T903.pdf

ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
..FACULTAD DE. INGENIERÍA ELÉCTRICA
'MEDIDOR'HE FACTOR DE CALIDAD DE BOBINAS EN BAJA'FRECUENCIA'
RICARDO' DAVILA PERSCHMANN
TESIS PREVIA- A LA OBTENCIÓN DEL TITULO
'DE INGENIERO EN ELECTRÓNICA Y TELECOMJJ
NÍCACIONES
AGOSTO,
1981
Certifico que este trabajo
ha 'sido r e a l i z a d o en su to_
tal i dad por el Sr. R i c a r d o
Da vi la Perschmann.'
x ng.
Al f onso • Espi nosa R
DIRECTOR
A; mi s padres y
Hermanas.
A' Eduardo
•(Agradezco al P u e b l o del Ecuador, - a la Es.cuel a Po.l i téc_
nica N a c i o n a l , a mis maestros y c o n d i s c í p u l o s , y a to_
dos quienes en forma -directa o indi recta colaboraron "con
la r e a l i z a c i ó n de la presente 'tesis, que const i tuy e la
• c u l m i n a c i ó n de mi -carrera universitaria. . . .- , . - .
Agradezco de manera e s p e c i a l al Ing. Douglas Moya por
su p a r t i c i p a c i ó n en la concepción y desarrollo de es_
te "trabajo, a los Ingenieros Alfonso Espinosa-, Osw.al_
d;o B u i t r ó n s' Erwin B a r r i g a , Adolfo Loza y al Señor Fe;r_
o Ramírez • por s.u colaboración en la culminación del
s mo .
'
' " . ' " " •
. . •• .•
Agrja-dezco también a. las Señoritas J u d i t h y Mar'ía El_e_
na l A g u i r r e por su paciente d e d i c a c i ó n en el trabajo me_
can'ográf i co .
.
.'
í 8 2¡£ I
C a p í t u l o I:
.
pág.
MÉTODO EMPLEADO EN LA M E D I C I Ó N DEL FACTOR DE C A L I D A D •
1.1.
1.2.
Definición del factor de cal i dad
Fundamento teórico de la m e d i c i ó n
1
2
DESARROLLO TEÓRICO Y DISEÑO DEL CIRCUITO QUE "CONSTITUYE EL
- MED-IQOR DIGITAL DE FACTOR--DE -CALIDAD . .
2.1.
2.2.'
2.2.1.
2.2.2.
2.3.
2.3.1,
2.3.2.
2.4.
D i a g r a m a de b l o q u e s
'
El O s c i l a d o r
C o n s i d e r a c i o n e s teóricas - - •
Diseño.
;
í
_-„__
-.__--.
El conversor V o l t a j e - C o r r i e n t e
•--C o n s i d e r a c i o n e s teóricas -•
Diseño
El circuito detector del v a l o r -medio de una se_
nal periódica
2.4.1. C o n s i d e r a c i o n e s teóricas
2.4.2. Di seño
________
_
2.5.
2.5.1.
2.5.2.
2.6.
2.6.1.
2.6.2.
2.7.
2.8.
El c i r c u i t o s u m a d o r
:
--_.
C o n s i d e r a c i o n e s teóricas
Diseño
El c i r c u i t o detector de v a l o r m á x i m o
.Consideraciones teóricas
Diseño
El c i r c u i t o m u l t i p l i c a d o r
El c i r cuito d i v i s o r a n a l ó g i c o
5
6
6
11
20
20
21
22
22
25
. 29
•
29
31
32
32
34
36
42
Pag
2..-9 .
El sistema optoeV.ec'tr.óni co de lectura
2.9.1, Consi deraciones g e n e r a l e s •-•
44
44
CapHu/Lo -11.1.:
REALIZACIÓN E X P E R I M E N T A L
3., 1.
3.2.
3.3.
3."4."
3.5
3.6.
3.7.
3.8.
3.9..,,3.10..
Procedimiento
____•
_ —
El oscilador
El c o n v e r s a r V o l t a j e ' - C o r r í en te
••
El filtro Pasa-Bajos
.--__
___.
El c i r c u i t o s u m a d o r •
•
__.-^,.- ;
E l - d e t e c t o r d e V a l o r Pico
El sistema optoelectrónico de lectura
L o s m u l t i p l i c a d o r e s a n a l ó g i c o s -- :
El. d i v i s o r ---•
•.—
El sistema completo
.—•
-•
C a p i t u l o IV:'
CONCLUSIONES
4.1.
4.2.
Ventajas
Limitaciones
H - . O . .' '_UO.ST.OS
4; 4.
—.— — — — — — — — — —
_ - _,
____________
.Mejoras que- p o d r í a n r e a l i z a r s ' e '
53
54
57
6'0
52
62
63
.65
69
71-
T R O D U C C I O
L a r e a l i z a c i ó n del p r e s e n t e t r a b a j o t i e n e s u " g é n e s i s e n l a
i d e a - d e l l e v a r a cabo operaciones m a t e m á t i c a s , desde los sim_
p i e s ' c á l c u ' T o s a r i t m é t i c o s h a s t a a q u e l l o s íirá's c o m p l e j o s c o m o l a i n - t e g r a c i ó n y . o b t e n c i ó n d e l v a l o r m e d i o d e f u n c i o n e s utj_
1 i z a n d o c i r c u í tos e l e c t r ó n i c o s a n a l ó g i c o s . E l a c o p l a m i e n t o
de las d i s t i n t a s partes en un sistema que presente u t i l i d a d
eri e l c a m p o d e l a s " M e d i c i o n . e s E l é c t r i c a s " h a determinado e l
d i s e ñ o y c o n s t r u c c i ó n , a - . n i v e l e x p e r i m e n t a l , d e l "medidor dj_
g i t a l d e f a c t o r d e c a l i d a d d e b o b i n a s a . b a j a f r e c u e n c i a " , tj^
tulo de la presente tesis.
El d i s e ñ o de os ci 1 a d o r e s 3- s u m a d o r e s a . i n t e g r a d o r e s , f i l t r o s ,
s e r e a l i z a e n f o r m a m u y s i m p l e u t i l i z a n d o " a m p l i f i c a d o r e s o_
p e r a c i o n a l e s " e n c i r c u i t o s i n t e g r a d o s . Son, e n r e a l i d a d , e l e _
m e n t o s muy v e r s á t i l e s en c u a n t o a la v a r i - e d a d "de a p i i c a e i o_
n e s q u e p u e d e n t e n e r y *si a ñ a d i - m o s ' a e s t o l a . v e n t a j a a d i c i p _
n a l d e s u b a j o cos.to, t e n e m o s r a z o n e s p a r a c o m p r e n d e r e l poj2_
q u é s e h a n u t i l i z a d o - c o n p r e p o n d e r a n c i a e n el p r e s e n t e • tr_a_
b a j o . Las c o n s i d e r a c i o n e s t e ó r i c a s se apoyan en las caract_e_
rísticas eléctricas "ideales" de f u n c i o n a m i e n t o de los.amplj_
ficadores o p e r a c i o n a l e s que en la práctica se traducen en
r a z o n a b l e s aproxima clones sol amenté. El rango de frecuencia
en el que puede t r a b a j a r el i n s t r u m e n t o t i e n e mucho que ver
c o n e'ste a s p e c t o , p o r q u e m i e n t r a s m a y o r e s l a f r e c u e n c i a d e
o p e r a c i ó n , el comportamiento de los o p e r a c i o n a l e s dista más
de ser un c o m p o r t a m i e n t o i d e a l . Es por esta razón que en el
temario de tesis d e n u n c i a d o , se e s c r i b i ó una nota i n d i c a n d o
que las e s p e c i f i c a c i o n e s del aparato podían v a r i a r
con el
d e s a r r o l l o e x p e r i m e n t a l , A l a p o s t r e e s t o s u c e d i ó , porque e n
u n p r i n c i p i o s e p e n s a b a e x p e r i m e n t a r c o n f r e c u e n c i a s d e ha_s_
t a 1 0 0 K H z p e r o l a p r á c t i c a d e m o s t r ó q u e p a r a c o n s e g u i r e_s_
to era necesario d i s p o n e r de eleme'ntos'especiales, a m p l i f i c a
dores -operaci onal es y m u l t i p l i c a d o r e s a n a l ó g i c o s -con conexi
nes de c o m p e n s a c i ó n en a l t a f r e c u e n c i a . No he pretendí" do cons
truir un sistema que vaya a c o n s t i t u i r s e en instrumento
d
laboratorio, sólo deseo demostrar que la m e d i c i ó n del factor
de c a l i d a d de bobinas puéd'e efe'c ti vaménte' l l e v a r s e a cabo" _
ti 1 i zando este principio; es por esto q u e / m i trabajo se ha
l i m i t a d o a realizar m e d i c i o n e s en baja frecuencia (10 Hz, 60
Hz, 120 Hz, 1 KHz) . La m e d i c i ó n de factor de c a l i d a d en ba
jas frecuencias es particularmente útil para las b o b i n a s em
p l e a d a s en sistemas de potencia y en telefonía. Las p r i m e r a s
p o r q u e trabajan a la frecuencia de red (60 Hz., IZO Hz) y las
s e g u n d a s p o r q u e trabajan a la f r e c u e n c i a t e l e f ó n i c a de a u d i o
(rango entre 300 Hz y 3.4 KHz).
El p r i n c i p i o - de medi ci ón, en esta tesis, realiza el
tratamiej]
to de señales en forma a n a l ó g i c a para l l e v a r l a s después a un
c o n v e r t i d o r a n a l ó g i c o d i g i t a l y pasar d e s p u é s l a i n f o r m a c i ó n
b i n a r i a a u-n indvcador n u m é r i c o l u m i n o s o de 1 e c t u r a 3 que es
el que nos da, en forma v i s u a l , el .resultado de la medición.
Este p r o c e d i m i e n t o s de acuerdo con la n o m e n c l a t u r a m o d e r n a
justifica la d e n o m i n a c i ó n del sistema como m e d i d o r
facto r de cal ida d.
El tema del trabajo se desarrolla
DIGITAL de
de la siguiente forma;
En el primer c a p i t u l o se e x p l i c a el fund-amentó matemático del
método de m e d i c i ó n .
En el segundo se desarrolla el fundamento teórico y se realj
za el diseño de cada una de las e t a p a s .
En el tercer c a p i t u l o se d e t a l l a n los r e s u l t a d o s experimenta
les y los ajustes efectuados a partir de esos r e s u l t a d o s .
"En; el cuarto y üTtinío capí tul o'"se exponen 1 as. concl usl orves
deducl d-as de -1 a pa-rte experimental y -s-e. hacen :to¿dos . 1 os co_
mentarl os .pertl nentes.
' .
.Se i-ncl uye" un a-he'xo que contiene-; el di agrama :de-.l circuito
'có'm'p^&to' y h'ój'as "de" parámetros" e;l éc'"tr1-co;s y c'ur.^a-'S caract§_.
r-i"s-.,tic;as de 1 os • circuí tos integrados, empleados-.'-;'-
• C A P I T U L O
-MÉTODO EMPLEADO
1.1.
I'
EN LA M E D I C I Ó N DEL
-
-
F A C T O R DE C A L I D A D
'
D E F I N I C I Ó N DEL F A C T O R DE C A L I D A D
El f a c t o r
de c a l i d a d de una. b o b i n a ,
un c i r c u i t o en g e n e r a l
de un c o n d e n s a d o r , o de
se d e f i n e por:
= ?
energía máxima almacenada
^ e n e r g í a d i s i p a d a por p e r i o d o
P a r a una b o b i n a r e a l ' a
s e r l e con la
c o n s t i t u í da por
r e s i s t e n c i a interna
una i n d u c t a n c i a ( L) en
(.R} d e l a
c i r c u l a una c o r r i e n t e I = Imax sen w t 3
periodo es el .producto de la
bobina., por la que
la energía d i s i p a d a po
potencia media
r e s i s t e n c i a R C I m a x / / 2 } 2 m u l t i p l i c a d a por el
La e n e r g í a m á x i m a a l m a c e n a d a en la
/ , , -,
" '
disipada
en la
p e r í o d o T o 1/f.
b o b i n a es -x- L I m a x 2 .
Por
tanto5
no
Q = 2ir
"ó"
2
L i rn a x
(Imax2/2)RCl/f)
De l a
que el
definición e x p r e s a d a por la
factor
de c a l i d a d
o^. .e i
•
_2irfL_
— -
R
Re.
'i
oí L
/• -,
U- ,
R
(1.1)
podemos
conclui
es un n u m e r o que nos da una i d e a
total
p é r d i d a s p r o d u c i d a s en la b o b i n a , e s t o e s s
es el
v a l o r de Q más s e m e j a n t e es su c o m p o r t a m i e n t o al
bobina ideal.
de
cuanto mayo
de una
1.2,
FUNDAMENTO TEÓRICO DE LA MEDTCION- '
M a n t e n i e n d o como base el resultado o b t e n i d o en la Ec. (1.2 )
vamos a establecer el p r o c e d i m i e n t o a s e g u i r para l o g r a r la.
m e d i c i ó n del factor de c a l i d a d de -una - b o b i n a de p r u e b a u t i 1 j_
zando un c i r c u i t o e l e c t r ó n i c o ,
'
'
El proceso es el s i g u i e n t e : Si co-ntamos con un c i r c u i t o que
nos p r o p o r c i o n e una señal s i n u s o i d a l , de v o l t a j e v ( t) = se neo t
y convertimos ésta a una señal de 'corri.en.te i(t) = l o senw.t,
que c i r c u l e por la b o b i n a de p r u e b a , la t e n s i ó n entre los ter_
m í n a l e s d e d i c h a b o b i n a será:
vL(t) = L |l + Ri
s i e n d o L la i n d u c t a n c f a de la b o b i n a y R su r e s i s t e n c i a
terna. Por lo tanto,
v L (. t) = LLO I o cosü)t + R I 0 s e n t o t
.
(.1-3)
M u l t i p l i c a n d o el. voltaje de la e x p r e s i ó n (.1.3)' por la
o r i g i n a l v(t), tenemos:
v(t).vi_(.t) = LÜJ I o sen tut eos tut + RI 0 sen 2 wt
U t i l i z a n d o i d e n t i d a d e s tr i g o n o m é t r i cas . conoci das
c r i b i r la expresión (.1.4) en la forma
v(t).vL(t) = -—- - -y1 eos 2(u t +
^2 ° s e n
in-
señal
(1-4)
podemos e_s_
2wt
que constituye el desarrollo en serie de Fourier de la onda
p e r i ó d i c a v(t}.VL(t). El valor m e d i o de esta expresión es el
D T
término constante —^-. D u p l i c a n d o este valor obtendríamos:
M u l t i p l i c a n d o RI 0 por el voltaj'e v C t l = sen (ot tenemos:
VR[t) = R i o sen ut
. (.1 .
Si sustraemos esta ecuación de la Ec. (.1.3) t e n d r í a m o s :
- V R Ctl = uL r 0 eos üit '
(1-7
T o m a n d o e l v a V o r m á x i m o d e este v o l t a j e s l o g r a r í a m o s a i s l a r e
término
ü)LI0
Cl-8
R e a l i z a n d o 3 finalmente, el c o c i e n t e e-ntre las Ees. (.1-8) y (1.5
l l e g a m o s al v a l o r del factor de c a l i d a d Q de la b o b i n a esto e
Rio
R
= Q
que c o n c u e r d a con la ex presión de la f ó r m u l a (.1.2).
E s q u e m á t i c a m e n t e podemos v i s u a l i z a r el conjun.to de o p e r a c i o n e
efectuadas para l l e g a r al valor de Q 5 en la Fig. 1.1.
• Sen
Convertidor
'.V - J ^
BOBINA,
I o -sen -031
eos ü)t -f- Rio.sen
Multiplicador
ü)LIo 'sen o)t .eos üít .+ .Rio. sen
tút
Valor medio
Amplificador
Muí t ip 1 i c a dor. •
Y Y
Rio sen-olí
.Restador
•OJLI0 Cos ü)t
Valor máximo
divisor
£
03 LIp _ Ü3L
Rio ~ R.
= Q
F i g . 1.1 A l g o r i t m o utilizado para obtener
*»
C A P -I T U L -O
D E S A R R O L L O TEÓRICO
I I
Y_ DISEÑO DEL 'CIRCUITO QUE C O N S T I T U Y E £L
DIDOR DIGITAL
DE FACTOR DE C A L I D A D
2.1 D I A G R A M A DE BLOQUES'
Conforme a lo expuesto en el c a p í t u l o ' anterior, para l o g r a r
nuestro propósito es preciso d i s e ñ a r las s i g u i e n t e s etapas:
1 . - Un o s c i l a d o r
que p r o p o r c i o n e la señal de voltaje'sen o j_
2.- Un conversor voltaje-corriente para a l i m e n t a r con
rriente la b o b i n a de p r u e b a .
co-
3 .' - Un filtro pasa-bajos que será el que nos proporcione el
v a l o r m e d i o de la señal p e r i ó d i c a que se conecte- a su
entrada.
4. - U n e i. r c u i t o r e s t a d o r .
5.- Dos c i r c u i t o s m u l t i p l i c a d o r e s a n a l ó g i c o s , en cuatro cu_a_
.drantes .
•6.- Un c i r c u i t o que detecte y a l m a c e n e el v a l o r m á x i m o de u_
na señal v a r i a b l e .
7 . - Un c i r c u i t o d i v i s o r a n a l ó g i c o .
8.- Un pequeño sistema que nos proporcione la lectura del
factor de c a l i d a d en un i n d i c a d o r n u m é r i c o l u m i n o s o .
Presentado el forma de d i a g r a m a de b l o q u e s , el conjunto se v_
rfa como se muestra en la F i g .
2.2.
2.1.
EL OSCILADOR
2.2.1. Consi deraci ones t e ó r i c a s
Para p r o d u c i r l a onda s i n u s o i d a l r e q u e r i d a u t i l i z a r é u n
te de W i e n 5
d e b i d o a su s e n s i l l e z y a su e x c e l e n t e
pue_n
funiona
m i e n t o , demostrado por la 'práctica. Este 'generador será
nado para p r o d u c i r señales de. v a r i a s f r e c u e n c i a s y u n a
dis^
amplj
tud constante que a s e g u r e e s t a b i l i d a d en el c i r c u i t o d i v i s o r
y por ende, en la lectura.
Necesitamos entonces un
circuit
que controle la amplitud de la o s c i l a c i ó n .
El osci 1 a d o r . tendrá corno s a l i d a el voltaje v'(t) = V 0 sen cot
cuya a m p l i t u d V 0 ha de ser a p r o p i a d a • p a r a q u e al ser
llevad
al conversor V-I p r o p o r c i o n e una c o r r i e n t e i (• t) = 1 0 senoit
s u f i c i e n t e m e n t e g r a n d e como para d e t e r m i n a r , al p a s a r por
l
b o b i n a , u n v o l t a j e R i o q u e n o , s e a t a n p e q u e ñ o como e l
orde
de m a g n i t u d del v o l t a j e de r u i d o i n h e r e n t e a todo c i r c u i t o
práctico*. A d e m á s , se a t e n u a r á v'(t) para d i s p o n e r del
volt_a
je v(t) = sen üit de a m p l i t u d u n i t a r i a q u e , s e g ú n lo m u e s t r a e
diagrama
de b l o q u e s de la Fig. 2.1S es necesario
lograr a fi
de e v i t a r el manejo de factores en la a m p l i t u d de las s e ñ a l e
s u b s i g u i e n t e s , lo que nos o b l i g a r í a a c o n s t r u i r a t e n u a d o r e s
que i n c r e m e n t a r í a n 1 a • c o m p l e j i d a d del s i s t e m a .
