Amplificador Clase E Banda Ancha para Galileo

E SCUELA T ÉCNICA S UPERIOR DE I NGENIEROS
I NDUSTRIALES Y DE T ELECOMUNICACIÓN
UNIVERSIDAD DE CANTABRIA
Trabajo Fin de Máster
AMPLIFICADOR CLASE E DE BANDA ANCHA
PARA APLICACIÓN EN LOS SISTEMAS DE
NAVEGACIÓN GALILEO
(WIDEBAND CLASS-E AMPLIFIER FOR
APPLICATION IN GALILEO NAVIGATION SYSTEMS)
Para acceder al Título de
Máster Universitario en
Ingeniería de Telecomunicación
Autor: Andrés González Sáinz
Julio - 2024
E.T.S. DE I NGENIEROS I NDUSTRIALES Y DE T ELECOMUNICACIÓN
M ÁSTER U NIVERSITARIO EN I NGENIERÍA DE
T ELECOMUNICACIÓN
CALIFICACIÓN DEL TRABAJO FIN DE MÁSTER
Realizado por: Andrés González Sáinz
Director del TFG: José Ángel García García
Título: “Amplificador Clase E de Banda Ancha para Aplicación en los
Sistemas de Navegación Galileo”
Title: “Wideband Class-E Amplifier for Application in Galileo Navigation
Systems”
Presentado a examen el día: 31 de Julio de 2024
para acceder al Título de
G RADUADO EN I NGENIERÍA DE T ECNOLOGÍAS DE
T ELECOMUNICACIÓN
Composición del tribunal:
Presidente (Apellidos, Nombre): Zamanillo Sainz de la Maza, Jose María
Secretario (Apellidos, Nombre): Vía Rodríguez, Javier
Vocal (Apellidos, Nombre): Ibáñez Fernández, Tomás
Este Tribunal ha resulto otorgar la calificación de: ......................................
Fdo.: El Presidente
Fdo.: El Secretario
Fdo.: El Vocal
Fdo.: El Director del TFM
(solo si es distinto del Secretario)
Vo Bo del Subdirector
Trabajo Fin de Máster No
(a asignar por Secretaría)
2
Agradecimientos
Durante estas líneas me gustaría expresar mi agradecimiento a una serie de personas que,
de un modo u otro, han sido parte de este recorrido y se merecen tener un reconocimiento.
Este trabajo es también un homenaje a la curiosidad y la perseverancia, a las largas noches
de estudio y desvelo. Es un reflejo de un camino personal y académico que siempre llevaré
conmigo. Una camino que me ha permitido crecer tanto profesional como personalmente.
Primero de todo me gustaría agradecer a mi tutor y director del proyecto, José Ángel,
sin su ayuda la realización de este trabajo no hubiera sido posible. Un verdadero docente,
gracias.
Mostapha, I just wanted to express my heartfelt gratitude for all the support you’ve given
me. Your willingness to listen and your readiness to work side by side with me have been
invaluable. I truly appreciate your friendship and the time you’ve dedicated to helping me.
Thank you for always being there.
A los demás profesores, por demostrar que la docencia va mucho más allá de impartir
clases y preparar exámenes. Gracias por enseñar lo que es la verdadera vocación y hacernos
ver que lo bonito de los estudios está en aprender.
También darle las gracias a mis compañeros y amigos. Habéis hecho de estos años
el camino más especial que podría haber imaginado. Gracias por todas las aventuras y
momentos disfrutados juntos. Si tuviese que volver a repetir estos años, con vosotros al lado
definitivamente sería un sí.
Gracias especialmente a Marina. Sin buscarlo, te convertiste en el mejor equipo que
podría tener. Un pilar fundamental, apoyándome y animándome cuando no daba más de mí,
no dejando que tirara la toalla. Porque los estudios me dieron a una compañera, pero la vida
me regaló una verdadera amiga.
Agradecer y dedicarle el mérito de mi recorrido a mi familia, mis padres, mi hermano,
mi tía y Bela. Siempre os lleváis la peor parte, pero gracias por haber sido precursores de
la persona que soy hoy en día, inculcándome los valores del respeto, humildad y que la
recompensa siempre está de la mano del que trabaja duro.
Gracias a Lucía, por aguantar lo inimaginable en los días más complicados, has sido el
motor y lugar seguro en el que refugiarme durante todos estos años. En los momentos que
dudaba tu confianza en mí no lo hacía, y cuando lo conseguía tu sonrisa y brillo de ojos me
indicaba que hacía lo correcto. Este logro no es solo mío, sino también tuyo.
Por último a Belo, mi campeón, porque mis logros son siempre tuyos. No me cansaré de
presumir de ti, porque si soy la persona que soy, es por todo lo que has hecho y demostrado.
Gracias por ser siempre mi referente y figura a seguir, por guiarme desde ahí arriba y no
dejarte de sentir cerca. Sé que estarías orgulloso de mí.
3
“You only fail when you stop trying.”
Thomas Edison.
4
Este Trabajo de Fin de Máster ha sido posible gracias a una ayuda formativa de colaboración del COIE
en el Departamento de Ingeniería de Comunicaciones. Esta ayuda ha estado vinculada al contrato
de colaboración entre la Universidad de Cantabria y SENER TAFS S.A.U. para la realización del
proyecto "POWER AMPLIFIER ARCHITECTURES WITH ENHANCED BACK OFF EFFICIENCY AND
LINEARITY 12.4056.64001".
5
Resumen
La demanda de alta eficiencia y mejores prestaciones en las comunicaciones inalámbricas
hace que surja un campo de estudio en términos de investigación e innovación. Con el paso del
tiempo la modulación es más exigente, surgiendo la necesidad de mejorar las prestaciones e
incentivando el reto de diseño de sistemas de transmisión con una eficiencia mayor que los que
están actualmente implementados.
El objetivo de este Trabajo Fin de Máster es el análisis, diseño, implementación y caracterización de un amplificador de potencia clase E en tecnología GaN HEMT, capaz de
proporcionar una alta eficiencia con potencia de salida aproximadamente constante en las
bandas E5 (1.164-1.215 GHz) y E6 (1.26-1.30 GHz) del sistema Galileo. Se seleccionará
una topología que permita la futura operación bajo condición de carga variable, de cara a
una posible utilización en arquitecturas tipo outphasing. Se evaluará la modificación de su
operación a clase J para poder integrarlo además en esquemas Doherty y LMBA. Se tiene
como objetivo añadido el alcanzar prestaciones en eficiencia que sean competitivas con el
estado de la técnica.
La atención se centrará de manera detallada en la configuración de la red de salida. Esto
incluirá tanto la ruta de polarización como la de radiofrecuencia (RF), con el objetivo de lograr
una alta eficiencia y asegurar que la potencia de salida se mantenga constante al operar con
una carga de 50 Ω. Se alcanzará este fin utilizando componentes concentrados de alto factor
de calidad y aplicando modos de operación clase E, tanto generalizados como continuos, en
un transistor empaquetado comercial de nueva generación, que no requiere necesariamente
certificación para uso espacial, así como redes pasivas que emplean elementos concentrados,
tales como bobinas y condensadores.
El propósito definitivo es realizar la implementación física de este diseño y validar, por
medio de la caracterización en el laboratorio, su funcionamiento óptimo dentro de un espectro
frecuencial que incluye las bandas E5 y E6 del sistema de navegación Galileo, cubriendo
frecuencias de 1164 a 1300 MHz, procurando ser competitivo frente a los avances tecnológicos
actuales y el estado de la técnica.
6
Abstract
The demand for high efficiency and better performance in wireless communications has
led to the emergence of a field of study in terms of research and innovation. As time goes by,
modulation becomes more demanding, arising the need to improve performance and encouraging
the challenge of designing transmission systems with higher efficiency than those currently
implemented.
The objective of this Master Thesis is the analysis, design, implementation and characterization of a class E power amplifier in GaN HEMT technology, capable of providing high efficiency
with approximately constant output power in the E5 (1.164-1.215 GHz) and E6 (1.26-1.30 GHz)
bands of the Galileo system. A topology will be selected to allow future operation under variable
load conditions, with a view to possible use in outphasing type architectures. The modification of
its operation to class J will be evaluated in order to be able to integrate it in Doherty and LMBA
schemes. An additional objective is to achieve efficiency performances that are competitive with
the state of the art.
The detailed focus will be on the output network configuration. This will include both the
bias and radio frequency (RF) paths, with the goal of achieving high efficiency and ensuring
that the output power remains constant when operating with a 50 Ω load. This end will be
achieved by using high quality factor concentrated components and applying both generalized
and continuous class E modes of operation in a new generation commercial packaged transistor,
which does not necessarily require certification for space use, as well as passive networks
employing concentrated elements, such as coils and capacitors.
The ultimate purpose is to perform the physical implementation of this design and validate,
by means of laboratory characterization, its optimal performance within a frequency spectrum
that includes the E5 and E6 bands of the Galileo navigation system, covering frequencies from
1164 to 1300 MHz, trying to be competitive with current technological advances and the state of
the art.
7
Índice general
Índice de figuras
10
Índice de tablas
12
Índice de acrónimos
13
1
Introducción
15
1.1. Motivación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
15
1.2. Objetivos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
16
1.3. Estructura de la memoria . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
16
Estado del arte
19
2.1. Figuras de mérito . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
19
2.1.1. Comunes a los amplificadores de señal . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
19
2.1.2. Típicas de los amplificadores de potencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
21
2.2. Clases de amplificadores de potencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
27
2.2.1. Amplificadores modo fuente de corriente dependiente . . . . . . . . . . . . . . .
27
2.2.2. Amplificadores modo conmutado . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
30
2
3 Topologías de alta eficiencia
3.1. Transmisor Cartesiano o I/Q . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
35
3.2. Transmisor Polar (EER) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
36
3.3. Transmisor basado en Envelope Tracking (ET) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
37
3.4. Transmisor basado en Load Modulated Balanced Amplifier (LMBA) . . . . . . . . . . .
38
3.5. Transmisor Outphasing . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
39
4 Amplificadores Clase E
8
35
41
4.1. Análisis de un amplificador clase E original . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
44
4.1.1. Estado ON . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
44
4.1.2. Estado OFF . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
45
4.1.3. Análisis en DC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
46
4.1.4. Análisis en frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
47
4.1.5. Análisis de la red de carga . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
48
4.2. Análisis de un amplificador clase E sub-óptimo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
49
Índice general
5
6
7
Simulación y diseño del amplificador
53
5.1. Técnica Load-Pull . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
53
5.2. Caracterización del transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
54
5.2.1. Tensión de polarización en drenador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
54
5.2.2. Tensión de polarización en puerta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
55
5.2.3. Resistencia en conducción, capacidad y resistencia de salida . . . . . . . . . . .
57
5.2.4. Impedancia nominal del drenador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
59
5.2.5. Análisis Load-Pull del amplificador Clase E . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
60
5.3. Red de terminación multi-armónica de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
64
5.3.1. Terminación del segundo y tercer armónico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
64
5.3.2. Terminación del segundo armónico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
69
5.3.3. Comparación y elección de implementación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
73
5.4. Adaptación de la red de entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
74
5.4.1. Red de una etapa LC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
75
5.4.2. Red de dos etapas LC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
76
Implementación física del amplificador
79
6.1. Red de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
79
6.1.1. Ajuste de la vía de polarización . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
79
6.1.2. Ajuste del circuito resonante . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
80
6.1.3. Resultados de caracterización del amplificador con la red de salida . . . . . . . .
83
6.2. Resultados de caracterización de la placa de entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
84
6.3. Resultados de medida del amplificador completo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
86
Conclusiones y líneas futuras
91
7.1. Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
91
7.2. Líneas futuras . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
92
Bibliografía
93
9
Índice de figuras
2.1. Esquemático de las relaciones de potencias en un amplificador de potencia . . . . . . . . . .
21
2.2. Componentes armónicas y de distorsión [1] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
23
2.3. Rango dinámico y punto de compresión 1 dB [1] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
24
2.4. Curvas de la característica I-V de un transistor FET [2] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
25
2.5. Diagrama representativo del ACPR. Elaboración propia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
26
2.6. Forma de onda de la corriente en drenador para un amplificador clase A [3] . . . . . . . . .
28
2.7. Forma de onda de la corriente en drenador para un amplificador clase B [3] . . . . . . . . .
28
2.8. Forma de onda de la corriente en drenador para un amplificador clase AB [3] . . . . . . . .
29
2.9. Forma de onda de la corriente en drenador para un amplificador clase C [3] . . . . . . . . .
30
2.10. Formas de onda en modo conmutado [4] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
30
3.1. Esquemático de la arquitectura cartesiana . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
36
3.2. Esquemático de la arquitectura polar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
36
3.3. Esquemático de la arquitectura Envelope Tracking [9] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
38
3.4. Topología LMBA [10] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
39
3.5. Diagrama de bloques de un amplificador outphasing . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
39
4.1. Esquemático simplificado de un amplificador clase E . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
42
4.2. Circuito del amplificador original clase E de alta eficiencia [4] . . . . . . . . . . . . . . . .
43
4.3. Circuito del amplificador clase E asumiendo corriente sinusoidal en la carga [4] . . . . . . .
44
4.4. Formas de onda de la corriente y tensión teóricas de un amplificador clase E, asumiendo una
corriente sinusoidal en la carga de la red [4] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
46
4.5. Red de carga externa vista desde el condensador en paralelo a frecuencias de RF [4] . . . . .
48
4.6. Modelo idealizado de un [13] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
49
5.1. Ejemplo de simulación Load-Pull [18] . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
54
5.2. Tensión de ruptura del transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
55
5.3. Variación de la corriente en puerta en función de la tensión en puerta . . . . . . . . . . . . .
56
5.4. Evolución del parámetro S22 en estado OFF donde se aprecia la variación de la conductancia
en función de la tensión de puerta. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
56
5.5. Resistencia en conducción . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
57
5.6. Evolución de la impedancia de salida en estado OFF con la frecuencia . . . . . . . . . . . .
58
5.7. Evolución de la admitancia de salida en estado OFF con la frecuencia . . . . . . . . . . . .
59
5.8. Esquemático para el análisis del amplificador Clase E en función de Pin a 1232 MHz . . . .
60
5.9. Evolución de ηd , Pout e Igs con Pin . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
61
10
Índice de figuras
5.10. Esquemático para el Load-Pull . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
62
5.11. Contornos Load-Pull para el q=0 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
62
5.12. Comparación de los contornos de eficiencia y potencia máximos en función de q . . . . . .
63
5.13. Resultado circuitos resonantes al segundo y tercer armónico y adaptación a la frecuencia
fundamental . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
65
5.14. Evolución de la impedancia ofrecida por la red de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
66
5.15. Comparativa Load-Pull de ambas opciones a 1232 MHz . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
67
5.16. Esquemático para el barrido de potencia a la frecuencia fundamental . . . . . . . . . . . . .
68
5.17. Perfiles de eficiencia, potencia de salida y corriente en puerta con circuitos resonantes al
segundo y tercer armónico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
68
5.18. Resultado circuito resonante al segundo armónico y adaptación a la frecuencia fundamental .
69
5.19. Evolución de la impedancia ofrecida por la red de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
70
5.20. Análisis Load-Pull de la opción con supresión del segundo armónico a 1232 MHz . . . . . .
71
5.21. Esquemático para el barrido de potencia a la frecuencia fundamental . . . . . . . . . . . . .
72
5.22. Perfiles de eficiencia, potencia de salida y corriente en puerta con circuito resonante al segundo
armónico . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
72
5.23. Comparativa de eficiencia, potencia de salida y corriente en puerta de los planteamientos
realizados: Supresión del segundo armónico y supresión del segundo y del tercer armónico .
73
∗ en función de la frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
5.24. Parámetros S11 y S11
74
∗ y S de la red de entrada con un circuito LC . . . . . . . . . . . . . . . . .
5.25. Parámetros S11
22
75
5.26. Perfiles de eficiencia, PAE, ganancia, potencia de salida y corriente en puerta en función de la
frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
∗ y S de la red de entrada con un circuito de dos etapas LC
5.27. Parámetros S11
22
. . . . . . . . .
76
77
5.28. Perfiles de eficiencia, PAE, ganancia, potencia de salida y corriente en puerta en función de la
frecuencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
77
6.1. Comparación de la respuesta en frecuencia de la vía de alimentación en la simulación y la
implementación física . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
80
6.2. Comparación de la respuesta en frecuencia del circuito resonante y del condensador en serie
en la simulación y en la implementación física . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
81
6.3. Comparación en la Carta de Smith del parámetro S11 en la simulación y en la implementación
física . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
81
6.4. Fotografía con detalles de la placa de salida final . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
82
6.5. Implementación física del amplificador sin adaptar la entrada . . . . . . . . . . . . . . . . .
83
6.6. Perfiles de Eficiencia, PAE, Pout , Pin , Ganancia del amplificador sin adaptar la entrada . . .
84
6.7. Implementación física de la placa de entrada . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
85
6.8. Comparación del parámetro S22 real con el objetivo de simulación (el rango de frecuencias
del caso real es mucho más amplio que el de simulación) . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
85
6.9. Explicación de los elementos del banco de caracterización . . . . . . . . . . . . . . . . . .
86
6.10. Amplificador en el sistema de medidas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
86
6.11. Evolución de los perfiles de caracterización del amplificador en función de la frecuencia . .
87
6.12. Barridos de potencia a las diferentes frecuencias centrales
. . . . . . . . . . . . . . . . . .
