Capítulo 1

S.E.P.
S.E.I.T.
D.G.I.T.
CENTRO NACIONAL DE INVESTIGACIÓN
Y DESARROLLO TECNOLÓGICO
cenidet
APLICACIÓN DE UN MICROCONTROLADOR PARA LA ELIMINACIÓN
DE RESONANCIAS ACÚSTICAS EN LÁMPARAS DE ALTA PRESIÓN
MEDIANTE LA IMPLEMENTACIÓN DE TÉCNICAS DE MODULACIÓN
EN FRECUENCIA
T
E
S
I
S
QUE PARA OBTENER EL GRADO DE
MAESTRO
EN
CIENCIAS
EN
INGENIERÍA
ELECTRÓNICA
P R E S E N T A
MAGNOLIA
BOTELLO
DIRECTORES
DE
DR.
MARIO
PONCE
DR.
JAVIER
CUERNAVACA, MORELOS
CORREA
:
MÁRQUEZ
TESIS :
SILVA
GÓMEZ
JULIO
2003
Dedico esta tesis
A Dios
Por demás es que os levantéis de madrugada, y vayáis tarde a reposar y que
comáis pan de dolores; pues que a su amado dará Dios el sueño (Salmo 127:2).
Mi fuente de vida en todo momento.
A mis padres: Elodia y Armando÷
Por todo el amor que me han brindado. A mi mami por ser mi amiga incondicional.
A mis hermanos: Mundo, Mago, Bery, Mando, Chay, Alex y Ni.
Mis compañeros y amigos, con quien he compartido momentos felices de mi vida.
A mis sobrinas: Yary y Daly
Casi mis hermanas pequeñas, con quienes he compartido bellos momentos.
Agradezco
A mis directores de tesis; Dr. Mario Ponce Silva y M.C. Javier Correa Gómez por
permitirme desarrollar la tesis y tener confianza en mí
A mis revisores de tesis: Dr. María Cotorogea, Dr. Jaime Arau Roffiel y M.C. Pedro
Sibaja Terán, por sus comentarios acerca de este trabajo que permitieron
enriquecerlo más.
De manera muy especial, a las personas que me ayudaron con sus conocimientos
y experiencia en el desarrollo de esta tesis: M.C. Javier Correa y M.C. Pedro
Sibaja Terán.
A mi equipo maravilla y mis amigos inseparables: Alex, Sergio e Iván con quienes
he compartido bellos momentos y siempre me han apoyado.
A mis compañeros de generación Los Magnolios: Iván, Ernesto, Josué Omar,
Josué, Octaviano, Tonatiuh, Alex, Sergio, Marving, Brian, Gerardo, Israel y Jorge.
A los iluminados: Mario, Efrén, Jaime, René y el big brother.
A mis amigos: Javier Correa y su esposa Miriam, Roger, Miguel, Anely, Paty, Iris,
Irene, Anita, Marco, Sinuhé, Nancy, Horacio, Tano, Ricardo, Armando y Cristian
gracias por su amistad.
A mis compañeros y amigos de casa: Dunstano, Ricardo, Armando y Christian.
Al personal de este centro que durante mi estancia me apoyo: Mayra, Don Román,
Anita, Irma, Olivia, Adelina y la Sra. Ma. Elena.
A la Sra. Leonila Maya y familia por tratarme como un miembro más de su familia.
Al CONACYT y a la SEP por brindarme el apoyo económico para sostener mi
estancia en este centro de investigación
Contenido
Contenido
i
Capitulo 1 Introducción
1
1.1 Antecedentes
1.1.1 Lámparas incandescentes
1.1.1.1 Lámparas no halógenas
1.1.1.2 Lámparas halógenas
1.1.2 Lámparas de descarga
1.1.2.1 Lámparas de baja presión
1.1.2.2 Lámparas de alta presión
1.1.2.2.1 Lámpara de vapor de sodio alta presión
1.1.2.2.2 Lámpara de vapor de mercurio con cubierta fluorescente
1.1.2.2.3 Lámpara de vapor de mercurio de halogenuros metálicos (LHM)
1.2 Encendido y estabilización de la corriente de descarga
1.3 Balastros
1.3.1 Balastros electromagnéticos
1.3.2 Balastros electrónicos
1.4 Resonancias acústicas
1.5 Justificación
1.6 Objetivos
1.7 Alcances y limitaciones
1
1
2
2
3
4
5
5
6
7
8
9
10
10
12
17
18
19
Capítulo 2 Implementación de la técnica de modulación en frecuencia
en un microcontrolador
21
2.1 Conceptos de modulación
2.2 Modulación angular
2.2.1 Índice de modulación
2.2.2 Desviación de frecuencia
2.3 Selección de la técnica a implementar
2.3.1 Modulación con señales periódicas
2.3.2 Modulación con señales no periódicas
2.4 Microcontrolador
2.4.1 Arquitectura interna
2.4.2 Diagrama de conexionado
2.5 Implementación de la técnica de modulación en el microcontrolador
2.5.1 Generación de la frecuencia central
21
22
23
24
24
25
26
27
29
30
31
31
i
Contenido
2.5.2 Generación del patrón de modulación con una señal triangular
2.5.3 Generación de intervalos de tiempo
35
36
Capítulo 3 Diseño e implementación del balastro
39
3.1 Etapa del inversor
3.1.1 Parámetros característicos de un inversor
3.1.2 Topologías de inversores
3.1.2.1 Inversor push-pull
3.1.2.2 Inversor clase D
3.1.2.3 Inversor medio puente
3.1.2.4 Inversor puente completo
3.1.2.5 Inversor clase E
3.1.3 Criterios de selección
3.2 Etapa del tanque resonante
3.2.1 Selección de la configuración
3.2.2 Análisis y diseño del tanque resonante LCC
3.3 Simulación
3.4 Diseño del sistema basado en un microcontrolador
3.5 Implementación del prototipo
39
39
41
41
41
42
42
43
43
45
45
47
52
54
56
Capítulo 4 Resultados experimentales
59
4.1 Metodología de pruebas
4.2 Pruebas sin aplicar modulación
4.2.1 Sistema operando a 80 kHz
4.2.2 Sistema operando a 60 kHz
4.3 Pruebas con modulación en lazo abierto
4.3.1 Sistema operando a 80 kHz
4.3.2 Sistema operando a 60 kHz
4.4 Prueba con modulación en lazo cerrado
4.4.1 Sistema operando a 80 kHz
4.4.2 Sistema operando a 60 kHz
59
60
60
61
62
64
74
86
88
89
Capítulo 5 Conclusiones y trabajos futuros
93
5.1 Conclusión
5.2 Trabajos futuros
93
96
Referencias
97
Bibliografía
99
ii
Contenido
Anexo 1 Programa en lazo abierto
A1-1
Anexo 2 Programa en lazo cerrado
A2-1
Anexo 3 Microcontrolador PIC 16F876
A3-1
Anexo 4 Lista de figuras
A4-1
Anexo 5 Programa en matemática del tanque resonante LCC
A5-1
iii
Capítulo 1
Introducción
La importancia de la iluminación a nivel mundial es amplia ya que alrededor del 25% de la energía
eléctrica la consume esta aplicación; razón por la cual es importante la eficiencia en este ámbito. Los
desarrollos en la tecnología de las lámparas han dado lugar a lámparas con mayor eficiencia, con un
rendimiento mejorado en color y con una vida más prolongada, lo que las hace más atractivas para
muchas aplicaciones.
Los desarrollos en los balastros electrónicos han producido balastros que proporcionan un
funcionamiento sin efecto estroboscópico, una vida mayor, un menor tiempo de encendido, y son
ligeros, compactos, con alto factor de potencia y bajos niveles de interferencia electromagnética, etc.
Sin embargo el desarrollo de balastros electrónicos para lámparas de descarga se ha visto limitado
por el problema de resonancias acústicas que se presenta al trabajar estas lámparas en alta
frecuencia (>20kHz), una de las soluciones a este problema es la modulación en frecuencia.
En este capítulo se presenta la descripción de los diferentes tipos de lámparas de descarga, sus
características y aplicaciones; se analiza el proceso de la descarga y se presentan algunos
conceptos básicos sobre balastros la función que deben cumplir, así como una comparación entre
los balastros electromagnéticos y los balastros electrónicos. Finalmente, se menciona una
descripción del fenómeno de resonancias acústicas.
1.1 Antecedentes
Una de las soluciones para mejorar la eficiencia en los sistemas de iluminación son las lámparas de
descarga. En comparación con las lámparas incandescentes, éstas tienen numerosas ventajas entre
las que destacan:[9] adaptación en interiores, menor disipación de potencia en calor, mayor vida útil,
menor consumo de potencia, etc. Además las lámparas de descarga pueden ser manejadas por
balastros electrónicos con los que es posible corregir el factor de potencia y disminuir la distorsión
armónica, por lo que facilita el mejor aprovechamiento de la energía eléctrica.
1.1.1 Lámparas incandescentes
Las lámparas incandescentes basan su principio de funcionamiento en la termorradiación el cual
consiste en pasar una corriente eléctrica por un filamento hasta que este alcanza una temperatura
tan alta que emite radiaciones visibles por el ojo humano. Para evitar la combustión del filamento, se
rodea con una ampolla de vidrio a la que se le ha hecho el vacío o se ha rellenado con un gas inerte.
1
Capítulo 1
Las ventajas que estas lámparas presentan son: buena reproducción cromática de los colores,
amplia variación de la intensidad luminosa, sencillas y económicas, su gran desventaja es que gran
parte de la energía se disipa en calor.
Existen dos tipos de lámparas incandescentes: las que contienen un gas halógeno en su interior y
las que no lo contienen:
1.1.1.1 Lámparas no halógenas
Entre las lámparas incandescentes no halógenas se pueden distinguir las que se han llenado con un
gas inerte (Argón), de aquellas en que se ha hecho el vacío en su interior. La presencia del gas
inerte supone un notable incremento de la eficacia luminosa de la lámpara dificultando la
evaporación del material del filamento y permitiendo el aumento de la temperatura de trabajo del
filamento. Las lámparas incandescentes tienen una duración normalizada de 1000 horas, una
potencia entre 25 y 2000 W y unas eficacias entre 7.5 y 11 lm/W para las lámparas de vacío y entre
10 y 20 para las llenas de gas inerte. En la actualidad predomina el uso de las lámparas con gas
inerte, reduciéndose el uso de las de vacío a aplicaciones ocasionales en alumbrado general con
potencias de 40 W. En la Tabla 1-1 se muestran las características de las lámparas no halógenas.
[3]
Tabla 1-1 Características de las lámparas no halógenas
Lámparas con gas Lámparas de vacío
Temperatura del filamento
2500 ºC
2100 ºC
Eficacia luminosa de la lámpara
10-20 lm/W
7.5-11 lm/W
Duración
1000 horas
1000 horas
Pérdidas de calor
Convección y radiación
Radiación
1.1.1.2 Lámparas halógenas
En las lámparas incandescentes normales, con el paso del tiempo, se produce una disminución
significativa del flujo luminoso. Esto se debe, en parte, al ennegrecimiento de la ampolla debido a la
evaporación de partículas de wolframio del filamento y su posterior condensación sobre la ampolla.
Tienen una eficacia luminosa de 22 lm/W con una amplia gama de potencias de trabajo (150 a
2000W) según el uso al que estén destinadas. Las lámparas halógenas se utilizan normalmente en
alumbrado por proyección y cada vez más en iluminación doméstica.
En la Tabla 1-2, se muestran las características de duración de las lámparas incandescentes y sus
aplicaciones generales. [3,10].
2
Capítulo 1
Tabla 1-2 Características de duración y aplicaciones generales de las lámparas incandescentes
Lámparas incandescentes
Características de duración
Aplicaciones
vida media
1000 horas las lámparas estándar
No halógenas
interiores
2000 horas las lámparas
reflectoras
vida media de 2000 horas
altos niveles de iluminación
3000 horas en lámparas de baja
Halógenas
en interiores
tensión
1.1.2 Lámparas de descarga
Las lámparas de descarga constituyen una forma alternativa de producir luz de una manera más
eficiente y económica que en comparación de las lámparas incandescentes. Por eso, su uso es tan
extendido hoy en día. Las lámparas de descarga basan su funcionamiento en la luminiscencia. La
luz emitida se consigue por excitación de un gas sometido a descargas eléctricas entre dos
electrodos, estas descargas provocan un flujo de electrones que atraviesa el gas (Figura 1-1). Según
el gas contenido en la lámpara y la presión a la que esté sometido se tendrán diferentes tipos de
lámparas cada una de ellas con sus propias características luminosas.
Figura 1-1. Esquema de la lámpara de descarga
Las lámparas de descarga se pueden clasificar según el gas utilizado (vapor de mercurio o vapor de
sodio) o la presión a la que se encuentre (alta o baja presión).
Lámparas de vapor de sodio:
1. lámparas de vapor de sodio a baja presión
2. lámparas de vapor de sodio a alta presión
Lámparas de vapor de mercurio:
1. lámparas de vapor de mercurio a baja presión
2. lámparas de vapor de mercurio a alta presión
3
Capítulo 1
Las lámparas de vapor de mercurio a alta presión se pueden dividir en:
1. lámparas de vapor de mercurio alta presión
2. lámparas de halogenuros metálicos
En la Tabla 1-3 se muestra una breve descripción de las características de duración de las lámparas
de descarga y sus diferentes aplicaciones [9].
Tabla 1-3 Características de duración y aplicaciones generales de las lámparas de descarga
Lámpara de descarga Características de duración.
Aplicaciones
constituyen una solución eficaz y económica
en alumbrado público de puentes, cruces
Vapor de sodio (baja
ferroviarios y en todo lugar donde sea
presión)
vida media 15 000 horas.
necesario obtener el máximo flujo luminoso
con el menor consumo de energía, sin
ninguna exigencia de reproducción
cromática
• alumbrado público
• estacionamientos
Vapor de sodio (alta vida media entre 20 000 y
• grandes áreas
presión)
24 000 horas.
• fachadas
• depósitos industriales
Vapor de mercurio
• interiores
vida media 10 000 horas.
(baja presión)
• efectos decorativos
• centros comerciales
• alumbrado público
• áreas deportivas
Vapor de mercurio (alta
• filmaciones y transmisión por TV
vida media 24 000 hrs.
presión)
color
• en industria se está acentuando el
uso en sectores donde se requiere
una buena calidad de luz
La vida de las lámparas de descarga depende de la duración de los electrodos. La principal
desventaja es que requieren de un elemento auxiliar para su funcionamiento.
1.1.2.1 Lámparas de baja presión
Las lámparas fluorescentes son lámparas de vapor de mercurio a baja presión (0.8 Pa). En estas
condiciones, en el espectro de emisión del mercurio predominan las radiaciones ultravioletas en la
banda de 253.7 nm. Para que estas radiaciones sean útiles, se recubren las paredes interiores del
tubo con polvos fluorescentes que convierten los rayos ultravioletas en radiaciones visibles. La
duración de estas lámparas se sitúa entre 5000 y 7000 horas. El rendimiento en color de estas
lámparas varía 80 y 90. Para limitar la corriente que atraviesa el tubo de descarga utilizan el balastro
4
Capítulo 1
y para el encendido existen varias posibilidades que se pueden resumir en arranque con cebador o
sin él. En el primer caso, el cebador se utiliza para calentar los electrodos antes de someterlos a la
tensión de arranque. En el segundo caso tenemos las lámparas de arranque rápido en las que se
calientan continuamente los electrodos y las de arranque instantáneo en que la ignición se consigue
aplicando una tensión elevada.
1.1.2.2 Lámparas de alta presión
Dentro del clasificación de las lámparas de descarga se encuentran las lámparas de alta presión.
Bajo el nombre de lámparas de alta intensidad de descarga (LAID), se incluyen las lámparas de
vapor de mercurio y vapor de sodio de alta presión. Los dos tipos de lámparas se diferencian en
varias características tales como: tensiones de encendido, eficacia luminosa, gas de llenado,
reproducción cromática del color, etc.
1.1.2.2.1 Lámpara de vapor de sodio alta presión
Las lámparas de vapor de sodio a alta presión (Figura 1-2), tienen una distribución que abarca casi
todo el espectro visible proporcionando una luz blanca dorada mucho más agradable que la
proporcionada por las lámparas de baja presión.
La consecuencia de esto es que tienen un rendimiento y capacidad para reproducir los colores
mucho mejores que la de las lámparas a baja presión (índice de rendimiento de color IRC = 30,
aunque hay modelos de 65 y 80). No obstante, esto se consigue a base de sacrificar eficacia;
aunque su valor que ronda los 130 lm/W sigue siendo un valor alto comparado con los de otros tipos
de lámparas.
La vida media de este tipo de lámparas alcanza las 24 000 horas y su vida útil entre 8000 y 12000
hrs. En su interior hay una mezcla de sodio, vapor de mercurio que actúa como amortiguador de la
descarga y xenón que sirve para facilitar el arranque y reducir las pérdidas térmicas. El tubo está
rodeado por una ampolla al vacío. La tensión de encendido de estas lámparas es muy elevada y su
tiempo de arranque es muy breve. La luz es predominantemente amarilla y necesitan de un equipo
auxiliar para su funcionamiento.
Este tipo de lámparas tienen muchos usos posibles tanto en iluminación de interiores como de
exteriores. Algunos ejemplos son en iluminación de naves industriales, alumbrado público o
iluminación decorativa, estacionamientos, grandes áreas, fachadas, parques, depósitos industriales
[3,9].
Figura 1-2. Lámparas de vapor de sodio alta presión
5
Capítulo 1
Las lámparas de vapor de mercurio de alta presión se puede dividir en dos tipos: las lámparas de
vapor de mercurio con cubierta fluorescente y las lámparas de halogenuros metálicos como se
muestran en las Figuras 1-3 y 1-5 [2].
1.1.2.2.2 Lámpara de vapor de mercurio con cubierta fluorescente
El principio de funcionamiento de la lámpara de vapor de mercurio es la radiación de la descarga en
vapor de mercurio, a medida que aumentamos la presión del vapor de mercurio en el interior del
tubo de descarga, la radiación ultravioleta característica de la lámpara a baja presión pierde
importancia respecto a las emisiones en la zona visible (violeta de 405 nm, azul 436 nm, verde 546
nm y amarillo 579 nm) [3].
En estas condiciones la luz emitida, de color azul verdoso, no contiene radiaciones rojas. Para
resolver este problema se añaden sustancias fluorescentes que emitan en esta zona del espectro.
De esta manera se mejoran las características cromáticas de la lámpara con índices de rendimiento
en color de 40 a 60 normalmente. La eficacia oscila entre 50 y 60 lm/W y aumenta con la potencia,
aunque para una misma potencia es posible incrementar la eficacia añadiendo un recubrimiento de
polvos fosforescentes que conviertan la luz ultravioleta en visible. La vida útil en estas lámparas es
de 12,000 a 24,000 horas.
Los modelos más habituales de estas lámparas tienen una tensión de encendido entre 150 y 180 V
que permite conectarlas a la red de 220 V sin necesidad de elementos auxiliares. Para encenderlas
se recurre a un electrodo auxiliar próximo a uno de los electrodos principales que ioniza el gas inerte
contenido en el tubo y facilita el inicio de la descarga entre los electrodos principales, a continuación
se inicia un periodo transitorio de unos cuatro minutos, caracterizado porque la luz pasa de un tono
violeta a blanco azulado, en el que se produce la vaporización del mercurio y un incremento
progresivo de la presión del vapor y el flujo luminoso hasta alcanzar los valores normales. Si en
estos momentos se apagara la lámpara no sería posible su reencendido hasta que se enfriara,
puesto que la alta presión del mercurio haría necesaria una tensión de ruptura muy alta.
Los valores reducidos de reproducción cromática limitan su uso a lugares donde la exigencia en ese
aspecto no sea relevante. Se aplican fundamentalmente en alumbrados de calles y naves
industriales.
Figura 1-3. Lámpara de vapor de mercurio con cubierta fluorescente
6
Capítulo 1
1.1.2.2.3 Lámpara de vapor de mercurio de halogenuros metálicos
Las lámparas de halogenuros metálicos son uno de los tipos de lámparas de alta intensidad de
descarga con mayor eficiencia y producen una luz blanca azulada, ya que en si son lámparas de
mercurio solo que se les agrega halogenuros de tierras raras para conseguir mejores rendimientos
luminosos y cromáticos. Se usan principalmente en ambientes industriales y centros comerciales.
El tubo de descarga es de cristal de cuarzo, con electrodos de wolframio en sus extremos; el tubo
contiene vapor de mercurio, argón y algún halogenuro metálico. Su estructura es similar a la lámpara
de mercurio pero con la adición de las sales metálicas. Aunque las lámparas de halogenuros
metálicos son muy similares a las lámparas de mercurio de alta presión, existen diferencias que se
pueden observar al revisarlas con mayor detalle. Por lo regular el tubo de descarga es de menor
tamaño en potencias equivalentes, además pueden tener un reflector para aumentar la temperatura
en la terminal del tubo de descarga para asegurar que los halogenuros se vaporicen. Debido a que
está lámpara opera a temperaturas más elevadas la lámpara requiere hasta 15 minutos para
enfriarse. Para su encendido requiere de pulsos de tensión, los cuales pueden ser de 1.5 a 5 kV,
pero sí se desea re-encenderla sin que se enfríe es necesario aplicar pulsos de tensión de hasta 35
kV.[3]
a) Funcionamiento
El principio de funcionamiento de estas lámparas es la radiación electromagnética que se produce
por una descarga eléctrica dentro del gas de relleno a una presión relativamente alta. La descarga
se produce entre los electrodos y su función es emitir electrones que serán acelerados por el campo
eléctrico produciendo colisiones entre electrones y átomos del gas generando la radiación. Dicho
gas contiene diversos aditivos metálicos, generalmente en forma de yoduro.
Si se añade en el tubo de descarga yoduros metálicos (sodio, talio, indio, etc.) se consigue mejorar
considerablemente la capacidad de reproducción de color de la lámpara de vapor de mercurio. Cada
una de estas sustancias aporta nuevas líneas al espectro (por ejemplo amarillo el sodio, verde el
talio y rojo y azul el indio).
Figura 1-4. Espectro de emisión de una LHM
Los resultados de estas aportaciones son una temperatura de color de 3000 a 6000 °K dependiendo
de los yoduros añadidos y un mejor rendimiento del color, un incremento en la eficacia luminosa y
su vida media es de unas 10,000 horas. Tienen un periodo de encendido de unos diez minutos, que
7
Capítulo 1
es el tiempo necesario hasta que se estabiliza la descarga. Para su funcionamiento es necesario un
dispositivo especial de encendido, puesto que las tensiones de arranque son muy elevadas (15005000 V).
b) Características [2,3,5]
muy alta eficacia luminosa (del orden de 60 - 100 lm / W)
reducción de la radiación térmica por infrarrojos
excelente reproducción cromática (IRC = 65-93)
elevada vida útil (3500 - 20 000 horas)
necesitan un equipo auxiliar para su funcionamiento
Figura 1-5. Lámparas de halogenuros metálicos
c) Aplicaciones
En el comercio, alumbrado público y áreas deportivas, especialmente para filmaciones y transmisión
por TV color, estudios de cine, proyectores, etc. En la industria se está acentuando el uso en
sectores donde se requiere una buena calidad de luz [3,5].
1.2 Encendido y estabilización de la corriente de descarga
Una característica común a todas las lámparas de descarga, es la necesidad de encender y
estabilizar la descarga. El encendido involucra la conversión del gas de un estado no-conductivo a
un estado conductivo, produciendo luz cuando se desarrolla el arco de descarga. La primera fase
importante es el proceso de encendido, éste sólo puede lograrse si el circuito eléctrico proporciona a
la lámpara un voltaje de encendido de suficiente amplitud y tiempo de elevación apropiada. El
proceso de encendido puede ser ilustrado esquemáticamente por el fenómeno en una descarga
entre placas paralelas mostrado en al Figura 1-6 [1,2].
El proceso de encendido pasa a través de una sucesión de etapas, de las cuales las más
importantes son:
•
la ruptura de corriente, punto en el cual se pasa de la región Towsend (2) a la descarga de
la corriente sostenida (3). En este punto, la descarga se vuelve sostenida y el voltaje cambia
ligeramente y la corriente de ruptura se incrementa hasta la ruptura del voltaje
8
Capítulo 1
•
la ruptura de voltaje, punto donde se pasa de la región de la corriente sostenida (3) a la
descarga luminosa subnormal (4), donde se observa la caída del voltaje
•
la transición de luminiscencia a arco, de la región de la descarga luminosa anormal (6) a la
descarga de arco (7), en la cual se aprecia una caída de voltaje considerable, siendo esto
posible si el cátodo del cual parte la descarga es calentado para que se dé la emisión de
electrones por efecto termoiónico.
Figura 1-6. Característica corriente-voltaje de la descarga entre dos placas paralelas. (1) región
Geiger, (2) descarga Townsend, (3) descarga de corriente automantenida, (4) descarga luminosa
subnormal, (5) descarga luminosa normal, (6) descarga luminosa anormal, (7) descarga de arco
En el momento que se proporciona la potencia suficiente para lograr la transición luminiscencia-arco,
la lámpara comienza a aumentar su flujo luminoso, en éste punto se presenta el fenómeno llamado
impedancia negativa, este fenómeno ocurre en todas las lámparas de descarga. La característica de
impedancia negativa ocasiona que se incremente la corriente a través de la lámpara, debido a esto
las lámparas deben tener un circuito que limite la corriente que pasa a través de ellas, de lo contrario
la potencia que consumen crece de forma descontrolada. Este aumento de potencia destruirá a la
lámpara. La corriente de la lámpara puede ser ajustada al valor deseado poniendo un balastro
electromagnético o un balastro electrónico entre la lámpara y la fuente de alimentación.
1.3 Balastros
Para que las lámparas de descarga funcionen correctamente es necesario, en la mayoría de los
casos, la presencia de unos elementos auxiliares: ignitores y balastros. Los ignitores son dispositivos
que suministran un breve pico de tensión entre los electrodos del tubo, necesario para iniciar la
descarga y vencer así la resistencia inicial del gas a la corriente eléctrica. Los balastros, por el
contrario, son dispositivos que sirven para limitar la corriente a través de la lámpara y evitar así un
aumento en el valor de la corriente que podría llegar a destruir la lámpara. Las funciones más
importantes de un balastro son:
1. limitar la corriente de descarga
2. proporcionar una señal alterna y simétrica
9
Capítulo 1
Existen dos tipos de balastros: balastros electromagnéticos y balastros electrónicos cada uno de
ellos realiza las funciones mencionadas anteriormente de manera diferente.
