonado a favor de la interfaz USB. La mayoría de las computadoras
que poseen este sistema de comunicación incluyen dos puertos seriales RS-232. La
comunicación serial es también un protocolo común utilizado por varios dispositivos para
instrumentación; existen varios dispositivos compatibles con GPIB (General purpose
instrumental bus) que incluyen un puerto RS-232. Además, la comunicación serial puede
ser utilizada para adquisición de datos si se usa en conjunto con un dispositivo remoto de
muestreo.
El concepto de comunicación serial es sencillo. El puerto serial envía y recibe bytes
de información un bit a la vez. Aun y cuando esto es más lento que la comunicación en
paralelo, que permite la transmisión de un byte completo por vez, este método de
comunicación es más sencillo y puede alcanzar mayores distancias. Por ejemplo, la
especificación IEEE 488 para la comunicación en paralelo determina que el largo del cable
para el equipo no puede ser mayor a 20 metros, con no más de 2 metros entre
cualesquier dos dispositivos; por el otro lado, utilizando comunicación serial el largo del
cable puede llegar a los 1200 metros.
Típicamente, la comunicación serial se utiliza para transmitir datos en formato
ASCII. Para realizar la comunicación se utilizan 3 líneas de transmisión: (1) Tierra (o
referencia), (2) Transmitir, (3) Recibir. Debido a que la transmisión es asincrónica, es
24
posible enviar datos por una línea mientras se reciben datos por otra. Existen otras líneas
disponibles para realizar handshaking, o intercambio de pulsos de sincronización, pero no
son requeridas. Las características más importantes de la comunicación serial son la
velocidad de transmisión, los bits de datos, los bits de parada, y la paridad. Para que dos
puertos se puedan comunicar, es necesario que las características sean iguales.
™ Velocidad de transmisión (baud rate): Indica el número de bits por segundo
que se transfieren, y se mide en baudios (bauds). Por ejemplo, 300 baudios
representa 300 bits por segundo. Cuando se hace referencia a los ciclos de
reloj se está hablando de la velocidad de transmisión. Por ejemplo, si el
protocolo hace una llamada a 4800 ciclos de reloj, entonces el reloj está
corriendo a 4800 Hz, lo que significa que el puerto serial está muestreando
las líneas de transmisión a 4800 Hz. Las velocidades de transmisión más
comunes para las líneas telefónicas son de 14400, 28800, y 33600. Es
posible tener velocidades más altas, pero se reduciría la distancia máxima
posible entre los dispositivos. Las altas velocidades se utilizan cuando los
dispositivos se encuentran uno junto al otro, como es el caso de
dispositivos GPIB.
™ Bits de datos: Se refiere a la cantidad de bits en la transmisión. Cuando la
computadora envía un paquete de información, el tamaño de ese paquete
no necesariamente será de 8 bits. Las cantidades más comunes de bits por
paquete son 5, 7 y 8 bits. El número de bits que se envía depende en el
tipo de información que se transfiere. Por ejemplo, el ASCII estándar tiene
un rango de 0 a 127, es decir, utiliza 7 bits; para ASCII extendido es de 0 a
255, lo que utiliza 8 bits. Si el tipo de datos que se está transfiriendo es
texto simple (ASCII estándar), entonces es suficiente con utilizar 7 bits por
paquete para la comunicación. Un paquete se refiere a una transferencia de
byte, incluyendo los bits de inicio/parada, bits de datos, y paridad. Debido a
que el número actual de bits depende en el protocolo que se seleccione, el
término paquete se usar para referirse a todos los casos.
™ Bits de parada: Usado para indicar el fin de la comunicación de un solo
paquete. Los valores típicos son 1, 1.5 o 2 bits. Debido a la manera como
se transfiere la información a través de las líneas de comunicación y que
cada dispositivo tiene su propio reloj, es posible que los dos dispositivos no
estén sincronizados. Por lo tanto, los bits de parada no sólo indican el fin de
25
la transmisión sino además dan un margen de tolerancia para esa
diferencia de los relojes. Mientras más bits de parada se usen, mayor será
la tolerancia a la sincronía de los relojes, sin embargo la transmisión será
más lenta.
™ Paridad: Es una forma sencilla de verificar si hay errores en la transmisión
serial. Existen cuatro tipos de paridad: par, impar, marcada y espaciada. La
opción de no usar paridad alguna también está disponible. Para paridad par
e impar, el puerto serial fijará el bit de paridad (el último bit después de los
bits de datos) a un valor para asegurarse que la transmisión tenga un
número par o impar de bits en estado alto lógico. Por ejemplo, si la
información a transmitir es 011 y la paridad es par, el bit de paridad sería 0
para mantener el número de bits en estado alto lógico como par. Si la
paridad seleccionada fuera impar, entonces el bit de paridad sería 1, para
tener 3 bits en estado alto lógico. La paridad marcada y espaciada en
realidad no verifican el estado de los bits de datos; simplemente fija el bit
de paridad en estado lógico alto para la marcada, y en estado lógico bajo
para la espaciada. Esto permite al dispositivo receptor conocer de
antemano el estado de un bit, lo que serviría para determinar si hay ruido
que esté afectando de manera negativa la transmisión de los datos, o si los
relojes de los dispositivos no están sincronizados.
26
3.
Sistema Adjudicado
3.1. Presentación
Este proyecto tiene como objetivo principal diseñar, elaborar e implementar un
rectificador trifásico controlado mediante un control discreto (PID digital), pero este
rectificador
estará
embebido
en
una
fuente
DC
de
laboratorio,
la
preliminarmente diseñada y construida. No es objetivo de dicho proyecto
cuál
esta
describir a
fondo la metodología de diseño, ni los argumentos por los cuales se adoptaron ciertas
topologías en la implementación de la antes mencionada fuente DC; porque simplemente
es el sistema entregado.
3.2. Esquema de la Fuente DC
A continuación se describirá a detalle todo el sistema preliminar adjudicado por el
profesor Julio Walter. Inicialmente se expondrá un esquema básico de la fuente, el cual se
muestra en la figura 3.1.
Fig. 3.1: Esquema básico de la fuente con control independiente entre el rectificador y el
regulador.
27
La fuente DC esta fundamentada en el esquema de una fuente regulada
ampliamente conocido, sólo que el elemento regulador en éste caso es un transistor de
potencia (IGBT) regido bajo un sistema de regulación lineal, dicha fuente consta de un
transformador trifásico de potencia, seguido de un rectificador trifásico completamente
controlado, luego un filtro LC y por último el elemento regulador también completamente
controlado con un pequeño condensador que sirva de filtro para evitar el rizado a la
salida.
3.2.1
El Transformador de Potencia
El transformador usado es un transformador trifásico de potencia, de 20kVA, con
configuración delta en su devanado primario y voltaje 208Vrms fase-fase; y en el
devanado
secundario
de
configuración
estrella
y
voltaje
132Vrms
fase-neutro
aproximadamente. El voltaje en el secundario del transformador es aproximado debido a
que
el
fabricante
del
mismo,
construyó
dos
transformadores
de
configuración
delta/estrella de 10kVA cada uno y luego los conecto en paralelo como se muestra en la
figura 3.2, quizás por razones de infraestructura. Gracias a esto existe un desbalance
entre los devanados del transformador que genera variaciones en los voltajes fase-neutro
de cada fase en particular
Fig. 3.2: Configuración del transformador de potencia
28
En la figura 3.3 se puede observar el detalle del transformador de potencia
debidamente instalado en el chasis, vale la pena destacar que el chasis también es parte
del sistema adjudicado; también puede verse lo robusto del transformador trifásico con
un peso aproximado de 100kgr, típico en fuentes de poder con regulación lineal donde los
transformadores son grandes y pesados.
Fig. 3.3: Detalle del transformador y parte del chasis
3.2.2
Modulo Rectificador y Filtro LC
Para la etapa de rectificación fue entregado un juego de 6 tiristores encapsulados
en pares, típicamente utilizados en rectificación trifásica, estos tiristores están ya
instalados sobre un disipador específicamente diseñado para ellos y su respectivo
extractor o ventilador, todos estos dispositivos provenientes de la casa SEMIKRON. El
código de los tiristores es SKKT91/04 capaz de circular 150A a través de ellos en
operación continua y excelentes características en conmutación. En la figura 3.4 se
observa el encapsulado con 2 tiristores y la simbología respectiva, además se puede
observar lo fácil de las conexiones y lo cómodo de su montaje.
Toda esta etapa de rectificación y filtrado conforma un esquema como el mostrado
en la figura 3.5 donde se puede observar los 6 tiristores dispuestos en pares, en forma de
29
3 ramas las cuales se encargan de rectificar completamente la red trifásica con el control
apropiado de los tiristores; dicho sistema de control se describirá en capítulos posteriores.
El filtro LC (inductor y condensador) esta compuesto por una bobina de 1.4mH y 150Amp
fabricada por la casa Transmagneca, la figura 3.6 muestra la bobina de aproximadamente
50kgr. El condensador de 9600uf esta compuesto por 4 condensadores de 2400uf y 450v
de la casa Mallory conectados en paralelo.
Fig. 3.4: Empaque del SKKT91/04 y su respectivo símbolo
Fig. 3.5: Circuito rectificador y filtro LC
Para disponer de un montaje fácil y sencillo del filtro y el rectificador, fue también
entregado como parte del chasis un modulo metálico donde reposarán los condensadores
y el disipador con el puente rectificador trifásico, además en este módulo también irán
instalados el condensador de salida y el elemento regulador. El detalle de éste modulo
puede verse en la figura 3.7.
30
Fig. 3.6: Bobina del filtro LC 1,4mH @ 150Amp
Fig. 3.7 Detalle del módulo metálico, los tiristores y el banco de condensadores
3.2.3
Tarjetas de Control, Visualizadora y Fuente Conmutada
Con el fin de controlar todo el funcionamiento y monitorear el desempeño de la
fuente, la misma viene con un par de circuitos impresos que pueden definirse como la
tarjeta de control y la tarjeta visualizadora, estos dos circuitos impresos se comunican
entre si mediante un bus serial, utilizando un protocolo similar al I2C ambos circuitos
31
impresos están alimentados por una fuente DC conmutada altamente comercial de la casa
AUTEC de salida +5 y +12. En la figura 3.8 se puede ver el detalle de las tarjetas.
Fig. 3.8: Tarjetas de Control, Visualizadora y Fuente Conmutada, entregadas.
3.2.3.1
Tarjeta de Control
La tarjeta de control entregada es una tarjeta bastante compleja la cuál esta
constituida básicamente por un FPGA (Field Programmable Gate Array) que es un
dispositivo
semiconductor
que
contiene
bloques
de
lógica
cuya
interconexión
y
funcionalidad se puede programar, un PIC (Peripheral Interface Contoller) que es un
microcontrolador y varios periféricos. El PIC y FPGA trabajan en una configuración
maestro-esclavo respectivamente, gestionando el funcionamiento de toda la tarjeta y sus
periféricos, este funcionamiento se describirá con más detalle en capítulos posteriores.
Los periféricos que posee la tarjeta se detallan a continuación:
™ 3 entradas análogas tipo diferencial con rango (0-120) Vrms.
™ 6 entradas análogas con rango (0-200) Vdc.
™ 3 conversores análogo/digital de 12 bits.
™ Un medidor de corriente de (0-150) Adc, apoyado en el efecto Hall.
32
™ Comunicación RS-232.
™ Bus serial, similar a I2C.
™ 6 salidas análogas flotantes totalmente independientes una de otra de
valores variables, (0-10) volts @ (0-100) kHz.
™ 1 salida análoga flotante (0-12) Vdc.
™ 2 conversores digital/análogo de 12 bits.
3.2.3.2
La Tarjeta Visualizadora
La tarjeta visualizadora forma parte de un conjunto de dispositivos necesarios para
manipular la fuente y visualizar en todo momento su desempeño, los dispositivos que
componen este sistema son: El circuito impreso, una pantalla fluorescente de vacío (VFD
vacuum fluorescente display), un teclado y un encoder óptico.
™ El circuito impreso: al igual que la tarjeta de control, este circuito impreso
cuenta con un FPGA y un PIC trabajando en configuración maestro-esclavo
respectivamente, también cuenta con una conexión serial similar al I2C con
la que es posible la comunicación con al tarjeta de control.
™ La pantalla fluorescente: es una pantalla ya descontinuada en el mercado,
de 1x32 caracteres y en él se muestra el estado de la fuente mediante
parámetros varios.
™ El teclado: es un teclado alfa-numérico con algunas modificaciones
especiales para operar a este equipo en particular.
™ El encoder óptico: como su nombre lo dice es un codificador en cuadratura
óptico totalmente comercial de salida serial, el cuál hace las veces de dial
para casi todas las funciones de la fuente; las cuales se describirán en
capítulos posteriores.
1
2
3
4
5
6
1
2
3
4
5
6
JP2
13
8
14
7
JP1
VCC
Seg10
Seg11
Seg12
Seg13
Seg14
Seg5
Seg6
Seg7
TMS
Seg8
Seg9
TDI
Seg1
Seg2
Seg3
Seg4
Seg0
VCC
Seg_Out0
VccIO
TDI
Seg_Out1
Seg_Out2
Seg_Out3
Seg_Out4
GND
Seg_Out5
Seg_Out6
Seg_Out7
TMS
Seg_Out8
Seg_Out9
VccIO
Seg_Out10
Seg_Out11
Seg_Out12
Seg_Out13
Seg_Out14
GND
10
10
R13
R7
1.8k
C+
C1C2+
C2V+
V-
TTLout1
TTLout2
TTLin1
TTLin2
R12
VCC
MAX232
232in1
232in2
232out1
232out2
U9
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
U5
VCC
Y1
40MHz
OU T
Phi2
VCC
IOControlLogic
R8
1.8k
1
3
4
5
2
6
12
9
11
10
1u
C18
2
4
6
8
1u
C17
1
3
5
7
J2
Inv Fase
1u
1u
C15
C16
D iginf
Dio5
Dio4
Dio3
Dio2
Dio1
Dio0
Intio
Dio7
Dio6
Selio1
Selio0
WRio
RDio
7
6
5
4
3
2
28
27
26
25
24
23
22
21
18
17
16
15
14
13
12
11
74
73
72
71
70
69
68
67
66
65
64
63
62
61
60
59
58
57
56
55
54
R3
2.2k
TCK
VCC
TDO
RA5/AN4/SS
RA4/TOCKI
RA3/AN3/VRef +
RA2/AN2/Vref RA1/AN1
RA0/AN0
MCLR/Vpp
VCC
VCC
1
C22
.1u
R9
2.2k
Clkupio
9
10
22k
0
C1 1n
R6
K1
2x10 KY B
Intro
3
2
1
RB7/PGD
RB6/PGC
RB5
RB4
RB3
OSC2/CLKOUT
RB2
RB1
RB0/INT OSC1/CLKIN
RC7/RX/DT
RC6/TX/CK
RC5/SDO
RC4/SDI/SDA
RC3/SCK/SCL
RC2/CCP1
RC1/T1OSI/CCP2
RC0/T1OSO/T1CKI
U10 PIC16F872
Dig_Out0
Dig_Out1
GND
TDO
Dig_Out2
Dig_Out3
Dig_Out4
Dig_Out5
VccIO
Dig_Out6
Dig_Out7
Dig_Out8
TCK
Dig_Out9
Dig_Out10
GND
Dig_Out11
Dig_Out12
Dig_Out13
Dig_Out14
Dig_Out15
R2
2.2k
6
5
4
R1
R2
F5
clr F6
.