Un e s q u e m a g e n e r a l de un ose i 1. ador de "puente de W i e n " se mue_s
tra en la F i g . 2.2. Para ver como opera este c i r c u i t o vamos
a s u m i r que el voltaje de s a l i d a e 0 es una s i n u s o i d e " ; entonce
OSCILADOR
Sen ült
üJLIo eos ü)t+RIo serxot
CONVERSOR
V - I
Bobina de
Prueba
MULTIPLICADOR
lüLIo Sen üjt Coaot-KRIo Sen' tüt
\
FILTRO
PASA - BAJOS
Rio
v/
MULTIPLICADOR
Rio Sen ült
\/
RESTADOR
n COS tüt
V
DETECTOR DE
VALOR PICO
DIVISOR
CONVERSOR
A - D
0)LI o _
Rio
ÜJL
R
= Q
\
DECODIFICADOR
Y DISPLAY
F i g. 2.1 D i a g r a m a de B l o q u e s del m e d i d o r de Q
la
f u ñ e i o n d e r e a l i m e n t a c i ó n d e l p u e n t e es.tá d a d a p o r
Z2
Zi+Z2
R2
=
^
(2.1
Ri+R2(l+C2/Ci) + j(wRiR2C2-l/uCi)
donde :
Zi = R i + 1 / j u C i
y
Z2= R 2 / ( l + j u R 2 C 2 )
El a m p l i f i c a d o r o p e r a c i o n a l m a n t i e n e sus dos t e r m i n a l e s de e
trada a l m i s m o
potencial ( O V ) ; de esta forma
Donde E 0 . es el
f a s o r que r e p r e s e n t a al
v o l t a j e e o ( t ) . La
co_
d i c i ó n d e o s c i l á c i o n e s , de 1 a E*c-. ( 2 . 1 )
=
O•
(Ü o
Luego, " l a frecuencia de o s c i l a c i ó n será
ülo
= —f
P o r _ r a z o n e s de s i m p l i c i d a d , si
1
h a c e m o s RI = R.2. y Ci = C 2 a
tonces
_
1
•w o " n. r
A p l i c a n d o esto a la
Ec. ( 2 . 1 )
resulta
e
o eo
DETECTOR DE
AMPLITUD
AMPLITUD. DE
REFERENCIA
Fig. 2.2. Esquema del O s c i l a d o r con C o n t r o l . A u t o m á t i c o de Ganancia .
Si 3 = 1/3 y se c u m p l e n las c o n d i c i o n e s RI = Rz y Ci = C2,
tonces la s a l i d a será una s i n u s o i d e de f r e c u e n c i a 1/2-rrRC.
Se notará q u e , mientras 3 sea 1/3, el circuito o s c i l a r á a una
cierta a m p l i t u d , t a m b i é n si 3 es menor que 1/3, la o s c i l a c i ó n
d i v e r g e al i n f i n i t o y si 3 es mayor que l/3 3 la oscilación co_n
verge-a-cero.
11
El control de a m p l i t u d se hace, s e g ú n esto, v a r i a n d o
la ga-
n a n c i a de r e a l i m e n t a c i ó n n e g a t i v a (.3) para e s t a b i l i z a r el os_
cilador.
En nuestro caso u t i l i z a r e m o s un p u e n t e
de
diodos
para l o g r a r ese objetivo.
2.2.2
Diseño
La i m p l e m e n t a c i ó n del o s c i l a d o r de p u e n t e de W i e n se muestra
en la fig.
2.3.
El p u e n t e p r o p i amenté d i c h o está c o n s t i t u i d o por R l 3 C l 3 R z y
C2 -
Sabiendo que R i = R2 = R y C a = C2 = C , c a l c u l a m o s
lor de R, con C=0.1yF*
para los s i g u i e n t e s
valores
.cuencia = 10 H z , 60 HZ, 100 HZ, 120 Hz y 1 KHz-
e 1 va_
de fr_e_
Los resulta^
dos p u e d e n verse en la t a b l a 2.1.
La s a l i d a del a m p l i f i c a d o r A i es ampl i f i cada por A 2 en, aproxi_
m a d a m e n t e 5 veces.
Por lo tanto, si
que nos da una i m p e d a n c i a de entrada r a z o n a b l e para A 2 3
R 3 = 5R 4 = 5x10 Ktt = 50 Kíí
* Ese valor de capacidad nos permite escoger capacitores de
b-uena calidad como son los de Tantalio o cerámica, obtenien
do así baja distorsión en la señal.
Flg. 2.3 D i a g r a m a del O s c i l a d o r de Puente de WIEN con control a u t o m á t i c o de
ganancia
1
Frecuencia
|HZ
Resistencia. R
(Kn) . . . .
10
159.155
60
26.526
100
15.915
C = O.lyF
R =-
IZO
13.263
itióo
1 .592
1
ZirfoC
T a b l a 2'.1 Valores de la Res1s_
tencia'R de R e a l i m e n t a c i o n en
el Puente de W l e n , para ; obtener las frecuencias d e s e a d a s .
La a m p l i t u d de salida del ose i-1 ador es rectificada por el ci;r
cuito de v a l o r - a b s o l u t o formado por A 3 y A u . Esto es necesario p o r q u e tenemos que comparar las a m p l i t u d e s tanto p o s i t i v a
como n e g a t i v a de la onda del o s c i l a d o r , con un v o l t a j e de referencia constante y que tiene, por supuesto, una sola p o 1 a r_i
dad.- El rectificador de onda c o m p l e t a se muestra, por sepa'ra
do, en la fig..2.4 y f u n c i o n a de la s i g u i e n t e m a n e r a : C u a n d o
¿i > O, Hi =0 y £ 0 i<0, entonces DI conduce y D 2 está
cortado.
La corriente no va por R i B sino por DI y por el ramal de R 2
En c o n s e c u e n c i a & 0 ~ - & i
C u a n d o J¿-¡ < O, £o.i>0 s entonces D 2 c o n d u c e y DI está cortado.
Por lo tanto, al ser R-iA = Ri'B* ¿i = -&i . En c o n s e c u e n c i a , al ser
1
¿o- -&-J - 2¿ l 3 &Q= -£-¡ - 2(~j¿i ) = -j.
r e c t i f i c a c i ó n d e o n d a completa.
Se ha p r o d u c i d o a s í , l
Fig. 2.4 Rectificador de Onda
Completa
El circuito sensor u t i l i z a d o en la fig, 2.3 es p r o p i a m e n t e un
rectificador de m e d i a de onda de corriente, ya que su etapa de
s a l i d a no es un a m p l i f i c a d o r de voltaje como en la fig'. 2.4
sino más b i e n un c i r c u i t o i n t e g r a d o r .
Escogemos el v a l o r c o n v e n i e n t e R 5 =10 K^ para una i m p e d a n c i a
de entrada de A 3 adecuada. R 6 = R 5 -= 10 KS7
A fin de que la i m p e d a n c i a que m i r a £o h a c i a a d e l a n t e sea es e n c i a l m e n t e R 5 s hacemos R 8 » R 5 - Con R 8 = 10 R 5 cumplimos s_a
tisfactoriamente esta c o n d i c i ó n , y hemos s i m p l i f i c a d o el c á l c u l o del c o n d e n s a d o r C 3 .
Por lo tanto R 8 = 100 K^ y, de lo e x p l i c a d o en la fig. 2.4
15
R 7 = 2±
3
o sea R 7 - = 50 Kfí
La i m p e d a n c i a que presente C3 5 a la m e n o r de las f r e c u e n c i a s
1
(10 Hz), o sea 01 C: d e b e ser m u c h o menor que la i m p e d a n c i a de
entrada vista por eo h a c i a a d e l a n t e , es d e c i r R 5 = 10 YSl.
Con
te, -
= 1 Kfi satisfacemos el r e q u e r i m i e n t o . Por c o n s i q u i e n
—
C =
1
x 108
yF
2-írxlOxlxlO3
C 3 = 16 pF
El a m p l i f i c a d o r Ai* de la fig. 2.3 actúa como un i n t e g r a d o r del
error entre la señal de entrada y la a m p l i t u d de referencia, en
otras p a l a b r a s , su sal-ida nos entrega el v a l o r m e d i o de la dj
ferencia existente entre la corriente del "rectificador y la c_o
rri ente de referencia. :
Tomamos a la fuente de a l i m e n t a c i ó n V" con 15 V..
Escogemos PI = 10 Kft y Ra m u c h o mayor que el m á x i m o v a l o r de la
resistencia v a r i a b l e , para preveer el caso en que el voltaje de
referencia sea cercano al de V". Por esta razón R 9 = 100 Kíí.
P i se e l i g i ó del v a l o r m e n c i o n a d o , s i g u i e n d o él' s i g u i e n t e crj_
terio: s u p o n i e n d o que el giro total de la p e r i l l a del p o t e n c i o
metro p u e d e d i v i d i r s e en 10 partes, cada parte
representaría
1 Kn. Con V~ = 15 V, cada paso del cursor representaría una v_
r i a c i ó n de c o r r i e n t e de l.SV/lte = 1.5 m A 3 lo que es muy conv_e
n i e n t e p o r q u e o b t e n e m o s así una s e n s i b i l i d a d de ajuste más o
menos fino.
ba g a n a n c i a del i n t e g r a d o r A 4 está dada por C^. El escogi tamie_n
. t o de C 4 es un c o m p r o m i s o entre v e l o c i d a d _ d e respuesta y d i _
torsión. En el caso presente, l a v e l o c i d a d de respuesta no es
c r u c i a l y he preferido m a n t e n e r una baja d i s t o r s i ó n en la o_n
da s i n u s o i d a l con un v a l o r de C4 m e d i a n a m e n t e g r a n d e . E n t o_n
ees :
C4 = 100 yF
El d i o d o D4 ha p r e v i s t o la p o s i b i l i d a d de tener un v o l t a j e n e g a t i v o a la s a l i d a de A4 5 lo cual i m p e d i r í a la o s c i l a c i ó n
p o r q u e m a n t e n d r í a a b i e r t o s los d i o d o s D 5 y D 5 . Por eso, si el
voltaje de s a l i d a de Au es n e g a t i v o , D 4 c o n d u c e y descarga Cu
i n i c i a l i z a n d o de esta manera el proceso de control.
El conjunto R i o 3 R I I * D 3 s si b i e n no es i n d i s p e n s a b l e , ha sj_
do i m p l e m e n t a d o a fin de q u e , por una p a r t e , no permita que
el v o l t a j e de control sobrepase un cierto v a l o r m á x i m o q u e da_
ñarTa el c o n d e n s a d o r C^ que es e l e c t r o l í t i c o - y , por otra,pe_r
m i t a a la vez un rango "más o menos a m p l i o de control, respe_c_
to del voltaje de a l i m e n t a c i ó n V~. Ese rango lo escogemos c£
mo 2/3 V~, esto es 3 10 V. El voltaje DC m á x i m o para el
co_n
densador d* escogido es de 10 -V. Por lo tanto- si dejamos
c_p_
mo v a l o r m á x i m o de e x c u r s i ó n de s a l i d a de A 4 los 9 V, propo_r.
c l o n a m o s más s e g u r i d a d al c i r c u i t o . Si se l l e g a r a a a l c a n z a r
este v a l o r , D 3 c o n d u c i r í a , d e s c a r g a n d o el c o n d e n s a d o r C4 a
través d e R I i .
Para que la corriente de c o n d u c c i ó n sea de 1 mA ( a d e c u a d a p_a_
ra un d i o d o de s e ñ a l ) la r e s i s t e n c i a R n se c a l c u l a r í a así:
=9
1
.Obviamente, el v a l o r de R i o sería e.] siguí.ente:
R i o = ?r x 9 Kíí
= 15
Los d i o d o s D 5 y D 5 3 que d e b e n tener características lo más
s i m i l a r e s , h a n sido conectados como r e s l s t e n c l a s v a r l a b l e s
c o n t r o l a d a s por voltaje, es d e c i r , se u t i l i z a r á la zona no
l i n e a l de su característica de transferencia. Para un d i o do de SI, de uso general,, si el voltaje ano d-o-cátodo varía
entre O y 0.5 V, la corriente a través de la juntura v a r í a
entre O y 2 mA, a p r o x i m a d a m e n t e . Entonces, si q u e r e m o s ap r o v e c h a r todo el rango de resistencia v a r i a b l e de los di£_
dos, a s i g n a r e m o s al m á x i m o voltaje de s a l i d a de Ai, la c i r c u
l a c i ó n de corriente m á x i m a a través de los d i o d o s D 5 y D 6 :
entonces
= Rl5 =
~9V
Es preciso notar que el voltaje a la s a l i d a de A^ ti ende h£
cía el m á x i m o v a l o r m i e n t r a s £0 t i e n d e a OV. En ese ' caso,
la corriente a través de los d i o d o s D5 y D6 e s s u m i n i s t r a d a
sólo por Aif y s por lo tanto, el c á l c u l o de R m , R i s es correcto .
••
A 5 actúa, s l m p l e m e n t e como un i n v e r s o r de v o l t a j e m a n e j a n d o
el d i o d o D 6 en forma a n á l o g a a como lo hace Ai* con el diodo
D5. Una I m p e d a n c l a de entrada a p r o p i a d a para ese I n v e r s o r
es 10 kfi, tal como en el caso de A 2 y A 3 . Entonces:
1
R e c o r d e m o s que 8 = —5—> P o r ^° "^nto £ 1 voltaje a la entrada n e g a t i v a de AI d e b e ser un tercio del v o l t a j e a su s a l i d a .
En consecuencia.» el p a r e l e l o R i 6 y ' R i 7 d e b e ser un tercio del
v a l o r de R i 8 - El c á l c u l o de estas r e s i s t e n c i a s se haría
tom a n d o en cuenta el hecho de que c u a n d o la s a l i d a de Ai+ t i e n e
el v a l o r m í n i m o , la corriente a través de los d i o d o s D 5 y D 5
p r o v i e n e e x c l u s i v a m e n t e de la s a l i d a de A I . Por otra parte ,
si A^ p r o p o r c i o n a su m í n i m a s a l i d a es p o r q u e e 0 t i e n e s u máxj_
mo v a 1 o rs es decir el v o l t a j e de s a t u r a c i ó n del a m p l i f i c a d o r
o p e r a c i o n a l (15 V).
Si esto es así, el voltaje a la s a l i d a de Ai es también.
máximo p o s i b l e (3V).
el
E n tales c o n d i c i o n e s deseamos d i s m i n u i r la a m p l i t u d d e e 0 3
m a n t e n i é n d o l a o s c i l a c i ó n . Si "tomamos, para esta s i t u a c i o n s
un v a l o r de corriente a'través de D 5 y D 6 que esté en un 30$
de su rango total de v a r i a c i ó n (0.7 mA) h a b r e m o s logrado nuestro proposito porque la r e s i s t e n c i a que p r e s e n t a r í a n los di_o_
dos sería a p r e c i a b l e m e n t e mayor que la que p r e s e n t a r í a n cuajV
do e 0 es m á x i m o s a u m e n t a n d o por e n d e el v o l t a j e a la e n t r a d a
n e g a t i v a de A l 5 es d e c i r la r e a l i m e n t a c i ó n . n e g a t i v a de A Í 3 y
o b l i g a n d o a que la s a l i d a de AI se h a g a más p e q u e ñ a .
Bajo las c o n s i d e r a c i o n e s h e c h a s 3 c a l c u l a m o s el v a l o r de
R i 8 + (RisH R i v )
Por como di d a d , tomamos R i 6 = R Í 7 = R í e y
Ríe +
Ríe =
RIB
=
4,2
19
P 2 ajusta el v a l o r de R 1 8 y se ha tomado de un v a l o r que esté dentro del porcentaje de t o l e r a n c i a (_+ 10%) de la resistencia, esto es 3
P 2 =.0.1 x 2.8 Kfi = 280 ü
Para v i s u a l i z a r mejor e'l f u n c i o n a m i e n t o del control de amp l i t u d del o s c i l a d o r , lo voy a resumir en los s i g u i e n t e s té_r_
minos:
Si £o tiende a crecer, la s a l i d a de A^ decrece. Con ello la
c o n d u c c i ó n de los d i o d o s D 5 y D G d i s m i n u y e , o lo que es lo
m i s m o , su r e s i s t e n c i a a u m e n t a , a u m e n t a n d o por tanto el v o l t a
je de real inventación n e g a t i v a de AI que o b l i g a a disminu.ir la s a l i d a ' d e es.te o p e r a c i o n a l y, como c o n s e c u e n c i a , la amplj_
tod de e 0 .
i
Por el contrario, si J¿0 t i e n d e a d i s m i n u i r , la s a l i d a de A 4
crece, disminuye l a . r e s i s t e n c i a de los d i o d o s D 5 y D 6 y con
e l l o la real i m e n t a c i ó n n e g a t i v a de A i . La a m p l i t u d de e 0 aj¿
menta.
Es importante observar la c o m p e n s a c i ó n s u p e r s e n s i b l e que re_a_
l i z a n los d i o d o s conectados en p u e n t e , lo qu e _determi na
un
f u n c i o n a m i e n t o muy p r e c i s o del o s c i l a d o r .
A 6 es el atenuador m e n c i o n a d o al p r i n c i p i o de este párrafo .
Como deseo obtener, v( t) = 10 sen wt | V y v'(t) = sen oí t, R í a = 10 R 2 o - Si escogemos R 2 o = 10 Kfí, entonces:
R i g = 100 Kfi
2
2.3.
EL C O N V E R S O R V O L T A J E - C O R R I E N T E
-
2.3.1 C o n s i d e r a c i o n e s teóricas
Una r e a l i z a c i ó n s i m p l e para el conversor v o l t a j e - c o r r i e n t e se
muestra en la fig. 2.5 La carga es, en r e a l i d a d , flotante lo
cual sería i n a d e c u a d o p a r a nuestro p r o p ó s i t o p o r q u e deseamos
m e d i r el v o l t a j e en un t e r m i n a l de la b o b i n a con el otro term i n a l a tierra.
Afortunadamente, si el .amplificador operaci_o
nal t i e n e u n a . g a n a n c i a de l a z o a b i e r t a lo suf i ci en temen te grar
de como para c o n s i d e r a r que sus dos t e r m i n a l e s de e n t r a d a - se
encuentran al mismo p o t e n c i a l , y h a b i e n d o conectado el termi-
nal p o s i t i v o a tierra p o d e m o s a s e g u r a r q u e , e f e c t i v a m e n t e , un
t e r m i n a l de la b o b i n a está al p o t e n c i a l de referencta (OV).
Fig. 2,5 Conversor Voltaje-Corriente
En la f i g u r a 2.5, el v o l t a j e de entrada j¿-j se transforma
en
la corriente ii por m e d i o de la resistencia R i . Esa misma co_
rriente c i r c u l a por la carga Z¡_ d e b i d o a la a l t a i m p e d a n c i a
que p r e s e n t a la e n t r a d a del amp. op. El v a l o r de i i es- i n d e _
pendiente del valor de Z[_ por ser la ganancia del operacional t e ó r i c a m e n t e i n f i n i t a .
2
Tanto la fuente de s e ñ a l (£ i ) como el a m p l i f i c a d o r o p e r a c i o nal deben ser capaces de suministrar la corriente de carga
total
necesaria.
Por la forma de c o n e x i ó n , el voltaje de s a l i d a (¿0) está de_s_
fasado respecto del voltaje de entrada (& -j ) en 180°, es decir, el conversor a n a l i z a d o en un s i m p l e i n v e r s o r .