1.3.1 Balastros electromagnéticos
Los balastros electromagnéticos utilizados para limitar la corriente en LAID son reactancias
inductivas, las cuales trabajan a la frecuencia de línea. La tensión elevada la obtienen según el tipo
de encendido de la lámpara, en el caso de encendido rápido e instantáneo la tensión es
proporcionada por un transformador y en el caso de encendido por cebador la tensión es
proporcionada por el dv/dt elevado en una inductancia. La corriente la limitan mediante un inductor,
un capacitor o una resistencia. Los balastros electromagnéticos operan a la frecuencia de línea, esta
señal es simétrica y alterna lo que produce un desgaste simétrico en los electrodos.
Los balastros electromagnéticos son económicos, simples y confiables, pero tienen diversas
desventajas entre las que se encuentran [2]:
1.
2.
3.
4.
5.
elevado peso y tamaño
bajo factor de potencia
baja eficiencia
pobre regulación de potencia
necesitan un ignitor de alto voltaje por separado para encender la lámpara.
Debido a la baja frecuencia de operación se presentan el fenómeno de reencendido en la lámpara
esto es, la transición de positivo a negativo de la corriente el arco se extingue provocando picos de
voltaje para que se mantenga la descarga, por lo que la vida útil de la lámpara disminuye debido a
un desgaste excesivo de los electrodos ocasionado por este fenómeno. Las formas de onda del
voltaje y la corriente de descarga son similares a las de la Figura 1-7.
Figura 1-7. Formas de onda de voltaje y corriente en LAID a baja frecuencia
1.3.2 Balastros electrónicos
Por las desventajas que presentan los balastros electromagnéticos, la tendencia es cambiarlos por
dispositivos electrónicos que operan a frecuencias mayores a 25 kHz [2], la tensión de encendido y
la estabilización de la corriente la provee el tanque resonante en paralelo con la lámpara, la señal
alterna y simétrica es proporcionada por un inversor de alta frecuencia.
El trabajar a alta frecuencia permite eliminar los problemas de reencendido. Las formas de onda del
voltaje y la corriente de descarga son similares a las que se muestran en la Figura 1-8.
10
Capítulo 1
Figura 1-8. Formas de onda de voltaje y corriente en LAID a alta frecuencia
Las ventajas que los balastros electrónicos presentan sobre los balastros electromagnéticos son
[2,10]:
1. pueden ser de alto o bajo factor de potencia (el cual se realiza por medio de elementos
activos, pasivos)
2. más pequeños y ligeros
3. más eficientes, debido al consumo de potencia, éste es menor que el de los balastros
electromagnéticos
4. trabajan en alta frecuencia, la lámpara no presenta picos de reencendido por lo que el arco
no se extingue al final de cada semiciclo (los electrodos y el plasma no alcanzan a enfriarse
y se evitan los reencendidos)
5. se elimina el efecto estroboscópico, debido al apagado y encendido de la lámpara al final de
cada semiciclo, (no hay parpadeo)
6. pueden trabajar en lazo cerrado para regular la intensidad luminosa cuando existen
variaciones de tensión de alimentación, envejecimiento y temperatura ambiente
7. el factor de potencia de la lámpara se aproxima a la unidad.
Las desventajas que los balastros electrónicos presentan sobre los electromagnéticos son [10]:
1. son más costosos
2. presentan baja confiabilidad
La mayoría de los balastros electrónicos presentan las siguientes etapas [2,3]:
FILTRO
EMI/RFI
PUENTE
RECTIFICADOR
INVERSOR DE
ALTA
FRECUENCIA
TANQUE
RESONANTE
L
A
M
P
A
R
A
CIRCUITO DE
CONTROL
Figura 1-9. Diagrama a bloques de un balastro electrónico
11
Capítulo 1
El primer bloque es un filtro pasabajas cuya función es eliminar el ruido de alta frecuencia que el
inversor y la lámpara inyectan en la línea de alimentación. El segundo bloque rectifica la señal y la
convierte en un nivel de CD. El inversor de alta frecuencia convierte la señal de CD en una señal
cuadrada alterna de alta frecuencia. En el tanque resonante esta señal cuadrada es acondicionada y
filtrada para que a la lámpara se aplique una señal sinusoidal y la potencia nominal de la lámpara.
Para terminar el bloque de circuito de control se encarga de generar las señales de control para los
interruptores del inversor de alta frecuencia.
1.4 Resonancias acústicas
El fenómeno de resonancias acústicas RA en LAID es el proceso en donde se genera una
modulación debido a la variación periódica de la potencia de entrada a la lámpara y por el continuo
intercambio de energía debido a colisiones elásticas entre partículas cargadas y el gas de llenado de
la lámpara. Como consecuencia de este proceso, se generan perturbaciones en la presión interna
del gas de llenado y, a medida en que la frecuencia de la potencia de entrada se aproxima a una
frecuencia característica de la lámpara, el modo de onda de presión comienza a ser propagacional,
lo que finalmente perturba la trayectoria de descarga del gas y provoca que la lámpara sea inestable
[1].
Los parámetros que determinan las frecuencias características de una LAID dependen
generalmente, de la geometría del tubo en la que ocurre la descarga del gas, la temperatura, la
presión y el propio gas de llenado, el envejecimiento de la lámpara e incluso, la posición en que la
lámpara estará funcionando. Debido a esto, el fenómeno de resonancia acústica en LAID es
impredecible por su naturaleza, pues depende en gran medida de las tolerancias en la fabricación y
de las condiciones de operación de la lámpara [4-6].
Las propiedades de la lámpara que determinan las frecuencias características, varían con las
tolerancias de fabricación (geometría y gas de llenado) y por el envejecimiento de la lámpara.
En la Figura 1-10 se muestran las trayectorias de descarga distorsionadas, pero estables que fueron
observadas en distintas bandas de frecuencia, las zonas con sombras. Fuera de estas bandas la
descarga tiene el mismo aspecto que cuando son operadas a 50 Hz. Estas distorsiones se generan
por la ocurrencia de resonancias acústicas y son típicas para todas las LAID. Las bandas de
frecuencia en las que se produce la resonancia varían de un tipo de lámpara a otro, debido a las
dimensiones diferentes del tubo de descarga. Por lo tanto, es interesante conocer en que bandas de
frecuencia ocurren estas resonancias acústicas y de que manera éstas pueden ser modificadas.
12
Capítulo 1
Figura 1-10. Resonancias acústicas en LSAP 250 W
a). Teoría de resonancias acústicas
Las frecuencias a las cuales ocurren las distorsiones del arco se pueden correlacionar a las
frecuencias de resonancia de ondas de presión acústicas, las cuales se comportan de acuerdo a la
ecuación de onda [1]:
∇2 p =
1 ∂2 p
c s2 ∂t 2
1-1
donde:
cs = velocidad del sonido [m/s]
p = presión del gas [Pa]
t = tiempo [s]
13
Capítulo 1
Para un gas ideal, la velocidad del sonido queda descrita como:
1
 C p Rg T  2

cs = 
C M 
 v g 
1-2
donde:
C p , C v = son las capacidades de calor específicas para gases monoatómicos a presión y
volumen respectivamente [JKg°K]
R g = constante molar del gas [8.314 J/mol°K]
M g = masa molar del gas [kg /mol]
T = temperatura [°K]
Para encontrar la ecuación dentro del tubo se tiene que obtener la ecuación de onda en
coordenadas cilíndricas r, ϕ y z de la forma siguiente
ω
p ≈ cos(lϕ ) cos z
 cs
 ω
z  J 1  r
  cs

r e − jϖt

1-3
donde:
l es entero y ω 2 = ω z2 + ω r2 ´
ω = frecuencia de resonancia
ω z = frecuencia de resonancia en la coordenada cilíndrica z
ω r = frecuencia de resonancia en la coordenada cilíndrica r
La ecuación (1-3) debe cumplir con la condición de frontera (1-2), dp/dz = 0 en z = 0. Las paredes
del tubo cilíndrico están en las coordenadas ϕ = 0 − 360°, z = L y r = R . Ahora se tiene que
aplicar la condición de frontera en las otras paredes de forma que se obtiene:
ωz =
ωr =
πnc s
L
α lm c s
R
n entero
1-4
m entero
1-5
donde:
L= longitud del tubo cilíndrico [m]
R= radio del tubo cilíndrico [m]
α lm = el m-ésimo cero de J 'l , que es la primera derivada de la función de Bessel J l de orden l
Combinando estas ecuaciones se obtienen las frecuencias de resonancia de un tubo cilíndrico:
α c2
2
f lmn
=  lm s
 2πR
  nc s2 
 + 
 ; con n= 0,1,2...
  2πL 
1-6
14
Capítulo 1
donde: f =
ω
2π
Para incrementos de α lm , la separación entre los valores sucesivos de α lm disminuye. Esto implica
que al incrementar la frecuencia, el espectro de las frecuencias de resonancia es aproximadamente
continuo, mientras que a bajas frecuencias, las frecuencias de resonancia están espaciadas
ampliamente. De acuerdo a esto, pareciera que no habría un límite superior para los valores de α lm .
Si no hubiera un proceso de amortiguamiento y la energía de excitación permaneciera lo suficiente a
altas frecuencias, las resonancias acústicas podrían ocurrir a cualquier frecuencia en la región de
operación de muy alta frecuencia.
Adicionalmente en los factores α lm y π, las frecuencias de resonancia están determinadas por las
dimensiones internas del tubo de descarga y por la velocidad del sonido. Debido a que la onda de
sonido se refleja muy cerca del final del tubo en lugar de que sea muy cerca de los electrodos (a
menos que los electrodos ocupen una gran parte del tubo de descarga) la longitud interna del tubo
de descarga es relevante para calcular las frecuencias de resonancias acústicas. La velocidad del
sonido está prácticamente determinada por el peso molecular promedio del gas. En las LSAP
estándar, el peso molecular promedio depende de las presiones parciales del sodio, mercurio y
xenón.
b) Consecuencias
Las principales consecuencias que producen las RA son las siguientes [7]:
fluctuación y parpadeo de la luz de salida (crítico en aplicaciones de proyección y enfoque)
crecimiento exagerado en la longitud del arco provocando un sobre voltaje en el balastro y
una extinción del arco
contacto del arco con la pared del tubo, provocando la extinción del arco, e incluso, la
ruptura del tubo.
c) Parámetros que influyen
Los principales parámetros que afectan las RA son los siguientes [5]:
dimensiones físicas del electrodo y del tubo del arco (longitud, diámetro y forma de la
bóveda de descarga)
temperatura de operación de la lámpara
composición, densidad y presión del gas de llenado de la lámpara
posición de quemado de la lámpara.
15
Capítulo 1
d) Características
Las RA se caracterizan principalmente por lo siguiente [5]:
varían por la tolerancia en la manufactura de la lámpara
las frecuencias características para un mismo tipo de lámparas varían aún para un mismo
fabricante
naturaleza impredecible y variable
son el mayor obstáculo para que el funcionamiento de las lámparas de alta intensidad de
descarga sea confiable en alta frecuencia.
e). Clasificación
Por la forma en que se presentan, las RA pueden ser de los siguientes tipos y se presentan en la
Figura 1-10 [5]:
acimutales
transversales
longitudinales
combinaciones entre ellas.
f) Técnicas de eliminación
En la investigación bibliográfica realizada se han encontrado básicamente cinco técnicas para
solucionar los problemas generados por las RA en lámparas de alta intensidad de descarga. Estas
técnicas son las siguientes:
1. Operación en zonas de muy alta frecuencia donde no existe la presencia de resonancias
acústicas
Esta técnica consiste en operar a la lámpara más allá del rango de frecuencias características, (más
de 400 kHz). En este caso, la trayectoria de descarga se comportará exactamente igual que un arco
que se alimenta con CD, evitando así el fenómeno de resonancias acústicas. No obstante, es
necesario conocer la frecuencia característica máxima a la cual se presenta el fenómeno de
resonancias acústicas. Con esta técnica se aumentan las pérdidas por conmutación debido a la
operación a muy alta frecuencia [5].
2. Operación en bandas de frecuencia muy estrechas
La técnica consiste en operar a la LAID en bandas de frecuencia donde no se presenta el fenómeno
de resonancias acústicas. Ya que la zona libre de resonancias acústicas es totalmente dependiente
de las dimensiones del tubo de descarga y de otros factores que no se pueden controlar totalmente;
este método no es confiable, ya que por naturaleza el fenómeno de resonancias acústicas es
impredecible [5].
16
Capítulo 1
3. Operación con ondas senoidales e inyección del tercer armónico
Esta técnica consiste en utilizar dos tanques resonantes, uno sintonizado a la frecuencia de
conmutación nominal y el otro a la frecuencia del tercer armónico con el propósito de eliminar el
fenómeno de RA. Por medio de esta técnica se logra realizar una dispersión del espectro [5].
4. Operación con ondas cuadradas en baja frecuencia
Algunos balastros electrónicos operan la lámpara con una forma de onda cuadrada a baja frecuencia
(50 a 250Hz), para evitar el fenómeno de resonancias acústicas. La forma de onda cuadrada de baja
frecuencia genera una potencia de CD para la lámpara, por lo que no existe excitación y el arco
permanece estable [7]. Sin embargo, el balastro suele ser muy costoso y voluminoso.
5. Técnicas de modulación en frecuencia
El objetivo de esta técnica consiste en dispersar el espectro en potencia de la lámpara para evitar
que la onda de sonido sea lo suficientemente grande en la frecuencia característica de la lámpara,
esto es, si se disminuye el espectro más bajo que el nivel de umbral, se evitan las resonancias
acústicas. Esto se logra al tener la modulación de voltaje o corriente de la lámpara con lo cual se
obtiene un espectro disperso [8].
La dispersión del espectro en potencia de la lámpara es una opción para prevenir resonancias
acústicas, ya que la generación de ondas acústicas ocurre solo si la fuente de onda acústica es lo
suficiente alta en la región sensible de la frecuencia característica.
1.5 Justificación
Actualmente, centros de investigación en muchas partes del mundo están dedicados al desarrollo de
balastros electrónicos eficientes, ligeros, compactos, con alto factor de potencia y, sobre todo, de
bajo costo. Sin embargo, gran parte de este esfuerzo se ha enfocado exclusivamente en las
lámparas de baja presión (lámparas fluorescentes) y muy poco se ha enfocado en el desarrollo de
balastros electrónicos para lámparas de alta presión (lámparas de halogenuros metálicos, de vapor
de sodio y vapor de mercurio). La razón se debe principalmente, a las características de operación
de este tipo de lámparas.
Así como las lámparas fluorescentes presentan la tendencia de sustituir a las lámparas
incandescentes en aplicaciones domésticas, las lámparas de alta presión, en particular las lámparas
de halogenuros metálicos, se perciben como una mejor opción que las lámparas incandescentes
halógenas, en aplicaciones tales como: faros de automóviles, iluminación de escaparates, estadios,
supermercados, etc.
Refiriéndose a las características de operación que distinguen a las lámparas de alta presión, se
destacan dos: una mayor tensión de encendido (de 1 kV a 5 kV con la lámpara fría y de 20 kV a 40
kV con la lámpara caliente) y el fenómeno de las resonancias acústicas, el cual es característico de
este tipo de lámparas. El problema del encendido se resuelve con el desarrollo de ignitores que
17
Capítulo 1
proporcionan altos pulsos de voltaje para el encendido de la lámpara. El desarrollo de ignitores es
una tema aparte el cual no se contempla en este trabajo de tesis maestría.
Por otro lado, el fenómeno de las resonancias acústicas es característico de las lámparas de alta
presión operando a frecuencias superiores a los 10 kHz y surge cuando se tiene una combinación de
potencia y frecuencia tal, que sobrepasan un valor de umbral a partir del cual surgen las resonancias
[1]. Este fenómeno también depende de la presión del gas dentro del tubo en el cual se desarrolla la
descarga, las resonancias acústicas dependen de las características geométricas del tubo en el cual
se desarrolla la descarga (volumen) y de la temperatura del gas [1]. En consecuencia, el rango de
frecuencia en el cual aparecen las resonancias acústicas, varían con el tipo de lámpara y con sus
características de operación.
Dada la creciente importancia de los balastros electrónicos para lámparas de alta presión, se han
propuesto diversas soluciones para la eliminación del problema de las resonancias acústicas, todas
ellas se basan en el mismo principio que consiste en evitar que la lámpara alcance una combinación
de potencia y frecuencia en la lámpara que sobrepase el valor de umbral en el cual aparecen las
resonancias acústicas. Para este fin, los métodos propuestos se basan en obtener una amplia
distribución del espectro de potencia entregado a la lámpara.
Algunas de las soluciones encontradas en la literatura son las siguientes:
1.
2.
3.
4.
5.
operación en zonas de muy alta frecuencia
operación en bandas de frecuencia muy estrechas
operación con ondas sinusoidales e inyección del tercer armónico
operación con ondas cuadradas en baja frecuencia
técnicas de modulación en frecuencia.
Las solución 1 presenta la desventaja de que al trabajar a la lámpara en muy alta frecuencia,
ocasionado un aumento en las pérdidas por conmutación. La solución 2 debido a que el fenómeno
de resonancias acústicas es impredecible no es confiable. Las soluciones 3 y la 4 no presentan
cambios en la frecuencia y son las menos investigadas, éstas dos presentan la desventaja de no
poder utilizar la resonancia para conseguir la elevación del voltaje en el balastro, siendo necesario el
empleo de un ignitor adicional. La solución 5 consiste en dispersar el espectro en potencia y evitar
que la onda del sonido sea lo suficiente grande en la frecuencia característica de la lámpara y evitar
el problema de R.A.
Este trabajo se limitará a realizar la solución 5.
1.6 Objetivos
El objetivo general de este trabajo consiste en la aplicación de la técnica de modulación en
frecuencia para la eliminación de resonancias acústicas y su implementación en un balastro
electrónico para lámparas de halogenuros metálicos controlado por un microcontrolador. En base a
este objetivo general se derivan los siguientes objetivos particulares:
18
Capítulo 1
•
•
estudio del microcontrolador apropiado para la aplicación
diseño e implementación de un balastro electrónico libre de resonancias acústicas.
1.7 Alcance y limitaciones
El alcance de este trabajo de maestría fue el desarrollo de un balastro electrónico para lámparas de
halogenuros metálicos de 70 W libre de resonancias acústicas cuyo control fue realizado por un
microcontrolador. Las limitaciones de este trabajo fueron las siguientes:
solución al problema de resonancias acústicas en lámparas de alta presión alimentadas con
señales sinusoidales de alta frecuencia y variable mediante la técnica de modulación en
frecuencia
diseño del conjunto inversor resonante
estudio del microcontrolador apropiado para la aplicación
aplicación de la técnica control para cerrar el lazo en el balastro electrónico que alimentará a
la lámpara de descarga
implementación del control del balastro en un microcontrolador.
19
Capítulo 2
Implementación de la técnica de modulación
en frecuencia en un microcontrolador
El control de un balastro debe, en esencia, mantener constante la potencia en la lámpara y evitar
con ello el crecimiento incontrolado de la corriente. En el Capítulo 1 se menciona que una de las
principales ventajas de trabajar con altas frecuencias de conmutación es que el gas sobre el cual se
realiza la descarga, una vez ionizado, no alcanza a enfriarse y la descarga permanece de manera
continua sin cambios bruscos. Esto hace que la lámpara tenga un comportamiento resistivo. Sin
embargo, una de las desventajas de trabajar la lámpara en alta frecuencia es la aparición del
fenómeno de resonancias acústicas. En este Capítulo se presentan los conceptos básicos de la
modulación en frecuencia como una alternativa para eliminar el fenómeno de resonancias acústicas,
así como la implementación de la técnica de modulación en frecuencia en el microcontrolador.
2.1 Conceptos de modulación
El proceso conocido como modulación consiste en mover las frecuencias de un mensaje a un rango
de frecuencias más apropiado para su transmisión. Este proceso, que actualmente se emplea, parte
de dos señales de ondas: una señal de alta frecuencia esta es llamada señal portadora, y otra de
baja frecuencia llamada señal moduladora.
La señal portadora se encarga de fijar la frecuencia de transmisión y es la que se afecta para que
transporte la información que se desea.
La señal moduladora produce cambios en la señal portadora por medio del proceso de modulación.
El proceso de modulación se basa en alterar de una forma determinada la señal portadora en
función de la señal moduladora, obteniéndose como resultado final la señal modulada. La
modulación se basa en dos parámetros importantes de la señal: la amplitud y la frecuencia. En
función del parámetro empleado, se tienen dos posibles tipos de modulación: modulación en
amplitud (AM) y modulación en frecuencia (FM). La Ecuación 2-1 muestra la expresión de una señal
senoidal, la cual tiene tres términos que se pueden modificar: la amplitud E, la frecuencia de la
portadora (fc) y el ángulo de fase de la portadora (θ).
e(t ) = E máx sen(2πf c t ) + θ
2-1
20
Capítulo 2
donde:
e(t)= voltaje instantáneo [V]
Emáx = amplitud (V)
Fc = frecuencia (Hz)
Al variar la amplitud del voltaje de la señal portadora (Emáx) sin cambio en todos los demás términos,
se obtiene la modulación en amplitud. Al variar la frecuencia de la portadora (fc) sin cambio en todos
los demás términos sin cambio se obtiene la modulación en frecuencia. Al variar el ángulo de fase
ocasiona un cambio en la frecuencia, por lo que se considera una segunda forma de modulación en
frecuencia, pero existe una diferencia entre ellas. La diferencia radica en cómo y cuando la portadora
es modulada y en las ventajas que cada una posee. De estos tipos de modulación, sólo se tratará la
modulación en frecuencia.
La modulación en frecuencia y en fase son dos formas de modulación angular, ambas son conocidas
con la abreviación FM.
2.2 Modulación angular
La modulación angular resulta cuando el ángulo de fase (θ), de una onda sinusoidal, varía con
respecto al tiempo. La señal con modulación angular se muestra matemáticamente como:
m(t ) = Vc cos[ω c t + θ (t )]
2-2
donde:
m(t) = señal con modulación angular
Vc = amplitud pico de la portadora (V)
ωc = frecuencia en radianes de la portadora (velocidad angular 2πfc)
θ(t) = desviación instantánea de fase (radianes)
La modulación angular θ(t) debe ser una función de la señal modulante. Si Vm(t) es la señal
modulante, la modulación angular está determinada por:
θ (t ) = F [Vm (t )]
2-3
donde :
Vm(t) = Vmsen(ωmt)
ωm = velocidad angular de la señal modulante (radianes/segundo) = 2πfm (Hz)
Vm = amplitud pico de la señal modulante (V)
F = función
La diferencia entre la modulación en frecuencia y la modulación en fase (PM) radica en cuál
propiedad de la portadora (la frecuencia o la fase) está variando directamente por la señal modulante
y cuál propiedad está variando indirectamente. Por lo tanto, FM y PM deben ocurrir cuando se
realiza cualquiera de las formas de la modulación angular. Si la frecuencia de la portadora varía
21
Capítulo 2
directamente de acuerdo con la señal modulante, resulta una señal de FM. Si la fase de la portadora
varía directamente de acuerdo con la señal modulante, resulta una señal PM.
La Figura 2-1 muestra la modulación en frecuencia y en fase de una portadora sinusoidal por una
señal modulante. El inciso c, muestra la modulación en frecuencia, donde la máxima desviación de
frecuencia ocurre en los puntos máximos positivos y negativos de la señal modulante. En el inciso d
se muestra la modulación en fase, donde la máxima desviación de frecuencia ocurre en los cruces
por cero de la señal modulante.
a)
b)
c)
d)
Figura 2-1. Modulación en frecuencia y en fase para una señal portadora sinusoidal, (a) señal
portadora sin modular, (b) señal modulante, (c) onda de frecuencia modulada, (d)
onda de fase modulada
2.2.1 Índice de modulación
Para una señal portadora modulada en frecuencia, el índice de modulación es directamente
proporcional a la amplitud de la señal modulante e inversamente proporcional a su frecuencia.
m =
K 1V m
ωm
=
K 1V m
2π f m
2-4
donde :
K1Vm = desviación en frecuencia (radián / s)
K1Vm
= desviación en frecuencia (Hz)
2π
fm = frecuencia de la señal modulante (Hz)
El índice de modulación se utiliza sólo para describir el grado de modulación para una señal de
amplitud y frecuencias dadas.
22
Capítulo 2
2.2.2 Desviación de frecuencia
La frecuencia y la fase de la portadora están cambiando proporcionalmente, con la amplitud de la
señal modulante. El cambio en frecuencia ∆f se llama desviación en frecuencia.
K1Vm
= ∆f
2π
2-5
La desviación en frecuencia es el desplazamiento relativo de la frecuencia de la portadora en hertz
con respecto a una frecuencia de referencia. La magnitud de la desviación en frecuencia y en fase
es proporcional a la amplitud de la señal modulante Vm y la relación en que la desviación ocurre es
igual a la frecuencia de la señal modulante f m . Siempre que el periodo T de una portadora
sinusoidal cambia, también cambia su frecuencia y si los cambios son continuos, la señal ya no es
una frecuencia sencilla. La forma de señal resultante abarca la frecuencia de la portadora original y
un número infinito de pares de frecuencia laterales desplazadas en ambos lados de la portadora por
un número entero como múltiplo de la frecuencia de la señal modulante.
Para un modulador de FM la sensibilidad de la desviación será frecuentemente en hz/V. Por lo tanto,
la desviación de frecuencia es el producto de la sensibilidad de la desviación y el voltaje de la señal
modulante. Además, con FM es común mostrar el índice de modulación como la relación de la
desviación pico de frecuencia dividida entre la frecuencia de la señal modulante.
m=
∆f
fm
2-6
Por ejemplo, para un transmisor que tiene una frecuencia central asignada de 100 MHz desviada por
±25 kHz, la frecuencia de la portadora con la modulación cambiará entre los límites de 99.975 y
100.025 MHz. El cambio total en frecuencia de 2x25 kHz = 50 kHz es llamado el barrido de la
portadora [5,7].
2.3 Selección de la técnica a implementar
Como se mencionó en el Capítulo 1, el fenómeno de resonancias acústicas en LAID ocasiona
perturbaciones en la presión interna del gas de llenado y, a medida que la frecuencia de la potencia
de entrada se aproxima a una frecuencia característica de la lámpara, el modo de la señal de
presión comienza a ser propagacional, lo que finalmente perturba la trayectoria de descarga del gas
y provoca que la lámpara sea inestable.
Con la distribución del espectro en potencia se busca evitar que exista una componente que sea lo
suficientemente grande como para excitar alguna onda de presión dentro del tubo y provocar las
resonancias acústicas. Generalmente el espectro se distribuye usando una modulación en voltaje a
través de la lámpara. En la actualidad diversos trabajos se han realizado usando distintos modos de
modulación con el fin de lograr mejores resultados. A continuación se presentarán los diferentes
métodos para distribuir el espectro en potencia encontrados en la literatura.
23
Capítulo 2
2.3.1 Modulación con señales periódicas
En la modulación angular con señales periódicas se busca distribuir el espectro en potencia usando
diferentes tipos de patrones periódicos, los cuales se seleccionan considerando la densidad de
distribución espectral, los componentes espectrales máximos y el ancho de banda requerido. La
señal que se usa como señal portadora puede ser cualquier tipo de señal periódica, se han realizado
trabajos empleando los siguientes tipos de formas de onda como señal moduladora: onda senoidal,
onda cuadrada, onda de diente de sierra y onda triangular.
