4.2. Instrumentación 4.2.1. Acondicionamiento de la tensión e

4.2. Instrumentación
Con el objetivo de realizar un seguimiento de la evolución de las variables
relevantes durante el proceso, el sistema es convenientemente instrumentado. En
especial, resulta crucial el registro de la evolución de la intensidad y de la tensión
eléctrica durante el proceso de descarga. Conocidas éstas, es posible conocer también la
evolución de la energía eléctrica y de la potencia eléctrica suministrada, así como de la
variación de la resistencia eléctrica del agregado de polvos.
Para aquellos casos en los que el polvo es comprimido simultáneamente al
proceso de descarga, también se registra el desplazamiento del cabezal móvil de la
prensa y el valor de la fuerza mecánica ejercida en todo momento. El registro del
desplazamiento permite conocer en todo instante la altura de la columna de polvo, y a
través de ésta, la porosidad global del mismo. La siguiente figura muestra un esquema
de las variables que son monitorizadas.
3
2
Equipo de
descarga de
condensadores
∼
1
I(t)
V(t )
F(t)
Equipo de adquisición de datos
d(t)
(1) Sensor hall
(2) Célula de carga
(3) Sensor de desplazamiento
Fig.39: Esquema básico de la monitorización realizada
4.2.1. Acondicionamiento de la tensión e intensidad de descarga
Es evidente que para un posterior estudio, interpretación de resultados y
determinación de conclusiones, es fundamental registrar y representar gráficamente la
evolución en el tiempo de la tensión y de la intensidad que suministra la batería de
condensadores durante el proceso de descarga de la misma. La adquisición directa de
estas dos magnitudes no es posible debido a que el convertidor analógico-digital del
equipo de adquisición seleccionado, adecuado para esta aplicación (“MEphisto Scope 1
UM 202”), sólo muestrea tensión y sólo en un rango máximo de ± 10V en continua
(D.C.). Por lo tanto, la solución es diseñar un amplificador que transforme la magnitud a
registrar en tensión y que la adapte al rango permitido. Dicho diseño ha corrido a cargo
del Dr. Josef Gödde Schweißüberwachungen.
Dado los altos valores que alcanzan tanto la tensión (del orden de centenares de
voltios) como la intensidad (del orden de kA) durante la descarga, se diseña un
- 45 -
amplificador de aislamiento, el “STUD-DI isolation amplifier C1”, que mide
directamente la tensión pero indirectamente la intensidad mediante un sensor HALL.
A. Descripción del circuito
El amplificador de aislamiento “STUD-DI isolation amplifier C1” dispone de
cuatro partes independientemente aisladas:
- Alimentación de circuitos a 5V (ver apartado 4.2.7. B.)
- Circuito para adaptación de la tensión de descarga.
- Circuito para la adaptación de la intensidad de descarga.
- Circuito / etapa de salida que incluye además alimentación estabilizada para el sensor
HALL.
El esquemático del amplificador es el siguiente:
Fig.40: Esquemático STUD-DI
Y la PCB, junto a la implementación física, es:
Fig.41: PCB STUD-DI
- 46 -
Fig.42: Implementación STUD-DI
El circuito que adapta la tensión de descarga reduce dicha tensión a la entrada
mediante el divisor de tensión formado por R1, R2, R3 ó formado por R1//R9, R2//R17,
R3 si se puentea mediante los “jumpers” JP3 y JP4, respectivamente. Esta tensión
reducida es la señal de entrada al integrado “HCPL7840” (o el equivalente “A7840”).
La salida del “HCPL7840” ataca a una etapa de amplificación diferencial (integrado
“TL072”) después de la cual ya tenemos adaptada correctamente la señal en el conector
de salida de tensión que va a un canal de entrada del “MEphisto eléctrico”.
El circuito que adapta la intensidad de descarga presenta en principio dos
alternativas:
a) Medida directa de intensidad, transformándola en tensión a través de una resistencia
“shunt”. Dicha tensión ataca a un operacional a través de R4 y R5. Para proteger dicho
operacional ante subidas de tensión a la entrada no aceptables están R4, R5, D3 y D4.
La salida del operacional va a través del JP1, convenientemente colocado, hacia un
amplificador diferencial y de ahí al conector de salida.
Esta alternativa se descarta debido al alto valor de la intensidad que se va a medir, que
implicaría una resistencia de potencia no factible.
b) Medida indirecta de intensidad mediante sensor HALL cuya salida es en tensión
(proporcional a la intensidad que se mide). Esta es la alternativa que se va a utilizar.
IC5 estabiliza a 5 voltios la alimentación del sensor HALL modelo “SS49” de
“Honeywell”. Sin campo magnético (intensidad cero), la tensión que proporciona este
sensor HALL es de 3.8V aproximadamente, aumentando con la intensidad a medir con
una pendiente aproximada de 1 ( 9 ⋅10−4 )  G/V = [1 9] T/V, siendo 1 Gauss (G) = 10-4
Teslas (T) (ver apartado 4.2.2.).
Para poder utilizar esta alternativa, hay que conectar el “jumper” JP6 en la posición que
no anula la resistencia R6. Según la posición de JP2 tendremos salida DC ó AC. Se
selecciona la posición que determina salida AC, dado que es el modo apropiado para
medidas de corriente inferior a 5 ms. De este modo, la salida del sensor HALL está
compensada (Offset) por aproximadamente -3.8 V, por lo que a intensidad cero
tendremos una tensión de 0 V.
La señal va a través de JP1 hacia un amplificador diferencial y de ahí al conector de
salida que va a un canal de entrada del “MEphisto eléctrico”.
- 47 -
B. Conexión con “MEphisto eléctrico”
El amplificador de aislamiento “STUD-DI isolation amplifier C1” está
diseñando para un funcionamiento óptimo junto al dispositivo de adquisición de datos
seleccionado “MEphisto Scope1UM202” del fabricante “MEILHAUS ELECTRONIC”.
El conjunto permite registrar fielmente la tensión y la intensidad en un proceso de
descarga eléctrica de condensadores (el tiempo de descarga es del orden de ms).
La conexión entre el amplificador de aislamiento y el “MEphisto eléctrico” se
realiza mediante conectores BNC:
Fig.43: Conexión STUD-DI-“MEphisto eléctrico”
C. Posición “jumpers”
Para utilizar el “STUD-DI isolation amplifier C1” en nuestra aplicación es
necesario colocar en determinadas posiciones los “jumpers” existentes en la placa.
Fig.44: “Jumpers” STUD-DI
- 48 -
•
Posición “jumpers” para medir tensión
Los “jumpers” JP3 y JP4 son quitados. Con ello conseguimos incrementar el
rango de entrada diferencial en tensión de ± 66V a ± 130V.
