0 Transmisión de televisión digital terrestre en la norma ISDB-T - Néstor Oscar Pisciotta

TRANSMISIÓN DE TELEVISIÓN DIGITAL
TERRESTRE EN LA NORMA ISDB-Tb
TRANSMISIÓN DE TELEVISIÓN
DIGITAL TERRESTRE EN
LA NORMA ISDB-Tb
Tratado fundamental para Estudiantes
Avanzados, Técnicos y Profesionales
NÉSTOR OSCAR PISCIOTTA
CARLOS GUILLERMO LIENDO
ROBERTO CARLOS LAURO
Profesores e investigadores
Centro de Investigación Aplicada y Desarrollo en Informática y
Telecomunicaciones (CIADE-IT)
Universidad Blas Pascal
Transmisión de Televisión Digital
Terrestre en la Norma ISDB-Tb
4RATADO¬FUNDAMENTAL¬PARA¬%STUDIANTES
!VANZADOS ¬4ÏCNICOS¬Y¬0ROFESIONALES
Autores: .ÏSTOR¬/SCAR¬0ISCIOTTA ¬#ARLOS¬
'UILLERMO¬,IENDO ¬2OBERTO¬#ARLOS¬,AURO
Presidente de Cengage Learning
Latinoamérica:
Fernando Valenzuela Migoya
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Director editorial, de producción
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Queda prohibida la reproducción o transmisión total o parcial del texto de la presente obra bajo
cualesquiera de las formas, electrónica o mecánica, incluyendo fotocopiado, almacenamiento
en algún sistema de recuperación, digitalización, sin el permiso previo y escrito del editor. Su
infracción está penada por las leyes 11.723 y 25.446
INTRODUCCIÓN
El propósito fundamental de este libro es satisfacer la necesidad de contar con una fuente
de consulta ordenada y sistematizada en una materia que mucha gente considera compleja y
casi inaccesible. Un tema técnico como la transmisión de TV digital no tiene necesariamente
que ser difícil. La cuidadosa explicación de los fundamentos, la presentación de las ideas principales, y luego el avance paso a paso hacia el desarrollo de los conceptos finales es, a nuestro
entender, la manera más adecuada de explicar las materias más difíciles.
A priori, parecería prácticamente imposible cubrir en un solo libro, los fundamentos técnicos y la extensa normativa del sistema de transmisión de TV digital ISDB-Tb, recientemente
adoptado en gran parte de Centro y Sudamérica. La enorme cantidad de información existente
así como los cientos de tablas, ecuaciones, gráficos y otros detalles terminan intimidando a
cualquier estudiante, técnico o ingeniero que por su actividad o el simple deseo de aprender y
perfeccionarse decide abordar el estudio de este Estándar. La bibliografía existente sobre los
temas que se necesitan para comprender la Norma es abundante, sumamente extensa y a veces
muy difícil de entender. El lector iniciado, habrá podido comprobar por si mismo que, además
de los textos normativos propiamente dichos, se necesita acceder, por lo menos, a tres categorías de fuentes de información: a) libros sobre teoría de las comunicaciones digitales, con énfasis en las técnicas OFDM y todo su soporte analítico, b) artículos publicados en periódicos
y revistas científicas y c) seminarios y cursos dictados por profesionales que han trabajado en
el diseño e instalación de sistemas de transmisión bajo el estándar ISDB-Tb.
Este libro es el resultado de la experiencia y de muchas horas de trabajo, estudio e investigación realizados por los autores, a los que se suma un gran esfuerzo para condensar en un
5
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INTRODUCCIÓN
número razonable de páginas los conceptos que, a nuestro juicio, resultan más relevantes. El
manejo previo de la teoría y práctica de las señales de TV en banda base (analógicas y digitales)
no es un requisito excluyente, aunque su conocimiento facilita en gran medida la comprensión
de los temas tratados.
Suponiendo que el lector ya cuenta con ciertos conocimientos (cálculo matemático y teoría
de señales, técnicas digitales, sistemas de comunicaciones y teoría básica sobre modulación,
todos ellos en un nivel básico), este libro le propone un avance ordenado por etapas, comenzando en el Capítulo 1, donde se presenta un panorama general de la TV digital, con sus distintos medios de transmisión y una descripción breve y resumida de los cuatro estándares
mundiales: ATSC, DVB-T/T2, ISDB-T y DMB-T.
A continuación, en el Capítulo 2 se desarrollan los aspectos teóricos más importantes del
análisis espectral y de Fourier, temas que generalmente suelen ser muy dificultosos para quienes se enfrentan por primera vez con estas herramientas. El Capítulo 3 está dedicado a la
modulación digital, restringido a los esquemas utilizados en ISDB-Tb. Aquellos lectores familiarizados con todos estos temas, podrán pasar por alto ambos capítulos, y avanzar directamente
hacia los siguientes.
El Capítulo 4 es una de las bases de este trabajo, pues allí se estudia la Multiplexación por
División de Frecuencias Ortogonales (OFDM), se analizan con detalle los conceptos de ortogonalidad e intervalo de guarda, y se hace una primera aproximación a los parámetros OFDM
necesarios para su aplicación a la transmisión de TV digital.
El estudio de la norma ISDB-Tb propiamente dicha comienza en el Capítulo 5, en el que se
presentan las características más importantes del sistema, tales como la segmentación de la
banda, los modos y los parámetros generales de funcionamiento. También se analiza el diagrama
funcional completo de una estación y se propone un extenso ejercicio práctico cuya resolución
se podrá ir completando a medida que se avance en la lectura del texto. Esta actividad ha sido
pensada para que el lector adquiera práctica suficiente y sea capaz de programar el Modulador
ISDB-Tb de un transmisor comercial.
En este trabajo hemos considerado que el audio y el video digital codificados son un insumo
necesario para la transmisión y por lo tanto el libro no trata las técnicas de compresión MPEG.
Sin embargo, el conocimiento del modelo de trasporte de paquetes TS-MPEG y las diferentes
tablas de información del sistema son muy necesarias y, por esta razón, el material correspondiente a estos temas se presenta en el Capítulo 6.
La interfaz entre los paquetes MPEG y la entrada de datos al Modulador es una característica muy particular de ISDB-Tb y por eso, en el Capítulo 7 se tratan exclusivamente los temas
de remultiplexación, flujo BTS y Remultiplexor.
En el Capítulo 8, se estudian los primeros bloques del modulador, correspondientes a los
esquemas de codificación de canal. Allí se explican las técnicas de aleatorización y dispersión
de bytes de datos y las principales características de la codificación convolucional y los códigos
Reed-Solomon, pero sin entrar en los detalles de los algoritmos matemáticos que sustentan a
estos últimos.
La modulación propiamente dicha se aborda en los Capítulos 9 y 11. En el primero se
analiza la dispersión y el mapeo de bits y las importantes funciones de entrelazado de tiempo
y de frecuencia, que refuerzan de manera notable la robustez de la transmisión, mientras que
INTRODUCCIÓN
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el segundo está dedicado a la construcción del cuadro OFDM y a la obtención final de la señal
de TVD-T el dominio del tiempo, con todos sus elementos. Entre ambos se encuentra el Capítulo 10, en el que se estudian todas las señales auxiliares y de control que deben añadirse al
cuadro OFDM (pilotos, canales auxiliares AC y de control TMCC).
El Capítulo 12 tiene dos objetivos importantes: en primer lugar, se describen algunos equipos de producción comercial, a fin de que el lector pueda visualizar todos los dispositivos que
se han explicado en los capítulos precedentes. En segundo lugar, se presenta un breve pero muy
conceptual apartado dedicado a las antenas de transmisión, filtros y combinadores. Esto no
solo permite completar toda la cadena de transmisión presentada en el Capítulo 5, también
facilita la comprensión de algunos temas incluidos en los capítulos finales.
Con todos estos conocimientos, el lector se encontrará en condiciones de abordar la lectura
de la última parte de este trabajo. La intención de los autores es que estos dos capítulos sean
de aplicación, salvando las diferencias existentes entre los parámetros de transmisión, para
todas las normas de TVD-T que utilizan la multiplexación OFDM.
En el Capítulo 13 se desarrollan los principales conceptos que rigen a los fenómenos de
propagación de las señales electromagnéticas, incluyendo los modelos de canal, los diversos
tipos de ruido, los desvanecimientos y la determinación de la relación portadora-ruido, temas
de fundamental importancia en el proyecto e implementación de las redes de TVD-T.
Finalmente, el Capítulo 14 trata sobre el diseño y cálculo de Redes de Frecuencias Múltiples
(MFN) y Redes de Frecuencia Única (SFN), además del estudio de las principales características de los receptores, que son parte fundamental de cualquier sistema de TVD-T y que, si no
estuvieran debidamente certificados, podrían comportarse de modos diferentes en función de
la tipología de la red. Aquí ya nada es como antes: varias señales pueden convivir, bajo ciertas
condiciones de transmisión, propagación y recepción, dentro de la misma área de cobertura
de las estaciones, cosa que era impensable con las emisiones analógicas.
Las numerosas fuentes de información a las que hemos tenido acceso para poder escribir
el material de este libro han sido debidamente citadas, reconociendo como corresponde a sus
autores intelectuales.
Es nuestro mayor deseo que este libro resulte de utilidad y contribuya en la formación de
los estudiantes avanzados de ingeniería. También aspiramos a que sea una fuente de consulta
para los técnicos y profesionales de la TV. A todos ellos les agradeceremos las críticas y sugerencias que nos ayuden a mejorar y perfeccionar este trabajo.
N. Pisciotta
C. Liendo
R. Lauro
Córdoba y Mendoza, Febrero de 2013
AGRADECIMIENTOS
Los autores desean expresar su más profundo agradecimiento a:
Especialmente y en primer lugar a las empresas LIE S.R.L - LIECOM, Consulfem S.A. y
Edinec S.R.L, respectivamente representadas por los ingenieros Tomás Fulgueira, Jorge Berti
y Eduardo Jalil, quienes hicieron posible la publicación de este trabajo, además de suministrarnos todo el material del Capítulo 12. Su incondicional apoyo, ha favorecido decididamente
a la investigación, el desarrollo y la innovación, apostando por el crecimiento de la industria
electrónica de la Ciudad de Córdoba y la formación de jóvenes profesionales.
A la Directora General para Sudamérica de Cengage Learning, Susana de Luque y a nuestra Editora María Fernanda Crespo, por todo el apoyo que nos brindaron desde la editorial.
Al Ing. Gino Olocco, revisor técnico de este trabajo. Su empeño, dedicación y paciencia
para estudiar los borradores de los catorce capítulos ha sido admirable. Su mirada crítica y sus
observaciones resultaron muy acertadas y en algunos casos nos plantearon serios desafíos.
Una mención aparte merece sus excelentes aportes para la construcción final de los capítulos
4, 11 y 14, que ayudaron a enriquecer el texto.
A la Dra. Melba Lucía Rivera de Reyes, ex Asesora en Gestión y Desarrollo de Recursos
Humanos de la Oficina de Desarrollo de las Telecomunicaciones y ex Directora del Centro de
Excelencia para las Américas de la Unión Internacional de Telecomunicaciones, quien desde
el primer momento apoyó este proyecto, además de brindarnos la oportunidad de desempeñarnos como instructores en cursos de capacitación y perfeccionamiento profesional organizados por dicho Centro. Una parte importante del material de este libro fue puesto a prueba
en esos cursos.
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AGRADECIMIENTOS
A la Universidad Blas Pascal, donde desempeñamos nuestras actividades de docencia e
investigación, en el ámbito del Centro de Investigación Aplicada y Desarrollo en Informática
y Telecomunicaciones (CIADE-IT). La Universidad nos brindó todo su apoyo y los recursos
necesarios para realizar la primera transmisión experimental ISDB-Tb en la Provincia de Córdoba, en octubre de 2010, que también fue la primera en el interior del país.
A los Servicios de Radio y Televisión de la Universidad Nacional de Córdoba (LV-80 TV
Canal 10), en las personas de su gerente técnico Ing. Rubén Panici y de su jefe de técnica de TV
Luis Aguanno, quienes año a año hacen posible que los estudiantes de nuestros cursos de ingeniería de TV realicen trabajos prácticos en esa emisora.
Al Consorcio Asociativo Público Privado (CAPP) Córdoba TDT, por su colaboración con
el Laboratorio de Ensayo de Aplicaciones Interactivas.
A la Secretaría de Promoción Científica del Ministerio de Ciencia y Tecnología de la Provincia de Córdoba.
A Mirna Verberck Simondi, por sus ideas para el diseño de tapa de este libro.
A los ingenieros Hans von Geldern y Christoph Balz de la empresa Rohde&Schwarz de
Alemania y a su representante en Argentina, Alberto Lombardi, quienes gentilmente atendieron nuestras consultas, apoyaron nuestros cursos y nos suministraron información técnica de
gran utilidad.
Y finalmente a todos aquellos que, de uno u otro modo, contribuyeron para que este trabajo
se convirtiera en una realidad.
Néstor Pisciotta agradece:
Al Departamento de Electrónica de la Universidad Tecnológica Nacional, Facultad Regional Córdoba y muy especialmente a su Director, Ing. Eduardo González, que apoyaron mi
proyecto académico para la Cátedra de Sistemas de TV.
A don Héctor Goio, que ya no está entre nosotros y que guío mis primeros pasos en la
electrónica cuando aún era un niño. También a mi padre Aldo, que me apoya y me alienta.
A mi esposa Claudia y a mis hijos Franco, Fabrizio y Luciano, que me alentaron y me
aguardaron con infinita paciencia hasta el párrafo final de este libro. Espero poder devolverles
todo el tiempo y el afecto que les debo.
Carlos Liendo agradece:
A mi familia, especialmente a mis hijos Noelia, Nicolás y Darío y a mi compañera de vida
Rebeca, que son los pilares que me permiten seguir en este camino de formación permanente.
A mis amigos y compañeros de trabajo del área técnica de televisión de LV-80 TV Canal 10
de Córdoba, donde, por más de 23 años, compartimos experiencias, estudiamos y tuvimos
largas noches de trabajo con las más diversas tecnologías. Quiero recordar especialmente a
Gabriel Buoncristiani, que ya no se encuentra con nosotros y que me marcó en lo profesional,
como por ejemplo en el cuidado y en la aplicación de los equipos de televisión.
Al Director de la Escuela de Ingeniería Electrónica de la Facultad de Ciencias Exactas, Físicas y Naturales de la Universidad Nacional de Córdoba, Ing. Pablo Recabarren y al Director
del Departamento de Electrónica Ing. Fernando Luis Bianco, por su apoyo permanente.
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
11
Roberto Lauro agradece:
A mi familia que me apoya paciente y silenciosamente en la actividad académica.
A los propietarios y al personal de las empresas Canal 9 de Mendoza de Argentina y Grupo
Retecapri–Telecapri de Italia, donde desempeño mis labores en etapas alternas, desde mi graduación a los 23 años.
A la Universidad Tecnológica Nacional, donde me gradué, a la Universidad Blas Pascal y a la
Universidad de Palermo, que me permiten desarrollar mi modesta colaboración académica.
Y el más importante…a Dios que, incluyendo a mis dos colegas, nos ha cuidado siempre.
LOS AUTORES
Néstor Pisciotta es Especialista en Enseñanza de la Educación Superior, Ingeniero Electricista Electrónico, investigador y profesor titular de Televisión y Procesamiento de Imágenes
en la carrera de ingeniería en telecomunicaciones de la Universidad Blas Pascal. También es
profesor adjunto a cargo de la cátedra de Sistemas de Televisión en la carrera de ingeniería en
electrónica en la Universidad Tecnológica Nacional, Facultad Regional Córdoba. Es miembro
de la Comisión ad-hoc de Secretarios de Ciencia y Técnica del Ministerio de Ciencia y Tecnología de la Provincia de Córdoba y Director del Posgrado en Gerencia Estratégica de las Telecomunicaciones del Centro de Excelencia para las Américas de la Unión Internacional de
Telecomunicaciones. Ha trabajado en la puesta en marcha de la primera transmisión de TV
digital en Córdoba, Argentina, con el sistema ISDB-Tb.
Carlos Liendo es Especialista en Enseñanza de la Educación Superior, Ingeniero en Electrónica, investigador y profesor asociado de Televisión y Procesamiento de Imágenes en la
carrera de Ingeniería en Telecomunicaciones de la Universidad Blas Pascal. También es profesor de la cátedra Proyecto Integrador de la carrera de Ingeniería Electrónica de la Facultad de
Ciencias Exactas, Físicas y Naturales de la Universidad Nacional de Córdoba. Ha sido Jefe de
Ingeniería de TV de los Servicios de Radio y Televisión de la Universidad Nacional de Córdoba
(LV-80 TV Canal 10). Ha trabajado en la puesta en marcha de la primera transmisión de TV
digital en Córdoba, Argentina, con el sistema ISDB-Tb.
Roberto Lauro es Ingeniero en Electrónica, profesor del Posgrado en Televisión Digital de
la Universidad de Palermo en Buenos Aires y profesor investigador invitado de la Universidad
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LOS AUTORES
Blas Pascal desde 2010. También fue profesor de Televisión y de Mediciones Electrónicas II en
la Universidad Tecnológica Nacional, Facultad Regional Mendoza. Entre 2002 y 2010 trabajó
en Telecapri con el proyecto y diseño de antenas y áreas de cobertura de redes DVB-T para
Telecapri y Retecapri, con la instalación de más de cuarenta transmisores digitales en toda
Italia. Entre 2006 y 2009, ha desarrollado una intensa actividad en la Oficina de Proyectos
DVB, participó en numerosas conferencias dictadas en Colombia, Chile, Uruguay, Venezuela,
Guatemala, Perú, Paraguay y Argentina. En la actualidad es Gerente Técnico de LV-83, Canal
9 de Mendoza y consultor en proyectos de TVD en Argentina, Uruguay e Italia, donde realizó
numerosas pruebas y transmisiones experimentales ISDB-Tb la Ciudad de Mendoza.
C
A
P
Í
T
U
L
O
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INTRODUCCIÓN A LA
TV DIGITAL
1. ANTECEDENTES
Este libro está dedicado al estudio de la transmisión de televisión digital en forma abierta
y por aire, comúnmente denominada televisión digital terrestre (TVD-T), que se está implementando en la mayoría de los países latinoamericanos en reemplazo de la televisión analógica
(PAL y NTSC) como alternativa a otros medios audiovisuales, que habían iniciado el camino
de la digitalización mucho tiempo antes.
La televisión en sus distintas versiones, por cable, por satélite o por aire, ha iniciado la
actualización de sus servicios y de sus tecnologías incorporando la digitalización en todas sus
etapas de funcionamiento, desde la cámara hasta la pantalla del televidente. Esto le ha permitido mejorar significativamente la calidad de imagen y de sonido, eliminando los problemas
de imágenes múltiples, ruidos, intermodulaciones y muchas otras distorsiones propias de los
sistemas analógicos, con el agregado de un mejor aprovechamiento del espectro radioeléctrico
y la posibilidad de incrementar la cantidad de señales transmitidas, incorporando nuevos servicios tales como la alta definición (HD), múltiples canales de audio, señales para dispositivos
móviles, interactividad, etc.
15
16
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
Los desarrollos de la televisión digital terrestre comenzaron en los Estados Unidos de
América a mediados de la década del noventa, con la implementación de la norma ATSC
(Advanced Television Systems Committee), siguieron luego en Europa con el estándar DVB
(Digital Video Broadcasting), más recientemente en Japón con ISDB (Integrated Services of
Digital Broadcasting) y ahora en los países asiáticos con la norma DMB (Digital Multimedia
Broadcasting). Varios países del mundo han adoptado alguna de estas cuatro normas, o bien
están en camino de hacerlo. Las decisiones finales obedecen a cuestiones económicas y políticas,
pretensiones de desarrollo, posibilidades tecnológicas, o combinaciones de ellas.
En la actualidad, la digitalización ha llegado a todos los servicios de transmisión de televisión, iniciándose con la TV satelital y luego con el cable en sus versiones coaxial, fibra óptica,
líneas telefónicas, redes eléctricas y también, la televisión terrestre en versiones codificadas y
abiertas. También ha alcanzado íntegramente a los estudios de televisión, incluyendo los procesos de captura, producción, post-producción, almacenamiento, distribución y transmisión.
Más recientemente la digitalización ha llegado al receptor de usuario.
En Latinoamérica se ha dado un proceso de digitalización acelerado, que tuvo su inicio en
Brasil en el año 2004. La mayoría de los países han adoptado una o más normas y en muchos
casos ya están utilizando sistemas de transmisión digitales. Por ejemplo, se utiliza la norma
DVB-S y DVB-S2 para la televisión satelital y para el transporte de programación respectivamente, DVB-C o ATSC para la TV por cable e ISDB-Tb para la televisión digital terrestre. Los
servicios codificados, a los que se puede acceder a través de una suscripción, han adoptado
DVB-T. Para el caso de la televisión digital terrestre, se han conformado grupos homogéneos de
países que han adoptado la misma norma, algo que no se había podido lograr en el momento
de la adopción de los estándares analógicos, lo que constituye una ventaja para la región en
cuanto a las posibilidades de desarrollos tecnológicos conjuntos, y de formar grandes mercados
demandantes de éstas tecnologías. El lanzamiento de la TV digital terrestre en la región, ha
permitido un gran aporte de la industria de cada país en el diseño, la fabricación y la producción
de la mayoría de las partes involucradas en las plantas transmisoras digitales, potenciando el
estudio y la capacitación sobre todos los aspectos del sistema, lo que dio como resultado una
importante mano de obra especializada que se encuentra enfocada en la puesta en marcha de
las nuevas estaciones. En general, puede afirmarse que la TV digital abierta se ha convertido
en una política de estado en todos los países latinoamericanos, con el objetivo de ofrecer a
toda la población igualdad en las condiciones de acceso a los contenidos audiovisuales (a veces
denominado "inclusión digital"), brindar mayor cantidad de señales y servicios y mejorar la
calidad.
Muchas industrias se han visto favorecidas con los procesos de digitalización de la televisión: electrónica, telecomunicaciones, informática, contenidos audiovisuales, servicios, etc.,
las cuales ya se preparan para las próximas etapas que incluyen la implementación plena de las
transmisiones digitales, la interactividad y finalmente el “apagón analógico”.
Esto trae mejores oportunidades para el mercado de consumo. Por ejemplo, los fabricantes
de televisores ofrecen receptores digitales de alta calidad que cuentan con la posibilidad de
conectarse a Internet. También es notoria la diversidad de pantallas que el usuario puede elegir,
desde las más grandes con tecnología LED hasta las más pequeñas para teléfonos móviles y
muchos otros dispositivos portátiles.
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
17
2. DISTINTOS FORMATOS TECNOLÓGICOS DE LA TELEVISIÓN DIGITAL
TV digital es todo formato de difusión de programación de audio y video digitalizado,
que utiliza bits como medio de codificación de la información esencial y que puede ser canalizado por distintos medios y con distintos protocolos, tales como el espectro radioeléctrico, el
cable coaxial, la fibra óptica, etc. De todas estas posibilidades, los sistemas de radiodifusión
que utilizan el espectro radioeléctrico generalmente son considerados servicios públicos y se
encuentran rigurosamente legislados y regulados en todos los países del mundo.
Televisión significa 'visión a distancia' de contenidos que se encuentran grabados o se
difunden en vivo. Con las nuevas tecnologías informáticas centradas en las redes de datos, el
término incluye varias de ellas. Las siguientes son algunas alternativas de televisión digital.
2.1. WebTV
Utiliza Internet como medio de transporte. En WebTV, los programas están empaquetados en archivos de audio y video, almacenados en servidores y pueden ser transmitidos por
demanda o en vivo, utilizando técnicas de streaming1 de video y audio. Tiene todas las ventajas
asociadas a Internet y también las desventajas propias de este tipo de red, entre ellas la falta de
continuidad en la transmisión de los flujos de datos, mayores posibilidades de fallas o caídas
de los sistemas, por el hecho de que los paquetes deben atravesar múltiples etapas con diversas
administraciones de red, menor capacidad de transporte, etc. Si bien los servicios de WebTV no
llegan a igualar a los otros formatos tecnológicos de distribución, los avances y las continuas
mejoras que se registran en las velocidades de acceso a Internet desde el domicilio de los usuarios,
están cambiando la percepción y las preferencias en cuanto a las formas de ver televisión.