F1 F4
F2 F3
C1
C2
C3
C4
C5
C6
C7
C8
C9
C 10
VCC
2
4
6
8
10
J1
JTAG
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
9
1
3
5
7
9
2
R4
33k
3
TDI
R1
22k
6118
VCC
IN1 OUT1
IN2 OUT2
IN3 OUT3
IN4 OUT4
IN5 OUT5
IN6 OUT6
IN7 OUT7
IN8 OUT8
GND Vbb
6118
U11
IN1 OUT1
IN2 OUT2
IN3 OUT3
IN4 OUT4
IN5 OUT5
IN6 OUT6
IN7 OUT7
IN8 OUT8
GND Vbb
6118
U8
IN1 OUT1
IN2 OUT2
IN3 OUT3
IN4 OUT4
IN5 OUT5
IN6 OUT6
IN7 OUT7
IN8 OUT8
GND Vbb
6118
U7
U1
18
17
16
15
14
13
12
11
10
18
17
16
15
14
13
12
11
10
18
17
16
15
14
13
12
11
10
18
17
16
15
14
13
12
11
10
100k
R5
2N3906
Q1
IN1 OUT1
IN2 OUT2
IN3 OUT3
IN4 OUT4
IN5 OUT5
IN6 OUT6
IN7 OUT7
IN8 OUT8
GND Vbb
U6
Q2
2N3904
2
TCK
TDO
TMS
1
2
3
4
5
6
7
8
9
1
2
3
4
5
6
7
8
9
1
2
3
4
5
6
7
8
9
1
2
3
4
5
6
7
8
9
1
1
3
8
C21
1500u
6118
h+
+48
33
41
40
35
34
36
39
38
37
C20
.1u
C23
0.33u
1k
R11
1
4
U12
UC2577-adj
GND
6
3
FB
Sw
GND
Comp
Vin
5
T1
VFD32
VCC
U4
Seg8 1
Seg9 2
Seg10 3
Seg11 4
Seg12 5
Seg13 6
Seg14 7
Diginf 8
9
6118
IN1 OUT1
IN2 OUT2
IN3 OUT3
IN4 OUT4
IN5 OUT5
IN6 OUT6
IN7 OUT7
IN8 OUT8
GND Vbb
U2
2
D2
D1
R14
2.7k
R10 100k
C24
100u
R16
R15
Date:
Size
B
Title
+48
C19 h100u
h+
+48
18
17
16
15
14
13
12
11
10
Wednesday , April 12, 2006
Document Number
LPS-15KW-IO
Sheet
Sistema de Entrada Salida Fuente de Poder 15KW
1k
1k
C2
10u
7
18
17
16
15
14
13
12
11
10
C3
10u
IN1 OUT1
IN2 OUT2
IN3 OUT3
IN4 OUT4
IN5 OUT5
IN6 OUT6
IN7 OUT7
IN8 OUT8
GND Vbb
C4
10u
1
2
3
4
5
6
7
8
9
C5
10u
Seg0
Seg1
Seg2
Seg3
Seg4
Seg5
Seg6
Seg7
C6
10u
Phi1
D io0
D io1
D io2
D io3
D io4
C7
.1u
Q Encoder U3
D io5
D io7
D io6
C8
.1u
8
Selio1
Selio0
C9
.1u
11
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
84
83
82
81
80
79
78
77
76
75
W R io
R D io
Intio
C 10
.1u
res
res
res
res
GN D
res
Phi2
res
Vc c IN T
Phi1
gnd
gnd
C loc k
GN D
ena
Ky bIN 0
Ky bIN 1
Vc c I O
res
D ig_Inf
D ig_Sup
D0
D1
D2
D3
D4
Vc c IO
D5
D7
D6
GN D
Vc c IN T
Sel1
Sel0
res
GN D
WR
RD
Int
res
C lk U p
Vc c IO
C lk upio
33
34
35
36
37
38
39
40
41
42
43
44
45
46
47
48
49
50
51
52
53
VC C
C 11
.1u
1
2
8
19
C 12
.1u
H1
a
b
c
d
e
f
g1
g2
3
1
C 13
.1u
G1
G2
G3
G4
G5
G6
G7
G8
G9
G 10
G 11
G 12
G 13
G 14
G 15
G 16
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
4
Vs s
Vs s
VD D
20
Fig. 3.10: Diagrama Circuital de la Tarjeta Visualizadora.
2
C 14
.1u
44
42
43
46
47
45
48
49
h
i
j
k
l
m
dp
H2
G 17
G 18
G 19
G 20
G 21
G 22
G 23
G 24
G 25
G 26
G 27
G 28
G 29
G 30
G 31
G 32
1
of
1
17
18
19
20
21
22
23
24
25
26
27
28
29
30
31
32
Seg[0..14]
Rev
1.0
h-
33
34
En la figura 3.10 se muestra el diagrama circuital de la tarjeta visualizadora, de
igual manera se puede ver el PIC, el FPGA, el teclado, la pantalla y el encoder óptico. Esta
parte del sistema de visualización no cuenta con ninguna estructura donde se puedan
instalar estos dispositivos. El diseño y fabricación de esta estructura es tema de otro
capítulo donde se describirá a detalle todo el proceso de la misma, junto con todas las
otras piezas necesarias para la culminación del chasis.
3.2.4
El Transistor de Potencia IGBT
Como fue expuesto anteriormente el elemento regulador de esta fuente DC, es un
transistor de potencia, específicamente un IGBT de la casa SEMIKRON, SKM400GA124D
de 1200 voltios y capaz de circular a través de él 300Amp @ 25°C. Éste transistor
proveerá la regulación final de la fuente ayudado por un condensador de 450 volt y
2400uf, igual a los de la parte de rectificación y filtrado incluso del mismo fabricante. En
la figura 3.11 se puede observa el dispositivo con su respectiva simbología.
Fig. 3.11: IGBT SKM400GA124D y su símbolo
Este transistor vino adaptado para poder fijarlo sobre el disipador donde están
fijos también los tiristores, el transistor esta montado sobre una placa de cobre que
ayuda a la disipación de calor del mismo ya que el coeficiente de conductividad térmica
del cobre es mucho mayor que el del aluminio, que es material de que esta hecho el
disipador. En la figura 3.12 se observa el detalle de los tiristores que ajustan de manera
exacta en el disipador, mientras que entre el transistor y el disipador está la placa de
cobre diseñada especialmente para poder fijar el transistor sobre el disipador y por último
el ventilador que se encargará de forzar aire a través del disipador.
35
Fig. 3.12: Detalle del disipador y sobre éste el módulo rectificador, el transistor de
potencia y el ventilador.
36
4.
Culminación del Chasis y Cableado
4.1. Presentación
En ésta parte del trabajo se presenta el diseño e implementación de las partes
faltantes del chasis, así como la interconexión y cableado de todas las partes que
conforman la fuente. Para el diseño de las partes restantes del chasis se utilizó un
software de dibujo en 3D (Autodesk Inventor) que permitió visualizar mejor las piezas a
diseñar y así armonizar la fuente lo más posible.
4.2. Piezas y Partes Faltantes
Como se observó en el capítulo anterior el chasis entregado esta bastante
completo sólo faltan algunos detalles para su operatividad plena, de igual manera las
partes de rectificación, filtrado, visualización y control también carecen de algunas partes
necesarias para su operatividad.
4.2.1
Rectificación y Filtrado
Para la operatividad de la etapa de rectificación y filtrado fue necesario perforar y
cortar un par de barras de cobre, las cuáles unen todo el banco de condensadores para
crear la conexión en paralelo de los 4 condensadores de 2400uf cada uno, y otro par de
barras de cobre más que sirvió para interconectar los 3 pares de tiristores que se
encargan de la rectificación. En las figuras 4.1, 4.2 y 4.3 se nota el detalle de las barras y
su correspondiente instalación.
Fig. 4.1: Barras perforas de cobre utilizadas para la interconexión del banco de
condensadores y los 3 pares de tiristores
37
Fig. 4.2: Módulo de tiristores puenteados con las barras de cobre
Fig. 4.3: Banco de condensadores conectados en paralelo con el par de barras de cobre
4.2.2
Visualización
El chasis no contaba con un panel frontal en donde se pudiera fijar el circuito
impreso correspondiente a la parte de visualización, el teclado, la pantalla de vacío y el
encoder óptico. Para solucionar este problema se diseño en una lámina de acero negro de
1.1 mm de espesor un panel que se ajustó al chasis y donde se pudo instalar todo lo
38
antes mencionado. La figura 4.4 muestra el diseño del panel frontal y un soporte
necesario para fijar el teclado; mientras que en la figura 4.5 se puede observar ya el
panel fabricado y todos los dispositivos perfectamente instalados
Fig. 4.4: Diseño del panel frontal y un soporte necesario para fijar el teclado
Fig. 4.5: Panel listo y ensamblado.
39
4.2.3
Control
En la etapa de control de la fuente, como se mencionó anteriormente, esta
implementado un medidor de corriente directa, que esta basado en el principio del efecto
Hall; tal como fue explicado en el apartado 2.4.3 existe un campo eléctrico y un campo
magnético, cuando se somete una barra de material conductor o semiconductor por la
cuál circula corriente a un campo magnético. El sensor utilizado para medir la corriente es
un sensor comercial de la casa Honeywell (CSLA2CF) el cuál es mostrado en la figura 4.6.
Fig. 4.6: Sensor de corriente CSLA2CF.
Fue necesario el diseño y elaboración de varias piezas en cobre para hacer posible
la medición de corriente, esto debido a que era necesario hacer pasar una barra metálica
por la cuál pasará la corriente de salida, a través del sensor. Y aunque la disposición de
dicho sensor en el circuito impreso es estratégica era preciso elaborar un complemento.
Además fue necesario el diseño y elaboración de un par de piezas metálicas más, para
conectar térmicamente una resistencia y un transistor al disipador donde reposan los
tiristores y el transistor de potencia, estos dos componentes están inmersos en el proceso
de medición y su disipación de potencia es importante. En la figura 4.7 se muestra el
diseño de las piezas obligatorias para el correcto funcionamiento del medidor de corriente
Fig. 4.7: Diseño en 3D de las piezas necesarias para la medición de corriente.
40
Fig. 4.8: Detalle de el sensor de corriente, la barra de cobre con sus respectivas bases y
las conexiones térmicas al disipador.
4.2.4
Chasis General
Con el fin lograr un producto final de calidad, fue necesario diseñar y elaborar
varias piezas indispensables para la armonía y operatividad de la fuente, como se observo
en el capítulo 3 el chasis adjudicado esta descubierto, además no cuenta con ningún
recubrimiento antioxidante que evite el desgaste prematuro del hierro.
Fig. 4.9: Diseño de la carcasa completa de la fuente y bornera
41
Para solucionar esto se decidió fabricar una tapa frontal, una tapa trasera y una
tapa que cubra la parte superior y los laterales, tal como se estila en las computadoras de
oficina, de esta manera la fuente queda completamente aislada de agentes externos e
interferencia electromagnética. También se limpió toda la superficie del chasis y las
láminas con un material abrasivo, para luego ser recubierta toda con varias capas de
pinturas anticorrosivas y decorativas y así lograr un acabado de buena calidad y
durabilidad.
Como bien se sabe la fuente a implementar tiene una capacidad máxima de
suministro de corriente de 100 amperios, esto puede considerarse un nivel de corriente
alto donde las conexiones eléctricas deben estar lo más unido posible para disminuir al
máximo la agitación térmica, el ruido y el sobrecalentamiento de las uniones. Para mitigar
problema del sobrecalentamiento y la agitación térmica se ideo que la salida de la fuente
sea a través de borneras echas en latón, cuyas bananas sean de forma ligeramente
cónica para asegurar mayor cantidad de superficie en contacto y toda la corriente no
fluya por un solo sitio. En la figura 4.9 puede observarse el diseño de toda la carcasa de
la fuente y el del conector de salida.
Fig. 4.10: a) Detalle de las borneras ya fabricadas b) Carcasa completa del chasis
4.2.5
Cableado Preliminar
Una vez terminadas todas las piezas y partes faltantes para el correcto
funcionamiento de la fuente, se procedió a la interconexión de todas las partes y
subsistemas; recordemos que el objetivo principal de la tesis propuesta es: Diseñar,
elaborar e implementar un rectificador trifásico controlado mediante un control discreto
42
(PID digital), pero éste se encuentra embebido en una fuente DC la cuál debe ser
construida y examinada completamente para poder validar el funcionamiento del
rectificador trifásico.
Se comenzó por instalarle a la fuente un sistema de encendido/apagado de
seguridad ampliamente utilizado en la industria, consta de un par de pulsadores, uno
normalmente cerrado y otro normalmente abierto y un contactor el cuál trabaja de
manera enclavada; en la figura 4.11 se puede observar el esquema utilizado en el
encendido y apagado de la fuente, el pulsador SW2 sirve para arrancar el sistema, en el
momento que se pulsa SW2 (normalmente abierto) se energiza la bobina del contactor
cerrando todos sus contactos y alimentando el devanada primario del transformador de
potencia; en este mismo instante ocurre un puente entre la fase “T” a la salida del
contactor y el extremo “A” de la bobina. Obsérvese también que, en medio de este
puente se encuentra otro pulsador SW1 (normalmente cerrado) esto mantiene a la bobina
del contactor energizada aún cuando el pulsador SW2 sea liberado, en el momento que se
oprima SW1 la bobina del contactor queda sin energía, los contactos se abren y la energía
a través del transformador se extingue.
1
COM1
NO1
R
COM2
NO2
2
3
Dev anado primario del transf ormador de potencia
S
COM3
NO3
T
A
SW2 NO
B
0
Contactor
SW1 NC
Fig. 4.11: Esquema del encendido/apagado de seguridad de la fuente
Luego se colocaron las barras de cobre respectivas al banco de condensadores y al
banco de tiristores, Se fijaron los circuitos impresos correspondientes a control,
visualización y fuente conmutada. También se colocó el panel frontal y se realizaron las
interconexiones pertinentes como por ejemplo: bus de comunicación entre las tarjetas de
control y visualizadora, circuito de disparo de los tiristores, bus de alimentación DC de los
circuitos impresos entre otros. Debido a los niveles de potencia manejados por esta
43
fuente al cablear las partes que soportan altas corrientes, se utilizó un cable multifilar
flexible tipo FR-1 el cuál es ideal para éste caso. En esta etapa de cableado preliminar no
se instaló en elemento regulador (transistor de potencia IGBT) y tampoco la bobina la
bobina del filtro LC del rectificador ocupaba su sitio original, debido a que las primeras
pruebas experimentales a efectuar serán las de rectificación, no regulación y la bobina es
muy grande e interfería con la manipulación de la tarjeta de control respectivamente.
a)
b)
Fig. 4.12: a) Chasis ensamblado y pintado nótese el panel frontal. b) Contactor de
enclavamiento para el encendido y apagado de la fuente.
En la figura 4.12 se puede observar el detalle del chasis parcialmente ensamblado
y perfectamente pintado, de igual manera se observa la conexión del sistema de
encendido y apagado de seguridad al devanado primario del transformador de potencia,
con un pequeño cajetín donde están instalados los pulsadores SW1 y SW2 esto es sólo
para efectos prácticos porque en los diseños de la lámina frontal figura 4.9 se puede
observa los orificios dispuestos para tal fin. Las figuras 4.13 y 4.14 muestran la fuente
completamente cableada además hace referencia al panel frontal con sus dispositivos
instalados.
45
Fig. 4.13: a) Fuente completamente cableada. b) Parte trasera del panel frontal.
Fig. 4.14: Detalle de la interconexión de la tarjeta de control.
46
5.
Resultados Experimentales y Consideraciones teóricas
5.1. Presentación
Los resultados experimentales se exponen en tres grandes etapas. La primera
consiste en la rectificación trifásica de la red eléctrica convencional, la segunda es la
implementación de un PID discreto y la tercera se fundamenta en la regulación lineal de
la fuente.
5.2. Rectificación Trifásica
Como se estudio en el apartado 2.4.5 y 2.4.5.1 la rectificación trifásica consiste
básicamente en, 3 pares de tiristores dispuestos de manera específica disparados en
instantes de tiempo perfectamente sincronizados y variando el ángulo de disparo α se
puede obtener una señal DC con un rizado de frecuencia 360Hz a la salida del filtro
rectificador.
5.2.1
Acondicionamiento de las Señales de Disparo
El FPGA contenido en la tarjeta de control, está programado con una rutina basada
en una máquina de estados sencilla la cuál se encarga de generar los disparos, éstos
disparos son básicamente un tren de pulsos de frecuencia media con la amplitud
necesaria para generar el disparo en el tiristor, dicho tren de pulsos tiene una duración de
aproximadamente 5,5ms que equivale a 120° para α=0°, la cuál se va extinguiendo a
medida que el ángulo de disparo α va aumentando. En la misma tarjeta de control se
encuentran un par manejadores y 6 transformadores de pequeña señal con relación 1:1,
cuya finalidad es acondicionar y aislar la señal de disparo de cada unos de los tiristores,
gracias a los transformadores de aislamiento, es que la señal de disparo es un tren de
pulsos, porque como es bien sabido, los transformadores tienen un pésimo desempeño
ante excitaciones de tipo continuo.
En un principio, la amplitud del tren de pulso del disparo no fue suficiente para
excitar al tiristor además de presentar oscilaciones al principio y final del mismo, éstas
oscilaciones se deben al circuito LC que se forma en el devanado primario del
transformador de aislamiento, que es por naturaleza oscilatorio. Para solventar éste
problema se colocó una resistencia de 100Ω en paralelo con el devanado secundario del
transformador. En la figura 5.1 se puede observar la forma de los disparos luego de
colocar la resistencia de 100Ω, es obvio que la oscilación persiste pero la amplitud ya esta
47
cerca a 4 voltios lo cuál es suficiente, pero la oscilación debe corregirse puesto que podría
generar falsos disparos en los tiristores.
Fig. 5.1: Disparo de los tiristores 1 y 2 luego de colocar la resistencia de 100Ω
Para mitigar el problema de las oscilaciones se procedió a cambiar el condensador
que precede al devanado primario de los transformadores de aislamiento, después de
varias pruebas se halló un valor adecuado del condensador 470nf, la diferencia entre los
disparos con el condensador de 470nf y sin dicho condensador puede verse en la figura
5.2, donde el canal 1 representa la señal de disparo con el capacitor de 470nf y el canal 2
sin el mismo.
Fig. 5.2: Detalle del acondicionamiento de la señal de disparo.
48
5.2.2
Sincronización de los Disparos
Las señales de disparo de los 6 tiristores son generadas por la tarjeta de control,
como se vio en el apartado 3.2.3.1 la tarjeta de control cuenta con un PIC16877-A y un
FPGA
EPM7128SLC84-15
trabajando
en
una
configuración
maestro
esclavo
respectivamente. Asumiendo las fases de la línea trifásica como R, S y T, donde tomamos
a R como la fase de referencia, S como la fase +120° y T como -120°, podrían definirse
las señales RT=R-T, TR, SR, RS, TS y ST que no son más que la suma algebraica de las
señales R, S y T en todas sus combinaciones posibles. El circuito impreso de control
cuenta con un arreglo de amplificadores operacionales y comparadores, capaz de generar
las señales RS, SR, TS, ST, RT y TR a partir de la red trifásica comercial, por medio de
detección de fase y cruces por ceros de las señales.