88
6.13. Barridos de potencia a las diferentes frecuencias centrales
. . . . . . . . . . . . . . . . . .
89
11
Índice de tablas
4.1. Ecuaciones explicitas para el diseño de amplificador clase E . . . . . . . . . . . . . . . . .
50
5.1. Valores de Lb para distintos valores de q . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
63
12
Índice de acrónimos
AC
Corriente Alterna (Alternating Current).
ACPR
Relación de potencia de canal adyacente (Adyacent
Channel Power Ratio).
AM
Modulación en Amplitud (Amplitude Modulation).
AP
Amplificadores de potencia.
BW
Ancho de banda (Bandwidth).
DC
Corriente Directa (Direct Current).
DUT
Dispositivo Bajo Pruebas (Device Under Test).
EER
Eliminación y restauración de Envolvente (Envelope Elimination and Restoration).
ET
Seguimiento de Envolvente (Envelope Tracking).
HD
Distorsión Armónica.
IMD
Productos de Intermodulación (Intermodulation
Distorsion).
LMBA
Amplificador Balanceado por Control de Carga
(Load Modulated Balanced Amplifier).
PAE
Eficiencia de Potencia Añadida (Power-Added Efficiency).
PCB
Placa de circuito (Printed Circuit Board).
PM
Modulación en fase.
RF
Radiofrecuencia (Radio Frecuency).
SMPA
Amplificador de Potencia en Modo Conmutado
(Switching Mode Power Amplifier).
13
Í NDICE DE ACRÓNIMOS
ZCS
Conmutación a Corriente Cero (Zero Current Switching).
ZVDS
Conmutación a Derivada de Voltaje Cero (Zero Voltage Derivate Switching).
ZVS
Conmutación a Voltaje Cero (Zero Voltage Switching).
14
CAPÍTULO
Introducción
A lo largo del presente capítulo se realizará una introducción del trabajo realizado, conociendo la
motivación, objetivo y estructura del documento. De esta manera queda recogida toda la información
necesaria para su comprensión.
1.1.
Motivación
Debido a la rápida evolución de las comunicaciones inalámbricas, las demandas del usuario y el impulso
de las nuevas tecnologías están exigiendo sistemas que implementen tecnología eficiente y que tengan una
respuesta temporal muy rápida, garantizando así una buena experiencia del usuario.
Un aspecto fundamental en las comunicaciones inalámbricas es el transmisor, el cual emplea una determinada arquitectura manifestando la necesidad de un dispositivo capaz de aumentar la amplitud de la señal a
transmitir para una recepción con los niveles de potencia necesarios según los requerimientos del servicio.
Los amplificadores de potencia en radiofrecuencia representan un componente crítico en la transmisión
de señales inalámbricas. Su relevancia se extiende a través de una variedad de aplicaciones, desde la
comunicación móvil hasta la radiodifusión y la telemetría espacial. La motivación para profundizar en el
estudio de los amplificadores de potencia en RF radica en su papel fundamental en la eficiencia y calidad
de la transmisión de señales.
En primer lugar, los amplificadores de potencia en RF son esenciales para aumentar la potencia de la
señal transmitida, asegurando que la señal pueda viajar largas distancias y superar los desafíos inherentes
al entorno de propagación, como el desvanecimiento y la atenuación. Esto es particularmente crítico
en aplicaciones como las comunicaciones satelitales y las sondas espaciales, donde la fiabilidad de la
transmisión es vital.
Además, la eficiencia energética de estos amplificadores tiene un impacto directo en la vida útil de la
batería de los dispositivos móviles y en la sostenibilidad de los sistemas de comunicación a gran escala.
Investigar cómo mejorar la eficiencia de los amplificadores de potencia en RF no solo puede conducir a
avances tecnológicos, sino también a prácticas más ecológicas y económicas.
15
1
1. I NTRODUCCIÓN
Por otro lado, la constante evolución de las tecnologías de comunicación demanda una mejora continua en
los componentes de RF. Con la llegada de estándares como 5G y más allá, los amplificadores de potencia
deben adaptarse para manejar mayores frecuencias y anchos de banda, manteniendo al mismo tiempo la
linealidad y minimizando la distorsión de la señal.
Finalmente, el estudio de los amplificadores de potencia en RF ofrece una oportunidad única para
contribuir al desarrollo de nuevas teorías y técnicas de diseño que pueden ser aplicadas en la próxima
generación de sistemas de comunicación inalámbrica. La investigación en este campo no solo es relevante
para la industria de las telecomunicaciones, sino que también tiene el potencial de impactar positivamente
en otros sectores, como la medicina y la defensa.
El gran interés actual en el estudio de los amplificadores de potencia en RF se basa en su importancia
estratégica para la infraestructura de comunicaciones moderna, su impacto en la eficiencia energética y la
sostenibilidad, y su papel en el avance de las tecnologías emergentes. Este estudio no solo es pertinente
para la actualidad tecnológica, sino que también prepara el terreno para futuras innovaciones en el campo
de la ingeniería de RF.
1.2.
Objetivos
El objetivo de este Trabajo Fin de Máster es el análisis, diseño, implementación y caracterización de un
amplificador de potencia clase E en tecnología GaN HEMT, capaz de proporcionar una alta eficiencia
con potencia de salida aproximadamente constante en las bandas E5 (1.164-1.215 GHz) y E6 (1.26-1.30
GHz) del sistema Europeo de radio navegación y posicionamiento por satélite Galileo. Se seleccionará
una topología que permita la futura operación bajo condición de carga variable, de cara a una posible
utilización en arquitecturas tipo outphasing. Se evaluará la modificación de su operación a clase J para
poder integrarlo además en esquemas Doherty y LMBA. Se tiene como objetivo añadido el alcanzar
prestaciones en eficiencia que sean competitivas con el estado de la técnica.
En este trabajo se tratarán además los fundamentos de los amplificadores de potencia, tales como las figuras
de mérito y diferentes clases disponibles (A, B, C, D, E y F), con sus caracterizaciones y limitaciones
correspondiente. Se abordarán a lo largo del mismo las diferentes arquitecturas en los esquemas de
transmisión y la metodología empleada para el diseño de un amplificador clase E de alta eficiencia.
1.3.
Estructura de la memoria
El presente trabajo está organizado en diferentes capítulos, descritos a continuación.
Capítulo 1: Introducción.
Durante el presente capítulo, se pone en situación el proyecto que se abarca, teniendo en consideración
la importancia del objetivo planteado y la organización del proyecto.
Capítulo 2: Estado del arte.
En el segundo capítulo, se trata ligeramente la evolución de los amplificadores de potencia, AP.
Además, se explican las diferentes figuras de mérito que lo caracterizan y la clasificación de los
mismos en función del respectivo modo de trabajo.
16
1.3. Estructura de la memoria
Capítulo 3: Topologías de alta eficiencia.
En el tercer capítulo, se describen diferentes arquitecturas que se pueden aplicar implementar mediante
el uso de los diferentes amplificadores.
Capítulo 4: Amplificadores Clase E.
En el cuarto capítulo, se explican en profundidad los principios teóricos sobre los que se fundamentan
el diseño de los amplificadores Clase E, además de las ecuaciones y consideraciones necesarias para
el diseño del mismo.
Capítulo 5: Simulación y diseño.
En el quinto capítulo, se hace uso del software de simulación AWR de Cadence. En él se llevan a cabo
las diferentes etapas necesarias para el diseño del amplificador, abarcando diferentes posibilidades
que pudieran mejorar el rendimiento del dispositivo.
Capítulo 6: Implementación física y resultados.
En el sexto capítulo, se describirá la metodología empleada para la implementación física del
amplificador diseñado, basado en el capítulo de simulación y posibles correcciones y modificaciones
a la hora del montaje. Además, se incluyen las medidas realizadas para la caracterización del mismo
y comparación con el modelo simulado.
Capítulo 7: Conclusiones y líneas futuras.
En el último capítulo del presente documento, se exponen las conclusiones a las que se ha llegado
tras la realización del trabajo y las posibles líneas futuras que pueden surgir fundamentadas en este
proyecto.
17
CAPÍTULO
Estado del arte
En este capítulo se expondrá el estado del arte de los amplificadores de potencia. Se presentarán los
tipos de amplificadores de potencia y las figuras de mérito de los mismos, abarcando así los conceptos
necesarios para su entendimiento, clasificación y aplicación.
2.1.
Figuras de mérito
Dentro de la utilización de los amplificadores de potencia en el ámbito de RF se encuentran diferentes
parámetros ampliamente utilizados que permiten su caracterización. Podrían diferenciarse dos ámbitos de
clasificación.
Comunes a todos los amplificadores de señal, tanto de RF como microondas.
Típicos de los amplificadores de potencia, asociados a su comportamiento no lineal.
2.1.1.
Comunes a los amplificadores de señal
Estas propiedades son comunes a los amplificadores de señal tanto en radiofrecuencia como en microondas,
es por ello que serán la base sobre la que se sustenten dichos dispositivos.
Frecuencia de operación
La frecuencia de operación corresponderá con la banda de trabajo. El ancho de banda fraccional, BW
f0 , es
una variable que establece una relación entre el ancho de banda, BW del inglés bandwidth, y la frecuencia
central de operación, f0 .
Los diferentes rangos posibles por dicha variable permiten la clasificación del amplificador en los
siguientes grupos:
Amplificadores de banda estrecha.
La clasificación de estos amplificadores depende de si el ancho de banda fraccional es inferior a
0.3, BW
f0 < 0.3. Estos amplificadores se combinan en etapas en cascada con redes de adaptación no
disipativas, tales como líneas de transmisión, circuitos LCs, etc.
19
2
2. E STADO DEL ARTE
Amplificadores banda ancha.
La clasificación de estos amplificadores depende de si el ancho de banda fraccional está en un rango
de 0.3 y 0.7, 0.3 < BW
f0 < 0.7. Estos amplificadores también se combinan en etapas en cascada, pero
normalmente se encuentran realimentadas, por lo que existe la posibilidad de necesitar elementos
disipativos, como las resistencias, en las redes de adaptación.
Amplificadores de banda ultra-ancha.
La clasificación de estos amplificadores depende de si el ancho de banda fraccional es superior a 0.7,
BW
f0 > 0.7, ó que la frecuencia máxima del ancho de banda sea dos veces la frecuencia mínima del
ancho de banda, fmax > 2 · fmin . Estos amplificadores se implementan en forma de amplificadores
distribuidos, como si fuesen líneas de transmisión activas.
Función de transferencia
A continuación, uno de los parámetros más relevantes en la clasificación de un amplificador es la función
de transferencia, cuya valor absoluto o característica de amplitud se denomina ganancia..
En los sistemas y bandas de transmisión que nos ocupan siempre se relacionan potencias a la salida y a la
entrada.
La ganancia en transferencia, también denominada ganancia de transducción, GT , es la que usualmente
se especifica y se mide. Tiene en cuenta tanto la adaptación a la entrada, ZS (Impedancia en la fuente,
generador), como a la salida, ZL (Impedancia en la carga), relacionando la potencia entregada a la carga y
la potencia disponible en el generador.
GT =
P otencia entregada a la carga
= f (ZS , ZL )
P otencia disponible en el generador
(2.1)
En el datasheet de los amplificadores de potencia suele aparecer dicha ganancia como ganancia de
potencia, refiriéndose a la relación que tienen estas dos potencias y dado que se les supone una buena
adaptación en ambas puertas.
Adaptación de impedancias
Cuando se establecen una figura de mérito tal como la ganancia, la normalización de la impedancia juega
un papel fundamental. Es por ello que se establecen valores normalizados, típicamente 50 Ω, normalizando
la impedancia de generador y de carga a un mismo valor.
Como conseguir una adaptación perfecta, tanto a la entrada como a la salida en toda la banda, resulta muy
complicado, se utilizan otras figuras de mérito que permiten evaluar la evolución de la desadaptación en
función de la frecuencia:
Coeficiente de reflexión.
Γin/out =
Zin/out − Z0
Zin/out + Z0
(2.2)
Pérdidas de retorno.
RL(dB) = −20 · log10 |Γin/out |
20
(2.3)
2.1. Figuras de mérito
Razón de onda estacionaria (ROE, VSWR).
ROEin/out =
2.1.2.
1 + |Γin/out |
1 − |Γin/out |
(2.4)
Típicas de los amplificadores de potencia
Los amplificadores son elementos activos encargados de, en lineal, multiplicar la amplitud de la señal
entrante en el dispositivo por un factor k, de manera que se obtenga una señal amplificada a la salida del
mismo. Esto se consigue haciendo uso de una fuente de alimentación de DC.
Las imperfecciones en el diseño, condiciones de trabajo, ya sea la temperatura ambiente o la propia
naturaleza del material empleado, y otras pérdidas producidas por diferentes factores, exponen una
necesidad de definir factores que permitan clasificar o determinar la eficiencia de estos dispositivos. La
necesidad de operar al dispositivo cerca de su capacidad de manejo de tensión y/o corriente, o de su
capacidad de disipación de potencia, hace recomendable además el uso de parámetros para describir su
comportamiento no lineal.
Relaciones de potencias y ganancia
A continuación, en la Figura 2.1 se puede apreciar un esquema representativo de las diferentes potencias
en un AP, donde PinRF corresponde a la potencia de entrada de RF a la frecuencia de trabajo, PDC
corresponde a la potencia de alimentación de DC, Pdis corresponde a la potencia disipada y PoutRF
corresponde a la potencia de salida de RF a la frecuencia de trabajo, en el caso de amplificadores de
potencia sin oscilación de frecuencia.
Figura 2.1: Esquemático de las relaciones de potencias en un amplificador de potencia
Esto permite relacionar todas estas potencias, respetando el principio de conservación de la energía, a
través de la ecuación 2.5.
PinRF + PDC = PoutRF + Pdis
(2.5)
21
2. E STADO DEL ARTE
Además, la ganancia propia del amplificador queda definida al relacionar la potencia de salida, PoutRF ,
y de entrada, PinRF . Esta variable de cuantificación del amplificador queda definida en la ecuación 2.6.
Gracias a la relación de potencias establecida en la ecuación 2.5 se establece la ganancia en función de la
potencia de entrada de RF, PinRF , y la potencia de alimentación en DC, PDC .
G=
PoutRF
PDC − Pdis
=1+
PinRF
PinRF
(2.6)
Eficiencia
Para la caracterización de la eficiencia de un amplificador se puede clasificar en tres diferentes tipos:
Eficiencia en drenador, ηD .
La eficiencia en drenador, ηD , es la variable que establece una relación entre la potencia de salida del
amplificador de potencia, PoutRF , y la potencia de entrada en corriente continua, PDC .
La cuantificación de este parámetro viene definida por la ecuación 2.7, observando la no dependencia
con la ganancia del propio amplificador.
ηD =
PoutRF
PDC
(2.7)
Eficiencia total, ηt .
La eficiencia total, ηt , establece una relación entre la potencia de salida del amplificador de potencia,
PoutRF , y las dos potencias entrantes del amplificador: la potencia entrante de RF, PinRF , y la
potencia de alimentación en DC, PDC .
Para caracterizar dicho parámetro se define la ecuación 2.8, que también se puede definir en función
de la eficiencia del drenador, comentada con anterioridad, y la propia ganancia del amplificador.
ηt =
PoutRF
ηD
= ηD
PinRF + PDC
G +1
(2.8)
Eficiencia de potencia agregada, PAE.
El término define como la eficiencia de potencia agregada, PAE, de sus siglas en inglés Power-Added
Efficiency, ofrece una mejor valoración del comportamiento del amplificador. Permite establecer una
relación entre la diferencia de la potencia de salida, PoutRF y la potencia de entrada de RF, PinRF , y
la potencia de entrada de DC, PDC .
La expresión que permite dicha relación queda definida en la ecuación 2.9, pudiéndose reformular
gracias a la relación de potencias expresada en la ecuación 2.5, quedando en función de la potencia
disipada y la potencia de DC.
P AE =
22
PoutRF − PinRF
Pdis
=1−
PDC
PDC
(2.9)
2.1. Figuras de mérito
Otra manera de expresar este parámetro queda referida en la ecuación 2.10. Esta relación se establece
mediante la eficiencia de drenador, ya que también tiene establecida una relación de potencias, permitiendo la caracterización de la PAE en función de la eficiencia y teniendo una dependencia con la
ganancia.
P AE =
PoutRF − PinRF
PoutRF
1
1
=
· 1−
= ηD · 1 −
PDC
PDC
G
G
(2.10)
Observando las anteriores fórmulas se llegan a distintas conclusiones.
1. Si se pretende diseñar un amplificador de alta eficiencia, el parámetro que determinará su diseño es
la potencia disipada, Pdis .
