Comunicaciones por Satélite Curso 2008-09 Comunicaciones Digitales Recuperación de portadora y sincronismo Ramón Martínez Rodríguez-Osorio Miguel Calvo Ramón Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 66 Recuperación de portadora y sincronismo Hasta ahora, hemos supuesto que para la demodulación coherente, se disponía de una componente de portadora coherente con la del transmisor. En sistemas de tipo TDMA a ráfagas, interesa que esta adquisición sea rápida. Además, se necesita tener información temporal para el muestreo y detectar las transiciones entre bits. I Señal modulada (FI) Detector Datos π/2 Q Combinador Detector Recuperación de portadora Recuperación de reloj Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 67 Desviación Doppler Satélite MetOp-A. h=817 km (LEO) 4 4 x 10 137.9 MHz (max: 3020.92 Hz) 1.7 GHz (max: 37241.25 Hz) 3 Desviación Doppler (Hz) 2 1 0 -1 -2 -3 -4 0 2 4 6 8 tiempo (min) 10 12 Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo 14 CSAT 68 Recuperación de Portadora La señal de referencia se genera a partir de la señal recibida mediante un circuito de recuperación de portadora. Normalmente se utiliza la técnica denominada de multiplicación de portadora que se muestra esquemáticamente en la figura. Filtro Paso Banda Multiplicador de Frecuencia (·)M Generador del armónico M-ésimo Filtro Paso Banda Circuito de seguimiento de fase Divisor de frecuencia (·)/M Filtro de seguimiento Este tipo de circuito produce una ambigüedad de la fase de 2π/M. En el caso de BPSK la ambigüedad de fase es de π, por lo que se puede recuperar la secuencia transmitida o su complementaria. Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 69 Recuperación de Portadora Filtro Paso Banda Multiplicador de Frecuencia (·)M Filtro Paso Banda Generador del armónico M-ésimo Circuito de seguimiento de fase Filtro de seguimiento 500 500 400 400 Amplitud 300 200 100 300 200 100 400 0 0 100 200 300 Frecuencia (Hz) 400 0 0 500 300 Amplitud Amplitud Divisor de frecuencia (·)/M Ejemplo: BPSK, T=0.2s, FI=50 Hz, SNR=10 dB 100 200 300 Frecuencia (Hz) 400 500 200 100 0 45 50 55 Frecuencia (Hz) 60 Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 70 Recuperación de Portadora 1800 1500 1600 y.^4 y.^2 1400 1000 Amplitud Amplitud 1200 1000 800 600 500 400 200 0 0 100 200 300 400 0 0 500 100 Frecuencia (Hz) 2000 200 300 Frecuencia (Hz) |y| 1500 1500 Amplitud Amplitud 500 2000 y.^8 1000 500 0 0 400 1000 500 100 200 300 Frecuencia (Hz) 400 500 0 0 100 200 300 Frecuencia (Hz) Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo 400 500 CSAT 71 Análisis del Generador Armónico El propósito es generar un armónico M-ésimo sin modular, de frecuencia Mωc, a partir de la portadora MPSK modulada s(t). La señal modulada MPSK se puede representar como: [ s(t ) = Re Aa(t ) exp( jω c t + jθ ) ] siendo A la amplitud, θ la fase de la portadora y a(t) la señal de datos, |a(t)| =1, que es compleja y se denomina envolvente compleja de s(t). Si H(jω) es la función de transferencia del filtro paso banda de entrada, su equivalente paso bajo tendrá una función de transferencia H(jω) y su respuesta al impulso será h(t), en general compleja si H(jω) no es simétrica respecto a ωc. A la salida del filtro la señal y(t) será: [ s(t ) = Re Am(t ) exp( jω c t + jθ ) ] cuya envolvente compleja m(t) es la convolución: m(t ) = h(t ) ⊗ a(t ) Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 72 Análisis del Generador Armónico La salida del multiplicador de frecuencia es: { [ sM (t ) = Re Am(t ) exp( jω c t + jθ ) ]} M Para BPSK M=2 y se tiene: { [ s 2 ( t ) = Re Am( t ) exp( jω c t + jθ ) ]} 2 [ 2 1 1 = Am( t ) + Re A 2 m 2 ( t ) exp( j2ω c t + j2θ ) 2 2 ] Por tanto, a la salida del filtro paso banda centrado en 2ωc la señal será una sinusoide de frecuencia 2ωc, fase 2θ y amplitud: 1 2 { } E A 2m 2 ( t ) Si el efecto del filtrado sobre la amplitud es despreciable, m(t) = a(t) = ± 1. Entonces m2(t)=1 y la señal filtrada no tendrá variaciones de amplitud. Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 73 Ambigüedad de Fase Para resolver la ambigüedad de fase se utilizan dos técnicas: la transmisión de la Palabra Unica y la Codificación Diferencial. La palabra única es una secuencia de bits que se transmite al comienzo de la transmisión. El receptor conoce y tiene almacenada en un registro la palabra única. En el receptor hay un circuito detector de palabra única y otro del complemento de la palabra única. • Si la palabra se demodula en su estado correcto ello quedará indicado por el primer detector. • Si la demodulación producida es la complementaria el segundo detector lo indicará y la fase de la señal de referencia se invertirá. Entrada 1 2 N + + + 1 2 N Σ d UW Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 74 Circuito Básico de Recuperación de Portadora en BPSK Al elevar al cuadrado la señal recibida se produce una componente a frecuencia doble de la portadora. El PLL se engancha y sigue a esta componente. r(t) Filtro Paso Banda (.)2 X e(t) F(ω) VCO ÷2 Al demodulador Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 75 Lazo de Costas Su importancia radica en que evita el uso del dispositivo de ley cuadrática que puede resultar difícil de implementar a las frecuencias de portadora. El dispositivo de ley cuadrática se sustituye por un multiplicador y un filtro paso bajo. El principal problema de implementación es que los dos filtros paso bajo de las dos ramas del circuito deben estar perfectamente adaptados y esto solo se puede conseguir de forma aproximada en la práctica. Filtro Paso Bajo X r(t) VCO F(ω) Secuencia demodulada X 90º X Filtro Paso Bajo Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 76 Lazo de Costas La señal recibida se multiplica por dos señales en fase y en cuadratura procedentes del VCO. La señal en fase es una función del cos f(t) y se usa para recuperar los datos. El canal en cuadratura produce una señal función del sen f(t). La multiplicación de las salidas de los dos canales produce una señal de error que es función del sen{2f(t)} similar a la de la señal del circuito elevador al cuadrado. Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 77 Efecto del Ruido en la Referencia de Fase sobre la Pb Veamos el efecto de una referencia de fase no ideal, afectada por ruido, sobre la probabilidad de error. Considerese una señal BPSK recibida con ruido blanco gaussiano: r (t ) = 2 ∑ an p (t − nTs ) cos ωc t + n(t ) n siendo p(t) el pulso rectangular de duración Ts y an el dígito transmitido en el intervalo n-ésimo. El receptor proporciona una referencia con error de fase θ: R (t ) = 2 cos (ωc t + θ ) La salida del mezclador, ignorando el término a frecuencia doble, es: r (t )R (t ) = 2 ∑ an p (t − nTs ) cos θ + n(t )R (t ) n Para pulsos rectangulares, la salida del filtro adaptado correspondiente al bit n es: 1 yn (Ts ) = Ts ∫ Ts 0 1 r (t )R (t )dt = an cos θ + Ts ∫ n(t )R(t )dt Ts 0 Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 78 Efecto del Ruido en la Referencia de Fase sobre la Pb La probabilidad de error en la transmisión con este error de fase de referencia es: ⎞ ⎛ 2Eb Pb (θ ) = Q⎜ cos θ⎟ ⎠ ⎝ N0 Para calcular el valor medio de la probabilidad de error hay que determinar la función densidad de probabilidad de θ y después calcular: PBPSK = ∫ π −π Pb (θ )p(θ )dθ Para circuitos de recuperación de portadora con PLLs de primer orden: p(θ ) = exp(α cos θ ) 2πI0 (α ) ≅ ( ) exp − α θ 2 2 2π α Siendo Io la función modificada de Bessel, α es la relación señal a ruido de la referencia de fase y la aproximación es válida para valores grandes de α. En este caso, la distribución es gaussiana con varianza σ2 = 1/α. Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 79 Distribución Viterbi-Tikhonov La figura muestra la distribución p(θ) para α = 1 y α = 10 y la aproximación gaussiana. 1.5 α=10 p( θ , 1 ) 1 p1( θ , 1 ) p1( θ , 10 ) p( θ , 10 ) 0.5 α=1 0 3 2 1 0 1 θ Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo 2 3 CSAT 80 Pb en BPSK La figura representa la Pb con sincronización imperfecta de fase para diversos valores de dispersión típica, y por tanto de relación S/N en el lazo: σ=0.1 rad → σ=5.73º → α=100 σ=0.2 rad → σ=11.5º → α=25 σ=0.3 rad → σ=17.2º → α=11.11 σ=0.5 rad → σ=28.65º → α=4 1 α=4 Pb( EbNo, 0.0 ) PBPSK( EbNo, 100 ) PBPSK( EbNo, 25 ) PBPSK( EbNo, 11.11 ) α=11.11 PBPSK( EbNo, 4 ) α=25 10 6 0.01 EbNo Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo 15 CSAT 81 Error de Referencia de Fase en QPSK En QPSK la demodulación se realiza en los dos canales en cuadratura usando las referencias: R1 (t ) = 2 cos(ω c t + θ ) R 2 (t ) = 2 sen(ω c t + θ ) Si θ ≠ 0 se producen interferencias entre los dos canales. La probabilidad de error que se obtiene es: ⎞ ⎛ 2Eb ⎞ ⎫⎪ 1 ⎧⎪ ⎛ 2Eb Pq (θ ) = ⎨Q⎜ cos θ + sen θ )⎟ + Q⎜ cos θ − sen θ )⎟ ⎬ ( ( 2 ⎪⎩ ⎝ N0 ⎠ ⎝ N0 ⎠ ⎪⎭ Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 82 Pb en QPSK La figura muestra como un error estático de fase de 0.2 rad. degrada mucho más un sistema QPSK que un BPSK. 1 Pb( EbNo, 0.00 ) Pb( EbNo, 0.20 ) Pq( EbNo, 0.20 ) QPSK, θ=0.2 rad BPSK,QPSK ideal BPSK, θ=0.2 rad 10 6 0.01 EbNo Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo 15 CSAT 83 Pb en QPSK La figura representa la Pb con sincronización imperfecta de fase para diversos valores de dispersión típica, y por tanto de relación S/N en el lazo: σ=0.1 rad → σ=5.73º → α=100 σ=0.2 rad → σ=11.5º → α=25 σ=0.3 rad → σ=17.2º → α=11.11 σ=0.5 rad → σ=28.65º → α=4 1 α=4 α=11.11 Pq( EbNo, 0.0 ) PQPSK( EbNo, 100 ) α=25 PQPSK( EbNo, 25 ) PQPSK( EbNo, 11.11 ) PQPSK( EbNo, 4 ) α=100 10 6 EbNo 0.01 Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo 15 CSAT 84 Error de Referencia de Fase en OQPSK En OQPSK un canal está desplazado con respecto al otro en Tb, siendo Tb la duración de bit en la entrada serie. an-1 an bn-1 En consecuencia la transición en un canal ocurre a mitad del intervalo de señal del otro canal. 0 an+1 bn bn+1 Tb 2Tb Si en la transición hay un cambio de polaridad entonces la interferencia en la primera mitad del intervalo se cancela con la de la segunda mitad. En este caso la probabilidad de error condicional es igual que en BPSK. Si no se produce transición la interferencia se mantiene constante y la probabilidad de error condicional es la misma que en QPSK. Como la probabilidad de transición es 0.5 entonces: POq (θ ) = 1 2 [P (θ) + P (θ)] b q y el OQPSK es menos sensible que el QPSK a los errores de fase. Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 85 Pb en OQPSK La figura representa la Pb con sincronización imperfecta de fase para diversos valores de dispersión típica, y por tanto de relación S/N en el lazo: σ=0.1 rad → σ=5.73º → α=100 σ=0.2 rad → σ=11.5º → α=25 σ=0.3 rad → σ=17.2º → α=11.11 σ=0.5 rad → σ=28.65º → α=4 1 α=4 α=11.11 Pq( EbNo, 0.0 ) POQPSK( EbNo, 100 ) α=25 POQPSK( EbNo, 25 ) POQPSK( EbNo, 11.11 ) POQPSK( EbNo, 4 ) α=100 10 6 0.01 EbNo Martínez, Miguel Calvo Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón 15 CSAT 86 Error de Referencia de Fase en FFSK o MSK Este sistema de modulación es similar al O-QPSK excepto que la forma de los pulsos es semisinusoidal