Se puede observar en la figura 2.10 que, teóricamente la señal RB cruza por cero
justamente en la intersección de las señales R y B, de igual manera ocurre con todas las
otras señales correspondientes a las restantes combinaciones. En la sección 2.4.5.1 se
describe una forma de sincronizar las señales de disparo, pero en la parte experimental
se utilizó una forma distinta e igual de efectiva, las figuras 2.13 y 2.14 muestran las 6
señales de disparo de los tiristores para distintos ángulos de disparo. Nótese el orden
correlativo de los disparos y la separación exacta de 60° entre cada uno. Entonces se
puede sincronizar los disparos de la siguiente manera: S1, S2 y S3 con los cruces por cero
de las señales RT, SR y TS respectivamente y S4, S5 y S6 con los cruces por cero de TR, RS
y ST de igual manera.
En la gráfica 5.3 pueden verse todos los pulsos de disparo con respecto a la señal
de referencia RT, las manchas negras corresponde a los
trenes
de pulso antes
mencionados, debido a la escala utilizada en el osciloscopio los pulsos se muestran tan
pegados, que parecieran solaparse. Es fácil darse cuenta que dichos disparos están
completamente al revés si se comparan con la figura 2.13, también puede apreciarse el
ancho de todos los pulsos de exactamente 120° o 5,5ms lo que implica α=0°. Para
solventar el problema de que todos los disparos están completamente invertidos, fue
necesario revisar la autenticidad de las señales de referencia RT, TR, SR, RS, ST y TS
puesto que, se vio anteriormente que los pulsos de disparo son directamente generados a
partir de las ya antes mencionadas señales de referencia. Utilizando un software para
simulación de circuitos electrónicos se logró obtener las formas de ondas reales de las
señales RT, SR y TS dando por entendido que las señales TR, RS y ST corresponden a sus
respectivas señales negadas o desfasadas 180°. Una vez obtenidas las formas de onda de
49
las señales antes mencionadas se compararon con las obtenidas en la tarjeta de control,
arrojando ésta comparación resultados desconcertantes, ya que las señales eran
idénticas.
Fig. 5.3: a) Pulso de Disparo T1 vs RT. b) Pulso de Disparo T2 vs RT. c) Pulso de Disparo
T3 vs RT. d) Pulso de Disparo T4 vs RT. e) Pulso de Disparo T5 vs RT. f) Pulso de Disparo
T6 vs RT
50
En la figura 5.4 se puede ver el circuito con el cuál se simuló la rectificación
trifásica, en ésta imagen puede verse el detalle de las puntas de prueba dispuesta sobre
las fases R, S y T necesarias para obtener la medición diferencial de las señales RT, TS y
SR. La figura 5.5 muestra la comparación de las formas de onda del circuito simulado y
las obtenidas en la tarjeta de control, nótese la diferencia de +120° entre la fase de las
señales RT y TS y -120° entre RT y SR para ambas gráficas. Debido a que el osciloscopio
utilizado para las mediciones sólo contaba con 2 canales, se midieron por separado las
señales manteniendo siempre el enganche o la referencia el canal 1, correspondiente a la
forma de onda de la señal RT. Gracias a lo antes mencionado se muestran dos cuadros
por separado en el apartado b) de la figura, la diferencia de amplitudes entre los
resultados de la simulación y las señales obtenidas de la tarjeta de control, es relativa y
no tiene ninguna relevancia en éste caso, lo importante aquí es destacar la validez de las
señales RT, TS y SR de la tarjeta de control.
R4
S
Vtn
S
VR
S
VV+
VS
S
V+
V-
VT
Vg4
R7
47
X4
MCR225-4FP
R2
C2
.22u
Vrn
C3
.22u
R12
1
Vg5
Vg6
R8
47
X6
MCR225-4FP
R9
C5
.22u
R14
1
1.5mH
47
X5
MCR225-4FP
Vsn
C6
.22u
0.05
R15
1
47
X3
MCR225-4FP
S
VV+
R13
1
47
X1
MCR225-4FP
0
Vsn
Vg3
1
VSS
R3
S
R11
C7
.22u
Vtn
R1
C1
.22u
S
Vg1
S
VCC
12Vdc
Vrn
L1
VDD
S
VCC
Vg2
R10 47
X2
MCR225-4FP
C4
.9
9600u
C8
.22u
R16
1
0
Fig. 5.4: Circuito del rectificador trifásico simulado.
Aunque los resultados obtenidos anteriormente fueron óptimos el problema de la
inversión en todos los pulsos de disparo persistía, esto motivó a realizar un examen más
detallado de la tarjeta de control y del como se generaban los pulsos de disparo en ella.
Anteriormente se mencionó al FPGA como dispositivo encargado de generar los pulsos de
disparo, y ya es bien sabido que éste es un dispositivo lógico programable el cuál no
posee entradas ni salidas análogas, es decir, que las señales mostradas en la figura 5.5
apartado b) no sirven como entradas al FPGA. Gracias a esto, dichas señales sufren en la
tarjeta de control un proceso de digitalización, ejecutado por un arreglo de comparadores,
dicho proceso tiene como fin primordial acondicionar la señal para poder ser utilizada por
el FPGA.
En la figura 5.6 se puede ver la señal de referencia RT análoga y su
correspondiente digitalización, es claro darse cuenta de la inversión total de signo o si se
51
quiere también puede verse como un defasaje de 180° de la señal digitalizada con
respecto a la señal análoga. Al igual que RT todas las otras señales de referencia
restantes también presentan un desfajase de 180° entre la analógica y la digital. Por
supuesto esta inversión en las señales de referencia genera los pulsos de disparo
totalmente invertidos como se distinguió en la figura 5.3. Otro detalle importante que
puede apreciarse es que, los cruces por ceros de ambas señales no corresponden, esto es
debido a la detección de fase con que cuenta la tarjeta de control.
Fig. 5.5: a) Simulación de las señales de referencia RT, TS y SR. b) Señales RT, TS y SR
obtenidas en la tarjeta de control.
Solventar el problema de inversión de todas las señales de referencia digitales fue
muy sencillo, puesto que en la tarjeta de control cada una de ellas contaba con su negado
52
lógico, entonces bastó solo con intercambiar las señales, por ejemplo, la señal RT fue
cambiada por su negado TR y viceversa. Físicamente el circuito impreso de la tarjeta de
control no cambió en lo absoluto con éste intercambio, porque el FPGA tiene la virtud, de
que sus pines de entrada/salida pueden cambiarse vía software a discreción salvo algunas
excepciones, tales como, pines de alimentación y reloj entre otros.
Fig. 5.6: Señal de referencia RT análoga y RT digital desfasada 180°.
Luego del intercambio de todas las señales digitales de referencia, todos los pulsos
de disparo comenzaron a figurar el comportamiento deseado, dicho comportamiento esta
citado en la figura 2.13. En la figura 5.7 puede observarse los dos primeros pulsos de
disparo (T1 y T2), para un ángulo de disparo igual a cero grados, los mismos están
separados por 60° y tienen la ubicación correcta así mismo ocurre con los otros 4 pulsos
de disparos correspondientes a T3, T4, T5 y T6.
Fig. 5.7: Señales de disparo T1 y T2 con respecto a la fase R para un α=0°.
53
5.2.3
Duración del Pulso de Disparo y Observación de la Onda Rectificada
Antes de comenzar, se debe aclarar que el valor del ángulo de disparo es asignado
directamente desde la tarjeta de visualizadora, la cuál se encuentra en el panel frontal de
la fuente, dicha consigan de el valor del ángulo alfa viaja a través del bus de
comunicación que existe entre ambas tarjeta, y llega directamente al PIC de la tarjeta de
control, en un formato que más adelante será comentado. Entonces, una vez que todos
los pulsos de disparo estuvieron perfectamente acondicionados y sincronizados se
procedió a las pruebas de rectificación, con la salvedad de no tener conectado aún el filtro
LC, debido a que dicho filtro posee un banco de condensadores que representaba una
capacitancia muy alta y ante la incertidumbre de los resultados preliminares, se decidió
no exponer el banco de condensadores y la bobina a posibles picos bruscos de tensión. En
apartados anteriores se vio que el pulso de disparo dispuesto por el FPGA es en realidad
un tren de pulsos de frecuencia media, el cuál tiene una duración de aproximadamente
5.5ms o 120° para un α=0° y a medida que el ángulo de disparo aumenta, la duración del
pulso de disparo disminuye hasta extinguirse por completo para un α=120°. Aunque
todos los pulsos de disparos estaban intachables, la rectificación no era completa, a partir
de α=60° la onda rectificada desaparecía por completo, esto por supuesto representaba
un gran problema.
Como el osciloscopio utilizado para las mediciones sólo contaba con 2 canales, las
mediciones de los pulsos de disparo debieron hacerse por separado, pero siempre
manteniendo una misma señal de referencia o enganche. Dichas mediciones arrojaron
resultados satisfactorios, como los vistos anteriormente en la figura 5.7. Para aceptar las
señales de los disparos medidas por separado, se recurrió al uso de una tarjeta de
adquisición de datos de la casa National Instruments, el modelo utilizado fue 779068-01
de la serie M la cuál cuenta con 32 entradas análogas, 4 salidas analógicas y 48 E/S
digitales. También fue necesario el uso de tarjeta extensora igualmente de la casa
National Instruments, todo esto con el fin de muestrear y registrar todas las señales al
mismo tiempo, y así confirmar que las antes mencionadas señales ocupan el espacio y
tiempo correcto, evitando así cualquier problema que pudiese existir en las mediciones
por separado. La figura 5.8 muestra la tarjeta de adquisición de datos y la tarjeta
extensora utilizadas.
54
Fig. 5.8: De izquierda a derecha: Tarjeta de adquisición de datos y extensora utilizadas
Contando con la ayuda de un software igualmente de la casa National Instruments,
(LabVIEW) se procedió a crear una sencilla interfaz gráfica que permitiera registrar los
datos y mostrarlos de una manera fácil, en la figura 5.9 se puede ver el código gráfico
implementado en (LabVIEW), para obtener todas las señales de referencia y los pulsos
disparo.
Fig. 5.9: Código en LabVIEW para registrar las señales de referencia y disparo.
De igual manera la figura 5.10 muestra las señales de referencia RT, SR y TS tanto
analógicas como digitales, nótese que dichas señales están perfectamente desfasadas y
no tienen ninguna inversión de signo. Cabe destacar lo más importante en ésta figura son
los pulsos de disparo, para éste caso en particular el ángulo de disparo α es mayor que
cero, aunque eso no sea de relevancia en éste momento, lo primordial aquí es el orden
correlativo que presentan todos los disparos y su disposición ante las señales de
referencia, también debe señalarse que todos los pulsos de disparos son invariantes en el
tiempo lo que varia en ellos es la duración del mismo. Con los datos obtenidos hasta
55
ahora, se puede validar el correcto funcionamiento del sistema de generación de disparo
para los tiristores, así como todas las señales y formas de ondas involucradas en dicho
proceso. Pero aunque se puede validar todo esto, la rectificación en sí, sigue presentado
fallas al igual que la forma de onda de la señal rectificada aún se extingue para valores de
α mayores a 60°.
Fig. 5.10: Datos logrados con la tarjeta de adquisición de datos 779068-01: a) Señales de
referencia analógicas, b) Señales de referencia digitales y c) Pulsos de disparos.
En la figura 5.11 se muestra la forma de onda de la señal rectificada y el pulso de
disparo del tiristor uno (T1), para un barrido completo del ángulo de disparo, es decir,
α=0° hasta α=120°. Pueden observarse algunos detalles relevantes en ésta figura, el
primero es que, efectivamente y como se mencionó en apartados anteriores, el pulso de
disparo se extingue a medida que α aumenta, esto ocurre de igual manera con todos los
otros pulsos de disparo restantes. El hecho de que todos los pulsos se extingan tiene
sentido ya que un α=120° implica cero voltaje en el rectificador y esto a su vez significa
que no debe existir ningún pulso de disparo que active tiristor alguno. Como segundo
detalle relevante y tal como se predijo al inicio de éste apartado se tiene que, el voltaje
en el rectificador se apaga por completo a partir de α>60° y no en 120° como debería ser,
aquí es donde radica el mayor problema. Se puede comentar en esta gráfica la ausencia
56
del banco de condensadores en el filtro LC, por lo cuál la señal rectificada presenta esos
grandes valles a medida que el ángulo de disparo se incrementa, de la misma manera se
puede observar los pequeños picos en la onda rectificada justo al comienzo del pulso de
disparo que denotan la conmutación de los dispositivos.
Fig. 5.11: Barrido del pulso de disparo T1 vs. Voltaje rectificado.
Como se vio en el apartado 2.4.5, para la rectificación trifásica siempre existe un
par de tiristores en conducción uno de la rama superior y el otro forzosamente de la rama
inferior, para permitir el flujo de corriente a través de ellos y de ésta manera se
mantengan los dispositivos activos. Si se observa con más detalle las gráficas de la figura
57
5.11 puede verse que, aunque la señal de la onda rectificada ya esta completamente
extinta, alcanza a verse incluso pequeños picos en la misma, éstos picos corresponden a
intentos de conducción de los tiristores porque coinciden justamente con el inicio del
pulso de disparo. Entonces es posible que, por un pequeño instante de tiempo el flujo de
corriente en el par de tiristores que se encuentren en conducción, se vea cortado por
alguna razón hasta el momento desconocida, apagando así los dispositivos y llevando el
voltaje rectificado a cero voltios.
El hecho de que, el flujo de corriente a través de los tiristores no sea constante y
sabiendo que la sincronía y acondicionamiento de los pulsos de disparo es perfecta.
Indujo a que el problema podía radicar en la ausencia de pulsos de disparo en algún
instante de tiempo, sólo quedaba modificar el código programado en el FPGA, para que
en lugar de sofocar el ancho del pulso de disparo a medida que aumente α, se desplace
todo el pulso de disparo de ancho 120°, hasta el valor del ángulo de disparo deseado. De
ésta manera siempre existirán los pulsos de disparo garantizando así la conducción del
par de tiristores en todo momento, apréciese que lo importante en dichos pulsos es
donde inician y no si éstos existen en un instante de tiempo incorrecto, porque si así
fuese, al excitar al tiristor con su debido pulso de disparo, éste se comporta como un
diodo y si no está correctamente polarizado el mismo no conduce.
En la figura 5.12 se puede ver el pulso de disparo del tiristor uno (T1) y la forma
de onda de la señal rectificada para un barrido completo de α, ya con el código del FPGA
corregido. Es fácil darse cuenta que el ancho del pulso de disparo es invariante para
cualquier ángulo de disparo, de igual manera ocurre con los 5 pulsos restantes y de cómo
la señal rectificada no se apaga para valores α≥60°. Ésta gráfica también refuerza lo
antes mencionado, no importa si el pulso de disparo existe en un instante de tiempo
incorrecto, si el dispositivo no esta correctamente polarizado el mismo no se activa.
Existe en la señal de la onda rectificada una zona donde la rectificación intenta
desaparecer, pero gracias al tren de pulsos con ancho fijo, vuelve a recuperarse la
rectificación. Éste fenómeno no se encontró en ninguna bibliografía consultada ni aparece
en las simulaciones, no se tiene una explicación clara de lo que esta sucediendo aquí, y
en realidad no es muy relevante puesto que los resultados son los esperados.
58
Fig. 5.12: Barrido del pulso de disparo T1 vs. Voltaje rectificado, para distintos valores
de α (código FPGA corregido).
Tal como se predijo al inicio de éste capítulo, se puede apreciar en la figura 5.12
que la frecuencia del rizado de la onda rectificada es igual a 360Hz, para un valor del
ángulo de disparo igual a cero. Con respecto a la zona en donde la rectificación comienza
a experimentar apagados y encendidos continuos se puede comentar que, al conectar el
filtro LC el banco de condensadores se encargará de mitigar éste efecto, debido a que la
frecuencia del tren de pulso de disparo es por el orden de las decenas de kHz y el tiempo
de carga y descarga del banco de condensadores es mucho mayor que ésta frecuencia. La
figura 5.13 muestra el detalle del tren de pulsos y la conmutación de la señal rectificada.
Luego de observar que la señal rectificada obtenida responde a plenitud a los resultados
teóricos esperados, los cuáles pueden verse en la figura 2.8, salvo algunos pequeños
detalles que se repararán con el filtro LC, se procedió a conectar el mismo y efectuar las
pruebas finales de rectificación las cuales están expuestas en la figura 5.14. Dichas
pruebas arrojaron buenos resultados, observándose un voltaje máximo del rectificador de
212Vdc el cuál disminuye paulatinamente hasta 0Vdc de la mano del ángulo α.
59
Fig. 5.13: Detalle de la zona de conmutación en la señal rectificada con respecto al tren
de pulso de disparo T1.
