ELECTRONICA DE POTENCIA

Electrónica de Potencia
1.- DATOS DE LA ASIGNATURA
Nombre de la asignatura:
Electrónica de Potencia
Carrera:
Ingeniería Electrónica
Clave de la asignatura:
ECM-0415
Horas teoría-horas práctica- 3–2–8
créditos
3.- UBICACIÓN DE LA ASIGNATURA
a). Relación con otras asignaturas del plan de estudio
Anteriores
Posteriores
Asignaturas
Optoelectrónica
Temas
Asignaturas Temas
-Optoacopladores A criterio de
la
Electrónica
- Rectificación,
Especialidad
Analógica I
Circuitos con
de
diodos y circuitos cada
de polarización de Tecnológico
Circuitos Eléctricos Transistores
II
- Circuitos delta y
Microprocesadores estrella
y
microcontroladores microcontroladores
b). Aportación de la asignatura al perfil del egresado
Seleccionar, instalar y operar sistemas y equipos electrónicos de potencia.
4.- OBJETIVO(S) GENERAL(ES) DEL CURSO
El estudiante analizará los circuitos electrónicos de potencia y diseñará circuitos de
disparo.
5.- TEMARIO
Unidad
1
2
Unidad
3
4
5
Temas
Subtemas
Introducción a la
1.1 Antecedentes Históricos
Electrónica de Potencia y 1.2 Terminología
dispositivos de disparo 1.3 UJT, PUT, DIAC, SCR, TRIAC, SUS,
SBS, LASCR, GTO, SCS, IGBT,
Mosfet de potencia.
Circuitos de disparo
2.1 Circuitos de disparo sin aislamiento:
Redes pasivas, RC
2.2 Circuitos de disparo con aislamiento
2.2.1 Acoplados Óptimamente
2.2.2 Acoplados magnéticamente
2.3 Circuitos de disparo con dispositivos
digitales
2.3.1 Timer
2.3.2 Divisores de Frecuencia y
detectores de cruce por cero
(comparadores)
Microcontroladores
2.3.3 Modulador de Ancho de Pulso
(PWM)
Temas
Subtemas
Rectificación no
3.1 Conceptos Básicos de rectificación
controlada y controlada 3.1.1 No controlada y controlada
3.2 Tipos de rectificadores:
3.2.1 No controlados, monofásicos y
trifásicos
3.2.2 Controlados, monofásicos y
trifásicos (Media onda y onda
completa)
Troceadores
4.1 Troceador por modulación de ancho
de pulso (PWM)
4.2 Configuraciones básicas
4.2.1 Reductor
4.2.2 Elevador
4.2.3 Reductor elevador
4.2.4 Flyback
Inversores (CD/AC) y
5.1 Inversores y Cicloconvertidores por
Cicloconvertidores
modulación de ancho de pulso
(AC/AC)
5.2 Inversores monofásicos y trifásicos
PWM senoidal
Unidad 1
Introducción a la Electrónica de Potencia y dispositivos de disparo
1.1 Antecedentes Históricos
En la actualidad, la palabra electrónica está directamente asociada con las computadoras, televisores,
teléfonos celulares, etc. En realidad para hablar de electrónica es necesario recordar que dicha rama de la
ingeniería sienta sus bases en la teoría del electromagnetismo y los circuitos eléctricos. Por lo tanto desde
B. Franklin (1706-1790) hasta B. D. H. Tellegen cuando en 1952 publicó su teorema, contribuyeron en
alguna medida.
Pero el inicio del desarrollo especifico de la electrónica aparece en 1883 cuando T. A. Edison descubre la
emisión termoiónica o efecto Edison. Sin embargo, la gestación de la misma se produce en 1904 cuando
Sir J. A. Fleming propone el diodo o válvula de Fleming. Finalmente, nace e inicia el recorrido de un
largo camino dos años más tarde, cuando en 1906 L. De Forest propone el triodo o Audion, como él lo
llamaba.
Diferentes son las “importantes” contribuciones que la electrónica termoiónica propuso en su desarrollo
en el transcurso de los años. Muchas de esas aplicaciones existen en el presente, con las obvias
actualizaciones tecnológicas, como por ejemplo: la telefonía inalámbrica, la radio, la televisión (1927),
etc. Quizás la contribución menos conocida por los jóvenes sea la computadora Mark 1, desarrollada en
1944 por la IBM y la Universidad de Harvard. Esta computadora fue reemplazada en 1947 por una
versión mejorada denominada ENIAC, desarrollada por la Universidad de Pennsylvania.
CONTRIBUCIÓN DE EDISON
En el año 1883, el inventor estadounidense Thomas Alva Edison (1847-1931)
trabajaba en un experimento con lámparas incandescentes en las cuales utilizaba un
filamento de carbón. Estos filamentos se rompían con mucha facilidad ya que
estaban formados por hilos muy finos. Su objetivo era encontrar un sistema que le
permitiera aumentar la vida útil de las lámparas. Para lograr esto, Edison construyó
un soporte metálico que conectó al frágil filamento mediante partes Aisladoras.
A partir de este hecho surgen diferentes versiones sobre el descubrimiento de la
emisión termoiónica, que es esencialmente la emisión de electrones por un cuerpo
Sobrecalentado, se afirma que: por razones que se desconocen, Edison conectó el soporte metálico al
terminal positivo de la batería que alimentaba la lámpara, como se muestra en la figura 1. Sorprendido,
observó que circulaba corriente.
Otros autores afirman que: el carbón que se desprendía del filamento se depositaba en la superficie
interna de la ampolla de vidrio de la lampara ennegreciéndola. Por tal razón, Edison decidió generar una
“absorción” de estas partículas mediante una “atracción electrostática” (polarización eléctrica),
observando que circulaba corriente en modo permanente. Delogneafirma que el descubrimiento fue
hecho sin la introducción de una tensión (batería) en el circuito (ver fig. 1). En la época de Edison,
loscircuitos eléctricos funcionaban con el positivo a tirrra (masa), por lo tanto es posible que su intensión
haya sido conectar el hilo metálico del soporte a masa.
De todo esto no se logra entender con precisión si Edison comprendió que se trataba de cargas eléctricas y
que estas eran negativas.
Todo hace suponer que efectivamente logró comprender este hecho
básico, lo que seguramente no comprendió es el origen de tales cargas,
cosa que sucedió con posterioridad al 1883, y menos aun que se trataba
de electrones. Solo 21 años más tarde, Fleming pudo demostrar la
importancia aplicativa de esta corriente. A decir verdad una aplicación
importante ya existía y es precedente a Fleming, se trata del tubo de
rayos catódicos (TRC) inventado por el físico alemán K. F. Braun1
(1850-1918)
en
1897.
Figura 1
CONTRIBUCIÓN DE FLEMING
En 1889, el ingeniero y físico inglés Sir John Ambrose Fleming (1849-1945)
de la Universidad de Londres, inicia una serie de investigaciones sobre el
efecto Edison o emisión termoiónica. En 1904, propone el diodo termoiónico
o“válvula de Fleming”. El nombre “válvula” surge por la similitud con las
válvulas mecánicas, debido a la propiedad de conducir corriente en un solo
sentido. La válvula de Fleming consistía básicamente de un bulbo de vidrio el
cual encerraba un filamento de carbón o tungsteno, con un segundo electrodo
formado inicialmente por un hilo metálico arrollado alrededor del filamento
sin contacto entre ellos, que hacía las veces de placa. Posteriormente, fue
reemplazado por un cilindro metálico (fig. 2 (a) y (b)).
El filamento cumplía además la función de cátodo, el cual al
calentarse por el paso de una corriente eléctrica generaba la “nube
electrónica” debida a la emisión termoiónica. El cilindro metálico
o placa era accesible desde un lateral del bulbo de vidrio.
Contrariamente, el diodo moderno posee dos electrodos separados
para las funciones de filamento y cátodo, respectivamente. Esta
separación permite generar circuitos eléctricos aislados entre
filamento y cátodo, además es posible mejorar la emisión del
cátodo. En la figura 2, se pueden ver detalles constructivos y los
correspondientes símbolos.
Fig. 2. (a)Válvula de Fleming [6], (b)(c)Detalle constructivo y símbolo de un
diodo tipo Fleming. (d)-(e) Detalle
constructivo y símbolo del diodo
moderno.
CONTRIBUCIÓN DE FOREST
En
1906 el ingeniero estadounidense Lee De Forest (1873- 1961) propone y
patenta el Audion (posteriormente llamado triodo), una versión modificada
del diodo de Fleming, con el agregado de un electrodo de control o grilla
(ver fig. 3). Sin embargo, la publicación del invento tuvo lugar en 1914 por
razones de patente. De los contenidos del artículo de De Forest no surge con
claridad cuales fueron los motivos que lo llevaron a generar una
modificación del diodo de Fleming. Evidentemente se trataba de una necesidad de “control” del flujo de
electrones al interno del dispositivo, para a su vez lograr un control de la corriente de placa.
Probablemente la aplicación más lógica sea como interruptor de corriente (relay no mecánico), para ser
usado en telegrafía y
telefonía, campos en
los cuales De Forest
trabajaba en la época.
Fig. 3. Circuito del amplificador de De Forest y detalles constructivos de un triodo moderno .
Sin duda De Forest conocía al momento de la publicación, además de la propiedad detectora, la propiedad
amplificadora del dispositivo. Esto surge de manera evidente a partir deltítulo de su trabajo . En tal
publicación se muestran aplicaciones de un cierto desarrollo tecnológico, como por ejemplo
amplificadores de dos y tres etapas (ver figura 3). En tal figura se observa además el tipo de polarización
básica usada (compárese con la fig. 4), además del cátodo y filamento en un único electrodo.
El Audion de De Forest generó una serie de controversias con Fleming atribuyéndose ambos la propiedad
intelectual del desarrollo, dado que Fleming sostenía que el Audion era un diodo modificado. De un
rápido análisis surge inmediatamente la diferencia más evidente entre estos dispositivos ya que el triodo
(o Audion) posee un electrodo de control, el diodo no. En la figura 4, se muestra el circuito de
polarización del triodo y la característica de salida.
Fig. 4. Polarización de un triodo y característica de salida.
CONTRIBUCIÓN PARALELA DE LA FÍSICA
Cuando Edison descubre la emisión termoiónica, en 1883, seguramente no tenía la mínima noción de que
se trataba de electrones y tampoco que poseían masa (por lo menos con certeza científica). El nombre
electrón le fue dado por el físico ingles G. J. Stoney (1826-1911) en 1891 y fue descubierto en 1897 por
el físico ingles J. J. Thomson (1856-1940), en un experimento orientado a encontrar la relación e m del
mismo. Para este experimento, Thomson utilizó un tubo de rayos catódicos, que a su vez emplea la
emisión termoiónica para su funcionamiento.
La determinación directa del valor de la carga del electrón fue hecha por varios investigadores en
diferentes trabajos. Por ejemplo, la determinación de la carga elemental en forma directa fue hecha por
Townsend en 1897, por J. J. Thomson en 1898 y por H. A. Wilson en 1903. Algunos autores atribuyen la
medida de e a Ch. T. R. Wilson en 1913. En 1917, R. A. Millikan 2 (1868-1953) midió la constante e y el
valor obtenido fue 1.59x10-19 coulombs. La carga negativa del electrón fue demostrada por el físico
francés J. B. Perrin (1870-1942). El valor actual de la misma es -1.602x10 -19 coulombs y se debe a los
experimentos de Hopper y Laby en 1941. En 1901 aparece el primer trabajo que da una descripción
cuantitativa del fenómeno de emisión termoiónica y es debida al físico inglés O. W. Richardson (18791959) quien establece una relación entre la cantidad de electrones emitidos y la temperatura:
en la cual: N es el número de electrones emitidos por unidad de superficie; T es la temperatura absoluta; n
número de electrones libres en el metal; R es la constante del gas para un electrón (constante de oltzman);
m es la masa del electrón.
Si los electrones están animados de una cierta energía cinética, producen una corriente eléctrica. La
expresión de Richardson que relaciona la corriente (de saturación) con la temperatura es:
con: carga del electrón; q valor de la superficie emisora (en las ecuaciones se mantiene la simbología
original de la referencia). Esta ley fue posteriormente mejorada por S. Dushman, como sigue:
con A1 y b0 , constantes. La representación gráfica de la expresión de Richardson 3, se muestra en la fig. 5.
El segundo fenómeno de emisión que aparece en el mundo de la
física, es el efecto fotoeléctrico, observado por primera vez en 1887
por el físico alemán H. R. Hertz (1857-1894). En un experimento con
ondas electromagnéticas , Hertz observó que cuando una superficie
metálica es excitada con luz de gran intensidad, algunas “cargas
eléctricas o portadores o iones” (el electrón todavía no había sido
descubierto) recibían energía suficiente como para escapar de la
superficie metálica y crear una corriente eléctrica. Este fenómeno de
difícil comprensión a la época, fue explicado en 1905 por A. Eisntein
(1879-1955) utilizando conceptos de mecánica cuántica (introducidos
en 1900 por M. Planck4 (1858-1947)) [11]. En la famosa
ecuación del efecto fotoeléctrico:
hv= hv0  W M AX
Fig. 5. Representación gráfica
de la ley de Richardson.
El término hv0 recibe el nombre de función de trabajo de la superficie; físicamente equivale a la energía
que necesita el electrón para alcanzar la superficie metálica y escapar de ella. Esta teoría explica además
la emisión termoiónica, en la cual la energía de los electrones es obtenida por agitación térmica de las
partículas que conforman el metal, debido a su alta temperatura. Diferentes experimentos confirmaron
que la energía mínima necesaria para el “escape” coincidía con la función de trabajo fotoeléctrico, para
una misma superficie. Por lo tanto a esta altura de los acontecimientos ya se tenían los instrumentos para
la explicación física de la emisión termoiónica de electrones y además se conocían las características de
estos (1883-1905).
La dependencia de la perveancia con la temperatura genera la saturación, efecto que aparece
principalmente cuando el filamento es polarizado con baja tensión (ver fig. 6) Para electrodos cilíndricos
la ley es similar, siendo propuesta en 1923. La ley de Child-Langmuir es valida también para el triodo,
pero la corriente es además función de la tensión de grilla:
De todo lo anterior se deduce que para tener una comprensión “relativamente completa” del fenómeno de
emisión termoiónica, aplicado a las válvulas de vacío, debieron pasar 40 años (1883-1923) y además tal
aporte esdebido en buena parte a los estudiosos de la física. A decir verdad algunas cuestiones siguieron
siendo incógnitas hasta los años 30, prácticamente hasta el final de la vida de Edison.
DESARROLLOS IMPORTANTES
En la presente sección se realiza una breve reseña de algunos de los tipos de tubos termoionicos
desarrollados a partir del triodo. La misma está muy lejos de ser completa, pero pretende mencionar
aquellos dispositivos más significativos, según sus características aplicativas. En las figuras 7 y 8 se
muestran algunos tipos de tubos termoiónicos entre los tantos existentes.
Tetrodo
(1919). El triodo o Audion de De Forest es solo el primer paso en el desarrollo de la
electrónica ya que lejos estaba de ser el único dispositivo de vacío que surgiría. El mismo era capaz de
amplificar corriente, pero con limitaciones sobre todo en altas frecuencias dada su gran capacidad
interelectródica (ánodo-grilla, grilla-cátodo y ánodo-cátodo). Tales capacidades disminuyen la impedancia
de entrada del tubo y la ganancia, al aumentar la frecuencia de trabajo. Durante la primera guerra
mundial, el físico suizo-alemán W. H. Schottky (1886-1976) de la empresa Siemens (autor del trabajo que
explica el efecto que usan los diodos schottky para su funcionamiento), resuelve el problema explicado en
precedencia, agregando una segunda grilla entre la de control y el ánodo o placa, llamada grilla pantalla
[20]. De este modo la capacidad entre grilla de control y placa es menor dado que resulta ser la capacidad
equivalente de dos capacitores en serie. La grilla pantalla es polarizada a un potencial positivo inferior al
potencial de placa. A este nuevo tubo de vacío se lo llamó “tetrodo”. La grilla pantalla trae aparejado un
nuevo problema relacionado con la emisión secundaria. Cuando un tubo de vacío conduce normalmente,
los electrones “chocan” con la placa a gran velocidad produciendo el desprendimiento de otros electrones,
los cuales generan la llamada “emisión secundaria”. Tal emisión es mayor cuándo mayor es el potencial
de placa. Estos electrones son atrapados por la grilla pantalla (polarizada positivamente) aumentando la
corriente de la misma pero disminuyendo la corriente de placa y provocando una característica de salida
del tubo como la mostrada en la figura 9.
Pentodo (1926) Para lograr un funcionamiento correcto del tetrodo es necesario polarizar la placa con
potenciales relativamente altos, debido al efecto de la emisión secundaria. La solución al problema que
presenta el tetrodo, se logró agregando una tercera grilla entre la placa y la grilla pantalla, llamada “grilla
supresora”. A este tubo de vacío se lo llamó “pentodo”. Dicho dispositivo fue inventado y patentado en
1926 por el ingeniero holandés B. D. H. Tellegen (1900-1990) de la empresa Philips [21], autor del
conocido teorema de redes. La grilla supresora se polariza generalmente al mismo potencial del cátodo,
por lo tanto es muy negativa respecto a la placa. Con esto se logra que cualquier electrón en la zona entre
grilla supresora y placa sea repelido nuevamente hacia la placa, eliminando el efecto de la emisión
secundaria presente en el tetrodo. La característica de salida del pentodo es como la mostrada en la figura
10. Además resulta un dispositivo con ganancia muy superior a la de un triodo. Con la aparición del
pentodo, el tetrodo prácticamente cae en desuso, surgiendo una amplia gama de pentodos para las más
variadas aplicaciones ya sea en tensiones, corrientes, frecuencias y potencias. El pentodo es el dispositivo
que le permitió a la electrónica termoiónica llegar a su plena madurez, ya que conjuntamente al triodo
cubrieron la casi totalidad de las aplicaciones clásicas.
Válvulas gaseosa (1920). Los dispositivos considerados hasta el momento son todos “tubos de
vacío”, pero no son los únicos; se crearon además los tubos gaseosos de cátodo caliente, los cuales
contenían un gas como por ejemplo vapor de mercurio en equilibrio o argón. A esta clase pertenecen los
diodos gaseosos que poseen una característica de salida de “conducción abrupta”, es decir a partir de una
cierta tensión de placa, la corriente crece abruptamente. Por debajo de esta tensión, la corriente es de
valor muy bajo o nulo. Entre los distintos modelos de tubos gaseosos existen aquellos con grilla de
control, llamados thyratrones. En estos, la grilla controla el instante de la entrada en conducción del
dispositivo, aplicando a la misma
una tensión de polarización
oportuna. Una vez que la válvula
entra en conducción, la tensión de
grilla no tiene efecto sobre la
corriente de placa. Estas válvulas se
usaban
principalmente
en
aplicaciones industriales, donde se
requería realizar una rectificación
controlada, etc. Los símbolos de
estos tubos son iguales a los
símbolos del diodo y triodo, con el
agregado de un punto en su interior.
Los estudios sobre el thyratron
fueron comenzados en 1914 por los
americanos I. Langmuir (18811957) y S. Meikle, ambos
pertenecientes a la empresa GE. La
fecha de invención del mismo es
atribuida al año 1920. El primer
dispositivo comercial aparece en
1928.
Magnetrón
(1920).
El
magnetrón es una válvula de vacío
en la cual el flujo electrónico del
cátodo está afectado por un campo
magnético. El magnetrón de ánodo
dividido, está compuesto por un
cátodo o filamento, dos placas
semicilíndricas y uncampo magnético transversal al plano de la trayectoria de los electrones [14]. Dicho
campo magnético es generado por un imán permanente. Cuando las placas son positivas, los electrones
atraídos por estas siguen trayectorias curvas. Si las placas son muy positivas la curvatura de estas
trayectorias es pequeña, pero a tensiones más bajas aumenta hasta que alcanzado un potencial crítico, con
el cual los electrones siguen una trayectoria curva cerrada (cardioide) retornando al cátodo. Tal efecto se
muestra en la figura 11. El magnetrón de ánodo dividido dejó de usarse debido a su relativamente baja
potencia. En 1940, J. Randall y H. Boot de la Universidad de Birmingham, desarrollaron el magnetrón de
cavidad, el cual genera potencias mayores y tiene especial aplicación en radar. Tal magnetrón posee un
cierto número de cavidades semicirculares en lugar del ánodo dividido, las cuales se comportan como
resonadores de cavidad generando impulsos de radiofrecuencia de gran energía. La precisión en
frecuencia de esta válvula es baja.
Klystron (1937). En aplicaciones que utilizan muy
altas frecuencias (gigahertz), alta potencia y uando el
magnetrón resulta poco preciso, se usa el klystron.
Este dispositivo si bien utiliza la emisión
termoiónica,
su
funcionamiento
difiere
substancialmente respecto de los tubos de vacío
tradicionales. Posee una serie de grillas entre las
cuales se destacan las denominadas “buncher” y
“catcher”, que se comportan como resonadores de
cavidad. Dicho tubo puede trabajar además como
amplificador. En la figura 12, se muestra el símbolo
Fig. 12. Símbolo y electrodos del Klystron.
del klystron con la denominación de los correspondientes electrodos. La invención del klystron es
atribuida a los autores de la referencia, de la Universidad de Stanford en 1937.
LAS VÁLVULAS EN LA ACTUALIDAD
En la actualidad las válvulas termoiónicas quedaron relegadas a aplicaciones muy específicas, donde los
semiconductores no satisfacen las expectativas de los expertos, como por ejemplo en equipos de audio de
altísima calidad y derivados. Otra aplicación en la cual se utilizan actualmente dichos dispositivos, es en
estaciones transmisoras de grandes potencias como por ejemplo radio, televisión, etc. Las válvulas
utilizadas en tales aplicaciones pueden desarrollar potencias del orden de las centenas de kilowats. Quizás
la aplicación actual más conocida de las válvulas sea en los modernos hornos a microondas en los cuales
se utiliza el magnetrón, como oscilador de potencia. Contrariamente a cuanto se pudiera pensar,
actualmente la electrónica termoiónica sigue teniendo un espacio en el campo de la investigación.
CONCLUSIONES
De hecho es posible afirmar que si bien el nacimiento de la electrónica se debe fundamentalmente a las
contribuciones de Edison, Fleming y De Forest, es este último el verdadero inventor de la misma, dado
que su Audion fue el primer dispositivo que logró controlar corriente y amplificar, principios básicos y
esenciales de la electrónica. El diodo de Fleming es considerado el primer tubo de vacío. Del TRC de
Braun se puede decir que en el pasado le permitió a Thomson la realización de los trabajos sobre el
electrón y en el presente forma parte de la base tecnológica de la televisión y la computación, entre otras
aplicaciones. Cumpliéndose este año el primer centenario de la invención de la electrónica, poco queda
para agregar respecto a su importancia en el desarrollo de la vida moderna. Más bien surgen preguntas,
como por ejemplo: cómo sería la vida actual sin la electrónica? Después de la pregunta precedente surge
la siguiente: cuál fue el invento más importante del siglo XX? y si la duda continúa, surge una nueva
pregunta: el hombre moderno habría logrado el actual desarrollo científico y tecnológico sin la “ayuda”
de la electrónica? El autor desea expresar que según su criterio, el invento ha considerar es la electrónica
en su conjunto, y no el triodo (o algún otro dispositivo) en forma individual.
Unidad 1
Introducción a la Electrónica de Potencia y dispositivos de disparo
1.2 Terminología
Diodo de silicio = Toma este nombre ya que su funcionamiento es similar a un diodo de
vacío que es un rectificador
Transistor = Palabra compuesta que quiere decir transferencia de resistencia
Bipolar = Quiere decir que es polarizado de dos maneras
Juntura = Unión
Unijuntura = Una sola unión
Rectificador = Que solo permite un sentido
Unidad 1
Introducción a la Electrónica de Potencia y dispositivos de disparo
1.3 UJT, PUT, DIAC, SCR, TRIAC, SUS, SBS, LASCR, GTO, SCS, IGBT,
Mosfet de potencia.
Introducción:
Dentro de los dispositivos electrónicos de potencia, podemos citar: los diodos y
transistores de potencia, el tiristor, así como otros derivados de éstos, tales como los
triac, diac, conmutador unilateral o SUS, transistor uniunión o UJT, el transistor
uniunión programable o PUT y el diodo Shockley.
Existen tiristores de características especiales como los fototiristores, los tiristores de
doble puerta y el tiristor bloqueable por puerta (GTO).
Lo más importante a considerar de estos dispositivos, es la curva característica que nos
relaciona la intensidad que los atraviesa con la caída de tensión entre los electrodos
principales.
El componente básico del circuito de potencia debe cumplir los siguientes requisitos :