2. En el caso de que la eficiencia de drenador, ηD , sea la misma, la PAE tendrá un valor semejante
cuanto mayor sea la ganancia.
3. Si el amplificador presenta una ganancia pequeña, el valor de la PAE se verá reducido respecto a
ηD .
Rango dinámico y Punto de Compresión 1dB
Para la caracterización de la distorsión no lineal en un amplificador de potencia es práctica común emplear
una excitación con dos tonos dentro de su ancho de banda. Las componentes de distorsión más relevantes
son las componentes de 3er orden en banda, es por ello que son aquellas que vienen especificadas y se
suelen caracterizar midiendo su nivel de potencia.
Figura 2.2: Componentes armónicas y de distorsión [1]
23
2. E STADO DEL ARTE
Para dicha caracterización se realiza una variación de potencia de los dos tonos incidentes en la entrada,
analizando el comportamiento de las componentes deseadas, f1 y f2 , siendo las frecuencias del primer y
segundo tono respectivamente, y de las componentes de distorsión de 3er orden, 2f1 − f2 y 2f2 − f1 .
Figura 2.3: Rango dinámico y punto de compresión 1 dB [1]
Linealidad
La linealidad de un amplificador se refiere a la capacidad que tiene dicho dispositivo en mantener y
reproducir, con la mayor exactitud posible, la amplitud y fase de la señal de salida con respecto a la señal
de entrada.
Por lo tanto, si un dispositivo es lineal, se asumen y garantizan las siguientes condiciones:
La amplitud de la señal de salida varía de una forma proporcional a la amplitud de la señal de entrada.
La diferencia de fase entre la señal de entrada y la señal de salida se mantendrá constante.
Los amplificadores de potencia no son dispositivos completamente lineales, ya que cuando la amplitud de
la señal de entrada es demasiado grande puede hacer operar al mismo en una zona de saturación.
Dicha linealidad dependerá del tiempo que permanece el dispositivo, un transistor de efecto de campo
(FET) en este caso, en la región de saturación, ya que de esa manera, la corriente en drenador, ID es
proporcional a la tensión de entrada VGS .
En la Figura 2.4 se pueden apreciar 4 zonas o regiones de trabajo en las que puede operar el transistor:
Zona Óhmica o lineal: En esta zona de trabajo, el transistor se comporta como una resistencia, ya
que el valor de ID crece con una pendiente. Este valor de resistencia se comporta como una variable
dependiente controlada por la tensión de puerta VGS .
24
2.1. Figuras de mérito
Zona de saturación: En esta zona, el dispositivo amplifica de manera lineal una señal aplicada en el
terminal de puerta. Además, se comporta como una fuente de corriente controlada por VGS .
Zona de Corte: En esta zona la corriente que circula a través del drenador es nula, ID = 0.
Zona de Ruptura: En esta zona se encuentran las tensiones máximas que el transistor puede soportar.
Cuando se alcanza estas tensiones existe peligro de ruptura del dispositivo debido a dos fenómenos:
ruptura por avalancha y ruptura por perforación.
Figura 2.4: Curvas de la característica I-V de un transistor FET [2]
Como se ha comentado anteriormente, el amplificador no es un dispositivo completamente lineal. Cuando
la amplitud de la señal de entrada es lo suficientemente grande para hacer operar al amplificador en la
zona de saturación de potencia, se produce tanto una compresión de ganancia como una variación de fase
que crecen de manera pronunciada en función de cuánto se supere el valor de esa amplitud máxima de
entrada. Esto desencadena en un comportamiento no lineal del dispositivo.
Estas dos variables contribuyen de manera negativa al comportamiento lineal del amplificador. La
contribución que afecta de manera más negativa, deteriorando el comportamiento lineal, es la referida a la
compresión de ganancia. El impacto que conllevan las variaciones de fase son menores.
Ambas no linealidades afectan de manera negativa al comportamiento del amplificador, ya que pueden
llegar a producir distorsión armónica, HD, de sus siglas en inglés Harmonic Distortion, o productos
de intermodulación producidos por la distorsión de intermodulación, IMD, de sus siglas en inglés
Intermodulation Distortion.
25
2. E STADO DEL ARTE
Relación de Potencia de Canal Adyacente
Cuando se inyecta a un AP una señal de comunicaciones, con espectro continuo, a la salida se observa el
espectro con ligeras desbordaciones laterales. En la Figura 2.5 se aprecia con claridad el comportamiento
de esta relación.
En rojo se observa el espectro frecuencial del canal deseado con el ancho de banda correspondiente. En
azul se observa el espectro frecuencial del canal adyacente, tanto superior como inferior, con el ancho de
banda correspondiente. Y finalmente en naranja se observa el espectro frecuencial del canal alterno, tanto
superior como inferior.
Figura 2.5: Diagrama representativo del ACPR. Elaboración propia
Los parámetros que se pueden apreciar son:
f0 : Frecuencia central de operación.
BW : Ancho de banda del canal deseado.
f1 : Frecuencia central del canal adyacente inferior.
f2 : Frecuencia central del canal adyacente superior.
BW1 : Ancho de banda del canal adyacente.
Se conoce comúnmente como ACPR, de sus siglas en inglés Adyacent Channel Power Ratio. Este
parámetro se suele medir en dB, pero su caracterización de manera numérica se obtiene de la ecuación
2.11
R f0 + BW
2
f0 − BW
2
ACP R = R
f2 + BW
2
f1 − BW
2
26
So (f ) · df
(2.11)
So (f ) · df
2.2. Clases de amplificadores de potencia
Se suelen especificar para cada estándar tanto el valor del ancho de banda como la separación entre el
canal deseado y los canales adyacentes y alternos.
2.2.
Clases de amplificadores de potencia
A la hora de clasificar un amplificador de potencia se observan dos modos, dependiendo de la manera de
trabajar del mismo.
Modo fuente de corriente dependiente: Clases A, B, AB y C.
Modo conmutado: Clases D, E y F.
2.2.1.
Amplificadores modo fuente de corriente dependiente
Generalmente, la clasificación de cada una de las clases dentro de este modo de amplificación se refiere
a la parte de la forma de onda que será amplificada en el momento en el que el AP esté en el estado de
conducción, lo que implica que el transistor opera en región de saturación.
La forma de onda de la corriente ids (t) será función de la tensión de DC en puerta y de su forma de onda,
además, será independiente de vDS (t), resultando la ecuación de la forma de onda de la corriente en la
ecuación 2.12.
ids (t) = f (VGS (t)) = f (VGS + Vgs (t))
(2.12)
Al definirse cada clase de amplificador en función del tiempo en el que el transistor está conduciendo, es
decir, que la corriente de drenador es distinta de cero, iDS ̸= 0, podemos definir para su clasificación la
variable de ángulo de conducción, 2Θ.
Clase A
Esta clase de amplificadores están diseñados para trabajar con el dispositivo activo en un ángulo de
conducción de la corriente en drenador es de 360º, 2Θ = 360°. Estos transistores están polarizados en un
estado “encendido” continuo, transmitiendo y empleando potencia el 100 % del tiempo.
La linealidad de estos amplificadores es muy alta, pero al estar conduciendo el 100 % del tiempo la
eficiencia de esta clase es baja, teniendo un máximo de teórico de 50 %.
Para la caracterización de esta clase, la tensión VGS debe ser superior a la tensión umbral, también
conocida como tensión de threshold del transistor, Vt , por lo tanto VGS > Vt .
Esta condición se cumple haciendo uso de una componente de DC de la tensión puerta-fuente, VGS , pero
también hay que tener en cuenta la amplitud máxima de la componente de AC de la tensión puerta-fuente,
Vgsm , por lo que la condición de operación en dicha clase quedaría de la forma reflejada en la ecuación
2.13.
VGS > Vt + Vgsm
(2.13)
27
2. E STADO DEL ARTE
Figura 2.6: Forma de onda de la corriente en drenador para un amplificador clase A [3]
Clase B
Esta clase de amplificadores están diseñados para trabajar con el dispositivo activo en un ángulo de
conducción de la corriente en drenador es de 180°, 2Θ = 180°. Estos transistores están polarizados en un
estado “encendido” semi-continuo, transmitiendo y empleando potencia el 50 % del tiempo.
Figura 2.7: Forma de onda de la corriente en drenador para un amplificador clase B [3]
La linealidad de estos amplificadores también es alta, pero a diferencia de la clase anterior, al no estar
conduciendo el 100 % del tiempo la eficiencia de esta clase aumenta significativamente respecto a la
anterior, teniendo un máximo teórico de π4 (78.54 %) con el inconveniente de que la ganancia máxima cae
6 dB respecto al amplificador clase A.
Para la caracterización de esta clase, la tensión VGS debe ser igual a la tensión umbral del transistor, Vt ,
por lo tanto VGS = Vt y la corriente de polarización de drenador, ID , es cero.
La condición de operación en dicha clase quedaría de la forma reflejada en la ecuación 2.14.
VGS = Vt
28
(2.14)
2.2. Clases de amplificadores de potencia
Clase AB
Esta clase de amplificadores es un modo de operación intermedio entre las clases A y B, comentadas en
las anteriores secciones. Dichos amplificadores están diseñados para trabajar con el dispositivo activo en
un ángulo de conducción de la corriente en drenador entre 180° y 360°, 180° < 2Θ < 360°.
Figura 2.8: Forma de onda de la corriente en drenador para un amplificador clase AB [3]
Esta clase de amplificadores tiene una buena linealidad, pese a que no es tan alta como los anteriores ya
que al ser una operación intermedia entre dichos modos, la eficiencia oscilará en un rango que parte desde
50 % hasta 78.54 %.
Para la caracterización de esta clase, la tensión VGS debe ser ligeramente superior a la tensión umbral del
transistor, Vt , por lo tanto VGS > Vt y la corriente de polarización de drenador, ID , es baja, pero distinta
de cero, ID ⪈ 0.
La condición de operación en dicha clase quedaría de la forma reflejada en la ecuación 2.15.
Vt < VGS < Vt + Vgsm
(2.15)
Clase C
Los amplificadores de esta categoría se caracterizan por su no linealidad y, comúnmente, se aconseja su
uso exclusivamente para la amplificación de señales con una envolvente constante. Dichos amplificadores
están diseñados para trabajar con el dispositivo activo en un ángulo de conducción de la corriente en
drenador menor que 180°, 2Θ < 180°.
Como se ha comentado con anterioridad, este tipo de amplificadores no son lineales, aún así presenta
una eficiencia mayor que las anteriores clases, obteniendo un valor teórico de 100 % cuando el ángulo de
conducción 2Θ = 0°, dicho valor no tiene relevancia ya que se consigue con una potencia útil de salida
nula.
Estos amplificadores implican la operación del transistor no pueda entrar de ninguna manera en la región
lineal. Para garantizar dicha condición, la tensión de drenador, vD , debe ser siempre superior al valor de
la tensión de codo, VT , en su característica I-V.
29
2. E STADO DEL ARTE
Figura 2.9: Forma de onda de la corriente en drenador para un amplificador clase C [3]
Para la caracterización de esta clase, la tensión VGS debe ser inferior a la tensión umbral del transistor,
Vt , esto indica que el punto de polarización del transistor está situado en la región de corte, por lo tanto
VGS < Vt y la corriente de polarización de drenador, ID , es cero, ID = 0.
La condición de operación en dicha clase quedaría de la forma reflejada en la ecuación 2.16.
Vt − Vgsm < VGS < Vt
2.2.2.
(2.16)
Amplificadores modo conmutado
En este modo de trabajo los amplificadores de RF son los más eficientes, pero el diseño se complica
en comparación a los amplificadores modo fuente de corriente dependiente, comentados en la anterior
sección.
La denominación de “modo conmutado”, SMPA, de sus siglas en inglés, Switch-Mode Power Amplifier,
se debe a que el transistor opera de manera alterna entre las regiones de corte y lineal, evitando en todo
momento operar en la zona de saturación. Esto implica que apenas existe solapamiento entre las curvas de
tensión y corriente, permitiendo que apenas se disipe potencia, consiguiendo valores nulos de potencia
disipada y garantizando así un 100 % de eficiencia.
Figura 2.10: Formas de onda en modo conmutado [4]
Pdisipada = IDS · VDS = 0
30
(2.17)
2.2. Clases de amplificadores de potencia
Se diferencian dos estados distintos:
Estado “ON”: En este estado la resistencia de conducción, RON , es muy pequeña, es por ello por lo
que se puede considerar que el transistor opera como el funcionamiento de un cortocircuito. Estaría
operando en la región lineal. Cuando el transistor está operando en el estado "ON", la tensión entre
drenador y fuente es prácticamente nula, Vds ≈ 0, y la corriente que atraviesa drenador y fuente es
elevada y distinta de cero, iDS (t) ̸= 0.
Estado “OFF”: Se considera que el transistor operaría como el funcionamiento de un circuito abierto.
Estaría operando en la región de corte. Cuando el transistor está operando en el estado "ON", la
corriente que atraviesa drenador y fuente es prácticamente nula, iDS (t) ≈ 0, y la tensión entre
drenador y fuente es distinta de cero, Vds ̸= 0, ya que dependerá de la red de salida que hay en el
drenador.
Al no haber prácticamente solapamiento entre las formas de onda de la tensión y de corriente, la potencia
disipada idealmente es cero y, por tanto, la eficiencia teórica es la máxima alcanzable, siendo el 100 %.
Esto en la práctica no es realista, ya que existe la presencia de elementos parásitos que tienen un impacto
directo en la eficiencia real de nuestro dispositivo. Los principales elementos parásitos son la resistencia
en el estado ON, RON , y las pérdidas por conmutación, ya que el tiempo de conmutación es distinto de
cero.
Para la caracterización y cuantificación de las pérdidas generadas por dicha resistencia RON , se emplea la
ecuación 2.18, indicando el tiempo durante el que se produce un solapamiento entre las formas de onda
de la corriente y de la tensión.
1
PRon =
T
Z
vDS (t) · iDS (t) · dt
(2.18)
T
Otro de los elementos parásitos que afectan a la eficiencia son las pérdidas asociadas al tiempo de
conmutación, las cuales se denominarán PC . Estas pérdidas están asociadas con el entorno de trabajo, con
especial énfasis en momentos en los cuales la frecuencia de trabajo sea elevada, debido a su dependencia
lineal observada en la ecuación 2.19.
Las pérdidas vienen asociadas a la capacidad de carga y descarga de la capacidad equivalente de salida
del transistor, Cout , comportamiento a altas frecuencias. Vsw se conoce como a la tensión que hay en la
capacidad de salida en el momento de la conmutación del estado OFF-ON.
PC = f0 ·
1
2
· Cout · Vsw
2
(2.19)
La clasificación de los diferentes amplificadores en modo conmutado pueden diferenciarse en clase D, E y
F.
31
2. E STADO DEL ARTE
Clase D
Esta clase de amplificador utiliza 2 transistores como conmutadores, implementando así un circuito que
funciona como interruptor. Puede dividirse en dos, en función del elemento que utilice para conmutar.
Clase D con conmutación de tensión.
Fue propuesto en 1959 por Peter Baxandall. Los dos conmutadores funcionan de manera alterna y
están conectados a la carga mediante un circuito resonante en serie. Si el circuito resonante está correctamente sintonizado a la frecuencia de excitación y presenta un alto factor de calidad, se comporta
como un cortocircuito a la frecuencia fundamental y como un circuito abierto a los armónicos.
Al presentar esta arquitectura, la tensión entre los terminales de ambos transistores tiene una forma
cuadrada y la corriente que circula a través de la carga será una forma de onda sinusoidal. Estos
amplificadores son utilizados principalmente en aplicaciones de audio, ya que debido a las pérdidas
de conmutación de esta clase y a la dificultad para excitar el transistor superior a frecuencias elevadas
no presenta tan buenas prestaciones en aplicaciones y frecuencias de RF.
Clase D con conmutación de corriente.
También conocido como Clase D inversa o Clase D−1 . En este caso los dos transistores siguen
operando de manera alterna, pero están conectados a una carga mediante un circuito resonante en
paralelo. Si el circuito resonante está correctamente sintonizado a la frecuencia de excitación y
presenta un alto factor de calidad, se comporta como un circuito abierto a la frecuencia fundamental y
un cortocircuito a los armónicos superiores.
Al presentar esta arquitectura, la corriente que circula a través de la carga tiene una forma de onda
cuadrada y la tensión entre los terminales de ambos transistores será sinusoidal. Estas topologías
hacen uso de transformadores que limitan la respuesta en frecuencia del amplificador a medida que se
emplean frecuencias más altas.
Clase E
Más adelante se conocerá la estructura y funcionamiento completo de los amplificadores clase E, de
manera inicial se realiza una introducción para los conceptos básicos.
En esta topología fue diseñada por Nathan y Alan Sokal en 1975 [5], tratando de solucionar las dificultades
asociadas al operar en altas frecuencias de los amplificadores clase D. No fue hasta los años 90 cuando
se implementaron con mayor interés debido al auge de las comunicaciones móviles y las demandas de
eficiencia.