Fig. 5.14: Forma de onda de la señal rectificada una vez conectado el filtro LC, para
distintos valores del ángulo de disparo α.
60
5.3. El PID Discreto
Una vez superada la etapa de rectificación trifásica, el siguiente paso fue la
realización de un controlador PID discreto que manipulara el ángulo de disparo, para así
controlar el voltaje en el rectificador. Para la realización de dicho controlador fue
necesario caracterizar al rectificador como un sistema y desarrollar una pequeña interfaz
gráfica que ayudara a visualizar el desempeño del controlador.
5.3.1
Caracterización del Rectificador
El poder elaborar el controlador PID, necesitaba conocer anticipadamente la
relación que existe entre el voltaje del rectificador y el ángulo α. Anteriormente se explicó
que el ángulo de disparo está controlado principalmente por el PIC de la tarjeta de
control, es en él donde se genera dicho ángulo, pero el FPGA es quién se encarga de la
sincronización y elaboración del tren de pulsos de disparo. Gracias a que el FPGA es un
dispositivo lógico, el PIC le envía a dicho dispositivo el α en forma de una palabra de
8bits, que corresponde a un número entero comprendido entre 0 y 255.
Muestra
Alpha
Vout
Vout Norm
Muestra
Alpha
Vout
Vout Norm
1
0
201
0,97
27
130
108,3
0,52
2
5
201
0,97
28
135
102,2
0,49
3
10
201
0,97
29
140
95,4
0,46
4
15
200
0,96
30
145
95,4
0,46
5
20
199
0,96
31
150
82,4
0,40
6
25
197,7
0,95
32
155
76,6
0,37
7
30
195,8
0,94
33
160
69,9
0,34
8
35
193,4
0,93
34
165
69,9
0,34
9
40
191
0,92
35
170
55
0,26
10
45
190,8
0,92
36
175
47,4
0,23
11
50
184,8
0,89
37
180
41,6
0,20
12
55
181,5
0,87
38
185
36,6
0,18
13
60
178,3
0,86
39
190
31,5
0,15
14
65
174,5
0,84
40
195
25,9
0,12
15
70
171
0,82
41
200
24
0,12
16
75
167,3
0,80
42
205
16,2
0,08
17
80
163,5
0,79
43
210
11,1
0,05
18
85
159,1
0,76
44
215
10,7
0,05
19
90
154,6
0,74
45
220
4,9
0,02
20
95
150
0,72
46
225
2,6
0,01
21
100
145,2
0,70
47
230
1,5
0,01
22
105
140,1
0,67
48
235
0,6
0,00
23
110
134,9
0,65
49
240
0,2
0,00
24
115
129,2
0,62
50
245
0
0,00
25
120
122,5
0,59
51
250
0
0,00
26
125
114,1
0,55
52
255
0
0,00
Tabla 5.1: Valores medidos en el rectificador, que reflejan la relación entre el ángulo de
disparo (α) y el voltaje en el mismo.
61
Para caracterizar el comportamiento del voltaje en el rectificador con respecto al
ángulo de disparo, se tomaron 52 muestras tanto de α como del voltaje rectificado. Éstas
muestras representan un barrido completo del ángulo de disparo entre 0 y 255, pero en
intervalos de 5 unidades enteras, la tabla 5.1 muestra las antes mencionadas muestras,
además de poseer el voltaje en el rectificador normalizado. En el momento de obtener las
muestras se utilizó como carga al rectificador un arreglo de dos (2) bombillos de alógeno
de 1000watts @ 208Vrms cada uno, para exigir una corriente significativa al mismo. Una
consecuencia derivada de la implementación de dicha carga fue que, el voltaje máximo en
el rectificador disminuyó de 212Vdc a 201Vdc. Luego con estas muestras se procedió a
elaborar una gráfica con un software de presentaciones gráficas, para observar la forma
de la curva y obtener de ella una ecuación que describa su comportamiento. En la figura
5.15 se puede ver la gráfica de voltaje en el rectificador vs el ángulo de disparo dicha
curva es la descrita por los puntos experimentales, los puntos un poco fuera de rango
corresponden a errores de medición, de igual manera se
aprecia la forma la línea de
tendencia trazada con la ayuda del software , como era de esperarse corresponde con la
curva teórica expuesta en la figura 2.9, otra razón más para validar el funcionamiento del
rectificador.
Vrect vs Alpha
200
4
3
2
y = 1E-07x - 3E-05x - 0,0022x - 0,166x + 202,52
2
R = 0,9994
180
160
140
Vout
120
100
80
60
40
20
0
0
20
40
60
80
100
120
140
160
180
200
220
240
260
Alpha
Fig. 5.15: Gráfica de voltaje rectificado vs ángulo de disparo (formato 8bits).
Arriba
a la izquierda de la figura 5.15 puede observarse, las
la ecuación que
describe a la línea de tendencia, la cuál es polinómica y de orden 4, dicha ecuación se
62
utilizó para crear una nueva tabla, donde está la linealización de la respuesta vista en la
gráfica 5.15, porque el controlador PID espera iguales respuestas a los mismos intervalos
de cambio en la entrada, y obviamente una respuesta de este estilo arco cosenoidal no se
comporta así, dicha tabla contendrá sólo un rango de los posibles valores que arrojará la
ecuación del controlador PID discreto, dicha ecuación se describirá en apartados
posteriores. En una primera propuesta se estableció los rangos de la fuente como [0150]Vdc @ [0-100]Amp, pero al ver la capacidad que posee el rectificador se decidió
llevar la fuente a un máximo de 180Vdc manteniendo el mismo rango de corriente.
PID
ALFA
PID
ALFA
PID
ALFA
PID
ALFA
PID
ALFA
0
242
39
182
78
156
117
123
156
89
1
238
40
181
79
155
118
122
157
88
2
236
41
180
80
155
119
121
158
87
3
233
42
180
81
154
120
120
159
86
4
230
43
179
82
153
121
120
160
85
5
227
44
178
83
152
122
119
161
84
6
225
45
178
84
151
123
118
162
83
7
223
46
177
85
151
124
117
163
82
8
220
47
177
86
150
125
116
164
81
9
218
48
176
87
149
126
115
165
80
10
216
49
175
88
148
127
114
166
79
11
214
50
175
89
147
128
113
167
78
12
212
51
174
90
147
129
113
168
76
13
210
52
174
91
146
130
112
169
75
14
209
53
173
92
145
131
111
170
74
15
207
54
172
93
144
132
110
171
73
16
205
55
172
94
143
133
109
172
71
17
204
56
171
95
142
134
108
173
70
18
202
57
170
96
141
135
108
174
69
19
201
58
170
97
141
136
107
175
67
20
200
59
169
98
140
137
106
176
66
21
198
60
169
99
139
138
105
177
64
22
197
61
168
100
138
139
104
178
63
23
196
62
167
101
137
140
103
179
61
24
195
63
167
102
136
141
102
180
60
25
194
64
166
103
135
142
102
181
58
26
193
65
165
104
135
143
101
182
56
27
192
66
165
105
134
144
100
183
54
28
191
67
164
106
133
145
99
184
52
29
190
68
163
107
132
146
98
185
51
30
189
69
163
108
131
147
97
186
49
31
188
70
162
109
130
148
96
187
47
32
187
71
161
110
129
149
95
188
45
33
186
72
161
111
128
150
95
189
42
34
185
73
160
112
127
151
94
190
40
35
185
74
159
113
127
152
93
36
184
75
158
114
126
153
92
37
183
76
158
115
125
154
91
38
182
77
157
116
124
155
90
Tabla 5.2: Valores enteros calculados del controlador PID y su correspondiente α.
63
Entonces se estableció una analogía directa entre el valor o número que
suministrará el controlador PID discreto y el voltaje en el rectificador, la tabla 5.2
muestra todos los posibles números enteros entre [0-190] que representa los valores del
voltaje en el rectificador y su correspondiente valor del ángulo de disparo α. Nótese que
el voltaje en el rectificador tiene un máximo de 190 voltios, esto es con el propósito de
obtener una diferencia de 10 voltios, entre el voltaje de salida (regulado) y el voltaje en
el rectificador, sólo con el fin de que el controlador PID posea un margen de
esparcimiento y pueda enfrentar posibles respuestas con sobrepico.
5.3.2
Modelo Matemático del Filtro LC y Entonación Teórica del PID
La elaboración e implementación de un controlador PID discreto en el PIC de la
tarjeta de control, que manipulará el voltaje rectificado, exigía la elaboración de un
modelo matemático del sistema a controlar, para luego poder hallar el controlador a
utilizar. La figura 5.16 muestra el circuito que representa al filtro del rectificador donde
Vrect in simboliza el voltaje en el rectificador y Vrect out figura al voltaje en la salida del
filtro LC, mientras R1 y R2 representan a las resistencias internas del inductor y
condensador respectivamente, por último tenemos que R3 representa la carga usada en
las pruebas anteriores de rectificación. Cabe destacar que los bombillos de alógeno
utilizados para las pruebas, constituyen una carga de bajo costo y alta potencia, además
de figurar una carga completamente resistiva, éstas características los hacen altamente
atractivos para éste caso, pero, tienen una cualidad indeseable, su resistencia se
incrementa a medida que el filamento se calienta, es decir su resistencia es variable con
respecto a la temperatura. Se decidió omitir dicha desventaja y trabajar con la resistencia
que reflejan los bombillos una vez que están suficientemente calientes, porque éste es el
estado en el que mayor tiempo van a estar.
Fig. 5.16: Circuito del filtro LC del rectificador.
64
A partir de la figura 5.16 se procedió a la elaboración del modelo matemático del
filtro LC en el dominio de Laplace quedando que
R2 R3
SCR2 R3 +R3 + R2
Vrect_ out(s)
=
R2 R3
Vrect_ in(s)
LS + R1 +
SCR2 R3 + R3 + R2
(5.1)
Simplificando y arreglando términos de 5.1 queda
R2 + R3
Vrect_ out(s)
= 2
Vrect_ in(s) S (LCR2 R3 ) + S[L(R3 + R2 ) + R1CR2 R3 ] + R1 (R3 + R2 ) + R2 + R3
(5.2)
La estructura de un controlador PID en el domino de Laplace se muestra en la
ecuación 5.3, ahora con la ayuda del software MATLAB se creó un lazo de control
utilizando la ecuación 5.2 como la planta o sistema a controlar y la ecuación 5.3 como el
controlador. Esto con la finalidad de encontrar las constantes óptimas Kp, Ki y Kd del
controlador, la figura 5.17 se muestra el proceso simulado es fácil darse cuenta que el
mismo cuenta con realimentación unitaria.
PID(s) =
SKp + Ki + Kd S 2
S
(5.3)
Fig. 5.17: Proceso simulado para encontrar las constantes del controlador PID.
En la figura 5.18 puede verse el diagrama de polos y ceros del sistema
realimentado ya con el controlador incluido, los valores de las constantes Kp, Ki y Kd se
colocaron en un principio de manera arbitraria, para que de una manera empírica pero
utilizando el software se modificaran los polos y ceros del sistema. De entrada el sistema
resultó ser marginalmente estable y con una indeseada respuesta al escalón, la figura
65
5.18 también muestra dicha respuesta al escalón donde es obvio darse cuenta que no es
la mejor que pudiese obtenerse.
Fig. 5.18: Detalle del diagrama de polos y cero del sistema, diagrama de fase, diagrama
de magnitud y respuesta al escalón para el compensador preliminar.
Luego de varias pruebas modificando las constantes del controlador PID, se
hallaron unos valores de dichas constantes bastantes aceptables, Kp=0.05, Ki=2 y
Kd=0.0004. El diagrama de bode, margen de fase, margen de magnitud y respuesta al
escalón se muestran en la figura 2.19, puede observarse la mejora en la respuesta al
escalón, aunque no es muy rápida no presenta sobrepico ni error en estado estacionario,
66
el margen de ganancia sigue siendo infinito, mientras el margen de fase cambió muy
poco. Vale la pena destacar que el sistema sigue siendo marginalmente estable.
Fig. 5.18: Detalle del diagrama de polos y cero del sistema, diagrama de fase, diagrama
de magnitud y respuesta al escalón para el compensador ya entonado.
5.3.3
Implementación del Controlador PID Discreto
Como ya es conocido, el algoritmo que genera el ángulo de disparo se aloja en el
PIC de la tarjeta de control, en una primera instancia éste ángulo era directamente
67
controlado desde el panel frontal y a través del bus de comunicación que existe entre las
tarjetas de control y visualizadora viajaba el set de alfa hasta la tarjeta de control. Ahora
lo que se quiere es, colocar en el panel frontal un set de voltaje, que esta consigna sea
interpretada por el PIC en la tarjeta de control y contando con la ayuda del PID que se
implementará, el rectificador sea capaz de generar el voltaje ordenado. El código que
contenía el PIC al momento de la adjudicación del sistema está expuesto en el apéndice
9.1, obviamente éste código necesitaba de algunas modificaciones para el desarrollo del
PID discreto, lo primero que se implementó fue la comunicación serial con la PC. Gracias
a los medidores de tensión continua con que cuenta la tarjeta de control, ésta
comunicación permitía en primeras instancias enviar a la computadora el valor del voltaje
en el rectificador.
A continuación se muestra un segmento del código implementado para la
realización del PID discreto, salvo algunas declaraciones y definiciones aquí radica todo el
controlador.
if (PID_Flag)
//Cálculo del PID
{
write_CPLD (AlfaLoad, alfa1);
//carga el último valor del alfa1
error_act=(vrec_set-vrec_pid)/Vmax;
error_t+=error_act;
//calcula el error actual y lo normaliza
//acumula el error
pid=error_act*kp+error_t*ki+(error_act-error_ant)*kd;
if(pid>PIDmax)
//calcula el pid
//si el pid es >Vmax lo limita a
alpha_max
pid=PIDmax;
if(pid<0.00)
//si el pid <0 lo limita a 0
pid=0.00;
alfa1=alpha[(int)pid];
error_ant=error_act;
//se asigna a alfa el valor correspondiente segun la tabla en .h
//acumula el error actual como el error anterior para el próximo ciclo
}//fin del PID
Básicamente, el controlador toma el valor de la consigna de voltaje impuesta
desde el panel frontal, lo compara con el valor actual del voltaje en el rectificador y
genera un error, éste error es introducido en una fórmula que arrojará el valor del PID en
sí (véase subrayado en el código) luego éste valor de PID sufre un par de verificaciones
de rango y sirve como índice para encontrar el valor del ángulo de disparo alpha
correspondiente. Ahora bien en el apartado 5.3.1 se vio que el valor del PID guarda una
analogía directa con el voltaje en el rectificador, y la relación entre ángulo de disparo α
con el valor del PID está descrita en la tabla 5.2. Por supuesto dicha tabla también forma
parte de las modificaciones del código fuente.
68
Hasta el momento se cuenta con todas las herramientas necesarias para probar el
funcionamiento del PID implementado, el código fuente ya modificado, la relación entre α
y el voltaje rectificado, la correspondencia entre el valor del PID y el ángulo de disparo,
los valores de las constantes del compensador y la comunicación serial. Sólo falta una
interfaz gráfica que permita registrar y mostrar los datos del comportamiento del
rectificador. Dicha interfaz es bastante sencilla y no es relevante exponer el código
realizado, es importante destacar que las primeras pruebas que contaban con las
constantes Kp, Ki y Kd originales obtenidas en el apartado 5.3.2 despidieron resultados
temibles, el voltaje en el rectificador presentaba oscilaciones sostenidas con picos de
tensión que podían ir de mínimo a máximo voltaje en cortos periodos de tiempo. Como
consecuencia directa de lo antes citado se volvieron a realizar los cálculos del modelo
matemático del filtro LC, pero con un valor de resistencia de carga distinto, el mismo era
correspondiente a la resistencia del filamento de los bombillos de alógeno pero, en frío.
Ahora con éste modelo se volvió a entonar el controlador de forma teórica y se procedió a
probar el rectificador, los resultados obtenidos fueron igual de espeluznantes.
Es muy bien conocido que existen sistemas de control los cuales no pueden
entonarse de manera teórica, debido a esto se opto por tratar de entonar al controlador
utilizando métodos prácticos. Se manejaron dos métodos de entonación empíricos, ambos
propuestos por Ziegler & Nichols, la técnica de la ganancia última y la técnica de la curva
de reacción, después de muchos intentos de entonación y algunas pruebas al rectificador,
los resultados seguían siendo desalentadores. Entonces se decidió realizar la entonación
del controlador PID de manera totalmente empírica, que es un método totalmente válido
y usado en la industria. De tal manera que, se fueron cambiando las constantes del PID
tantas veces como fue necesario y la par se probaba el desempeño del rectificador, así
hasta conseguir los valores adecuados de Kp, Ki y Kd. A continuación se muestran una
serie de gráficas donde puede verse el desempeño del rectificador una vez puesto en
funcionamiento el controlador PID y siendo éste, entonado por ensayo y error.
Se le puede atribuir la incapacidad de sintonizar el controlador PID de una manera
teórica, al desconocimiento de la dinámica en el dominio de Laplace, del banco de
tiristores del rectificador, y a que, el modelo matemático del filtro no contempla la
resistencia variable de la carga, en éste caso representada por los bombillos de alógeno.
