regulación de tensión en cargas monofásicas utilizando pwm john

REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO
PWM
JOHN JAIRO HOYOS CRUZ
JOHNNY ALEJANDRO PARRA PARRA
UNIVERSIDAD TECNOLÓGICA DE PEREIRA
PROGRAMA DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
FACULTAD DE INGENIERÍAS – INGENIERÍA ELÉCTRICA
Pereira, 2008
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO
PWM
PROYECTO DE PREGRADO
JOHN JAIRO HOYOS CRUZ
JOHNNY ALEJANDRO PARRA PARRA
DIRECTOR
ING. ALFONSO ALZATE G.
UNIVERSIDAD TECNOLÓGICA DE PEREIRA
PROGRAMA DE INGENIERÍA ELÉCTRICA
FACULTAD DE INGENIERÍAS – INGENIERÍA ELÉCTRICA
Pereira, 2008
Nota de aceptación:
_________________________________
_________________________________
_________________________________
_________________________________
_________________________________
Firma del presidente del jurado
_________________________________
Firma del jurado
_________________________________
Firma del jurado
Dedicatoria
A mis padres y hermanos que siempre confiaron en mí y fueron mi apoyo en todo momento.
John Jairo Hoyos Cruz
A Dios que es fuente de inspiración y esperanza para todos y a mis Padres y mi hermano
que tuvieron fe y paciencia durante el transcurso de toda la carrera.
Johnny Alejandro Parra Parra
AGRADECIMIENTOS
A Dios porque sin él todo este trabajo no podría haber sido posible.
A nuestras familias que siempre confiaron en nosotros en el transcurso de toda la carrera.
Al ingeniero Alfonso Alzate por guiarnos y confiar en nosotros en todas las etapas de este
proyecto.
Al Instituto Colombiano para el Desarrollo de la Ciencia y la tecnología, COLCIENCIAS,
por haber financiado este proyecto identificado con el numero 1110-08-17738 del convenio
362-2005
A los ingenieros Gustavo Pardo, Duberney Murillo, Giovanni Bedoya G, y demás
ingenieros e ingenieras del grupo de Electrónica de Potencia por toda la ayuda prestada
durante el desarrollo de este proyecto, a Francisco Rivera y Mario Gómez que siempre
colaboraron con lo necesario para realizar la implementación y las pruebas del proyecto y
a todos los compañeros que nos acompañaron en el transcurso de la carrera.
Gracias
INTRODUCCIÓN
Los reguladores de tensión que utilizan elementos de conmutación son
dispositivos que actualmente se utilizan en muchas aplicaciones de la industria y
la vida diaria, debido a su capacidad de mantener constante el voltaje a la salida.
Este tipo de dispositivos son utilizados en áreas donde es de gran importancia
garantizar una buena regulación.
Estos dispositivos regulan el voltaje de salida conmutando la entrada con la salida
y así controlando el voltaje en la carga, con ayuda de una adecuada etapa de
filtrado y modificando de forma optima el ancho de pulso de la señal de control por
medio de PWM (Pulse Width Modulation).
Esto se logra utilizando transistores como interruptores, ya que cuando no
conducen, la corriente a través de ellos es cero por lo tanto no hay potencia
disipada; y en estado de conducción los terminales de este están en corto por lo
tanto la potencia a través de ellos es aproximadamente cero. Así la pérdida de
potencia en el elemento de control es mínima y toda la potencia del regulador es
entregada a la carga.
Estas características combinadas con las altas velocidades y manejo de datos que
permite el microcontrolador, hacen que el control a los inversores DC-AC, sea más
sencillo y más eficiente.
Con el fin de aprovechar estas características y llevarlas a la practica se desarrollo
este proyecto donde se implemento un regulador de tensión con IGBT´s y
controlado por un microcontrolador programado con el algoritmo para generar
PWM, dadas las prestaciones de los microcontroladores, los cuales son
vii
dispositivos de alta tecnología que trabaja a altas velocidades y simultáneamente
permite manipular gran cantidad de datos.
El documento descubre en su primer capitulo la teoría necesaria para la
implementación adecuada del regulador de voltaje controlado por PWM; un
segundo capitulo con simulaciones donde se observa de forma preliminar el
comportamiento y los resultados que se desean obtener; un tercer capitulo con la
descripción de todos los elementos necesarios para llevar a la practica la teoría
anteriormente mencionada; un cuarto capitulo con todos los resultados obtenidos
durante el proceso de experimentación y finalmente las conclusiones del proyecto
implementado.
viii
OBJETIVOS
OBJETIVO GENERAL
Controlar la tensión en cargas monofásicas cuando se presenten variaciones de
amplitud de las tensiones en la red mediante Modulación de Ancho de Pulso
(PWM), variando el índice de modulación, utilizando elementos de conmutación de
alta frecuencia.
OBJETIVOS ESPECÍFICOS
•
Implementar la Técnica de Modulación de Ancho de Pulso (PWM), variando el
índice de modulación utilizando un microcontrolador.
•
Aplicar la Técnica de Modulación de Ancho de Pulso (PWM), variando el
índice de modulación, tratando de reducir el índice de distorsión armónica
(THD) por debajo del 3%.
•
Aplicar la Técnica de Modulación de Ancho de Pulso (PWM), variando el
índice de modulación, tratando de entregar una regulación de ±5%.
•
Comparar resultados obtenidos mediante simulaciones, con los resultados
prácticos.
ix
Índice
AGRADECIMIENTOS
VI
INTRODUCCIÓN
VII
OBJETIVOS
IX
OBJETIVO GENERAL ............................................................................................IX
OBJETIVOS ESPECÍFICOS ...................................................................................IX
ÍNDICE
10
LISTA DE FIGURAS
13
LISTA DE TABLAS
17
CAPITULO 1
18
ANTECEDENTES
18
1.1 INTRODUCCIÓN A LOS CONVERTIDORES C.C-C.A ............................................... 18
1.2 INVERSOR MONOFÁSICO EN PUENTE COMPLETO.................................................. 24
CAPITULO 2
73
DESCRIPCIÓN DEL PROYECTO Y SIMULACIONES
73
2.1 DESCRIPCIÓN .................................................................................................. 73
2.2 SIMULACIONES ................................................................................................ 74
CAPITULO 3
94
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN
94
3.1 DESCRIPCIÓN DE LOS IGBT´S UTILIZADOS ......................................................... 94
3.2 TARJETA DE POTENCIA .................................................................................... 95
3.3 TARJETA DEL MICROCONTROLADOR. ................................................................ 97
3.4 TARJETA DE DISPARO ...................................................................................... 99
3.5 FUENTE DE ALIMENTACIÓN ............................................................................. 101
3.6 CALCULO DEL DISIPADOR ............................................................................... 103
3.7 CÁLCULO DE LOS FUSIBLES ............................................................................ 104
3.8 DISEÑO DEL FILTRO ........................................................................................ 105
3.9 PROGRAMA MICROCONTROLADOR .................................................................. 106
3.10 PAUTAS PARA EL DESARROLLO DEL PROYECTO .............................................. 107
CAPITULO 4
109
RESULTADOS Y CONCLUSIONES
109
4.1 PULSOS GENERADOS POR EL MICROCONTROLADOR Y TARJETA DE DISPARO ....... 109
4.2 SEÑALES DE SALIDA INVERSOR MONOFÁSICO ................................................... 111
CONCLUSIONES
123
RECOMENDACIONES
124
BIBLIOGRAFÍA
125
ANEXOS
127
ANEXO A: DATOS SIMULACIÓN MATLAB
128
ANEXO B: IGBT IRG4PC50UD
135
ANEXO C: IR2110
147
ANEXO D: 6N137
166
ANEXO E: PROGRAMA MICROCONTROLADOR
177
Lista De Figuras
FIGURA 1.1: ESTRUCTURA GENERAL DEL CONVERTIDOR CC-CA ................................ 19
FIGURA 1.2: ESQUEMA DE UN INVERSOR MONOFÁSICO ............................................... 21
FIGURA 1.3: SECUENCIA DE DISPARO Y TENSIÓN OBTENIDA EN LA CARGA .................... 22
FIGURA 1.4: INVERSOR MONOFÁSICO PUENTE COMPLETO ........................................... 25
FIGURA 1.5: MODULACIÓN DE UN SOLO ANCHO DE PULSO .......................................... 29
FIGURA 1.6: PERFIL ARMÓNICO DE LA MODULACIÓN................................................... 30
FIGURA 1.7: MODULACIÓN EN ANCHO DE VARIOS PULSOS .......................................... 32
FIGURA 1.8: PERFIL
DE ARMÓNICOS DE PARA MODULACIÓN
EN ANCHO DE VARIOS
PULSOS................................................................................................................... 32
FIGURA 1.9: MODULACIÓN SENOIDAL DE ANCHO DE PULSO (SPWM) .......................... 34
FIGURA 1.10A: SEÑALES DE CONTROL Y TENSIONES PARA SPWM. ............................ 34
FIGURA 1.10B: PERFIL ARMÓNICO PARA ESTA MODULACIÓN ....................................... 35
FIGURA 1.11: MODULACIÓN SENOIDAL MODIFICADA DEL ANCHO DE PULSO .................. 36
FIGURA 1.12: PERFIL ARMÓNICO DE LA MODULACIÓN SENOIDAL MODIFICADA DEL ANCHO
DE PULSO ................................................................................................................ 36
FIGURA 1.13: ASPECTO DE UNA SEÑAL P.W.M CON REFERENCIA SENOIDAL ................ 37
FIGURA 1.14: SNUBBER RCD .................................................................................. 46
FIGURA 1.15: CONEXIÓN DEL SNUBBER RCD A UN CIRCUITO CONMUTADO GENÉRICO. . 48
FIGURA 1.16: FORMAS
DE ONDA EN EL TRANSISTOR DURANTE EL APAGADO SEGÚN EL
VALOR DEL CONDENSADOR
CS . A) CS
DESPRECIABLE, B)
CS
DE VALOR REDUCIDO, C)
CS
DE VALOR ELEVADO. ................................................................................................ 49
FIGURA 1.17: ETAPAS DURANTE EL APAGADO DEL TRANSISTOR ................................. 50
FIGURA 1.18: ETAPAS DURANTE EL APAGADO DEL TRANSISTOR ................................. 52
FIGURA 1.19: EVOLUCIÓN DE LAS PERDIDAS EN FUNCIÓN DEL PARÁMETRO k .............. 56
FIGURA 1.20: TRAYECTORIA SEGUIDA POR LA TENSIÓN Y CORRIENTE EN EL TRANSISTOR
DURANTE EL APAGADO............................................................................................. 59
FIGURA 1.21: SNUBBER DE ENCLAVAMIENTO DE TENSIÓN RCD .................................. 59
FIGURA 1.22: FORMAS
DE TENSIÓN RCD.
DE ONDA DE APAGADO CON Y SIN
SNUBBER
DE ENCLAVAMIENTO
................................................................................................... 61
FIGURA 1.23: FORMAS
DE ONDA DE ENCENDIDO PARA UN
IGBT
SIN
SNUBBER
DE
ENCLAVAMIENTO DE TENSIÓN RCD. .......................................................................... 62
FIGURA 1.24: FORMAS
DE ONDA DE ENCENDIDO PARA UN
IGBT
SIN
SNUBBER
DE
ENCLAVAMIENTO DE TENSIÓN RCD. .......................................................................... 63
FIGURA 1.25: FORMAS
DE ONDA DE ENCENDIDO PARA UN
IGBT
CON
SNUBBER
DE
ENCLAVAMIENTO DE TENSIÓN RCD. .......................................................................... 64
FIGURA 1.26: MODELO TÉRMICO BÁSICO................................................................... 66
FIGURA 1.27: PROTECCIÓN DE DISPOSITIVOS DE POTENCIA........................................ 69
FIGURA 1.28: PROTECCIÓN INDIVIDUAL DE DISPOSITIVOS DE POTENCIA....................... 69
FIGURA 1.29: CORRIENTE DEL FUSIBLE..................................................................... 70
FIGURA 1.30: CARACTERÍSTICAS CORRIENTE-TIEMPO DEL DISPOSITIVO Y DEL FUSIBLE. 71
FIGURA 2.1: DIAGRAMA ESQUEMÁTICO DEL FUNCIONAMIENTO DEL PROYECTO ............. 74
FIGURA 2.2: ESQUEMA
ELÉCTRICO IMPLEMENTADO EN
SIMULINK MATLAB
CON CARGA
RESISTIVA. .............................................................................................................. 77
FIGURA 2.3: ESQUEMA
ELÉCTRICO IMPLEMENTADO EN
SIMULINK MATLAB
CON CARGA
RL ......................................................................................................................... 78
FIGURA 2.4: PULSOS GENERADOS EN MATLAB PARA PUENTE INVERSOR MONOFÁSICO . 79
FIGURA 2.5: VOLTAJE Y CORRIENTE DE SALIDA UTILIZANDO CARGA 100 Ω .................. 80
FIGURA 2.6: CAMBIO
DE VOLTAJE DE ENTRADA EN RELACIÓN CON EL VOLTAJE DE
ENTRADA UTILIZANDO CARGA 100 Ω ......................................................................... 81
FIGURA 2.7: VOLTAJE
Y CORRIENTE DE SALIDA UTILIZANDO CARGA
R = 100Ω
Y
L = 2mH ................................................................................................................ 82
FIGURA 2.8: CAMBIO
DE VOLTAJE DE ENTRADA EN RELACIÓN CON EL VOLTAJE DE
ENTRADA UTILIZANDO CARGA
R = 102.2 Ω
Y
L = 2 mH .............................................. 83
FIGURA 2.9: GENERACIÓN PULSOS PARA EL PUENTE INVERSOR MONOFÁSICO.............. 84
FIGURA 2.10. PULSOS GENERADOS PARA EL PUENTE INVERSOR MONOFÁSICO ............. 85
FIGURA 2.11. PUENTE INVERSOR
MONOFÁSICO ......................................................... 86
FIGURA 2.12. VOLTAJE EN LA SALIDA DEL INVERSOR. ................................................ 86
FIGURA 2.13. CORRIENTE EN CARGA R
DE 50 Ω CON ÍNDICE DE MODULACIÓN DE 0.7 .. 87
FIGURA 2.14. CORRIENTE EN CARGA R
DE 150 Ω CON ÍNDICE DE MODULACIÓN DE 0.7.87
FIGURA 2.15. CORRIENTE EN CARGA R
DE 200 Ω CON ÍNDICE DE MODULACIÓN DE 0.7 88
FIGURA 2.16. CORRIENTE EN CARGA RL
CON ÍNDICE DE MODULACIÓN DE 0.5 ............. 89
FIGURA 2.17. CORRIENTE EN CARGA RL
CON ÍNDICE DE MODULACIÓN DE 0.6 ............. 89
FIGURA 2.18. CORRIENTE EN CARGA RL
CON ÍNDICE DE MODULACIÓN DE 0.7 ............. 90
FIGURA 3.1: DISTRIBUCIÓN DE LOS PINES DEL IGBT .................................................. 95
FIGURA 3.2: FOTOGRAFÍA DEL IGBT UTILIZADO ........................................................ 95
FIGURA 3.3: DIAGRAMA ESQUEMÁTICO DE LA TARJETA DE POTENCIA ......................... 96
FIGURA 3.4: FOTOGRAFÍAS TARJETA DE POTENCIA ................................................... 97
FIGURA 3.5: DISEÑO ESQUEMÁTICO DE LA TARJETA DEL MICROCONTROLADOR. ........... 98
FIGURA 3.6: FOTOGRAFÍA DE LA TARJETA DEL MICROCONTROLADOR .......................... 98
FIGURA 3.7: DIAGRAMA ESQUEMÁTICO DEL CIRCUITO DE DISPARO ........................... 100
FIGURA 3.8: FOTOGRAFÍA TARJETA DE DISPARO...................................................... 101
FIGURA 3.9: DIAGRAMA ESQUEMÁTICO DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN ................... 102
FIGURA 3.10: FOTOGRAFÍA DE LA FUENTE DE ALIMENTACIÓN.................................... 102
FIGURA 3.11: FOTOGRAFÍA DE LOS DISIPADORES VISTA POSTERIOR .......................... 104
FIGURA 3.12: FOTOGRAFÍA DE LOS DISIPADORES VISTA LATERAL ............................. 104
FIGURA 3.13: DISEÑO FILTRO LC ........................................................................... 106
FIGURA 4.1: PULSOS GENERADOS POR EL MICROCONTROLADOR ............................. 110
FIGURA 4.2: PULSOS GENERADOS SALIDA TARJETA DE DISPARO .............................. 110
FIGURA 4.3: CIRCUITO IMPLEMENTADO CON TRANSFORMADOR REDUCTOR ............... 111
FIGURA 4.4: SEÑAL VOLTAJE DE SALIDA INVERSOR MONOFÁSICO ............................. 113
FIGURA 4.5: SEÑAL VOLTAJE EN LA CARGA ............................................................. 113
FIGURA 4.6: GRAFICA DE REGULACIÓN EN LA CARGA PARA VOLTAJE REDUCIDOS. ..... 115
FIGURA 4.7: CIRCUITO IMPLEMENTADO CON TRANSFORMADOR REDUCTOR ............... 116
FIGURA 4.8: SEÑAL VOLTAJE DE SALIDA INVERSOR MONOFÁSICO ............................. 117
FIGURA 4.9: SEÑAL VOLTAJE EN LA CARGA ............................................................. 118
FIGURA 4.10: GRAFICA DE REGULACIÓN EN LA CARGA PARA VOLTAJE ALTO.............. 119
FIGURA 4.11: COMPARACIÓN RESULTADOS PRÁCTICOS CON RESULTADOS TEÓRICOS 120
FIGURA 4.12: CAMBIO
DE VOLTAJE EN LA ENTRADA DEL CONVERTIDOR
ANALOGO –
DIGITAL EN RELACION CON EL VOLTAJE DE LA RED................................................... 121
Lista De Tablas
TABLA 1.1: AMPLITUDES NORMALIZADAS DE LOS DISTINTOS ARMÓNICOS .................... 43
TABLA 2.1: RESULTADOS
OBTENIDOS VARIANDO EL ÍNDICE DE MODULACIÓN Y EL
VOLTAJE A.C DEL INVERSOR CON CARGA RESISTIVA DE
TABLA 2.2: RESULTADOS
100 Ω ................................... 80
OBTENIDOS VARIANDO EL ÍNDICE DE MODULACIÓN Y EL
VOLTAJE A.C DEL INVERSOR CON CARGA DE
R = 100 Ω
Y
L = 2 mH .......................... 82
TABLA 2.3: VALORES DE CORRIENTE Y VOLTAJE PARA CARGAS RESISTIVAS ............... 88
TABLA 2.4: VALORES
DE
CORRIENTE
Y
VOLTAJE
PARA CARGAS
RL
CON
24 VDC
DE
ALIMENTACIÓN......................................................................................................... 91
TABLA 2.5: VALORES
DE
CORRIENTE
Y
VOLTAJE
PARA CARGAS
RL
CON
115 VDC
DE
ALIMENTACIÓN......................................................................................................... 92
TABLA 3.1: PARÁMETROS PARA EL CÁLCULO DEL DISIPADOR ................................... 103
TABLA 4.1: VALORES DC DE ALIMENTACIÓN DEL PUENTE INVERSOR ......................... 112
TABLA 4.2: DATOS EN LA CARGA CON VARIACIÓN DE VOLTAJE DE LA RED ................. 114
TABLA 4.3: VALORES DC DE ALIMENTACIÓN DEL PUENTE INVERSOR ......................... 116
TABLA 4.4: DATOS EN LA CARGA CON VARIACIÓN DE VOLTAJE DE LA RED ................. 118
TABLA 4.5: COMPARACIÓN RESULTADOS PRÁCTICOS CON RESULTADOS TEÓRICOS .... 120
TABLA 4.6: CAÍDA
DE VOLTAJE EN LA INDUCTANCIA DEL FILTRO DEPENDIENDO DE LA
ENTRADA PARA VOLTAJE REDUCIDO. ....................................................................... 121
TABLA 4.7: CAÍDA
DE VOLTAJE EN LA INDUCTANCIA DEL FILTRO DEPENDIENDO DE LA
ENTRADA PARA VOLTAJE DE LA RED........................................................................ 122
TABLA ANEXO A.1: RESULTADOS OBTENIDOS VARIANDO EL ÍNDICE DE MODULACIÓN Y EL
VOLTAJE A.C DEL INVERSOR CON CARGA RESISTIVA DE
R = 100 Ω ........................... 131
TABLA ANEXO A.2: RESULTADOS OBTENIDOS VARIANDO EL ÍNDICE DE MODULACIÓN Y EL
VOLTAJE A.C DEL INVERSOR CON CARGA DE
R = 100 Ω
Y
L = 2 mH ........................ 134
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Capitulo 1
ANTECEDENTES
1.1 Introducción a los convertidores C.C-C.A
La función de los inversores es cambiar un voltaje de entrada C.C a un voltaje C.A
simétrico de salida, con magnitud y frecuencia deseada. Si se modifica el voltaje
de entrada manteniendo fija la ganancia, es posible obtener un voltaje variable a la
salida. Por otra parte, si se mantiene constante la entrada y se varía la ganancia
se puede obtener un voltaje de salida variable. Esto se hace controlando la
modulación del ancho del pulso dentro del inversor. Las ondas de los inversores
no son exactamente senoidales, siendo necesarias ondas con muy baja distorsión
armónica para aplicaciones de potencia. El control del voltaje de salida será
obtenido mediante algunas técnicas entre las que se destaca la modulación por
anchura de pulsos P.W.M (Pulse width modulation).
Unas de las aplicaciones más importantes de los inversores son las siguientes:
1.
Fuentes de alimentación de emergencia.
2.
Fuentes de alimentación ininterrumpida (U.P.S).
3.
Variadores de velocidad para motores C.A.
4.
Calentamiento por inducción.
5.
Líneas de transmisión C.C (extremo receptor).
6.
Dispositivos FACTS (Sistemas flexibles en corriente alterna)
18
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Un convertidor C.C – C.A esta conformado por un inversor, un sistema de control,
un filtro de salida y una fuente de alimentación, el la figura 1.1 se muestra la
estructura general de este.
Figura 1.1: Estructura general del convertidor CC-CA
El circuito de control es el encargado de suministrar los pulsos de encendido y
apagado a los dispositivos que lo conforman para que de esta manera se obtenga
la forma de onda deseada en la carga. Otra función del circuito de control es la de
monitorear el estado a la salida del inversor en cuanto a sobrecargas o
cortocircuitos en la carga o dentro de él, de tal manera que prohíba la conducción
de los dispositivos cuando esto se presente.
La fuente de alimentación suministra la tensión continua a la entrada del inversor y
dependiendo del tipo de control que se esté realizando para obtener la onda en la
carga puede estar conformada por una o varias etapas que a su vez pueden ser o
no manejadas por el circuito de control. [1]
Son muchos los puntos de vista en los cuales se pueden clasificar los inversores,
una posible clasificación es según con el tipo de semiconductor con que se
implementen los interruptores: tiristores o transistores. Los primeros se pueden
subdividir a su vez en inversores de bloqueo natural o forzado (con fuente inversa
de tensión o de corriente); los segundos es posible a su vez subdividirlos en
autoexcitados o con excitación independiente. Es posible establecer otra
clasificación en función de las características de salida, configuraciones en medio
puente, puente completo monofásico y puente completo trifásico o en sus
19
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
características de entrada: inversor alimentado en tensión o en corriente, según de
que tipo sea la fuente primaria de entrada. Para el caso de los inversores con
transistores, se puede establecer otra clasificación basándose en el método de
excitación de la base de los transistores que configuran la topología de potencia
de esta forma tenemos los inversores de onda cuadrada, P.W.M (Pulse Width
Modulation) de alta frecuencia, con control de desplazamiento de fase, etc. [2]
1.1.1 Principio de Operación de los inversores:
Para su principio de operación se considera una sola rama es decir inversor
monofásico en configuración de medio puente ver figura 1.2. Los condensadores
deben de tener el valor adecuado para que la tensión pueda ser considerada
constante. Los diodos en antiparalelo se colocan para permitir el paso de corriente
en sentido contrario, ya que la carga no va a ser resistiva, por lo que existirá un
desfase entre la tensión y la corriente. De esta forma, cuando T + esté saturado,
la corriente circulará por el mismo o a través de su diodo en antiparalelo, según
sea el sentido de la corriente. Por otro lado, la corriente se divide en valores
iguales por los dos condensadores de filtro; de hecho, podemos considerar que
ambos condensadores están conectados en paralelo y en serie con la carga; por
tanto, en régimen permanente, no existe componente de continua en la corriente
que circula por la carga, con lo que se evitan los problemas de corriente continua
en los devanados de un motor, saturación de los transformadores (si se utiliza
transformador). [2,4]
20
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.2: Esquema de un inversor monofásico
Los transistores usados permiten tanto el encendido como el apagado por el
terminal de control (base). Por simplicidad se asume que cada transistor conduce
durante el tiempo que exista el pulso en la base y permanece apagado cuando
desaparece. La secuencia de disparo y la tensión obtenida en la carga son
mostradas en la figura 1.3, donde la frecuencia angular de salida está dada por la
ecuación (1.1):
w = 2π / T
1.1
21
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.3: Secuencia de disparo y tensión obtenida en la carga
En el intervalo 0 < t < T 2 conduce T + y la carga es sometida a la tensión VS 2 . En
t = T 2 , T + es apagado y el T − encendido. En el intervalo
T
2
< t < T conduce T −
y la carga es sometida a la tensión − VS 2 . Por tanto la forma de onda en la carga
es una tensión alterna rectangular de frecuencia 1 T . Variando el periodo T se
puede controlar la frecuencia de salida del inversor. Si la carga es resistiva pura, el
circuito con solamente los transistores es necesario; pero la carga puede ser
inductiva o capacitiva; o siendo más exactos, una carga resistiva contiene algo de
capacitancia o de inductancia. Entonces para cualquier tipo de carga, la corriente
I 0 no tiene que invertirse necesariamente en el mismo instante que el voltaje. Los
diodos D + y D − de corriente circulatoria, conectados en antiparalelo con cada
tiristor, permiten que la operación con cualquier tipo de carga. Una seria
22
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
desventaja de éste circuito es que necesita alimentación continua de tres hilos, por
lo que se utiliza mejor una configuración del tipo puente. El inversor tipo puente
monofásico es utilizado cuando se desea obtener A.C. monofásica en la carga a
partir de una fuente de tensión continua única. [1]
La tensión eficaz ( Vrms ) de salida del inversor Medio puente esta dada por la
ecuación (1.2):
⎛ 2
Vo = ⎜
⎜T
⎝ o
1
vs ⎞⎟ 2 vs
∫0 4 dt ⎟ = 2
⎠
To
1.2
1.1.2 Factor armónico de la enésima potencia HFn
Es una medida de la contribución armónica individual y se define como:
HFn =
Vn
V1
1.3
Vn es el valor rms de la enésima armónica.