Estos amplificadores presentan una arquitectura relativamente sencilla: un único dispositivo activo que
trabaja de manera conmutada y la red resonante a la salida del mismo, donde se incluye una capacidad de
salida.
Teóricamente se puede llegar a alcanzar una eficiencia teórica del 100 %, siendo un gran aspirante a ser el
amplificador idóneo para la amplificación de señales de RF cuando los requerimientos de eficiencia son
altos.
32
2.2. Clases de amplificadores de potencia
Clase F
Los fundamentos de esta arquitectura fueron patentados por Henry J. Round en 1919, sin embargo fue
formalizado por V. J. Tyler en 1958 [6].
Estos amplificadores surgen con el objetivo de mejorar las prestaciones de los amplificadores clase B o
clase AB, utilizan las resonancias armónicas en las redes de salida con el objetivo de reducir las pérdidas
en el transistor repercutiendo directamente en la eficiencia del mismo.
De una manera teórica se busca que la forma de onda de la tensión vDS (t) estuviese conformada por DC,
la frecuencia fundamental y los armónicos impares, vDS (t) = DC + f0 + f3o + f5o + . . .. Y la forma
de onda de la corriente iDS (t) estuviese conformada por DC, la frecuencia fundamental y los armónicos
pares, iDS (t) = DC + f0 + f2o + f4o + . . .. Esto conlleva que la tensión vDS (t) presenta una forma de
onda cuadrada y la corriente iDS corresponde a una semi-sinusoide como forma de onda [7].
En la realidad se suele limitar los armónicos a los de tercer orden, ya que los circuitos poliresonantes de
alto grado no presentan ventajas considerables y debido a los distintos circuitos resonadores, los cuales
producen pérdidas y supone un impacto directo en la eficiencia del amplificador.
33
CAPÍTULO
Topologías de alta eficiencia
En el presente capítulo se conocerán las diferentes topologías de alta eficiencia de los transmisores inalámbricos. De esta manera se facilita un conocimiento global para conocer la razón de la implementación de
la arquitectura seleccionada.
Al evaluar la importancia de los amplificadores en el ámbito de la radio frecuencia, se aprecia que es
uno de los bloques más críticos. No ha sido por la propia funcionalidad de amplificar la señal, como lo
realizan este tipo de dispositivos, sino por su gran consumo de potencia. Es por ello que se han propuesto
diferentes arquitecturas de transmisor, procurando aumentar la eficiencia de los sistemas de RF.
3.1.
Transmisor Cartesiano o I/Q
Un transmisor cartesiano es una topología que ha sido comúnmente empleada en la transmisión de señales
en los sistemas de RF.
Dicha modulación se basa en el empleo de las componentes en fase y cuadratura de la señal a transmitir,
convertidas a través de un conversor digital-analógico, en las respectivas componentes en fase y cuadratura
de la señal portadora.
En la Figura 3.1 se puede apreciar la señal transmitida previa a su amplificador, x(t), que resulta de
la combinación lineal de las ramas de la señal de fase y de cuadratura, xI (t) y xQ (t) respectivamente,
quedando referida la expresión de la señal transmitida previa a la amplificación en la ecuación 3.1.
x(t) = xI (t) · cos(wc · t) − xQ (t) · sen(wc · t)
(3.1)
Dada la evolución que han tenido los requisitos mínimos que se necesitan de linealidad y eficiencia,
la versión más tradicional de esta arquitectura no los cumple, siendo requerimientos que, como se han
comentado anteriormente, necesarios para los sistemas de transmisión inalámbrica. Es por ello que se
desarrollaron diferentes sistemas permitiendo así una mejora del rendimiento.
35
3
3. T OPOLOGÍAS DE ALTA EFICIENCIA
Figura 3.1: Esquemático de la arquitectura cartesiana
3.2.
Transmisor Polar (EER)
Esta arquitectura de transmisión se fundamenta el concepto de eliminación y restauración de la envolvente,
EER de sus siglas en ingles Envelope Elimination and Restoration. Fue propuesta originalmente por
Leonard R. Kahn en 1952 [8], donde se intentaba aprovechar las condiciones de operación de máxima
eficiencia del amplificador de RF.
Se necesita un convertidor de suministro de banda ancha y alta fidelidad (amplificador de envolvente,
modulador de envolvente o rastreador de envolvente) para restaurar la señal RF de envolvente no constante
sin distorsión severa, dado que el amplificador RF se excita con una versión del señal modulada en fase de
envolvente constante. Como ha sido extremadamente difícil o casi imposible desarrollar tal convertidor de
DC-DC con la eficiencia requerida, debido a su exigente dinámica, EER rara vez se ha demostrado para
los estándares de comunicación modernos.
En este transmisor se trata de sustituir el modulador I/Q, el cual trabaja con las componentes I(t) y Q(t) de la
señal, comentado con anterioridad, por un modulador AM/PM polar, el cual trabaja con las componentes
de amplitud y fase, xP M y xAM . En la Figura 3.2, se puede apreciar un esquema representativo del
transmisor polar.
Figura 3.2: Esquemático de la arquitectura polar
36
3.3. Transmisor basado en Envelope Tracking (ET)
Esta arquitectura se basa en transmitir la señal paso banda generada en función de sus componentes de
amplitud y fase, Vout (t) y Φout(t) respectivamente, como se puede apreciar en la figura. De esta manera
la señal generada se puede expresar como queda referida en al ecuación 3.2.
x(t) = Vout (t) · cos(wC · t + Φout(t))
(3.2)
Se observa un amplificador de potencia en modo conmutado. Este debe tener un comportamiento altamente
eficiente, como los amplificadores clase E. Como suministrador de potencia, dado que se tiene que realizar
de manera óptima, en la rama encargada de la modulación AM se emplea un amplificador de clase S, el
cual utiliza también el modo de operación conmutado.
La componente de fase se transforma en una señal de envolvente constante y puesto que no varía su
amplitud sirve de excitación al amplificador de alta eficiencia.
Por otra parte la componente en amplitud se procesa en una rama independiente, donde se modula
utilizando una modulación por ancho de pulso, atravesando el amplificador de clase S, la cual es tratada
posteriormente por un filtro reconstructor que proporciona la señal al amplificador con cierto retraso. La
señal resultante modula de manera dinámica la tensión de polarización en el drenador del amplificador de
clase E, consiguiendo codificar la señal de salida en amplitud, de esta manera la señal de salida ya tiene la
información de amplitud y fase.
Si se evaluase el comportamiento de esta arquitectura de manera ideal, este transmisor tendría la capacidad
de ofrecer una eficiencia del 100 %. La implementación real conlleva a un comportamiento diferente al
teórico, ya que debido a un conjunto de no linealidades, como sería el ejemplo de las distorsiones no
lineales, su comportamiento y rendimiento se ven afectados negativamente.
3.3.
Transmisor basado en Envelope Tracking (ET)
Esta técnica mejora la eficiencia de un amplificador de potencia en comparación a las que se pueden
obtener con topologías tanto convencionales, como pueden ser las clases AB y B, como las clases J*/B/J.
El funcionamiento de esta técnica consiste en generar una variación de la tensión de alimentación
suministrada al amplificador de RF, variando de acuerdo a la envolvente de la señal incidente. De esta
manera, el amplificador de RF trabaja cerca, y se mantiene, del punto de compresión, ya que es el punto
en el cual se consigue una alta eficiencia.
En la Figura 3.3, se aprecia la arquitectura tipo de un transmisor basado en ET. La envolvente de la señal
de salida queda definida en función de la envolvente de la señal de entrada al amplificador de RF, la
tensión de alimentación no tiene una condicionante como la arquitectura EER, anteriormente presentada.
Al no necesitar tanta precisión a la hora de realizar la alimentación dinámica, hace que la arquitectura
Envelope Tracking una arquitectura más sencilla que la Envelope Elimination and Restoration. Siempre
se trata de operar por encima de la tensión de codo del transistor, ya que por debajo de dicho valor se
produce una degradación de la PAE debido a la disminución de la ganancia.
37
3. T OPOLOGÍAS DE ALTA EFICIENCIA
Figura 3.3: Esquemático de la arquitectura Envelope Tracking [9]
Pese a que los requerimientos de la envolvente para el ET son menos exigentes que para el EER, sigue
siendo muy demandante el hecho de tener que suministrar gran tensión y corriente de polarización
al amplificador de RF, siguiendo una envolvente de variación rápida, asociada al uso de formatos de
modulación de elevado ancho de banda y eficiencia espectral.
Por esta razón, las técnicas y arquitecturas ET son usualmente implementadas en comunicaciones inalámbricas, donde los dispositivos transmiten a una potencia limitada a un valor de centenas de mW.
3.4.
Transmisor basado en Load Modulated Balanced Amplifier
(LMBA)
Esta arquitectura surge con el objetivo de reducir los problemas de las arquitecturas anteriores. La
arquitectura LMBA consiste en dos amplificadores conectados a un acoplador híbrido, tanto a la entrada
como a la salida del mismo, y un tercer amplificador encargado de inyectar una señal de control al
amplificador balanceado por el puerto aislado de salida del acoplador híbrido.
El LMBA permite variar la impedancia vista por el amplificador balanceado mediante una modificación
de la amplitud de la señal suministrada por el amplificador de control. De esta manera esta arquitectura
tiene un gran potencial de obtener grandes eficiencias y anchos de banda de operación utilizando ese
acoplador híbrido como red de modulación de carga.
Dado que la señal de control tiene que tener la misma frecuencia y fase que la señal original, tiene que
ser obtenida la misma de una manera directa o indirecta. En la Figura 3.4 se puede observar un divisor
de potencia a la entrada del LMBA y del amplificador de control, añadiendo un elemento de ajuste en
amplitud y fase en la rama de la señal de control.
38
3.5. Transmisor Outphasing
Figura 3.4: Topología LMBA [10]
3.5.
Transmisor Outphasing
Esta arquitectura de transmisor destaca también como una alternativa al transmisor cartesiano para permitir
una alta eficiencia en los amplificadores de potencia. El empleo de esta arquitectura fue inicialmente
propuesta por H. Chireix en 1935 con el objetivo de mejorar tanto la eficiencia como la linealidad en los
transmisores de radiodifusión AM [11].
La base fundamental de esta arquitectura es la descomposición de la señal a amplificar, en el caso más
general modulada en amplitud y fase, en dos señales moduladas sólo en fase, a través de un componente
separador (analógico o digital) y un combinador apropiado a la salida. La descripción matemática se
puede realizar gracias al diagrama en bloque de la figura 3.5.
Figura 3.5: Diagrama de bloques de un amplificador outphasing
Para simplificar el análisis, se considerará una señal de entrada de fase constante, sólo modulada en
amplitud:
39
3. T OPOLOGÍAS DE ALTA EFICIENCIA
Sin = A(t) · cos(ωt)
(3.3)
Gracias al componente separador de señales se tendrían dos señales, S1 (t) y S2 (t), de amplitud constante
pero moduladas en fase.
S1 (t) = cos(ωt + cos−1 (A(t)))
(3.4)
S2 (t) = cos(ωt − cos−1 (A(t)))
(3.5)
Cada rama puede ser amplificada independientemente por un amplificador de ganancia G, unidas finalmente en un combinador donde ambas señales se suman y se obtiene la señal de salida.
Sout = G · (S1 (t) + S2 (t))
40
(3.6)
CAPÍTULO
Amplificadores Clase E
Este capítulo servirá como guía en los fundamentos de los amplificadores de potencia de clase E,
amplificadores los cuales serán empleados en la simulación e implementación del proyecto a desarrollar.
Los amplificadores clase E se fundamentan en dos criterios de conmutación, en ambos casos el dispositivo
activo funciona como interruptor.
Amplificadores clase E. También conocido como amplificador clase E ZVS (de sus siglas en inglés
Zero Voltage Switching). En esta variante se utiliza la variable de tensión como variable de conmutación, es decir, la conmutación, correspondiente al al encendido del transistor, la realizará a tensión
cero.
Amplificadores clase E−1 . También conocido como amplificador clase E inversa, ZCS (de sus siglas
en inglés Zero Current Switching). En esta variante se utiliza la variable de corriente como variable
de conmutación, es decir, la conmutación, correspondienteal apagado del transistor, la realizará a
corriente cero.
Un esquemático básico de un amplificador clase E es el presentado en la Figura 4.1, donde se aprecia
en la salida del transistor una bobina de Choke, impidiendo el paso de corriente AC a nuestra fuente
de alimentación DC, evitando así el posible deterioro del dispositivo. Tras ella se encuentra un circuito
LC serie con alto factor de calidad y sintonizado a la frecuencia de conmutación, este circuito permite
presentar un circuito abierto a las frecuencias de las componentes armónicas de nuestra frecuencia de
conmutación. De manera adicional se incluye una capacidad en paralelo, si bien puede ser la capacidad
intrínseca del transistor, se puede añadir dicha capacidad para que no sea una fuente de pérdidas de
potencia, convirtiéndose en una parte fundamental del diseño del amplificador.
Para el diseño de un amplificador clase E, se tienen que dar una serie de condiciones en el instante de
conmutación. Conocida nuestra frecuencia de conmutación, f0 , y la relación inversa que tiene con el
periodo, t0 = f10 , se puede establecer el instante de conmutación en la ecuación 4.1.
t0 =
2π
w0
(4.1)
41
4
4. A MPLIFICADORES C LASE E
Figura 4.1: Esquemático simplificado de un amplificador clase E
Independientemente del modo de conmutación, ZVS o ZCS, para garantizar un funcionamiento sin
pérdidas se deben proporcionar dos condiciones.
Dado que este proyecto se basa en el modo de conmutación a tensión cero se comentarán dichas condiciones en el instante de transición OFF-ON.
Conmutación a tensión cero, ZVS
v(t)|t=t0 = 0
(4.2)
Mediante esta condición se establece que el voltaje del conmutador en el instante de conmutación es
igual a cero, esto se hace para evitar las pérdidas de conmutación debido a la descarga del condensador
de salida en el momento de conmutación expresada en la ecuación 2.19.
Conmutación a derivada de tensión cero, ZVDS
∂v(t)
=0
∂t t=t0
(4.3)
Mediante esta segunda condición se consigue que la corriente en la capacidad en paralelo, que se
transfiere al conmutador en la transición OFF-ON, sea cero. Esto permite una suave transición,
garantizando un incremento gradual de la corriente iS desde cero.
Para realizar el análisis del circuito original clase E se deben realizar una serie de suposiciones tal y como
se facilita en [4]. El circuito de alta eficiencia de un amplificador clase E original se puede apreciar en la
Figura 4.2.
42
Figura 4.2: Circuito del amplificador original clase E de alta eficiencia [4]
Las suposiciones realizadas son las siguientes:
Para el análisis se emplea un 50 % de ciclo útil, duty cicle, permitiendo un modo de operación óptimo.
El transistor se encuentra en estado ON la mitad del periodo y en estado OFF la otra mitad.
Se asume que el elemento de conmutación tiene un valor de resistencia nulo en el estado ON,
RON = 0Ω, y un valor infinito en el estado OFF ROF F = ∞Ω. Dado que en la implementación
física dichos valores no son realizables, se trata de obtener una resistencia lo más baja posible en el
estado ON, y lo más alta posible en el estado OFF.
La bobina Lb actúa como una bobina de Choke ideal, es decir, como un circuito abierto en RF.
La capacidad en paralelo CS se asume lineal en este análisis. Esto en la implementación práctica no
ocurre, alterando su capacidad en función del voltaje aplicado a través de la misma.
Se asume un circuito ideal en el que no hay pérdidas excepto en la carga R, de igual manera toda
la potencia de entrada VDS · IDS termina disipándose en la carga R, operando con un 100 % de
eficiencia.
La red externa L-C tiene un alto factor de calidad Q, esto implica que la corriente que circula a través
de L es aproximadamente una sinusoide a la frecuencia de trabajo.
Además, la bobina de choque, Lb , es lo suficientemente grande como para considerar que la componente de corriente alterna, AC es mucho más baja que la componente de corriente continua, DC. Por
lo tanto, se aplica una corriente equivalente de conmutación que consiste en un nivel constante DC
más una forma de onda sinusoidal, RF.
Asumir dichos criterios, permite una descripción simplificada del circuito de un amplificador clase E, la
cual permite realizar las ecuaciones necesarias para describir su operación.
43
4. A MPLIFICADORES C LASE E
Figura 4.3: Circuito del amplificador clase E asumiendo corriente sinusoidal en la carga [4]
4.1.
Análisis de un amplificador clase E original
Esta sección se fundamenta en la tesis doctoral realizada por Thomas B. Mader en 1995, [4], donde permite
la caracterización del amplificador mediante expresiones matemáticas que describen su comportamiento.
Debido al comportamiento de conmutación que presentan este tipo de amplificadores, el funcionamiento
será distinto dependiendo del estado de conmutación en el que se encuentren.
4.1.1.
Estado ON
Este estado resulta cuando el interruptor se encuentra cerrado. En el caso de que la resistencia de
conducción RON sea ideal y por tanto tenga un valor nulo, RON = 0, la tensión entre sus terminales es
nula, pero resta un ligero impacto de la corriente sinusoidal, con una componente DC, que fluye a través
de él.