2.3.2
Diseño
El o s c i l a d o r d i s e ñ a d o en el a c á p i t e 2.2 nos p r o p o r c i o n a r á . u na s i n u s o i d e con una a m p l i t u d m á x i m a de 10 V . Esa señal es
el voltaje de entrada £-j para el c i r c u i t o de la f i g . 2.5. Un.
voltaje m í n i m o , c o n v e n i e n t e para R I 0 > d o n d e R es la resisten_
cia i n t e r n a de la b o b i n a de p r u e b a , seria el de unos' .80 m V .
De las b o b i n a s d i s p o n i b l e s para las p r u e b a s e x p e r i m e n t a l e s ,
la más p e q u e ñ a de las r e s i s t e n c i a s i n t e r n a s encontrada es de
4ft a p r o x i m a d a m e n t e . Por lo tanto, el v a l o r m í n i m o de I 0 seria: I = 80 mV/4Q=20 mA. - De esto podemos deducir
el v_a_
l o r de Ri para el c i r c u i t o de la fig. 2.5'
L
R
Kl
=
1QV
- 500 '7
20 mA " b U U ^
20 mA es la corriente que deben proporcionarnos e-¡ y el amp.
op. La i m p e d a n c i a de esta fuente de corriente está en el or_
den de los m e g a o h m i o s . La fuente p u e d e considerarse b u e n a
s i e m p r e que el v a l o r de la i m p e d a n c i a de carga sea m u c h o m £
ñor que el v a l o r de la i m p e d a n c i a de la fuente, en p a r a l e l o
con ésta.
Para tener una i d e a del v a l o r m á x i m o de i m p e d a n c i a
de carga
que vamos a conectar, s u p o n g a m o s que tenemos una b o b i n a cuya
i n d u c t a n c i a L sea de unos 500 mH (valor g r a n d e de i n d u c t a n cia), "a la mayor de las frecuencias que utilizaremos (1
2
Entonces la b o b i n a presentaría una. i m p e d a n c i a
üiL = ZTTX! KHzx500 mH = 3 . 1 4 K (la c o n t r i b u c i ó n de R de la
b o b i n a a la i m p e n d a n c i a total es d e s p r e c i a b l e en este 'caso)
que es m u c h o menor que la i m p e d a n c i a de s a l i d a de la fuente
de corriente. Así vemos que podemos trabajar con comodidad
en un rango de v a l o r e s de i n d u c t a n c i a bastante g r a n d e . y p o d r i á m o s , i n c l u s i v e , s u b i r la frecuencia.
No es p o s i b l e hacerlo por l i m i t a c i o n e s de otra í n d o l e , las m i s m a s que serán
a n a l izadas más a d e l a n t e .
2.4.
EL C I R C U I T O D E T E C T O R - D E L V A L O R M E D I O DE UNA SEÑAL P E R I Ó DICA (Filtro pasa-bajos)
2.4.1. C o n s i d e r a c i o n e s Teóricas
El voltaje i n d u c i d o en l a b o b i n a de prueba
por el flujo
corriente i(t)=I 0 s e n w t a través de la mtsma, es:
de
v(t) = toLIoCos t + R I 0 s e n w t
M u l t i p l i c a n d o v(t) por la señal del o s c i l a d o r ¿ 0= senwt obtenemos v' (t)=ü)LI O senwt coswt + RI 0 sen 2 üjt que p u e d e t a m b i é n e_s_
cribirseasí:
v.(t)
= -^- + SÜJLl sen 2ü»t- ^cos 2u>t
Rio
Si queremos separar el término de v o l t a j e
debemos diseñar un f i l t r o pasa bajos que atenuará los componentes de
v 1 ( t ) c u y a s f r e c u e n c i a s s o n m a y o r e s q u e u n a f r e c u e n c i a d e co_r
te que d e t e r m i n a r e m o s p r e v i a m e n t e y que será e s c o g i d a de tal
manera que la a m p l i t u d de las mismas sea
c o m p l e t a m e n t e des- .
preciable respecto de la a m p l i t u d de R I 0 / 2 .
S e c o n s t r u y ó u n f i l t r o c o n l a f r e c u e n c i a d e c o r t e e n 1 HZ y
una atenuación de 40dB/dec para las f r e c u e n c i a s s u p e r i o r e s .
La frecuencia mínima presente en la f u n c i ó n v ' ( t ) es 2x10 HZ, puesto
que la mínima frecuencia de trabajo para el c i r c u i t o medidor será de l
Entonces la atenuación para los 20 H^ será de más de 100.veces ( 4 0 d B ) .
2
A manera de ejemplo, para una b o b i n a de 500 mH y una corrien_
te I p = 3mA, a la 10 HZ, R I 0 tiene -un v a l o r de 80mV a p r o x i m a damente; en caso la a m p l i t u d del t é r m i n o ojLI 0 /2 sen 2o)t es
de 70 mV que, atenuado en sólo 100 veces, nos daría a la sal i d a del filtro 0.7 mV.
D i s e ñ a d o así, el filtro satisface perfectamente
querimientos.
nuestros re-
Para c o n s e g u i r la a t e n u a c i ó n de 40 db/de-c, la f u n c i ó n de trans
ferencía del filtro P.B. debe contener
un par de p o l o s complejos conjugados es decir, debe tener la s i g u i e n t e forma:
Hts) =
Las expresiones correspondientes 'de m a g n i t u d y á n g u l o para u
na excitación s i n u s o i d a l , en r é g i m e n e s t a c i o n a r i o serían:
1/2
H(jíü) = G(ÜJ) =
(te) = - are tan
- are tan
± (2
tu
A- O
(Ref. 1, Pag. 286)
Por sencillez y bajo costo utilizo un filtro activo que emp l e a un a m p l i f i c a d o r o p e r a c i o n a l , capacitores y resistencias.
El circuito que analizaré tiene la c o n f i g u r a c i ó n que se mues_
tra en la fig. 2.6.
El t i p o de c o n e x i ó n se d e n o m i n a "conexión de r e a l i m e n t a c i ó n m ú l t i p l e y g a n a n c i a infinita".. Esta
proporciona un par de polos complejos conjugados en el p l a n o
S, con ceros en el o r i g e n o en el i n f i n i t o . El a m p l i f i c a d o r
24
se u t i l i z a en la c o n f i g u r a c i ó n de i n v e r s o r , con la entrada.p£
s i t i v a a tierra.
C a d a e l e m e n t o Y-j- representa un s i m p l e capacitor o r e s i s t e n c i a . La f u n c i ó n de transferencia de v o l t a j e ,
a s u m i e n d o que el a m p l i f i c a d o r posee una g a n a n c i a de lazo
ab i e r t o i n f i n i t a , es la s i g u i e n t e :
Ei (s) =
(2.3)
Las a d m i t a n c i a s s e r á n e s c o g i d a s para r e a l i z a r la f u n c i ó n "pasa-bajos."
Fig. 2.6 Circuito de Realimentación Múltiple y Ganancia Infinita
El f i l t r o pasa b a j o s se muestra en la f i g . 2 . 7 .
de t r a n s f e r e n c i a d e v o l t a j e , d e a c u e r d o c o n l a
ría :
(s) =
-l/RiR3C2C5
La f u n c i ó n
Ec. ( 2 . 3 ) s e -
2
Nótese q u e e l c i r c u i t o produce u n a i n v e r s i ó n d e l a s e ñ a l .
Para este
circuito, siguiendo la notación empleada en la Ec. ( 2 . 2 ) ,
(2.4)
1/2
(2.5)
,
a =
V
R ,
V R3
B.
La i n v e r s i ó n ha s i d o i n c o r p o r a d a en la f u n c i ó n - d e á n g u l o de
fase d>.
Ei
C2
Fig. 2.7 F i l t r o Pasa Bajos de R e a l i m e n t a c i ó n M ú l t i p l e •
2.4.2 Diseño.
Se d i s p o n e para el d i s e ñ o de tres e c u a c i o n e s , las de H o , ÜJ D
y a con un número mayor de i n c ó g n i t a s . Entonces, se - d e s i g n a
val ores a H o , a y wo .
,
••-.,•
001946
2
El filtro nos entregará como voltaje de s a l i d a el término
R I o / 2 . S e r n a mejor obtener del filtro de una vez el voltaje
R I 0 , lo cual es p o s i b l e c o n s e g u i r d á n d o l e al c i r c u i t o una ga_
n a n c i a de 2 .
Por lo tanto, H 0 =2
La frecuencia de corte f0 = w0 / 2 TÍ será, de acuerdo con lo expuesto en la sec. 2.3.1, 1 herzio. Por c o n s i g u i e n t e ,
üj0 = 2ir*xl H2 = 6.28
rad/s.
El v a l o r de a se escoge en base al a n á l i s i s de las curvas de
" m a g n i t u d de respuesta de filtros pasa bajos de s e g u n d o orden" que se p u e d e n ver en la fig. 2.8 y bajo los s i g u i e n t e s
criterios. La atenuación de 3dB debe ocurrir a la frecuer[
cia ü)=ü)o- ESto s u c e d e , en forma a p r o x i m a d a , c u a n d o a tiene
v a l o r e s c o m p r e n d i d o s entre 1.2 y 1.6. En este rango se ti ene
la ventaja, además, de que no existe s o b r e i m p u l s o .
Por otra parte de las curvas de la fig. 2,9, que m i d e n la ra_
pidez de respuesta de un sistema de s e g u n d o orden utilizand.o
para e l l o u n a excitación tipo escalón, d e a m p l i t u d u n i t a r i a ,
se p u e d e comprobar que para valores de 5=a/2.3 comprendidos en_
tre 0.5 y 0.8 los sistemas r e s p o n d e n más r á p i d a m e n t e y s i n os_
c i 1 a c i ó n.
Escogeré, por tanto, el v a l o r a= /2~
Como se d i s p o n e de a l g u n a s v a r i a b l e s i n d e p e n d i e n t e s se a s i g na a C 5 un v a l o r c o n v e n i e n t e
C 5 = O.lyF
LU
•a
OJ
O)
rd
-a
X)
. o
CL
o
N
O
O
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-o
c
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-o
4OJ
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OJ
OJ
"O
2
2
3
4
5
6
7
3
9
10
11
-1H
wnt{secj
Fig, 2.9 Curvas cíe respuesta' al e s c a l ó n u n i t a r i o
Entonces:
4(2+1) = 6
2-
K >
K >6
Asumo
K = 10
De esta manera:
C 2 =10x0.lyF = lyF
H a b i e n d o c a l c u l a d o la constante K como lo h e m o s h e c h o , se de_
termina el valor de Ri» por m e d i o de la s i g u i e n t e ec:
p
Kii
-—
4(H 0 +1)
(Ref. 1, Pag.
290)
2
Por l o t a n t o :
/2
•
ZxZirxlxO.lxlO"6
1 -
4(2+1)
10x2
R 4 ( - l ) = 1.84
'
R4(2)
= 4 1 3 . 6 3 3 Kíí
T o m a n d o £ 4 ( 1 ) p u e d o c a l c u l a r R'i d e l a E c . ( 2 . 4 )
1.84
Ri =
R i = 920
2
Kfi
De la Ec. (2.5) se p u e d e - o b t e n e r el v a l o r de R 3 3 as"í
1
(27rxl) 2 x(0.1xlO~ 6 ) 2 x(.1.84xl0 6 )xlO
R 3 = 138
2.5.
EL C I R C U I T O SUMADOR
2.5.1. Consideraciones teóricas
La implementa clon del circuito sumador es muy s e n c i l l a .
c o n f i g u r a c i ó n p u e d e verse e n l a F i g / 2.10. S u p o n e m o s q u e
a m p l i f i c a d o r operacional trabaja en c o n d i c i o n e s ideales,
d e c i r , que e'ntre otros aspectos, su i m p e d a n c i a de entrada
Su
eles
es
30
i n f i n i t a y sus dos t e r m i n a l e s de entrada se e n c u e n t r a n al mi_s
mo p o t e n c i a l . La entrada p o s i t i v a se conecta a tierra y las
dos corrientes de entrada son i n d e p e n d i e n t e s entre sí. Por lo
tanto:
La suma de las corrientes en el e l e m e n t o de r e a l i m e n t a c i ó n
genera e l ' v o l t a j e de s a l i d a £0 , de la s i g u i e n t e m a n e r a :
•
n
/
n
^ r , . K p ,
Rp
//^/l^
A s i , el circuito mostrado funciona como un . a m p l i f i c a d o r aditj_
vo d o n d e cada término de voltaje d e - e n t r a d a p u e d e -operarse, en
la suma, con un factor de g a n a n c i a diferente.
Sin e m b a r g o 3 si u t i l i z a m o s en el c i r c u i t o tres r e s i s t e n c i a s j_
d é n t i c a s , esto es RI= R 2 = Rp, de acuerdo con la Ec. (2.4) te;n_
dríamos:
Como p u e d e observarse, el voltaje de salida es el n e g a t i v o de la
suma de los voltajes de entrada.
31
Fig. 2.10 Sumador
2. 5.2 u'iseño
Las. resistencias R I y R 2 del circuito de l a f i g . 2.10 deben
escogerse de tal forma que 1.a i m p e d a n c i a'de entrada del sum_a_
dor no sea muy pequeña-.
Un v a l o r de 10 \\ti para. Rj. y R 2 es
muy c o n v e n i e n t e puesto que para voltajes &Í3. £2 tan g r a n d e s
como 1 O V la corriente de entrada aV "sumador s e r i a de 1 mA
por cada r a m a l . Una corriente de s a l i d a como, esa para los am_
p l i f i c a d o r e s o p e r a c i o n a l e s d e l a e t a p a anterior hace q u e e s tos trabajen muy c ó m o d a m e n t e . Por otra p a r t e , " R l s R 2 y " Rp
d e b e n - tener el m i s m o v a l o r ; es más, d e b e r í a n ser i d é n t i c a s .
Para c o n s e g u i r la mejor a p r o x i m a c i ó n debo u t i l i z a r resistencias de p r e c i s i ó n . Por lo tanto:
Ri = R 2 =- Rp = ÍO
+0.1%
3
2.6 EL C I R C U I T O DETECTOR DE V A L O R M Á X I M O
2.6.1 Consideraciones teórlcas
La' señal de v o l t a j e wLI 0 eos wt que se o b t i e n e del c i r c u i t o
s u m a d o r descrito en la sec. 4 del presente c a p í t u l o , debe ll_e_
varse a un circuito que detecte su v a l o r m á x i m o (aiLI 0 ) y lo
a l m a c e n e en un c o n d e n s a d o r . Esta f-unción es r e a l i z a d a por el
c i r c u i t o de la fig. 2.11
Fig. 2.11 Detector de V a l o r P i c o
C u a n d o ¿-j empieza a crecer p o s i t i v a m e n t e , como el c o n d e n s a d o r
está i n i c i a l m e n t e d e s c a r g a d o , se e s t a b l e c e por un instante una entrada di fe rene i al 'pos i ti va al operad o n a l .
El v o l t a j e
& o i t i e n d e a s u b i r hasta el p o t e n c i a l de s a t u r a c i ó n p o s i t i v o
del a m p l i f i c a d o r a el diodo, c o n d u c e y el c o n d e n s a d o r se
carga
33
hasta el v a l o r Instantáneo de v o l t a j e J¿ -j porque el factor de
a m p l i f i c a c i ó n , teóricamente infinito del operacional, hace
que las d'os entradas del a m p l i f i c a d o r i g u a l e n sus potenciales.
Una vez que el c o n d e n s a d o r _se ha cargado al voltaje j¿-¡ 3 la en_
trada d i f e r e n c i a l n u l a en el o p e r a c i o n a l l l e v a su voltaje de
s a l i d a s £01, a cero. Entonces el diodo se abre y todo lo di_
cho se repite hasta c u a n d o J¿-j a l c a n z a su v a l o r m á x i m o p o s i t j_
vo porque en cuanto &-\a a decrecer, £ 0 1 va h a c i a el p£
tencial de saturación n e g a t i v o de.l o p e r a c i o n a l 5 dejando al
d i o d o D inversamente p o l a r i z a d o y 3 en c o n s e c u e n c i a , sin conducción.
P o d r í a pensarse que es necesaria una r e s i s t e n c i a de protección para él diodo pero m i r a n d o las características e l é c t r i cas del o p e r a c i o n a l veremos que no e.s así. La corri ente máxj_
ma de .salida que p u e d e p r o p o r c i o n a r el a m p l i f i c a d o r es r e l a t i v a m e n t e pequeña (Z20 mA) y es esta m i s m a la c o r r i e n t e máxj_
ma que atravieza el d i o d o . Este v a l o r de i n t e n s i d a d de corriente l i m i t a el voltaje d i r e c t o a p l i c a d o al diodo, h a c i e n d o
que la d i s i p a c i ó n de potencia en el mismo no a l c a n c e un valorpeligroso.
Teóricamente el condensador no tiene un c a m i n o de descarga
porque el d i o d o no conduce en sentido i n v e r s o y la impedancia
de entrada del o p e r a c i o n a l es i n f i n i t a . En la práctica, esto
es sólo una b u e n a a p r o x i m a c i ó n y el di seño, del condensador.cte
berá tomar en cuenta los valores reales de impedancia en la
frecuencia de trabajo. Por otra parte la señal j¿0 será llev_a_
da como entrada a otra etapa y para no preocuparnos por la
i m p e d a n c i a de entrada de la misma colocaremos a- la salida del
detector de valor pico un buffer, que será un amplificador
o p e r a c i o n a l conectado como s e g u i d o r de voltaje (alta impedan_
c i a * de entrada y baja de s a l i d a ) . El c i r c u i t o c o m p l e t o p u e_
de verse en la fig. 2.12
34
o e.
F i g. 2.11 Detector de V a l o r M á x i m o de una S e ñ a l V a r i a b l e
2.6.Z Diseno
Refi-riéndonos al c i r c u i t o de la fig. 2.11 y t o m a n d o en cuenta lo d i s c u t i d o en la sección 5.1.. vemos que el d i o d o D es
un diodo de señal, sin características especiales, por eso u_
til izaré el 1N914.
Para el di seno del c o n d e n s a d o r C debe tomarse en cuenta lo sj_
g u i e n t e : El c a p a c i t o r p u e d e d e s c a r g a r s e , p r i n c i p a l m e n t e , a
través de las i m p e d a n c i a s de entrada de los a m p l i f i c a d o r e s £
pe r a c i o n a l e s , p o r q u e el d i o d o en p o l a r i z a c i ó n i n v e r s a es prá_c_
t i c a m e n t e u n c i r c u i t o a b i e r t o ; esas i m p e n d a n c i a s t i e n e n v a l o
35
res que o s c i l a n a'l rededor de los 2MQ para las f r e c u e n c i a s de
trabajo que hemos escogido. Es d e s e a b l e que entre dos p i c o s
p o s i t i v o s consecutivos de- la señal de entrada a la menor de
las frecuencias (1 O H 7), el c o n d e n s a d o r , cargado a este v a l o r
máximo no l l e g u e a descargarse más a l l á en un 1% del v a l o r pi_
co a d q u i r i d o , para tener una exactitud a d e c u a d a en la m e d i ción del factor de c a l i d a d (error del 1% c o r r e s p o n d e a las
centésimas para voltajes menores que 10 V.) Este c r i t e r i o e s_
tableee el valor mínimo de capacidad a ser implementado. Por
otra parte, el c o n d e n s a d o r no p u e d e ser a r b i t r a r i a m e n t e gran_
de p o r q u e mientras más p e q u e ñ o sea más r á p i d a m e n t e responde^
rá el circuito.