El rango de la tensión máxima de entrada al circuito procedente de la batería de
condensadores es:
[50 V - 200 V]
Por lo tanto, hay que diseñar un reductor de tensión para que cuando la batería
de condensadores proporcione un valor superior a 130 V, al STUD-DI no llegue más de
ese valor. En realidad estos 130 V es el valor de saturación, y el diseñador del STUD-DI
recomienda, si lo que se quiere es tener una alta linealidad (superior al 99.95%) y baja
distorsión, no introducir más de 90 V. Por lo tanto, el reductor a diseñar tiene la
siguiente función de transferencia:
Esta función de transferencia es implementada mediante un simple divisor de
tensión.
Fig.45: Divisor de tensión a la entrada del STUD-DI
R3 representa la impedancia de entrada del STUD-DI que tiene un valor de
438 kΩ . R1 y R2 son las resistencias a dimensionar del divisor de tensión. La tensión
en el nodo 1 es la que pone la batería de condensadores durante la descarga
( V1 = Vbatería condensadores ) y el nodo 2 es la entrada al STUD-DI ( V2 = Ventrada STUD − DI ).
V1
V2 =
× ( R 2 // R3) =
R1 + ( R 2 // R3)




1
×

  1 + 1 
  R 2 R3 
1

1
1

+
R 2 R3 
V1


R1 + 


- 49 -
1
1
1
1
1
1
+
+
3
V2
= 0.45 = R 2 R3 = R 2 438 ⋅10
1
1
V1
R1 +
R1 +
1
1
1
1
+
+
R 2 R3
R 2 438 ⋅103
En este momento hay que fijar un valor para una de las dos resistencias (R1 o
R2). Se decide fijar el valor de R2, de tal modo que se pueda utilizar una resistencia de
0.25 W.
P = 0.25 W > I 2 × ( R 2 ) ⇒ R 2 <
0.25 W
I2
Se elige como valor de intensidad el más desfavorable posible, es decir,
suponiendo que no existe divisor de tensión.
I=
V batería condensadores
MAXIMA
Rentrada STUD − DI
=
200 V
≈ 0.47 mA
438 k Ω
R2 ha de tomar un valor tal que:
R2 <
0.25 W
( 0.47 ×10 )
−3 2
≈ 1.13 × 106 Ω = 1.13 M Ω
La resistencia R2 se fija con un valor de 1 M Ω (0.25 W). Así:
1
1
1
+
6
3
0.45 = 10 438 ⋅10
1
R1 +
1
1
+
6
10 438 ⋅103
0.45 × R1 + 0.45 ×
1
1
=
1
1
1
1
+
+
6
3
6
10 438 ⋅10
10 438 ⋅103
1
× (1 − 0.45 )
1
1
+
6
10
438 ⋅103
R1 =
≈ 372.3 k Ω
0.45
R1 será un potenciómetro multivuelta de 500 kΩ de 0.25 W ajustado a un valor
de 372.3 kΩ aproximadamente.
- 50 -
Simulando con “Micro-Cap” el circuito de la Fig.45 con los valores de:
-
R1 = 373 kΩ
R2 = 1 M Ω
R3 = 438 kΩ
Se obtiene la función de transferencia deseada.
Fig.46: Simulación divisor de tensión
El valor de las intensidades máximas a través de R1 y R2 es:
I R1 MAX =
I R2
200 V
2
≈ 0.3 mA ⇒ PR1 > ( 0.3 mA ) × 373 k Ω ≈ 0.04 W ⇒ OK
R1 + ( R 2 // R3)
MAX
=
90 V
2
≈ 0.09 mA ⇒ PR1 > ( 0.09 mA ) ×1 M Ω ≈ 0.01 W ⇒ OK
R2
El divisor de tensión dimensionado se implementa en una placa de circuito
impreso. El PCB, el fotolito y la implementación física se muestran a continuación.
a
b
c
Fig.47: (a) PCB divisor de tensión. (b) Fotolito divisor de tensión. (c) Implementación
divisor de tensión
- 51 -
Para comprobar el correcto funcionamiento del divisor de tensión, se introduce a
su entrada una señal senoidal con valor de pico 200 V (frecuencia = 50 Hz) y se
comprueba lo que lee el “MEphisto eléctrico” en modo osciloscopio.
Fig.48: Tensión leída por el canal de tensión del “MEphisto eléctrico” al introducir una
señal senoidal de amplitud 200 V a la entrada del divisor de tensión
Se comprueba como el valor máximo leído es aproximadamente 200 V x 0.45 x
0.0181 = 1.63 V (error: 0.01 V).
•
Posición “jumpers” para medir intensidad
Como la medida de intensidad se va a realizar indirectamente mediante sensor
HALL, los 2 “jumpers” de JP1 se conectan en su posición derecha. Como el sensor
HALL seleccionado, “SS49” de “Honeywell”, requiere resistencia de carga, es
necesario conectar JP5.
Debido a que la medida de corriente que se va a realizar tendrá una duración
inferior a 5 ms (tiempo de descarga de la batería de condensadores), se selecciona el
modo AC conectando JP2 en su posición derecha.
D. Conexiones
Para medir la tensión de descarga, el “STUD-DI isolation amplifier C1” dispone
de un cable de audio bipolar, que es conectado en sus terminal a los electrodos del
siguiente modo:
a
b
Fig.49: (a) Conexión tensión +. (b) Conexión tensión - (referencia)
- 52 -
Se evita que dicho cable quede paralelo a los cables que proceden del dispositivo
de descarga, por los que circulará una elevada intensidad, y así asegurar que la medida
de tensión no está distorsionada.
Para medir la intensidad de descarga, que se realiza indirectamente mediante
sensor HALL, se introduce el cable con polaridad positiva (no masa, -) en el elemento
de fijación mecánica. Se asegura que el cable masa está a más de 10 cm del sensor
HALL, evitando así perturbaciones en la medida de la intensidad.