V1 es el valor rms de componente fundamental.
1.1.3 Distorsión armónica total DAT (THD )
Es una medida de la similitud entre la forma de onda y su componente
fundamental.
1 ⎛ ∞ 2⎞
THD = ⎜⎜ ∑ Vn ⎟⎟
V1 ⎝ n = 2,3,... ⎠
1
2
1.4
23
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
1.1.4 Factor de distorsión [ DF ]
Proporciona el contenido armónico total de la señal pero no indica el nivel de cada
uno de sus componentes. Indica la cantidad de distorsión armónica que queda en
una forma de onda triangular después de que los armónicos de esa forma de onda
hayan sido sujetas a una atenuación de segundo orden (es decir divididas por n 2 ).
Por lo tanto, DF es una medida de la eficacia en la reducción de las componentes
armónicas no deseadas y se define como:
2
1 ⎡ ∞ ⎛ Vn ⎞ ⎤
DF = ⎢ ∑ ⎜ 2 ⎟ ⎥
V1 ⎣⎢ n = 2,3,... ⎝ n ⎠ ⎦⎥
1
2
1.5
El factor de distorsión de una componente armónica individual (o de orden n ), se
define como:
DFn =
Vn
V1 .n 2
1.6
1.2 Inversor monofásico en puente completo
En la figura 1.4 se muestra un inversor monofásico en configuración de puente
completo, esta configuración se utiliza con potencias mayores que las de un
inversor monofásico de medio puente. Para la misma tensión de entrada, la
tensión máxima de salida que se puede obtener, es el doble que en el caso del
medio puente; por tanto, para una misma potencia, la corriente por cada
interruptor es la mitad. Si se trabaja con altas potencias de salida, dado que la
corriente a manejar es menor, esto significa una notable ventaja, ya que se podrá
poner menos interruptores en paralelo. [2]
24
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.4: Inversor monofásico puente completo
Para esta topología, podemos distinguir dos esquemas básicos de funcionamiento:
bipolar o unipolar; por estos términos, se entenderá como varía la tensión aplicada
al conjunto rectificador-carga: para el caso bipolar, la tensión oscilará entre el valor
máximo de la tensión de entrada y el mismo valor negativo ( +VS , −VS ), a la
frecuencia de conmutación.
Para conseguir que la forma de onda varíe entre +VS y −VS es preciso que los
interruptores del puente conmuten de forma cruzada, es decir, que TA + y TB −
estén saturados al mismo tiempo, y de igual forma para los otros dos interruptores.
De esta forma, el control de los interruptores se realiza de la misma forma que en
el caso de un medio puente; la única diferencia es que es preciso enviar la señal
de mando a dos interruptores. La forma de onda obtenida en el conjunto
filtro+carga es exactamente la misma que para el caso del medio puente, salvo en
la amplitud: para el caso del puente completo, ésta es doble; por tanto, el análisis
de los armónicos que aparecen en la tensión de salida, es exactamente el mismo.
25
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Para el caso unipolar, en cada ciclo de conmutación, la tensión variará entre el
valor +VS y 0 o bien entre −VS y 0 , dependiendo, en que semiciclo de la onda
moduladora nos encontremos.
En este caso, los interruptores de las ramas no conmutan en el mismo instante de
tiempo como en el caso anterior. La forma de controlar ambas ramas es
independiente, realizando para el control dos comparaciones distintas: por un lado,
para controlar una de las ramas se sigue la misma filosofía anterior:
Vsen > Vtri : TA + ON ;VAN = Vs
1.7
Vsen < Vtri : TA − ON ;VAN = 0
1.8
Y además
Para la otra rama, se emplea la siguiente comparación:
−Vsen > Vtri : TB − ON ;VBN = Vs
1.9
Y para el interruptor TB − se obtiene:
−Vsen < Vtri : TB − ON ;VBN = 0
1.10
VAB = VAN − VBN
1.11
Debido a la presencia de los diodos en antiparalelo con los interruptores, las
tensiones deducidas en las ecuaciones anteriores son independientes del sentido
de la corriente.
26
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Las combinaciones anteriormente establecidas suministran la siguiente secuencia
para los interruptores:
TA +, TB − ON : V AN = +Vs ;VBN = 0;Vo = Vs
TA −, TB + ON : V AN = 0;VBN = +Vs ;Vo = −Vs
TA +, TB + ON : V AN = +Vs ;VBN = +Vs ;Vo = 0
TA +, TB − ON : V AN = 0;VBN = 0;Vo = 0
Una de las ventajas que supone la utilización del esquema unipolar es que la
frecuencia de los armónicos es doble con respecto al caso bipolar; además, la
excursión de la tensión en la carga se reduce a la mitad, como se deduce de las
fórmulas presentadas anteriormente. [2]
1.2.1 Control de tensión de los inversores monofásicos
En muchas aplicaciones industriales se hace necesario controlar el voltaje de
salida de los inversores:
•
Para hacer frente a las variaciones de entrada de C.C.
•
Para la regulación de la tensión de los inversores.
•
Para los requisitos de control constante de la tensión de salida y frecuencia.
Si se quiere mejorar aún más el contenido de armónicos en la salida de un
inversor, es necesario utilizar lo que se conoce como modulación de anchura de
pulsos P.W.M (“Pulse Width Modulation”). La idea básica es comparar una tensión
de referencia senoidal de baja frecuencia (que sea imagen de la tensión de salida
buscada) con una señal triangular simétrica de alta frecuencia cuya frecuencia
determine la frecuencia de conmutación. La frecuencia de la onda triangular
(llamada portadora) debe ser, como mínimo 20 veces superior a la máxima
frecuencia de la onda de referencia, para que se obtenga una reproducción
27
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
aceptable de la forma de onda sobre una carga, después de efectuado el filtraje.
La señal resultante de dicha comparación nos generará la lógica para abrir y
cerrar los semiconductores de potencia. Las técnicas mas utilizadas son:
•
Modulación de un solo ancho de pulso
•
Modulación de varios anchos de pulso
•
Modulación senoidal del ancho de pulso
•
Modulación senoidal modificada del ancho de pulso
•
Control por desplazamiento de fase.
1.2.1.1
Modulación de un solo ancho de pulso
En el control por modulación de un solo pulso, existe un solo pulso por cada medio
ciclo, el ancho del pulso se hace variar, a fin de controlar el voltaje de salida del
inversor. La figura 1.5, muestra la generación de las señales de excitación y el
voltaje de salida para los inversores monofásicos en puente completo.
Las señales de excitación se generan comparando una señal rectangular de
referencia de amplitud, Ar , con una onda portadora triangular de amplitud A , la
frecuencia de la señal de referencia determina la frecuencia fundamental del
voltaje de salida. Si se varía Ar desde 0 a A , el ancho de pulso δ , puede
modificarse desde 0 a 180°. La relación Ar , con AC , es la variable de control y se
define como el índice de modulación de la amplitud, o simplemente índice de
modulación.
M =
Ar
Ac
1.12
28
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.5: Modulación de un solo ancho de pulso
La tensión de salida se puede determinar a partir de la ecuación (1.13):
⎡ 2
V0 = ⎢
⎢⎣ 2π
⎤
V
d
(
t
)
ω
⎥
∫ s
⎥⎦
(π −δ ) / 2
( π +δ ) / 2
2
1/ 2
= Vs
δ
π
1.13
La figura 1.6 muestra el perfil de armónicos con la variación del índice de
modulación, M . El armónico dominante es el tercero, y el factor de distorsión
aumenta en forma significativa a un bajo voltaje de salida.
29
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.6: Perfil armónico de la modulación
1.2.1.2
Modulación de varios anchos de pulsos
Utilizando varios pulsos en cada medio ciclo de tensión de salida puede reducirse
el contenido armónico. La generación de señales de excitación para activar y
desactivar los transistores aparece en la figura 1.7a, mediante la comparación de
la señal de referencia con una onda portadora triangular. La frecuencia de la señal
de referencia establece la frecuencia de salida, fC , determina el número de pulsos
por cada ciclo p . El índice de modulación controla el voltaje de salida. Este tipo de
modulación también se conoce como modulación uniforme de ancho de pulso
(U.P.W.M). El número de pulsos por medio ciclo se determina a partir de la
ecuación (1.14):
p=
fc
mf
=
2 f0
2
1.14
30
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Donde
mf =
fc
f 0 y se define como la relación de modulación de frecuencia. La
variación del índice de modulación M desde 0 hasta 1 varía el ancho de pulso
π
desde 0 hasta p y el ancho del voltaje de salida desde 0 hasta VS . La tensión de
salida para los inversores monofásicos en puente aparece en la figura 1.7b para
U.P.W.M.
Si δ es el ancho de cada pulso, el voltaje rms de salida se puede determinar a
partir de la ecuación (1.15):
⎛⎜ π +δ ⎞⎟
⎡
⎤
⎝ p ⎠
⎢
⎥
2p 2 2
⎢
Vo =
V d (ω.t )⎥
⎢ 2π ⎛ π ∫ ⎞s
⎥
⎜ p −δ ⎟
⎢
⎥
⎝
⎠
2
⎣
⎦
1
2
= Vs
pδ
π
1.15
La forma general de una serie de Fourier para le voltaje instantáneo de salida es:
vo (t ) =
∞
∑ B .senn.ωt
n =1, 3, 5,...
n
1.16
El coeficiente Bn de la ecuación (1.16), puede determinarse considerando un par
de pulsos, de tal forma que el pulso positivo de duración δ se inicie en ωt = a , y el
negativo del mismo ancho se inicie en ωt = π + a . Esto se muestra en la figura 6b.
Se pueden combinar los efectos de todos los pulsos para obtener el voltaje
efectivo de salida. En la figura 1.8, se indica como es el perfil de armónicos para la
modulación de ancho de múltiple de pulso.
31
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.7: Modulación en ancho de varios pulsos
Figura 1.8: Perfil de armónicos de para modulación en ancho de varios pulsos
32
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
1.2.1.3
Modulación senoidal del ancho de pulso
En vez de mantener igual el ancho de todos los pulsos, como es el caso de la
modulación múltiple, el ancho de cada pulso varía en proporción con la amplitud
de una onda senoidal evaluada en el centro del mismo pulso. El factor de
distorsión y los armónicos de menor orden se reducen en forma significativa. Las
señales de compuerta, según se muestra en la figura 1.10, se generan al
comparar una señal senoidal de referencia con una onda portadora triangular de
frecuencia f C . Este tipo de modulación se utiliza por lo general en aplicaciones
industriales; se abrevia S.P.W.M.
La frecuencia de la señal de referencia, fr ,
determina la frecuencia de salida del inversor, f 0 , y su amplitud pico, Ar , controla
el índice de modulación, M , y en consecuencia, la tensión de salida rms . El
número de pulsos por medio ciclo depende de la frecuencia portadora. TA − ,
conducirá cuando TA + deje de hacerlo y TB − cuando TB + no conduzca, de esta
forma para determinar la tensión de la carga será Va − Vb , esto se muestra en la
figura 1.10a. Las mismas señales de excitación se pueden generar utilizando una
onda portadora triangular bidireccional tal y como se muestra en la figura 1.10a.
El voltaje rms de salida puede controlarse si se varía el índice de modulación M .
Es fácil observar que el área de cada pulso corresponde aproximadamente al área
bajo la onda senoidal entre los puntos medios adyacentes de los periodos
inactivos de las señales de excitación. Si δm es el ancho de pulso de orden, la
ecuación (1.17) se puede extender para el voltaje rms de salida [2].
33
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.9: Modulación senoidal de ancho de pulso (SPWM)
Figura 1.10a: Señales de control y tensiones para SPWM.
34
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.10b: Perfil armónico para esta modulación
⎛ p δ
Vo = Vs ⎜⎜ ∑ m
⎝ m =1 π
1.2.1.4
⎞
⎟⎟
⎠
1
2
1.17
Modulación senoidal modificada de ancho de pulso
La figura 1.11 indica que los pulsos más cercanos al pico de la onda senoidal no
cambian en forma significativa con la variación del índice de modulación. Esto se
debe a las características de una onda senoidal, la técnica S.P.W.M se puede
modificar de tal manera que la onda portadora se aplique durante el primero y el
ultimo intervalo de 60° de cada medio ciclo (es decir de cero a 60º y de 120º a
180°). Este tipo de modulación se conoce como M.S.P.W.M y se muestra en la
figura 1.11.
La componente fundamental se incrementa y las características
armónicas mejoran. Esto reduce el número de conmutaciones de los dispositivos
de potencia y las perdidas de conmutación. En la figura 1.12 se muestra el perfil
armónico que le corresponde a la modulación M.S.P.W.M.
35
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.11: Modulación senoidal modificada del ancho de pulso
Figura 1.12: Perfil armónico de la modulación senoidal modificada del ancho de
pulso
Para nuestro caso se utilizo la técnica de Modulación senoidal del ancho de pulso
(S.P.W.M) para generar pulsos de frecuencia determinada, donde se compara una
señal triangular (Portadora) de frecuencia fija con una señal senoidal (Referencia)
36
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
de frecuencia menor que la de la triangular, la tensión obtenida, una vez filtrada la
onda modulada, será también senoidal, con mayor o menor contenido de
armónicos de alta frecuencia, en la figura 1.13 se puede observar un ejemplo de
una onda P.W.M con referencia senoidal.
Figura 1.13: Aspecto de una señal P.W.M con referencia senoidal
Por tanto, para obtener una forma de onda senoidal basta con aplicar la forma de
onda resultante de la comparación de una onda triangular con una senoidal y filtrar
adecuadamente. Para el caso de los inversores de potencia, se aprovecha la
señal resultante de dicha comparación para excitar los transistores que forman la
topología, de forma que en los instantes en que la señal resultante de la
comparación esta en estado alto, el interruptor T + esta saturado, y cuando esta
es negativa, es T − el que está saturado. De esta forma, se obtiene una tensión
con el aspecto indicado en las figuras anteriores a partir de la tensión continua de
entrada:
37
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Ve
2
1.18
− Ve
2
1.19
Vsen > Vtri ⇒ T + saturado ⇒ Vs =
Vsen < Vtri ⇒ T − saturado ⇒ Vs =
Como se puede observar, los interruptores de una misma rama nunca están
simultáneamente en estado saturación.
Con el objeto de realizar un estudio de la manera más global posible, se
normalizarán los valores de las frecuencias y de las amplitudes de las señales que
intervienen; así, se define la modulación de amplitud como la relación de
amplitudes de la señal senoidal y de la triangular (moduladora y portadora)
ecuación (1.20):
ma =
Vsen
Vtri
1.20
Además, se define la modulación de frecuencia como la relación entre las
frecuencias de la señal triangular y la señal senoidal ecuación (1.21):
mf =
ftri
fsen
1.21
Con estos parámetros, se pueden establecer algunas reglas acerca de la tensión
de salida, sus armónicos, etc.
1.
La amplitud del armónico fundamental de la tensión de salida es m a veces
la mitad de la tensión de entrada. Si se supone que la frecuencia de la señal
triangular es lo suficientemente mayor que la frecuencia de la senoidal ( m f es
38
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
elevado), se puede considerar sin error apreciable que la tensión de salida
modulada es constante en cada ciclo, siendo su valor en estado alto Ve 2 y
cuando está en estado bajo Ve 2 ; en estas condiciones, se puede establecer el
valor medio de la tensión de salida:
Vs =
Ve ⎛ Ton Toff ⎞ Ve ⎛ Ton − Toff ⎞
−
⎟⇒
⎜
⎜
⎟
2 ⎝ T
T ⎠
2 ⎝
T
⎠
1.22
Así se demuestra, en la ecuación (1.23) para un ciclo, que:
Ton − Toff Vsen
=
= ma
Vtri
T
1.23
Por lo tanto, si se asume que la amplitud de la onda portadora es constante e
inferior a la amplitud de la onda referencia (es decir ma < 1), el único término
variable de un ciclo a otro es la amplitud de la onda moduladora, la cual sigue una
ley senoidal, con lo que se puede reescribir la fórmula inicial de manera que el
valor del primer armónico de la tensión de salida toma como valor, ecuación
(1.24):
Van1 =
Vsen
Ve
Ve
⇒ m a sen( wt )
sen( wt )
2
2
Vtri
1.24
Siendo w la pulsación de la onda senoidal de referencia, con lo cual se puede
decir que la amplitud del primer armónico de salida es m a veces la mitad de la
amplitud de la tensión de entrada.
2.
Los armónicos de la tensión de salida aparecen como bandas laterales de
la frecuencia de conmutación y sus múltiplos; este aspecto es válido para valores
de m f > 9 , lo cual se puede tomar como cierto siempre, salvo en casos
39
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
excepcionales de muy elevada potencia. Para el caso general, puede decirse que
la amplitud de los distintos armónicos es prácticamente independiente del
parámetro m f , y éste sólo define la frecuencia a la que aparecen, de manera que
puede expresarse la frecuencia de los distintos armónicos por la ecuación (1.25):
fs = ( jmf ± k ) f
1.25
Siendo f s la frecuencia del armónico de orden s correspondiente a la banda
lateral k para j veces el índice de modulación.
Para valores impares de j , sólo existen armónicos para valores pares del
parámetro k ; para valores pares de j , sólo existen armónicos para valores
impares de k .
En la tabla 1.1 se recogen las amplitudes normalizadas de los distintos armónicos
(Vs) h /(Ve / 2) , en función del índice de modulación m f . Sólo están representados
aquellos que tienen un valor significativo hasta j = 4 .
3.
El parámetro m f debe de ser un entero impar: de esta manera, se obtiene
una simetría impar además de una simetría de media onda; por tanto, en la
tensión de salida sólo existirán armónicos de orden impar y desaparecen los
armónicos de orden par. En el desarrollo en serie de Fourier, sólo existirán los
términos en seno [2,3].
1.2.2 Recomendaciones para los valores de ma y m f
En este apartado nos centraremos en los criterios para seleccionar el valor de los
parámetros normalizados ma y m f , tomando en cuenta los criterios expuestos
anteriormente. Así, atendiendo a la etapa de filtrado que es necesario añadir,
40
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
interesa trabajar con valores de m f lo más altos posible, ya que los armónicos
aparecerán a frecuencias elevadas, lo cual facilita el filtrado de las mismas; sin
embargo, no se debe dejar de lado que las pérdidas en conmutación aumentan al
elevar la frecuencia; si se tiene en cuenta que es preciso funcionar fuera del rango
audible, la frecuencia suele elegirse o bien por encima de 20 Khz o por debajo de
6 Khz (para casos de muy elevada potencia), con el objeto de evitar las
frecuencias en dicho margen. Como se puede observar, existe un compromiso en
la elección de este parámetro; la mayoría de los autores fijan el valor de 21 como
frontera para que el valor de este parámetro pueda considerarse elevado o bajo.
Se pueden suministrar recomendaciones según el valor de este parámetro
(asumiendo ma < 1 ), tomando el criterio anterior:
m f < 21 .
1.
Las señales senoidal y triangular deben de estar sincronizadas, lo cual
requiere obligatoriamente que m f sea un valor entero. La razón es que para el
caso de trabajar con ambas señales desincronizadas, la señal de salida tendría
subarmónicos, lo cual es claramente indeseable. Por tanto, si la tensión de salida
debe de modificar su frecuencia, la señal triangular debe también de cambiar.
2.
Debe de ser un valor impar, tal y como se comentó en el apartado anterior,
con el objeto de aprovechar la simetría de la forma de onda.
3.
Las pendientes de las señales Vsin y Vtri deben de tener polaridades
opuestas y coincidentes en su paso por cero. Este aspecto es particularmente
importante para el caso de valores bajos de m f .
41
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
m f > 21 .
Las amplitudes de los subarmónicos que pueden generarse al emplear P.W.M
asíncrono son despreciables. Por tanto, si el valor de m f es elevado, se puede
fijar la frecuencia de la señal triangular y variar la frecuencia de la señal senoidal.
Sin embargo, si la carga a manejar es un motor, no debe de emplearse el modo
asíncrono, ya que aunque los armónicos de baja frecuencia son de baja amplitud,
pueden generarse corrientes de elevado valor y claramente indeseables.
ma > 1
Para el parámetro ma , se ha considerado que es siempre menor que la unidad; si
este parámetro es mayor que la unidad, estaremos en la situación denominada
sobremodulación. En esta situación, si bien la amplitud del armónico fundamental
se puede incrementar, se incrementan el número de armónicos en la salida y
aparecen a frecuencias menores. Para este régimen de funcionamiento, se
recomienda trabajar de forma síncrona. Esta situación se debe de evitar en los
sistemas de alimentación ininterrumpida, para evitar al máximo posible la
distorsión
en
la
tensión
de
salida.
Sin
embargo,
es
habitual
utilizar
sobremodulación. El valor de m a queda limitado de la siguiente forma:
ma <
4
π
Para valores mayores de este parámetro, se pierde el concepto de P.W.M y se
degenera en un esquema de onda cuadrada [2].
42
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
h
ma
Fundamental
mf
mf ±2
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
0.2
0.4
0.6
0.8
1.0
1.242
0.016
1.15
0.061
1.006
0.131
0.818
0.220
mf ±4
2m f ± 1
0.318
0.018
0.190
2m f ± 3
0.326
0.370
0.024
0.071
2m f ± 5
3m f
0.601
0.314
0.139
0.181
0.212
0.013
0.033
0.335
0.044
0.123
0.139
0.012
0.083
0.203
0.047
0.171
0.176
0.104
0.016
0.113
0.062
0.157
0.044
4m f ± 1
0.163
0.157
4m f ± 3
0.012
0.070
0.008
0.132
0.105
0.115
0.068
0.009
0.034
0.084
0.017
0.119
0.050
3m f ± 2
3m f ± 4
3m f ± 6
4m f ± 5
4m f ± 7
Tabla 1.1: Amplitudes normalizadas de los distintos armónicos
1.2.3 Protección de semiconductores
Los semiconductores presentan unos límites muy estrictos en cuanto a valores
máximos de tensión, corriente y potencia que pueden soportar, si estos no se
cumplen podrían provocar la destrucción del dispositivo, al ser diseñado un circuito
se debe tener en cuenta que los componentes puedan resistir las condiciones de
trabajo más desfavorables que puedan ocurrir, durante un funcionamiento normal
o cuando se presentan sobretensiones, cortocircuitos, etc. que puedan alterar el
funcionamiento normal del circuito.
43
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
1.2.3.1
Red Snubber
Las redes de ayuda a la conmutación más conocidos como redes snubber, se
pueden considerar como un conjunto de componentes (pasivos y/o activos) que se
incorporan a un circuito de potencia, para la protección de dispositivos de
conmutación contra las transiciones de encendido y de apagado, asegurando un
régimen de trabajo seguro.
La función principal que desarrollan las redes snubber es absorber la energía
procedente de los elementos reactivos del circuito durante el proceso de
conmutación controlando parámetros tales como la evolución de la tensión o
corriente en el interruptor, o bien limitando los valores máximos de tensión que ha
de soportar. Se incrementa de esta forma la fiabilidad de los semiconductores al
reducirse la degradación que sufren debido a los aumentos de potencia disipada y
de la temperatura de la unión [5,6]. Los circuitos snubbers deben de cumplir con
las siguientes características:
1.
Limitar el pico máximo de tensión aplicado al interruptor durante el
transitorio que aparece en el proceso de apagado.
2.
Limitar el pico máximo de corriente a través del interruptor durante el
proceso de encendido.
3.
Limitar la pendiente de la corriente (
di
dt ) que circula por el interruptor en el
proceso de encendido.
4.
Limitar
la pendiente de la tensión (
dv
dt ) en el interruptor durante el
proceso de apagado.
44
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
1.2.3.1.1
Clasificación de las redes snubber
Hay varias formas de clasificar los circuitos snubbers estos pueden ser:
•
Los snubbers que absorbiendo la energía procedente de las reactancias
presentes en el circuito controlan la evolución de la tensión o la corriente en
el interruptor que conmuta.
•
Si la energía almacenada en los snubbers se disipa en una resistencia, en
cuyo caso se denomina snubber disipativo, o en cambio dicha energía se
transfiere a la fuente primaria o a la carga, siendo denominados en este
caso, snubbers no disipativos a pesar de que no son ideales y por lo tanto
también presentan pequeñas pérdidas.
Otra forma de clasificar las redes snubbers es según como controlen la pendiente
de subida de la tensión en el interruptor (turn-off snubber o de apagado) o en
cambio la enclaven a un valor máximo determinado (voltage clamp snubber). Los
snubbers de corriente pueden incluirse en el primer tipo (controlan la pendiente de
subida de la corriente, turn-on snubber o de encendido).
En este trabajo se aplicaran solo los circuitos snubbers RCD (Resistencia,
Condensador y Diodo) en sus configuraciones, snubbers de enclavamiento de
tensión RCD y snubber RCD de carga y descarga. [5, 6, 7,8]
1.2.3.1.2
Snubber de Tensión RCD o Snubber de Carga y Descarga
Este tipo de circuitos encuentran un amplio campo de aplicación en la protección
de interruptores, como es el caso de los transistores bipolares. Se pueden
distinguir dos utilidades en los circuitos RCD :
45
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
•
Control de la pendiente de subida de la tensión en el interruptor durante el
transitorio de apagado.
•
Enclavamiento de la tensión en el interruptor.
Se comenzará estudiando el modo de trabajo del snubber RCD para el control de
la evolución de la tensión en el interruptor. En la figura 1.14 se muestra la
disposición del snubber RCD sobre el interruptor. Durante el apagado del
transistor el snubber se llevará la mayor parte de la corriente transfiriéndose una
gran parte de la disipación de potencia que tendría que soportar el transistor sin
snubber, a este último. La fiabilidad del interruptor aumenta puesto que el pico de
potencia que ha de disipar se reduce y las oscilaciones de alta frecuencia
provocadas por los elementos parásitos del circuito se ven amortiguadas.