en lugar de rectangular. Un análisis similar al del OQPSK proporciona una probabilidad de error condicional dada por: Pf (θ ) = 1 4 [P (θ ) + P (θ )] f1 f2 donde: ⎡ 2 Eb ⎛ ⎡ 2 Eb ⎛ 2 2 ⎞⎤ ⎞⎤ Pf 1 (θ ) = Q ⎢ ⎜ cos θ + senθ ⎟⎥ + Q ⎢ ⎜ cos θ − senθ ⎟⎥ π π ⎠⎦ ⎠⎦ ⎣ N0 ⎝ ⎣ N0 ⎝ ⎤ ⎡ 2 Eb Pf 2 (θ ) = 2Q ⎢ cos θ ⎥ ⎣ N0 ⎦ Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 87 Pb en MSK La figura representa la Pb con sincronización imperfecta de fase para diversos valores de dispersión típica, y por tanto de relación S/N en el lazo: σ=0.1 rad → σ=5.73º → α=100 σ=0.2 rad → σ=11.5º → α=25 σ=0.3 rad → σ=17.2º → α=11.11 σ=0.5 rad → σ=28.65º → α=4 1 α=4 Pq( EbNo, 0.0 ) α=11.11 PMSK( EbNo, 100 ) PMSK( EbNo, 25 ) PMSK( EbNo, 11.11 ) PMSK( EbNo, 4 ) 10 α=25 6 α=100 EbNo 0.01 Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo 15 CSAT 88 Resumen Error Estático de Fase θ = 0.3 radianes. Se degradan sucesivamente: BPSK, MSK, OQPSK y QPSK. 1 Pb( EbNo, 0.00 ) O-QPSK Pb( EbNo, 0.30 ) Pf( EbNo, 0.30 ) QPSK POq( EbNo, 0.30 ) BPSK,QPSK ideal Pq( EbNo, 0.30 ) BPSK MSK 10 6 0.01 EbNo Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo 15 CSAT 89 Codificación BPSK Diferencial La generación de un bit codificado diferencialmente dn compara el bit a transmitir an con el bit transmitido anteriormente dn-1. Si son iguales, se transmite un 1 y si son diferentes un 0. dn = an ⊕ dn−1 Demod. coherente A/D FPBR {an} Lógica Retardo Tb x Decod. Diferenc. FPBajo CR {dn} Secuencia binaria x {an} TR FPBT CR= recuperación de portadora TR= recuperación de tiempo A/D Demod. diferencial FPBR x FPBajo {an} Codificador Diferencial Retardo Tb Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo TR CSAT 90 Demodulación Coherente Si se hace una demodulación coherente de la señal BPSK codificada diferencialmente la ambigüedad de fase no necesita resolverse para recuperar la secuencia transmitida. Debido a la correlación entre símbolos consecutivos transmitidos los errores producidos tienden a propagarse. Un error en la transmisión de un símbolo afectará a la demodulación de dos símbolos consecutivos. En demodulación PSK, comparamos la señal recibida con una referencia limpia (sin ruido). En DPSK, comparamos dos señales recibidas por lo que tendremos aproximadamente 3 dB más de ruido. La expresión de probabilidad de error que se maneja es: ⎛ 2Eb ⎞ ⎛ ⎛ 2Eb ⎞ ⎞ ⎛ 2Eb ⎞ Pb = 2Q⎜ ⎟ ⎜⎜ 1 − Q⎜ ⎟ ⎟⎟ ≅ 2Q⎜ ⎟ ⎝ N0 ⎠ ⎝ ⎝ N0 ⎠ ⎠ ⎝ N0 ⎠ Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 91 Demodulación Diferencial En este caso no es necesario recuperar la portadora y basta multiplicar la señal recibida con la recibida un periodo de símbolo anterior, obtenida con un circuito de retardo Ts. La expresión de probabilidad de error en este caso es: 1 ⎛ Eb ⎞ 1 Pb = exp⎜ − ⎟ 2 ⎝ N0 ⎠ PB( EbNo ) DE_PB( EbNo ) DPB( EbNo ) 0.0000001 0 EbNo Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo 12 CSAT 92 Recuperación de Tiempo Todos los receptores digitales necesitan tener sus demoduladores sincronizados a las transiciones de los símbolos recibidos para poder realizar una demodulación óptima. Los sincronizadores de símbolo pueden clasificarse en dos grupos básicos: - Sincronizadores de lazo abierto, que recuperan una réplica del reloj del transmisor directamente a partir de operaciones sobre la señal recibida. - Sincronizadores en lazo cerrado, que tratan de enganchar un reloj local a la señal recibida mediante medidas comparativas entre ambas. Los sincronizadores de lazo cerrado tienden a ser más exactos pero son más complejos y costosos que los de lazo abierto. Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 93 Sincronizadores de Lazo Abierto También se denominan sincronizadores de filtro no lineal. Generan una componente a la frecuencia de velocidad de transmisión de símbolos operando sobre la señal recibida mediante una combinación de filtrado y no-linealidad. La operación es análoga a la recuperación de portadora. Ejemplo. La señal recibida r(t) se filtra con un filtro adaptado. La salida del filtro será la autocorrelación de la señal de entrada. Para pulsos rectangulares la salida del filtro será una señal de forma triangular. Esta señal se “rectifica” con una no linealidad de potencia par. La señal resultante tendrá picos de amplitud positiva que se corresponderán, con un retardo temporal, con las transiciones de los símbolos recibidos. Por tanto, tendrá una componente a la frecuencia de reloj, que se separa de los armónicos con el filtro paso banda y se conforma con un amplificador de saturación ideal (función signo sgn(x)). r(t) Filtro Adaptado No-linealidad de potencia par Filtro Paso Banda Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo Signo CSAT 94 Sincronizadores de Lazo Abierto Otro ejemplo de sincronizador en lazo abierto responde al diagrama de bloques de la figura. m(t) r(t) Filtro X Signo Paso Banda Retardo T/2 Aquí se produce una componente a la frecuencia de reloj multiplicando la señal recibida por consigo misma retardada. Para producir un componente armónico más alto el retardo debe ser de la mitad del periodo de bit. La señal m(t) va a ser siempre positiva en la segunda mitad de cada periodo de bit, pero tendrá una primera mitad negativa si ha habido cambio de estado en la señal recibida. De esta manera se produce una señal cuadrada con componentes a la frecuencia de reloj y a sus armónicos. La componente espectral deseada se separa con el filtro paso banda y se conforma con el amplificador de saturación. Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 95 Sincronizadores en Lazo Abierto Un tercer tipo de sincronizador en lazo abierto responde al diagrama de bloques de la figura que implementa un detector de pendiente. Filtro Paso Bajo d/dt (·)2 Filtro Paso Banda Signo Las operaciones importantes son las de diferenciación y rectificación (usando un dispositivo de ley cuadrática). Una señal rectangular de entrada dará a la salida del diferenciador impulsos positivos y negativos en todas las transiciones. A la salida del rectificador los impulsos positivos tendrán armónicos a la frecuencia de reloj. Ésta se separa con el filtro paso banda y se conforma con el amplificador de saturación. Un problema es que los diferenciadores son muy sensibles al ruido de banda ancha. Por ello, se necesita el filtro paso bajo. El filtro paso bajo a su vez hace que los pulsos tengan mucha menos pendiente y que los impulsos del diferenciador no sean tan abruptos. Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 96 Sincronizadores en Lazo Cerrado El principal inconveniente de los sincronizadores en lazo abierto es que hay un error de seguimiento del instante óptimo que no puede hacerse nulo. Los sincronizadores de lazo cerrado comparan la señal de entrada con una señal de reloj generada localmente para sincronizar el reloj local con las transiciones de la señal recibida. Uno de los sincronizadores de lazo cerrado más populares es el de puerta adelantada/retrasada como el del esquema de la figura. Puerta adelantada ∫ T d dt Valor Absoluto - r(t) VCO F(ω) + + Puerta retrasada ∫ T−d 0 dt Valor Absoluto Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 97 Sincronizador de Puerta Adelantada/Retardada El sincronizador realiza dos integraciones de la señal recibida sobre dos intervalos T-d del tiempo de símbolo. • La primera integración, la de puerta adelantada (early gate), comienza la integración en el instante que el lazo estima como