En general, estos servicios están orientados para ser accedidos desde una computadora
personal y no desde receptores de televisión convencionales. Sin embargo, es posible que esta
modalidad cambie rápidamente durante los próximos años, debido al agregado de conexiones
de Internet en los receptores de televisión (televisión conectada), o por el uso de dispositivos
adaptadores externos al televisor, conocidos como Network Multimedia Player.
Muchos fabricantes de televisores han desarrollado sus propias plataformas de acceso
por WebTV para sus receptores. El televisor se provee con una interfaz que permite acceder a
contenidos audiovisuales específicos, o con sencillos programas (Widgets), que integran el correo electrónico y las redes sociales. Esta categoría de televisores se conocen como “SmartTV”
y por complementar la recepción de la televisión convencional con los contenidos en Internet,
también se los denomina Televisores Híbridos (Hybrid-TV). Además de los receptores convencionales de televisión, en la actualidad se han incorporado otros dispositivos conectados,
cajas decodificadoras, consolas de juego, teléfonos móviles, tabletas, etc.
Si bien a través de WebTV se puede acceder a una gran cantidad de material de video en
forma libre y gratuita, en general son servicios pagos y funcionan por demanda. La calidad de
imagen y sonido es de media a baja y puede sufrir variaciones de acuerdo a la congestión de la
red. La WebTV está relacionada con la SocialTV o TV participativa, conceptos nuevos que
1
Streaming: es un flujo continuo de bits que transporta contenidos multimedia por redes de datos.
18
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
comienzan a tener preponderancia a partir de las redes sociales y de la participación de los
individuos como generadores de contenido audiovisual.
Un esquema basado en la combinación de servicios como ejemplo de televisión híbrida es
el desarrollo europeo denominado HbbTV2 (Hybrid Broadcast Broadband TV), que combina
las emisiones por aire (o por cable/satélite) con los contenidos existentes en Internet. En la Figura 1 pueden verse los componentes de la HbbTV3. Este esquema es una solución intermedia
que combina la TV Broadcast con los servicios a los que se acceden por medio de Internet,
marcando una clara convergencia entre la televisión y la World Wide Web. Se requiere una
conexión de banda ancha en el domicilio del usuario para poder acceder a los contenidos emitidos por Internet, desde la planta transmisora Broadcast y desde los servidores especialmente
dispuestos para estos servicios.
Aire
INTERNET
Portal + gateway
Satélite
STB
Televisor con STB
PH ILLIPIN ES
Figura 1: Componentes de la HbbTV
La base necesaria para los servicios de WebTV son las conexiones a Internet de banda
ancha en el hogar. Estas conexiones han crecido significativamente, y lo siguen haciendo en
Latinoamérica. Un informe de la empresa CISCO4, revela el elevado porcentaje del crecimiento
anual del consumo IP para video en Latinoamérica, aproximadamente un 64% en los últimos
6 años, lo que implica la posibilidad de un crecimiento importante de los servicios de WebTV
2 HBBTV®, [en línea], Dirección URL: <http://www.hbbtv.org/>, [s. f].
3 Diagrama disponible en el sitio en http://www.hbbtv.org
4 CISCO,
"Cisco Visual Networking Index – Forecast and Methodology, 2007–2012", [en línea]. Dirección URL:<
http://newsroom.cisco.com/dlls/2008/ekits/Cisco_Visual_Networking_Index_061608.pdf>, [s. f].
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
19
a futuro. También, según la empresa ComScore5, la distribución de audiencia de Internet en
el mundo muestra que en Latinoamérica se ha alcanzado el 9%, un porcentaje muy alto que
continúa en aumento. Por otro lado, la cantidad de videos on-line vistos en la región creció en
promedio un 74% en 2011 con relación a 2010, y llega así a más de 3 millones de videos vistos
en un año. Este crecimiento promete buenos negocios para la WebTV en los próximos años.
La WebTV requiere de televisores con conexión a Internet, ya sea aparatos smartTV o televisores convencionales conectados a cajas adaptadoras conocidas como set top box (STB).
En todos los casos, los usuarios disponen de los siguientes servicios:
s Recepción de emisiones analógicas y digitales.
s Acceso a servicios web de diverso tipo: buscar y navegar, servidores especializados
como YouTube®, redes sociales, correo electrónico y aplicaciones multimedia, servicios
de comercio electrónico, juegos, etc.
s Acceso a programas de comunicación: MSN®, Skype® o telefonía IP.
s Posibilidad de instalar aplicaciones sobre la plataforma operativa: consolas de juegos,
gadgets, recursos educativos, etc.
s Grabación en disco duro o en memoria electrónica.
s Visualización de contenidos audiovisuales en alta definición.
s Posibilidad de interactuar con los contenidos, a través de las páginas web o de aplicaciones específicas.
2.2. Plataformas OTT
El mundo digital tiene innumerables siglas y acrónimos utilizados para identificar tecnologías y servicios. OTT significa over the top y se refiere a la distribución de contenidos
audiovisuales a usuarios conectados a internet sin que participe ningún administrador o distribuidor, en forma directa desde el propietario de los derechos o creador del contenido. Algunos
ejemplos de servicios OTT son Netflix®, Hulu® (NBC®, Fox® y Disney®), CDA6 (servicio estatal
argentino), etc. En esta variante de WebTV, existe la participación directa de los desarrolladores
de contenidos y no se refiere al acceso por redes privadas como en el caso de IPTV.
Este modelo de TV directa desde Internet está creciendo exponencialmente en los países
donde la banda ancha alcanza a la mayoría de los hogares con velocidades cercanas o superiores
a los 20 Mbps y se estima que para el 2019 la audiencia de televisión desde Internet igualará a
la de broadcast, desplazándola muy rápidamente. Las plataformas OTT son servicios pagos
por demanda (VoD, video on demand) o por suscripción. En la Figura 2 se muestra un esquema
OTT. Los usuarios acceden a los contenidos desde diversos dispositivos conectados a internet,
utilizando sus navegadores convencionales. Por otro lado, quien brinda el servicio dispone de
sistemas de administración y validación de usuarios y el control del tráfico de contenidos desde
y hacia los servidores, incluyendo los provenientes de emisiones convencionales previamente
convertidas a formato IP.
5
SLIDESHARE, "comScore", [en línea]. Dirección URL: <http://www.slideshare.net/gabatek/futuro-digital-latinoamerica-2012> , [s. f].
6 CONTENIDOS DIGITALES ABIERTOS, [en línea]. Dirección URL: <http://cda.gob.ar/>, [s. f].
20
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
CMS
(Content Management
System)
SERVIDOR
SERVIDOR
RECEPCIÓN
Y
TRANSCODIFICACIÓN
FUENTES
INGESTA
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DE METADATOS
SISTEMA DE
FACTURACIÓN
ADMISIÓN
DE PAGO
INTERNET
DISPOSITIVOS
CONECTADOS
PC
NOTEBOOK
Figura 2: Esquema de la plataforma OTT
TV CON STB
TABLETA
CONSOLA
DE JUEGOS
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
21
2.3. IPTV
Consiste en la distribución de programación y servicios mediante redes que utilizan la
suite de protocolos IP. Generalmente son redes privadas que emplean la infraestructura de los
planteles telefónicos, tendidos eléctricos (BPL broadband over power lines), cable coaxial o
fibra óptica y están orientados al aparato de televisión convencional. Permiten un mejor uso
comercial, dada la posibilidad de incluir una gran cantidad de servicios complementarios en
entornos controlados y administrados por un operador.
Los servicios de IPTV son pagos, por demanda o por suscripción y los contenidos se
encuentran almacenados en servidores ubicados en las cabeceras (head-end) de las empresas
prestadoras o en la propia Internet, no pueden ser accedidos directamente por el usuario a
menos que pertenezcan a la red. La interactividad está garantizada desde el momento en que
se necesita una conexión para recibir los servicios. Los contenidos llegan al usuario a su requerimiento y por lo tanto los mismos no están disponibles de manera simultánea, se cargan
sobre el STB en forma transitoria o permanente. La Figura 3 muestra un ejemplo de red IPTV
que utiliza la infraestructura de un platel telefónico.
GESTIÓN Y
SEGURIDAD
SERVIDORES DE
ADMINISTRACIÓN IPTV
AIRE
ENCODER
SERVIDORES VoD
SATÉLITE
ADSL2+/PON
RED DE
ACCESO
RED PRIVADA
IP DSLAM/OLT
STB
PH ILLIPIN ES
Figura 3: Esquema de una red IPTV
22
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
2.4. TV satelital
Se trata de los servicios que llegan al usuario en forma directa desde un satélite y por esta
razón también se lo conoce como TDH (televisión directa al hogar). Las transmisiones son
del tipo difusión, unidireccionales y abarcan grandes áreas que incluyen países completos o
regiones del globo. Si bien existen transmisiones libres, en su mayoría los flujos de datos son
encriptados para garantizar los derechos sobre las señales, accesibles únicamente por suscripción. Si se establece un canal de retorno es posible brindar servicios interactivos. La norma
adoptada a nivel mundial es DVB-S, o su versión mejorada DVB-S2.
2.5. TV por cable
Se refiere a la transmisión de televisión que utiliza redes de cable coaxial o fibra óptica.
La televisión analógica por cable lleva muchos años de servicio los distintos países y en los últimos años se han adaptado y mejorado las redes híbridas fibra-coaxial HFC, para incorporar
las transmisiones digitales en convivencia con las analógicas, además de brindar servicios de
Internet. En TV por cable se utilizan varias normas, entre ellas DVB-C y SCTE-QAM. Los servicios son de acceso pago, con abono y por suscripción; la interactividad resulta muy simple de
implementar, dado que toda la información se encuentra confinada dentro de la red de cable.
3. TV DIGITAL TERRESTRE (TVD-T)
La denominación de TV digital terrestre incluye a todos los servicios de difusión de
televisión por aire en los que los flujos de datos son transmitidos mediante sistemas de modulación digital que utilizan el espectro radioeléctrico. Las canalizaciones o anchuras de banda
asignadas pueden ser de 6, 7 u 8 MHz y cada país dispone de una canalización específica. Es
predominante el uso de la banda de UHF7. Las transmisiones son del tipo difusión (broadcast)
punto a multipunto y pueden ser de acceso libre y gratuito, o por suscripción. Cuando es de
acceso libre los modelos de negocios se basan en ingresos por publicidad o aportes del estado.
Las emisiones de televisión digital terrestre reemplazarán completamente a las de televisión
analógica cuando en cada país se produzca el apagón analógico (switch-off), fecha que la
mayoría de los países latinoamericanos ya han definido.
El desarrollo de la TVD-T iguala sus servicios a los de la televisión por satélite y por cable
y, por lo tanto, constituye un avance muy importante para la inclusión social, porque ofrece una
diversidad de servicios complementarios unidireccionales y también bidireccionales cuando se
establece un canal de retorno adecuado. Los apartados siguientes están dedicados al estudio
detallado de sus principales características.
3.1. Ventajas de la TVD-T
La TV digital terrestre presenta numerosas ventajas frente a su contrapartida analógica.
Las principales se resumen a continuación:
7
UHF: Ultra Alta Frecuencia. Banda comprendida entre los 300 y los 3.000 MHz
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
23
a) Exhibe una mejor calidad de sonido e imagen.
b) Permite contenidos en alta definición (HD).
c) Posibilita la multiprogramación, al permitir la transmisión de varias señales de
la misma anchura de banda asignada a la emisora.
d) Permite que se integren y se complementen los contenidos con Internet.
e) Permite nuevos servicios asociados a la interactividad y otros como la “Grilla
Electrónica de Programación” (EPG), ejecución de aplicaciones, etc.
f) Ahorra espectro radioeléctrico, al incorporar mayor cantidad de señales dentro
de la misma anchura de banda. En el caso de los sistemas codificados, es posible
utilizar una menor cantidad de canales para difundir sus programas.
g) Incrementa la programación ofrecida y con ello se moviliza significativamente
la industria de la producción de contenidos audiovisuales y también otras
industrias: electrónica, telecomunicaciones, software, etc.
h) Permite brindar servicios a diversos dispositivos: teléfonos móviles, STB
fijas o portátiles, televisores con decodificador incluido, sintonizadores para
computadoras portátiles, GPS con sintonizador, etc., y los integra a la cultura
audiovisual.
i) Posibilita, en la mayoría de las normas existentes, la implementación de
las Redes de Frecuencias Única (SFN), ampliando las áreas de cobertura en
la misma frecuencia de la emisora principal, con el consiguiente ahorro de
espectro radioeléctrico.
j) Permite que un contenido audiovisual pueda verse en diferentes aparatos con
diferentes calidades, esto se conoce como producción para multiplataforma.
3.1.1. Calidad de sonido e imagen
La introducción de la TVD-T ha permitido que los servicios lleguen al televidente con
una mayor calidad de imagen y sonido en comparación con las emisiones analógicas, con la
gran ventaja de que la calidad permanece constante dentro de toda el área de cobertura, algo
que era imposible garantizar con las transmisiones analógicas. Las emisiones digitales pueden
tener distintos formatos en audio y video, pero una vez definido el sistema de transmisión, los
parámetros de calidad se mantienen inalterables en todos los puntos de recepción. Sin embargo,
existe una pequeña desventaja que se presenta en forma de corte abrupto de la señal, cuando los
deterioros producidos en su recorrido la afectan significativamente y los sistemas de corrección
de errores hacia adelante (FEC) no son suficientes para recuperar los datos.
La mayor calidad de imagen y sonido se relaciona con la alta capacidad de transporte de
información, con tasas del orden de los 20 Mbps o mayores. El uso de esta capacidad depende
de los objetivos del radiodifusor y de las necesidades de protección contra errores, según las
características del emplazamiento de la planta transmisora, entre otras cuestiones que se estu-
24
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
diarán con todo detalle a lo largo de este libro. Esto se traduce en la posibilidad de ver mejor,
sin interferencias, con continuidad y en todos los lugares del área de servicio de la emisora.
La TVD-T transmite tres tipos de flujos binarios:
s Video y audio correspondiente a la programación, en diversos formatos de resolución
y de pantalla, barridos (progresivo o entrelazado), audio en distintos idiomas, etc.
s Datos, que corresponden a una pequeña porción del flujo total transmitido y se
utilizan para enviar al receptor información adicional a la programación, tal como
interactividad entre la planta transmisora, el receptor o los servidores de datos ubicados en Internet.
s Codificación y sincronización. El primero, destinado a proteger los flujos útiles de las
interferencias introducidas en el canal de transmisión y el segundo para que el receptor
detecte el esquema de transmisión utilizado y pueda recuperar los datos recibidos.
En cuanto a los formatos de video, las señales se pueden clasificar de acuerdo a su resolución8
en cantidad de pixels, dando origen a las siguientes denominaciones y velocidad de flujo
aproximadas9:
s LDTV (Low Definition Television): baja resolución, ejemplo 320x240 pix10. Utilizada
en las transmisiones para receptores móviles, requiere una tasa binaria del orden de
450 kbps.
s SDTV (Standart Definition Television): resolución estándar, típica de las transmisiones
analógicas de 720x576 pix. Comúnmente se emplea para multiprogramación, envía
varias señales dentro de la anchura de banda del canal. Requiere de una tasa de datos
media, situada en el orden de los 3 Mbps.
s EDTV (Enhanced Definition Television): resolución mejorada o intermedia, típicamente en el orden de los 1280x720 pix. Se obtiene una muy buena calidad de imagen
con una tasa no demasiado elevada, en el orden de los 9 Mbps, lo que permite un mejor
aprovechamiento del canal de transmisión.
s HDTV (High Definition Television): alta resolución que permite transmitir imágenes
de gran calidad, de unos 1920x1080 pix, que se traducen en tasas binarias situadas
en los 13 Mbps.
Los valores de velocidad de flujo anteriores incluyen dos canales de audio.
La Figura 4 ilustra, de una manera conceptual y muy simplificada, algunos ejemplos de
utilización de la anchura de banda del canal de acuerdo a la información que desea transmitirse. Como puede verse, cada servicio que se incluye consume una parte de este espacio y esta
afirmación es válida para todas las normas de TVD-T. Tanto en la parte inferior del canal como
en la superior, se dejan espacios de protección o bandas de guarda (G). Se transmiten datos de
diversos servicios de video y audio (HD, ED, SD y LD) más datos generales (DAT), codificación (COD) y sincronización (SINC). La cantidad y tipo de servicios que se pueden transmitir
dependen de la calidad de video y audio requerida y de la robustez que se les asigne para lograr
8
Resolución de video es equivalente al nivel de detalle que pueden percibirse en una imagen y aumenta a medida
que se incrementa la cantidad de pixeles resueltos.
9 Para compresión MPEG-4/AVC, estos valores son aproximados.
10 Pix es la abreviatura de pixel. Son los puntos elementales que forman una imagen.
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
25
una determinada continuidad del servicio. Por ejemplo, los servicios de HDTV demandan
una alta velocidad del flujo binario y habitualmente se utiliza una protección moderada. En
cambio, los servicios para receptores móviles y portátiles LDTV requieren de una protección
más alta, a los fines de garantizar que la recepción sea buena aún en condiciones muy adversas,
habituales en las situaciones de movilidad y portabilidad.
CANAL (6 MHz)
G
HD
G
G
ED
SD1
SD1
SD2
SD2
SD3
LD
LD
COD
DAT
SINC
G
LD
COD
DAT
SINC
G
DAT
SINC
G
COD
Figura 4: Esquema conceptual de utilización de la anchura de banda disponible
3.1.2. Áreas de cobertura
La TVD-T permite incrementar el alcance de las señales y aumentar la uniformidad de
los niveles de intensidad de campo dentro del área de cobertura deseada. Esto se puede lograr
instalando emisores que operen en las mismas frecuencias de la estación principal dentro de
la misma zona geográfica, esquema conocido como red de frecuencia única SFN (Single Frequency Networks).
El área de cobertura se establece para un contorno definido por la intensidad de campo
eléctrico necesaria para lograr una adecuada recepción, garantizando que no existan interferencias desde y hacia otras estaciones en las mismas frecuencias, en canales adyacentes o en
frecuencias relacionadas armónicamente entre sí.
Los niveles de potencia requeridos en TVD-T para conseguir un área de cobertura
equivalente a la del servicio analógico son más reducidos, lo que constituye una gran ventaja
en cuanto a tamaño, consumo eléctrico y menores costos de los equipos transmisores. Para
conseguir una determinada cobertura, las redes de TVD-T se pueden construir de acuerdo a
dos esquemas posibles.
26
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
Redes de Frecuencias Múltiples (MFN):
El área de cobertura se consigue mediante una red formada por varios emisores, donde
cada uno utiliza una frecuencia diferente, aunque pueden reutilizarse si se asegura que no
existirán posibilidades de que un receptor sea alcanzado por las señales provenientes de dos
transmisores que empleen la misma frecuencia, lo que provocaría el solapamiento de sus zonas
de cobertura individuales. Esta configuración se aplica tanto en televisión analógica como en
digital. En la Figura 5, se utilizan siete transmisores y cinco frecuencias, C1 a C5, repitiéndose
C2 y C3. Puede verse que no existen posibilidades de interferencia, ya que los transmisores que
operan en esas frecuencias no tienen sus áreas solapadas.
La ventaja de este tipo de red es su simplicidad de instalación y administración, no
requiere de una distribución complicada de las señales a transmitir porque cada transmisor
recibe la señal de alguna de las estaciones vecinas y la retransmite en otra frecuencia. La principal desventaja es que requiere el uso de varias frecuencias, y consume grandes cantidades de
espectro radioeléctrico.
Contorno de
cobertura
general
Área de
cobertura
estación C1
C1
C3
C2
C5
C3
C2
Figura 5: Red de frecuencias múltiples (MFN)
C4
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
27
Redes de Frecuencia Única (SFN):
Las redes SFN constituyen otra alternativa para lograr una determinada área de cobertura
y se aplican únicamente a los sistemas de transmisión digitales, fundamentalmente aquellos
que emplean la técnica de Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonales (aunque
existen propuestas para sistemas de portadora única como ATSC), donde se necesita tan solo
un canal para dar servicio en toda el área de interés. Con las SFN se consigue un uso altamente
eficiente del espectro, este es un recurso de alto valor para las administraciones nacionales.
La Figura 6 muestra la implementación de una red SFN. En las zonas de solapamiento no
hay interferencia porque existe sincronización entre los transmisores y cualquier receptor que
reciba dos o tres señales de distintos transmisores podrá demodular correctamente la señal,
siempre y cuando los tiempos de retardo se encuentren dentro de un intervalo de protección,
llamado “intervalo de guarda”. Para conformar las SFN se utiliza un adaptador especial en la
estación principal, que permite sincronizar en frecuencia y en tiempo cada estación, valiéndose
de las señales suministradas por el sistema de posicionamiento global GPS (10 MHz y 1 pulso
por segundo).
Contorno de
cobertura
general
C1
C1
C1
C1
C1
C1
Figura 6: Red de frecuencia única (SFN)
C1
28
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
Se ha mencionado la necesidad de que los transmisores deben funcionar sincronizados y, por
lo tanto, cada estación deberá transmitir exactamente los mismos datos dentro de un intervalo de
tiempo perfectamente determinado, por lo que no resulta posible la inserción de programación
o de datos específicos de forma individual en cada una de las estaciones de la red.
Frecuentemente la cobertura de las estaciones se ve desmejorada por obstrucciones físicas
como pueden ser grandes edificios, montañas, depresiones del terreno u otras. Para compensar
estas pérdidas o caídas de señal, se utilizan pequeños transmisores adicionales denominados
“Gap-Fillers” que rellenan estos espacios de sombra. Se instalan en los bordes de las zonas de
sombra y retransmiten los datos que reciben desde la estación principal, utilizando siempre la
misma frecuencia. Por lo general son dispositivos de baja potencia, del orden de 10 a 100 W.
3.1.3. Robustez frente a ruidos e interferencias
Las señales transmitidas por la TVD-T se ven altamente afectadas en la trayectoria de
propagación del transmisor hacia el receptor, por acción de diversos fenómenos de interferencias provocados por distintas fuentes. Para superar estos inconvenientes, se introducen varios
esquemas de protección en el flujo de datos transmitidos, identificados mediante la denominación general de FEC (Forward Error Correction), que luego son utilizados por el receptor
para comprobar y corregir los errores producidos durante el trayecto. De este modo se logra
una alta inmunidad frente al ruido e interferencias, haciendo posible que se alcancen mayores
capacidades en el transporte de datos.
Los principales factores interferentes que aparecen en la trayectoria de propagación son:
s Ruido térmico, propio de la electrónica de los sistemas y de los elementos de irradiación, etc.
s Ruido blanco, presente en todo el espectro de frecuencias y que no puede ser evitado.
Conocido también como AWGN (Aditive White Gaussian Noise), este ruido es el responsable de la “lluvia o nevado” en la televisión analógica y desmejora la relación señal
ruido. En TVD este ruido aumenta la probabilidad de error de bits en la recepción.
s Desvanecimiento de la señal, por la distancia entre la planta transmisora y los receptores,
desvanecimiento selectivo en frecuencia y desvanecimiento selectivo en el tiempo.
s Efectos de las trayectorias múltiples en la recepción debido a reflexiones en edificios
o montañas. Son las interferencias de la propia transmisión por la llegada de señales
múltiples y retrasadas en el punto de recepción. Los retardos están relacionados con
la distancia recorrida por la señal a la velocidad de propagación de la luz: 30 km de
recorrido implican 100 μs de retardo.
s Ruido impulsivo producido por equipos industriales y del hogar (motores de explosión,
motores eléctricos, luces fluorescentes, etc.), ruido causados por líneas de alta tensión,
interferencias por descargas atmosféricas y otras.
s Efecto Doppler en sistemas móviles, que se manifiesta cuando el receptor se encuentra
en movimiento con respecto al emisor. La velocidad del desplazamiento altera las
frecuencias de las señales, produciendo inestabilidades en la recepción.
s Interferencias de otros servicios en el mismo canal, en canales adyacentes o por creación
de productos de intermodulación.