Dado que los sensores tipo HALL son sensibles al valor y a la dirección del
campo magnético que genera la corriente a medir que circula por el conductor, se puede
modificar la sensibilidad de la medida según la distancia cable - sensor y según la
orientación relativa cable - sensor. El sistema tiene que ser calibrado con intensidades
conocidas. En este sentido podemos ajustar la sensibilidad del sensor de dos formas:
•
Ajuste aproximado de sensibilidad: es el primer ajuste que se hace,
determinando la distancia cable – sensor. En nuestro elemento de fijación
existen 2 posiciones:
a
b
Fig.50: (a) Posición lejana. (b) Posición cercana
•
Ajuste fino de sensibilidad: se refiere a la posición relativa cable sensor. En este
sentido es el sensor el que gira para realizar el ajuste:
a
b
c
Fig.51: (a) Orientación menos sensible. (b) Orientación más sensible. (c) Orientación
más sensible (signo invertido)
E. Datos complementarios
•
Tensión de aislamiento entre la tensión de entrada y la de salida: 300V
•
Tensión de entrada diferencial destructiva ( > 5 s): 330V
•
Ganancia en tensión (medida de la tensión de descarga): 0.0181 ± 1%
- 53 -
•
Ganancia en tensión (tensión procedente del sensor HALL medida de la
intensidad de descarga): 1.0
•
Capacidad parásita entre las partes independientemente aisladas del amplificador:
> 250 pF
4.2.2. Sensor HALL
La medida de la corriente de descarga, debido a su alta magnitud, se realiza por
seguridad, indirectamente. Se utiliza un sensor de efecto HALL del fabricante
“Honeywell” modelo “SS49”, cuya señal de salida es una tensión proporcional a la
intensidad que mide. Está alimentado a 5 V estabilizados y, sin campo magnético
(intensidad cero), la tensión que proporciona es 3.8V aproximadamente. Conectando los
“jumpers” adecuadamente (ver apartado 4.2.1. C.), la tensión de salida está
compensada (offset) por aproximadamente -3.8V, por lo que a intensidad cero
tendremos una tensión de salida de 0 V. La función de transferencia de este sensor tiene
una pendiente aproximada de 1 ( 9 ⋅10−4 )  G/V = [1 9] T/V, siendo 1 Gauss (G) = 10-4
Teslas (T):
1
B = ×V
9
Donde:
B [T]: Campo magnético que produce la intensidad de descarga al circular por la
manguera que une la salida + del dispositivo de descarga con el electrodo +.
V [V]: Tensión que proporciona el sensor HALL.
Para hallar la intensidad de descarga se aplica la siguiente fórmula:
I=
2π r
µ0
B
Donde:
I [A]: Intensidad de descarga a medir
r [m]: Distancia del sensor HALL al centro del conductor. Para posición cercana (ver
Fig.50 b) r = 0.005 m
µ0 [mT/A]: Permeabilidad en el vacío = 4 ⋅ π ⋅10−7 mT/A
Sustituyendo los valores, para la posición cercana (ver Fig.50 b), tenemos la
siguiente función de transferencia I – V:
I=
5
×V
1.8 × 10−3
- 54 -
El principio de funcionamiento de estos sensores es, obviamente, el efecto
HALL. Dicho efecto se basa en el echo de que si sobre una densidad de electrones en
movimiento por un conductor, es decir una corriente (tanto continua como alterna), se
ve sometida a la acción de un campo magnético perpendicular a la dirección de dicha
corriente, cierta cantidad de estos electrones se desvían en sentido perpendicular a la
dirección de la corriente y del campo magnético. Existirá un exceso de electrones en A1
y un déficit de éstos en A2, tal y como se muestra en el esquema siguiente. Esto
significa que existe una tensión HALL entre A1 y A2 proporcional a la densidad de
flujo magnético.
B Densidad del flujo del campo
magnético
IH Corriente Hall
IV Corriente de alimentación
UH Tensión Hall
d Espesor
Fig.52: Efecto HALL
Las tensiones HALL son bastante grandes en materiales semiconductores. Un
sensor de efecto HALL es una delgada oblea semiconductora o una película de
semiconductor depositada sobre un sustrato dieléctrico:
Fig.53: Sensor HALL
Sobre el sustrato, de tipo cerámico, se hace crecer la capa semiconductora a la
que se le fijan unos contactos metálicos. En el centro de esta capa se forma un área
denominada área activa (zona libre de efectos de borde). Estas áreas son muy pequeñas,
del orden de 0,13 mm de diámetro y 0,25 mm de espesor.
- 55 -
Al colocar el sensor en el campo magnético producido por la intensidad a medir,
se registrará una tensión de salida proporcional al campo magnético. Dicha tensión se
procesará para obtener una señal proporcional a la intensidad que se desea medir.
Dado que el campo magnético está caracterizado por su densidad de flujo y
orientación, el sensor trabajará correctamente cuando la densidad de flujo sea suficiente
y la orientación sea la correcta. Dichos parámetros son ajustados correctamente tal y
como se explica en el punto 4.2.1. D.
El sensor de efecto HALL es el indicado para medir intensidades de elevada
magnitud, pero presenta como inconveniente una alta deriva por temperatura y precisa
circuitos externos de control.
Evidentemente existen otras tecnologías para realizar la medida de intensidad
eléctrica. La selección del sensor de efecto HALL ha corrido a cargo del Dr. Josef
Gödde Schweißüberwachungen, que justifica dicha elección como la más adecuada para
las condiciones de medida: muy elevadas intensidades (del orden de kA) y tiempos de
medición muy pequeños (< 5 ms). Un cuadro comparativo de las distintas tecnologías
existentes para la medida de intensidades es el siguiente:
Tabla 4: Comparación tecnologías medida de intensidad
4.2.3. Transductor de desplazamiento
Para poder tener registrado en todo instante la altura de la columna de polvo a
consolidar (durante la descarga eléctrica existe una disminución de altura
⇒↑ densidad ⇒↓ porosidad ), previamente introducida en la matriz, y con ello
conocer la porosidad de dicho polvo, se realiza la medida del desplazamiento del
cabezal móvil de la prensa neumática con un transductor de desplazamiento. Se
selecciona un sensor magnetoconstrictivo de desplazamiento lineal del fabricante
“TURCK”.
- 56 -
Fig.54: “LT100M-Q21-LIOX3-H1141”
En concreto, el modelo seleccionado es el “LT100M-Q21-LIOX3-H1141”, que
cumple las siguientes especificaciones requeridas:
•
El recorrido máximo total que puede realizar el cabezal móvil de la prensa es 70
mm. El modelo seleccionado es un dispositivo compacto cuyo rango de medición es
de 0 a 100 mm.
•
Debido a su compacidad, resulta sencillo de integrar en la prensa, sin que suponga
obstáculo alguno para la manipulación de los troqueles, en el espacio que tenemos
para tal efecto; además de, por supuesto, realizar perfectamente su función de medir
el desplazamiento del cabezal móvil.
•
Altas prestaciones:
+ Resolución: 12 bits 212 posiciones distintas 100 mm
≃ 24 ×10−6 m ⇒
12
2
⇒ 24 micrómetros
La resolución final en la medida la impone la calidad de muestreo del
convertidor analógico digital del dispositivo adquisidor de datos seleccionado,
que obviamente ha de poseer una resolución > 24 micrómetros. De hecho, dicha
resolución es superior a los 85 micrómetros de error que tenemos por la compresión
de las láminas aislantes (ver apartado 4.4.).