Al modular la corriente a través de la lámpara se busca que el término espectral máximo en la
potencia sea minimizado para evitar que se exciten las resonancias acústicas. Este término
espectral se muestra en la Figura 2-2. La gráfica representa el término espectral máximo en forma
normalizada comparado con el índice de modulación µ. Con un valor de µ>10 se puede lograr
minimizar el término espectral máximo lo suficiente como para que no se logre la excitación de
alguna resonancia acústica.
S v( f ) max
v2
1
0.9
0.8
0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
100
índice de modulación, µ
Figura 2-2. Término espectral máximo de potencia normalizado versus índice de modulación
Las características del espectro de potencia varían de acuerdo al tipo de señal moduladora (ver
Figura 2-3). La modulación por una onda senoidal causa una modulación en amplitud al ser usada
en redes resonantes, la red provoca atenuaciones desiguales en los componentes espectrales, por
lo que habrá altos factores de cresta de corriente en la lámpara que acortarán su vida útil. Con la
modulación por una onda cuadrada la energía se concentra en dos frecuencias localizadas a los
extremos del ancho de banda necesario, no evita la resonancia acústica. La modulación por diente
de sierra o barrido simétrico tienen una mejor distribución espectral. El aumento del ancho de banda
es directamente proporcional a la reducción de la máxima amplitud en el espectro [5].
Figura 2-3. Límites de espectro para: a) onda senoidal; b) onda cuadrada; c) onda diente de sierra
24
Capítulo 2
En general, estos tipos de modulación no aseguran que se evite la aparición de las resonancias
acústicas en lámparas con diferentes características físicas. Esto ha sido comprobado en [6] de
forma práctica al operar distintos tipos de lámpara y aplicando un índice de modulación dentro de un
cierto rango.
El aplicar modulación con una señal periódica triangular tiene una mejor distribución del espectro y el
aumento del ancho de banda es directamente proporcional a la reducción de la máxima amplitud en
el espectro. Debido a esto, la señal periódica triangular presenta los mejores resultados en la
eliminación de resonancias acústicas en [6]. La Figura 2-4 muestra la señal triangular y los limites de
su espectro [7].
Figura 2-4. Señal triangular y su espectro
Es muy similar a la señal periódica diente de sierra pero, los resultados de la señal triangular como
señal modulante en la técnica de modulación en frecuencia para la eliminación de resonancias
acústicas es mejor.
2.3.2 Modulación con señales no periódicas
Este método se refiere a la modulación en ángulo, pero a diferencia de los métodos con patrones
periódicos, se usa una señal no repetitiva. Un trabajo reportado en la literatura aplica para este fin un
ruido aleatorio como señal moduladora [5]. Este tipo de señal tiene un espectro continuo.
El tipo de ruido seleccionado fue el ruido blanco. Esta selección se debe a que es más fácil de
manejar y tiene una distribución gaussiana. El ruido blanco de banda limitada tiene una distribución
espectral como la mostrada en la Figura 2-5 (a) y la modulación en frecuencia correlacionada
presenta una distribución de energía continua (b), además, de que no hay ningún término producido
por la portadora.
Figura 2-5. Distribución espectral: a)Espectro del ruido blanco; b) Espectro correlacionado de FM
Las ventajas del método son una buena reducción en el término máximo espectral, además se logra
un ancho de banda limitado, lo que permite una reducción en la interferencia electromagnética. El
método se aplicó a un inversor resonante con alto factor de calidad y a dos tipos de lámparas. A
25
Capítulo 2
diferencia de la modulación con señales periódicas, este tipo de modulación al ser usada con
circuitos resonantes presenta bajos factores de cresta de corriente en la lámpara [5].
Debido a que uno de los objetivos de este trabajo de tesis es desarrollar una técnica de modulación
en frecuencia que permita eliminar el fenómeno de resonancias acústicas en LAID. Sin embargo, la
bibliografía explica que mediante las señales no periódicas se obtienen los mejores resultados en la
eliminación de RA, pero es más complejo implementarlo en un microcontrolador. Debido a esto se
decidió trabajar con señales periódicas. De los resultados obtenidos sobre la aplicación de señales
periódicas como señales modulantes en la eliminación de resonancias acústicas, la señal periódica
triangular presenta los mejores resultados en [6]. Se tomó como señal modulante la señal periódica
triangular para implementarla como señal modulante en el microcontrolador.
2.4 Microcontrolador
Los microcontroladores son circuitos integrados programables para ejecutar tareas específicas; sus
líneas de entrada / salida soportan el conexionado de las variables a controlar y todos sus recursos
complementarios disponibles tienen como finalidad atender sus requerimientos. Sin embargo, el
microcontrolador es un sistema cerrado de prestaciones limitadas que no se pueden modificar.
Debido a esto los fabricantes de microcontroladores tienen un elevado número de modelos
diferentes, desde los más sencillos hasta los más poderosos, de los cuales es posible seleccionar la
capacidad de las memorias, el número de E/S, la cantidad y potencia de los elementos auxiliares, la
velocidad de funcionamiento, etc.
Los microcontroladores donde tienen su más amplia aplicación es en telecomunicaciones, también
en la industria informática básicamente, en los periféricos de la computadora, en los
electrodomésticos, en los sistemas de alarma y supervisión, la instrumentación y electromedicina, en
la industria automotriz, etc.
De todos los fabricantes de microcontroladores, es difícil considerar cual es el mejor. Realmente no
lo hay, sin embargo la aplicación del microcontrolador es finalmente la que determina cual es el más
conveniente. Para seleccionar el dispositivo que mejor responde a los requerimientos de una
determinada aplicación se deben considerar los siguientes aspectos.
Relacionados al fabricante:
1.
2.
3.
4.
5.
disponibilidad
código de instrucciones y herramientas de desarrollo fáciles de adquirir
fácil diseño
información
precio.
Relacionados al dispositivo:
1. tamaño del dispositivo
2. velocidad de funcionamiento
3. alimentación
26
Capítulo 2
4.
5.
6.
7.
encapsulado
memoria de programa
memoria de datos
periféricos
a. temporizadores
b. comparadores
c. salidas PWM
d. puerto serial
e. convertidores A/D
f. puerto paralelo, entre otros.
La diversidad en los modelos de microcontroladores tiene la finalidad de poder seleccionar el más
adecuado para cada aplicación.
Entre fabricantes de microcontroladores se encuentra Microchip, éste dispone de cuatro familias de
microcontroladores de 8 bits en la que se encuentran: la gama enana, básica, media, alta y mejorada
(Ver anexo 3).
Para seleccionar el dispositivo microcontrolador que se utilizó en este proyecto de tesis se estudió la
gama media ya que se trata de la a serie más variada y completa de PIC’s y la mejorada porque
estos trabajan con un cristal de 40 MHz. El estudiar la gama mejorada fue para obtener una mejor
resolución en los temporizadores. El microcontrolador PIC16C71 se utilizó en un proyecto de tesis
en el CENIDET debido a estos antecedentes fue el primer dispositivo que se estudió pero presenta
algunas desventajas, solo contiene un temporizador y no cuenta con recursos periféricos como el
PWM. El PIC16F84 además de las desventajas del anterior no contiene convertidores analógico
digital. Los PIC16F876 y PIC16F877 cuentan con estos recursos periféricos temporizadores, salidas
PWM y convertidores, etc. El PIC18C442 además de presentar los recursos periféricos del
PIC16F876 y 877 presenta un temporizador más y trabaja con un cristal oscilador de 40 MHZ. En la
Tabla 2-1 se muestran los recursos periféricos de los microcontroladores que se estudiaron.
Tabla 2-1 Recurso Periféricos de los Microcontroladores
Microcontrolador
PIC16C71 PIC16F84 PIC16F876 PIC16F877
Memoria de programa bytes
1k
1k
8k
8k
Memoria de datos bytes
256
256
Convertidor CAD
5
5
8
Líneas de E/S
13
13
22
33
Comunicación serie
No
Si
Si
Frecuencia de operación 20MHz
10MHz
20MHz
20MHz
máx.
Señal PWM
2
2
Temporizadores
1
1
3
3
Fuentes de interrupción
4
4
13
14
Puertos
2
2
3
5
PIC18C442
16k
512
8
33
si
40MHz
2
4
17
5
27
Capítulo 2
Para generar la técnica de modulación en frecuencia en el microcontrolador se utilizó el PIC16F876,
este dispositivo trabaja a una frecuencia máxima de operación de 20 MHz, cada instrucción
consume un tiempo de 200 ns, el registro PR2 del periférico PWM genera un cambio en la
frecuencia de 1 kHz aproximadamente por un cambio de 1 bit, por esta razón se buscó otro
dispositivo que trabajara con una frecuencia superior y se encontró que la familia 18 de
microcontroladores trabajan con una cristal a 40 MHz. El PIC18C442 en cada instrucción consume
un tiempo de 100 ns, pero este dispositivo no fue posible trabajarlo a dicha frecuencia debido a que
los cristales que se adquirieron eran 40 MHz, el dispositivo reducía la frecuencia a 13.4 MHz y no se
consiguió la herramienta de programación, por lo que se regresó al microcontrolador PIC16F876.
Dentro de la arquitectura de este dispositivo se encuentran 3 puertos, convertidores analógico digital,
temporizadores, salidas PWM y puerto serie entre otras.
2.4.1 Arquitectura interna
El diagrama a bloques de la Figura 2-6 muestra una aproximación de la arquitectura interna del
PIC16F876, en él se pueden observar los buses para las instrucciones y datos, estos son totalmente
independientes y se ajustan a las necesidades de cada memoria, permitiendo el acceso simultáneo
consiguiendo elevados rendimientos en el procesamiento de las instrucciones [1].
Memoria de
programa
Bus de
dirección de
datos
Bus de
dirección de
instrucciones
Procesador
Bus de
instrucciones
Memoria de
datos
Bus de datos
Figura 2-6 Diagrama a bloques de la arquitectura interna del PIC16F876
Las partes principales del microcontrolador PIC16F876 son [2,3,4]:
1. procesador
2. juego de 35 instrucciones con 14 bits de longitud; todas se pueden ejecutar en un ciclo de
instrucción a excepción de los saltos que consumen dos
3. 8K palabras de 14 bits máxima para la memoria de código tipo FLASH
4. 368 bytes máximo de memoria de datos RAM
5. 256 bytes máximo de memoria de datos EEPROM
6. 14 fuentes de interrupción
7. 8 niveles de la pila
8. modos de direccionamiento directo, indirecto y relativo
9. temporizador centinela (WDT)
10. código de protección programable
11. modo SLEEP de bajo consumo
12. voltaje de alimentación comprendido entre 2 y 5.5 V
13. capacidad de corriente para manejar LED’s directamente.
28
Capítulo 2
Los dispositivos periféricos del PIC16F876 son [2,3,4]:
1.
2.
3.
4.
5.
6.
timer 0 temporizador – contador de 8 bits con predivisor de 8 bits
timer 1 temporizador – contador de 8 bits con predivisor
timer 2 temporizador – contador de 8 bits con predivisor y postdivisor
módulos de captura comparación PWM
conversor A/D de 10 bits
puerto serie síncrono.
2.4.2 Diagrama de conexionado
En la Figura 2-7 se muestra el diagrama de distribución y asignación de los pines del encapsulado
[2].
Figura 2-7. Diagrama de conexionado
La Figura 2-8 es un esquema simplificado del diagrama de conexionado, en el se muestran los pines
de propósito general, y los puertos con los que cuenta el PIC 16F876.
Osc
Propósito
General
Puerto A
Vss
PIC 16F876
Puerto B
Lineas E/S
VDD
Reset
Puerto C
Microcontrolador
Figura 2- 8. Diagrama simplificado de la asignación de los pines
29
Capítulo 2
La asignación de las funciones para los diferentes pines se presenta en el anexo 3.
2.5 Implementación de la técnica de modulación en el
microcontrolador
La modulación en frecuencia es un cambio de la frecuencia nominal, la cual depende de la señal
modulante, El objetivo de esta tesis es implementar modulación en frecuencia en un
microcontrolador usando una señal triangular para una lámpara de 70 W. La Figura 2-9 muestra la
forma de onda de la señal modulante triangular de baja frecuencia, cuando se le aplica la
modulación se observa el cambio en la frecuencia de la portadora y su valor varía de un valor
mínimo cambiando hasta llegar a un valor máximo los cuales están determinados por la señal
modulante.
Señal portadora
KHz
Señal modulante
90
80
70
600Hz
Señal modulada
Figura 2-9. Modulación en frecuencia
Para lograr implementar la técnica de modulación en frecuencia en el microcontrolador,
primeramente se genera la señal portadora, esta señal es obtenida de la salida PWM que el
microcontrolador genera, esto se explica con más detalle en la siguiente sección.
2.5.1 Generación de la frecuencia central
El microcontrolador PIC 16F876 disponen de dos módulos CCP, los cuales pueden realizar la
función de modulación de anchura de pulsos (PWM). Aclarando que las señales obtenidas se
utilizarán como un oscilador para generar los pulsos de control de los interruptores y estos no
realizarán la modulación de anchura de pulso.
Los microcontroladores PIC16F876 disponen de dos módulos CCP, llamados CCP1 y CCP2, los
cuales son idénticos, estos pueden realizar tres funciones principales [2]:
1. modo captura
2. modo comparación
3. modo modulación de anchura de pulsos (PWM).
30
Capítulo 2
De estos tres modos se estudió el PWM, con este modo de trabajo se consiguen pulsos lógicos cuya
anchura del nivel alto es de duración variable, la Figura 2-10 muestra el esquema de la estructura
interna del modulo PWM.
Para lograr la señal portadora por el pin de salida RC2/CCP1 el microcontrolador realiza lo siguiente:
1. el pin RC2/CCP1 del puerto C se configura como salida y cambia entre los niveles lógicos 0
y1
2. un comparador pone a 1 un flip-flop cuando el registro PR2 coincide con el valor del TMR2,
momento en el cual el registro TMR2 toma el valor de 00H
3. otro comparador detecta que coincida el valor del CCPR1H con el valor del TMR2 el flip-flop
cambia su valor a 0.
Figura 2-10. Esquema de la estructura interna del módulo CCP1 en modo PWM
Cuando el valor del TMR2 coincide con el del PR2 suceden tres acontecimientos, la descripción se
orienta hacia el módulo CCP1[2]:
1. se borra el TMR2
2. el pin RC2/CCP1 se pone a 1
3. el valor de CCPR1L, que es el que determina la anchura del impulso, se carga en
CCPR1H.
Figura 2-11. Periodo y ciclo de trabajo cuando los registros TMR2 y PR2 coinciden
Para generar el periodo de la señal portadora se utiliza la formula 2-7 y el valor es cargado en el
registro PR2.
Periodo = [(PR 2 ) + 1].4.Tosc.Valor Pr edivisor TMR 2
2-7
31
Capítulo 2
El tiempo que la señal está en nivel alto, depende del contenido cargado en CCPR1L y de los dos
bits 4 y 5 del CCP1CON, para trabajar a una precisión de 10 bits, con la formula 2-8 se obtiene el
ciclo de trabajo de la señal.
Anchura de pulso = (CCPR1L : CCP1CON 5 4 .Tosc.valor pedivisor TMR 2 )
2-8
La Tabla 2-5 muestra los registros asociados a los módulos CCP1 y CCP2 en modo PWM.
Tabla 2-5 Registros que se encargan de programar el módulo CCP1 y CCP2 en modo PWM
Para configurar el modo PWM se realizan los siguientes pasos [2,3]:
1.
2.
3.
4.
5.
se asigna el valor del periodo en PR2
se asigna la anchura de pulso en los registros CCPR1L Y CCP1CON
se configura la línea RC2/CCP1 como salida
se asigna el valor del Predivisor y se activa el TMR2 en el registro T2CON
se configura el módulo CCP1 en modo PWM.
Se realizó el programa para obtener la señal portadora con una frecuencia de 80 kHz y una anchura
de pulso del 50%.
Para obtener una señal con una frecuencia de 80 kHz, se utiliza la fórmula 2-7, con esta se obtiene
el período de la señal.
32
Capítulo 2
1
1
=
= 0.0000125
frecuencia 80kHz
1
Tosc =
= 0.00000005
(20 MHz )
0.0000125
PR 2 =
− 1 = 61.5
4(0.00000005)1
Periodo =
El valor cargado en PR2 es 61 y el microcontrolador genera una frecuencia de 80.645 kHz.
Con la fórmula 2-8 se obtiene el valor del ciclo de trabajo, para un ciclo de trabajo del 50 % .
Periodo 0.0000125
=
= 0.00000625
2
2
0.00000625
CCPR1L : CCP1CON 5 4 =
= 125
(0.00000005)1
En binario = 1111101
Anchura de pulso =
Los dos bits menos significativos son para los bits 4/5 del registro CCP1CON por lo que nos
quedaría una palabra de 11111 que corresponde a un 31 el cual es cargado en el registro CCPR1L.
Los bits (2,3) del registro CCP1CON son para activar el modo PWM. El bit 2 del registro T2CON
activa el TMR2 (Temporizador 2).
Se tienen todos los valores necesarios para generar la señal portadora a una frecuencia de 80 kHz.
El diagrama de flujo de la Figura 2-12 muestra la secuencia para obtener la señal portadora a una
frecuencia de 80 Khz.
INICIO
PORTC=0
PR2 = 61
CCPR1L = 31
CCP1CON =
00101100
T2CON = 4
CICLO
Figura 2-12. Diagrama de flujo para una frecuencia de 80 kHz
1.
2.
3.
4.
5.
se configura el pin RC2/CCP1 como salida
se carga el valor del período en el registro PR2
se carga el valor del ancho de pulso en el registro CCPR1L
se cargan los bits del registro CCP1CON y se configura el modo PWM
se activa el temporizador TMR2
33
Capítulo 2
6. el programa se queda en un ciclo, pero la salida PWM genera la señal portadora.
2.5.2 Generación del patrón de modulación con una señal
triangular
El programa genera el patrón de modulación con una señal portadora de frecuencia 80 kHz y con
una señal modulante triangular.
Debido a que el microcontrolador trabaja de forma discreta, primeramente se obtienen los puntos de
la señal modulante. El registro PR2 es de 8 bits del cual se obtiene el período, este registro es
manipulado para obtener las frecuencias que puede generar el microcontrolador con el periférico
PWM. La Figura 2-13 (a) muestra la relación entre la frecuencia y el dato del registro PR2.
a). Relación entre la frecuencia y los datos de la palabra del registro PR2 del PWM
b). Relación entre la frecuencia y los datos del registro PR2 de 60 a 100 kHz
Figura 2-13. Relación entre la frecuencia y el registro PR2 del PWM
La Figura 2-13 (a) muestra las frecuencias que se pueden obtener del registro PR2; sin embargo se
observa que el comportamiento del dato y la frecuencia no es lineal, si la señal portadora tiene una
frecuencia de 80 kHz y utiliza una desviación de ± 20 kHz, el rango de frecuencias que se utilizan
34
Capítulo 2
son de 60 a 100 kHz, en la Figura 2-13 inciso b) se muestra esta sección del inciso a), en ésta se
observa más linealidad esto se realiza para obtener los datos para generar la modulación en
frecuencia.
Para generar el programa que contenga el patrón de modulación se realizó lo siguiente:
Para obtener un cambio en la frecuencia de la señal portadora es necesario manipular los registros
utilizados para generar dicha señal. Esto fue posible mediante Tablas subrutinas en la memoria del
microcontrolador mediante instrucciones retlw.
Los registros necesarios para generar un cambio en la frecuencia de una señal PWM son
básicamente tres, son el registro PR2, CCPR1L y CCP1CON, debido a esto fue necesario generar
tres Tablas con los datos necesarios para generar la señal modulante.
Para una señal portadora de 80 kHz, con una desviación de ±20 kHz y una señal modulante
triangular de 600Hz mostrado en la Figura 2-14 se realiza lo siguiente:
Figura 2-14. Señales para generar la modulación en frecuencia
1. con los puntos obtenidos de la relación del registro PR2 y la frecuencia (gráfica de la Figura
2-13 b), se realizan las Tablas para obtener las distintas frecuencias
2. de la señal modulante se obtiene el periodo
3. el periodo se divide entre el número de puntos obtenidos de la gráfica de la Figura 2-13 (b)
para encontrar el tiempo para cada cambio de frecuencia.
2.5.3 Generación de intervalos de tiempos
Una de las labores más habituales en los programas de control de dispositivos suele ser determinar
intervalos concretos de tiempo, el elemento encargado de realizar esta función recibe el nombre de
temporizador (timer). El microcontrolador cuenta con registros temporizadores para generar
intervalos de tiempo.
Cuando funcionan como temporizador conviene cargarle con el valor de los impulsos que se quiere
temporizar, pero expresado en complemento a 2. De esta manera, al llegar el número de impulsos
deseado se desborda y al pasar por 00 H se activa la bandera y se produce la interrupción.
Para calcular los tiempos a controlar con los temporizadores se utilizan las siguientes fórmulas:
Temporización = 4.Tosc.(valor c arg ado en TMR)( Rango del Divisor )
2-9
35
Capítulo 2
Valor a c arg ar en TMR =
donde:
tiempo de oscilación:
temporización:
rango del divisor:
valor cargado en TMR:
Temporización
4.Tosc.Rango del Divisor
2-10
Tosc = 1/Fosc = 1/20MHz
es el tiempo a programar
cuantos pulsos de reloj debe pasar para generar el tiempo
complemento a 2 del valor que se carga en el registro TMR.
Los microcontroladores PIC 16F876 disponen de un conjunto de temporizadores - contadores para
manejar operaciones que involucran al tiempo y el conteo de eventos. Son tres y se denominan
TMR0, TMR1 y TMR2 (Ver anexo 3).
Para encontrar el tiempo que cada dato de frecuencia que genera el patrón de modulación se realiza
lo siguiente:
1. se necesita conocer el número de puntos de la gráfica 2-13 b. El número de puntos son 35,
para frecuencias de 60 a 100 kHz
2. el número total de puntos es [(2)(35)-1]= 69 para generar una señal triangular
3. el periodo de la señal modulante triangular de 600 Hz es 0.00166666667
4. el periodo se divide entre el tiempo de un ciclo de instrucción 0.00166666667s / 200 ns esto
es 8333.33333 dividido entre el número de puntos es 120.772 en hexadecimal es 79
5. el valor cargado en el temporizador es el complemento a 2 de 79 es FF86.
La subrutina para generar la señal modulada expresada en el diagrama de flujo de la Figura 2- 15
funciona de la siguiente manera.
1. el programa genera la señal portadora a 80kHz
2. para generar la señal modulante, la frecuencia debe variar de acuerdo a la forma de onda y
a la frecuencia de la señal modulante que se esté aplicando, la Figura 13 (b) muestra la
gráfica de datos discretos que forman las Tablas para generar dicha señal. Se utiliza el
periodo para encontrar el tiempo que cada dato estará presente, este tiempo se cargará en
el TMR1
3. las interrupciones son desviaciones del flujo de control del programa originadas por diversos
sucesos (por ejemplo el desbordamiento de un temporizador), cuando el TMR1 se desborda
entra en una subrutina de interrupción donde se realiza el cambio de la frecuencia mediante
la manipulación de los registros del periodo y el ancho de pulso. Al terminar la subrutina el
puntero regresa a la dirección guardada en la pila.
36
Capítulo 2
INICIO
LLAMA F. CENTRAL
SI
NO
¿INT. TMR1?
INTERRUPCION
¿INT. TMR2?
RETLW D'82'
RETLW D'81'
.
.
.
RETLW D'49'
NO
RETLW D'41'
RETLW D'41'
.
.
.
RETLW D'25'
SI
LLAMA TABLA DEL
PERIODO
LLAMA TABLAS PARA
EL CICLO DE TRABAJO
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
.
.
.
RETLW B'00101100'
Figura 2-15. Diagrama de flujo de la señal modulante
37
Capítulo 3
Diseño e implementación del balastro
Aunque la lámpara es el elemento más importante de un sistema de iluminación, el balastro es un
elemento imprescindible para la operación de la misma. En el capítulo 1 se mencionan las etapas
que forman el balastro electrónico entre las que se encuentran, la etapa inversora, el tanque
resonante y el circuito de control para los interruptores de alta frecuencia. En este capítulo se
presenta el estudio de los inversores de alta frecuencia más utilizados en balastros electrónicos, se
aborda el estudio del inversor clase D, las configuraciones del tanque resonante, su análisis
matemático y el diseño del circuito de control mediante un microcontrolador.
3.1 Etapa del inversor
La función de un inversor consiste en generar una onda de tensión o de corriente alterna de una
determinada magnitud y frecuencia a partir de una fuente de energía continua, que posteriormente
es filtrada por medio de un circuito tanque resonante para obtener una onda de alta frecuencia con
bajo contenido en armónicos. Finalmente esta onda es empleada para alimentar una carga
determinada en CA.
Los inversores encuentran una aplicación particularmente interesante en la alimentación de
lámparas de descarga. Además de realizar el encendido y la alimentación de la lámpara en régimen
permanente al igual que los sistemas tradicionales (balastros electromagnéticos), presentan la
ventaja de alimentar las lámparas con corriente de alta frecuencia. Esto produce un aumento del
flujo luminoso emitido por la lámpara con respecto al emitido por la lámpara alimentada a la
frecuencia de red para la misma potencia eléctrica [1]. Además, la alimentación a alta frecuencia
elimina el efecto estroboscópico, aumentando la calidad de la iluminación proporcionada por estas
lámparas y haciendo posible su empleo en muchas aplicaciones. Otras ventajas adicionales son
control del flujo luminoso, regulación de la potencia eléctrica entregada a la lámpara, etc.
3.1.1 Parámetros característicos de un inversor
La Figura 3-1 muestra un inversor alimentando una carga resistiva. El inversor se caracteriza
básicamente por la calidad de su onda de salida, que en general puede ser una tensión o una
corriente. Cuanto menor sea el contenido en armónicos de la onda de salida, más próxima será ésta
a una onda senoidal pura. En este sentido se definen los parámetros siguientes [6]:
38
Capítulo 3
Q1
D1
a
i1
Vs
i0
L
i2
R
D2
Q2
V 0 =V a
Figura 3-1. Esquema de conversión CC-CA
Distorsión del armónico n Dn:
V
Dn = n
V1
3-1
donde Vn y V1 representan el valor eficaz del armónico de orden n y de la fundamental
respectivamente.
distorsión armónica total THD:
THD (%) =
V22 + V32 + ... + Vn2 + ...