Tener dos estados claramente definidos, uno de alta impedancia (bloqueo) y otro
de baja impedancia (conducción).

Poder controlar el paso de un estado a otro con facilidad y pequeña potencia.

Ser capaces de soportar grandes intensidades y altas tensiones cuando está en
estado de bloqueo, con pequeñas caídas de tensión entre sus electrodos, cuando
está en estado de conducción. Ambas condiciones lo capacitan para controlar
grandes potencias.

Rapidez de funcionamiento para pasar de un estado a otro.
El último requisito se traduce en que a mayor frecuencia de funcionamiento habrá una
mayor disipación de potencia. Por tanto, la potencia disipada depende de la frecuencia.
Aplicaciones:

Tracción eléctrica: troceadores y convertidores.

Industria:
o
Control de motores asíncronos.
o
Inversores.
o
Caldeo inductivo.
o
Rectificadores.
o
Etc.
Tiristores
Además de los dispositivos semiconductores de una sola juntura(1 capa N unida con
otra P), tales como los diodos rectificadores y los transistores UJT, existen los de dos
junturas (transistores bipolares hechos con dos capas N cubriendo una capa P, o a la
inversa) y los de tres o más junturas (un mínimo de cuatro capas alternadas P-N-P-N de
material semiconductor), los cuales se conocen con el nombre de "TIRISTORES" y se
desarrollaron inicialmente por los Ingenieros de la General Electric en USA en la
década de los 60.Un tiristor es un dispositivo conmutador biestable que tiene la
propiedad de pasar rápidamente al esta "ON"(encendido) para una plena corriente de
trabajo cuando recibe un pulso momentáneo de corriente en su terminal de control, y
sólo puede ser puesto en "OFF"(apagado) con la interrupción de la corriente principal
de trabajo, interrumpiendo el circuito o haciendo circular una corriente de sentido
contrario. Los tiristores son usualmente dispositivos de mediana y de alta potencia. Son
el equivalente sólido de los interruptores mecánicos, por lo cual dejan pasar plenamente
o bloquear por completo en paso de la corriente de trabajo, sin niveles intermedios; o
todo, o nada.Al grupo de los tiristores pertenecen dispositivos tales como el DIAC,
equivalente a dos diodos zener puestos en serie pero en sentidos inversos, o sea que sólo
conduce corrientes cuando éstas alcanzan cierto voltaje, así sean alternas; el SCR, un
rectificador de conducción controlada; el TRIAC, equivalente a dos SCR en
contraparalelo; el QUADRAC, o sea un TRIAC con un DIAC incluido en serie con el
terminal gate; el PUT y el FOTOTIRISTOR.
Un tiristor es uno de los tipos más importantes de los dispositivos semiconductores de
potencia. Los tiristores se utilizan en forma extensa en los circuitos electrónicos de
potencia. Se operan como conmutadores biestables, pasando de un estado no conductor
a un estado conductor. Para muchas aplicaciones se puede suponer que los Tiristores son
interruptores o conmutadores ideales, aunque los tiristores prácticos exhiben ciertas
características y limitaciones.
CARACTERÍSTICAS DE LOS TIRISTORES
Un Tiristor es dispositivo semiconductor de cuatro capas de estructura pnpn con tres
uniones pn tiene tres terminales: ánodo cátodo y compuerta. La fig. 1 muestra el
símbolo del tiristor y una sección recta de tres uniones pn. Los tiristores se fabrican por
difusión.
Cuando el voltaje del ánodo se hace positivo con respecto al cátodo, las uniones J1 y J3
tienen polarización directa o positiva. La unión J2 tiene polarización inversa, y solo
fluirá una pequeña corriente de fuga del ánodo al cátodo. Se dice entonces que el tiristor
está en condición de bloqueo directo o en estado desactivado llamándose a la corriente
fuga corriente de estado inactivo ID. Si el voltaje ánodo a cátodo VAK se incrementa a
un valor lo suficientemente grande la unión J2 polarizada inversamente entrará en
ruptura. Esto se conoce como ruptura por avalancha y el voltaje correspondiente se
llama voltaje de ruptura directa VBO. Dado que las uniones J1 y J3 ya tienen
polarización directa, habrá un movimiento libre de portadores a través de las tres
uniones que provocará una gran corriente directa del ánodo. Se dice entonces que el
dispositivo está en estado de conducción o activado.
Fig. 1 Símbolo del tiristor y tres uniones pn
La caída de voltaje se deberá a la caída ohmica de las cuatro capas y será pequeña, por
lo común 1V. En el estado activo, la corriente del ánodo está limitada por una
impedancia o una resistencia externa, RL, tal y como se muestra en la fig. 2.
La corriente del ánodo debe ser mayor que un valor conocido como corriente de
enganche IL, a fin de mantener la cantidad requerida de flujo de portadores a través de
la unión; de lo contrario, al reducirse el voltaje del ánodo al cátodo, el dispositivo
regresará a la condición de bloqueo. La corriente de enganche, IL, es la corriente del
ánodo mínima requerida para mantener el tiristor en estado de conducción
inmediatamente después de que ha sido activado y se ha retirado la señal de la
compuerta. En la fig. 2b aparece una gráfica característica v-i común de un tiristor.
Fig.2 Circuito Tiristor y característica v-i
Una vez que el tiristor es activado, se comporta como un diodo en conducción y ya no
hay control sobre el dispositivo. El tiristor seguirá conduciendo, porque en la unión J2
no existe una capa de agotamiento de vida a movimientos libres de portadores. Sin
embargo si se reduce la corriente directa del ánodo por debajo de un nivel conocido
como corriente de mantenimiento IH , se genera una región de agotamiento alrededor de
la unión J2 debida al número reducido de portadores; el tiristor estará entonces en
estado de bloqueo. La corriente de mantenimiento es del orden de los miliamperios y es
menor que la corriente de enganche, IL. Esto significa que IL>IH . La corriente de
mantenimiento IH es la corriente del ánodo mínima para mantener el tiristor en estado
de régimen permanente. La corriente de mantenimiento es menor que la corriente de
enganche.
Cuando el voltaje del cátodo es positivo con respecto al del ánodo, la unión J2 tiene
polarización directa, pero las uniones J1 y J3 tienen polarización inversa. Esto es similar
a dos diodos conectados en serie con un voltaje inverso a través de ellos. El tiristor
estará en estado de bloqueo inverso y una corriente de fuga inversa, conocida como
corriente de fuga inversa IR, fluirá a través del dispositivo.
MODELO DE TIRISTOR DE DOS TRANSISTORES
La acción regenerativa o de enganche de vida a la retroalimentación directa se puede
demostrar mediante un modelo de tiristor de dos transistores. Un tiristor se puede
considerar como dos transistores complementarios, un transistor PNP, Q1, y un
transistor NPN, Q2, tal y como se demuestra en la figura 3.
La corriente del colector IC de un tiristor se relaciona, en general, con la corriente del
emisor IE y la corriente de fuga de la unión colector-base ICBO, como
Ic =
IE + ICBO
(1)
La ganancia de corriente de base común se define como =IC/IE. Para el transistor Q1
la corriente del emisor es la corriente del ánodo IA, y la corriente del colector IC1 se
puede determinar a partir de la ecuación (1):
IC1 = 1 IA + ICBO1
(2)
a)
Estructura básica
b) Circuito equivalente
Fig. 3 Modelo de tiristor de dos terminales.
Donde alfa1 es la ganancia de corriente y ICBO1 es la corriente de fuga para Q1. En
forma similar para el transistor Q2, la corriente del colector IC2 es:
IC2 = 2IK + ICBO2
(3)
Donde 2 es la ganancia de corriente y ICBO2 es la corriente de fuga correspondiente
a Q2. Al combinar IC1 e IC2, obtenemos:
IA = IC1 + IC2 =
1IA + ICBO1 +
2IK + ICBO2
(4)
Pero para una corriente d compuerta igual AIG, IK=IA+IG resolviendo la ecuación
anterior en función de IA obtenemos:
IA = 2 IG + ICBO1 + ICBO2
1 - ( 1 + 2)
(5)
ACTIVACIÓN DEL TIRISTOR
Un tiristor se activa incrementándola corriente del ánodo. Esto se puede llevar a cabo
mediante una de las siguientes formas.
TERMICA. Si la temperatura de un tiristor es alta habrá un aumento en el número de
pares electrón-hueco, lo que aumentará las corrientes de fuga. Este aumento en las
corrientes hará que
1 y 2 aumenten. Debido a la acción regenerativa ( 1+ 2)
puede tender a la unidad y el tiristor pudiera activarse. Este tipo de activación puede
causar una fuga térmica que por lo general se evita.
LUZ. Si se permite que la luz llegue a las uniones de un tiristor, aumentaran los pares
electrón-hueco pudiéndose activar el tiristor. La activación de tiristores por luz se logra
permitiendo que esta llegue a los discos de silicio.
ALTO VOLTAJE. Si el voltaje directo ánodo a cátodo es mayor que el voltaje de
ruptura directo VBO, fluirá una corriente de fuga suficiente para iniciar una activación
regenerativa. Este tipo de activación puede resultar destructiva por lo que se debe evitar.
dv/dt. Si la velocidad de elevación del voltaje ánodo-cátodo es alta, la corriente de
carga de las uniones capacitivas puede ser suficiente para activar el tiristor. Un valor
alto de corriente de carga puede dañar el tiristor por lo que el dispositivo debe
protegerse contra dv/dt alto. Los fabricantes especifican el dv/dt máximo permisible de
los tiristores.
CORRIENTE DE COMPUERTA. Si un tiristor está polarizado en directa, la
inyección de una corriente de compuerta al aplicar un voltaje positivo de compuerta
entre la compuerta y las terminales del cátodo activará al tiristor. Conforme aumenta la
corriente de compuerta, se reduce el voltaje de bloqueo directo, tal y como aparece en la
fig.4
Fig.4 Efectos de la corriente de compuerta sobre el voltaje de bloqueo directo.
TIPOS DE TIRISTORES
Los tiristores se fabrican casi exclusivamente por difusión. La corriente del ánodo
requiere de un tiempo finito para propagarse por toda el área de la unión, desde el punto
cercano a la compuerta cuando inicia la señal de la compuerta para activar el tiristor.
Para controlar el di/dt, el tiempo de activación y el tiempo de desactivación, los
fabricantes utilizan varias estructuras de compuerta. Dependiendo de la construcción
física y del comportamiento de activación y desactivación, en general los tiristores
pueden clasificarse en nueve categorías:
1. Tiristores de control de fase (SCR).
2. Tiristores de conmutación rápida (SCR).
3. Tiristores de desactivación por compuerta (GTO).
4. Tiristores de triodo bidireccional (TRIAC).
5. Tiristores de conducción inversa (RTC).
6. Tiristores de inducción estática (SITH).
7. Rectificadores controlados por silicio activados por luz (LASCR)
8. Tiristores controlados por FET (FET-CTH)
9. Tiristores controlados por MOS (MCT)
En esta practica fue necesario además de utilizar tiristores, la utilización de un tipo
especial de estos como lo es un UJT además de un PUT por lo que se definen ambos a
continuación:
Tiristor SCR
Silicon controlled
rectifier
Tiristor SCS
Silicon controlled
switch
Diac *
Diac
Triac
Tiristor Schottky
PNPN de 4 capas
*
Tiristor
Schottky
PNPN de 4
capas
Tiristor Schottky
PNPN de 4 capas
Tiristor de
desconexión
puerta canal N
controlado por
ánodo
Tiristor de
conducción
inversa, puerta canal
P
controlado por
cátodo
Tiristor de
desconexión
puerta control P
controlado por
cátodo
SBS
Silicon bilateral
switch
SUS
Silicon unilateral
switch
Trigger Diac
Fototiristor
Ditriac / Quadrac
Darlistor
Tiristor de
conducción
inversa, puerta canal
N controlado por
ánodo
VERIFICACION Y CHEQUEO DE TIRISTORES:
Si las características de voltaje y corriente de trabajo del tiristor lo permiten, puedes
armar un crcuito para la comprobación del estado y la identificación del dispositivo(el
ciruito de comprobación lo puedes ver en el indice). Cuando la bombilla enciende a
plena luz es porque está circulando la onda completa de la corriente alterna, esto
significa que se trata de un TRIAC. Cuando se trata de un SCR la bombilla sólo
suministra aproximadamente la mitad de su luz, porque solamente recibe los medios
ciclos positivos. Para comprobar que el triac si esté apagado cada vez que la onda de la
corriente de trabajo pasa por su nivel cero, la bombilla se debe apagar cuando se
desconecte la resistencia de polarización del gate(esto sirve para comprobar que el
dispositivo no esté en cortocircuito).
PRUEBA CON EL OHMETRO O MULTIMETRO:
Debido a que todos los medidores de resistencia tienen una fuente de corriente
contínua(Pilas), se pueden verificar con este instrumento la gran mayoría de
rectificadores SCR y TRIACs. Este procedimiento no sirve para los QUADRAC, ya que
para estos necesitamos una señal de gatillado superior a los 20 voltios, y los ohmetros y
multimetros sólo tienen 3 voltios. No se aconseja hacer estos chequeos con instrumentos
que sólo usan una pila de 1.5 voltios, pues la señal que entregan no alcanza ni para
probar LEDs(diodo emisor de luz).
PROCEDIMIENTO: Coloquemos el ohmetro o multimetro en la escala para medir
baja resistencia( R x 1). Coloquemos el caimán positivo(rojo) al cátodo del SCR, y
conectemos el ánodo al cable negativo(negro), podrá parecer incorrecto, puesto que se
ha dicho que el ánodo debe quedar positivo, pero resulta que las corrientes de salida en
los terminales del instrumento tienen polaridad contraria a la que señalan sus signos y
colores. En este momento la aguja del medidor señala alta resistencia(si es que se
mueve ). Ahora hagamos un puente entre los terminales gate y ánodo, esto acasionará
que la aguja suba a una posición de baja resistencia, y se debe conservar allí aunque
retiremos el puente que unió estos 2 terminales y suministró la señal de gatillado.
Si se trata de un triac, hagamos primero la prueba anterior, luego, invertimos los
terminales del ohmetro(es posible que en esta última posición no se sostenga la aguja en
su lugar de baja resistencia cuando reitre el puente, pero esto se debe a que la baja
corriente del instrumento medidor no alcanza para mantener encendido el triac en esta
polaridad). Para las pruebas, TP1 equivale al cátodo, y TP2 al ánodo.
UJT
El Transistor UJT (UniJunction Transistor)
Transistor uniunión
El transistor uniunión (en inglés UJT:
UniJuntion Transistor) es un tipo de
tiristor que contiene dos zonas
semiconductoras.
Tiene tres terminales denominados emisor (E), base uno (B1) y base dos (B2). Está
formado por una barra semiconductora tipo N, entre los terminales B1-B2, en la que se
difunde una región tipo P+, el emisor, en algún punto a lo largo de la barra, lo que
determina el valor del parámetro η, standoff ratio, conocido como razón de resistencias
o factor intrinseco.
Cuando el voltaje Veb1 sobrepasa un valor vp de ruptura, el ujt presenta un fenomeno
de modulación de resistencia que, al aumentar la corriente que pasa por el dispositivo, la
resistencia de esta baja y por ello, tambien baja el voltaje en el dispositivo, esta region
se llama region de resistencia negativa, este es un proceso reiterativo, por lo que esta
region no es estable, lo que lo hace exelente para conmutar, para circuitos de disparo de
tiristores y en osciladores de relajación.
El transistor UJT (transistor de unijuntura - Unijunction transistor) es un dispositivo
con un funcionamiento diferente al de otros transistores. Es un dispositivo de disparo.
Es un dispositivo que consiste de una sola unión PN
Físicamente el UJT consiste de una barra de material tipo N con conexiones eléctricas
a sus dos extremos (B1 y B2) y de una conexión hecha con un conductor de aluminio
(E) en alguna parte a lo largo de la barra de material N.
En el lugar de unión el aluminio crea una región tipo P en la barra, formando así una
unión PN. Ver el siguiente gráfico
Como se dijo antes este es un dispositivo de disparo. El disparo ocurre entre el Emisor
y la Base1 y el voltaje al que ocurre este disparo está dado por la fórmula: Voltaje de
disparo = Vp = 0.7 + n x VB2B1
Donde:
- n = intrinsic standoff radio (dato del fabricante)
- VB2B1 = Voltaje entre las dos bases
La fórmula es aproximada porque el valor establecido en 0.7 puede variar de 0.4 a 0.7
dependiendo del dispositivo y la temperatura.
Dos ejemplos sencillos
1.- Un UJT 2N4870 tiene un n = 0.63 y 24 voltios entre B2 y B1.
Cuál es el voltaje de disparo aproximado?
Voltaje de disparo = Vp = 0.7 + (0.63 x 24) = 15.8 Voltios
2.- Un UJT 2N4870 tiene un n = 0.68 y 12 voltios entre B2 y B1.
Cuál es el voltaje de disparo aproximado?
Voltaje de disparo = Vp = 0.7 + (0.68 x 12) = 8.86 Voltios.
Nota:
- Un dato adicional que nos da el fabricante es la corriente necesaria que debe haber
entre E y B1 para que el UJT se dispare = Ip.
- Es importante hacer notar que también se ha construido el UJT donde la barra es de
material tipo P (muy poco). Se le conoce como el CUJT o UJT complementario. Este
se comporta de igual forma que el UJT pero con las polaridades de las tensiones al
revés
Aplicaciones:
El transistor monounión (UJT) se utiliza generalmente para generar señales de disparo
en los SCR. En la fig.5 se muestra un circuito básico de disparo UJT. Un UJT tiene tres
terminales, conocidas como emisor E, base1 B1 y base2 B2. Entre B1 y B2 la
monounión tiene las características de una resistencia ordinaria (la resistencia entre
bases RBB teniendo valores en el rango de 4.7 y 9.1 K). Cuando se aplica el voltaje de
alimentación Vs en cd, se carga el capacitor C a través de la resistencia R, dado que el
circuito emisor del UJT está en estado abierto. La constante de tiempo del circuito de
carga es T1=RC. Cuando el voltaje del emisor VE, el mismo que el voltaje del
capacitor llega a un valor pico Vp, se activa el UJT y el capacitor se descarga a través
de RB1 a una velocidad determinada por la constante de tiempo T2=RB1C. T2 es
mucho menor que T1. Cuando el voltaje del emisor VE se reduce al punto del valle
Vv, el emisor deja de conducir, se desactiva el UJT y se repite el ciclo de carga.
El voltaje de disparo VB1 debe diseñarse lo suficientemente grande como para activar
el SCR. El periodo de oscilación, T, es totalmente independiente del voltaje de
alimentación Vs y está dado por:
T = 1/f = RC ln 1/1-n
Fig.5 Circuito básico de disparo de un UJT
PARÁMETROS DEL UJT
• UJT (Uni-Juntion Transistor): transistor formado por una resistencia de silicio (de 4 a
9 KΩ) tipo N
con tres terminales, dos bases, B1 y B2, y un emisor (unión NP).
• En la figura 4 se representa el símbolo, estructura y curva característica
FUNCIONAMIENTO DEL UJT
• El punto de funcionamiento viene determinado por las características del circuito
exterior. El
funcionamiento del UJT se basa en el control de la resistencia rB1B2 mediante la
tensión aplicada al
emisor.
• Si el emisor no está conectado ó
VE < VP : Diodo polarizado inversamente : no conduce : IE = 0.
PUT
PUT Transistor Uniunión Programable
El PUT (Transistor Uniunión programable) es un dispositivo que, a diferencia del
transistor bipolar común que tiene 3 capas (NPN o PNP), tiene 4 capas.
El PUT tiene 3 terminales como otros transistores y sus nombres son: cátodo K,
ánodo A, puerta G.
A diferencia del UJT, este transistor permite que se puedan controlar los valores de RBB
y VP que en el UJT son fijos. Los parámetros de conducción del PUT son controlados
por la terminal G
Este transistor tiene dos estados: Uno de conducción (hay corriente entre A y K y la
caída de voltaje es pequeña) y otro de corte cuando la corriente de A a K es muy
pequeña.
Este transistor se polariza de la siguiente manera:
Del gráfico anterior se ve que cuando IG = 0,
* [ RB2 / (RB1 + RB2) ] = n x VBB
donde: n = RB2 / (RB1 + RB2)
VG = VBB
La principal diferencia entre los transistores UJT y PUT
es que las resistencias: RB1 + RB2 son resistencias internas en el UJT, mientras que el
PUT estas resistencias están en el exterior y pueden modificarse.
Aunque el UJT y el PUT son similares, El Ip es más débil que en el UJT y la tensión
mínima de funcionamiento es menor en el PUT.
Como funciona? Ver gráfico anterior.
Para pasar al modo activo desde el estado de corte (donde la corriente entre A y K es
muy pequeña) hay que elevar el voltaje entre A y K hasta el Valor Vp, que depende del
valor del voltaje en la compuerta G
Sólo hasta que la tensión en A alcance el valor Vp, el PUT entrará en conducción
(encendido) y se mantendrá en este estado hasta que IA (corriente que atraviesa el
PUT) sea reducido de valor. Esto se logra reduciendo el voltaje entre A y K o
reduciendo el voltaje entre G y K
Ejemplo: Una aplicación típica: Oscilador con PUT
El funcionamiento es el siguiente: El condensador C se carga a través de la resistencia
R hasta que el voltaje en A alcanza el voltaje Vp. En este momento el PUT se dispara y
entra en conducción.
El voltaje en VG cae casi hasta 0 (cero) voltios y el PUT se apaga, repitiéndose otra vez
el proceso. Ver a continuación las formas de onda de las tensiones en C, K y G
La frecuencia de oscilación es: f = 1 / 1.2 x RC
Aplicaciones: el transistor monounión programable (PUT) es un pequeño tiristor que
aparece en la fig.7. Un PUT se puede utilizar como un oscilador de relajación, tal y
como se muestra en la fig.7b. El voltaje de compuerta VG se mantiene desde la
alimentación mediante el divisor resistivo del voltaje R1 y R2, y determina el voltaje de
punto de pico Vp. En el caso del UJT, Vp está fijo para un dispositivo por el voltaje de
alimentación de cd, pero en un PUT puede variar al modificar al modificar el valor del
divisor resistivo R! y R2. Si el voltaje del ánodo VA es menor que el voltaje de
compuerta VG, le dispositivo se conservará en su estado inactivo, pero si el voltaje de
ánodo excede al de compuerta en una caída de voltaje de diodo VD, se alcanzará el
punto de pico y el dispositivo se activará. La corriente de pico Ip y la corriente del punto
de valle Iv dependen de la impedancia equivalente en la compuerta RG = R1R2/
(R1+R2) y del voltaje de alimentación en cd Vs. N general Rk está limitado a un valor
por debajo de 100 Ohms.
R y C controlan la frecuencia junto con R1 y R2. El periodo de oscilación T está dado
en forma aproximada por:
T = 1/f = RC lnVs/Vs-Vp = RC ln (1+R2/R1)
Fig.7 Circuito de disparo para un PUT
PARÁMETROS DEL PUT
• PUT (Programable Uni-Juntion Transistor): de caracteristicas idénticas al UJT, puede
ajustar los
valores de μ, VP e IV mediante un circuito de polarización externo.
• Su constitución y funcionamiento es similar a las de un tiristor con puerta de ánodo
(Fig. 6). Tiene tres terminales: cátodo K, ánodo A y puerta de ánodo GA.
FUNCIONAMIENTO DEL PUT
• Si VA < VGA => diodo A-GA se polariza inversamente => solo circula corriente de
fugas.
• Si VA > VGA =>diodo A-GA conduce y tiene una característica similar a la del UJT
(Fig. 7).
DIAC
El DIAC (DIodo para Corriente Alterna) es un dispositivo semiconductor de dos
conexiones. Es un diodo bidireccional disparable que conduce la corriente sólo tras
haberse superado su tensión de disparo, y mientras la corriente circulante no sea inferior
al valor característico para ese dispositivo. El comportamiento es fundamentalmente el
mismo para ambas direcciones de la corriente. La mayoría de los DIAC tienen una
tensión de disparo de alrededor de 30 V. En este sentido, su comportamineto es similar
a una lámpara de neón.
Los DIAC son una clase de tiristor, y se usan normalmente para disparar los triac, otra
clase de tiristor.
Es un dispositivo semiconductor de dos terminales, llamados ánodo y cátodo. Actúa
como un interruptor bidireccional el cual se activa cuando el voltaje entre sus terminales
alcanza el voltaje de ruptura, dicho voltaje puede estar entre 20 y 36 volts según la
referencia.
DIAC de tres capas
Existen dos tipos de DIAC:


DIAC de tres capas: Es similar a un transistor bipolar sin conexión de base y
con las regiones de colector y emisor iguales y muy dopadas. El dispositivo
permanece bloqueado hasta que se alcanza la tensión de avalancha en la unión
del colector. Esto inyecta corriente en la base que vuelve el transistor conductor,
produciéndose un efecto regenerativo. Al ser un dispositivo simétrico, funciona
igual en ambas polaridades, intercambiando el emisor y colector sus funciones.
DIAC de cuatro capas. Consiste en dos diodos Shockley conectados en
antiparalelo, lo que le da la característica bidireccional
DIODO SHOCKLEY
• Diodo de cuatro capas o diodo tiristor: dispositivo bipolar PNPN comparable a un tiristor sin el
terminal de puerta (Fig. 9).
El diodo Shockley es un tiristor con dos terminales: ánodo y cátodo. Está constituido por cuatro capas
semiconductoras que forman una estructura pnpn. Actúa como un interruptor: está abierto hasta que la
tensión directa aplicada alcanza un cierto valor, entonces se cierra y permite la conducción. La
conducción continúa hasta que la corriente se reduce por debajo de un valor específico (IH).
Figura 1: Construcción básica y símbolo del diodo Shockley
CARACTERISTICA TENSION-INTENSIDAD
Para valores negativos del voltaje aplicado, como en un diodo, sólo habrá una corriente muy pequeña
hasta que se alcance la tensión de ruptura (VRB).
Figura 2: Característica I-V del diodo Shockley
En polarización positiva, se impide el paso de corriente hasta que se alcanza un valor de tensión VB0.
Una vez alcanzado este punto, el diodo entra en conducción, su tensión disminuye hasta menos de un
voltio y la corriente que pasa es limitada, en la práctica, por los componentes externos. La conducción
continuará hasta que de algún modo la corriente se reduzca por debajo de la corriente de mantenimiento
IH.
La corriente que puede atravesar el dispositivo en polarización directa tiene un límite impuesto por el
propio componente (IMAX), que si se supera llevará a la destrucción del mismo. Por esta razón, será
necesario diseñar el circuito en el que se instale este componente de tal modo que no se supere este valor
de corriente. Otro parámetro que al superarse puede provocar la ruptura del dispositivo es VRB, ya que
provocaría un fenómeno de avalancha similar al de un diodo convencional.
Dispositivo semiconductor de dos terminales de estructura similar a la del transistor que
presenta cierto tipo de conductividad biestable en ambos sentidos. Cuando las tensiones
presentes en sus terminales son suficientemente altas se utiliza principalmente junto a
los triacs que para el control en fase de los circuitos.
Es un tipo de tiristor que puede conducir en los dos sentidos. Es un dispositivo de dos
terminales que funciona básicamente como dos diodos Shockley que conducen en
sentidos opuestos.
La curva de funcionamiento refleja claramente el comportamiento del diac, que
funciona como un diodo Shockley tanto en polarización directa como en inversa.
Cualquiera que sea la polarización del dispositivo, para que cese la conducción hay que
hacer disminuir la corriente por debajo de la corriente de mantenimiento IH. Las partes
izquierda y derecha de la curva, a pesar de tener una forma análoga, no tienen por qué
ser simétricas.
CARACTERÍSTICAS
CARACTERÍSTICAS GENERALES Y APLICACIONES.
Se emplea normalmente en circuitos que realizan un control de fase de la corriente del
triac, de forma que solo se aplica tensión a la carga durante una fracción de ciclo de la
alterna. Estos sistemas se utilizan para el control de iluminación con intensidad variable,
calefacción eléctrica con regulación de temperatura y algunos controles de velocidad de
motores.
La forma más simple de utilizar estos controles es empleando el circuito representado
en la Figura 3, en que la resistencia variable R carga el condensador C hasta que se
alcanza la tensión de disparo del DIAC, produciéndose a través de él la descarga de C,
cuya corriente alcanza la puerta del TRIAC y le pone en conducción. Este mecanismo
se produce una vez en el semiciclo positivo y otra en el negativo. El momento del
disparo podrá ser ajustado con el valor de R variando como consecuencia el tiempo de
conducción del TRIAC y, por tanto, el valor de la tensión media aplicada a la carga,
obteniéndose un simple pero eficaz control de potencia.
Figura 3: Disparo de TRIAC mediante un DIAC.
QUADRACS
• Dispositivo formado por un diac que dispara a un triac. Posee tres terminales, dos de potencia del triac
y un extremo del diac como puerta del Quadracs (Fig. 10).
DIAC: ESTRUCTURA Y CARACTERISTICAS
• Diac (Diode Alternative Current): dispositivo bidireccional simétrico (sin polaridad)
con dos
electrodos principales, MT1 y MT2, y ninguno de control (Fig.1.a).
• Su estructura es la representada en la figura 1.b.
• En la curva característica tensión-corriente (Fig. 1.c) se observa que:
− V(+ ó −) < VS => el elemento se comporta como un circuito abierto.
− V(+ ó −) > VS =>el elemento se comporta como un cortocircuito.
• Se utilizan para disparar esencialmente a los triacs.
SCR
DEFINICIÓN.
El SCR (Silicon
Controlled Rectifier o Rectificador Controlado de Silicio, Figura 1), es
(
un dispositivo semiconductor biestable formado por tres uniones pn con la disposición
pnpn (Figura 2). Está formado por tres terminales, llamados Ánodo,
Ánodo Cátodo y Puerta.
Puerta La
conducción entre ánodo y cátodo es controlada por el terminal de puerta. Es un
elemento unidireccional (sentido
de la corriente es único),, conmutador casi ideal,
(
rectificador y amplificador a la vez.
Figura 1: Símbolo del SCR.
ESTRUCTURA.
Figura 2 : Estructura básica del SCR.
SCR(Rectificador Controlado de Silicio):
Este es un pequeño dispositivo de tres terminales, que hacen el mismo trabajo
semicondudtor de un diodo normal(deja pasar corriente en un solo sentido), pero con la
diferencia de que en éste se puede controlar el momento en el cual pueden comenzar a
pasar los electrones.
Al primer terminal se le denomina Cátodo, y es utilizado como entrada de corriente. El
segundo sirve de salida y se le llama Anodo y el tercero es el Gate, o terminal de control
para el paso de corriente cátodo - ánodo. El gate, llamado también terminal de arranque
o encendido del tiristor, sólo sirve para iniciar el paso de corriente entre los otros dos
terminales, lo que logra con una corriente muy baja(unos 20 miliamperios).
Podemos comparar un SCR con una puerta común, de esas que tienen resorte y se
cierran solas.
Vamos a suponer que un viento fuerte la golpea por uno de sus lados, tratando de
abrirla, Bastará con que alguien la abra o accione el picaporte, para que el viento se
encargue de abrirla y mantenerta así, sin importar el estado del picaporte.
El viento, es equivalente al voltaje de los electrones presentes en el terminal de control.
CARACTERÍSTICAS GENERALES.
• Interruptor casi ideal.
• Soporta tensiones altas.
• Amplificador eficaz.
• Es capaz de controlar grandes potencias.
• Fácil controlabilidad.
• Relativa rapidez.
• Características en función de situaciones pasadas (memoria).
CARACTERÍSTICAS ESTÁTICAS.
Las características estáticas corresponden a la región ánodo - cátodo y son los valores
máximos que colocan al elemento en límite de sus posibilidades:
- Tensión inversa de pico de trabajo .............................................: VRWM
- Tensión directa de pico repetitiva ...............................................: VDRM
- Tensión directa ............................................................................: VT
- Corriente directa media ...............................................................:: ITAV
- Corriente directa eficaz ...............................................................:
..............................................: ITRMS
- Corriente directa de fugas ...........................................................: IDRM
- Corriente inversa de fugas ..........................................................: IRRM
- Corriente de mantenimiento .......................................................: IH
Las características térmicas a tener en cuenta al trabajar con tiristores son:
- Temperatura de la unión ................................................................: Tj
- Temperatura de almacenamiento ...................................................: Tstg
- Resistencia térmica contenedor-disipador ......................................: Rc-d
- Resistencia térmica unión-contenedor ............................................: Rj-c
- Resistencia térmica unión-ambiente................................................: Rj-a
- Impedancia térmica unión-contenedor.............................................: Zj-c
CARACTERÍSTICAS DE CONTROL.
Corresponden a la región puerta-cátodo y determinan las propiedades del circuito de
mando que responde mejor a las condiciones de disparo. Los fabricantes definen las
siguientes características:
-Tensión directa máx. ........................................................................: VGFM
- Tensión inversa máx. .......................................................................: VGRM
- Corriente máxima..............................................................................: IGM
- Potencia máxima ...............................................................................: PGM
- Potencia media .................................................................................:
.: PGAV
- Tensión puerta-cátodo para el encendido..........................................: VGT
- Tensión residual máxima que no enciende ningún elemento...........: VGNT
- Corriente de puerta para el encendido ..............................................: IGT
- Corriente residual máxima que no enciende ningún elemento..........: IGNT
Entre los anteriores destacan:
- VGT e IGT , que determinan las condiciones de encendido del dispositivo
semiconductor.
- VGNT e IGNT, que dan los valores máximos de corriente y de tensión, para los cuales
en condiciones normales de temperatura, los tiristores no corren el riesgo de dispararse
de modo indeseado.
Área de disparo seguro.
En esta área (Figura 3) se obtienen las condiciones de disparo del SCR. Las tensiones y
corrientes admisibles para el disparo se encuentran en el interior de la zona formada por
las curvas:
• Curva A y B: límite superior e inferior de la tensión puerta-cátodo en función de la
corriente positiva de puerta, para una corriente nula de ánodo.
• Curva C: tensión directa de pico admisible VGF.
• Curva D: hipérbola de la potencia media máxima PGAV que no debemos sobrepasar.
TEORIA Y OPERACIÓN DE LOS SCR
Un rectificador controlado de silicio (SCR, rectificador controlado de silicio) es un
dispositivo de tres terminales usado para controlar corrientes mas bien altas para una
carga. El símbolo esquemático del SCR se presenta en la figura 1.
Figura1. Símbolo esquemático y nombres de las terminales de un SCR.
Un SCR actúa a semejanza de un interruptor. Cuando esta encendido (ON), hay una
trayectoria de flujo de corriente de baja resistencia del ánodo al cátodo. Actúa entonces
como un interruptor cerrado. Cuando esta apagado (OFF), no puede haber flujo de
corriente del ánodo al cátodo. Por tanto, actúa como un interruptor abierto. Dado que es
un dispositivo de estado só1ido, la acción de conmutación de un SCR es muy rápida.
El flujo de corriente promedio para una carga puede ser controlado colocando un SCR
en serie con la carga. Este arreglo es presentado en la figura 2. La alimentaci6n de
voltaje es comúnmente una fuente de 60-Hz de ca, pero puede ser de cd en circuitos
especiales.
Si la alimentación de voltaje es de ca, el SCR pasa una cierta parte del tiempo del ciclo
de ca en el estado ON, y el resto del tiempo en el estado OFF. Para una fuente de 60-Hz
de ca, el tiempo del ciclo es de 16.67 ms. Son estos 16.67 ms los que se dividen entre el
tiempo que esta en ON y el tiempo que esta en OFF. La cantidad de tiempo que esta en
cada estado es controlado por el disparador.
Si una porción pequeña del tiempo esta en el estado ON, la corriente promedio que pasa
a la carga es pequeña. Esto es porque la corriente puede fluir de la fuente, a través del
SCR, y a la carga, só1o por una porción relativamente pequeña del tiempo. Si la señal
de la compuerta es cambiada para hacer que el SCR este en ON por un periodo mas
largo del tiempo, entonces la corriente de carga promedio será mayor. Esto es porque la
corriente ahora puede fluir de la fuente, a través del SCR, y a la carga, por un tiempo
relativamente mayor. De esta manera, la corriente para la carga puede variarse ajustando
la porci6n del tiempo del ciclo que el SCR permanece encendido.
Figura2. Relación de circuito entre la fuente de voltaje ,un SCR y la carga
Como lo sugiere su nombre, el SCR es un rectificador, por lo que pasa corriente sólo
durante los semiciclos positivos de la fuente de ca. El semiciclo positivo es el semiciclo
en que el ánodo del SCR es mas positivo que el cátodo. Esto significa que el SCR de la
figura 2 no puede estar encendido más de la mitad del tiempo. Durante la otra mitad del
ciclo, la polaridad de la fuente es negativa, y esta polaridad negativa hace que el SCR
tenga polarizaci6n inversa, evitando el paso de cualquier corriente a la carga.
FORMAS DE ONDA DE LOS SCR
Los términos populares para describir la operación de un SCR son ángulo de
conducción y ángulo de retardo de disparo. El ángulo de conducción es el numero de
grados de un ciclo de ca durante los cuales el SCR esta encendido. El ángulo de retardo
de disparo es el numero de grados de un ciclo de ca que transcurren antes de que el SCR
sea encendido. Por supuesto, estos términos están basados en la noción de que el tiempo
total del ciclo es igual a 360 grados.
En la figura 3 se muestran las formas de onda de un circuito de control con SCR para un
ángulo de retardo de disparo. Al momento que el ciclo de ca inicia su parte positiva, el
SCR esta apagado. Por tanto tiene un voltaje instantáneo a través de sus terminales de
ánodo y cátodo igual al voltaje de la fuente. Esto es exactamente lo que se vería si se
colocara un interruptor abierto en un circuito en lugar del SCR. Dado que el SCR
interrumpe en su totalidad el suministro de voltaje, el voltaje a través de la carga (VLD)
es cero durante este lapso. La extrema derecha de las ondas ilustran estos hechos. Mas a
la derecha en los ejes horizontales, se muestra el voltaje de ánodo a cátodo (VAK)
cayendo a cero después de aproximadamente un tercio del semiciclo positivo. Esto es el
punto de 60°. Cuando VAK cae a cero, el SCR se ha "disparado", o encendido. Por tanto,
el ángulo de retardo de disparo es de 60°. Durante los siguientes 120° el SCR se
comporta como un interruptor cerrado sin voltaje aplicado a sus terminales. El ángulo
de conducci6n es de 120°. El ángulo de retardo de disparo y el ángulo de conducci6n
siempre suman 180°.
Figura3. Formas de ondas ideales del voltaje de la terminal principal (VAK) y el voltaje de carga de un
SCR. Para un ángulo de retardo de disparo de unos 60o, un ángulo de conducción de 120o.
En la figura 3, la forma de onda del voltaje de carga muestra que, al dispararse el SCR,
el voltaje de la fuente es aplicado a la carga. El voltaje de carga entonces sigue al voltaje
de la fuente por el resto del semiciclo positivo, hasta que el SCR nuevamente se apaga.
El estado OFF ocurre cuando el voltaje de la fuente pasa por cero.
En general, estas formas de onda muestran que antes de que el SCR se dispare, el
voltaje es retirado de entre las terminales del SCR, y la carga ve un voltaje cero.
Después de haberse disparado el SCR, la totalidad del suministro de voltaje es retirado a
través de la carga, y el SCR presenta voltaje cero. El SCR se comporta como un
interruptor de acción rápida.
Características DE LA COMPUERTA DE LOS SCR
Un SCR es disparado por un pulso corto de corriente aplicado a la compuerta. Esta
corriente de compuerta (IG) fluye por la unión entre la compuerta y el cátodo, y sale del
SCR por la terminal del cátodo. La cantidad de corriente de compuerta necesaria para
disparar un SCR en particular se simboliza por IGT. Para dispararse, la mayoría de los
SCR requieren una corriente de compuerta entre 0.1 y 50 mA (IGT = 0.1 - 50 mA). Dado
que hay una unión pn estándar entre la compuerta y el cátodo, el voltaje entre estas
terminales (VGK) debe ser ligeramente mayor a 0.6 V. En la figura 4 se muestran las
condiciones que deben existir en la compuerta para que un SCR se dispare.
Figura4.Voltaje de compuerta a cátodo (VGK) y corriente de compuerta (IG) necesarios para disparar un
SCR.
Una vez que un SCR ha sido disparado, no es necesario continuar el flujo de corriente
de compuerta. Mientras la corriente continué fluyendo a través de las terminales
principales, de ánodo a cátodo, el SCR perrnanecerá en ON. Cuando la corriente de
ánodo a cátodo (IAK) caiga por debajo de un valor mínimo, llamado corriente de
retención, simbolizada IHO el SCR se apagara. Esto normalmente ocurre cuando la
fuente de voltaje de ca pasa por cero a su región negativa. Para la mayoría de los SCR
de tamaño mediano, la IHO es alrededor de 10 mA.
PRACTICA: “CIRCUITO BASICO DE DISPARO PARA UN SCR”
OBJETIVO: Comprobar la operación de un tiristor como elemento de control de fase
MATERIAL:

