T893.pdf

ESCUELA
FACULTAD
POLITÉCNICA
DE
NACIONAL
INGENIERÍA
ELÉCTRICA
TESIS DE GRADO
DISEÑO
DE UN PANEL INSTRUMENTAL
APLICACIONES ELECTROQUÍMICAS
Por:
PARA
BAYARDO SÁNCHEZ
TESIS P R E V I A A LA O B T E N C I Ó N DEL TITULO DE
INGENIERO EN LA ESPECIALIZAC ION DE ELECTRO^
NICA Y T E L E C O M U N I C A C I O N E S
Quito, Marzo de 1981
CERTIFICADO
Por la presente, certifico que constate el funcionamiento y
la realización de las pruebas de trabajo del equipo que
el
señor Bayardo Sánchez Viteri ha diseñado como parte
su
de
Tesis de Grado, el mismo que consta de una fuente regulada
de voltaje, de una fuente regulada de corriente, de un
plificador variable D.C. y un medidor de señales,
am-
habiendo
constatado que funciona con sujeción a las especificaciones
con las que fue diseñado con finalidades electroquímicas.
Quito, Octubre 28 de
IngC Freddie E. Orbe M.
Profesor de Electroquímica de
la Fac. de Ing. Química
1980
Certifico, que el presente
trabajo ha sido elaborado
en su totalidad por el se^
ñor Bayardo Sánchez.
ING-»—tUI S B ARA J'A S
DIRECTOR DE
SIS
A MIS PADRES
Y HERMANOS
AGRADECIMIENTO
A mi Director de Tesis Ing. L u i s Barajas y al Ing. Erwin Barriga, quienes me guiaron en la r e a l i z a c i ó n del presente tra_
bajo.
Í N D I C E
CAPITULO
I.Pág
1.1.
1.2.
1.3.
Introducción
Justificación de los instrumentos
Consideraciones generales respecto a cada modulo,
diagramas de bloques de cada uno de ellos
1
2
3
CAPITULO II.ANALISIS Y DISEÑOS
2.1.
2.2.
2.3.
2.4.
2.5.
Fuente de voltaje regulada
Fuente de corriente regulada
Medidor de señales DC
Amplificador DC de ganancia variable y elevador de
corriente
Alimentación de los circuitos
16
40
56
58
67
CAPITULO III.3.1.
Respuestas obtenidas, conclusiones, recomendaci^
nes
79
APÉNDICE I
82
APÉNDICE II
83
APÉNDICE III
84
APÉNDICE IV
86
C A P I T U L O
I
1.1. INTRODUCCIÓN
La presente tesis ha sido desarrollada para dar facilidades a
los laboratorios de la Facultad
de Ingeniería Química
análisis de Electroquímica, Electrolítica,
en el
Cronopotenciometría
etc.
La tesis consta de tres módulos:
El primer modulo es una fuente de voltaje regulada, en un ran_
go variable de O a 20 voltios D.C. y con una corriente máxima
de salida de 4 Amperios^ esta fuente regulada
tiene un selec_
tor de sobrecorrientes de rango variable, el mismo que cumple
las funciones de limitar la corriente cuando exista sobrecar_
gas, y también como protección para corto-circuitos
por tiem
po indefinido.
El segundo modulo es una fuente
de corriente regulada
en un
rango variable de O a 2 amperios, su voltaje mas alto no exce^
derá los 15 voltios, además este modulo tiene
un selector de
sobrevoltajes en 4 rangos, selector que sirve para limitar el
voltaj e de salida VQ en caso de existir sobrecargas y también
sirve como protección para circuito abierto por tiempo indef±_
nido.
El tercer modulo comprende dos partes:
La una es un amplificador D.C. para ganancias 1, 5, 10, 50,
100 y 500 veces la señal, incluyendo un medidor de senales,el
mismo que cuenta con escalas de selectividad para obtener ma^
yor apreciación en las lecturas de las señales. La segunda par_
te consiste de un elevador de corriente, que sirve para sum_i
nistrar corriente necesaria, cuando lo requieran.
1.2. JUSTIFICACIÓN DE LOS INSTRUMENTOS
Usualmente en los laboratorios de Ingeniería Química se
re-
quieren realizar análisis de sustancias, investigaciones 6 a_
plicac iones industriales, para lo cual se requiere de un equi_
po mínimo de trabajo, el mismo que deberá cumplir con
requji
rimientos y especificaciones propias para dicho laboratorio.
Las especificaciones y rangos han sido seleccionados de acuer_
do al tipo de experimentos, invest igaciones que se llevarán
a efecto.
La fuente de corriente regulada ha sido diseñada, puesto que
en las técnicas de Intenciestato durante todo el proceso
se
requiere que la corriente permanezca constante, de igual
ma_
ñera la fuente de voltaje regulada ha sido diseñada para cum
plir con las técnicas del uso del potenciostato, puesto
que
en este análisis se requiere que el voltaje permanezca
con_s_
tante aún cuando existan variaciones en la carga.
La fuente del voltajetiene un selector de sobrecorrientes y
la fuente regulada de corriente tiene un selector de
sobre-
voltajes: estos selectores permiten seleccionar previamente
el rango de trabajo, así como también evitar cualquier
daño
a los instrumentos, cuando se produzcan corto-circuitos o f a_
lias en la operación de los instrumentos.
Paralelamente a los diferentes análisis que se realizan,
se
requiere conocer los efectos ocurridos o medirlos para lo cual
se usarán sensores o electrodos cuyas señales son débiles
se requieren amplificarlas m.ediante un amplificador D.C,
y
de
ganancia variable y si es necesario elevar la potencia, para
lo cual usaremos un elevador de corriente, por último se
cesitará medir las
señales
para lo cual se usará
ne_
un me
didor con selector de escalas,
para tener una me j or aprecia.
clon en las lecturas.
1.3. CONSIDERACIONES GENERALES RESPECTO A CADA MODULO:
DIA-
GRAMAS DE BLOQUES DE CADA UNO. DE ELLOS
Tomando en consideración las especificaciones mencionadas en
la introducción, realizare un análisis para escoger
los ci£
Güitos más adecuados, que cumplan satisfactoriamente
querimientos propuestos en el Laboratorio de
los re^
Electroquímica
(Facultad de Ingeniería Química) .
FUENTE 'REGULADA DE VOLTAJE
Es un circuito electrónico, en el que se requiere que el vol^
taje de salida Vo permanezca constante a variaciones del vol_
taje de línea, y variaciones de carga (hasta un valor
terminado) .
Como circuitos reguladores se pueden mencionar:
- Reguladores en base a diodos zener o tubos de gas.
- Reguladores con seguidor de emisor .
- Reguladores con real im en tac ion.
REGULADORES EN BASE A DIODOS ZENER O TUBOS DE GAS
Como parámetros principales, para estos reguladores se
pr ed^
deran:
El voltaje de ruptura V~** , máxima corriente permitida Ijj
T 5 ,má
niax
~~
xima p o t e n c i a de d i s i p a c i ó n Pp= V z .I z +I z 2 .rd ,
r e s i s t e n c i a dina_
mica rd,
que es la r e s i s t e n c i a de la c u r v a
de r u p t u r a
de un
zener.
IL
Rl
r
n
Iz
]f ^
r in
í) "-
^
Vo=Vz
f
Fig. 1.1.
R e g u l a d o r con t u b o de gas
IL
Ri
Vin
S
RL^
*-''
Fig. 1.2. Regulador con diodo zener
Haciendo referencia a la Fig.
1.2.
Vemos que si V¿n o RL aumentan, Iz crece y la caída de tensión
en RT. > q ue
es
igual a Vz permanece constante, de igual mane-
ra si V¿n o RL disminuyen
Iz disminuye.
El valor de RI debe asegurar que la corriente en el zener sea
siempre menor que la máxima permitida, es decir:
>
~
1
V.
^ - V
in max
z
Iz max
Con ello RI cumple como resistencia
limitadora, evitando una
excesiva disipación de potencia, como también estabilizar V 0
frente a variaciones de Vfn.
El mínimo valor de RL » para que se conserve la regulación e_s_
ta dado por:
R.
A
min
V-,- -1
R L min >
min
V
m a x ~ z min
(Ref.1)
Para aumentar la corriente máxima permitida, se pueden
tar dos diodos zener en paralelo, como se muestre en la Fig.
1.3.
por lo cual se deben colocar resistencias Ra, RS en se-
rie con los diodos, para distribuir en forma igual
rrientes, estas resistencias
las
co-
degradarían la regulación:
Ri
RL
Fig. 1.3.
Vo
Reguladores con diodos zener conectados en paralelo
De lo expuesto anotamos las características más importantes
de los reguladores en base a diodos zener.
1.- Si el voltaje de entrada V in
- es variable, se debe usar
diodos zener, con voltajes V z menores que el menor voltaje de entrada.
2.- La corriente en el zener, al máximo voltaje
de entrada,
puede llegar a ser mayor que la corriente de carga, esto
hace que en este tipo de regulador se desperdicie potencia» por lo que se usa solo para casos en que la
poten-
cia de salida es baja y se requiere poca corriente IT.
- REGULADORES CON SEGUIDORES DE EMISOR
Este tipo de reguladores se caracterizan porque usan el diodo zener para compensar las variaciones en la corriente
base del transistor, además pasa toda la corriente de
por el transistor T (Fig. 1.4.).
de
carga
IE
Ri
IL
Vin
2S
lz
Fig. 1.4. Regulador con seguidor de emisor
Para diseñar un regulador de este tipo es necesario conside^
rar: corriente de colector máximo Ic(máx) igual a la co-
rriente máxima de carga IT (máx) , voltaje de ruptura colector
a' base, con emisor abierto VCJJQ y voltaje de ruptura de
co-
lector a emisor con la base abierta VC E Q. En condiciones nor_
males el voltaje de ruptura de colector a emisor con la base
en corto circuito con el emisor Ve ES > determina el valor
de
VCE» P or tanto se debe garantizar:
V CES > V EC
máx = Vin (máx) - Vo (mín)
y en el peor de los casos de que existiría un corto circuito
o se elimina el elemento de referencia, debería cumplirse :
V CEQ > vCE(máx)
= vin(max); aquí vemos <lue P ara valores gran_
des de V^ no se podría cumplir con este requerimiento, por
ütlimo para elegir el transistor a utilizarse es necesario co_
nocer la potencia de disipación que es
En el regulador mostrado en la Fig. 1.4., en caso de producir^
se un corto circuito en la salida, se puede producir
trucción del regulador, por lo que es necesario que se
la desagre-
guen un limitador de corrientes y protección para corto-circuíto.
" REGULADOR DE VOLTAJE CON REALIMENTACION
En base al análisis realizado con respecto a los reguladores
de tensión, para cumplir con las especificaciones indicadas
en la introducción, en lo que respecta a la fuente regulada
de voltaje, necesitamos mejorar aún más dicha fuente.
Para conseguir una me j or regulación de la fuente
de
volta-
je sería necesario de alguna manera compensar la subida o ba_
jada del voltaje de entrada V¿n, o variaciones en
la carga,
para ello necesitamos' diseñar un circuito con realimentac ion
el mismo que funciona tomando una muestra del voltaje de
sa_
lida y comparándola con una referencia, de la comparación, de
estas dos señales se obtiene una señal de error, la misma que
después de ser amplificada excita al elemento de control
pa_
ra que esta tienda a reducir el error a cero, además por ana_
lisis anteriores se concluye que se requiere necesariamente,
un limitador de corriente y protección para corto circuito por tiempo indefinido, esto se ilustra en la Fig. 1.5.
-Vin-Vo
CIRCUITO
DARLINGTON
(6)
Vo
SELECTOR DE
SOBRECORRIENTES
(5)
(4)
Vin
AMPLIFICADOR
COMPARADOR
(2)
I \A
JL
Fig. 1.5.
Diagrama de bloques para un regulador de voltaje
Para comenzar el análisis de la Fig. 1.5. se supone que el vo_l
taje de entrada V¿n de la fuente varía un AV¿ n p O r alguna razón
este cambio de voltaje V¿n , causa un cambio de voltaje de sa_
lida A V o , puesto que la fracción ex de la tensión de salida V o ,
se aplica a la entrada del amplificador de error, el cambio en
la tensión de error er será "CtAVo ,
Debido a que el voltaje entre colector y emisor
de control es V¿
del
elemento
- V 0 y también debido a que el elemento
de
control y el amplificador o amplificadores de errores se encuen_
tran en cascada, se puede aplicar la siguiente relación:
A(Vin - Vo) = a AV 0 G i . G 2
(l.D
GI - función de transferencia de voltaje o ganancia del amplificador de error.
G2 = función de transferencia de voltaje del elemento
de
trol.
De 1.1. tenemos :
AVo
1
a Gl G2
aquí se puede ver en lo que respecta a las variaciones del vol^
taje de entrada V¿n, el regulador mejora la estabilidad de sa_
lida por un factor igual a la ganancia total
de trayectoria
ct Gl Gz
del sis tema de control.
Además utilizando la ecuaci6n:
A V o = pAV¿n + a A!L
referencia (2) ,
10
Donde los coeficientes se definen como:
A V,
P = AVin
; factor de regulación de la fuente
AIL = O
a =
; resistencia de salida
AVin = O
Cuanto menores sean los coeficientes p, a, mejor será la regu_
lacion de la fuente, por tanto, si queremos obtener una mejor
regulación de la fuente, (haciendo referencia a la
ecuación
1.1) deberíamos aumentar la ganancia de G l 5 G 2 , 6 aumentar la
ganancia utilizando amplificaciones en cascada.
Con este tipo de regulador se puede obtener algunas ventajas:
- Mejorar la regulación.
- Una mayor ganancia de G l 5 62» Gn con la cual se puede bajar
el rizado, mucho más del valor que posee después de
pasar
la señal por el rectificador y el filtro.
- Protección del circuito para sobrecorrientes y corto-ciri
tos.
El diseño completo de este regulador lo detallamos en el
tulo II.
FUENTE DE CORRIENTE REGULADA
Es un circuito electrónico que tiene por objeto mantener cons_
tante la corriente de salida IT, una vez
seleccionada
dicha
11
corriente, por tanto, no deberían influenciar las variaciones
del voltaje de línea o variaciones en la carga.
Existen varios circuitos que se pueden diseñar como
regulad^
res de corriente, como referencia antes de escoger el
circu^
to más apropiado para que cumpla con las especificaciones
da^
das, hacemos referencia a los siguientes:
- REGULADOR DE CORRIENTE EN BASE A UN TRANSISTOR
4-Vcc
RA
-Vcc
Fig. 1.6. Circuito de una fuente de corriente en base
a
un
transistor .
El circuito de la Fig. 1.6. muestra un regulador de corriente,
Realizando un breve análisis podremos decir:
Si R, disminuye. I, se incrementaría, produciéndose un
incre^
L
ij
mentó del voltaje Vg^» como V BN permanece prácticamente
cons_
tante, al subir VEN»
disminuirá V B E , lo que provocaría una dis
minucion de IB e IL, por tanto, el incremento inicial
de
IL
ha s ido compensado ,
Con el circuito reguladcrde corriente de la Fig. 1.6. no se po_
12
drá cumplir con los requerimientos dados, ya que se necesita
seleccionar la corriente en un rango de O a 2 Amperios, tener una muy buena regulación y una alta impedancia de salida.
En parte lo dicho, se puede mejorar con:
- REGULADOR DE CORRIENTE EN BASE A UN DIFERENCIAL
+ Vcc
Voz
Voi
-Vcc
Fig. 1.7. Regulador de corriente en base a un diferencial
De igual manera que en el caso anterior, realizando el análjL
sis. IE
se man ti en e constante, independientemente de los
va_
lores de ^01, V o a » es decir cuando se produzca una diferencia
de voltaje de entrada Vd = V¿T - V¿ 2 , lo que varía es IEi,IE 2
pero IE no cambia.
Además con este tipo de reguladores se puede mej orar más reemplazando RE por una fuente de corriente en base a un transi_s_
tor (Fig.
1.6.).
13
Uno de los problemas de este circuito
es conseguir
los dos
transistores que componen el diferencial, con características iguales, puesto que con ello se consigue el equilibrio
es decir:
AV BE 2
Si Alca aumenta, Ale i disminuye , manteniendo IE constante.
REGULADOR DE CORRIENTE CON REALIMENTÁCION
De igual manera que en el análisis del regulador
de voltaje
hacemos algo similar para el regulador de corriente,
es de-
cir para obtener una mej or regulación, disminución del rizado , etc . utilizaremos un circuito con realimentacion , muy pa_
recido en el diagrama de bloques al regulador de voltaj e, pues
to que básicamente tiene el mismo funcionamiento que este, d_í_
f erenciándose en que regula corriente y no voltaje, para
lo
cual es necesario sensar la corriente que se desea controlar,
esta corriente desarrollará una tensión en el sensor,
sión que será comparada con una tensión zener de
ten-
referencia,
de las 2 tensiones mencionadas dan lugar a un error e r ,
el
mismo que después de ser amplificado excitará al elemento de
control del circuito, que a su vez controla IL .