V1
× 100
3-2
Puesto que los armónicos de orden superior tienen un peso cada vez inferior en la onda de salida
del inversor y son por tanto más fáciles de filtrar, suelen definirse también factores de distorsión
ponderados, de la forma siguiente:
factor de distorsión del armónico n DFn:
DFn =
Vn
V1n
3-3
factor de distorsión total TDF:
2
TDF (%) =
 Vn 
 
∑
2 , 3... n 
× 100
V1
3-4
39
Capítulo 3
3.1.2 Topologías de inversores
Existen varias configuraciones de inversores que se emplean en balastros electrónicos para
lámparas de descarga que pueden ser alimentadas en tensión y/o en corriente, de acuerdo a las
necesidades de la topología. Los inversores más utilizados en balastros electrónicos son: el inversor
clase D, el inversor Push-Pull que puede ser alimentado en tensión y en corriente, el inversor medio
puente, el inversor puente completo y el inversor clase E. Para conocer más a fondo las
características de los inversores se pueden consultar las referencias [4] y [6].
3.1.2.1 Inversor push-pull
El inversor push-pull presenta la ventaja de poder ajustar el nivel de tensión de la onda cuadrada de
salida por medio de la relación de espiras del transformador. Sin embargo tiene el inconveniente
fundamental de que los transistores deben soportar el doble de la tensión de entrada, ya que a la
propia tensión de entrada se le suma el valor reflejado en el primario del transformador. Además
esta topología exige el uso de un elemento reactivo adicional, como es el transformador, lo que
aumenta el costo para algunas aplicaciones. Esto hace que dicha topología se reserve para el caso
de tensiones de entrada reducidas, donde el uso de un transformador elevador es inevitable [1,8].
Por otro lado, el diseño y la construcción del transformador debe realizarse con mucho cuidado para
evitar componentes continuas en el flujo del núcleo, que podrían dar lugar a fuertes corrientes de
magnetización, disminuyendo el rendimiento del inversor o incluso produciendo su destrucción
debido a la saturación del transformador. La ventaja del push-pull es que los interruptores están
referidos a tierra y el aislamiento que proporciona el transformador. La Figura 3-2 muestra las
topologías del inversor push-pull alimentado en tensión y en corriente.
1
1
NVin
Vin
NVin
Vin
N
1
N
NVin
1
NVin
a). Push-pull alimentado en tensión
b). Push-pull alimentado en corriente
Figura 3-2. Topología del inversor push-pull
3.1.2.2 Inversor clase D
El inversor clase D es una topología alimentada en tensión, la cual tiene dos interruptores que
presentan esfuerzos de tensión igual al de su voltaje de entrada.
40
Capítulo 3
Estrictamente hablando, esta topología no corresponde a un inversor, porque genera una tensión de
salida que tiene siempre la misma polaridad. Esto hace preciso que el circuito tanque al que alimenta
esta topología presente un condensador en serie con la entrada de forma que se bloquee el paso de
corriente continua. Así la tensión alterna de entrada al circuito tanque corresponderá a una onda
cuadrada de tensión máxima igual a la mitad de la tensión de entrada [9]. La Figura 3-3 muestra la
topología de un inversor clase D.
Vin/2
Vin
C
Vin/2
Figura 3-3. Topología del inversor clase D
3.1.2.3 Inversor medio puente
El inversor tipo medio puente es muy similar al inversor clase D, tiene dos interruptores que tienen
esfuerzos de voltaje igual a la tensión de entrada, emplea dos condensadores para crear un punto a
una tensión flotante igual a la mitad de la tensión de entrada. De esta forma la tensión de salida
corresponde directamente a una onda cuadrada de valor máximo igual a la mitad de la tensión de
entrada, con la diferencia que su salida entrega una tensión bipolar con una magnitud equivalente a
un medio del voltaje de entrada. Su principal desventaja es que tiene un transistor flotado [2]. La
Figura 3-4 muestra la topología del inversor medio puente.
Vin/2
C
Vin
Vin/2
C
Figura 3-4. Topología del inversor medio puente
3.1.2.4 Inversor puente completo
En algunas aplicaciones con elevada tensión de entrada, los inversores clase D y medio puente,
pueden no suministrar potencia suficiente a la salida. En estos casos puede emplearse la topología
en puente completo. Esta topología emplea cuatro interruptores para generar una tensión cuadrada
de valor máximo igual al de la tensión de entrada, el doble que en la topología anterior y el inversor
clase D [3].
41
Capítulo 3
El inversor puente completo, es una topología adecuada para potencias elevadas. Entre sus
desventajas se encuentran el uso de 4 interruptores, de los cuales dos están flotados. Los
interruptores deben soportar la tensión de entrada y entregan a la salida un voltaje bipolar igual a la
tensión de entrada. La Figura 3-5 muestra la topología del inversor puente completo.
Vin
Vin
Vin
Figura 3-5. Topología del inversor puente completo
3.1.2.5 Inversor clase E
El inversor basado en el amplificador clase E tiene como principal ventaja que sólo utiliza un
interruptor que está referido a tierra, pero su desventaja radica en que este interruptor debe soportar
hasta cuatro veces el voltaje de entrada y por lo tanto no debe circular en el mucha corriente para no
necesitar sobredimensionar el dispositivo. En esta configuración es necesario tener conmutaciones a
voltaje cero (ZVS) ó a corriente cero (ZCS) para minimiza las pérdidas por conmutación [4,6].
Vin/2
L
Vin
C
Vin/2
Figura 3-6. Topología del inversor clase E
3.1.3 Criterios de selección
Los criterios para la selección de un inversor para un balastro resultan de la minimización de costos,
la potencia de la lámpara que se va alimentar y la frecuencia de operación:
1. el numero de dispositivos semiconductores que involucra la topología
2. los esfuerzos de tensión y la capacidad de corriente de los interruptores
3. la potencia que puede suministrar el inversor.
La Tabla 3-1 presenta un resumen de las principales características de las topologías inversoras
alimentadas en voltaje [5].
42
Capítulo 3
Topología
Push-pull
Tabla 3-1 Características de las topologías inversoras
Componentes
Esfuerzo de
Magnitud de la fundamental
V1
adicionales
voltaje
4 NVcc
un transformador
2Vcc
π
2Vcc
π
2Vcc
π
4Vcc
π
Clase D
Medio puente
Puente
completo
Clase E
ω
π
∫
2π
0
ω
v1 (t ) sen(ωt + φ1 )dt
un capacitor pequeño
para eliminar la
componentes de CD
Transistores
flotados
0
un capacitor grande de
filtrado
Vcc
2
Vcc
2
dos interruptores
Vcc
2
una inductancia
Vcc
0
1
1
En general, con respecto a las topologías presentadas, se puede concluir que la topología a utilizar
dependerá de las necesidades que se tenga, para potencias mayores, el inversor puente completo
es la mejor opción. Sin embargo, si lo más importante es disminuir el número de elementos del
inversor, el amplificador clase D sería una buena alternativa. Para una alimentación de bajo voltaje,
el inversor push-pull sería una buena elección debido a su facilidad de manejar un voltaje mayor de
salida al variar su relación de transformación.
Todas las topologías anteriormente mostradas pueden ser alimentadas en corriente, solo es
necesario agregarles una inductancia entre el capacitor de filtrado y el inversor de alta frecuencia,
esto sería una desventaja para estos inversores por que aumentaría los elementos del diseño, el
costo y sería más voluminoso. Sin embargo existen otras, las más representativas son las
siguientes:
1. el inversor push-pull alimentado en corriente
2. el amplificador clase E.
Estas topologías tienen como característica común que se pueden trabajar a frecuencias muy
elevadas (del rango de MHz), esto se debe a que las conmutaciones en el interruptor pueden ser
realizadas a corriente cero.
Después de lo anteriormente mencionado, la topología inversora clase D es la más adecuada para
alimentar la lámpara en alta frecuencia (> 10 kHz ) y minimizar el número de elementos del inversor,
además ésta se puede aplicar a potencias medias (lámpara de 70W).
3.2 Etapa del tanque resonante
El tanque resonante es una de las partes más importantes de un balastro y debe cumplir ciertos
requisitos [5]:
43
Capítulo 3
1. limitar la corriente de descarga de la lámpara
2. proporcionar el voltaje de encendido adecuado
3. proporcionar una señal simétrica y alterna con bajo factor de cresta.
El tanque resonante limita la corriente de la lámpara generalmente por medio de un inductor
conectado en serie con ella, el voltaje de encendido se proporciona a la lámpara a través de un
capacitor. Existen muchas combinaciones para obtener un tanque resonante, en la Figura 3-7 se
muestran algunas de las más comunes y utilizadas en balastros electrónicos en la bibliografía [7].
Figura 3-7. Configuración de tanques resonantes a) LC serie, b) LC paralelo, c) LCC y d) IIC
La investigación de tanques resonantes aplicados a LAID, ha sido dirigida principalmente a las
configuraciones LC paralelo y LCC. La única diferencia entre ambas configuraciones es la adición de
un capacitor extra Crs en serie con el inductor en el tanque LCC, la función de este capacitor es
filtrar la componente en CD de voltaje que aparece en los inversores basados en amplificadores
clase D. Sin embargo, el considerar este capacitor extra dentro del diseño del tanque presenta
ventajas adicionales que optimizan el encendido y la estabilización en la LAID.
3.2.1 Selección de la configuración
Como se sabe la topología inversora seleccionada es la del inversor clase D. Ahora la selección del
tanque resonante depende de las características necesarias del tanque para este trabajo y las
prestaciones que cada topología ofrece. Las funciones del tanque resonante son limitar la corriente
en la lámpara, proporcionar el voltaje adecuado de encendido y proporcionar una señal simétrica.
A continuación se presenta en la Tabla 3-2 un resumen de las ventajas y desventajas que tiene cada
uno de los tanques resonantes con el fin de seleccionar el que mejor se ajuste a las necesidades del
trabajo de tesis [7,9].
44
Capítulo 3
Tabla 3-2. Ventajas y desventajas de las configuraciones de tanques resonantes
Tanque Resonante
Ventajas
Desventajas
LCC
LC serie
LC paralelo
IIC
• capacitor extra que aumenta la versatilidad
• no se utiliza cuando se alimenta
• mejor filtrado de la componente de CD
con tensiones bajas (<100V)
• misma frecuencia de encendido y de
conmutación
• no puede elevar la tensión.
• se comporta como una fuente de
• Diseño sencillo
tensión
• la frecuencia de encendido y de
operación es diferente para un
amplificador clase E
• el valor de Q es fijo, queda
• misma frecuencia de encendido y de
determinado por el valor del
conmutación
voltaje fundamental aplicado al
tanque y del voltaje de lámpara
• mismas que el tanque LCC y además
• complejidad en el diseño
• puede ser alimentado con tensiones bajas
En la Tabla 3-2 se observa:
1. El tanque resonante IIC queda descartado totalmente para su empleo en este trabajo por su
complejidad en el diseño.
2. El tanque resonante LC serie necesita de dos frecuencias, una para encender a la lámpara y
otra para operar en estado estable, lo que requiere un arreglo adicional para el cambio de
frecuencia. Si se requiere el menor número de elementos para disminuir el costo del balastro
el tanque LC serie queda descartado para el diseño.
3. El tanque LC paralelo sería adecuado puede encender y operar a la lámpara con una sola
frecuencia, pero presenta la desventaja de que el factor de calidad es fijo y no se puede
seleccionar libremente. Esto se debe al especificar los valores del voltaje de lámpara y del
voltaje fundamente aplicado al tanque [7]. El hecho de poder seleccionar el factor de calidad
permite mayor libertad para establecer las condiciones de operación de la lámpara según se
considere. Debido a esto el tanque LC paralelo queda descartado del diseño.
4. El tanque LCC puede manejar una sola frecuencia para encender y operar a la lámpara. El
factor de calidad para el tanque LCC deberá satisfacer un valor mínimo necesario, pero si se
satisface esa condición se puede seleccionar el valor según convenga en el diseño [7]. Esto
se debe al capacitor extra que presenta con respecto al tanque LC paralelo. El hecho de
poder seleccionar el factor de calidad permitirá mayor libertad para establecer las
condiciones de operación de la lámpara según se considere. Debido a esto el tanque LCC
se empleó en el diseño del prototipo.
Las características para el diseño del tanque resonante para una lámpara de halogenuros metálicos
MNH-TD 70 de marca Philips son las siguientes:
1. potencia de lámpara 70 W
45
Capítulo 3
2. voltaje eficaz de la lámpara 90 Vrms
3. bus de corriente directa 400 V.
Dadas las características de diseño para el tanque resonante a utilizar y las ventajas y desventajas
de las diferentes configuraciones de tanques resonantes el más apropiado que se empleó en este
trabajo de tesis es el tanque resonante LCC.
3.2.2 Análisis y diseño del taque resonante LCC
La mayoría de los análisis de tanques resonantes reportados se basan en considerar únicamente si
el tanque resonante es capaz de encender y estabilizar la descarga en la lámpara. En la mayoría de
las ocasiones se consideran dos frecuencias diferentes, una para el encendido y otra para el estado
estable. Al utilizar el análisis de una sola frecuencia de operación y ganancia máxima [7], no sólo se
consideran los requisitos básicos de encendido y estabilización de la corriente de descarga, sino que
establece una sola frecuencia de conmutación para el encendido y la estabilización de la corriente
de descarga, garantiza la aplicación de la ganancia de voltaje máxima durante el estado de preencendido, además de que las transiciones de encendido a apagado y viceversa en los interruptores
son realizadas a corriente cero (ZCS).
La ventaja de encender y estabilizar la corriente de descarga con una sola frecuencia de encendido
permite simplificar el circuito de control, eliminar componentes innecesarios y de esta manera
disminuir el costo del tanque resonante. Para lograr la ganancia de voltaje máxima durante el estado
de pre-encendido, la frecuencia de resonancia natural del tanque resonante tiene que se la misma
que la frecuencia de conmutación (fr(P)=fs), por consiguiente, durante este estado el tanque
resonante se comporta como circuito abierto obteniéndose un voltaje elevado en las terminales de
Crp, con lo cual se garantiza que la lámpara enciende el cual es el máximo voltaje que es capaz de
proporcionar el tanque resonante.
Durante el estado estable, la frecuencia natural del tanque resonante es la misma que la frecuencia
de conmutación(fr(s)=fs). Bajo estas condiciones el factor de potencia de la carga del inversor
resonante es unitario y el esfuerzo de corriente en los interruptores será menor, disminuyendo las
pérdidas por conducción.
En la Figura 3-5 se muestra el diagrama esquemático de un balastro electrónico empleado en este
trabajo. En este esquema se tienen dos etapas, la primera de ellas se utiliza para corregir el factor
de potencia y para generar un voltaje de DC regulado para la segunda etapa. La segunda etapa es
un inversor resonante operando a alta frecuencia, el cual se utiliza para la ignición y estabilización de
la lámpara durante su operación en estado estable. En este caso, el inversor resonante está
formado por un inversor clase D junto con un filtro LCC.
46
Capítulo 3
Lámpara HID
M1
Etapa
CFP
Linea AC
Impulsor y
Control
LR
Cs
Cr
M2
Figura 3-8 Balastro electrónico
Análisis para una sola frecuencia de operación y ganancia máxima.
Cs
Lr
Va
Cp
Rp
XL
Va
RL
Xcs
Xcp
Rp
XL
RL
Vo
Xcp
Rp
(a)
Va
Xcs
XL
(b)
Xcs
Xce
Req
Va
Rp
(c)
Vx
(d)
Figura 3-9 Balastro simplificado de la Figura 3-8 a). Filtro LCC, b). Estado de preencendido,
c). Estado estable, d). Estado estable con circuito equivalente serie
En este análisis se utilizará la técnica de aproximación al voltaje fundamental del voltaje generado
por el inversor y se considera que la lámpara de alta intensidad de descarga se comporta como una
resistencia (RL) durante la operación en estado estable cuyo valor no cambia. En la Figura 3-9 a) se
muestran el esquema del balastro simplificado de la Figura 3-8. El voltaje fundamental del inversor
que se aplica al tanque LCC se representa por Va, la lámpara se representa por RL y Rp representa
las resistencias parásitas del inversor. En la figura 3-9 d) Xce y Req representan la impedancia
equivalente serie de Xcp y RL y están determinadas por las siguientes ecuaciones [7]:
Re q =
RL Xcp 2
2
RL + Xcp 2
3-5
2
Xce =
RL Xcp
2
RL + Xcp 2
3-6
47
Capítulo 3
Primeramente se considera una frecuencia de conmutación para encender y estabilizar la corriente
de descarga en la lámpara. En la Figura 3-9 se muestran los circuitos equivalentes del tanque
resonante LCC en los estados de pre-encendido y estado estable. Durante la fase de pre-encendido
Figura 3-9 (b) la lámpara aún no enciende por lo que se considera como un circuito abierto, y la
ganancia está determinada por:
Xcp
M =
Rp + ( X L − Xcs − Xcp)
2
2
=
Vo
Va
3-7
donde:
Va es voltaje fundamental aplicado al tanque
De la ecuación (3-7) se observa que la ganancia M será máxima cuando el circuito esté en
resonancia:
3-8
X L − Xcs − Xcp = 0
Durante la operación en estado estable, Figura 3-9 (d), la lámpara se comporta como una
resistencia. Para este caso se obtiene que la potencia se disipa completamente en Req. De la
definición de potencia se obtiene:
1
PL =
Vx 2
3-9
2 Re q
donde:
PL es la potencia de lámpara
De la Figura 3-9 (d) resulta que:
Vx =
Re q
Re q 2 + ( X L − Xcs − Xce) 2
Va
3-10
Sustituyendo (3-10) en (3-9) y despejando se obtiene:
( X L − Xcs − Xce) 2 =
Va 2
Re q − Re q 2
2 PL
3-11
Aplicando la condición de ganancia máxima (3-7) en (3-11), se obtiene:
Va 2
( Xcp − Xce) =
Re q − Re q 2
2 PL
2
3-12
Sustituyendo las expresiones de (3-5 ) y (3-6) en la ecuación (3-12) y resolviendo para Xcp se
obtiene:
1 VLVa
Xcp =
3-13
2 PL
48
Capítulo 3
donde:
VL es el valor eficaz del voltaje de lámpara
Aplicando la definición del factor de calidad en el circuito de la Figura 3-9 (c) se tiene que:
XL = Q Re q ; en tanto que el valor de Xcs se obtiene de la condición de ganancia máxima en el
tanque LCC, es decir: Xcs = XL − Xcp .
Debido a que Xcs debe ser mayor a cero ( Xcs = XL − Xcp > 0) , sustituyendo la definición de factor de
calidad y la expresión (3-12) en la condición de ganancia máxima (3-7) se obtiene:
2
2V + Va 2
Q> L
2VLVa
3-14
La expresión 3-14 determina el valor mínimo necesario del factor de calidad Q del filtro para que Xcs
sea mayor que cero.
Al sustituir las expresiones (3-8) y (3-13) en la expresión (3-7) se obtiene la expresión que determina
la ganancia máxima en el estado de pre-encendido:
Vo
Xc
1 VLVa
= M max =
=
Va
Rp
2 PL Rp
3-15
Por lo que el voltaje de encendido máximo aplicado a la lámpara es:
Vomax = M maxVa
Xc
Va
Rp
1 V LVa 2
=
2 PL Rp
3-16
Vomax =
3-17
Vomax
3-18
La figura 3-10 muestra la localización de las resonancias acústicas en diferentes lámparas de alta
intensidad de descarga. Para una lámpara de halogenuros metálicos se puede predecir en que
rango de frecuencias aparecerán las resonancias acústicas, por lo que se utilizaron frecuencias
donde la resonancias acústicas están presentes 60kHz y 80kHz.
49
Capítulo 3
a)
50
Hz
100
200
500
1k
2
5
10 k
20
50
100
Parpadeo del arco
Serpenteo del arco
250 k
Extinción del arco
b)
50
Hz
100
200
500
1k
2
5
10 k
20
50
100
Operación estable
250 k
c)
50
Hz
100
200
500
1k
2
5
10 k
20
50
100
250 k
Figura 3-10. Localización de las resonancias acústicas en diferentes lámparas de alta intensidad de
descarga: a) lámpara de vapor de mercurio, b) lámpara de halogenuros metálicos, c)
lámpara de sodio de alta presión
Se realizó un programa en matemática utilizando el análisis del tanque resonante LCC para una
frecuencia de operación y ganancia máxima, anteriormente mencionado (Ver anexo 4). Se diseñaron
dos tanques resonantes LCC para una lámpara MHN-TD 70 W con las siguientes especificaciones:
1.
2.
3.
4.
potencia de la lámpara 70 W
voltaje eficaz de lámpara 90 Vrms
bus de CD de 360 V
frecuencia de conmutación 80 kHz.
Los parámetros obtenidos para un tanque resonante LCC son los siguientes.
Tabla 3-2. Datos del Tanque LCC para una frecuencia central de 80kHz
Parámetro
Datos
Valor
Capacitor resonante serie
Crs
165.03 nF
Capacitor resonante paralelo
Crp
8.79 nF
Inductor resonante serie
Lr
473.25 uH
Factor de calidad
Q
2.5977
Para una frecuencia de conmutación de 60 kHz.
Tabla 3-3. Datos del Tanque LCC para una frecuencia central de 60 kHz
Parámetro
Datos
Valor
Capacitor resonante serie
Crs
165.06 nF
Capacitor resonante paralelo
Crp
11.11nF
Inductor resonante serie
Lr
675.98 uH
Factor de calidad
Q
2.5529
50
Capítulo 3
3.3 Simulación
En esta sección se presentan los resultados de simulación al implementar los balastros diseñados
en PSpice. En la Figura 3-11 se presenta el diagrama del balastro simulado. Las señales de control
para los interruptores del inversor se generan por medio de las fuentes de pulsos V2 y V3. El tanque
resonante LCC está formado por el inductor Lr, los capacitores Cs y Cp, mientras que la lámpara por
la resistencia RL.
En la figura 3-12 se presentan las formas de onda obtenidas en la simulación del balastro operando
a 80 kHz.
Figura 3-11. Esquemático del balastro operando a 80 kHz
En la Figura 3-12 se muestran las simulaciones del balastro operando a 80 kHz. Como se observar,
en el inciso a) el tanque LCC puede generar 5.5 kV para el encendido de la lámpara. Para encender
una lámpara de halogenuros metálicos de 70 W se necesita un voltaje entre 1.5 kV y 5 kV . En el
inciso (b) se muestra el voltaje aplicado al tanque resonante y la corriente que circula en él. En el
inciso (c) se muestran las formas de onda de voltaje y corriente en régimen permanente de la
lámpara para el tanque LCC. Mientras que el inciso (d) muestra la potencia que se entrega a la
lámpara.
51
Capítulo 3
a). Voltaje de encendido
b). Voltaje y corriente aplicados al tanque
c). Voltaje y corriente en la carga
Figura 3-12 Simulaciones
d). Potencia
El esquemático de Pspice para un tanque resonante con frecuencia de conmutación de 60 kHz se
muestra en la Figura 3-13.
Figura 3-13. Esquemático del balastro operando a 60 kHz
52
Capítulo 3
En la figura 3-14 se muestran las mismas simulaciones que en la Figura 3-12 pero para el balastro
operando a 60 kHz. En el inciso a) se observa el voltaje que genera el tanque LCC de 5 kV.
Suficiente para encender la lámpara de halogenuros metálicos. El inciso (b) muestra el voltaje y la
corriente aplicados al tanque resonante. El inciso (c) muestra las formas de onda de voltaje y
corriente en la lámpara en régimen permanente. Por último en el inciso (d) se observa la potencia
que se entrega a la lámpara.
a). Voltaje de encendido
b). Voltaje y corriente aplicados al tanque
d). Potencia
c). Voltaje y corriente en la carga
Figura 3-14. Simulaciones
Con los resultados de simulación de Pspice queda validado el diseño del balastro con el inversor
clase D y el tanque resonante LCC.
3.4 Diseño del sistema basado en un microcontrolador
En este trabajo se decidió aplicar el control en un microcontrolador. En el Capítulo 2 se menciona el
dispositivo que se utilizó en esta tesis, el PIC 16F876 fabricado por Microchip; su arquitectura
interna, los recursos fundamentales y los dispositivos periféricos.
Para diseñar el sistema, el microcontrolador PIC 16F876 tiene 6 pines de propósito general, tres de
alimentación, dos para el cristal oscilador y uno para el RESET y entrada al voltaje de programación.
Los pines restantes funcionan como líneas de E/S para controlar las aplicaciones.
El microcontrolador cuenta con tres puertos, el puerto A de 6 pines donde se encuentran los
convertidores AD, el puerto B el cual se utilizó como salida para señalizar y el puerto C donde se
encuentran las señales de salida PWM. De esta manera se diseñó el sistema basado en un
microcontrolador según las necesidades de nuestro proyecto.
53
Capítulo 3
Figura 3-15 Sistema basado en el microcontrolador PIC 16F876
Es importante mencionar que después de que se conoce el programa a implementar y los
requerimientos del sistema, se puede reducir de manera considerable el costo del sistema, el cual
está representado en la Figura 3-16. Además, el costo del microcontrolador puede ser reducido
también utilizando un OTP (microcontrolador programable una sola vez).
Figura 3-16 Sistema basado en el microcontrolador PIC 16F876 simplificado
54
Capítulo 3
3.5 Implementación del prototipo
El esquema a bloques del balastro que se presenta en la Figura 3-12 consta de las siguientes
etapas: puente rectificador, inversor, tanque resonante y la etapa del microcontrolador.
PUENTE
RECTIFICADOR
IMPULSOR /
INVERSOR
TANQUE
RESONANTE
L
A
M
P
A
R
A
MICROCONTROLADOR
Figura 3-17. Diagrama a bloques del balastro
El primer bloque rectifica la señal y la convierte en CD. El inversor de alta frecuencia convierte la
señal de CD en una señal cuadrada alterna de alta frecuencia. En el tanque resonante esta señal
cuadrada es acondicionada y filtrada para que a la lámpara se aplique una señal sinusoidal y la
potencia nominal de la lámpara. El bloque del microcontrolador genera la señal de control para el
impulsor, el cual se encarga de acondicionar las señales de compuerta de los interruptores del
inversor de alta frecuencia.
El esquema eléctrico de la etapa de potencia del balastro diseñado se muestra en la Figura 3-18. Se
observa la forma de conexión del impulsor IR2104, el cual recibe la señal proveniente del
microcontrolador y genera las señales para el inversor clase D. También se muestra el tanque
resonante LCC que alimenta a la lámpara. Con la señal de frecuencia de entrada para el impulsor
IR2104, éste genera dos salidas: una con referencia a nivel cero y otra flotada. Además presentan
tiempos muertos para evitar posibles cortos circuitos por conmutación.
El circuito del microcontrolador implementado es un sistema diseñado de tal manera que se puedan,
si es necesario, utilizar los recursos con los que cuenta el microcontrolador PIC 16F876 (puertos
entrada / salida, convertidores AD, entrada externas etc.). De este circuito se obtiene la señal para el
impulsor IR2104 que manda las señales de compuerta para los interruptores del inversor. El
esquema eléctrico del sistema basado en el microcontrolador PIC16F876 con la etapa de potencia
se observa en la Figura 3-18.