Expresando lo d i c h o en forma m a t e m á t i c a , el voltaje sobre el
condensador
v c = v c máx £
-1 / R r
debe ser mayor que 0.99 v c máx, donde R es el p a r a l e l o de las
impedancias de entrada de los dos operacionales (2MiI2M=]M) y
t es el p e r i o d o de la señal & -j a la menor frecuencia de 'trabajo.
'
.
Por 1 o tanto,
£ - t/Rc > o.99
osea,
t > In 0.99,
Re
es decir,
c >
t
1
R In 0.99
36
R e e m p l a z a n d o los parámetros por sus v a l o r e s , tenemos
100 ms
c > IMnxln 1 / 0 . 9 9
c > 9.95
yF
2.7 EL CIRCUITO MULTIPLICADOR
Se d e s c r i b i r á a c o n t i n u a c i ó n la teoría de f u n c i o n a m i e n t o de
uno de los tipos de circuitos integrados m u l t i p l i c a d o r e s pr o_
d u c i d o s por la fabrica A N A L O G DEVICES, que serán los que se
u t i l i c e n en el presente trabajo. Los r e q u e r i m i e n t o s de exa£
titud y estabilidad en la medición del factor de c a l i d a d de
b o b i n a s exigen buenas características eléctricas a los multi_
p l i c a d o r e s q u e , como ha p o d i d o o b s e r v a r s e , consti tuyen 1 a pa_r_
te medular del sistema construido. Tales c-aracteristicas pue_
den conseguirse a través* de la tecnología m o n o l í t i c a de con_s_
trucción de circuitos e n c a p s u l a d o s .
Por el momento, los v a l o r e s de diseño de los parámetros u t i l i z a d o s en el circuito i n t e g r a d o no han sido p u b l i c a d o s . C o n_
tamos sí, con todas las características de trabajo del .integrado las mismas que se i n c l u y e n en el a p é n d i c e de la prese_n_
te tesis.
El m u l t i p l i c a d o r u t i l i z a d o t i e n e la d e n o m i n a c i ó n AD534 y la
o p e r a c i ó n de m u l t i p l i c a c i ó n se -realiza e m p l e a n d o la técnica de
"transconductancia v a r i a b l e " que se d e t a l l a r á e n s e g u i d a .
El m u l t i p l i c a d o r de t r a n s c o n d u c t a n c i a es c o n c e p t u a l m e n t e sim_
p i e . Una entrada controla la g a n a n c i a de un e l e m e n t o a c t i v o
3
(FET, v á l v u l a , transistor) el cual a m p l i f i c a la otra
en p r o p o r c i ó n a la entrada de control.
entrada
Casi todos los m u l t i p l i c a d o r e s de t r a n s c o n d u c t a n c i a que se
producen a c t u a l m e n t e u t i l i z a n el transistor como elemento a£
t i v o , por la r e l a c i ó n l i e n a l , muy e s t a b l e , que existe
entre
la corriente de c o l e c t o r y l a transconductanci a del e l e m e n t o ,
y t a m b i é n p o r q u e son fáciles de fabricar como conjuntos acop l a d o s , térmicamente c o m p e n s a d o s , en p a s t i 1 1 as de c i r c u i t o in_
tegrado.
Un m u l t i p l i c a d o r de t r a n s c o n d u c t a n c i a en cuatro cuadrantes
consiste en un conjunto de fuentes de corriente acopladas, .un
g r u p o de conversores voltaje-corriente, para transformar los
voltajes de entrada en corrí entes r e l a c i o n a d a s 1 inealmente con
a q u e l l o s , una c é l u l a de m u l t i p l i c a c i ó n de 6 transistores que
produce dos corrientes cuya diferencia es p r o p o r c i o n a l al pro_
ducto de los voltajes d.e entrada, y un a m p l i f i c a d o r ' d i f e r e n cial de entrada que transforma la c o r r i e n t e - d i f e r e n c i a en un
voltaje de s a l i d a de t e r m i n a l único.'
Estos elementos, con la excepción del transistor de s a l i d a y
su circuito de r e a l i m e n t a c i ó n , que s e ' o m i t e n por c l a r i d a d , ,
p u e d e n verse en la fig. 2.13.
Las fuentes de corriente a c o p l a d a s t i e n e n el s í m b o l o "I"; el
voltaje de entrada X se a p l i c a a las bases de Q A y Q B s generando una corriente d i f e r e n c i a l p r o p o r c i o n a l en RX; el volta_
je de entrada Y se a p l i c a a las bases de Q c y Q i , generando
una corriente d i f e r e n c i a l p r o p o r c i o n a l a RX; la c é l u l a de mul_
t i p l i c a c i ó n consiste de los transistores conectados como d i o_
dos Qi y Qz3 además de los cuatro transistores Q 3 s Q i » > Q s í Q e
La corri.ente d i f e r e n c i a l de -sal i da es i g u a l a la suma I 3 + I 5 ,
menos 1 a suma I it + Is
Siguiendo el lazo A-B-C-A a través' de Q i s CU, Q a ,
,= V b e Q 3 + V Q
(2.10)
(2.11)
Vbe Qi =
q
I ceo
U t i l i z a n d o la ex. (2.11), la ec. (Z.10) se r e d u c e a
In
n I g 3 + l n IQ Z
(2.12)
Por lo tanto,
3
(2.13)
12
En forma s i m i l a r , para el lazo- A-B-C-A a través de Q i , Q 5 , Q 6
Q¿,.
'
I 1
I.-S
= •I6
(2.14)
I
Como se h a b í a anotado antes, la corriente de s a l i d a es
(2.15)
o =
Sustituyendo
las r e l a c i o n e s (2.13) y 2.14) en (2.15)
!o = I 3 + le Iz/I
=
Is
=
( I3 - I 6 )
I2/Ii-I6
(2.16)
(Ii-I2)/Ii-IB(li-l2)/I
( I 1 - I 2 ) /I 1
(2.17)
R e e m p l a z a n d o (2.6^y (2.7) en el n u m e r a d o r de (2.17),
lo = (I 3 -I6)(2V X /R X )/I,
(2.18)
40
De- l a s ees. ( Z . 1 3 ) y (2,8), p o d e m o s ver que
3
ji
2
_
T
,
X
___
Ry
_
T
J3
(9
1
U . I
Luego podemos r e s o l v e r para I 3 ,
T
13
_ lil+IjVy/Ry _ ' I g l + ^Vy/Ry
r-rr^
2T~~
(? 9Í]]
(¿.¿U)
De m a n e r a a n á l o g a , de (2.14) y (2. 9), p o d e m o s ver que
Is = ^ = i _ Vy. _ i,
i
Resolviendo para
Ky
(2.2
I6s
Is
„ l i l - IiVy/Ry
(2.22)
21
Sustituyendo (2.20) y (2.22) en (2.18) y s i m p l i f i c a n d o
0
= 2
"
21 Vy/Ry
•—•
—•————
21
2Vx/Rx—
———
VxVy
IRxRy
La figura 2.14 es una versión esquemática completa del mu 11j_
p l i c a d o r AD534.
La c é l u l a de seis transistores del m u 11 i p1 j_
cador consiste de Q 6 s Q 7 s Q i 2s Q i 3 , Q m y Q i s - ( RI 2 + R i 3 + R i ^ )
es semejante a Rx, (Rzs+Rze+Rs?) es semejante a Ry y
( R s e + R a s + R i í o ) es semejante a Rz. La d i f e r e n c i a de c o r r i e n t e
2Vz/Rz s se i g u a l a a la corriente de s a l i d a por m e d i o delarea^
l i m e n t a c i ó n a l r e d e d o r del a m p l i f i c a d o r d e s a l i d a .
Entonces
c u a n d o la r e a l i m e n t a c i ó n "sensora" p r o v e n i e n t e de E está c£
nectada a Z ("+Z")3 y la "referencia", Zi("-Z) está conectada a tierra.
41
'O3
F i g . 2.13.
U u. II'-
Q4 \—+-iK
OS
OG
C i r c u i t o B á s i c o del M u l t i p l l c a d o r . d e Transcondu£
táñela V a r i a b l e en Cuatro Cuadrantes.'
Con el objeto de e x p l i c a r como opera este m u l t i p l i c a d o r , def i_
namos p r i m e r o las r e l a c i o n e s entre corriente que resultan más
o b v i a s . Por i n s p e c c i ó n de la F i g . 2.13 tenemos:
i = I + Vx/Rx
(2.6)
I 2 = I - Vx/Rx
(2.7)
= I + Vy/Ry
Is + le = I - Vy/Ry
(2.9)
En todas las r e l a c i o n e s anteriores se ha supuesto que los traji_
sistores t i e n e n geometrías s i m i l a r e s 5 3 i n f i n i t o , que no ti_e_
nen resistencia serie ni p a r a l e l o y t i e n e n o p e r a c i ó n 1sotérm1_
ca .
fet
uopeo L
un
oo
f [ *Z ' 6 L J
En
= V-
Rz
y
', 40)
VxVy
Eo =
2.8. EL CIRCUITO DIVISOR. A N A L Ó G I C O
La operación 'de d i v i s i ó n p u e d e
l l e v a r s e a cabo, c o l o c a n d o el
m u l t i p l i c a d o r descrito en l a s e c c i ó n p r e c e d e n t e , en el c a m i n o . d e re. al i m e n t a c i ó n de un a m p l i f i c a d o r o p e r a c i o n a l .
Esto
puede verse en la fig. 2.15
R.
o -f
DENOMINADOR (Vx)
NUMERADOR (V~)
Fig.
2.15 Divisor Analógico
En el
punto A del c i r c u i t o de la f i g . 2 . 1 5 " se t i e n e el . v o l t a ^
je +
~\^ -
es d e c i r - +
~?r
43
Por otra parte, la corriente que entra por R i va h a c i a R o d _e_
bldo a la a impedancla teóricamente Infinita del operadonal , entonces
VXEO/ER
_
VZ
/o
o N
Rl
I g u a l a n d o los valores de las resistencias, o sea, h a c i e n d o
R i = R2 = R , podemos encontrar la expresión de E 0 en esa si_
t u a c i ó n , de la Ec. (2.23)
d o n d e E R es el factor de escala p r o v e n i e n t e del
dor.
multiplica-
Es preciso hacer dos a c o t a c i o n e s al proceso de d i v i s i ó n que
estamos e m p l e a n d o . P r i m e r a m e n t e , sólo se permite .una polarj_
dad al d e n o m i n a d o r p o r q u e si V z >0 3 por ejemplo, E 0 d e b e ser
menor que cero (la forma de .conexión u t i l i z a real imentaci ón
n e g a t i v a ) y para que el resultado de la d i v i s i ó n sea coheren_
te, V x debe' ser menor que cero (el m u l t i p l i c a d o r no produce
i n v e r s i ó n de fase).
Siendo V 2 > o s Eo es mayor que cero y Vx debe, n u e v a m e n t e , ser
menor que cero.
En segundo l u g a r , la g a n a n c i a de lazo cerrado v a r í a en forma i n v e r s a al v a l o r de V x (denominador). Entonces, conforme
va d e c r e c i e n d o V x , aumenta el r u i d o , el error c o m e t i d o , etc.
Por lo tatito, no es c o n v e n i e n t e q u e ' e l d e n o m i n a d o r tenga valores muy pequeños.
44
La i m p e d a n c í a de entrada para 1.a señal V 2 es la r e s i s t e n c i a R.
Lo más a d e c u a d o seria que 'tanto Vx como Vz m i r e n la m i s m a imp e d a n c i a de entrada.
La de V x e s . a l t a , por la construcción
misma del integrado. Si e l e v a m o s R s t a m b i é n subimos el valor
m í n i m o que puede tener Vx p o r q u e aumenta la i m p e d a n c i a de' rea_
1 i mentación del c i r c u i t o . E v a l u a n d o estas a l t e r n a t i v a s 11eg_a_
mos a d e c i d i r
R = 10 kS7
que fue el v a l o r que se escogió como i m p e d a n c i a de entrada pa_
ra los c i r c u i t o s de secciones anteriores.
2.9 EL SISTEMA O P T O E L E C T R O N I C O DE LECTURA
2.9.1 C o n s i d e r a c i o n e s G e n e r a l e s
Deseamos tener el v a l o r del factor de c a l i d a d medi'do, en un
i n d i c a d o r numérico l u m i n o s o para realizar su lectura. Por lo
tanto, la señal a n a l ó g i c a üiLI 0 /RI 0 = Q que obtenemos como sa_
l i d a en el circuito d i v i s o r d e b e m o s transformar en la expresión en sistema b i n a r i o del mismo v o l t a j e , necesitando "para _e_
l i o u n convertidor a n a l ó g i c o - d i g i t a l .
La exprés ion b i n a r i a deberá l l e v a r s e a un d e c b d i f i c a d o r q u e
haga que la c o m b i n a c i ó n de ceros y unos que tenemos a la sal i d a del conversor, e n c i e n d a los d i o d o s emisores de luz . correspondientes en el circuito i n t e g r a d o l u m i n o s o de i n d i c a ción. Esto nos p e r m i t i r á tener en forma v i s i b l e el v a l o r de
Q.
Un rango práctico de v a l o r e s de factor de c a l i d a d a baja fr_e_
cuencia q u e d a perfectamente cubierto si nuestro d i s p o s i t i v o
45
puede darnos lecturas entre" cero y mil . Para eso, el conve_r.
tidor A-D que usaremos será uno que tiene c a p a c i d a d de 3 1/2
d í g i t o s , es decir tres d í g i t o s d e - 4 bits cada uno (permití' en^
do entonces lecturas entre O y 9) y un d í g i t o de 1 bit
(O y 1).
De esta manera, el i n d i c a d o r l u m i n o s o nos dará v a l o r e s entre
0000 y 1999.
El conversor a n a l o g o - d i g i t a l escogido es el 8150 producido por
la fábrica TELEDYNE. Este es un conversor de ' 3 1/2 d-i gi tos ,
CMOS monolítico. Para su funcionamiento requiere sólo de aj_
gunos componentes p a s i v o s a u x i l i a r e s , una referencia de v o l taje o corriente y fuentes de a l i m e n t a c i ó n .
La conversión A-D se realiza por m e d i o de una técnica de balanceo de una carga incrementa! que nos proporciona gran exactitud, l i n e a l i d a d - e i n m u n i d a d al ruido,. Un amplif-icador integra la s u m a de una corriente a n a l ó g i c a d e s c o n o c i d a y p u l sos de una corriente de referencia; el número de p u l s o s (incrementos de carga), necesarios para mantener el punto de s_u_
ma del a m p l i f i c a d o r cercano a cero, es contado. Al final de
la conversión la cuenta total se "retiene" en las sal i das con
un formato d i g i t a l de 3 1/2 dígitos y c ó d i g o b i n a r i o - d e c i m a l
(BCD).
La configuración interna del conversor 750 y sus componentes
a u x i l i a r e s p u e d e n verse en la fig. 2.16
46
acó OUTPUTS
IMTIATE
CONVERSIÓN
•Cor-inon>;n;s chosen for V ( í s j (full icalej * 1 OV. V~-p: = -6.4
V
Fig. 2.16 Conversor A n a l ó g i c o - D i g i t a l
El i n d i c a d o r luminoso que he u t i l i z a d o es el 5082-7356 prod^
cido por la HEWLETT P A C K A R D . Es un i n d i c a d o r numérico de es_
tado sólido que incluye' un decodif i cador-dri ver y una .memoria.
El dispositivo decodifica el contenido BCD de sus entradas
en caracteres desde "O" hasta "9"; un s i g n o "-", un patrón
de prueba, y cuatro caracteres en b l a n c o para las c o m b i n a c i o _
nes de las entradas que no correspon-den al código BCD. La _u
m'dad e m p l e a el punto d e c i m a l u b i c a d o a la derecha. La configuración interna del circuito integrado puede verse en la
fig. 2.17.
47
Vcc
E B
N I _8_
T N i
A R —
D I -3A A A-
V
X2
X4
RETENEDOR
MATRIZ
DECODIFICADORA
Xg
P.D.
\
\
P.D. DRIVER
DE LA
DE
MATRIZ
LED ' S
MíVl'rtlZ JJ&
LED'S
F.ig. 2.17 Indicador N u m é r i c o L u m i n o s o
2.^.2. D e ser 1 p e l ó n del Conversor A_-£
Durante la c o n v e r s i ó n , la suma de una corriente c o n t i n u a I j ^
y pulsos de una corriente de referencia IREF es Integrada du_
rante un número d e t e r m i n a d o de períodos de reloj Ij^ es prop o r c i o n a l al voltaje a n a l ó g i c o de e n t r a d a ; ÍREF es proporc1o_
nal al voltaje de referencia y de s i g n o contrario al de I¡N .
IREF es conectado al a m p l i f i c a d o r o p e r a c i o n a l exactamente du_
rante un p e r i o d o de reloj y tan frecuentemente como para man_
tener la entrada de suma del Integrador cercana a cero. De
esta forma,j la carga
—* d e b i d o a la corriente continua I Tj. M11 es ba.—
l a n c e a d a por los p u l s o s de corriente I R E F - El número total
de p u l s o s , necesarios durante el período de c o n v e r s i ó n para
48
mantener b a l a n c e a d a la c a r g a , es contado y el r e s u l t a d o
BCD es a c o p l a d o a la-s s a l i d a s y reten i-do.
en
El conversor contiene dos contadores, un r e l o j s un a m p l i f i cador operaci o-nal , un c o m p a r a d o r , - b u f f e r s retenedores de sa_
l i d a y el c i r c u i t o de l ó g i c a i n h e r e n t e al conversor. Uno de
los contadores empieza a contar p u l s o s de reloj, luego d e u n a
señal de r e s t a b l e c i m i e n t o ; c u a n d o se alcanza la cuenta req u e r i d a , el contador genera un pulso para comenzar la r u t i na de "fin de c o n v e r s i ó n 1 1 . El s e g u n d o contador se restablece sincrónicamente con el primero y cuenta el numero de
veces que la corriente IREF es conectada al i n t e g r a d o r durante el periodo d e f i n i d o por el contador de los p u l s o s de
r e l o j . "
Cuando la entrada "Initiate C o n v e r s i ó n " es e x c i t a d a por un
pulso positivo, la s a l i d a "busy" se pone en alto y un ciclo
de i n i c i a l i z a c i ó n de 10 ps comienza. En este p e r i o d o el c_a_
pacitor de i n t e g r a c i ó n es descargado y los dos contadores se
restablecen. La conversión comienza al f i n a l i z a r el p u l s o
de restablecimiento y termina con un p u l s o g e n e r a d o ya sea
por el contador de reloj o por una condición de sobrecarga
.en el otro contador. Este p u l s o d e s h a b i l i t a el acceso a los
dos contadores y d i s p a r a un c i c l o de d e s c o n e x i ó n de- 10 ys .
Durante este p e r i o d o s la s a l i d a DATA V A L I D se pone en bajo
por 5ys. C u a n d o el circuito está o c u p a d o (salida "Busy"=lL)
la entrada "Initiate C o n v e r s i ó n " no tiene n i n g ú n efecto, pue_
de estar en alto o bajo. Los datos de s a l i d a de una con ve r^
sión son v á l i d o s mientras esté e n e r g i z a d o el c i r c u i t o o ha_s_
ta que la s a l i d a "Data V a l i d " vaya a OL al final de una nu_e
va c o n v e r s i ó n , en cuyo caso los datos de s a l i d a son reempl a_
zados por otros correspondientes a la ú l t i m a conversión.
El d i a g r a m a de t i e m p o s de un c i c l o de c o n v e r s i ó n puede v e r se en 1 a .f ig. 2.18
• .