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
29
Los sistemas de transmisión digital disponen los datos de la manera más aleatoria posible,
para que los efectos provocados por el ruido y otras interferencias se distribuyan al azar y no
de manera contigua sobre las portadoras y símbolos transmitidos. De esta manera, el receptor
tiene mayores probabilidades de recuperar los bits transmitidos que resultaron afectados a lo
largo del camino de propagación.
3.1.4. Jerarquías por contenidos
Las distintas normas de TVD-T permiten, de algún modo, jerarquizar las señales emitidas. La jerarquía se aplica cuando se transmiten varias señales dentro de la misma anchura
de banda asignada al canal, proceso conocido como multiprogramación. A cada señal se le
puede asignar una jerarquía teniendo en cuenta el tipo de contenido y el tipo de dispositivo de
recepción al cual está destinado, configurando adecuadamente el transmisor. Las señales de
mayor jerarquía tienen una menor tasa de transmisión de datos, que es el precio que se paga a
cambio de una mayor robustez. Una mayor jerarquía implica mejor penetración en el área de
cobertura, ya sea para llegar a receptores móviles o fijos, equipados con antenas internas.
3.1.5. Uso del espectro radioeléctrico
Con la posibilidad de utilizar los canales adyacentes y varios servicios en el mismo canal,
el uso del espectro radioeléctrico se ve muy favorecido.
Además, dada la posibilidad de conformar redes SFN, la planificación se hace mucho más
simple y se traduce en una real economía en el uso del recurso espectral. Las regulaciones que
se van estableciendo en los distintos países procuran sentar ciertas bases legales frente a ésta
nueva alternativa, dando como resultado lo que se conoce como “dividendo digital”11.
3.1.6. Movilidad
La TV móvil es una nueva posibilidad que ofrece la TVD-T. Siguiendo los desarrollos de
la telefonía móvil, la TV digital se ha incorporado al teléfono y a muchos otros dispositivos
portátiles. La forma en que se incorpora el servicio móvil puede ser mediante un receptor
independiente del sistema de telefonía o integrado a la misma red, dependiendo del modelo
de implementación adoptado en cada país y, por lo tanto, fuertemente ligado a las normas y
a la regulación.
El uso creciente de dispositivos móviles capaces de recibir televisión digital, en aquellos
países en donde se está ofreciendo el servicio móvil, por ejemplo Japón, demuestra que hay
importantes cambios en el primetime12, y se registran nuevos máximos de audiencia en los
horarios de almuerzo o a la salida de las oficinas. Estas nuevas experiencias de los usuarios
llevan al desarrollo de programación específica para los teléfonos móviles, como noticias bre-
11 Dividendo digital: es la parte del espectro radioeléctrico que se deja libre cuando se optimiza su uso gracias a la
incorporación de la TV Digital.
12 Primetime: Horario central
30
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
ves, informes meteorológicos, programación personalizada, integración a las redes sociales,
contenidos interactivos, etc.
3.1.7. Interactividad
En cuanto a la interactividad, hasta ahora reservada casi exclusivamente a la computadora y a las conexiones por Internet, en TVD-T se pueden plantear básicamente dos grandes
alternativas:
s Interactividad local: consiste en la ejecución de aplicaciones en el decodificador o receptor
del usuario, las cuales se instalan automáticamente a través de la señal transmitida,
sin que se requieran conexiones adicionales para el receptor. El usuario interactúa mediante el control remoto (u otro dispositivo) con la aplicación recibida desde la planta
transmisora. Algunos ejemplos: juegos, tablas de posiciones en deportes, informes del
tiempo, resumen de noticias, grilla electrónica de programación, etc.
s Interactividad completa: requiere un camino de retorno entre el receptor y los servidores
existentes en Internet o directamente a la planta transmisora. Los caminos de retorno
más comunes son los servicios de ADSL y la telefonía móvil, entre otros. Algunos
ejemplos: votaciones en programas de entretenimiento, aplicaciones educativas con
vinculación directa a docentes, aplicaciones médicas con conexión a hospitales, redes
sociales, compra de productos, etc.
La interactividad se logra emitiendo información adicional a cada servicio desde la
planta transmisora. Esta información es cargada en el decodificador del usuario y puede ser
consultada en cualquier momento, manteniéndose en el dispositivo o interactuando con un
servidor en Internet.
La Figura 7 muestra un posible esquema para interactividad en TVD-T, que utiliza servidores intermedios. Aquí el STB del usuario está conectado a Internet a través de una interfaz
Ethernet. La planta transmisora envía en forma global los datos de interactividad que se cargan
en las memorias de los receptores, de modo que el usuario puede acceder a esa información
cuando lo desee, visualizándola en la pantalla y actuando de acuerdo a sus intereses. Ciertas
acciones de los usuarios se encaminan a través de servidores en Internet y son interpretadas
para devolver una respuesta a la planta transmisora o al STB.
3.1.8. Multiprogramación
En este punto es importante visualizar la diferencia entre los términos canal y señal. Se
llama canal a la anchura de banda disponible en el espectro para transmitir televisión y señal a la
programación que se emite en el canal. En televisión analógica, a cada canal le corresponde una
señal, mientras que en televisión digital en cada canal pueden transmitirse varias señales.
Cuando se transmiten varias señales diferentes en un canal se dice que se utiliza “multiprogramación”. Los servicios de multiprogramación no están igualmente reglamentados en
los distintos países de la región, pues cada administración tiene su propio concepto de multiprogramación, se establecen determinadas jerarquías que definen el grado de robustez de cada
señal y por lo tanto el alcance y la calidad con que será vista dentro del área de cobertura.
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
31
GESTIÓN Y EMISIÓN
DE CONTENIDOS Y
PROGRAMACIÓN
ACTUALIZACIÓN
DE CONTENIDOS
MULTIPLEXOR
SERVICIOS Y
APLICACIONES
INTERNET
SERVIDOR
INTERACTIVIDAD
RETORNO
ADMINISTRADOR
SERVIDOR DE
EMISIÓN Y RETORNO
INTERACCIÓN CON
APLICACIONES
EMISIÓN
CANAL DE
RETORNO
STB
USUARIO
PH ILLIPIN ES
CONTROL
REMOTO
Figura 7: Esquema de interactividad en TVD-T13
3.1.9. Servicios complementarios
La TVD-T en cualquiera de sus normas, ofrece servicios adicionales a la programación
principal. Parte de los bits que se transmiten y llegan al receptor se utilizan para brindar información adicional relacionada al programa que se está transmitiendo, a la estación transmisora
o bien se trata de información de interés general. Muchos de los decodificadores que utilizan
los usuarios poseen una interfaz Ethernet que permite conectarlo a Internet, generando así
un canal de retorno que posibilita la interactividad entre el usuario, la planta transmisora y
determinados sitios alojados en servidores especialmente diseñados para controlarla.
Los siguientes son algunos de los servicios complementarios que pueden brindarse a
partir de la implementación de la TVD-T:
13 Cortesía del proyecto Plataforma de Interoperabilidad y Smart TV para Televisión Digital en el cual participan
los autores. Proyecto Nº 0004 perteneciente al programa FSTics 2010 de la Agencia Nacional de Promoción Científica y Tecnológica (ANPCyT), organismo del Ministerio de Ciencia, Tecnología e Innovación Productiva del
Gobierno Argentino.
32
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
s Información de programación a través de la Guía Electrónica de Programación
(EPG).
s Informaciones varias: horarios y disponibilidad de vuelos, estado del tiempo, datos de
s
s
s
s
s
s
s
equipos y jugadores para las transmisiones deportivas, letras de canciones en eventos
musicales, transcripciones de voz a texto (closed captions), audio de alta calidad y
subtitulado en varios idiomas.
Aplicaciones que se instalan en el decodificador del usuario para ejecutarlas en conjunto
a la programación emitida o posteriormente.
Posibilidad de grabar la programación con protección de derechos de autor.
Ejecución de “widgets”. Se trata de pequeños programas que permiten acceder a innumerables servicios existentes en la web (informe meteorológico, redes sociales, etc.)
Alarmas y alertas (por ejemplo, sistemas de alerta frente a desastres naturales.)
Navegación en Internet, interactividad local y remota.
Integración con diversos aparatos en el hogar, con dos a tres pantallas independientes.
Compras, ventas y transacciones.
4. BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS ESTÁNDARES MUNDIALES DE TVD-T
Existen varias normas de TVD-T en el mundo, que empezaron a desarrollarse a partir de
1990 aproximadamente y que responden a distintos modelos de migración desde analógico a
digital y a criterios de compatibilidad con los sistemas de televisión preexistentes en los países
de origen, además de variados intereses tecnológicos, políticos y económicos. Algunos de los
conceptos teóricos en los que se basan los distintos estándares se conocen desde hace más de
cien años y recién con los avances tecnológicos actuales han podido ser implementados en
circuitos electrónicos. Estos avances son cada vez más acelerados y por lo tanto, los distintos
centros de desarrollo han pensado sus normas en función de las posibilidades tecnológicas
disponibles en un determinado momento, dando origen a cuatro normas y a su vez a distintas
versiones de las mismas. Estas normas son:
s ATSC (Advanced Television Systems Committee), Estados Unidos de América.
s DVB-T (Digital Video Broadcasting -Terrestrial), Europa.
s ISDB-T (Integrated Services of Digital Broadcasting -Terrestrial), Japón.
s ISDB-Tb introduce modificaciones propuestas por Brasil.
s DMB-T (Digital Multimedia Broadcasting - Terrestrial), China. También es conocido
como DTMB.
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
33
4.1. Adopción de los estándares en los distintos países del mundo
Cada país ha adoptado, o está próximo a hacerlo, alguna de las cuatro propuestas. El
mapa mundial de la Figura 8 muestra cómo se han distribuido los estándares, con información
actualizada al mes de abril de 201114.
ATSC
ISDB-T
DVB-T
DMB-T
DVB-T2
S/NORMA
Figura 8: Estándares de TVD-T en los distintos países del mundo
4.2. Clasificación de los estándares de TVD-T
Para analizar las características generales de los distintos estándares, es interesante clasificarlos considerando la manera en la que cada uno utiliza la anchura de banda disponible
del canal.
14
En el siguiente link se encuentra disponible una planilla con el despliegue mundial de la normas de TVD-T,
considerando cada país del mundo: http://www.dvb.org/about_dvb/dvb_worldwide/DTT-deployment-201105-06.xls
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
Desde ese punto de vista, los sistemas de TVD-T se pueden clasificar en dos grandes grupos,
teniendo en cuenta la cantidad de portadoras que utilizan para el transporte del flujo binario de
datos y la forma en la que se agrupan esas portadoras. La Tabla 1 presenta esta clasificación.
Clasificación
Estándar
Características
Portadora única
ATSC
El flujo de bits se transmite modulando una portadora con 8 niveles de amplitud en banda lateral
vestigial (8-VSB1).
Banda no
segmentada
DVB-T
DVB-T2
DMB-T
El flujo de bits se transmite distribuyéndolo sobre
miles de portadoras que ocupan la totalidad de la
anchura de banda del canal (OFDM2)
Banda
segmentada
ISDB-T
ISDB-Tb
El flujo de bits se transmite en miles de portadoras, las cuales se encuentran agrupadas en 13
bloques o segmentos, Cada flujo de programación
se distribuye en agrupamientos de segmentos
(BST-OFDM3 )
Multiportadora
Tabla 1: Clasificación de los estándares de TVD-T
Los estándares de TVD-T tienen varias similitudes en su estructura general. En la Figura 9
se muestran los bloques funcionales más importantes y sus funciones principales, que a grandes
rasgos se explican a continuación.
SEÑAL 1
Formatos
LD / SD / HD
Video
Audio CODIFICACIÓN
Salida
Antena
Flujo de
transporte
Datos
MPEG-2
MPEG-4AVC / H264
SEÑAL N
EPG, Data Carrousel
Service ID, etc.
MULTIPLEXOR
34
TS
CODIFICACION
DEL CANAL
Aleatorización
Codificación Interna
Codificación Externa
Redundancia
Entrelazado
Jerarquías
MODULACION
Mapeo
Modulación de portadora/s
Sincronización
Entrelazado de Frecuencia
Entrelazado de Tiempo
Figura 9: Bloques funcionales de un transmisor de TVD-T
CONVERSION
AMPLIFICACION
DE RF
Conversión de
frecuencia
Ecualización
Amplificación de RF
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
35
s Codificación: El video y el audio digitalizados son codificados para reducir la veloci-
s
s
s
s
dad de transferencia, lo que implica reducir la tasa binaria de cada flujo con la menor
pérdida de calidad posible. De acuerdo a cada norma, se utiliza para el video el perfil
principal MPEG-2 (ISO/IEC 13818-2) y MPEG-4AVC/H264, mientras que para el
audio se emplean Dolby AC-3, MPEG-2 Layer II y MPEG-2 AAC.
Multiplexor: Conforma el flujo de transporte de paquetes de bits correspondientes a
cada señal de video, audio y datos de cada servicio, entrelazando las secuencias de los
distintos servicios, agregando la información adicional correspondiente a la planta
transmisora. Si bien cada estándar tiene sus particularidades, todos utilizan el modelo
de transporte correspondiente a MPEG-2 TS (ISO/IEC 13818-1).
Codificación del Canal: Para proteger los datos a transmitir frente a las características
propias e indeseadas del canal de propagación, tales como el ruido, las interferencias
por múltiples trayectos y otras señales indeseadas, se agrega redundancia a los bits de
datos, se aleatorizan y entrelazan las secuencias de bits y se establecen jerarquías en
las señales a transmitir. Básicamente, se utiliza codificación externa Reed-Solomon,
codificación interna Trellis y convolucional con punzonado de tasa variable. Los
estándares más recientes, utilizan codificaciones avanzadas como BCH y LDPC15,
entrelazado externo, interno, de frecuencia y de tiempo.
Modulación: En estos bloques se define la forma de transportar los datos binarios,
aplicando esquemas de modulación digital a una portadora o a miles de portadoras de
acuerdo al estándar. También se agrega la información de sincronización necesaria para
que el receptor se ajuste al patrón de transmisión y pueda realizar el proceso inverso,
recuperando los datos originales. Se realiza un entrelazado de frecuencias y de tiempo
para mejorar la inmunidad frente a las interferencias en el camino de transmisión.
En cuanto a la modulación de las portadoras, se utiliza 8-VSB para portadora única
o DQPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM y hasta 256-QAM para los sistemas OFDM,
con intervalos de guarda seleccionables y en tres modos diferentes.
Conversión-amplificación de RF: En estas etapas se conforma la anchura de banda
de emisión mediante filtros que eliminan o atenúan las emisiones no deseadas sobre
los canales adyacentes. También se hacen ajustes de linealidad y recortes en la señal de
radiofrecuencia. En los pasos finales se realiza una conversión que lleva la señal desde
una frecuencia intermedia (FI) hasta la frecuencia de emisión del canal. Por último se
amplifica potencia hasta obtener el nivel necesario para conseguir el área de cobertura
buscada para el servicio considerado.
15 BCH: Bose-Chaudhuri-Hocquenghem y LDPC: Low-Density-Parity-Check. Son códigos de corrección de error
de alta eficiencia.
36
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
4.3. ATSC
Desarrollado en los Estados Unidos por el Advanced Television Systems Commitee16
(ATSC), para reemplazar el estándar analógico NTSC, fue adoptado formalmente por la FCC
en 1995, bajo la Norma A/53.
El desarrollo fue orientado hacia los servicios de TVD-T gratuitos en alta definición
(HDTV) sobre canales de 6 MHz, que transmiten una señal en cada canal, aunque también
puede utilizarse para multiprogramación con señales de baja resolución y canalizaciones de
7 y 8 MHz.
ATSC se adapta tanto a la televisión fija como a la portátil y móvil y para esta última se
utiliza una versión de ATSC conocida como ATSC M/H. También se utiliza para la TV por
cable digital en varios países. ATSC se ha desarrollado de manera importante en los últimos
años, principalmente por la evolución de los receptores y sus decodificadores.
Se han hecho algunos avances en aplicaciones de redes de frecuencia única y servicios
interactivos, aunque ATSC no fue diseñado específicamente con ese fin. En cuanto al sistema
de modulación y codificación digital, emplea una codificación de Trellis en ocho niveles y
modulación de la portadora en banda lateral vestigial 8-VSB17 de 8 niveles, insertando una
señal piloto como referencia para el receptor. La capacidad de transporte de datos llega a los
19,40 Mbps para canalizaciones de 6 MHz. El sistema fue desarrollado para replicar el área
de cobertura del servicio analógico y convivir con NTSC durante el período de servicios simultáneos (simulcasting).
Dispone de mecanismos de protección contra distintas interferencias, tanto de estaciones
analógicas como digitales adyacentes o en cocanal y frente a ruidos que se suman sobre la señal
principal en el trayecto de transmisión, o por interferencias en el receptor cuando es afectado
por múltiples reflexiones de la señal.
En la Figura 10 se muestra el diagrama en bloques del transmisor ATSC. Las distintas
señales a transmitir se multiplexan con el agregado de información adicional y se conforma
un flujo único MPEG-2 TS. Luego sigue la conformación de tramas, la codificación FEC en
distintas etapas y el agregado de las señales de sincronismo, inserción del piloto de referencia,
la modulación 8-VSB, y finalmente las etapas de conversión, filtrado y amplificación de RF a
la frecuencia de transmisión.
16
Sitio Oficial de ATSC: http://www.atsc.org/cms/
17 8-VSB: 8-Level Vestigial Side Band
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
MAPEO DE
SÍMBO LO S
A MPLIFICADO R DE
RF
MO DULADO R
8-VSB
INSERCIÓ N DE
PIL O TO
CO NV ERSO R DE
FRECUE NCIA
RADIOFRECUENCIA
MODULACIÓN
INSERCIÓ N DE
SINC RO NISMO S
CO DIFICADO R ENT RE LAZADO R
TREL LIS
CO DIFICADO R RS
(207-187-10)
ENTRE L AZA DO R DE
BYT ES
CODIFICACIÓN DE CANAL
AL EA TO RIZADO R
MPEG-2 TS
SINC RO NIZADO R DE
TRAMA
ENTRADA
37
SINCRONISMO
DE SEGMENTO
SINCRONISMO
DE CAMPO
INSERCIÓN
DE TENSIÓN
Figura 10: Diagrama en bloques del transmisor ATSC
En la Figura 11 se muestra el espectro de la señal ATSC, para una canalización de 6MHz de
anchura de banda. En el extremo izquierdo de puede observar la señal piloto de referencia.
38
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
Amplitud
Piloto
Frecuencia
CANAL DE 6 MHz
Figura 11: Espectro de la señal ATSC
4.4. DVB-T
Desarrollado en Europa por un consorcio integrado por organizaciones públicas y privadas en el denominado Digital Video Broadcasting Project18. DVB comprende un conjunto
de normas que se aplican a distintos servicios de datos, video y audio, como DVB-T, DVB-S y
DVB-C para televisión terrestre, por satélite y cable respectivamente19. DVB-T fue diseñado
para operar en bandas de UHF con canalizaciones de 6, 7 u 8 MHz, haciendo un uso eficiente
del espectro y teniendo en cuenta las complicaciones que se presentan en los países europeos
a la hora de asignar frecuencias.
En el diseño de DVB-T se ha considerado el funcionamiento en condiciones adversas del
canal de comunicación en cuanto a ruido y propagación por trayectorias múltiples. Una de las
características más importantes de DVB-T es la posibilidad de configurar redes SFN. El modulador puede ser ajustado para distintas situaciones y entornos, mostrando una gran flexibilidad,
permitiendo transmisiones para dispositivos de recepción fijos, portátiles o móviles.
La capacidad de transporte de datos depende de la configuración del sistema, disminuyendo sustancialmente para servicios móviles o portátiles pero con una robustez de señal que
asegura una señal correcta y un servicio de gran calidad en estos receptores.
18
EUROPEAN BROADCASTING UNION, "Digital Video Broadcasting (DVB), Framing structure, channel
coding and modulation for digital terrestrial television", 2004 [en línea], Final draft ETSI EN 300-744 v1.5.1 Dirección URL: <http://www.etsi.org/deliver/etsi_en/300700_300799/300744/01.05.01_40/en_300744v010501o.
pdf>, [s. f].
19 DIGITAL VIDEO BROADCASTING, "Standards & Bluebooks", [en línea]. Dirección URL: <http://www.
dvb.org/technology/standards/>, [s. f].
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
39
CODIFICADOR
CONVO LUCIONAL
ENTRELAZADOR
DE BY TES
CODIFICADO R RS
(204-188-8)
20 OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing
AMPLIFICADOR
DE RF
CODIFICADOR
CONVO LUCIONAL
INT ERVALO
DE GUARDA
ENTRELAZADOR
DE BY TES
Figura 12: Diagrama en bloques del transmisor DVB-T
IFFT
CODIFICADO R RS
(204-188-8)
INSERCIÓ N
DE PILOT OS
MAPEO DE
SÍMBO LOS
IP (DVB-H)
HP Alta
Prioridad
ENTRELAZADOR
DE BITS
CO NFORMACIÓN
DE CUADRO
SD Móvil
MULT IPLEXO R
Flujo de
Transporte
TS
ALEATORIZADOR
SEÑAL N
LP Baja
Prioridad
ALEATORIZADOR
SEÑAL 1
MULT IPLEXO R
El sistema transporta los datos modulando miles de portadoras dentro de la anchura de
banda del canal, empleando la multiplexación OFDM20. Los datos son codificados antes de
ser transmitidos, introduciendo un sistema de corrección FEC que agrega redundancia en la
información, y hace posible la detección y corrección de errores en receptor. DVB-T tiene dos
modos de trabajo, 2K y 4K según la cantidad de portadoras que se transmiten y tres métodos de
modulación digital QAM. Previo a la transmisión, se agrega a la señal un intervalo de guarda
ajustable, que proporciona protección contra la interferencia de trayectorias múltiples.
La tasa binaria varía entre los 3,7 Mbps y 23,7 Mbps en canales de 6 MHz. La mayor
velocidad de transporte se consigue con modulación 64-QAM, intervalo de guarda de 1/32 y
relación de codificación convolucional de 7/8.
Salida
Antena
40
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
DVB-T originalmente fue pensado para proporcionar servicios de multiprogramación
con diversas calidades de video y audio, permite jerarquizar los flujos de datos hasta en dos
niveles o capas, y garantiza coberturas diferenciales.
En la Figura 12, se muestran los distintos bloques funcionales que componen el transmisor. A la entrada ingresan las señales a transmitir divididas en dos jerarquías, y se obtienen en
los multiplexores los flujos MPEG-2 TS LP y HP, que luego ingresan en forma separada a las
etapas de corrección FEC. Ambos flujos se suman en el entrelazador de bits, luego se realiza
el mapeo de símbolos, la conformación del cuadro OFDM y se añaden las portadoras piloto
y demás elementos de sincronización. La señal de RF en el dominio del tiempo se genera en el
bloque de transformada rápida inversa de Fourier (IFFT), sigue con la inserción del intervalo
de guarda y finalmente el filtrado y la conformación del canal de transmisión.
En la Figura 13 se muestra el espectro de la señal DVB-T, para una canalización de 6MHz
de anchura de banda. Las más de mil portadoras conforman un bloque de igual amplitud y los
datos se transmiten modulando a cada una de las portadoras.
Amplitud
Frecuencia
CANAL DE 6 MHz
Figura 13: Espectro de la señal DVB-T
4.5. ISDB-T
Sus siglas significan Integrated Services for Digital Broadcasting-Terrestrial y fue desarrollado por la Asociación de Empresas e Industrias de Radio del Japón, ARIB21. Fue pensado fundamentalmente para transmisiones terrestres (ISDB-T) y satelitales (ISDB-S), con la
posibilidad de transmitir multiprogramación de señales LD, SD y HD, y dispone de grandes
facilidades para establecer jerarquías que permitan llegar al receptor con distintos parámetros
de calidad que contemplen las mas variadas situaciones.