Además de lo mencionado , se necesita
proteger al
regulador
de corriente, por lo cual, es necesario incluir un limitador
de sobrevoltajes para cuando exista circuito abierto, en la
Fig. 1.8 se ilustra el diagrama de bloques del
corriente .
regulador de
14
CIRCUITO
DARLINTON
SENSOR
Vo
(3)
Vin
U)
COMPARADOR
VOLTAJE ZENER
AMPLIFICADOR
DE REFERENCIA
73
O
(5)
SELECTOR DE
SOBREVOLTAJES
Fig. 1.8. Diagrama de bloques para un regulador de corriente
El diseño completo con detalle, lo explicaremos en el capítu.
lo II.
AMPLIFICADOR
PC DE GANANCIA VARIABLE, MEDIDOR DE SEÑALES
Para el diseño de este ultimo modulo, hemos considerado apro
piado usar amplificadores operación ales, puesto que, el dise
ño en general dependerá solo de los parámetros externos, con
lo cual se facilitan los cálculos y podremos además cumplir
satisfactor i amenté las especificaciones requeridas sin muchas
complicaciones, decimos esto ya que en electrónica existen al
gunas maneras de diseñar un circuito cumpliendo espec if icacio
15
nes requeridas.
El amplificador D.C. de ganancia variable lo hacemos a través
de un switch mecánico, de contactos anchos, con el objeto que
cuando se seleccione cualquier ganancia no exista circuito
a
bierto entre la entrada y salida del amplificador DC y evitan
do así posibles problemas al amplificador operacional.
Como
en algunos casos se requiere la señal ya amplificada,para darle otras aplicaciones, en las que es necesario una mayor
co-
rriente
un
(orden de los mA) se necesita entonces incorporar
elevador de corriente, sin alterar las ganancias del amplificador D.C.
Por ütlimo las señales ya amplificadas necesitan ser medidas,
para lo cual usaremos un medidor D.C. medidor que
va de O
a
25 voltios DC, contándose con un selector de escalas, para te
ner mayor apreciación en las lecturas.
Todo lo descrito lo podemos ilustrar en la Fig. 1.9. Indicándose ademas que el análisis completo, con detalles lo explica,
remos en el capítulo II.
SWITCH
--D
ENTRADA
SALIDA
AMPLIFICADOR
INVERSOR
SELECTOR DE
ESCALAS
E
MEDIDOR
Fig. 2.19. Diagrama de bloques del amplificador De de Ganancia
Variable Gn,
señales.
elevador de corriente E y medidor
de
C A P I T U L O
I I
16
DISEÑOS DE:
2.1. FUENTE DE VOLTAJE REGULADA:
- Especificaciones
- Descripción, análisis y diseño del circuito
- Diagrama completo
- Pruebas
ESPECIFICACIONES. Tomando en cuenta los trabajo.s que se realizarán en los diversos experimentos y estudios, consideramos apropiadas las
especificaciones siguientes: Tensión de salida máxima 20 Vol_
tíos DC, corriente de salida 1^max ~
4 Ámp , % rizado r
_f
0,1.
Para cumplir con lo mencionado se necesitará, a la entrada de
la fuente, por lo menos Vin = 23 voltios DC, esto es
porque
se considera el máximo voltaje de salida 20 VDC> más 3 voltios que caen entre colector-emisor del transistor que hace
las veces de elemento de control del circuito; se
conside-
ran 3 voltios para trabajar en la parte plana de las curvas
Ic Vs VCE y con ello es posible controlar corriente de .colec_
tor Ic con corriente de base I0
p
DESCRIPCIÓN, ANÁLISIS _Y DISEÑO DEL CIRCUITO.-
El procedimiento general para el diseño del regulador de vol_
taje, está representado en el diagrama de bloques de la Fig .
1.6.
— Vin-Vo
CIRCUITO
DARLINGTON
Vo
SELECTOR DE
SOBRECORRIENTES
(5)
(4)
YIN
AMPLIFICADOR
(3)
(2)
COMPARADOR
REFERENCIA
2
e
m
en
H
50
(i)
Fig. 1.5. Diagrama de bloques para un regulador de volta.i.e .
Razones fundamentales para escoger el regulador de voltaje
con realimentacion, caracterizado con sus principales comp_o_
nentes (Fig. 1.5) lo analizamos ya, en la sección 1.3. De to^
das maneras las ventajas más sobresalientes con respecto a
otros reguladores como lo analizamos en la sección 1.3 son:
una muy buena regulación, impedancia de salida baja, una disminución notoria del rizado, y si se desearía mejorar aún más
las características indicadas, se podría aumentar la ganan.
cía del lazo de realimentacion del circuito, como se analiz6 en la sección 1.3. y esto se conseguiría aumentando en
cascada etapas de amplificación.
La estabilización del voltaj e se realiza comparando una mue^
tra de voltaje de salida, con un voltaje de referencia, cuaJL
quier error resultante de la comparación de las dos
18
tensiones mencionadas se amplifica y luego se excita- al elemento de control, que a su vez controla la salida.
A continuación se realiza el análisis y cálculo para cada bloque.
a) VOLTAJE PE REFERENCIA VARIABLE (VR).Generalmente se utilizan diodos zener que se discutio
en la
sección 1.3.
Es fundamental obtener una tensión de referencia
constante,
por lo que el diodo tiene que ser alimentado por medio de una
fuente de corriente constante, en la práctica esto se consigue polarizando ¿1 zener de alguna tensión estabilizada.
Para el diseño de la presente tesis se usarán en algunas par_
tes circuitos amplificadores operacionales, los mismos que se
polarizarán con + 15 VDC, aprovechando de estas fuentes auxjL
liares (fuente periférica) se tomará la alimentación de la sa,
lida de + 15 VDC que también es estabilizada
para polarizar
al diodo zener, garantizando una corriente Iz constante.
El circuito a utilizarse lo representamos en la fig. 2.1.
15V
Iz
R
1N4740
Vr=10v
Fig. 2.1.
a
VR
Voltaje de referencia variable VR
19
Para obtener el voltaje regulado en un rango de O a 20
vol-
tios DC, se necesita una referencia estable y además que
pueda variar en cierto rango, la misma que irá al
se
comparador
de error, bloque (3). Para el presente caso se selecciona el
diodo zener 1N47AO con Vz = 10 V, Iz = 10 mA; se
ese valor para mayor facilidad de
selecciona
cálculos, ya que bien
se
puede seleccionar un zener de otro valor, lo cual implicaría
tomar una muestra tal que sea proporcional al voltaje
zener
seleccionado. Para obiarnos lo dicho se escoje V% = 10 V.con
lo cual se puede obtener el voltaje Vr de referencia variable en un rango de O a 10 V. que a su vez, permitirá selec_
cionar el voltaje de salida VQ en un rango de O a 20 voltios
considerando también la atenuación de la muestra.
La corriente Ip, representa la corriente que puede
sacarse
del elemento de referencia para el comparador de error,se e_s_
coge una Ip mucho menor que Iz, con lo que no se alterarla
la
estabilidad del zener.
R —
15 V - 10 V
10 mA
R = 500 fí
R - 470 fit valor
Seleccionando
comercial.
este valor, se comete un error
5%, que no afe_
ta en nada al circuito.
Para el cálculo del potenciómetro P, se considera Ip = -y-^- Iz >
por la razón ya explicada en el análisis del circuito.
P .10 V
1 mA
20
Watt.
P = 10 Kíí,
b) OBTENCIÓN DE LA MUESTRA
La función de este circuito es tomar una parte fraccional de
V o, para ello en la mayoría de los .casos se utiliza un
s im-
ple divisor de tensión. Concatenando con lo dicho en el
vol_
taje de referencia VR, tomamos la nuestra en el punto
medio
del divisor de tensión, para facilidad de cálculos y
además
esto permite utilizar el zener de 10 voltios. Esta muestra irá
al circuito comparador de error; bloque (3) , A continuación ±_
lustramos el circuito a utilizarse, Fig. 2.2.
Vo
RK
Vo/2
RK
Fig. 2.2. Obtención de la muestra
V 0 i = cx.Vo
2.1
Rk
Voi =
2Rk
~
Vo
1 mA
21
Watt.
10 KH
La ecuación 2.1. es válida si las R^ tienen el mismo coef icieri
te de temperatura y son del mismo material. Con R^ = 10 KQ, se
tom6 una corriente de 1 mA, cuando hay 20 voltios en la salida;
esta corriente comparada con la corriente de carga 1^ es despre_
dable, y no afecta al funcionamiento del circuito.
c) CIRCUITO COMPARADOR
Es el circuito que se encarga de comparar las señales
de
la
muestra, y del voltaje de referencia, dando como resultado un
error que es proporcional a la diferencia entre las señales mei^
cionadas, para esto se puede utilizar algunos circuitos
cuales consideramos :
de los
- Circuito comparador utilizando un diferencial.
- Circuito comparador utilizando un amplificador operacional.
El análisis de este circuito, se realiza, haciendo
a la Fig.
referencia
2.3.
Vcc
V
v ihz
*
• \
1
L_Sr
J
r
R6-C.
i
.
^o <
> R4
te
f
'
-Vcc
Fig. 2.3. Circuito comparador utilizando un diferencial
22
En el diferencial mostrado, la disposición simétrica
de los
transistores TI, Ta hace que el circuito se autocompence para efectos de temperatura , lo que se podría mejorar más, si
los dos transistores se colocan en un disipador de calor común entre ellos, y en caso de no conseguirse lo explicado, e_s_
to representaría una limitación en diseños en que se usen d_i
f erenciales .
La fuente de corriente constante lg (analizado en la sección
(1.3), es independiente de los volt aj es de colector (A y A 1 )
cuando se produce una diferencia de voltaje a
la
entrada
Vd - VR - Voa, IE permanece constante, lo que varían son:
AIc2 - S 2 AI B 2
= 32
y AIc x - (3iAIBl =
hacen que a su vez vari en los puntos A 1 y A, variando
AV^T = - Alca . RS por tanto, si disminuye o aumenta
Ale 2 »
aumentará o disminuirá AV¿* que representa una de las salidas
del diferencial, compensando así cualquier desbalance que habría entre los dos brazos del diferencial.
Del análisis del diferencial, se concluye que puede ser
lizado como un comparador , teniendo en cuenta
que se
tiene
que disponer de dos transistores iguales, calcular los
res de resistencias Re y RS » y además disponer de
utivalo-
los volta-
jes de polarización + Vcc y - Vcc.
CIRCUITO COMPARADOR UTILIZANDO UN AMPLIFICADOR QPERACIONAL
Se utiliza un Amplificador Operacional, puesto que,
algunas características importantes , tales como :
- alta impedancia de entrada
- baj a impedancia de salida
-. alta ganancia
presenta
23
- El diseño depende s6lo de los parámetros externos.
Las características mencionadas representan una ventaja
so-
bre otros elementos. Pero esto es válido según el tipo de cir_
cuitos a diseñarse.
El comparador, utilizando un amplificador operacional, puede
ser utilizado al mismo tiempo como comparador y amplificador
para el presente caso, se lo utilizara como comparador.
Ver
apéndice (2).
El circuito comparador de la Fig. 2.4, está constituido en bja
se al amplificador operacional LM1458, que disponde
de
dos
entradas, a la una entrada del comparador llega la muestra del voltaje de salida, que para este caso es Vo/2,y a la otra
llega el voltaje de referencia VR» de la comparación
de
es_
tas dos tensiones da lugar a un error e r , el mismo que irá a
la entrada del amplificador de error, bloque (4).
La polarización para este operacional, se obtendrá de la fuen_
te periférica.
Curva de transferencia del comparador.
Vi = voltaje de entrada
er = voltaje de salida.
24
Fig. 2.4. Circuito Comparador
La resistencia que va en serie con la referencia variable VR,
sirve para balancear las dos entradas del comparador, por tari
to, Rg = 10 Kfi// 10 Kfi ~ 4,7 Kft, a la salida del comparador se
pone un condensador C = 2 yF/25 V, como ayuda para disminuir
el rizado.
CIRCUITO AMPLIFICADOR DE ERROR.Debido a que se necesita una mayor amplificación , para ob te_
ner una mejor regulación, disminución del rizado, etc. se r^
quiere del circuito amplificador de error .
Es necesario aclarar que para el presente diseño no se
ta un diseño crítico y exacto del amplificador de error,
ya
25
que la ganancia de tensión puede ser estimada, considerando
las características generales del diseño, el amplificador de
error a ser utilizado en el regulador de voltaje, lo
obtene^
mos mediante el circuito de la Fig. 2.5.
La función primordial de este circuito es amplificar la
se-
ñal de error er, que proviene del circuito comparador y esto
lo conseguimos utilizando un transistor To 40408, que es
el
elemento que sirve para controlar el circuito Darlington. Blo_
que
(5).
<
> 720JX
20p¿
ir
••
.
-e
/777T"
Fig. 2.5. Amplificador de error
Se han calculado esos valores de resistencia, considerando un voltaje de salida bajo en el comparador , y teniendo en cuen_
ta que la corriente de salida del operacional va a estar
va_
riando desde los y A hasta unos pocos mA.
La atenuación que sufre la señal er, debido a este
tensión , como la ganancia de'l transistor T O , son
divisor de
calculadas
en la regulación de la fuente.
CIRCUITO DARLINGTON .-
es el elemento de control de la
001926
26
te
reguladora, en esta etapa se realiza el ajuste necesario
para mantener el voltaje de salida constante. El darlington
de la Fig. 2.6. permite suministrar la corriente necesaria a
la salida, como también controlar dicha corriente, con bajas
corrientes.
Para seleccionar se debe tener en cuenta las especificaciones
de corriente, tensión y potencia de disipación.
C(máximo) —
L(máximo)
_ _ , ,. . N — E. / * . — E Q , * N
CE(maximo)
in(max)
(min)
P
CE(máx)
— V
CE(máx)
Escojo entonces el transistor de potencia 2N3055, con J5 = 20
y el transistor 2N4743 con $ = ^00» con los cuales se confo_r
ma el Darlington mostrado en la Fig. 2.6,
2N3055
2N4743
Fig, 2.6. Circuito Darlington
27
IQP 5 ~ "oT
Pd » donde $d = $3
2000
~
„ 2mA
0mA
Para calcular la superficie necesaria de disipación del transistor de potencia T 5
, se debe tomar en cuenta, la máxima
potencia disipada, diferencia de temperaturas y tamaño de las
chapas refrigeradoras, para ello usamos la expresión simplificada y muy práctica:
„
P (mW)
1,5AT{grados}
f
2v
S (cm }
AT - diferencia de temperaturas entre la chapa de refrigeración Tj y el aire ambiente T2, At en grados centígrados
p =
AT
P
Cf
potencia colector-emisor máximo,
-
120°C - 20°C = 100°C
= 104 vatios
S(cm *\4
) .=
10 3
—z—= , _
1,5 x 100
Q
2
= 693 cm
Se considera para el cálculo realizado, que las chapas de re_
frigeración tienen un espesor >^3 mm, para cumplir con este re^
quisito, se usa un disipador proporcionado por el Laboratorio
de Circuitos Digitales de la Escuela Politécnica Nacional,el
mismo que tiene una S - 800 cm 2 .
28
El circuito Darlington descrito va al selector de sobreco rrientes bloque (6).
Con IpB(;9
podemos asumir ILIO
nrr ; en el caso extremo de que
b
el
elemento de control deje de conducir, To tiene que soportar
una corriente de colector ""-"
> 2 ID,
" se asume entonces
I_ T = 5 mA, y con ello se puede calcular RIO (Fig.
U18
Rio
IRIO
Calculo de Rio
CTo
T,
Rio
w
RIO
+
* 7 mA
2.7).
29
V
RIO =
IN
- V
=
BTz
25 V - 22 2 V
7 mA
Rio -
= 4°°n
' 1/2
Watt
SELECTOR DE SOBRECORRIENTE.Como se analizo
en la sección 1.3. es necesario contar con un
limitador de sobrecorrientes, a la vez que sirva como protección de corto circuito por tiempo indefinido y esto se
consi
gue con el circuito de la Fig. 2.8.
Para el diseño de este selector se toma en cuenta la
corrien
te I * que se quiere limitar - 4 A. I + - 1,5 Amp , y al li
max
* mxn
—
mitar
para cualquiera de esos valores, se esta limitando la
corriente de carga para corto circuito; esta limitación se cotí
sigue calibrando el potenciómetro Ps, para los mencionados va
lores, tal que V
del transistor Ti», que permanece en
corte,
conduzca cuando la base este 0,6 V más en el emisor; para ca^l
cular Ro se asume un voltaje pequeño entre los puntos
ab
y
se considera I.,.
Lmax.
RO = •=J.
.»
max
Se calcula
= —*T-T—
~ 0,4ft, 10 watts, valor comercial;
*( A.
el valor del potenciómetro Ps, suponiendo que
por
Ps t circulará una corriente muy pequeña, comparada con I. ^
i^max *
escogo 0.2 mA. .
ps
=
• '•-
—
= 8 Kfi, 1/2 Watt, valor comercial
Calculo el valor de Psi, para que el transistor Ti*
entre a cotí
30
ducir:
FSl
~0,6V . 8
1,6V
= 3. Kfí
De igual manera calculo el valor del potenciómetro Ps , cuando se limita en IL mínimo = ^ » ^ A, con R 0 - 0,4^ calculo Vab
cuando circula 1,5 A, entonces Vab = 0,4£2x1,5 A - 0,6 V, con
este voltaje calculo el valor de Ps 2 para que el transistor Ti+
conduzca
Ps2 =
8 KflxO,6 V
0,6 V
= 8 Kíi = 3 KÍHP
Colocando una resistencia de Rs = 3K , se asegura que el circuito limitará por lo menos en 4A y para limitar la corriente
IL mín ~ 1>5A, se necesita un potenciómetro P = 5K , 1/2 W
El transistor T\e debe escoger tal que la corriente de colector de Tit, permita el paso de la corriente 10 del elemento
P
de paso, que es la corriente que tomaría cuando se produzca u
na sobrecarga, escojo entonces el transistor 40408, cuyas características se adjuntan al final del apéndice.