+ Repetibilidad: 1 mm
+ Linealidad: 5 mm
•
Alimentación en tensión continua (12 V DC) y salida en corriente cuasi-analógica
(resolución: 12 bits). La función de transferencia lineal intensidad-posición es:
I (mA) =
d (mm)
+4
6.25
- 57 -
Fig.55: Función de transferencia transductor de desplazamiento
4.2.4. Célula de carga mecánica
Para aquellos casos en los que el polvo sea comprimido simultáneamente al
proceso de descarga, se va a medir la fuerza mecánica ejercida en todo momento por la
prensa neumática, mediante una célula de carga. Ésta suministra una señal eléctrica
proporcional a la fuerza aplicada, que será acondicionada, muestreada y procesada
computacionalmente. Estas células son en esencia un simple puente de Wheatstone:
Fig.56: Puente de Wheatstone
El conjunto de resistencias (dos resistencias en serie (R1 y R2) en paralelo con
otras dos en serie (Rx y R3)) es alimentado en tensión a través de A y D. R2 es el
elemento activo, ya que realmente se trata de una galga extensiométrica que varía su
valor resistivo al deformarse ante aplicación de cargas. La variación óhmica de R2
produce una variación de la tensión diferencial entre los puntos C y D, proporcional a la
deformación de la galga y, por lo tanto, directamente proporcional a la carga aplicada.
Fig.57: Deformación galga extensiométrica
La tensión de salida ( VBC ) es: VOUT = VBC = 
R3
R2 
−
 × VAD
 R3 + RX R1 − R2 
- 58 -
Como puede observarse en la expresión anterior, la tensión de salida es función
del valor de la tensión con la que se alimenta al puente ( VAD ). Es muy importante que
esta tensión de alimentación sea muy precisa y estable, ya que de ello dependerá la
calidad de la señal de salida.
La célula de carga seleccionada es la célula de precisión modelo “8431-20000”
del fabricante “BURSTER”.
Fig.58: Célula de carga
El rango de medición y las dimensiones principales se muestran a continuación:
Fig.59: Rango de medición y dimensiones “8431-20000”
La elección de dicha célula se justifica a continuación:
•
Debido a que se va a aplicar una carga máxima de 2000 kgf, es decir unos 2000
x 9.81 = 19620 N = 19.62 kN, el rango de la célula seleccionada (0 … 20 kN)
cubre esta especificación. Esta carga máxima está limitada por la propia célula,
ya que la prensa neumática, encargada de aplicar la carga, es capaz de
suministrar más. Este hecho se tiene en cuenta y se toman medidas de seguridad
para asegurar la integridad de la célula.
La función de transferencia carga aplicada-señal de salida, es lineal y
alimentando en continua con 10 V perfectamente estabilizados y filtrados, y
conociendo el siguiente dato:
2 ( mV de salida V de tensión de alimentación )
tenemos:
0 kN
20 kN
0 mV
20 mV
- 59 -
•
La célula dispone de un perno roscado en la zona activa (cara con mueca
bordeando), y otro perno roscado en la zona no activa. Dichos pernos facilitan
la integración de la célula en el sistema (cabezal móvil de la prensa neumática).
La carga a medir es introducida a través del perno de la cara activa en dirección
axial. Cargas que provoquen torsión y/o flexión son evitadas. En el caso de que
existiera cierto desequilibrio, la célula dispone en su interior de dos membranas
estabilizadoras que reducen al mínimo las distorsiones en la medida, provocadas
por dichos desequilibrios.
•
Debido a sus pequeñas dimensiones, no supone un obstáculo a la hora de
manipular objetos (electrodos, matrices, polvo, ...) en el espacio que disponemos
en el hueco de la prensa.
•
Posee una alta precisión, siendo el error en la medida < 0.2% a fondo escala.
Como el fondo escala es 20 kN y considerando que el error en la medida es
0.1% (la alimentación es muy precisa) el error es 20 N (ver apartado 4.4.).
•
Célula herméticamente sellada en fabricación, por lo que es inaccesible,
evitando así posibles manipulaciones internas inadecuadas.
4.2.5. Acondicionamiento de las señales eléctricas procedentes del
transductor de desplazamiento y de la célula de carga
Tal y como se ha comentado en sus apartados correspondientes, la prensa
neumática se instrumenta con un transductor de desplazamiento y con una célula de
carga, con el objetivo de registrar magnitudes que se desean conocer para su posterior
procesado e interpretación. Dichos dispositivos proporcionan una señal eléctrica
proporcional a la magnitud que se desea medir (función de transferencia lineal):
+ Transductor de desplazamiento: alimentando en continua con 12 voltios
estabilizados y filtrados, el dispositivo suministra una salida en intensidad
cuasi-analógica (12 bits de resolución):
0 mm
100 mm
4 mA
20 mA
+ Célula de carga: alimentando en continua con 10 voltios estabilizados y
filtrados, el dispositivo suministra una salida en tensión analógica:
0 kN
20 kN
0 mV
20 mV
Estas señales eléctricas no se pueden registrar y procesar directamente:
- El conversor analógico digital que incorpora el dispositivo de adquisición de datos
seleccionado (“MEphisto Scope 1 UM202” del fabricante “MEILHAUS
ELECTRONIC”) sólo muestrea señales eléctricas de tensión, por lo que la intensidad
cuasi-analógica que proporciona el transductor de desplazamiento precisa un
acondicionamiento.
- 60 -
- La tensión analógica que proporciona la célula de carga (0 … 20 mV), debido a su
pequeño valor, precisa una amplificación. Dicha adaptación amplificadora se hace
totalmente imprescindible, si tenemos en cuenta que el dispositivo de adquisición de
datos tiene una precisión mínima en el muestreo de tensión de 1mV. Con esta precisión
1mV
tendríamos un error en la medida de la fuerza aplicada del
×100% = 5%
20mV
( ± 1kN). Error totalmente inadmisible. La solución es amplificar la señal, adaptándola
al rango de tensiones de entrada del dispositivo de adquisición de datos (seleccionable
por software), y así incrementar el nivel de resolución de la medida y mejorar la
relación señal-ruido.
La solución adoptada es diseñar dos circuitos amplificadores:
-
Uno que transforme la intensidad que procede del transductor de desplazamiento
en tensión amplificada circuito desplazamiento.
Otro que amplifique la señal en tensión que procede de la célula de carga circuito célula.
Ambos circuitos son implementados en una misma placa PCB, con el objetivo
principal de que las dos señales adaptadas sean transmitidas directamente a los dos
canales de entrada del “MEphisto mecánico” mediante conectores BNC, de forma
similar a la conexión de la adaptación “STUD-DI” con el “MEphisto eléctrico”. Esta
misma placa PCB dispone también los bornes de conexión que alimentan a la célula de
carga y al sensor de desplazamiento.
La amplificación es tal que el “MEphisto mecánico” va a registrar los siguientes
rangos de tensiones:
Transductor de
desplazamiento
IV
G = 500
MEPHISTO
Célula de carga
G = 500
MECÁNICO
Fig.60: Acondicionamiento de las señales procedentes de los sensores mecánicos
El rango de tensiones de entrada al “MEphisto mecánico” que se precisa
programar por software, para cada canal, es ± 5V con un offset de 5V 0 … 10V.