En el instante en el que el switch pasa al estado de encendido, la corriente que circula a través se vuelve
cero, pero en el instante en el que pasa al estado de apagado, se produce un salto de corriente a través del
conmutador fruto de una transferencia de corriente desde el conmutador hasta el condensador.
Este salto podría producir pérdidas que se observan a través de cualquier inductancia parásita que pudiese
haber entre el conmutador y el condensador. En esta suposición para su estudio, donde CS es la capacidad
intrínseca o equivalente del transistor, la inductancia se minimiza. En baja frecuencia es común emplear
una capacidad externa, ahí cualquier inductancia parásita entre el transistor y el condensador producirá
una pérdida, como se expresa en la ecuación 4.4, en cada periodo de conmutación, asociada a dicho salto
de corriente producido en la inductancia parásita.
POF F −ON =
44
1
· L · i2
2
(4.4)
4.1. Análisis de un amplificador clase E original
4.1.2.
Estado OFF
Este estado resulta cuando el interruptor se encuentra abierto. En el caso en el que el conmutador pasa a
estado apagado, la corriente sinusoidal continúa fluyendo a través de la capacidad en paralelo.
Por lo tanto la ecuación 4.5 describe el comportamiento de dicha corriente.
CS
∂vs
= Ids (1 − a sin(wS t + ϕ))
∂t
(4.5)
Si integramos la ecuación 4.5 respecto al tiempo, podemos obtener la expresión de la tensión en función
del tiempo
Z t
Ids
vS (t) =
CS
(1 − a sin(wS t + ϕ))dt′
(4.6)
0
Asumiendo la condición implícita de VCS (t = 0) = 0, resulta la expresión de la tensión como la referida
en la ecuación 4.7.
vS (t) =
Ids
(wS t − a(cos(wS t + ϕ) − cos(ϕ)))
wS C S
(4.7)
Recordando las condiciones de un amplificador que opera como clase E:
vS
∂vS
∂t
TS
2
TS
2
=0
=0
A diferencia de las ecuaciones 4.2 y 4.3, en las que se asumía que el transistor conmutaba de apagado
a encendido en t = t0 , con t0 el período, en la referencia usada para la derivación de estas ecuaciones
se ha asumido que el paso de OFF a ON ocurre a la mitad del período, denotado en este caso como
TS . La primera condición implica que la capacidad CS permanezca descargada cuando se produce la
conmutación. La segunda condición garantiza una conmutación suavizada en el momento de conmutación.
Estas dos condiciones permiten determinar el parámetro a y ϕ en las ecuaciones 4.8 y 4.9 respectivamente.
r
a=
π2
≃ 1.862
4
(4.8)
2
= −32.48°
π
(4.9)
1+
ϕ = − arctan
Estas ecuaciones describen cualquier amplificador operando en clase E con alto factor de calidad Q con
un condensador en paralelo con el conmutador. A continuación se puede describir la tensión, ecuación
4.10 y la corriente, ecuación 4.11, que circulan a través del conmutador.
Ids
(wS t − a(cos(wS t + ϕ) − cos(ϕ))) 0 ≤ ws t ≤ π
wS C S
vS (t) =

0
π ≤ ws t ≤ 2π


(4.10)
45
4. A MPLIFICADORES C LASE E
(
iS (t) =
0 ≤ ws t ≤ π
0
Ids (1 − a sin(wS t + ϕ)) π ≤ ws t ≤ 2π
(4.11)
Una vez conocidas las ecuaciones, se puede representar dichas formas de onda, quedando referido en la
Figura 4.4.
Figura 4.4: Formas de onda de la corriente y tensión teóricas de un amplificador clase E, asumiendo una
corriente sinusoidal en la carga de la red [4]
4.1.3.
Análisis en DC
Es de especial interés encontrar una relación entre Vds e Ids , es decir, establecer la relación que permita
conocer cuánta corriente consume para una tensión de alimentación determinada.
La relación que tiene Vds con Ids y la relación que tiene Ids con Vds quedan reflejadas en las ecuaciones
4.12 y 4.13 respectivamente.
1
Vds =
TS
Z TS
2
vS (t)dt =
0
1 Ids
π wS C S
Ids = πwS CS Vds
(4.12)
(4.13)
Conocer los parámetros wS , CS y Vds nos permite conocer la máxima corriente que debe ser capaz de
aceptar el transistor, reflejada en la ecuación 4.14, en el caso de que el dispositivo activo no fuese capaz de
manejar esta corriente sería imposible desarrollar un amplificador clase E con el dispositivo y la frecuencia
de trabajo correspondiente.
Imax = (1 + α)Ids ≃ 2.86Ids
46
(4.14)
4.1. Análisis de un amplificador clase E original
Además, de manera aproximada de puede obtener, a través de la ecuación 4.15, una frecuencia máxima de
operación para operar como un amplificador clase E.
fmax =
4.1.4.
Ids
Imax
1
Imax
=
≃
2
2
2π CS Vds
CS Vds 2π (1 + α)
56.5CS Vds
(4.15)
Análisis en frecuencia
Una vez encontrada la relación entre los parámetros de DC del circuito clase E, Vds e Ids es interesante
conocer la componente de la frecuencia fundamental de vS (t), la cual facilita información sobre la
impedancias complejas de RF del circuito.
Para este estudio, en [4] se realiza un análisis de primer orden, por lo que las componentes de las
frecuencias armónicas superiores no se tienen en cuenta, eso significa asumir una impedancia infinita a
los armónicos superiores, siendo la corriente que circula en la red de carga cero en dichos armónicos.
La componente fundamental de la corriente de la carga es conocida, pero la componente fundamental del
voltaje en el conmutador vS (t) se debe obtener utilizando las series de Fourier, dado que es una función
periódica, a partir de las ecuaciones4.16 y 4.17.
∞
X
vS (T ) =
Kn · ejnwS t
(4.16)
vS (t)e−jnwS t dt
(4.17)
n=−∞
1
Kn =
TS
Z TS
2
0
Por lo tanto para el primer armónico, donde n=1, queda la expresión reflejada en la ecuación 4.18
Ids
K1 =
wS CS TS
Z TS
2
(wS t + a(cos(wS t + ϕ) − cosϕ))e−jnwS t dt
(4.18)
0
Los límites de integración se realizan únicamente durante la mitad del primer periodo, dado que vS (t) es
cero en la segunda mitad del mismo.
Resolviendo dicha ecuación de la tensión, podemos obtener la expresión 4.19, donde las constantes a y ϕ
conocidas anteriormente, quedan definidas por las ecuaciones 4.20 y 4.21.
vs (t)1 = a0 Ids sin(ws t + ϕ0 )
2|K1 |
1
a0 =
=
Ids
wS C S
r
(4.19)
π2
4
3
+ 2−
16 π
4
π
π
ϕ0 = + ∠K1 = + arctan
2
2
2π
8 − π2
(4.20)
(4.21)
Por lo tanto, a través de la ecuación 4.22, se puede obtener el fasor de la impedancia de la red de carga
externa.
47
4. A MPLIFICADORES C LASE E
Znet1 =
a0 j(ϕ0 −ϕ) 0.28015 j49.0524°
e
e
≃
a
wS C S
(4.22)
El ángulo necesario de la carga para un amplificador operando como un clase E con un condensador en
paralelo al conmutador es constante, independiente del resto de la topología.
Se aprecia que la magnitud de la impedancia es directamente proporcional a la reactancia del condensador
en paralelo a la frecuencia de operación. Para asegurar la operación como clase E se debe especificar la
impedancia fundamental, Znet a frecuencia fundamental y un circuito abierto a las frecuencias armónicas
superiores, una de las opciones podría ser la utilización de un filtro.
4.1.5.
Análisis de la red de carga
Es de especial interés conocer la impedancia de la red de carga. Dicha topología se observa en la Figura
4.5, observando que la impedancia de esta topología particular a la frecuencia de trabajo se define a través
de la ecuación 4.23.
Figura 4.5: Red de carga externa vista desde el condensador en paralelo a frecuencias de RF [4]
Znet1 = jwS L +
1
+R
jws C
(4.23)
Al igualar las ecuaciones de Znet1 , 4.22 y 4.23, se obtienen dos ecuaciones complejas que describen el
comportamiento de CS y C, igualando las partes reales e imaginarias resultan las ecuaciones 4.24 y 4.25
respectivamente.
CS =
2
C = CS
( π4 + 1)( π2 )
QL
!
1
2
2πfS R( π4 + 1)( π0
2 )
π3
π
16 − 4
1+
3
QL − ( π16 − π4 )
≃
1
2πfS R5.447
!
≃ CS
5.447
QL
1+
(4.24)
1.153
QL − 1.153
(4.25)
Donde QL queda definido en la ecuación 4.26.
QL =
48
wS L
R
(4.26)
4.2. Análisis de un amplificador clase E sub-óptimo
Estas ecuaciones de CS y C fueron comparadas en [4] con el estudio realizado en [5], cuya expresión
de CS era idéntica a la que queda planteada en 4.24, mientras que la ecuación para C fue determinada
mediante mediciones experimentales, quedando reflejada en la ecuación 4.27.
C ≃ CS
5.447
QL
1+
1.42
QL − 2.08
(4.27)
Para el diseño de un amplificador que opere como clase E, se debe elegir inicialmente los valores de wS ,
L y R, dichos parámetros determinarán QL , permitiendo calcular así los valores de CS y C.
4.2.
Análisis de un amplificador clase E sub-óptimo
En la anterior sección se planteaba un modelo de amplificador clase E óptimo, donde se cumplen tanto la
condición ZVS y ZVDS. La condición necesaria para obtener una eficiencia del 100 % es ZVS, en el caso
de que la condición ZVDS no se cumpliese se estaría hablando de un modelo “sub-óptimo”, para este
caso Mustafa Acar [12] desarrolló unas ecuaciones de diseño general en función de las características de
la señal de entrada y con una bobina de choke que no es ideal, es decir, tiene un valor real, para ello que
presenta el modelo idealizado de un amplificador clase E en la Figura 4.6.
Figura 4.6: Modelo idealizado de un [13]
Para el estudio de este planteamiento se realizan una serie de suposiciones:
Existe red de carga que mantenga un factor de calidad elevado.
La corriente que circula por la red es sinusoidal.
El funcionamiento del transistor sea como el de un conmutador ideal.
49
4. A MPLIFICADORES C LASE E
Al no cumplirse la condición de ZVDS, implica que tendrá un valor distinto de cero, por lo que queda
establecida la expresión en la ecuación 4.28 en el momento de cierre del conmutador. El parámetro k
ofrece cierto grado de libertad a la hora de diseñar el amplificador. Se aprecia con facilidad que en el
caso de que el parámetro k tenga un valor nulo, y se asumiese un valor infinito para la inductancia de
alimentación, se obtendría el modo de operación de la anterior sección, operando de manera óptima.
∂vS (t)
= wS · VDS · k
∂t
(4.28)
Mustafa Acar presenta un modelo que permite calcular cualquier valor de bobina de polarización, para
ello define el parámetro q, el cual es la contribución del circuito formado por la conexión de la bobina
en la vía de polarización de drenador L y la capacidad paralela de salida C a la impedancia de carga del
amplificador, normalizada a la frecuencia de trabajo. De esta manera se consigue definir la ecuación 4.29.
q=
K
1
√
(4.29)
w0 LC
RF-choke [14]
Parallel-Circuit [15]
Resonancia armónicos pares [16]
KL =
wL
R
(4.30)
→∞
0.732
3.534
KC =
wC
R
(4.31)
0.1836
0.685
0.071
POU T R
2
VDD
(4.32)
0.5768
1.365
0.056
X
R
(4.33)
1.152
0
-4.903
KP =
KX =
Tabla 4.1: Ecuaciones explicitas para el diseño de amplificador clase E
Por lo tanto, la impedancia de carga del amplificador se puede volver a definir en la ecuación 4.34, siendo
la impedancia de carga óptima a la frecuencia de trabajo.
Znet = jwS L||(R + jX)
(4.34)
Además en [13] se definen diversas ecuaciones para definir los parámetros KL , KC , KP , KX en función
del parámetro q. Quedando expresiones de la máxima potencia de salida, ecuación 4.35, y los valores de
los parámetros R, LyX, ecuaciones 4.36, 4.37 y 4.38. En la tabla 4.1 se incluyen los valores de KL, KC,
KP y KX para tres casos o topologías muy conocidas: el propuesto por los Sokals con q = 0 y analizado
por Raab en [14], el clase E con circuito paralelo popularizado a partir de [15] con q = 1.412, y el clase E
con resonancia a armónicos pares de [16] para q = 2.
V2
Pout = Kp (q) DS
R
50
(4.35)
4.2. Análisis de un amplificador clase E sub-óptimo
Kp (q)
wS C S
(4.36)
KL (q)
wS
(4.37)
X = KX (q)R
(4.38)
R=
L=R
En el caso de que se tuviera el valor de q = 0, lo cual significa que la bobina de choke tuviese un valor
infinito, L = ∞, , la impedancia de carga seguiría la ecuación 4.39, donde R y X serían las componentes
real e imaginaria de la impedancia compleja derivada en la ecuación 4.22.
Znet = R + jX
(4.39)
51
CAPÍTULO
Simulación y diseño del amplificador
En este capítulo se realizará el diseño del amplificador clase E, donde se realizará la caracterización del
transistor elegido y seleccionarán los parámetros y condiciones necesarias para su diseño.
La implementación del amplificador se fundamental en el objetivo de cubrir las bandas E5 y E6, las cuales
comprenden respectivamente las frecuencias 1164 MHz - 1215 MHz y 1260 MHz - 1300 MHz, siendo el
diseño del amplificador de banda ancha y alta eficiencia.
En nuestro caso la frecuencia central de diseño será 1232 MHz, y el ancho de banda abarcará ambas
bandas, siendo la frecuencia inferior 1164 MHz y la frecuencia superior 1300 MHz.
Para la simulación y diseño de este amplificador se emplea el transistor empaquetado CG2H40025F de la
empresa Wolfspeed, cuya división de RF ha pasado fue adquirida recientemente por MACOM.. Se trata
de un transistor de nitruro de Galio, también conocidos como GaN HEMT, del cual se puede obtener el
modelo no lineal del dispositivo a través del fabricante.
Este transistor es un dispositivo de tipo N, lo cual implica que sin necesidad de aplicar tensión en puerta
presenta una región conductiva, es decir, el dispositivo conduce entre drenador y fuente. Estos dispositivos
se conocen como normally-on, los cuales trabajan con tensiones de puerta, VGS , negativas.
5.1.
Técnica Load-Pull
Antes de comenzar con el diseño en sí, es interesante conocer el concepto de la técnica de Load-Pull.
Load-Pull es una técnica general empleada en el diseño y caracterización de los amplificadores de RF. En
ella la impedancia de carga presentada al dispositivo bajo prueba (DUT, de sus siglas en inglés Device
Under Test) se varía sistemáticamente. El parámetro de interés, por ejemplo la eficiencia o rendimiento,
obtenido de simulación o medida, se almacena de manera a poder representar a través de un contorno
aquellos puntos de impedancia que resultan en un valor constante de dicho parámetro.
Empleando Load-Pull se pueden representar, por ejemplo, los contornos de máxima potencia y eficiencia
en el plano de impedancias, generalmente en la Carta de Smith, en la Figura 5.1 proporcionada por
Rohde & Schwarz se representan distintos contornos donde la potencia y la PAE son constantes para un
amplificador [17].
53
5
5. S IMULACIÓN Y DISEÑO DEL AMPLIFICADOR
Figura 5.1: Ejemplo de simulación Load-Pull [18]
El empleo de esta técnica se puede hacer mediante simulaciones, el cual es un mecanismo más sencillo
debido a las facilidades que se tienen mediante la utilización de un software, se vuelve una metodología
simple pero menos precisa. La aplicación de simulaciones supone una serie de idealizaciones, como
excitación mediante una onda cuadrada en vez de sinusoidal e idealización de una serie de parámetros
difícilmente caracterizables del DUT.
Otra manera es la realización de Load-Pull mediante medidas físicas, esta implementación conlleva un
trabajo más arduo y necesita equipamiento especializado, un sintetizador de impedancias. Esta dificultad en
la metodología se ve correspondida con unas medidas mucho más precisas y representa el comportamiento
real del DUT.
5.2.
Caracterización del transistor
Una vez conocida la técnica Load-Pull, necesaria para el diseño y simulación del amplificador, el primer
paso a seguir para el diseño del amplificador consiste en la caracterización del transistor para conocer los
parámetros necesarios para la polarización del mismo.
5.2.1.
Tensión de polarización en drenador
El primer paso consiste en obtener la tensión de polarización del drenador, VDS , a través de la ecuación
5.1, el fabricante facilita en el datasheet una tensión de ruptura de 120 V, por lo que sustituyéndolo en
dicha ecuación se obtiene un VDS máximo de, aproximadamente, 33 V [19].