55
Capítulo 3
Figura 3-18. Diagrama eléctrico del sistema basado en el microcontrolador PIC16F876
con la etapa de potencia
El bloque del filtro Chebyshev pasa-bajas de cuarto orden, tiene la finalidad de filtrar las
componentes de alta frecuencia y la señal de rizo. Lo que se obtiene en la señal de salida del filtro
es un reflejo de la señal de resonancias acústicas, el cual se utiliza para ver la intensidad de la señal
de resonancias acústicas. El bloque de acondicionamiento de señal, tiene la finalidad de llevar la
señal de resonancias acústicas a un valor de 0 a 5 V para aplicarlo al convertidor del
microcontrolador.
56
Capítulo 4
Resultados Experimentales
Este Capítulo presenta los resultados experimentales obtenidos de los dos prototipos diseñados en
el Capítulo 3. Las variables analizadas corresponden a la señal de corriente, voltaje y potencia en la
lámpara, la señal de resonancias acústicas para una frecuencia de conmutación de 80 y de 60 kHz.
Aplicando la técnica de modulación en frecuencia con una señal triangular en lazo abierto y en lazo
cerrado, para cada caso.
4.1 Metodología de pruebas
Las pruebas experimentales se realizan en 3 etapas las cuales describen a continuación:
1. pruebas de todo el sistema sin aplicar un patrón de modulación realizadas para los dos
prototipos. Consisten en verificar las formas de corriente, voltaje y potencia en la lámpara y
la señal de resonancias acústicas
2. pruebas del sistema en lazo abierto con la técnica de modulación en frecuencia. La señal
modulante es una señal periódica triangular. El diagrama de flujo de la Figura 4-1 muestra
los pasos de esta prueba
INICIO
FRECUENCIA
CENTRAL
COMANDO
SI
DATO
NO
NO
SI
1ER PATRON DE
MODULACIÓN
2kHz - 200Hz
2DO PATRON DE
MODULACIÓN
2kHz - 200Hz
1. se genera la frecuencia central, para dar los pulsos a
los interruptores
2. se espera un comando para iniciar con un patrón de
modulación previamente seleccionado
3. se espera el dato del patrón a operar
4. se genera el primer patrón de modulación
5. se sigue con el paso 3
6. se genera el segundo patrón de modulación
7. se sigue con el paso 3
8. .....
9. se genera el último patrón de modulación
10. se sigue con el paso 3
ULTIMO PATRON
DE MODULACIÓN
20kHz - 600Hz
Figura 4-1. Diagrama de flujo de las pruebas en lazo abierto
57
Capítulo 4
3. Prueba en lazo cerrado con los patrones de modulación seleccionados.
INICIO
Frecuencia central
no
si
Comando
1.
2.
3.
4.
Primer patrón
10 seg
Lectura > Ref.
no
5.
si
si
Dato
no
6.
7.
Segundo patrón
10 seg
...
Lectura > Ref.
si
8.
no
Dato
...
no
si
Ultimo patrón
9.
10.
11.
12.
13.
14.
se genera la señal de la frecuencia central
se espera un comando para iniciar la modulación
se aplica el primer patrón de modulación
se espera un tiempo de 10 segundos para
estabilizar la lámpara con el patrón de
modulación
se compara el dato de la resonancia con un dato
de referencia, si es menor se queda en ese
patrón
se verifica si está el dato de no modulación
si el dato de la resonancias es mayor se aplica el
segundo patrón
se espera un tiempo de 10 segundos para
estabilizar la lámpara con el segundo patrón
se sigue con los pasos 5, 6 y 7
......
si es mayor se aplica el último patrón
se espera un tiempo de 10 segundos para
estabilizar la lámpara con el último patrón
se sigue con los pasos 5 y 6
se aplica el primer patrón
10 seg
si
Lectura > Ref.
si
no
Dato
Figura 3-2. Diagrama de flujo de las pruebas en lazo cerrado
4.2 Pruebas sin aplicar modulación
4.2.1 Sistema operando a 80 kHz
La señal implementada en el microcontrolador se aplicó al impulsor para generar los pulsos de
compuerta a los MOSFET’s del inversor para una lámpara de halogenuros metálicos MHN-TD 70W
de marca Philips. El programa implementado en el microcontrolador genera inicialmente una señal
sin modular a la frecuencia central del balastro (80kHz). con la lámpara ya encendida se activa un
detector de resonancias acústicas, el filtro Chebyshev pasa-bajas de cuarto orden.
58
Capítulo 4
La Figura 4-3 muestra las señales de potencia, corriente y voltaje de lámpara a una frecuencia de
conmutación de 80 kHz, así como la señal de resonancias acústicas sin aplicar el patrón de
modulación. Se observa que la señal de resonancia acústica es tan intensa que sobrepasa el voltaje
de saturación de los amplificadores operacionales del filtro detector de resonancias acústicas, lo que
hace que la lámpara presente un parpadeo (flicker) e inestabilidad en el arco de descarga.
a). Voltaje, corriente y potencia en la
b). Señal de resonancias acústicas
lámpara a 80 kHz.
a 80 kHz sin modular.
Figura 4-3 Señales a 80 kHz sin aplicar modulación
4.2.2 El sistema operando a 60 kHz
Las pruebas del sistema operando a 60 kHz son semejantes a las pruebas del sistema operando a
80 kHz.
El programa implementado en el microcontrolador genera inicialmente una señal a la frecuencia
central del balastro (60kHz), ya encendida la lámpara se activa el detector de resonancias acústicas,
para ver la intensidad de la señal de resonancias acústicas.
La Figura 4-4 muestra las señales de potencia corriente y voltaje de lámpara a una frecuencia de
conmutación de 60 kHz, así como la señal de resonancias acústicas sin modular. De nuevo esta
señal es tan grande que sobrepasa el voltaje de saturación de los amplificadores operacionales del
filtro detector de ocurrencia de resonancias acústicas, lo que hace que la lámpara presente un
parpadeo (flicker) e inestabilidad en el arco de descarga.
59
Capítulo 4
a). Voltaje, corriente y potencia en la lámpara a 60 b). Señal de resonancias acústicas a 60 kHz
sin modular.
kHz.
Figura 4-4 Señales a 60 kHz sin aplicar modulación
4.3 Pruebas con modulación en lazo abierto
La Figura 4-5 muestra el diagrama a bloques del sistema, operando en lazo abierto, las señales que
entran en el microcontrolador por el puerto C son los datos para generar los patrones de modulación.
La señal de resonancias acústicas se toma a través del filtro Chebyshev de cuarto orden.
Líne a
Re ctificad o r
Inve rso r
µC
IR
Tanq ue
Re so nante
Lámp ara
AC
AC
De sviació n
000
00
Filtro
Che b yshe v
4° o rd e n
Fre cue ncia
La Figura 4-5. Diagrama a bloques del sistema en lazo abierto
En la prueba de lazo abierto, el programa genera distintos patrones de modulación (señales
modulantes a determinadas frecuencias y desviaciones), siguiendo los pasos descritos a
continuación.
1. El programa funciona a la frecuencia central (que es la señal portadora) y espera un dato de
entrada para generar el primer patrón de modulación. Según el código de la Tabla 4.1, el
programa genera los patrones de modulación con las siguientes especificaciones.
60
Capítulo 4
Tabla 4-1 Código para obtener cada patrón de modulación.
Desviación
Frecuencia
Señal Modulante Triangular
B6, B5, B4
B1, B0
00
01
10
11
000
000
000
000
00
01
10
00
001
001
001
001
00
01
10
00
010
010
010
010
00
01
10
00
011
011
011
011
00
01
10
00
1XX
1XX
1XX
1XX
200 Hz - (±) 2kHz
300 Hz - (±) 2kHz
400 Hz - (±) 2kHz
600 Hz - (±) 2kHz
200 Hz - (±) 5kHz
300 Hz - (±) 5kHz
400 Hz - (±) 5kHz
600 Hz - (±) 5kHz
200 Hz - (±) 10kHz
300 Hz - (±) 10kHz
400 Hz - (±) 10kHz
600 Hz - (±) 10kHz
200 Hz - (±) 15kHz
300 Hz - (±) 15kHz
400 Hz - (±) 15kHz
600 Hz - (±) 15kHz
200 Hz - (±) 20kHz
300 Hz - (±) 20kHz
400 Hz - (±) 20kHz
600 Hz - (±) 20kHz
2. El primer dato que el microcontrolador espera es el de la desviación, el cual está determinado
por el siguiente código. Estos datos entran en los pines del puerto RC4, RC5 y RC6.
000
001
010
011
1XX
2kHz
5kHz
10kHz
15kHz
20kHz
3. El segundo dato que el microcontrolador espera es el que define la frecuencia de la señal
modulante y está determinado por el siguiente código Estos datos entran en los pines del puerto
RC0 y RC1.
00
01
10
11
200Hz
300Hz
400Hz
600Hz
4. Para generar un patrón de modulación con una señal modulante triangular de 200 Hz con una
desviación de ± 2kHz, el microcontrolador lee en el puerto de entrada de datos ceros. El
siguiente patrón se genera con un cambio en el dato de frecuencia, el cual sería una señal
modulante triangular a 300 Hz con una desviación de ± 2kHz y así sucesivamente hasta
terminar con los datos de la Tabla 4-1.
61
Capítulo 4
5. De cada patrón de modulación se mide la señal de resonancias acústicas.
4.3.1 Sistema operando a 80 kHz
A continuación se presentan las señales de resonancias acústicas medidas en el sistema operando
en lazo abierto a una frecuencia central de 80 kHz. La señal modulante triangular se aplica con la
secuencia mostrada en la tabla 4-1.
En la Figura 4-6 se observa: la señal de resonancias acústicas para un señal modulante triangular
con una desviación de (±) 2 kHz y cuatro frecuencias para la señal modulante.
1. Para 200 Hz la señal de resonancias acústicas es periódica con magnitud de 230 mV. El
fenómeno no desaparece, pero no afecta a la lámpara, aunque presenta parpadeo
apreciable al ojo humano.
2. Con el patrón de modulación a 300 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 95 mV. El fenómeno desaparece.
3. Para 400 Hz la señal de resonancias acústicas es periódica con magnitud de 126 mV. El
fenómeno no desaparece, pero no afecta a la lámpara, aunque presenta parpadeo
apreciable al ojo humano.
4. Con el patrón de modulación a 600 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 106 mV. El fenómeno desaparece.
En todos los incisos el arco de descarga tiene la forma de media luna, pero es estable.
Estas observaciones se resumen en la Tabla 4-2.
Tabla 4-2. Observaciones para desviaciones de (±) 2 kHz
Resonancias acústicas para una desviación de (±) 2 kHz
Frecuencia
modulante
200H
300H
400H
600H
Eliminación
R.A.
No
Si
No
Si
Flicker
Periódicas
Forma de arco
Si
Si
Si
Si
Arco en forma de media luna
“
“
“
62
Capítulo 4
a). Señal de resonancias acústicas para una señal
modulante triangular a 200 Hz
b). Señal de resonancias acústicas para una señal
modulante triangular a 300 Hz
c).Señal de resonancias acústicas para una señal
modulante triangular a 400 Hz
d).Señal de resonancias acústicas para una señal
modulante triangular a 600 Hz
Figura 4-6 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 2kHz
63
Capítulo 4
En la Figura 4-7 se observa: la señal de resonancias acústicas para un señal modulante triangular
con una desviación de (±) 5 kHz y cuatro frecuencias para la señal modulante.
1. Para 200 Hz la señal de resonancias acústicas es periódica con magnitud de 625 mV. El
fenómeno no desaparece, pero no afecta a la lámpara, aunque presenta parpadeo
apreciable al ojo humano.
2. Con el patrón de modulación a 300 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 75 mV. El fenómeno desaparece.
3. Con el patrón de modulación a 400 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 108 mV. El fenómeno desaparece.
4. Para 400 Hz la señal de resonancias acústicas es periódica con magnitud de 275 mV. El
fenómeno no desaparece, pero no afecta a la lámpara, aunque presenta parpadeo
apreciable al ojo humano.
En todos los incisos el arco de descarga tiene la forma de media luna, pero es estable.
Estas observaciones se resumen en la Tabla 4-3.
Tabla 4-3. Observaciones para desviaciones de (±) 5 kHz
Resonancias acústicas para una desviación de (±) 5 kHz
Frecuencia
modulante
200H
300H
400H
600H
Eliminación
R.A.
No
Si
Si
No
Flicker
Periódicas
Forma de arco
Si
Si
Si
Si
Arco en forma de media luna
“
“
“
64
Capítulo 4
a). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 200 Hz
b). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 300 Hz
c). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 400 Hz
d). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 600 Hz
Figura 4-7 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 5kHz
65
Capítulo 4
En la Figura 4-8 se observa: la señal de resonancias acústicas para un señal modulante triangular
con una desviación de (±) 10 kHz y cuatro frecuencias para la señal modulante.
1. Con el patrón de modulación a 200 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 51.2 mV. En ocasiones se presentan resonancias acústicas de baja
intensidad, sin embargo cuando se presentan aparece ruido acústico, pero la mayor parte
del tiempo el fenómeno no se presenta.
2. Con el patrón de modulación a 300 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 51.2 mV. En ocasiones se presentan resonancias acústicas de baja
intensidad sin embargo, cuando se presentan aparece ruido acústico, pero la mayor parte
del tiempo el fenómeno no se presenta.
3. Para 400 Hz el fenómeno desaparece, pero la señal tomada del detector de resonancias
acústicas tiene una magnitud de voltaje de 68.3 mV.
4. Para 600 Hz el fenómeno desaparece, pero la señal tomada del detector de resonancias
acústicas tiene una magnitud de voltaje de 68.3 mV.
En todos los incisos el arco de descarga tiene la forma de media luna, pero es estable.
Estas observaciones se resumen en la Tabla 4-4.
Tabla 4-4. Observaciones para desviaciones de (±) 10 kHz
Resonancias acústicas para una desviación de (±) 10 kHz
Frecuencia
modulante
200H
Eliminación
R.A.
No
300H
400H
600H
No
Si
Si
Flicker
Periódicas
Forma de arco
No
Arco en forma de media luna,
presenta resonancias muy pequeñas
y esporádicamente
“
Arco en forma de media luna
“
No
66
Capítulo 4
a). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 200 Hz
b). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 300 Hz
c). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 400 Hz
d). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 600 Hz
Figura 4-8 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 10kHz
67
Capítulo 4
En la Figura 4-9 se observa: la señal de resonancias acústicas para un señal modulante triangular
con una desviación de (±) 15 kHz y cuatro frecuencias para la señal modulante.
1. Con el patrón de modulación a 200 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 79.5 mV. En ocasiones se presentan resonancias acústicas de baja
intensidad, pero la mayor parte del tiempo el fenómeno desaparece.
2. Con el patrón de modulación a 300 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 83.2 mV. En ocasiones se presentan resonancias acústicas de baja
intensidad, pero la mayor parte del tiempo el fenómeno desaparece.
3. Con el patrón de modulación a 400 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 148 mV. En ocasiones se presentan resonancias acústicas de baja
intensidad, pero la mayor parte del tiempo el fenómeno desaparece.
4. Con el patrón de modulación a 600 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 145 mV. En ocasiones se presentan resonancias acústicas de baja
intensidad, pero la mayor parte del tiempo el fenómeno desaparece.
En todos los incisos el arco de descarga tiene la forma de media luna, pero es estable.
Estas observaciones se resumen en la Tabla 4-5.
Tabla 4-5. Observaciones para desviaciones de (±) 15 kHz
Resonancias acústicas para una desviación de (±) 15 kHz
Frecuencia
modulante
200H
Eliminación
R.A.
No
300H
400H
600H
No
No
No
Flicker
Periódicas
Forma de arco
No
Arco en forma de media luna con
resonancias esporádicamente
“
“
“
No
No
No
68
Capítulo 4
a). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 200 Hz
b). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 300 Hz
c). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 400 Hz
d). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 600 Hz
Figura 4-9 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 15kHz
69
Capítulo 4
En la Figura 4-10 se observa: la señal de resonancias acústicas para un señal modulante triangular
con una desviación de (±) 20 kHz y cuatro frecuencias para la señal modulante.
1. Con el patrón de modulación a 200 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 134 mV. El fenómeno desaparece.
2. Con el patrón de modulación a 300 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 166 mV. En ocasiones se presentan resonancias acústicas de baja
intensidad, pero la mayor parte del tiempo el fenómeno desaparece.
3. Con el patrón de modulación a 400 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 90.6 mV. El fenómeno desaparece.
4. Con el patrón de modulación a 600 Hz, la señal de resonancias acústicas se estabiliza con
una magnitud de 94.2 mV. El fenómeno desaparece.
En todos los incisos el arco de descarga tiene la forma de media luna, pero es estable.
Estas observaciones se resumen en la Tabla 4-6.
Tabla 4-6. Observaciones para desviaciones de (±) 20 kHz
Resonancias acústicas para una desviación de (±) 20 kHz
Frecuencia
modulante
200H
300H
400H
600H
Eliminación
R.A.
Si
No
Si
Si
Flicker
Periódicas
No
Forma de arco
Arco en forma de media luna
“
“
“
70
Capítulo 4
a). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 200 Hz
b). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 300 Hz
c). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 400 Hz
d). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 600 Hz
Figura 4-10 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 20kHz
71
Capítulo 4
4.3.2 Sistema operando a 60 kHz
A continuación se presentan las señales de resonancias acústicas medidas en el sistema operando
en lazo abierto a una frecuencia central de 80 kHz. La señal modulante triangular se aplica con la
secuencia mostrada en la tabla 4-1.
En la Figura 4-11 se observa: la señal de resonancias acústicas para un señal modulante triangular
con una desviación de (±) 2 kHz y cuatro frecuencias para la señal modulante.
1. Para 200 Hz la señal de resonancias acústicas que se observa en el osciloscopio tiene una
magnitud de 260 mV. La señal no presenta el fenómeno de resonancias acústicas.
2.
Para 300 Hz la señal de resonancias acústicas que se observa en el osciloscopio tiene una
magnitud de 200 mV. El fenómeno desaparece.
3. Para 400 Hz la señal de resonancias acústicas que se observa en el osciloscopio tiene una
magnitud de 260 mV. El fenómeno desaparece.
4. Para 600 Hz la señal de resonancias acústicas que se observa en el osciloscopio tiene una
magnitud de 260 mV. El fenómeno desaparece.
En todos los incisos el arco de descarga tiene la forma de media luna, pero es estable.
Estas observaciones se resumen en la Tabla 4-7.
Tabla 4-7. Observaciones para desviaciones de (±) 2 kHz
Resonancias acústicas para una desviación de (±) 2 kHz
Frecuencia
modulante
200H
Eliminación
R.A.
Si
300H
400H
600H
Si
Si
Si
Flicker
Periódicas
Forma de arco
Arco en forma de media luna con
deformación.
“
“
“
72
Capítulo 4
a). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 200 Hz
.
b). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 300 Hz
c) Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 400 Hz
d) Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 600 Hz
Figura 4-11 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 2kHz
73
Capítulo 4
En la Figura 4-12 se observa: la señal de resonancias acústicas para un señal modulante triangular
con una desviación de (±) 5 kHz y cuatro frecuencias para la señal modulante.
1. Para 200 Hz el fenómeno está presente, la señal de resonancias acústicas es periódica y su
magnitud es de 2.02 V. Presenta parpadeo apreciable al ojo humano.
2. Para 300 Hz el fenómeno está presente, la señal de resonancias acústicas es periódica y su
magnitud es de 620 mV. Presenta parpadeo apreciable al ojo humano.
3. Para 400 Hz el fenómeno está presente, la señal de resonancias acústicas es periódica y su
magnitud es de 620 mV. Presenta parpadeo apreciable al ojo humano.
4. Para 600 Hz el fenómeno está presente, la señal de resonancias acústicas es periódica y su
magnitud es de 1.5 V. Presenta parpadeo apreciable al ojo humano.
En todos los incisos el arco de descarga tiene la forma de media luna, pero es estable.
Estas observaciones se resumen en la siguiente Tabla 4-8.
Tabla 4-8. Observaciones para desviaciones de (±) 5 kHz
Resonancias acústicas para una desviación de (±) 5 kHz
Frecuencia
modulante
200H
Eliminación
R.A.
No
Flicker
Periódicas
Forma de arco
Si
Si
300H
400H
600H
No
No
No
Si
Si
Si
Si
Si
Si
Arco en forma de media luna con
deformación
“
“
“
74
Capítulo 4
a). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 200 Hz
b). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 300 Hz
c). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 400 Hz
d). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 600 Hz
Figura 4-12 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 5kHz
75
Capítulo 4
En la Figura 4-13 se observa: la señal de resonancias acústicas para un señal modulante triangular
con una desviación de (±) 10 kHz y cuatro frecuencias para la señal modulante.
1. Para 200 Hz el fenómeno está presente, auque esporádicamente, pero cuando se presenta
viene acompañado de ruido acústico. La mayor parte del tiempo el fenómeno se elimina. La
magnitud de la señal de resonancias acústicas que se observa en el osciloscopio es de 300
mV.
2. Para 300 Hz el fenómeno está presente, auque esporádicamente, pero cuando se presenta
viene acompañado de ruido acústico. La mayor parte del tiempo el fenómeno se elimina. La
magnitud de la señal de resonancias acústicas que se observa en el osciloscopio es de 60
mV.
3. Para 400 Hz el fenómeno está presente, auque esporádicamente, pero cuando se presenta
viene acompañado de ruido acústico. La mayor parte del tiempo el fenómeno se elimina. La
magnitud de la señal de resonancias acústicas que se observa en el osciloscopio es de 70
mV.
4. Para 600 Hz el fenómeno está presente, auque esporádicamente, pero cuando se presenta
viene acompañado de ruido acústico. La mayor parte del tiempo el fenómeno se elimina. La
magnitud de la señal de resonancias acústicas que se observa en el osciloscopio es de 70
mV.
En todos los incisos el arco de descarga tiene la forma de media luna, pero es estable.
Estas observaciones se resumen en la Tabla 4-9.
Tabla 4-9. Observaciones para desviaciones de (±) 10 kHz
Resonancias acústicas para una desviación de (±) 10 kHz
Frecuencia
modulante
200H
Eliminación
R.A.
No
300H
400H
600H
No
No
No
Flicker
Periódicas
Forma de arco
No
Arco en forma de media luna,
presenta ruido acústico.
“
“
“
No
No
No
76
Capítulo 4
a). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 200 Hz
b). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 300 Hz
c). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 400 Hz
d). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 600 Hz
Figura 4-13 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 10kHz
77
Capítulo 4
En la Figura 4-14 se observa: la señal de resonancias acústicas para un señal modulante triangular
con una desviación de (±) 15 kHz y cuatro frecuencias para la señal modulante.
1. Para 200 Hz el fenómeno desaparece. La magnitud de la señal de resonancias acústicas
que se observa en el osciloscopio es de 300 mV.
2. Para 300 Hz el fenómeno está presente, auque esporádicamente, pero cuando se presenta
viene acompañado de ruido acústico. La mayor parte del tiempo el fenómeno se elimina. La
magnitud de la señal de resonancias acústicas que se observa en el osciloscopio es de 70
mV.
3. Para 400 Hz el fenómeno está presente, auque esporádicamente, pero cuando se presenta
viene acompañado de ruido acústico. La mayor parte del tiempo el fenómeno se elimina. La
magnitud de la señal de resonancias acústicas que se observa en el osciloscopio es de 80
mV.
4. Para 600 Hz el fenómeno desaparece. La magnitud de la señal de resonancias acústicas
que se observa en el osciloscopio es de 60 mV.
En todos los incisos el arco de descarga tiene la forma de media luna, pero es estable.
Estas observaciones se resumen en la siguiente Tabla 4-10.
Tabla 4-10. Observaciones para desviaciones de (±) 15 kHz
Resonancias acústicas para una desviación de (±) 15 kHz
Frecuencia
modulante
200H
300H
400H
600H
Eliminación
R.A.
Si
No
No
Si
Flicker
Periódicas
Forma de arco
No
No
Arco en forma de media luna
“
“
“
78
Capítulo 4
a). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 200 Hz
b). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 300 Hz
c). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 400 Hz
d). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 600 Hz
Figura 4-14 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 15kHz
79
Capítulo 4
En la Figura 4-15 se observa: la señal de resonancias acústicas para un señal modulante triangular
con una desviación de (±) 20 kHz y cuatro frecuencias para la señal modulante.
1. Para 200 Hz la magnitud de la señal de resonancias acústicas que se observa en el
osciloscopio es de 60 mV. El fenómeno desaparece.
2. Para 300 Hz la magnitud de la señal de resonancias acústicas que se observa en el
osciloscopio es de 50 mV. El fenómeno desaparece.
3. Para 400 Hz la magnitud de la señal de resonancias acústicas que se observa en el
osciloscopio es de 50 mV. El fenómeno desaparece.
4. Para 600 Hz la magnitud de la señal de resonancias acústicas que se observa en el
osciloscopio es de 40 mV. El fenómeno desaparece.
En todos los incisos el arco de descarga tiene la forma de media luna, pero es estable.
Estas observaciones se resumen en la siguiente Tabla 4-11.
Tabla 4-11. Observaciones para desviaciones de (±) 20 kHz
Resonancias acústicas para una desviación de (±) 15 kHz
Frecuencia
modulante
200H
300H
400H
600H
Eliminación
R.A.
Si
Si
Si
Si
Flicker
Periódicas
Forma de arco
Arco en forma de media luna
“
“
“
80
Capítulo 4
a). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 200 Hz
b). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 300 Hz
c). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 400 Hz
d). Señal de resonancias acústicas para una señal modulante
triangular a 600 Hz
Figura 4-15 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 20kHz
81
Capítulo 4
A continuación se presentan los comentarios y las observaciones correspondientes a los resultados
que se obtuvieron para cada una de las pruebas.
Una de las aportaciones mas importantes de este trabajo de tesis es la aplicación de la técnica de
modulación en frecuencia para minimizar el fenómeno de resonancias acústicas en la operación de
lámparas de halogenuros metálicos mediante su implementación en un microcontrolador. Con esta
técnica es posible en algunos casos eliminar el fenómeno y lograr que la lámpara permanezca
estable, mientras que en otros casos el fenómeno no se puede eliminar completamente, pero se
minimiza la intensidad de las resonancias acústicas manteniendo la lámpara sin riesgo de
destrucción.
A). De las pruebas en lazo abierto, los patrones de modulación que tienen un mayor efecto en
minimizar la intensidad de las resonancias acústicas en la lámpara de halogenuros metálicos se
muestran en la Tabla 4-12. Estos patrones son para una frecuencia central de conmutación como
señal portadora de 80 kHz.