69
Fig. 5.19: Respuesta del rectificador ante varias consignas de voltaje (valores medidos a
través de la tarjeta de control).
Fig. 5.20: Detalle del sobrepico en la respuesta del controlador (valores medidos a través
de la tarjeta de control).
70
Fig. 5.21: Referencia de la oscilación y el transitorio antes de recuperarse la señal
(valores medidos a través de la tarjeta de control).
Luego de varias pruebas al rectificador y cambios de constantes del controlador, se
llegó a un conjunto de valores bastante aceptables. En la figura 5.19 se puede observar
un ensayo al rectificador, del cuál se puede comentar que, la respuesta del sistema frente
al escalón posee sobrepico y ante un set alto de voltaje (alrededor de los 160 voltios)
goza de oscilación sostenida. Los valores de éstas constantes no son relevantes, así que
no se expondrán por ahora, porque como se verá en apartados posteriores a éste, al
conectar la etapa de regulación lineal, el controlador PID discreto debió ser sintonizado
nuevamente. La gráfica 5.20 muestra el detalle de la respuesta con sobrepico, próximo a
los 35 voltios y con un tiempo de establecimiento de más o menos 500 milisegundos,
dicho tiempo de establecimiento es bastante bueno mientras que el valor del sobrepico es
inaceptable. De igual manera en la figura 5.21 se puede observar el transitorio de la señal
al momento de bajar el set de voltaje, también del orden de decenas de voltios, mientras
que el tiempo de establecimiento se mantiene cercano a los 500 milisegundos. Es
importante destacar que las figuras 5.19 hasta la 5.24 son mostradas por medio de la
interfaz gráfica implementada en LabVIEW.
71
Fig. 5.22: Ensayo final del rectificador controlado por el PID discreto (valores medidos a
través de la tarjeta de control).
Fig. 5.23: Detalle de la respuesta frente al escalón, del ensayo final en el rectificador
(valores medidos a través de la tarjeta de control).
72
Fig. 5.24: Referencia de la respuesta del rectificador, ante disminuciones bruscas del set
de voltaje (valores medidos a través de la tarjeta de control).
Las figuras 5.22, 5.23 y 5.24 muestran el desempeño del rectificador con las
constantes Kp, Ki y Kd finales que se encontraron, puede verse que para un ensayo con
varias consignas de voltaje el rectificador se comporta a cabalidad, el mismo no presenta
sobrepicos ni transitorios como en las prueba anteriores, incluso al máximo valor del
rectificador, que para éste momento se había cambiado a 180 voltios. En las partes
planas de la señal rectificada se alcanza a ver unos pequeños picos, éstos corresponden
al rizado del voltaje, como es bien sabido todo rectificador posee rizado, en este caso
ronda entre ±2 voltios. También puede verse que logró disminuirse el tiempo de
establecimiento a menos de 200 milisegundos, frente a un escalón de máximo rango (es
decir de 0 a 180 voltios), de igual manera alcanzó a disminuirse el tiempo de
establecimiento para una disminución del set de voltaje, aproximadamente a 350
milisegundos, en éste caso no se pudo mejorar más el tiempo, debido a que depende
directamente del tiempo de descarga del banco de condensadores y como se vio en
apartados anteriores el mismo es bastante grande. Otro detalle que vale la pena destacar
y que no puede apreciarse en ninguna gráfica es que, existe una diferencia entre el set de
73
voltaje asignado desde el panel frontal y el valor que logra el rectificador, por los
momentos esto no es relevante y se verá corregido en apartados posteriores. Después de
haber expuesto los 3 apartados anteriores, así como observar y analizar los resultados
obtenidos quedó validado la implementación y funcionamiento del controlador PID
discreto.
5.4. Regulación Lineal
Una vez validado el funcionamiento del rectificador trifásico controlado por el
compensador PID, sólo resta la puesta en marcha del regulador lineal para certificar el
funcionamiento de la fuente DC. Vale la pena destacar que la rectificación y la regulación
son 2 procesos controlados independientemente, pero que guardan una estrecha relación
entre sí, la misma será descrita más adelante. Para la puesta en marcha del regulador
lineal, fue necesario modificar nuevamente el programa en el PIC de la tarjeta de control,
ampliar la interfaz gráfica diseñada en LabVIEW y modificar el circuito impreso de la
tarjeta de control.
5.4.1
Modificación en el Código Fuente del PIC
Poner en marcha el regulador lineal de la fuente, ameritaba supervisar desde la PC
varios parámetros que más adelante permitirían vigilar el desempeño de la fuente como
tal, entre otras cosas, obviamente el código del PIC debía cambiar para lograr esto. Las
modificaciones realizadas en el programa del PIC representan aproximadamente 350
líneas de código, razón por la cuál el código está expuesto en su totalidad en el apéndice
9.2, y a continuación sólo se explicará a detalle cada una de las reformas del mencionado
código.
5.4.1.1
Modificación de La consigna del PID discreto
Anteriormente se aclaro que el PID discreto estaba diseñado para seguir un set de
voltaje o consigna impuesta directamente desde el panel frontal de la fuente. Ahora lo
que se quiere es que el voltaje en el rectificador siga al voltaje en el regulador, para que
la diferencia de voltaje entre los extremos del regulador sea constante, y así de alguna
manera manipular la disipación de potencia del elemento regulador. Gracias a la cantidad
de corriente que deberá soportar el elemento de paso, la disipación de potencia se hace
prohibitiva y debe estar muy bien controlada. La figura 5.25 muestra un esquema de la
idea que se quiere exponer.
74
Fig. 5.25: Esquema básico de la regulación propuesta.
Se comenzó asumiendo que la corriente del condensador C, que sirve como filtro
de salida es despreciable con respecto a la corriente de la carga, entonces podemos
definir la potencia del elemento regulador como, la corriente Iout por la diferencia de
voltaje entre los extremos del regulador. Para el caso específico de ésta fuente la mayor
corriente que atravesará al elemento regulador será 100 amperios, entonces se fijó como
diferencia entre los extremos del regulador un valor de 5 voltios, esto con el fin de que, el
dispositivo regulador disipe una potencia máxima de 500 vatios. De tal modo que, ahora
el código del PID discreto posee una consigna fija, y el valor del voltaje rectificado se
ajusta al valor que sea necesario para hacer esto posible, siguiendo siempre al voltaje de
salida. Recuérdese que el control del regulador y rectificador son independientes, gracias
a esto el voltaje en el regulador puede aumentar un máximo de 5 voltios o disminuir todo
lo que permita su estado en algún instante de tiempo, y el controlador PID se encargará
de tener al voltaje en el rectificador siempre 5 voltios por encima de éste.
5.4.1.2
Mejoramiento de la Comunicación Serial
En aparatados anteriores se explicó ligeramente que el programa en el PIC de la
tarjeta de control, fue modificado para permitirle a éste comunicarse de manera serial
con una PC, para éste instante era imperativo aumentar la cantidad de datos a enviar,
por lo que fue necesario mejorar dicha comunicación serial. El formato de una de las
tramas que se envía a la PC se muestra en la figura 5.26.
Fig. 5.26: Formato de una de las tramas de envío de datos a la PC.
75
La trama expuesta en la figura 5.26, es usada para enviar a la PC el estado
general de la fuente cuenta con 19 bytes de información dispuestos de una manera
específica, donde cada uno de los renglones se detalla a continuación
™ C (Cantidad): es un byte que contiene la cantidad de datos que se están
enviando.
™ T (Tipo): byte que indica el tipo de trama enviada.
™ Punto Flotante: Aquí están contenidos 4 números en formato punto flotante
de PIC (4 bytes cada uno), los cuales son los datos que se están enviando a
la PC, como hace referencia su nombre Vrect es el voltaje en el rectificador,
Temp, corresponde a la temperatura en el disipador donde va conectado el
regulador, Vout es igual al voltaje de salida o voltaje del regulador y Corrie
pertenece a la corriente de la carga o de salida.
™ CHK (Chksum): éste byte contiene la sumatoria de 8bits sin signo de todos
los bytes anteriores, es decir, C+T+los datos sin incluir al CHK.
Otra trama de envío implementada en el PIC es la citada en la figura 5.27, la
misma se utiliza para enviar a la PC el estado de las constantes del controlador PID
discreto, porque como se vio en las anteriores pruebas al rectificador, las mismas
debieron ser cambiadas en más de una oportunidad y es de esperarse que al conectar el
regulador, el controlador PID pierda la sintonía. Entonces no es descabellado tener una
especie de historial de las constantes anteriores y así realizar un mejor seguimiento. La
descripción de los renglones es la misma que la trama antes expuesta en este caso
cambia la cantidad de datos y por supuesto el tipo.
Fig. 5.26: Trama de envío de las constantes del controlador PID a la PC.
De igual manera que se optimizó el envío serial a la PC, se mejoró también la
recepción. El PIC ahora cuenta con la capacidad de recibir desde la PC el set de voltaje y
corriente para la salida de la fuente, además de recibir las constantes Kp, ki y Kd del
76
controlador PID discreto. Dicha recepción presenta un pequeño contratiempo que se verá
solucionado en el siguiente apartado.
5.4.1.3
Almacenamiento en la EEPROM del PIC
Para las pruebas de rectificación efectuadas en el apartado 5.3.3 se programaba el
PIC una y otra vez para cambiar las constantes del controlador, lo que obviamente
representaba un proceso engorroso, ahora con las mejoras efectuadas en la comunicación
serial, éstas constantes podían ser enviadas vía serial desde la PC y ser cambiadas en
plena corrida del programa.
El problema que se enfrenta a la hora de recibir data de la PC reside en que, el
formato en computadora para un número punto flotante difiere en un par de bits, con
respecto al formato de PIC, para solventar esto se implemento una pequeña rutina que
recibía los 4 bytes correspondientes al punto flotante de la PC, modificaba los bits
correspondientes y construía el número punto flotante en formato PIC.
Ahora se
enfrentaba un nuevo problema, al momento de apagar la fuente se perdía la memoria
volátil del PIC y las constantes volvían a ser las inicialmente definidas en el código fuente.
Para mitigar este inconveniente, se le agregó al PIC la funcionalidad de almacenar las
constantes Kp, Ki y Kd en la memoria no volátil del PIC llamada EEPROM, de modo que,
cada vez que llegaba al PIC la trama correspondiente a las constantes del controlador, las
mismas eran guardadas automáticamente en la EEPROM, para que al momento de apagar
la fuente las mismas no se perdieran, de igual manera se podía tener acceso a cualquiera
de ellas en todo momento para conocer su status (Véase código en Anexo 10.2).
5.4.2
Ampliación de la Interfaz Gráfica
Para la supervisión del desempeño de la fuente, una vez conectado el regulador
lineal, fue necesario incorporarle varias cualidades al código gráfico elaborado en
LabVIEW. Recordemos que el elemento regulador es un transistor de potencia IGBT,
operando en su zona lineal, donde la disipación de potencia ejercida por éste dispositivo
es determinante, gracias a lo antes mencionado dicha interfaz gráfica es bastante
explícita. La interfaz esta basada en una máquina de estados, donde el usuario puede ir
con plena libertad a cualquier estado de la misma, por supuesto ésta maquina de estado
pretende estar en perfecta sincronía con el programa que se ejecuta a la par en el PIC,
aunque ya la tarjeta de control, sus funcionalidades y el PIC estén bastante cargados.
Las cualidades sumadas a la interfaz gráfica se enumeran a continuación:
77
™ Envío de las constantes Kp, Ki y Kd por separado del controlador.
™ Envío del set del voltaje y corriente a la salida de la fuente.
™ Visualización de las últimas constantes del controlador guardadas en la
EEPROM del PIC.
™ Visualización del voltaje del rectificador, voltaje de salida, temperatura del
disipador conectado al elemento regulador, corriente de salida, potencia de
la fuente y potencia disipada por el elemento de paso.
™ Visualización de errores de comunicación, verificando el chksum incluido en
la trama.
™ Almacenamiento en archivos independientes de la data corriente.
Fig. 5.27: Detalle de una parte de la interfaz gráfica modificada.
Las figuras 5.27, 5.28 y 5.29 muestran parte de la interfaz gráfica, así como una
porción del código de la máquina de estados implementada, nótese el detalle del menú
con los distintos estados y lo amigable de la visualización de las gráficas.
78
Fig. 5.28: Panel frontal de la interfaz gráfica mejorada.
79
Fig. 5.29: Parte del código implementado, para la interfaz gráfica modificada. Estado 5:
recepción y visualización de los valores de la fuente.
80
Fig. 5.30: Parte del código de la máquina de estados. Estado 6: Recepción de constantes.
81
5.4.3
Pruebas Preliminares de Regulación Lineal
Una vez modificado el código del PIC de la tarjeta de control y ampliada la interfaz
gráfica, se puso en marcha el regulador lineal. Ante la incertidumbre de los resultados las
primeras pruebas consistieron en colocar un valor fijo en el rectificador igual a 50 voltios,
y cambiar las consignas del regulador desde el panel frontal para observar su desempeño,
la figura 5.31 muestra una de las primeras pruebas del voltaje de salida, se puede
observar el sobre pico, transitorio cuando disminuye el voltaje y un poco de oscilación.
Fig. 5.31: Prueba preliminar de regulación (valores medidos a través de la tarjeta de
control).
Como se mencionó anteriormente el control del regulador y del rectificador son
independientes, en la figura 5.32 se muestra el circuito que se encarga de controlar al
transistor de potencia, el mismo se encuentra embebido en la tarjeta de control. Se
puede ver que el circuito cuenta con dos reguladores lineales que actúan sobre el voltaje
del Gate del transistor, esto es debido a que la fuente posee la dualidad de ser fuente de
corriente o fuente de voltaje. Entonces siempre se puede cambiar la dinámica del
controlador modificando los componentes R3-C1 y R13-C18 para ajustar el lazo de control
voltaje y el de control de corriente respectivamente.
82
Fig. 5.32: Lazo dual de control para el transistor de potencia.
Luego de varias pruebas cambiando los componentes antes mencionados, para
modificar la respuesta del lazo de control se obtuvieron resultados alentadores, la figura
5.33 muestra la respuesta de la fuente en modo fuente de voltaje, los sobrepicos
mejoraron bastante, el rizado es despreciable pero cerca a los 42 voltios existe ruido.
Fig. 5.33: Respuesta del regulador, luego de la entonación análoga preliminar (valores
medidos a través de la tarjeta de control).
83
Visto los resultados anteriores, es posible liberar al voltaje rectificado y observar
como se comporta el sistema trabajando los dos voltajes a la par, pero en éste caso la
diferencia entre los voltajes rectificado y de salida, que estaba inicialmente pautada a 5
voltios se incremento a 10 voltios viendo el pequeño ruido que presento cercano a los 45
voltios. La figura 5.34 muestra las gráficas correspondientes a un ensayo preliminar del
regulador lineal, es importante destacar que, el algoritmo implementado en el PID
funciona a la perfección, el voltaje en el rectificador sigue al voltaje de salida según la
diferencia fija impuesta.
Fig. 5.34: Detalle de un ensayo preliminar del regulador lineal (valores medidos a través
de la tarjeta de control).
La figura anterior muestra un detalle importante, los sobrepicos y transitorio en el
voltaje de salida se extinguieron por completo, esto se debe a que la respuesta del
regulador es mucho más rápida y exacta que la del rectificador, y ante subidas de voltaje
el elemento regulador no posee sino 10 voltios por encima para aumentar, que es el
margen que le permite el rectificador. Luego que el voltaje de salida alcanza al voltaje en
84
el rectificador, suben casi juntos hasta que el regulador llegue a su consigna, mientras
que el voltaje en el rectificador se posiciona 10 voltios por encima.
5.4.3.1
Calibración de la Fuente
Después de todas las pruebas efectuadas a la fuente, sólo restaba realizar las
pruebas finales de la misma como un sistema completo y validar su funcionamiento, pero
el inconveniente que presenta la fuente con respecto al set de voltaje, el cuál se
mencionó en apartados anteriores, debía ser solucionado antes de realizar dichas
pruebas. Éste mismo problema, también se refleja en el set de corriente, además, las
mediciones de tensión y corriente que realiza la tarjeta de control de igual manera
presentan un pequeño error con respecto a multímetros y amperímetros calibrados.
Para la calibración de la fuente el procedimiento fue el siguiente, primero era
necesario contar con instrumentos de medición confiables, para asegurar esto se contó
con el apoyo de la unidad ENINSEL (Ensayo e Inspecciones Eléctricas) del Instituto de
Ingeniería, al mismo ente se le fue entregado dos voltímetros y un amperímetro de
gancho, instrumentos con los cuáles se realizarán las mediciones patrón de la fuente,
para luego comparar estas con las que arroja la tarjeta de control de dicha fuente. Es
importante destacar que ENINSEL no calibrará los instrumentos, solo entregará una carta
mostrando una tabla de mediciones realizadas con los instrumentos a ellos entregados,
dichas mediciones serán comparadas con un patrón trazado metrológicamente y serán
muy parecidas a las que se ejecutarán en la fuente, la tabla puede verse en el apéndice
9.3. La antes mencionada tabla refleja una variación en la medición de los voltímetros de
un 0.005% y en el amperímetro de un 0.05%, es decir que se puede confiar en las
mediciones que se efectuarán con dichos instrumentos.