La amplificación se limita a 10V porque este valor es precisamente la tensión
máxima que admite el dispositivo adquisidor de datos (MEphisto).
A. Descripción de los circuitos
*Circuito desplazamiento
El esquemático del circuito desplazamiento es:
- 61 -
Fig.61: Esquemático circuito desplazamiento
I1 simula la señal procedente del transductor de desplazamiento (4 … 20 mA) y
R2 simula la resistencia de entrada de un canal del “MEphisto mecánico”. La intensidad
proporcional al desplazamiento del cabezal móvil de la prensa neumática, se transforma
en tensión mediante una resistencia R1 = 500 Ω . Suponiendo que el amplificador
operacional es ideal y al existir realimentación negativa, se cumple el principio de
cortocircuito virtual: V+ = V-. Configurando el operacional en modo seguidor de
tensión, tenemos en el nodo 2 (entrada a un canal del “MEphisto mecánico”) la misma
tensión que en el nodo 1. Con esto conseguimos fijar la tensión en el nodo 2
independientemente de la impedancia real de R2. La función de transferencia tensión –
desplazamiento es:
V (V ) =
d (mm)
+2
12.5
d = 0 mm
V = 4mA x 500 Ω = 2V
d = 100 mm
V = 20mA x 500 Ω = 10V
El componente físico que implementa R1 es un potenciómetro multivuelta
vertical de 1 k Ω , que será ajustado a unos 500 Ω para obtener la salida deseada. La
potencia de este potenciómetro ha de ser mayor que 0.2 W
( P = I 2 × R = (20 ×10−3 A)2 × 500 Ω = 0.2 W ) .
Fig.62: Potenciómetro multivuelta
El integrado seleccionado “LM741”, que contiene un sólo amplificador
operacional, cumple las especificaciones requeridas para funcionar en configuración
seguidor de tensión (ver anexos).
Fig.63: Esquema amplificador operacional LM741
- 62 -
El encapsulado es tipo 8-DIP:
Fig.64: LM741 8-DIP
Las patillas de offset no se conectan en nuestro circuito y la alimentación es
simétrica ± 12V VCC = +12V y VEE = -12V. En cada línea de alimentación
estabilizada se ha dispuesto en paralelo un condensador de poliéster de 100 nF, con el
objetivo de filtrar ruido de alta frecuencia.
*Circuito célula
El esquemático del circuito célula es:
Fig.65: Esquemático circuito célula
V1 simula la señal procedente de la célula de carga (0 … 20 mV) y R7 simula la
resistencia de entrada de un canal del “MEphisto mecánico”.
La configuración adoptada se denomina amplificador de instrumentación, y es la
que se utiliza cuando se desea amplificar con alta precisión señales diferenciales, como
por ejemplo, la que procede de un puente de Wheatstone, que es nuestro caso.
Este circuito posee una alta impedancia de entrada y un alto rechazo al modo
común (CMRR). Se busca amplificar sólo la señal diferencial evitando la componente
común. La operación que se realiza es la resta diferencial de sus dos entradas
multiplicada por un factor.
Considerando los amplificadores operacionales ideales y al existir
realimentación negativa, se puede considerar un cortocircuito virtual ente las entradas
inversora - y no inversora +. Por esto se tiene la diferencia de tensiones de entrada (V1)
entre dichos terminales y, por tanto, entre los extremos de R0. Por esta resistencia
circula la siguiente intensidad:
 1 
I R 0 = (V1+ − V1− ) × 

 R0 
- 63 -
Y debido a la alta impedancia de entrada de un amplificador operacional, esta
corriente es la misma que atraviesa R1 y R2. Por tanto, la tensión que cae en toda la
rama formada por R0, R1 y R2 es:
V9→5 =
V1+ − V1−
× ( R0 + R1 + R 2 )
R0
El resto del circuito es un restador:
Fig.66: Restador
Como en el amplificador de instrumentación estas cuatro resistencias son de
igual valor óhmico, la ganancia en esta etapa es la unidad. Por lo tanto:
VENTRADA = V14 = V9→5 ×GRestador = V9→5 ×1 =
MEphisto
GANANCIA =
VENTRADA
MEphisto
(V1+ − V1− )
V1+ −V1−
 R1+ R2 
 50kΩ 
×( R0 + R1+ R2) = (V1+ −V1− ) ×1+
 = (V1+ −V1− ) ×1+

R0
R0 
R0 


= GAmplificador
= 1+
Instrumentación
50k Ω
50k Ω
⇒ R0 =
R0
GAmplificador − 1
Instrumentación
El circuito de instrumentación diseñado se puede implementar a base de
componentes discretos o se puede encontrar encapsulado, todo en un integrado. Estos
circuitos integrados encapsulan todo, excepto la resistencia R0 para poder controlar la
ganancia.
Se decide comprar el integrado INA114, que implementa nuestro circuito de
instrumentación con alta precisión.
b
a
Fig.67: (a) Encapsulado INA114 8-DIP. (b) Esquema pines INA114
El INA114 está optimizado para amplificar señales diferenciales procedentes de
un puente de Wheatstone, para su posterior adquisición. El rango de tensiones de
alimentación de este encapsulado es de ± 2.25V a ± 18V (en nuestro circuito la
alimentación es ± 12V), y se precisa una tensión en cada entrada + y - inferior a 11V.
El puente de Wheatstone (célula de carga) se va a alimentar a 10V estabilizados
y filtrados. En cada punto de donde se saca la señal del puente y que va a las entradas
- 64 -
del INA114 hay un potencial entorno a 5V, por lo que cumple la especificación de
máxima tensión de entrada al encapsulado. Por otro lado, el echo de que los 10V de
alimentación están perfectamente estabilizados y filtrados, determina que la señal
diferencial (0 … 20 mV) se presente libre de ruido (armónicos de alta frecuencia),
asegurando así que únicamente el valor de ésta, es amplificado.
Se decide implementar la siguiente función de transferencia tensión - carga
aplicada:
V (V ) =
Q(kN )
2
Q = 0 kN
V = 0 mV x 500 = 0 V
Q = 20 kN
V = 20 mV x 500 = 10 V
La ganancia que se precisa es 500 y como GAmplificador
= 1 + 50 k Ω R 0 , el valor
Instrumentación
óhmico requerido es:
R0 =
50 k Ω
GAmplificador − 1
=
50 k Ω
≃ 100.2Ω .
500 − 1
Instrumentación
Tal y como se ha comentado R0 no está encapsulado en el integrado INA114.