•
DíagramS (Rise.fall times =200ns typ., C L = 50pF)
CLOCiíEDMODE
Fig. 2.18 Ciclo de Conversión A-D
Para 1.a fig. 2.16 y s e g ú n las notas del 'fabricante, los v a l o _
res d'e RIN -y RREF n a n s i d o escogido-s para dar una corriente
de fondo de escala de a p r o x i m a d a m e n t e 1 OyA y una•• corriente de
referencia de a p r o x i m a d a m e n t e -20yA.
VREF
RIN s
lOyA
En base a esto y en vista de. que lo .que deseamos es h a c e r d e l
c i r c u i t o - o p t o e l e c t r ó n i c o d e 1 lectura un m e d i d o r de voltaje,h_a_
cemos corresponder a una entrada de 19.99 v o l t i o s la lectura
de fon-do-de escala (1999)., c o l o c a n d o el punto d e c i m a l . en la
p o s i c i ó n correcta y en forma i n d e p e n d i e n t e .
19.99V
10yA
y
RREF s
-2 OVA
Entonces,
2 Mfí
= 2 5 0 ' kfí
Como p u e d e h a b e r s e n o t a d o V R £ p = -5V.
El f a b r i c a n t e e s p e c i f i c a t a m b i é n los
y REÍAS P a ^a esta a p l i c a c i ó n .
3
V s s = -5 V 3
v a l o r es de V Q Q 3 V s s .,
S o n 1 os . si g u i e n t e s :
C I N T = 68 pF^ 1 0 % 5
Para calibrar e l offset d e l o p e r a c i o n a l s e u t i l i z a n . , c o m o s e a p r e c i a e n l a f i g . 2.. 1 6 3 u n p o t e n c i ó m e t r o d e . 5O' 'te c o n e c t a d o
e n t r e . . l a s f u e n t e s d e +5V y - 5 V 3 y d o s r e s i s t e n c i a s , u n a d e
100 ktt y o t r a de 1 kti, q u é ' h a c e n el d i v i s o r - d e t e n s i ó n .
(Ref. 3 P á g s . 1-24, 1-25)
El sistema optoeléctrónico completo,- se'muestra- en. la fig.
2.19.
k --;, •
*V.
"-**• ,
•
*•
24
4 3 2 1
F i g . 2.19. Sistema optoelectrónico de lectura
270pP
5
REFERENCIAS
1. Tobey - Gra-eme - H u e l s m a n ; O P E R A T I O N A L Á M P L I F I E R S , D E S I G N
AND APPLICATIONS.; Me Graw H i l l Book Company, 'New York, 1971.
2. A.nalog D e v i c e s I n c . ; M U L T I P L I E R 'APPLICATION 'GU IDE; U . S . A .
.1.978.-.
3. T e l e d y n e S e m i c o n d u c t o r ; DATA CO'NVERSION D E S I G N M A N U A L ;
U.S.A., 1979 D
53
C A P I T U L O
R E A L I Z A C I Ó N
I I I
E X P E R I M E N T A L
3.1 P R O C E D I M I E N T O
La c o n s t r u c c i ó n del m e d i d o r d i g i t a l de factor de c a l i d a d
se
r e a l i z ó por etapas.
Cada b l o q u e c i r c u i t á l se a r m ó , c a l i b r ó y
probó por s e p a r a d o .
Los v a l o r e s de los c o m p o n e n t e s pasivos 'de
los c i r c u i t o s se ajustaron a val ores estándar.
Por l a carac-
terística de " c i r c u i t o de p r u e b a " que t i e n e el s i s t e m a , los _e_
l a m e n t o s del m i s m o fueron m o n t a d o s en p l a c a s de c o n e x i ó n
sin
alambres, utilizando conectores solamente en donde fue a b s o 1 u_
tamente n e c e s a r i o .
No se ha p a s a d o por a l t o , sin embargo
p r e s e n t a c i ó n estética
la
que debe tener un trabajo de- esta natu-
raleza, lo q u e , por otra parte, f a c i l i t a la r e a l i z a c i ó n de re£
tificaciones.
.
Las m o d i f i c a c i o n e s h e c h a s en cada c i r c u i t o respecto del
d i s e_
ño o r i g i n a l , expuesto en el c a p i t u l o anterior, se s e ñ a l a n
y
j u s t i f i c a n en el presente c a p i t u l o .
La fuente de a l i m e n t a c i ó n e m p l e a d a en las p r u e b a s es
una
de
v o l t a j e v a r i a b l e , r e g u l a d o , ajustada a +_ 15 V.'
Las b o b i n a s de p r u e b a se tomaron de una caja d e c á d i c a
fabri-
cada por l a G E N E R A L E L E C T R I C .
Una vez c o m p r o b a d o el perfecto f u n c i o n a m i e n t o de cada p a r t e e n
forma i n d i v i d u a l , se interconectaron los b l o q u e s entre sí, de
a c u e r d o al d i a g r a m a mostrado en el p r i m e r c a p í t u l o , y se rea-
54
T i z a r o n nuevos ajustes.
lla r a n a l
NOTA:
fina]
Los resultados definitivos se
deta-
de este c a p i t u l o .
Es i'mportante s e ñ a l a r que el
v o l t a j e de o f f s e t de s a l i -
da de 1 os - a m p l if i c a d o r e s o p e r a c i o n a l es ha s i d o c o m p e n s _ a _
do ya que puede ser
jes pequeños.
s i g n i f i c a t i v o cuando trabajamos con v o l t a _
Para ello se utilizó, en unos c a s o s l a s entra-
das d e O F F S E T NULL d e l o s
m i s m o s i n t e g r a d o s , y e n o t r o s s e c£
n e c t ó .un c i r c u i t o d e c o m p e n s a c . i ó n a l a e n t r a d a p o s i t i v a d é l o s
operacionales.
3.2
EL OSCILADOR
El o s c i l a d o r con control
fig.
de amplitud fue c o n s t r u i d o
2,3 del c a p i t u l o anterior.
L o s v a l o r e s d e l o s para m e t r o s
utilizados son los siguientes:
R3
= 47
Kfi±10%
R4
=10
R5
_
R 1 < 2 = 10
Kfi± 1 0 %
Kí2±iO%
R13
Kfi± 10%
- 10
Kfi±10%
R 1 I f = 4.7
KSͱ 1 0 %
R6
- 10
Kft±10%
R i s == 4.7
Kfl± 101
R7
= 50
K£7±10%
R8
= 100
KÍ2±10%
R9
= 100 Kfi+10%
-
10
R 1 6 " = 2 . 7 .Kíí± 1 0 %
"
R i y = 2.7
Kfí± 10%
R 1 8 = 2.7
Kfl± 1 0 %
R10 = 1 5
K^±10%
R i g = 100 Kfi±
1%
Rzi = 9
Kfi±10%
R 2 o = 10
1%
KÍ2±
C 3 = 20yF +_ 1 0 % a 10V
?l = 10 K
C
P2 =
=100yF
según la
1 0 % , 10V
DIODOS 1N914
AMPLIFICADORES OPERACIONALES yA741C
1 K
55
La t a b l a 3.1 m u e s t r a los v a l o r e s de r e s i s t e n c i a , d e t e r m i n a d o s
e x p e r i m e n t a l m e n t e , para obtener l a s d i s t i n t a s f r e c u e n c i a s d e
oscilación.
R
l Vo
F Hz
147. 00
10
23. 00
60
12. 20
100
-i -\. j. 50
.
120
1 . 22
1 K
T a b l a 3.1. V a l o r e s de la R e s i s t e n c i a de R e a ] 1 m e n t a
c l o n en el Puente de W i e n p a r a obtener
las frecuencias deseadas.
Para obtener la onda s i n u s o i d a l de 10 V de a m p l i t u d se van _a
j u s t a n d o a l t e r n a d a m e n t e Pj y P 2 . M o v i e n d o , el cursos del pote_n_
ciómetro Pi h a c i a V ~ 3 la s a l i d a d e l o s c i l a d o r va c r e c i e n d o pe_
ro t i e n d e a ser I n e s t a b l e hasta que se ajusta P 2 -
Una vez a l c a n z a d a una a m p l i t u d que varía a l r e d e d o r de 10 V se
m u e v e l i g e r a m e n t e el cursor de P 2 hasta obtener una señal
table.
En esas c o n d i c i o n e s ,
y
¿o(t) = 10 sen ut
V
v 1 (t) = - sen w t
V|
e_s_
56
Nótese q u e v 1 y &0 t i e n e n p o l a r i d a d o p u e s t a d e b i d o
nex'ión I n v e r s o r a d e l a m p l i f i c a d o r A 6 Se m i d i ó el v o l t a j e de control
V
a
la co<
y el de referencia V g .
VA -
2.6 V
VB =
-6.6 V
En l a f l g . 3 . 1 s e m u e s t r a l a f o t o g r a f í a t o m a d a a l o s c l l o s c o p l o con la
o n d a s i n u s o i d a l ¿0
a la
f r e c u e n c i a de 1 K H z .
Flg. 3.1. Onda sinusoidal producida por el Oscilador de Fuente de WIEN.
VERT:
5 V/dlv.
HOR :
,5ms/d1v.
57
3.3
EL CONVERSOR VOLTAJE-CORRIENTE
S i g u i e n d o el d i s e ñ o d e s a r r o l l a d o e n l a
tulo anterior y de a c u e r d o a la fig.
mento e l c o n v e r s o r v o l t a j e - c o r r i e n t e .
s e c c i ó n 2 . 3 . Z del capi
2 . 5 del m i s m o , se impleLos componentes
utili
zados fueron:
Ri -
A m p l i f i c a d o r o p e r a c i o n a l yA741
Las p r u e b a s de f u n c i o n a m i e n t o se r e a l i z a r o n de la si gui ente for.
ma: c o l o c a n d o como señal de entrada para el conversor, la s i n u_
s o l d é v (t) = 10 sen to t | V | del o s c i l a d o r construí" d o > s e . p r o c
dió a m e d i r el voltaje m á x i m o de s a l i d a del conversor. para bo_
b i n a s de carga cuyas i n d u c t a n c i a s cubren un rango practico de
valores (1OOmH-SOOmH) s y a dos frecuencias de trabajo
distintas (10 \\2 y 1 KHy). C o n o c i e n d o el v a l o r de i n d u c t a n c i a de ca_
da b o b i n a y su resistencia interna (medida con un óhmetro), se
• c a l c u l ó el v a l o r del m ó d u l o de la i m p e d a n c i a , de acuerdo a la
expresión:.
= (xL2 + R L 2 )1/2
D i v i d i e n d o el v a l o r m á x i m o de voltaje de s a l i d a (medido antes)
por el v a l o r de 2\_ tenemos el v a l o r máximo de corriente
que
c i r c u l a por la carga. Los resultados experimentales se muestran 'en la t a b l a 3.2
4.0 .
7.0
11.0
14.0
23.5
4.0
7-0
11 .0
14.0
23.5
R ti
628,33
1256,66
1884.99
25.13.31
3141 .68
7/45
14.38
21 .82
"28.77
39.23
ZL
fi
•
mV
s a 1; u r a d o
saturado
saturado
saturado
saturado
160
320
480
640
850
VL máx
21.48
22.25
22 .00
22.25
21 .67
I|_ máx
T a b l a 3/2. Pruebas con el Conversor Voltaje-Corriente
100
200
300
400
. 500
1K
H
E
R
Z
I
0
S
mH
100
.200
300
400
500
L
BOBINA
H
E
R
Z
I
0
S
10
f
mA
in
59
Los resultados mostrados en la tabla 3.2. nos s e ñ a l a n dos cosas: p r i m e r o , el conversor v o l t a j e - c o r r i e n t e se comporta como
una v e r d a d e r a fuente de corriente para los v a l o r e s de carga qu
hemos utilizado,, pues la intensidad de corriente permanece prá
ticamente constante con b o b i n a s de diferente i m p e d a n c i a .
Los pequeños errores pueden atribuirse a inexactitudes, tanto
en la m e d i c i ó n de la r e s i s t e n c i a interna de las b o b i n a s como
en la m e d i c i ó n del voltaje sobre las m i s m a s .
S e g u n d o , la s a t u r a c i ó n del a m p l i f i c a d o r o p e r a c i o n a l a l a f r_e
c u e n c i a de 1 KHz nos s u g i e r e que debemos i m p l ementar en el ci^r
cuito a l g ú n tipo de atenuación. Reduciendo el v a l o r de la co
rriente a 4 mA (1/5 20 mA) p o d e m o s m e d i r el v o l t a j e aún para
la mayor de las b o b i n a s (500 mH) y a la f r e c u e n c i a más a l t a
(1 KHz).
En ese caso el voltaje VL m áx sg ria aproximadamente
de 3Kñ x 4 .mA =• 12V 3 que -no satura el o p e r a c i o n a l . Para redu
cir la corriente a la q u i n t a parte del v a l o r p r i m i t i v o , q u i n
tuplicamos la resistencia a la entrada del conversor. El ci_r
cuito final se muestra en la fig. 3.3.
F i g . 3.3. C o n v e r s o r V o l t a j e - C o r r i e n t e con p o s i b i l i d a d de
n ua ció n.
at_e
60
Naturalmente, l a p o s i b i l i d a d de atenuación será u t i l i z a d a sólo
en los casos en que el o p e r a c i o n a l se sature, y no necesita d.e
ajustes de e s c a l a posteriores p o r q u e la a m p l i t u d m á x i m a de co_
rriente se encuentra tanto en el numerador como en el d e n o m i nador de la e x p r e s i ó n de Q. • Recordemos que Q = üjLI 0 /RI 0 .
Los r e s u l t a d o s de la tabla 3.3 nos demuestran la e f e c t i v i d a d
de la atenuación i m p l e m e n t a d a y el- f u n c i o n a m i e n t o del c i r c u i to de la fig. 3.3 como una l e g í t i m a fuente de corriente.
f = 1 KH Z
B O B I NA
L
mH
R
fi
100
4.0 .
200
300
7.0
400
500
.
11 .0
14 .0
23.5
VL max
V
2.. 60
5.20
7.80
10.05
I[_ máx
mA
4.14
4.14
4.14
4.00 •
saturado
-Tabla 3,3 Pruebas con el Conversor V - I con A t e n u a c i ó n
3.4 EL FILTRO P A S A - B A J O S
El circuito que determina el v a l o r m e d i o de una señal periódi_
ca se i m p l e m e n t o , de acuerdo a la fig. 2.7 del capítulo anterior con los s i g u i e n t e s elementos.
Ri = 910 Ktt + ^S-^kn
Ru = 1 .84 MSí
61
R 3 - 133 KQ +
•C = 1 . F
C = 0.1 yF
A m p l i f i c a d o r operad o nal yA741
La s i n t o n i z a c i ó n del filtro se r e a l i z a o b s e r v a n d o l a s c u r v a s
de l a . f i g . Z.-8. del c a p í t u l o 2. Nótese a h í , que a u na. f recue_n_
cia de 10 f0 (10 H z, p o r q u e f 0 - 1 Hz en nuestro caso) todas
l a s respuestas tienen e s e n c i a l m e n t e la m i s m a m a g n i t u d r e s p e_c_
to de la a m p l i t u d en c o r r i e n t e c o n t i n u a . Entonces, p o d e m o s si_n_
ton i zar f Q i n d e p e n d i e n t e m e n t e de a.
Para nuestro filtro, como a = ~/~2s no tenemos s o b r e i m p u l s o
la respuesta de f r e c u e n c i a , s i n o más b i e n una f r e c u e n c i a
-3 dB (1 Hz) que t a m b i é n u t i l i z a r e m o s para la s i n t o n í a .
en
de
Entonces, p r i m e r o m e d i m o s la r e s p u e s t a del f i l t r o a una e n t r_a_
da s i n u s o i d a l de 10 Hz (10 f 0 ) y 10 V de a m p l i t u d ; ajustamos
la a m p l i t u d 'de 1 a ] señal 1 de sal i da , a 100 m V (-40 dB respecto
de 10 V) v a r i a n d o R 3 por m e d i o - d e un potencióme'tro.de 10K^ c£
l o c a d o en s e r i e con la r e s i s t e n c i a de 133 KQ.
Luego, i n t r o d u c i e n d o a la entrada del filtro una señal s i nj¿
so i da 1 de 1 Hz (f0) y 10 V de a m p l i t u d 3 p r o d u c i d a por el mi_s_
mo o s c i l a d o r útil izado en esta t e s i s s ajustamos la a m p l i t u d
de la señal de s a l i d a a 7.1 V (- 3 d B respecto de 10 V) v a r i a_n
do RI por m e d i o de un p o t e n c i ó m e t r o de 25 K£2 c o l o c a d o en s^e
rie con la r e s i s t e n c i a de 910 Kfí.
Por ü l t i m o a para e v a l u a r el r e s u l t a d o de la c a l i b r a c i ó n r e a l i _
zada, i n t r o d u j e en el f i l t r o una señal s i n u s o i d a l de 10 Hz y
1 V de a m p l i t u d , s u p e r p u e s t a a una c o m p o n e n t e c o n t i n u a de 80
m V . El r e s u l t a d o fue una señal c o n t i n u a de 162.5 mV a la salj_
da del filtro (error aproximado, 1%), lo cual demuestra que el c i r c u i t o
f u n c i o n a ó p t i m a m e n t e p o r q u e la s a l i d a es p r á c t i c a m e n t e el do_
62
ble del v a l o r m e d i o de la f u n c i ó n de entrada (recordemos
el filtro tiene g a n a n c i a 2) .
que
3. 5. EL C I R C U I T O S U M A D O R
S i g u i e n d o los 'resultados del diseño realizado en la sec. 2.4
se i m p l e m e n t o el circuito sumador con los s i g u i e n t e s v a l o r e s
de resistencias (véase fig. 2 . 1 O ' d e 1 cap. 2):
R! = R 2 = R F = 10 Kft+ 0.1%
y el A m p l i f i c a d o r O p e r a c i o n a l y A 741
Para p r o b a r el sumador se construyó un c i r c u i t o i n v e r s o r auxi_
l i a r , que consiste de un a m p l i f i c a d o r O p e r a c i o n a l y dos r e s i _s_
tencias de 10'KSH 0.1%. Entonces, la señal sinusoidal de un
o s c i l a d o r se l l e v ó a la entrada £1 del sumador y a la entrada
del inversor; la s a l i d a .del i n v e r s o r se l l e v ó a la entrada £2
del sumador. .
•
Se e m p l e a r o n señales s i n u s o i d a l e s de 10 HZ y 1 KH^ con a m p l i tudes de 100 m V ? IV y l.OV para cada frecuencia. En todos los
casos, el voltaje de s a l i d a del s u m a d o r , aun para la escala de
20 m V / d i v del o s c i l o s c o p i o , fue de O V.
Estas pruebas demuestran el perfecto funcionamiento d e l .
cuito sumador.