Tabla 4-12 Patrones de modulación para una frecuencia central de 80kHz
Resonancias Acústicas
Desviación
2kHz
5kHz
10kHz
15kHz
20kHz
F. Modulante
300H
600H
300H
400H
400H
600H
200H
300H
400H
600H
200H
400H
600H
Se eliminan
Si
Si
Si
Si
Si
Si
No
Periódicas
No
No
No
Si
Si
Si
No
No
No
No
Otros
Arco en forma de media luna
“
“
“l
“
“
Arco en forma de media luna con
resonancias esporádicamente
“
“
“
Arco en forma de media luna
“
“
Aunque en la Tabla 4-12 se muestran los patrones de modulación con desviación de ± 15kHz que
no eliminan las resonancias acústicas, en éstos aparece el fenómeno esporádicamente y de muy
baja intensidad, sin riesgo de que la lámpara se destruya, mientras que la mayor parte del tiempo el
fenómeno no está presente.
Los mejores resultados se obtienen con los patrones de modulación con desviación de ± 20kHz, en
los cuales el fenómeno desaparece completamente. En todos los patrones de modulación de la
Tabla 4-12, el arco de descarga de la lámpara se mantiene en estado estable.
82
Capítulo 4
B). La Tabla 4-13 muestra los patrones de modulación de las pruebas a lazo abierto que tienen un
mayor efecto en minimizar la intensidad de las resonancias acústicas en la lámpara de halogenuros
metálicos para una frecuencia central de 60 kHz.
Tabla 4-13 Patrones de modulación para una frecuencia central de 60kHz.
Resonancias Acústicas
Desviación
2kHz
15kHz
20kHz
F. Modulante
200H
300H
400H
600H
200H
300H
400H
600H
200H
300H
400H
600H
Se eliminan
Si
Si
Si
Si
Si
No
No
Si
Si
Si
Si
Si
Periódicas
No
No
Otros
Arco en forma de media luna con
deformación.
“
“
“
Arco en forma de media luna
“
“
“
“
“
“
“
Aunque en ésta se muestran los patrones de modulación con desviación de ± 15kHz con una señal
modulante de 300 y 400 Hz, que no eliminan las resonancias acústicas, en estos aparece el
fenómeno esporádicamente y de muy baja intensidad, sin riesgo de que la lámpara se dañe, la
mayor parte del tiempo el fenómeno no está presente.
Nuevamente los mejores resultados se obtienen con los patrones de modulación con desviación de
± 20kHz. En todos los patrones de modulación de la Tabla 4-13 el arco de descarga se mantiene
estable.
De los resultados obtenidos en lazo abierto se observa:
1. el aplicar la modulación en frecuencia disminuye la intensidad del fenómeno de resonancias
acústicas
2. no todos los patrones de modulación eliminan el fenómeno, principalmente cuando la
dispersión del espectro en potencia es reducido
3. el incrementar la desviación no garantiza que el fenómeno desaparezca
4. con algunos patrones de modulación el fenómeno desaparece.
83
Capítulo 4
Con los patrones de modulación que presentan mejores resultados se realizó el programa en lazo
cerrado. El programa del sistema en lazo abierto se presenta en el anexo 1.
4.4 Prueba con modulación en lazo cerrado
Con los resultados en las pruebas en lazo abierto se determinaron los patrones de modulación que
eliminaron de manera efectiva las resonancias acústicas en la lámpara de halogenuros metálicos.
Estos se implementaron en el microcontrolador para generar el programa en lazo cerrado
correspondiente para cada caso. La operación del sistema en lazo cerrado parte de la operación en
lazo abierto, con la modificación de agregar una etapa de acondicionamiento de la señal de
resonancias acústicas para adaptarla a los niveles que maneja el convertidor analógico / digital del
microcontrolador.
El programa del microcontrolador emplea cada uno de estos patrones de modulación de forma
secuencial, primeramente se asigna uno de ellos mientras permanezca la lámpara libre de
resonancias acústicas permanece en este patrón de lo contrario se aplicará el siguiente. Esto se
realiza mediante la comparación entre la señal de resonancias acústicas con respecto a un nivel de
referencia determinado, el cual será el nivel máximo permisible para la intensidad de las resonancias
acústicas, si la intensidad es mayor que el nivel permitido entonces se aplica el siguiente patrón de
modulación y así sucesivamente de tal manera que busque estabilizar la operación de la lámpara.
La Figura 4-16 muestra el diagrama a bloques del sistema operando en lazo cerrado. La señal que
entra en el microcontrolador es una señal analógica, la cual se digitaliza y compara con un valor de
referencia, para cambiar o seguir en el mismo caso.
Línea
Rectificador
Inversor
Tanque
Resonante
Lámpara
AA
CC
Filtro
Chebyshev
4° orden
Im pulsor
µC
Acondicionamiento
de la señal
Figura 4-16. Diagrama esquemático del sistema en lazo cerrado
Para cerrar un lazo, la señal proveniente del filtro pasabajas Chebyshev de cuarto orden se toma
como reflejo de la señal de resonancias acústicas en la lámpara. Esta señal es acondicionada para
obtener un voltaje de 0 – 5 V que será introducido en el convertidor del microcontrolador. Tomando
en cuenta los resultados en lazo abierto y tomando un valor de referencia para compararse con la
84
Capítulo 4
señal en el convertidor del microcontrolador, se realizó un programa con los mejores resultados del
lazo abierto: los casos que disminuyeron las resonancias acústicas y mantuvieron la lámpara en
estado estable. El programa consiste en tomar lecturas de las resonancias acústicas cada 10
segundos y en caso de que se presente alguna resonancia se pase a un nuevo patrón de
modulación. El diagrama de flujo de la Figura 4-17 contiene los siguientes pasos:
1. se genera la frecuencia central
2. se espera un comando de entrada para iniciar con la primera desviación
3. se cargan los temporizadores
TMR1 = se genera el tiempo que estará trabajando cada cambio de frecuencia
TMR0 = se genera el tiempo para que el convertidor tome la lectura
4. se llama la primera desviación la cual trabaja por 10 segundos
5. se toman 8 lecturas de la señal de resonancias acústicas en el convertidor analógico digital
y se obtiene el promedio para garantizar que el convertidor no tome señales de ruido. El
promedio es comparado con una señal de referencia y si esta es mayor, permanece
trabajando este patrón de modulación, de lo contrario se hace el cambio del siguiente patrón
de modulación y así sucesivamente hasta que la lámpara permanece en una desviación con
una señal de resonancias acústicas estable.
INICIO
Configuración
de puertos y
datos
Generación de
la frecuencia
central
no
PORTC,7=0
si
Temporizadores
1er patrón de
modulación
Convertidor AD
no
Lectura > Ref.
si
2do patrón de
modulación
Convertidor AD
no
Lectura > Ref.
si
.....
si
Último patrón de
modulación
Convertidor AD
no
Lectura > Ref.
si
Figura 4-17. Diagrama de flujo del programa en lazo cerrado
85
Capítulo 4
4.4.1 Sistema operando a 80 kHz
A continuación se presentan los resultados experimentales obtenidos del sistema operando en lazo
cerrado a una frecuencia central de 80 kHz.
En la Figura 4-18 se observa:
1. en la Fase 1 la señal de resonancias acústicas a una frecuencia de 80 kHz sin aplicar
ningún patrón de modulación. Se observa la intensidad del fenómeno de R.A.
2. en la Fase 2 al cerrar el lazo se aplica el primer patrón de modulación, se observa que
disminuye la intensidad del fenómeno de R.A.
3. en la Fase 3 se aplica el segundo patrón de modulación para tratar de disminuir la
intensidad del fenómeno de R.A.
4. en la Fase 4 la señal de lectura del convertidor aparece cada 10 segundos después de
haber aplicado el lazo cerrado.
Figura 4-18. Señal de resonancias acústicas inestable y aplicando el control
Figura 4-19 se observa:
1. en la Fase 1 la señal mantiene un patrón de modulación de RA que estabiliza el fenómeno
2. en la Fase 2 a la señal estable se le quita la modulación. Mediante un comando de entrada
el programa genera la señal sin aplicar modulación, esto origina que el fenómeno aparezca
3. en la Fase 3 se aplica el control en lazo cerrado y se observa como la señal de resonancias
acústicas disminuye su intensidad
86
Capítulo 4
4. en las Fases 4 y 5 el programa aplica dos patrones de modulación más para que el sistema
retorne al estado estable
5. en el Canal 2 se muestran las lecturas que el convertidor realiza cada 10 segundos, para
garantizar la estabilidad del fenómeno de R.A.
Figura 4-19. Señal de resonancias acústicas estable, aplicando perturbación y aplicando el control
La Figura 4-20 muestra el arco de descarga en estado estable, con el programa en lazo cerrado.
Figura 4-20. Arco de descarga de la LAID en lazo cerrado
4.4.2 Sistema operando a 60 kHz
La misma prueba de lazo cerrado de la frecuencia central de 80 kHz se aplica para la frecuencia
central de conmutación de 60kHz.
87
Capítulo 4
En la Figura 4-18 se observa:
1. en la Fase 1 la señal de resonancias acústicas a una frecuencia de 60 kHz sin aplicar
ningún patrón de modulación. Se observa la intensidad del fenómeno
2. en la Fase 2 al cerrar el lazo se aplica el primer patrón de modulación. Se puede notar que
con el primer patrón de modulación la señal de resonancias acústicas se estabiliza
3. en la Fase 3 se muestra la señal de lectura del convertidor, la cual aparece cada 10
segundos después de haber aplicado el lazo cerrado.
Figura 4-18. Señal de resonancias acústicas inestable y aplicando el control
En la Figura 4-19 se observa:
1. en la Fase 1 la señal sin el fenómeno R.A con un patrón de modulación que mantiene el
sistema en estado estable.
2. en la Fase 2 se le quita la modulación. Mediante un comando de entrada el programa
genera la señal sin aplicar modulación lo que origina que el fenómeno de R.A aparezca.
3. en la Fase 3 se aplica el control en lazo cerrado y se observa como la señal de resonancias
acústicas disminuye su intensidad. Se puede ver que con el primer patrón de modulación la
señal retorna al estado estable.
4. en la Fase 4 se muestra la lectura del convertidor cada 10 segundos, para garantizar la
estabilidad del fenómeno de R.A.
88
Capítulo 4
Figura 4-19. Señal de resonancias acústicas estable, aplicando perturbación y aplicando el control.
La Figura 4-20 muestra el arco de descarga en estado estable con el programa en lazo cerrado para
una frecuencia central de 60 kHz.
Figura 4-15. Arco de descarga de la LAID en lazo cerrado
El programa de lazo cerrado se presenta en el anexo 2.
89
Capítulo 5
Conclusiones y trabajos futuros
En este capítulo, se presentan las conclusiones generales de este trabajo de investigación
desarrollado, así como las recomendaciones para trabajos futuros dentro del área de la iluminación
electrónica, que pueden dar continuidad a este trabajo.
5.1 Conclusión
Actualmente, el desarrollo de balastros electrónicos se ha orientado solamente a lámparas de baja
presión y muy poco se ha enfocado en el desarrollo de balastros electrónicos para lámparas de alta
presión (lámparas de halogenuros metálicos, de vapor de sodio y vapor de mercurio). La principal
razón se debe a la presencia del fenómeno de R.A. debido a las características de operación este
tipo de lámparas. El fenómeno de R.A. es característico para las lámparas de alta presión operando
a frecuencias superiores a los 10 kHz y surge cuando se tiene una combinación de potencia y
frecuencia; que sobrepasan un valor de umbral a partir del cual surgen las resonancias.
Este fenómeno depende también de la presión del gas dentro del tubo en el cual se desarrolla la
descarga, de las características geométricas del mismo y de la temperatura del gas. En
consecuencia, el rango de frecuencias en el cual aparecen las resonancias acústicas, varía con el
tipo de lámpara y con sus características de operación.
Una de las técnicas para solucionar los problemas generados por las resonancias acústicas en
LAID, es la técnica de modulación en frecuencia. El objetivo de esta técnica consiste en dispersar el
espectro en potencia de la lámpara para evitar que la onda de sonido sea lo suficientemente grande
en la frecuencia característica de la lámpara. Esto se logra al tener la modulación de voltaje con lo
cual se obtiene un espectro disperso.
Uno de los objetivos de este trabajo de tesis fue desarrollar una técnica de modulación en frecuencia
que permita eliminar el fenómeno de resonancias acústicas en LAID. Para tal efecto se tomó como
señal modulante una señal periódica triangular. La modulación con esta señal tiene una mejor
distribución espectral y el aumento del ancho de banda es directamente proporcional a la reducción
de la máxima amplitud en el espectro, por lo cual presenta los mejores resultados en la eliminación
de resonancias acústicas.
Para cumplir con este objetivo, fue necesario diseñar un balastro electrónico. Como etapa inversora
del balastro se seleccionó la topología clase D (de las topologías analizadas, el inversor clase D
maneja potencias medias y consta de un número limitado de componentes) y como etapa del tanque
resonante la configuración LCC (de las configuraciones analizadas, el tanque resonante LCC puede
90
Capítulo 5
manejar una sola frecuencia para encender y operar a la lámpara, además contiene un capacitor
extra que aumenta la versatilidad y puede manejar voltajes altos). El inversor y el tanque LCC
presentan la ventaja de alimentar las lámparas con corriente alterna de alta frecuencia, además de
realizar el encendido y la alimentación de la lámpara en régimen permanente. Esto produce un
aumento del flujo luminoso emitido por la lámpara con respecto al emitido a frecuencias de red para
la misma potencia eléctrica. Además, la alimentación a alta frecuencia elimina el reencendido,
aumentando la calidad de la iluminación y haciendo posible su empleo en innumerables
aplicaciones.
Se diseñaron dos tanques resonantes LCC con el análisis de ganancia máxima y diferentes
frecuencias de conmutación donde se presentan resonancias acústicas. Posteriormente se
realizaron simulaciones con el paquete PSpice durante el estado de pre-encendido, para encontrar
el voltaje de encendido de la lámpara, el voltaje y la corriente de entrada al tanque resonante, el
voltaje y la corriente en la carga, además de la potencia en la carga.
Una de las contribuciones de este trabajo de tesis es la implementación de la técnica de modulación
en frecuencia en un microcontrolador. Para lograrlo, fue necesario seleccionar el microcontrolador
que mejor responde a los requerimientos de la aplicación, que pueden ser resumidos en los
siguientes aspectos:
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
9.
10.
accesibilidad del dispositivo
información
herramientas de desarrollo
facilidad de diseño
tamaño del dispositivo
velocidad de funcionamiento
encapsulado
memoria de programa
memoria de datos
periféricos (temporizadores, comparadores, salidas PWM, convertidores A/D, puerto serial,
etc.)
La diversidad actual en los modelos de microcontroladores facilita la selección del dispositivo más
adecuado para cada aplicación.
El microcontrolador PIC 16F876 de la familia de Microchip; tiene en su arquitectura 3 puertos,
convertidores analógico digital, temporizadores, salidas PWM, y puerto serie entre otros. Cuenta con
un juego de 35 instrucciones, memoria de código tipo FLASH y memoria de datos EEPROM, 14
fuentes de interrupción 8 niveles de pila, temporizador centinela, etc. Su frecuencia máxima de
operación es de 20 MHz, es accesible y la información necesaria sobre el dispositivo se puede
adquirir de la página de Internet de Microchip.
De los recursos fundamentales con que cuenta el microcontrolador PIC 16F876 se utilizaron puertos
I/O, la señal PWM y convertidores A/D para formar la etapa de control.
91
Capítulo 5
Se realizó el programa para generar en el microcontrolador la técnica de modulación en frecuencia y
se experimentó en la etapa de control.
1. De los recursos fundamentales del microcontrolador, la señal PWM se utilizó para generar
las señales de control para el inversor clase D.
2. Para generar la técnica de modulación en frecuencia fue necesario realizar una tabla con
datos de frecuencias para generar la señal modulante, además de utilizar los
temporizadores para generar los tiempos que cada dato de frecuencia estará presente.
Con la implementación de la técnica de modulación en frecuencia en el microcontrolador, fue
necesario realizar varios patrones con diferentes desviaciones y diferentes frecuencias de la señal
modulante. Para conseguirlo se realizó un programa en lazo abierto, al cual se le aplica un dato de
entrada para una determinada desviación y una determinada frecuencia de la señal modulante. De
este modo se encontraron los patrones de modulación que generan los mejores resultados.
La aportación más importante de este trabajo de tesis es la aplicación de la técnica de modulación
en frecuencia implementada en un microcontrolador para minimizar el efecto de las resonancias
acústicas en la operación de LAID. De los resultados obtenidos se pueden resumir las siguientes
conclusiones:
1. La técnica de modulación en frecuencia presenta buenos resultados para minimizar y en
algunos casos eliminar completamente el fenómeno de resonancias acústicas en LAID.
2. La técnica de modulación en frecuencia representa una buena alternativa para eliminar el
fenómeno de resonancias acústicas.
3. Aunque el arco de descarga en la mayoría de los patrones de modulación está deformado,
se mantiene la estabilidad en la lámpara.
4. El incrementar la desviación no garantiza que el fenómeno desaparezca, principalmente
cuando la dispersión del espectro en potencia es reducido.
5. Con algunos patrones de modulación el fenómeno desaparece.
Con los resultados en las pruebas en lazo abierto se determinaron los patrones de modulación que
eliminaron de manera efectiva las resonancias acústicas en la lámpara de halogenuros metálicos.
Como contribución original de este trabajo de tesis se destaca la implementación de la técnica de
modulación en frecuencia operando en lazo cerrado el balastro, este tópico no había sido abordado
anteriormente.
Los criterios para cerrar el lazo se realizaron tomando en cuenta los patrones de modulación en lazo
abierto, donde el fenómeno de resonancias acústicas no causa daño a la estabilidad de la lámpara.
El programa funciona de la siguiente manera: la señal de resonancias acústicas es comparada con
una señal de referencia que mantenga en condiciones estables a la lámpara, si la señal de
resonancias acústicas es mayor, el programa aplica el siguiente patrón de modulación. La
92
Capítulo 5
comparación entre la señal de referencia y la de resonancias acústicas se realiza cada 10 segundos,
de manera que para estabilizar la lámpara con el patrón de modulación es necesario dejar pasar 10
segundos. Ciertamente, para mantener la estabilidad de la lámpara es necesario aplicar uno o varios
patrones de modulación.
El microcontrolador PIC 16F876 para esta aplicación en particular podría ser sustituido por un
microcontrolador PIC 16F627, PIC 16F628 con memoria FLASH o PIC 16C712 con memoria
EEPROM. Estos dispositivos son de 18 pines y cuentan con los mismos periféricos que se utilizaron
en el PIC 16F876, estos dispositivos no se adquirieron debido a que el microcontrolador debería de
proporcionar dos señales para el inversor clase D, las cuales se obtendrían de las salidas PWM del
microcontrolador, pero debido a que estas están sincronizadas no fue posible operarlas de manera
complementaria, por lo que se decidió utilizar un impulsor IR2104, circuito con el que se obtienen 2
salidas: una de ellas complementaria y con un tiempo muerto, con una sola señal de entrada TTL.
5.2 Trabajos futuros
Como trabajos futuros de este tema de tesis se proponen los siguientes:
1. implementar el filtro analógico que detecta las resonancias acústicas de manera digital
dentro del uC, esto permitirá un ahorro sustancial de componentes y una reducción
significativa en el costo y en el tamaño del sistema
2. probar otros esquemas de control inteligente, tales como: lógica difusa y redes neuronales o
inclusive aplicar control clásico de manera digital
3. implementar un esquema de protecciones y un protocolo para el encendido de la lámpara de
forma digital.
93
Referencias
Referencias capítulo 1
1
J. De Groot, J. Van Vliet.
“The High Pressure Sodium Lamp”. Philips Technical Library, MacMillan Education, 1986.
2 M. Ponce
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3 E. Rodríguez
“Análisis de topologías resonantes para su aplicación en sistemas de alimentación para
lámparas de alta intensidad de descarga”, Tesis de Maestría, CENIDET, Cuernavaca, México,
Diciembre 1999.
4 L. Laskai, P. Enjeti, I. Pitel.
“A Unity Power Factor Electronic Ballast for Metal Halide Lamps". APEC 1994, pp. 31- 37
5 J. Correa
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Acústicas”, Seminario Predoctoral, CENIDET, Cuernavaca, México, Febrero 2001.
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8 Laskai L., P. Enjeti, I. Pitel.
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9 J. Correa, M. Ponce, J. Arau, M. Alonso. “A Comparison of LCC and LC Filters for its Application
in Electronic Ballast for Metal-Halide Lamps”, IEEE Power Electronics Specialist Conference,
PESC’2001, Vancouver, Canada, Junio 2001, pp. 114-119.
10 I. Guerrero
“Balastro Electrónico para Lámpara Fluorescente basado en un Amplificador Clase E operando a
una frecuencia mayor a 1 MHz” Tesis de Maestría, CENIDET, Cuernavaca, México, Julio 2002.
Referencias capítulo 2
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“Microcontroladores PIC diseño practico de aplicaciones” Mc Graw Hill
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25
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J. Angulo, S. Romero, I. Angulo
“Microcontroladores PIC diseño practico de aplicaciones” Mc Graw Hill
100
Anexo 1
Programa lazo abierto
; PROGRAMA LAZO ABIERTO
list
p=16F876
#include p16F876.inc
;*************************************************************
;********************** CONSTANTES ********************
VARIABLES EQU 0x22
;*************************************************************
;****************Declaración de variables ****************
CBLOCK VARIABLES
R1
R2
C1
C2
ALTO
BAJO
DATOL
DATOH
ENDC
;*************************************************************
ORG 0x00
GOTO INICIO
ORG 0x04
GOTO INTER
ORG 0x05
;*************************************************************
;Tabla de datos que nos dan el periodo de la señal en
;los interruptores.
TABLA1
ADDWF PCL,1
RETLW D'124'
RETLW D'123'
RETLW D'121'
RETLW D'119'
RETLW D'116'
RETLW D'113'
RETLW D'111'
RETLW D'108'
RETLW D'106'
RETLW D'104'
RETLW D'102'
RETLW D'100'
RETLW D'99'
RETLW D'98'
RETLW D'96'
RETLW D'94'
RETLW D'92'
RETLW D'91'
RETLW D'89'
RETLW D'87'
RETLW D'86'
RETLW D'84'
RETLW D'83'
RETLW D'82'
RETLW D'81'
RETLW D'79'
RETLW D'78'
RETLW D'77'
RETLW D'76'
RETLW D'75'
RETLW D'74'
RETLW D'73'
RETLW D'72'
RETLW D'71'
RETLW D'70'
RETLW D'69'
RETLW D'68'
RETLW D'67'
RETLW D'66'
RETLW D'65'
RETLW D'64'
RETLW D'63'
RETLW D'62'
RETLW D'61'
;*************************************************************
;Tabla de datos que nos dan el ancho de pulso de la
;señal en los interruptores.
TABLA2
A1-1
Anexo 1
ADDWF PCL,1
RETLW D'62'
RETLW D'62'
RETLW D'61'
RETLW D'60'
RETLW D'58'
RETLW D'57'
RETLW D'56'
RETLW D'54'
RETLW D'53'
RETLW D'52'
RETLW D'51'
RETLW D'50'
RETLW D'50'
RETLW D'49'
RETLW D'48'
RETLW D'47'
RETLW D'46'
RETLW D'46'
RETLW D'45'
RETLW D'44'
RETLW D'43'
RETLW D'42'
RETLW D'42'
RETLW D'41'
RETLW D'41'
RETLW D'40'
RETLW D'39'
RETLW D'39'
RETLW D'38'
RETLW D'38'
RETLW D'37'
RETLW D'37'
RETLW D'36'
RETLW D'36'
RETLW D'35'
RETLW D'35'
RETLW D'34'
RETLW D'34'
RETLW D'33'
RETLW D'33'
RETLW D'32'
RETLW D'32'
RETLW D'31'
RETLW D'31'
;*************************************************************
;Tabla para con los bits faltantes para el dato del ancho
;de pulso.
TABLA3
ADDWF PCL,1
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
;*************************************************************
;Configuración de los puertos y algunos valores de
;variables.