de comienzo de un periodo de símbolo (tiempo nominal cero) e integra durante los siguientes T-d segs. • La segunda integral (late) retarda el comienzo de integración d segundos e integra hasta el final del periodo de símbolo (tiempo nominal T). La diferencia entre los valores absolutos de estas dos integraciones es una medida del error de tiempo de símbolo del receptor y puede realimentar el lazo de referencia de tiempos para corregir el reloj. b) Reloj adelantado. a) En sincronismo a b d d Puerta adelantada Puerta retardada ∆ Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 98 Sincronizador de Puerta Adelantada/Retardada Esta no linealidad es óptima para pulso cuadrados. Para pulsos redondeados, funciona mejor (·)2. Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 99 Implementación del sincronismo early-late Fuente: Wijeratne, 2007 Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 100 Ejemplo. Circuito de sincronización para DVB-S Transmisor Circuito de sincronismo (receptor) ESPECIFICACIONES Modulación QPSK Satélite GEO Eb/No reducida (~1 dB) Offset de frecuencia: |∆f| ≤0.1/Tsymb Fuente: [D’Amico, 2001] Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 101 Ejemplo. Circuito de sincronización para DVB-S Timing Error Detector Matched Filter Frequency Estimation Anti-Aliasing Filter Interpolation Matched Filter Fuente: [D’Amico, 2001] Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 102 Ejemplo. Circuito de sincronización para DVB-S Muestras de la señal QPSK 1.5 1 1 0.5 0.5 amplitud amplitud Señal QPSK 1.5 0 0 -0.5 -0.5 -1 -1 -1.5 0 5 10 15 20 25 30 -1.5 0 5 10 tiempo 15 20 25 30 muestras Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 103 Ejemplo. Circuito de sincronización para DVB-S QPSK con muestreo ideal Señal QPSK muestreada Señal QPSK 1 1 0.5 amplitud amplitud 0.5 0 0 -0.5 -0.5 -1 -1 13.5 14 14.5 15 15.5 16 16.5 17 13 13.5 14 14.5 15 15.5 16 16.5 17 17.5 tiempo tiempo Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 104 Ejemplo. Circuito de sincronización para DVB-S QPSK con muestreo erróneo Señal QPSK muestreada. Muestreo erróneo 1 1 0.5 0.5 amplitud amplitud Señal QPSK muestreada. Muestreo ideal 0 0 -0.5 -0.5 -1 -1 13 13.5 14 14.5 15 15.5 16 16.5 17 17.5 13 13.5 14 14.5 15 15.5 16 16.5 17 17.5 tiempo tiempo Muestra retrasada Muestra adelantada Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 105 Ejemplo. Circuito de sincronización para DVB-S Timing Error Detector (TED) - Algoritmo de Gardner Detección de transiciones por cero. 2 muestras por símbolo e(k ) = [ y (kT ) − y ((k − 1)T )]⋅ y ((k − 1 2 )T ) Señal QPSK muestreada. Muestreo erróneo 1 amplitud 0.5 0 -0.5 -1 13 13.5 14 14.5 15 15.5 tiempo 16 16.5 17 Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo 17.5 CSAT 106 Ejemplo. Circuito de sincronización para DVB-S Timing Error Detector (TED) - Algoritmo de Gardner 2 muestras por símbolo Señal QPSK muestreada. Muestreo retrasado 1 y((k-1)T) amplitud 0.5 Muestreo retrasado e(k ) = [ y (kT ) − y ((k − 1)T )]⋅ y ((k − 1 2 )T ) 14442444 3 14243 0 <0 <0 Por tanto, si e(k ) > 0, adelanta una muestra y((k-½)T) -0.5 y((kT) -1 13 13.5 14 14.5 15 15.5 16 16.5 17 17.5 tiempo Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 107 Ejemplo. Circuito de sincronización para DVB-S Timing Error Detector (TED) - Algoritmo de Gardner 2 muestras por símbolo Señal QPSK muestreada. Muestreo adelantado y((k-1)T) 1 y((k-½)T) amplitud 0.5 Muestreo adelantado e(k ) = [ y (kT ) − y ((k − 1)T )]⋅ y ((k − 1 2 )T ) 14442444 3 14243 0 <0 >0 Por tanto, si e(k ) < 0, retrasa una muestra -0.5 y(k)T) -1 13 13.5 14 14.5 15 15.5 16 16.5 17 17.5 tiempo Comunicaciones por Satélite. Curso 2008-09. ©Ramón Martínez, Miguel Calvo CSAT 108