Figura 1.14: Snubber RCD
A partir de la figura 1.14, se puede entender el funcionamiento básico del circuito
de ayuda a la conmutación RCD . Cuando el transistor se apaga, la corriente que
procede de la bobina es conducida a través del diodo D hacia el condensador del
snubber C . La tensión en dicho condensador aumentará hasta alcanzar la tensión
de alimentación del circuito, momento en que el diodo principal D1 entraría en
conducción para llevarse la corriente de la bobina. Cuando el interruptor entra en
46
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
conducción el condensador del snubber se descarga a través de la resistencia R y
del propio interruptor. Una condición de diseño importante es que el condensador
C se descargue totalmente durante la conducción del transistor para poder
comenzar el siguiente periodo de conmutación con condiciones iniciales de
tensión nulas. Por lo tanto, la constante de tiempo RC en el mencionado snubber,
debe ser menor que el periodo de conmutación ya que se ha de dar tiempo
suficiente al condensador C para cargarse y descargarse en cada ciclo de trabajo.
Hasta el momento se puede concluir que el circuito RCD interviene solo durante
las conmutaciones. Un punto a tener en cuenta en el diseño de este tipo de
circuitos ha sido ya mencionado anteriormente pero conviene remarcar que
durante la conducción del transistor, la corriente de descarga del condensador C
se superpone a la corriente principal que proviene de la bobina
LO . Otro factor
destacable consiste en la limitación que el snubber provoca sobre el modo de
trabajo del convertidor donde se ha implantado dicho snubber. Si el tiempo de
conducción del transistor es demasiado estrecho, el condensador C no tendría
tiempo suficiente para descargarse totalmente, perdiéndose las condiciones
iniciales requeridas para el correcto funcionamiento de la red de ayuda a la
conmutación. Una situación típica en la que se puede encontrar con esta
limitación, es la presencia de una condición de sobrecorriente demandada por la
carga [6].
1.2.3.1.3
Análisis de Funcionamiento
En el estudio que se realiza a continuación se suponen que las evoluciones de la
tensión y corriente durante las conmutaciones son lineales. También, se suponen
despreciables las inductancias parásitas que pudieran existir en el circuito con el
objeto de facilitar el análisis del mismo.
47
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.15: Conexión del Snubber RCD a un circuito conmutado genérico.
Antes
del
apagado
del
transistor,
la
corriente
que
esta
conduciendo
consideraremos que tiene el valor I m , y la tensión que soporta será cero. Durante
el apagado del transistor, la corriente de colector (iC ) se reduce linealmente hasta
su completa extinción, por lo que la corriente ( I m − iC ) circulará a través del diodo
D cargando el condensador del snubber C . En la figura 1.16 se muestran las tres
posibles evoluciones que podemos encontrar durante el apagado del transistor,
dependiendo del valor que tome el condensador del snubber. Tal y como se indica
en la figura 1.16, la tensión en el condensador C , que coincide con la que soporta
el interruptor tendría dos evoluciones diferentes según si el valor capacitivo C es
reducido o no.
48
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.16: Formas de onda en el transistor durante el apagado según el valor
del condensador CS . a) CS despreciable, b) CS de valor reducido, c) CS de valor
elevado.
Este hecho se traduce en que el condensador finalizará su carga antes de que se
haya extinguido la corriente por el transistor ( CS de reducido valor) o en caso
contrario se alcanzará la tensión máxima después del bloqueo total del transistor.
Tenemos por lo tanto tres posibles situaciones:
1.
Condensador
CS
se carga instantáneamente ( CS
tiene un valor
despreciable)
49
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
En este caso la evolución de la tensión y corriente en el transistor se aproxima por
las curvas
mostradas en la figura 1.16a, y la energía disipada durante la
conmutación tomara el valor:
1
W = Vs.I m .t fi
2
2.
C se carga en un tiempo
τ
1.26
inferior a t fi (valor de CS es reducido)
En este caso, la tensión máxima VS se alcanza en un tiempo ( τ ) inferior a t fi , la
corriente por el condensador CS durante el apagado del transistor pasara por dos
etapas, ver figura 1.17:
Figura 1.17: Etapas durante el apagado del transistor
Mientras el condensador no alcance el valor de tensión VS el diodo D1 estará
polarizado inversamente y la corriente a través de CS tendrá la expresión:
iC =
I m .t
t fi
0 ≤ t <τ
1.27
50
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Una vez que el condensador CS tiende a superar la tensión Vm el diodo D1
comienza a conducir la corriente de la carga quedando enclavada la tensión en CS
al valor VS . La evolución de la tensión en él queda definida con la expresión:
t
VC = VCE =
I m. t 2
1
=
ic
.
dt
C ∫0
2C.t fi
0 ≤ t <τ
Vc = Vs
t >τ
A partir de esta igualdad (1.28) se puede deducir el tiempo
1.28
τ
necesario para
cargar el condensador CS hasta la tensión de alimentación VS :
τ=
3.
2C.t fi .VS
Im
1.29
CS se carga en un tiempo t superior a t fi (valor de CS es elevado)
Ante esta situación el proceso de carga del condensador CS pasa por las dos
etapas que aparecen en la figura 1.18. Durante la primera etapa, la corriente
conducida por dicho condensador, coincide con la expresión (1.27). Una vez que
el transistor ha dejado de conducir totalmente, toda la corriente que circula por la
carga ahora pasará por el condensador del snubber.
51
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.18: Etapas durante el apagado del transistor
Esta situación se mantiene hasta que la tensión en CS alcanza el valor VS ,
momento en el que el diodo D1 comienza a conducir, enclavando la tensión del
interruptor al mencionado valor. Conocida la evolución temporal de la tensión en
CS :
VC = VCE
t
I m .t 2
1
= ∫ iC .dt =
{0 ≤ t < t fi }
C0
2.C.t fi
1.30
I
Vc =
+ m (t − t fi ) {t fi ≤ t < τ }
C
2C
I m .t fi
Se puede, de forma similar a como ya se hizo en al apartado 2, calcular el tiempo
τ necesario para que se alcance la tensión Vs en el interruptor.
τ=
Vs.C 1
+ .t fi
Im
2
1.31
52
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
1.2.3.1.4
Análisis de Pérdidas
Con la incorporación del snubber RCD , las pérdidas en el interruptor se verán
reducidas, pero no se puede olvidar que el propio circuito de ayuda a la
conmutación presenta sus propias pérdidas. Después del apagado del transistor,
el condensador se carga a la tensión del bus Vs . Esta energía se disipa
posteriormente sobre la resistencia del snubber al activar el transistor. No obstante
existe un rango de valores de CS en el cual las pérdidas totales snubber+transistor
son inferiores a las pérdidas que presentaría el transistor sin dicho snubber. Antes
de proceder con el cálculo de la potencia disipada en el interruptor y snubber, se
define el factor:
k=
τ
1.32
t fi
Para evaluar las pérdidas consideraremos como en el apartado anterior dos casos
posibles:
a)
CS se carga en un tiempo
τ
inferior a t
fi
(valor de CS es reducido)
La energía que el transistor ha de disipar durante el transitorio del apagado se
puede obtener a partir de la expresión:
t fi
τ
t fi
0
0
τ
Wt = ∫ u CE .(I m − iC )dt = ∫ u CE .(I m −i C )dt + ∫ Vs.(I m − iC )dt
1.33
Al evaluar las integrales definidas e incorporando el parámetro k se llega a la
expresión:
53
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
⎛ 4
1
k2 ⎞
Wt = .I m .Vs.t fi .⎜⎜1 − k + ⎟⎟
2
2 ⎠
⎝ 3
1.34
El condensador por su parte manejará la energía definida por:
τ
⎛k2 ⎞
1
WC = ∫ u C .iC .dt = .I m .Vs.t fi .⎜⎜ ⎟⎟
2
⎝ 2 ⎠
0
1.35
Las pérdidas totales transistor+snubber se calculan sumando las dos expresiones
previas, es decir:
WT = Wt + WC =
b)
1
⎛ 4
⎞
.I m .Vs.t fi .⎜1 − .k + k 2 ⎟
2
⎝ 3
⎠
CS se carga en un tiempo
τ
1.36
superior a t fi (valor de CS es elevado)
En este caso (ver figura 1.16) se pueden seguir los mismos pasos indicados en el
apartado a) para deducir:
•
Energía disipada en el transistor:
⎛
⎞
1
1
⎟⎟
Wt = .I m .Vs.t fi .⎜⎜
2
⎝ 6.(2.k − 1) ⎠
•
1.37
Energía disipada en el snubber:
WC =
1
1⎞
⎛
.I m .Vs.t fi .⎜ k − ⎟
2
2⎠
⎝
1.38
54
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
•
El balance energético total se obtiene fácilmente como:
⎛k2 −k + 1 ⎞
1
3⎟
WT = Wt + WC = .I m .Vs.t fi .⎜⎜
⎟⎟
2
⎜ k−1
2 ⎠
⎝
1.39
Utilizando las expresiones previamente calculadas, se puede realizar un gráfico
figura 1.19 que muestre las pérdidas en los distintos elementos (snubber y
transistor) en función del parámetro k , el cual depende del valor del condensador
CS seleccionado.
55
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.19: Evolución de las perdidas en función del parámetro k .
De la figura 1.19 se pueden extraer importantes conclusiones. En primer lugar se
observa la presencia de un mínimo en la disipación de energía para un
determinado valor de k , es decir, para un valor de CS que se podría considerar
óptimo. Pues bien si se calcula el valor de k que minimiza la función de pérdidas
totales definida por las ecuaciones (1.36) y (1.39) se obtendrá:
56
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
k opt =
τ
t fi
=
2
3
1.40
El valor mínimo de la energía total disipada se obtiene sustituyendo en (1.36)
k = k opt . El resultado es una disipación de potencia 5 9 inferior a la que se tendría
si no se hubiera colocado ningún circuito de ayuda a la conmutación en el
interruptor.
Finalmente de las expresiones (1.29) y (1.40) se deduce el valor óptimo (valor que
minimiza la disipación de potencia) para el condensador del snubber.
2 I m .t fi
C opt = .
9 Vs
1.41
Una vez se selecciona el condensador CS se necesitará definir que resistencia R
se ha de incorporar para completar el diseño de la red RCD . Para ello, no se
pueden olvidar tres puntos importantes:
1.
La energía almacenada en el condensador CS se disipa básicamente en la
resistencia R durante el encendido del transistor, por lo que ésta ha de soportar
sin deteriorarse la potencia:
PR =
2.
1
2
.C.VS . f C
2
1.42
Por otra parte para obtener un funcionamiento correcto del snubber, se ha
de dar tiempo suficiente a CS para descargarse durante el tiempo de conducción
del transistor. El mínimo tiempo que se considera aceptable para permitir la
descarga de CS es de cinco veces la constante de tiempo RC . De donde se
puede estimar que:
57
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
R=
3.
t ON ( mìnimo )
5C
1.43
También hay que tener en cuenta el pico de corriente que aparece en el
instante inicial de la descarga de CS sobre el interruptor, ya que éste se suma a la
corriente del transistor durante el encendido.
I pico =
Vs
+ I m < I MAX transistor
R
1.44
El diseño del snubber se realiza considerando, dentro del rango de funcionamiento
del circuito donde se encuentra el interruptor, el punto de trabajo de máxima
potencia, es decir cuando la corriente I m sea máxima. De esta forma se
conseguirá no solo reducir las pérdidas cuando el circuito convertidor se haya
sometido a la máxima solicitación de potencia, sino que gracias a la distribución
de las pérdidas, entre el transistor y la resistencia R del snubber, se hace más
eficiente la disipación del calor generado.
Como resultado de la utilización del snubber de apagado RCD , la trayectoria
seguida durante este transitorio por la tensión y corriente en el interruptor pueden
observarse en la figura 1.20, en función del valor que tome el condensador CS
reflejado a través del parámetro k .
58
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.20: Trayectoria seguida por la tensión y corriente en el transistor durante
el apagado.
1.2.3.1.5
Snubber de enclavamiento de tensión RCD
Las inductancias parásitas en serie con el interruptor pueden producir
sobretensiones excesivas durante el apagado, provocando la destrucción del
mismo. Para limitar estas sobretensiones se puede añadir al interruptor un
snubber RCD con la disposición que se muestra en la figura 1.21.
Figura 1.21: Snubber de enclavamiento de tensión RCD
59
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Durante la conducción del IGBT es el tiempo en que los condensadores snubber
se cargan al voltaje del bus, hasta que los transistores se apagan. A partir del
instante en que el transistor deja de conducir, la energía almacenada en la
inductancia parásita se transfiere a través del diodo snubber al condensador
incrementándose su tensión. Una vez que el diodo snubber deja de conducir el
condensador snubber comenzará a descargarse sobre la resistencia R hasta
alcanzar nuevamente la tensión de alimentación. Las formas de onda mostradas
en figura 1.22 ilustran claramente el comportamiento del apagado con y sin el
enclavamiento de RCD , luego de realizada una simulación con cargas de 100 nH
y 340 nH . [13]
La figura 1.23 muestra las formas de onda de encendido para un IGBT
desprotegido con una resistencia en la puerta RG de 5.1. La subida rápida de la
⎛
A⎞
corriente del IGBT ⎜1200
combinada con la inductancia parásita del circuito
μ s ⎠⎟
⎝
( 300 nH )
hace que el diodo de rueda libre ( FWD ) tuviera un proceso de
recuperación inversa severo.
60
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.22: Formas de onda de apagado con y sin Snubber de enclavamiento de
tensión RCD.
Según lo considerado en la figura 1.23, el voltaje de recuperación del
FWD (VCE = 630 V ) excedió realmente el voltaje clasificado del módulo. Para bajar
di
este voltaje a un valor seguro, el encendido dt
fue bajado usando un RG más
alto, tal y como se puede apreciar en la figura 1.24.
61
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.23: Formas de onda de encendido para un IGBT sin Snubber de
enclavamiento de tensión RCD.
62
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.24: Formas de onda de encendido para un IGBT sin Snubber de
enclavamiento de tensión RCD.
El aumento en RG , no obstante ha tenido un efecto profundo en el aumento de las
pérdidas de la conmutación. Las formas de onda que se muestran en la figura 1.25
ilustran la operación de la red snubber, donde se nota la eliminación completa del
voltaje transitorio y también las oscilaciones después del encendido. Otro hecho
interesante es que esta forma de onda fue generada con un RG de 0.5 Ω que
redujeron las pérdidas de energía de 2.41 mJ en la figura 1.24 a 1.25 mJ ahorro
del casi 50%, lo que indica que esta configuración también permite al usuario
elegir un valor de RG que produzca pérdidas mínimas en el encendido.
63
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 1.25: Formas de onda de encendido para un IGBT con Snubber de
enclavamiento de tensión RCD.
El valor para los componentes de la red snubber se puede aproximar de las
expresiones dadas a continuación:
1.2.3.1.6
Condensador Snubber:
CSN =
Ls .I 0 2
(VPK − VCC )
LS =
VCC .tr
2.I 0
2
1.45
1.46
Donde:
tr = Tiempo de subida
64
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
LS = Inductancia parásito del circuito
I o = Corriente máxima de conmutación
VPK = Voltaje máximo permisible
VCC =Voltaje del bus
Resistencia snubber:
RSN =
1
( 6.CSN f sw )
1.47
Donde f sw es la frecuencia de conmutación.
Perdidas en la resistencia snubber:
1
PR = .CSN . (VPK 2 − VCC 2 ) . f sw
2
1.2.3.2
Protección por Temperatura
1.2.3.2.1
Disipador de Calor:
1.48
El disipador de calor es una pieza clave, sobre todo si se trata de electrónica de
potencia, donde las elevadas corrientes por los semiconductores pueden causar
su destrucción, estos son componentes metálicos que se utilizan para evitar que
estos elementos electrónicos se calienten demasiado y se dañen. Tanto así, que
en muchas aplicaciones, la potencia máxima de un circuito de potencia esta
limitada por el diseño térmico del sistema [9]
65
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
1.2.3.2.2
Diseño Térmico del Disipador:
Durante la operación de los semiconductores se generan pérdidas por conducción
y por conmutación, las que se transforman en calor, el que debe ser evacuado
para no dañarlos. Este calor generado debe ser conducido desde la juntura del
semiconductor hacia el ambiente en forma adecuada, a través de los disipadores
de calor para no sobrepasar el límite máximo de temperatura. La diferencia de
temperaturas entre la juntura y el ambiente en condiciones de estado estacionario
esta dada por la ecuación (1.49) obtenida del circuito térmico de la figura 1.26
TJ − T A = PAVE (RΘJC + RΘCS + RΘSA )
1.49
Figura 1.26: Modelo térmico básico.
Donde:
PAVE = Representa la potencia de perdida disipada en cada semiconductor.
RΘJC = Representa la resistencia térmica entre la juntura y la carcasa del
semiconductor.
RΘCS = Resistencia térmica entre la carcasa de semiconductor y el disipador de
calor
RΘSA = Resistencia térmica entre el disipador y el ambiente.
TJ = Representa la temperatura de la juntura del semiconductor.
TC = Representa la temperatura de la carcasa.
TS = Representa la temperatura del disipador.
66
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
TA = Representa la temperatura ambiente.
La resistencia R no depende del semiconductor, sino del tipo de disipador a usar,
por tanto es una cantidad que depende del material, el pulimento de su superficie,
el tamaño y la diferencia de temperatura entre el disipador y la temperatura del
ambiente.
Los fabricantes suministran datos de sus disipadores dependiendo de si el
enfriamiento es por convección natural, convección forzada, o enfriados por un
refrigerante líquido.
De la hoja técnica de algunos semiconductores, los fabricantes muestran la gráfica
de ΔT contra PAVE para un conjunto de disipadores en extrusión de aluminio
indiferentes tamaños y que son enfriados por convección natural, donde:
ΔT = T S − T A
1.50
Por tanto, si para cualquier punto en la curva son leídos los valores de ΔT y PAVE
entonces:
RΘSA =
ΔT
PAVE
1.51
Así mismo, si la potencia a ser disipadas es conocida, entonces ΔT puede ser
obtenida, de acuerdo al disipador escogido.
Para un disipador plano sin aletas:
RΘSA =
1
A.σ
1.52
67
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Donde:
A = Área del disipador
σ =Constante del material (resistividad térmica del material)
1mW
3mW
<σ <
2
cm
cm 2 y
PAVE =
T − TA
ΔT
= S
RΘSA
RΘSA
1.53
El valor depende de si se usa grasa de silicona entre el semiconductor y el
disipador, o si se usa aislamiento de mica, o no se usa nada y se conectan
directamente. [1]
1.2.3.3
Protección contra Sobrecorriente
Los convertidores de potencia pueden provocar cortos circuitos o fallas, y las
corrientes resultantes deberán eliminarse con rapidez. Normalmente se utilizan
fusibles de acción rápida a fin de proteger los dispositivos semiconductores.
Conforme aumenta la corriente de falla, el fusible se abre y elimina el problema en
unos cuantos milisegundos.
Los
dispositivos
semiconductores
pueden
protegerse
si
se
selecciona
cuidadosamente la localización de los fusibles, tal y como se muestra en la figura
1.27. Sin embargo, los fabricantes de fusibles recomiendan que se coloque el
fusible en serie con cada uno de los dispositivos, tal y como se muestra en la
figura 1.28. La protección individual que permite una mejor coordinación entre el
dispositivo y su fusible también proporciona una utilización superior de las
68
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
capacidades del dispositivo y protege del corto a través de fallas (es decir, a través
de T 1 y T 4 de la figura 1.27a.
Figura 1.27: Protección de dispositivos de Potencia.
Figura 1.28: Protección individual de dispositivos de Potencia.
Cuando se eleva la corriente de falla, también se eleva la temperatura del fusible
hasta que t = tm , tiempo en el cual el fusible se funde y se desarrollan arcos a
través del mismo. En razón del arco, aumenta la impedancia del fusible,
produciendo por lo tanto la corriente. Sin embargo, se forma un voltaje de arqueo
a través del fusible. El calor generado vaporiza el elemento fusible, lo que da como
resultado una longitud de arco mayor y una reducción aún más grande de la
69
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
corriente. El efecto acumulado es la extinción del arco en un tiempo muy corto.
Cuando el arco está terminado en el tiempo t a , la falla se ha liberado. Mientras
mas rápidamente se libere el fusible, más alto será el voltaje del arco. El tiempo de
liberación t c es la suma del tiempo de fusión t m y el tiempo del arco t a . t m
depende de la corriente de la carga, en tanto que t a depende del factor de
potencia o de los parámetros del circuito de falla. El problema normalmente queda
superado después de que la corriente de falla llega a su primer pico. Esta corriente
de falla, que podría haberse elevado si no existiera fusible, se denomina corriente
de falla posible. Lo anterior se muestra en la figura 1.29.
Figura 1.29: Corriente del fusible.
Pueden utilizarse las curvas corriente-tiempo de los dispositivos y fusibles para la
coordinación del fusible correspondiente para un dispositivo. En la figura 1.30a se
muestran las características corriente-tiempo de un dispositivo y de su fusible,
donde el dispositivo quedara protegido sobre una amplia gama de sobrecargas.
Este tipo de protección es normalmente utilizada en convertidores de baja
70
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
potencia. La figura 1.30b muestra el sistema de uso mas común, en el cual el
fusible se utiliza para la protección de corto circuito al principio de la falla; se
incluye la protección normal de sobrecarga mediante un sistema de interruptor de
circuito o cualquier otro sistema limitador de corriente.
Si R es la resistencia del circuito de falla e i es la corriente instantánea de falla
entre el instante en que ocurre la falla y el instante en que se extingue el arco, la
energía alimentada al circuito puede expresarse como:
We = ∫ R ⋅i 2 dt
1.54
Si la resistencia R , se mantiene constante, el valor de i 2 t es proporcional a la
energía alimentada al circuito. El valor i 2 t se conoce como la energía permitida y
es la responsable de la fusión del fusible. Los fabricantes de fusibles especifican la
característica i 2 t de los mismos.
Figura 1.30: Características corriente-tiempo del dispositivo y del fusible.
71
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Al seleccionar un fusible es necesario estimar la corriente de falla y a continuación
satisfacer los siguientes requisitos:
1.
El fusible debe conducir en forma continua la corriente de especificación del
dispositivo.
2.
El valor i 2 t permitido del fusible antes de que se libere la corriente de falla
debe ser menor que el i 2 t del dispositivo protegido.
3.
El fusible debe ser capaz de soportar el voltaje después de la extinción del
arco.
4.
El voltaje de arco en su valor pico debe ser menor que la especificación de
voltaje pico del dispositivo.
En algunas aplicaciones puede ser necesario añadir una inductancia en serie, a fin
de limitar el
di
dt
de la corriente de falla, y evitar un esfuerzo
di
dt
excesivo sobre el
dispositivo y su fusible. Sin embargo, esta inductancia puede afectar el
rendimiento normal del convertidor [4].
72
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Capitulo 2
DESCRIPCIÓN DEL PROYECTO Y SIMULACIONES
2.1 Descripción
Para controlar la tensión en cargas monofásicas cuando se presente variación en
voltaje de la red, se utilizo un puente inversor monofásico compuesto por IGBT´s
(IRG4PC50UD) y la red snubber necesaria para proteger de manera adecuada los
IGBT´s, la red snubber está compuesta por una resistencia R = 47 Ω y un
condensador C = 0.1 μ F estos valores fueron calculados de acuerdo con las
ecuaciones y teoría descrita en el capitulo 1.
Adicional al puente inversor monofásico es necesario una etapa de rectificación y
una etapa de control; la etapa de rectificación cuenta con un puente rectificador de
6 A (KBPC608) que es conectado directamente a la red, a la salida de este es
conectado un condensador de 2200 μ F con este se elimina de forma adecuada el
rizado y se consigue una tensión prácticamente DC que será la entrada al
inversor.
Para la etapa de control se utilizo un microcontrolador (MC68HC08908GP32) y
una tarjeta de acondicionamiento entre los pulsos del microcontrolador y el puente
inversor. Más adelante se explicará en detalle cada uno de estos.
Con el fin de controlar el voltaje en la carga de manera que este no presente
variación mayor a ± 5% al voltaje adecuado de la carga, cuando el voltaje en la
73
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
entrada del inversor varié entre − 30% y + 20% se diseño un programa en el
microcontrolador, el cual controla el voltaje de salida
variando el índice de
modulación dependiendo si se presenta una variación en la entrada; esto se
explica de forma detallada en capítulos posteriores.
A continuación se presenta un esquema del las diferentes etapas del proyecto.
Figura 2.1: Diagrama esquemático del funcionamiento del proyecto
2.2 Simulaciones
De manera previa al montaje del puente inversor monofásico y todo montaje
necesario para su adecuado funcionamiento se simuló el comportamiento de este,
para esto se utilizaron dos reconocidos programas, el primero de ellos es MATLAB
y el segundo es PSCAD, en los siguientes puntos se muestran los resultados
obtenidos con cada uno de ellos.
2.2.1 Simulaciones MATLAB
Matlab es una poderosa herramienta de programación y simulación, y en la cual
se pueden simular esquemas eléctricos de alta complejidad gracias a su
74
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
plataforma multidominio “Simulink” y combinarlos con programas elaborados por
los usuarios de acuerdo con sus necesidades y de esta forma tener mejores
respuestas.
Para simular el puente inversor monofásico controlado por P.W.M en MATLAB
primero se programo el P.W.M, para esto se elaboró un programa donde se
genera la señal senoidal con frecuencia de 60 hz y amplitud entre 0 y 1, con el fin
de variar el índice de modulación y obtener respuestas para diferentes valores;
también se elaboró una programa donde se genera una señal triangular de
frecuencia 900 hz y amplitud 1, adicionalmente a estos se elaboró un programa
donde se comparan las dos señales y se generan los pulsos de acuerdo con el
resultado de la comparación de los anteriores 2, los programas son ejecutados
desde Simulink utilizando la herramienta “MATLAB Fcn” por medio de esta se
pueden llamar cada uno de ellos y simularlos con el esquema eléctrico elaborado.