ISDB-T permite la transmisión de audio y video, gráficos, textos, programas informáticos
e información de programación que pueden ser descargadas en el decodificador del usuario. El
21 ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESS, [en línea]. Dirección URL: <http://www.arib.
or.jp/english/>, [s. f].
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
41
sistema transporta los bits modulando con datos codificados miles de portadoras dentro del
canal. La anchura de banda total se divide en 14 segmentos, de los cuales 13 están ocupados
con portadoras. El segmento restante se reparte en ambos extremos del canal para conformar
las bandas de guarda que separan la emisión de los canales adyacentes. Esta forma particular de
dividir el espectro se conoce como transmisión OFDM en banda segmentada (BST-OFDM22)
y es propio de ISDB-T.
Desde su origen, se contempló la posibilidad de transmitir programación para dispositivos móviles y portátiles, utilizando especialmente para este servicio el segmento central. Este
segmento es conocido como “one-seg”.
En ISDB-T se pueden establecer tres jerarquías o capas (A, B y C) donde se ubican las
señales a ser transmitidas, y seleccionar para cada caso la cantidad de segmentos y los parámetros FEC y esquemas de modulación que se deseen. Según la cantidad de portadoras que se
utilizan, hay tres modos de operación: Modo 1 con 1405 portadoras, Modo 2 con 2809 y Modo
3 con 5617. Como se estudiará más adelante, esto posibilita disponer de una gran variedad de
intervalos de guarda, que lo hacen muy adecuado para adaptarse a una diversidad de entornos
de transmisión, además de poder configurar redes de frecuencia única (SFN).
4.5.1. ISDB-T Internacional (ISDB-Tb)
El gobierno Brasileño definió los lineamientos para la TVD-T en noviembre de 2003, y puso
en marcha el Sistema Brasileño de Televisión Digital Terrestre (SBTVD-T). Bajo este marco se
estableció una alianza con el gobierno japonés que permitió introducir algunas modificaciones
al estándar ISDB-T, para adecuarlo a ciertas necesidades planteadas por Brasil. En virtud de
dichas modificaciones, surgió el estándar ISDB-Tb, también conocido como ISDB-T Internacional, que fue adoptado por Brasil en junio de 2006. Uno de los acuerdos celebrados entre
ambos países estableció la necesidad de difundir el estándar en toda la región, con el objetivo
de formar un conglomerado que permitiera disminuir los costos de implementación y generara
nuevas industrias relacionadas con la televisión. En Brasil, el organismo de estandarización es
la ABNT23 y sus normas serán el objeto de estudio y análisis en este libro.
En la Figura 14 se muestran los bloques que conforman el transmisor, donde ingresan
las distintas señales o programaciones al remultiplexor (REMUX). Este último es un proceso
específico de ISDB-T, en donde se realiza la multiplexación de las señales y se agrega información que permite definir los parámetros de transmisión. A su salida, entrega un flujo especial
de datos denominado BTS (Broadcast Transport Stream), que utiliza el formato TS MPEG-2.
Le siguen las etapas de corrección FEC que procesan los datos en tres capas jerárquicas. A cada
señal o grupos de señales a transmitir se les asigna una de las tres capas, a fin de seleccionar
los parámetros de transmisión en forma independiente. También se le asigna a cada capa un
número determinado de segmentos en función de la tasa de datos que se necesite en cada una.
22 BST-OFDM: Band Segmented Transmission-OFDM
23 ASSOCIAÇÃO BRASILEIRA DE NORMAS TÉCNICAS, [en línea]. Dirección URL: <http://www.abnt.org.
br/>, [s. f].
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
LD Móvil
CODIFICADOR
CONVOLUCIONAL
ENTRELAZADO
DE FRECUENCIA
ALEATORIZADOR
ENTRELAZADO DE
BITS
CONFORMACIÓN
DE CUADRO
IFFT
MAPEO
AJUSTE DE
RETARDO
COMBINADOR
JERÁRQUICO
SEÑAL N
DIVISOR
JERARQUICO
SEÑAL 1
CODIFICACIÓN
EXTERNA R-S
Si se transmite una señal destinada a dispositivos móviles, se utiliza la capa A asignándole un
segmento (one-seg).
Para la corrección FEC se emplea el código Reed-Solomon y la codificación convolucional.
También se incluyen los bloques de aleatorización, entrelazado de bytes, entrelazado de bits y
mapeo, con las correspondientes ecualizaciones de retardo, finalizando con los entrelazados
de tiempo y de frecuencia. Le siguen las etapas de conformación del cuadro OFDM, donde
se incorpora la información auxiliar y de control. Finalmente, se genera la señal OFDM en el
dominio del tiempo por aplicación de la IFFT, seguida por la inserción del intervalo de guarda
y la conformación final de la señal de salida en radiofrecuencia, hasta la antena transmisora.
ISDB-Tb realiza un entrelazado de tiempo como protección contra interferencias de corta
duración, que consiste en retrasar a las portadoras que forman los segmentos, con el objetivo
de que las secuencias de datos no sean transmitidas en un mismo instante. También se aplica
un entrelazado de frecuencia que cambia la posición de los datos entre los segmentos y dentro
de ellos, a fin de evitar que se distribuyan sobre portadoras contiguas, reduciendo los riesgos
de pérdidas de datos por desvanecimiento selectivo. En cuanto a la transmisión para receptores
móviles, ISDB-Tb reserva el segmento central del espectro transmitido, el cual incluye todas
las señales necesarias para que el receptor pueda sintonizarlo y decodificarlo individualmente.
Esto permite reducir el consumo de baterías por la menor necesidad de procesamiento. Es
importante aclarar que el entrelazado de frecuencia no se aplica al segmento central cuando
éste se destina al servicio móvil.
REMULTIPLEXOR
42
INTERVALO
DE GUARDA
PILOTOS Y
SEÑALES DE
CONTROL
Figura 14: Diagrama en bloques del transmisor ISDB-Tb
ENTRELAZADO
DE BYTES
ENTRELAZADO
DE TIEMPO
CONVERSION
AMPLIFICACION RF
Salida
Antena
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
43
En la Figura 15 se muestra el espectro de la señal ISDB-Tb, para una canalización de
6 MHz de anchura de banda. El segmento número 0 corresponde a one-seg y su uso no es
obligatorio.
Amplitud
11 9 7 5 3 1 0 2 4 6 8 10 12
Frecuencia
CANAL DE 6 MHz
Figura 15: Espectro de la señal ISDB-Tb
4.6. DMB-T (DTMB)
El sistema DMB-T fue desarrollado en la Universidad de Tsinghua en Pekín y publicado
en el año 2006 bajo la denominación “Framing Structure, Channel Coding and Modulation
for Digital Television Terrestrial Broadcasting System”24 y comenzó a aplicarse en China a
mediados de 2007.
Las siglas DMB-T significan Digital Multimedia Broadcasting Terrestrial, un estándar
diseñado inicialmente para canalizaciones de 8 MHz de anchura de banda, pero que también
puede aplicarse a canales de 6 y 7 MHz.
Fue pensado para la transmisión de multiprogramación, incluyendo señales de alta
definición y señales para dispositivos fijos, portátiles y móviles con resoluciones estándar y
bajas (SDTV y LDTV) dentro de la misma anchura de banda. Tiene una elevada capacidad
de transporte que llega a los 22 Mbps en canales de 6 MHz. El transporte de datos se realiza
modulando miles de portadoras y a diferencia de DVB-T e ISDB-T, utiliza un método de multiplexación denominado TDS-COFDM (Time Domain Synchronous – Coded Orthogonal
Frequency Division Multiplexing).
En DMB-T se pueden configurar dos modos de transmisión, que fueron pensados para
resolver específicamente la problemática planteada por la extensión del territorio chino y sus
24 DMB-T especificado en GB20600-2006
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
múltiples escenarios: ADTB-T (Advanced Digital Television Broadcasting Terrestrial) con
portadora única y DMB-T con 3780 portadoras (4K) y dos opciones de intervalos de guarda.
Los esquemas de modulación son QPSK, 16-QAM y 64-QAM. Emplea codificación BCH y
LDPC para la corrección adelantada de error y también se aplica entrelazado de frecuencia y
de tiempo.
Por ser una norma de reciente desarrollo, tiene una gran robustez para servicios fijos y
móviles frente a condiciones adversas de propagación, y logra una mayor área de cobertura
para la misma potencia transmitida en comparación con las otras normas. Al igual que los
otros sistemas OFDM, admite el funcionamiento con redes SFN.
En la Figura 16 se muestran los bloques del transmisor DMB-T. La codificación de alta
eficiencia, BCH y LDPC trae aparejada una mejora importante dentro del área de cobertura en
comparación con otros sistemas. El intervalo de guarda se forma con la inserción de un código
PN (Pseudo-Random Noise), lo cual permite una sincronización más rápida y una mejor estimación del canal de transmisión. Para aplicaciones específicas, el sistema, puede configurarse
en el modo de portadora única, aunque lo más habitual es utilizar las 3780 portadoras. Para
este último caso, el espectro de transmisión es similar a la Figura 13. Para mayores detalles
sobre el estándar DMB-T, se puede consultar la referencia25.
SEÑAL 1
SEÑAL N
MULTIPLEXOR
44
Flujo de
Transporte
TS
ALEATORIZADOR
CODIFICADOR
EXTERNO BCH
CODIFICADOR
INTERNO LDPC
MAPEO
ENTRELAZADO
DE TIEMPO
Salida
Antena
ENTRELAZADO
DE FRECUENCIA
CONFORMACIÓN
DE CUADRO
INFORMACION
DEL SISTEMA
IFFT
COMBINADOR
CONVERSION
AMPLIFICACION RF
ENCABEZADO
DE CUADRO
PN
Figura 16: Diagrama en bloques del transmisor DMB-T
25
Desde el sitio de la Comisión Nacional de Televisión de Colombia, se puede acceder a dos informes sobre DMB-T:
http://www.cntv.org.co/cntv_bop/tdt/presentaciones_agosto_13/estandar_chino.pdf
http://www.cntv.org.co/cntv_bop/tdt/presentaciones_agosto_13/estandar_chino2.pdf
CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL
45
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C
A
P
Í
T
U
L
O
2
ELEMENTOS DE ANÁLISIS
ESPECTRAL Y ANÁLISIS
DE FOURIER
1. INTRODUCCIÓN
Frecuentemente se percibe cierta confusión entre los ingenieros y técnicos que se enfrentan
por primera vez con estas herramientas de análisis. Incluso, los profesionales que ya poseen un
buen manejo del tema, se sienten desconcertados frente a la lectura de diferentes textos sobre
OFDM y sus herramientas analíticas asociadas. Algunos libros resultan muy difíciles de leer,
pues para fundamentar los temas emplean desarrollos matemáticos demasiado complicados.
En cambio, otros simplifican demasiado el tratamiento de los conceptos más importantes y es
prácticamente imposible deducir de qué manera se llega a los resultados que se presentan, los
que muchas veces aparecen sin que medie ninguna justificación razonable. Los apartados que
siguen intentarán facilitar la comprensión de los conceptos básicos necesarios para el análisis
espectral y el análisis de Fourier, haciendo hincapié en la Transformada Discreta de Fourier,
que hace posible la implementación práctica de la multiplexación OFDM. Para poder abordar
ambos temas, será necesario hacer un rápido repaso de los números complejos y sus operaciones
asociadas. Si bien el lector experimentado puede saltear este apartado, se recomienda hacer
una revisión de las principales operaciones con números complejos, ya que es un requisito
importante para la comprensión de los temas que seguirán más adelante.
47
48
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
2. NÚMEROS COMPLEJOS
Este breve apartado está destinado a recordar las distintas formas de representar analítica
y gráficamente los números complejos y a revisar las operaciones más importantes que serán
utilizadas a lo largo de este trabajo. La teoría y los desarrollos matemáticos sobre números
complejos son bastante extensos y la bibliografía disponible, abundante, razones por la cuales
aquí solo se verán los conceptos más importantes.
Un numero complejo S1 esta formado por una parte real denominada i y otra imaginaria
llamada q. La manera más común de expresarlo es a través de su forma rectangular:
S=i+jq
(1)
El número S puede representarse sobre un sistema de ejes cartesianos por lo menos de dos
maneras diferentes: La Figura 1 a) corresponde a la forma rectangular, mientras que la Figura
1 b) es la representación polar.
Aplicando el Teorema de Pitágoras y algo de cálculo trigonométrico a la Figura 1 a) se
obtiene el equivalente polar:
Z = i2 + q2
(2)
y
⎛q⎞
ϕ = tg −1 ⎜ ⎟
⎝i⎠
En la teoría de los números complejos se estudian dos expresiones extremadamente útiles
para el Análisis de Fourier y las técnicas de Procesamiento Digital de Señales (DSP), que son
conocidas como identidades de Euler:
(3)
e jϕ = cosϕ + jsen ϕ
(4)
e−jϕ = cosϕ − jsen ϕ
A partir de la Figura 1 b) resulta sencillo deducir que:
i = Z ⋅ cosϕ
(5)
y
q = Z ⋅ sen ϕ
Eje imaginario Q
Eje imaginario Q
S = i + jq
q
S =Z
q
Z
Eje real I
Eje real I
a)
i
i
b)
Figura 1: Representaciones gráficas del número complejo S
1
La conveniencia de llamar S a un número complejo, i a la parte real y q a la imaginaria, dejando de lado la nomenclatura matemática más corriente, quedará evidenciada en capítulos posteriores.
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
49
Por lo tanto, el número complejo S también puede escribirse de esta manera:
(6)
S = Z cosϕ + jZsen ϕ
Sacando factor común Z y empleando la ecuación (3), la forma polar para representar
al complejo S es:
(7)
S = Z e jϕ
Esta expresión también suele escribirse de manera abreviada:
(8)
S = Z∠ϕ
2.1. Operaciones de rotación en el plano complejo
Una operación muy utilizada para analizar la composición de espectros de frecuencia es
la rotación angular de 90º en el plano complejo.
Para comprender su funcionamiento, por ejemplo si se multiplica sucesivamente el número real puro “a” por la unidad imaginaria “j”, se obtendrán como resultado los siguientes
valores:
xj
xj
xj
xj
a ⎯⎯
→ ja ⎯⎯
→ −a ⎯⎯
→ −ja ⎯⎯
→a
Haciendo lo mismo, pero con un valor negativo de j:
x(− j)
x(− j)
x(− j)
x(−j)
a ⎯⎯⎯
→ −ja ⎯⎯⎯
→ −a ⎯⎯⎯
→ ja ⎯⎯⎯
→a
El primer caso representa una rotación antihoraria en el plano complejo, mientras que
el segundo equivale a una rotación en sentido horario. Ambas operaciones pueden verse en la
Figura 2 a) y b), respectivamente.
El razonamiento es igualmente válido para cualquier número complejo y por lo tanto,
se puede afirmar que si se multiplica un número S1 por ±j , se obtiene un nuevo número S2,
operación que es equivalente a girar el vector que representa a S1 en ±90º .
50
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
Eje imaginario Q
Eje imaginario Q
ja
x
ja
xj
j
a
-a
x
Eje real I
a
-a
xj
j
x(-j)
x(-j)
x(-j)
-j a
Eje real I
x(-j)
-j a
a) Rotación en sentido antihorario
b) Rotación en sentido horario
Figura 2: Operaciones de rotación en el plano complejo
Las operaciones de rotación también pueden ser descriptas con ayuda de las identidades de
Euler.
π
En efecto, haciendo ϕ = en las ecuaciones (3) y (4) se tendrá:
2
π
⎛π⎞
⎛π⎞
j
e 2 = cos ⎜ ⎟ + jsen ⎜ ⎟ = 0 + j
⎝2⎠
⎝2⎠
(9)
j
(11)
π
e2 =j
(10)
e
(12)
−j
π
2
⎛π⎞
⎛π⎞
= cos ⎜ ⎟ − jsen ⎜ ⎟ = 0 − j
⎝2⎠
⎝2⎠
e
−j
π
2
= −j
2.2. Fasores complejos
El valor angular o fase ϕ puede tratarse de una función del tiempo, para un valor de
frecuencia ω0 determinada. En este caso:
(13)
ϕ(t) = ω0t
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
51
Si además Z=1, el número complejo S = Z e±jϕ se transforma en un vector giratorio de
frecuencia f0 y modulo unitario, que se conoce como fasor. En la Figura 3 se representan dos
fasores girando en sentidos opuestos, a la frecuencia angular ±ω0 .
Figura 3: Fasores complejos
3. ELEMENTOS DEL ANÁLISIS ESPECTRAL
Las funciones senoidales y cosenoidales son ampliamente utilizadas para representar
todo tipo de señales. Es más, el análisis espectral consiste en la caracterización de una señal
mediante este tipo de componentes, de distintas frecuencias.
Volviendo un instante a la Figura 3, se observa que si se suman los fasores S1 y S2 , las
partes imaginarias se cancelarán mutuamente, dando como resultado un número real puro.
En efecto:
(14)
(15)
S1 + S2 = e
jω0t
+e
−jω0t
= cosω0t + jsen ω0t + cosω0t − jsen ω0t
S1 + S2 = 2 cosω0t
Despejando cosω0t , se tiene:
(16)
(17)
cosω0t =
S1 + S2
cosω0t =
2
=
e
jω0t
+e
2
−jω0t
1 jω0t 1 −jω0t
e + e
2
2
52
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
Mediante un razonamiento similar se puede demostrar que:
(18)
(19)
sen ω0t =
e
jω0t
−e
2j
−jω0t
1 jω t 1 −jω t
sen ω0t = − je 0 + je 0
2
2
Puede verse que cada expresión es la suma de dos exponenciales complejas: una contiene
frecuencias de valor positivo y la otra, las frecuencias negativas. Esta particularidad es de
fundamental importancia para el análisis espectral, pues revela que cuando las componentes
senoidales y cosenoidales de una señal son expresadas mediante funciones exponenciales
complejas, las componentes de frecuencia negativa quedan automáticamente incluidas.
El plano complejo I-Q, excepto por el valor instantáneo de la fase, no proporciona ninguna
información relativa a la frecuencia. En este sentido, si se utilizan funciones cosenoidales y
senoidales para representar valores reales e imaginarios respectivamente, estos también podrán
ser asociados a las correspondientes formas de onda en función del tiempo, de acuerdo a lo
que puede verse en la Figura 4 a) y b). Por otra parte, las ecuaciones (17) y (19) admiten ser
interpretadas en el dominio de la frecuencia y en este caso, las exponenciales complejas serán
sus componentes espectrales en lugar de fasores giratorios, tal como lo muestra la Figura 4
c) y d). Finalmente, es posible combinar el plano complejo I-Q con el eje de las frecuencias,
obteniéndose las gráficas de la Figura 4 e) y f).
Figura 4: Componentes espectrales de funciones seno y coseno
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
53
3.1. Suma de espectros de frecuencia
Es interesante visualizar de qué manera puede obtenerse un espectro de frecuencias de
valores positivos únicamente. Aplicando una operación de rotación antihoraria (multiplicación
por “j”) a las componentes imaginarias de la función seno y luego sumándolas a las componentes
reales de la función coseno se consigue ese resultado. El proceso se muestra en la Figura 5 y,
como puede verse, el resultado es igual al de la ecuación (15), obtenida por cálculo analítico.
Eje imaginario Q
xj
Eje imaginario Q
Eje real I
- f0
Eje real I
+
f0
Eje imaginario Q
- f0
Eje real I
=
f0
xj
Frecuencia
f0
Frecuencia
Frecuencia
b) Espectro de la función
coseno
a) Rotación antihoraria del
espectro de la función seno
c) Espectro resultante
Figura 5: Obtención de un espectro de frecuencias positivas
También puede lograrse un espectro de frecuencias de valores negativos, cambiando el
sentido de la rotación a las componentes senoidales (multiplicación por “- j”). La Figura 6 es
ilustrativa de este caso.
Eje imaginario Q
Eje imaginario Q
Eje imaginario Q
x (-j)
Eje real I
Eje real I
Eje real I
- f0
- f0
f0
+
=
- f0
f0
x (-j)
a) Rotación horaria del
espectro de la función seno
Frecuencia
Frecuencia
b) Espectro de la función
coseno
Frecuencia
c) Espectro resultante
Figura 6: Obtención de un espectro de frecuencias negativas2
2
Richard G. LYONS, Understanding Digital Signal Processing, New Jersey, Prentice Hall PTR, 2001.
54
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
3.2. Transformada de Hilbert
La transformada de Hilbert es una operación especial de rotación de ±90º cuyo sentido
es dependiente del signo de la frecuencia. El giro resulta horario (multiplicación por –j) para
las frecuencias positivas y antihorario (multiplicación por j) para las frecuencias negativas. La
Figura 7 muestra en detalle de que manera opera esta transformada. En a) y b) se muestran los
espectros de las funciones coseno y seno, en c) puede verse la función de transferencia H(f) de
la transformada de Hilbert y en d) y e) los espectros transformados.
Eje imaginario Q
Eje imaginario Q
xj
Eje real I
-f0
Eje real I
-f0
f0
f0
x (-j)
Frecuencia
H(f)
Frecuencia
+j
a) Espectro de la función
coseno
f
Eje imaginario Q
d) Espectro de la función
seno
Eje imaginario Q
-j
Eje real I
-f0
c) Transformada
de Hilbert
xj
Eje real I
-f0
f0
Frecuencia
b) Espectro de la función
seno
f0
x (-j)
Frecuencia
e) Espectro de la función
menos coseno
Figura 7: Transformada de Hilbert
3.3. Mezcla de frecuencias
Otra operación de gran importancia para el análisis y la manipulación de componentes
espectrales es la traslación de frecuencias, conocida también como conversión, mezcla compleja
o también producto.
Dada una señal s1(t) = ejωit, su producto con la señal s2(t) = e±jω0t en el dominio del tiempo,
da como resultado una convolución en el dominio de la frecuencia, que es equivalente a un desplazamiento o traslación cuyo sentido dependerá del signo de la exponencial de la señal s2(t):
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
s1(t) x ejω0t
s1(t) x e-jω0t
(20)
55
traslación positiva
traslación negativa
Por ejemplo, considerando la traslación positiva de frecuencia ω0, se tendrá:
s1(t) × e
(21)
jω0t
=e
jωi t
e
jω0t
=e
j(ωi +ω0 )t
=e
j2π(fi +f0 )t
En la Figura 8, pueden verse traslaciones de frecuencia en los dos sentidos, aplicadas a un
conjunto de componentes espectrales reales (banda de frecuencias). La frecuencia fi se utiliza
de manera genérica para representar a todas las componentes.
Figura 8: Traslación de componentes de frecuencia
3.4. Mezcla en cuadratura de frecuencias
Finalmente se analizará la mezcla en cuadratura de bandas de frecuencias. Si bien las
características de un típico modulador en cuadratura son ampliamente conocidas, en este
apartado se profundizará en los aspectos relativos a la composición del espectro complejo.
En determinadas aplicaciones, suele ser necesario que una banda de frecuencias X(f) de
anchura BW este centrada en el origen es decir, que su frecuencia central sea cero.
A
X
D
BW
X(f)
cos 0 t
sen 0t
- f0
_
+
f
f0
A
D
Figura 9: Mezcla en cuadratura
56
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
Si f0 es la frecuencia central de la banda definida por X(f), se pueden determinar los
resultados producidos por la mezcla analizando los efectos sobre la frecuencia central y extendiéndolos al resto de las componentes. Considerando primero el producto por la función
coseno, se tiene:
(22)
(23)
X(f0+ )⋅ cosω0t = e
X(f0− )⋅ cosω0t = e
jω0t
−jω0t
⎛ 1 jω t 1 −jω t ⎞ 1 j2ω t j0t
⎜ e 0 + e 0 ⎟= e 0 +e
2
⎝2
⎠ 2
(
)
⎛ 1 jω t 1 −jω t ⎞ 1 j0t −j2ω t
⎜ e 0 + e 0 ⎟= e +e 0
2
⎝2
⎠ 2
(
)
Este resultado da lugar a cuatro bandas de frecuencias, dos centradas sobre la frecuencia
cero y otras dos sobre las frecuencias ±2f0 , todas con amplitudes positivas sobre el eje real I.