Fig. 2.8
Circuito limitador de sobrecorrientes
31
15V
IZ
480J2
1 KJÍ.
1N4740
VR
Vz = 10V
Fig. 2.9. DIAGRAMA COMPLETO DE LA FUENTE REGULADA DE VOLTAJE
32
El circuito además de tener protecci6n de corto con el selec^
tor de sobrecorrxentes, tiene otra protección que
es la del
amplificador operaciónal.
REGULACIÓN DE LA FUENTE.-
Fig,
2.10.
Para el presente diagrama no tomamos en cuenta el limitador
de corriente, puesto que el limitador actúa cuando existe una
sobrecorriente.
Vin
VR —
Vo
Vo/2
Fig. 2,10.
a
= Factor de realimentaci6n.
_
15
_
1o
Ganancia del transistor T s (incluido el elemento de pa
™~
so) .
Ganancia del transistor To (ganancia del
amplificador
de error incluida la atenuación K debido al divisor de
tensión) .
V.:n - Voltaje de entrada.
33
Vn = Voltaje en el punto medio del divisor de tensión a la
lida del circuito.
Haciendo referencia al diagrama completo calculamos Vn.
Vo
Vn
10 Kfl + 10 Kfl// Zinop
"
10 Kfi// Zinop
=
Zinop - Impedancia de entrada del amplificador operacional
que es grande comparada con 10 K£3
Vo
V«
'n
^
10 Kft + 10 K
~
10 Kft
1
= 2
Vo
La señal que se tiene a la salida del comparador, se atenúa
debido al divisor de tensión, se trata de que la atenuación
K sea mínima, es decir K •*• 1 , calculo entonces K = V 2
Vi
considerando La Fig. 2,10.
Fig. 2.11,
Divisor de Tensi6n
34
720 fi// ( 2 , 7
V2
33fi
KQ + ZIN^ )
¿o
,
+ (7200/7 ( 2 , 7 Kfl +
ZINTo)
(2.2)
- (B + 1)(re + RE)
RE = O
5
ZIN_
mA
Ref. 4.
= (101) (5ÍÍ) = 505fl
Reemplazando los valores obtenidos en 2.2
V2
* 0.94
- CALCULO DE LA GANANCIA DE VOLTAJE
Grp - Ganancia del voltaje del transistor TO.» considerando
Fig. 2.11, se tiene:
V3
V4
ZINTO
J
Fig. 2.12. Amplificador de error
la
35
G
= —3— =
GT =
7TM
y R C ;*5
, c o n s i d e r a n d o IC = 81,
» ^e^ diagrama completo Re - 400 íí , reemplazando
x
-j
/los valores obtenidos, G
cuenta la atenuación K, G
5
,
' tomando en
400 fl. 100
Qn
= -so SO-
l
= G . K - 77
L
-1, por ser seguidor de emisor.
Utilizando la ecuación 1.1 AV S =pAVi n + aAI s
P =
AVs
AVin
, donde p representa
el
f a c t o r de r e g u l a -
Als = O
ción d e e n t r a d a y dicho f a c t o r e s t a d i r e c t a m e n t e r e l a c i o n a d o
con la ganancia t o t a l de t r a y e c t o r i a del c o n t r o l ,
o b t e n e r e n t o n c e s l a a t e n u a c i ó n d e l r i z a d o ^on l a
p = —=——
p
l *r otijrp
~
ij
, a n a l i z a d a en la
s e c c i ó n 1.3.
se puede
expresión
reemplazando
J- o L s
valores, se obtiene p -~r~z— > el rizado que esta presente
en
la salida del filtro de la fuente reguladora de voltaje
es
%Y ~ 2.2; este porcentaje después de pasar por el regulador
se reduce ^40 veces, con lo que se cumple
%Y< 0.1.
La impedancia de salida, está dada por la expresión a = —
Vs
(ecuación 1.1), donde Vs = Vo, Is = IT .
El cálculo del rizado a la salida del filtro utilizado para la
regulada de voltaje, está detallado en FILTROS.
fuente
36
y considerando además que el cambio de tensión de salida AVo
se supone causado por_ el cambio de corriente de carga A!L en
lugar de por un cambio de voltaje en el primario .
Sin embajr
go, el cambio de corriente de carga A!L causará un cambio de
tensión de entrada A V i
Considerando la ecuación 1.1, descrita en el capítulo I:
AVo =
AVo
AIL
, . ^-7;—™;
y dividiendo por Air , se tiene
_L-rUfj i 2 *J 2 3
„
AVi/Al T .
l+aG 1 2 G 2 3
7 ni
a = Zo =
del
T ,^n
^
, donde Zo es la impedancia de salida
1-f-CtU 1 2 ÍJ2 3
regulador
y
Zo
=
AVi /AlL
es
la
impedancia
de salida del rectificador y filtro, sin el regulador.
Nuevamente nótese que el regulador reduce la impedancia
salida y en consecuancia la regulación de tensión
por un fac_
tor igual a la ganancia total de trayectoria del sistema
control, referencia
de
de
(5).
En el caso del regulador de voltaje se tiene que la ganancia
ctGj2G23 ~ 40, con lo cual se asegura que la impedancia Zo de
salida será muy baja para cualquier AVo/Al^, ya que Zo se r^
ducirá unas 40 veces aproximadamente.
37
PRUEBAS:
Utilizando el circuito de la fig. 2.9. , en el que consta el
diagrama completo de la fuente regulada de voltaje, se realizaron varias mediciones de voltaje, variando la carga, con
ello se probo el rango de la fuente regulada de O a 20 voltios, como también el limitador de corriente, para llevar a
efecto esas mediciones se utilizo un os c iloscopio , un amper^
metro y un voltímetro; a continuación ilustramos las figuras
2.13, 2.14 y 2.15, en las que se puede observar el comportamiento de la fuente regulada para distintos ejemplos:
Ejemplo No.l .- Se fija el voltaje de salida Vo en 20 voltios, y el limitador de corriente en 4 amperios, para esos valores la resistencia de carga RC = 5fi, valor a partir del cual el limitador de corriente comienza a
actuar, para comprobar lo dicho, se fue variando la carga p^
ra valores diferentes de RC, el resultado que se obtuvo se ±_
lustra en el fig. 2.13.
Vo/V
20
CIRCUITO ABIERTO
CORTO CIRCUITO
2
Fig.
3
2.13
Vo Vs I,
38
Ej emplo No. 2.-
Se fija el voltaje de salida Vo en 15 voltios y el limitador de corriente en 2 amperios y se procede como en el caso anterior, con la diferencia que se tiene un nuevo RC = 7,5£2, el resultado se ilustra
en la fig. 2.14
Vo/V
t CIRCUITO ABIERTO
15
CORTO CIRCUITO
í
.5
1
> IL/A
1.5
Fig. 2.14 Vo Vs IL
Ej emplo No. 3.-
Se fija el voltaje de salida Vo = 8 voltios
y el limitador de corriente en 1,6 amperios,
para este caso la resistencia de carga RQ = 5£2, el resultado
se ilustra en la fig. 2.15
Según se puede apreciar en las figuras 2.13, 2.14, 2.15 y corn
parando con el comportamiento ideal de una fuente reguladade
voltaje (ver apéndice III), se observa que cuando comienza a
funcionar el limitador de corriente, se forma un pequeño codo y no una arista perfecta como se ve en la fig. de una fuente ideal de voltaje.
También se ralizaron pruebas de corto circuito, para los diferentes ej emplos, comprobándose que Vs = O e IL = Is, y es-
39
1.6
Fig. 2.15 Vo Vs IL
t o s e lo realizo para culquier tiempo t. El rizado máximo
que se obtuvo, con Vs - 20, 1^ = 4 amp. fue < 0.1 %, con lo
cual estamos dentro de las especificaciones requeridas.
40
2.2 FUENTE DE CORRIENTE REGULADA
Especificaciones
- Descripción, análisis y diseño del circuito
- Pruebas
ESPECIFICACIONES
Tomando en cuenta los trabajos
se consideran apropiadas
las
especificaciones siguientes: corriente de salida IL máx = 2A
(variable de O a 2 Amperios), tensión máxima de salida = 15
voltios DC, % rizado á.0,1; para cumplir con ello se necesita
a la entrada de la fuente de un mínimo de 18 voltios DC, co_n
siderando que a la salida se requieren 15 voltios DC,
mas 3
voltios DC que caen entre colector emisor del transistor que
hace las veces de elemento de paso o control
del
circuito,
con los 3 voltios se puede trabajar en la parte plana de las
curvas Ic vs Vce y con ello se puede controlar corriente de
colector Ic con corriente de base I Q
P
DESCRIPCIÓN, ANÁLISIS Y DISEÑO DEL CIRCUITO
Como se analizo en el capítulo I, un regulador de
corriente
con realimentacion es un circuito que puede satisfacerlas necesidades requeridas para su funcionamiento, para ello es ne_
cesario tomar en cuenta las especificaciones indicadas, para
lo cual será necesario dar una ganancia que se puede estimar
cuando se analice el bloque de amplificación. La descripción
en bloques se ilustra en la fig. 2.16
41
CIRCUITO
DARLINTON
(2)
IL
SENSOR
Vo
(3)
U>
COMPARADOR
VOLTAJE ZENER
AMPLIFICADOR
DE REFERENCIA
o
>
?a
O
Vin
Í5)
SELECTOR DE
SOBREVOLTAJES
Fig. 2,16. DIAGRAMA DE BLOQUES DE LA FUENTE REGULADA DE
CO-
RRIENTE.
La estructuración de la fuente regulada de corriente
tiene
bastante parecido con la fuente de voltaje, como se observa
en la Fig. 2.16, es decir se necesita comparar 2 señales
de
voltaje de referencias distintas, las mismas que dan lugar
a un error que sera amplificado e Ínterconectado al elemento de control, controlando así la corriente de salida
IL ;
para ello, se necesita disponer de un SENSOR bloque (2), cu.
yo circuito a utilizarse se ilustra en la Fig, 2,17 y que
constituye básicamente una resistencia por la que circulara
la corriente que se desea controlar; se trata de
obtener
42
Vz
Fig, 2.17 CONFIGURACIÓN DEL PUENTE BALANCEADO
la resistencia que sirve como sensor lo más pequeña posible ,
tal que cuando circule la corriente 1^
y desarrolle'
la ten-
si6n sea despreciable con la tensión máxima de salida» se eri
coge entonces V^m = 1 voltio, cuando en la salida circule 2A,
que es la corriente más alta que se obtendrá,
y con ello
se
calcula el valor de Rm.
Rm - —^5_ = -~- = 0.5Í2, 2 Watts
IL
2A
Rm = 0. 5Í3 , 10 Watts valor comercial
Esta tensión desarrollada por la corriente IL va a una de las
entradas del comparador amplificador, por ' lo que se debe ba_
lancear la otra entrada VRX del comparador-amplificador; cor\o ade
cía Va y teniendo en cuenta que el control de la corriente se
lo hace desde una conexión anexa al sensor, para ello se re^
quiere cumplir V^m = VRX y Va = VR , esto se ilustra en la fi_
gura 2.17, que constituye en si el puente.
43
Para calcular el valor de RX» que es la resistencia
para el
control , se considera que circula una corriente IRX pequeña ,
comparada con IL máxima, se escoge entonces IRX = ImA y
n se puede
j determinar
^ *
T> = —r
VRm
IV:—:—
ello
Rv
- -—
X
IRX
ImA
con
Rx = 1 Kfí, 1/2 WATT
La referencia Va, se lo consigue con un zener de un valor que
no sea muy grande , comparado con la tensión V Rm ,
el
1N4734, con V% = 5.6 voltios, es el que se escoge,
zener el
mismo
que estara polarizado con una fuente auxiliar DC.
Por ultimo para tener balanceado el puente se calcula
el
v_a
lor de R, teniendo en cuenta que circulará la misma corriente
y considerando también Va.
R =
TVa
IRX
-
5/6
7 = 5.6 Kft, I/A WATT
1 mA
AMPLIFICADOR-COMPARADOR.- El amplificador comparador
bloque
C-3).» está constituido por el ampljL
ficador operacional Lm 1458, el mismo que tiene una altísima
ganancia en lazo abierto, la que asegura cumplir con las
es^
pecificaciones requeridas, las características del Lml458,se
adj untan al final del apéndice.
La función del amplificador-comparador es tomar
las
tensio^
nes mencionadas anteriormente, detectar el error er entre
lias y amplificarlas, bloque (3). Por tanto, cuando
las
e^
eii
tradas al comparador-amplificador son desiguales momentáneamente, entonces la salida del amplificador-comparador cambia
44
la conducción del regulador serie, cambiando la carga de corriente y la caída de voltaje a través de Rm , hasta
que
el
error de voltaje en la entrada del amplif i c ador- comparador
se reduzca a cero.
Desequilibrios momentáneos en el amplif icador-compar ador pueden ocurrir como resultado de un cambio manual de la
resis-
tencia RX (resistencia mediante la cual se selecciona el valor de IL) , cualesquiera que fuera la causa, la acción reguladora del lazo de realiment ación (lazo que actúa constantemente) aumentará o disminuirá
la corriente de carga,
hasta
cuando se contrareste el cambio .
Para balancear las impedancias d e . entrada al comparador -amplificador, se calcula R$[ (se hace referencia a la Fig. 2.18).
) || R
= (lKfí+0,5^) || 5 , 6KÍÍ
RJJ ='820 , 1/4 WATT , valor comercial, con este valor
un
existe
5% de error que no afecta al circuito; la salida del am
plif icador-comparador , será aplicada al elemento de paso, blo_
que (4) .
El sensor y el amplif icador-comparador descrito se muestra en
la fig.
2.18
45
Fig. 2.18 SENSOR Y AMPLIFICADOR
CIRCUITO DARLINGTON.Es el circuito que constituye el elemento de paso de la fuen
te de corriente regulada, este circuito Darlington suministra la corriente necesaria a la salida y controla también 3a
corriente de salida, con bajas corrientes. El Darlington
bloque (4) que se utiliza para la fuente regulada esta conformado de un transistor de potencia Te, (el mismo que requiere cumplir: Ic (máx) _> I (máx), VCE (máx) = Vin (máx) - Vo
(mini), PCE (máx) = VCE (máx) IE (máx), el transistor 2N3055 cumple con esos requerimientos) Ty 2N3014 con 3= 100 y el tran
sistor Tg 40408 con $= 100,
tan al final del apéndice.
cuyas características se adjun-
46
La configuración del Darlington se ilustra en la fig. 2.19
I L — 2 Amp
2N3055
40408
Fig. 2.19 CIRCUITO
I
(máxí) =
J
DARLINGTON
= 2 Amp, con
2 Amp
_ 1 .
20
= -20 se calcula
10
= ImA
I3v
= lOyA
Para calcular la superficie S de disipación del transistor de
potencia T 6 , se hace uso de la formula:
S (cm ) = -=—
g Arr / m
3 T
1,5AT
{grados}
Referencia (3)
P = 45 vatios
AT = 120° C - 20° C = 100° C
reemplazando en la formula:
S =
'•
= 450 cm ; se utilizo un disipador del Laboratorio
o
de Diseño de S - 600 era , de un espesor -. 4mm.
47
La base del Darlington descrito va ínterconectada a la salida del amplificador-comparador, como también al selector
sobrevoltajes, bloque
de
(5).
SELECTOR DE SOBREVOLTAJES.-
Tiene la función de limitar sobrevoltajes en 4 rangos:IV,
5V,
10 V, 15V, con lo que se evitará sobrecargas y servirá de pr^
teccion para circuito abierto por tiempo indefinido.