CONFIGURACION
BSF
BCF
STATUS,5
STATUS,6
;Banco 1
;*************** CONFIGURACIÓN DE PUERTOS *******
MOVLW
0x1F
MOVWF
PORTA ;Entradas
MOVLW
0x00
MOVWF
PORTB ; Salidas
MOVLW
0x8B
MOVWF
PORTC ;E/S
BCF
STATUS,5
;Banco 0
A1-2
Anexo 1
CLRF
CLRF
CLRF
RETURN
PORTA
PORTB
PORTC
;************ FRECUENCIA CENTRAL 80 KHz **********
FCENTRAL
BSF
STATUS,5 ;Banco 1
BCF
STATUS,6
MOVLW
MOVWF
D'61'
PR2
BCF
STATUS,5
MOVLW
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVLW
MOVWF
RETURN
D'31'
CCPR1L
B'00101100'
CCP1CON
B'11000000'
INTCON
B'00000100'
T2CON
B'00000000'
PIE1
;Banco 0
;*************CONFIGURACIÓN DEL TIMER 1**********
T1
BSF
STATUS,5 ;Banco 1
MOVLW
MOVWF
B'00000001'
PIE1
BCF
STATUS,5
MOVLW
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVLW
MOVWF
RETURN
B'11000000'
INTCON
B'00000001'
T1CON
H'FF'
TMR1H
H'21'
TMR1L
;Banco 0
;****CONFIGURACIÓN DEL CONVETIDOR A/D ****
CONVERTIDOR
BSF
STATUS,5 ;Banco 1
BCF
STATUS,6
MOVLW
MOVWF
B'00000000'
ADCON1
BCF
STATUS,5
;Banco 0
MOVLW
MOVWF
BCF
MOVLW
MOVWF
CLRWDT
BSF
RETURN
B'11000001'
ADCON0
PIR1,6
B'11000000'
INTCON
ADCON0,2
;********** DESVIACION DE 2K *******************
D2K
MOVLW
D'5'
MOVWF
C1
MOVLW
D'3'
MOVWF
C2
MOVLW
D'20'
MOVWF
R1
RETURN
;*****************DESVIACION DE 5K ***********
D5K
MOVLW
D'9'
MOVWF
R1
MOVLW
D'17'
MOVWF
C1
MOVLW
D'15'
MOVWF
C2
RETURN
;*****************DESVIACION DE 10K ****************
D10K
MOVLW
D'11'
MOVWF
R1
MOVLW
D'18'
MOVWF
C1
MOVLW
D'16'
MOVWF
C2
RETURN
;*****************DESVIACION DE 15K ****************
D15K
MOVLW
D'8'
MOVWF
R1
MOVLW
D'24'
MOVWF
C1
MOVLW
D'22'
MOVWF
C2
RETURN
;*****************DESVIACION DE 20K ****************
D20K
MOVLW
D'00'
MOVWF
R1
MOVLW
D'33'
MOVWF
C1
A1-3
Anexo 1
MOVLW
MOVWF
RETURN
D'31'
C2
;***************ESPERA DEL DATO ****************
ESPERA
DATO ANDWF
C1,W
BTFSS
STATUS,2
GOTO
DATO
DECF
R1,1
DECF
R1,1
MOVLW
H'FF'
DATO1 ANDWF
C2,W
BTFSS
STATUS,2
GOTO
DATO1
RETURN
;************DESVIACIÓN 2K A 200 Hz**************
DK200H
MOVLW
H'F3'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'FD'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D2K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 2K A 300 Hz****************
DK300H
MOVLW
H'F8'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'0F'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D2K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 2K A 400 Hz**************
DK400H
MOVLW
H'FA'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'18'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D2K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 2K A 600 Hz************
DK600H
MOVLW
H'FF' ;'FC'
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
CALL
CALL
RETURN
ALTO
TMR1H
H'21'
BAJO
TMR1L
D2K
ESPERA
;************DESVIACIÓN 5K A 200 Hz*************
CK200H
MOVLW
H'FA'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'18'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D5K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 5K A 300 Hz*****************
CK300H
MOVLW
H'FC'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'21'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D5K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 5K A 400 Hz***************
CK400H
MOVLW
H'FD'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'26'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D5K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 5K A 600 Hz****************
CK600H
MOVLW
H'FE'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'2A'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D5K
CALL
ESPERA
RETURN
A1-4
Anexo 1
;************DESVIACIÓN 10K A 200 Hz**************
DIK200H
MOVLW
H'FD'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'68'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D10K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 10K A 300 Hz**************
DIK300H
MOVLW
H'FE'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'56'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D10K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 10K A 400 Hz*************
DIK400H
MOVLW
H'FE'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'CE'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D10K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 10K A 600 Hz**************
DIK600H
MOVLW
H'FF'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'44'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL D10K
CALL ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 15K A 200 Hz**************
QK200H
MOVLW
H'FE'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'3E'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D15K
CALL
RETURN
ESPERA
;************DESVIACIÓN 15K A 300 Hz*************
QK300H
MOVLW
H'FE'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'E5'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D15K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 15K A 400 Hz*************
QK400H
MOVLW
H'FF'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'38'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D15K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 15K A 600 Hz*************
QK600H
MOVLW
H'FF'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'8C'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D15K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 20K A 200 Hz***********
VK200H
MOVLW
H'FE'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'C3'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D20K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 20K A 300 Hz***********
VK300H
MOVLW
H'FF'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
A1-5
Anexo 1
MOVLW
MOVWF
MOVWF
CALL
CALL
RETURN
H'3D'
BAJO
TMR1L
D20K
ESPERA
;************DESVIACIÓN 20K A 400 Hz************
VK400H
MOVLW
H'FF'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'7B'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D20K
CALL
ESPERA
RETURN
;************DESVIACIÓN 20K A 600 Hz************
VK600H
MOVLW
H'FF'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'C1'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D20K
CALL
ESPERA
RETURN
;*************************************************************
INICIO
CALL
CONFIGURACION
CALL
FCENTRAL
DOBLE BTFSS
PORTC,7
GOTO
DOBLE
CALL
T1
REGRESA
BTFSC
PORTC,5
GOTO
CUATRO4
BTFSC
PORTC,4
GOTO
DOS2
BTFSC
PORTC,3
GOTO
UNO1
GOTO
CERO
CERO
BTFSC
PORTC,1
GOTO
C400H
BTFSC
PORTC,0
GOTO
T300H
;200 Hz
CALL
DK200H
CLRF
TMR1L
GOTO
LIMPIA
T300H
CALL
CLRF
GOTO
DK300H
TMR1L
LIMPIA
C400H BTFSC
GOTO
CALL
CLRF
GOTO
S600H
CALL
CLRF
GOTO
PORTC,0
S600H
DK400H
TMR1L
LIMPIA
LIMPIA BTFSS
GOTO
BCF
GOTO
LUZ
BSF
NOLUZ
GOTO
PORTB,7
LUZ
PORTB,7
NOLUZ
PORTB,7
DK600H
TMR1L
LIMPIA
REGRESA
;********************************
UNO1
BTFSC
PORTC,1
GOTO
CA400H
BTFSC
PORTC,0
GOTO
TA300H
;200 Hz
CALL
CLRF
GOTO
CK200H
TMR1L
LIMPIA
CALL
CLRF
GOTO
CK300H
TMR1L
LIMPIA
TA300H
CA400H BTFSC
PORTC,0
GOTO
SA600H
CALL
CK400H
CLRF
TMR1L
GOTO
LIMPIA
SA600H
CALL
CK600H
CLRF
TMR1L
GOTO
LIMPIA
;********************************
DOS2
BTFSC
PORTC,1
GOTO
CB400H
BTFSC
PORTC,0
GOTO
TB300H
;200 Hz
A1-6
Anexo 1
CALL
CLRF
GOTO
DIK200H
TMR1L
LIMPIA
CALL
CLRF
GOTO
DIK300H
TMR1L
LIMPIA
CB400H BTFSC
GOTO
CALL
CLRF
GOTO
SB600H
CALL
GOTO
PORTC,0
SB600H
DIK400H
TMR1L
LIMPIA
TB300H
DIK600H
REGRESA
CLRF
TMR1L
GOTO
LIMPIA
;********************************
TRES3
BTFSC
PORTC,1
GOTO
CC400H
BTFSC
PORTC,0
GOTO
TC300H
;200 Hz
CALL
QK600H
CLRF
TMR1L
GOTO
LIMPIA
TC300H
CALL
CLRF
GOTO
CC400H BTFSC
GOTO
CALL
CLRF
GOTO
SC600H
QK600H
TMR1L
LIMPIA
PORTC,0
SC600H
QK600H
TMR1L
LIMPIA
CALL
QK600H
CLRF
GOTO
TMR1L
LIMPIA
;********************************
CUATRO4
BTFSC
PORTC,1
GOTO
CD400H
BTFSC
PORTC,0
GOTO
TD300H
;200 Hz
CALL
VK200H
CLRF
TMR1L
TD300H
GOTO
CALL
CLRF
GOTO
CD400H BTFSC
GOTO
CALL
CLRF
GOTO
SD600H
CALL
CLRF
GOTO
LIMPIA
VK300H
TMR1L
LIMPIA
PORTC,0
SD600H
VK400H
TMR1L
LIMPIA
VK600H
TMR1L
LIMPIA
;*************************************************************
;***************** INTERRUPCION
******************************
INTER
DES1
DES
BCF
BTFSS
GOTO
GOTO
CLRWDT
BSF
MOVF
BCF
MOVWF
MOVF
MOVWF
BCF
RETFIE
BCF
BTFSS
GOTO
MOVF
CALL
BSF
MOVWF
BCF
MOVF
CALL
MOVWF
STATUS,5
PIR1,0
DES1
DES
MOVF
CALL
MOVWF
R1,0
TABLA3
CCP1CON
MOVF
MOVWF
MOVF
MOVWF
ALTO,W
TMR1H
BAJO,W
TMR1L
MOVLW
ANDWF
BTFSS
0xFF
C1,W
STATUS,2
;Banco 0
STATUS,5 ;Banco 1
ADRESL,W
STATUS,5 ;Banco 0
PORTC
ADRESH,W
PORTB
PIR1,6
STATUS,5
PIR1,1
DES
R1,0
TABLA1
STATUS,5
PR2
STATUS,5
R1,0
TABLA2
CCPR1L
;Banco 0
;Banco 1
;Banco 0
A1-7
Anexo 1
GOTO
GOTO
CONTADOR1
INCF
DECF
GOTO
CONTADOR2
DECF
DECF
CONTADOR1
CONTADOR2
R1,1
C1,1
SIGUE
SIGUE CLRWDT
MOVLW
BCF
BCF
RETFIE
H'FF'
PIR1,0
PIR1,1
R1,1
C2,1
;*************************************************************
END
A1-8
Anexo 2
Programa lazo cerrado
; PROGRAMA LAZO CERRADO
list
p=16F876
#include p16F876.inc
;*************** CONSTANTES ***************************
VARIABLES EQU 0x22
;*************************************************************
;*************Declaración de variables *******************
CBLOCK VARIABLES
R1
R2
R3
R4
R5
C1
C2
BANDERA
ALTO
BAJO
REFERENCIA
VALORCAD
ENDC
;*************************************************************
ORG 0x00
GOTO INICIO
ORG 0x04
GOTO INTER
ORG 0x05
;*************************************************************
;Tabla de datos que nos dan el periodo de la señal en
;los interruptores.
TABLA1
ADDWF PCL,1
RETLW D'124'
RETLW D'123'
RETLW D'121'
RETLW D'119'
RETLW D'116'
RETLW D'113'
RETLW D'111'
RETLW D'108'
RETLW D'106'
RETLW D'104'
RETLW D'102'
RETLW D'100'
RETLW D'99'
RETLW D'98'
RETLW D'96'
RETLW D'94'
RETLW D'92'
RETLW D'91'
RETLW D'89'
RETLW D'87'
RETLW D'86'
RETLW D'84'
RETLW D'83'
RETLW D'82'
RETLW D'81'
RETLW D'79'
RETLW D'78'
RETLW D'77'
RETLW D'76'
RETLW D'75'
RETLW D'74'
RETLW D'73'
RETLW D'72'
RETLW D'71'
RETLW D'70'
RETLW D'69'
RETLW D'68'
RETLW D'67'
RETLW D'66'
RETLW D'65'
RETLW D'64'
RETLW D'63'
RETLW D'62'
RETLW D'61'
;*************************************************************
A2-1
Anexo 2
;Tabla de datos que nos dan el ancho de pulso de la
;señal en los interruptores.
TABLA2
ADDWF PCL,1
RETLW D'62'
RETLW D'62'
RETLW D'61'
RETLW D'60'
RETLW D'58'
RETLW D'57'
RETLW D'56'
RETLW D'54'
RETLW D'53'
RETLW D'52'
RETLW D'51'
RETLW D'50'
RETLW D'50'
RETLW D'49'
RETLW D'48'
RETLW D'47'
RETLW D'46'
RETLW D'46'
RETLW D'45'
RETLW D'44'
RETLW D'43'
RETLW D'42'
RETLW D'42'
RETLW D'41'
RETLW D'41'
RETLW D'40'
RETLW D'39'
RETLW D'39'
RETLW D'38'
RETLW D'38'
RETLW D'37'
RETLW D'37'
RETLW D'36'
RETLW D'36'
RETLW D'35'
RETLW D'35'
RETLW D'34'
RETLW D'34'
RETLW D'33'
RETLW D'33'
RETLW D'32'
RETLW D'32'
RETLW D'31'
RETLW D'31'
;*************************************************************
;Tabla para con los bits faltantes para el dato del ancho
;de pulso.
TABLA3
ADDWF PCL,1
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
RETLW B'00101100'
RETLW B'00001100'
;*************************************************************
;Configuración de los puertos y algunos valores de
;variables.
CONFIGURACION
BSF
BCF
STATUS,5
STATUS,6
;Banco 1
;******** CONFIGURACIÓN DE PUERTOS ***********
MOVLW
0x1F
MOVWF
PORTA ;Entradas
MOVLW
0x00
MOVWF
PORTB ; Salidas
A2-2
Anexo 2
MOVLW
MOVWF
0x8B
PORTC ;E/S
BCF
STATUS,5
CLRF
CLRF
CLRF
PORTA
PORTB
PORTC
;Banco 0
;****** CONFIGURACIÓN DE VARIABLES **********
MOVLW
D'76'
MOVWF
R2
MOVLW
D'10'
MOVWF
R3
MOVLW
D'00'
MOVWF
R4
MOVLW
D'10'
MOVWF
R5
MOVLW
D'51'
MOVWF
REFERENCIA
MOVLW
0x00
MOVWF
VALORCAD
MOVLW
0x00
MOVWF
BANDERA
RETURN
STATUS,5
STATUS,6
MOVLW
MOVWF
D'61'
PR2
BCF
STATUS,5
MOVLW
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVLW
MOVWF
D'31'
CCPR1L
B'00101100'
CCP1CON
B'11000000'
INTCON
B'00000100'
T2CON
B'00000000'
PIE1
T0
;Banco 1
MOVLW
MOVWF
B'00000001'
PIE1
BCF
STATUS,5
;Banco 1
;Banco 0
BSF
MOVLW
MOVWF
STATUS,5 ;Banco 1
B'11000111'
OPTION_REG
BCF
STATUS,5
MOVLW
MOVWF
MOVLW
MOVWF
B'11100000'
INTCON
H'00'
TMR0
;Banco 0
RETURN
;***CONFIGURACIÓN DEL CONVETIDOR A/D ***
;Configuración del convertidor analógico - digital.
;Banco 0
CONVERTIDOR
BSF
BCF
RETURN
;*********CONFIGURACIÓN DEL TIMER 1*********
;Configuración del temporizador 1 para generar los
;tiempos del cambio de desviación.
T1
STATUS,5
MOVLW
B'11000000'
MOVWF
INTCON
MOVLW
B'00000001'
MOVWF
T1CON
MOVLW
H'00'
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'00'
MOVWF
TMR1L
RETURN
;*******CONFIGURACIÓN DEL TIMER 0 ********
;Configuración del temporizador 0 para generar el
;tiempo que para una nueva adquisición del dato
;de la resonancia.
;******* FRECUENCIA CENTRAL *****************
;Programación de la frecuencia central a 60 KHz
FCENTRAL
BSF
BCF
BSF
FLAG
STATUS,5
STATUS,6
MOVLW
MOVWF
B'00000000'
ADCON1
BSF
BCF
PIE1,6
STATUS,5
MOVLW
MOVWF
BCF
MOVLW
MOVWF
BSF
BTFSS
GOTO
BCF
RETURN
B'11000001'
ADCON0
PIR1,6
B'11100000'
INTCON
ADCON0,2
BANDERA,0
FLAG
BANDERA,0
;Banco 1
;Banco 0
A2-3
Anexo 2
;************DESVIACION DE 2K ******************
;Número de datos para la desviación de 2K
D2K
MOVLW
D'6'
MOVWF
C1
MOVLW
D'4'
MOVWF
C2
MOVLW
D'20'
MOVWF
R1
RETURN
;******** ****DESVIACION DE 5K ******************
;Número de datos para la desviación de 5K
D5K
MOVLW
D'17'
MOVWF
R1
MOVLW
D'13'
MOVWF
C1
MOVLW
D'11'
MOVWF
C2
RETURN
;*************DESVIACION DE 10K ****************
;Número de datos para la desviación de 10K
D10K
MOVLW
D'12'
MOVWF
R1
MOVLW
D'23'
MOVWF
C1
MOVLW
D'21'
MOVWF
C2
RETURN
;************DESVIACION DE 15K *********************
;Número de datos para la desviación de 15K
D15K
MOVLW
D'6'
MOVWF
R1
MOVLW
D'34'
MOVWF
C1
MOVLW
D'32'
MOVWF
C2
RETURN
;*************DESVIACION DE 20K *********************
;Número de datos para la desviación de 20K
D20K
MOVLW
D'00'
MOVWF
R1
MOVLW
D'43'
MOVWF
C1
MOVLW
D'41'
MOVWF
C2
RETURN
;************ESPERA DEL DATO ***********************
;Ciclo de espera para un nuevo dato
ESPERA
DATO
BTFSS
GOTO
BCF
BANDERA,1
DATO
BANDERA,1
DECF
DECF
R1,1
R1,1
DATO1 BTFSS
GOTO
BCF
PON
SI
CLRF
BTFSS
GOTO
BCF
GOTO
BSF
BANDERA,2
DATO1
BANDERA,2
TMR1L
PORTC,4
PON
PORTC,4
SI
PORTC,4
RETURN
;************DESVIACIÓN 2K A 200 Hz************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 2K a 200 Hz.
DK200H
MOVLW
H'F3'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'FD'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D2K
CALL
ESPERA
MOVF
R4,W
XORWF
R5,W
BTFSS
STATUS,2
GOTO
DK200H
CLRF
PORTB
BCF
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 2K A 300 Hz*************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 2K a 300 Hz.
DK300H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'F8'
ALTO
TMR1H
H'0F'
BAJO
TMR1L
A2-4
Anexo 2
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
D2K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
DK300H
PORTB
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 2K A 400 Hz**************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 2K a 400 Hz.
DK400H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FA'
ALTO
TMR1H
H'18'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
D2K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
DK400H
PORTB
STATUS,2
;************DESVIACIÓN 5K A 200 Hz**************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 5K a 200 Hz.
CK200H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FF' ;'FC'
ALTO
TMR1H
H'21'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
D2K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
DK600H
PORTB
STATUS,2
RETURN
H'FA'
ALTO
TMR1H
H'34'
BAJO
TMR1L
CALL
D5K
CALL
ESPERA
MOVF
R4,W
XORWF
R5,W
BTFSS
STATUS,2
GOTO
CK200H
CLRF
PORTB
BCF
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 5K A 300 Hz***********
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 5K a 300 Hz.
CK300H
RETURN
;************DESVIACIÓN 2K A 600 Hz***************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 2K a 600 Hz.
DK600H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FC'
ALTO
TMR1H
H'3F'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
RETURN
D5K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
CK300H
PORTB
STATUS,2
;************DESVIACIÓN 5K A 400 Hz***************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 5K a 400 Hz.
CK400H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FD'
ALTO
TMR1H
H'42'
BAJO
TMR1L
CALL
D5K
A2-5
Anexo 2
CALL
ESPERA
MOVF
R4,W
XORWF
R5,W
BTFSS
STATUS,2
GOTO
CK400H
CLRF
PORTB
BCF
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 5K A 600 Hz**********
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 5K a 600 Hz.
CK600H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FE'
ALTO
TMR1H
H'47'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
RETURN
D5K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
CK600H
PORTB
STATUS,2
DIK300H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FD'
ALTO
TMR1H
H'68'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
D10K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
DIK200H
PORTB
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 10K A 300 Hz*************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 10K a 300 Hz.
H'FE'
ALTO
TMR1H
H'56'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
D10K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
DIK300H
PORTB
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 10K A 400 Hz**************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 10K a 400 Hz.
DIK400H
;************DESVIACIÓN 10K A 200 Hz***********
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 10K a 200 Hz.
DIK200H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FE'
ALTO
TMR1H
H'CE'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
D10K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
DIK400H
PORTB
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 10K A 600 Hz***************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 10K a 600 Hz.
DIK600H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FF'
ALTO
TMR1H
H'44'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
D10K
ESPERA
R4,W
A2-6
Anexo 2
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
R5,W
STATUS,2
DIK600H
PORTB
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 15K A 200 Hz***************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 15K a 200 Hz.
QK200H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FE'
ALTO
TMR1H
H'3E'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
D15K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
QK200H
PORTB
STATUS,2
QK400H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FE'
ALTO
TMR1H
H'E5'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
D15K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
QK300H
PORTB
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 15K A 400 Hz***************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 15K a 400 Hz.
H'FF'
ALTO
TMR1H
H'4C'
BAJO
TMR1L
CALL
D15K
CALL
ESPERA
MOVF
R4,W
XORWF
R5,W
BTFSS
STATUS,2
GOTO
QK400H
CLRF
PORTB
BCF
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 15K A 600 Hz*****************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 15K a 600 Hz.
QK600H
RETURN
;************DESVIACIÓN 15K A 300 Hz***************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 15K a 300 Hz.
QK300H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FF'
ALTO
TMR1H
H'8C'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
D15K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
QK600H
PORTB
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 20K A 200 Hz****************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 20K a 200 Hz.
VK200H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FE'
ALTO
TMR1H
H'D1'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
D20K
ESPERA
R4,W
R5,W
A2-7
Anexo 2
BTFSS
STATUS,2
GOTO
VK200H
CLRF
PORTB
BCF
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 20K A 300 Hz**************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 20K a 300 Hz.
VK300H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FF'
ALTO
TMR1H
H'3D'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
D20K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
VK300H
PORTB
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 20K A 400 Hz************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 20K a 400 Hz.
VK400H
MOVLW
MOVWF
MOVWF
MOVLW
MOVWF
MOVWF
H'FF'
ALTO
TMR1H
H'8F'
BAJO
TMR1L
CALL
CALL
MOVF
XORWF
BTFSS
GOTO
CLRF
BCF
D20K
ESPERA
R4,W
R5,W
STATUS,2
VK400H
PORTB
STATUS,2
RETURN
;************DESVIACIÓN 20K A 600 Hz**************
;Configuración de los tiempos para cada dato de la
;desviación de 20K a 600 Hz.
VK600H
MOVLW
H'FF'
MOVWF
ALTO
MOVWF
TMR1H
MOVLW
H'D0'
MOVWF
BAJO
MOVWF
TMR1L
CALL
D20K
CALL
ESPERA
MOVF
R4,W
XORWF
R5,W
BTFSS
STATUS,2
GOTO
VK600H
CLRF
PORTB
BCF
STATUS,2
RETURN
;CAMPARACIÓN ENTRE REFERENCIA Y DATO DEL
;CONVERTIDOR
COMPARA
CALL
CONVERTIDOR
MOVF
VALORCAD,0
SUBWF
REFERENCIA,0
RETURN
;*************************************************************
;Programa principal
INICIO
CALL
CONFIGURACION
CALL
FCENTRAL
DOBLE BTFSS
GOTO
CALL
CALL
PORTC,7
DOBLE
T1
T0
DESV1 BSF
MOVLW
MOVWF
CLRF
CALL
CALL
BTFSS
GOTO
BCF
GOTO
PORTB,0
D'10'
R5
TMR0
VK600H
COMPARA
STATUS,0
DESV2
STATUS,0
DESV1
DESV2 BSF
MOVLW
MOVWF
CLRF
CALL
CALL
BTFSS
GOTO
BCF
GOTO
PORTB,1
D'10'
R5
TMR0
VK200H
COMPARA
STATUS,0
DESV3
STATUS,0
DESV2
A2-8
Anexo 2
DESV3 BSF
MOVLW
MOVWF
CLRF
CALL
CALL
BTFSS
GOTO
BCF
GOTO
PORTB,2
D'10'
R5
TMR0
VK400H
COMPARA
STATUS,0
DESV4
STATUS,0
DESV3
DESV4 BSF
MOVLW
MOVWF
CLRF
CALL
CALL
BTFSS
GOTO
BCF
GOTO
PORTB,3
D'10'
R5
TMR0
QK400H
COMPARA
STATUS,0
DESV5
STATUS,0
DESV4
DESV5 BSF
MOVLW
MOVWF
CLRF
CALL
CALL
BTFSS
GOTO
BCF
GOTO
PORTB,4
D'10'
R5
TMR0
CK400H
COMPARA
STATUS,0
DESV6
STATUS,0
DESV5
DESV6 BSF
MOVLW
MOVWF
CLRF
CALL
CALL
BTFSS
GOTO
BCF
GOTO
PORTB,5
D'10'
R5
TMR0
CK200H
COMPARA
STATUS,0
DESV7
STATUS,0
DESV6
DESV7 BSF
MOVLW
MOVWF
CLRF
CALL
CALL
BTFSS
GOTO
BCF
GOTO
PORTB,6
D'10'
R5
TMR0
CK300H
COMPARA
STATUS,0
DESV8
STATUS,0
DESV7
DESV8 BSF
PORTB,7
MOVLW
MOVWF
CLRF
CALL
CALL
BTFSS
GOTO
BCF
GOTO
D'10'
R5
TMR0
CK600H
COMPARA
STATUS,0
DESV1
STATUS,0
DESV8
;***************** INTERRUPCION ****************
;DESVIACIÓN: Interrupción para el cambio de
;
frecuencia.
;TIMER0 : Interrupción para programar el tiempo en
;
que se toma la nueva lectura de la señal
;
hacia el convertidor.
;CONVER : Interrupción para tomar la lectura de en
;
el convetidor.
INTER
BCF
BTFSS
GOTO
GOTO
STATUS,5 ;Banco 0
PIR1,0
BCON
DESVIACION
;Interrupción para el cambio de frecuencia
BCON
BTFSS
GOTO
GOTO
PIR1,6
TIMER0
CONVER
;***********INTERRUPCION TIMER 0 ***********
TIMER0
DECFSZ
R2,1
GOTO
MASTIM1
MOVLW
D'76'
MOVWF
R2
DECFSZ
R3,1
GOTO
MASTIME
MOVF
R3,0
MOVWF
R5
MOVLW
D'10'
MOVWF
R3
BCF
INTCON,2
RETFIE
MASTIME
MOVF
R3,0
MOVWF
R5
MASTIM1
BCF
INTCON,2
RETFIE
;***********INTERRUPCION CONVERTIDOR ********
CONVERCLRWDT
BSF
STATUS,5
;Banco 1
A2-9
Anexo 2
MOVF
BCF
MOVWF
MOVF
MOVWF
BSF
BCF
ADRESL,W
STATUS,5 ;Banco 0
PORTC
ADRESH,W
VALORCAD
BANDERA,0
PIR1,6
BCF
PIR1,0
BCF
PIR1,1
RETFIE
;*************************************************************
END
RETFIE
;***************INTERRUPCION DESVIACION
****************
DESVIACION
BCF
STATUS,5 ;Banco 0
BCF
FLAG1 BTFSS
GOTO
PIR1,1
PIR1,1
FLAG1
MOVF
CALL
R1,0
TABLA1
BSF
MOVWF
STATUS,5
PR2
;Banco 1
BCF
MOVF
CALL
MOVWF
MOVF
CALL
MOVWF
MOVF
MOVWF
MOVF
MOVWF
STATUS,5
R1,0
TABLA2
CCPR1L
R1,0
TABLA3
CCP1CON
ALTO,W
TMR1H
BAJO,W
TMR1L
;Banco 0
MOVLW
ANDWF
BTFSS
GOTO
GOTO
CONTADOR1
INCF
DECFSZ
GOTO
BSF
GOTO
CONTADOR2
DECF
DECFSZ
GOTO
BSF
0xFF
C1,W
STATUS,2
CONTADOR1
CONTADOR2
R1,1
C2,1
SIGUE
BANDERA,2
SIGUE CLRWDT
BCF
STATUS,2
R1,1
C1,1
SIGUE
BANDERA,1
SIGUE
A2-10
Anexo 3
Microcontrolador PIC16F876
Los microcontroladores son circuitos integrados programables que contienen los componentes de
una computadora, en su memoria se encuentra un programa destinado a una aplicación
determinada; sus líneas de entrada / salida soportan el conexionado de las variables a controlar y
todos sus recursos complementarios disponibles tienen como finalidad atender sus requerimientos.
Sin embargo, el microcontrolador es un sistema cerrado de prestaciones limitadas que no se pueden
modificar.
Debido a esto los fabricantes de microcontroladores tienen un elevado número de modelos
diferentes, desde los más sencillos hasta los más poderosos, de los cuales es posible seleccionar la
capacidad de las memorias, el número de E/S, la cantidad y potencia de los elementos auxiliares, la
velocidad de funcionamiento, etc.