Repitiendo el mismo proceso, pero con la función seno:
(24)
(25)
X(f0+ )⋅ sen ω0t = e
X(f0− )⋅ sen ω0t = e
jω0t
−jω0t
⎛ 1 jω t 1 −jω t ⎞ 1
j2ω t
⎜ − je 0 + je 0 ⎟ = −je 0 + je j0t
2
⎝ 2
⎠ 2
(
)
⎛ 1 jω t 1 −jω t ⎞ 1
−j2ω t
⎜ − je 0 + je 0 ⎟ = −je j0t + je 0
2
⎝ 2
⎠ 2
(
)
En este caso también se obtienen cuatro bandas de frecuencias, dos centradas en cero con
amplitudes negativas y positivas y dos ubicadas en ±2f0 , también con amplitudes negativas y
positivas, pero sobre el eje imaginario Q. La Figura 10 ilustra estos resultados.
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
57
Figura 10: Bandas de frecuencia obtenidas por los productos de la mezcla3
En la Figura 10 a) puede verse el espectro de frecuencias original, en b) la multiplicación
por la función coseno y en c) el filtrado pasabajos. En d) y e) se muestra el procesamiento correspondiente a la multiplicación por la función seno y su filtrado.
Por último, la combinación de las señales I-Q en el bloque final produce un resultado que
siempre es real y que equivale a multiplicar previamente los valores de amplitud de Q por ±j
para luego sumarlos, en cuadratura, con los valores de I. Las operaciones descriptas pueden
verse en la Figura 11. Es importante observar con detalle la diferencia entre las figuras d) y f):
cuando el signo de j es positivo se obtendrá una versión invertida del espectro original.
La combinación de las operaciones de rotación en el plano complejo, mezcla de frecuencias
y mezcla en cuadratura de frecuencias permitirá comprender el funcionamiento del modulador
I-Q empleado en OFDM, que se estudiará en el capítulo dedicado a Modulación, Sección B.
3. Richard G. LYONS, Understanding Digital Signal Processing, New Jersey, Prentice Hall PTR, 2001.
58
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
Q
Q
Q
I
f
a) Parte real I
x (-j)
I
I
f
f
d) I - jQ (espectro normal)
c) Multiplicación de Q por -j
Q
Q
Q
I
f
b) Parte imaginaria Q
x (j)
e) Multiplicación de Q por j
I
I
f
f
f) I + jQ (espectro invertido)
Figura 11: Resultados producidos por la mezcla en cuadratura según el signo de j
4. ANÁLISIS DE FOURIER
Se presentarán a continuación las herramientas más importantes del análisis de Fourier
y, de manera especial, la Transformada Discreta de Fourier, cuyo cálculo se facilita en gran
medida gracias a la familia de algoritmos conocidos con la denominación general de Transformada Rápida de Fourier (FFT). Esta técnica ha hecho posible la implementación práctica
de la multiplexación OFDM.
La importancia del trabajo de Fourier merece un breve comentario. Estas poderosas técnicas de análisis fueron desarrolladas por el matemático francés Jean Baptiste Joseph Fourier
(1768-1830), quien las presentó por primera vez en el año 1807, en un artículo científico titulado
“Teoría Analítica del Calor” que fue puesto a consideración de los académicos del Institute
du France (en realidad Fourier estaba interesado en los fenómenos relacionados con la propagación del calor y no en las señales eléctricas como podría haberse esperado). El arbitraje del
artículo escrito por Fourier estuvo a cargo, entre otros, de Pierre Simón de Laplace y de Joseph
Lagrange, con una fuerte oposición de éste último. Recién en 1822, nueve años después del
fallecimiento de Lagrange, el artículo fue publicado y divulgado. Los sucesos posteriores son
conocidos y terminaron dándole la razón a Fourier aunque, sin embargo, es justo señalar que
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
59
las objeciones de Lagrange estuvieron correctamente fundamentadas. En 1899, el matemático
Josiah Gibbs pudo explicar esta aparente contradicción entre ambas visiones, a través de un
concepto que hoy lleva su nombre: El efecto Gibbs.
4.1. Señales en el dominio del tiempo y en el dominio de la frecuencia
Como ya se mencionó, las señales eléctricas pueden ser asimiladas a formas de onda,
normalmente mediante una combinación de funciones senoidales y cosenoidales. El análisis
en el dominio del tiempo se realiza con la ayuda de un osciloscopio, mientras que el dominio
de la frecuencia puede visualizarse con un analizador de espectro. La Figura 12 es un diagrama
tridimensional que ilustra la relación existente entre las representaciones en el tiempo y en
frecuencia de una señal. En los ejes s-tiempo se muestra una señal en el dominio del tiempo.
Por otro lado, en los ejes tridimensionales amplitud-frecuencia-tiempo, se muestran tres componentes que sumadas permiten conformar la señal s(t). Como puede apreciarse, esta señal
corresponde a la suma punto a punto de una señal de frecuencia cero o CC y dos señales alternas,
de frecuencias f1 y f2. El diagrama a ejes X-frecuencia permite representar las amplitudes de
cada una de estas componentes de frecuencia.
Debe recordarse que la conversión de la variable tiempo (más precisamente, período de
tiempo) en la variable frecuencia y viceversa es una operación sencilla, pues una es la inversa
de la otra:
(26)
(27)
f [ Hz] =
T[s] =
1
T
1
f
60
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
tiempo
s
tiempo
CC
Amplitud
X
frecuencia
0
f1
f2
frecuencia
Figura 12: Señales en el dominio del tiempo y en el dominio de la frecuencia
5. TRANSFORMADA DE FOURIER (FT)
La Transformada de Fourier permite obtener el espectro de cualquier tipo de señal s(t) en el
dominio del tiempo y su definición es la siguiente:
(28)
ℑ { s(t) } = X(ω) =
∞
∫ s(t)e
−jωt
dt
−∞
Siendo ω=2πf, la transformada dada por (28) también se puede escribir de este modo:
(29)
ℑ { s(t) } = X(f) =
∞
∫ s(t)e
−j2πft
dt
−∞
Como puede verse, la integral se extiende en todo el dominio del tiempo, con −∞ < t < ∞
y por lo tanto, la señal s(t) debe poder determinarse sin ninguna ambigüedad a lo largo de
dicho dominio.
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
61
Si s(t) es una señal real en el tiempo, el resultado de la transformada X(f) tiene dos partes,
una real y otra imaginaria. La parte real muestra las variaciones de amplitud de las componentes
cosenoidales en función de la frecuencia, mientras que la parte imaginaria muestra cómo es la
variación de las amplitudes de las componentes senoidales.
La transformada produce un espectro con valores positivos y negativos de frecuencia,
con un dominio −∞ < f < ∞ .
La parte real tiene simetría par con respecto a la frecuencia cero, es decir Re X(f) = Re
X(-f), mientras que la parte imaginaria tiene simetría impar, verificándose que –Im X(f) = Im
X(-f). Conocidas las partes reales e imaginarias, se puede calcular el comportamiento de la
señal en amplitud y fase, en función de la frecuencia.
La Figura 13 muestra de manera gráfica los conceptos recién mencionados, incluyendo
las expresiones necesarias para calcular módulo y fase en función de las componentes reales e
imaginarias obtenidas mediante la transformada.
Figura 13: Esquema conceptual de la Transformada de Fourier
La Transformada de Fourier es totalmente reversible, es decir, conociendo X(f) es posible
encontrar s(t). La expresión de la Transformada Inversa de Fourier es:
(30)
ℑ−1 { X(ω) } = s(t) =
1 ∞
∫ X(ω)ejωt dω
2π −∞
O bien:
(31)
ℑ−1 { X(f) } = s(t) =
∞
∫ X(f)e
−∞
j2πft
df
62
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
1
Debe notarse que al reemplazar ω, el factor
desaparece, puesto que
2π
dω=d(2πf)=2πdf.
5.1. Variantes de la Transformada de Fourier
Dependiendo de las características de la señal s(t), existen cuatro variantes posibles para
el Análisis de Fourier:
No periódicas
Transformada de
Fourier (TF)
Periódicas
Serie de
Fourier (FS)
Supuestas no
periódicas.
(completando con
muestras nulas)
Transformada de
Fourier de Tiempo
Discreto (DTFT)
Señales
continuas
s(t)
Señales
discretas
s(n)
Supuestas
periódicas.
(repitiendo las
muestras)
Transformada Discreta
de Fourier (DFT)
Figura 14: Variantes de la Transformada de Fourier4
Todas las herramientas del análisis de Fourier (Transformada de Fourier, Serie de Fourier
Transformada de Fourier de Tiempo Discreto y Transformada Discreta de Fourier) pueden ser
utilizadas con números reales o con números complejos.
5.1.1. Serie de Fourier (FS)
La Serie de Fourier es un caso especial de la transformada de Fourier aplicada a una
señal periódica en el dominio del tiempo s(t). En este caso, la integral (29) se transforma en
una sumatoria y la expresión matemática de la señal s(t) es llevada al dominio de la frecuencia
4
Steven W. SMITH, The Scientist and Engineer’s Guide to Digital Signal Processing, [en línea]. Dirección URL:
<http://dspguide.com/pdfbook.htm>, [s. f].
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
63
mediante una sucesión infinita, formada por una componente de frecuencia cero o continua,
una fundamental de frecuencia f0 cuyo período es igual al de la señal y armónicos cuyas frecuencias son múltiplos enteros de la frecuencia f0.
La serie de Fourier responde a la siguiente expresión:
(32)
s(t) =
Ao
2
∞
{
(
)
(
)}
+ ∑ A n cos n 2πf0 t + Bnsen n 2πf0 t
n=1
Los coeficientes A0, An y Bn se llaman coeficientes de Fourier y dependen de la forma de
onda de s(t). A0 es la componente de frecuencia cero o valor de CC. Las expresiones necesarias
para su cálculo no resultan relevantes para este trabajo, dado que la serie de Fourier solo será
utilizada para ofrecer una interpretación alternativa de la señal OFDM, que se estudiará más
adelante.
5.1.2. Procesamiento digital de señales: Aplicación de la DFT
El procesamiento digital de señales (conocido por las siglas DSP en inglés) implica el uso
de computadoras y procesadores numéricos que, por más sofisticados que sean, siempre tendrán una capacidad finita para el almacenamiento de datos. Esto quiere decir que, si se tienen
almacenadas en una memoria las muestras de una señal cualquiera, ya sea en el dominio del
tiempo o en el dominio de la frecuencia, solo podrá contarse con una cantidad finita de ellas.
Ahora bien, las cuatro variantes de la Transformada de Fourier se extienden hasta ±∞ y no
existe ninguna alternativa que emplee señales cuya longitud (cantidad de muestras o puntos) sea
finita, pues las funciones de base utilizadas por las transformadas están definidas hasta ±∞ .
Hay dos maneras de lograr que una señal con un número finito de muestras se vea como
una señal de longitud infinita:
a) Imaginar que existen infinitos puntos a derecha y a izquierda de las muestras disponibles y que estos infinitos puntos tienen valor nulo. De este modo, se puede suponer que la señal discreta que se está procesando es no periódica, siendo aplicable
la Transformada de Fourier de Tiempo Discreto (DTFT).
b) Imaginar que las muestras disponibles se repiten indefinidamente a derecha y a
izquierda. Esto permite suponer que la señal discreta que se está procesando es
periódica, pudiéndose aplicar la Transformada de Discreta de Fourier (DFT).
Ahora bien, como la DTFT devuelve un espectro continuo y los procesadores numéricos
solo pueden manejar un número finito de muestras, se debe calcular la DFT por medio del
muestreo de la DTFT, asumiendo que la señal de entrada es periódica. Esto equivale a replicar
las muestras a ambos lados de la señal, tal como lo sugiere la Figura 14.
Se concluye entonces que la única posibilidad de aplicación práctica en DSP es la DFT.
Por lo tanto, el objetivo de este capítulo está centrado en el estudio de ésta Transformada y de
su operación inversa, herramienta fundamental que hace posible la generación y detección de
señales OFDM.
64
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
Nomenclatura utilizada
A continuación y a los fines de facilitar la interpretación de las expresiones utilizadas en
el análisis de Fourier, en la Tabla 1 se presenta la nomenclatura utilizada para identificar las
señales y las variables de las cuales aquellas dependen. La caracterización de las señales como
continuas o discretas solo dependerá de la variable que se coloque dentro de los paréntesis.
Señales
Dominio del
tiempo
Dominio de la
frecuencia
Todas las componentes de la señal
s(_)
X(_)
Parte real de la señal
Re s(_)
Re X(_)
Parte imaginaria de la señal
Im s(_)
Im X(_)
Variable continua (_)
t
f
Variable discreta (_)
n
i
Tabla 1: Nomenclatura de señales y variables
6. TRANSFORMADA DISCRETA DE FOURIER (DFT)
Tal como lo sugiere su denominación de “discreta”, para poder calcular la DFT primero
se debe muestrear la señal s(t), transformándola de una señal continua a una señal discreta en
el tiempo. Luego del muestreo se obtiene la señal s(n), donde n es la variable de tiempo discreto.
Cabe aclarar que en ambos casos se trata de señales reales, concepto que será analizado en el
apartado siguiente.
De acuerdo a lo visto en 5.1.2, solo es posible utilizar una cantidad finita de muestras, lo
que equivale a decir que la señal s(t) debe ser muestreada a un ritmo determinado durante un
lapso finito de tiempo llamado “ventana de tiempo” TU. De este modo, se obtienen L muestras
o puntos que conforman la señal discreta s(n). La Figura 15 permite apreciar este proceso:
s(n)
s(t)
L puntos
muestreo
t
TU
Figura 15: Muestreo de la señal s(t), transformándola en s(n)
n
Tm
TU
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
65
6.1. Transformada Discreta de Fourier Real
La Transformada de Fourier de la ecuación (29) no es aplicable directamente y debe
modificarse para poder ser utilizada con señales discretas.
En primer lugar, se procede a reemplazar el término exponencial de la integral de dicha
ecuación por su equivalente en funciones senoidales y cosenoidales, empleando las identidades
de Euler:
(33)
(
)
(
e−j2πft = cos 2πft − jsen 2πft
)
Utilizando (33) y reemplazando en (29), la expresión de la transformada queda:
(34)
X(f) =
∞
∫ s(t)⎡⎣cos (2πft) − jsen (2πft)⎤⎦ dt
−∞
A continuación, la integral que se extiende entre −∞ < t < ∞ debe ser cambiada por una
sumatoria finita de n muestras de tiempo discreto. A partir de la Figura 15, se deduce inmediatamente que el espaciamiento temporal entre las muestras sucesivas es:
Tm =
(35)
TU
L
La relación entre la ventana de tiempo TU y la sucesión de puntos correspondientes a las
muestras de la señal discreta s(n) es:
(36)
nn⋅ Tm = n
TU
L
0 ≤ n ≤ L −1
En el dominio de la frecuencia, la trasformada producirá un espectro X(i), donde i es la
variable de frecuencia discreta. Dicho espectro estará formado por una sucesión de valores fi
que guardarán una relación directa con la frecuencia de muestreo fm.
La igualdad dada en (35) puede ser expresada en términos de la frecuencia de muestreo
fm, o sea la inversa de la separación de las muestras Tm:
fm =
(37)
1
L
=
Tm TU
Dividiendo por L a las tres igualdades dadas en (37), se encontrará el intervalo o espacio
existente entre las frecuencias discretas. Este valor será denominado fU:
(38)
fU =
fm
L
=
1
1
=
LL⋅ Tm TU
66
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
La sucesión de muestras en el dominio de la frecuencia se puede expresar en función de
la frecuencia fU:
(39)
fi = i i⋅ fU = i
1
1
=i
LTm
TU
En la ecuación (34) se procede a reemplazar la integral por una sumatoria y las variables
y valores de tiempo y frecuencia por sus versiones discretas:
(40)
L−1
⎡ ⎛
⎛
n⎞
n ⎞⎤
X(i) = ∑ s(n)⎢cos ⎜ 2πi ⎟ − jsen ⎜ 2πi ⎟⎥
L⎠
L ⎠⎥⎦
⎢⎣ ⎝
⎝
n=0
Uno de los aspectos que suele resultar bastante confuso al momento aplicar las ecuaciones de la Transformada Discreta de Fourier, es la determinación de la cantidad de muestras
correspondientes al dominio de la frecuencia, de acuerdo al número de muestras que estén
disponibles para la señal en el dominio del tiempo. Esto equivale a preguntar: ¿cuál es el rango
de variación de la frecuencia discreta i?
La respuesta a esta pregunta, se inicia a partir de la determinación del valor de la frecuencia
de muestreo para la señal s(t), teniendo en cuenta el criterio de Nyquist:
(41)
fm ≥ 2 ⋅ BWs(n)
Donde BWs(n) es la anchura de banda de la señal muestreada s(n). Reemplazando fm por
su equivalente obtenido en (37) se tiene:
(42)
L
≥ 2 ⋅ BWs(n)
TU
La anchura de banda de la señal BWs(n) puede obtenerse a partir del espectro en frecuencia
X(i) calculado mediante la transformada. De acuerdo con la ecuación (39), los valores de las
frecuencias discretas son:
(43)
fi = i
1
TU
Reemplazando este valor en (42):
(44)
L
i
≥≥22⋅
TU
TU
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
i≤
(45)
67
L
2
Esto significa que para cumplir con el criterio de Nyquist, las frecuencias discretas deberán
tener el siguiente rango de variación:
(46)
fi = i
1
TU
0≤i≤
L
2
L
L
Cuando i = , la frecuencia fi =
es igual a la mitad de la frecuencia de muestreo
2T
2
U
de s(t).
Se deduce que una señal real s(n) formada por L muestras en el dominio de tiempo estará
representada por un conjunto de L/2+1 componentes cosenoidales y L/2+1 señales senoidales
en el dominio de la frecuencia.
Dado que en este apartado se está analizando la Transformada Discreta de Fourier
Real, se puede prescindir de la unidad imaginaria, quedando finalmente la ecuación (40) de
la siguiente manera:
(47)
L−1
⎛
n⎞ ⎫
Re X(i) = ∑ s(n)cos ⎜ 2πi ⎟ ⎪
L⎠ ⎪
⎝
n=0
⎬
L−1
⎛
n ⎞⎪
Im X(i) = −∑ s(n)sen ⎜ 2πi ⎟⎪
L ⎠⎭
⎝
n=0
0≤i≤
L
2
El término Re X(i) comprende a todas las componentes cosenoidales, mientras que las
senoidales están agrupadas en Im X(i). Más allá de la denominación dada a cada una de estas
ecuaciones, debe notarse que no hay números complejos en ellas, es decir, no está presente la
unidad imaginaria j. Simplemente, se trata de una forma de agrupar las componentes senoidales
por un lado y las componentes cosenoidales por otro.
Finalmente, en la Figura 16 se ilustra de manera conceptual la relación existente entre el
número de muestras de la señal s(n) y la cantidad de muestras de su espectro en frecuencias.
68
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
Frecuencia
Tiempo
Re X(i)
...
0
s(n)
IDFT
L
+ 1 muestras
2
DFT
Im X(i)
...
0
L muestras
L-1
L
2
...
0
L
+ 1 muestras
2
L
2
Figura 16: Número de muestras en el tiempo y en la frecuencia (DFT Real)5
6.1.1. Factor de escala
Las expresiones presentadas en (47) requieren de un ajuste adicional, anteponiendo una
constante a las dos sumatorias. Se trata de un factor de escala cuyo valor es 2/L y que puede
colocarse indistintamente delante de la DFT o de la IDFT6, o bien manipularse de manera separada. Los conceptos necesarios para la determinación de este factor son la densidad espectral de
la señal y la anchura de banda de cada muestra. La derivación de las ecuaciones que permiten
su deducción no es un proceso sencillo y por lo tanto no será demostrado.
Teniendo en cuenta dicho factor de escala, las expresiones finales para la DFT real son:
⎛
n⎞ ⎫
2 L−1
s(n)cos ⎜ 2πi ⎟ ⎪
∑
L⎠ ⎪
L n=0
⎝
⎬
L−1
⎛
2
n ⎞⎪
Im X(i) = − ∑ s(n)sen ⎜ 2πi ⎟⎪
L n=0
L ⎠⎭
⎝
Re X(i) =
(48)
0≤i≤
L
2
Es importante aclarar que cuando se aplica IDFT, para poder recuperar correctamente
la señal en el dominio del tiempo, los valores de los extremos Re X(0) y Re X (L/2) deben ser
divididos por dos, lo que equivale a decir que en estos dos puntos el factor de escala es igual
a 1/L.
5
Steven W. SMITH, The Scientist and Engineer’s Guide to Digital Signal Processing, [en línea]. Dirección URL:
<http://dspguide.com/pdfbook.htm>, [s. f].
6. En general, en la bibliografía especializada este factor se encuentra asociado a la IDFT, sin que se aclare que su
ubicación es indistinta.
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
69
6.2. Transformada Discreta de Fourier Compleja
Si bien la DFT Real resulta adecuada en numerosas aplicaciones, suele presentar dificultades en otras. Es el caso de la parte negativa del espectro de frecuencias, que simplemente no
es tenida en cuenta por esta variante de la transformada.
La DFT Compleja permite que el dominio de la frecuencia sea representado utilizando
números complejos en lugar de números reales. En estos casos, Re X(i) es la parte real del espectro complejo de frecuencia, mientras que Im X(i) es la parte imaginaria de dicho espectro y
a diferencia de la DFT real, cada componente de la parte imaginaria estará acompañado de la
unidad “j”. Por lo tanto, la DFT compleja no es otra cosa que una DFT real donde los números
reales se sustituyen por números complejos.
Retomando la expresión (40) y conservando la unidad imaginaria j, se tendrá:
(49)
L−1
⎡ ⎛
⎛
n⎞
n ⎞⎤
X(i) = ∑ s(n)⎢cos ⎜ 2πi ⎟ − jsen ⎜ 2πi ⎟⎥
L⎠
L ⎠⎥⎦
⎢⎣ ⎝
⎝
n=0
A primera vista, casi no hay diferencias entre esta ecuación y la DFT Real, excepto por la
inclusión de las frecuencias negativas y el hecho de que X(i) y s(n) ahora son vectores formados
por números complejos.
Para reflejar la inclusión de las frecuencias negativas, es necesario determinar cuáles serán
los límites de variación del índice i, lo que puede expresarse de dos formas distintas. La primera
de ellas es la más intuitiva, agregando el rango negativo de valores de i:
(50)
−
L
L
≤ i ≤ −1
2
2
La segunda, tiene en cuenta la periodicidad de la DFT, aspecto que se estudia con detalle
en el apartado siguiente. En este caso, los valores de las muestras ubicadas por encima de L/2
coinciden con los valores encontrados para las frecuencias negativas, con lo cual bastará con
permitir que i pueda incluir ese rango, sin que sea necesario emplear índices negativos. Esta es
la forma más utilizada y en consecuencia:
(51)
0 ≤ i ≤ L −1
Es muy importante tener en cuenta que la expresión (51) es una forma práctica de representar las frecuencias negativas, basada en la periodicidad de la DFT. Sin embargo, esto no debe
inducir al error común de suponer que la anchura de banda de la señal s(n) se haya duplicado
es decir, debe cumplirse el criterio de Nyquist y fm ≥ 2 ⋅ BWs(n) .
Estos conceptos serán aplicados en el capítulo dedicado a modulación, segunda parte,
al estudiar la acción combinada de los bloques IFFT y modulador I-Q.
Por último, la Figura 17, ilustra conceptualmente las cantidades de muestras correspondientes a los dominios del tiempo y de la frecuencia en una DFT compleja.
70
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
Tiempo
Frecuencia
Re s(n)
Re X(i)
...
0
...
L-1
L muestras
IDFT
0
DFT
Im s(n)
Im X(i)
...
0
L muestras
L-1
L muestras
...