Su funcionamiento se basa en el aprovechamiento de las regio^
nes de corte y saturación de un transistor, el mismo que pe_r
manecerá cortado mientras la muestra de voltaje Vs de salida
no sea mayor al voltaje de referencia que se desea limitar ;
para el presente caso se toma una muestra del voltaje de salida Vs por medio de un simple divisor de tensión, para ello
se considera que por el divisor de tensión (un potenciómetro)
circulará
una corriente IQ « IL mínima, con lo que no afecta
al funcionamiento del circuito, se escoge entonces IQ = 1,5 mA
y con Vs = 15 voltios DC , se calcula el valor del potencióme^
Vs
15V
tro Prj ~ —= -—-—- = 10 KÍ2
el transistor que se
escoge
x
IQ
l,5mA
*
&
es Tg 40408 con 3 - 100,
(cuyas características se adjuntan
en el apéndice V) como voltaje de referencia fijo se usa
el
zener 1N4731A con V^ = 4,1 voltios, con ello el transistore¿
cogido conducirá solamente cuando su base sea 0,6 V más posjL^
tiva que su emisor, el selector descrito
fig.
se ilustra
en
la
2.20
a) Para limitar el voltaje Vs en 15 voltios, se calcula el va_
lor del potenciómetro PQI
V K = Vz + 0,6 = 4,7 V, es el voltaje zener, más 0,6 V
la juntura
p
P Q1
base-emisor, por divisor de tensión
._ 4_..7V x 10 Kfl „., . - ..0
iJ^j- 3'1 M
de
48
'IL
•
!••
•'—
"
••"•*
'•*
—-•—""—
ImA
it
<
40408
Fig. 2.20
L^^i
Vk
_
> RL
SELECTOR DE SOBREVOLTAJES
b) Para limitar el voltaje Vs = 10 voltios
PQ2 = 4,7 Kfí
= PQl + 1,6 Kft
c) Para limitar el voltaje Vs = 5 voltios
P Q3 = 9,4 M = PQI + 6,3 M
Para lograr el funcionamiento más adecuado de este limitador
se coloca como fija una resistencia de 3,1 Kfi , con lo que se
asegura siempre la limitación de Vs = 15 voltios, para el res_
to de valores
usaremos un potenciómetro de - 7 Kíí , -T- WATT.
d) Para limitar el voltaje Vs = 1 voltio, se usa un
swicht
mecánico de 2 posiciones, tomando como r ef er ene ia los 0,6 V
de la juntura base-emisor y una nueva referencia del
sor de tensión Pq4
Q4
10
= 6 KÍJ,
WATT
49
Vin
Fig. 2.21. DIAGRAMA COMPLETO DE LA FUENTE REGULADA DE CORRIENTE
50
REGULACIÓN DE LA FUENTE DE CORRIENTE
Para el presente diagrama no se toma en cuenta el limitador
de voltaje, puesto que este actúa cuando la corriente deja
de ser constante, el diagrama se ilustra en la fig. 2.22
V=Rx.l2
IL
I selec.
Tn
— ^ VRM
Fig. 2.22 REGULACIÓN DE LA FUENTE DE CORRIENTE
Tri = transductor 1 (resistencia Rx = 1
Tr2 = transductor 2 (resistencia RM = 0,
GX& = ganancia del elemento de paso - 1
Vin = voltaje de entrada.
Vd
= diferencia de voltaje a la entrada del amplificador operac ional.
Va
= voltaje de saturación del operacional
51
CALCULO DE LA IMPEDANCIA DE SALIDA
Utilizando la ecuación (1.1)
a
_
AVo
p
A TT AVín
~~
a
____
^ mirando el circuito ,de la fig.
AIL
2.21.
a = 10
Cuando el circuito esta en funcionamiento la impedancia que
se mira en la salida será 10 Kfi // resistencia de carga.
La atenuación del rizado p, esta dado por la relación
P =
!+CtGiG2
62» -es muy grande, con lo que p tiende a O
PRUEBAS.-
Considerando el circuito de la fig. 2.21, en
el
que consta el circuito completo de la fuente regulada de corriente, donde IL = 2A, Vs = 15 voltios, y utilizando un amperímetro, osciloscopío y un avometro se realizaron algunas mediciones, con lo cual se probo el circuito
completo, incluyendo el limitador de voltaje de 1, 5, 10, y
15 voltios, a continuación ilustramos algunos ejemplos
con
sus respectivas figuras.
Ejemplo 1.-
Se fija la corriente 1^ en un cierto valor, co_
mo también se limita el voltaje de salida Vs-15 V
luego se va variando la resistencia de carga, hasta cuando actúa el limitador de voltaje, presentamos a continuación en el cuadro
No. l i a s lecturas
realizadas:
52
CUADRO No. 1
CORRIENTE FIJADA LIMITADOR DE VOL^
1^
(amperios)
TAJE Vs (Voltios)
14,97
14,97
14,95
2
1,6
0,4
RESISTENCIA
RL (omhios)
7,48
9,34
37,3
En la fig. 2.23 se ilustra el comportamiento de la fuente de
corriente, para ello se toma de referencia IL = 2 Amp,
Vs = 15 voltios.
Vs/V
r LIMITADOR DE VOLTAJE
14.95
IL/A
Fig.
Ejemplo 2.-
2.23
Vs = 15 V O L T I O S Vs
IL =
2 AMP.
Se repiten algunas mediciones fijando la corrien
te 1^, y limitando el voltaje Vs - 10 voltios,
los valores se presentan en el cuadro No. 2
53
CUADRO No. 2
CORRIENTE FIJADA LIMITADOR DE VOL^
TAJE Vs (voltios)
IL (amperios)
RESISTENCIA
RL (omhios)
4,98
9,95
19,81
9,96
9,95
9,90
2
1
0,5
En la fig. 2.24 se ilustra el comportamiento de la fuente de
corriente, se toma de referencia IL - 0,5 amp. Vs = 10 voltios .
Vs/ V
LIMITADOR DE VOLTAJE
IL/A
0.1
0.2
0.3
0.4
0.5
Fig. 2.24 Vs = 10 VOLTIOS Vs IL = 0,5 ÁMP .
Ej emplo 3 . -
Como en los casos anteriores se repiten algunas
mediciones fijando la corriente 1^ y limitando
el voltaje Vs = 5 voltios, los valores se presentan en el
dro No. 3.
54
CUADRO No. 3
CORRIENTE FIJADA LIMITADOR DE VOL.
TAJE Vs (voltios)
IL (amperios)
1
4,99
0,6
5
0,2
5
RESISTENCIA
RL (omhios)
4,99
8,33
25
En la fig. 2.25, se ilustra el comportamiento de la
fuente
de corriente, tomándose de referencia IL = 0.2 amperios,
Vs = 5 voltios.
Vs/V
/LIMITADOR DE VOLTAJE
0.1
Fig. 2.25 Vs - 5 VOLTIOS Vs
0.2
IL - 0,2 AMP.
Ejemplo 4.-. Se realizan algunas mediciones fijando la corriente IL, y limitando el voltaje Vs = 1 voltio, los valores se
presentan en el cuadro No. 4
55
CUADRO No. 4
CORRIENTE FIJADA LIMITADOR DE VOT.
TAJE Vs (voltios;
IL (mA)
0,98
0,95
0,97
700
100
49
RESISTENCIA
RL (omhios)
1,4
9,5
19,8
En la fig. 2.26 se ilustra el comportamiento de la fuente de
corriente, se toma de referencia IL = 49 mA, Vs = 1 voltio
? LIMITADOR DE VOLTAJE
iL/mA
Fig.
2.26
Vs = 1 V O L T I O Vs
I L = 49 mA
56
En todos los ejemplos presentados se realizaron las pruebas
de circuito abierto para cualquier tiempo t,
comprobándose
que el limitador de voltaje respondió a las especificaciones
requeridas .
De los ejemplos realizados, se puede comparar el
comporta-
miento con la fuente ideal de corriente (apéndice III), notándose que cuando actúa el limitador de voltaje, se
forma
un pequeño codo entre V s e IL.
El % de rizado que se midió
fue 0.1, considerando I;L=2
am
perios, V s = 15 voltios.
2.3. MEDIDOR DE SEÑALES
Para el diseño, se considera un convertidor de tensión a c^
rriente, se usa para ello el amplificador operacional Lm 1458
el análisis se realiza a continuación
y el circuito se
tra en la Fig. 2.27.
Fig. 2.27. CONVERTIDOR DE TENSIÓN A CORRIENTE
57
Tomando en cuenta las condiciones de un amplificador operacional ideal, estas son: A = <», Zin = ™ ,
se tiene
que Ic = O, y con ello I¿ - lg, VQ = (V^ - VB) - A para que
VQ = O, V A = VB (tierra virtual).
V
RR
= VB j reemplazando en la expresión anterior se tiene que
^
-n
-nR R > aquí se observa que IT> es solo función de
puesto que VL es constante, para el diseño del medidor de
nales De, se tienen los siguientes datos:
IB =
V
= 0,5
v o l t i o s , se
c a l c u l a RR =
= 5KÍ2
Para calibrar fondo escala del medidor M, se usa además de
R R ; un potenciómetro P = líC^, como se requiere el medidor en
varios rangos, se usa para ello el divisor de tensión mostra.
do en la fig. 2.28
26V
10V
RF
5V
RE
0.5 V
RD
Re
Fig. 2.28 DIVISOR DE TENSIÓN
Para el cálculo de los valores de reistencías se asume
Re « 220 M, 1/2 WATT y se aplica el divisor de tensión
58
0.5 V
220 KO
RE
5V
R+220
Watt
2,2 Mft, 1/2 Watt, RF - 6,6 MB, 1/2 Watt
2.4. AMPLIFICADOR De DE GANANCIA VARIABLE Y ELEVADOR
DE
RRIENTE
SWITCH
-O
ENTRADA
INVERSOR
AMPLIFICADOR
El diseño del amplificador De de ganancia variable,
se
basa
en la utilización de un amplificador operacional pA 751 ,
el
mismo que permite obtener las diferentes ganancias, utilizando parámetros externos , en este caso se puede diseñar el m^jl
ció na do amplificador en base a resistencias; como se requiere
obtener la misma fase de la señal de entrada a la salida, se
utiliza primero un amplificador- inversor de ganancia 1
para
acoplar a la entrada del amplificador De de ganancia variable.
También se requiere de un elevador de corriente, para el disji
no, para ello se usan los transistores T Í O , Tía trabaj ando en
59
clase AB, y para eliminar la distorsión de cruce producidapor
la no linealidad de los transistores, se utiliza las resis ten.
cias R i 9 j &2 o » tratando que la polarización sea cerca de clase B, el circuito a utilizarse se ilustra en la fig. 2.29
1
+15
J
<
Fig. 2.29 AMPLIFICADOR De Y ELEVADOR DE CORRIENTE
60
Cálculos de las resistencias:
„
•*
i el-, inversor
«. •
Considerando
se tiene
que Gn =
Vo' (2.2.1) ,r para
VIN
el diseño se requiere que esta etapa sea de ganancia 1, enTTTX1
1
tonces 1 = R i l / R i O s tomando en cuenta que la ímpedancia
de
salida del elevador de corriente es baja, se asume R I O alta ,
se escoge R 1 0 = R j x = 100 Kfi , 1/2 watt.
Para calcular las diferentes ganancias se usa la
expresión
(2.2.1), haciendo referencia a la fig. 2.29
Para : G = 1
_V°-=
Vof
Ría
= ls se escoge R l 8 = R l 2 = 100 M?
1/2 watt
Kie
G = 5
V o **
tT
vo
"R i 9
, - ~- = 5
Ríe
, de donde R 1 3 = 500 KÍ2, 1/2 WATT
G = 10, R 1 4 - 1 Míí, 1/2 WATT
G = 50, R! 5 = 5 MSÍ, 1/2 WATT
G - 100, R 1 6 = 10 MU, 1/2 WATT
G = 500, R 1 7 = 50 Míí, 1/2 WATT
Considerando el voltaje de polarización = 15 voltios, las caídas de 0,6 voltios en el diodo, en la juntura base-emisor del
transistor T i l y 0,6venla resistencia
R2iy teniendo en cuen.
ta la corriente de polarización Ii9= 16 mA , se calcula
*
Ki9
-
—
15V - 0,6V
-7 0,6V - 0,6V
-. ,
_L b
mA
~
<$¿D\L9
R í a = 750Í^, 1/2 WATT, valor comercial,
Por divisor de tensión se calcula R2o
R 2 o = 68Í2, 1/2 WATT , valor comercial
1/?
LI ¿
R19
61
Considerando una Ig
baja, y los 0,6 voltios = Vg-p
se cal-
cula R2 1
R2i - 0,6 ti la resistencia de carga se asume R22=300 ti
Además se usan 2 diodos para protección de los transistores.
El diagrama completo incluido el medidor de señales se ilustra en la fig. 2.30
62
3
25V
rvAA
6,6
10V
2,2 M Jl.
c
; 2,30. DIAGRAMA COMPLETO
63
2.4.1 PRUEBAS:
Para realizar las pruebas del tercer modulo, lo
hicimos
en
dos partes:
PRIMERA PARTE:
Mediciones utilizando el amplificador De de ganancia
varia-
ble y el medidor de señales en forma conjunta, es decir poniendo una señal De a la entrada del amplificador De y luego
tomando la lectura en el medidor de señales, lo cual ilustrji
mos en el cuadro No. 5
CUADRO No. 5
SEÑAL DE
ENTRADA
V
0,1
GANANCIA
G
ERROR
RELATIVO %
1
0.1
0
5
0.5
0
10
1,01
50
4,99
0,99
0,20
100
0,5
SEÑAL DE
SALIDA
V
10
0
1
0,5
0
5
2,5
0
10
5,1
1,96
Como se puede observar el error relativo es < 2% con lo que
estamos dentro del límite de tolerancia que es hasta de un
64
5 % , y no se podía esperar en todos los errores relativos ca_l
culados O % , porque las resistencias usadas para el diseño tie_
nen una tolerancia del 1%.
SEGUNDA PARTE:
Para comprobar el error que se puede tener en la lectura del
medidor de señales, y utilizando el amplificador D.C con ganancia G = 1, se puso señales D.C a la entrada del amplific^
dor D.C y luego se fueron variando las amplitudes, tal
que
cubra todos los rangos de medida que pueden ser utilizados,
se hicieron pruebas para las escalas de 0.5V, 5V, 10V y
25V
que ilustramos a continuación en los cuadros No. 6 , No.7,No.8
No. 9 respectivamente.
- ESCALA 0.5V
CUADRO No. 6
SEÑAL DE
ENTRADA
V
GANANCIA
G
M E D I D O R DE
SEÑALES
V
ERROR
RELATIVO %
0,5
1
0,5
0
0,4
1
0,4
0
0,3
1
0,298
0,67
0,2
1
0,202
0,99
0,1
1
0,103
2.91
65
- ESCALA 5V
CUADRO No. 7
SEÑAL DE
ENTRADA
V
GANANCIA
G
MEDIDOR
DE SEÑALES
V
ERROR
RELATIVO %
1
1
0,99
1,01
2
1
1,98
1,01
3
1
2,98
0,67
4
1
3,99
0,25
5
1
4,99
0,20
- ESCALA 10V
CUADRO No. 8
SEÑAL DE
ENTRADA
V
r
GANANCIA
G
MEDIDOR
DE SEÑALES
V
ERROR
RELATIVO %
1
1
1
0
2
1
2
0
3
1
3
0
4
1
4
0
5
1
4,99
0,20
0,6
10
5,99
0,17
0,7
10
6,99
0,14
0,8
10
7,99
0,13
0,9
10
9
0
66
- ESCALA 25 V
CUADRO No. 9
SEÑAL DE
ENTRADA
V
0,5
0,10
0,15
GANANCIA
G
5
MEDIDOR DE
SEÑALES
V
2,5
ERROR
RELATIVO %
0
100
10
0
100
15
0
En todos los cuadros mostrados vemos que los errores en lectura son menores que el 5%, tomando en cuenta que para estas
mediciones se utilizo el osciloscopio para comprobación
exactitud.
y
67
2.5 ALIMENTACIÓN DE LOS CIRCUITOS
DISEÑOS DE:
- F u e n t e Periférica
- Transformador
-Rectificadores
- Filtros
FUENTE PERIFÉRICA.- Considerando la necesidad de
poder
di_
señar fuentes de + 15 voltios De, aprovechando la salida de + 15 VQQ se puede obtener la salida
de
+ 10 voltios De que se requiere para el primer modulo, pero no
es necesario realizar un diseño sofisticado, pero si que cumpla con los requisitos mencionados.
Para el presente diseño se aprovecha la introducción
que se realizo en el capítulo I respecto a fuentes
teórica
reguladas
de voltaje, como también el desarrpllo y análisis de la misma
en el capítulo II, por tanto, se tomará como referencia el diji
grama de bloques mostrado en la fig. 1.5.
El circuito a utilizarse
se ilustra en la fig. 2.31 y la des-
cripción y análisis del mismo se lo hace a continuación:
Las características que debe cumplir son: tensión máxima
de
salida V Out = 15 voltios, corriente de salida I O ut " ^ amperio; para escoger el voltaje de entrada Vin se considera: vo^
taje de salida V out más un mínimo de 3 voltios que cae
entre
emisor -colector del transistor de control, con ello se asegura poder controlar corriente de colector con corriente de bji
se, se escoge entonces Vin = 23 voltios.