1 SCR C-106B

1 Resistencia de 3.3 K - ½ W (R1)

1 Resistencia Variable

1 Diodo rectificador IN4007 o equivalente

1 Lámpara miniatura 127 Vca

1 Fusible de 0.5 Amp. c/porta fusible

Cable eléctrico (cal. 14)
INSTRUMENTOS:

Fuente de alimentación de 127 Vca

Osciloscopio

Voltímetro
DESARROLLO:
1. - Obtener las características eléctricas y físicas del SCR C-106B o sustituto.
Estas características se presentan en el anexo de esta practica junto con las características físicas.
2. - Calcular el valor de R2 para el circuito básico de disparo mostrado en la sig figura.
Datos
R1 = 3.3 K
VMax = 127 Vca
IGT = 200f
Por ley de Ohm
VMax = IGTRab
Despejando Rab
Sustituyendo valores para obtener Rab
Rab = R1 + R2,
Despejamos R2
3. - Con el osciloscopio determinar el ángulo máximo y mínimo de retardo en el disparo para el SCR.
Los valores obtenidos en el osciloscopio fueron los sig.
4. - Graficar las formas de onda en el tiristor y en la carga para cada uno de los ángulos de retardo en el disparo.
Otros dispositivos encapsulados
CONJUNTO DIODO MÁS TIRISTOR
• Dispositivo formado por un diodo y un tiristor en la misma cápsula o integrados en la misma pastilla.
(Fig. 11).
PUENTES MIXTOS
• Conjunto de dos diodos y dos tiristores en la misma cápsula (Fig. 12).
TRIAC
INTRODUCCION
El triac es un dispositivo semiconductor de tres terminales que se usa paracontrolar el
flujo de corriente promedio a una carga, con la particularidad deque conduce en ambos
sentidos y puede ser bloqueado por inversión de la tensióno al disminuir la corriente por
debajo del valor de mantenimiento. El triacpuede ser disparado independientemente de
la polarización de puerta, es decir,mediante una corriente de puerta positiva o negativa.
El Triac puede ser considerado como la integración de 2 SCR's en forma paralela
invertida.
TRIAC
El TRIAC (triode AC conductor) es un semiconductor capaz de bloquear tensión y
conducir corriente en ambos sentidos entre los terminales principales T1 y T2. Su
estructura básica y símbolo aparecen en la fig.8. Es un componente simétrico en cuanto
a conducción y estado de bloqueo se refiere, pues la característica en el cuadrante I de la
curva UT2-T1 --- iT2 es igual a la del cuadrante III. Tiene unas fugas en bloqueo y una
caída de tensión en conducción prácticamente iguales a las de un tiristor y el hecho de
que entre en conducción, si se supera la tensión de ruptura en cualquier sentido, lo hace
inmune a destrucción por sobretensión.
Fig.8 TRIAC: Estructura y símbolo.
CIRCUITO EQUIVALENTE DE UN TRIAC
Se puede considerar a un TRIAC como si fueran dos SCR conectados en antiparalelo,
con una conexión de compuerta común, como se muestra en la fig.9
Dado que el TRIAC es un dispositivo bidireccional, no es posible identificar sus
terminales como ánodo y cátodo. Si la terminal MT2 es positiva con respecto a la
terminal MT1, se activará al aplicar una señal negativa a la compuerta, entre la
compuerta y la terminal MT1.
No es necesario que esten presentes ambas polaridades en las señales de la compuerta y
un TRIAC puede ser activado con una sola señal positiva o negativa de compuerta. En
la práctica, la sensibilidad varía de un cuadrante a otro, el TRIAC normalmente se opera
en el cuadrante I (voltaje y corriente de compuerta positivos) o en el cuadrante III
(voltaje y corriente de compuerta negativos).
Fig.9 Circuito equivalente de un TRIAC
MODOS DE FUNCIONAMIENTO DE UN TRIAC
El TRIAC puede ser disparado en cualquiera de los dos cuadrantes I y III mediante la
aplicación entre los terminales puerta y T1 de un impulso positivo o negativo. Esto le da
una facilidad de empleo grande y simplifica mucho el circuito de disparo. A
continuación se verán los fenómenos internos que tienen lugar en los cuatro modos de
disparo posibles.
Modo I + :
Terminal T2 positiva con respecto a T1.
Intensidad de puerta entrante.
Funcionan las capas P1N1P2N2 como tiristor con emisor en corto circuito, ya que la
metalización del terminal del cátodo cortocircuita parcialmente la capa emisora N2 con
la P2.
La corriente de puerta circula internamente hasta T1 , en parte por la unión P2N2 y en
parte a través de la zona P2. Se produce la natural inyección de electrones de N2 a P2
que es favorecida en el área próxima a la puerta por la caída de tensión que produce en
P2 la circulación lateral de corriente de puerta. Parte de los electrones inyectados
alcanzan por difusión la unión P2N1, que bloquea el potencial exterior, y son acelerados
por ella iniciándose la conducción.
Modo I - :
Terminal T2 positivo respecto a T1.
Intensidad de puerta saliente.
El disparo es similar al de los tiristores de puerta de unión. Inicialmente conduce la
estructura auxiliar P1N1P2N3 y luego la principal P1N1P2N2.
El disparo de la primera se produce como un tiristor normal actuado T1 de puerta y P de
cátodo. Toda la estructura auxiliar se pone a la tensión positiva de T2 y polariza
fuertemente la unión P2N2 que inyecta electrones hacia el área de potencial positivo. La
unión P2N1 de la estructura principal que soporta la tensión exterior, es invadida por
electrones en la vecindad de la estructura auxiliar, entrando en conducción.
Modo III + :
Terminal T2 negativo respecto a T1.
Intensidad de puerta entrante.
El disparo tiene lugar por el procedimiento llamado de puerta remota. Entra en
conducción la estructura P2N1P1N4.
La inyección de electrones de N2 a P2 es igual a la descrita en el modo I +. Los que
alcanzan por difusión la unión P2N1 son absorbidos por su potencial de unión,
haciéndose más conductora. El potencial positivo de puerta polariza más positivamente
el área de la unión P2N1 próxima a ella que la próxima a T1, provocándose una
inyección de huecos desde P2 a N1 que alcanza en parte la unión N1P1 encargada de
bloquear la tensión exterior y se produce la entrada en conducción.
Modo III - :
Terminal T2 negativo respecto a T1.
Intensidad de puerta saliente.
También se dispara por el procedimiento e puerta remota, conduciendo las capas
P2N1P1N4.
La capa N3 inyecta electrones en P2 que hacen más conductora la unión P2N1. La
tensión positiva de T1 polariza el área próxima de la unión P2N1 más positivamente que
la próxima a la puerta. Esta polarización inyecta huecos de P2 a N1 que alcanzan en
parte la unión N1P1 y la hacen pasar a conducción.
Los cuatro modos de disparo descritos tienen diferente sensibilidad. Siendo los modos I
+ y III - los más sensibles, seguidos de cerca por el I -. El modo III + es el disparo más
difícil y debe evitarse su empleo en lo posible.
El fabricante facilita datos de características eléctricas el bloqueo, conducción y de
dispar por puerta de forma similar a lo explicado para el tiristor.
DESCRIPCION GENERAL
Cuando el triac conduce, hay una trayectoria de flujo de corriente de muy baja
resistencia de una Terminal a la otra, dependiendo la dirección de flujo de la polaridad
del voltaje externo aplicado. Cuando el voltaje es mas positivo en MT2, la corriente
fluye de MT2 a MT1 en caso contrario fluye de MT1 a MT2. En ambos casos el triac se
comporta como un interruptor cerrado. Cuando el triac deja de conducir no puede fluir
corriente entre las terminales principales sin importar la polaridad del voltaje externo
aplicado por tanto actúa como un interruptor abierto.
Debe tenerse en cuenta que si se aplica una variación de tensión importante al triac
(dv/dt) aún sin conducción previa, el triac puede entrar en conducción directa.
CONSTRUCCION BASICA, SIMBOLO, DIAGRAMA EQUIVALENTE
FIG. 1
FIG. 2
La estructura contiene seis capas como se indica en la FIG. 1, aun que funciona
siempre como un tiristor de cuatro capas. En sentido MT2-MT1 conduce a través de
P1N1P2N2 y en sentido MT1-MT2 a través de P2N1P1N4. La capa N3facilita el
disparo con intensidad de puerta negativa. La complicación de su estructura lo hace mas
delicado que un tiristor en cuanto a di/dt y dv/dt y capacidad para soportar sobre
intensidades. Se fabrican para intensidades de algunos amperios hasta unos 200 A
eficaces y desde 400 a 1000 V de tensión de pico repetitivo. Los triac son fabricados
para funcionar a frecuencias bajas, los fabricados para trabajar a frecuencias medias son
denominados alternistores En la FIG. 2 se muestra el símbolo esquemático e
identificación de las terminales de un triac, la nomenclatura Ánodo 2 (A2) y Ánodo 1
(A1) pueden ser reemplazados por Terminal Principal 2 (MT2) y Terminal Principal 1
(MT1) respectivamente.
El Triac actúa como dos rectificadores controlados de silicio (SCR) en paralelo Fig. 3 ,
este dispositivo es equivalente a dos latchs
FIG. 3
CARACTERISTICA TENSION – CORRIENTE
FIG. 4
La FIG. 4 describe la característica tensión – corriente del Triac. Muestra la corriente a
través del Triac como una función de la tensión entre los ánodos MT2 y MT1.
El punto VBD (tensión de ruptura) es el punto por el cual el dispositivo pasa de una
resistencia alta a una resistencia baja y la corriente, a través del Triac, crece con un
pequeño cambio en la tensión entre los ánodos.
El Triac permanece en estado ON hasta que la corriente disminuye por debajo de la
corriente de mantenimiento IH. Esto se realiza por medio de la disminución de la tensión
de la fuente. Una vez que el Triac entra en conducción, la compuerta no controla mas la
conducción, por esta razón se acostumbra dar un pulso de corriente corto y de esta
manera se impide la disipación de energía sobrante en la compuerta.
El mismo proceso ocurre con respecto al tercer cuadrante, cuando la tensión en el ánodo
MT2 es negativa con respecto al ánodo MT1 y obtenemos la característica invertida. Por
esto es un componente simétrico en cuanto a conducción y estado de bloqueo se refiere,
pues la característica en el cuadrante I de la curva es igual
a la del III
METODOS DE DISPARO
Como hemos dicho, el Triac posee dos ánodos denominados ( MT1 y MT2) y una
compuerta G.
La polaridad de la compuerta G y la polaridad del ánodo 2, se miden con respecto al
ánodo 1.
El triac puede ser disparado en cualquiera de los dos cuadrantes I y III mediante la
aplicación entre los terminales de compuerta G y MT1 de un impulso positivo o
negativo. Esto le da una facilidad de empleo grande y simplifica mucho el circuito de
disparo. Veamos cuáles son los fenómenos internos que tienen lugar en los cuatro
modos posibles de disparo.
1 – El primer modo del primer cuadrante designado por I (+),es aquel en que la tensión
del ánodo MT2 y la tensión de la compuerta son positivas con respecto al ánodo MT1 y
este es el modo mas común (Intensidad de compuerta entrante).
La corriente de compuerta circula internamente hasta MT1, en parte por la unión P2N2
y en parte a través de la zona P2. Se produce la natural inyección de electrones de N2 a
P2, que es favorecida en el área próxima a la compuerta por la caída de tensión que
produce en P2 la circulación lateral de corriente de compuerta. Esta caída de tensión se
simboliza en la figura por signos + y -.
Parte de los electrones inyectados alcanzan por difusión la unión P2N1 que bloquea el
potencial exterior y son acelerados por ella iniciándose la conducción.
2 – El Segundo modo, del tercer cuadrante, y designado por III(-)es aquel en que la
tensión del ánodo MT2 y la tensión de la compuerta son negativos con respecto al
ánodo MT1 (Intensidad de compuerta saliente).
Se dispara por el procedimiento de puerta remota, conduciendo las capas P2N1P1N4.
La capa N3 inyecta electrones en P2 que hacen más conductora la unión P2N1.La
tensión positiva de T1 polariza el área próxima de la unión P2N1 más positivamente que
la próxima a la puerta. Esta polarización inyecta huecos de P2 a N1 que alcanzan en
parte la unión N1P1 y la hacen pasar a conducción.
3 – El tercer modo del cuarto cuadrante, y designado por I(-) es aquel en que la tensión
del ánodo MT2 es positiva con respecto al ánodo MT1 y la tensión de disparo de la
compuerta es negativa con respecto al ánodo MT1(Intensidad de compuerta saliente).
El disparo es similar al de los tiristores de puerta de unión. Inicialmente conduce la
estructura auxiliar P1N1P2N3 y luego la principal P1N1P2N2.
El disparo de la primera se produce como en un tiristor normal actuando T1 de puerta y
P de cátodo. Toda la estructura auxiliar se pone a la tensión positiva de T2 y polariza
fuertemente la unión P2N2 que inyecta electrones hacia el área de potencial positivo. La
unión P2N1 de la estructura principal, que soporta la tensión exterior, es invadida por
electrones en la vecindad de la estructura auxiliar, entrando en conducción.
4 – El cuarto modo del Segundo cuadrante y designado por III(+) es aquel en que la
tensión del ánodo T2 es negativa con respecto al ánodo MT1, y la tensión de disparo de
la compuerta es positiva con respecto al ánodo MT1(Intensidad de compuerta entrante).
El disparo tiene lugar por el procedimiento llamado de puerta remota. Entra en
conducción la estructura P2N1P1N4.
La inyección de N2 a P2 es igual a la descrita en el modo I(+). Los que alcanzan por
difusión la unión P2N1 son absorbido por su potencial de unión, haciéndose más
conductora. El potencial positivo de puerta polariza más positivamente el área de unión
P2N1 próxima a ella que la próxima a T1,provocándose una inyección de huecos desde
P2 a N1 que alcanza en parte la unión N1P1 encargada de bloquear la tensión exterior y
se produce la entrada en conducción.
El estado I (+), seguido de III (-) es aquel en que la corriente de compuerta necesaria
para el disparo es mínima. En el resto de los estados es necesaria una corriente de
disparo mayor. El modo III (+) es el de disparo más difícil y debe evitarse su empleo en
lo posible.
En general, la corriente de encendido de la compuerta, dada por el fabricante, asegura el
disparo en todos los estados.
FORMAS DE ONDA DE LOS TRIACS
La relación en el circuito entre la fuente de voltaje, el triac y la carga se representa en la
FIG.7. La corriente promedio entregada a la carga puede variarse alterando la cantidad
de tiempo por ciclo que el triac permanece en el estado encendido. Si permanece una
parte pequeña del tiempo en el estado encendido, el flujo de corriente promedio a través
de muchos ciclos será pequeño, en cambio si permanece durante una parte grande del
ciclo de tiempo encendido, la corriente promedio será alta.
Un triac no esta limitado a 180 de conducción por ciclo. Con un arregloadecuado del
disparador, puede conducir durante el total de los 360 del ciclo.Por tanto proporciona
control de corriente de onda completa, en lugar delcontrol de media onda que se logra
con un SCR.
Las formas de onda de los triacs son muy parecidas a las formas de ondade los SCR, a
excepción de que pueden dispararse durante el semiciclo negativo.En la FIG.8 se
muestran las formas de onda tanto para el voltaje de carga comopara el voltaje del triac (
a través de los terminales principales) para doscondiciones diferentes.
En la FIG.8 (a), las formas de onda muestran apagado el triac durante losprimeros 30 de
cada semiciclo, durante estos 30 el triac se comporta como uninterruptor abierto,
durante este tiempo el voltaje completo de línea se cae através de las terminales
principales del triac, sin aplicar ningún voltaje ala carga. Por tanto no hay flujo de
corriente a través del triac y la carga.
La parte del semiciclo durante la cual existe seta situación se llama ángulode retardo de
disparo.
Después de transcurrido los 30 , el triac dispara y se vuelve como uninterruptor cerrado
y comienza a conducir corriente a la carga, esto lo realizadurante el resto del semiciclo.
La parte del semiciclo durante la cual el triacesta encendido se llama ángulo de
conducción.
La FIG.8 (b) muestran las mismas formas de ondas pero con ángulo de retardode
disparo mayor.
FIG.8
CIRCUITO PRACTICO PARA DISPARO
FIG.5
En la FIG. 5 se muestra un circuito practico de disparo de un triacutilizando un UJT. El
resistor RF es un resistor variable que semodifica a medida que las condiciones de carga
cambian. El transformador T1 esun transformador de aislamiento, y su propósito es
aislar eléctricamente elcircuito secundario y el primario, para este caso aísla el circuito
de potenciaca del circuito de disparo.
La onda senoidal de ca del secundario de T1 es aplicada a un rectificador enpuente y la
salida de este a una combinación de resistor y diodo zener quesuministran una forma de
onda de 24 v sincronizada con la línea de ca. Estaforma de onda es mostrada en la FIG.
6 (a).
Cuando la alimentación de 24 v se establece, C1 comienza a cargarse hasta laVp del
UJT, el cual se dispara y crea un pulso de corriente en el devanadoprimario del
transformador T2. Este se acopla al devanado secundario, y el pulsodel secundario es
entregado a la compuerta del triac, encendiéndolo durante elresto del semiciclo. Las
formas de onda del capacitor( Vc1),corriente del secundario de T2 ( Isec) y voltaje de
carga (VLD),se muestran en la FIG. 6 (b), (c),(d).
La razón de carga de C1 es determinada por la razón de RF a R1,que forman un divisor
de voltaje, entre ellos se dividen la fuente de cd de 24 vque alimenta al circuito de
disparo. Si RF es pequeño en relación aR1, entonces R1 recibirá una gran parte de la
fuente de24 v , esto origina que el transistor pnp Q1 conduzca, con unacirculación
grande de corriente por el colector pues el voltaje de R1es aplicado al circuito de base,
por lo tanto C1 se carga conrapidez. Bajo estas condiciones el UJT se dispara pronto y la
corriente de cargapromedio es alta.
Por otra parte se RF es grande en relación a R1,entonces el voltaje a través de R1 será
menor que en el casoanterior, esto provoca la aparición de un voltaje menor a través del
circuitobase-emisor de Q1 con la cual disminuye su corriente de colector ypor
consiguiente la razón de carga de C1 se reduce, por lo que lelleva mayor tiempo
acumular el Vp del UJT. Por lo tanto el UJT y el triac sedisparan después en el
semiciclo y la corriente de carga promedio es menor queantes.
FIG.6
DISEÑO DEL CIRCUITO PRACTICO
Para el circuito de la FIG. 5, suponga las siguientes condiciones, R1 = 5 k, Rf = 8 k,
R2=2,5k, C1=0,5 uF,
Supóngase que R1 y Rf están en serie,
, luego
, de la ecuación
,
El capacitor debe cargarse hasta el Vp del UJT, que esta dado por,
El tiempo requerido para cargar hasta ese punto puede encontrarse en
, permite que
simbolice el ángulo de retardo de disparo.
Dado que
360 grados representan un periodo de un ciclo, y el periodo de una fuente de 60 HZ es
de 16.67 ms, se puede establece la proporción
, Para un ángulo de retardo de disparo de 120 grados, el tiempo
entre
el cruce por cero y el disparo seta dado por la proporción
, El punto pico del UJT es aun 14.5 V, por lo que para
retardar el
disparo durante 5.55 ms, la razón de acumulación de voltaje debe ser,
, luego
que nos da
, entonces podemos encontrar Rf
, trabajando con seta ecuación y resolviendo Rf se
obtiene
, por tanto, si la resistencia de realimentación fuera incrementada a 25K, el
Angulo
de retardo de disparo se incrementa a
y la corriente de carga se reducirá
proporcionalmente
EJEMPLO PRACTICO DEAPLICACION y DISEÑO
En la FIG.9 puede verse una aplicación práctica de gobierno de un motor dec.a.
mediante un triac (TXAL228). La señal de control (pulso positivo) llegadesde un
circuito de mando exterior a la puerta inversora de un ULN2803 que a susalida
proporciona un 0 lógico por lo que circulará corriente a través deldiodo emisor
perteneciente al MOC3041 (opto acoplador). Dicho diodo emite un hazluminoso que
hace conducir al fototriac a través de R2 tomando la tensión delánodo del triac de
potencia. Este proceso produce una tensión de puertasuficiente para excitar al triac
principal que pasa al estado de conducciónprovocando el arranque del motor.
Debemos recordar que el triac se desactiva automáticamente cada vez que lacorriente
pasa por cero, es decir, en cada semiciclo, por lo que es necesarioredisparar el triac en
cada semionda o bien mantenerlo con la señal de controlactivada durante el tiempo que
consideremos oportuno. Como podemos apreciar,entre los terminales de salida del triac
se sitúa una red RC cuya misión esproteger al semiconductor de potencia, de las
posibles sobrecargas que se puedanproducir por las corrientes inductivas de la carga,
evitando además cebados nodeseados.
Es importante tener en cuenta que el triac debe ir montado sobre un disipadorde calor
constituido a base de aletas de aluminio de forma que el semiconductorse refrigere
adecuadamente.
FIG.9
PARAMETROS DEL TRIAC
VALORES MAXIMOS (2N6071A,B – MOTOROLA)
CARACTERISTICAS ELECTRICAS (2N6071A,B – MOTOROLA)
DEFINICIÓN DE LOS PARÁMETROS DEL TRIAC