Los programas realizados se muestran a continuación:
2.2.1.1
Programa Seno
function p = mysin(m)
f=1*60;
a=0.99;
p = a*sin(2*pi*f*m);
2.2.1.2
Programa Triangular
function p = triangular(m)
f=15*60;
a=1;
p = a*sawtooth(2*pi*f*m,0.5);
2.2.1.3
Programa P.W.M
function [output] = pwm(input)
mysin=input(1);
triangular=input(2);
%f=1;
%triangular = sawtooth(2*pi*15*f*m,0.5);
%mysin = sin(2*pi*f*m);
75
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
if mysin>triangular
A1=[1 0 0 1];
%A1=1;
%A2=0;
%B1=0;
%B2=1;
else
A1=[0 1 1 0];
%A1=0;
%A2=1;
%B1=1;
%B2=0;
end
output=A1;
%output(1)=A1;
%output(2)=A2;
%output(3)=B1;
%output(4)=B2;
2.2.1.4
Esquema Simulink
El esquema eléctrico montado en Simulink esta conformado por 4 IGBT´s con su
respectiva red snubber compuesta por un condensador de 0.1 μ F una resistencia
de 47 Ω y un diodo, adicionalmente todo la parte de potencia compuesta por una
fuente senoidal a la cual se variara la amplitud y de esta forma tomara diferentes
valores de voltaje en la entrada del inversor, un puente de diodos y un
condensador para filtrar, de esta forma el montaje es lo mas parecido al montaje
real. A la salida de el puente inversor se monto un filtro LC con una inductancia
de 280 mH y un condensador de 40 μ F y dos tipos de carga, una resistiva de
100 Ω y una RL R = 101.2 Ω y L = 2 mH , en la Figura 2.2 se muestra el esquema
montado en Simulink con carga resistiva, y la Figura 2.3 muestra el esquema con
carga RL .
76
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 2.2: Esquema eléctrico implementado en Simulink Matlab con carga
resistiva.
77
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 2.3: Esquema eléctrico implementado en Simulink Matlab con carga RL .
Los pulsos de entrada generados por los algoritmos anteriormente mencionados
se pueden ver en la Figura 2.4 en esta se puede ver como los pulsos de IGBT1 y
IGTB4 son iguales mientras los de IGBT2 y IGBT3 son contrarios de esta forma se
garantiza el correcto funcionamiento de los IGBT´s, del puente y su función
principal.
78
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 2.4: Pulsos generados en Matlab para puente inversor monofásico
El ancho de los pulsos anteriormente mostrados varía dependiendo del índice de
modulación, el valor indicado corresponde para un índice de modulación 0.85,
utilizando este índice de modulación y voltaje de entrada al inversor de 115 Vrms se
obtiene un voltaje senoidal con amplitud 80 V p y frecuencia de 60 hz , de igual
forma se tomo la señal de corriente obtenida en la carga la cual tiene forma
senoidal de amplitud 0.78 Ap y frecuencia de 60 hz , en la Figura 2.5 se observa la
forma de onda obtenida de voltaje y de corriente; para esta carga se hicieron
simulaciones variando el voltaje de entrada al inversor monofásico entre 80 Vrms y
140 Vrms con pasos de 5 Vrms y variando el índice de modulación entre 0.55 y 0.99
con pasos de 0.5, con resultados obtenidos en esta simulación se elaboro la Tabla
2.1, donde se presenta como con cambio del voltaje de entrada se cambio el
índice de modulación para obtener mejor regulación en la carga, y en la figura 2.6,
se graficó en cambio de voltaje en la carga en relación con el voltaje de entrada.
79
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 2.5: Voltaje y corriente de salida utilizando carga 100 Ω
Vrms Entrada Índice VPico Carga I Pico Carga Vrms Carga I rms Carga VPico Salida Puente
80
85
90
95
100
105
110
115
120
125
130
135
140
0.99
0.95
0.95
0.95
0.9
0.9
0.9
0.85
0.85
0.85
0.8
0.8
0.8
107
105
112
118
102
107.5
112.5
104
109
113.5
103.5
107.5
111.4
1.07
1.05
1.12
1.18
1.02
1.075
1.125
1.04
1.09
1.135
1.035
1.075
1.11
70.7
68.98
73.16
77.33
67.53
70.99
74.45
69.68
72.78
75.88
68.74
71.43
74.13
0.707
0.6898
0.7316
0.7733
0.6753
0.7099
0.7445
0.6968
0.7278
0.7588
0.6874
0.7143
0.7413
110
116
124
131
135
145
150
159
162
173
176.5
185.5
190
Tabla 2.1: Resultados obtenidos variando el índice de modulación y el voltaje A.C
del inversor con carga resistiva de 100 Ω
80
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Simulacion Carga R Vrms_Salida Vr Vrms_Entrada
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0
75
85
95
105
115
125
135
145
Figura 2.6: Cambio de voltaje de entrada en relación con el voltaje de entrada
utilizando carga 100 Ω
Para carga RL se implemento la misma metodología descrita para carga resistiva,
en la Figura 2.7 se puede observar la respuesta de voltaje y corriente obtenida con
voltaje de entrada del inversor monofásico 115 Vrms e índice de modulación de 0.85;
de los resultados obtenidos en la simulación se elaboró la tabla 2.2 donde se
presenta como con cambio del voltaje de entrada se cambio el índice de
modulación y de esta forma mejor regulación en la carga; y en la figura 2.8, se
grafica en cambio de voltaje en la carga en relación con el voltaje de entrada;
todos los resultados obtenidos en las simulaciones realizadas en Matlab se
incluyen en el Anexo A
81
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 2.7: Voltaje y corriente de salida utilizando carga R = 100Ω y L = 2mH
Vrms Entrada Índice VPico Carga I Pico Carga Vrms Carga I rms Carga VPico Salida Puente
80
85
90
95
100
105
110
115
120
125
130
135
140
0.99
0.95
0.9
0.9
0.9
0.85
0.85
0.8
0.8
0.8
0.8
0.75
0.75
108
106
92.4
97.7
103
95.7
100.3
91.8
95.8
100
104
94
97.35
1.07
1.05
0.912
0.965
1.015
0.945
0.991
0.907
0.945
0.988
1.028
0.925
0.9615
71.23
69.49
61.04
64.53
68.02
63.94
67.06
61.07
63.79
66.5
69.22
62.91
65.29
0.7039
0.6866
0.6031
0.6376
0.6721
0.6318
0.6626
0.6034
0.6303
0.6571
0.6839
0.6216
0.6451
110
116
124
131
135
145
150
159
162
173
176.5
185.5
190
Tabla 2.2: Resultados obtenidos variando el índice de modulación y el voltaje A.C
del inversor con carga de R = 100 Ω y L = 2 mH
82
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Simulacion Carga RL Vrms_Salida Vr Vrms_Entrada
80
70
60
50
40
30
20
10
0
75
85
95
105
115
125
135
145
Figura 2.8: Cambio de voltaje de entrada en relación con el voltaje de entrada
utilizando carga R = 102.2 Ω y L = 2 mH
2.2.2 Simulaciones en PSCAD
El programa PSCAD es una herramienta que permite a partir de la introducción de
un esquema eléctrico, simular su comportamiento y analizar los resultados de una
forma más exacta que otros programas, la ventaja de este programa es que
presenta una mejor respuesta para esta clase de circuitos.
Primero se diseño un circuito para generar los pulso de entrada al puente inversor
monofásico ver Figura 2.9, este circuito consta de la comparación de dos señales,
una señal seno de frecuencia 6 hz con una señal triangular de 90 hz. La
comparación de estas dos señales genera cuatro pulsos donde son representados
con los nombres PWM1, PWM2, PWM3, PWM4, los pulsos generados PWM1 y
PWM4 son iguales en frecuencia como en amplitud al igual que los pulsos PWM2
y PWM3, esto es necesario para encender los IGBT´s del puente inversor de una
forma adecuada. El índice de modulación puede variar al aumentar la amplitud de
la señal seno.
83
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 2.9: Generación pulsos para el puente inversor monofásico.
En la Figura 2.10. Se pueden ver los pulsos generados para el puente inversor
monofásico, la generación de los pulsos consta de la comparación de la señal
seno y la triangular como se menciono anteriormente, si la señal seno es mayor
que las señal triangular genera un pulso alto y un pulso bajo en caso contrario.
84
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 2.10. Pulsos generados para el puente inversor monofásico
Luego estos pulsos son utilizados para controlar el encendido y apagado de los
IGBT´s, cada uno de estos dispositivos consta de su propia red Snubber. El
puente inversor monofásico, se alimento con una fuente 24 VDC , a este se le
conectaron diferentes tipos de cargas para ver su funcionamiento, carga de tipo
resistiva con diferentes valores de resistencia (ver tabla 2.3); carga RL con
diferentes valores de inductancia, para este caso también se realizó la simulación
aumentando el valor de alimentación del puente inversor monofásico a 115 VDC ,
estos datos se encuentran en las tablas 2.4 y 2.5. Para todos los casos se
tomaron medidas de voltaje y corriente en la carga variando el índice de
modulación. El puente inversor monofásico se puede ver en la figura 2.11.
85
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 2.11. Puente inversor monofásico
Figura 2.12. Voltaje en la salida del inversor.
86
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 2.13. Corriente en carga R de 50 Ω con índice de modulación de 0.7
Figura 2.14. Corriente en carga R de 150 Ω con índice de modulación de 0.7.
87
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 2.15. Corriente en carga R de 200 Ω con índice de modulación de 0.7
Carga R [Ohm]
10
20
30
50
100
150
200
240
260
300
Índice de Modulación
0,7
0,7
0,7
0,7
0,7
0,7
0,7
0,7
0,7
0,7
Voltaje En La Carga(V) Corriente En La Carga (A)
14.31
1.42
21.86
1.09
26.72
0.89
34.47
0.69
47.95
0.48
58.22
0.39
65.34
0.33
70.47
0.29
71.82
0.28
76.87
0.26
Tabla 2.3: Valores de Corriente y Voltaje para cargas Resistivas
88
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 2.16. Corriente en carga RL con índice de modulación de 0.5
Figura 2.17. Corriente en carga RL con índice de modulación de 0.6
89
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 2.18. Corriente en carga RL con índice de modulación de 0.7
CARGA RL
R [Ohm]
L [H]
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
0,05
0,05
0,05
0,05
0,05
0,05
Índice de
Modulación
Voltaje En La Carga
Max(V)
Corriente En La Carga
Max(A)
0,40
0,50
0,60
0,70
0,80
0,90
46.85
48.84
49.25
48.25
17.54
11.17
0.456
0.477
0.482
0.473
0.173
0.101
(a) Corriente y Voltaje para R = 101.2 Ω , L = 50 mH
CARGA RL
R [Ohm]
L [H]
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
0,1
0,1
0,1
0,1
0,1
0,1
Índice de
Modulación
Voltaje En La Carga
Max(V)
Corriente En La Carga
Max(A)
0,40
0,50
0,60
0,70
0,80
0,90
46.62
49.04
49.36
48.26
17.6
11.25
0.442
0.469
0.477
0.469
0.173
0.101
(b) Corriente y Voltaje para R = 101.2 Ω , L = 100 mH
90
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
CARGA RL
R [Ohm]
L [H]
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
0,12
0,12
0,12
0,12
0,12
0,12
Índice de
Modulación
Voltaje En La Carga
Max(V)
Corriente En La Carga
Max(A)
0,40
0,50
0,60
0,70
0,80
0,90
46.73
49.12
49.40
48.54
17.63
11.29
0.439
0.468
0.475
0.469
0.172
0.102
(c) Corriente y Voltaje para R = 101.2 Ω , L = 120 mH
CARGA RL
R [Ohm]
L [H]
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
Índice de
Modulación
Voltaje En La Carga
Max(V)
Corriente En La Carga
Max(A)
0,40
0,50
0,60
0,70
0,80
0,90
46.89
49.24
49.56
48.55
17.66
11.34
0.435
0.465
0.473
0.467
0.171
0.102
(d) Corriente y Voltaje para R = 101.2 Ω , L = 150 mH
Tabla 2.4: Valores de Corriente y Voltaje para cargas RL con 24 VDC de
alimentación
CARGA RL
R [Ohm]
L [H]
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
0,05
0,05
0,05
0,05
0,05
0,05
Índice de
Modulación
Voltaje En La Carga
Max(V)
Corriente En La Carga
Max(A)
0,40
0,50
0,60
0,70
0,80
0,90
216.25
228.1
229.9
225.21
81.89
52.14
2.10
2.23
2.25
2.21
0.81
0.474
(a) Corriente y Voltaje para R = 101.2 Ω , L = 50 mH
91
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
CARGA RL
R [Ohm]
L [H]
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
0,1
0,1
0,1
0,1
0,1
0,1
Índice de
Modulación
Voltaje En La Carga
Max(V)
Corriente En La Carga
Max(A)
0,40
0,50
0,60
0,70
0,80
0,90
271.66
228.98
230.8
226.58
82.17
52.54
2.06
2.19
2.23
2.20
0.81
0.475
(b) Corriente y Voltaje para R = 101.2 Ω , L = 100 mH
CARGA RL
R [Ohm]
L [H]
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
0,12
0,12
0,12
0,12
0,12
0,12
Índice de
Modulación
Voltaje En La Carga
Max(V)
Corriente En La Carga
Max(A)
0,40
0,50
0,60
0,70
0,80
0,90
218.19
229.35
230.65
226.63
82.28
52.70
2.05
2.18
2.22
2.19
0.80
0.47
(c) Corriente y Voltaje para R = 101.2 Ω , L = 120 mH
CARGA RL
R [Ohm]
L [H]
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
101.2
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
0,15
Índice de
Modulación
Voltaje En La Carga
Max(V)
Corriente En La Carga
Max(A)
0,40
0,50
0,60
0,70
0,80
0,90
221.28
229.85
230.9
226.67
82.46
52.95
2.06
2.17
2.21
2.18
0.81
0.48
(d) Corriente y Voltaje para R = 101.2 Ω , L = 150 mH
Tabla 2.5: Valores de Corriente y Voltaje para cargas RL con 115 VDC de
alimentación.
En las Figuras de 2.12 a 2.18 se puede apreciar las formas de onda para los
diferentes tipos de cargas, presentándose una mejor señal de salida en corriente
para cargas RL , esta salida también depende del índice de modulación que se
utilice al generar los pulso para el encendido y apagado de los IGBT´s del puente
inversor monofásico. La salida del inversor se mejoró con la implementación de un
92
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
filtro LC pasabajo, con frecuencia de corte de 100 hz y valores de 280 mH en la
inductancia y con un condensador de 40 μF. Con los resultados obtenidos de las
simulaciones se tiene una buena aproximación del comportamiento del circuito
para el estudio del puente inversor que se realizará en forma práctica en el
siguiente capitulo.
93
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Capitulo 3
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN
Después de realizado el estudio y las simulaciones respectivas en MATLAB Y
PSCAD, se comenzó con el diseño y construcción del inversor monofásico, el cual
esta formado por la “tarjeta de potencia”, esta contiene los IGBT´s con sus
respectivas conexiones de control y de potencia, “la tarjeta del microcontrolador”,
la cual se encarga de generar los pulsos por medio de PWM, la “tarjeta de
disparo”, donde se localizan todos los elementos para activar y desactivar los
IGBT´s y por ultimo las fuentes de alimentación para los circuitos mencionados
anteriormente.
3.1 Descripción de los IGBT´s utilizados
Como se dijo anteriormente, para construir el puente inversor monofásico
se
utilizaron semiconductores de potencia del tipo IGBT. Para este caso se utilizo el
modelo IRG4PC50UD fabricado por Internacional Rectifier. Estos IGBT´s soportan
una corriente máxima de 27 A y un voltaje de 600 V entre colector y emisor, en la
figura 3.1 se muestra la configuración de sus pines, otras características se
pueden encontrar en las hojas de datos de este componente (Anexo B). La figura
3.2 se muestra la fotografía del modulo IGBT utilizado, con los que se formará el
puente inversor monofásico, en este proyecto se utilizaron 4 IGBT´s para la
construcción del puente.
94
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 3.1: Distribución de los pines del IGBT
Figura 3.2: Fotografía del IGBT utilizado
3.2 Tarjeta de Potencia
En la figura 3.3 se muestra el circuito de potencia realizado en este trabajo, el cual
esta formado por el puente inversor monofásico implementado con IGBT´s, cada
uno con su respectiva red snubber: La tarjeta también tiene fusibles de protección
en caso de que se presente un cortocircuito, y así evitar el daño de cualquier
elemento que conforme el puente inversor monofásico. La tarjeta fue diseñada con
el software EAGLE 4.11.
95
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 3.3: Diagrama esquemático de la Tarjeta de Potencia
En la diagrama de la figura 3.3, se pueden identificar los elementos con sus
respectivos valores que fueron utilizados para la realización de dicho montaje. En
la figura 3.4 se muestran las fotos de la tarjeta de potencia finalizada. En la parte
superior de la figura 3.4a se puede observar un conector donde llegan los pulsos
desde la “tarjeta de Disparo” encargados de activar y desactivar los IGBT´s, así
como la alimentaron DC marcado con (++) y (--) y la salida del puente inversor A.C
con (A) y (B).
96
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
(a) Vista Superior
(b) Vista frontal
Figura 3.4: Fotografías Tarjeta de Potencia
3.3 Tarjeta del Microcontrolador.
El puente inversor monofásico es controlado por medio de un microcontrolador
(MC68HC908GP32) el cual es configurado con una entrada y cuatro salidas,
adicionalmente el microcontrolador debe contar con un circuito externo a él, donde
se encuentra un oscilador de 10 Mhz y dos resistencias de 10 MΩ, este circuito se
conecta a los pines 4 (OSC2) y 5 (OSC2) del microcontrolador; la entrada
corresponde al pin 23 (Conversor Análogo Digital) y las salidas a los pines
33(PTA1), 34(PTA2), 35(PTA3) y 36(PTA4). Al pin 36(PTA4) esta conectado un
diodo led como indicador; el microcontrolador es alimentado con una fuente de
97
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
5 VDC , los pines 1 ( VDDA ), 20 ( VDD ) y 31 ( VDDAD / VREFH ( ADC ) ), a los pines 2 ( VSSA ), 19
( VSS ) y 32 ( VSSAD / VREFL ( ADC ) ), se conecta la tierra del circuito, entre tierra y 5 VDC
debe ir un condensador de 0.1 μ F . El diagrama de este circuito se muestra en la
figura 3.5 y la fotografía de esta tarjeta en la figura 3.6.
Figura 3.5: Diseño esquemático de la tarjeta del microcontrolador.
Figura 3.6: Fotografía de la tarjeta del microcontrolador
98
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
3.4 Tarjeta de Disparo
Para que los IGBT´s conduzcan es necesario generar una señal de voltaje de
alrededor de 15 V entre la puerta y el emisor. Por lo tanto, al cambiar de estado
los IGBT´s generan tierras flotantes en las fuentes de disparo, lo que hace
necesaria la implementación de un circuito de disparo que sea capaz de generar
los 15 V independientemente para cada uno [10,11].
Para solucionar esto se utilizó el circuito integrado IR2110 de International
Rectifier. Este circuito es capaz de excitar directamente un par de IGBT´s
conectados en configuración de medio puente. Por lo tanto, por cada rama se
utilizo uno de estos circuitos, sumando un total de 2 para el inversor monofásico
implementado. En el Anexo C se encuentran las hojas de datos técnicos de este
circuito integrado.
En la figura 3.7 se muestra un diagrama esquemático del circuito de disparo. En
este se puede observar, el circuito posee un aislamiento de tierras entre el lado de
control, es decir desde la tarjeta del microcontrolador y la tierra de los pulsos de
disparo. Este aislamiento tiene por objeto mantener el lado de potencia en
corriente continua del inversor aislado de los circuitos de control. El elemento que
genera el aislamiento es el opto acoplador digital modelo 6N137, el cual se ha
utilizado uno por cada IGBT del puente inversor. Para mayor información, en el
Anexo D se agregan las hojas de datos técnicos de este circuito integrado.
99
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 3.7: Diagrama esquemático del circuito de Disparo
Después de tener el diagrama esquemático del circuito, se diseño la Tarjeta
Disparo, esta se realizó utilizando el software EAGLE 4.11. En la figura 3.8 se
puede observar una fotografía del circuito final de la tarjeta con todos sus
elementos y conectores de entrada y salida.
En la parte izquierda de la figura 3.8 se puede observar un conector de 5 pines, a
este conector llegan los pulsos de control generados por el Microcontrolador, estos
pulsos tienen una amplitud de 5 V. En la parte derecha de la figura 3.8 se observa
un conector de 8 pines, el cual se utiliza para interconectar la tarjeta de control con
la tarjeta de potencia, por este conector se trasmiten los pulsos de activación y
desactivación hacia la tarjeta de potencia, en este punto los pulsos tienen una
amplitud de 15 V necesarios para activar los IGBT´s.
100
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 3.8: Fotografía tarjeta de disparo.
3.5 Fuente de Alimentación
Como se pudo observar en las figuras 3.5 y 3.7, la tarjeta del microcontrolador
como la de disparo requieren una alimentación, para lo cual fue necesario diseñar
una fuente que suministrara las tensiones necesarias. En la figura 3.9 se muestra
el diagrama esquemático de la fuente de alimentación, el diseño de esta fuente se
hizo en base a puente rectificador de diodos, filtrados con un condensador y
regulados con los siguientes circuitos integrados LM7805 y LM7815, donde se
generan voltajes de 5 VDC para alimentar la tarjeta del Microcontrolador, 5 VDC y
15 VDC para la tarjeta de Disparo. En la figura 3.10 se muestra una fotografía de la
fuente de alimentación, adicionalmente en esta tarjeta se diseño el circuito
encargado de entregar la señal de control que es equivalente en voltaje a la
entrada DC del inversor, este circuito cuenta con un puente de diodos y
condensador de 10 μ F a la salida de este se conecto un trimmer con el fin de
101
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
reducir voltaje, un regulador LM7805 y un filtro pasa bajo RC con frecuencia de
corte de 2 hz .
Figura 3.9: Diagrama esquemático de la fuente de alimentación
Figura 3.10: Fotografía de la fuente de alimentación
102
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
3.6 Calculo del Disipador
De la hoja de datos técnicos del IGBT IRG4PC50UD (Anexo B) se obtienen los
parámetros necesarios para calcular el disipador según el capítulo Uno.
Parámetros
Valores
PAVE
RΘjC
78W
0.83 °WC
0.24 °WC
27 A
RΘ CS
IC
Tabla 3.1: Parámetros para el cálculo del disipador
También de la hoja de datos técnicos del IGBT IRG4PC50UD (Anexo B), de la
curva TC contra I C se saco el valor de TC (max) = 106°C y se asume una temperatura
ambiente TA = 40°C
Ts = Tc(max) − PAVB ⋅ RΘCS = 106°C − 78W ⋅ 0.24 °WC = 87.28°C
ΔT = Ts − TA = 87.28°C − 40°C = 47.28°C
RΘSA =
ΔT
°C
47.28°C
≈
≈ 0.6062
78W
PAVE
W
A=
1
RΘSA ⋅ σ
mW
Asumiendo un valor de resistividad térmica de 2.5 cm
2 , se tiene:
A=
1
0.6062
°C
W
⋅ 2.5
mW
cm 2
≈ 659.85cm 2
103
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Cuando el disipador no es plano y con aletas, las dimensiones calculadas son más
pequeñas. Para el caso del puente inversor monofásico implementado se utilizo un
disipador de aluminio por cada elemento a proteger con dimensiones 5 cm X 5 cm ,
donde no se presentaron problemas, ver figuras 3.11 y 3.12.
Figura 3.11: Fotografía de los disipadores vista posterior
Figura 3.12: Fotografía de los disipadores vista lateral
3.7 Cálculo de los fusibles
Con el fin de prevenir situaciones de riesgo para los usuarios o el mismo puente
inversor, se instalaron fusibles, que actúen cuando se presenten situaciones
104
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
anormales, con el objetivo de que se destruyan estos antes que otras partes de
mayor valor e importancia del puente inversor. En la figura 3.4a se puede ver la
ubicación de los fusibles en la tarjeta de potencia.
Las condiciones a tener en cuenta en la selección del fusible son:
1.
I rms − fusible ≤ I rms − IGBT
2.
I 2 t fusible < I 2 t IGBT
3.
Varco − fusible < Vrms − IGBT
En este trabajo se utilizaron fusibles de 5 A de 5 ciclos por segundo, para cada
salida y entrada del puente inversor, como se muestra en la figura 3.4a, debido a
que no se pudo acceder a fusibles que presentaran una mejor respuesta ante
condiciones anormales de funcionamiento. Para el fusible seleccionado se
cumplen las siguientes condiciones.
1.
5 A ≤ 39 A
2.
(5 A) 2 ⋅ (5cps) < (39 A) 2 ⋅ (0.5cps )
3.
2.083 A 2 s < 12.675 A 2 s
3.8 Diseño del filtro
Para mejorar la señal de salida y eliminar la distorsión armónica que se presenta
en ella se implemento un filtro LC a la salida del puente inversor como el que se
muestra en la figura 3.13. En el elemento inductivo se debe presentar una baja
impedancia para la frecuencia fundamental y así evitar caídas de voltaje y una alta
impedancia a las frecuencias de los armónicos que se desean eliminar.