VDSmax ≥ 3.562 · VDS
54
(5.1)
5.2. Caracterización del transistor
VDS ≤
VDSbr
120V
≤
≤ 33.69V
3.562
3.562
Al emplearse el modelo del transistor en el software de simulación AWR se obtiene la variación de la
corriente en drenador en función de la evolución de la tensión de drenador a una tensión de puerta fija. Al
valor al que la corriente que circula a través del drenador empieza a aumentar de manera pronunciada se
considera la tensión de ruptura.
Figura 5.2: Tensión de ruptura del transistor
En este caso la simulación obtiene una tensión de ruptura de 131 V, en tanto se asumió para su cuantificación aquel valor de tensión que produjese una corriente de 1 mA. Al utilizar la ecuación 5.1 con el valor
extraído en la Figura 5.2 se obtiene un valor de, aproximadamente, 36 V.
VDS ≤
VDSmax
131V
≤
≤ 36.77V
3.562
3.562
En este caso se ha decidido emplear la tensión recomendada por el fabricante, 28 V.
5.2.2.
Tensión de polarización en puerta
La elección de la tensión de polarización en la puerta del transistor tiene diversas maneras de realizarse,
fundamentadas en la variación de la tensión de puerta hasta que se cumpla cierta condición.
Una de ellas consiste en variar la tensión de puerta a una tensión de drenador constante, elegida previamente, y observar la tensión donde la corriente que circula entre drenador y fuente tome cierto valor, como
se observa en la Figura 5.3. Para un transistor real, con una entrada en conducción paulatina y no abrupta,
este método puede no ser demasiado preciso.
55
5. S IMULACIÓN Y DISEÑO DEL AMPLIFICADOR
Figura 5.3: Variación de la corriente en puerta en función de la tensión en puerta
Otra manera de realizar esta elección consiste en la representación del parámetro S22 en función de la
frecuencia e ir variando la tensión de puerta VGS hasta el momento en el que aumente la conductancia de
salida del transistor, es decir, el parámetro S22 se desplaza hacia el centro de la Carta de Smith, tal y como
se puede apreciar en la Figura 5.4.
(a) VGS = −3.15V
(b) VGS = −3.13V
Figura 5.4: Evolución del parámetro S22 en estado OFF donde se aprecia la variación de la conductancia
en función de la tensión de puerta.
Se puede apreciar que la máxima tensión de puerta que se puede obtener antes de que aumente la
conducción es la misma que la obtenida anteriormente, -3.15 V. De esta manera quedan las tensiones de
polarización como se muestra a continuación.
VDS = 28V
56
VGS = −3.15V
5.2. Caracterización del transistor
5.2.3.
Resistencia en conducción, capacidad y resistencia de salida
En este apartado se obtendrán diferentes parámetros en función del estado del amplificador, en función de
si está en estado encendido a apagado.
Resistencia en conducción
La resistencia en conducción se puede obtener de modo sencillo mediante la representación en DC de las
curvas IV del transistor empleado, dichas curvas se representan en 5.5.
La RON viene dada por la pendiente en la zona lineal de operación del transistor a tensiones bajas en
drenador y altas en puerta. De esta manera se consigue que el transistor apenas disipe potencia.
Figura 5.5: Resistencia en conducción
Una vez se extraído uno de los valores de la región lineal se consigue obtener el valor de la resistencia en
conducción a través de la ecuación 5.2. Este valor es aproximado, ya que depende, ya que en condiciones
dinámicas la Ron del transistor puede diferir del valor estático extraído de estas curvas IV. Además, al
hacerlo en simulación está sujeto a la precisión del modelo ofrecido por el fabricante fabricante y de la
posible manifestación de efectos de dispersion.
1.876V ∼
RON ∼
=
= 0.536Ω
3500mA
(5.2)
Capacidad de salida y resistencia sin conducción
En este apartado se debe tener en cuenta la dependencia que tienen dichos parámetros con la frecuencia.
Al ser una simulación, permite obtener una estimación tanto del parámetro Cout y ROF F . Para ello la
polarización del transistor tiene que ser con tensión de trabajo en drenador y una tensión en puerta inferior
a la de pinch-off, correspondiendo a un valor de -3.15 V.
57
5. S IMULACIÓN Y DISEÑO DEL AMPLIFICADOR
Para la obtención de la capacidad de salida es necesario representar el parámetro S22 del transistor,
evaluando la impedancia desnormalizada a 50Ω en función de la frecuencia. La Figura 5.6 representa
dicha evolución, situando unos marcadores en la frecuencia fundamental y las frecuencias correspondientes
al segundo y tercer armónico, 2464 MHz y 3696 MHz respectivamente.
Figura 5.6: Evolución de la impedancia de salida en estado OFF con la frecuencia
Se observa un valor que no es puramente capacitivo, ya que tiene una componente resistiva parásita que a
partir de ahora es posible despreciar. Gracias al valor de la reactancia XC = 33.6965Ω y la ecuación 5.3
se obtiene dicha capacidad de salida.
Cout =
Cout =
1
w0 XC
(5.3)
1
∼
= 3.83pF
2π · 1232 · 106 · 33.6965
Para la obtención de la resistencia en el estado apagado es necesario representar el parámetro S22 del
transistor, evaluando la admitancia desnormalizada a 50Ω en función de la frecuencia. La Figura 5.7
representa dicha evolución, situando unos marcadores en la frecuencia fundamental y las frecuencias
correspondientes al segundo y tercer armónico, 2464 MHz y 3696 MHz respectivamente.
58
5.2. Caracterización del transistor
Figura 5.7: Evolución de la admitancia de salida en estado OFF con la frecuencia
En este caso se emplea únicamente la parte real, por lo tanto, el valor de la conductancia que se obtiene es
Gout = 0.000217604S y la ecuación 5.4 se obtiene dicha capacidad de salida.
ROF F =
ROF F =
5.2.4.
1
Gout
(5.4)
1
∼
= 4.596kΩ
0.000217604
Impedancia nominal del drenador
Una vez obtenidos los diferentes parámetros que caracterizan el transistor, es de especial interés la
impedancia nominal en drenador para operación clase E con q = 0, que se puede determinar mediante
la ecuación 5.5 (similar a 4.22) a partir del valor de la capacidad de salida, Cout obtenida a través de la
ecuación 5.3.
Znet =
Znet =
0.1836
0.2216
+j·
w0 · Cout
w0 · Cout
(5.5)
0.1836
0.2216
∼
+j·
= 6.08 + j · 7.01Ω
6
−12
2π · 1232 · 10 · 3.83 · 10
2π · 1232 · 106 · 3.83 · 10−12
Si normalizamos la impedancia de la red con 50Ω nos queda una impedancia de red como la reflejada en
la ecuación 5.6.
59
5. S IMULACIÓN Y DISEÑO DEL AMPLIFICADOR
Znet |Z0 =50Ω ∼
= 0.124 + j · 0.143
5.2.5.
(5.6)
Análisis Load-Pull del amplificador Clase E
Una vez conocida la impedancia de drenador a la frecuencia central de diseño, podemos calcular el
coeficiente de reflexión en la misma frecuencia a través de la ecuación 5.7.
ΓN OM =
ΓN OM =
Znet − Z0
Znet + Z0
(5.7)
0.124 + j · 0.143 − 1
= −0.757 + j · 0.194 = 0.7824∡169.02°
0.124 + j · 0.143 + 1
Obtenido el módulo y fase del coeficiente de reflexión a nuestra frecuencia fundamental, se puede realizar
un análisis simplificado del amplificador clase E con bobina de Choke o q = 0 en función de la potencia
de entrada Pin .
El esquemático para el estudio queda presentado en la Figura 5.8, en él se puede apreciar el componente
HBTUNER2, permite fijar las terminaciones al fundamental y los armónicos que se deseen. En nuestro caso,
en el barrido se ha tenido en cuenta únicamente la frecuencia fundamental, del cual se han calculado tanto
el módulo como la fase del coeficiente de reflexión, es por ello que las variables Rnommod y Rnomangle
representan los parámetros calculados anteriormente, así como el segundo y el tercer armónico, ya que se
ha demostrado que realizar la terminación de armónicos superiores no tiene gran impacto . El hecho de
fijar las terminaciones del segundo y tercer armónico con módulo 1 y un ángulo de 0°, implica terminarlo
en circuito abierto.
Figura 5.8: Esquemático para el análisis del amplificador Clase E en función de Pin a 1232 MHz
60
5.2. Caracterización del transistor
Gracias al esquemático anteriormente presentado, la evolución de la eficiencia en drenador, ηd , la potencia
de salida, Pout y la corriente en puerta, Igs , quedan reflejadas en la Figura 5.9, representadas en color
marrón, magenta y azul, respectivamente.
Figura 5.9: Evolución de ηd , Pout e Igs con Pin
Este análisis permite calcular la potencia de entrada que habrá que emplear en nuestro sistema, ya que
será aquel valor previo al que aparezca corriente en puerta. Al aproximar el modo conmutado con una
excitación sinusoidal o de onda continua (es difícil poder excitar la puerta a estas frecuencias con una onda
cuadrada), conviene elevar su amplitud todo lo posible para minimizar el intervalo en que el transistor
puede operar en la región de saturación. La amplitud máxima a aplicar viene limitada por la aparición
de corriente DC en puerta debida a la rectificación en la unión Schottky puerta-fuente. Al observar el
marcador situado en el perfil de la corriente en puerta, podemos ver que con 1 mA la potencia empleada
es 33 dBm, garantizando con seguridad los 7 mA admisibles como máximo en puerta por el transistor, tal
y como indica el fabricante en la hoja de características.
Una vez establecida la potencia de entrada el diseño de la red de salida, se puede realizar una simulación
Load-Pull del circuito para obtener una aproximación de los contornos de eficiencia y potencia de salida
en función de la impedancia de la terminación óptima. Para ello se hará uso del esquemático presentado
en la Figura 5.10.
En el esquemático presentado se aprecian diferentes componentes, entre ellos se observan medidores de
tensión y de corriente tanto en la entrada como en la salida de nuestro dispositivo activo, que ayudarán a
la simulación Load-Pull. En la salida del transistor se cuenta con un condensador ideal de un valor alto,
que evita que la DC vaya hacia el puerto P2, correspondiente con la RF, y con una bobina de Choke con
un valor alto que evita el paso de RF a la fuente de alimentación. En la entrada del transistor se cuenta con
el elemento HBTUNER3 que incluye un BIASTEE de manera intrínseca para separar la RF de la DC y
combinarla en un mismo puerto.
61
5. S IMULACIÓN Y DISEÑO DEL AMPLIFICADOR
Figura 5.10: Esquemático para el Load-Pull
Al realizar la primera simulación Load-Pull con una bobina de polarización Lb idealmente infinita,
obtenemos los contornos de la figura 5.11
Figura 5.11: Contornos Load-Pull para el q=0
Esta topología clase E con bobina de Choke (inductancia de alimentación muy elevada) en drenador suele
ser de banda estrecha por naturaleza, dado que resulta difícil conseguir la terminación compleja que ofrece
máxima eficiencia en un rango amplio de frecuencia.
Es posible explotar, sin embargo, la generalización de ecuaciones de Acar que se expuso en el capítulo 4
62
5.2. Caracterización del transistor
para encontrar un valor de q (y por ende de inductancia de alimentación) que coloque los contornos de
eficiencia cerca del eje resistivo en la carta de Smith. Ello permitiría diseñar una red simple para conseguir
buenas prestaciones en el ancho de banda requerido.
Para mejorar el diseño original del amplificador clase E (con una bobina infinita de alimentación en el
drenador), se realizaron los primeros intentos de diseño variando el parámetro q. Esto resultó en cambios
en la impedancia observada en el drenador para el segundo y tercer armónico, así como en la frecuencia
central de diseño. Los análisis se llevaron a cabo utilizando los valores de las bobinas detallados en la
tabla 5.1.
q
0
0.6
0.9
1.2
1.5
2
Lb (nH)
∞
12.09
5.375
3.024
1.935
0.7361
Tabla 5.1: Valores de Lb para distintos valores de q
Para observar el impacto que tienen el parámetro q en la simulación se observa la figura 5.12, donde se
observa en traza discontinua los valores de potencia máxima y en traza continua los valores de eficiencia.
Se aprecia una clara rotación de los contornos, en especial con el parámetro q = 1.2, ya que está orientada
prácticamente según el eje de resistencia pura.
Figura 5.12: Comparación de los contornos de eficiencia y potencia máximos en función de q
63
5. S IMULACIÓN Y DISEÑO DEL AMPLIFICADOR
5.3.
Red de terminación multi-armónica de salida
Una vez conocidos los diferentes parámetros de interés, es de especial importancia aterminar apropiadamente el terminal de drenador a través de la red de salida y adaptar entonces la entrada.
Se comienza con la red de salida, ya que tiene mayor impacto sobre el resultado final del amplificador.
Esto permite exprimir al máximo el comportamiento a ofrecer por el amplificador en potencia de salida y
eficiencia a lo largo del ancho de banda requerido. Una vez se termine el drenador al fundamental y a los
armónicos superiores con esta red, se procederá a adaptar la entrada.
A la hora del planteamiento del diseño se planteó tanto la posibilidad de realizar el circuito resonante LC
tanto al segundo como tercer armónico como el resonante LC únicamente al segundo armónico.
5.3.1.
Terminación del segundo y tercer armónico
En este apartado se observará el diseño de la red de salida de manera que haya un circuito resonante LC
paralelo que ofrezca una terminación en circuito abierto al segundo y tercer armónico.
El proceso es secuencial, de manera que el primer circuito resonante paralelo se debe ajustar para el tercer
armónico, una vez queda ajustado el tercero se realiza el segundo circuito resonante al segundo armónico
y finalmente, una vez ajustados los dos armónicos superiores, los cuales son los que tienen mayor impacto
en el rendimiento del amplificador, se ajusta el circuito con un condensador en serie que ofrezca una mejor
adaptación, característica observable mediante el parámetro S11 .
Para ajustar un circuito resonante paralelo se debe emplear la combinación de bobina y condensador,
dependiendo de dichos valores se observa una frecuencia de resonancia en dicho circuito, tal y como se
observa en la ecuación 5.8.
fresonancia =
2π ·
1
√
LC
(5.8)
En este caso se fija tanto la frecuencia de resonancia a la que se pretende diseñar el circuito como la
bobina de la que se dispone en el laboratorio, esto permite conocer el valor del condensador que hay que
emplear, esto se debe a que la diversidad de valores que presentan los condensadores es mayor a la que
tienen las bobinas.
Para ajustarnos de una manera más cercana a una implementación real, la bobina de menor valor disponible
en el laboratorio es de 2.5 nH, por lo que en un primer momento se plantea la colocación de dos bobinas
de igual valor en paralelo para el circuito resonante al tercer armónico, ecuación 5.9, de manera que se
obtuviese una bobina equivalente de la mitad del valor, 1.25 nH.
1
1
1
=
+
Leq
L1 L2
(5.9)
1
1
2.5nH
1
=
+
−→ Leq =
= 1.25nH
Leq
2.5nH
2.5nH
2
Una vez realizados los distintos circuitos resonantes, tanto al segundo como al tercer armónico, y adaptado
a la frecuencia fundamental, la evolución de los parámetros S queda reflejada en la Figura 5.13, donde la
64
5.3. Red de terminación multi-armónica de salida
traza en rojo representa la adaptación, S11 , y la azul representa la supresión de los armónicos superiores,
S21 .
Figura 5.13: Resultado circuitos resonantes al segundo y tercer armónico y adaptación a la frecuencia
fundamental
Este mismo análisis se puede realizar sobre la Carta de Smith, permitiendo estudiar en profundidad el
comportamiento de nuestro diseño.
En la Figura 5.14 se observa la evolución de la impedancia con la frecuencia, el segundo y tercer armónico
se acercan a un valor de magnitud de |S11 | ≈ 1, teniendo como objetivo que se sitúen en el borde de la
Carta de Smith. Además, a la frecuencia fundamental y ancho de banda deseado para este diseño tiene un
valor muy inferior a la unidad y centrado en la Carta de Smith, siendo una muy buena adaptación.
65
5. S IMULACIÓN Y DISEÑO DEL AMPLIFICADOR
Figura 5.14: Evolución de la impedancia ofrecida por la red de salida
Una vez tenemos el comportamiento y trayectoria de la impedancia sintetizada gracias a la red de salida,
se realiza un estudio del mismo esquemático en condiciones de carga variable. Para este supuesto se
emplea el mismo esquemático que para la representación de la anterior figura y una variación de RL en
un intervalo desde 10 Ω hasta 500 Ω con un paso de 10 Ω.
Para diseñar la vía de polarización de drenador, se debe ajustar el valor de inductancia de manera que la
trayectoria imaginaria que une los valores de impedancia que ofrecen a cada potencia de salida la máxima
eficiencia posible (trayectoria óptima de modulación) en el análisis Load-Pull coincida con la trayectoria
de impedancia ofrecida por la red de salida bajo condición de carga variable.
El esquemático para realizar el Load-Pull está formado por un HBTUNER a la salida donde se indican la
magnitud y el ángulo del coeficiente de reflexión en las frecuencias del segundo y del tercer armónico,
datos los cuales se extraen de manera directa en la Figura 5.14.