Fig.68: Esquema acondicionamiento señal célula de carga
No existen resistencias comerciales con valor normalizado de 100.2 Ω . R0 se
implementa mediante un potenciómetro multivuelta vertical de 200 Ω , que será
ajustado. La potencia que va a disipar este resistor es:
P=
(V1+ − V1− ) 2 (20 ×10−3 V ) 2
=
≃ 4 ×10−6 W = 4 µW
R0
100.2 Ω
*Alimentación
La misma placa PCB donde se implementa el circuito célula y el circuito
desplazamiento, dispone también del acondicionamiento de la alimentación del
transductor de desplazamiento y de la célula de carga.
La placa es alimentada mediante una fuente de tensión continua simétrica de
±12 V DC, perfectamente estabilizada.
- 65 -
La alimentación del transductor de desplazamiento es a 12 V DC. Se toman
directamente las líneas de +12 V DC y GND de la alimentación de la placa. Por
seguridad y porque el coste es reducido se coloca entre estas líneas un condensador de
330 µ F (electrolítico) en paralelo con otro de 100 nF (poliéster). Entre las líneas de
-12 V DC y GND se hace lo mismo. El condensador electrolítico filtrará cualquier
perturbación de baja frecuencia en la alimentación, ya que es de respuesta lenta. El de
poliéster filtrará cualquier ruido (señal de alta frecuencia).
La alimentación de la célula de carga (puente de Wheatstone) es a 10 V DC.
Esta alimentación es crítica, ya que se precisan 10 V DC perfectamente estabilizados y
filtrados, para que la señal diferencial que proporciona el puente sea perfecta (libre de
ruido). Es inadmisible la amplificación de ruido en la etapa posterior (amplificador de
instrumentación), ya que merma la calidad de la medida.
Se toman las líneas de +12 V DC y GND de la alimentación de la placa y se
regula la señal a 10 V DC, mediante el regulador LM7810. Antes y después del
LM7810 se colocan condensadores que filtrarán perfectamente la señal.
a
b
Fig.69: (a) Esquema regulación a 10V. (b) LM7810 en encapsulado TO-220
Los condensadores C1 (3300 µ F ) y C3 (330 µ F ) son electrolíticos y debido a
su alto valor filtran las perturbaciones de baja frecuencia. Los condensadores C2
(470 nF ) y C4 (100 nF ) son de poliéster y debido a su pequeña capacidad filtran ruido.
El dido D1 que se coloca entre la salida y la entrada del regulador, cumple la misión de
absorber posibles intensidades que devuelva el circuito aguas abajo cuando se apague el
sistema. Así evitamos que esta intensidad entre por la salida del regulador y pueda
dañarlo.
El LM7810 para regular de 12V DC a 10V DC, lo que hace es disipar en forma
de calor la energía sobrante. Esta disipación se puede hacer directamente a través de la
carcasa metálica que trae el propio encapsulado o mediante un disipador. La elección se
lleva a cabo determinando si es necesaria o no la utilización de disipador. Para
determinarlo se realizan los siguientes pasos:
- En primer lugar se calcula la potencia que es necesario disipar:
La intensidad que va a circular a través del regulador es:
- 66 -
I regulador =
Vsalida _ regulador
Requivalente _ puente (Vista desde los terminales de alimentación)
=
10V
≃ 0.027 A = 27 mA
375Ω
Y la caída de tensión en el mismo es:
Vregulador = Vsalida − Ventrada = 12V − 10V = 2V
La potencia a disipar es:
Wregulador = I regulador × Vregulador ≃ 0.06W
- A continuación se extrae del datasheet del componente los tres parámetros que se
necesitan para realizar el cálculo:
Tabla 5: Absolute maximun ratings LM7810
* TOPR es la temperatura máxima de funcionamiento de la unión. Si se sobrepasa el
componente se daña. Para el LM7810 TOPR = 125º C .
* Rθ JA es la resistencia térmica entre la unión y el ambiente. Se utiliza para determinar
si es necesario o no disipador. Para el LM7810 Rθ JA = 65 º C W .
* Rθ JC es la resistencia térmica entre la unión y la carcasa del componente. Se utiliza
en el caso de que se añada disipador. Para el LM7810 Rθ JC = 5 º C W .
- Cálculo:
La fórmula que se utiliza es:
TJ = TA + Wregulador × RT
TJ : es la temperatura de la unión
TA : es la temperatura ambiente
Wregulador : es la potencia que es necesario disipar
RT : es la resistencia térmica total existente entre la unión y el ambiente
Suponiendo una TA de cálculo desfavorable igual a 50 ºC (estamos imponiendo
cierto margen de seguridad), la temperatura a la que se pondrá la unión del componente
será:
TJ = TA + Wregulador × RT = TA + Wregulador × Rθ JA = 50º C + 0.06W × 65 º C W ≃ 54º C
Como TJ < TOPR = 125º C , se determina que este regulador no necesita disipador.
- 67 -
B. Esquema general
A continuación se muestra un esquema general de los tres circuitos
anteriormente descritos (circuito desplazamiento, circuito célula y circuito
alimentación), mostrando las conexiones entre sí, con el “MEphisto mecánico” y con la
alimentación ( ±12V ).
Los condensadores C5, C6, C11 y C12 de 100 nF son de poliéster y se colocan
en la placa lo más cerca posible del integrado correspondiente.
Fig.70: Esquema general
C. Simulaciones
*Circuito desplazamiento
En primer lugar se comprueba que el circuito funciona como seguidor de tensión
y que la tensión de salida (entrada al “MEphisto mecánico”) varía en el rango 2 … 10V.
La simulación se realiza alimentando el operacional con una tensión simétrica ± 12V, y
utilizando como entrada una fuente de intensidad sinusoidal que barre todo el rango de
intensidades posibles que da el transductor de desplazamiento, cuyos parámetros son:
- Amplitud (IA): 8 mA
- Valor medio (I0): 12 mA
- Frecuencia (F0): 50 Hz
- Tiempo de retraso antes del inicio de la señal sinusoidal (TD) = 15 ms
- 68 -
Fig.71: Parámetros fuente de intensidad sinusoidal
Realizando el análisis transitorio y seleccionando los parámetros adecuados:
Fig.72: Parámetros análisis transitorio
Para 40 ms (f = 50Hz 2 ciclos) de simulación se obtiene la siguiente gráfica:
Fig.73: Simulación amplificación/adaptación intensidad-tensión
La señal de intensidad es sinusoidal, pero no se aprecia en la gráfica porque su
amplitud es 500 veces menor que la señal en tensión.
- 69 -
Para los instantes de tiempo 9.824 ms y 20.224 ms:
+ Rango de entrada ∈ [19.988 mA, 4.02 mA]
+ Rango de salida ∈ [9.996 V , 2.012 V ]
Se obtiene aproximadamente una ganancia en trans-resistencia de 500 Ω :
Gamplificador
trans − resistencia
=
Vout
9.996V
2.012
=
≈
≃ 500Ω
I in 19.988mA 4.02
Y un rango de salida muy próximo al deseado (2 … 10V).