VDRM (Tensión de pico repetitivo en estado de bloqueo) = es el máximo valor
de tensión admitido de tensión inversa, sin que el triac se dañe.
IT(RMS) ( Corriente en estado de conducción) = en general en el grafico se da la
temperatura en función de la corriente.
ITSM (Corriente pico de alterna en estado de conducción(ON)) = es la
corriente pico máxima que puede pasar a través del triac, en estado de
conducción. En general seta dada a 50 o 60 Hz.
I2t ( Corriente de fusión) = este parámetro da el valor relativo de la energía
necesaria para la destrucción del componente.
PGM ( Potencia pico de disipación de compuerta) = la disipación instantánea
máxima permitida en la compuerta.
IH ( Corriente de mantenimiento) = la corriente directa por debajo de la cual el
triac volverá del estado de conducción al estado de bloqueo.
dV/dt ( velocidad critica de crecimiento de tensión en el estado de bloqueo)
= designa el ritmo de crecimiento máximo permitido de la tensión en el ánodo
antes de que el triac pase al estado de conducción. Se da a una temperatura de
100C y se mide en V/us.
tON ( tiempo de encendido) = es el tiempo que comprende lapermanencia y
aumento de la corriente inicial de compuerta hasta que circule lacorriente
anódica nominal.
EXPERIMENTO DE LABORATORIO DEL TRIAC
OBJETIVOS DE LA PRÁCTICA
1.
2.
3.
Conocimiento de los parámetros importantes del Triac.
Conocimiento de las técnicas y los circuitos de medición requeridos para la verificación del
Triac.
Verificación de las especificaciones del Triac.
MATERIALES UTILIZADOS EN LA PRÁCTICA:
1.
2.
3.
4.
5.
6.
7.
8.
Tablero de práctica del Triac Nº4 del curso INTER-1.
Caja de componentes.
Osciloscopio.
Generador de audio frecuencia.
Dos fuentes de tensión variable(0-36 V) con limitación de corriente.
Multímetro (2 Unidades).
Voltímetro electrónico.
Soldador.
DESARROLLO DEL EXPERIMENTO
1.
Medicion de la tensión y corriente de encendido
1. Conectar el circuito de medición descrito en la siguiente Fig.
Circuito de aplicación:
2.
Fijar VDD a la tensión de 12 V.
3.
4.
Fijar VGG a la tensión de 12 V.
Ajustar P1 a su valor máximo, verificar que el Triac no se encuentre en conducción, si
no es así presionar el interruptor S y así retornará al estado de bloqueo.
En caso de que este método no funcione, apagar la fuente VDD y prenderla nuevamente
5.
Disminuir el valor de P1 lentamente y observar la corriente y tensión de la compuerta.
Anotar en la tabla 1 la tensión y corriente de encendido en el momento del paso a
conducción.
Repetir las mediciones varias veces. Es necesario anotar el resultado de las mediciones
en el momento del encendido.
6.
Calentar el Triac acercando el extremo del soldador durante uno a dos minutos (no hay
que hacer contacto entre el soldador y el cuerpo del Triac. El calentamiento se producirá
por la conducción del calor en el aire).
Repetir la medición y anotar la tensión y corriente de encendido que se obtienen.
7.
Cambiar la polaridad de VGG y VDD de acuerdo con la tabla 1 y repetir los ejercicios 1.4
a 1.6, anotar los resultados en la tabla.
VDD [V]
VGG [V]
VG [V]
IG [mA]
VG [V] Temp
IG [mA] Temp
+12
+12
0,669
1,75
0,6
0,98
-12
+12
-0,0528
5,36
-0,00022
2,88
-12
-12
-0,7249
-3,41
-0,69
-1,35
+12
-12
-0,6645
-3,93
-0,29
-2,07
2.
3.
5.
Tabla 1: Características tensión corriente de encendido.
4.
Medición de la característica de conducción del Triac
1.
Conectar el circuito de medida de acuerdo a la siguiente Fig.
Circuito de aplicación:
2.
3.
4.
5.
6.
7.
Conectar VGG y determinar su valor en 12 V constante. Fijar P1 en su valor mínimo.
Activar la fuente de tensión VDD y fijar su límite de corriente en 400mA y en este estado
bajar su tensión a cero y conectarla al circuito.
Aumentar la tensión de la fuente VDD para obtener el máximo de corriente, If=400mA.
Medir y anotar la tensión del Triac Vf en la tabla 2. Para medir la corriente presionar el
interruptor.
Disminuir la corriente de ánodo a 300mA con ayuda del límite de corriente y anotar la
tensión Vf obtenida.
Continuar disminuyendo la corriente del Triac de acuerdo a la tabla y anotar las
tensiones obtenidas.
Cambiar la polaridad de VGG y VDD de acuerdo a la tabla (y variar la polaridad de los
instrumentos análogamente), repetir las mediciones de los incisos 2.2 hasta 2.6 y anotar
los resultados en la tabla 2
OBS.: no es posible medir la tensión Vf cuando el interruptor S está presionado.
VGG [V]
VDD [V]
If [mA]
400 mA
300 mA
200 mA
100 mA
+12
+*
Vf [V]
1,63
1,51
1,3
1
-12
+*
Vf [V]
1,63
1,51
1,28
1,02
-12
-
Vf [V]
-1,63
-1,55
-1,3
-1,01
+12
-
Vf [V]
-1,63
-1,52
-1,3
-1
Tabla 2: Características de conducción directa
Obs. : la polaridad de la fuente VDD está en relación con MT1.
6.
Características del Triac
1. Conectar el circuito de medición de acuerdo a la siguiente Fig. Fijar el potenciómetro
P1 a su valor máximo y la fuente de tensión a un valor pequeño.
Circuito de medición:
2.
3.
4.
5.
6.
Fijar la tensión VGG en 12 V. Tener en cuenta que el generador de audiofrecuencia y la
fuente de tensión deben estar "flotantes" (no a tierra). Si esto no fuera posible se debe
intercambiar de lugar la entrada del amplificador "Y" con tierra (GND), entonces habrá
que tomar en cuenta el error que proviene de la adición de caída de tensión sobre la
resistencia de cátodo a la tensión en el ánodo medida a través del amplificador "X".
Fijar la tensión del generador de audiofrecuencia en su valor máximo a una frecuencia
de 500 Hz. Fijar el amplificador "Y" y "X" de acuerdo a la necesidad.
Disminuir la resistencia del potenciómetro P1 (para aumentar la corriente de la
compuerta). Observar en la pantalla del osciloscopio e indicar la influencia de la
corriente de compuerta en la figura.
Realizar un ajuste del eje "X" (Volt/cm) y del eje "Y" (mA/cm) y centralizar el origen
de los ejes en la pantalla.
Dibujar la curva obtenida. Indicar los valores de las corrientes y tensiones en la
compuerta para la aparición de las partes positiva y negativa.
NOTA: los gráficos están dibujados en su forma normal y no en forma inversa como
son obtenidos en la pantalla del osciloscopio.
7.
Invertir la polaridad de la fuente VGG. Fijar el potenciómetri P1 en su valor máximo y
repetir los puntos 3.2 hasta 3.6.
Tabla 3: Características del Triac
Observaciones y conclusiones
o
o
o
o
Como se pudo notar el Triac es un SCR bidirreccional.
La corriente y la tensión de encendido disminuyen con el aumento de temperatura y con
el aumento de la tensión de bloqueo.
Las corrientes de pérdida del Triac son pequeñas, del orden de 0,1 A a la temperatura
ambiente.
El Triac conmuta del modo de corte al modo de conducción cuando se inyecta corriente
a la compuerta. Después del disparo la compuerta no posee control sobre el estado del
Triac. Para apagar el Triac la corriente anódica debe reducirse por debajo del valor de la
corriente de retención IH.
SUS
CONMUTADOR UNILATERAL DE SILICIO (SUS)
• SUS (Silicon Unilateral Switch): combinación de un tirirstor con puerta anódica y un
diodo Zener
entre puerta y cátodo.
• En la figura 2 se representa el símbolo, circuito equivalente y la curva característica.
• Se usa para el disparo de tiristores. Su principal parámetro es VS ≈ 6 y 10 V.
• Se dispara a una tensión fija, Vzener , y su corriente IS está muy cercana a IH .
• Sincronización mediante impulsos en puerta del SUS.
SBS
CONMUTADOR BILATERAL DE SILICIO (SBS)
• SBS (Silicon Bilateral Switch): de respuesta equivalente a la de un diac, equivale a dos
SUS
conectados en antiparalelo.
• En la figura 3 se representa el símbolo, circuito equivalente y la curva característica.
• Se usan normalmente para el disparo de triacs. Su principal parámetro es VS (entre 6 y
10 V) en
ambos sentidos.
• Especificaciones idénticas a las del SUS a excepción de VR que pierde todo
significado.
LASCR
FOTOTIRISTORES:
Hemos aprendido que la luz es una forma de energía electromagnética de alta frecuencia, y que como tal,
está en capacidad de efectuar trabajo, ya sea calentando objetos que la absorben, motivando la generación
de corriente eléctrica, o simplemente disparando la conducción en dispositivos semiconductores
diseñados para el efecto. Este es el caso de los fototiristores, en los cuales el gatillado se efectúa cada vez
que recibe un haz de luz en la juntura de control.
Su nombre técnico LASCR, lo que significa "SCR Activado por Luz". El terminal gate se deja
simplemente como electrodo para control de sensibilidad.
ACOPLADORES ÓPTICOS CON TIRISTORES
• Conjunto formado por un fototiristor y un diodo LED en la misma cápsula. También se denominan
OPTOACOPLADORES (Fig. 13).
El acoplador óptico es un dispositivo que ofrece a los diseñadores electrónicos una
mayor libertad para diseñar circuitos y sistemas. La operación esta basado en la
detección de luz emitida. La entrada del acoplador esta conectada a un emisor de luz y
la salida es un fotodetector. Los dos elementos están separados por un aislante
transparente y dentro de un empaque que lo aísla de la luz exterior (figura 1). Hay
muchos tipos de acopladores ópticos, todos ellos tienen una fuente de luz infrarroja
(LED), pero el detector puede ser: fotodiodo, fototransistor, LASCR, etc.
Figura 1. Corte de un optoacoplador.
Al encapsular un emisor y un detector óptico, la relación óptica siempre esta establecida
y esto hace que la naturaleza de uso sea totalmente electrónica. Esto elimina la
necesidad de tener conocimientos de óptica para el usuario. Por lo tanto para una
efectiva aplicación solo hace falta conocer algunas características eléctricas,
capacidades y limitaciones del emisor y el detector.
GTO
(Gate Turn-off Thyristor)
Un tiristor GTO puede ser encendido por un solo pulso de corriente positiva en la
terminal “gate” (como en el tiristor), pero en cambio puede ser apagado por un pulso de
corriente negativa en la terminal “gate”. Ambos estados, tanto el estado de encendido
como el estado de apagado del dispositivo son controlados por la corriente en la
terminal “gate”.
El símbolo para el tiristor GTO usado más frecuente, así como sus características de
conmutación se muestran en la figura.
El proceso de encendido es similar al del tiristor. Las características de apagado son un
poco diferentes. Cuando un voltaje negativo es aplicado a través de las terminales
“gate” y cátodo, la corriente en el gate (ig), crece. Cuando la corriente en el gate alcanza
su máximo valor IGR, la corriente de ánodo comienza a caer y el voltaje a través del
dispositivo (VAK), comienza a crecer. El tiempo de caída de la corriente de ánodo (IA)
es abrupta, típicamente menor a 1 us. Después de esto, la corriente de ánodo varía
lentamente y ésta porción de la corriente de ánodo es conocido como corriente de cola.
La razón (IA/IGR) de la corriente de ánodo IA a la máxima corriente negativa en el gate
(IGR) requerida para el voltaje es baja, comúnmente entre 3 y 5. Por ejemplo, para un
voltaje de 2500 V y una corriente de 1000 A, un GTO normalmente requiere una
corriente negativa de pico en el gate de 250 A para el apagado.
La estructura del GTO es esencialmente la misma que un tiristor convencional. Como se
muestra en la figura, existen 4 capas de silicón (pnpn), 3 uniones y tres terminales
(ánodo, cátodo y gate). La diferencia en la operación, radica en que en que una señal
negativa en el gate puede apagar el GTO.
Mientras el GTO se encuentre apagado y no exista señal en el gate, el dispositivo se
bloquea para cualquier polaridad en el ánodo, pero una corriente de fuga (IA leak)
existe. Con un voltaje de bias en directa el GTO se bloquea hasta que un voltaje de
ruptura VAK = VB0 es alcanzado. En este punto existe un proceso dinámico de
encendido., VAK = 3V y la corriente IA es determinada por la carga. Cuando el GTO se
apaga y con la aplicación de una voltaje en inversa, solo una pequeña corriente de fuga
(IA leak) existe. Una polarización en inversa VAK puede ser alcanzada cuando ocurra
un corte. El valor del voltaje del voltaje de ruptura inverso depende del método de
fabricación para la creación de una regeneración interna para facilitar el proceso de
apagado.
Con un voltaje de polarización directo aplicado al ánodo y un pulso de corriente positiva
es aplicada al gate, el GTO se enciende y permanece de esa forma. Para ésta condición,
existen 2 formas de apagarlo. Una forma es reduciendo la corriente de ánodo IA por
medios externos hasta un valor menor a la corriente de holding Ih, en la cual, la acción
regenerativa interna no es efectiva. La segunda forma de apagarlo es por medio de un
pulso en el gate, y este es el método más recomendable porque proporciona un mejor
control.
Como el GTO tiene una conducción de corriente unidireccional, y puede ser apagado en
cualquier instante, éste se aplica en circuitos chopper (conversiones de dc- dc) y
circuitos inversores (conversiones dc -ac) a niveles de potencia en los que los
MOSFET's, TBJ's e IGBT's no pueden ser utilizados. A bajos niveles de potencia los
semiconductores de conmutación rápida son preferibles. En la conversión de AC - DC,
los GTO's, son útiles porque las estrategias de conmutación que posee, pueden ser
usadas para regular la potencia, como el factor de potencia.
SCS
SCS (SILICON CONTROLLED SWITCH)
Es similar en cuanto a construcción al SCR. La diferencia está en que posee dos
terminales de puerta, uno para entrar en conducción y otro para corte. El SCS se suele
utilizar en rangos de potencia menores que el SCR.
Figura 11: Símbolo del SCS
El SCS tiene aplicaciones muy similares a las de SCR. Este último tiene la ventaja de
poder abrirse más rápido mediante pulsos en cada uno de los terminales de gate, pero el
inconveniente que presenta respecto al SCR es que se encuentra más limitado en cuanto
a valores de tensión y corriente. También se utiliza en aplicaciones digitales como
contadores y circuitos temporizadores.
El interruptor Silicon-Controlled (SCS)
Si tomamos el circuito equivalente para un SCR y agregamos otro terminal externo,
conectado con la base del transistor superior y del colector del transistor inferior,
tenemos un dispositivo conocido como silicio-controlado-interruptor, o SCS:
Este terminal adicional permite que más control sea ejercido sobre el dispositivo,
particularmente en el modo de la conmutación forzada, donde una señal externa lo
fuerza para dar vuelta apagado mientras que la corriente principal a través del
dispositivo todavía no ha caído debajo del valor de la corriente de la tenencia.