En este caso debido a la inclinación de la trayectoria de modulación de carga y la diferencia que hay
con la trayectoria óptima aproximada con contornos de Load-Pull se decide sacrificar la adaptación a la
frecuencia al fundamental, cambiando el condensador empleado para ello, para que la trayectoria tuviese
una tendencia que acercase dicha trayectoria a la deseada.
En la Figura 5.15 se observa el análisis Load-Pull realizado con la red de polarización también diseñada,
formada por un tramo de línea de 9.3mm, un condensador de desacoplo de 30pF y la bobina de Choke
real de 100nH, de esta manera evitamos que la RF llegue de alguna manera a la fuente de alimentación
pudiendo dañar el equipo. La traza verde corresponde al comportamiento que tenía la variación de
impedancia de carga cuando el fundamental estaba correctamente adaptado, mientras que la granate
corresponde al cambio de condensador para ajustar el comportamiento en frecuencia en la banda del
66
5.3. Red de terminación multi-armónica de salida
fundamental a los contornos de eficiencia.
Figura 5.15: Comparativa Load-Pull de ambas opciones a 1232 MHz
67
5. S IMULACIÓN Y DISEÑO DEL AMPLIFICADOR
Una vez diseñada la red de salida completa, se introduce el transistor en el esquemático, Figura 5.16,
para poder estudiar su comportamiento. Inicialmente se realiza un barrido de potencia a la frecuencia
fundamental para conocer la potencia exacta en la que empieza a haber corriente en puerta, como límite
se establece 1mA, de esta manera se podrá comparar ambos planteamientos bajo las mismas condiciones.
Figura 5.16: Esquemático para el barrido de potencia a la frecuencia fundamental
Al representar en la Figura 5.17 los perfiles de eficiencia, η, potencia de salida, Pout y corriente en
puerta Igs del amplificador a la potencia con la que aparece dicha corriente, se observa la comparativa de
resultados con el tramo de línea en la vía de polarización en las trazas de color rojo, y los resultados una
vez añadido el condensador de desacoplo y la bobina de Choke en las trazas de color azul.
Figura 5.17: Perfiles de eficiencia, potencia de salida y corriente en puerta con circuitos resonantes al
segundo y tercer armónico
68
5.3. Red de terminación multi-armónica de salida
Se puede observar que la eficiencia máxima se encuentra ligeramente desplazada en frecuencia y un rango
de eficiencia teórico superior al 83 % en el ancho de banda deseado. En añadido, el ancho de banda en el
cual se obtiene una eficiencia superior al 80 % abarca desde 1108 MHz hasta 1301 MHz.
En cuanto al perfil de la corriente que circula por la puerta, se puede observar un valor ligeramente superior
a 1mA a la frecuencia inferior de nuestra banda de trabajo, que va creciendo a medida que bajamos en
frecuencia.
5.3.2.
Terminación del segundo armónico
Otra alternativa planteada para abordar este proyecto, consiste en la terminación única del segundo
armónico. La metodología empleada en este caso es la misma que en el apartado anterior, pero esta vez se
emplea un único circuito resonante en paralelo, para el segundo armónico, y el condensador en serie para
la adaptación de la frecuencia fundamental.
Es por ello que al realizar el circuito de salida se compararán ambos resultados con el objetivo de realizar
únicamente la adaptación de la entrada del circuito que presente mejores prestaciones.
Para este planteamiento se debe que sintonizar el circuito resonante al segundo armónico, a través de la
fórmula 5.8, y la adaptación del fundamental mediante la capacidad en serie. Para no saturar la memoria
con esquemáticos innecesarios, se muestra a continuación la configuración final implementada, Figura
5.18, donde la traza en rojo representa la adaptación, S11 , y la azul representa la supresión del segundo
armónico, S21 .
Figura 5.18: Resultado circuito resonante al segundo armónico y adaptación a la frecuencia fundamental
69
5. S IMULACIÓN Y DISEÑO DEL AMPLIFICADOR
De la misma manera que el apartado anterior, se realiza el mismo análisis sobre la Carta de Smith en la
Figura 5.19, con el objetivo de situar la frecuencia del segundo armónico cerca del borde de la Carta de
Smith, siendo |S11 | ≈ 1, en este caso el valor del tercer armónico no está tan próximo a la Carta de Smith
debido a que no se realizó el circuito resonante a la frecuencia del mismo.
Figura 5.19: Evolución de la impedancia ofrecida por la red de salida
70
5.3. Red de terminación multi-armónica de salida
A continuación se realiza un estudio en condiciones de carga variable, con una variación de RL desde 10
Ω hasta 500 Ω con un paso de 10 Ω.
De una manera paralela se realiza el diseño de la vía de polarización, ajustando la trayectoria óptima de
modulación de carga en el análisis Load-Pull realizado a la trayectoria de carga variable de la manera más
cercana posible.
El esquemático realizado para el Load-Pull está compuesto por los mismos componentes que en la Figura
5.10, en el HBTUNER se incluirán tanto el módulo como el ángulo de los coeficientes de reflexión del
segundo y tercer armónico.
En este caso el tramo de línea será de 8.9 mm, un condensador de desacoplo de 30pF y la bobina de Choke
real de 100nH. El resultado del análisis Load-Pull queda representado en la Figura 5.20, donde la traza
verde corresponde al comportamiento que tiene la impedancia de entrada de la red de salida a la variación
en la resistencia de carga.
Figura 5.20: Análisis Load-Pull de la opción con supresión del segundo armónico a 1232 MHz
Una vez diseñada la red de salida completa, se introduce el transistor en el esquemático, Figura 5.21,
para poder estudiar su comportamiento. Inicialmente se realiza un barrido de potencia a la frecuencia
fundamental para conocer la potencia exacta en la que empieza a haber corriente en puerta, como límite
se establece el mismo que en la anterior sección, 1 mA.
71
5. S IMULACIÓN Y DISEÑO DEL AMPLIFICADOR
Figura 5.21: Esquemático para el barrido de potencia a la frecuencia fundamental
Al representar en la Figura 5.22 los perfiles de eficiencia, η, potencia de salida, Pout y corriente en
puerta Igs del amplificador a la potencia con la que aparece dicha corriente, se observa la comparativa de
resultados con el tramo de línea en la vía de polarización en las trazas de color rojo, y los resultados una
vez añadido el condensador de desacoplo y la bobina de Choke en las trazas de color azul.
Figura 5.22: Perfiles de eficiencia, potencia de salida y corriente en puerta con circuito resonante al
segundo armónico
72
5.3. Red de terminación multi-armónica de salida
En este caso se puede apreciar que la eficiencia máxima se encuentra también ligeramente desplazada
en frecuencia, mientras que el rango de eficiencia es superior al 84 % en el ancho de banda deseado. En
añadido, el ancho de banda en el cual se obtiene una eficiencia superior al 80 % es mayor que en la sección
anterior, resultando desde 1064 MHz hasta 1400 MHz aproximadamente.
En cuanto al perfil de la corriente que circula por la puerta, se vuelve a observar un valor ligeramente
superior a 1mA a la frecuencia inferior de nuestra banda de trabajo, que va creciendo a medida que
bajamos en frecuencia.
5.3.3.
Comparación y elección de implementación
Dado que únicamente se ha realizado la terminación del drenador con la red de salida, los parámetros que
se utilizarán para la comparación son la potencia de salida, Pout , eficiencia η y corriente en puerta, Igs ,
siendo un parámetro que habrá que tener en cuenta debido a su impacto con la integridad del transistor.
En la Figura 5.23 se aprecia la comparativa de resultados. En rojo se ver los distintos perfiles cuando se
termina el segundo armónico, mientras que en azul cuando se terminan tanto el segundo como el tercero.
A simple vista se ve que la máxima eficiencia obtenible es mayor en el segundo armónico, teniendo un
ancho de banda mucho más eficiente en la banda de trabajo y un ancho de banda superior al otro diseño
con una eficiencia igual o superior al 80 %.
Figura 5.23: Comparativa de eficiencia, potencia de salida y corriente en puerta de los planteamientos
realizados: Supresión del segundo armónico y supresión del segundo y del tercer armónico
Una vez realizados ambos análisis y haber comparado los respectivos rendimientos se llega a la conclusión
de que el diseño elegido será únicamente con la terminación del segundo armónico.
73
5. S IMULACIÓN Y DISEÑO DEL AMPLIFICADOR
Elegir dicha implementación se debe a que la opción de terminar el tercer armónico no mejora de una
manera significativa el rendimiento y la implementación física se dificulta debido al circuito resonante de
del tercer armónico y sus correspondientes ajustes de la misma.
5.4.
Adaptación de la red de entrada
Una vez conocida el tipo de implementación que se va a realizar, siendo la que únicamente termina el
segundo armónico, se procede a adaptar la entrada, pudiendo completar así el diseño del amplificador y
analizar todas sus prestaciones.
Con la red de salida finalmente diseñada, se hace uso de un acoplador direccional con el objetivo
de comparar la onda reflejada con la incidente a la frecuencia fundamental. Esto permite analizar el
comportamiento del parámetro S11 , el cual equivale con el coeficiente de reflexión a la entrada sin adaptar,
Γin .
∗ , en la Figura 5.24, hay cierta
Representando el comportamiento del parámetro S11 y su conjugado, S11
trayectoria que se sale de la Carta de Smith, esto se debe a que se ajustó la potencia para evitar la
rectificación en puerta en el ancho de banda de diseño. Generalmente con el aumento de frecuencia la
corriente decrece, como se apreciaba en las figuras 5.22 y 5.17.
∗ en función de la frecuencia
Figura 5.24: Parámetros S11 y S11
74
5.4. Adaptación de la red de entrada
5.4.1.
Red de una etapa LC
∗ se debe diseñar una red cuyo parámetro S se
Una vez conocemos el comportamiento del parámetro S11
22
aproxime lo más posible a dicho perfil. Inicialmente se emplea un circuito LC, pero en vez de emplear
una bobina, se utiliza un tramo de línea que tenga el mismo efecto, y un condensador a tierra.
El resultado se refleja en la Figura 5.25, donde alcanzar un comportamiento idéntico es realmente complicado, con elementos ideales se podrían obtener soluciones realmente próximas, pero la implementación
de elementos reales dista de la posible implementación real.
∗ y S de la red de entrada con un circuito LC
Figura 5.25: Parámetros S11
22
Una vez realizado el primer diseño de la red de entrada, se incluye en el esquemático junto con la red de
salida, añadiendo el condensador de desacoplo y la bobina de Choke, de manera que a la hora de realizar
la implementación física los resultados se parezcan lo más cercanos a los realmente realizables.
Al añadir la red de entrada se realiza un barrido de potencia del circuito completo, de esta manera se puede
obtener la potencia que habrá que emplear hasta que en la puerta aparezca corriente. De la misma manera
que para el amplificador sólo con la red de salida, al añadir la de entrada se establece un límite de 1 mA,
en este caso la potencia resultante es menor, obteniendo un valor de 24 dBm. Una vez se conoce dicha
potencia, se estudia el comportamiento del amplificador bajo dichas condiciones, donde la Figura 5.26
representa los perfiles de eficiencia, PAE, ganancia, potencia de salida y corriente en puerta, con la red de
salida diseñada en el apartado anterior y la red LC de una única etapa diseñada en la presente sección.
75
5. S IMULACIÓN Y DISEÑO DEL AMPLIFICADOR
Figura 5.26: Perfiles de eficiencia, PAE, ganancia, potencia de salida y corriente en puerta en función de
la frecuencia
5.4.2.
Red de dos etapas LC
Una vez conocido el comportamiento que tendría el dispositivo al adaptar la entrada con un circuito
de una única etapa LC, se trata de mejorar los perfiles para aproximar de la manera más fiel posible el
comportamiento que se obtenía antes de adaptar la entrada. Para ello se diseña una red de dos etapas LC,
este procedimiento es empírico aunque podría haberse partido de un diseño teórico, luego a través de
experiencias anteriores se conocerá el funcionamiento de dicha red.
De la misma manera que con una etapa LC, se debe diseñar una red cuyo parámetro S22 se aproxime lo
∗ del amplificador sin adaptar. Inicialmente se empleó un circuito LC, donde la
más posible al perfil S11
inductancia estaba proporcionada por un tramo de línea, en este caso se incluyen dos tramos de línea, y
dos condensadores a tierra, el resultado se aprecia en la figura 5.27.
Una vez realizado el segundo diseño de la red de entrada, se incluye en el esquemático junto con la red de
salida, añadiendo el condensador de desacoplo y la bobina de Choke. Al añadir la red de entrada se realiza
un barrido de potencia del circuito completo, de esta manera se puede volver a obtener la potencia que
habrá que emplear hasta que en la puerta aparezca corriente. Para la de entrada se establece un límite de 1
mA, en este caso la potencia resultante es menor, obteniendo un valor de 26 dBm.
Una vez se conoce dicha potencia, se estudia el comportamiento del amplificador bajo dichas condiciones,
donde la Figura 5.28 representa los perfiles de eficiencia, PAE, ganancia, potencia de salida y corriente en
puerta, con la red de salida diseñada en el apartado anterior y la red LC de una única etapa diseñada en la
presente sección.
76
5.4. Adaptación de la red de entrada
∗ y S de la red de entrada con un circuito de dos etapas LC
Figura 5.27: Parámetros S11
22
Figura 5.28: Perfiles de eficiencia, PAE, ganancia, potencia de salida y corriente en puerta en función de
la frecuencia
En este caso el ancho de banda obtenido es mayor que en el diseño con una única etapa LC y una eficiencia
superior en el ancho de banda de trabajo, por lo que para la implementación física se empleará esta opción
de dos etapas.
77
CAPÍTULO
Implementación física del amplificador
Este capítulo abarca la descripción concreta del procedimiento para la implementación física del amplificador una vez se ha realizado, mediante simulaciones, el diseño previo del dispositivo.
Se debe tener en cuenta que las prestaciones de la implementación física variarán respecto a las obtenidas
en la parte de diseño y simulación del amplificador debido a parámetros e imperfecciones que no se pueden
controlar. También se ajustarán los valores de los componentes debido a las necesidades de reajustes, por
lo que variarán en función del objetivo deseado.
Para evitar daños en los equipos de medida o en el transistor empleado para este trabajo, se emplearán
valores dentro del rango recomendado por los fabricantes. Cabe destacar que para la polarización del
transistor, al ser de deplexión, se debe fijar una tensión de puerta menor que la seleccionada y después ir
aumentando cuidadosamente la tensión de drenador.
En cuanto a los límites establecidos de tensión y corriente para los generadores de tensión, se emplearán
las fuentes facilitados en el datasheet del transistor, [19], estableciendo para la puerta una tensión de -10
V y corriente de 10 mA, aunque nunca se llegará a dicho valor. Para el drenador los límites se establecen
en 32 V para el voltaje y 1 A para la corriente.
Por último, el driver empleado se debe alimentar con 24 V, estableciendo un límite en en la corriente
de la fuente de alimentación de 7 A para evitar que un posible pico de corriente dañe el equipo. Estas
consideraciones se han tenido en cuenta según las indicaciones del datasheet del fabricante [20].
6.1.
Red de salida
La metodología a emplear es la misma que la realizada en el capítulo 5. Se comienza con la implementación
de la red de salida y, una vez completada, se realiza la de la red de entrada.
6.1.1.
Ajuste de la vía de polarización
El primer paso a realizar, gracias a experiencia previa, es el ajuste de la vía de polarización, en este caso
debido a la PCB disponible en el laboratorio se tuvo que emplear un tramo de línea que conectase la
entrada con la vía de polarización.
79
6
6. I MPLEMENTACIÓN FÍSICA DEL AMPLIFICADOR
En este caso se trataba de un tramo de línea de 8.9 mm y un condensador de desacoplo con un valor de 30
pF. El comportamiento de dicha línea se observa en la figura 6.1. En el rango de frecuencia alrededor de
la banda del fundamental, el comportamiento es bastante similar. El ajuste de la vía de alimentación es
relevante para situar los contornos load-pull en la zona de interés sobre la Carta de Smith.
Figura 6.1: Comparación de la respuesta en frecuencia de la vía de alimentación en la simulación y la
implementación física
6.1.2.
Ajuste del circuito resonante
Una vez ajustada la red de polarización, el siguiente paso consiste en ajustar la resonancia del segundo
armónico, dado que el tramo de línea de la vía de alimentación estaba soldada, se soltó la parte más
próxima al circuito resonante de manera que, una vez ajustado, sea sencillo conectarlo nuevamente sin
influir de una manera significante en su comportamiento.
Para el circuito resonante se diseño para emplear en paralelo una bobina de 5 nH y un condensador de
0.7 pF, junto con un condensador en serie de 2.2 pF. En este caso, debido a la inducción que generan los
tramos de línea que conectan en paralelo la bobina y el condensador se empleó un condensador de 0.5 pF,
y el condensador en serie se redujo su valor a 1.5 pF, la comparación entre la simulación entre lo simulado
y lo implementado realmente se observa en la figura 6.2 y en la figura 6.3 se observa la evolución en
frecuencia del parámetro S11 tanto de la red simulada como la implementada.