Realizando otro análisis transitorio en el que se representa V(1) (entrada + de
operacional) y V(2) (entrada – del operacional que coincide con la salida del circuito)
frente al tiempo, podemos observar cómo las 2 curvas están superpuestas es un
seguidor de tensión.
El siguiente parámetro que se simula es el valor medio de las tensiones en los
dos nodos que dispone el circuito. Ha de recordarse que se está realizando la simulación
con una señal de entrada sinusoidal que barre todo el rango de intensidades de entrada.
Para esta simulación se muestran los valores medios:
Fig.74: Tensiones en los nodos para I1=12mA
Se puede observar como se cumple el principio de cortocircuito virtual.
Por ultimo, es de destacar que debido a que está comprobado experimentalmente
que la señal que proporciona el transductor de desplazamiento (intensidad DC ∈
[4
mA, 20 mA]) está perfectamente estabilizada y no presenta ruido, se decide no diseñar
un filtro paso bajo tras el circuito desplazamiento. Dicho filtro disminuiría la ganancia
total y haría que la respuesta del circuito fuese más lenta. Así, el ancho de banda teórico
es ∞ y no tiene sentido realizar una simulación AC de respuesta en frecuencia, pero
está claro que va a tener un valor determinado (muy alto) en la práctica debido a los
condensadores y bobinas parásitas. El ruido que se registra en las gráficas que se
obtienen, es introducido por el conversor analógico digital del dispositivo adquisidor de
datos (MEphisto) y no por la señal que suministra el circuito desplazamiento.
- 70 -
*Circuito célula
Se va a comprobar que el circuito amplifica con la ganancia requerida,
aproximadamente una ganancia en tensión de 500 entre la entrada, V11 – V8 (ver
Fig.75), y la salida (nodo 7 en Fig.75):
GAmplificador =
instrumentación
V7
V 11 − V 8
Para la simulación los amplificadores se alimentan con una tensión simétrica de
± 12 V y como señal de entrada se utiliza la salida de un puente de Wheatstone
alimentado a V1 = 10 V, que simula la célula de carga.
Fig.75: Esquemático que se utiliza para simular el circuito célula
En el puente de Wheatstone, R10 va a ser el elemento que varía su valor óhmico
al deformarse (galga extensiométrica). Suponemos que cuando se aplica carga, el valor
resistivo de R10 disminuye su valor. Se simula el circuito para cuatro valores de R10:
•
R10 = 376 Ω V11 – V8 = 0V
Fig.76: Simulación circuito célula para R10 = 376 Ω
- 71 -
Se obtiene lo lógico. Si la “resistencia activa”, R10, toma el mismo valor que el
resto de resistencias del puente, significa que R10 no se deforma porque la carga
aplicada es nula. En este caso, la entrada diferencial al amplificador de instrumentación
es V11 – V8 = 5V – 5V = 0V, y la salida teórica V7 debería ser cero (el valor obtenido
en la simulación es V7 = 3.82 mV ∼ 0V).
Para este caso, no tiene sentido analizar los valores de las tensiones en los nodos
y de las intensidades en las ramas, comparando los valores teóricos con los simulados.
•
R10 = 375 Ω V11 – V8 = 6.67 mV
Fig.77: Simulación circuito célula para R10 = 375 Ω
La ganancia obtenida es: G =
V7
≃ 498.4 ∼ 500 .
V 11 − V 8
La intensidad teórica que debe circular a través de R0 es:
 1 
I R 0 = (V 11 − V 8) × 
 ≃ 66.567 µ A
 R0 
El valor simulado que se obtiene es 66.278 µ A (ver Fig.78).
La tensión teórica que cae en toda la rama formada por R0, R1 y R2 es:
V4→3 =
V 11 − V 8
× ( R0 + R1 + R 2 ) ≃ 3.335 V
R0
El valor simulado que se obtiene es V4 – V3 = 6.665 – 3.345 = 3.320 V (ver
Fig.77).
- 72 -
Fig.78: Valor y sentido de las intensidades simuladas en el circuito célula (R10=375 Ω )
•
R10 = 374 Ω V11 – V8 = 13.32 mV
Fig.79: Simulación circuito célula para R10 = 374 Ω
La ganancia obtenida es: G =
V7
≃ 499.6 ∼ 500 .
V 11 − V 8
La intensidad teórica que debe circular a través de R0 es:
 1 
I R 0 = (V 11 − V 8) × 
 ≃ 132.934 µ A
 R0 
El valor simulado que se obtiene es 132.733 µ A (ver Fig.80).
La tensión teórica que cae en toda la rama formada por R0, R1 y R2 es:
V4→3 =
V 11 − V 8
× ( R0 + R1 + R 2 ) ≃ 6.660 V
R0
- 73 -
El valor simulado que se obtiene es V4 – V3 = 8.333 – 1.684 = 6.649 V (ver
Fig.79).
Fig.80: Valor y sentido de las intensidades simuladas en el circuito célula (R10=374 Ω )
•
R10 = 373 Ω V11 – V8 = 20 mV
Fig.81: Simulación circuito célula para R10 = 373 Ω
La ganancia obtenida es: G =
V7
≃ 499.6 ∼ 500 .
V 11 − V 8
La intensidad teórica que debe circular a través de R0 es:
 1 
I R 0 = (V 11 − V 8) × 
 ≃ 199.601 µ A
 R0 
El valor simulado que se obtiene es 199.365 µ A (ver Fig.82).
La tensión teórica que cae en toda la rama formada por R0, R1 y R2 es:
- 74 -
V4→3 =
V 11 − V 8
× ( R0 + R1 + R 2 ) ≃ 10.000 V
R0
El valor simulado que se obtiene es V4 – V3 = 10.006 – 0.018 = 9.988 V (ver
Fig.81).
Fig.82: Valor y sentido de las intensidades simuladas en el circuito célula (R10=373 Ω )
Como comentario final, hay que hacer notar que se ha decidido no diseñar un
filtro entre el circuito célula y su correspondiente entrada al “MEphisto mecánico”, por
lo que no es necesario realizar un análisis AC de respuesta en frecuencia. Esta decisión
esta justificada, ya que la señal de entrada al circuito célula procede de un puente de
Wheatstone. Si se garantiza que la alimentación de dicho puente está totalmente
estabilizada y filtrada, la señal de salida del mismo será sin ruido y sólo se amplificara
el valor de dicha señal (el INA114 tiene condensadores internos que filtran el ruido:
condensador en paralelo con R6 y R5 para ganancia 500 la frecuencia de corte es
2kHz aproximadamente; ver Fig.83). Esta perfecta alimentación se asegura mediante el
diseño de regulación a 10V (ver Fig.69). El ruido que se registra en las gráficas que se
obtienen es introducido por el conversor analógico digital del dispositivo adquisidor de
datos (MEphisto).