105
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 3.13: Diseño filtro LC
El filtro se diseño partiendo del hecho que se cuenta con inductancias de 280 mH
las cuales tiene una resistencia interna muy pequeña la cual es casi despreciable
y adicionalmente teniendo en cuenta que se desea que la frecuencia de corte sea
de 100 hz, con estos dos parámetros definidos se paso a encontrar el valor optimo
del condensador utilizando la Ecuación 3.1, de aquí se calculó que el valor más
adecuado es 36.18 μ F , el cual no es posible obtener en la practica por lo tanto se
utilizan 4 condensadores de 10 μ F en paralelo y de esta modo formar un solo
condensador de 40 μ F .
fC =
1
π LC
3.1
3.9 Programa Microcontrolador
3.9.1 Descripción
Para controlar de manera adecuada el puente inversor monofásico y poder regular
de manera optima se desarrolló un programa basado en la metodología S.P.W.M
bidireccional, el cual fue programado en el microcontrolador por medio del
programa FREESCALER CODEWARRIOS V5. La señal senoidal es generada
internamente en el microcontrolador con frecuencia de 60 hz y amplitud variable
entre 0.65 y 0.99 la cual depende la entrada del conversor análogo digital, la señal
106
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
triangular tiene amplitud constante de 1 y frecuencia de 900 hz (15 veces la
frecuencia de la señal senoidal), la amplitud de la señal senoidal es escogida por
medio de un algoritmo, el cual a el valor suministrado por el conversor se asigna
un valor de amplitud, este algoritmo se ejecuta después de cada periodo, luego de
seleccionada la amplitud la señal senoidal y triangular son comparadas 256 veces
en un periodo. En caso de que la señal senoidal sea mayor que la señal triangular
el microcontrolador coloca en unos lógicos (5 V) las salidas PTA1 y PTA4 y ceros
lógicos en PTA2 y PTA3, en caso contrario los unos lógicos serán colocados en
PTA2 y PTA3, y los ceros en PTA1 y PTA4; de esta manera cuando la señal
senoidal es mayor que la triangular se manda la señal de activación a los IGBT1 y
IGBT4 y los IGBT2 y IGBT3 no están activados y en caso de que la señal
triangular sea mayor que la señal senoidal se activan IGBT2 , IGBT3 y IGBT1,
IGBT4 no activos.
Para poder controlar de manera adecuada el voltaje de salida del puente inversor
el voltaje de entrada a este se redujo y se paso a DC donde a 80 V de entrada al
puente le corresponden 2.8 V en la entrada del microcontrolador y a 140 V le
corresponden 4.5 V, en este rango de valores se tiene pasos mas pequeños de
voltaje a la entrada del microcontrolador por voltaje de entrada DC del puente
inversor y variación casi lineal. Por medio del convertidor análogo digital y
algoritmo implementado se determino para 2.8 V de entrada al convertidor la
amplitud de la señal senoidal de 0.99 y para 4.5 V, 0.67 respectivamente. El
programa elaborado se muestra en el Anexo E.
3.10Pautas para el desarrollo del proyecto
Garantizar los pulsos de entra en los dispositivos IGBT´s antes de energizar la
tarjeta de potencia con el voltaje DC, ya que de forma contraria y debido a las
características de la tarjeta de disparo cuando esta no tiene señal de entrada pone
todas sus salidas en 15 VDC lo cual produce corto en la tarjeta de potencia. Ya que
estarían activados en forma simultánea los IGBT´s de una misma rama.
107
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Garantizar
que
la
señal
de
entrada
al
conversor
análogo
digital
del
microcontrolador no tenga ninguna perturbación o ruido, preferiblemente DC; ya
que el microcontrolador detecta como un cambio de estado 20 mV, y en
consecuencia el índice de modulación cambia a un valor que no es correcto y
producirá un mal funcionamiento del puente inversor y la pérdida de la
funcionalidad como regulador.
Utilizar un condensador de alta capacitancia y un adecuado voltaje para que la
entrada del inversor no tenga mucho rizado y de esta forma se mejora la
regulación ya que si se presenta mucha variación en el voltaje de entrada del
inversor producirá variación en el voltaje de la carga.
Polarizar de forma adecuada todos los elementos de control, procurando mantener
constante los valores de polarización y entre los valores permitidos, para que
estos trabajen de forma optima
Filtrar de forma adecuada la salida del inversor para de esta forma eliminar los
armónicos producidos en la carga y garantizar en esta voltaje senoidal y de
frecuenta de 60 hz.
108
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
CAPITULO 4
RESULTADOS Y CONCLUSIONES
En este capitulo se muestran los resultados obtenidos de la implementación
práctica del puente inversor monofásico, donde se realizó una comparación con
los datos obtenidos en el capituló 2 de simulaciones. Para realizar estas pruebas
se utilizó un transformador reductor 115VRMS / 24VRMS , un puente rectificador y el
condensador de 250WV / 2200 μ F para pasar de volta A.C a D.C, otro caso que se
utilizo fue conectar el puente rectificador directo a la red de alimentación AC, los
circuitos implementados se muestran en las figuras 4.3 y 4.6, para esta
configuración se utilizo una carga de 100 Ω .
4.1 Pulsos generados por el microcontrolador y tarjeta
de disparo
En la figura 4.1 se observan las señales de control generadas por el
microcontrolador para encender los IGBT´s, estas señales tienen una amplitud de
5 VDC , luego las señales pasan por la tarjeta de disparo o Driver para aumentar su
amplitud a 15 VDC y aislar las etapas de control con la de potencia y así poder
encender los IGBT´s (Ver figura 4.2), los pulsos de entrada para el IGBT 1(G1), e
IGBT 4 (G4) son iguales al igual que IGBT 3 (G1), e IGBT 2 (G4). Las señales
fueron adquiridas por medio del puerto RS232 del osciloscopio Promax OD-581.
109
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 4.1: Pulsos Generados por el Microcontrolador
Figura 4.2: Pulsos Generados salida tarjeta de disparo
De las señales anteriores se observa que los pulsos generados para los IGBT´s 1
y 4 tienen estado alto, contrario para los IGBT´s 2 y 3 que están en estado bajo,
esto garantiza que no entren en cortocircuito los elementos del puente inversor.
110
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
4.2 Señales de salida inversor monofásico
Después de garantizar que los pulsos lleguen a la puerta y emisor de cada IGBT,
se procede a energizar el puente inversor con el voltaje DC, estas pruebas se
realizaron de dos formas, la primera fue implementando una fuente DC con un
transformador reductor 115 VAC / 24 VAC , conectando a él un puente rectificador y un
condensador para filtrar la señal ( ver figura 4.3 ), logrando una salida DC con
valores entre 19.93 VDC y 36.70 VDC para una entrada AC de la red de 80 Vrms y
140 Vrms respectivamente. En la tabla 4.1 se pueden observar los valores de voltaje
DC con los cuales se alimentó el puente inversor al variar el voltaje de la red.
Figura 4.3: Circuito implementado con Transformador Reductor
111
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Voltaje de la Red (Vrms)
80
85
90
95
100
105
110
115
120
125
130
135
140
Voltaje Transformador
(Vrms)
16.74
17.7
18.85
19.75
20.85
21.9
23.01
24.05
25.22
25.51
27.24
28.22
29.32
Voltaje DC
19.93
21.24
22.91
24.03
25.49
26.87
28.24
29.7
31.22
32.5
33.9
35.17
36.7
Tabla 4.1: Valores DC de alimentación del puente inversor
Para comprobar la regulación se realizó variación del voltaje AC de la red cada 5
voltios desde 80 Vrms a 140 Vrms , tratando de garantizar un ±5% en la carga. En la
tabla 4.2 se observan los datos tomados para esta variación de voltaje de la red.
La figura 4.4, se muestra un ejemplo del voltaje de salida del inversor, la cual fue
tomada con una alimentación de 28.24 VDC , y sin carga conectada a la salida del
puente inversor, las señales de salida para los
valores de alimentación DC
mostrados en la tabla 4.1 presentan el mismo comportamiento que el mostrado
anteriormente
112
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 4.4: Señal voltaje de salida inversor monofásico
Después se conecto una carga resistiva de 100 Ω así como el filtro LC diseñado
en el capituló 3, la figura 4.5 muestra la salida en la carga de 100 Ω, para un
voltaje de alimentación DC de 28.24 VDC
Figura 4.5: Señal voltaje en la carga
113
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
De la gráfica anterior se puede apreciar la amplitud de la señal que corresponde a
21.3 VPP con una frecuencia de 58.8 hz , estos valores fueron tomados con el
osciloscopio, en la tabla 4.2 se muestran los datos de voltajes V pp y Vrms en la
carga para
las variaciones de voltaje realizas, al comparar las dos ultimas
columnas de la tabla se puede apreciar una pequeña diferencia del voltaje( Vrms ) de
salida entre el valor real y el valor ideal, esto se debe al instrumento de medida
con el cual se realizó la medida.
Voltaje de la
Red
80
85
90
95
100
105
110
115
120
125
130
135
140
Voltaje
Transformador
(Vrms)
16.74
17.7
18.85
19.75
20.85
21.9
23.01
24.05
25.22
25.51
27.24
28.22
29.32
Voltaje Entrada
Conversor A/D
2.77
2.91
3.06
3.20
3.36
3.51
3.66
3.80
3.95
4.09
4.25
4.39
4.51
Voltaje Carga
(V )
pp
18.0
18.8
19.4
20.0
19.4
20.2
21.3
22.6
22.2
21.8
23.0
21.4
18.2
Voltaje Carga
(Vrms )
Real
6.10
6.31
6.59
6.71
6.50
6.87
7.26
7.60
7.40
7.31
7.77
7.20
6.25
Voltaje Carga
(V )
ideal rms
6.36
6.65
6.86
7.07
6.86
7.14
7.53
7.99
7.85
7.71
8.13
7.57
6.43
Tabla 4.2: Datos en la carga con variación de voltaje de la red
En la figura 4.6 se puede apreciar el cambio de voltaje en la carga en relación con
la entrada; por ejemplo para una variación de 13 Vrms en la entrada, se presenta
una variación en la salida de 1.6 Vrms .
114
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Bajo Voltaje
Vrms_Salida Vr Vrms_Entrada
9
8
7
6
5
4
3
2
1
0
15.00
17.00
19.00
21.00
23.00
25.00
27.00
29.00
31.00
Figura 4.6: Grafica de regulación en la carga para voltaje reducidos.
Luego de realizar las pruebas alimentando el puente inversor con voltajes DC
reducidos (voltajes entre 19.93 VDC y 36.70 VDC ) se efectúo el mismo procedimiento
solo cambiando el voltaje de alimentación por un voltaje superior (voltajes entre
103.2 VDC y 181.6 VDC ), esto se logro alimentando el puente rectificador con voltajes
AC de la red entre 80 Vrms y 140 Vrms (ver figura 4.7).
115
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 4.7: Circuito implementado con Transformador Reductor
La tabla 4.3 muestra los valores DC para este caso con los que se alimento el
puente inversor para los diferentes valores de entrada de la red.
Voltaje de la Red
(Vrms)
80
85
90
95
100
105
110
115
120
125
130
135
140
Voltaje DC
103.2
110.0
115.9
122.4
129.4
136.1
143.8
149.5
155.4
162.8
169.0
175.3
181.6
Tabla 4.3: Valores DC de alimentación del puente inversor
La figura 4.8 muestra la señal de salida sin carga para una alimentación 143.8 VDC ,
la amplitud de salida de esta señal es de 220 VPP , para los diferentes valores de
polarización DC mostrados en la tabla 4.3 la señal de salida presenta el mismo
comportamiento.
116
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 4.8: Señal voltaje de salida inversor monofásico
Luego se tomo la señal de salida adicionando el filtro y la carga, esto se puede
apreciar en la figura 4.9, la señal de salida presenta un voltaje 236 VPP y un voltaje
81.50 Vrms , con frecuencia de 58.9 hz . En la tabla 4.4 se pueden ver los diferentes
valores de voltajes en la carga cuando se presenta variación en el voltaje de la
red.
117
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Figura 4.9: Señal voltaje en la carga
La adición del filtro LC mejora la señal senoidal de salida eliminando los armónicos
perjudiciales para la señal.
Voltaje de la Red
80
85
90
95
100
105
110
115
120
125
130
135
140
Voltaje Entrada
Conversor
2.74
2.89
3.03
3.2
3.33
3.49
3.64
3.79
3.94
4.09
4.26
4.4
4.51
Voltaje carga (Vpp)
192
204
212
220
220
220
236
252
244
230
235
210
195
Voltaje carga Real Voltaje carga Ideal
(Vrms)
(Vrms)
68.7
67.89
70.2
72.14
73.0
74.96
75.5
77.79
71.9
77.79
76.6
77.79
81.5
83.45
87.8
89.11
84.1
86.28
80.3
81.33
81.4
83.10
72.0
74.26
69.4
68.95
Tabla 4.4: Datos en la carga con variación de voltaje de la red
La diferencia de los voltajes ( Vrms ) de las dos ultimas columnas Real e Ideal es
debido a los instrumentos de medida.
118
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
En la figura 4.10 se puede apreciar el cambio de voltaje en la carga en relación
con la entrada; por ejemplo para una variación de 60 Vrms en la entrada, se
presenta una variación en la salida de 20 Vrms .
Alto Voltaje
Vrms_Salida Vr Vrms_Entrada
100
90
80
70
60
50
40
30
20
10
0
75
85
95
105
115
125
135
145
Figura 4.10: Grafica de regulación en la carga para voltaje alto.
Los resultado obtenidos en la parte práctica fueron comparados con los obtenidos
mediante simulación en Matlab estos se puede apreciar en la tabla 4.5 y en la
Figura 4.11.
119
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Entrada
Vrms
80
85
90
95
100
105
110
115
120
125
130
135
140
Simulación
70.7
68.98
73.16
77.33
67.53
70.99
74.45
69.68
72.78
75.88
68.74
71.43
74.13
Reales
68.7
70.2
73
75.5
71.9
76.6
81.5
87.8
84.1
80.3
88.7
80
69.4
Tabla 4.5: Comparación resultados prácticos con resultados teóricos
Comparacion Reales Simulacion Vrms_Salida Vr
Vrms_Entrada
100
90
80
70
60
50
Simulacion
40
Reales
30
20
10
0
75
85
95
105
115
125
135
145
Figura 4.11: Comparación resultados prácticos con resultados teóricos
Como se puede ver los resultados prácticos son los esperados, el error
presentado entre prácticos y teóricos se puede atribuir a características de los
dispositivos utilizados ya que estos no son ideales y también a que son necesarios
utilizar elementos de mayor precisión. Eso se observar en la Figura 4.12 donde se
observa la poca variación de voltaje en la entrada del conversor Análogo – Digital
para todo el rango de valores de voltaje de la red, debida a que el
120
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
microcontrolador es de 8 bits y para buscar mas precisión seria importante utilizar
un microcontrolador de mayor capacidad.
Vrms_entrada Vr Vrms_Entrada_ConAD
5
4.5
4
3.5
3
2.5
75
85
95
105
115
125
135
145
Figura 4.12: Cambio de voltaje en la entrada del convertidor Analogo – Digital en
relacion con el voltaje de la red.
Voltaje de la Red (Vrms)
16.74
17.7
18.85
19.75
20.85
21.9
23.01
24.05
25.22
25.51
27.24
28.22
29.32
Caída de Voltaje en Caída de Voltaje en Voltaje de Salida
Inductancia (Vpp) Inductancia (Vrms)
(Vrms)
58.7
20.75
6.10
63.3
22.37
6.31
67.7
23.93
6.59
71.4
25.23
6.71
74.8
26.44
6.50
78.7
27.84
6.87
83.3
29.44
7.26
86.4
30.53
7.60
90.5
32.01
7.40
93.7
33.14
7.31
98.3
34.75
7.77
101.5
35.88
7.20
105.3
37.23
6.25
Tabla 4.6: Caída de voltaje en la inductancia del filtro dependiendo de la entrada
para voltaje reducido.
121
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Voltaje de la Red (Vrms)
80
85
90
95
100
105
110
115
120
125
130
135
140
Caída de Voltaje en Caída de Voltaje en Voltaje de Salida
Inductancia (Vpp) Inductancia (Vrms)
(Vrms)
380
134.4
68.70
384
135.7
70.20
400
141.4
73.00
430
152
75.50
432
152.7
71.90
450
159.1
76.60
474
167.5
81.50
480
169.7
87.80
492
173.9
84.10
520
183.8
80.30
528
186.7
81.40
534
188.8
72.00
554
195.8
69.40
Tabla 4.7: Caída de voltaje en la inductancia del filtro dependiendo de la entrada
para voltaje de la red.
En las tablas 4.6 y 4.7 se observan los voltajes en el elemento inductivo del filtro,
es decir la caída de voltaje, estos datos de voltaje se muestran para diferentes
valores de voltaje de la red, la caída es grande ya que no se pudo implementar un
filtro con los elementos disponibles que presentara una baja impedancia en este
elemento para que presentara una menor caída y obtener una muy buena señal
de salida en la carga.
122
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Conclusiones
Basado en el trabajo realizado y resultados obtenidos se puede decir que:
Los datos obtenidos mediante simulación son coherentes con los resultados
prácticos lo cual demuestra la eficiencia del funcionamiento del puente inversor y
de la estrategia de control.
El control de P.W.M aplicado al inversor monofásico es de alta eficiencia, ya que
en un amplio rango de operación, el voltaje en la carga presenta buena regulación,
por tanto se puede decir que los resultados fueron satisfactorios esto se puede
observar en capitulo cuatro.
El control realizado presenta rápida respuesta ya que el algoritmo realizado lee la
entrada y determina el índice de modulación más adecuado aproximadamente
cada 16 ms.
La complejidad del sistema de control se puede considerar relativamente baja ya
que los algoritmos realizados son basados en operaciones simples.
La implementación del sistema de control es sencilla y económica debido a que
los elementos que se utilizaron se consiguen de forma fácil en el mercado y a
precios muy asequibles.
123
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Recomendaciones
Buscar métodos con los cuales se pueda obtener una respuesta más rápida para
garantizar mayor eficiencia de control sobre los IGBT´s, esto se puede lograr
utilizando dispositivos de mayor capacidad de procesamiento.
Implementar un filtro pasivo pasabajo de menor tamaño físico para disminuir el
hardware del prototipo, que garanticé una mejor señal de salida y una menor caída
de voltaje así se puede lograr que el trabajo realizado en este proyecto sea
competitivo con los existentes en el mercado.
Implementar la tarjeta de disparo con circuito impreso de doble capa para
disminuir el tamaño de la misma, de igual forma tratar de reducir el tamaño de la
tarjeta de potencia teniendo en cuenta no afectar el buen funcionamiento de estas.
Para trabajos futuros realizar un estudio comparativo del prototipo implementado
en este proyecto con los existentes en el mercado, teniendo en cuenta el rango de
operación, tiempo de respuesta del sistema así como los resultados obtenidos.
Buscar la implementación de algoritmos más eficientes explotando de manera
óptima todas las funciones internas que puede hacer el microcontrolador, no
tenidas en cuenta en el desarrollo de este proyecto y de esta forma aprovechar al
máximo del microcontrolador sin necesidad de cambiar los elementos utilizados.
Intentar mejorar la etapa de adecuación de señal que entra al microcontrolador y
de esta forma mejorar por medio de hardware la calidad de respuesta del
algoritmo realizado.
124
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
BIBLIOGRAFÍA
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Universidad Tecnológica de Pereira, 1999.
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Tatiana; RENDÓN M, Manuel. Diseño y construcción del inversor monofásico de
medio puente. McMurray-Bedford. Escuela
superior
politécnica
del
Litoral,
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ayuda a la conmutación disipativas y no disipativas, Universidad de Oviedo,
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volumen 135.
125
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
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multinivel de cuatro etapas para compensación armónica y de reactivos,” Master’s
thesis, Pontificia Universidad Católica de Chile, 2003.
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comandada mediante Microcontroladores. Facultad de Ingeniería Eléctrica U.T.P,
1994.
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maestría (2004).
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International Rectifier Corporation. Applications Enginneering, Tech. Rep., 233
Kansas St. El segundo, CA 90245.