L-1
0
L muestras
L-1
Figura 17: Cantidades de muestras en el tiempo y en la frecuencia (DFT compleja)7
6.2.1. Periodicidad de la DFT compleja
La Transformada Discreta de Fourier Compleja asume que la señal y su espectro son
periódicos en el dominio del tiempo y en el dominio de la frecuencia respectivamente. La
Figura 17 ilustra este concepto. Por razones de simplicidad, solo se muestra el módulo del
espectro en función de la frecuencia, aclarando que la fase (que no ha sido graficada aquí),
tiene un comportamiento similar (exceptuando la simetría con respecto al origen, que se verá
más adelante).
7
Steven W. SMITH, The Scientist and Engineer’s Guide to Digital Signal Processing, [en línea]. Dirección URL:
<http://dspguide.com/pdfbook.htm>, [s. f].
71
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
n
0
L-1
n
- 2L
0
-L
2L
L
a) Dominio del tiempo
DFT
IDFT
Módulo
i
0
L
2
i
-L
- L
2
0
L
2
L
b) Dominio de la frecuencia
Figura 18: Periodicidad de la señales para la DFT
El espectro de la Figura 18 también puede ser expresado en términos de la frecuencia de
muestreo. En 6.1 se demostró que:
1
L
=
fm =
(52)
Tm TU
Dado que TU es la longitud de la ventana de tiempo y que la misma permanecerá invariable una vez establecidos los límites de cálculo, fm y L resultan equivalentes y por esta razón, el
espectro de frecuencias de una señal s(n) puede ser representado como en la Figura 19:
72
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
-f
f
- fm
f
- m
0
2
fm
2
fm
Figura 19: Espectro de s(n) caracterizado en función de la frecuencia de muestreo
Los conceptos que acaban de exponerse permiten extraer algunas conclusiones importantes:
a) Si bien la DFT Real solo tiene en cuenta las frecuencias positivas, puede verse que
las muestras comprendidas entre L/2 y L tienen exactamente los mismos valores
que las muestras ubicadas entre 0 y – L/2.
b) Se deduce inmediatamente que las señales reales siempre tienen espectros con componentes de frecuencias positivas y negativas.
c) El manejo de las frecuencias negativas es muy importante, especialmente cuando
el procesamiento que se aplica sobre las señales desplaza esta banda de frecuencias
hacia la región positiva. Un ejemplo concreto es el caso de las bandas laterales inferiores generadas por la modulación en amplitud de una portadora.
d) El espectro de frecuencias de una señal discreta s(n) es simétrico alrededor de la
frecuencia cero (0 Hz).
6.2.2. Factor de escala
Las expresión (49) también necesita de un factor de escala adecuado. Su determinación
es sencilla y casi intuitiva, partiendo del factor empleado en la DFT Real, cuyo valor es 2/L.
Si se calcula la DFT Real de una señal cosenoidal de amplitud 1,0 se obtiene una componente
espectral de amplitud también igual a 1,0. En cambio, si el cálculo se realiza con una DFT
Compleja, se obtienen dos componentes espectrales, una de frecuencia positiva y otra de frecuencia negativa, con una amplitud de 0,5 cada una. Quiere decir que para reconstruir la señal
original, deberán combinarse dos componentes espectrales con la mitad de amplitud. Por lo
tanto, el factor de escala necesario para la DFT Compleja es la mitad y vale 1/L, quedando la
ecuación (49) de la siguiente manera:
(53)
X(i) =
⎡ ⎛
⎛
n⎞
1 L−1
n ⎞⎤
s(n)⎢cos ⎜ 2πi ⎟ − jsen ⎜ 2πi ⎟⎥
∑
L⎠
L n=0
L ⎠⎥⎦
⎢⎣ ⎝
⎝
0 ≤ i ≤ L −1
La ecuación anterior también puede expresarse en forma abreviada, empleando las
identidades de Euler:
73
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
X(i) =
(54)
1
L
L−1
∑ s(n)e
−j2πi
n
L
0 ≤ i ≤ L −1
n=0
6.2.3. Simetrías espectrales
La DFT Compleja de una señal real discreta s(n), da como resultado un espectro complejo
X(i). Su parte real Re X(i) es simétrica con respecto a la frecuencia central del espectro esto es,
la mitad de la frecuencia de muestreo, mientras que la parte imaginaria Im X(i) es antisimétrica
con respecto a la misma frecuencia. En otras palabras: los valores del espectro X(i) por encima
de la mitad de la frecuencia de muestreo son complejos conjugados de los que se encuentran por
debajo de dicha frecuencia. Matemáticamente esto se puede expresar como X(i) = X*[L-(i+1)].
Por ejemplo, con i = 10 y L = 1000 X(10) = X*[1000-(10+1)]. En la Figura 20, se representan
gráficamente estos conceptos.
Tiempo
Frecuencia
Re s(n)
L puntos
Re X(i)
L puntos
n
i
fm
2
IDFT
0≤ n ≤ L - 1
DFT
Im X(i)
fm
0≤ i ≤ L - 1
L puntos
Im s(n)
L puntos
i
n
fm
2
fm
1
1 fm
=
=
LTm Tu
L
Figura 20: Transformada Discreta de Fourier Compleja de una señal real s(n)
En el caso de que la señal s(n) fuera completamente imaginaria, las simetrías se invierten.
Es decir, la parte real Re X(i) pasa a ser antisimétrica con respecto a la mitad de la frecuencia
de muestreo y la parte imaginaria Im X(i) simétrica con respecto a esa frecuencia. La Figura
21 ilustra este caso.
74
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
Tiempo
Frecuencia
Re X(i)
L puntos
Re s(n)
L puntos
n
fm
2
IDFT
0≤ n ≤ L - 1
Im s(n)
i
L puntos
DFT
fm
0≤ i ≤ L - 1
Im X(i)
L puntos
n
i
fm
2
fm
1
1 f
= = m
LTm Tu L
Figura 21: Transformada Discreta de Fourier Compleja de una señal imaginaria s(n)
6.2.4. Transformada Inversa Discreta de Fourier
La Transformada Discreta de Fourier también es reversible, es decir, conociendo X(i) es posible encontrar s(n). La expresión de la Transformada Inversa Discreta de Fourier (IDFT) es:
L−1
s(n) =
(55)
∑ X(i)e
j2π i
n
L
0 ≤ n ≤ L −1
i=0
Empleando las identidades de Euler, la ecuación (55) se puede escribir de la siguiente
manera:
s(n) =
(56)
L−1
⎛
⎛
n⎞
⎛
n ⎞⎞
i=0
⎝
⎝
⎠
⎝
⎠⎠
∑ X(i)⎜⎜ cos ⎜ 2πi L ⎟ + jsen ⎜ 2πi L ⎟⎟⎟
Dado que:
(57)
X(i) = Re X(i) + j Im X(i)
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
75
Reemplazando (57) en (56) y realizando el desarrollo:
(58)
L−1
⎛
⎛
⎛
⎛
⎛
⎛
n⎞
n⎞
n ⎞⎞ L−1
n ⎞⎞
s(n) = ∑ Re X(i) ⎜⎜ cos ⎜ 2πi ⎟ + jsen ⎜ 2πi ⎟⎟⎟ − ∑ Im X(i)⎜⎜ sen ⎜ 2πi ⎟ − jcos ⎜ 2πi ⎟⎟⎟
L⎠
L⎠
L ⎠⎠ i=0
L ⎠⎠
⎝
⎝
⎝
⎝
⎝
⎝
i=0
Si bien la ecuación (55) es la forma más empleada y la más compacta para escribir la DFT
compleja, su versión expandida en la ecuación (58) es más fácil de entender y aplicar.
En este momento resulta instructivo visualizar lo que estas expresiones implican en cuanto a
la cantidad de cálculos que deben realizarse. Por ejemplo, utilizando la ecuación (55) para escribir
las ecuaciones de la Transformada Inversa Discreta de Fourier, se comienza fijando el valor de
n=0 y se desarrolla la sumatoria, dando a i todos los valores del rango ( 0 ≤ i ≤ L −1 ), obteniendo así
la primera ecuación. Luego se hace n=1 y se repite el proceso, obteniendo la segunda ecuación.
Se continúa de la misma manera hasta llegar finalmente a n=L-1.
Por ejemplo, para n=1 la ecuación es:
(59)
s(1) = X(0) + X(1)e
j2π
1
L
+ X(2)e
j2π
2
L
+ X(3)e
j2π
3
L
j2π
++ X ⎡⎣(L − 1)⎤⎦ e
L−1
L
Escribiendo las ecuaciones en forma matricial se obtiene:
(60)
⎡
s(0)
⎢
⎢
s(1)
⎢
s(2)
⎢
⎢
⎢
⎢
⎢ s(L − 1)
⎣
⎤ ⎡
⎥ ⎢
⎥ ⎢
⎥ ⎢
⎥=⎢
⎥ ⎢
⎥ ⎢
⎥ ⎢
⎥ ⎢
⎦ ⎢⎣
1
1
1
1
⎡
X(0)
1 ⎤⎥ ⎢
⎢
1
2
L−1
j2π
j2π
j2π
X(1)
⎥ ⎢
e L
e L e L ⎥ ⎢
1
2
L−1
X(2)
j2π2
j2π2
j2π2
⎥ ⎢
L
e L
e L e
⎥⋅⎢
⎥ ⎢
1
2
L−1 ⎥ ⎢
j2π(L−1)
j2π(L−1)
j2π(L−1)
L
L
L
⎥ ⎢
e
e
e
⎥ ⎢
⎦ ⎢ X ⎡(L − 1)⎤
⎦
⎣ ⎣
1
1 ⎤
⎥
⎥
⎥
⎥
⎥
⎥
⎥
⎥
⎥
⎥
⎥⎦
Se trata de un sistema de ecuaciones de (L x L) elementos. Si L = 1000 por ejemplo, serían
1000 la cantidad de multiplicaciones y 999 las sumas a realizar en cada fila, todas ellas complejas,
repitiéndose el proceso 1000 veces, lo que arroja un total de casi 2 millones de operaciones.
6.2.5. Simetrías espectrales
Es importante analizar las características de simetría de la transformada inversa, es decir
conocido el espectro de frecuencias, determinar cómo se comporta la señal que se obtiene en
el dominio del tiempo.
Este análisis puede simplificarse teniendo en cuenta lo estudiado en el apartado 3, es
decir considerando los espectros de señales elementales tales como seno y coseno. La Figura
22, muestra las transformadas de dichos espectros.
76
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
Frecuencia
Tiempo
Re s(n)
Re X(i)
L puntos
L puntos
n
i
fm
2
fm
IDFT
Im X(i)
DFT
L puntos
Im s(n)
L puntos
n
i
fm
2
fm
a) IDFT de un espectro real simétrico
Re s(n)
Re X(i)
L puntos
L puntos
n
i
fm
fm
2
IDFT
Im X(i)
DFT
L puntos
Im s(n)
L puntos
i
fm
2
n
fm
b) IDFT de un espectro imaginario antisimétrico
Figura 22: Transformada Discreta de Fourier Inversa de espectros simples
Cabe preguntarse qué ocurre cuando no se cumplen las condiciones de simetría y/o antisimetría del espectro a transformar, es decir cuando hay asimetrías.
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
Frecuencia
Re s(n)
Re X(i)
L puntos
Tiempo
L puntos
n
i
fm
2
fm
IDFT
Im X(i)
DFT
L puntos
Im s(n)
L puntos
i
fm
2
77
n
fm
Figura 23: Transformada Discreta de Fourier Inversa de un espectro real asimétrico
La Figura 23 es un ejemplo de transformada inversa aplicada a un espectro real asimétrico.
Como puede verse, la señal obtenida en el dominio del tiempo es compleja, es decir tiene parte
real y parte imaginaria. Este resultado no debería sorprender, pues de acuerdo a lo visto en el
punto 3.1 de este capítulo, un espectro asimétrico solo puede obtenerse mediante la combinación de los espectros correspondientes a funciones senoidales y cosenoidales.
Por otro lado, la parte imaginaria de s(n) presenta una diferencia de fase de 90º con respecto a la parte real. En términos de lo analizado en el apartado 3.2, puede afirmarse que Im
s(n) es la Transformada de Hilbert de Re s(n).
6.3. Transformada Rápida de Fourier (FFT)
El término genérico “Transformada Rápida de Fourier” (FFT) involucra distintos algoritmos con diferentes características, pero todos ellos utilizan la misma técnica, con un procedimiento basado en el cálculo de una sucesión de pequeñas transformadas discretas simples.
Es importante señalar que:
s La FFT es un algoritmo y no una aproximación.
s Las características de la FFT son las mismas que las estudiadas en la DFT.
s Desde el punto de vista del cálculo, la FFT es más eficiente, porque emplea un número
bastante menor de operaciones.
Los algoritmos empleados para el cálculo de la FFT, descomponen una DFT de L puntos
en dos DFT de L/2 puntos. Luego, cada DFT de L/2 puntos es descompuesta a su vez en dos
DFT de L/4 puntos y así sucesivamente. Al final de la descomposición, se obtienen L/2 DFT de
2 puntos cada una. La transformada más pequeña viene determinada por la base de la FFT. La
Figura 24 muestra en detalle este proceso.
78
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
0
0
0
0
1
2
4
8
4
8
2
6
3
8
12
5
10
12
4
4
2
2
12
6
10
6
7
8
9
14
10
6
10
1
14
1
14
1
3
5
9
11
12
5
9
7
13
14
9
11
13
5
13
15
3
3
13
7
11
15
11
7
15
15
Figura 24: Descomposición de una DFT de L puntos en L/2 DFT de 2 puntos
Para implementar una Transformada Rápida de Fourier de base 2, L debe ser una potencia
entera de 2 y la transformada más pequeña será una DFT de solamente 2 puntos. Este concepto
es muy importante, porque justifica muchos de los números que se verán al analizar en detalle
el sistema ISDB-Tb. Por lo tanto:
(61)
L= 2p
Para el cálculo de la FFT se requiere la realización de L/2 log2 L multiplicaciones complejas
y de L log2 L sumas complejas.
A los fines de poder comparar las necesidades de cálculo entre la DFT y la FFT, si por
ejemplo L = 1024 (1K) entonces:
(62)
L
1024
log 2 L =
log 2 1024 = 512 x 10 = 5120
2
2
(63)
L log 2 L = 1024 x 10 = 10240
Es decir, se requieren poco menos de 15400 operaciones complejas para calcular una
FFT de 1024 puntos, una cifra considerablemente menor que las 2 millones de operaciones
que demandaría una DFT con la misma cantidad de puntos.
Al igual que la DFT, la FFT es reversible y la correspondiente operación se denomina
“Transformada Inversa Rápida de Fourier” (IFFT). Todo lo dicho hasta aquí para la FFT es
igualmente válido para la IFFT.
CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER
79
BIBLIOGRAFÍA
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Applications of OFDM, New York, Kluwer Academic Publishers, 1999.
FISCHER, Walter, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para
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KIRKHORN, Johan, Introduction to IQ-Demodulation of RF Data, IFBT, NTNU, 1999.
LYONS, Richard G., Understanding Digital Signal Processing, New Jersey, Prentice Hall PTR, 2001.
MARTIN, Ken, Complex Signal Processing is not Complex, Canadá, University of Toronto, [s. a].
PROAKIS, John G. and Dimitri G. MANOLAKIS, Digital Signal Processing. Principles, Algorithms and
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ROHDE&SCHWARZ, Digital Terrestrial Television: DVB-T in Theory and Practice, Germany, Test &
Measurement Division, Training Center, 2002.
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UNIVERSIDAD NACIONAL DE CORDOBA, Procesamiento Digital de Señales - Transformada de
Fourier y el Algoritmo FFT, Córdoba, Laboratorio de Procesamiento Digital de Señales, Facultad de
Ciencias Exactas Físicas y Naturales, [s. a].
C
A
P
Í
T
U
L
O
3
MODULACIÓN DIGITAL
1. INTRODUCCIÓN
En este capítulo se presentarán las bases y principios de la modulación digital; esto es,
las distintas formas de trasmitir información binaria (unos y ceros, es decir señales digitales
en banda base), utilizando formas de onda analógicas (ondas sinusoidales). El estudio está
enfocado en las modulaciones 16-QAM, 64-QAM, QPSK y DQPSK, que son las que se utilizan
en ISDB-Tb. El análisis espectral y de Fourier presentados en el capítulo anterior, junto con la
modulación digital, constituyen los fundamentos que permitirán el abordaje de los siguientes
capítulos de este libro.
2. MODULACIÓN DIGITAL
Una vez que los bits de información han sido convertidos en una señal eléctrica (normalmente llamada señal de banda base), para poder transmitirla de manera eficiente a través
del canal radioeléctrico es necesario utilizar alguna técnica de modulación. La modulación
consiste en modificar, de acuerdo a las variaciones que exhiba la señal de banda base, uno o
todos los parámetros que caracterizan a la portadora: amplitud, frecuencia y fase. Se emplea la
terminología más específica de modulación digital, cuando dichas variaciones pueden asumir
únicamente un número finito y determinado de valores discretos.
Las técnicas más elementales de modulación están basadas en la conmutación por desplazamiento o variación (shift keying) de los valores de amplitud, frecuencia o fase entre dos
límites posibles. Tal como se muestra en la Figura 1 y de acuerdo al parámetro que resulta
modificado, las modulaciones se denominan:
81
82
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
UÊ Amplitud: Amplitude Shift Keying (ASK)
UÊ Frecuencia: Frequency Shift Keying (FSK)
UÊ Fase: Phase Shift Keying (PSK)
En dicha figura, las modulaciones se aplican individualmente, es decir, no se combinan
entre sí las distintas técnicas. En estos casos, el parámetro modificado solo puede asumir dos
valores distintos (estados) que representarán un bit de información (0 ó 1).
Amplitud
Cambio de
amplitud
Tiempo
a) ASK
Amplitud
Cambio de
frecuencia
f=
1
Δt
Tiempo
b) FSK
Amplitud
Cambio
de fase
Tiempo
c) PSK
Figura 1: Técnicas de modulación
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
83
2.1. Bits, símbolos y velocidad de modulación
Cuando la portadora transmitida tiene solo dos estados perfectamente diferenciados, podrá
representarse un bit de información por estado y por lo general no habrá mayores dificultades
en la interpretación de los conceptos y de la terminología asociada. Por ejemplo en la Figura
2, puede verse una señal ASK, donde cada estado tiene una duración TS y éstos representan el
valor 0 o 1 de un bit. En este caso, resulta claro que la tasa o velocidad de transmisión en bits
por segundo (bps) será:
(1)
( )
R bps =
cantidad de bits transmitidos por estado bP
=
TS
tiempo necesario para transmitirlos
R (bps ) =
(2)
1
TS
Amplitud
0
1
Tiempo
TS
TS
Figura 2: Señal ASK representando un bit de información
La situación es diferente cuando la señal presenta más de dos estados. En el ejemplo de la
Figura 3, la señal ASK presenta cuatro niveles de amplitud distintos, lo que permite representar
las combinaciones correspondientes a dos bits. Cuando una señal tiene más de dos estados, la
agrupación de bits que éstos representan se denomina “símbolo” S.
84
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
Amplitud
S 1 = 00
S 2 = 01
S 3 = 10
S 4 = 11
Tiempo
TS
Figura 3: Señal ASK representando dos bits de información
En estos casos, claramente, existirán diferencias entre la velocidad o tasa de bits y la
velocidad de símbolos. La primera será:
R (bps ) =
(3)
bP
2
=
TS
TS
En cuanto a la velocidad de símbolos, que siempre es igual a la inversa de la duración del
símbolo, también se conoce como velocidad de modulación y su unidad es el baudio:
R S (baudios ) =
(4)
1
TS
Por lo tanto, teniendo en cuenta (3) y (4):
(5)
RS =
R
bP
Esto significa que la velocidad de modulación es más baja a medida que se incrementa la
cantidad de bits contenidos en un símbolo, es decir la cantidad de estados posibles de la portadora, mientras que la velocidad de transferencia de datos se incrementa en la misma medida.
3. MODULACIÓN QAM
La modulación QAM (Quadrature Amplitude Modulation) es la más difundida entre
los sistemas de modulación digital. En QAM se emplean múltiples valores de amplitud y de
fase, convirtiéndolo en un esquema “multinivel”, que hace posible transmitir, de manera muy
eficiente, símbolos formados por agrupaciones de varios bits (actualmente entre 2 y 8). Cada
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
85
símbolo estará representado por un binomio amplitud-fase perfectamente determinado de la
señal.
Este tipo de modulación se utiliza desde hace mucho tiempo en distintos sistemas de
comunicaciones. Solo basta con recordar que los vectores de croma en TV color analógica se
generan exactamente de esta manera. La única diferencia, es que en modulación digital se utilizan
señales discretas, es decir solo existirán unos pocos valores discretos de amplitud y de fase.
Para obtener una señal QAM, el modulador debe generar dos componentes: I que es
modulada por la mitad de los bits de un símbolo y Q que es modulada por la otra mitad, ambas
a la misma frecuencia pero desfasadas 90°. A continuación, las componentes I y Q se suman
obteniéndose la señal QAM. De esta forma, están implícitos dos canales ortogonales entre sí
que operan en la misma frecuencia.
Para poder comprender como funciona este esquema, se analizará el caso concreto de un
modulador 16-QAM, cuyos detalles se muestran en la Figura 4.
b1
0
0
1
1
UNIDAD DE
MAPEO DE BITS
b 3 Salida I
0
+3
1
+1
0
-3
1
-1
- 3- 1 0 1 3
b3
b1
b1 ... b 4
BUFFER
DIVISOR
DE BITS
I
fc
Nivel I
Polaridad
CONVERSOR
D/A
LPF
MODULADOR
SEÑAL
QAM
cos ct
+
b4
b2
Nivel Q
Polaridad
CONVERSOR
D/A
b 2 b 4 Salida Q
0 0
+3
0 1
+1
1 0
-3
1 1
-1
LPF
Q
3
1
0
-1
-3
MODULADOR
sen c t
- 90º
Figura 4: Modulador 16-QAM
El modulador 16-QAM genera 16 símbolos diferentes, cada uno representando a una
agrupación de cuatro bits. De esos cuatro bits, dos estarán asociados a la componente I (en
fase) y los otros dos a la componente Q (en cuadratura).
La serie de bits que llegan al modulador ingresan a una etapa buffer-divisor de bits, donde
son almacenados en agrupaciones de cuatro. A continuación, el divisor separa los bits pares de los
impares y los encamina simultáneamente y en paralelo hacia los conversores digital-analógico.
86
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
Estos conversores generan dos señales en banda base del tipo ASK, con cuatro niveles de tensión
cada una. Examinando con detenimiento la Figura 4, puede verse que tanto en la componente
I como en la componente Q el primer bit de cada par se utiliza para determinar la polaridad y
el segundo para fijar el nivel. Con dos bits para cada componente, es posible codificar hasta
cuatro niveles de amplitud distintos para cada una, totalizando 16 estados posibles cuando se
las combina en cuadratura.
A modo de ejemplo, se supone que ingresa al modulador la secuencia binaria 10010111.
El buffer almacenará dos grupos de cuatro bits cada uno: 1001 y 0111. Para el primer grupo,
b1=1, b2=0, b3=0 y b4=1. En el paso siguiente del procesamiento, los bits b1=1 y b3=0 son encaminados para formar la señal I con lo cual, de acuerdo a la tabla de verdad asociada, la polaridad
resultará negativa y el nivel asignado 3, dando como resultado un valor de tensión analógico
-3 voltios. El mismo procedimiento se aplica a los bits b2=0 y b4=1, generando un valor de +1
voltio para la señal Q. El proceso y las formas de onda se muestran en la Figura 5.
Amplitud
1
0
0
1
0
1
1
1
Tiempo
b1
b2
b3
b4
b5
b6
b7
b8
Tb
a) Bits de entrada
I
+1
b5
b1
b3
b7
Tiempo
TS
-3
b) Salida conversor D/A I
Q
+1
b2
b4
Tiempo
b6
b8
-1
c) Salida conversor D/A Q
Figura 5: Bits de entrada y señales de salida de los conversores D/A
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
87
Cada una de estas señales atraviesa el correspondiente filtro pasabajos y posteriormente
son enviadas a los moduladores balanceados, produciendo señales de doble banda lateral con
portadora suprimida que al combinarse dan como resultado la señal QAM de salida.