Fig.83: Frecuencia de corte del INA114 (ganancia = 500)
- 75 -
D. Implementación
La solución adoptada es implementar en una misma placa PCB el circuito
desplazamiento, el circuito célula y el acondicionamiento de la alimentación del
transductor de desplazamiento y de la célula de carga. Dicha placa es de una sola cara y
está alimentada mediante una fuente de tensión continua simétrica de ±12 V DC,
perfectamente estabilizada. Dispone de bornes para las conexiones de la alimentación de
los sensores, para las señales que proporcionan los mismos y para la conexión con la
fuente de alimentación que alimenta a la propia placa. La conexión con el “MEphisto
mecánico” se realiza mediante conectores BNC.
EL PCB diseñado (ancho de pista igual a 40 milésimas de pulgada) es el
siguiente:
Fig.84: PCB acondicionamiento señales eléctricas procedentes sensores mecánicos
Con objeto de minimizar ruidos, se decide que la línea GND sea un plano de
masa. El PCB definitivo es:
- 76 -
Fig.85: PCB acondicionamiento señales eléctricas procedentes sensores mecánicos con
plano de masa
El fotolito obtenido es (en los anexos se encuentra el mismo pero a tamaño real):
Fig.86: Fotolito acondicionamiento señales eléctricas procedentes sensores mecánicos
- 77 -
La lista de componentes es la siguiente:
•
Encapsulados:
* “LM741” × 1 + zócalo de 8 patillas × 1
* “INA114” × 1 + zócalo de 8 patillas × 1
* “LM7810” × 1
•
Condensadores:
* Electrolítico de 3300 µ F (16V o superior) × 1
* Electrolítico de 330 µ F (16 V o superior) × 3
* Poliéster de 470 nF × 1
* Poliéster de 100 nF × 7
•
Potenciómetros multivuelta:
* 1k Ω × 1
* 200 Ω × 1
•
Diodo 1N4007 × 1
•
Conectores BNC hembra × 2
•
Conectores genéricos:
* 3 pines × 1
* 2 pines × 4
• Placa fotosensible a simple cara para circuito impreso. Tamaño A5.
La placa de circuito impreso implemetnada, que se introduce en una caja de
superficie para protegerla, queda del siguiente modo:
a
b
Fig.87: (a) Placa “acondicionamiento señales eléctricas procedentes sensores
mecánicos”. (b) Caja de superficie de plástico
- 78 -
La conexión con el “MEphisto mecánico” se lleva a cabo de la siguiente forma:
Fig.88: Conexión Placa-“MEphisto mecánico”
4.2.6. Electroválvula
Con objeto de automatizar la aplicación de carga por parte de la prensa
neumática del sistema, se decide sustituir la válvula mecánica, que dicha prensa trae de
serie, por una electroválvula equivalente. Esta sustitución nos permite poder controlar
desde software la entrada/salida de aire comprimido a la cámara de la prensa, y con ello
el movimiento axial de su pistón.
El cilindro de la prensa es de doble efecto. Éstos no tienen muelle o membrana
de retorno y ambas carreras (avance y retroceso) son activas. Son los más utilizados
porque el retorno no depende de un elemento mecánico sometido a desgaste y fatiga.
El control de un cilindro de doble efecto se realiza con una válvula de 5 vías
(puntos 1, 2, 3, 4 y 5) y 2 posiciones (izquierda y derecha), ya que hay que cambiar
simultáneamente las vías de presión y escape:
a
b
Fig.89: (a) Válvula 5/2 en su posición derecha mostrando el vástago del cilindro
retraído. (b) Válvula 5/2 en su posición izquierda mostrando el vástago del
cilindro actuando
- 79 -
Al dar aire a la cámara posterior del cilindro y evacuar simultáneamente el aire
de la cámara anterior, el vástago del cilindro avanza y, cuando se realiza la función
inversa, el vástago retrocede.
Cuando la válvula está en su posición de reposo (posición derecha) el punto 1 es
presión (aire comprimido), el 2 acción, la vía que conecta los puntos 4 y 5 es escape
(presión atmosférica) y el punto 3 no interviene (ver Fig.89 a).
Cuando la válvula está en su posición izquierda (ver Fig.89 b) el punto 1
sigue siendo presión, el punto 4 pasa a ser acción (obligando el avance del vástago del
cilindro), la vía que conecta 2 y 3 es ahora escape (a través de ella se expulsa el aire que
existía en la cámara del cilindro en la posición de reposo) y el punto 5 es el que ahora
no interviene.
El movimiento de la posición derecha a la izquierda o viceversa, se realiza
comprimiendo/relajando manualmente un muelle en válvulas mecánicas. En una
electroválvula la compresión/relajación del muelle se realiza magnéticamente.
Las electroválvulas contienen un solenoide o electroimán. Al aplicar tensión
entre los terminales de éste, la bobina crea un campo magnético que hace comprimir el
muelle (electroválvulas posición izquierda). Al cesar la excitación el muelle se relaja
(electroválvulas posición derecha). Este tipo de electroválvulas se denominan
monoestables. Existen otro tipo, denominadas biestables, a las que cada vez que se le
aplica tensión cambian de posición. La ventaja de estas últimas es que sólo consumen
en la transición, mientras que las monoestables consumen todo el tiempo que estén en la
posición izquierda. A favor de las monoestables está el hecho de que son más
económicas.
La electroválvula 5/2 que se selecciona tiene las siguientes características:
- Fabricante: “SMC”
- Modelo: “SY7120-5DZ-02F-Q”
- Monoestable
- Solenoide de 24V DC (Se conectará en un terminal +12V y en otro -12V esto se
hace así porque la fuente de alimentación del sistema es simétrica ± 12V)
- Bajo consumo: el solenoide consume 0.1W ( I solenoide = I V = 0.1 W 24 V ≃ 5 mA ) y
el diodo indicador + Resistencia en paralelo con el solenoide consume unos 15mA
- Presiones de trabajo ∈ [1.5 BAR, 7BAR]
- Precisa cierta presión diferencial entre la entrada y la salida para funcionar
Fig.90: Electroválvula
- 80 -
Esta electroválvula se integra en el circuito de aire comprimido que alimenta al
cilindro neumático de la prensa. La línea de presión es conectada al punto 1; los puntos
5 y 3 están a presión atmosférica y las dos conexiones del cilindro de doble efecto van a
los puntos 2 (cámara anterior) y 4 (cámara posterior).
Tal y como se explica en el apartado 4.1.2., este circuito neumático está
colocado físicamente en el panel de instrumentación neumática (ver Fig.13). Todos los
componentes, incluida la electroválvula que posee agujeros pasantes para su sujeción,
quedan atornillados a dicho panel.
Fig.91: Circuito de aire comprimido que alimenta al cilindro neumático de la prensa
- 81 -