A3.1 Arquitectura interna
Entre fabricantes de microcontroladores se encuentra Microchip, el cual tiene una gran aceptación y
preferencia de los profesionales y técnicos que trabajan con microcontroladores, esto debido a la
sencillez de manejo, diseño rápido, herramientas de desarrollo fáciles de adquirir, buen promedio de
parámetros y precio accesible. Además, Microchip dispone de cinco familias de microcontroladores
de 8 bits en la que se encuentran: la gama enana, básica, media, alta y mejorada [1].
•
La gama enana: su principal característica es su reducido tamaño, componentes de 8 pines,
pueden destinar hasta 6 como líneas de E/S, porque disponen de un oscilador interno R-C a
cuatro MHz, su repertorio de instrucciones es de 33 a 35.
•
La gama básica: se trata de la serie de PIC’s con recursos limitados, dispositivos
encapsulados con 18 y 28 pines, su repertorio es de 33 instrucciones, no admiten ningún
tipo de interrupción y la pila sólo dispone de dos niveles.
A3-1
Anexo 3
•
La gama media: se trata de la a serie más variada y completa de PIC’s. Tiene dispositivos
de 18 a 68 pines, integran abundantes periféricos, su repertorio de instrucciones es de 35,
disponen de interrupciones y una pila de 8 niveles que permite el anidamiento de subrutinas.
•
La gama alta: la característica más destacable de los componentes de esta gama es su
arquitectura abierta, que consiste en la posibilidad de ampliación del microcontrolador con
elementos externos, emplea la filosofía de construcción de los microprocesadores.. Su
repertorio alcanza las 58 instrucciones y sus modelos disponen de un sistema de
interrupciones vectorizadas muy potente, incluye varios controladores de periféricos, puertas
de comunicación serie y paralelo con elementos externos y un multiplicador de gran
velocidad.
•
Gama mejorada: con esta familia se facilita el empleo del lenguaje C. Su repertorio consta
de 77 instrucciones, la pila tiene 31 niveles.
A3.2 Las partes principales del microcontrolador
PIC16F876
1. Procesador
2. juego de 35 instrucciones con 14 bits de longitud. Todas se pueden ejecutar en un ciclo de
instrucción a excepción de los saltos que consumen dos
3. 8K palabras de 14 bits máxima para la memoria de código tipo FLASH
4. 368 bytes máximo de memoria de datos RAM
5. 256 bytes máximo de memoria de datos EEPROM
6. 14 fuentes de interrupción
7. 8 niveles de la pila
8. modos de direccionamiento directo, indirecto y relativo
9. temporizador centinela (WDT)
10. código de protección programable
11. modo SLEEP de bajo consumo
12. voltaje de alimentación comprendido entre 2 y 5.5 V
13. capacidad de corriente para manejar LED’s directamente.
A3.3 Dispositivos periféricos
1.
2.
3.
4.
5.
6.
Timer 0: temporizador – contador de 8 bits con predivisor de 8 bits
timer 1: temporizador – contador de 8 bits con predivisor
timer 2: temporizador – contador de 8 bits con predivisor y postdivisor
módulos de captura comparación PWM
conversor A/D de 10 bits
puerto serie síncrono.
A3-2
Anexo 3
A3.3.1 Procesador RISC con arquitectura HARVARD
Esta arquitectura se caracteriza por la independencia entre la memoria de datos y la memoria de
programa, facilitando el trabajo en paralelo de las dos memorias, lo que permite tener alto
rendimiento. La filosofía RISC, significa reducido número de instrucciones que forman el repertorio,
para este dispositivo consta de 35 instrucciones que se ejecutan en un ciclo de instrucción,
equivalente a cuatro periodos de reloj excepto las de salto que necesitan dos ciclos.
El diagrama a bloques de la Figura 1 muestra una aproximación de la arquitectura interna del
PIC16F876, en él se pueden observar los buses para las instrucciones y datos, estos son totalmente
independientes y se ajustan a las necesidades de cada memoria, permitiendo el acceso simultáneo
consiguiendo elevados rendimientos en el procesamiento de las instrucciones [1].
Memoria de
programa
Bus de
dirección de
datos
Bus de
dirección de
instrucciones
Procesador
Bus de
instrucciones
Memoria de
datos
Bus de datos
Figura 1 Diagrama a bloques de la arquitectura interna del PIC16F876
A3.3.2 Memoria de programa
En el diseño del microcontrolador la memoria de programa almacena todas las instrucciones del
programa de control, y no hay posibilidad de utilizar memorias externas de ampliación. Los tipos de
memoria son: ROM con máscara, EPROM, OTP (programable una vez), EEPROM y FLASH. El
microcontrolador PIC 16F876, en su interior contiene memoria de tipo FLASH, es una memoria no
volátil de bajo consumo, que se puede escribir y borrar eléctricamente que es posible volver a grabar
el programa hasta que esté terminado [1].
A3.3.3 Memoria de datos
Los datos de los programas varían continuamente, por lo que la memoria debe ser de lectura y
escritura, en este caso los microcontroladores PIC 16F876 contienen una RAM estática volátil [1].
A3-3
Anexo 3
A3.3.4 Líneas de E/S
A excepción de los pines destinados para recibir la alimentación, el cristal oscilador y para provocar
el reset. Los microcontroladores PIC16F876 tiene 22 líneas de E/S que reciben el nombre de
puertos, de los cuales algunos soportan la comunicación serie, el convertidor A/D etc [1].
A3.4 Diagrama de conexionado
En la Figura 2 se muestra el diagrama de distribución y asignación de los pines del encapsulado
[3,4].
Figura 2. Diagrama de conexionado
La Figura 3 es un esquema simplificado del diagrama de conexionado, en el se muestran los pines
de propósito general, y los puertos con los que cuenta el PIC 16F876.
Osc
Propósito
General
Puerto A
Vss
PIC 16F876
Puerto B
Lineas E/S
VDD
Reset
Puerto C
Microcontrolador
Figura 3 .Diagrama simplificado de la asignación de los pines
A3-4
Anexo 3
A3.4.1 De propósito general
Los pines de propósito general del microcontrolador PIC 16F876 son básicamente 6 los cuales son
[3,4]:
1. OSC1/CLKIN (9) entrada del cristal de cuarzo del oscilador externo
2. OSC2/CLKOUT (10) Salida del cristal de cuarzo
3. VSS (8-19) Conexión a tierra
4. VDD (20) Entrada del voltaje de alimentación
5. MCLR#/VPP/THV (1) Entrada del RESET, entrada del voltaje de programación.
A3.4.2 Puerto A
Puerto de 6 pines que actúan como líneas de E/S, en éste se encuentran los convertidores A/D [3,4].
1. RA0/AN0 (2) y RA1/AN1 (3) entradas analógico digital del convertidor
2. RA2/AN2/VREF- (4) entradas analógico digital del convertidor o entrada del voltaje negativo
de referencia
3. RA3/AN3/VREF+ (5) entradas analógico digital del convertidor o entrada del voltaje positivo
de referencia
4. RA4/TOCKI (6) entrada del reloj del timer0
5. RA5/SS#/AN4 (7) entrada analógica o selección como esclavo de la puerta serie síncrona.
A3.4.3 Puerto B
Puerto de 8 bits, los pines de éste actúan como líneas de E/S, algunas de sus aplicaciones son [3,4]:
1.
2.
3.
4.
RB0/INT (21) entrada de petición de la interrupción externa
RB3/PGM (24) entrada del voltaje bajo para programación
RB6/PGC (27) en la programación serie recibe las señales de reloj
RB6/PGC (28) en la programación serie actúa como entrada de datos
A3.4.4 Puerto C
Puerto de 8 bits, los pines de éste actúan como líneas de E/S, algunas de sus aplicaciones son [3,4]:
1. RC0/T1OSO/T1CKI (11) salida del oscilador del timer1 o entrada del reloj de del timer1
2. RC1/T1OSI/CCP2 (12) entrada al oscilador del timer1 o entrada al módulo de captura
comparación y salida de PWM2
3. RC2/CCP1 (16) entrada al módulo captura comparación y salida de PWM1
4. RC3/SCK/SCL (14) entrada del reloj serie sincronía / salida de los módulos SPI E I2C
5. RC4/SDI/SDA (15) entrada de datos en modo SPI o I/O datos en modo I2C
6. RC5/SDO (16) salida de datos en modo SPI
7. RC6/TX/CK (17) transmisor del USART asíncrono o como reloj del síncrono
8. RC7/RX/DT (18) receptor del USART asíncrono o como datos en el síncrono
A3-5
Anexo 3
La Figura 4 muestra el diagrama a bloques del PIC16F876, en este se observan los recursos
fundamentales y los dispositivos periféricos [3].
Figura 4. Diagrama a bloques del PIC 16F876
A3.5 Recursos especiales
Según las aplicaciones el fabricante incorpora una diversidad de complementos que refuerzan la
potencia y flexibilidad del dispositivo.
Los recursos especiales del microcontrolador PIC 16F876 mencionados anteriormente son: Timer 0,
Timer 1,Timer 2, módulos de captura comparación PWM. Conversor A/D de 10 bits. Puerto Serie
Síncrono. De los recursos especiales del microcontrolador los que se emplearon fueron: los
temporizadores, los módulos de captura, comparación y salida PWM y los convertidores, estos se
explican de manera más detallada en la siguiente sección.
A3-6
Anexo 3
A3.5.1 Temporizadores
Una de las labores más habituales en los programas de control de dispositivos suele ser determinar
intervalos concretos de tiempo, el elemento encargado de realizar esta función recibe el nombre de
temporizador (timer). También es frecuente contar eventos que se producen en el exterior del
sistema, el elemento destinado para esta función se denomina contador.
Los temporizadores pueden ser leídos y escritos en cualquier momento debido a que están
conectados en el bus de datos. Cuando funcionan como temporizador conviene cargarle con el valor
de los impulsos que se quiere temporizar, pero expresado en complemento a 2. De esta manera, al
llegar el número de impulsos deseado se desborda y al pasar por 00 H se activa la bandera y se
produce la interrupción.
Para calcular los tiempos a controlar con los temporizadores se utilizan las siguientes fórmulas:
Temporización = 4.Tosc.(valor c arg ado en TMR )( Rango del Divisor )
Temporización
Valor a c arg ar en TMR =
4.Tosc.Rango del Divisor
1
2
donde:
tiempo de oscilación:
temporización:
rango del divisor:
valor cargado en TMR:
Tosc = 1/Fosc = 1/20MHz
Es el tiempo a programar
Cuantos pulsos de reloj debe pasar para generar el tiempo
Complemento a 2 del valor que se carga en el registro TMR
Los microcontroladores PIC 16F876 disponen de un conjunto de temporizadores - contadores para
manejar operaciones que involucran al tiempo y el conteo de eventos. Son tres y se denominan
TMR0, TMR1 y TMR2.
A3.5.1.1 TMR0
El TMR0 es un contador / temporizador de 8 bits, puede manejar reloj interno o externo para este
último se puede seleccionar el flanco, contiene un predivisor de frecuencia de reloj programable y
cuenta con la generación de interrupción por desbordamiento.
La Tabla 2 muestra los registros que involucran al TMR0 [1,3]:
A3-7
Anexo 3
Tabla 2 Registros que se encargan de programar el funcionamiento del TMR0
Registro OPTION: Su misión principal es controlar el TMR0 y el divisor de frecuencia. Enseguida se
muestra la distribución de los bits del registro OPTION.
PS2-PS0
Valor con el que actúa el Predivisor de frecuencia
PSA:
TOSE:
TOCS:
INTEDG:
RBPO#:
asignación del divisor de frecuencias
tipo de flanco en TOCKI
tipo de reloj para el TMR0
flanco activo interrupción externa
resistencias Pull-up puerta B
El registro de control de interrupciones INTCON: Registro de lectura y escritura, el cual tiene la
misión de controlar las interrupciones provocadas por el TMR0, cambio de estado en las 4 líneas de
más peso de la puerta B y activación de la pin RB0/INT. El bit PEIE actúa como una segunda llave
para parcial de permiso o prohibición de las causas de interrupción que no están contempladas en el
registro INTCON. Se describe la función bits.
GIE
PEIE
TOIE
INTE
RBIE
TOIF
INTF
RBIF
bit de permiso global de interrupciones
bit de permiso de los periféricos que no se controlan con INTCON
bit de permiso de interrupción del TMR0
bit de permiso de la interrupción externa por RB0/INT
bit de permiso de la interrupción por cambio de RB4-RB7
bandera de desbordamiento en el TMR0
bandera de activación de la patita RB0/INT
bandera de cambio en RB4-RB7.
A3-8
Anexo 3
Por último el registro TMR0 en el cual se carga el valor del temporizador.
A3.5.1.2 TMR1
El TMR1 es un temporizador / contador de 16 bits, se puede manejar con reloj interno o externo,
presenta una interrupción por desbordamiento y es posible reiniciarlo desde los módulos CCP.
En la Tabla 3 se muestran los registros que involucran al TMR1 [1,3].
Tabla 3 Registros que se encargan de programar el funcionamiento del TMR1
En el registro INTCON se activa la petición de la interrupción por desbordamiento, en los bits GIE y
PEIE, el registro PIE1 se habilita la interrupción en el bit TMR1IF y en el registro PIR1 se visualiza la
bandera en el bit TMR1IE. Los registros TMR1L y TMR1H se carga el byte de menos peso y mayor
peso respectivamente. Por último en el registro T1CON se habilita el TMR1 en el bit TMR1ON.
A3.5.1.3 TMR2
El TMR2 es un temporizador de 8 bits maneja un predivisor y un postdivisor de frecuencia
programable, dispone de un registro de período de 8 bits (PR2), maneja interrupción opcional al
coincidir TMR2 y PR2 y tiene la posibilidad de generar impulsos al módulo SSP.
En la Tabla 4 se muestran los registros que involucran al TMR2 [3,4].
Tabla 4 Registros que se encargan de programar el funcionamiento del TMR2
A3-9
Anexo 3
En el registro INTCON igual que en el TMR1 se activa la petición de la interrupción por
desbordamiento en los bits GIE y PEIE, el registro PIE1 se habilita la interrupción en el bit TMR2IF y
en el registro PIR1 se visualiza la bandera en el bit TMR2IE. Los registros TMR2 y PR2 se carga el
byte por último en el registro T2CON se habilita el TMR2 en el bit TMR2ON.
A3.5.2 Módulos de captura, comparación y modulación de
anchura de pulso
Los microcontroladores PIC16F876 disponen de dos módulos CCP, llamados CCP1 y CCP2, los
cuales son idénticos, estos pueden realizar tres funciones principales:
1. modo captura: una pareja de registros de un módulo CCP captura el valor que tiene el TMR1
cuando ocurre un evento especial en el pin RC2/CCP1 (para el módulo CCP1) o en el pin
RC1/T1OSI/CCP2 (para el módulo CCP2)
2. modo comparación: se compara el valor de 16 bits del TMR1 con otro valor cargado en una
pareja de registros de un módulo CCP y cuando coinciden se produce un evento en los
pines RC2/CCP1 y RC1/T1OSI/CCP2
3. modo modulación de anchura de pulsos (PWM): dentro del intervalo del período de un
impulso controla la anchura en que la señal vale nivel alto.
De estos tres modos se estudió el PWM, con este modo de trabajo se consiguen impulsos lógicos
cuya anchura del nivel alto es de duración variable, el pin RC2/CCP1 está configurada como salida y
cambia entre los niveles lógicos 0 y 1 para lograr esto se usa un comparador que pone a 1 un flipflop cuando el registro PR2 coincide con el valor del TMR2 en este momento el TMR2 toma el valor
de 00h, después el flip-flop cambia su valor a 0 y otro comparador detecta que coincida el valor del
CCPR1H con el valor del TMR2, de esta manera cambiando los valores de los registros CCPR1L y
PR2 se varía el intervalo en que la pin de salida está a 1 y a 0 [2,4].
Figura 5 esquema de la estructura interna del módulo CCP1 en modo PWM
A3-10
Anexo 3
El tiempo del periodo de la onda depende del valor cargado en TMR2 y se obtiene según la Formula
3.
Periodo = [(PR 2 ) + 1].4.Tosc.Valor Pr edivisor TMR 2
3
Figura 6. Periodo y ciclo de trabajo cuando los registros TMR2 y PR2 coinciden
Cuando el valor del TMR2 coincide con el del PR2 suceden tres acontecimientos, la descripción se
orienta hacia el módulo CCP1:
1. se borra el TMR2
2. el pin RC2/CCP1 se pone a 1
3. el valor de CCPR1L, que es el que determina la anchura del impulso, se carga en
CCPR1H.
El tiempo que el pin de salida está en nivel alto, depende del contenido cargado en CCPR1L y de los
dos bits 4 y 5 del CCP1CON, para trabajar a una precisión de 10 bits, según la formula 4.
Anchura de pulso = (CCPR1L : CCP1CON 5 4 .Tosc.valor pedivisor TMR 2 )
4
La Tabla 5 muestra los registros asociados a los módulos CCP1 y CCP2 en modo PWM [3,4].
Tabla 5 Registros que se encargan de programar el módulo CCP1 y CCP2 en modo PWM
A3-11
Anexo 3
Para configurar el modo PWM se realizan los siguientes pasos [4]:
1.
2.
3.
4.
5.
se asigna el valor del periodo en PR2
se asigna la anchura de pulso en los registros CCPR1L Y CCP1CON
se configura la línea RC2/CCP1 como salida
se asigna el valor del Predivisor y se activa el TMR2 en el registro T2CON
se configura el módulo CCP1 en modo PWM.
A3.5.3 Conversor A/D.
El microcontrolador PIC16F876 posee un convertidor A/D de 10 bits de resolución y 5 canales de
entrada. Tenemos que con una entrada analógica de 0V le corresponde una digital de 00 0000 0000
y para una de 5 V una de 11 1111 1111. El voltaje de referencia determina los límites máximo y
mínimo de la tensión analógica que se puede convertir. El voltaje diferencial mínimo es de 2V.
A través del canal de entrada previamente seleccionado, se aplica la señal analógica a un
condensador de captura y retensión, usando la técnica de aproximaciones esta señal entra en el
convertidor, el cual proporciona un resultado digital de 10 bits.
El funcionamiento del convertidor A/D requiere de la manipulación de cuatro registros: el ADRESH y
ADRESL parte alta y baja de la conversión, en estos se deposita el resultado de la conversión, que
al estar compuesta por 10 bits, solo son significativos 10 de los bits de dicha pareja. Dos registros de
control ADCON0 y el ADCON1. El ADCON0 controla la operación del convertidor A/D, mientras que
el ADCON1 sirve para configurar los pines del puerto A como entradas analógicas o E/S digitales.
Registro de control ADCON0 y la descripción de sus bits.
Los bits del registro ADCON0 (7-6) sirven para seleccionar la frecuencia de reloj que se emplea en el
convertidor. TAD es el tiempo que dura la conversión, este se selecciona por software y en el
PIC16F876 no debe ser menor que 1.6 µs [3,4].
ADCS(1-0)
00
01
10
11
Frecuencia
Fosc/2
Fosc/8
Fosc/32
FRC (procede del oscilador RC interno)
Selección TAD a 20MHz
100ns
400ns
1.6 µs
2.6 µs
A3-12
Anexo 3
Los bits CHS2-0 selecciona el canal por el que se introduce la señal analógica a convertir, de
acuerdo al siguiente código [3].
CH(2-0)
000
001
010
011
100
Canal
Canal 0 (RA0/AN0)
Canal 1 (RA1/AN1)
Canal 2 (RA2/AN2)
Canal 3 (RA3/AN3)
Canal 4 (RA5/AN4)
El bit GO/DONE# es el bit de estado de la conversión, puesto a 1 inicia la conversión y permanece
en 1 hasta terminar la conversión, cuando pasa a 0 confirma el final de la conversión y esta es
puesta en la pareja de registros ADRESH-L.
El bit ADON su función es habilitar el convertidor A/D.
Registro de control ADCON1 y la descripción de sus bits.
El bit ADFM selecciona el formato del resultado de la conversión si es 1 el formato está justificado en
el registro ADRESH, que tiene sus 6 bits de más peso a 0; si es 0 la justificación se realiza sobre el
registro ADRESL, que tiene sus 6 bits de menos peso a 0. En la Figura 2-7 se muestran las dos
formas de alineación del resultado de la conversión sobre la pareja de registros ADRESH y ADRESL
[3].
Figura 7. Alineamiento del resultado digital de 10 bits.
Los restantes cuatro bits (PCFG3-0) se usan para configurar los pines de los canales de entrada al
conversor como analógicas o como E/S digitales, de acuerdo con la siguiente Tabla 6 [2,3,4].
A3-13
Anexo 3
Tabla 6 Determinación de los pines como entradas analógicas o como E/S
A3-6 Referencias
1
2
3
4
José María Angulo Usategui y Ignacio Angulo Martínez
“Microcontroladores PIC diseño practico de aplicaciones” Mc Graw Hill
John B. Peatman
“Design with PIC Microcontrollers” Prentice Hall
Microchip
“PIC 16/17 microcontroller data book”, Microchip Techology Inc 1996.
José María Angulo Usategui, Susana Romero Yesa y Ignacio Angulo Martínez
“Microcontroladores PIC diseño practico de aplicaciones” Mc Graw Hill
A3-14
Anexo 4
Lista de figuras
Figura 1-1 Esquema de la lámpara de descarga
Figura 1-2 Lámparas de vapor de sodio alta presión
Figura 1-3 Lámpara de vapor de mercurio con cubierta fluorescente
Figura 1-4 Espectro de emisión de una LHM
Figura 1-5 Lámparas de halogenuros metálicos
Figura 1-6 Característica corriente-voltaje de la descarga entre dos placas paralelas
Figura 1-7 Formas de onda de voltaje y corriente en LAID a baja frecuencia
Figura 1-8 Formas de onda de voltaje y corriente en LAID a alta frecuencia
Figura 1-9 Diagrama a bloques de un balastro electrónico
Figura 1-10 Resonancias acústicas en LSAP 250 W
Figura 2-1 Modulación en frecuencia y en fase para una señal portadora sinusoidal
Figura 2-2 Término espectral máximo de potencia normalizado versus índice de modulación
Figura 2-3 Límites de espectro para: a) onda senoidal; b) onda cuadrada; c) onda diente de sierra
Figura 2-4 Señal triangular y su espectro
Figura 2-5 Distribución espectral: a)Espectro del ruido blanco; b) Espectro correlacionado de FM
Figura 2-6 Diagrama a bloques de la arquitectura interna del PIC16F876
Figura 2-7 Diagrama de conexionado
Figura 2-8 Diagrama simplificado de la asignación de los pines
Figura 2-9 Modulación en frecuencia
Figura 2-10 Esquema de la estructura interna del módulo CCP1 en modo PWM
Figura 2-11 Periodo y ciclo de trabajo cuando los registros TMR2 y PR2 coinciden
Figura 2-12 Diagrama de flujo para una frecuencia de 80 kHz
Figura 2-13 Relación entre la frecuencia y el registro PR2 del PWM
Figura 2-14 Señales para generar la modulación en frecuencia
Figura 2-15 Diagrama de flujo de la señal modulante
Figura 3-1
Figura 3-2
Figura 3-3
Figura 3-4
Figura 3-5
Figura 3-6
Figura 3-7
Esquema de conversión CC-CA
Topología del inversor push-pull
Topología del inversor clase D
Topología del inversor medio puente
Topología del inversor puente completo
Topología del inversor clase E
Configuración de tanques resonantes LC serie, LC paralelo, LCC y el inversor de
impedancias capacitivas
A4-1
Figuras
Figura 3-8 Balastro electrónico
Figura 3-9 Balastro simplificado de la figura 3-8
Figura 3-10 Localización de las resonancias acústicas en diferentes lámparas de alta intensidad de
descarga
Figura 3-11 Esquemático del balastro operando a 80 kHz
Figura 3-12 Simulaciones
Figura 3-13 Esquemático del balastro operando a 60 kHz
Figura 3-14 Simulaciones
Figura 3-15 Sistema basado en el microcontrolador PIC 16F876
Figura 3-16 Sistema basado en el microcontrolador PIC 16F876 simplificado
Figura 3-17 Diagrama a bloques del balastro
Figura 3-18 Diagrama eléctrico del sistema basado en el microcontrolador PIC16F876 con la etapa
de potencia
Figura 4-1 Diagrama de flujo de las pruebas en lazo abierto
Figura 4-2 Diagrama de flujo de las pruebas en lazo cerrado
Figura 4-3 Señales a 80 kHz sin aplicar modulación
Figura 4-4 Señales a 60 kHz sin aplicar modulación
Figura 4-5 Diagrama a bloques del sistema en lazo abierto
Figura 4-6 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 2kHz
Figura 4-7 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 5kHz
Figura 4-8 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 10kHz
Figura 4-9 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 15kHz
Figura 4-10 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 20kHz
Figura 4-11 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 2kHz
Figura 4-12 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 5kHz
Figura 4-13 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 10kHz
Figura 4-14 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 15kHz
Figura 4-15 Señales de resonancias acústicas con una desviación máxima de 20kHz
Figura 4-16 Diagrama esquemático del sistema en lazo cerrado
Figura 4-17 Diagrama de flujo del programa en lazo cerrado
Figura 4-18 Señal de resonancias acústicas inestable y aplicando el control
Figura 4-19 Señal de resonancias acústicas estable, aplicando perturbación y aplicando el control
Figura 4-17 Arco de descarga de la LAID en lazo cerrado.
Figura 4-18. Señal de resonancias acústicas inestable y aplicando el control
Figura 4-19. Señal de resonancias acústicas estable, aplicando perturbación y aplicando el control
Figura 4-20. Arco de descarga de la LAID en lazo cerrado.
A4-2
Anexo 5
Programa en
resonante LCC
matemática
del
tanque
Análisis del tanque LCC con ganancia máxima.
VL = 90;
Voltaje eficaz de la lámpara
RL
;
Xcp := Va $
=
PL 70;
Potencia de lámpara
2 PL
Vcc = 360; Bus de CD
XL := Q Req;
F = 80000; Frecuencia de conmutación
Xcs := XL − Xcp;
1
Rp = 10;
;
Crp :=
w Xcp
w = 2 π F;
1
VL2
Crs :=
;
RL :=
;
w Xcs
PL
XL
4 Vcc
;
Lr :=
;
Va :=
w
π
Xcp
Mx :=
;
RL2 Xcp
;
Rp
Xce :=
Xcp2 + RL2
Vomax := Mx Va;
RL Xcp2
Print@"
Valores de Componentes Tanque LC"D;
;
Req :=
RL2 + Xcp2
Crp
PrintA"Crp = ", NA 1 E, " nF"E;
2 PL RL + Va2
Qmin :=
;
109
è
Va 2 PL RL
Crs
PrintA"Crs = ", NA 1 E, " nF"E;
Print@"Qmin = ", N@QminDD;
Qmin = 2.5977
PrintA"Lr = ", NA
109
Lr
1
106
E, " uH"E;
A5-1