Luego de esto se realizó un barrido de la fuente, desde 0 hasta casi 180 voltios en
la salida, en intervalos de 5 voltios y se registraron todos los valores correspondientes a
voltaje en el rectificador, voltaje a la salida y corriente de salida. Tantos los medidos por
la fuente como los medidos por los instrumentos, el registro de todos éstos datos reposan
en la tabla 5.3. Una vez obtenidos todos los datos se procedió a realizar curvas de ajuste,
donde al trazar la línea de tendencia se pueda observar el Offset y la compensación de la
pendiente, ambos necesarios para acercar, tanto las mediciones como las consignas de
voltaje y corriente a los valores reales.
85
Set de Voltaje
Vout Fuente
Vrect Fuente
Iout
Fuente
Vout Volti
Vrect Volti
Iout Ampe
0
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
60
65
70
75
80
85
90
95
100
105
110
115
120
125
130
135
140
145
150
155
160
0,6
1,76
7,35
13,01
18,66
24,32
29,97
35,6
41,32
46,92
52,65
58,31
64
69,63
75,33
81,01
86,69
92,37
98,04
103,7
109,4
115
120,6
126,3
132
137,7
143,4
149
154,7
160,4
166,1
171,8
177,4
5,4
6,9
12,2
18,02
23,66
29,02
35,1
40,07
46,5
51,3
57,1
63,2
69,1
74,97
80,2
85,6
91,02
97,68
102,3
109
114,2
120,1
125,5
131,3
136,6
142,2
148,5
153,3
159,2
165,5
171
176,5
182,3
0,55
0,93
3,3
4,3
4,92
5,53
6,1
6,66
7,12
7,67
8,2
8,67
9,13
9,57
10,02
10,45
10,85
11,29
11,67
12,05
12,42
12,78
13,13
13,51
13,84
14,17
14,51
14,87
15,19
15,51
15,81
16,31
16,57
0
1,052
6,53
12,18
17,84
23,5
29,12
34,78
40,45
46,07
51,74
57,41
63,08
68,7
74,4
80,01
85,7
91,4
97
102,7
108,4
114
119,6
125,4
131
136,7
142,3
148
153,6
159,3
164,9
170,7
175,9
0,2
6,7
12,35
18,03
23,55
29,2
34,8
40,44
46,02
51,8
57,2
63
68,4
74,2
79,9
85,6
91,2
96,9
102,4
108,2
113,8
119,3
125,1
130,8
136,4
142,2
148
153,5
159,2
164,9
170,5
176,3
181,7
0,9
1,21
4,09
5,13
5,94
6,63
7,27
7,98
8,57
9,19
9,76
10,3
10,87
11,37
11,89
12,39
12,86
13,33
13,77
14,21
14,63
15,08
15,45
15,85
16,26
16,67
17,05
17,41
17,79
18,14
18,51
18,87
19,29
Tabla 5.3: Tabla para la calibración de la fuente (valores medidos).
A continuación se mostrarán las curvas correspondientes a la calibración del set de
voltaje y la curva para la calibración de la medición de corriente. De igual manera se
realizaron curvas para el set de corriente y para las mediciones de los voltajes rectificado
y de salida, las cuáles no están expuestas en éste documento. Es importante resaltar la
relevancia de éste apartado, porque es casi imposible la realización de una fuente DC de
laboratorio, que no cuente con ninguna calibración o comparación con algún patrón
internacional, lamentablemente esto no se estila, pero para un trabajo de ésta índole fue
imprescindible la realización de dicha calibración.
El código que este implementado en el PIC, al momento de hacer las conversiones
análogo- digital, para calcular los valores de voltaje y corriente vistos por la tarjeta de
control, cuenta con un segmento del algoritmo que se encarga de realizar una calibración
86
preliminar de la medición. Contando con esto, simplemente se tomaron los nuevos
valores y se hicieron las correcciones pertinentes al caso, ahora en cuanto al set de
voltaje y corriente impuesto desde el panel de control, el caso fue distinto porque el
código no contaba con un lugar para colocar los parámetros de calibración, pero la
implementación de dichos parámetros al algoritmo fue realmente fácil y de excelentes
resultados.
Recta de calibración de la medición corriente
25
y = 1,1539x + 0,2758
R2 = 0,9998
Serie1
20
Iout amperimetro
Lineal (Serie1)
15
10
5
0
0
5
10
15
20
Iout Fuente
Fig. 5.35: Calibración de la medición de la corriente de salida.
Recta de calibración del set de voltaje
180
y = 0,887841x + 3,767791
2
R = 0,999785
160
Vout Fuente
140
Serie1
Lineal (Serie1)
120
100
80
60
40
20
0
0
50
100
150
200
Set de Voltaje
Fig. 5.36: Calibración del set en el voltaje de salida.
87
5.4.4
Pruebas Finales de la Fuente
Finalmente y después de todo lo antes visto, se procedió a realizar las prueba
finales a la fuente DC, los ensayos son básicamente, desempeño de la misma como
fuente de voltaje y como fuente de corriente y pruebas de regulación de carga, además
de verificar la capacidad de la fuente para entregar toda la potencia ofrecida al inicio de
éste tomo.
Fig. 5.38: Prueba final de la fuente, con picos de potencia en el elemento de paso.
En la figura 5.38 puede verse un ensayo de la fuente DC, trabajando en modo
fuente de voltaje, vale la pena acotar que como carga a la fuente se siguen usando
bombillos de alógenos, sólo que en mayor número. Nótese lo alto del primer pico de
corriente el mismo corresponde al primer escalón de voltaje, esto es debido a que los
bombillos son muchos y están conectados en paralelo y la resistencia que reflejan en frío
es casi un corto circuito. Puede observarse también el seguimiento en todo momento del
voltaje rectificado al voltaje de salida, ya en éste caso de vuelta a 5 voltios de diferencia,
aunque la potencia disipada por la carga ronda los seis mil vatios la potencia disipada por
88
el elemento de paso esta alrededor de 200 vatios. Otro detalle curioso de la figura antes
expuesta, son los picos de potencia que sufre el elemento de paso, aún cuando en ese
instante no existan subidas abruptas ni de corriente ni de voltaje.
Al ver la figura anterior, puede parecer que todo marchó a la perfección, pero
antes de obtener éstas gráficas, fue necesario volver a sintonizar el controlador PID
discreto muchas veces, al mismo tiempo que se sintonizaba el control PI análogo
mostrado en la figura 5.32. Porque aunque los lazos de control son independientes, de
alguna manera interactuaban entre sí. Estas indeseadas entonaciones trajo como
consecuencia la avería del transistor de potencia IGBT, en un descuido al cambiar las
constantes del compensador PID discreto. La procura para la obtención de uno nuevo fue
inmediata, pero esto no garantizaba su pronta adquisición. Lamentablemente al momento
del percance no se contaba con otro transistor igual y ante el temor de que se volviera a
dañar el próximo en espera, se decidió realizar las restantes pruebas con transistores más
pequeños y porque no, menos costosos.
Fig. 5.39: Detalle del pico de potencia en el elemento de paso.
89
En la figura 5.39 se puede observar gracias al cambio de las escalas en las
gráficas, uno de los picos de potencia del elemento de paso un poco más detallado y el
porque se genera, como se dijo anteriormente la respuesta del regulador es mucho más
rápida que la respuesta del rectificador, así que, cuando se le ordena al regulador
disminuir su voltaje éste lo hace rápidamente mientras que el voltaje en el rectificador se
queda colgado por un tiempo antes de seguirlo. Si se observa minuciosamente la gráfica
se aprecia que se ha generado una mayor diferencia de potencial entre los extremos del
regulador justo en el momento que se queda colgado el rectificador, entonces esta
diferencia mayor a 5 voltios en los extremos del elemento de paso, multiplicada por la
corriente de salida en ese preciso instante de tiempo, genera el pico de potencia. Luego
de manera natural y velozmente el pico de potencia se aminora, pero a mayores niveles
de voltaje y corriente, estos picos pueden sostenerse unos cuantos milisegundos
suficientes para dañar al transistor o elemento de paso.
Fig. 5.40: Prueba de la fuente en modo: fuente de corriente.
90
El funcionamiento de la fuente en modo, fuente de corriente es perfecto en la
gráfica 5.40 se observa como mantiene la consigna de corriente fija, mientras que el
voltaje a la salida y en el rectificador están donde sea necesario que estén, pero este
buen funcionamiento del modo fuente de corriente, no exonera al transistor de los picos
de potencia a los que puede quedar expuesto.
Ahora bien, frente a este problema una solución puede ser, tener cuidado al
momento de manipular la fuente y simplemente no someterla a bajones bruscos de
tensión, pero quedaría parcialmente expuesta al error humano. Otra solución sería
capturar el set de voltaje impuesto por el usuario, realizar una serie de cálculos y tomar
las decisiones pertinentes al caso (como por ejemplo bajar el voltaje poco a poco hasta la
consigna impuesta), todo esto, antes de pasar la consigna de voltaje al regulador, una
idea más clara de esto puede verse en las recomendaciones 7.1. La idea antes
mencionada funcionaría perfectamente para errores de tipo humano, pero frente a un
corto circuito o un evento fortuito externo la fuente esta totalmente desprotegida. Para
solventar éste problema se idealizó y diseño preliminarmente un circuito controlador de
potencia, el cuál apagará casi de manera inmediata al transistor regulador, cuando el
mismo se encuentre ante sobrepicos de potencia, el detalle del circuito protector de
potencia puede verse más adelante en las recomendaciones 7.2.
5.4.4.1
Regulación de Carga
Un parámetro de calidad altamente conocido en las fuentes reguladas, es la
regulación de carga, a grandes rasgos se puede decir que la regulación de carga es la
capacidad que tiene la fuente de mantener su salida estable, ante peticiones repentinas
de corriente y por supuesto ésta fuente no escapa de dichas pruebas. Para la ejecución de
las antes mencionadas pruebas, se elaboró con un par de contactores y un par de
conmutadores una especie de switch de potencia, el cuál acoplaba y desacoplaba a la
salida de la fuente una carga con requerimientos responsables de corriente. Los ensayos
preliminares arrojaron resultados terribles, se decidió entonces cambiar el condensador
de salida por uno un poco más grande y por supuesto se tuvo que entonar nuevamente el
controlador PI análogo del regulador, después de esto, los resultados mejoraron un poco
y están plasmados en la figura 5.41, es fácil darse cuenta que cada vez que se conecta la
carga aparecen los picos en la corriente de salida, que por supuesto genera igual picos en
la potencia del elemento de paso y la potencia de salida. Pero ocurre lo contrario en los
voltajes rectificado y de salida, como era de esperarse. El inconveniente radica en que
91
ambos caen decenas de voltios representado más o menos un 20% del valor del voltaje
total a la salida, lo cuál es totalmente inaceptable.
Fig. 5.41: Ensayo preliminar de regulación de carga.
El voltaje a la salida del regulador cae, porque esta siguiendo al voltaje en el
rectificador, al parecer el rectificador no tiene la suficiente energía acumulada para
responder ante escalones de carga repentinos o está mal sintonizado el controlador PID
discreto. Entonces luego de muchas pruebas e infructíferas sintonizaciones de ambos
controladores, se comenzó a observar el patrón antes citado, a medida que el voltaje del
rectificador es más alto la regulación de carga es mejor, algo totalmente lógico debido a
que la carga en un condensador es proporcional con el cuadrado de su voltaje, entonces
se realizaron pruebas a valores altos de voltajes y se compararon con los resultados
preliminares, con los voltajes altos en el rectificador el banco de condensadores del filtro
LC se encuentra bien cargado, y está preparado para responder ante peticiones de altos
niveles de corriente en este caso, el regulador ni se entera que le fue conectada carga a
la fuente, porque toda la corriente la suministra el banco de condensadores. Pero queda
92
aún un problema, que se debe hacer con los voltajes bajos a la salida y la regulación de
carga.
Para solucionar éste problema de entrada lo más lógico sería cambiar el banco de
condensadores, pero como se vio en capítulos anteriores el chasis está hecho a la
medida, y condensadores más grandes implicaría más espacio del cuál no se dispone en
el mismo. Además componentes como éstos lamentablemente hay que importarlos y
tampoco se dispone del tiempo para ello, asimismo constituye una solución sumamente
costosa. Gracias a todo esto se ideo una solución vía software, la misma consistía en que,
dependiendo de los voltajes y las corrientes presentes en un instante de tiempo, se
ejecutan una serie de cálculos matemáticos en el PIC y manteniendo un nivel aceptable
de disipación de potencia en el elemento regulador, se ajusta la diferencia de voltaje,
hasta ahora constante en los extremos del transistor, para poder aumentar de éste modo
el voltaje en el rectificador y el banco de condensadores este mejor cargado. Un análisis
más detallado de ésta solución puede verse en las recomendaciones 7.3.
Fig. 5.42: Detalle de la regulación de línea para voltajes altos del rectificador.
93
5.4.4.2
Máxima Potencia Entregada
Por último apartado de éste tomo se tiene las pruebas de la fuente, a lo que se
intentó fuera máxima potencia pero, gracias a problemas por falta en el inventario de
componentes dichas pruebas no se pudieron continuar. Sin embargo los resultados
obtenidos fueron muy buenos, y aunque no se logró la potencia prometida al inicio del
libro no queda duda que con los dispositivos adecuados se superarán las expectativas.
Fig. 5.43: Prueba de la fuente DC entregando 12,5 kW.
94
Fig. 5.44: Prueba de la fuente DC entregando 13,4 kW.
95
6.
Conclusiones
1. Aunque la fuente DC presentó problemas en cuanto a la regulación, casi se lograron
los objetivos propuestos, hay que tomar en cuenta que el transistor utilizado en las
pruebas era 4 veces más pequeño. Lo que no deja duda al pensar que, con el
transistor inicial los objetivos se hubiesen superado.
2. La teoría propuesta en esta tesis, de utilizar el seguimiento del voltaje rectificado al
voltaje de salida quedó demostrada. Permitiendo así a la fuente entregar grandes
cantidades de potencia, a costa de una disipación de casi un 3% de la potencia total
en el elemento de paso.
3. En aplicaciones de bajo voltaje y baja corriente, la regulación lineal con transistores
IGBT de potencia es perfecta, debido a que los picos de potencia que pudiesen existir
en el dispositivo son manejables por el mismo. Incluso ante un corto circuito.
4. En aplicaciones industriales el rectificador trifásico completamente controlado,
representa una buena opción para voltajes DC de alta potencia. Por lo robusto y fácil
de su implementación.
5. Contando con la ayuda de patrones de medición internacionales, es indispensable en
cada uno de los equipos de laboratorio, que los mismos cuenten con una calibración
seria, más aún cuando los equipos son de fabricación nacional.
96
7.
Recomendaciones
7.1. Captura de la Consigna de Voltaje
Para mitigar el efecto que produce en el elemento regulador, en éste caso el
transistor de potencia IGBT, las grandes diferencias de voltaje que se producen en los
extremos del mismo, cuando ocurren cambios bruscos de voltaje por consignas erradas o
descuido del usuario. Se puede implementar en el algoritmo que posee el PIC de control,
una rutina que capture la consigna del voltaje de salida y antes de que viaje a los pines
de control del IGBT, realizar algunos cálculos para evitar posibles daños del transistor.
A priori puede pensarse en tomar el valor actual del voltaje en el rectificador y
tomar el valor del set de voltaje a salida, restarlos y multiplicar el resultado por la
corriente de salida. Así se tendrá una idea de la posible disipación de potencia del
elemento de paso, comparar éste valor de potencia con un valor ya preestablecido como
la máxima disipación de potencia permitida, y si el valor obtenido es menor, no se realiza
ninguna acción. Al contrario si el número hallado rebasa el máximo de potencia
preestablecido, habrá que realizar el cambio en el regulador de una manera suave, es
decir en pequeños escalones hasta llegar a la consigna. Aquí no queda muy claro y es
objeto de pruebas experimentales, que pasará con las consignas que son por encima del
valor del voltaje en el rectificador, porque el fenómeno de grandes diferencias de voltaje
ocurre cuando el voltaje en el regulador baja mucho y el rectificador tarda en seguirlo, lo
más sensato puede ser desactivar el algoritmo diseñado para subidas de voltaje en el
regulador.
Otra manera de solucionar el problema se consigue, chequeando constantemente
la derivada de la corriente de salida, para así de alguna manera conocer que tan rápido
sube la misma. Si dicha corriente tiene una pendiente de salida muy alta, se abre el
circuito de control para apagar parcialmente el transistor. Esto también es objeto de
pruebas experimentales, porque hay que detallar en cuanto se afecta la regulación de la
fuente.
7.2. Control de Potencia
El control de potencia propuesto en el apartado 5.4.4 se muestra en la figura 7.1,
consiste básicamente en un multiplicador y comparador analógico de señales, el cual
toma dos mediciones las multiplica analógicamente
y las compara con un set
predeterminado, luego de la comparación arroja una salida la cuál depende si la
97
comparación fue mayor o menor que el set. Ésta salida es la que se utilizará para abrir el
lazo de control del IGBT de potencia, mostrado en la figura 5.32 y de esta manera apagar
al transistor, a medida que el voltaje en el rectificador se vaya recuperando, los niveles
de potencia van disminuyendo y el comparador se encarga de prender nuevamente al
transistor. Una vez más este protector de potencia debe ser probado experimentalmente,
aunque en simulaciones se vea muy bien se tiene que estudiar el efecto que causa en la
regulación de la fuente.