126
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Anexos
127
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
ANEXO A: DATOS SIMULACIÓN MATLAB
Vrms Entrada
Índice
80
80
80
80
80
80
80
80
80
80
85
85
85
85
85
85
85
85
85
85
90
90
90
90
90
90
90
90
90
90
95
95
95
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
VPico Carga I Pico Carga Vrms Carga
35
36
41
46.25
54.5
63
72
81.5
100
107
37
38.5
44
49
58
67
77
86.5
105
114
39
40.6
46.5
52
62
71
81
92
112
121
41
43
49
0.345
0.36
0.41
0.4625
0.545
0.63
0.72
0.815
1
1.07
0.37
0.385
0.44
0.49
0.58
0.67
0.77
0.865
1.05
114
0.39
0.406
0.465
0.52
0.62
0.71
0.81
0.92
1.12
1.21
0.41
0.43
0.49
22.84
24.29
27.8
30.97
36.53
41.77
48
53.68
64.8
70.7
24.32
25.86
29.6
32.98
38.89
44.47
51.1
57.14
68.98
76.25
25.8
27.44
31.4
34.98
41.25
47.16
54.2
60.6
73.16
79.82
27.28
29.01
33.19
I rms Carga VPico Salida
0.2284
0.2429
0.278
0.3097
0.3653
0.4177
0.48
0.5368
0.648
0.707
0.2432
0.2685
0.296
0.3298
0.3889
0.4447
511
54.14
0.6898
0.07625
0.258
0.2744
0.314
0.3498
0.4125
0.4716
0.542
0.606
0.7316
0.7982
0.2728
0.2901
0.3319
Puente
110
110
110
110
110
110
110
110
110
110
116
116
116
116
116
116
116
116
116
116
124
124
124
124
124
124
124
124
124
124
131
131
131
128
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
95
95
95
95
95
95
95
100
100
100
100
100
100
100
100
100
100
105
105
105
105
105
105
105
105
105
105
110
110
110
110
110
110
110
110
110
110
115
115
115
115
115
115
115
115
115
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
55
65
75
86
97
118
128
43.5
45.5
52
58
68
79
90.4
102
124
135
45.5
47.5
54.5
61
72
83
95
107.5
131
142
48
50
57
64
75.5
87
99.5
112.5
137
149
50
52
59.5
67
79
91
104
118
144
0.55
0.65
0.75
0.86
0.97
1.18
1.28
0.435
0.455
0.52
0.58
0.68
0.79
0.904
1.02
1.24
1.35
0.455
0.475
0.545
0.61
0.72
0.83
0.95
1.075
1.31
142
0.48
0.5
0.57
0.64
0.755
0.87
0.995
1.125
1.37
1.49
0.5
0.52
0.595
0.67
0.79
0.91
1.04
1.18
1.44
36.98
43.6
49.86
57.27
64.06
77.33
84.37
28.75
30.58
34.99
38.98
45.96
52.56
60.39
67.53
81.51
88.93
30.23
32.15
36.79
40.98
48.32
55.25
63.49
70.99
85.69
93.49
31.71
33.73
38.59
42.99
50.68
57.95
66.59
74.45
89.87
98.05
33.19
35.5
40.38
44.99
53.04
60.65
69.68
77.92
94.04
0.3698
0.436
0.4986
0.5729
0.646
0.7733
0.8437
0.2875
0.3058
0.3499
0.3898
0.4596
0.5256
0.6039
0.6753
0.8151
0.8893
0.3023
0.3215
0.3679
0.4098
0.4832
0.5525
0.6349
0.7099
0.8569
0.9349
0.3171
0.3373
0.3859
0.4299
0.5068
0.5795
0.6659
0.7445
0.8987
0.9805
0.3319
0.355
0.4038
0.4499
0.5304
0.6065
0.6968
0.7792
0.9404
131
131
131
131
131
131
131
135
135
135
135
135
135
135
135
135
145
145
145
145
145
145
145
145
145
145
150
150
150
150
150
150
150
150
150
150
159
159
159
159
159
159
159
159
159
129
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
115
120
120
120
120
120
120
120
120
120
120
125
125
125
125
125
125
125
125
125
125
130
130
130
130
130
130
130
130
130
130
135
135
135
135
135
135
135
135
135
135
140
140
140
140
140
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
156
52.5
55.4
62.5
70
82.5
95
109
123.5
150
63
54.5
57
65
73
86
99.5
113.5
128.5
156.5
170
57
59
68
76
89.5
103.5
118.5
133.5
163
176.5
59
61.5
70.5
79
93.16
107.5
123
139
169
183.5
61.2
64
73
82
96.5
1.56
0.525
0.554
0.625
0.7
0.825
0.95
1.09
1.235
1.5
0.63
0.545
0.57
0.65
0.73
0.86
0.995
1.135
1.285
1.565
1.7
0.57
0.59
0.68
0.76
0.895
1.035
1.185
1.335
1.63
1.765
0.59
0.615
0.705
0.79
0.9316
1.075
1.23
1.39
1.69
1.835
0.612
0.64
0.73
0.82
0.965
102.6
34.67
36.87
42.18
46.99
55.4
63.34
72.78
81.38
98.22
107.2
36.15
38.44
43.98
48.99
57.76
66.04
75.88
84.84
102.4
111.7
37.63
40.02
45.78
50.99
60.12
68.74
78.98
88.31
106.6
116.3
39.11
41.99
47.57
52.99
62.48
71.43
82.07
91.77
110.8
120.8
40.58
43.16
49.37
55
64.84
1.026
0.3467
0.3687
0.4218
0.4699
0.554
0.6334
0.7278
0.8138
0.9822
1.072
0.3615
38.44
0.4398
0.4899
0.5776
0.6604
0.7588
0.8484
1.024
1.117
0.3763
0.4002
0.4578
0.5099
0.6012
0.6874
0.7898
0.8831
1.066
1.163
0.3911
0.4199
0.4757
0.5299
0.6248
0.7143
0.8207
0.9177
1.108
1.208
0.4058
0.4316
0.4937
0.55
0.6484
159
162
162
162
162
162
162
162
162
162
162
173
173
173
173
173
173
173
173
173
173
176.5
176.5
176.5
176.5
176.5
176.5
176.5
176.5
176.5
176.5
185.5
185.5
185.5
185.5
185.5
185.5
185.5
185.5
185.5
185.5
190
190
190
190
190
130
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
140
140
140
140
140
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
111.4
127.5
144
175.5
191
1.11
1.275
1.44
1.755
1.91
74.13
85.17
95.23
114.9
125.4
0.7413
0.8517
0.9523
1.149
1.254
190
190
190
190
190
Tabla Anexo A.1: Resultados obtenidos variando el índice de modulación y el
voltaje A.C del inversor con carga resistiva de R = 100 Ω
Vrms Entrada
Índice
80
80
80
80
80
80
80
80
80
80
85
85
85
85
85
85
85
85
85
85
90
90
90
90
90
90
90
90
90
90
95
95
95
95
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
VPico Carga I Pico Carga Vrms Carga
35
36.2
41.5
46.5
55
63.5
72.5
82
99.5
108
37
38.6
44.2
49.6
58.4
67.5
77
87
106
115.15
39.2
40.9
46.8
52.6
61.9
71.4
81.6
92.4
112.6
122.15
41.4
43.2
49.5
55.6
0.342
0.357
0.41
0.46
54.5
0.625
0.715
0.81
98.5
1.07
0.365
0.38
0.436
0.49
0.578
0.665
0.76
0.86
1.05
1.1376
0.387
0.4038
0.4622
0.5195
0.612
0.705
0.807
0.912
1.112
1.206
0.409
0.427
0.488
0.549
23
24.46
27.99
31.19
36.78
42.06
48.34
54.06
65.28
71.23
24.48
26.04
29.8
33.2
39.16
44.78
51.46
57.55
69.49
75.83
25.97
27.62
31.61
35.22
41.53
47.49
54.58
61.04
73.7
80.42
27.46
29.21
33.42
37.23
I rms Carga VPico Salida
0.2272
0.2417
0.2766
30.82
0.3634
0.4156
0.4777
0.5342
0.645
0.7039
0.2419
25.73
0.2945
0.3281
0.3869
0.4424
50.85
0.5687
0.6866
0.7492
0.2566
0.273
0.3123
0.348
0.4104
0.4693
0.5393
0.6031
0.7282
0.7946
0.2713
0.2886
0.3302
0.3679
Puente
110
110
110
110
110
110
110
110
110
110
116
116
116
116
116
116
116
116
116
116
124
124
124
124
124
124
124
124
124
124
131
131
131
131
131
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
95
95
95
95
95
95
100
100
100
100
100
100
100
100
100
100
105
105
105
105
105
105
105
105
105
105
110
110
110
110
110
110
110
110
110
110
115
115
115
115
115
115
115
115
115
115
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
65.5
75.5
86.3
97.7
119
129.2
43.6
45.5
52
58.5
69
79.5
91
103
125.4
136.1
46
47.9
54.8
61.5
72.5
83.6
95.7
108.2
131.8
143
48.2
50.2
57.5
64.6
76
87.7
100.3
113.5
138.2
150
50.4
52.5
60.2
67.6
79.65
91.8
105
118.8
144.65
156.98
0.647
0.745
0.853
0.965
1.175
1.273
0.431
0.45
0.515
0.58
0.68
0.785
0.9
1.015
1.2385
1.344
0.455
0.474
0.542
0.61
0.715
0.825
0.945
1.07
1.302
1.413
0.475
0.496
0.568
0.638
0.75
0.866
0.991
1.122
1.365
1.482
0.498
0.52
0.595
0.668
0.787
0.907
1.037
1.174
1.429
1.55
43.91
50.21
57.7
64.53
77.91
85.01
28.95
30.79
35.23
39.25
46.28
52.92
60.82
68.02
82.11
89.6
30.44
32.37
37.04
41.27
48.66
55.64
63.94
71.5
86.32
94.19
31.93
33.96
38.85
43.28
51.03
58.35
67.06
74.99
90.53
98.78
33.42
35.54
40.66
45.3
53.41
61.07
70.18
78.48
94.74
103.4
0.4338
0.4961
0.5702
0.6376
76.98
0.84
0.2861
0.30442
0.3481
0.3878
0.4573
0.5229
0.601
0.6721
81.14
0.8853
0.3008
0.3199
0.366
0.4077
0.4808
0.5498
0.6318
70.65
0.853
0.9307
0.3155
0.3355
0.3839
0.4277
0.5043
0.5766
0.6626
0.741
0.8945
0.9761
0.3302
0.3512
0.4018
0.4476
0.5277
0.6034
0.6935
0.7755
0.9361
1.021
131
131
131
131
131
131
135
135
135
135
135
135
135
135
135
135
145
145
145
145
145
145
145
145
145
145
150
150
150
150
150
150
150
150
150
150
159
159
159
159
159
159
159
159
159
159
132
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
120
120
120
120
120
120
120
120
120
120
125
125
125
125
125
125
125
125
125
125
130
130
130
130
130
130
130
130
130
130
135
135
135
135
135
135
135
135
135
135
140
140
140
140
140
140
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
0.85
0.9
0.95
0.99
0.55
0.6
0.65
0.7
0.75
0.8
52.5
55
62.8
70.5
83
95.8
109.6
124
151
163.9
55
57.3
65.6
73.5
86.7
100
114.3
129.5
157.5
171
57
59.5
68.2
76.6
90.2
104
119
134.5
164
177.9
59.5
62
70.9
79.5
94
108
123.6
140
170.5
185
61.6
64.3
73.6
82.7
97.35
112.2
0.52
0.54
0.62
0.695
0.82
0.945
1.085
1.225
1.495
1.62
0.542
0.565
0.648
0.725
0.856
0.988
1.13
1.28
1.555
1.68
0.565
0.59
0.675
0.76
0.892
1.028
1.175
1.33
1.62
1.757
0.585
0.61
0.7
0.785
0.925
1.07
1.22
1.38
1.68
1.825
0.608
0.635
0.727
0.816
0.9615
1.108
34.91
37.12
42.47
47.31
55.78
63.79
73.3
81.97
98.95
108
36.39
38.71
44.28
49.33
58.16
66.5
76.42
85.46
103.2
112.6
37.88
40.29
46.09
51.34
60.54
69.22
79.54
88.94
107.4
117.1
39.37
41.87
47.9
53.36
62.91
71.93
82.66
92.43
111.6
121.7
40.86
43.45
49.71
55.38
65.29
74.65
0.34449
0.3668
0.4196
0.4675
0.5512
0.6303
0.7243
0.8099
0.9777
1.067
0.3596
0.3824
0.4375
0.4874
0.5747
0.6571
0.7551
0.8444
1.019
1.112
0.3743
39.81
0.4554
0.5073
0.5982
0.6839
0.7859
0.8789
1.061
1.158
0.389
0.4137
0.4733
52.72
0.6216
0.7108
0.8168
0.9133
1.102
1.203
0.4037
0.4294
0.4912
0.5472
0.6451
0.7376
162
162
162
162
162
162
162
162
162
162
173
173
173
173
173
173
173
173
173
173
176.5
176.5
176.5
176.5
176.5
176.5
176.5
176.5
176.5
176.5
185.5
185.5
185.5
185.5
185.5
185.5
185.5
185.5
185.5
185.5
190
190
190
190
190
190
133
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
140
140
140
140
0.85
0.9
0.95
0.99
128.3
145.2
177
192
1.268
1.435
1.745
1.9
85.78
95.92
115.8
126.3
0.8476
0.9478
1.144
1.248
190
190
190
190
Tabla Anexo A.2: Resultados obtenidos variando el índice de modulación y el
voltaje A.C del inversor con carga de R = 100 Ω y L = 2 mH
134
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
ANEXO B: IGBT IRG4PC50UD
135
PD 91471B
IRG4PC50UD
UltraFast CoPack IGBT
INSULATED GATE BIPOLAR TRANSISTOR WITH
ULTRAFAST SOFT RECOVERY DIODE
C
Features
• UltraFast: Optimized for high operating
frequencies 8-40 kHz in hard switching, >200
kHz in resonant mode
• Generation 4 IGBT design provides tighter
parameter distribution and higher efficiency than
Generation 3
• IGBT co-packaged with HEXFREDTM ultrafast,
ultra-soft-recovery anti-parallel diodes for use in
bridge configurations
• Industry standard TO-247AC package
VCES = 600V
VCE(on) typ. = 1.65V
G
@VGE = 15V, IC = 27A
E
n-ch an nel
Benefits
• Generation 4 IGBT's offer highest efficiencies
available
• IGBT's optimized for specific application conditions
• HEXFRED diodes optimized for performance with
IGBT's . Minimized recovery characteristics require
less/no snubbing
• Designed to be a "drop-in" replacement for equivalent
industry-standard Generation 3 IR IGBT's
TO-247AC
Absolute Maximum Ratings
Parameter
VCES
IC @ TC = 25°C
IC @ TC = 100°C
ICM
ILM
IF @ TC = 100°C
IFM
VGE
PD @ TC = 25°C
PD @ TC = 100°C
TJ
TSTG
Collector-to-Emitter Voltage
Continuous Collector Current
Continuous Collector Current
Pulsed Collector Current Q
Clamped Inductive Load Current R
Diode Continuous Forward Current
Diode Maximum Forward Current
Gate-to-Emitter Voltage
Maximum Power Dissipation
Maximum Power Dissipation
Operating Junction and
Storage Temperature Range
Soldering Temperature, for 10 sec.
Mounting Torque, 6-32 or M3 Screw.
Max.
Units
600
55
27
220
220
25
220
± 20
200
78
-55 to +150
V
A
V
W
°C
300 (0.063 in. (1.6mm) from case)
10 lbf•in (1.1 N•m)
Thermal Resistance
Parameter
RθJC
RθJC
RθCS
RθJA
Wt
www.irf.com
Junction-to-Case - IGBT
Junction-to-Case - Diode
Case-to-Sink, flat, greased surface
Junction-to-Ambient, typical socket mount
Weight
Min.
Typ.
Max.
-------------------------
----------0.24
----6 (0.21)
0.64
0.83
-----40
------
Units
°C/W
g (oz)
1
12/30/00
IRG4PC50UD
Electrical Characteristics @ TJ = 25°C (unless otherwise specified)
Parameter
Min. Typ. Max. Units
Conditions
Collector-to-Emitter Breakdown VoltageS 600 ------V
VGE = 0V, IC = 250µA
∆V(BR)CES/∆TJ Temperature Coeff. of Breakdown Voltage ---- 0.60 ---V/°C VGE = 0V, IC = 1.0mA
VCE(on)
Collector-to-Emitter Saturation Voltage
---- 1.65 2.0
IC = 27A
VGE = 15V
---- 2.0 ---V
IC = 55A
See Fig. 2, 5
---- 1.6 ---IC = 27A, TJ = 150°C
Gate Threshold Voltage
3.0 ---- 6.0
VCE = VGE, IC = 250µA
VGE(th)
∆VGE(th)/∆TJ Temperature Coeff. of Threshold Voltage ---- -13 ---- mV/°C VCE = VGE, IC = 250µA
gfe
Forward Transconductance T
16
24
---S
VCE = 100V, IC = 27A
Zero Gate Voltage Collector Current
------- 250
µA
VGE = 0V, VCE = 600V
ICES
------- 6500
VGE = 0V, VCE = 600V, TJ = 150°C
VFM
Diode Forward Voltage Drop
---- 1.3 1.7
V
IC = 25A
See Fig. 13
---- 1.2 1.5
IC = 25A, TJ = 150°C
IGES
Gate-to-Emitter Leakage Current
------- ±100 nA
VGE = ±20V
V(BR)CES
Switching Characteristics @ TJ = 25°C (unless otherwise specified)
Qg
Qge
Qgc
td(on)
tr
td(off)
tf
Eon
Eoff
Ets
td(on)
tr
td(off)
tf
Ets
LE
Cies
Coes
Cres
trr
Parameter
Total Gate Charge (turn-on)
Gate - Emitter Charge (turn-on)
Gate - Collector Charge (turn-on)
Turn-On Delay Time
Rise Time
Turn-Off Delay Time
Fall Time
Turn-On Switching Loss
Turn-Off Switching Loss
Total Switching Loss
Turn-On Delay Time
Rise Time
Turn-Off Delay Time
Fall Time
Total Switching Loss
Internal Emitter Inductance
Input Capacitance
Output Capacitance
Reverse Transfer Capacitance
Diode Reverse Recovery Time
Irr
Diode Peak Reverse Recovery Current
Qrr
Diode Reverse Recovery Charge
di(rec)M/dt
Diode Peak Rate of Fall of Recovery
During tb
2
Min.
----------------------------------------------------------------------------------
Typ.
180
25
61
46
25
140
74
0.99
0.59
1.58
44
27
240
130
2.3
13
4000
250
52
50
105
4.5
8.0
112
420
250
160
Max. Units
Conditions
270
IC = 27A
38
nC
VCC = 400V
See Fig. 8
90
VGE = 15V
---TJ = 25°C
---ns
IC = 27A, VCC = 480V
230
VGE = 15V, RG = 5.0Ω
110
Energy losses include "tail" and
---diode reverse recovery.
---mJ See Fig. 9, 10, 11, 18
1.9
---TJ = 150°C, See Fig. 9, 10, 11, 18
---ns
IC = 27A, VCC = 480V
---VGE = 15V, RG = 5.0Ω
---Energy losses include "tail" and
---mJ diode reverse recovery.
---nH Measured 5mm from package
---VGE = 0V
---pF
V CC = 30V
See Fig. 7
---ƒ = 1.0MHz
75
ns
TJ = 25°C See Fig.
160
TJ = 125°C
14
IF = 25A
10
A
TJ = 25°C See Fig.
15
TJ = 125°C
15
VR = 200V
375
nC
TJ = 25°C See Fig.
1200
TJ = 125°C
16
di/dt 200A/µs
---A/µs TJ = 25°C
---TJ = 125°C
www.irf.com
IRG4PC50UD
40
D u ty c ycl e: 5 0%
T J = 1 25 °C
T sin k = 90 °C
Ga te d rive a s spe cifi ed
Tu rn -on lo sses inclu de
effe cts o f reve rse re cov ery
P o w e r D issipa tion = 4 0 W
Loa d C urre nt (A)
30
6 0 % o f rate d
v o lta g e
20
10
A
0
0.1
1
10
100
f, Freq uen cy (kH z)
Fig. 1 - Typical Load Current vs. Frequency
(Load Current = IRMS of fundamental)
1000
I C , C ollec to r-to-Em itte r C u rre nt (A)
I C , C o lle ctor-to-E m itter Cu rre n t (A )
1000
100
T J = 1 5 0 °C
10
T J = 2 5 °C
1
VGE = 15V
2 0 µ s P U L S E W ID T H
0.1
0
1
A
10
VC E , C o lle c to r-to -E m itte r V o lta g e (V )
Fig. 2 - Typical Output Characteristics
www.irf.com
100
TJ = 1 5 0°C
T J = 2 5 °C
10
VC C = 1 0 V
5 µ s P U LS E W ID TH A
1
4
6
8
10
12
VG E , G a te -to -E m itte r V o lta g e (V )
Fig. 3 - Typical Transfer Characteristics
3
IRG4PC50UD
2.5
V G E = 15 V
V CE , C olle ctor-to-E m itte r V oltage (V)
M aximum D C Collector Current (A )
60
50
40
30
20
10
0
25
50
75
100
125
IC = 5 4 A
2.0
IC = 2 7 A
1.5
IC = 14 A
A
1.0
150
-60
T C , C ase Tem perature (°C)
Fig. 4 - Maximum Collector Current vs.
Temperature
V G E = 1 5V
8 0 µs P U L S E W ID TH
-40
-20
0
20
40
60
80
100 120
140 160
T J , Ju n c tio n Te m p e ra tu re (°C )
Case
Fig. 5 - Typical Collector-to-Emitter Voltage
vs. Junction Temperature
T h e rm a l R e s p o n se (Z thJ C )
1
D = 0 .5 0
0 .2 0
0 .1
0 .1 0
PD M
0 .0 5
t
S IN G L E P U L S E
(T H E R M A L R E S P O N S E )
0 .0 2
t2
N ote s :
1 . D u ty f ac t or D = t
0 .0 1
0 .0 1
0 .0 0 0 0 1
1
1
/t
2
2 . P e a k TJ = P D M x Z th J C + T C
0 .0 0 0 1
0 .0 0 1
0 .0 1
0 .1
1
10
t 1 , R e c ta n g u la r P u ls e D ura tio n (s e c )
Fig. 6 - Maximum IGBT Effective Transient Thermal Impedance, Junction-to-Case
4
www.irf.com
IRG4PC50UD
20
V GE
C ie s
C re s
C oes
6000
=
=
=
=
0V ,
f = 1M Hz
C ge + C gc , C ce SH O R TED
C gc
C ce + C gc
V G E , Gate-to-Emitter Voltage (V)
C, Capacitance (pF)
8000
C ie s
4000
C oes
2000
C res
A
0
1
10
VC E = 400V
I C = 27A
16
12
8
4
A
0
0
100
40
Fig. 7 - Typical Capacitance vs.
Collector-to-Emitter Voltage
2.5
2.0
1.5
A
1.0
10
20
30
40
R G , G a te R e s is ta n c e (
50
Ω)
Fig. 9 - Typical Switching Losses vs. Gate
Resistance
www.irf.com
200
10
= 480V
= 15V
= 2 5 °C
= 27A
0
160
Fig. 8 - Typical Gate Charge vs.
Gate-to-Emitter Voltage
Total Switching Losses (mJ)
T ota l S w itching Loss es (m J)
VCC
VGE
TJ
IC
120
Q g , Total Gate Charge (nC)
V C E , C o lle c to r-to -E m itte r V o lta g e (V )
3.0
80
60
I C = 54A
I C = 27A
1
I C = 14A
0.1
RG = 5.0 Ω
VG E = 15V
VC C = 480V
-60
-40
-20
0
A
20
40
60
80
100
120
140
160
TJ , Junction Temperature (°C)
Fig. 10 - Typical Switching Losses vs.
Junction Temperature
5
IRG4PC50UD
1000
= 5 .0 Ω
= 1 5 0 °C
= 480V
= 15V
I C , Collector-to-E m itter C urrent (A)
RG
TJ
V CC
V GE
6.0
4.0
2.0
A
0.0
0
10
20
30
40
50
VGGE E= 2 0V
T J = 125 °C
S A FE O P E R A TIN G A R E A
100
10
1
60
1
I C , C o lle c to r-to-E m itte r C u rre n t (A )
10
100
1000
V C E , Collecto r-to-E m itter V oltage (V )
Fig. 12 - Turn-Off SOA
Fig. 11 - Typical Switching Losses vs.
Collector-to-Emitter Current
100
In sta n ta n e o u s F o rw a rd C u rre n t - I F (A )
T otal Sw itch ing Los ses (m J )
8.0
TJ = 1 50 °C
TJ = 1 25 °C
10
TJ = 25 °C
1
0.6
1.0
1.4
1.8
2.2
2.6
F o rw a rd V o lta g e D ro p - V FM (V )
Fig. 13 - Maximum Forward Voltage Drop vs. Instantaneous Forward Current
6
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IRG4PC50UD
100
140
VR = 2 0 0 V
T J = 1 2 5 °C
T J = 2 5 °C
VR = 2 0 0 V
TJ = 125°C
TJ = 25°C
120
I IR R M - (A )
t rr - (ns)
100
I F = 50A
80
I F = 25A
I F = 5 0A
I F = 2 5A
10
I F = 10 A
IF = 10A
60
40
20
100
1
100
1000
di f /dt - (A/µs)
1000
d i f /d t - (A /µ s)
Fig. 14 - Typical Reverse Recovery vs. dif/dt
Fig. 15 - Typical Recovery Current vs. dif/dt
1500
10000
VR = 2 0 0 V
T J = 1 2 5 °C
T J = 2 5 °C
VR = 2 0 0 V
T J = 1 2 5 °C
T J = 2 5 °C
di(rec)M/dt - (A /µ s)
Q R R - (n C )
1200
900
I F = 5 0A
600
I F = 2 5A
1000
I F = 10 A
I F = 25 A
300
I F = 1 0A
0
100
d i f /d t - (A /µ s )
Fig. 16 - Typical Stored Charge vs. dif/dt
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I F = 5 0A
1000
100
100
1000
di f /dt - (A /µs)
Fig. 17 - Typical di(rec)M/dt vs. dif/dt
7
IRG4PC50UD
90% Vge
+Vge
Same ty pe
device as
D .U.T.
Vce
Ic
9 0 % Ic
10% Vce
Ic
430µF
80%
of Vce
5 % Ic
D .U .T.
td (o ff)
tf
Eoff =
∫
t1 + 5 µ S
V c e ic d t
t1
Fig. 18a - Test Circuit for Measurement of
ILM, Eon, Eoff(diode), trr, Qrr, Irr, td(on), tr, td(off), tf
t1
t2
Fig. 18b - Test Waveforms for Circuit of Fig. 18a, Defining
Eoff, td(off), tf
G A T E V O L T A G E D .U .T .
1 0 % +V g
trr
Q rr =
Ic
∫
trr
id d t
tx
+Vg
tx
10% Vcc
1 0 % Irr
V cc
D UT VO LTAG E
AN D CU RRE NT
Vce
V pk
Irr
Vcc
1 0 % Ic
Ip k
9 0 % Ic
Ic
D IO D E R E C O V E R Y
W A V E FO R M S
tr
td (o n )
5% Vce
t1
∫
t2
E o n = V ce ie d t
t1
t2
E re c =
D IO D E R E V E R S E
REC OVERY ENER GY
t3
Fig. 18c - Test Waveforms for Circuit of Fig. 18a,
Defining Eon, td(on), tr
8
∫
t4
V d id d t
t3
t4
Fig. 18d - Test Waveforms for Circuit of Fig. 18a,
Defining Erec, trr, Qrr, Irr
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IRG4PC50UD
V g G A T E S IG N A L
D E V IC E U N D E R T E S T
C U R R E N T D .U .T .
V O L T A G E IN D .U .T .
C U R R E N T IN D 1
t0
t1
t2
Figure 18e. Macro Waveforms for Figure 18a's Test Circuit
L
1000V
D.U.T.
Vc*
RL=
480V
4 X IC @25°C
0 - 480V
50V
6000µ F
100 V
Figure 19. Clamped Inductive Load Test
Circuit
www.irf.com
Figure 20. Pulsed Collector Current
Test Circuit
9
IRG4PC50UD
Notes:
Q Repetitive rating: VGE = 20V; pulse width limited by maximum junction temperature
(figure 20)
R VCC = 80%(VCES), VGE = 20V, L = 10µH, RG = 5.0Ω (figure 19)
S Pulse width ≤ 80µs; duty factor ≤ 0.1%.
T Pulse width 5.0µs, single shot.
Case Outline — TO-247AC
3 .6 5 (.1 4 3 )
3 .5 5 (.1 4 0 )
0 .2 5 ( .0 1 0 )
1 5 .9 0 (.6 2 6 )
1 5 .3 0 (.6 0 2 )
-B-
-D-
M
D B M
-A5 .5 0 (.2 17 )
2 0 .3 0 (.8 0 0 )
1 9 .7 0 (.7 7 5 )
2X
1
2
5 .3 0 (.2 0 9 )
4 .7 0 (.1 8 5 )
2.5 0 ( .0 8 9)
1.5 0 ( .0 5 9)
4
5.5 0 (.2 1 7)
4.5 0 (.1 7 7)
LEAD
1234-
3
-C-
*
1 4 .8 0 (.5 8 3 )
1 4 .2 0 (.5 5 9 )
2 .4 0 (.0 9 4 )
2 .0 0 (.0 7 9 )
2X
5 .4 5 (.2 1 5 )
2X
4 .3 0 (.1 7 0 )
3 .7 0 (.1 4 5 )
3X
1 .4 0 ( .0 56 )
1 .0 0 ( .0 39 )
0.2 5 (.0 1 0 ) M
3 .4 0 (.1 3 3 )
3 .0 0 (.1 1 8 )
NOTE S:
1 D IM E N S IO N S & T O LE R A N C IN G
P E R A N S I Y 14 .5M , 1 98 2 .
2 C O N T R O L L IN G D IM E N S IO N : IN C H .
3 D IM E N S IO N S A R E S H O W N
M IL LIM E T E R S (IN C H E S ).
4 C O N F O R M S T O J E D E C O U T L IN E
T O -2 4 7A C .
*
A S S IG N M E N T S
GAT E
COLLECTO R
E M IT T E R
COLLECTO R
LO N G E R LE A D E D (2 0m m )
V E R S IO N A V A IL A B L E (T O -2 47 A D )
T O O R D E R A D D "-E " S U F F IX
TO PAR T NUM BER
0 .8 0 (.0 3 1 )
0 .4 0 (.0 1 6 )
2 .6 0 ( .1 0 2 )
2 .2 0 ( .0 8 7 )
3X
C A S
CO NF O RM S TO J EDEC O U TL IN E TO -2 47AC (T O -3P)
D im e n s io n s in M illim e te rs a n d (In c h e s )
IR WORLD HEADQUARTERS: 233 Kansas St., El Segundo, California 90245, USA Tel: (310) 252-7105
TAC Fax: (310) 252-7903
Visit us at www.irf.com for sales contact information.
Data and specifications subject to change without notice. 12/00
10
www.irf.com
Note: For the most current drawings please refer to the IR website at:
http://www.irf.com/package/
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
ANEXO C: IR2110
147
Data Sheet No. PD60147 rev.U
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
HIGH AND LOW SIDE DRIVER
Features
• Floating channel designed for bootstrap operation
•
•
•
•
•
•
•
Fully operational to +500V or +600V
Tolerant to negative transient voltage
dV/dt immune
Gate drive supply range from 10 to 20V
Undervoltage lockout for both channels
3.3V logic compatible
Separate logic supply range from 3.3V to 20V
Logic and power ground ±5V offset
CMOS Schmitt-triggered inputs with pull-down
Cycle by cycle edge-triggered shutdown logic
Matched propagation delay for both channels
Outputs in phase with inputs
Product Summary
VOFFSET (IR2110)
(IR2113)
500V max.
600V max.
IO+/-
2A / 2A
VOUT
10 - 20V
ton/off (typ.)
120 & 94 ns
Delay Matching (IR2110) 10 ns max.
(IR2113) 20ns max.
Packages
Description
The IR2110/IR2113 are high voltage, high speed power MOSFET and
IGBT drivers with independent high and low side referenced output chan16-Lead SOIC
nels. Proprietary HVIC and latch immune CMOS technologies enable
14-Lead PDIP
IR2110S/IR2113S
ruggedized monolithic construction. Logic inputs are compatible with
IR2110/IR2113
standard CMOS or LSTTL output, down to 3.3V logic. The output
drivers feature a high pulse current buffer stage designed for minimum
driver cross-conduction. Propagation delays are matched to simplify use in high frequency applications. The
floating channel can be used to drive an N-channel power MOSFET or IGBT in the high side configuration which
operates up to 500 or 600 volts.
Typical Connection
(Refer to Lead Assignments for correct pin configuration). This/These diagram(s) show electrical
connections only. Please refer to our Application Notes and DesignTips for proper circuit board layout.
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1
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
Absolute Maximum Ratings
Absolute maximum ratings indicate sustained limits beyond which damage to the device may occur. All voltage parameters are absolute voltages referenced to COM. The thermal resistance and power dissipation ratings are measured
under board mounted and still air conditions. Additional information is shown in Figures 28 through 35.
Symbol
Definition
Min.
Max.