68
R26
VOUT
Fig. 2.31. CIRCUITO DE LA FUENTE + 15 V DC
El funcionamiento del circuito se basa en comparar una muestra del voltaje de salida Vout, con el voltaje zener de refe
rencia, y su diferencia amplificarla a través del transistor
Tj3 40408, que hace las veces de comparador-amplificador, es
te voltaje ya amplificado esta interconectado al
transistor
T í a 2N1721 que hace las veces de
te controlar el circuito.
elemento de paso que
Para el presente circuito se usa como referencia el diodo ze_
zer 1N4735 con Vz »• 6.8 voltios, se escoge ese valor para ma
yor facilidad de cálculos, ya que se puede tomar la muestra
del voltaje de salida Vout, en el punto medio del divisor de
tensión, para el cálculo de las resistencias R25 y el poten_
ciometro ?3 se considera que circula una corriente Ix <<
se escoge entonces I-p = 12 mA y se calcula 2 R25 + P S -
69
15V
2 R 2 5 + P 3 = —r~—7 = 1,25 K$l, se
P3 = 550ft,
1/2
watt,
Para p o l a r i z a r el
la
e s c o g e el
potenciómetro
de d o n d e 2 R 2 5 = 7 0 0 , R 2 5 = 350Í2,
zener se usa la
1/2
watt
r e s i s t e n c i a R 2 3 ,y se calcu-
c o n s i d e r a n d o el v o l t a j e de e n t r a d a V i n , el v o l t a j e
zener
y
la corriente I z a -
R23
Vin-Vz
i2 3
=
2 3T^—Í
V-6.8V
lUmA
=
Para calcular la
, , K^fni ,
1,6
resistencia R 2 4 ,
1/0
1/2
watt
se considera la
c o r r i e n t e de
base del t r a n s i s t o r ! ^
£12 "
lout+lT
3i2
I g i 2 ~ 5,06mÁ,
del
=
lA+lOmA
200
también se considera
t r a n s i s t o r T í a - lOmÁ,
la
124 = I G i 3
+
c o r r i e n t e de colector
1512
I 2 i * - 15mA
u
R24
_
=
V i n - VT o u t - V B E
12 i»
/ Q -, ,o
=„ 49J.Ji¿
R2^ = 560£^, 1/2 watt , valor comercial , escogiendo este valor
existe un error del 10% con lo que el circuito no esta afectado.
La corriente de base I R
depende del 3 del transistor T í a
-r
leí 3
lOmA
. _c .
Ift
=
ñ^— =
JTTTT- = 0.05mA
P13
Pl3
¿.\J\J
Para calcular el área de disipación del transistor Ti2 se hace
uso de la referencia (3).
1.5AT U C
23.103u — - 153 cm 2 , se usa un disipador dado por el
S(cm 2 ) = —-—-—*
S(cm2) =
Laboratorio de diseño
o
170 cm , y de 1.5 mm de espesor.
Las características de los transistores TI 2, TI 3 , se adjuntan
del apéndice.
al
final
70
También se incluye al circuito protección, en el caso de que
existiera sobrecargas, y esto se lo consigue mediante
los
diodos Di, D i los mismos que no conducirán hasta cuando
la
diferencia de potencia a través de la resistencia Ras no s^
brepase la tensión de umbral directa Vrl, consiguiéndose de
esta manera limitar la corriente lout, hasta un valor
dado
Vrl+Vrl-VBEi2
f
,,
^
,
por la expresión lout =~
&£L-Í!
referencia (6) , de
K26
donde
R 2 6 = ___2_
= Q,6Í2,
1 watt
,
1 Amp
R26 = 0,6^, 2 watts valor comercial
El
diodo
DII
se coloca
con el fin de eliminar voltajes
reversos que podrían existir en la carga.
Finalmente se incluye a la salida del circuito el condensador Co como ayuda para bajar el rizado.
La fuente de + 15 voltios DC con los valores calculados
se
ilustra en la fig. 2.32
IOUT=1 A
•
>
0,6 _a
VOUT
"2N1721
DI
15mA
Di
lOmA
-V
5,06mA
660 -a
Vin
350.a
0,5mA
7JDH -h_L_ Co
10mA
40408
1,6
20mA
s
1N4735
Fig. 2.32 VALORES DE LA FUENTE DE + 15 V DC
71
REGULACIÓN.-
Como el circuito de la fuente periférica tiene
la misma configuración con la fuente
regulada
de voltaje analizada en el capítulo II, para calcular la impedancia de salida a y el factor de regulación p, se hace uso
de las siguientes expresiones
AVout = aAVin + a Alout.
AVout
_
referencia (2)
i
A Vin
1+otGi 3 G i 2
Como se analizo en el capítulo I, mientras mayor sea G i s G i a ,
mejor es la regulación, y la impedancía de salida se hace más
baj a, y también disminuye el rizado.
Gi2 = 1? por seguidor de emisor
Para calcular aGi 3 hacemos referencia a la fig. 2.32 en donde G I S es la ganancia del transistor T i 3 , y a la atenuación
debido al divisor de tensión:
ü
_
//
K 2 5 //
-n
e
+ f "R
//
7
¿TNT13
7 T XT m
^
_ R2H// (BT12+D (RT+KZS)
Z INTi3 =
i3
=
i3 -
~í—
IT
25mV
10mA
referencia
(4)
„ n
_
= 2.5Í2 , R E -O
1 3 ~ (2,5S7)(201) = 502 , 5fi, reemplazando los valores se
tiene:
a
550^/7 502,5^
" 550^+(550// 502,5^)
13
"
550U// (201) (15,6fl)
2,5^+12ti
G I S - 32,3 , entonces
a G i 3 - 10,7
- ,.
' JJ
72
Para la fuente de -15 VDc, sirve el mismo diseño de la fuente + 15 VD C , para ello es necesario cambiar los transistores
NPN por PNP, e invertir la polaridad de los diodos, como
se
indica en la fig. 2.32.
0,6
VOUT
r
VT14
2N1721
Di
KH
<
560 A
C 550J3
Vin
v
7D
—
-Co
4--T350 _TL
&
Vz =: 6,8V
1N4735
Fig. 2.32 CIRCUITO DE LA FUENTE DE -15V.DC
Para el diseño del transformador y filtros uso las curvas de
Langsford, Radiotron Páginas 235, 239, 1172, 1175, referencia (7) de la bibliografía.
CALCULO DEL TRANSFORMADOR
Tomando de referencia las curvas de la página 1173 se escoge
73
un mayor % EDC / E (relación voltaje rectificado
de
volta-
je pico ac en el secundario del transformador,) para un
me-
nor % RS/RL (resistencia referida al secundario, a resistencia de carga. )
a.- Cálculo de ER^SI para la fuente regulada de voltaje
Selecciono los siguientes valores:
Rq
WCRi = 20, %
%
E
|°
a
RL
= 1 y con esos valores determino:
= 93%
Calculo R s
RL =~T^L- = 7'8Í2
R s - 0,078^ - 0,08^
Calculo ERMs-j^ en el secundario 1
RMS1 -
- + 2(°'7) - 20,8 voltios
0,93 /T
b.- Cálculo de E^32 para la fuente regulada de corriente co_n
siderando el mismo criterio anterior, es decir:
WCRy = 20, %
Rq
PD
KL
= 1 y determino
% _MO_ = 93%
E
%
Calculo R s
RL = un
RS = 0,
Calculo
0,93 /T"
E RMS2 =
17,8 voltios
74
c. - Cálculo de Erms 3 para la fuente periférica
Haciendo consideraciones iguales a las anteriores es de-
cir con
WCRL = 20 , %
„,
Edc -=
RS
RL
-= 1, y determino :
93%
E,
Calculo Rs
RL =
Cálculo de Erms3 en el secundario 3
. EDC3 " 2 < ° > 7 V >
0,93/F
Erms — 16,27 voltios
Erms
Tomando en consideración los voltajes y corrientes necesarios
para los tres secundarios y usando las formulas de las
pági-
nas 235*, 238* de Longsford, Radiotron, se necesita el transformador con las siguientes características:
b
c
v=
x=
22 Vrms
b
v=
18 Vrms
£»
V = 110 Voltios
I = 1,8 A
N = 167
5
?
£
S^
C
5 , 2 Amp
N = 46 espiras
Amp
xNs = 261, 6espiras
V = 36 Vrms
1 , 6 Amp
xN°=
128 espiras
75
- RECTIFICADORES
La rectificación que se usa es de onda completa, como ayuda
para disminuir el rizado y para ello se usa A diodos de silicio; la configuración se muestra en la fig. 2.33 y es
la
misma para los 3 rectificadores de onda completa; para los
secundarios 1 y 2 se utilizan los diodos IN3208 y para el se^
cundario 3 los diodos 1N1222, las características de los dip_
dos se adjuntan al final del apéndice.
Fig. 2.33 CONFIGURACIÓN DEL RECTIFICADOR DE ONDA COMPLETA
FILTROS.El filtro que uso por su sencillez, es en base a condensadores y viene dado por:
C =
20
2
X TT X
f
X
Ri
76
Para el filtro referido al secundario 1
C = 6849 yF
Utilizo 2 condensadores:
C
C
= 5.700 pF/60V,
- 2000 yF/60V
De las curvas de la página 1176* determino el porcentaje de
rizado sobre el voltaje continuo de salida, para:
= 1
rizado
o
„
EDC
Y WCRL = 20, determino
„.
- y -
EDC = 0, 93/2" x 22V - 2(0, 7V)
EDC = 27,5 voltios
r
i =—2,2 1QQ
x 27,
Erizado
> . 5V
--Erizado = 0,605 voltios
Para el filtro referido al secundario 2 .
, _ 20 _
2xTixfxRL
C = 4.822 yF
Uso
C = 5.600 yF/60V
c
De las curvas de la pág. 1176*, determino
_ ,9 z
Av rizado
„
— z
EDC
= O, 93/2" x 18V-2(0,7V)
= 22,27 voltios
„ ,
2,2x22 .27V
Erizado = -2— Erizado = 6.48V
77
Para el f i l t r o r e f e r i d o al s e c u n d a r i o 3.
C -
20
2xrrxf xR-L
C = 2.653,9 pF
Uso C 4
= 2.500 yF/50V
De las curvas de la pág, 1176*, considerando
%
^S
= 1 y WCR L - 20, termino
«
rizado
„
= 0,93/Tx 18V-2(0,7V)
= 22,27 voltios
= 22 volt ios
„ -
,
2,2 x 22V
Erizado - —-
Erizado = 0,48 voltios
De acuerdo a los cálculos realizados, incluyendo transformador, rectificadores y filtros, las salidas de voltaje DC, pa.
ra las entradas de los módulos son los que se ilustran en la
Fig. 2.34.
78
1N3208
27,5V
S.OOOuF
GOV "
X
5.700 uF
60V
1N3208
110V
K
22,27V
¿^ ^f
' N .^jr/
i5-600"
"T GOV
1 NI 222
Fig
2.34.
Salidas de voltaje DC para las entradas a los diferentes módulos.
C A P I T U L O
I I I
79
3.1. RESULTADOS
OBTENIDOS
CONCLUSIONES, RECOMENDACIONES . El objetivo de la presente tesis fue presentar un prototipo
experimental, de lo que será el equipo conformado básicame^n
te de tres módulos a saber: Fuente de voltaje regulada
de
voltaje, fuente regulada de corriente, amplificador
DC
de
ganancia variable, incluido un medidor de señales.
De los tres módulos descritos se puede observar los result^_
dos obtenidos, en la parte de pruebas, capítulo II.
- De la fuente regulada de voltaje en un rango de O a 20
tíos DC, con una corriente de salida 1^ máxima de 4
rios, se pudo así comprobar exper iment alment e que la fueri
te respondió a las especificaciones requeridas.
- En la fuente regulada de voltaje, también se comprobó
e^c
per imentalment e el funcionamiento del limitador de corrier^
te.
- El valor mas grande del rizado que se midió fue menor que
el 0.1 % a plena carga.
- Se comprobó que la fuente regulada, cumple con el requerimiento de que se puede seleccionar cualquier voltaje entre
O a 20 voltios DC.
Con respecto a la fuente regulada de corriente en un rango de
O a 2 amperios, con Vs máximo = 15 VDC y los resultados que
obtuvimos fueron:
- Se comprobó que la fuente trabaja desde los 5 mA hasta
2
80
Amperios, no se consiguió desde O mÁ, porque los elementos
siempre tienen un rango de tolerancia, además para ello se
requeriría de un diseño más complejo y sofisticado.
- Se obtuvo los 15 voltios, como voltaje máximo en la salida.
- Se realizaron algunas lecturas y mediciones, que constan
en el capítulo II, parte de pruebas, con las que se realizaron varios gráficos, en los que se verifico su comporta_
miento, como fuente regulada de corriente.
- El limitador de voltajes en rangos fijos de IV, 5V, 10V y
15 V, se lo probo uno a uno, observando con la ayuda del oj^
ciloscopio, el funcionamiento completo del selector de vo_l_
tajes, cumpliendo así con uno dé los requisitos de las es_
pecificaciones requeridas.
- Se" realizaron pruebas de circuito abierto, en cualquier tiempo t y por intervalos de tiempo indefinido, asegurando
la no destrucción de la fuente de corriente, en casos de _e
rrores de operación 6 trabajando en situaciones extremas.
Con respecto al amplificador DC de ganancia variable y el m_e
didor de señales se obtuvieron los siguientes resultados:
- Como se puede ver en la parte pruebas, capítulo II, en las
mediciones realizadas se obtuvieron errores relativos meno^
res que el 3 %, con lo que estamos dentro de las especif^
caciones, para ello se fue variando la señal de entrada y
luego las diferentes ganancias, como son ganancias de 50,
100, 500 veces la señal, obteniéndose un pequeño error r^
lativo; además este amplificador DC de ganancia variable,
cuenta con una elevación de potencia, en caso de que las s^
nales una vez amplificadas, se requieran para otros usos ,
81
para esto la resistencia de carga mínima que se uso fue de
330 fí.
- Se probo que el diseño del medidor de señales se puede usar
para medir señales bajo cero y sobre cero, pero por limíta_
ciones en el mercado, no se pudo conseguir sino un medidor
para señales en un solo sentido.
Como conclusión debo decir que los resultados obtenidos
en
general fueron muy satisfactorios, puesto que los problemas
que se presentaron en las diversas etapas del desarrollo del
tema de tesis fueron superados uno a uno, tomando en considj^
ración las especificaciones requeridas para trabajar con el
panel.
- Para armar el panel de aplicaciones se aconseja en lo pos_i
ble conseguir un medidor de corriente directo DC para valo_
res bajo y sobre cero, con lo que se mejoraría la eficiencia del equipo.
- Se aconseja usar 2 disipadores de potencia, por separado :
es decir uno para el transmisor de potencia de la fuente regulada de corriente, y otro para la fuente regulada
de
voltaje, puesto que los colectores están a diferentes potenciales .
82
APÉNDICE I
EFECTOS DE LA REALIMENTACION SOBRE LA GANANCIA
Los circuitos de realimentacion tienen la configuración genje_
ral que se muestra en la figura 1.1
La señal esta indicada en los distintos puntos por el símbolo X. Puede verse del diagrama y de la definición de la furi
cion de transferencia, que existe la siguiente relación.
X3 =
X2 =
Fig. 1.1 DIAGRAMA DE BLOQUES DE UN AMPLIFICADOR CON REALIME^N
TACION NEGATIVA
Para obtener la función de transferencia se necesita
tener
%3 en función de X; combinando las ecuaciones anteriores
tiene:
'13
G23
1+G23G34
se
83
APÉNDICE II
CIRCUITO COMPARADOR Y CURVA DE TRANSFERENCIA
<0
En un comparador existen 2 entradas y una salida, en cada en.
trada se conectan 2 voltajes ei y 62 •
Cuando ei~e2 > 0 si la
señal de salida es mayor que cero eo > O entonces se defiere
el terminal de entrada ej como positivo.
Cuando ei-ez < 0 y eo < 0, entonces decimos que el terminal
entrada ei es negador, inversor 6 negativo.
de
Este tipo de com
portamiento se puede obtener gracias a un amplificador opera^
cional conectando a la entrada positiva (ei) y a la entrada
negativa (62)
84
APÉNDICE III
COMPORTAMIENTO IDEAL DE UNA FUENTE DE VOLTAJE
Vo
? CIRCUITO ABIERTO
CORTO CIRCUITO
Fig. III.1
„
.j
J TVsT máximo
^ • e
Considerando
- ,,. •
máximo
, se tiene
max
max
que vendría a constituir la resistencia de carga.
Tomando en cuenta el gráfico de la Fig. III.1 se observa que
cuando no existe carga se cumple, que R^ = °°, IL = O y Vo = Vs
es decir se tendría circuito abierto, y cuando se aplica
en
los terminales de salida una resistencia de carga RL>RC >
Vs
se mantendría constante, estaríamos en el punto A que, rep re^
senta un típico punto de operación de la fuente regulada de
voltaje; a medida que la corriente I, sigue incrementándose,
según el gráfico, estaríamos acercándonos al punto B, que se^
ría justamente cuando 1^ = valor de corriente seleccionado en
el limitador, en donde se cumple RQ = Rl, a partir del punto
B, la corriente de salida comienza a permanecer constante y
85
Vs tiende a disminuir, estaríamos en el punto C, es decir
Rl RQ, llegando finalmente al punto .D, donde IL = Is, Vs = O
punto de corto circuito.