80
6.1. Red de salida
Figura 6.2: Comparación de la respuesta en frecuencia del circuito resonante y del condensador en serie
en la simulación y en la implementación física
Figura 6.3: Comparación en la Carta de Smith del parámetro S11 en la simulación y en la implementación
física
Se aprecian resultados parecidos, pero el comportamiento se ajustará una vez conectados el circuito
resonante con el circuito de la vía de alimentación. En la implementación, los pequeños tramos de líneas
de transmisión asociados a la interconexión de los elementos en la PCB así como los valores y parásitos
de los mismos, hacen que la impedancia de entrada al fundamental se mueva hacia la región de bajas
impedancias en la Carta de Smith.
81
6. I MPLEMENTACIÓN FÍSICA DEL AMPLIFICADOR
Figura 6.4: Fotografía con detalles de la placa de salida final
Finalmente, la red de salida queda reflejada en la figura 6.4, donde queda por incluirla en la base donde se
añadirá la red de salida implementada y la red de entrada sin adaptar. En la foto se puede apreciar que se
ha añadido en la vía de alimentación, como suele ser costumbre, un banco de condensadores de distintos
valores (cerámicos de 1 nF, 10 nF, 100 nF así como electrolíticos de 1 uF y 10 uF).
82
6.1. Red de salida
6.1.3.
Resultados de caracterización del amplificador con la red de salida
Una vez ajustada la red de salida se implementa el amplificador con la entrada sin adaptar. Los elementos
incluidos en la red de entrada son la bobina de Choke, el condensador de desacoplo, banco de condensadores cerámicos, resistencia y los condensadores electrolíticos, de manera que, entre otros fines, se protejan
las fuentes de tensión y el generador de señal. En este caso, debido a la experiencia en el diseño de este
tipo de circuitos, se introdujo una resistencia en serie en la vía de polarización de 51 Ω, contribuyendo así
a la estabilidad del mismo.
Figura 6.5: Implementación física del amplificador sin adaptar la entrada
Una vez preparado el amplificador, se puede comenzar la caracterización del mismo, de esta manera
podemos obtener los distintos perfiles de eficiencia, η, la PAE, potencia de salida, Pout , potencia de
entrada necesaria para llegar a la rectificación en puerta, Pin y la ganancia del mismo.
Los resultados se pueden observar en la figura 6.6, con una PAE y ganancia que no son representativas dado
que la entrada no está adaptada, esto cambiará al adaptarla, pero a primera instancia se han conseguido
unos buenos perfiles de eficiencia en un amplio ancho de banda.
Manteniendo una eficiencia superior y cercana al 80 % desde1075 MHz hasta 1350 MHz, cubriendo un
ancho de banda de 275 MHz, esto se verá afectado una vez adaptada la entrada.
83
6. I MPLEMENTACIÓN FÍSICA DEL AMPLIFICADOR
Figura 6.6: Perfiles de Eficiencia, PAE, Pout , Pin , Ganancia del amplificador sin adaptar la entrada
6.2.
Resultados de caracterización de la placa de entrada
Una vez ajustada la red de salida, se procede a adaptar la entrada con el objetivo de buscar el comportamiento deseado, en este caso la arquitectura presenta un circuito en dos etapas formadas por un tramo de
línea y un condensador a tierra, respectivamente.
Para su implementación se realizó una simulación en dos pasos respecto al resultado final, conociendo
así el comportamiento que tienen que tener cada uno de los componentes en un determinado tramo de
línea, siendo conscientes de que la implementación física difiere ligeramente de los resultados obtenidos
en simulación por la vía de polarización que se ajustó para poder realizar las mediciones.
Como primer paso a llevar a cabo, se estudió cuál era el comportamiento que tenía que tener en frecuencia
el primer condensador de 8.2 pF a tierra, una vez se obtiene el comportamiento deseado, se procede
a introducir el segundo condensador, de 3.9 pF, teniendo en cuenta que la vía de polarización estará
conectada y afectará de alguna manera al comportamiento del mismo, el montaje de la placa final de
entrada queda reflejado en la figura 6.7.
El comportamiento de dicha red se observa en la figura 6.8, donde la evolución del parámetro S22 de la
red de entrada tiene una similitud muy cercana al objetivo que se obtuvo en la simulación.
84
6.2. Resultados de caracterización de la placa de entrada
Figura 6.7: Implementación física de la placa de entrada
Figura 6.8: Comparación del parámetro S22 real con el objetivo de simulación (el rango de frecuencias
del caso real es mucho más amplio que el de simulación)
85
6. I MPLEMENTACIÓN FÍSICA DEL AMPLIFICADOR
6.3.
Resultados de medida del amplificador completo
Una vez incluida la red de entrada en el amplificador y queda el dispositivo completamente montado, se
introduce en el sistema de caracterización completo de manera que se podrá estudiar el rendimiento del
dispositivo bajo diferentes condiciones.
El sistema de caracterización queda detallado en la figura 6.9 y el amplificador incluido en el mismo en la
figura 6.10, donde se observa un circuito adicional que evita que circule una elevada corriente por puerta
(resistencia en serie dimensionada para limitar la corriente más un banco adicional de condensadores por
precaución), pudiendo hacer el barrido a una potencia constante con libertad de la frecuencia.
Figura 6.9: Explicación de los elementos del banco de caracterización
Figura 6.10: Amplificador en el sistema de medidas
Una vez implementado y polarizado el amplificador en el banco de caracterización, se realizará un estudio
en detalle de sus prestaciones. Se comienza con un estudio frecuencial, pudiendo ver el comportamiento
86
6.3. Resultados de medida del amplificador completo
del mismo a una potencia constante y diferentes frecuencias, el resultado se observa en la figura 6.11.
Se puede apreciar un perfil de eficiencia a una potencia de entrada de 27.8 dBm considerablemente bueno,
superando el 80 % en un ancho de banda de 190 MHz, donde prácticamente abarca toda la banda de
trabajo, comenzando en 1100 MHz y terminando en 1290 MHz, se obtiene un pico de eficiencia máxima
de 83 % en 1150 MHz. También se observa un perfil de la PAE superior al 70 % en un ancho de banda
de 280 MHz, comenzando en 1090 MHz y terminando en 1370 MHz, con un pico de 76.5 % en 1160
MHz. En términos de ganancia se obtienen valores en torno a 12 dB dentro de la banda de trabajo y un
promedio de 10.75 dB en toda la banda de estudio.
Figura 6.11: Evolución de los perfiles de caracterización del amplificador en función de la frecuencia
Otra medida que permite la caracterización del amplificador es realizar un barrido de potencia de entrada
a una determinada frecuencia, en este caso se realizaron a 3 diferentes frecuencias, la central de la banda
E5, E6 y la combinación de ambas bandas, siendo las frecuencias 1190 MHz, 1280 MHz y 1232 MHz, y
las figuras 6.12a, 6.12c y 6.12b, respectivamente.
Además de su comportamiento como clase E, se decidió estudiar su comportamiento al polarizar el
transistor con una tensión superior a la de pinch-off, lo que sería un perfil de ganancia más lineal, para ello
se incrementó la tensión de puerta a -2.8 V, lo que correspondería con un amplificador operando como
algo similar a clase J, este tipo de amplificadores tienen el punto de operación ligeramente por encima de
la tensión de pinch-off, ofreciendo un comportamiento lineal cuando se opera con potencias por debajo de
la saturación y altos perfiles de eficiencia.
En este caso la ganancia es mayor, teniendo un promedio de 21 dB. En este caso se realizó también el
barrido de potencia en las diferentes frecuencias centrales, observando en las figuras 6.13a, 6.13c y 6.13b
las frecuencias centrales de las bandas E5, E6 y combinación de ambas bandas, respectivamente.
87
6. I MPLEMENTACIÓN FÍSICA DEL AMPLIFICADOR
(a) Barrido en potencia en 1190 MHz
(b) Barrido en potencia en 1232 MHz
(c) Barrido en potencia en 1280 MHz
Figura 6.12: Barridos de potencia a las diferentes frecuencias centrales
88
6.3. Resultados de medida del amplificador completo
(a) Barrido en potencia en 1190 MHz
(b) Barrido en potencia en 1232 MHz
(c) Barrido en potencia en 1280 MHz
Figura 6.13: Barridos de potencia a las diferentes frecuencias centrales
89
CAPÍTULO
Conclusiones y líneas futuras
En este último capítulo del proyecto, se analizarán las conclusiones y las posibles líneas futuras a las que
se llega tras la realización del proyecto realizado.
7.1.
Conclusiones
El desarrollo de este proyecto se centraba en la implementación física de un amplificador de buenas
prestaciones, persiguiendo un amplificador de banda ancha para la aplicación en las bandas E5 y E6 de
los sistemas de navegación Galileo.
Dados los resultados obtenidos tanto en simulación como en la implementación, queda demostrado el alto
potencial que tiene el modo de operación clase E, ya que además de conseguir un gran ancho de banda, se
obtienen altos perfiles de eficiencia y un perfil de la PAE no muy lejano al de la eficiencia.
En añadido, se estudió el comportamiento en condiciones de linealización, clase J, permitiendo el
funcionamiento como un amplificador lineal, aumentando la tensión de polarización en puerta por encima
de la tensión de pinch-off.
Además de objetivo para este Trabajo Fin de Máster, el realizar el diseño, implementación y caracterización
un amplificador de potencia era un reto personal, el poder aprender y desarrollar habilidades profesionales
siempre tiene un impacto en el crecimiento como persona, siendo la base para llegar lejos en el ámbito
profesional.
Quería dejar, en manera de agradecimiento a todos estos años de formación, algo tangible y útil que
sirva como material de apoyo en el ámbito de la docencia, camino que siempre me ha acompañado de
una manera u otra a lo largo de estos años, ya que todo material es poco para la formación de futuros
profesionales.
91
7
7. C ONCLUSIONES Y LÍNEAS FUTURAS
7.2.
Líneas futuras
En esta sección tiene como objetivo poner en manifiesto las posibles líneas futuras para continuar con el
proyecto.
La principal línea de desarrollo consiste en la mejora o conseguir mantener constante la eficiencia y la PAE
en un ancho de banda mayor, tal y como se comentó en el capítulo de resultados, cubriendo el ancho de
banda tanto de la banda E5 como la E6 con una eficiencia y PAE superior a las obtenidas, si bien es cierto
que el ancho de banda de operación de este amplificador de potencia es amplio, las mejoras tecnológicas e
innovaciones en diseño pueden ser precursores de una mejor implementación y rendimiento.
Otra futura línea de trabajo es trabajar y caracterizar el amplificador mediante una resistencia de carga
variable, para ello sería un equipamiento específico, de esta manera el apartado de simulación podría
tener una implementación física. En el caso de que fuera una implementación viable, el amplificador
outphasing debería estar formado dos amplificadores, uno ya diseñado, y el otro por implementar, junto
con un combinador reactivo apropiado.
Este proyecto es una pequeña contribución en el ámbito de los amplificadores de potencia, tratando
de fomentar la innovación y búsqueda de nuevas estrategias que permitan el desarrollo de sistemas y
tecnologías de comunicaciones más eficientes y formas innovadoras de comunicación. Poniendo en
manifiesto la importancia de los amplificadores de potencia en los sistemas de comunicaciones y la
necesidad de investigación en el ámbito de RF.
92
Bibliografía
[1]
A. Patyuchenko. «A Guide for Choosing the Right RF Amplifier for Your Application». En: ().
[2] https://www.areatecnologia.com. jfet. URL: https://www.areatecnologia.com/electronica/
jfet.html (visitado 28-05-2024).
[3]
M. K. Kazimierczuk. RF Power Amplifiers. John Wiley & Sons, 2008. 429 págs.
[4] T. B. Mader. «Quasi-Optical Class-E Power Amplifiers». Tesis doct. Colorado: Univeristy of
Colorado, 1995. 133 págs.
[5] N. Sokal y A. Sokal. «Class E-A new class of high-efficiency tuned single-ended switching
power amplifiers». En: IEEE Journal of Solid-State Circuits 10.3 (1975), págs. 168-176. DOI: 10.
1109/JSSC.1975.1050582. URL: http://ieeexplore.ieee.org/document/
1050582/ (visitado 13-05-2024).
[6]
G. Velasco-Quesada. «High-Efficiency Power Amplifiers». En: ().
[7] F. Raab. «Class-F power amplifiers with maximally flat waveforms». En: IEEE Transactions on
Microwave Theory and Techniques 45.11 (1997), págs. 2007-2012. DOI: 10.1109/22.644215.
URL: http://ieeexplore.ieee.org/document/644215/ (visitado 07-06-2024).
[8] L. R. Kahn. «Single-Sideband Transmission by Envelope Elimination and Restoration». En: PROCEEDINGS OF THE I.R.E. (1952).
[9] P. Asbeck y Z. Popovic. «ET Comes of Age: Envelope Tracking for Higher-Efficiency Power
Amplifiers». En: IEEE Microwave Magazine 17.3 (2016), págs. 16-25. DOI: 10.1109/MMM.
2015 . 2505699. URL: http : / / ieeexplore . ieee . org / document / 7401291/
(visitado 31-05-2024).
[10]
P. H. Pednekar, E. Berry y T. W. Barton. «RF-Input Load Modulated Balanced Amplifier With
Octave Bandwidth». En: IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques 65.12 (2017),
págs. 5181-5191. DOI: 10.1109/TMTT.2017.2748123. URL: http://ieeexplore.
ieee.org/document/8038246/ (visitado 30-05-2024).
[11]
H. Chireix. «High Power Outphasing Modulation». En: Proceedings of the IRE 23.11 (1935),
págs. 1370-1392. DOI: 10.1109/JRPROC.1935.227299. URL: http://ieeexplore.
ieee.org/document/1685799/ (visitado 06-06-2024).
93
B IBLIOGRAFÍA
[12]
M. Acar, A. Annema y B. Nauta. «Generalized Design Equations for Class-E Power Amplifiers
with Finite DC Feed Inductance». En: 2006 European Microwave Conference. 2006 European
Microwave Conference. Manchester, UK: IEEE, 2006, págs. 1308-1311. DOI: 10.1109/EUMC.
2006.281237. URL: http://ieeexplore.ieee.org/document/4058071/ (visitado 12-06-2024).
[13]
M. Acar, A. J. Annema y B. Nauta. «Analytical Design Equations for Class-E Power Amplifiers».
En: IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers 54.12 (2007), págs. 2706-2717.
DOI : 10 . 1109 / TCSI . 2007 . 910544. URL : http : / / ieeexplore . ieee . org /
document/4378216/ (visitado 12-06-2024).
[14]
F. Raab. «Idealized operation of the class E tuned power amplifier». En: IEEE Transactions on
Circuits and Systems 24.12 (1977), págs. 725-735. DOI: 10.1109/TCS.1977.1084296. URL:
http://ieeexplore.ieee.org/document/1084296/ (visitado 13-05-2024).
[15]
A. Grebennikov y H. Jaeger. «Class E with parallel circuit - a new challenge for high-efficiency RF
and microwave power amplifiers». En: 2002 IEEE MTT-S International Microwave Symposium
Digest (Cat. No.02CH37278). 2002 International Microwave Symposium (MTT 2002). Vol. 3.
Seattle, WA, USA: IEEE, 2002, págs. 1627-1630. DOI: 10.1109/MWSYM.2002.1012169.
URL: http://ieeexplore.ieee.org/document/1012169/ (visitado 15-07-2024).
[16]
M. Iwadare, S. Mori y K. Ikeda. «Even harmonic resonant class E tuned power amplifier without
RF choke». En: Electronics and Communications in Japan (Part I: Communications) 79.1 (1996),
págs. 23-30. DOI: 10 . 1002 / ecja . 4410790103. URL: https : / / onlinelibrary .
wiley.com/doi/10.1002/ecja.4410790103 (visitado 15-07-2024).
[17]
Using the Load-Pull Technique in RF Power Amplifier Design - Technical Articles. URL: https:
//www.allaboutcircuits.com/technical-articles/load-line-analysisestimating - load - pull - contours - of - an - rf - power - amplifier/ (visitado
26-06-2024).
[18]
R. S. G. KG. C. Amplifier characterization using load pull. URL: https : / / www . rohde schwarz . com / in / applications / amplifier - characterization - using load-pull-application-card_56279-922304.html (visitado 26-06-2024).
[19]
CG2H40025F MACOM | Mouser. Mouser Electronics. URL: https://www.mouser.es/
ProductDetail / MACOM / CG2H40025F ? qs = chTDxNqvsykCCjN5fqoNbQ % 3D % 3D
(visitado 26-06-2024).
[20]
Connectorized SMA, High Power, Linear Amplifier, 800 MHz to 2000 MHz, 50Ω | ZHL-10W-2GX+
| Mini-Circuits. URL: https : / / www . minicircuits . com / WebStore / dashboard .
html?model=ZHL-10W-2GX%2B (visitado 10-07-2024).
94