-0.3
525
Units
VB
High side floating supply voltage (IR2110)
-0.3
625
VS
High side floating supply offset voltage
VB - 25
VB + 0.3
VHO
High side floating output voltage
VS - 0.3
VB + 0.3
VCC
Low side fixed supply voltage
-0.3
25
VLO
Low side output voltage
-0.3
VCC + 0.3
VDD
Logic supply voltage
-0.3
VSS + 25
VSS
Logic supply offset voltage
VCC - 25
VCC + 0.3
VIN
Logic input voltage (HIN, LIN & SD)
VSS - 0.3
VDD + 0.3
(IR2113)
dVs/dt
PD
RTHJA
Allowable offset supply voltage transient (figure 2)
—
50
Package power dissipation @ TA ≤ +25°C
(14 lead DIP)
—
1.6
(16 lead SOIC)
—
1.25
Thermal resistance, junction to ambient
(14 lead DIP)
—
75
(16 lead SOIC)
—
100
150
TJ
Junction temperature
—
TS
Storage temperature
-55
150
TL
Lead temperature (soldering, 10 seconds)
—
300
V
V/ns
W
°C/W
°C
Recommended Operating Conditions
The input/output logic timing diagram is shown in figure 1. For proper operation the device should be used within the
recommended conditions. The VS and VSS offset ratings are tested with all supplies biased at 15V differential. Typical
ratings at other bias conditions are shown in figures 36 and 37.
Symbol
Definition
VB
High side floating supply absolute voltage
VS
High side floating supply offset voltage
Min.
Max.
VS + 10
VS + 20
(IR2110)
Note 1
500
(IR2113)
Note 1
600
VHO
High side floating output voltage
VS
VB
VCC
Low side fixed supply voltage
10
20
VLO
Low side output voltage
0
VCC
VDD
Logic supply voltage
VSS
Logic supply offset voltage
VIN
TA
Units
V
VSS + 3
VSS + 20
-5 (Note 2)
5
Logic input voltage (HIN, LIN & SD)
VSS
VDD
Ambient temperature
-40
125
°C
Note 1: Logic operational for VS of -4 to +500V. Logic state held for VS of -4V to -VBS. (Please refer to the Design Tip
DT97-3 for more details).
Note 2: When VDD < 5V, the minimum VSS offset is limited to -VDD.
2
www.irf.com
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
Dynamic Electrical Characteristics
VBIAS (VCC, VBS, VDD) = 15V, CL = 1000 pF, TA = 25°C and VSS = COM unless otherwise specified. The dynamic
electrical characteristics are measured using the test circuit shown in Figure 3.
Symbol
Definition
Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions
ton
Turn-on propagation delay
7
—
120
150
VS = 0V
toff
Turn-off propagation delay
8
—
94
125
VS = 500V/600V
tsd
Shutdown propagation delay
9
—
110
140
Turn-on rise time
10
—
25
35
11
—
17
25
—
—
—
—
—
—
10
20
tr
tf
MT
Turn-off fall time
Delay matching, HS & LS
turn-on/off
(IR2110)
(IR2113)
ns
VS = 500V/600V
Static Electrical Characteristics
VBIAS (VCC, VBS, VDD) = 15V, TA = 25°C and VSS = COM unless otherwise specified. The VIN, VTH and IIN parameters
are referenced to VSS and are applicable to all three logic input leads: HIN, LIN and SD. The VO and IO parameters are
referenced to COM and are applicable to the respective output leads: HO or LO.
Symbol
Definition
Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions
VIH
Logic “1” input voltage
12
9.5
—
—
VIL
Logic “0” input voltage
13
—
—
6.0
VOH
High level output voltage, VBIAS - VO
14
—
—
1.2
VOL
Low level output voltage, VO
15
—
—
0.1
IO = 0A
ILK
Offset supply leakage current
16
—
—
50
VB=VS = 500V/600V
IQBS
Quiescent VBS supply current
17
—
125
230
VIN = 0V or VDD
IQCC
Quiescent VCC supply current
18
—
180
340
IQDD
Quiescent VDD supply current
19
—
15
30
VIN = 0V or VDD
IIN+
Logic “1” input bias current
20
—
20
40
VIN = VDD
IIN-
21
22
—
7.5
—
8.6
1.0
9.7
VIN = 0V
23
7.0
8.2
9.4
24
7.4
8.5
9.6
25
7.0
8.2
9.4
IO+
Logic “0” input bias current
VBS supply undervoltage positive going
threshold
VBS supply undervoltage negative going
threshold
VCC supply undervoltage positive going
threshold
VCC supply undervoltage negative going
threshold
Output high short circuit pulsed current
26
2.0
2.5
—
IO-
Output low short circuit pulsed current
27
2.0
2.5
—
VBSUV+
VBSUVVCCUV+
VCCUV-
www.irf.com
V
µA
IO = 0A
VIN = 0V or VDD
V
A
VO = 0V, VIN = VDD
PW ≤ 10 µs
VO = 15V, VIN = 0V
PW ≤ 10 µs
3
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
Functional Block Diagram
Lead Definitions
Symbol Description
VDD
HIN
SD
LIN
VSS
VB
HO
VS
VCC
LO
COM
4
Logic supply
Logic input for high side gate driver output (HO), in phase
Logic input for shutdown
Logic input for low side gate driver output (LO), in phase
Logic ground
High side floating supply
High side gate drive output
High side floating supply return
Low side supply
Low side gate drive output
Low side return
www.irf.com
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
Lead Assignments
14 Lead PDIP
16 Lead SOIC (Wide Body)
IR2110/IR2113
IR2110S/IR2113S
14 Lead PDIP w/o lead 4
14 Lead PDIP w/o leads 4 & 5
IR2110-1/IR2113-1
IR2110-2/IR2113-2
Part Number
www.irf.com
5
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
HV = 10 to 500V/600V
Vcc =15V
10KF6
10
µF
0.1
µF
9
3
10
5
7
11
12
1
13
+
200
µH
0.1
µF
6
10KF6
HO
100µF
dVS
>50 V/ns
dt
OUTPUT 10KF6
MONITOR
2
IRF820
Figure 1. Input/Output Timing Diagram
Figure 2. Floating Supply Voltage Transient Test Circuit
Vcc =15V
10
µF
HIN
SD
LIN
0.1
µF
9
3
0.1
µF
6
10
5
7
11
12
1
CL
HO
LO
VB
+
10
15V
µF
V
S
(0 to 500V/600V)
!
2
Figure 3. Switching Time Test Circuit
""
$
#
10
µF
CL
13
#
#
"
$
#
%
#
%
#
Figure 4. Switching Time Waveform Definition
#
#
#
'*
%
#
$
#
$
#
Figure 5. Shutdown Waveform Definitions
6
Figure 6. Delay Matching Waveform Definitions
www.irf.com
250
250
200
200
Turn-On Delay Time (ns)
Turn-On Delay Time (ns)
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
150
Max.
100
Typ.
50
150
Max.
Typ.
100
50
0
0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
14
Temperature (°C)
Figure 7A. Turn-On Time vs. Temperature
250
20
250
Max.
200
Typ.
150
Turn-Off Delay Time (ns)
Turn-On Delay Time (ns)
18
Figure 7B. Turn-On Time vs. VCC/VBS Supply Voltage
200
100
50
150
100
Max.
Typ.
50
0
0
2
4
6
8
0
10 12 14 16 18 20
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
VDD Supply Voltage (V)
Figure 8A. Turn-Off Time vs. Temperature
Figure 7C. Turn-On Time vs. VDD Supply Voltage
250
250
200
200
Turn-Off Delay Time (ns)
Turn-Off Delay Time (ns)
16
VCC/VBS Supply Voltage (V)
Max.
150
Typ.
100
50
Max.
150
100
Typ
50
0
0
10
12
14
16
18
20
VCC/VBS Supply Voltage (V)
Figure 8B. Turn-Off Time vs. VCC/VBS Supply Voltage
www.irf.com
0
2
4
6
8
10 12 14 16 18 20
VDD Supply Voltage (V)
Figure 8C. Turn-Off Time vs. VDD Supply Voltage
7
250
250
200
200
Max.
Shutdown Delay time (ns)
Shutdown Delay Time (ns)
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
150
Max.
100
Typ.
150
Typ.
100
50
50
0
0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
10
12
Temperature (°C)
16
18
20
Figure 9B. Shutdown Time vs. VCC/VBS Supply Voltage
Figure 9A. Shutdown Time vs. Temperature
250
100
200
80
Max .
Turn-On Rise Time (ns)
Shutdown Delay Time (ns)
14
VCC/VBS Supply Voltage (V)
150
100
Typ
50
60
40
M ax.
Typ.
20
0
0
2
4
6
8 10 12 14 16
VDD Supply Voltage (V)
18
0
20
-50
25
50
75
100
125
Figure 10A. Turn-On Rise Time vs. Temperature
50
80
40
Turn-Off Fall Time (ns)
100
Turn-On Rise Time (ns)
0
Temperature (°C)
Figure 9C. Shutdown Time vs. VDD Supply Voltage
60
Max.
40
Typ.
20
30
Max.
20
Typ.
10
0
0
10
12
14
16
18
VBIAS Supply Voltage (V)
Figure 10B. Turn-On Rise Time vs. Voltage
8
-25
20
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 11A. Turn-Off Fall Time vs. Temperature
www.irf.com
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
50
15.0
12.0
Logic "1" Input Threshold (V)
Turn-Off Fall Time (ns)
40
30
20
Max.
Typ.
10
Max
Min.
9.0
6.0
3.0
0
10
12
14
16
18
0.0
20
-50
-25
0
25
VBIAS Supply Voltage (V)
Figure 11B. Turn-Off Fall Time vs. Voltage
100
125
15.0
12
12.0
Max.
Logic "0" Input Threshold (V)
Logic " 1" Input Threshold (V)
75
Figure 12A. Logic “1” Input Threshold vs. Temperature
15
9
6
3
9.0
6.0
Max.
Min.
3.0
0
0
2
4
6
8
10 12
14
16
18
0.0
20
-50
-25
0
VDD Logic Supply Voltage (V)
50
75
100
125
Figure 13A. Logic “0” Input Threshold vs. Temperature
5.00
12
4.00
High Level Output Voltage (V)
15
9
Min.
6
25
Temperature (°C)
Figure 12B. Logic “1” Input Threshold vs. Voltage
Logic "0" Input Threshold (V)
50
Temperature (°C)
3
3.00
2.00
Max.
1.00
0
0
2
4
6
8
10 12
14
16
18
20
VDD Logic Supply Voltage (V)
Figure 13B. Logic “0” Input Threshold vs. Voltage
www.irf.com
0.00
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 14A. High Level Output vs. Temperature
9
5.00
1.00
4.00
0.80
Low Level Output Voltage (V)
High Level Output Voltage (V)
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
3.00
2.00
M ax.
1.00
0.60
0.40
0.20
Max.
0.00
0.00
10
12
14
16
18
20
-50
-25
0
VBIAS Supply Voltage (V)
Figure 14B. High Level Output vs. Voltage
50
75
100
125
Figure 15A. Low Level Output vs. Temperature
1.00
500
0.80
400
Offset Supply Leakage Current (µA)
Low Level Output Voltage (V)
25
Temperature (°C)
0.60
0.40
0.20
300
200
100
M ax.
Max.
0.00
10
12
14
16
18
0
20
-50
-25
0
VBIAS Supply Voltage (V)
50
75
100
125
Figure 16A. Offset Supply Current vs. Temperature
Figure 15B. Low Level Output vs. Voltage
500
500
400
400
VBS Supply Current (µA)
Offset Supply Leakage Current (µA)
25
Temperature (°C)
300
200
300
Max.
200
Typ.
100
Max.
100
0
0
100
200
300
400
V B Boost Voltage (V)
500
IR2110
600
IR2113
Figure 16B. Offset Supply Current vs. Voltage
10
0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 17A. VBS Supply Current vs. Temperature
www.irf.com
500
625
400
500
VCC Supply Current (µA)
VBS Supply Current (µA)
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
300
200
Max.
375
Max.
250
Typ.
100
125
Typ.
0
0
10
12
14
16
18
-50
20
-25
0
100
500
80
VDD Supply Current (µA)
VCC Supply Current (µA)
625
375
250
Max.
75
100
125
60
40
Max.
20
Typ.
Typ.
0
0
10
12
14
16
18
20
-50
-25
0
VCC Fixed Supply Voltage (V)
Figure 18B. VCC Supply Current vs. Voltage
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 19A. VDD Supply Current vs. Temperature
60
100
Logic "1" Input Bias Current (µA)
50
VDD Supply Current (µA)
50
Figure 18A. VCC Supply Current vs. Temperature
Figure 17B. VBS Supply Current vs. Voltage
125
25
Temperature (°C)
VBS Floating Supply Voltage (V)
40
30
20
10
80
60
40
Max.
20
Typ.
0
0
2
4
6
8
10 12 14 16 18 20
VDD Logic Supply Voltage (V)
Figure 19B. VDD Supply Current vs. VDD Voltage
www.irf.com
0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 20A. Logic “1” Input Current vs. Temperature
11
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
Logic “1” Input Bias Current (µA)
60
5.00
Logic "0" Input Bias Current (µA)
50
40
30
20
10
4.00
3.00
2.00
Max.
1.00
0
0
2
4
6
8
10 12
14
16
18
0.00
20
-50
-25
0
VDD Logic Supply Voltage (V)
Figure 20B. Logic “1” Input Current vs. VDD Voltage
50
75
100
125
Figure 21A. Logic “0” Input Current vs. Temperature
5
11.0
4
10.0
VBS Undervoltage Lockout + (V)
Logic “0” Input Bias Current (µA)
25
Temperature (°C)
3
2
1
Max.
9.0
Typ.
8.0
Min.
7.0
0
0
2
4
6
8
10 12
14 16
18 20
6.0
-50
VDD Logic Supply Voltage (V)
VCC Undervoltage Lockout + (V)
VBS Undervoltage Lockout - (V)
50
75
100
125
11.0
10.0
Max.
9.0
Typ.
Min.
10.0
Max.
9.0
Typ.
8.0
Min.
7.0
6.0
6.0
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 23. VBS Undervoltage (-) vs. Temperature
12
25
Figure 22. VBS Undervoltage (+) vs. Temperature
11.0
7.0
0
Temperature (°C)
Figure 21B. Logic “0” Input Current vs. VDD Voltage
8.0
-25
-50
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 24. VCC Undervoltage (+) vs. Temperature
www.irf.com
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
11.0
5.00
4.00
Output Source Current (A)
VCC Undervoltage Lockout - (V)
10.0
Max.
9.0
Typ.
8.0
7.0
Typ.
Min.
2.00
1.00
Min.
0.00
-50
6.0
-50
3.00
-25
0
25
50
75
100
125
-25
0
5.00
5.00
4.00
4.00
3.00
2.00
Typ.
0.00
3.00
12
14
16
18
125
Min.
2.00
0.00
-50
20
-25
0
25
50
75
100
125
Temperature (°C)
Figure 26B. Output Source Current vs. Voltage
Figure 27A. Output Sink Current vs. Temperature
5.00
150
4.00
125
Junction Temperature (°C)
Output Sink Current (A)
100
Typ.
VBIAS Supply Voltage (V)
3.00
2.00
Typ.
1.00
75
1.00
Min.
10
50
Figure 26A. Output Source Current vs. Temperature
Output Sink Current (A)
Output Source Current (A)
Figure 25. VCC Undervoltage (-) vs. Temperature
1.00
25
Temperature (°C)
Temperature (°C)
Min.
320V
140V
100
75
10V
50
25
0.00
0
10
12
14
16
18
VBIAS Supply Voltage (V)
Figure 27B. Output Sink Current vs. Voltage
www.irf.com
20
1E+2
1E+3
1E+4
1E+5
1E+6
Frequency (Hz)
Figure 28. IR2110/IR2113 TJ vs. Frequency
Ω, VCC = 15V
(IRFBC20) RGATE = 33Ω
13
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
320V
150
320V
150
125
140V
125
100
75
10V
50
Junction Temperature (°C)
Junction Temperature (°C)
140V
100
10V
75
50
25
25
0
1E+2
1E+3
1E+4
1E+5
0
1E+2
1E+6
1E+3
Frequency (Hz)
Figure 29. IR2110/IT2113 TJ vs. Frequency
Ω, VCC = 15V
(IRFBC30) RGATE = 22Ω
140V
50
Junction Temperature (°C)
Junction Temperature (°C)
75
100
25
10V
75
50
25
1E+3
1E+4
1E+5
0
1E+2
1E+6
1E+3
Frequency (Hz)
1E+4
1E+5
1E+6
Frequency (Hz)
Figure 31. IR2110/IR2113 TJ vs. Frequency
Ω, VCC = 15V
(IRFPE50) RGATE = 10Ω
Figure 32. IR2110S/IR2113S TJ vs. Frequency
Ω, VCC = 15V
(IRFBC20) RGATE = 33Ω
140V
320V
150
320V 140V
150
125
100
10V
75
50
25
Junction Temperature (°C)
125
Junction Temperature (°C)
140V
125
10V
100
10V
100
75
50
25
1E+3
1E+4
1E+5
1E+6
Frequency (Hz)
Figure 33. IR2110S/IR2113S TJ vs. Frequency
Ω, VCC = 15V
(IRFBC30) RGATE = 22Ω
14
1E+6
320V
150
125
0
1E+2
1E+5
Figure 30. IR2110/IR2113 TJ vs. Frequency
Ω, VCC = 15V
(IRFBC40) RGATE = 15Ω
320V
150
0
1E+2
1E+4
Frequency (Hz)
0
1E+2
1E+3
1E+4
1E+5
1E+6
Frequency (Hz)
Figure 34. IR2110S/IR2113S TJ vs. Frequency
Ω, VCC = 15V
(IRFBC40) RGATE = 15Ω
www.irf.com
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
320V 140V 10V
150
0.0
-2.0
VS Offset Supply Voltage (V)
Junction Temperature (°C)
125
100
75
50
Typ.
-4.0
-6.0
-8.0
25
-10.0
0
1E+2
1E+3
1E+4
1E+5
1E+6
10
12
14
16
18
20
VBS Floating Supply Voltage (V)
Frequency (Hz)
Figure 35. IR2110S/IR2113S TJ vs. Frequency
Ω, VCC = 15V
(IRFPE50) RGATE = 10Ω
Figure 36. Maximum VS Negative Offset vs.
VBS Supply Voltage
VSS Logic Supply Offset Voltage (V)
20.0
16.0
12.0
8.0
Typ.
4.0
0.0
10
12
14
16
18
20
VCC Fixed Supply Voltage (V)
Figure 37. Maximum VSS Positive Offset vs.
VCC Supply Voltage
www.irf.com
15
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
Case Outlines
14-Lead PDIP
14-Lead PDIP w/o Lead 4
16
01-6010
01-3002 03 (MS-001AC)
01-6010
01-3008 02 (MS-001AC)
www.irf.com
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
16 Lead PDIP w/o Leads 4 & 5
16-Lead SOIC (wide body)
www.irf.com
01-6015
01-3010 02
01 6015
01-3014 03 (MS-013AA)
17
IR2110(-1-2)(S)PbF/IR2113(-1-2)(S)PbF
LEADFREE PART MARKING INFORMATION
IRxxxxxx
Part number
YWW?
Date code
Pin 1
Identifier
?
P
MARKING CODE
Lead Free Released
Non-Lead Free
Released
IR logo
?XXXX
Lot Code
(Prod mode - 4 digit SPN code)
Assembly site code
ORDER INFORMATION
Part only available Lead Free
14-Lead
14-Lead
14-Lead
14-Lead
14-Lead
14-Lead
16-Lead
16-Lead
PDIP IR2110 order IR2110PbF
PDIP IR2110-1 order IR2110-1PbF
PDIP IR2110-2 order IR2110-2PbF
PDIP IR2113 order IR2113PbF
PDIP IR2113-1 order IR2113-1PbF
PDIP IR2113-2 order IR2113-2PbF
SOIC IR2110S order IR2110SPbF
SOIC IR2113S order IR2113SPbF
IR WORLD HEADQUARTERS: 233 Kansas St., El Segundo, California 90245 Tel: (310) 252-7105
This product has been qualified per industrial level
Data and specifications subject to change without notice 3/23/2005
18
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REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
ANEXO D: 6N137
166
HIGH SPEED-10 MBit/s
LOGIC GATE OPTOCOUPLERS
SINGLE-CHANNEL
6N137
HCPL-2601
HCPL-2611
DUAL-CHANNEL
HCPL-2630
HCPL-2631
DESCRIPTION
The 6N137, HCPL-2601/2611 single-channel and HCPL-2630/2631 dual-channel
optocouplers consist of a 850 nm AlGaAS LED, optically coupled to a very high
speed integrated photodetector logic gate with a strobable output. This output
features an open collector, thereby permitting wired OR outputs. The coupled
parameters are guaranteed over the temperature range of -40°C to +85°C. A
maximum input signal of 5 mA will provide a minimum output sink current of 13
mA (fan out of 8).
An internal noise shield provides superior common mode rejection of typically 10
kV/µs. The HCPL- 2601 and HCPL- 2631 has a minimum CMR of 5 kV/µs.
The HCPL-2611 has a minimum CMR of 10 kV/µs.
8
1
8
1
FEATURES
•
•
•
•
•
•
•
•
8
Very high speed-10 MBit/s
Superior CMR-10 kV/µs
Double working voltage-480V
Fan-out of 8 over -40°C to +85°C
Logic gate output
Strobable output
Wired OR-open collector
U.L. recognized (File # E90700)
N/C 1
8 VCC
1
+ 1
V
+ 2
8 VCC
F1
7 VE
_ 2
6 VO
_
7 V01
VF
_
3
V
N/C 4
5 GND
3
6 V02
F2
+ 4
5 GND
APPLICATIONS
•
•
•
•
•
•
•
Ground loop elimination
LSTTL to TTL, LSTTL or 5-volt CMOS
Line receiver, data transmission
Data multiplexing
Switching power supplies
Pulse transformer replacement
Computer-peripheral interface
Single-channel
circuit drawing
Dual-channel
circuit drawing
TRUTH TABLE
(Positive Logic)
Input
Enable
Output
H
H
L
L
H
H
H
L
H
L
L
H
H
NC
L
L
NC
H
A 0.1 µF bypass capacitor must be connected between pins 8 and 5.
(See note 1)
8/10/99
200002A
HIGH SPEED-10 MBit/s
LOGIC GATE OPTOCOUPLERS
SINGLE-CHANNEL
6N137
HCPL-2601
HCPL-2611
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS
DUAL-CHANNEL
HCPL-2630
HCPL-2631
(No derating required up to 85°C)
Parameter
Symbol
Value
Units
Storage Temperature
TSTG
-55 to +125
°C
Operating Temperature
TOPR
-40 to +85
°C
Lead Solder Temperature
TSOL
260 for 10 sec
°C
EMITTER
DC/Average Forward
Input Current
Single channel
Dual channel (Each channel)
Enable Input Voltage
Single channel
Not to exceed VCC by more than 500 mV
Reverse Input Voltage
Power Dissipation
Each channel
Single channel
Dual channel (Each channel)
DETECTOR
Single channel
Dual channel (Each channel)
Output Voltage
Collector Output
Power Dissipation
Each channel
Single channel
Dual channel (Each channel)
mA
30
VE
VR
5.5
V
5.0
V
100
PI
mW
45
VCC
(1 minute max)
Supply Voltage
Output Current
50
IF
7.0
V
50
IO
mA
50
VO
7.0
V
85
PO
mW
60
RECOMMENDED OPERATING CONDITIONS
Parameter
Symbol
Min
Max
Units
IFL
0
250
µA
Input Current, High Level
IFH
*6.3
15
mA
Supply Voltage, Output
VCC
4.5
5.5
V
Input Current, Low Level
Enable Voltage, Low Level
VEL
0
0.8
V
Enable Voltage, High Level
VEH
2.0
VCC
V
Low Level Supply Current
TA
-40
+85
°C
Fan Out (TTL load)
N
8
* 6.3 mA is a guard banded value which allows for at least 20 % CTR degradation. Initial input current threshold value is 5.0 mA or less
8/10/99
200002A
HIGH SPEED-10 MBit/s
LOGIC GATE OPTOCOUPLERS
SINGLE-CHANNEL
6N137
HCPL-2601
HCPL-2611
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
DUAL-CHANNEL
HCPL-2630
HCPL-2631
(TA = -40°C to +85°C Unless otherwise specified.)
INDIVIDUAL COMPONENT CHARACTERISTICS
Parameter
Test Conditions
EMITTER
(IF = 10 mA)
Input Forward Voltage
TA =25°C
Input Reverse Breakdown Voltage
(IR = 10 µA)
Input Capacitance
(VF = 0, f = 1 MHz)
Input Diode Temperature Coefficient
(IF = 10 mA)
DETECTOR
High Level Supply Current Single Channel
(VCC = 5.5 V, IF = 0 mA)
Dual Channel
(VE = 0.5 V)
Low Level Supply Current Single Channel (VCC = 5.5 V, IF = 10 mA)
Dual Channel
(VE = 0.5 V)
Low Level Enable Current
(VCC = 5.5 V, VE = 0.5 V)
High Level Enable Current
(VCC = 5.5 V, VE = 2.0 V)
High Level Enable Voltage
(VCC = 5.5 V, IF = 10 mA)
Low Level Enable Voltage
(VCC = 5.5 V, IF = 10 mA) (Note 3)
SWITCHING CHARACTERISTICS
AC Characteristics
Propagation Delay Time
to Output High Level
Propagation Delay Time
to Output Low Level
Pulse Width Distortion
Symbol
Min
VF
BVR
CIN
#VF/#TA
1.4
Max
1.8
1.75
Unit
V
5.0
V
pF
mV/°C
60
-1.4
ICCH
ICCL
IEL
IEH
VEH
VEL
Typ**
7
10
15
9
19
-0.8
-0.6
20
13
26
-1.6
-1.6
mA
mA
mA
mA
V
V
2.0
0.8
(TA = -40°C to +85°C, VCC = 5 V, IF = 7.5 mA Unless otherwise specified.)