Fig. 7.1: Control de potencia para proteger al elemento regulador.
7.3. Diferencia de Voltaje entre los Extremos del Regulador, Dinámica
Para mitigar un poco el problema que se presento en la regulación de carga, donde
se llegó a la conclusión de que, era necesaria más carga en banco de condensadores o
más capacitancia. Se implemento en el PIC de la tarjeta de control un pequeño algoritmo,
el cuál calculaba cuanto podía subir el voltaje en el rectificador sin dañar el transistor,
manteniendo como referencia 500 vatios de disipación máxima en el elemento regulador.
Para lograr esto se creo una tabla en el PIC de control, que contenía los valores
correspondientes a corriente y diferencia de voltaje dinámica. El código tiene la capacidad
98
de verificar si con la diferencia de voltaje impuesta por la tabla, el voltaje en el
rectificador se ve sobrepasado en su máximo valor, sí es así toma el rectificador sube a
su máximo valor posible. El algoritmo fue implementado y probado experimentalmente,
pero en medio de éstas pruebas el transistor para aquel momento utilizado, se averió y
no se pudo reemplazar. Debido a lo antes dicho, es que éstas pruebas reposan en las
recomendaciones y no en los resultados experimentales, porque están incompletas. La
figura 7.2 muestra una de las pruebas preliminares de la diferencia de voltaje dinámica.
Fig. 7.2: Diferencia de voltaje dinámica.
99
8.
Bibliografía
[1]. Rashid, Muhammad; “Electrónica de Potencia, Circuitos, dispositivos y aplicaciones,
Tercera Edición”, PEARSON EDUCACIÓN, México, 2004.
[2]. Deitel, H; Deitel, P; “Como Programar en C/C++, Segunda Edición”, PEARSON
EDUCACIÓN, México, 1995.
[3]. Ogata Katsuhiko; “Ingeniería de Control Moderna, Tercera Edición”, PRENTICE-HALL
HISPANOAMERICANA, S.A, México, 1998.
[4]. Angulo, Jose; Romero, Susana; Angulo Ignacio; “Microcontroladores PIC, Diseño
Práctico de Aplicaciones, Segunda Edición: PIC 16F87X”, Mc Graw Hill, México,
2000.
[5]. Navarro, Rina; “Ingeniería de Control, Analógica y Digital, Primera Edición”, Mc
Graw Hill, México, 2004.
[6]. Palacios, Enrique; Remiro, Fernando; López, Lucas; “Microcontrolador PIC16F874,
Desarrollo de Proyectos, Segunda Edición”, Alfaomega Ra-Ma, México, 2006.
[7]. Chicala, Carlos; “Adquisición de Datos, Medir para Conocer y Controlar, Primera
Edición”, Soluciones de Control S.R.L, Argentina, 2004.
[8]. Sedra, Adel; Smith, Kenneth; “Circuitos Microelectrónicos, Cuarta Edición”, Oxford
University Press, México, 1999.
[9]. Walter, Julio; “DESARROLLO DE UN HORNO DE INDUCCIÓN CON CONTROL DE
POTENCIA USANDO TÉCNICAS DE MODULACIÓN SOBRE UNA CARGA RESONANTE”,
Tesis Doctoral, Universidad Simón Bolívar, Caracas, 2006, Venezuela.
[10]. OPERATION OF A 3-PHASE FULLY-CONTROLLED RECTIFIER, 10Marzo2008,
http://services.eng.uts.edu.au/~venkat/pe_html/ch05s1/ch05s1p1.htm
[11]. Transistores de Potencia, 17Mayo2008,
http://www.uv.es/marinjl/electro/transistores.html.
[12]. Controlador PID Digital, 20Julio2008,
http://perso.wanadoo.es/chyryes/circuitos/pid.htm
[13]. Digikey, 20Agosto2008, http://www.digikey.com/
100
9.
Apéndice
9.1. Código Inicial del PIC de Control
/////////////////////////////////////////////////////////////////////////
////
3PhaseController.c
////
//// ///////////////////////////////////////////////////////////////
#include <16F877A.h>
#device *=16
#include <stdlib.h>
#include <3PhaseController.h>
#fuses HS,NOWDT,NOPROTECT,NOLVP,PUT,BROWNOUT
#use delay(clock=CLK_freq)
#use I2C(SLAVE, SCL=PIN_C3, SDA=PIN_C4, ADDRESS=I2CAddress, FORCE_HW)
#use rs232(baud=9600, xmit=PIN_C6, rcv=PIN_C7)
int alfa;
// Ángulo de Disparo
short TR_INT=FALSE;
struct AnaIN AnaACQ;
union MEAS measure;
struct port_b_layout port_B;
// Definir la estructura del puerto b
#byte port_B = 6
// y mapearla al puerto físico
//set_trisB(0b11110001);// Colocarel nibble superior y la entrada de interrupción como entrada
void main()
{
int i;
union AnaResult AnaDATA;
setup_adc_ports (NO_ANALOGS);
// Colocar el puerto A como digital
set_tris_A(0xFF);
// Colocar el puerto A como entrada
output_bit (RD, 0);
// Colocar Read en 0
output_bit (WR, 0);
// Colocar Write en 0
////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////
//
Programación y habilitación de Interrupciones
//
//
//
////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////
ext_int_edge (L_TO_H);
enable_interrupts(INT_EXT);// Si llegaron los 16 refrescamientos, habilitar interrupcione
setup_timer_1(T1_INTERNAL|T1_DIV_BY_1);
// setup interrupts
set_timer1 (TIMER1_VAL);
enable_interrupts(INT_TIMER1);
enable_interrupts(GLOBAL);
while (true)
{
if (TR_INT)
// Llegó la interrupción correspondiente al final del ciclo de la red
{
TR_INT=FALSE;
for (i=0; i<Last_channel+1; i++)
{
AnaDATA.Data[i]=AnaACQ.Data[i]/AnaACQ.mean;// Obtener el valor promedio de la
medición de los ADC
AnaACQ.Data[i]=0;
// Restaurar a cero el promedio
}
AnaACQ.mean=0;
// Restaurar a cero el contador de promediado
write_DAC(V_DAC, 0x1000);
Write_Data2EEPROM ();
}
}
}
#INT_EXT
void Ext_INT()
{
write_CPLD (AlfaLoad, alfa);
TR_INT=TRUE;
}
#INT_TIMER1
void Timer1_INT()
{
int i;
set_timer1(TIMER1_VAL);
(1/INT_PER_SECOND) us
for (i=0; i<Last_channel+1; i++)
{
AnaACQ.Data[i]+=read_CPLD(i)//
}
AnaACQ.mean++;
write_CPLD (SOC, 0);
// Interrupción correspondiente a la transición TR
// Cargar el valor actual de alfa
// e indicar que la transición TR llegó
// Coloca la interrupción del timer 1 en
Leer y acumular la última conversión activada para ccanal
// Iniciar conversión A/D en los tres convertidores
101
}
#INT_DEFAULT
// Si
llegó una interrupción no definida, atenderla y activar el bit E2
void Default_INT()
{
output_high (PIN_E2);
output_low (PIN_E2);
}
long int read_CPLD (int select)
{
union DataIN ADC;
// Definir la estructura de entrada
port_B.sel = select;
// Seleccionar tipo de Lectura
output_bit (RD, 1);
// Habilitar Lectura (RD<--1)
ADC.input[0] = input_D();Leer el puerto D, correspondiente a los 8bits menos significativos
ADC.input[1] = port_B.data;// Leer el puerto B, conteniendo a los 4 bits mas significativos
output_bit (RD, 0);
// Deshabilitar Lectura (RD<--0)
return (ADC.Result);
}
void write_CPLD (int select, int write_data)
{
port_B.sel = select;
// Seleccionar tipo de escritura
output_D(write_data);
// Escribir los 8 bits en D,
output_bit (WR, 1);
// Habilitar Escritura (WR<--1)
output_bit (WR, 0);
// Deshabilitar escritura (WR<--0)
set_tris_D(0xFF);
// Colocar D como entrada
}
void write_DAC (short select, long int write_data)
{
if (select)
// Seleccionar escritura para el DAC de voltaje
{
output_bit (SEL_V_DA, 0);
output_bit (SEL_I_DA, 1);
}
else
// Seleccionar escritura para el DAC de corriente
{
output_bit (SEL_V_DA, 1);
output_bit (SEL_I_DA, 0);
}
output_D(MAKE8(write_data, 0));// Escribir los 8 bits menos significativos del valor en D
set_tris_B(0x01);
// Colocar los 4 bits mas significativos de B como salida
port_B.data = MAKE8(write_data, 1);// y escribir los 4 bits mas significativos del valor en
el NIBBLE alto de B
port_B.sel = DALoad;
// Activar la línea de carga de los DACS
output_bit (WR, 1);
// Habilitar Escritura (WR<--1)
output_bit (WR, 0);
// Deshabilitar escritura (WR<--0)
output_bit (SEL_V_DA, 1);
// Desactivar escritura del DAC de voltaje
output_bit (SEL_I_DA, 1);
// Desactivar escritura del DAC de corriente
set_tris_D(0xFF);
// Colocar D,
set_tris_B(0xF1);
// y los 4 bits mas significativos de B como entrada
}
void Write_Data2EEPROM ()
{
int i;
for (i=0; i<4; i++)
write_eeprom(i, measure.TXvalue[i]); }
9.2.
Código Final del PIC de Control
/////////////////////////////////////////////////////////////////////////
////
3PhaseController.c
////
////
////
/////////////////////////////////////////////////////////////////////////
#include <16F877A.h>
#device *=16 ADC=10
#include <stdlib.h>
#include <3PhaseController.h>
#fuses HS,NOWDT,NOPROTECT,NOLVP,PUT,BROWNOUT
#use delay(clock=CLK_freq)
#use I2C(SLAVE, SCL=PIN_C3, SDA=PIN_C4, ADDRESS=I2CAddress, SLOW, FORCE_HW)
#use rs232(baud=19200, xmit=PIN_C6, rcv=PIN_C7)
typedef enum {Idle, DevAddress, Lenght, A, Volt, Curr, CHKSum} I2C_STATE;
I2C_STATE fState;
short TIM1Flag=FALSE;
short VsetFlag =FALSE;
short ISetFlag = FALSE;
short ALFASetFlag = FALSE;
short ChkSum_OK = FALSE;
short I2CRXFlag = FALSE;
short PS_ONFlag = TRUE;
short PID_Flag = TRUE;
//bandera para la activación del PID
102
//short over_flag=FALSE;
//variables de la interrupción RS232
char PC_incoming[7];
char chk_calculado=0;
char data_in;
char chktoPC=0;
char chk1=0;
char chk2=0;
char chk3=0;
char chk4=0;
short RS232_in=FALSE;
short sendtoPC=FALSE;
int num_data=0;
float float_in=0.00;
float gen=0.00;
//variables para uso del PID
int alfa=254;
int alfa1=254;
float vrec_pid=0.00;
float vrec_set=0.00;
float voutPC=0.00;
float tempPC=0.00;
float ioutPC=0.00;
float error_act=0.00;
float error_ant=0.0;
float error_t=0.00;
float pid=0.00;
float kp=0.00;
float ki=0.00;
float kd=0.00;
short kpEEPROM_OK=FALSE;
short kiEEPROM_OK=FALSE;
short kdEEPROM_OK=FALSE;
short send_constoPC=FALSE;
struct AnaIN AnaACQ;
union AnaResult AnaDATA;
float Vset=0.00;
float Iset=0.00;
long int Vout,Iout;
struct port_b_layout port_B;
#byte port_B = 6
#byte SSPSTAT = 0x94
#byte SSPCON = 0x14
// Ángulo de Disparo
// Definir la estructura del puerto b
// y mapearla al puerto físico
struct port_b_layout const CPLD_WRITE = {1,0,0,0x0};
// For write mode all pins are out
struct port_b_layout const CPLD_READ = {1,0,0,0xF};
// For read mode data pins are in
void main()
{
int i=0;
kp=search_varEE(kp_index);
ki=search_varEE(ki_index);
kd=search_varEE(kd_index);
fState = Idle;
// Iniciar la máquina de estado de recepción I2C
////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////
//
Entradas Analógicas: AN1...AN4
//
//
Conversion Clock: /32
//
////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////
set_tris_A(0b11001101);
// Colocar el puerto A.0, A.2 y A.3 como entrada
setup_adc_ports (AN0_VREF_VREF);
setup_adc (ADC_CLOCK_DIV_32);
output_bit(PIN_A1, 1);
// Apagar LED A.1
output_bit(PIN_A4, 1);
// Apagar LED A.4
output_bit(PIN_A5, 1);
// Apagar LED A.5
set_tris_B(CPLD_READ);
// Adecuar Puerto B para lectura
output_bit (RD, 0);
// Colocar Read en 0
output_bit (WR, 0);
// Colocar Write en 0
output_bit (SEL_V_DA, 1);
// Desactivar escritura del DAC de voltaje
output_bit (SEL_I_DA, 1);
// Desactivar escritura del DAC de corriente
output_float(PC_SCL);
// Inicializar CLOCK
output_float(PC_SDA);
// y DATA I2C
set_tris_B(CPLD_READ);
// Adecuar Puerto B para lectura
while (i<240)
// Esperar 240 cambios de 60Hz para validación
{
if (input(PIN_B0))
{
read_CPLD(Stat);
i++;
}
}
port_b.RES=0x1;
// Eliminar RESET general
write_CPLD (AlfaLoad, alfa1)// Envia el valor de alfamax para asegurar no haya falsos disp
for (i=0; i<Last_channel+2; i++) // Inicializar las variables de los valores medidos
103
{
AnaDATA.Data[i]=0.0;
AnaACQ.Data[i]=0;
// Restaurar a cero el promedio
}
AnaACQ.mean=0;
// Restaurar a cero el contador de promediado
write_CPLD (SOC, 0);
// Iniciar primera conversión A/D en los tres convertidores
set_adc_channel (0);
// Inicializar la primera Conversion en el ADC del micro
delay_us(20);
// Espera de 2Tad para iniciar conversión
read_adc (ADC_START_ONLY);
delay_us(50);
// Asegurar tiempo de conversión
////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////
//
Programación y habilitación de Interrupciones
//
//
//
////////////////////////////////////////////////////////////////////////////////
ext_int_edge (L_TO_H);
setup_timer_1(T1_INTERNAL|T1_DIV_BY_1);
// Definir actividad del TIMER 1
set_timer1 (TIMER1_VAL);
// Cargar el valor de cuenta de TIMER
enable_interrupts(INT_TIMER1);
// Activar interrupciones TIMER 1
enable_interrupts(INT_SSP);
// Activar interrupciones I2C
enable_interrupts(GLOBAL);
// Activar interrupciones globales
enable_interrupts(INT_RDA);
// Activar interrupciones de RS23
while (true)
{
if (TIM1Flag)
{
TIM1Flag = FALSE;
AnaACQ.Data[3]+=read_adc(ADC_READ_ONLY);// Leer y acumular la última conversión
activada del Micro
delay_us (10);
// Esperar 10us hasta la siguiente instrucción
for (i=0; i<Last_channel+1; i++)
{
AnaACQ.Data[i]+=read_CPLD(i);// Leer y acumular la última conversión activada para
cada canal
}
AnaACQ.mean++;
write_CPLD (SOC, 0);
// Iniciar la conversión A/D en los tres convertidores
read_adc (ADC_START_ONLY);
// Iniciar la conversión A/D del Micro
}
if (kpEEPROM_OK)
//Si la Bandera de recepción de un nuevo valor de constante
{
//es TRUE actualizar el mismo en la variable
kp=search_varEE(kp_index);
kpEEPROM_OK=FALSE;
}
if (kiEEPROM_OK)
//Si la Bandera de recepción de un nuevo valor de constante
{
//es TRUE actualizar el mismo en la variable
ki=search_varEE(ki_index);
kiEEPROM_OK=FALSE;
}
if (kdEEPROM_OK)
//Si la Bandera de recepción de un nuevo valor de constante
{
//es TRUE actualizar el mismo en la variable
kd=search_varEE(kd_index);
kdEEPROM_OK=FALSE;
}
if (send_constoPC)
//Envia las constantes del PID a la PC
{
chktoPC=0;
send_constoPC=FALSE;
send_float(kp);
//envia el float
send_float(ki);
//envia el float
send_float(kd);
//envia el float
chk1=calc_chksum(kp);
chk2=calc_chksum(ki);
chk3=calc_chksum(kd);
chktoPC=chk1+chk2+chk3;
putc(chktoPC);
//envia el chksum
}//fin del envio de constantes a la PC
if (input(PIN_B0))// Si hubo una interrupción de 60Hz no servida, restaurar el CPLD
{
read_CPLD(Stat);
for (i=0; i<Last_channel+2; i++)
// Actualizar los valores medidos
{
AnaDATA.Data[i]=Scale[i]*(float)AnaACQ.Data[i]/AnaACQ.mean+Offset[i]; // Obtener el
valor promedio de la medición de los ADC
AnaACQ.Data[i]=0;
// Restaurar a cero el promedio
}
ioutPC=AnaDATA.Data[0]; // Guardar el valor de vrec en la variable iout