3.6.
cir
EL DETECTOR DE V A L O R PICO
El circuito detector de v a l o r m á x i m o se construyó de acuerdo
al d i a g r a m a de la fig. 2 . 1 1 . Los elementos escogidos fueron
los s i g u i e n t e s :
63
C = 10
F +_ 10%
3
15V
D I O D O 1N9U
AMPLIFICADORES OPERACIONALES
A741
La p r u e b a efectuada c o n s i s t i ó en l l e v a r a l a entrada del cij^
c u i t o s e ñ a l e s s i n u s o i d a l e s de 10 Hz y a m p l i t u d e s de 1 0 Q m V 3 I
y 10 V. En todos los casos el voltaje de s a l i d a fue i g u a l a
voltaje d e p i c o d e l a onda s i n u s o i d a l ; , c o n p o l a r i d a d n e g a t i v a
3.7. EL SISTEMA O P T O E L E C T R I C O DE L E C T U R A
El sistema optoeléctrico de lectura se implemento de acuerdo
con el circuito de la f i g . 2.19. La a l i m e n t a c i ó n del c o n v e_r_
t i d o r - A - D de +5V, - 5 V S se r e a l i z ó a t e n u a n d o el v o l t a j e de -15
V 3 +15V3 respect i v a m e n t é , de la fuente p r i n c i p a l , por medio de
a m p l i f i c a d o r e s o p e r a c i o n a l e s s e g ú n se muestra en la f i g . 3.3
FUENTE
PARCIAL
5V
ALIMENTACIÓN
DEL CONVERSOR
F i g . 3.3 A l i m e n t a c i ó n del C o n v e r s o r A-D
El conjunto de i n d i c a d o r e s l u m i n o s o s d e b e a l i m e n t a r s e con un
fuente de 5V y una c o r r i e n t e lo s u f i c i e n t e m e n t e gra'nde como pa
64
ra encender elaramente •]os d i o d o s emisores de luz. El m a n u a l
nos I n d i c a que la corriente n e c e s a r i a para que aparezca el n j¿
meral que mayor número de diodos ti e n e . e n c e n d í dos y, además
el punto d e c i m a l e s de 112 mA. Como he dispuesto cuatro indí_
cadores la corriente total m á x i m a r e q u e r i d a será de
112mAx4=448mA.
La fuente de a l i m e n t a c i ó n para l o s - I n d i c a d o r e s l u m i n o s o s
muestra en la f1g. 3.4
FUENTE 4-T5V
PRINCIPAL
-, IV
se
POLARIZACIÓN
DE LOS
INDí.
CADORES LÜMJE
NOS OS
Fig. 3.4 Fuente de A l i m e n t a c i ó n de los Indicadores Numéricos Luminosos
El v a l o r de la r e s i s t e n c i a se c a l c u l a así
1 5
R
=
V-5
1 V
Ja mi
= 22-10
La potencia que deberá d i s i p a r la resistencia es de
448 mA x (15-5.1)V = 4.5W
En el mercado p u d o c o n s e g u i r s e una resistencia de 25ü y 10 W.
65
En caso de que el terminal B del circuito de la flg. 3.4 q u e d a r a por
a l g ú n motivo abierto, toda la corriente c i r c u l a r í a por el dio^
do zener..
SI eso sucede la p o t e n c i a que éste di si paria seria de
448mAx5.1 V * 2.3W
En p r e v e n c i ó n de esa s i t u a c i ó n se e s c o g i ó un zener de
2.5 W.
5.IV y
-La c a l i b r a c i ó n realizó a justando los v a l o r e s de l e c t u r a a valores enteros de voltaje de entrada, dentro de la gama de O a
19 v o l t i o s , g i r a n d o el cursor del p o t e n c i ó m e t r o de 50 Kí2 (véa_
se flg. 2.19).
3.8 LOS M U L T I P L I C A D O R E S A N A L Ó G I C O S
Los c i r c u i t o s integrados' AD534 se c o n e c t a r o n para c u m p l i r con
la función de m u l t i p l i c a c i ó n en cuatro c u a d r a n t e s , según el
g r á f i c o d e l a f i g . 3.5
-HVs
o + *i5v
XI
Vx
OUT
X2
X
Í R l = 90 Kfí
I—I
Zi
AD534
MR 2 = 10 Kfi
Yl
Vy
U
22
Ya
-Vs
-^
...0 -
-] q\
Fi.g. .3.5 M u l t i p l i c a d o r con factor de e s c a l a u n i t a r i o
66
Los v a l o r e s de- r e s i s t e n c i a R i y R 2 se e s c o g i e r o n por recomen
d a c i ó n del fabricante para tener un factor de e s c a l a u n i t a rio, esto es, t e n i e n d o V x "= IV y Vx = I V , V Q U T = I V
Quizás l a c a r a c t e r í s t i c a m á s i m p o r t a n t e q u e d e b e m o s e x i g i r a l
m u l t i p l i c a d o r e s s u f u n c i o n a m i e n t o l i n e a l . Para e l l o r e a l i zamos el producto de una o n d a s i n u s o i d a l por una o n d a triang u l a r . La o n d a s i n u s o i d a l t i e n e a m p l i t u d u n i t a r i a y f recue_n_
cía de 1 KHZLa onda t r i a n g u l a r t i e n e a m p l i t u d e s de 500 mV
y 10 V , y frecuencia diez veces menor que la de la s i n u s o i d e ,
o s e a , 100 HZLas fotografías de las figuras 3.6 y 3.7 muestran los resultados de tales e x p e r i e n c i a s .
F i g . 3,6 L i n e a l i dad del M u l t i p l i c a d o r AD534
Escala horizontal: 5 ms/div
Escala vertical
:.5 V / d i v
67
F i g . 3.7 L i n e a 1.1 dad del M u l t i p l i c a d o r AD53.4. .
Escala horizontal: 5 ms/div
Escala vertical
:'5 V / d i v
Una vez v e r i f i c a d a la l i n e a l i dad de los m u l t i p l i c a d o r e s , rea_
lizam c s otras p r u e b a s que p r e t e n d í a n s i m u l a r el trabajo que
estos van a r e a l i z a r dentro del c i r c u i t o total.
A s i , con el m u l t i p l i c a d o r que r e a l i z a el producto R 1 0 sen wt
se efectuaron m u l t i p l i c a c i o n e s entre una onda de v o l t a j e sin u s o i d a l , de amp'litud u n i t a r i a , y un voltaje continuo., de am_
plitud v a r i a b l e . Los resultados se d e t a l l a n en la tabla 3 . -
Vx
Vy
TENSIÓN CONTINUA TENSIÓN SINUSOIDAL
mv
V
60
80
100
150
200
sen
sen
sen
sen
sen
wt
wt
wt
wt
wt
V0
mv |
60
80
100
150
200
sen
sen
sen
sen
sen
wt
wt
wt
wt
wt
T a b l a 3.4 P r u e b a s con el m u l t i p l i c a d o r a n a l ó g i c o
Con el m u l t i p l i c a d o r que realiza el producto entre las señales al ternas," sen wt y w L I 0 eos wt + R I 0 sen wt, se efectuó
la s i g u i e n t e p r u e b a : Se Introdujo tanto en Vx como en V y l a
señal s i n u s o i d a l de ampl.ltud unitaria., sen wt. Esta tensión
y el r e s u l t a d o V 0 = sen 2 wt se m u e s t r a n -en la fotografía de la
flg. 3.8, tomada des o s c i l o s c o p i o . 'Es I m p o r t a n t e o b s e r v a r
que la onda sen 2 wt pasa por cero justamente en los puntos de
cruce por cero de la s e ñ a l sen wt.
69
F i g , 3.8 Onda Senoidal sen wt y producto sen wt x sen wt = sen 2 wt
Escala H o r i z o n t a l : 5 ms/div
Escala vertical : 5 V / d i v
3.9 EL DIVISOR
El c i r c u i t o i n t e g r a d o AD534, u t i l i z a d o como d i v i s o r con
fac-
tor de e s c a l a u n i t a r i o , se conectó s e g ú n el e s q u e m a de la fio.
3.9
'
7
1 KSÍ
+Vs
XI
DENOMINADOR
OUT
X2
AD534
Zl
NUMERADOR
Yl
Z2
-Vs
Flg. 3.9 Divisor a n a l ó g i c o con factor de escala u n i t a r i o .
El d i v i s o r
r e a l i z a , en esta t e s i s , el cocí ente'entre las
señales continuas LI 0 y - R I 0 . Las p r u e b a s que, se r e a l i z a ron con él fueron las siguientes.:
Efectuando el cociente entre dos voltajes continuos
de
numerador p o s i t i v o y d e n o m i n a d o r n e g a t i v o , el r e s u l t a d o
IVpositivo.'
Para probar la l i n e a l i d a d del c i r c u i t o se
d i v i s i o n e s , s i e n d o éstos .los r e s u l t a d o s :
2V 4- -IV = 2V
5V -r -IV = 5V
10V ~ - 1 V = 10V
IV,
fue
realizaron varias
Estas pruebas hacen una s i m u l a c i ó n del trabajo del d i v i s o r
dentro del c i r c u i t o total, p o r q u e si b i e n en la práctica el
término R I 0 t i e n e m a g n i t u d e s en el orden de los cientos
de
m i l i v o l t i o s , estás serán a m p l i f i c a d a s en 10 o 100 v e c e s , se_
gún convenga.
3.10 EL SISTEMA
COMPLETO
Una vez que se comprobó el f u n c i o n a m i e n t o c a b a l de cada una
de las etapas.3 según se ha d e t a l l a d o en las secciones prec_e_
dentes, se armo el conjunto y se p r o c e d i ó 3 m e d i r el factor
de c a l i d a d de v a r i a s b o b i n a s tomadas de una caja de " i n d u c tancias en d é c a d a " f a b r i c a d a por la G E N E R A L E L E C T R I C .
r e s u l t a d o s de las m e d i c i o n e s se e x p o n e n en la t a b l a 3.5
Los
72
BOBINA
(mH)
100
FRECUENCIA
(HZ)
F A C T O R DE C A U D A D
TEÓRICO
Q=íuL/R
LECTURA DEL
INSTRUMENTO
10
1 .57
1955
60
9,42
9,12
100
15,71
IZO
18,75
15,20
18,51
/
200
300
1,80
60
10 76
10,12
100
17S95
17,35
120
21 3 5 4
21 ,10
10
1 ,71
1 ,68
60
10,28
9,96
17,14
16,94
120
20356
19,92
10
1,80
60
10,77
10,12
100
17,95
17,00
120
21,54
20,95
100
400
500
1 ,65
10
•
'
1,15
10
1 ,34
1 ,28
60
8,02
7,66
100
13,37
12,95
120
16S04
15,51
T a b l a 3.5 M e d i c i o n e s r e a l i z a d a s con el i n s t r u m e n t o construj_
do.
C A P I T U L O '
I V '
C O N C L U S I O N E S
Una v e z t e r m i n a d o el t r a b a j o . e x p e r i m e n t a l e x p o n d r é e n e l pre_
s e n t é ' c a p í t u l o l a s c o n c l u s i o n e s a l a s q u e h e l l e g a d o . c o m o COJT_
s e c u e n c i a del m i s m o . Estas a b a r c a r á n los s i g u i e n t e s aspectos:
v e n t a j a s d e l s i s t e m a , l i m i t a c i o n e s . , d e t a l l e d e c o s t o s y mejo_
ras que pueden introducirse,
4.1.
VENTAJAS
El c i r c u i t o c o n s t r u i d o es un sistema de prueba, no un protot i p o ; sin embargo, si se quisiera hacer de él un instrumento
de laboratorio presentaría algunas ventajas. En primer térmj_
no, el c i r c u i t o - es muy simple p o r q u e consta únicamente de 13
c h i p s d i s t r i b u i d o s asT:_ 11 amplificadores operad onal es 3
3
m u l t i p l i c a d o r e s analógicos, 1 conversor anal ogico.digital y
4 d e c o d i f i c a d o r e s display. Estos podrían reducirse más aún
si se u t i l i z a n chips de operacional es apareados, A más de es_'
tos c i r c u i t o s se han necesi'tado diodos, condensadoress resi.s_
tencias y potenciómetros. Esto permite al 'medidor tener
un
costo total r e d u c i d o ,
En segundo lugar 9 el manejo del instrumento sería muy sencj_
l i o si se coloca la bobina, cuyo factor de calidad desea- m_e_
di rse s en los termi nal es para ell o asignados, ss pulsa un foo
ton de "reset 11 y se escoge la frecuencia; inmediatamente se
o b t i e n e la lectura en el display. Si ésta indica saturación
se v a r í a el factor de escala y nada mas, En los medidores de
nuestros laboratorios, a mas de escoger la frecuencia d-eb-en
realizarse-, generalmente, mas de dos ajustes para .obtener la
m e d í da .
74
En.tercer l u g a r , el hecho de tener la l e c t u r a en un i n d i c a ^
dor. numérico 1 u m i n o s o - c o n s t i t u y e una ventaja a d i c i o n a l so_
bre los m.edidores que p r o p o r c i o n a n la l e c t u r a por m e d i o del
d e s p l a z a m i e n t o de una aguja sobre una e s c a l a .
4.2.
LIMITACIONES
El c i r c u i t o de p r u e b a y 3 por ende; el instrumento que podría construirse con él tendría básicamente dos l i m i t a c i o _
nes. La p r i m e r a sería el r a n g o de f r e c u e n c i a s de trabajo 3
que estaría c o m p r e n d i d o entre TQ Hz y 100 KHz razón por la
cual el medido.r ha sido denonii nado como de '.'baja" frecuenc i a . Este r a n g o está d e t e r m i n a d o por el a n c h o de b a n d a de
los m u l t i p l i c a d o r e s y los a m p l i f i c a d o r e s o p e r a c i o n a l e s .
La s e g u n d a sería el nango de v a l o r e s de i n d u c t a n c i a de- las
b o b i n a s cuyo Q desea m e d i r s e . Este no puede ser inferior a
'100 m H . Esto se comprende a n a l i z a n d o el c i r c u i t o d'i señado
y c o n s i d e r a n d o qu'e la i n d u c t a n c i a y la r e s i s t e n c i a i n t e r n a
d e u n a b o b i n a v a r í a n e n p r o p o r c i ó n directa. U n a b o b i n a d e
p e q u e ñ a i n d u c t a n c i a posee u n a r e s i s t e n c i a i n t e r n a p e q u e ñ a ,
el voltaje R I 0 3 que es uno de Los que determina la medición
es t a m b i é n p e q u e ñ o y podría l l e g a r a ser del o r d e n de • mac]_
n i t u d del voltaje de r u i d o , haciendo con esto que la med_i_
c i ó a rebase un porcentaje r a z o n a b l e de error. No p o d r í a m o s
i n c r e m e n t a r 1.a corriente I 0 nías a l l á de un cierto valor po_r
que ésta es proporcionada por e l . a m p l i f i c a d o r
operacional
de s a l i d a del o s c i l a d o r que p u e d e tener v a l o r e s entre 10 y
40 m A .
4.3. COSTOS
D e t a l l a r é a c o n t i n u a c i ó n el costo de los e l e m e n t o s u t i l i z a ^
dos en el circuito.
75
ELEMENTO
CANTIDAD
PRECIO
UNITARIO
TOTAL
M u l t i p l i c a d o r anal ó g i c o AD534JD. . .-.
3
S/l .200
S/3.600
D e c o d i f i c a d o r D isplay..
4
S/. 600
S/ 2.400
Conversor A n a l ó g i co D i g i t a l
1
S/. 240
S/. 240
A m p l i f i c a d o r e s Ope
c l ó n a l e s yA741
11
S/.
S/. 110
Diodos, Condensado
res Potenciómetros
y Resistencias....
10
S/. 500
.
TOTAL. . . S/6.850
4.4. Mejoras que podrían r'éa'T'izarse
El circuito de prueba como
do u n_ o s c i l a d o r con control
nua de frecuencia ya que el
control de a m p l i t u d y tiene
te por pasos.
t a l , podría mejorarse i n c l u y e n de a m p l i t u d y v a r i a c i ó n contio s c i l a d o r d i s e ñ a d o , q u e posee el
v a r i a c i ó n ' d e frecuencia solamen_
Para construir el i n s t r u m e n t o de l a b o r a t o r i o h a b r í a que con_
s i d e r a r , a d e m á s , a l g u n o s aspectos, a saber: montaje de los
elementos en placa.s de c i r c u i t o i m p r e s o , tomando en cuenta
p r o b l e m a s de i n d u c c i ó n m a g n é t i c a , r u i d o de 60 Hz y r u i d o de
alta f r e c u e n c i a ; diseño de una fuente r e g u l a d a de v o l t a j e ,
•;.',d"é .d'S'b'Té-.
p o l.a r i d.a d , ' q u e entregue una cantidad* :d-e -corriente
'
.
va/p'ropi a'da . . para al 1 mentar el c i r c u i t o ; dl'seño- --de -1 a ca-j a- m_e_
tállca que l l e v a r á en su Interior él. el rcul to" y que d e b e r á
tomar en cuenta d e t a l l e s eléctricos y mecánicos para dar al
instrumento un f u n c i o n a m i e n t o correcto y una a p a r i e n c i a e_s_
téti ca,
'-'•'i •
BIBLIOGRAFÍA
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'OX3NV
• D I A G R A M A C I R C U I T A L DEL MEDIDOR DE FACTOR DE C A L I D A D
::.-y^.<& v.«^m*"ÍS
.«&. •T&'SS": -
^-**í&-..*-
¿TÍV1- -''-• í^W' tv*::" -"'-'^Sv;::r™ ;'•'?
National
Semiconductor
Operationai Amplifiers/Buffers
LM741/LM741A/LM741C/LM741E operational ámplifier
general description
The LM741 series are general purpose operational
ampliffers which feature improved performance
over industry síandards like the LM709. They are •
dírect, plug-in replacements for the 709C, LM201,
MC1439 and 748 in most applications.
tectión on the ¡nputand output, no latch-up when
the common mode rahge is exceeded, as well as
freedom from oscillations.
The LM741C/LM741E are ¡dentical to the
LM741/LM741A except that the LM741C/
LM741E have theír performance guaranteed over
a 0°C lo +70°C temperature range, ínstead of
-55°C to+125°C.
v
The ampljfíers offer many features whích make
theír applícatíon nearly foolproof: overload pro-
O
schematic and connection díagrams (Top views)
m
^í- 'i -^
IJ;-¡Í •'*l
;L ' • . * ; . -.".--
V -. i+;**>
j'-'-íí; ^-
v V^
•;: \,&
Uta: fin * atmrcui la ott.
Ordar Numbar LM741F or LM741AF
Sea NS Pockaga F10A
OfdarNumber LM741H, Í.M741AH,
LM741CHarLM741EH
Sao NS PacJcage HOSC
Dual-In-Ltna Package
Dual-ln-LIne Package
OrderNumber LM741CD, LM741D,
UM741AD or LM741ED
Sea NS Package O14E
OderNUmbar LM741CN-14
Sea NS Packagt» N14A
Ordar Numbef LM741J.14, LM741AJ-14
LM741CJ-14 or LM741EJ-14
Sea NSPackn«e J14A
OfderNumbarLM741CNor LM741EN
Sea NS PackageNOSB
OderNumbor LM741CJor LM741EJ
Sea NS Package JOSA
3-177
———
•LU
"T-
,
-..
_
_^_
__
absolute máximum ratings
.^"
lh-
5
_j
O
^í
fs*.
2
-1
<
—.1
Supply Voltage
^
'
LM741A
LM741E
±22V
±22V
~
.
Power Dissípatíon (Note 1 )
500 mW
Differentíal Input Voltage
'.
±30V
"
Input Voltage (Note 2)
.
±1 5V
Output Short Circuit Duratíon
Indefinite
Operatíng Temperature Range • -55°C to +125°C
Storage Temperature Range .
-&5°C to +1 50°C
Lead Temperature
.
300°C '
(Soldering, 10 seconds)
LM741
-
500 mW
±30V
'
±1 5V
Indefinite
0 0 Cto+70°C
-65° C to'+l 50°C
300°C
'
LM741C
±22V
" •
500 mW
±30V
±1 5V .
Indefinite
-55°C to-i-.1250C
-65° C to +1 50°C
300°C
.
±18V
500 mW
±3QV
±1 5V
Indefinite'
0°Cto+70°C
-65°C to +1 50° C
300°C
*^ .
f^.