86
APÉNDICE IV
CARACTERÍSTICAS DE LOS ELEMENTOS UTILIZADOS
00
10
<í
r-
Operational Amplifiers
.J
CU
10
LM1558/LM1458 dual Operational ampfifier
general description
The LM1558 and the LM1458 are general purpose
dual operaiional ampüfiers. The two amplifíers
share a common bias network and power supply
Icads. Otherwise, their operation ts completely
independent. Features include:
•
" • Low-power consumption
•
8-lead TO-5 and 8-lead mini DIP
« No latch up when mpji common mode range is
exceeded
No frequency compensation required
• Short-circuit protection
• Wide common-mode and differential voltage
ranges
The LM1458 is identical to the LM1558 excepí
that the LM1458 has us specificanons ouarantfced
over the temperatura range from O" C to 70" C
¡nstead of -55°C to *125X.
schematic and connection diagrams
Mal«t Can Packtge
OtdBf Numbor I.WM58H
Or
LM1S58H
Ofdei fJurnb». LI/1458N
S«« ['JCkiiga 20
2 102
absolute máximum ratings
Ul
Supply VoUaffr LM155S
LM1458
Power Diswwtion (Note 1) LM1558H/L.M1458H
LM1458N
a
Dilíerenlial lopot Voliage
°
Inpul Votuge (Note 21
- S?2V
S18V :
500 mW
400 mW
±3QV
±15V
ÜuUxjl Shoft-Circuil Durat'on
Opí-r-ating Tpmptraiure fian^ LM1S68
co
Indfft.mtf
-55° C lo 12$°C
LM14&8
O'C to 70'~C
Siorage Temperature Rjnge
-65'C to 150°C
Lead Tempcraiure (Soldennfl. 10 scc)
300°C
en
co
electrical characteristics (Note3)
PARÁMETER
InoutCMfset Voltage
Input Oflsel Curtent
Input Bias Current
LM1558
CONDITIONS
TYP
1.0
C. R s < lOkíí
MAX
TYP
•5.0
1.0
T A - 25°C
80
200
80
T A • 25' C
20O
500
200
Input R«istance
1.0
1.0
MS:
Stjpply Curreni Both
3.0
3.0
mA
Amplif.ers
Lar^e Signal Voltagc Gain
T A -25°C. V S - H 5 V
ISO
160
6.0
Inpol Offset Voltage
7.5
500
Input Ofltet Curren!
300
1.5
Input Bias Curren!
Ltrje Signal Voltage Gain
v s -;i5V.v O U T 'iiov
Outpul Vottage Swing
V 5 - 115V, R L • JOkíí
V/mV
mV
rtA
0.8
RL>2kSÍ
R L • 2 kI3
112
110
±14
-13
-12
Input Voltage Range
Cotnmon Mode .
Rejcction Ratio I
Soppty Voltage
Rejection Raüo
70
(
Non 1: TW mjmniuhi iimction iím¡j*'itur» oi it-.í LM15«3 n ISO C. w*»>
•m6<*n( tx <5'C/Vv. junttion lo C*M. For inc DIF it\ üevic* nuil ae Oti
Hatt 3: FOT lupply voti*Qei leo ttmo 11£V. Wm *btolutt m*vimum inoui vo
Woi» 3: Th«*f ip*cilic*tioni »pO*v lor Ve - 115V ltfid,-S5 C < TA < 1 25"
tr. ill «xeif IE»HWW •<* limnwj lo D C < T A < 70*C «nd v'¿ • 11SV.
» tau»l 1O IH* lupply v
2-183
rm
fríün
L mEftR
f*iTrf*r3*i'í'™ft oir>o't!v
EK¡EC"¿llLy umCUlí
PIN COrJFIGURA" iOÍ ir, (TOP VIEW)
is a hígh performance operational ampltfier with
high opcn loop gain, interna! compcnsation, hiyh cornmon
mode rango and exceptional temperature síabrlity. The
¿iA741 is shcrt-circuít protected and allows for nulling of
offsetvoltage.
•
•
»
t
•
t
A PACKAGE
C
••C
ABSOLUTu MÁXIMUM RATINGS
Supply Voltage
Internal Po\ver
Oissipation {f L ..e 1) ,
Differential ín^.-jV Vottage
Input Volíage (Note 2}
Voltage betv.'cen Offse;
Nuil and V~
'
-E
i"
NC
NC
_
3
Offy:t Nuil
-J'J
c
INTERNA- hrfEQUENCYCOMPENSATION
SHORT CIRCUIT PROTECTION
OFFSET VQLTAGE NULL CAPABIIJTY
EXCELLtNT TEMPERATURE STAE1LITY
HIGHINPUT VQLTAGE RANGE
NO LATCH-UP
D«
—i w
_J
/>—i
Hit
•c _J~^ L H"
•c
D«
c
'
±18V
±22V
500mW
±30V
±15V
500mW
±30V
±15V
±0.5V
±0.5V
U »
4. Inv. Input
E. Non-tnv. Input
6_
V~
NC
7e. NC
9~
10.
Oíft*t Nuil
Output
11-
V*
12. NC
13, NC
14. NC
ORDüR P A R T NO. /'A741CA
T PACKAGE
Operating Tem,.- -ratu. í
Range
0°C to +70*0
Storage Temp' .-dturp
Range
-65°Cto +150°C
Lead Tcmpí -í;^?
(Solder, 60 suci
Output Shor* Circuit
Duration (Nctr. 3)
300 C
Indefinite
-55°C to
OROER PART NO5.
-65°C to -t-150°C
300 C
Indefinite
1. Ratlng ifjft ni for casa temporaturos to 125°C; derete llnoarly at
6.8mW/ ¿ *nr ambieot fumperKUJí-íis Bbov(t +75 C.
2. For supp •• voiTaces le« thsn +1 GV, ttie abioluta máximum input
vnltr-, .• ¡- c"n!¡'.! to the s<juulv voltac.e.
.*. '-^•••71 .-::\ Jit rr, iy 6o lo grourid or akhor suppty. natmg uppiiio. to
+ 125°C , :¿í í^Tiparaturo or -»-7D0C arnbitnt temparature.
;r CIRCUIT
OFrSET NULL
©
125°C
.
,.
2.
3.
.í;
Oífsct Nuil
Invertlnr; Input
Non- 1 n vf!' ;ing Inout
V~
Offset Nuil
6. Output
7. V+
8. NC
¿ÍA741 T/íi"\741CT
V PACKAGE
•E
ZJ'
_,
~JT
>i: "L-íx.
>c t^^s>—U3•c
>
1. Ofísct Nuil
2- trw. Input
3. Non-tnv. Input
V"
t:
7:
Offset Nuil
Output
8. NC
SIGNETICS GENERAL PURPOSE OPERATIONAL AMPLIFIER « ¿iA741
ELECTÍÜCAL GHABACTEmSTICS
PÁRAMETE!!
(Vs -~- ± I5V, TA * 26°Cunlessothefwse S pnc¡fied)
TYP.
M1N.
|
MAX.
UNITS
TESTCONOIT1ONS
p^741C
nput O f f s e t Vollage
nput O f f s e t Current
nput lilas Current
nput Resistance
nput Capacítanca
Offset Volljfjü Adjiístment Rango
tnput Voltíige Ranga
Common Mode Rejecrion Ratio
Supply Voltee Rejection Ratio
LargU-Signal Voltaye Gain
Output Voltage Swing
0.3
±12
70
i
20,000
±1?
±10
Ouíput Resistance
Output Short-Circuit Current
Supply Current
Power Consumption
Transíent Response (unity gain)
RisiJtirne
Üverihoot
Slow Rate
The fotlowing specifications apply
for 0°C^ T A < +70" C
Input Oífsüt Voltaps
Input Offset Currení
Input Dios Current
Large-Síijnal Voltage Gaín
Output Vottage Swing
2.0
20
80
2.0
1.4
±15
±13
90
to
G.O
2CO
500
150
200,000
±14
±13
75
25
i.4
50
¿-3
85
"~^
mV
nA
nA
Mil
pF
mV
V
dB
¿iV/V
V
V
íí
mA
¡nA
mW
R 3 ^ lOkn
-'
--
.
R 3 -í. lOkíi
R á < 10ki"í
R L .^ 2 k í l . V 0 ü t - ± 1 0 V
R L ^ iciííí
R L í- 2kii
V¡n = 20mV, R L = 2kíl, CL < 100pF
ps
%
V/íis
0.3
t-,0
0.5
7.5
300
800
. 15,000
±10"
±13
R L > 2klí
mV
nA
nA
V
R L >2kíl, V01J, = ±10V
RL>2kíí
.UA741
Input Offset Volíage
Input O f f s e t Current
Input B'.-*s Currcnt
Input Rejislünce
Input Capacitance
Offset Voítaga Acíjustment Range
Largr;-Sig¡-T,i| Voltoge Gain
Output Rcr-istancc
Output Short Circuit Current
Supply Curren!
Power Consumption
Transíenl Response [unity gain)
Ri sel! me
Overshoot
Slew Rate
The following specifications spply
for-5C J C -S T A <+125 u C
tnput Offset Voltage
Input Offset Currcnt
0.3
50,000
mV
nA
nA
MJÍ
R s < 10ka
pF
mV
RL>2kfi,Vout-±10V
2.8
85
Ií
mA
mA
mW
V¡n = 2CmV, R L = 2kn, CL < 100pF
1.0
7.0
20
0.03
0.3
±13
90
10
±12
70.
25,OC^
±12
±10
Supply Currcnt
Power Consumption
•
G-132
5.0
200
500
0.3
5.0
0.5
Input Bias Currcnt
Input Voltago Range
Conimon Modc Flejettion Ratio
Snpply Volisjc Refection Ratio
Large-Siijnnl Voltage Gain
Output Voltage Swing
1.0
10
80
2.0
1.4
±15
200,000
75
25
1.4
50
±14
±13
1.5
2.0
45
45
Í*S
% '. V/ps
6.0
200
500
. 0.5
1.5
150
mV
nA
nA
PA
M
V
d8
MV/V
2.5
3.3
75
100
V
V
mA
mA
mW
mW
BL > 2kíl
R s < 10kíi
TA = +125'C
TA--BS*C
- T A - +125 C
TA--_55*C
R s < lOkr.
R s < lOkíl
R u >2kn.v ullt -±iov
R L > iokíi
R L > 2kli
T A = +125' J C
T A = -55^C
TA-+125 C
TA - -55"C
SIGNETICS GENERAL PURPOSF. OPERATÍONAL AMPLIFIER B
TYPICAL CHARACTFRtSTIC CURVES
INPUT COMMON MODE
VOLTAGE RANGE AS
A FUNCTIÜN OF SUPPLY VOLTAGE
OUTPUT VOLTAGE SWJNG
ASAFUWCTIONOF
SUPPLY VOLTAGE
PCWKR CQNSUfiAPTlQN
AS A rUNCTION Or
SUi'PLY VOLTAC£
LY VOLTAGE tV
INPUT RESISTANCE
ASA FUNCTION OF
AMBIENT TEf/.PERATUilE
INPUT BIASCU3RENT
ASAFUNCTtONOlAMBIENT
^ÜT OFFfíET CUnRH
AS A FUNCTION OF
SUPPLY VGLTAGE
"
1
t
100
f^V VOLT AGE IV
ir;r J'-:
^UTPUT VOLTAGE
AS A FUNCTION OF
LOAD RFPISTAWCE
POWER CQNSUMPTEO*'
AS A FUNCTION OH
AMBIENT TEMPERATURE
AS A r-uucnoN OF
AMBIENl TEWERATURE
140
Vs . 1 KV
Vj-
30
J
> »
-1
10
1
- -«=::X—
1—
~
h
1
10 i
-
1
i *°
—
5
3
U
tC
R
z
í
E
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a
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k——
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I **
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—
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—
K
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30
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TtMPtfIAlUAE 'C
tOJ
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70
—
—
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TtMítHATUftt 'C
—
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1*0
t »
y _..
10
0.1
0.1
1
—
.
~
O.S
1U
7D
LOfcO frf íiiTA'ICf - MI
.
"i
fc.D
t
RCA Transistor Manual
228
CHARACTERISTICS (At case temperatura — 25°C)
Emitter-to-Base Breakdown Voltage (Is = 1 niA
Ic
=
0)
ViBR)CBO
Collector-to-Emitter Sustaining Voltage:
Ic = 100 mA. Rus — 100 Q
le — 100 mA. IB = O
Collector-to-Emilíer SaturaÜon Voítage (Ic = 500 mA,
IB = 50 mA)
Base-to-Emitter Voltage (Ves = 4 V, Ic = 500 mA) ....
Collector-Cutoff Current (Ves = 90 V. VBB — —1.5 V)
Emitter-Cutoíí Current (Ves — 7 V, Ic = 0)
SUtic Forward-Current Transfer Ratio
(Ves ~ 4 V, Ic = 500 mA)
VCBR(SUS)
VCKO(SUS)
VcE(sat)
VUE
ICET
IEBO
V
V
1 max
V
V
mA
mA
1.7 max
1 max
1 max
HFB
Thermal Resistance. Juncüon-to-Case .........—
60 min
55 min
25 to 100
6 max
GJ-C
•c/w
TYPICAL COLLECTOR CHARACTERISTICS
TYPICAL TRANSFER CHARACTERIST1CS
TYPE EN3054
COLLECTOR-TO-EMITTEH VOLTS lVflp)'4
_KX>
O5
1-0
T5
25
10
Z.3
2N3055
20
30
10
50
60
70
COLLECTOR-TO-EMITTER VOLTS (Vc E )
BASE-TO-EMITTER VOLTS (VB£)
»2CÍ-«303TL
«ÍCS-I23OST
POWER TRANSISTOR
Si n-p-n diffuscd-junction type used in power-switching círcuits, series- and
shunt-regulator driver and output stages, and high-fidelity ampliñers in
commercial and industrial equipment. JEDEC TO-3, Outline No.2. Termináis: 1 (B) - base, 2 (E) - emitter, Mounting Flange - collector and case.
MÁXIMUM RATINGS
CoIlector-to-Base Voltage
~..~.
Collector-to-Emitter Voítage:
VBB = -1-5 V
RBB s= 100 O
Base open (sustainlng voltage)
Emitter-to-Base Voltage
Collector Currcnt
Base Current
Transistor Dissipation;
Te un lo 25°C
te. above 25°C
Temperature líange:
Operating (Te) and Storage (TETO)
Pin-Soldering Temperature (10 s max)
.Veno
100
V
VCET
VCBR
VCKO(SUS)
VEBO
Ic
IB
100
70
60
7
15
7
V
V
V
V
A
A
PT
PT
Tp
H5
W
See curve page 112
—65 to 200
235
*C
"C
CHARACTERISTICS {At cace temperatura = 25°C)
Emitter-to-Base Breakdown Voltage (lis = 5 mA.
Ic = O)
Collector-to-Emitter Sustaining Voltage:
Ic = 200 mA, RUB = 100 n
Ic = 200 mA, In — O
ColIector-to-Emitter Saturation Voltage (Ic = 4 A,
IB = 400 mA)
Base-to-Emiller Voltage (Ven =: 4 V. le, = 4 A)
CoUcctor-Cutoft Current (Ven = 100 V. VBM = —1.5 V)
Emittcr-CutofC Current (Ven = 7 V, I(: — 0)
Statlc Forward-Current Transfer Ratio
(Ves = 4 V, Ic = 4 A)
Therniíil RcsisUnce. JuncUon-to-Case .............™.»....™
V»nn)icno
7 min
V
70 mm
60 min
V
V
Vcn(sat)
VBB
Ion*
I«n«
1.1 max
1.8 max
5 mox
5 max
V
V
mA
mA
hr»
OJ-G
Z0to70
1-5
'C/W
VCKHÍSUS)
VCEO(SUS)
229
Technical Data for RCA Transistors
TYPICAL COLLECTOR CHARACTE-IISTICS
_J
.
!io.o
•——
75
r40O
' '
0
00
BAS£ MILLIAMPERESU? 7[o$
i
V
O
i
¡
— 6 00
500
•"
5.0
TYPICAL TRANSFER CHARACTERlSTlCS
1YPE 2N3055
CASE TEMPERATURA (Tcl* 25"C
/
•^¿y
10 20 3O 40 50 60 70 60
COLLECTOR-TO-EMiTTER VOLTS (Vctl
»2CS-IJ30«T
0.5
1.0
1.5
2.0 2.5
3.0
BASE-TO-EHITTER VOLTS (Ve£>
2N3118
TRANS'STOR
Si n-p-n triple-diffus-?d planar typc for large-signal vhf class C and smallsignal vhf class A amplifier applications in industrial and military communications equipment. JEDEC TO-5, Outline No.3. Termináis: 1 - emitter,
2 - U? se, 3 - collcctor and case.
MÁXIMUM RATINGS
Collector-to-Emitter Voltage:
VI.B - -1.5 V
;
VCBV
as
Base opcn
VCEO
60
Emitter-to-Bnse Voltage
VEBO
4
Collector Curren*
Ic
ü.5
Transistor Díssipation:
TA up to 25"C
PT
Te up to 25°C
PT
TA or Tr above 25'C
PT
See curve
Tempera tu re liante:
Operating (Junction)
Tj(opr)
—65 to 200
Slor-ige
TSTG
—65 to 200
Lead-Soldering Temperature (10 s max)
Ti,
255
CHARACTERlSTlCS (At case temperatura = 25°C)
ColIector-lo-F,mitter Breakdown Voltage:
VHB = —1.5 V. le = 0.1 mA
VlBIDCPV
85 mín
I»! = 10 mA. I» = 0. li. = 3ÜO /rs. df ~ 1.8%
VutRtCEO (SU3)
60min
Emltter-to-Base Breakdown Vottng*: (Is — 0.1 mA,
I« = 0)
V<BK)ERO
4 rnin
Collectr r-Cutoff Current:
Ve» = 30 V, IB =: 0. TA = 25"C
0.1 max
Vrw — 30 V, IB r= 0. TA = 150-J
100 max
Small-Signal Short-Circuit Input ¡mpedance,
Real Part (Vt-n = 28 V, Ic ^ í.5 mA. í s= 50 Mc/s)
25 to 75
TYPtCAL LARGE-S1GNAL CLASS C RF
POWER--OUTPU7 CHAñACTERjSTIiCS__
E' •"
"•YpÉT^Íai, •»
V
V
V
A
w
w
•C
^C
*c
V
V
TYPICAL CLASS A RF POWER-OVTPUT
CHARACTERISTIC
^
TfPE 2 N 3 I I 8
COMMON-EMITTER CIRCUIT, BASE 1NPUT.