voutPC=AnaDATA.Data[1]; // Guardar el valor de vrec en la variable vout
vrec_pid=AnaDATA.Data[2];// Guardar el valor de vrec en la variable vrec_pid
tempPC=AnaDATA.Data[3]; // Guardar el valor de vrec en la variable temp
AnaACQ.mean=0;
// Restaurar a cero el contador de promediado
104
if (PID_Flag)
//Cálculo del PID
{
write_CPLD (AlfaLoad, alfa1);
//carga el último valor del alfa1
error_act=(difIGBT-(vrec_pid-voutPC))/Vmax;//calcula el error actual y lo normaliz
error_t+=error_act;
//acumula el error
pid=error_act*kp+error_t*ki+(error_act-error_ant)*kd;
//calcula el pid
if(pid>PIDmax)
//si el pid es >Vmax lo limita a alpha_max
pid=PIDmax;
if(pid<0.00)
//si el pid <0 lo limita a 0
pid=0.00;
alfa1=alpha[(int)pid]; //se asigna a alfa el valor correspondiente segun la tabla
definida en el .h
error_ant=error_act;
//acumula el error actual como el error anterior para el
próximo ciclo
}//fin del PID
if (ChkSum_OK)
// Si hay Checksum válido
{
ChkSum_OK = FALSE;
if (ALFAsetFlag)
// Si está habilitada la escritura del ángulo de disparo
{
ALFAsetFlag = FALSE;
write_CPLD (AlfaLoad, alfa); // Cargar el valor actual de alfa
}
}//fin del ChkSum
if (sendtoPC)
// Envio a la PC de los datos del status de la fuente
{
send_to_PC();
}//fin del if senf to PC
}//fin del if PIN_B0
if (RS232_in)
//Si hubo una interrupción de RS232 ejcutese el siguiente codigo
{
short bit7_PC2=FALSE;//Flag que indica si el bit 7 del dato 2 es true o false
RS232_in=FALSE;
//Bajar el flag de RS232_in
chk_calculado=0;
//Limpiar el chksum calcul
for (i=0; i<=5; i++)//calcula el chksum de los datos llegados en la interrupción
del RS232
chk_calculado+=PC_incoming[i];
if (chk_calculado==PC_incoming[6]
//si no hubo error en la comunicación
proceder a procesar los bytes
{
//***Rutina para intercambiar los bits de signo entre el formato de float de la PC y
el formato de float del PIC**//
if (bit_test(PC_incoming[3],7))
//si
el bit7 del segundo dato es '1' rota el primer dato y coloca '1'en su bit0
{
bit7_PC2=bit_test(PC_incoming[2],7);
rotate_left(&PC_incoming[2],1);
bit_set(PC_incoming[2],0);
}
else
{
bit7_PC2=bit_test(PC_incoming[2],7);
//si el bit7 del
segundo dato es '0' rota el primer dato y coloca '0'en su bit0
rotate_left(&PC_incoming[2],1);
bit_clear(PC_incoming[2],0);
}
if (bit7_PC2)
//si el bit0 del primer dato era '1' coloca en '1' el bit7
del segundo dato
bit_set(PC_incoming[3],7);
else
//si el bit0 del primer dato era '0' coloca en '0' el bit7 del segundo dato
bit_clear(PC_incoming[3],7);
for (i=0; i<=3; i++)
* ( &float_in + i )=PC_incoming[i+2];
//Llena las
posiciones de memoria de float_in con el contenido de PC_incoming[] para armar el float
switch (PC_incoming[1])
{
case 0x50:
Write_Data2EEPROM('p');
//Escribe en la EEPROM el valor de la constante kp
kpEEPROM_OK=TRUE;
break;
case 0x49:
Write_Data2EEPROM('i');
//Escribe en la EEPROM el valor de la constante ki
kiEEPROM_OK=TRUE;
break;
case 0x44:
105
Write_Data2EEPROM('d');
//Escribe en la EEPROM el valor de la constante kd
kdEEPROM_OK=TRUE;
break;
case 0x56:
vrec_set=float_in;
//Asigna el float entrante a la constante vrec_set
if (vrec_set > Vmax)
vrec_set = Vmax;
//Si es mayor a 190 o menor a 0 limita el vrec_set
if (vrec_set < 0.00)
vrec_set=0.00;
break;
case 0x47:
gen=float_in; //caso general para uso posteriores
sendtoPC=TRUE;
break;
default:
break;
}//fin del switch
}//fin del if que chequea el chksum
}//fin del if RS232
if (I2CRXFlag)
{
I2CRXFlag = FALSE;
// Si se terminó una secuencia de transmisón de I2C
if (ChkSum_OK)
// Si hay Checksum válido
ChkSum_OK = FALSE;
{
if (VsetFlag)
// y si está habilitada la escritura de tensión
{
VsetFlag = FALSE;
if (PS_ONFlag)
// Si la salida de la fuente de tensión está activada
{
Vout = (long)(Vset/Vmax*Convertion_precision);
// Convertir el valor
en un número de 12 bits y cargarla en la variable de salida
//
vrec_set=Vset;
//carga el valor de Vout en
vrec_set para controlar la el voltahje a la salida del rectificador
write_DAC(V_DAC, Vout);
//escribe el numero de 12 bits en los D/A si esta habilitada la salida del IGBT
//
PID_Flag = TRUE;
//Habilita el PID para retomarlo luego de una modificación manual del alpha
}
else
{
// ó
Vout = 0;
// cargar con 0 la variable de salida
write_DAC(V_DAC, Vout);// y escribirlo en el convertidor D/A
}
}
else if (IsetFlag)// Si está habilitada la escritura de corriente
{
IsetFlag = FALSE;
Iout = (long)(Iset/Imax*Convertion_precision);
// Convertir el valor
en un número de 12 bits
write_DAC(I_DAC, Iout);
// y escribirlo en el convertidor D/A
}
}
}
}
}
#INT_TIMER1
void Timer1_INT()
{
set_timer1(TIMER1_VAL);// Coloca la interrupción del timer 1 en (1/INT_PER_SECOND) us
TIM1Flag = TRUE;
}
#INT_SSP
void ssp_interupt()
{
int incoming;
static int TX_index, RX_index, TX_sum, RX_sum, DataCount;
if (i2c_poll() == FALSE) // i2c_poll() returns false on the interrupt receiving
{
// the second command byte for TX operation
output_toggle(PIN_A1); // Mostar actividad de transmisión
if (TX_index<TX_Bytes)
{
TX_sum += AnaDATA.TXData[TX_index];
// Calcular el Checksum a medida
que se vayan transmitiendo los datos
i2c_write(AnaDATA.TXData[TX_index++]);
}
else if (TX_index++ == TX_Bytes)
106
{
i2c_write (TX_sum);
// Enviar el Checksum
}
else
{
fState = Idle;
//
TX_index = 0;
// Asegurar que cuando llega una dirección válida,
TX_sum = 0;
// tanto el contador de transmisión como el checksum valen 0
I2CRXFlag = TRUE;
// Habilitar la actualización de los valores de los convertidores
}
}
else
{
output_toggle(PIN_A4);
// Mostrar actividad de Recepción
incoming = i2c_read();
if (fState == Idle)
{
fState = DevAddress;
RX_index = 0;
// Asegurar que cuando llega una dirección válida,
RX_sum = 0;
// el checksum valga 0
}
else if (fState == DevAddress)
// Ya llegó la dirección válida
{
RX_sum += incoming; // Acumular el checksum a medida que vayan llegando los datos
DataCount = incoming;
// Actualizar la cantidad de bytes a recib
fState = Lenght;
// y esperar por el comando
}
else if (fState == Lenght)
// Ya llegó el comando
{
RX_sum += incoming; // Acumular el checksum a medida que vayan llegando los datos
switch (incoming)
// Despachar a la rutina correspondiente
{
case 'R':
// Prueba decomunicación
fState = CHKSum;
break;
case '0':
// Orden de apagado de la fuente
PS_ONFlag = FALSE;
VSetFlag = TRUE;
// Permitir escritura en el DAC de tensión
fState = CHKSum;
//vrec_set=0.00;
//coloca el set de voltaje del rectificador en 0.00
break;
case '1':
// Orden de encendido de la fuente
PS_ONFlag = TRUE;
VSetFlag = TRUE;
// Permitir escritura en el DAC de tensión
fState = CHKSum;
break;
case 'A':
fState = A;
break;
case 'V':
fState = Volt;
RX_index = 0;
break;
case 'I':
fState = Curr;
RX_index = 0;
break;
default:
output_toggle (PIN_A5);
// Recepción de comando desconocida
break;
}
}
else if (fState == A)
{
RX_sum += incoming; // Acumular el checksum a medida que vayan llegando los da
alfa = incoming;
ALFASetFlag = TRUE;
fState = CHKSum;
}
else if (fState == Volt)
{
if (RX_index < DataCount)
// Esperar todos los datos menos el Checksum
{
RX_sum += incoming;// Acumular el checksum a medida que vayan llegando los datos
*(&Vset + RX_index++) = incoming// Ir actualizando los valores de consigna de
tensión
}
else
{
VSetFlag = TRUE;
107
fState = CHKSum;
}
}
else if (fState == Curr)
{
if (RX_index < DataCount)
// Esperar todos los datos
menos el Checksum
{
RX_sum += incoming;
// Acumular el
checksum a medida que vayan llegando los datos
*(&Iset + RX_index++) = incoming;
// Ir actualizando los valores de
consigna de Corriente
}
else
{
ISetFlag = TRUE;
fState = CHKSum;
}
}
else if (fState == CHKSum)
{
if (RX_sum == incoming)
ChkSum_OK = TRUE;
else
ChkSum_OK = FALSE;
fState = Idle;
}
}
}
#INT_DEFAULT
// Si llegó una interrupción no definida, atenderla y activar el bit E2
void Default_INT()
{
output_high (PIN_E2);
output_low (PIN_E2);
}
#INT_RDA
// Interrupción del RS232
void char_rec_INT()
{
data_in=getchar();
// Guadar en data_in el byte que ha llegado
if (num_data > 0)
// Si ya ha llegado un dato ejecutese este if
{
PC_incoming[num_data]=data_in; // A medida que van llegando los datos se va llenando el
arreglo
data_in=0;
// Limpia data_in
num_data++;
// Incrementa el indice del arreglo
if (num_data==7)
// Si el arreglo ya esta lleno se inicializa el
indice y se levanta la bandera de que han llegado todos los datos
{
num_data=0;
RS232_in=TRUE;
}
}
if (num_data==0 && data_in==0x04) // Si el primer dato que llega es el byte de cantidad
{
PC_incoming[num_data]=data_in; // Se guarda el byte de cantidad de datos en el arreglo
num_data++;
// Se incrementa el indice
}
if (num_data==0 && data_in=='V')
sendtoPC=TRUE; //si el primer dato q llega es K activar el envio de datos a la PC
if (num_data==0 && data_in=='O')
sendtoPC=FALSE;
// Si el primer dato que llega es O desactivar el envio a la PC
if (num_data==0 && data_in=='R')
send_constoPC=TRUE;// Si el primer dato que llega es R enviar las constantes kp,ki,kd a
la PC
}//fin de la interrupción
long int read_CPLD (int select)
{
union DataIN Data;
// Definir la estructura de entrada
set_tris_B(CPLD_READ);
// Adecuar Puerto B para lectura
port_B.sel = select;
// Seleccionar tipo de Lectura
output_bit (RD, 1);
// Habilitar Lectura (RD<--1)
Data.input[0] = input_D(); // Leer el puerto D, correspondien los 8bits menos significativos
Data.input[1] = port_B.data;// Leer el puerto B, conteniendo a lo 4 bits mas significativos
output_bit (RD, 0);
// Deshabilitar Lectura (RD<--0)
return (Data.Result);
}
void write_CPLD (int select, int write_data)
{
port_B.sel = select;
// Seleccionar tipo de escritura
108
output_D(write_data);
output_bit (WR, 1);
output_bit (WR, 0);
set_tris_D(0xFF);
}
void write_DAC (short select, long int write_data)
{
disable_interrupts (GLOBAL);
evitar data falsa
//
//
//
//
Escribir los 8 bits en D,
Habilitar Escritura (WR<--1)
Deshabilitar escritura (WR<--0
Colocar D como entrada
// Deshabilitar interrupciones para
output_D(MAKE8(write_data, 0));// Escribir los 8 bits menos significativos del valor en D
set_tris_B(CPLD_WRITE);
// Colocar los 4 bits mas significativos de B como s
port_B.data = MAKE8(write_data, 1)// y escribir los 4 bits mas significativos del valor en
el NIBBLE alto de B
if (select)
// Seleccionar escritura para el DAC de voltaje
{
output_bit (SEL_V_DA, 0);
output_bit (SEL_I_DA, 1);
}
else
// Seleccionar escritura para el DAC de corrient
{
output_bit (SEL_V_DA, 1);
output_bit (SEL_I_DA, 0);
}
output_bit (SEL_V_DA, 1);
/ Desactivar escritura del DAC de voltaje
output_bit (SEL_I_DA, 1);
// Desactivar escritura del DAC de corriente
port_B.sel = DALoad;
/ Activar la línea de carga de los DACS
output_bit (WR, 1);
Habilitar Escritura (WR<--1)
output_bit (WR, 0);
// Deshabilitar escritura (WR<--0)
set_tris_D(0xFF);
// Colocar D,
set_tris_B(CPLD_READ);
// y los 4 bits mas significativos de B como entrada
enable_interrupts (GLOBAL);
// Reestalecer interrupciones
}
void Write_Data2EEPROM (char tipo)//escribe en la EEPROM segun la variable que se le indique
{
int i;
if (tipo=='p')// si es P la variable guarda 4 bytes consecutivos a partir del indice dado
{
for (i=kp_index; i<=kp_index+3; i++)
write_eeprom(i,PC_incoming[i+2]);
}
if (tipo=='i')
{
for (i=ki_index; i<=ki_index+3; i++)
write_eeprom(i,PC_incoming[i-ki_index+2]);
}
if (tipo=='d')
{
for (i=kd_index; i<=kd_index+3; i++)
write_eeprom(i,PC_incoming[i-kd_index+2]);
}
}//fin del write_data
void send_float(float data)
//envia el float a la PC
{
int i;
for (i=0; i<=3; i++)
putc(*(&data + i));
//envia los 4 byte del float
}
float search_varEE(char index)
//Busca segun el indice el float en la EEPROM
{
float num=0.00;
int i;
for (i=index; i<=index+3; i++)
//Busca los valore del float guardados en la EEPROM y
actualiza dichas variables
*(&num + (i - index))=read_EEPROM(i);
return(num);
}
char calc_chksum(float num1)
//calcula el chksum de los 4 bytes del float
{
int i;
char chk=0;
for (i=0; i<=3; i++)
chk+=*( &num1 + i );
return(chk);
}
void send_to_PC()//Envia el status de la fuente a la PC "pasado a funcion para aligerar el
segmento del PIC"
{
chktoPC=0;
//se blanquea el chksum q va a la PC
putc(0x16);
//envia el byte cantidad
putc(0x56);
//envia el byte tipo
109
send_float(vrec_pid);
send_float(voutPC);
send_float(tempPC);
send_float(ioutPC);
chk1=calc_chksum(vrec_pid);
chk2=calc_chksum(voutPC);
chk3=calc_chksum(tempPC);
chk4=calc_chksum(ioutPC);
chktoPC=chk1+chk2+chk3+chk4+0x16+0x56;
putc(chktoPC);
}
//calcula el
//calcula el
//calcula el
//calcula el
//calcula el chksum
//envia el float
//envia el float
//envia el float
//envia el float
chksum parcial de este float
chksum parcial de este float
chksum parcial de este float
chksum parcial de este float
final y lo envia a la PC
9.3. Tablas de Calibración de los Instrumento
Multimetro Fluke
Multimetro Tektronix
Patron 5520A[V]
Pinza Amp. Fluke
Patrón 5520A[A]
4,999
10
15
20
25
29,99
34,99
39,9
44,99
49,99
54,99
59,99
64,99
70
75
80
85
90
95
100
4,993
9,98
14,97
19,97
24,96
29,95
34,94
39,94
44,93
49,92
54,9
59,9
64,9
69,9
74,9
79,9
84,9
89,9
94,8
99,8
5
10
15
20
25
30
35
40
45
50
55
60
65
70
75
80
85
90
95
100
1,01
2,01
3,02
4,03
5,04
6,05
7,05
8,11
9,11
10,15
11,16
12,23
13,23
14,26
15,22
16,24
17,27
18,25
19,27
20,3
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
17
18
19
20
105
10
104,8
109,8
105
110
115
114,8
115
Variación Volt
0,005%
120
119,8
120
Variación Amp
0,05%
125
130
135
140
145
150
155
160
165
170
175
179,9
124,8
129,8
134,8
139,8
144,8
149,8
154,7
159,7
164,7
169,7
174,7
179,7
125
130
135
140
145
150
155
160
165
170
175
180
Tabla 9.1: Calibración de los instrumentos.
110
9.4. Hoja Técnica del Codificador Óptico
111