^
_J
TJ
f^
_J
^
•
•
'
electrical characteristics (Note 3)
Input Offset.Voltage
LM741A/LM741E
CONDITIONS
PARAMETER
MIN
TYP
MAX
0.8
3.0
LM741C
LM741
MIN
TYP
MAX
' 1.0
5.0
MIN
TYP
MAX
2.0
6.0 ,
T A -25°C
RS< 10 kn .
R5 < 50ÍÍ
c
4.0
RS<50Í2
6.0
RS< lOkíI
15
A ver age Input Offset
mV
mV
TAMIN < T A< TAMAX
1
UNITS
" mV
7.5
mV
pv/'c
'
Voliage Drifl
Inpui Offset Voltage
±10
TA • 25DC, Vg - ±20V
'
. ±15
±15.
'
mV
Adjustment Range
Input Offset Current
T A -25°C
•
3.0
T A MIN<T A <T A MAX '
30
20
200
70
85
500
20
200
nA
300
nA"
nA/C
0.5
Average Input Offset
Current Dríft
!
30
T A -25°C
•
_ y. <
_ T A f/ A X
T. .iTM <
Input Bias Current
—
'
\ 1.0
6.0
-
TAMIN < TA < TAMAX.
0.5 •
80^
500
' 500
nA
0.8
í¡A
1.5
0.3
TA-25°C,V S -±20V
Input Resistance
80
80
: 0.210
0.3
2.0
2.0
;
MI)
]
Míl
j
VS - 120V
i
Input Voliage Range
'
1
La tge Signa! Voltage Gain
^
1
±12
T A -25°C
•TAMIN <TA<TAMAX
112
.
50
TAMIN<TA<TAMAX.
' •
Vs^20V.'v 0 -±15V
•
"
.
'
15
25
VQ • ±5V, VQ - ± 2 V
10
Ri_>io><n
±16
R L >2kI2
±15
i
V/mV
j
V/mV
V/mV
i:
>.
i
v 1
- .
.
RLS 10 tn
±12
±14
R L >2kíl
110
±13
TA - 25°C
10
TAMIN < TA < T A MAX
TAMIN <TA< TAMAX
RS< iokn. VCM- *'2V
10"
RSS50kaVcM-M2V
Í
V/mV
'
VS - ±20 V
Current
Rejection Ratio
200
32
Output Short Ciicuit
Common-Mode
20
200
!
i
V/mV
.
Vs«115V,Vo- ±10V
Output Voltage Swing
v
50
Vs-±15V, Vo"lÍOV
•
±13
TA-25*C, R L > 2 k n
Vs-±20V. VQ-115V
'
i
V l
/±13 ,
25
±12
±10
25
35
V
±14
±13
V
25
mA
'
t
I
,'
rn*
40
,
70
80
-
70
90
dB i
dS :
-90
95
3-178
" '" " I 1
ni
i
u
i i
n
i
Hjtf
%
5
'
electrical characteristics (con't)
PARAMETER
Supply Voltage Rejection
Rairo
Traníient Retponse
Rite Time
Ovetihoot •
CONDITIONS
LM741A/LM741E
MIN
TYP
MAX
MIN '
TYP
MAX
MIN
TYP
MAX
TAMIN<TA< TAMAX.
Vs » ±20V to Vs - ±5V
R S <50Í2
dB
' dB
TA"25°C, Unity.Gain
0.25
6.0
Bandwidth (Note 4)
T A -25°C
0.437
1.5
Slew ña IB
TA - 25°C. Unlty Gain
0.3
0.7
Supply Current
T A -25 a C
PoWer Consumption
TA • 25"C
Vs -±2QV
0.8
20
0.3
5
0,3
5
0.5
1.7
0.5
2.8
'1.7
2.8
O
•
mW
mW
LM741A
Vs • ±20V
TA • TAMIN
TA • TAMAX
165
135
150
150
150
Vq • ±2QV
TA - TAMAX
mW
mW
mW
mW
mW
V S -±15V
TA* TAMIN
TA - TAMAX
60
45
100
75
mW
mW
Note 1; The máximum Junction temperature of the LM741/LM741A Is 150°C, while that of the LM741C/UM741E is 10O°C. For operatíon at
eleva ted lemperatures, devíces ¡n the TO-5 package must be derated basad on a thermal resistance of 150" CAV ¡unction to ambient, or^S^CAV
[unctíon to casa. The thermal resistance of the dual-ín-líne package ís 100°C/WJunctíon to ambient. For the fíat package.the deratiog Is based on
a thermal resistance of 185°CAV when mounted on a 1/16 inch thíck epoxy glass board whh ten, 0.03 Inch wide, 2 ounce copper conductors.
Note 2: por supply voltages less than ±15V, ihe absotute máximum input voltage is equal to the supply voltage.
Nota 3; Uníais otherwise specified, these specifícatíons apply for Vs - *15V, -55°C < TA < +125°C (LM741/LM741 A). For the LM741C/
LM741E, these specifícatíons are limitad to 0°C < TA <+70°Cr
•
Note 4: Calculated valué from: BW [MHz] - 0.35/Rise Tímetps).
3-179
m
Internally Trim
Precisión IC Multi
FEATURES
Pretrimmed to ±0.25% max 4-Quadrant Error (AD534L)
AII Inputs (X, Y and Z) Differential, High Impedance for
[ÍX 1 -X 2 )(Yi-Y 2 )/10] +Z2 Transfer Function
Scale-Factor Adj'ustable to Provide up to X100 Gain
Low Noise Design: 90/iV rms, lOHz-IOkHz
Low Cost, Monoüthíc Constructlon
Excellent Long Term Stability
APPLICATIONS
High Quality Analog Signal Processing
Differential Ratio and Percentage Computations
Algébrale and Trigonometric Function Synthesis
Wideband, High-Crest rms-to-dc Conversión
Accurate Voltage Controlled Oscíllators and FÜters
PRODUCT DESCR1PTJON
Tbe AD534 is a monolithic láser trimmed four-quadranr muí tiplíer divider havíng accuracy specifícations previously found
only in expensíve hybrid or modular products. A máximum
multiplication error of ±0.25% is guaranteed for the AD534L
wlthout any external trimming. Excellent supply rejecrion, low
temperature coefficients and long term Stability of the on-chíp
thin film resístors and buríed zener reference presen'e accuracy
even under adverse condítions of use. It is the fírst multiplier
co offer fully differential, high impedance operatíon on all in»
puts, including the Z-input, a feature which greatly increases
its flexibility and ease of use. The scale factor is pretrimmed
to the standard valué of 10.00; by means of an external resistor, this can be reduced to valúes asíow as 3, with corresponding
reductions in bias current and noise level.
The wide spectrum of applícations and the avaílability of several grades commend this multiplier as the first choice for all
new designs. The AD534J (±1% max error), AD534K (±0.5%
max) and AD534L (±0.25% max) are specified for operation
over the O to +70 C temperature range. The AD534S (±1% max)
and AD534T (±0.5% max) are specified over the extended
temperature range,-55 C to -f-125 C. All grades are available
ín hermeticaUy sealed TO-100 metal cans and TO-lló ceramic
DIP packages.
Information furnished by Analog Devices is believed to be accuraie
and reliable. However, no responsibility is assumed by Analog Devices
for ¡ts use; ñor for any infringements of patents or other rights of thjrd
parties whích may result from its use. No license ¡s granted by implication or otherwise under any patent or patent rights of Analog Devices.
PROVIDES GAIN WITH LOW NOISE
The AD534 is the first general purpose multiplier cap
providing gains up to X100, frequently elirjiinating th
for sepárate ínstrumentation amplifíers to preconditio
inputs. The AD534 can be very effectively employed
variable gain differential input amplifier with high co
mode rejection. The gain option is available in all mo
will be found to simplify the implementation of many
fitting algorithms such as those used to genérate sine
gent. The utility of this feature is enhanced by the in
noise of the AD534: 90/uV, rms (depending on the
factor of 10 lower than previous monolithic multipl
and feedthrough are also substantially reduced over
designs.
UNPRECEDENTED FLEXIBILITY
The precise calibration and differential Z-input provid
degree of flexibility found in no other currently avail
tiplier. Standard MDSSR functions (multiplication, d
squaring, square-rooting) are easily implemented whíl
restriction to particular input/output polarities impos
earlier designs has been eliminated. Signáis may be su
to the output, with or without gain and with either a
or negar.]ve sense. Many new modes based on implich
synthesis have been made possible, usually requiring o
ternal passive components. The output can be in the f
current, if desired, facilitating such operations as inte
Route 1 Industrial Park;P.O. Box 280; Norwood, Ma
Tel: 617/329-4700
TWX: 710/
West Coast
Mid-West
213/595-1783
312/894-3300
214/
SPECIFICATIONS
PA RAM ÉTER
(typicalat+25°C,w¡th±V s = 15V, R|_>2k, unless otherwise stated)
CONDITIONS
AD534J
M U L T I P L I E R PERFORMANCE
Transfer Function
Total Error1
No ni i n cari ty, Y
Feedthrough 3 , X
Fecdthrough 3 , Y
Output Offset Voltagc,
Drift
DYNAMICS
Small-Signa! BW
1% Amplirudc Error
Slew Ratc
SctdingTimc to±l%
N01SE
Noisc Spectral-Dcnsity
Wideband Noíse
OUTPUT
Output Voltagc Swing
Output Impcdance
Máximum Output Current
Amplíficr Open-Loop Gain
INPUT AMPLIFIERS (X, Y and Z)5
Signal Voltage Rangc
Offset Voltage, X, Y
Drift
Offset Voltagc, Z
Drift
CMRR (X, Y, Z)
Bias Current
Offset Currcnt
Díffcrential Rcsistancc
AD534L
.
.
±1.0% max
±0.5% max
*
±0.25% max
±1.5%
±0.022%/°C
±0.25%
±1.0%
±0.015%/°C
(X,-X2)(Y,-Y2)
10
-10V<X, Y<+10V
TA = min to max
Vs =±14V to±16V
vs. Tempera ture
Scale Factor Error
Temperaní rc-Coeff¡cicnt of
Seal ing- Voltagc
Supply Rcjection
Nonüncarity, X
AD534K
SF= 10.00 nominal 7
2:
1
±0.1%
AD534S
AD534T
.
••
±0.5%
±0.008%/°C
..
±1.0% max
±2.0% max
±0.02%/ D Cmax ±0.01%/°Cma
••
TA = min to max
±VS = (15V)±1V
X = 20V pk-pk
±0.02%/°C
±0.01%
±0.01%/°C
•
±0.005%/°C
•
±0.005%/°C m
•
Y = ±10V
±0.4%
±0.2% (0.3% max)
±0.1% (0.12% max)
•*
±0.01%
±0.01%(±0.1%max)
±0.005% (±0.1% max) '
±0.3%
±0.15% (0.3% max)
±0.05% (0.12% max)
±0.01%
±5mV(±30mVmax)
200/JV/°C
±0.01% (±0.1% max)
±2mV(±15mVmax)
100/jV/°C
±0.003% (±0.1% max) "
±2mV(±10inVmax) *
"
500^V/°Cmax
*"
*•
300/iV/°Cma
'
'
•
*
•
*
*
*
*
*
•
*
•
•
•
•
'
"
*
*
*
"
ÓO^íV rms
*
•
*
*
TA = min to max
±1 IV min
Unity-Gain,f<lkHz
RL = O, TA = min to max
f=50Hz
30mA
70dB
•
•
*
*
•
*
"
*
*
*
*
*
*
*t.
"
*
*
•
±2mV(±10mVmax)
50/íV/°C
±2mV(±15mVmax)
100/AV°C
90dB (70dB min)
"
*
"
"
"
*
*
*
*
**
150pV/°C
••
300/íV/°Cma
Y = 20V pk-pk
X = ±10V
Y nulled
X = 2 0 V pk-pk 50Hz
X nulled
Y = 20V pk-pk 50Hz
TA = min to max
IMHz
SOkHz
- 20V//JS
2¿is
VOUT = 0-1V rms
CLOAD = ' ooopF
VOUT 2ov pk-pk
AVOIJT = 20 V
SF=10
S F = 3 (Note 4)
f = lOHz toSMHz.
f=10HztolOkHz
f=10Hzto!OkHz,
SF = 3 (Note 4)
0,8pV/\/Hz~
0,4jíVA/Hz
ImV rms
90/iV rms
*
*
"*
*
•
.
o.in
Rated Accuracy
(Diff. or CM)
Operaring (Díff.)
±10V
±12V
±5mV (±20mV max)
100^V/°C
±5mV(±30mVmax)
200fi\'/°C
SOdB (óOdB min)
0,8¿iA (2pA max)
0.1 fiA
TA = mín to max
TA= mín to max
50Hz, 20V pk-pk
Diff. Input = 0
Diff. Input = 0
i OMH
**
.,
±2mV(±10mVmax)
*•
"
0.05/iA (0.2/JA max)
"
'
500/jV/°Cmax
*
*
*
*
*"
*
*
*
DIVIDER PERFORMANCE 6
Transfer Function
Xj>X 2
Total Error 1
X=10V
-10V<Z<+10V
,„ (Z2 -Zj)
,,
•
•
•
±0.75%
±0.35%
±0.2%
*•
±2.0%
±1.0%
±0.8%
••
±2.5%
±1.0%
±0.8%
"*
ÍX] -X2)
X=1V
(Note 7)
~1V<Z<+1V
0.1V<X<10V
-10V<Z<+10V
SQ.UARER PERFORMANCE
Jrans cr unction
Total Error1
SQUARE-ROOTER PERFORMANCE*
Transfer Function
, Total Error 1
POWER SUPPLY SPECIFICATIONS
Suppíy Voltage
Supply Current
PR1CES
AD534_H B TO-100 Packagc
AD534_D E TO-1 16 Packagc
,
(X, -X2)' +
10
Zz
-10V<X< + 10V
±0.6%
±0.3%
±0.2%
*•
Zj <22
1V<Z<10V
Vio(z 2 -Zi ) -f x2
•
±0.5%
*
±0.25%
"
*•
Ratcd Performance
Opcratíng
Quicscent
±15V
±8V t o ± l S V
4mA (6mA max)
•
*
•
'
"
(1-24)
(25-99)
(J 00-999)
S26.00
521.00
516.00
536.00
530.00
524.00
555.00
545.00
536.00
568.00
556.00
545.00
590.00
575.00
560.00
(1-24)
(25-99)
(100-999)
530.00
525.00
520.00
541.00
535.00
529.00
563.00
553.00
543.00
575.00
563.00
551.00
598.00
583.00
568.00
NOTES
•Spccifiealíons same as AD534J.
"Spccificiiioni sime u AD534K.
1 Flgurcigivcn are pcrcent of fulUcílc. ilOV (i.c., 0.01%- JmV).
'Mi}' be tcduccd down 10 3V u*ing cxicrml resistor between -Vg md SF.
' Irreducible component duc 10 nonlincaricy: cxcludes cffcci of offw:tí.
* Ujing cxicfnal resisior adjutted to gíve SF « 3.
±1.0%
±8V to ±22V
"
'Scc Funcsiooil Block Diagram. Figure I. for dcfinition of scctioni.
*Thc AD535 U a functiona! equivalen! to ihe AD534. hai Kumnteed performance
tn ihe dividcr and tanate rooier modcs ind U rceommendtd for lueíi applicatíons.
7 With exiemal Z-QÍÍxl idjusimcnr, Z < *X.
'Inserí Lcttcr Grade.
Spccificitioiu iubjcct ID ehange without noli ce.
*
±8V to ±22V
ABSOLUTE MÁXIMUM RATINGS
|—• SEA TIN C Pt
AD534J, K, L AD534S.T
Supply Voltage
±18V
±22V
Interna! Power Dissipation
500m\
*
Output Short-Circuit to Ground
Indefínite
InpucVolcages,X 1 X 2 YI Y 2 Z ! Z 2 ±VS
Rated Operating Temperature Range O to +70 C
-55 to
+I25°C
Storage Temperacure Range
-65 to+150 C •
Lcad Temperature, SOs soldering
+300°C
O W S l 191
0 IBS * 71
o ns
-— osnzn—MIH
ow 13 sai
.
1
0 3 3 5 (B51J 0305 [77S1
94) 0355 1902)
0.37
O 16 [4 Oí I
ta
\o.ozi,oS3j'-
O. O It.Otl MAX . — — j
T-
0 01 [0 151
1
W'
C
"'
0 0 1 «(04I|
om s ,048| | D I ' Al
CHIP D1MENSIONS & PATJ LAYOUT
Dímensions shown in inches and (mm).
"Same as AD534J spccs.
OPTIONAL
TRIMMING CONFIGURATION
470k
TO APPROPRIATE
INPUT TERMINAL
50k >*—^Vv
llk
FÜNCTIONAL DESGRIPTION
Figure 1 is a functíonal block diagram of the AD534. Inp
are converted to differential currents by three identical vol
to-current converters, each trimmed for zero offset. The pr
uct of the X and Y currents is generated by a multiplier ce
using Giibert's transünear technique. An on-chip "Buried
Zener" provides a highly stable reference, which is láser trim
med to províde an overail scale factor of 10.000V. The diff
ence between XY/SF and Z is then applied to the high gain
output amplifier. This permits various closed loop configur
tions and dramatically reduces nonlinearities due ro the ínp
amplifiers, a dominant source of distorrion in earlíer design
The effectiveness of the new scheme can be judged from th
fact that under typical conditions as a multiplier the nonlin
ity on the Y input, with X ac ful! scale (±10V), is ±0.005%
F.S.; even at its worst point, which occurs when X = ±ó.4V
it is cypically only ±0,025% of F.S. Nonlinearity for signáis
applied to the X input, on the other hand, is determinad almost entirely by the multiplier element and is pa"rabolic ín
form. This error ís a major factor in determining the overail
accuracy of the unít and henee is closely related to the
device grade.
PIN CONFIGURATION & DÍMENSIONS
Dimensíons shown in inches and (mm).
•V5
NC
OUT
Z1
Z2
NC
-Vs
cn_|—i r-t r-i r-1 r~i rn
U
13
12
11
10
9
1
2
3
4
5
5
7
XI
X2
NC
SF
NC
Yl
Y2
D-PACKAGE
TO-116
(TOP VIEW)
H-PACKAGE
TO-100
(TOP VIEW)
TO-116
j——0.4
\
0.2B [7.111
1
(
i
•-\ PIN Jtl IDENTIFI6R
—
t
031 (7.B7)
1
SF
O
O.MS (2.41)
—
0.751 (19.08)
0.736 (18.69)
i
0.032
(D.81J
0.05
(1.27)
0.018
(0.46]
0.1
(2Í4J
H1GH GA1N
OUTPUT
AMPUFIER
Figure 7. AD534 Functiona! Block Diagram
Monolithic CMOS
A/D Converters
8750
31/2 Digit
8700 Series
Features
General Description
Hígh Accuracy -314 Digit Resolution with<±0.025%
The Teledyne Semiconductor 8750 is a 3 % dígit monolíthíc
CMOS analog-to-digital converier. Fully self-contained in a
single 24-pín dual in-Iine package, the converter requires only
passive suppori components, voltage or current reference and
power supplíes.
Error
Monotonic Performance — No Missing Codes
Monolithic CMOS Construction Gíves Low Power
Dissipation — 20mW Typical
Conversión ¡s performed by an incrementa! charge balancing
technique which has ínherently high accuracy, linearity and
nofse immunity. An amplifíer Integrales the sum of the unknown analog current and pulses of a reference current, and
the number of pulses (charge increments) needed to maintain
the ampllfier summíng junction near zero ís counted. At the
end of conversión the total count is latched into the digital
outputs Ín a 3 % dígít BCD digital formal.