También puede observarse en la Figura 5 que la duración del símbolo TS es cuatro veces
el tiempo de bit, dando lugar a una apreciable reducción de la anchura de banda necesaria
para transmitir la información. Esto confirma la conocida fórmula de Hartley, que relaciona
la tasa binaria, la anchura de banda necesaria y la cantidad de símbolos (niveles) generados
por el modulador:
(6)
R(bps) = 2 · BW log2M
Donde:
UÊ BW es la anchura de banda ocupada
UÊ M es la cantidad de símbolos o niveles generados por el modulador
Si en la expresión (6) se despeja el ancho de banda BW, quedará explicitada la reducción
de la anchura de banda en función de M:
(7)
BW(Hz) =
R
2 ⋅ log 2 M
3.1. Representación gráfica: constelaciones y mapeo de bits
Por lo general, las señales FSK y PSK son difíciles de visualizar en el dominio del tiempo,
especialmente cuando la magnitud del cambio de fase o de frecuencia es muy pequeña. Si bien,
tal como lo insinúan la Figura 2 y la Figura 3, ASK no presenta esta dificultad, para el resto
de los esquemas de modulación resulta mucho más conveniente el empleo de los diagramas
polares en lugar de las gráficas temporales. Este tipo de representación se conoce como “constelación” y consiste en una gráfica (a eje x o a ejes x-y) que permite visualizar simultáneamente
todos los símbolos que puede generar un modulador digital. Cada símbolo tiene asociado un
valor de amplitud y un valor de fase que pueden ser representados en un plano cartesiano. De
este modo, los símbolos quedarán caracterizados por vectores, con un determinado módulo
y una posición angular en el plano; de allí que también estas técnicas sean conocidas como
“modulación vectorial”.
Una señal puede modularse cambiando el módulo y/o el ángulo de fase del vector. Para
poder lograrlo, solo se necesita manipular las componentes ortogonales o proyecciones del
vector sobre los ejes cartesianos: el eje I (por “in phase”, u horizontal a 0º) para las abscisas o
eje “x” y el eje Q para las ordenadas o eje “y” (por “quadrature” o vertical a 90º).
En una representación I-Q, a cada símbolo se le asigna un punto de coordenadas (±ii; ±qi)
operación que se denomina “mapeo”. Son precisamente estas coordenadas las que permiten
que el receptor pueda identificar correctamente el símbolo transmitido. La Figura 6 ilustra el
concepto de mapeo.
88
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
Q
S2
S1
q1
- i1
I
i1
S3
S4
- q1
Figura 6: Mapeo de símbolos en un modulador digital
Tratándose de valores discretos, en realidad los símbolos están asociados a una “región
de decisión”1 más que a sus coordenadas exactas. El motivo es simple de comprender: cuando
una señal se propaga hacia el receptor, a través del canal radioeléctrico, sufrirá degradaciones
en su trayectoria cuyo efecto final se traducirá en la modificación de la posición de los símbolos dentro de la constelación recibida. Cuando un símbolo se posiciona fuera de la región de
decisión que le corresponde, termina confundiéndose con alguno de los símbolos adyacentes.
La Figura 7 ilustra este concepto y en ella puede verse que el símbolo recibido S´1 cae dentro de
la región de decisión de S2, provocando la aparición de un error que luego deberá ser corregido
en alguna etapa posterior del procesamiento de señal del receptor.
Q
q2
S3
S4
q1
S´1
Región de
decisión
de S 1
S1
S2
Región de
decisión
de S2
I
i1
i2
Figura 7: Recepción de un símbolo fuera de la región de decisión correspondiente
1 Luis Gabriel SIENRA, QAM. La Guía Completa, México, Centro de Investigación e Innovación en Telecomunicaciones, 2004 -2008.
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
89
3.1.1. Constelaciones 16-QAM y 64-QAM
Las constelaciones correspondientes a las modulaciones 16-QAM y 64-QAM pueden
verse en la Figura 8 y la Figura 9 respectivamente.
Q
+3
+1
I
-1
-3
+1
+3
-1
-3
Figura 8: Constelación 16-QAM
Puede observarse que si el mapeo se hiciera manipulando el módulo y la fase de los vectores en lugar de hacerlo con sus coordenadas asociadas, sería necesario generar 3 valores de
amplitud y 12 de fase para 16-QAM, mientras que para 64-QAM, serían 9 amplitudes y 52
fases. Esto demuestra la conveniencia de trabajar con componentes I y Q.
Q
+7
+5
+3
+1
-7
-5
-3
-1
-1
-3
-5
-7
Figura 9: Constelación 64-QAM
I
+1
+3
+5
+7
90
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
3.1.2. Elección de las tensiones analógicas para I y Q
Un concepto que por lo general casi no es mencionado o bien queda implícito en los
desarrollos teóricos, es la elección de las tensiones analógicas correspondientes a las señales
ASK para I y Q. Es válido preguntarse ¿por qué se utilizan estos valores que además tienen la
característica de ser impares? Hay dos razones. La primera es la conveniencia de referir todas
las coordenadas a la unidad, pues facilita el proceso de normalización de la señal a potencia
media unitaria (este concepto se estudiará en detalle más adelante). La segunda, es hacer que
los puntos de la constelación se ubiquen simétricamente con respecto a los ejes I–Q. La Figura
10 ilustra el último de los conceptos mencionados.
Q
d
d
+1
d
-3
d = 2 unidades
-1
+1
I
+3
-1
Figura 10: Distancias entre símbolos de una constelación QAM
4. MODULACIÓN QPSK Y DQPSK
El caso más sencillo de modulación QAM se presenta cuando la amplitud de la portadora
no se modifica y solo varía la fase de la misma. Si el modulador produce cuatro valores de
fase distintos, se tendrán cuatro estados que permitirán representar a dos bits de información.
Dado que no hay variación de amplitud, la técnica se denomina QPSK (Quadrature Phase Shift
Keying), en lugar de 4-QAM que carecería de sentido porque en esta modulación la portadora
mantiene su amplitud constante. En la Figura 11 se muestra la constelación QPSK, donde
puede verse que los cuatro símbolos están asociados a un vector que tiene la misma amplitud y
cuatro valores de fase diferentes: 45º, 135º, 225º y 315º. Además estos vectores se encuentran
perfectamente en cuadratura.
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
91
Q
+1
I
-1
+1
-1
Figura 11: Constelación QPSK
Muy distinto es el caso de la modulación QPSK Diferencial ó DQPSK2. En este esquema
de modulación, un símbolo se representa mediante un cambio de fase que opera entre el estado
lógico actual y el estado lógico siguiente, donde cada estado tiene la duración de un símbolo. De
este modo, los receptores solo necesitan detectar, por medio de discriminadores, los cambios
de fase y no su valor absoluto, eliminando la necesidad de sincronizar los osciladores locales
de portadora. Las transiciones de la señal transmitida responden a la siguiente ecuación:
(8)
s(t) = 2 cos[ω c t + Δϕ]
nTs ≤ t ≤ (n + 1)Ts
Donde:
• ωc es la frecuencia angular de la portadora
UÊ TS es la duración del símbolo
Los cambios entre la fase actual y la fase siguiente Δϕ deberán seguir las siguientes
reglas:
(9)
⎧180º si
⎪
⎪ 90º si
⎪
Δϕ = ⎨
⎪ 270º si
⎪
⎪⎩ 0º si
(b ,b ) = (0,0)
(b ,b ) = (0,1)
(b , b ) = (1, 0)
(b , b ) = (1, 1)
1
2
1
2
1
2
1
2
2 Lian ZAHO, Hari SHANKAR and Ariel NACHUM, 40G QPSK and DQPSK Modulation, Singapore, Inphi
Corporation, [s. a.].
92
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
Desde el punto de vista de la ubicación de los símbolos la constelación DQPSK, que
aparece en la Figura 12, es prácticamente igual a la constelación QPSK. La diferencia radica en
que la conformación de un símbolo no solo depende de los valores de los bits que ingresan al
modulador en un momento dado, también dependerá del valor actual de la fase. Por lo tanto,
para poder determinar la fase del símbolo siguiente, deberá aplicarse a la fase actual un salto
de valor Δϕ, cuya magnitud viene dada por las reglas presentadas en (9).
La Figura 13 es una ayuda para interpretar la Figura 12. Las flechas corresponden a los
saltos de fase Δϕ, que se producen como consecuencia del ingreso de dos nuevos bits al modulador. Los valores de estos bits han sido consignados en cada caso y también en las flechas de
transición de estados de la Figura 12.
Q
01
11
11
10
135º = 10
45º = 00
00
00
I
10
01
10
01
00
00
225º = 11
10
11
315º = 01
11
01
Figura 12: Constelación DQPSK basada en cambios de fase
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
93
Figura 13: Reglas para los cambios de fase en DQPSK
Como en todo diagrama de estados, podrá lograrse el diseño del circuito encargado de
realizar estas funciones con la ayuda de una tabla de estados. Toda la información contenida
en la Figura 12 ha sido reflejada en la Tabla 1.
Finalmente en la Figura 14 se muestran los bloques constitutivos del modulador DQPSK.
La mayoría de los bloques vistos para el caso 16-QAM se repiten aquí. La principal diferencia
está en el circuito lógico secuencial encargado de realizar las funciones de la tabla de estados.
94
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
Estado actual
Bits de entrada
Estado siguiente
Δϕ
ϕ (t)
I(t)
Q(t)
b1
b2
I(t+1)
Q(t+1)
ϕ (t+1)
45º
0
0
0
0
1
1
225º
45º
0
0
0
1
1
0
135º
90º
45º
0
0
1
0
0
1
315º
270º
180º
45º
0
0
1
1
0
0
45º
0º
315º
0
1
0
0
1
0
135º
180º
315º
0
1
0
1
0
0
45º
90º
315º
0
1
1
0
1
1
225º
270º
315º
0
1
1
1
0
1
315º
0º
135º
1
0
0
0
0
1
315º
180º
135º
1
0
0
1
1
1
225º
90º
135º
1
0
1
0
0
0
45º
270º
135º
1
0
1
1
1
0
135º
0º
225º
1
1
0
0
0
0
45º
180º
225º
1
1
0
1
0
1
315º
90º
225º
1
1
1
0
1
0
135º
270º
225º
1
1
1
1
1
1
225º
0º
Tabla 1: Tabla de estados correspondiente al modulador DQPSK
UNIDAD DE
MAPEO DE BITS
-1 0
I
b 1, b 2…
BUFFER
DIVISOR
DE BITS
1
fC
I
CONVERSOR
D/A
LPF
MODULADOR
SEÑAL
QAM
CIRCUITO
LÓGICO
SECUENCIAL
+
Q
CONVERSOR
D/A
Q
1
LPF
MODULADOR
0
-1
Figura 14: Modulador DQPSK
- 90º
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
95
5. EXPRESIÓN ANALÍTICA Y GENERACIÓN DE LA SEÑAL QAM
La modulación vectorial permite relacionar símbolos S (conjuntos de bits) con vectores.
Un conjunto de n bits puede ser combinado de 2n maneras diferentes, dando lugar a 2n símbolos. Por lo tanto, será necesario generar 2n vectores, cada uno formado por dos componentes
ortogonales denominadas i y q. La Figura 15 muestra el diagrama en bloques simplificado de
un modulador QAM:
Q
S
q
I
i
UNIDAD DE MAPEO DE BITS
i
b 0 , b1 ... bn
BUFFER
DIVISOR
DE BITS
GENERADOR
DE VALORES
(I , Q)
CONVERSOR
D/A
SEÑAL
QAM
MODULADOR
q
Figura 15: Diagrama en bloques simplificado del modulador QAM
La señal QAM que se obtiene a la salida del modulador es una onda sinusoidal con un
valor determinado de amplitud y de fase.
Los símbolos pueden ser expresados como pares ordenados, de la siguiente manera:
(10)
S = (i ; q)
Cuando sus componentes i y q modulan a dos portadoras en cuadratura y luego se suman
estos productos, se obtiene la señal QAM s(t):
(11)
s(t) = i cosωct + qsen ωct
Los símbolos también pueden ser representados en coordenadas polares, mediante un
vector Z y un ángulo de fase ϕ:
96
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
Z = i2 + q2
(12)
y
⎛q⎞
φ = tg −1 ⎜ ⎟
⎝i⎠
Teniendo en cuenta las ecuaciones dadas en (12), la expresión (11) también puede escribirse de la siguiente manera:
s(t) = Z ⋅ e j(ωC t + ϕ)
(13)
5.1. Demodulación de la señal QAM
A continuación se analizará el proceso de demodulación de una señal QAM, dado que
no solo resulta de utilidad poder comprender claramente el proceso, sino que también servirá
de introducción al importante concepto de ortogonalidad que se estudiará más adelante.
Para la recuperación de las componentes i y q desde las señales que están a la frecuencia
de la portadora, se realiza un proceso de integración. La Figura 16, muestra los bloques del
demodulador QAM:
Q
S
I
s1 (t)
i(t)
INTEGRACIÓN
s(t)
DEMODULADOR
s 2 (t)
q(t)
DESMAPEO
CONVERSOR
A/D
b 0 , b1 ... bn
INTEGRACIÓN
Figura 16: Demodulador QAM
Para obtener la señal s1(t) se debe multiplicar s(t) por cosωct (reinyectando la portadora):
(14)
s1(t) = s(t) cosωct
(15)
s1(t) = (i cosωct + qsenωct) cosωct
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
s1(t) = i cos2ωct + qsenωct · cosωct
(16)
Integrando la señal s1(t) se obtiene i(t):
T
(17)
∫
i(t) = (i cos2ωct + qsenωct · cosωct)dt
o
T
(18)
i(t) =
∫ ((i cos ω t) dt + ∫ (qsenω t · cosω t)dt
T
2
c
c
0
c
0
T
(19)
T
⎡ sen 2 ω c t ⎤
⎡ t sen2ω c t ⎤
i(t) = i ⎢ +
⎥
⎥ +q⎢
4ω c ⎦ 0
⎢⎣ 2ω c ⎥⎦
⎣2
0
Y teniendo en cuenta que ω = 2π
c
T
T
(20)
T
4π ⎤
⎡
⎡
2 2π ⎤
⎢ t sen T t ⎥
⎢ sen T t ⎥
i(t) = i ⎢ +
⎥ +q⎢
⎥
8π ⎥
4π
⎢2
⎢
⎥
⎢⎣
T ⎥⎦ 0
T
⎣⎢
⎦⎥ 0
i(t) = i
(21)
T
2
De manera análoga, para obtener la señal s2(t), se debe multiplicar s(t) por senωct:
(22)
s2(t) = s(t)senωct
(23)
s2(t) = (i cosωct + qsenωct)senωct
(24)
s2(t) = i cosωct · senωct + qsen2ωct
Integrando s2(t) se obtendrá q(t):
(25)
q(t) =
T
∫ (i cosωct · senωct + qsen2ωct)dt
0
T
(26)
q(t) =
T
∫ (i cos ωc t ⋅ senωc t)dt + ∫ (qsen ω t)dt
2
0
0
c
97
98
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
T
(27)
T
⎡ sen 2 ω c t ⎤
⎡ t sen2ω c t ⎤
q(t) = i ⎢
⎥ +q⎢ −
⎥
4ω c ⎦ 0
⎢⎣ 2ω c ⎥⎦
⎣2
0
Reemplazando ω c =
2π
T
T
(28)
T
4π ⎤
⎡
⎡
2 2π ⎤
⎢ sen T t ⎥
⎢ t sen T t ⎥
q(t) = i ⎢
⎥ +q⎢ −
⎥
4π
8π ⎥
⎢
⎥
⎢2
⎢⎣
⎥⎦ 0
⎢⎣
T
T ⎥⎦ 0
q(t) = q
(29)
T
2
Se observa que i(t) y q(t) difieren de i y q solamente en un factor de escala T/2, que puede ser
eliminado en el bloque que realiza el desmapeo y convierte los símbolos nuevamente a bits.
Es interesante analizar los resultados del proceso de integración: En la recuperación de
cada una de las componentes, existe un término que tiene la forma:
T
(30)
∫ (senωc t ⋅ cos ωc t) dt = 0
0
Dado que las señales senωct y cosωct están en cuadratura (su valor de fase difiere en 90º),
la integración de su producto a lo largo de un período resulta nula. Esta propiedad permite que
las componentes i y q sean fácilmente recuperables a partir del vector que representa al símbolo
QAM. Pero además, este importante concepto es la base de la multiplexación por división de
frecuencias ortogonales (OFDM) y por lo tanto, su comprensión a partir de este momento es
de fundamental importancia.
6. NORMALIZACIÓN DE LOS NIVELES DE MODULACIÓN
El proceso de normalización de los niveles de modulación es extremadamente importante
en ISDB-Tb ya que, a diferencia de otros sistemas, esta norma admite la aplicación simultánea
de esquemas de modulación digital diferentes. Si bien muchos de los conceptos necesarios
serán estudiados en detalle en los capítulos sucesivos, es conveniente introducir el proceso de
normalización en este momento.
ISDB-Tb utiliza un concepto denominado “transmisión jerárquica”, que permite organizar
la información que se transmitirá hasta en tres capas como máximo. En este caso, el transmisor
se podría configurar para que una capa module a sus portadoras en QPSK/DQPSK, la segunda
capa lo haga con 16-QAM y la tercera con 64-QAM. De no tomar las previsiones del caso,
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
99
claramente existirán grandes diferencias entre los niveles de modulación de cada capa, siendo
necesario normalizar las señales para que la potencia media sea unitaria en todo el ancho de
banda de transmisión, independientemente de los esquemas utilizados.
6.1. Determinación de las potencias de pico y media de las señales3
Debido al carácter discreto de los niveles de amplitud y fase de las señales con modulación digital, resulta relativamente sencillo determinar los valores de potencia pico y potencia
media, pues cada símbolo tiene una potencia nominal que está determinada por su posición
geométrica dentro de la constelación.
En general, la potencia de cada símbolo no se mantiene constante durante la duración
del mismo, debido a la influencia del filtro de conformación de espectro, que normalmente
es del tipo coseno realzado. Este filtro hace que la potencia media dentro del período de cada
símbolo sea menor que su potencia nominal.
Si bien esta consideración es válida para las modulaciones digitales de portadora única,
no se aplica en la señales OFDM, donde la potencia de cada portadora es constante durante el
período TS del símbolo, ya que no se utilizan filtros conformadores de espectro. Los cálculos
que siguen, consideran que cada símbolo tiene una potencia que se mantiene constante durante
todo el período del mismo.
6.1.1. Potencias de pico y media de las señales QPSK y DQPSK
En la Figura 17 se muestra el primer cuadrante de una constelación QPSK/DQPSK.
Utilizando procedimientos geométricos, se determinaran a continuación las potencias de pico
y media de la señal.
Q
S
1
Z
I
1
Figura 17: Primer cuadrante de la constelación QPSK/DQPSK
3
Juan NAVALPOTRO, Modulación y Densidad Espectral. Nota Técnica Nº 4, Madrid, Abacanto Digital SA.,
2004.
100
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
El vector que representa al símbolo S es:
(31)
Z = 12 + 12 = 2
La tensión pico es igual al módulo del vector Z:
(32)
Vp = Z = 2 V
La potencia pico se calcula como:
(33)
(34)
Pp =
Vp2
R
Considerando una carga resistiva unitaria, la potencia pico será
Pp =
(√2)2
=2W
1
En este tipo de constelación, todos los símbolos tienen la misma amplitud y por lo tanto la
potencia pico y la potencia media son iguales, ya que la tensión eficaz (valor medio cuadrático
de las cuatro amplitudes) es igual a la tensión pico. En consecuencia, se puede escribir:
(35)
VEF = Vp = Z = 2 V
Luego, la potencia media sobre una carga unitaria será igual a la potencia pico:
2
VEF
(36)
Pm =
(37)
(√2)2
Pm =
1
R
=2W
De (35) y (38) surge que la relación entre la potencia pico y la potencia media vale:
(38)
(39)
Pp
Pm
=1
⎛ Pp ⎞
⎟ = 0d
10 ⋅ log⎜⎜
dB
B
⎟
⎝ Pm ⎠
Para normalizar una señal QPSK/DQPSK a potencia unitaria, el vector que representa a
cada símbolo S debe ser multiplicado por la inversa del valor absoluto de la tensión eficaz. El
factor de normalización es:
1
(40)
FN =
2
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
101
6.1.2. Potencias de pico y media de la señal 16-QAM
A partir de la Figura 18 correspondiente a la constelación de la modulación 16-QAM,
se realizará un desarrollo similar al caso anterior.
Tanto para 16-QAM como 64-QAM, la numeración de los símbolos se realizará en orden
ascendente, de acuerdo al valor del módulo del vector que los representa (VEF).
Q
S3
S4
S1
S2
3
1
Z
1
I
3
Figura 18: Primer cuadrante de la constelación 16-QAM
En 16-QAM son necesarios cuatro vectores para representar a todos los símbolos del
primer cuadrante:
(41)
Z = 12 + 12 = 2
1
(42)
Z 2 = 32 + 12 = 1
0
10
(43)
Z3 = 12 + 32 = 1
0
10
(44)
Z 4 = 32 + 32 = 1
8
18 = 3 2
La tensión pico de la señal 16-QAM es igual al módulo del vector Z4:
(45)
Vp = Z 4 = 3 2 V
Y la potencia pico para carga unitaria resulta:
(3√2)2
Pp =
= 18 W
(46)
1
102
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
La tensión eficaz se calcula como el valor medio cuadrático de las tensiones de pico correspondientes a los cuatro símbolos:
4
(47)
(48)
∑ Z i2
i =1
VEF =
VVEF =
E
F
4
2 + 10
1
0 ++10
1
0 ++18
1
8
=
4
V
4
040
= 1
010 V
4
La potencia media con carga unitaria es:
(49)
(50)
Pm =
2
VEF
R
2
(
1
0 ))
(
√10
Pm =
= 10
1
0 W
2
1
La relación entre la potencia pico y la potencia media resulta:
(51)
(52)
Pp
Pm
= 1, 8
10 · log 1,8 = 2,5 dB
La normalización de la señal 16-QAM a potencia unitaria se conseguirá multiplicando
los vectores de cada símbolo por el siguiente factor de normalización:
(53)
FN =
1
1
010
6.1.3. Potencias de pico y media de la señal 64-QAM
Con la ayuda de la Figura 19, se realizarán los mismos cálculos para la constelación
64-QAM.