Considerar el circuito siguiente:
Cuando el interruptor de botón de "ON" se actúa, hay un voltaje aplicado entre la puerta
de cátodo y el cátodo, polarizando la ensambladura del emisor de base hacia adelante
del transistor más bajo, y girándola. El transistor superior del SCS es listo conducir,
siendo proveído de una trayectoria actual de su terminal del emisor (el terminal del
ánodo del SCS) a través del resistor R2 al lado positivo de la fuente de alimentación.
Como en el caso del SCR, ambos transistores giran y se mantienen en el modo de "ON".
Cuando el transistor más bajo se gira, conduce la corriente de la carga del motor, y el
comienzo del motor y funciona.
El motor puede ser parado interrumpiendo la fuente de alimentación, como con un SCR,
y esto se llama conmutación natural. Sin embargo, el SCS provee de nosotros otros
medios de dar vuelta apagado: conmutación forzada poniendo en cortocircuito el
terminal del ánodo al cátodo. Si se hace esto (actuando el interruptor de botón de
"OFF"), el transistor superior dentro del SCS perderá su corriente del emisor, así
parando la corriente a través de la base del transistor más bajo. Cuando el transistor más
bajo da vuelta apagado, rompe el circuito para la corriente baja a través del transistor
superior (que asegura su estado de "OFF"), y el motor (que te hace la parada). El SCS
seguirá siendo en apagado la condición hasta tal hora que el interruptor de botón de
"ON" re-está actuado.




REVISIÓN:
Un interruptor silicon-controlled, o SCS, es esencialmente un SCR con un
terminal adicional de la puerta.
Típicamente, la corriente de la carga con un SCS es llevada por los terminales
de la puerta y de cátodo del ánodo, con los terminales de la puerta y del ánodo
de cátodo siendo suficientes mientras que el control conduce.
Un SCS es girado aplicando un voltaje positivo entre la puerta de cátodo y los
terminales de cátodo. Puede ser dado vuelta apagado (conmutación forzada)
aplicando un voltaje negativo entre el ánodo y los terminales de cátodo, o
simplemente poniendo en cortocircuito esos dos terminales juntos. El terminal del
ánodo se debe mantener positivo con respecto al cátodo para que el SCS al cierre.
IGBT
El transistor bipolar aislado de la puerta (IGBT)
Fig.1 demuestra la estructura de un n-canal típico IGBT. Toda la discusión aquí será
referida al tipo del n-canal pero el p-canal IGBT se puede considerar apenas de la
misma manera.
La estructura es muy similar a la de un MOSFET verticalmente difundido que ofrece
una difusión doble de un p-tipo región y de un n-tipo región. Una capa de inversión se
puede formar bajo puerta aplicando el voltaje correcto al contacto de la puerta como con
un MOSFET. La diferencia principal es el uso de una capa del substrato de p+ para el
dren. El efecto es cambiar esto en un elemento bipolar pues este p-tipo región inyecta
los agujeros en el n-tipo región de la deriva.
Operación
Bloqueo de la operación
El estado con./desc. del dispositivo es controlado, como en un MOSFET, por el voltaje
VG de la puerta. Si el voltaje se aplicó al contacto de la puerta, con respecto al emisor,
es menos que el voltaje Vth del umbral entonces ninguna capa de inversión del
MOSFET se crea y el dispositivo se da vuelta apagado. Cuando éste es el caso,
cualquier voltaje delantero aplicado bajará a través de la ensambladura en polarización
negativa invertida J2. La única corriente a fluir será una corriente pequeña de la salida.
El voltaje de interrupción delantero por lo tanto es determinado por el voltaje de
interrupción de esta ensambladura. Esto es un factor importante, particularmente para
los dispositivos de energía de donde los voltajes y las corrientes grandes se están
tratando. El voltaje de interrupción de la ensambladura unilateral es dependiente en el
doping del lado bajo-dopado de la ensambladura, es decir el lado de la n. Esto es porque
el doping más bajo da lugar a una región de agotamiento más amplia y así a un campo
eléctrico máximo más bajo en la región de agotamiento. Es por esta razón que la región
de la deriva de la n es mucho dopado alumbrador que el p-tipo región del cuerpo. El
dispositivo se está modelando que se diseña para tener un voltaje de interrupción de
600V.
La capa del almacenador intermediario de n+ está a menudo presente prevenir la región
de agotamiento de la ensambladura J2 de la derecha que extiende al colector bipolar de
p. La inclusión de esta capa sin embargo reduce drástico la capacidad de bloqueo
reversa del dispositivo pues ésta es dependiente en el voltaje de interrupción de la
ensambladura J3, que es condiciones inferiores en polarización negativa reversas del
voltaje reverso. La ventaja de esta capa del almacenador intermediario que permite que
el grueso de la región de la deriva sea reducido, así está reduciendo pérdidas del enestado.
operación del estado encendido (en-estado)
El girarse del dispositivo es alcanzado aumentando el voltaje VG de la puerta de modo
que sea mayor que el voltaje Vth del umbral. Esto da lugar a una capa de inversión que
forma bajo puerta que proporciona un canal que liga la fuente a la región de la deriva
del dispositivo. Los electrones entonces se inyectan de la fuente en la región de la deriva
mientras que al mismo tiempo la ensambladura J3, se polariza hacia adelante que,
inyecta los agujeros en la región dopada n de la deriva (Fig.2).
Esta inyección causa la modulación de la conductividad de la región de la deriva donde
están varias órdenes las densidades del electrón y del agujero de la magnitud más arriba
que el doping original de la n. Es esta modulación de la conductividad que da a IGBT su
voltaje bajo del en-estado debido a la resistencia reducida de la región de la deriva.
Algunos de los agujeros inyectados recombinarán en la región de la deriva, mientras que
otros cruzarán la región vía deriva y la difusión y alcanzarán la ensambladura con el ptipo región donde serán recogidas. La operación de la poder de IGBT por lo tanto se
considere como un transistor del pnp de la ancho-base que corriente de impulsión baja
sea proveída por la corriente del MOSFET a través del canal. Un circuito equivalente
simple está por lo tanto según las indicaciones de Fig.3 (a)
Fig.3 (b) demuestra a circuito equivalente más completo cuál incluye el transistor
parásito del npn formado por la fuente del MOSFET de n+-type, el p-tipo región del
cuerpo y la n--mecanografiar la región de la deriva. También se demuestra la resistencia
lateral del p-tipo región. Si es la corriente que atraviesa esta resistencia arriba bastante
producirá una caída de voltaje que polarice la ensambladura hacia adelante con la región
de n+ que da vuelta en el transistor parásito que las formas pieza de un tiristor parásito.
Una vez que suceda esto hay una alta inyección de electrones de la región de n+ en la
región de p y se pierde todo el control de la puerta. Se sabe esto como cierre conduce
para arriba y generalmente a la destrucción del dispositivo.
Para ampliar
El IGBT es un dispositivo semiconductor de potencia híbrido que combina los atributos
del TBJ y del MOSFET. Posee una compuerta tipo MOSFET y por consiguiente tiene
una alta impedancia de entrada. El gate maneja voltaje como el MOSFET. El símbolo
más comúnmente usado se muestra en la figura . Al igual que el MOSFET de potencia,
el IGBT no exhibe el fenómeno de ruptura secundario como el TBJ.
La estructura del IGBT es similar al un MOSFET de canal n, una porción de la
estructura es la combinación de regiones n+ , p y n- que forman el MOSFET entre el
source S y el gate G con la región de flujo n- que es el drain D del MOSFET. Otra parte
es la combinación de 3 capas p+ n- p, que crea un transistor de unión bipolar entre el
drain D y el source. La región p actúa como colector C, la región n- actúa como la base
B y la región p+ actúa como el emisor E de un transistor pnp. Entre el drain y el source
existen 4 capas p+n-pn+ que forman un tiristor. Este tiristor es parásito y su efecto es
minimizado por el fabricante del IGBT.
Consideremos que el IBGT se encuentra bloqueado inicialmente. Esto significa que no
existe ningún voltaje aplicado al gate. Si un voltaje VGS es aplicado al gate, el IGBT
enciende inmediatamente, la corriente ID es conducida y el voltaje VDS se va desde el
valor de bloqueo hasta cero. LA corriente ID persiste para el tiempo tON en el que la
señal en el gate es aplicada. Para encender el IGBT, la terminal drain D debe ser
polarizada positivamente con respecto a la terminal S. LA señal de encendido es un
voltaje positivo VG que es aplicado al gate G. Este voltaje, si es aplicado como un pulso
de magnitud aproximada de 15, puede causar que el tiempo de encendido sea menor a 1
s, después de lo cual la corriente de drain iD es igual a la corriente de carga IL (asumida
como constante). Una vez encendido, el dispositivo se mantiene así por una señal de
voltaje en el gate. Sin embargo, en virtud del control de voltaje la disipación de potencia
en el gate es muy baja.
EL IGBT se apaga simplemente removiendo la señal de voltaje VG de la terminal gate.
La transición del estado de conducción al estado de bloqueo puede tomar apenas 2 s, por
lo que la frecuencia de conmutación puede estar en el rango de los 50 kHz.
EL IGBT requiere un valor límite VGS(TH) para el estado de cambio de encendido a
apagado y viceversa. Este es usualmente de 4 V. Arriba de este valor el voltaje VDS cae
a un valor bajo cercano a los 2 V. Como el voltaje de estado de encendido se mantiene
bajo, el gate debe tener un voltaje arriba de 15 V, y la corriente iD se autolimita.
El IGBT se aplica en controles de motores eléctricos tanto de corriente directa como de
corriente alterna, manejados a niveles de potencia que exceden los 50 kW.
Transistor IGBT
Sección de un IGBT
El transistor bipolar de puerta aislada (IGBT) es un dispositivo electrónico que
generalmente se aplica a circuitos de potncia
Este es un dispositivo para la conmutación en sistemas de alta tensión. La tensión de
control de puerta es de unos 15V. Esto ofrece la ventaja de controlar sistemas de
potencia aplicando una señal eléctrica de entrada muy débil en la puerta.
El IGBT de la figura es una conexión integrada de un MOSFET y un BJT. El circuito de
excitación del IGBT es como el del MOSFET, mientras que las características de
conducción son como las del BJT. El IGBT es adecuado para velocidades de
conmutación de hasta 20 KHz y ha sustituido al BJT en muchas aplicaciones.
Anexos IGBT
MOSFET DE POTENCIA
Un MOSFET de potencia es un tipo específico del transistor del efecto de campo del
semiconductor del óxido de metal (MOSFET) diseñado para manejar energías grandes.
Comparado a los otros dispositivos de semiconductor de la energía (IGBT, tiristor…),
sus ventajas principales son alta velocidad de la conmutación y buena eficacia en las
bajas tensiones. Comparte con el IGBT una puerta aislada que las marcas él fácil
conducir.
Fue hecho posible por la evolución de la tecnología del Cmos, desarrollada para los
circuitos integrados de la fabricación en los últimos años 70. La parte del MOSFET de
la energía su principio de funcionamiento con sus contrapartes de baja potencia, el
MOSFET lateral.
El MOSFET de potencia es (es decir menos de) el interruptor de baja tensión más
ampliamente utilizado 200 V. Puede ser encontrado en la mayoría de las fuentes de
alimentación, C.C. a los convertidores de la C.C., reguladores del motor de la baja
tensión.
Estructura básica
Figura 1. Sección representativa de un VDMOS, demostrando una celda (célula)
elemental. Observar que una célula es muy pequeña ( de algunos micrómetros a
algunos diez de micrómetros de par en par), y que un MOSFET de potencia está
constituido de varios miles de ellos.
Varias estructuras se han explorado al principio de los años 80, cuando el primer
MOSFET de potencia fue introducido. Sin embargo, la mayor parte de se han
abandonado (por lo menos hasta hace poco tiempo) a favor de la estructura difundida
vertical del MOS (VDMOS) (también llamada MOS Doble-Difundido o simplemente
DMOS).
La sección representativa de un VDMOS (véase el cuadro 1) demuestra la verticalidad
del dispositivo: Puede ser visto que el electrodo de la fuente está colocado sobre el
drenaje, dando por resultado una vertical actual del flujo principalmente cuando el
transistor está en el en-estado. La “difusión” en VDMOS refiere al proceso de
fabricación: los pozos de P (véase el cuadro 1) son obtenidos por un proceso de la
difusión (realmente un proceso doble de la difusión para conseguir las regiones de P y
de P+, por lo tanto el doble conocido difundido).
Los MOSFETs de potencia tienen una diversa estructura que el MOSFET lateral: como
con todos los dispositivos de energía, su estructura es vertical y no planar. En una
estructura planar, los grados del voltaje de la corriente y de interrupción son ambos
función de las dimensiones del canal (respectivamente anchura y longitud del canal),
dando por resultado el uso ineficaz del “estado del silicio”. Con una estructura vertical,
el grado del voltaje del transistor es una función del doping y del grueso de la capa
epitaxial de N (véase la sección representativa), mientras que el grado actual es una
función de la anchura del canal. Esto hace posible para que el transistor sostenga voltaje
de bloqueo del colmo y de gran intensidad dentro de un pedazo compacto de silicio.
Vale el observar de que existen los MOSFETs de potencia con la estructura lateral. Se
utilizan principalmente en amplificadores audio high-end. Su ventaja es un
comportamiento mejor en la región saturada (que corresponde a la región linear de un
transistor bipolar) que los MOSFETs verticales. Los MOSFETs verticales se diseñan
para los usos de la conmutación, así que se utilizan solamente adentro en o de estados.
voltaje de bloqueo
Las características del estado encendido (en-estado)
Resistencia del estado encendido
Fig.2: Contribución de las diversas piezas del MOSFET a la resistencia del en-estado.
Cuando el MOSFET de potencia está en el en-estado (véase el MOSFET para una
discusión sobre modos de la operación), exhibe un comportamiento resistente entre el
drenaje y los terminales de origen. Puede ser visto en la fig 2 que esta resistencia
(llamada RDSon para el “drenaje a la resistencia de la fuente en en-estado”) es la suma
de muchas contribuciones elementales:

RS es la resistencia de la fuente. Representa todas las resistencias entre el
terminal de origen del paquete al canal del MOSFET: resistencia de los enlaces
del alambre, de la metalización de la fuente, y de los pozos de N+;





Rch. Ésta es la resistencia del canal. Es directamente proporcional a la anchura
del canal, y para un tamaño dado del dado, a la densidad del canal. La resistencia
del canal es uno de los contribuidores principales al RDSon de los MOSFETs de
baja tensión, y el trabajo intensivo se ha realizado para reducir su tamaño de
célula para aumentar la densidad del canal;
El Ra es la resistencia del acceso. Representa la resistencia de la zona epitaxial
directamente debajo del electrodo de puerta, donde la dirección de los cambios
actuales de horizontal (en el canal) a la vertical (al contacto del drenaje);
RJFET es el efecto perjudicial de la reducción de tamaño de célula mencionada
arriba: las implantaciones de P (véase el cuadro 1) forman las puertas de un
transistor parásito de JFET que tienden para reducir la anchura del flujo actual;
El Rn es la resistencia de la capa epitaxial. Pues el papel de esta capa es sostener
el voltaje de bloqueo, el Rn se relaciona directamente con el grado del voltaje
del dispositivo. Un MOSFET del alto voltaje requiere una capa gruesa, bajodopada (es decir altamente resistente), mientras que un transistor de baja tensión
requiere solamente una capa delgada con un nivel de doping más alto (es decir
menos resistente). Consecuentemente, el Rn es el factor principal responsable de
la resistencia de MOSFETs de alto voltaje;
El RD es el equivalente de RS para el drenaje. Representa la resistencia del
substrato del transistor (nota que la sección representativa en el cuadro 1 no está
en la escala, la capa del fondo N+ es realmente el más grueso) y de las
conexiones del paquete.
compensación de la resistencia de la interrupción voltage/on-state
fig 3: El RDSon del aumento de los MOSFETs con su grado del voltaje.
Cuando en el OFF-state, el MOSFET de la energía es equivalente a un PERNO diodo
(constituido por P + difusión, la capa epitaxial de la n y el substrato de N+). Cuando esta
estructura altamente simétrica es reversible, los huecos de carga se extienden
principalmente en el lado de el dopado luz, es decir sobre la capa n. Esto significa que
esta capa tiene que soportar la mayor parte de el voltaje OFF-state (voltaje de drenaje a
fuente) del MOSFET.
Sin embargo, cuando el MOSFET está en el En-estado, esta capa n no tiene ninguna
función. Además, como es una región ligero-dopada, su resistencia intrínseca es noinsignificante y agrega a la resistencia de Drenaje-a-Fuente del En-estado del MOSFET
(RDSon) (ésta es la resistencia del Rn en la fig 2).
Dos parámetros principales gobiernan el voltaje de interrupción y el RDSon del
transistor: el nivel de doping y el grueso de la capa epitaxial de la n. Cuanto más gruesa
es la capa y el más bajo su nivel de dopado, más alto es el voltaje de interrupción. En el
contrario, el diluente de la capa y cuanto más alto es el nivel de dopado, más bajo es el
RDSon (y por lo tanto más bajo son las pérdidas de la conducción del MOSFET). Por lo
tanto, puede ser visto que hay una compensación en el diseño de un MOSFET, entre su
grado del voltaje y su resistencia del En-estado. Esto es demostrado por el diagrama en
ela fig 3.
Diodo del cuerpo
Puede ser visto en la fig 1 que la metalización de la fuente conecta las implantaciones de
N+ y de P, aunque el principio de funcionamiento del MOSFET requiere solamente la
fuente ser conectado con la zona de N+. Sin embargo, si fuera, esto daría lugar a una
zona flotante de P entre la fuente y el drenaje N-dopados, que es equivalente a un
transistor de NPN con una base no-conectada. Bajo ciertas condiciones (bajo alta
corriente del drenaje, cuando el drenaje del en-estado al voltaje de la fuente está en la
orden de algunos voltios), este transistor parásito de NPN sería accionado, haciendo el
MOSFET incontrolable. La conexión de la implantación de P a la metalización de la
fuente pone en cortocircuito la base del transistor parásito a su emisor (la fuente del
MOSFET).
Esta solución, sin embargo, crea un diodo entre el drenaje (cátodo) y la fuente (ánodo)
del MOSFET, haciéndola solamente capaz de bloquear la corriente en una dirección.
Operación de la conmutación
fig 4: Localización de las capacitancias intrínsecas de un MOSFET de la energía.
Debido a su naturaleza unipolar, el MOSFET de la energía puede cambiar en muy alta
velocidad. De hecho, no hay necesidad de quitar los portadores minoritarios como con
los elementos bipolares.
La única limitación intrínseca en velocidad de la conmutación es debido a las
capacitancias internas del MOSFET (véase fig 4). Estas capacitancias deben ser
cargadas o ser descargadas cuando el transistor cambia. Esto puede ser un proceso
relativamente lento porque la corriente que atraviesa las capacitancias de la puerta es
limitada por el circuito externo del conductor. Este circuito dictará realmente la
velocidad de la conmutación del transistor (si se asume que el circuito de potencia tiene
suficientemente de baja inductancia).
Las capacitancias
En los datasheets de los MOSFETs, las capacitancias a menudo se nombran CISS
(entrar capacitancia, el dren y el terminal de origen puesto en cortocircuito), Coss
(capacitancia de salida, puerta y fuente puestas en cortocircuito), y Crss (capacitancia,
puerta reversa y fuente puestas en cortocircuito). La relación entre estas capacitancias y
thoses descritos más abajo es:
Donde están respectivamente la puerta-a-fuente CGS, CGD y los CDES, puerta-adrenar y las capacitancias de la drenar-a-fuente (véase abajo). Los fabricantes prefieren
cotizar CISS, Coss y Crss porque pueden ser medidos directamente en el transistor. Sin
embargo, como CGS, CGD y los CDES están más cercano al significado físico, ellos
serán utilizados en el restante de este artículo.
Capacitancia de compuerta a fuente
La capacitancia de CGS es constituida por la conexión paralela de CoxN+, de CoxP y
de Coxm (véase fig 4). Mientras que las regiones de N+ y de P se dopan altamente, las
dos capacitancias anteriores se pueden considerar como constante. Coxm es la
capacitancia entre la puerta (del polysilicon) y el electrodo de la fuente (del metal), así
que es también constante. Por lo tanto, es práctica común considerar CGS como
capacitancia constante, es decir su valor no depende del estado del transistor.
Capacitancia de puerta a drenaje
La capacitancia de CGD se puede considerar como la conexión en serie de dos
capacitancias elementales. Primer es la capacitancia del óxido (CoxD), constituida por
el electrodo de puerta, el dióxido del silicio y la tapa de la capa epitaxial de N. Tiene un
valor constante. La segunda capacitancia (CCDj) es causada por la extensión del
espacio-carga zona cuando el MOSFET está en off-state (véase el voltaje de bloqueo de
la sección). Por lo tanto, es dependiente sobre el dren al voltaje de la fuente. De esto, el
valor de CGD es:
La anchura del espacio-carga la región se da por
donde está la constante dieléctrica el εSi del silicio, q es la carga del electrón, y N es el
nivel de doping. El valor de CGDj se puede aproximar usando la expresión del
condensador plano:
Donde está el área AGD superficial del puerta-drenar el traslapo. Por lo tanto, viene:
Puede ser visto que CGDj (y así CGD) es una capacitancia que el valor es dependiente
sobre la puerta drenar voltaje. Mientras que este voltaje aumenta, la capacitancia
disminuye. Cuando el MOSFET está en en-estado, CGDj se desvía, así que la puerta
para drenar el restos de la capacitancia igual a CoxD, un valor constante.
Capacitancia de drenaje a fuente
Mientras que la metalización de la fuente traslapa los P-huecos (véase el cuadro 1), el
drenaje y los terminales de origen son separados por una ensambladura del P-N. Por lo
tanto, los CDES es la capacitancia de la ensambladura. Esto es una capacitancia no
lineal, y su valor se puede calcular usando la misma ecuación que para CGDj.
Otros elementos dinámicos
Circuito equivalente de un MOSFET de potencia, incluyendo los elementos dinámicos
(condensadores, inductores), de los resistores parásitos, el diodo del cuerpo.
Las inductancias de empaquetado
Para funcionar, el MOSFET se debe conectar con el circuito externo, la mayor parte del
tiempo usando la vinculación del alambre (aunque se investigan las técnicas
alternativas). Este el objeto expuesto de la conexión una inductancia parásita, que es de
ninguna manera específico a la tecnología del MOSFET, pero tiene efectos importantes
debido a su alta velocidad de la conmutación. Las inductancias parásitas tienden para
mantener su constante actual y generar la sobretensión durante el transistor dar vuelta
apagado, dando por resultado pérdidas de aumento de la conmutación.
Una inductancia parásita se puede asociar a cada terminal del MOSFET. Tienen
diversos efectos:



la inductancia de la puerta hace que poco influencie (si se asume que lo es más
bajo que algunos centenares de nano henrios), porque los gradientes actuales en
la puerta son relativamente lentos. En algunos casos, sin embargo, la inductancia
de la puerta y la capacitancia de la entrada del transistor pueden constituir un
oscilador. Esto se debe evitar como él da lugar a pérdidas muy altas de la
conmutación (hasta la destrucción del dispositivo). En un diseño típico, las
inductancias parásitas se guardan bajo bastante para prevenir este fenómeno;
la inductancia del drenaje tiende a reducir el voltaje del drenaje cuando el
MOSFET se controla, así que reduce pérdidas. Sin embargo, como crea una
sobretensión durante el tiempo de apagado, aumenta las pérdidas de tiempo
apagado;
la inductancia parásita de la fuente tiene el mismo comportamiento que la
inductancia del drenaje, más un efecto de la regeneración que haga conmutación
más larga, incrementa las perdidas por conmutación.
o al principio de un excitamiento rápido, debido a la inductancia de la
fuente, el voltaje en la fuente (en el dado) podrá saltar encima del voltaje
de la puerta; el voltaje interno de VGS seguirá siendo bajo por un tiempo
más largo.
o al principio de un tiempo apagado rápido, fluye corriente con las
disminuciones de la inductancia de la fuente agudamente, el voltaje que
resulta a través de él es negativo (con respecto al plomo fuera del
paquete) que levanta el voltaje interno de VGS, guardando el MOSFET
encendido, y por lo tanto turn-off delaying.
Los límites de la operación
Bloquear la interrupción del óxido
El óxido de la puerta es muy fino (100 nanómetro o menos), así que puede sostener
solamente un voltaje limitado. En los datasheets, los fabricantes indican a menudo una
puerta máxima al voltaje de la fuente, a alrededor 20 V, y a exceder este límite puede
dar lugar a la destrucción del componente. Además, un alto voltaje de compuerta a
fuente reduce perceptiblemente el curso de la vida del MOSFET, con poco a ninguna
ventaja en la reducción de RDSon.
Área de funcionamiento seguro
El área de funcionamiento seguro de un MOSFET de potencia es limitado por los
valores que no pueden ni deben ser excedidos
Resistencia de drenaje a fuente
En el en-estado (estado encendido), un MOSFET de potencia se comporta como un
resistor. Esto significa obviamente que a un nivel de corriente de drenaje, el voltaje de
drenaje a fuente es definido por este resistor.
Voltaje maximo de drenaje a fuente
Corriente máxima del drenaje
a bajo al voltaje de drenaje a fuente, la corriete de drenaje es limitada solamente por la
disipación de la energía. Sin embargo, cuando es de alto voltaje y de gran intensidad se
aplican simultáneamente (esto se refiere a menudo como condiciones del cortocircuito),
un fenómeno conocido como segunda interrupción puede ocurrir. Da lugar a un
suitcheo de el transistor parásito de NPN (constituido por el contacto de la fuente de N,
la difusión de P y el epi-layer de N), haciendo el MOSFET incontrolable.
Temperatura máxima
Tecnología
Disposición
Estructura celular
Este MOSFET de potencia tiene una puerta endentada, con las células cuadradas
La disposición de la puerta de este MOSFET se constituye de rayas paralelas.
Según lo dicho arriba, la capacidad actual de un MOSFET de potencia es dictada por su
anchura del canal. La anchura del canal corresponde a la tercera dimensión de la sección
representativa visible abajo
Por costo y tamaño, es importante guardar la superficie del dado del transistor tan bajo
como sea posible. Por lo tanto, las optimizaciones para aumentar la anchura del canal en
el área superficial (es decir aumentar la “densidad del canal”) se han desarrollado.
Consisten principalmente en crear las estructuras celulares repetidas sobre el área entera
del dado del MOSFET. Varias formas se han propuesto para estas células, el más
famoso es el “Hexfet” del rectificador internacional (forma hexagonal).
Otra manera de aumentar la densidad del canal es reducir la echada de la estructura
elemental. Esto permite más células por el área superficial, y por lo tanto más anchura
del canal. Sin embargo, como el tamaño de célula se contrae, llega a ser más difícil
asegurar el contacto apropiado de cada célula. Superar esto, una estructura de la “tira”
es de uso frecuente (véase la figura). Es menos eficiente que una estructura de la célula
de la resolución equivalente en términos de densidad del canal, pero puede hacer frente
a una echada más pequeña.
Las estructuras
MOSFET de potencia del P-substrato
Un MOSFET del P-substrato (designado a menudo el PMOS) es un MOSFET con los
tipos de doping opuestos (N en vez de P y de P en vez de N en la sección representativa
en el cuadro 1). Se hace este MOSFET usando un P-tipo substrato, con un epitaxy del p.
Mientras que el canal se sienta en una N-región, este transistor es controlado por una
puerta negativa al voltaje de la fuente. Esto hace deseable en un convertidor del buck,
donde uno de los terminales del interruptor está conectado con el alto lado del voltaje de
entrada: con un N-MOSFET, esta configuración requiere para aplicar a la puerta un
voltaje igual a Vin + a VGS, mientras que no se requiere ningún voltaje Vin excesivo con
un P-MOSFET.
La desventaja principal de este tipo de MOSFET es el funcionamiento pobre del enestado (encendido): utiliza los huecos como portadores de la carga, que tienen una
movilidad mucho más baja que electrones. Pues la resistencia se relaciona directamente
con la movilidad, un PMOS dado tendrá un RDSon tres veces más arriba que un NMOSFET con las mismas dimensiones.
VMOS
Esta estructura fue utilizada para los primeros dispositivos comerciales
UMOS
El UMOS tiene una puerta del foso. Se piensa para aumentar la densidad del canal
haciendo la vertical del canal
En esta estructura del MOSFET de potencia, el electrodo de puerta se entierra en un
foso grabado al agua fuerte en el silicio. Esto da lugar a un canal vertical. El interés
principal de la estructura es la ausencia del efecto de JFET. El nombre de la estructura
viene de la forma U del foso.
CoolMOS
Especialmente para los voltajes más allá de 500V algunos fabricantes, lo más
notablemente posible tecnologías de Infineon, han comenzado a utilizar un principio de
la remuneración de la carga. Así la resistencia en la capa epitaxial como contribuidor
más grande en MOSFETs de alto voltaje se puede reducir por un factor >5.
Para complementar
Transistores de Efecto de Campo de unión Metal Oxido Semiconductor
(MOSFET's)
El MOSFET es un dispositivo de 4 terminales y la corriente que circula internamente es
controlada por un campo eléctrico. Los terminales son Fuente (Source), Compuerta
(Gate), Drenaje(Drain) y el Sustrato (Sustrate) cuando está polarizada la compuerta
(V=0), se cierran la uniones p-n ubicadas entre el drenaje y la fuente y por esto no hay
flujo de corriente entre la fuente y el drenado. Cuando se le aplica a la compuerta un
voltaje positivo con respecto a la fuente (la entrada y el sustrato son comunes), las
cargas negativas en el canal son inducidas y comienza a circular corriente por el canal.
De ahí en adelante la corriente es controlada por el campo eléctrico, este tipo de
dispositivo es llamado transistor de efecto de campo de unión o JFET. El MOSFET ha
reemplazado a los BJT en muchas aplicaciones electrónicas porque sus estructuras son
mas sencillas y su costo es menor. Entre estos también se encuentran los MOSFET de
canal n (nMOS), MOSFET de canal p (PMOS), MOSFET complementarios (CMOS),
memorias de compuertas lógicas y dispositivos de carga acoplada (CCDs).
El transistor de efecto de campo de Metal-Aislante-Semiconductor (MISFET) El cual es
formado por un metal como es el Aluminio (Al) y un semiconductor como puede ser el
Silicio (Si), Germanio (Ge) o el Arseniuro de Galio (GaAs) colocados entre un aislante
como puede ser SiO2, Si3N4 o Al2O3. Si la estructura formada es Al- SiO2-Si también
es llamada MOSFET aunque coincida con el MISFET. El MOSFET es muy usado en la
fabricación de circuitos para microondas de alta escala de integración.
Los MOSFET pueden ser tanto de canal n como de canal p. El MOSFET canal n
consiste en un sustrato semiconductor tipo p levemente dopado, en la cuál dos secciones
tipo n+ altamente dopados difunden como se muestra en la figura.
Esas secciones tipo n+ que actúan como fuente (Source) y drenador (Drain) se
encuentran separadas cerca de 0.5 m m (0.5-6 m). Una delgada capa de aislante de
Dióxido de Silicio (SiO2) es colocada sobre la superficie de la estructura. El contacto
metálico en el aislante es llamado compuerta (Gate). El polisilicón altamente dopado o
una combinación de Siliciuro y polisilicón también pueden ser usados como el electrodo
de compuerta.
El funcionamiento de este dispositivo consiste en que cuando no se aplica ningún
voltaje a la compuerta (Gate) de un MOSFET de canal tipo n, las conexiones entre el
electrodo de la fuente (Source) y el electrodo del drenador (Drain) quedan
interrumpidos, es decir, no circula corriente. Cuando se aplica un voltaje positivo (con
respecto a la fuente) a la compuerta, las cargas positivas son depositadas en el metal de
la compuerta, como consecuencia las cargas negativas es inducida en el semiconductor
tipo p a la región del aislante semiconductor.
Hay cuatro modos básicos d operación para los MOSFET's de canal n y de canal p y son
los siguientes:
 Modo de enriquecimiento del canal (Normalmente OFF). Cuando el voltaje de
compuerta es cero, la conductancia del canal es muy baja y este no conduce, es decir, se
necesita un voltaje positivo para que el canal entre en conducción.
 Modo de vaciamiento del canal n (Normalmente ON). Si existe equilibrio en el
canal, un voltaje negativo debe ser aplicado a la compuerta para extraer los portadores
del canal.
 Modo de enriquecimiento del canal p (Normalmente OFF). Un voltaje negativo
debe ser aplicado a la compuerta para inducir a que el canal conduzca.
 Modo de vaciamiento del canal p (Normalmente ON). Un voltaje positivo debe ser
aplicado a la compuerta para extraer los portadores del canal y aislarlo.
El MOSFET es frecuentemente usado como amplificador de potencia ya que ofrecen
dos ventajas sobre los MESFET's y los JFET's y ellas son:
 En la región activa de un MOSFET en modo de enriquecimiento, la capacitancia de
entrada y la trasconductancia es casi independiente del voltaje de la compuerta y la
capacitancia de salida es independiente del voltaje del drenador. Este puede proveer una
potencia de amplificación muy lineal.
 El rango de voltaje activo de la compuerta puede ser mayor porque los MOSFET's
de canal n en modo de vaciamiento pueden operar desde la región de modo de
vaciamiento (-Vg) a la región de modo de enriquecimiento (+Vg).
Capacitancia en el MOSFET
Dos capacitancias son importantes en un conmutador de encendido-apagado con
MOSFET. Éstas son Cgs entre Gate y la fuente y Cgd entre Gate y drenaje. Cada valor
de capacitancia es una función no lineal del voltaje. El valor para Cgs tiene solamente
una variación
pequeña, pero en Cgd, cuando ðDG haya pasado a través de cero, es muy significativa.
Cualquier desprecio de estas variaciones crea un error substancial en la carga que es
requerida en Gate que es necesaria para estabilizar una condición dada de operación.
Encendido
En la mayoría de los circuitos con MOSFET, el objetivo es encenderlo tan rápido como
sea posible para minimizar las pérdidas por conmutación. Para lograrlo, el circuito
manejador del gatillo debe ser capaz de alimentar la suficiente corriente para
incrementar rápidamente el voltaje de gatillo al valor requerido.
Apagado
Para apagar el MOSFET, el voltaje gate-fuente debe reducirse en acción inversa como
fue hecho para encenderlo. La secuencia particular de la corriente y el voltaje depende
de los arreglos del circuito externo.
Área segura de operación
El área segura de operación de el MOSFET está limitada por tres variables que forman
los límites de una operación aceptable. Estos límites son:
1. Corriente máxima pulsante de drenaje
2. Voltaje máximo drenaje-fuente
3. Temperatura máxima de unión.
Pérdidas del MOSFET
Las pérdidas de potencia del MOSFET son un factor tomado en cuenta para la selección
de un dispositivo de conmutación. La elección no es sencilla, pues no puede decirse que
el MOSFET tenga menores o mayores pérdidas que un BJT en un valor específico de
corriente. Las pérdidas por conmutación en el encendido y apagado juegan un papel más
importante en la selección. La frecuencia de conmutación es también muy importante.
Esquema y Teoría de Operación del Puente-H con MOSFETs
Este puente-H usa MOSFETs por una razón primordial - mejorar la eficiencia del
puente. Cuando se usaban transistores BJT(transistores convencionales), éstos
presentaban al activarse un voltaje de saturación de aproximadamente 1V entre EmisorColector. La fuente de alimentación era de 10V y estaba consumiendo 2V a través de los
dos transistores necesarios para controlar la dirección del motor. Se probaron
darlingtons etc... nada funcionó. Los transistores se calentaban demasiado - y no había
sitio para ventilación.
Se escogieron los MOSFETs porque tienen un resistor llamado RDS(on) que actúa al
poner el transistor en funcionamiento. El RDS (on) es la resistencia entre Fuente y
Drenador que presenta el transistor al activarse. Es bastante fácil comprar MOSFETs
que tengan RDS(on) de valores my bajos de menos de 0.1 ohm. Esto significaría que
con 4 amps, el voltaje bajaría a 0.4V por MOSFET, una mejora sustancial. Los
MOSFETs que se seleccionó tenían RDS(on) de valores inferiores a 0.04 ohms, lo que
mejoró sustancialmente la eficiencia.
Realmente, cuando un MOSFET tiene un RDS(on) de valor bajo, presenta normalmente
un valor de corriente elevado (típicamente del orden de 10-20 amps). Necesitabamos 4
amps de corriente continua y el MOSFET que escogí ofrece 25 amps. Naturalmente,
cuanto más bajo es el valor del RDS(on), más caro es el MOSFET. BTW, ambos tipos
de MOSFET están disponibles en encapsulado TO220.
Los MOSFET funcionan aplicando un voltaje a la Puerta. A éste tipo de fucionamiento
se le llama transconductancia. Cuando se aplica un voltaje positivo mayor que el voltaje
ubral de Puerta, el MOSFET se activa (Q4 y Q6 - canal-N solamente). Los de canal-P
funcionan en modo inverso.
Es importante saber que además de ser extremadamente sensibles a la corriente estática,
es importante tener en cuenta que si se deja la Puerta en circuito abierto (sin conectar)
los transistores MOSFET se pueden autodestruir. La puerta es un dispositivo de alta
impedancia (mas de 10megohms) y el ruido puede activar el MOSFET. Las resistencias
R3, R4, R6, y R8 se han añadido a propósito para evitar la autodestrucción del
MOSFET. Es muy importante montar primero estas resistencias antes de instalar el
MOSFET. Después demontar estas resistencias, notarás que los MOSFET son
dispositivos bastante estables. Además de forzar un determinado voltaje de Puerta para
desactivar los MOSFETs, las resistencias añaden protección contra la corriente estática.
Los diodos D1, D2, D3, y D4 devuelven EMF desde el motor a la fuente de
alimentación. Algunos MOSFET (de hecho lamayoría) se fabrican con estos diodos ya
incorporados, con lo que puede ser que su instalación no sea necesaria.
Q1 y Q2 son transistores NPN que controlan el funcionamiento del motor.
Modo parado
Cuando A=0 y B=0, el motor está parado. R3 y R4 conectan las Puertas de Q3 y Q5 a
un voltaje positivo respectivamente desactivando los MOSFETs.
Modo inverso
Cuando A=0 y B=1 (+5V), el motor opera en modo inverso. Q1 se desactiva y Q3 se
desactiva a consecuencia de R3. Q2 se activa a causa del voltaje en B. El colector de Q2
conecta la Puerta de Q5 con tierra. Esto activa Q5 (El canal-P necesita mayor voltaje -ve
que la fuente para activarse). El lado -ve del motor aumentará a +12V. R5 aumentará la
Puerta de Q4 a +11V o lo que es equivalente, activará Q4. La conexión el Drenador de
Q4 con tierra fuerza la conexión del lado +ve del motor con tierra. R7 también está
conectado al lado +ve del motor, lo que conecta la Puerta de Q6 con tierra asegurando
su desactivación.El camino seguido por la corriente del motor va de +12V a tierra
pasando por Q5, el contacto -ve, el contacto +ve, y Q4.
Modo Normal
Cuando A=1 y B=0, el motor opera en modo normal. Q2 se desactiva y Q5 se activa
debido a R4. Q1 se activa debido al voltaje en A y el Colector de Q1 va a tierra. Esto
activa Q3 que eleva el voltaje del lado +ve del motor a +12V. R7 eleva el voltaje de la
Puerta de Q6, activándolo. La presencia de R5 asegura la desactivación de Q4, cuando
Q6 se desactiva. El camino seguido por la corriente del motor va de +12V a tierra
pasando por Q3, el contacto +ve, el contacto -ve, y Q6.
Modo NO PERMITIDO (o sólo permitido una vez)
Si A=1 y B=1, entonces todos los MOSFETs se activan, provocando un desgaste de la
de la fuente de alimentación . No serecomienda. El LED tricolor permite probar el
circuito sin conectar el motor. El color del LED será verde para una dirección y rojo
para laotra. Prueba muy útil.
Los motores provocan mucho ruido eléctrico a causa del movimiento de las astas
mientras está en marcha, y enormes deltas eléctricas al parar, ponerse en marcha, y
especialmente al cambiar de dirección. C1 y C2 intentan suprimir los deltas de ruido.
Las deltas negativas se neutralizan al conectar D1 y D4 a tierra y a la fuente de
alimentación, respectivamente. Z1 intenta cortar las deltas positivas.
Si es posible, intente mantener la fuente de alimentación del motor separada de la fuente
de alimentación del resto del circuito, o bien utilize técnicas extremas de filtrado usando
bobinas, diodos, y condensadores para filtrar el ruido del motor.
A continuacion se muestra el diagrama esquematico del circuito:
Figura 1.- Motor controlado por Mosfet con configuración Puente H
ANEXOS
MCT (MOS- Controlled Thyristor)
El MCT es otro dispositivo semiconductor de potencia híbrido que combina los
atributos del MOSFET y el tiristor. Recientemente se puso en disponibilidad en el
mercado. El símbolo de éste dispositivo se muestra en la figura. Está integrado por 2
MOSFET's, uno de ellos enciende al tiristor y el otro lo apaga.
Existen diversos tipos de estructuras, pero todas ellas coinciden existe un tiristor pnpn
que determina las propiedades de conducción (y de bloqueo). También, todos los MCT's
tienen integrados dos dispositivos MOS para controlar las propiedades de conmutación.
Entre el ánodo A y el cátodo K existe una estructura pnpn que como ya se mencionó
forma la estructura del tiristor del MCT. La región gate - ánodo está formada por más de
105 celdas. Este largo número de celdas provee superficies cortas de largas secciones
transversales para una rápida y uniforme conmutación de corriente. Dentro de la región
ánodo - gate existen dos MOSFET's. Uno de ellos es un canal p, tipo pnp que es usado
para el encendido y el otro es un canal n, de tipo npn que es usado para el apagado.
Existen otras regiones p-pn+ que producen el encendido y el apagado del MCT.
La estructura descrita aquí es muy general y no muestra que solo el 4 por ciento de las
celdas que posee el MOSFET sirven para el encendido.
En su operación, si el cátodo K es positivo con respecto al ánodo, no importando la
polarización del gate, el MCT va a caer a un voltaje muy bajo, ésta situación debe ser
evitada.
Si el ánodo A es positivo con respecto al cátodo K, y no existe un voltaje en le gate, el
MCT permanece en estado de apagado hasta que un voltaje de ruptura es alcanzado
cuando una avalancha de ruptura ocurre. En la práctica una pequeña corriente de fuga
IA leak existe en el estado de bloqueo hasta que la ruptura suceda y el dispositivo se
encienda.
Si el ánodo es positivo con respecto al cátodo y un voltaje negativo es aplicado al gate,
el MCT se enciende. La caída de voltaje VMCT (ON) es muy pequeña y varía desde 0.
7 V sin carga hasta 1.1 V a plena carga. La corriente de ánodo es limitada solo por el
valor de la impedancia de la carga.
Si el MCT está encendido, la aplicación de un voltaje positivo en el gate, regresa al
dispositivo al estado de apagado hasta que un voltaje negativo en el gate es aplicado.
Debido a que el tiempo de apagado del MCT es muy bajo (cerca de 1.5 s) y que posee
un elevado di/dt (1000 A/s) y dv/dt ( 5000 V/s), éstas características superiores lo
convierten en un dispositivo de conmutación ideal y posee un tremendo potencial para
aplicaciones en motores de media y alta potencia, así como en distintas aplicaciones en
la electrónica de potencia.
Transistor de Inducción Estática (SIT)
El Dispositivo mas importante bajo desarrollo es el transistor de inducción estatica
(SIT) mostrado esquemáticamente en la figura 1. El SIT es un dispositivo portador
mayoritario (unipolar) en el que el flujo de electrones de la fuente a el drenaje es
controlado por un potencial de barrera en el semiconductor de dos dimensiones con
forma de silla de montar entre las compuertas metálicas.Si el dopado y las dimensiones
laterales son escogidas adecuadamente, la altura del potencial de barrera sera modulado
por la compuerta y el dranje. Debido a que la corriente se incrementa exponencialmente
conforme la barrera es disminuido, las caracteristicas de la salida del SIT son
usualmente no saturadas o “de manera de triodo”, por ejemplo pareciendose a un triodo
de tubo al vacio.El SIT es importante como un dispositivo de microondas a bahas
frecuencias en GHz porque este entrega potencia extremadamente alta por unidad de
area.
Figura 1. Seccion transversal de un
transistor de union estática (SIT). Los
electronesfluyen de la fuente a el drenaje
través de un “punto ensillado” de
potencialelectrostatico entre los
electrodos de compuerta.
La fabricación del SIT requiere un grabado anistrópico de pared recta de zanjas de 2 -3
µm de profundidad usando una grabado reactivo de ion (RIE, por sus siglas en ingles)
seguida por una deposición de Metalizacion de Shottky en la zanja del fondo sin cubrir
la zanja lateral. Las dimensiones laterales entre las zanjas de compuerta oscilan en el
orden de 0.5 - 1.5 µm . Los contactos de baja resistencia ohmica son establecidos a las
regiones de la fuente en el techo de las uniones. La figura 2 (debajo) muestra una foto
SEM de un SIT completo teniendo una ancho de unión de 1µm y una longitud total de
union de 1 cm(100 dedos). Para mas claridad , esta foto ha sido tomada antes de la
deposición de las conexiones del puente de aire de la fuente. Caracteristcas
experimentales estaticas VI son mas pequeñas en el SIT mostrado en la figura 3 .
El maximo voltaje de drenaje es de 250 volts, la corriente de encendido en la rodilla es
casi
80 mA/mm y la ganacia de bloqueo es aproximadamente 10. Estos valores son
comparables a la mejor literatura reportada para un SIT.
Figura 2. Foto SEM de una gran area experimental de un dispositivo SIT fabricado en el
laboratorio.Los “dedos” de union son 1µm de ancho y 100 µm de largo.
Figura 3. Caracteristicas VI
medidas de un SIT
experimental.El voltaje de
compuerta cambia desde
cero(arriba de la curva) a 18 V (
debajo de la curva) en cambios
de 2V.La escaka Horizontal es
de 20 V / div. El maximo voltaje
de drenaje mostrado enla foto es
de 200 V .
Para alcanzar operación a altas frecuencias , es necesario escalar agresivamente la
escala de la unión anchar las zanjas, incrementar el dopado de la región del canal y
minimizar capacitancias parásitas. La figura 4 muestra otra fotografía SEM de la banda
C del SIT recientemente fabricado en el laboratorio. El ancho de unión y los anchos de
las zanjas son 0.5µm cada uno. Los contactos de la fuente son formados por una
interconexión de puente de aire para minimizar capacitancias parasitas. Este dispositivo
exhibió una frecuencia de 7 GHz , el valor mas alto hasta ahora reportado para un SIT.
Una grafica de corrientes a señal baja contra frecuencia es mostrada en la figura 5