CUASS A SERVICE. 5OMe/»
COLLECTOR-TO-EWITTER VOLTS (Vc£)>• 28
COLLECTOR MILLIAMPERES (Ic)"25
CASE TEMPERATURE ( T c > « 2 3 ' C
COMMON-EMIT'.'EK C1RCI !T, t«SE ÍNPUT
CLASS C SERVICE,'50 Me/i
í.—-i
^**~-
y
E o^
/
—
-
RCA Transistor Manual
330
MÁXIMUM RATINGS
VCEO(SUS)
CoUector-to-Emitter Sustalnlng Voltage _..
Emltter-to-Base Vollage
_..
CoUcctor Curren!
„—..„
_
—
Bn&e Current
.
Transistor DlssipaÜon:
TA up lo 25'C
„
TA ebove 25*C
„
„_«_
Temperature Range:
Opcrating (Junctlon)
_
-50
VíBO
Ic
IB
—0.7
—0.2
V
V
A
A
PT
PT
Tj(opr)
See curve page U*
-65 to 200
*C
—SOmln
—0.8 max
V
V
ICEO
JCEO
IEBO
—1 max
—10 max
—1 max
"A
fiA
mA
hrtt
20 to 200
100
CHARACTER1ST1CS (At case temperature = 25"C)
Collector-to-Emitter Sustnlrdng Voltage
(Ic — —100 mA. IB = O)
Base-to-Emltter Vollape (Ic = —0.1 mA)
CoHector-Cutoft Current:
Ven — —40 V. IB - O, Te = 25°C
_.
VCE = —40 V, IB = 0. Te = 150°C
Emltter-CutoíT Current ( V K B = —4 V, Ic = 0)
Static Forv.-ard-Current Trarisfer Ratio
(Vce = —10 V, Ic — —0.1 mA)
.'
Gain-Bnndwidth Product (Ves = —í V, Ic = —50 mA>
Thermal Resistance, Junction-to-Case
Thermal ResJstance, Juiíction-to-Ambicnt
VCKO(SUS)
VBK
ÍT
OJ-G
G/-*
35 max
175 max
Mc/s
*C/W
*C/W
TRANSISTOR
Si n-p-n type used in predriver stages in af-amplifier applications in industrial nnd commercial equipment. This t'ype is recommended for use in a
Barlington circuit with a type such as the 40-108. JEDEC TO-5, Outline
No.3. Termináis: 1 - emitter,. 2 - base, 3 - collector and case. This type is
clectrically identical with type 40406 except for reversal of all polarity siglas.
For collector-characteristics and transfer-characteristics curves, refer to
type 40309.
TRANSISTOR
Si n-p-íi type used in predriver stapes in af-ampliñer applications in industrial and commercial equipment. This type is recommended for use in a
ParliiifTlon circuit with a type such as the 40407. JEDEC TO-5, Outline
No.3. Termináis: 1 - emitter, 2 - base, 3 - collector and case. For collectorcharacteristics and transfer-characteristics curves, refer to type 40309.
MÁXIMUM RATINGS
Collector~to-Ernitter Sustaining Voltage —
Emitter-to-Base Voltage
—
Collector Current
_
Base Current
Traiiistor Dissipation:
Ti un to 25'C
TJ, above 25'C
Temperature Ranee:
Opera ting (Junction)
„..
VC«O(EUS)
Viso
Ic
Is
PT
PT
90
- 4
0.7
0.2
V
V
A
A
See curve page 112
Tj-(opr)
CHARACTER1STICS (At case temperature = 25'C)
Collcctor-to-Emitter Sustnlning Voltage
(Ic — 100 mA. IB — 0)
_
CoIIector-to-Emitter Saturatíon Voltage
(Ic ~ 150 mA, IB =-. 15 mA) „
Base-to-Emitter Voltage (Ve» = 4 V, Ic = 10 mA) .._
Collector-CutoíT Current:
VCE = 80 V, IB — O, Te = 25'C
_
VCE = 80 V, IB = 0. Te = 150'C
Emitter-Cutoíl Current (Ven — 4 V, Ic = 0)
_
Static Forward-Currcnt Transfer Rallo
(Vce = 4 V. Ic ~ 10 mA)
Galn-Bandwidth Product (Ves = 4 V. Ic = 50 mA)
Thcrmal ResisUmce, Junction-to-Case
„
Thermal Hesistance. Junctlon-to-Ainbient
—«
Veso (sus)
VCB (sat)
VES
I CEO
I CEO
IEBO
ÍT
GJ-C
IX max
Irruuc
V
V
1 max
250 max
1 max
40to2íX)
100
35 max
175 max
Mc/s
"C/W
'C/W
(SILICON)
PNP SILICON ANNULAR
PNP SILICON
SWITCHING
TRANSISTOR
TRANSISTOR
. . . dcsigned for mcdium-current saturated switching and core drivor
appticatlons.
toff = 80ns(Max)
« Current-Gain- BandwifJth Product f T = 150 P.IHz (Min)
*
Low Collector-Emitler Saturaron VoUage —
v CE|sati = O.G Vdc (Max» © IQ = 500 mAdc
/
ff//fí
.
•MAXIM JM RATINGS
Raling
Colleciof-Emutef Vottag*
Collecior Base Voluce
Symhol
Valué
VCEO
40
V/CB
£0
Vdc
V^g
50
Vdc
Colleetor Curreni - Conurvjous
IQ
LO
Adc
loiit ÜCK..-C DíSSiiíai'onfe- T A - ¿g"U
rp
G^¿
r"W
5.0
mW/°C
Enuttír-Basc Voltage
-
Dcrate above 25°C
Total Dcv.ce D,ss. ustión ¿i Tc ' 25°C
PD
Dcfate abovc 2b°C
Oprr^in..- a^a Siorage Junciion
TJ-TíIg
0175
Unil
J~CTes
.
vdc
'- 5
Eeílioj y
0016
O'ÓÍÍ
0 M
*«
Walt
12
mW/°C
~síi to +150
°C
00<5
1 J
(Tosí —^ -j
7«nipcreiure Ran^e
1
"^ 1-
THERMAL CHARACTERISTICS
Symbol
Max
Urtit
Thcrmal Rcsutjnce. Junctiun !() Cjsc
Chirac le riHie
3 je
333
°C/W
Thermal Resistancc. Jurn.on lo Amb.cnt
J JA
-tW
°C/W
5«(NOM)— 1^
ftn 1. Emuitr
J. B)»
*liidic*tnt J E O E C R«gi»i»r«d D*t>
J Cofiíciw
004S
OJjSs
/~ÜOl3H-
'j 7 3 /
r-1 {
1
L
V/T y
SSK*-*^
C03Í
P
° 045
ÓMi
CASE; 29 (i)
TO 92
2-396
2WGOG7(cont¡nued)
*ELECTRICALCHARACTERISTICS IT A - 25
Ctiaracieriittc
OFF CHARACTERISTtCS
Col lector Emicicr Brcjkdov.n Volugu ®
BVCEQ
40
-
Vdc
BVCBO
50
~
Vdc
BV EBO
5.0
'CBO
-
&00
nAdc
'£60
~
100
nAdc
(lc • lOmAdc. IB = 0)
Collector-y.isc Brejkdovvn VoUage
(lc = 100 M Adc, IE • 0)
Em<tttfr-8¿sc Otc.jkdortín Voliage
OE • lo^Adc. ic = oí
Collector Cutülf CurrciH
Vdc
«Ves - 3 0 Vdc. IE -- 0)
Emitter Cutoff Current
(VEB
J
3.0 Vdc. ic = o)
OfM C H A H A C T t n i S T I C S
_
DC Current Ga-n ®
h FE
40
-
(lc • lOOm.Adc. VCE - 1-0 vdc>
5O
200
HC ' 5°° rnAdc, VCE = '-0 Vdc)
25
150
¡!¿ • ICO niAdi., ÍQ - lüm/vací
-
0.3
(le " 500 mAdc. 1B - 50 mAdc)
-
06
(IC - 10O mAdc, I B = 10 mAdc»
-
(IQ « 500 mAdc. IB = 50 mAdcJ
08
09
11
(lc - 10 mAdc, VCÉ = 1 0 Vdcí
VCEU.Í
CoUcclor-Emitier Saturaiion Voltsge ©
Baw-Emrtier Saitiration Volrage (j)
V0C
Vdc
V BE(WI)
OYNAMIC C H A R A C T E R t S T I C S
CurrorU-Gam-Bandwidtri Producí CD
.
*T
Collccior-Base Capocitance
*VCB *
r"
i
10 Vdc -
IE
=
°. *
-
"
ccb
-
16
pF
Ceb
-
80
PF
*on
-
40
ni
17
ns
= I0° kH? '
EmiUer-Baie Capacitance
(V EB
MU/
150
UC - 50 mAdc. V C E - 10 Vdc. f = 100 MHz)
* 0 5 Vdc. 1C = 0. f - 100 kHz)
SWITCHING C H A R A C I E R I S r i C S
Turn-On Time
Delay Time
(V cc = 4O Vijc, lc " 500 mAdc.
'd
IBI • 50 mAdc. V E B ( o f f j - 4.0 Vdc)
Rise Time
Turn-Off Time
Storogc Time
(V C c
= 40 Vdc -
'B1 * '02
= 50
'C
=
500 mAdc.
mAdcí
Fa» Tirr-e
V
-
28
ni
'off
-
80
ns
Ts
-
70
nj
'f
-
25
rii
Indicitei JEOEC Regiitered D.n».
©Pulí* T««: Pulw WidthS 3OO yi. Duty Cycl» < 2.OS.
(¿9 IY is dafined ** thc traquency at which hf B l exirapolj
FIGURE 1 - SWITCHING TIMES TEST CIRCUIT
*4.0
'I.Okíl
--neson.
tf < 2.0 ns
2-397
2NG067ícontínued)
TYPICAL TRANSÍ E N T C H A R A C T E R I S T I C S
FIGURE 3- R1SE TIME
FIGURE 2-DELAYTlME
—I—M=
20
30
50
ICO
200
3ÜQ
SüO
10
1UÜO
20
30
SO
10ü
20Q
300
5QU
1ÚCO
IC.COLLECTORCUnnENT(mA)
FIGURE 5 - STORAGE TIME
FIGURE 4 - STORAGE TIME
SO
100 '
40
2QQ
IBI.TURN ON BASE CUSRENT [mA
IC.CCUECTORCURRENT(mA)
FIGURE 6-
ID
?0
30
50
100
FIGURE 7 - CAPACITANCES
FALLTIME
2UQ
3i)Q
60
SGO
1000
0.1
IC.COLLECTOR CURREN! imAl
O*
06
1.0
3.0
50
10
V R . R E V É R S t V D L T A C E (VOLTS)
2-398
20
SO
100
TRANSISTOR
NIMJER
PM
OA
LT
2N1692
2N1693
2N1700
2H1701
2N1702
PG
PG
NS
NS
NS
TCU02
T0102
2N170S
2N1706
2N1707
2N1708
2N1708A
PG
PG
PG
NS
NS
TOS
TOS
TOS
2NV709
2N1710
2N1711
2N171U
2N1714
NS
NS
NS
NS
NS
2N1715
2N1716
2N1717
2N1713
2N1719
NS T05
NS TOS
NS TOS
NS X26
NS X26
L04
L04
L04
L59
L59
2N1720
2N1721
2N1724
2N1724A
2N1725
NS X26
NS X26
NS T061
NS T061
NS T051
LS9
L59
L46
L46
L46
2N1742
2N1751
2N17M
2N1755
2N17S5
PG TOS
PG T03
PG TOS
PG CBS
PG oes
LQ4
LOS
LQ4
03S
2N1756
2N1757
2N1758
2N1759
2N1760
PG OBS
PG JBS
PG OBS
PG OBS
PG OBS
2N1761
2N1752
2N1808
2N1689
2N1890
PG OBS
PG oss
NG TOS
NS TOS
NS TOS
2H18Q3
2N1905
2N1906
2N1907
2N1908
NS T05
PG T03
PG T03
PG T03
PG T03
2N1924
2N1925
2N1926
2M936
2N1927
PG
PG
PG
NS
NS
TOS
TOS
TOS
T063
T063
L04
L04
L04
L60
L60
2N19r&
2N1970
2N1972
2N19^Í
2N197*
NS TOS
PG T03S
NS TOS
NS TOS
NS TOS
L04
L13
L04
L04
1.04
100V
2N1975
2N1980
2N1981
2N1982
2N1983
NS
PG
PG
PG
NS
100V
T035
TOS
L04
L13
143
U3
L04
2N1984
2N1985
2N198G
2N1967
2N1988
NS
NS
NS
NS
NS
TOS
TOS
TOS
TOS
TOS
L04
L04
L04
L04
L04
2N1989
2N1990
2N1990R
2NJ.991
2N2008
NS
NS
NS
PS
NS
TOS
TOS
Toie
U04
L04
L01
L04
L04
100V
100V
1COV
2N2015
2N2016
2N2017
2N2042 •
2N2043
NS T036
NS T036
NS TOS
PG TOS
PG TOS
1.13
100V
130V
X
VC8
MAX
VCE
MAX
VEB
c
T
LEAD
INFO
MAX
MAX
J
MAX
L04
L04
104
25V
60V
3V
2V
6V
6V
6V
500MA
SOOMA
L05
25V
25V
60V
60V
60V
1A
2 SOOMA
5A
200C
200C
200C
18V
2SV
30V
25V
2SV
20V
12V
5V
5V
10V
3V
3V
400MA
400MA
4QCMA
20QMA
SOOOA
100C
100C
100C
175C
T046
L04
L04
L04
L01
L01
TOS
T08
TOS
T0105
T05
LI2
L12
L04
L24
L04
60V
SOV
75V
75V
90V
45V
45V
50V
32V
60V
4V
3V
7V
7V
2A
2A
600MA
PACK-
AGE
TOS
TOS
T03
T046
TOS
T036
T036
TOS
TOS
na
oes
oss
oss
oss
OBS
085
OBS
oes
150V
90V
150V
90V
150V
90V
150V
120V
180V
120V
20V
80V
13V
40V
40V
eov
100V
eov
100V
eov
100V
sov
120V
sov
10V
10V
10V
120V
60V
130V
100V
130V
60V
60V
60V
125V
125V
GOV
60V
5CV
70V
90V
50V
50V
50V
50V
5QV
100V
30V
175V
60V
105V
105V
2COWWF
200WF
20GK*F
30CW«F
jOOMWF
1500K
1200K
1200K
200U
300H
100K
16M
16H
16M
16M
16M
20/60
40/120
40/120
20/60
20/60
200MA
200MA
200WA
200MA
200MA
1A
1A
5A
5A
200C
200C
200C
200C
200C
15WC
15HC
16W
40/120
40/120
20/90
30/90
50/150
200MA AMH TIB
200MA AHG TIB
117WC
H7«C
117WC
5A
SOMA
ASZ16
ASZ16
AST29
65^56
BSX66
2N1536
2M536
!2S1304
2N4001
2N4G01
0
0
0
0
0
40/120
50/150
40MN
30/170
30/170
150MA AMH MUB
BSW66
ASZ16
AL103
2N4C01
2H1536
2ÍÍ2147
0
0
0
0
0
SOMN
47MN
65W
100MA AMH MOB
ACY17
ACY17
¿CY17
BDY20
BOY20
?N1188
2N1188
f 2N118S
2N3055
2N30S5
0
0
2N5S59
2H11GO
2^2297
2N2297
2N1893
0
0
0
0
0
25V
25V
25V
25V
45V
5V
5V
5V
5V
5V
1A
1A
45V
5V
IiV
3V
150M
2P
600K
30M
3P
24P
5W
70U 19P
60M 15P
50M
sote
15P
2M
10M
10M
225WWF
225UWF
225U*'F
20CWC
200WC
l?<vif
r.-OOWWF
100M
8 COK
1M
4M
4M
175C
110C
175C
175C
175C
^OCMWF
175C
110C
110C
110C
175C
800WWF
17CBC
170KC
170WC
60CWKF
40M
175C
175C
175C
175C
175C
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600WWF
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40M
40M
1A
U
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1A
U
175C
175C
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10/50
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151^
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5A AHG MOB
5A AHG MOB
5A AHG MOB
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2ÍJ2297
0
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10MA
ALG SGI
10MA ALG SGI
150MA AMG SGI
150MA AMG SGI
3CMA ALH SGI
BFY50
BFY50
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BFY5Ü
2N2297
0
0
0
0
0
50/100
50/100
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75HN
35MN
15MN
10A
10A
1A
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25P
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SGI
SGI
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30MA
30MA
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5A AHG RCU
5A AHG RCU
200MA AMG HAT
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SGI
SGI
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35MN
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1A
1A
10A
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BFY50
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35P
35P
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4CW
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1WF
15P
40M 4SP
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30P
3QF>
30»
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100C
100C
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0
0
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035
TIB
SGI
ATI
200MA
8V
75V
75V
2N2237
2N990
2N2835
2N1536
SOOMA AHG
SOOMA AHG
20MA1 RMS
150MA AW
15DMA AMH
7V
20V
20V
20V
5V
10V
0
0
0
0
0
60/150
60/150
60MN
40/120
100MN
60V
30V
40V
SOV
25V
SOV
65V
60V
2N1725
2N1725
2N1725
035
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5V
40V
5V
5V
7V
17 5C
2A RHH MOB
2A RHH SEU
2A RHH MOB
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30V
40V
60V
1A
1A
1A
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i
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2N1536
2N1536
2N1536
2N1536
2N1S36
500MA
500MA
500MA
15A
ISA
ISA
U
TIB
TIB
TIB
TIB
TIB
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ASZ16
25V
25V
25V
6V
6V
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AMH
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AMH
AMG
AMH
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40V
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500MA
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BFY50
2N2782
2N2782
2N2297
2N2297
AHG
AHG
AHG
AHG
200C
200MA
750MA
250MA
VHG TRW
VHG TRW
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AMG SGI
AMG TIB
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500MA
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SOOMA
SOOMA
50CMA
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20QC
0
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0
0
0
30/75
30/75
35/75
60/150
60/150
7V
IV
2V
1V5
1VS
20A
20A
2N1188
2N1188
2H1188
2N2369
2N2359
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150K
150K
100C
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150K
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0
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0
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95C
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200C
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100C
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2N1561
2N1561
2N2297
2N1486
2N3055
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3A
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10A
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20A