Contains Al! Required Active Elements — Needs Only
Passíve Support Components, Reference Voltage And
Dual Power Supply
Hígh Stability Over FulI Temperature Range
— Gain Temperature CoefficíentTypically <25ppm/°C
-Zero DriftTyp¡caliy<30¿iV/°C
— Differentíal Non-Linearíty DriftTypically
<Z5ppm/°C
Latched ParaJIel BCD Outputs
LPTTL And CMOS Compatible Outputs And Control
Inputs
Strobed Or Free Running Conversión
Infinite Input Range — Any Positiva Voltage Can Be
Connection Diagram
Applied Vía A Scaiing Resistor
Order Part Numbers: See Page
1-26
Absolute Máximum Ratings
Storage Temp.
OperatingTemp.
BH/BN
CN
CJ
VDD — vss
IIN
! REF
Digital Input Voítage
Operatíng VDD ar)d ^SS Range
Package Dissipation
Lead Temperatura
(Soldering, 10 seconds)
-65°C to +150°C
-55°C to + 125°C
-40°C ío -i-85°C
0°C to -f 70°C
ITHOUSANDOIGIT
O ATA VA LID
BUSY
18V
1NIIIATE CONVERSIÓN
±1ÜmA
±lGmA
-0.3 to V DD +0.3V
3.5V to 7V
SOOmW
GND
300 °C
HANDLING PRECAUTIONS
The 8700 series are CMOS devíces and musí be handled correctly to
prevent damage. Package and store only ín conductivo foam, anr statíc
tubes or other conductive material. Use proper antí-statíc handling
procedures. Do not connect In circuhs under "power on" conditions,
as hlgh transients may cause permanent damage.
NOTE; Pin 1 indicated by adjacent dot or indent (N
package), or end notch (J package).lead extensión (H
package).
1-21
TELEDYNE SEMICONDUCTOR
CMOS 8750
Electrical Characteristics
Un[essotherwIsespecifIed,V D p= -f 5V, V S s = -5V, VQND = O, VREp = ^6,4V,RBlAS = 100Kfl.testcircuItshown.TA = 25*Cunless Full
Temp. RangeIsspec!fIed.f-55"Cto + 125*CforBN and BH package,-40'C to + 85*C tor CN package, O* tc-70'C forCJ package.)
P«r«m»l»r
Accur.cy
Resolullon Accufacy
Dellnltiofi
Mln
BCD wo:d lenglh oí digital oulpul
DlffeíontFal
Non-Lít>earlty
DIHerenllal NonUlnearlty Temperatura
Drill
Geln Varíanos
GalnTemperalure
Drill
ZeroOtfsel
Zero Temperalure
Drill
Aniloglnpul»
I(N Full Scale
JREF|Nole1)
CJICM
BN/BH
M«<
Mmx
31/2
(1999
Relativo Accuracy
Typ
Unltt
Condllloni
Dígita
counts)
Oulpul devlallon Irom alralgnl Une
between normalizad zero ana full
scalelnput
Devlatlon ííom 1LSB bfllwean
tfanslllonpolnla
Vatlation In Dlllerentlal NonLlnearlly tíue lo temperatura
changa
Varlallon (rom exact A (compénsale
sale by Irlmmlng R|fj or FREF)
Varlation In A üue lo lemperalure
change
Correctlon al zero acljust lo glve
zero oulpul whenlnpul Is IBÍO
Varlatlan (n zero offset due to
lempsralure change
0.025
%
0.025
0.025
%
*5
i5
FullTemp. Fange
FullTemp. Bango
*2
a;5
*5
ppnV'C
%o(
Nominal
1 25
a; 75
*BO
ppm/'C
±10
^50
±50
*3
i5
1 2.5
Full scate analog Inpul current to
achleve specllled accuracy
ñelerence cunan! Inpul lo
actileve specided accuracy
0.025
18
mV
IIN = 0
ppmí'C
FullTemp. Ranoe
10
«A
-20
M
Dlgllillnputi
VINÍI)
V|N<°)
Uoo'cal"l" Input thteshold lor
Inltlale Conversión Input
Logical "0" Input thieshold lor
Inltlate Conversión Inpul
V
3.5
1.5
1^
V
FullTetnp. Rango
FullTemp. Bange
DlglUlOulputi
VoUTd)
VOLJT(°>
Dynimlc
Conversión Time
Logical "1" oulpul vollaoe tor
Dlglls Oul, Bus/, and Dala
ValldOutputs
Logical "0" oulpul vollage lor
Olglla Oul, Busy, and Dala
ValIdOutputs
V
V
0.4^
0.4
V
IOUT^SOO^ •
Time lequlred to perform one
complete A/D conversión
Conversión Hale In
Free-HunMode
Mínimum Pulse Wldth
íorlnitlate Conversión
SuppIyCurrtnt
lDDQuleacenl
(H/N Package)
(J Packape)
IS5 Qulescent
(H/N Pacfcage)
(J Pacha pe}
SupplySensIltvIty
4.5
2,4
FullTemp. Range
'OUT =~1<V>
IOUT =-500^A
FullTemp. Ranoe
VDD = 4.75V
10
&4
12
12
ms
Conv'na
per
Second
100
500
FullTemp. Ranc-e
V INITCONV=
+ 5V
na
FullTemp. Range
mA
mA
VINITCQNV* ov
mA
mA
V INITCONV 3 ° V
FullTemp. Ranoe
Curren! requked Irom poalllve
aupplydurlng opera Non
1.4
1.4
2.5
3.5
5.0
FulITemp. Ranoe
Current required írom negatlve
supply dutlng operatlon
Change In lull scale gain vs supply
vollage change
Chano" 1" 'ull scale galn vs supply
voltage change for Iracklng aupplles
-1.6
-1.6
-5.0
1 0.5
a: 1.0
2:1.0
K!V
V DDZ 1V,V SS3; 1.V
1 0.1
a: 0.1
%/V
[VDD|=|VSS|= sv * iv
1 0.05
-2.5
-3.5
NOTE; Ijfj and IREF pins connect lo trie summlng ¡unctlon of an operatlonal ampllfler. Voltage sources carinen be aitached directly but musí be
buffered by externa! reslrtors. See Test Circuit.
1-22
5082-7300
5082-7302
5082-7304
5082-7340
NUMERIC and
HEXADECIMAL
INDICATORS
HEWLETTihfíPACKARD
COMPONENTS-
TECHN1CAL DATA APRIL 1978
Features
NUMERIC 5082-7300/-7302 • HEXADECIMAL 5082-7340
0-9, A-F, Base 16
0-9, Test State, MInus
SIgh, Blank States
Operation
Blanking Control,
Decimal Point
Conserves Power
7300 Right Hand D.P.
No Decimal Point
7302 Lelt Hand D.P.
DTL/TTL COMPATIBLE
INCLUOES DECOOER/DRIVER WITH 5 BIT MEMORY
8421
Poslllve Logic Input
4 x 7 DOT MATRIX ARRAY.
Shaped Character, Excellent Readibility
STANDARD .600 INCH x .400 INCH DUAL-IN-LINE
PACKAGE INCLUDING CONTRAST FILTER
CATEGORIZED FOR LUMINOUS INTENSITY
Assúres Uniformlly of LIght Output (rom
Unlt to Unit within a Single Category
Description
The 5082-7302 ¡s the same as the 5082-7300, exceptthat
the decimal point ¡s located on the left-hand side of the
digit.
The 5082-7340 hexadecímal ¡ndicator decodes positive 8421
logic inputs ínto 16 states, 0-9 and A-F. In place of the
decimal point an input is provided for blanking the display
(all LED's off), without losing the contents of the memory.
Applications include termináis and computer systems using
the.base-16 character set.
The 5082-7304 is a (±1.) overrange character, ¡ncludíng decimal point, used in instrumentation applications.
The HP 5082-7300 series solid state numeríc and hexadecímal índlcators with on-board decoder/driver and mernory próvida a reliable, low-cost method for dlsplayíng
digital Information.
The 5082-7300 numeric Indícator decodes positive 8421
BCD logíc inputs into characters 0-9, a "-" sígn, a test
pattern; and four blanks in the invalid BCD states, The
,unit employs a right-hand decimal point. Typícal applícations include poínt-of-sale termináis, Instrumentatíon, and
computer systems.
Package Dimensions
FUNCTION
PIN
1
2
Input 2
Input 4
Input 4
a
Input 8
InputS
4
Decimal
polnr
Blanking
control
5 .
Laten
enable
Laten
enable
6
Ground
Ground
V cc
Vcc
Inputl
7
8
ri
-ÍÍH --°Kii;
_J
1
111
L_2.5t.l3TYP.
r ^ (,lQt.005l
5082-7300
5O82-7340
and 7302
Hflxadecítnal
Numaric
Inputl
Input2
NOTES:
í. Dimensions tn millimetresand (inches).
2. Unless otherwíse specified, the toléranos
on all dimensión* is t.3Smm (±.015")
3. Digit cenier Une Is ±.25mm (±.01")
frorn package-center Une.
Absolute Máximum Ratings
,.
Ts
Tc
Operating temperature, case11'21
Supply voltage"1
: .
Mln.
Symbol
Descriptlon
Storage temperature, ambient
"
"-
Untt
-í-100
-20
-fes
°C
°C
V
-0.5
-í-7.0
V lp V D p t V E
-0.5
+7.0
V
VB
-0.5
Vcc
V
. Vcc
Voltage applied to Ínput logic, dp and enable pins
Max.
-40 '
Voltage applied to blankíng Input171
Máximum solder temperature ai 1.59mm (.062 Inch)
below seatlng plañe; t < 5 seconds
°C '
230
Recorrí mended Operating Conditions
Descriptlon
-
Supply Votíage
• -.'.
Symbol
•".'-•
•
.
Operating temperature, case
Vcc ...;
- "
.-
'
Enable Pulse Width
'
. .• ..,.'.
Time data musí be held before positíve transition of enable Une
V
Enable pulse ríse time
Tc
tw
120
tsETUP
Time data must be held after posltive transition
of enable une.
;
ÍHOLD
.
•
Mln.
' 4.5
-20
.
Nom.
5.0
•" '
',;
Max.
Unit -
5.5
V
+85 - •
°c
nsec
"
50
nsec
•
nsec
50
nsec
200
tyLH
Electrical/Optical Characteristics (Tc- -20° C to +85°C, unless oiherwise specifíed).
Typ.f<)
Max.
Supply Current
Ice
Vcc=5.5V {Numeral
112
170
mA
Power dissipatlon
PT
5 and dp lighted)
560
935
mW
Luminous intensity per LED "
£Digit average)ls'fil " " '
.
V-.
Vcc=5.0V1Tc=25°C
Logic low-íevel inpuí voltage- •;-
VIL
Logic high-level Ínput voltage
V,H
Descrlptlon
Symbol
Enable low-voltage; data beíng
entered
.
VEL .
Enable hígh-voltage; data not
being entered
•
Test Conditions
.
Bianking high-volíage; display
blanked ^
.
•.-.:"
32
. 2.0
0.8
/.rv/:
- -v.
3.5
IBL
VCC=5.5V, VBL=0.8V
20
IflH
VCC=5.5V, VBH=4.5V
2.0
Logíc low-level inpuí current
IlL
VCc=5.5V, VIL=0.4V
-1.6
Logic high-level input current
llH
VCC=5.5V. ViH-2.4V
+250
-
.
V
VBL
' IEL
VCC=5.5V, VEL^^V
-1.6
IEH
VCC=5'.5V, VEH=2,4V
+250
XPEAK
TC=25°C
655
,X¿
TC=25°C
640
Weight
V
-v
-0.8
VCC=4.5V
Blanking low-level ínput current[7)
Peak wavelength
.
Dominant Wavelength w
.
V
Blanking high-level input current (7} .
Enable low-level ¡nput current
.
¿zcd
70
2.0
VBH
Enable high-level input current*
UniU
0.8
VEH
Blanking low-volíage; display
not blanked171
.
Mln.
0.8
M
mA
mA
fiA
mA
^A
nm
nm
•
gm
Notes: 1. Nominal thermal resistance of a display mounted In a socket which is soldered inío a printed circuí! board: 9jA=50° C/W;
6jc=l5°C/W; 2. OCA ota mounted display shouldnoiexceed 35° C/WforoperationuptoTc = +85° C. 3. Voltage valúes are with respectto
device ground, pin 6. 4. All typical valúes at VCc=5.0 Volts, Tc=25° C. 5. These displays are categorized íor luminous intensity wlth the intensity caíegory designated by a letter located on the back of the display conílguous with the Hewlett-Packard logo marking, 6. The
luminous intensity at a speclfic case ¡emperature, lv(Tc) may be calculated fromthis relationship: Iv(Tc)=lv (25" C) et-olfle/°Cl"T"c-2S*ci]
7. Appfies only to 7340. B. The dominant wavelength, Xa, is derived from the CIÉ chromaticlty diagram and represents the single waveength which defines the color of the device.
112
-
.S
(
*..'
vcc
DATA tfJPUT
(LOW LEVEL DAT»
1
X'- sv
INPUT
DP»'
E
•'
Z
xz
J
3 —- Xí
4'
DP
1
DECOOEfl
MEMQKY
!TC
J
-25'C
~F.
u
s
DATA INPUT
[MIGH LEVELDATAl/f •ísv
J
ENABLE
INPUT
1
1
XI
LOGIC
1.5V
/i
{
h-'iL
Jf
U
1
7S
OP
"-JQT:
LEO
MATHIX
ORIVEH
BLANKINü"
L,
GHOUND
Figure 1, Tlmlnfl Díagram of 5082-7300
G
F«gure 2.
Serles Logic,
'
1
"=•
t£0
MATHIX
—
'
s\
-• .1
'
•
D
1
/
2
i
í
3
«
S
V, - BLANKING VQLTAGE-V
Block Dlagram of 5082-7300
Figura 3. Typical Blanking Control
S«ries Logic.
Curren! vs. Voftage for
5082-7340.
1
.3S
1
JO
-20
K
.15
3
=
.10
*"
.os
z
-
(J
lfl.^
0
20
t^\
1s
5 ..4
_
i -.e
-*
1
Va-O-BV
-20
E
te
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40
60
BO
90
0
TC - CASE TEMPEHATUHe -'C
t.O
vf
FIg urs 4. Typical Blanking Control
Z.O
3.0
1.0
- "TCH ENASLE VOLTACE- V
Figure 5, Typical Laten Enable Inpui
Current vs. Volt age for ihe
5082-7300 Series Devices.
Input Curren! vi.
Temperatura 5082-7340.
TRUTHTABLE
s.o
o
lf
a^
™l
,v
i V
l.o
2.0
3.0
*.o
FÍgure6. Typlca Logic and Decimal
Point Input Curran! vs.
Vollage for the 5082-7300
Serles Devices. Decimal
Poínl Applles to 5082-7300
and -7302 Only.
BCD DATA'''
xl
5082-7300/7302
5082-73W
*,
X.
Xj
L
L
L
L
n
L
U
L
H
I
í
L
L
H
í-
C
' C.
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L
L
H
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L
H
L
H
L
H
H
L
L
H
H
H
H
U
L
L
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H
L
L
H
3
H
L
H
L
P
L
H
H
IBLAMKI
H
L
L
IBLANK1
H
H
L
H
H
H
H
L
IBLANK!
H
IBLANKÍ
H
H
PT'11
ENABLE11
BLANKlfJl [31
9
ñ
H
DECIMAL
-;
4
5
P.
1
e
H
H
n
-;
. 4
5
£
1
]~
n
ON
í™
i"
VDP - L,
OFF
VDP - H
LOAD DATA
Ve
- L
LATCH DATA
Ve
-H
OISPLAr-ON
Vfl
-L
DISPLAY -OFF
VB
-H
Notes:
1. H» Logic HIgh;L = Logic Low. Wilh the enable Input at logic high
changes in BCD input logic levéis or D.P. input have no effect upon
dlsplay memory, c isplgyed character, or D.P.
2. The decimal point input, DP, pertains only to the 5082-7300 and
5082-7302 dísplay s.
3. The blanking cont rol ¡nput, B, períains only to the 5082-7340
hexadecímal displí y. Blanking input has no effect upon display
memory.
113
s.o
Vm -LOGIC VOLT AGE -V
Solid State Over Range Character
For display applications requiring a ±, 1, or decimal point designation, the 5082-7304 over range character is available. This
display module comes ín the same package as the 5082-7300 series numeric indícator and is completely compatible with ¡t
package Dimensions
REAR VIEEW
FRONT VIEW
1
L«HJI MAK" ~— 1
S
r?
l»)
<•«»
T
s- -i
W»-,
6
7
T
MJ>
41
J!1
r
B
~—
;
-*,V— .-- ' • ~r-
LUMINOUS
-INTENSITY
CATEGORY
ic a.
1.41M)
-DATECQDE
XYY
2
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MI)
1
_
4.i
J
IS
T
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, .
j
|
1
FUNCTION
2
Numeral One
3
Numeral One
(.MI
j
LOSO) ~n r-
PIN
1
\
EEATltJG~ '-151 i
0.310.0BTYP.
I.DUl.003] IJTYf.
~
QÍHHJ
3
J 3-B L
SEATIfJG
_
aj
í
'USI
END VIEW
*
I
'5-2
(.600)
I
7304
4
NOTES :
SI DEH VIEW
j
|,13S)
UU !
L
-5!Q.OaTYP.
4
DP
5
Open
6
Open
7
\\)
Plut
Vcc
L_ Z.5 10.13 TYP.
'
1
1.10 1.005]
(.1 71
1. Dimensions In Inches and (milllme ters).
2. Unless oiherwíse spec ifíed, the 10! erance
on all dimensión; is £ 015 Inches. (±.38mm)
50E 2- 7: 04
TRUTH TABLE FOR 5082-7304
CHARACTER
.PIN
+
—
1
Decimal Potnt
Btank
TYPICAL DRIV1NG CIRCUIT FOR 5082-7304.
1
2,3
4
8
H
L
X
X
X
X
H
X
X
X
X
H
H
H
X
X
L
L
L
L
NOTES: L: Une swhching transistor in Fíg. 7 cutoff.
H: Une swltching transistor in Fíg. 7 saturated.
X: 'don't care'
Absolute Máximum Ratings
DESCRIPTION
SYMBOL MIN MAX
Siorage temperatura, ambient
Ts
Operoting temperature, case
TC
Forword currant, each LED
-40
•flOO
-20
+85
10
'F
Revene voltaga, oach LEO
A
VR
UNIT
°c
°c
mA
V
RECOMMENDED OPERATING CONDITIONS
SYMBOL
LEO supply voltage
V cc
Forward currant, each LED
'F
MIN NOM
i.S
MAX UNIT
S.O
S.5
V
5.0
10
mA
NOTE:
LED current musí be externally Nmhed. Refer to figure 7
for recommended resistor valúes.
Figure?.
EleCtriCal /ÓpticaI CharaCteríStiCS crc = -2o°c TO +85°c, UNLESS OTHERWISE SPECIFIED)
DESCRIPTION
SYMBOL
Forward Voltage per LED
Power dissipation
PT
Luminous Intensity per LED (digit a ver age)
'l>
Peak wavelength
Spectral halfwjdth
Weighi
^peak
VF
¿iXl/2
TEST CONDITIONS
I F - 10 mA
Ip °10mA
alt diodes Ht
Ip " 6mA
Tn - 25°C
Tc - 25°C
TC-25°C
MIN
32
TYP
MAX
UNIT
1.6
2.0
V
250
320
mW
70
ucd
655
nm
30
nm
03
gm