Test Conditions
(Note 4) (TA =25°C)
(RL = 350 !, CL = 15 pF) (Fig. 12)
(Note 5) (TA =25°C)
(RL = 350 !, CL = 15 pF) (Fig. 12)
(RL = 350 !, CL = 15 pF) (Fig. 12)
(RL = 350 !, CL = 15 pF)
Output Rise Time (10-90%)
(Note 6) (Fig. 12)
(RL = 350 !, CL = 15 pF)
Output Fall Time (90-10%)
(Note 7) (Fig. 12)
Enable Propagation Delay Time
(IF = 7.5 mA, VEH = 3.5 V)
to Output High Level
(RL = 350 !, CL = 15 pF) (Note 8) (Fig. 13)
Enable Propagation Delay Time
(IF = 7.5 mA, VEH = 3.5 V)
to Output Low Level
(RL = 350 !, CL = 15 pF) (Note 9) (Fig. 13)
Common Mode Transient Immunity (TA =25°C) "VCM" = 50 V, (Peak)
(at Output High Level)
(IF = 0 mA, VOH (Min.) = 2.0 V)
6N137, HCPL-2630
(RL = 350 !) (Note 10)
HCPL-2601, HCPL-2631
(Fig. 14)
HCPL-2611
"VCM" = 400 V
(RL = 350 !) (IF = 7.5 mA, VOL (Max.) = 0.8 V)
Common Mode
6N137, HCPL-2630
"VCM" = 50 V (Peak)
Transient Immunity HCPL-2601, HCPL-2631
(TA =25°C)
(at Output Low Level)
(Note 11) (Fig. 14)
HCPL-2611 (TA =25°C)
"VCM" = 400 V
Symbol
TPLH
TPHL
Min
20
Typ**
45
25
45
Max
75
100
75
100
35
Unit
ns
ns
"TPHL-TPLH"
3
tr
50
ns
tf
12
ns
tELH
20
ns
tEHL
20
ns
10,000
10,000
15,000
V/µs
"CMH"
5000
10,000
ns
10,000
"CML"
V/µs
5000
10,000
10,000
15,000
8/10/99
200002A
HIGH SPEED-10 MBit/s
LOGIC GATE OPTOCOUPLERS
SINGLE-CHANNEL
6N137
HCPL-2601
HCPL-2611
DUAL-CHANNEL
HCPL-2630
HCPL-2631
TRANSFER CHARACTERISTICS
(TA = -40°C to +85°C Unless otherwise specified.)
DC Characteristics
Test Conditions
High Level Output Current
(VCC = 5.5 V, VO = 5.5 V)
(IF = 250 µA, VE = 2.0 V) (Note 2)
Low Level Output Current
(VCC = 5.5 V, IF = 5 mA)
(VE = 2.0 V, ICL = 13 mA) (Note 2)
Input Threshold Current
(VCC = 5.5 V, VO = 0.6 V,
VE = 2.0 V, IOL = 13 mA)
Symbol
Min
Typ**
IOH
100
µA
.35
.06
V
IFT
3
5
mA
Typ**
Max
Unit
1.0*
µA
(TA = -40°C to +85°C Unless otherwise specified.)
Characteristics
Test Conditions
Insulation Leakage Current
Unit
VOL
ISOLATION CHARACTERISTICS
Input-Output
Max
Symbol
Min
(Relative humidity = 45%)
(TA = 25°C, t = 5 s)
(VI-O = 3000 VDC)
II-O
(Note 12)
Withstand Insulation Test Voltage
(RH < 50%, TA = 25°C)
(Note 12) ( t = 1 min.)
Resistance (Input to Output)
Capacitance (Input to Output)
VISO
2500
VRMS
(VI-O = 500 V) (Note 12)
RI-O
1012
!
(f = 1 MHz) (Note 12)
CI-O
0.6
pF
** All typical values are at VCC = 5 V, TA = 25°C
NOTES
1.
The VCC supply to each optoisolator must be bypassed by a 0.1µF capacitor or larger. This can be either a ceramic or solid tantalum
capacitor with good high frequency characteristic and should be connected as close as possible to the package VCC and GND pins
of each device.
2. Each channel.
3. Enable Input - No pull up resistor required as the device has an internal pull up resistor.
4. tPLH - Propagation delay is measured from the 3.75 mA level on the HIGH to LOW transition of the input current pulse to the 1.5 V
level on the LOW to HIGH transition of the output voltage pulse.
5. tPHL - Propagation delay is measured from the 3.75 mA level on the LOW to HIGH transition of the input current pulse to the 1.5 V
level on the HIGH to LOW transition of the output voltage pulse.
6. tr - Rise time is measured from the 90% to the 10% levels on the LOW to HIGH transition of the output pulse.
7. tf - Fall time is measured from the 10% to the 90% levels on the HIGH to LOW transition of the output pulse.
8. tELH - Enable input propagation delay is measured from the 1.5 V level on the HIGH to LOW transition of the input voltage pulse
to the 1.5 V level on the LOW to HIGH transition of the output voltage pulse.
9. tEHL - Enable input propagation delay is measured from the 1.5 V level on the LOW to HIGH transition of the input voltage pulse
to the 1.5 V level on the HIGH to LOW transition of the output voltage pulse.
10. CMH - The maximum tolerable rate of rise of the common mode voltage to ensure the output will remain in the high state
(i.e., VOUT > 2.0 V). Measured in volts per microsecond (V/µs).
11. CML - The maximum tolerable rate of rise of the common mode voltage to ensure the output will remain in the low output state
(i.e., VOUT < 0.8 V). Measured in volts per microsecond (V/µs).
12. Device considered a two-terminal device: Pins 1,2,3 and 4 shorted together, and Pins 5,6,7 and 8 shorted together.
8/10/99
200002A
HIGH SPEED-10 MBit/s
LOGIC GATE OPTOCOUPLERS
SINGLE-CHANNEL
6N137
HCPL-2601
HCPL-2611
DUAL-CHANNEL
HCPL-2630
HCPL-2631
Fig. 2 Input Diode Forward Voltage
vs. Forward Current
Fig.1 Low Level Output Voltage vs. Ambient Temperature
0.8
Conditions:
IF = 5 mA
VE = 2 V
VCC = 5.5V
30
16
10
IOL = 16 mA
0.6
IOL = 12.8 mA
IF = Forward Current (mA)
VOL-Low Level Output Voltage (V)
0.7
0.5
0.4
0.3
0.2
IOL = 9.6 mA
1
0.1
0.01
0.1
IOL = 6.4 mA
0.0
-40
-20
0
0.001
20
40
60
80
0.9
1.0
TA - Ambient Temperature (˚C)
1.1
1.2
50
VCC = 5 V
IOL - Low Level Output Current (mA)
TP - Propagation Delay (ns)
1.5
1.6
IF = 15 mA
100
80
RL = 4 k! (TPLH)
60
40
20
RL = 350 ! (TPLH)
RL = 1 k!
RL = 4 k! (TPHL)
RL = 350 k!
RL = 1 k !$$ (TPLH)
0
7
9
11
13
45
IF = 10 mA
40
IF = 5 mA
35
30
Conditions:
VCC = 5 V
VE = 2 V
VOL = 0.6 V
25
20
-40
15
-20
20
40
60
80
Fig. 6 Output Voltage vs. Input Forward Current
Fig. 5 Input Threshold Current
vs. Ambient Temperature
6
4
Conditions:
VCC = 5.0 V
VO = 0.6 V
0
TA - Ambient Temperature (˚C)
IF - Forward Current (mA)
5
RL = 350 !
RL = 350 !
VO - Output Voltage (V)
IFT - Input Threshold Current (mA)
1.4
Fig. 4 Low Level Output Current
vs. Ambient Temperature
Fig.3 Switching Time vs. Forward Current
120
5
1.3
VF - Forward Voltage (V)
3
2
4
RL =4k !
RL = 1k !
3
2
1
RL = 1k !
RL = 4k !
1
-40
-20
0
20
40
TA - Ambient Temperature (˚C)
0
60
80
0
1
2
3
4
5
6
IF - Forward Current (mA)
8/10/99
200002A
HIGH SPEED-10 MBit/s
LOGIC GATE OPTOCOUPLERS
SINGLE-CHANNEL
6N137
HCPL-2601
HCPL-2611
DUAL-CHANNEL
HCPL-2630
HCPL-2631
Fig. 8 Rise and Fall Time vs. Temperature
Fig. 7 Pulse Width Distortion vs. Temperature
600
80
Conditions:
IF = 7.5 mA
VCC = 5 V
Tr/Tf - Rise and Fall Time (ns)
PWD - Pulse Width Distortion (ns)
500
60
RL = 4 k !
40
RL = 1 k !
RL = 350 !
20
0
400
Conditions:
IF = 7.5 mA
VCC = 5 V
RL = 4 k!$(tr)
300
RL = 1 k!$(tr)
200
RL = 350 !$(tr)
100
0
-60
-40
-20
0
20
40
60
80
]
RL = 1 k !
RL = 4 k !$$$$ (tf)
RL = 350 !$
-60
100
-40
-20
TA - Temperature (˚C)
0
20
40
60
80
100
TA - Temperature (˚C)
Fig. 9 Enable Propagation Delay vs. Temperature
Fig. 10 Switching Time vs. Temperature
120
120
RL = 4 k !$(TELH)
TP-Propagation Delay (ns)
100
80
60
RL = 1 k !$(TELH)
RL = 350 !$(TELH)
40
0
-60
80
RL = 1 k !$TPLH
RL = 4 k !$TPLH
RL = 350 !$TPLH
60
40
20
]
RL = 350 !
RL = 1 k !
RL = 4 k !
-40
-20
0
20
40
60
RL = 1 k !
RL = 4 k !
RL = 350 !
(TEHL)
80
20
-60
100
-40
-20
0
TA-Temperature (˚C)
20
40
60
]
TPHL
80
100
TA-Temperature (˚C)
Fig. 11 High Level Output Current
vs. Temperature
20
IOH-High Level Output Current (µA)
TE-Enable Propagation Delay (ns)
100
Conditions:
VCC = 5.5 V
VO = 5.5 V
VE = 2.0 V
IF = 250 µA
15
10
5
0
-60
-40
-20
0
20
40
60
80
100
TA-Temperature (˚C)
8/10/99
200002A
HIGH SPEED-10 MBit/s
LOGIC GATE OPTOCOUPLERS
SINGLE-CHANNEL
6N137
HCPL-2601
HCPL-2611
Pulse
Generator
tr = 5ns
Z O = 50V !
DUAL-CHANNEL
HCPL-2630
HCPL-2631
+5V
I F = 7.5 mA
1
VCC
I F = 3.75 mA
Input
(I F)
8
t PHL
2
Input
Monitor
(I F)
7
.1 %f
bypass
RL
Output
(VO )
6
3
CL
47!
4
GND
t PLH
Output
(VO )
1.5 V
90%
Output
(VO )
10%
5
tf
tr
Fig. 12 Test Circuit and Waveforms for tPLH, tPHL, tr and tf.
Pulse
Generator
tr = 5ns
Z O = 50V !
Input
Monitor
(V E)
+5V
3.0 V
Input
(VE )
VCC
1
8
1.5 V
t EHL
7.5 mA
7
2
.1 %f
bypass
RL
1.5 V
Output
(VO )
6
3
t ELH
Output
(VO )
CL
4
GND
5
Fig. 13 Test Circuit tEHL and tELH.
8/10/99
200002A
HIGH SPEED-10 MBit/s
LOGIC GATE OPTOCOUPLERS
SINGLE-CHANNEL
6N137
HCPL-2601
HCPL-2611
DUAL-CHANNEL
HCPL-2630
HCPL-2631
VCC
IF
A
1
8
2
7
3
6
+5V
.1 %f
bypass
350 !
B
VFF
4
GND
Output
(VO)
5
VCM
Pulse Gen
Peak
VCM
0V
5V
CM H
Switching Pos. (A), I F= 0
VO
VO (Min)
VO (Max)
VO
0.5 V
Switching Pos. (B), I F= 7.5 mA
CM L
Fig. 14 Test Circuit Common Mode Transient Immunity
8/10/99
200002A
HIGH SPEED-10 MBit/s
LOGIC GATE OPTOCOUPLERS
SINGLE-CHANNEL
6N137
HCPL-2601
HCPL-2611
Package Dimensions (Through Hole)
DUAL-CHANNEL
HCPL-2630
HCPL-2631
Package Dimensions (Surface Mount)
0.390 (9.91)
0.370 (9.40)
PIN 1
ID.
4
3
4
2
3
2
1
1
PIN 1
ID.
0.270 (6.86)
0.250 (6.35)
5
6
7
0.270 (6.86)
0.250 (6.35)
8
SEATING PLANE
0.390 (9.91)
0.370 (9.40)
5
0.070 (1.78)
0.045 (1.14)
6
7
8
0.070 (1.78)
0.045 (1.14)
0.300 (7.62)
TYP
0.200 (5.08)
0.115 (2.92)
0.020 (0.51)
MIN
0.020 (0.51) MIN
0.016 (0.41)
0.008 (0.20)
0.154 (3.90)
0.120 (3.05)
0.045 [1.14]
0.022 (0.56)
0.016 (0.41)
0.022 (0.56)
0.016 (0.41)
15° MAX
0.016 (0.40)
0.008 (0.20)
0.100 (2.54) TYP
0.300 (7.62)
TYP
0.100 (2.54)
TYP
0.315 (8.00)
MIN
0.405 (10.30)
MIN
Lead Coplanarity : 0.004 (0.10) MAX
Package Dimensions (0.4”Lead Spacing)
4
3
2
1
PIN 1
ID.
0.270 (6.86)
0.250 (6.35)
5
6
7
8
SEATING PLANE
0.390 (9.91)
0.370 (9.40)
0.070 (1.78)
0.045 (1.14)
0.200 (5.08)
0.115 (2.92)
NOTE
All dimensions are in inches (millimeters)
0.004 (0.10) MIN
0.154 (3.90)
0.120 (3.05)
0.022 (0.56)
0.016 (0.41)
0° to15°
0.016 (0.40)
0.008 (0.20)
0.100 (2.54) TYP
0.400 (10.16)
TYP
8/10/99
200002A
HIGH SPEED-10 MBit/s
LOGIC GATE OPTOCOUPLERS
SINGLE-CHANNEL
6N137
HCPL-2601
HCPL-2611
ORDERING INFORMATION
DUAL-CHANNEL
HCPL-2630
HCPL-2631
Option
Order
Entry
Identifier
Description
R2
.R2
Opto Plus Reliability Conditioning
S
.S
Surface Mount Lead Bend
SD
.SD
Surface Mount; Tape and reel
W
.W
0.4” Lead Spacing
QT Carrier Tape Specifications (“D” Taping Orientation)
12.0 ± 0.1
4.90 ± 0.20
4.0 ± 0.1
0.30 ± 0.05
4.0 ± 0.1
Ø1.55 ± 0.05
1.75 ± 0.10
7.5 ± 0.1
16.0 ± 0.3
13.2 ± 0.2
10.30 ± 0.20
0.1 MAX
10.30 ± 0.20
Ø1.6 ± 0.1
User Direction of Feed
Corporate Headquarters
QT Optoelectronics
610 North Mary Avenue
Sunnyvale, CA 94086
(408) 720-1440 Phone
(408) 720-0848 Fax
North American Sales
QT Optoelectronics
16775 Addison Rd.,Suite 200
Addison, TX 75001
(972) 447-1300 Phone
(972) 447-0784 Fax
European Sales
Quality Technologies Deutschland GmbH
Max-Huber-Strasse 8
D-85737 Ismaning, Germany
49 [0] 89/96.30.51 Phone
49 [0] 89/96.54.74 Fax
European Sales
QT Optoelectronics
“Le Levant”
2, rue du Nouveau Bercy
F-94277-CHARENTON-LE PONT Cedex
FRANCE
33 [0] 1.45.18.78.78 Phone
33 [0] 1.43.75.77.57 Fax
Asia/Pacific Sales
QT Optoelectronics
B613, 6th Floor
East Wing, Wisma Tractors
Jalan SS16/1, Subang Jaya
47500 Petaling Jaya
Selangor Darul Eshan, Malaysia
603/735-2417 Phone
603/736-3382 Fax
European Sales
Quality Technologies (U.K) Ltd.
10, Prebendal Court, Oxford Road
Aylesbury, Buckinghamshire
HP19-3EY United Kingdom
44 [0] 1296/30.44.99 Phone
44 [0] 1296/39.24.32 Fax
www.qtopto.com
Call QT Optoelectronics for more information or the phone number of your nearest distributor.
United States 800-533-6786 • France 33 [0] 1.45.18.78.78 • Germany 49 [0] 89/96.30.51 • United Kingdom 44 [0] 1296 394499 • Asia/Pacific 603-7352417
8/10/99
200002A
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
ANEXO E: Programa Microcontrolador
;*******************************************************************
;* This stationery serves as the framework for a user application. *
;* For a more comprehensive program that demonstrates the more *
;* advanced functionality of this processor, please see the
*
;* demonstration applications, located in the examples
*
;* subdirectory of the "Freescale CodeWarrior for HC08" program *
;* directory.
*
;*******************************************************************
include derivative.inc
xdef _Startup,INICIO
main:
_Startup
;*****************************************************************
;* Definición de variables en la RAM
*
;*****************************************************************
org
Z_RAMStart
Re0
rmb
1
; Resultado de la conversion A/D
k1
rmb
1
Se
rmb
1
Tri
rmb
1
CONTS
rmb
1
CONTT
rmb
1
AMPL
rmb
1
A1
rmb
1
A2
rmb
1
;*****************************************************************
;* Programa en la FLASH
*
;*****************************************************************
org
INICIO:
PRINCIPAL:
ROMStart
rsp
clra
clrx
bset
mov
; Inicializa registros de la CPU
0,CONFIG1
#%01100000,ADCLK
bclr
mov
0,DDRB
#$FF,DDRA
mov
mov
mov
mov
#$00,CONTS
#$00,CONTT
#0t,k1
#$FF,PTA
; Desactiva el COP
; De esta forma se divide la frecuencia del
;oscilador en 8; cpon lo
; Se configura la entrada al CAD
; #$0F Para el original – Contro
del puente
clra
clrx
177
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
P1:
Seno_fin:
Trian_fin:
Nuevo:
fin:
Pulso_alto:
mov
mov
mov
mov
jsr
ldx
lda
sta
sta
;ldx
;mul
;tax
;sthx
lda
sub
sta
#$00,A1
#$00,A2
#$00,Re0
#$00,AMPL
CAD
Re0
AMPLITUD,x
AMPL
A1
#10t
jsr
ldx
lda
ldx
mul
pshx
pulh
ldx
div
add
sta
clrh
ldx
lda
sta
lda
cmp
blo
bra
COMPARADOR
CONTS
SEN,x
AMPL
mov
lda
cbeqa
mov
mov
jmp
mov
jmp
mov
mov
mov
jmp
lda
cbeqa
inc
lda
cbeqa
inc
jmp
#$00,CONTS
k1
#1t,Nuevo
#1t,k1
#$00,CONTT
P1
#$00,CONTT
P1
#$00,CONTS
#$00,CONTT
#$00,k1
PRINCIPAL
CONTS
#127t,Seno_fin
CONTS
CONTT
#17t,Trian_fin
CONTT
P1
;lda
;cbeqa
;mov
;jsr
PTA
#$09,Igual1
#$FF,PTA
Tiempo
A1
#100t
A1
A2
#100t
A2
Se
CONTT
TRIANGULAR,x
Tri
Se
TRIANGULAR,x
Pulso_alto
Pulso_bajo
178
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
Igual1:
lda
cbeqa
;mov
;mov
mov
jmp
k1
#1t,Negativo_Alto
Tri,PTA
Se,PTA
#$09,PTA
fin
Negativo_Alto:
;lda
;cbeqa
;mov
;jsr
lda
;mov
;mov
mov
jmp
PTA
#$06,Igual2
#$FF,PTA
Tiempo
k1
Tri,PTA
Se,PTA
#$06,PTA
fin
;lda
;cbeqa
;mov
;jsr
lda
cbeqa
;mov
;mov
mov
jmp
PTA
#$06,Igual3
#$FF,PTA
Tiempo
k1
#1t,Negativo_Bajo
Tri,PTA
Se,PTA
#$06,PTA
fin
;lda
;cbeqa
;mov
;jsr
lda
;mov
;mov
mov
jmp
PTA
#$09,Igual4
#$FF,PTA
Tiempo
k1
Tri,PTA
Se,PTA
#$09,PTA
fin
Igual2:
Pulso_bajo:
Igual3:
Negativo_Bajo:
Igual4:
;****************************************************************
;*Subrutina para el convertidor
*
;****************************************************************
CAD:
ora
#%00100000
; Se configura el convertidor en modo
;continuo y se escoge como entrada el canal
;0
sta
ADSCR
brclr
7,ADSCR,*
lda
ADR
; Se lee la primera conversion que sireve
;para estavilizar el conversor y borrar el
;indicador coco
brclr
7,ADSCR,*
mov
#%00011111,ADSCR
; Apaga el modulo CAD
mov
ADR,Re0
; Guarda el resultado de la conversion
rts
;*****************************************************************
;*Retardo
*
;*****************************************************************
COMPARADOR:
lda
#1t
;(2)
Lazo1:
ldhx
#6t
;(3)
Lazo2:
aix
#-1
;(2)
cphx
#0t
;(3)
bne
Lazo2 ;(3)
179
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
deca
cmpa
bne
rts
#0t
Lazo1
;(3)
;(3)
;(3)
;(6)
;*****************************************************************
;*Retardo de 55microsegundos
*
;*****************************************************************
Tiempo:
lda
#0t
;(2)
Lazo3:
ldhx
#1t
;(3)
Lazo4:
aix
#-1
;(2)
cphx
#0t
;(3)
bne
Lazo4 ;(3)
cmpa
#0t
;(3)
bne
Lazo3 ;(3)
rts
;(6)
;*****************************************************************
;*Señal senoidal
*
;*****************************************************************
SEN:
dc.b
128t
dc.b
130t
dc.b
133t
dc.b
136t
dc.b
139t
dc.b
143t
dc.b
145t
dc.b
149t
dc.b
152t
dc.b
154t
dc.b
158t
dc.b
161t
dc.b
165t
dc.b
167t
dc.b
170t
dc.b
172t
dc.b
176t
dc.b
179t
dc.b
181t
dc.b
184t
dc.b
188t
dc.b
190t
dc.b
193t
dc.b
195t
dc.b
198t
dc.b
200t
dc.b
203t
dc.b
206t
dc.b
208t
dc.b
211t
dc.b
213t
dc.b
215t
dc.b
217t
dc.b
220t
dc.b
222t
dc.b
224t
dc.b
226t
dc.b
227t
dc.b
230t
dc.b
231t
180
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
234t
235t
236t
239t
240t
241t
243t
244t
245t
247t
248t
248t
249t
250t
252t
252t
253t
253t
253t
254t
254t
254t
254t
254t
255t
254t
254t
254t
254t
254t
253t
253t
253t
252t
252t
250t
249t
248t
248t
247t
245t
244t
243t
241t
240t
239t
236t
235t
234t
231t
230t
227t
226t
224t
222t
220t
217t
215t
213t
211t
208t
206t
181
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
203t
200t
198t
195t
193t
190t
188t
184t
181t
179t
176t
172t
170t
167t
165t
161t
158t
154t
152t
149t
145t
143t
139t
136t
133t
130t
128t
124t
121t
117t
115t
111t
108t
104t
102t
99t
96t
93t
89t
87t
84t
81t
78t
75t
72t
70t
66t
64t
61t
58t
56t
53t
51t
48t
46t
43t
40t
39t
37t
34t
32t
30t
182
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
28t
26t
24t
23t
20t
19t
17t
15t
14t
12t
11t
10t
8t
7t
6t
6t
5t
3t
2t
2t
1t
1t
1t
0t
0t
0t
0t
0t
0t
0t
0t
0t
0t
0t
1t
1t
1t
2t
2t
3t
5t
6t
6t
7t
8t
10t
11t
12t
14t
15t
17t
19t
20t
23t
24t
26t
28t
30t
32t
34t
37t
39t
183
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
40t
43t
46t
48t
51t
53t
56t
58t
61t
64t
66t
70t
72t
75t
78t
81t
84t
87t
89t
93t
96t
99t
102t
104t
108t
111t
115t
117t
121t
124t
;*****************************************************************
;*Señal triangular
*
;*****************************************************************
TRIANGULAR:
dc.b
128t
dc.b
157t
dc.b
188t
dc.b
217t
dc.b
248t
dc.b
234t
dc.b
203t
dc.b
174t
dc.b
144t
dc.b
113t
dc.b
84t
dc.b
53t
dc.b
24t
dc.b
6t
dc.b
35t
dc.b
66t
dc.b
96t
dc.b
125t
;***********************************************************************
;*Amplitud
*
;***********************************************************************
AMPLITUD:
dc.b
dc.b
dc.b
99t
99t
99t
;
;
;
00000000
00000001
00000010
0
0.019607843
0.039215686
184
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
dc.b
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
99t
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
;
00000011
00000100
00000101
00000110
00000111
00001000
00001001
00001010
00001011
00001100
00001101
00001110
00001111
00010000
00010001
00010010
00010011
00010100
00010101
00010110
00010111
00011000
00011001
00011010
00011011
00011100
00011101
00011110
00011111
00100000
00100001
00100010
00100011
00100100
00100101
00100110
00100111
00101000
00101001
00101010
00101011
00101100
00101101
00101110
00101111
00110000
00110001
00110010
00110011
00110100
00110101
00110110
00110111
00111000
00111001
00111010
00111011
00111100
00111101
00111110
00111111
01000000
0.058823529
0.078431373
0.098039216
0.117647059
0.137254902
0.156862745
0.176470588
0.196078431
0.215686275
0.235294118
0.254901961
0.274509804
0.294117647
0.31372549
0.333333333
0.352941176
0.37254902
0.392156863
0.411764706
0.431372549
0.450980392
0.470588235
0.490196078
0.509803922
0.529411765
0.549019608
0.568627451
0.588235294
0.607843137
0.62745098
0.647058824
0.666666667
0.68627451
0.705882353
0.725490196
0.745098039
0.764705882
0.784313725
0.803921569
0.823529412
0.843137255
0.862745098
0.882352941
0.901960784
0.921568627
0.941176471
0.960784314
0.980392157
1
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185
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
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186
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
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REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
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188
REGULACIÓN DE TENSIÓN EN CARGAS MONOFÁSICAS UTILIZANDO PWM
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5
189