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25P
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8/75
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10M 5SOP
150K
150K
150K
150K
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sv
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15WC
15WC
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15WC
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70M
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95C
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60V
60V
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3A
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15WC
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30V
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40P
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7V
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20/80
- 15/60
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75V
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60V
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10P
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30V
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100V
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L04
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L04
L04
L04
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LOS
LOS
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40V
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ALH
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BSK66
2N1893
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2N4390
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2N2297
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L43
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T0106
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NS TOP66
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L32
L32
L32
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80V
2N5981
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PS TOP66
PS TOP66
NS TOP66
NS TOP66
NS TOP66
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L32
L32
L32
L32
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100V
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60V
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PS
PS
PS
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60V
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2N6001
NS
NS
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NS
PS
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T098
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35V
35V
3SV
3SV
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X10
X10
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L21
L21
L20
L20
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NS
PS
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L20
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35V
SOY
SOY
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NS
NS
NS
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PS
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SV
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SV
5V
SV
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25V
25V
25V
SOOMA
SOOMA
SOOMA
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SOOMA
SOOMA
SOOMA
SOOMA
SOOMA
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125C
125C
125C
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35Y
35Y
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SOY
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25V
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40Y
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SV
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SV
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125C
125C
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PS
PS
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PS
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L31
L31
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SV
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PS
PS
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1
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0
0
0
0
BD590
BOX73
BDX73
BOX73
BOX78
2N612&
2N6101
2S6101
2N5101
2^6134
0
0
0
0
0
3A RHG RCB
150UN
60CUN
1200MN
20/120
20/120
ALG
ALN
10M4
10U¿¡ ALN
2500MAJ AHÜ
250CMA AHH
20/120
20/120
20/120
20/120
20/120
2500UA
2500MA
2500WA
250OMÍ
4A
1CMA
BC237
BC239C
BC239C
u: 3 GD590
fcOB B0590
FCU
FCU
FCU
AHH MCB
AHG MC8
AHH | MOB
AHH MCB
AHG MOB
ISS
1
4A AHH MOB
4A AHH MCB
4A AHH MOB
4A AHH MOB
4A AHH MGB
BDX78
BDX78
30X75
BDX75
BCX/S
2NS134
2N5134
2N6103
2H5103
2S5103
0
0
0
0
2M ¿5ÚP
20/120
20/120
20/120
20/123
20, 12.0
2M
2*<
2W
2M
2M
300P
300P
20/120
20/120
20/120
20/120
20/120
6A AHG wOB
6A AHH MCB
6A ÍHH M03
6A AHÜ MOB
6A AHH MOB
80X78
B"X78
8DX7S
80X75
BDX75
2N6134
2N6134
2N5134
2N6'.03
2f:olü3
0
0
0
0
0
2M 300P
14CM
6P
140M
8P
150M
6P
225M
8P
20/120
80WN
80MN
10CWN
100M.S
6A AHH MOB
ALN' GEU
ALN GEU
10UA RUG GEU
10WA AMG GEU
BOX75
BC239
BC309
BC333
BC328
2N6103
2N5827
2N6003
2N5818
2N5319
0
BC338
BC309
BC338
BC328
2NÍ319
2N6003
2NS818
2NS819
2t- 5:i9
ÍH600S
2N4058
2N5818
2N5819
1
80CMA AMG GEU
BC327
PBC109
BC214L
BC338
BC323
BC338
BC323
BC333
BC307
50337
2N5318
2N5519
2N5818
1
2NC.015
0
BC323
2NÓ819
2N6031
2N6031
2No031
2H 350P
2M 35CP
2K 250P
2M ¿SOP
25CM
150M
22 5M
165M
140M
140W
240M
1M
1M
500P
500P
/oc°
10UA
10U¿
6P
8P
6P
SP
6P
250MN
210MN
10CMN
100MN
250MN
RMG GEU
100UA ALN GEU
10MA
AMG GEU
10MA
AMG GEU
10MA
AMG GEU
SP
6P
SP
10P
15P
250MN
25ÜMN
12CMT4
45MN
45MN
10MA AMG GEU
10P
15P
1DP
15P
10P
50WN
7CMN
10CWN
100MN
24CMN
800WA AMG
SOOMA AMG
10MA
AMG
10MA
ALG
10UA
AMG
GEU
15P
1NO
250WN
25/50
20/60
10WA AMG
GEU
MOB
MOB
MOB
SEU
1NO
1NO
1CMA
IOMA) ¿LN
G¿U
lOUAl ALN GEU
SOOMA| AMG
8A
8A
8A
SOA
AHH
AHH
AHH
VHH
GEU
b¿U
GEU
GEU
GEU
0
1
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1
1
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0
1
1
1
1
1
1
1
0
0
0
0
SOM
15/60
10/50
14CWC
4QKC
40KC
40* C
40KC
50M
25M 200P
25U 200P
25M 200P
100P
750WN
750MN
750MN
75CWN
150C
150C
150C
150C
1SOC
40WC
40KC
75KC
75*C
75WC
25M 100P
2SM 100P
4M 300P
4M 300P
4M 300P
750MH
750MN
1000MN
100C-MS
100CMN
2A AHD MOB
2A AHD MOB
4A AHD MOB
4A AHD MOB
3A AHD MOB
8A
8A
8A
10A
12A
1SOC
150C
150C
75WC
75«C
75WC
75HC
150í(C
4M 200P
4M 200P
4M 200P
3M 200P
4M 500P
1000UN
100CWN
1000WN
25/100
750MH
4A AHD MOB
4A AHD MOB
3A AHO UOB
12A
12A
SA
8A
8A
200C
200C
200C
200C
200C
150WC
150HC
100WC
100WC
750MU
75CIM
750UN
750MN
7SOWN
eA
looirc
4M
4M
4M
4M
4M
SOOP
ÍOOP
300P
eov
eov
SV
SV
SV
SV
5Y
6A
4A
4A
4A
AHD
AHO
AHD
AHO
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MOB
MOB
MOB
MOB
MOB
0
0
0
0
0
eov eov
eov 60V
SOY eov
SV
SV
SV
8A
12A
12A
12A
1CA
200C
200C
200C
200C
100HC
150KC
150XC
150WC
56KC
4U
4M
4M
4M
300K
200P
300P
300P
300P
7SOMÍ)
750WJ
75CMN
750MN
20/50
4A
6A
6A
6A
3A
AHD
AHO
AHD
AHH
AHH
MOB
MOB
MOB
MOB
0
0
0
0
0
60V
80V
sov
eov eov
80V 80V
100V 100V
eov
SOY
100V
90V
eov
80V
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eov
80V
60V
100Y
SOY
GOV
eov
100V
55Y
60V
SOY
100V
60Y
100V
BOY
SV
5V
200C
200C
110C
1M
asu
3 OOP
200P
10/50
40A VHH
2A AHD
2A AHD
2A AHD
2A AHD
SEU
^.5032
MGB
MOB
MOB
MOB
SOOMA RHG MOB
6A AHD MOB
Moa
0
1
1
1
1
1
1
0
0
0
•
BDY78
2N5050
2N6066
0
0
0
0
0
• SUicon Rectifiers •
Obsolete, discontinued types, replace with devices from the 1N4001 series.
ím3189ihru
Obsolete, discontinued types, replace with devices from the 1N4001 series.
lo— 15 A
VR_to400V
Medium-current silicon rectifiers. Cathode connected to case, but reverse polar i ty (anode-to-case
connection) also available by adding suífix "R" to type
number, e. g. 1N3208R. Supplied with mounting hardware.
CASE 42
Do-5
MÁXIMUM RATINGS
fe
e
K *"~— ,
i;
f
Ratinj
*C BlocfcL^ Voltee
Symbol
<
V
**S R*vere« Voltage
y"
'i
On* Cycle Surge Current
^^^P» * 25*C Caso Tcmp)
FM (surge)
300
-
Unit
400
VolU
50
100
35
70
140
210
280
Volta
15
15
15
15
15
Amps
250
250
250
250
250
Añapa
Vr
!o*
1N3210 1N3211 1 N 3 2 1 2
1N3210R 1K3211R 1H3212R
200
VR
**»">«e KalI-Wave Rectlíled
W^UT! Current With Re«*UTeLo4d
i*
V
1N3208 1N3209
1H3208R I H 3 2 0 9 R
1
*!
,'V
;#
•**-
__
TJ
TBtg
,
-65 to + 175
•c
-65 to + 175
•c
^^™-e
^
'i.. ^2^CAL CHARACTERISTICS
s.!
i-i
I '
r;
( AII
T yP cs) „ 25*cc.« T<m P .
L-—-~_^___
Characteristic
Ui,],^ t
Cttrr^ *°rwwd VolUge at 40 Amp D-C For^ard
Voüa-o
ReYerse
Current at Raled D-C Reverse
«s^^^^^^otraai R*alaUnc«, Junction To Casa
3-13
Sfinbol
VF
1. 5
VolU
l^
1. 0
mAdc
9JC
1.7
C/W
Silicon Redifíers
lo- 1.5 A
VR — lo 600 V
iNl563,A
Low-current silicon rectifiers in hermetically sealed,
low-silhouette single-endedpackape designed to opérate
under military environmental conditions. Cathode
connected to case, but reverse polarity devices are
avaüable on special order. ,
CASE 55
MÁXIMUM RATINGS {Al 60 cps Sinusoidal Input. Resislivc or Induciivc Load)
Symbol
(latine
1K15S3I 1N15HA W5E5JI
1N1SE3 3K15M 1N15Ü
luí sea
100
200
300
400
500
60O
Volts
70
140
210
260
350
420
Volts
1500
300
1500
300
1500
300
1500
300
1500
300
1500
300
70
70
70
70
70
70
10
10
1C
1Q
vRM(rep)
Peak Repetitivo Reverse Volta.ge
DC Biockinp Voltage
VR
RMS Reverse Voltapc
V
Average Half-Wave Rectiíied
Forward Current (55°C Ambient)
(150°C Ambient)
'°
• Peak Surge Current
(1/2 Cycle Surge, 60 cps)
Peak Repetittve Forward Current
Opera ting and Storage Temperature
Range
!FM (surge;
10
TT
J
10
T ,
slg
1N156U
S IX! 53
-65 to +175
tlnrt
mA
mA
Amps
Amps
°C
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
.
KIKJ-
W 15631
Characteriitic
Máximum Forward Voltaje Drope 500 mA,
• Continuóos DC.
(25°C)
(150°C)
'.Máximum Reverse Current (6 Rated DC VolUge
(25°C)
Máximum Full-Cycle Average Reverse Current (25°C)
§ Max Rated PIV and Current (as Half-Wave (1SO°C)
Rectiíier, Resistive Load
Synbt!
1KIS6JI
iSSí
VF
.1.2
1.2
1.0
IR
L CA\
0.3
LlKfl
VolU
1.5
MA
3.0
5.0
500
150
í*A
I—I—I—
M«¡MUM ALLOWABLf
| DC OUTPUT |
'(SlfJGLE-PHASE RES:3T!VT"
OR INDUCTIVt LOAD)
C-Z
•
0.4
O.f,
O.l
l.C
1.2
IA
25
¥,. ÍOKWARD VOLJACt D»OP (DC VOLISJ
60
JS
100
12S
,1*. *«8!E«T ICWPUWIURÍ C°C)
3-12
\'jQ
175
•Silicon Zencr Dioc/es
ZENER DIODE SELECTION GUIDE
IMPORTANT . . . The devíces usted represen! a basic profile of the largest jnvc_ntg_rig_d
zencr diode Itne ¡n the ¡ndustry. Many additional types not Usted, inciuding in-between
voltages, matched paírs, double-anode clippers and combinaron molded asiemblíes are
also available.
1/4 WATT
'
o
400 MILLlWATT"
1 WATT
1 WATT
Cilhode to Cus»
i x ,»r
asa,
íominit
CASE 51
CASE 51
Zener
Voltee
> Vz
\6
INDUSTRIAL
(NOTE 1)
INDUSTRIAL
= 5% T O L E R A N C E
VÍW24AZ
2.4
2.7
3.0
3.3
3.6
3.»
VíMJ 7A2
UMJ.OAZ
UM3.3A2
V'*M3.6A2
UM3.9A2
4.3
4.7
-5.1
$.6
V<M*.3W
li Mi 7 AI
UMS.IAI
INDUSTRIAL
(NOTE 2. 3)
MEETS SPECSOF
MIL-S-ISSOa '127
UN7461-7S9A
1N437ÜÍ.437?A1
M!L-S'J9SOO'1IÍ
(l.SS62b-932Bi
CASE 52
CASE 59
INDUSTRIAL
( N O T E 1)
INDUSTRIA!.
(NOTE í. 3)
W E f T S S"£CS OF
MIL-S-19500 '115
1^4370
1N4371
1N4372
1N74Í
1N747
1N74Í
1N4370A
1N4371A
1M1372A
1N74&A
1N74H
1N74JA
1N4728
1*4729
1N4730
1N3821
1N38?2
^1N3S23
'.NJÍ21A
1H33J7A
1N3823A
1^749
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1N4731
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1N4733
1N4734
3N4735
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1N3825
1N3Í2S
1N33;7
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1N3Í24A
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1N3£2ÓA
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1N752
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1N4132
1N4134
1N99O
1N991
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J-OO51*
LISTA DE ELEMENTOS
No
1
2
1
1
2
1
2
2
2
5
2
2
1
1
1
1
1
4
1
1
1
1
1
1
1
1
2
1
2
NOMBRE
TIPO
ESPECIFICACIONES
Resis tencia
Carbón
480fi,1/2 WATT, 10%
2.7 Kfi
1 Kíí
33 n
1(T Kfl
4.6 Kfi
750
í*
860 fi
68 n
350
íí
560 fi
3 Kfi
5.6 Kfi
5 Kfi
Alambre
O.Sfí,10 WATTS, 1%
0.6SÍ, 6 WATTS.
0.4Í2, 10 WATTS.
Film
100 Kfi, 1/2 WATT, 1%
500 K^
1 Mfi
5 Mfi
10 Mtt
50 MU
1.98 Mfi
2.2 Mfi, 1/2 WATT, 1%
6.6 M^
Potenciómetro
(Perilla)
10 M, 1 WATT
15 KSÍ, 1 WATT
7 Kíí, 1 WATT
NOMBRE
TIPO
2
2
550
Transistores
1
5
1
1
1
1
Diodo Zener
4
1
1
2
8
Diodos rectific.
4
7
1
Condensador
1
2
1
2
1
2
2
ESPECIFICACIONES
Amplificadores
Operacionales
3
1 WATT
2N3055
2N4743
40408
2N6067
2N6011'
2N1721
1N4734
1N4744
1N4731A
1N4740
1N4735
IN3208
1N1222
1N998
Electrolítico 40pF/50V
10 pF/30 V
50yF/30 V
80yF/30 V
5600 yF/60 V
2000 uF/60 V
2500 pF/50 V
LM1458
VJA741
1
M e d i d o r DC
100
2
Switch Mecánicos
1 Vía, 5 Posiciones
yA
B I B L I O G R A F Í A
1.- Espinosa Alfonso, APUNTES DE ELECTRÓNICA I, 1977.
2.- Millman y Halkias, ELECTRÓNICA INTEGRADA, 1976, páginas
700, 701.
3.- Erich Gelder y Walter Hirschmann, SIEMENS CIRCUITOS PRO;
VISTOS DE SEMICONDUCTORES,
1977, página-s: 76-77-78-79.
4.- Herbert Taub and Donald Schilling, DIGITAL. INTEGRATED ELECTRONICS, 1977, páginas 2,3.
5.- Átwood y Alley, INGENIERÍA ELECTRÓNICA, 1875, páginas 705,
706.
6.- Millman and Seely, ELECTRÓNICA, 1968, páginas 414, 415.
7.- RADIOTRON DESIGNERS HANDBOOK 1975, páginas: 235, 238 ,
1172, 1173, 1175.