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
103
Q
7
5
3
1
S 11
S 13
S 15
S 16
S6
S8
S 10
S 14
S3
S4
S7
S 12
S1
S2
S5
S9
Z
1
3
I
5
7
Figura 19: Primer cuadrante de la constelación 64-QAM
Para representar los símbolos del primer cuadrante de la constelación 64-QAM son
necesarios dieciséis vectores:
(54)
Z1 = 12 + 12 = 2
(55)
Z 2 = Z3 = 32 + 12 = 1
010
(56)
18 = 3 2
Z 4 = 32 + 32 = 1
8
(57)
26
Z5 = Z6 = 12 + 52 = 2
6
(58)
Z7 = Z8 = 52 + 32 = 3
4
34
(59)
Z 9 = Z11 = 7 2 + 12 = 50 = 5 2
(60)
2
2
Z110
0 =5 2
50
0 = 5 +5 = 5
(61)
2
2
Z112
8
58
13
2 = Z1
3 = 7 +3 = 5
104
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
(62)
Z1414 = Z1515 = 7 2 + 52 = 7
4
74
(63)
Z1616 = 7 2 + 7 2 = 98
9
8 =7 2
La tensión pico de la señal 64-QAM es igual al módulo del vector S16:
Vp = Z16 = 7 2 V
(64)
Y la potencia pico sobre una carga unitaria resulta:
((77 √22 ))2 = 98
9
8 W
2
(65)
Pp =
1
La tensión eficaz es el valor medio cuadrático de las tensiones de pico correspondientes
a los dieciséis símbolos:
16
1
6
VEF =
(66)
(67) V
VEF
EF =
∑ Z i2
i =1
16
1
6
V
2 + 2 x× 10
10 ++ 18
18 ++ 2 x× 26
26 ++ 22 x× 34
34 ++ 33 x× 50
50 ++ 22 x× 58
58 ++ 22 x× 74
74 ++ 98
98
672
=
= 442
2 V
16
1616
16
La potencia media con carga unitaria es:
(68)
Pm =
VEFEF 2
R
2
(
√42
(
)
4
2 )
Pm =
= 42
4
2 W
2
(69)
1
Finalmente se obtiene la relación entre potencia pico y la potencia media:
(70)
Pp
Pm
(71)
2,33
=2
,3
10 · log 2,33 = 3,67 dB
La normalización de la señal 64-QAM a potencia unitaria se conseguirá empleando el
siguiente factor de normalización:
1
FN
FN =
(72)
42
4
2
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
105
Para finalizar este capítulo, en la tabla se presentan todos los factores de normalización
recién calculados:
Esquema de
modulación
QPSK/DQPSK
16-QAM
64-QAM
Factor de
normalización (FN)
1
2
1
1
0
10
1
1
0
42
Tabla 2: Factores de normalización a potencia media unitaria
106
CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL
BIBLIOGRAFÍA
FAZEL, K. and S. KAISER, Multi-Carrier and Spread Spectrum Systems. From OFDM and MC-CDMA
to LTE and WiMAX, 2nd edition, United Kingdom, John Wiley & Sons, 2008.
FISCHER, Walter, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para
Ingenieros, 2a. edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009.
HEISKALA, Juha and John TERRY, OFDM Wireless LANs: A Theoretical and Practical Guide, [s. l.],
[s. e.], [s. a.].
MADDOCKS, M. C., An Introduction to Digital Modulation and OFDM Techniques, United Kingdom,
British Broadcasting Corporation (BBC), Research Department, Engineering Division, 2010.
NAVALPOTRO, Juan, Modulación y Densidad Espectral, Madrid, Abacanto Digital SA., 2004.
ROHDE&SCHWARZ, Digital Terrestrial Television: DVB-T in Theory and Practice, Germany, Test &
Measurement Division, Training Center, 2002.
SIENRA, Luis Gabriel, QAM. La Guía Completa, México, Centro de Investigación e Innovación en
Telecomunicaciones, 2004 -2008.
SCHULZE, Henrik and Christian LÜDERS, Theory and Applications of OFDM and CDMA, United
Kingdom, John Wiley & Sons, 2005.
XIONG, Fuqin, Digital Modulation Techniques, United States of America, Artech House Inc., 2000.
YANG, Samuel C., CDMA RF System Engineering, United States of America, Artech House Inc., 1998.
ZAHO, Lian, Hari SHANKAR and Ariel NACHUM, 40G QPSK and DQPSK Modulation, Singapore,
Inphi Corporation, [s. a.].
C
A
P
Í
T
U
L
O
4
MULTIPLEXACIÓN OFDM
1. INTRODUCCIÓN
En este capítulo se estudiarán los fundamentos de la técnica de multiplexación por división de frecuencias ortogonales, conocida universalmente por sus siglas OFDM. El análisis
comienza con un repaso de la multiplexación por división de frecuencias sencilla, mostrando
sus desventajas cuando el requerimiento en cantidad de canales es elevado. Luego se analiza la
OFDM propiamente dicha, presentando solo los conceptos matemáticos básicos que resultan
imprescindibles para facilitar su comprensión. En la parte final, se realiza una predeterminación de los parámetros fundamentales necesarios para modelar un sistema de transmisión de
TV digital.
Antes de continuar, es importante recalcar que FDM y OFDM no son métodos de modulación digital como suele afirmarse en algunos textos, en realidad se trata de técnicas de
multiplexación. Las modulaciones digitales utilizadas en ISDB-Tb son las bien conocidas QPSK,
DQPSK, 16-QAM y 64-QAM.
2. MULTIPLEXACIÓN POR DIVISIÓN DE FRECUENCIAS (FDM)
Se comenzará con la revisión de la Multiplexación por División de Frecuencias (FDM),
como paso previo al estudio de la Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonales
(OFDM), que es un caso especial de FDM.
107
108
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
Para aquellos que han estado familiarizados con los radioenlaces analógicos telefónicos
de alta capacidad, el múltiplex FDM utilizaba una portadora por cada canal telefónico. Había
960, 1800 o 2700 canales según la anchura de banda disponible y cada portadora era generada
por un único oscilador maestro, con un espaciamiento de alrededor de 4 kHz entre cada una.
Las portadoras eran moduladas por el canal vocal en banda lateral única. Todas las portadoras así moduladas, constituían una señal de banda base que modulaba a su vez en FM a una
portadora de frecuencia intermedia (FI) que luego se convertía a la frecuencia final de salida
de RF. Una señal de TV con su canal de audio correspondiente era equivalente a 960 canales
vocales aproximadamente. La señal televisiva más cuatro canales de audio eran equivalentes
a 1800 canales telefónicos.
S0
f0
S1
f1
s(t)
...
S L-1
f L-1
Figura 1: Diagrama simplificado del modulador FDM
La Figura 1 muestra el esquema general de un modulador FDM. Está formado por L
moduladores QAM que operan en paralelo. En este sistema, el flujo de datos es distribuido
entre L portadoras con sus respectivos moduladores, cada uno a una frecuencia determinada
y con una separación entre portadoras consecutivas que debe ser suficiente para asegurar la
inexistencia de interferencia entre ellas (interferencia entre portadoras o ICI).
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
109
En la Figura 2 se aprecia el modulador en detalle. El flujo de entrada serie de bits de datos
es dividido mediante el bloque separador en L flujos en paralelo, de unos pocos bits cada uno
(2, 4 ó 6). Estos bits son procesados por los bloques de mapeo que los convierten en símbolos
QAM en banda base. Luego de la conversión serie-paralelo, la tasa o velocidad del flujo binario
de entrada es reducida L veces en la entrada de cada modulador y por consiguiente las anchuras
de banda necesarias para cada portadora también se reducen según ese mismo factor.
Figura 2: Modulador FDM
110
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
Aclaración: En el desarrollo que sigue se hará mención a la modulación QAM como
concepto general. A menos que se especifique lo contrario, esta designación servirá para hacer
referencia a cualquier tipo de modulación digital. El sistema ISDB-Tb emplea QPSK, DQPSK
(modulaciones por desplazamiento de fase en cuadratura y desplazamiento de fase en cuadratura diferencial, con símbolos de 2 bits), 16-QAM y 64-QAM (modulación de amplitud en
cuadratura, con símbolos de 4 y 6 bits respectivamente).
Los L símbolos compuestos por n bits cada uno ingresan a los moduladores y luego de la
modulación, las señales se suman en una única salida denominada s(t).
Los símbolos Si generados por los mapeadores están formados por dos componentes ii y
qi, es decir, pares ordenados que pueden ser expresados como:
(1)
(
Si = i i ; q i
)
con
0 ≤ i ≤ L-1
Cuando estos pares ordenados ingresan a sus correspondientes moduladores balanceados,
se obtienen señales de salida que son funciones del tiempo:
(2)
i i (t) = i i cosωi t
(3)
q i (t) = q i senωi t
Cuando estas dos componentes se combinan en el sumador, se obtiene una señal QAM
correspondiente al i-ésimo símbolo.
(4)
Si (t) = i i cosωi t + q i senωi t
Como puede apreciarse, ambas componentes de la sumatoria están en cuadratura, es
decir a 90º una de otra.
En el bloque sumador de salida, los símbolos QAM ingresan en flujos paralelos, cada uno
en la frecuencia de su correspondiente portadora. La combinación de todas estas portadoras
moduladas es una señal FDM que puede expresarse matemáticamente como:
L−1
s(t) = ∑ Si (t)
(5)
i=0
Reemplazando Si(t) por su expresión equivalente obtenida en (4) se tiene:
L−1
(6)
(
s(t) = ∑ i i cosωi t + q i senωi t
i=0
)
La expresión (6) pone de manifiesto un resultado muy importante: Una señal FDM puede
ser interpretada como una Serie de Fourier de L elementos, donde ii y qi son los coeficientes de
la serie. Este resultado no debe sorprender, pues la operación de multiplexación en frecuencia
no es otra cosa que el proceso de síntesis (construcción) de una onda compleja a partir de sus
componentes de frecuencia. Este concepto hace más fácil comprender porqué la generación
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
111
de estas señales se logra mediante una transformación inversa, mecanismo que se estudiará
más adelante.
2.1. Espectro ocupado por una señal FDM
Como ya se mencionó, la multiplexación por división de frecuencias ha sido ampliamente
utilizada en los sistemas de comunicaciones telefónicas, especialmente a partir del momento
en el que comenzaron las comunicaciones digitales. El hecho de disponer de un elevado número de canales (portadoras) para el establecimiento de los vínculos, ha hecho que el sistema
también sea conocido como “multicanales telefónicos” y otras denominaciones similares. La
principal desventaja de la FDM es su baja eficiencia de utilización del espectro radioeléctrico,
ya que para evitar la interferencia entre portadoras (ICI) es necesario dejar un espacio entre
las bandas laterales inferior y superior de los subcanales adyacentes. Este espacio se conoce
como “bandas de guarda”. En un sistema con un número elevado de portadoras, el espectro
consumido por estos espaciamientos puede llegar a tornar inviable al sistema, debido a la gran
anchura de banda que se necesitaría. La Figura 3 ilustra estos conceptos.
Amplitud
BW
Subcanal
Frecuencia
f0
f1
f3
f4
f5
f L-1
Banda de guarda
entre portadoras
Figura 3: Espectro ocupado por señales FDM
3. MULTIPLEXACIÓN POR DIVISIÓN DE FRECUENCIAS ORTOGONALES (OFDM)
A continuación se analizarán las características de la Multiplexación por División de
Frecuencias Ortogonales (OFDM), sistema capaz de desempeñarse muy eficazmente en canales radioeléctricos altamente dispersivos. Los principios fundamentales de OFDM se deben a
R.W. Chang1 quien los presentó en 1966. Más tarde, sus trabajos fueron continuados por otros
investigadores y si bien las particularidades que presenta esta técnica de multiplexación son
1
R. W. CHANG, Synthesis of band limited orthogonal signals for multichannel data transmission, Bell Systems
Technical Journal, Volumen 46, December 1966, pp. 1775-1796.
112
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
muy importantes, recién a mediados de la década del noventa pudo ser llevado a la práctica,
debido a la tecnología necesaria para su implementación.
3.1. El concepto de ortogonalidad
Dos señales son ortogonales entre sí cuando la integral de su producto a lo largo de un
período completo es nula, es decir:
T
∫ s (t).s
(7)
n
m
(t) dt = 0
0
Cada símbolo Si modula a una única portadora que está formada por dos señales de la
misma frecuencia que a su vez resultan ortogonales entre si. Es decir, si se tiene el símbolo:
Si (t) = i i cosωi t + q i senωi t
(8)
Se puede verificar que:
T
∫ (senω t cosω t) dt = 0
(9)
i
i
0
A continuación, se extenderá este concepto a las L portadoras que componen una señal
FDM, analizando las condiciones que deberán cumplirse para que todas ellas resulten ortogonales entre sí.
Tomando dos portadoras consecutivas de frecuencias ωn y ωm, se plantea la siguiente
integral:
T
∫ s (t).s
(10)
n
0
(t)dt =
m
T
∫ (cosω t cosω t) dt
n
m
0
La solución para esta expresión se puede encontrar en una tabla de integrales indefinidas
y la misma es:
T
⎡ sen ⎡(ω − ω )t⎤ sen ⎡(ω + ω )t⎤⎤
⎣
⎦
⎣
⎦
∫ cosωnt ⋅ cosωmt dt = ⎢⎢ 2(ω m− ω n) + 2(ω m+ ω n) ⎥⎥
0
m
n
m
n
⎣
⎦
T
(11)
0
Si ωn y ωm son múltiplos enteros de una frecuencia común o de referencia denominada2
ωU y m ≥ n , entonces:
(12)
ωn = nω U
2 N de los A: La denominación de ω para la frecuencia de referencia obedece a una razón conceptual y también de
U
conveniencia en la nomenclatura. Esta decisión quedará debidamente justificada, más adelante.
113
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
ω m = mω U
(13)
(
)
ωm ± ωn = m ± n ω U
(14)
Reemplazando (14) en (11) se tiene:
T
⎡ sen ⎡(m − n)ω t⎤ sen ⎡(m + n)ω t⎤⎤
⎣
⎣
U ⎦
U ⎦⎥
⎢
cosω
t
⋅
cosω
t
dt
=
+
∫
n
m
⎢
⎥
2(m
−
n)ω
2(m
+
n)ω
0
U
U
⎣
⎦
T
(15)
0
Dado que:
ω U = 2πfU =
(16)
2π
TU
Si se cumple que el período de integración es igual al período correspondiente a la frecuencia ωU, entonces T = TU y el resultado final será:
TU
(17)
∫ cosω t ⋅ cosω
n
sen ⎡⎣(m − n)2π⎤⎦ sen ⎡⎣(m + n)2π⎤⎦
+
4(m − n)π
4(m + n)π
TU
TU
t ⋅dt =
m
0
Esta ecuación es válida solamente para m ≠ n (el denominador del primer sumando impone
esa restricción). Bajo esta condición, el resultado de la expresión (17) siempre es cero. El mismo
resultado se obtendría si las señales consideradas en la integral tuvieran la forma senωt.
Considerando solamente el signo negativo de la ecuación (14), a los fines de poder encontrar la separación o diferencia que deberán tener entre sí dos frecuencias cualesquiera del
sistema, se tiene:
(18)
ω m − ωn = (m − n)ω U
(19)
2π(fm − fn ) = (m − n)2πfU
(20)
Δf = m − n fU
(21)
Δf = m − n
(
)
(
) T1
U
Cuando m-n=1 las frecuencias consideradas son adyacentes y por lo tanto Δf =
1
TU
114
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
Entonces: Dos o más portadoras son ortogonales entre sí, cuando su separación en
frecuencia es un múltiplo entero de la inversa del período correspondiente a una frecuencia
común del sistema. Cuando esto ocurre, se cumple que:
Δf =
(22)
1
TU
Y para un sistema de múltiples portadoras, cada frecuencia se puede obtener como:
fi = i fU = i
(23)
1
TU
0 ≤ i ≤ L −1
La Figura 4 esquematiza un sistema FDM en donde la separación entre cada una de las
portadoras cumple con la condición impuesta por la ecuación (22).
fi = n f U
f0
fn
Δf =
fm
f L-1
1
TU
BW = (L-1) Δf
Figura 4: Sistema FDM de portadoras ortogonales
3.2. Eliminación de la interferencia entre portadoras (ICI): Ortogonalidad
En un sistema FDM la interferencia entre portadoras (ICI) se puede eliminar por completo si todas ellas resultan ortogonales entre si, transformándose entonces en OFDM. Para
poder comprender en profundidad este concepto, a continuación se analizará el significado
del período de tiempo TU o de su inversa, la frecuencia fU. Este período guarda una relación
directa con el proceso de transmisión de símbolos.
En primer lugar, se considera un único pulso de amplitud determinada y anchura TU. El
espectro en frecuencia de esta señal se muestra en la Figura 5, donde TF significa transformada
de Fourier. Puede verse que la forma de la envolvente es del tipo y = sen(x)/x, una función continua en el dominio de la frecuencia.
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
115
Amplitud
Amplitud
Δf = 1
TF
TU
Frecuencia
Tiempo
TU
Figura 5: Espectro de un pulso de duración TU
Este tipo de pulsos presenta una característica muy deseable en cuanto a su espectro en
frecuencia: los cruces por cero de la envolvente tienen una separación en frecuencia que es igual
a la inversa de la duración del pulso.
¿Por qué se busca este comportamiento espectral? La respuesta es sencilla: si es posible
lograr que todas las portadoras de un sistema OFDM tengan este tipo de espectro, la separación
entre ellas podría igualarse a Δf sin que se interfieran entre sí. Para visualizar esta afirmación,
en la Figura 6 se muestra el espectro correspondiente a dos portadoras consecutivas que cumplen esta condición. Puede verse que en la frecuencia donde se produce el valor máximo de
la primera portadora (f1), la segunda tiene un valor nulo (ausencia de señal) y por lo tanto no
habrá interferencia.
Amplitud
Δf = 1
TU
Frecuencia
f1
f2
Figura 6: Espectro de dos portadoras con separación Δf
116
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
Por otra parte, resulta evidente que una transmisión de datos digitales no puede materializarse en un solo pulso y que por lo tanto será necesario transmitir una sucesión de pulsos, en
forma ilimitada a lo largo del tiempo. Esto quiere decir que a diferencia del primer caso, ahora
se tendrá un tren de pulsos, con un período activo de anchura TU y un período de repetición
TS. La transformada de Fourier de este tipo de señal tiene la forma y = (sen x)/x y los cruces por
cero también están espaciados 1/TU. La única y gran diferencia es que ahora se trata de una
función discreta en el dominio de la frecuencia, cuyas líneas espectrales están separadas 1/TS.
En la Figura 7 puede verse el espectro de una sucesión de pulsos, deduciéndose que no resulta
funcional para ser aplicada en OFDM.
Amplitud
TF
Amplitud
1
TS
Frecuencia
Tiempo
TU
TS
1
TU
Figura 7: Espectro de un tren de pulsos de anchura TU y período TS
El siguiente paso de este análisis, consiste en graficar varias portadoras con alguna clase
de modulación sencilla (por ejemplo desplazamiento de fase), de tal forma que la velocidad
de la modulación (duración de un símbolo) sea proporcional a TU. Esta gráfica aparece en la
Figura 8, donde se han representado cinco portadoras sinusoidales con modulación BPSK.
Puede verse que estas señales presentan, de alguna manera, una estructura de ráfagas cuyo
período es igual a TU es decir, la duración de un símbolo BPSK.
Más adelante en este mismo capítulo, se estudiará el concepto de Intervalo de Guarda.
Este elemento que se incorpora la señal, hace aún más nítida la estructura de la señal en forma
de sucesión de símbolos perfectamente diferenciados entre sí y resulta fundamental para el
correcto funcionamiento de los sistemas de transmisión OFDM. (Atención: no debe confundirse
intervalo de guarda con banda de guarda).
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
117
Amplitud
TU
Tiempo
f0
un símbolo
f1
f2
f3
f4
Frecuencia
Figura 8: Portadoras moduladas con símbolos de duración TU
Si se proyectan las cinco portadoras de la figura anterior sobre el eje del tiempo durante
el intervalo o ventana de duración TU, se obtendrá en el dominio de la frecuencia lo que matemáticamente se conoce como una “convolución” entre los espectros correspondientes al pulso
o ventana rectangular y a cada una de las portadoras sinusoidales.
El espectro resultante estará compuesto por curvas de la forma y = (sen x)/x, tantas como
portadoras existan y los cruces por cero de cada una de estas curvas cumplirán con la relación
de ortogonalidad Δf = TU-1. El resultado final se puede apreciar en la Figura 9.
118
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
TU
Tiempo
1 SIMBOLO OFDM
CONVOLUCIÓN EN EL DOMINIO
DE LA FRECUENCIA
Amplitud
Δf = 1
f0
f1
f2
f3
TU
f4
Frecuencia
Figura 9: Espectro de portadoras moduladas con símbolos de duración TU
En la Figura 10 se muestra el esquema simplificado del espectro ocupado por un sistema
OFDM. Se aprecia que los subcanales ahora están “solapados” y que debido a la condición
de ortogonalidad no existirá interferencia entre ellos. Además, se han eliminado las bandas de
guarda entre cada subcanal, con lo cual la anchura de banda total ocupada por el sistema es
sensiblemente menor que en el caso de los sistemas FDM.
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
119
Amplitud
BW = L f
f=
1
Subcanal
TU
Frecuencia
f0
f1
f3
f4
f5
fi = i f U
f L-1
Figura 10: Espectro ocupado por señales OFDM
3.3. Generación de la señal OFDM
Más adelante se demostrará que para TV digital, las demandas de velocidad de transmisión
obligan a generar una señal ODFM con más de 1000 portadoras. Para comprender el desafío
que significa trabajar con esta magnitud, conviene repasar el funcionamiento del modulador
FDM que se presentó en la Figura 2.
Un dispositivo de estas características es casi imposible de llevar a la práctica. Empleando
métodos convencionales, sería necesario disponer de 1000 moduladores I-Q en paralelo, cada
uno con su mapeador y su par de moduladores balanceados, trabajando a la frecuencia exacta
de la portadora que le corresponda y perfectamente sincronizados entre sí (sincronización de
fase y frecuencia), de tal manera que se pueda mantener la separación necesaria en frecuencia.
Esta forma de implementación es solo teórica, ya que sería demasiado costoso y difícil de
construir.
Afortunadamente, existe una manera más sencilla de implementar un modulador OFDM.
Matemáticamente puede demostrarse que si se aplica la Transformada Discreta Inversa de
Fourier (IDFT) a un bloque de L símbolos QAM y luego se transmiten en serie los coeficientes
IDFT obtenidos, el resultado final que se consigue es exactamente la señal OFDM s(t).
Es posible demostrar que una señal OFDM puede generarse por aplicación de la Transformada Discreta de Fourier Inversa (IDFT). Dado que se trata de un desarrollo matemático
relativamente extenso, pero que a la vez contribuye a visualizar algunos conceptos, dicha
demostración se incluye en el apéndice de este capítulo, para el lector que tenga interés en
estudiarla.
3.3.1. Aplicación de la Transformada Rápida de Fourier - Frecuencia de muestreo fIFFT
De acuerdo a lo estudiado en el capítulo dedicado al Análisis Espectral y de Fourier, para
realizar el cálculo numérico de la IDFT de una manera rápida y eficiente (la menor cantidad
120
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
posible de operaciones aritméticas y tiempo de ejecución) se dispone de diversos algoritmos
conocidos como “Transformada Rápida de Fourier” ó FFT, concepto que se extiende a su
transformada inversa correspondiente, denominada IFFT. Con la aplicación de alguno de
estos algoritmos, el hardware necesario para implementar un modulador OFDM se simplifica
notablemente.
En este momento es importante realizar algunas consideraciones en cuanto a la frecuencia
de muestreo necesaria para calcular la IFFT. Teniendo en cuenta que el producto de la frecuencia de muestreo por el valor del período de tiempo durante el cual se realiza dicho muestreo es
siempre igual a la cantidad de muestras obtenidas, se puede escribir:
L = fm ⋅ T
(24)
Si el período de muestreo coincide con el tiempo útil de símbolo OFDM y se despeja el
valor de la frecuencia de muestreo, entonces:
fm =
(25)
L
TU
Esta frecuencia es un parámetro clave de los sistemas de TV digital multiportadora y por
esta razón recibe una denominación específica: frecuencia de muestreo de la transformada
IFFT (fIFFT).
En el capítulo de Análisis Espectral y de Fourier también se mencionó que los procesadores numéricos que calculan la IFFT lo hacen siempre sobre una cantidad de puntos (puntos o
muestras, que se traducen en portadoras), que es igual a una potencia entera de 2, es decir:
L = 2p
(26)
Por lo tanto, se concluye que:
(27)
fIFFT =
2p
TU
3.4. Eliminación de la interferencia entre símbolos (ISI): Intervalo de guarda
Existe un problema adicional por resolver: Se trata de la Interferencia entre Símbolos
(ISI). En TV digital, los receptores no solo reciben la señal directa; también llegan a la antena,
luego de un cierto tiempo de retardo, réplicas de la señal original o “ecos”. Por lo tanto, la
parte inicial de cada símbolo OFDM transmitido en la señal directa corre serios riesgos de ser
degradada por el final del símbolo que le antecede en la señal reflejada. Las trayectorias de la
señal directa y de la señal reflejada en una emisión de TV pueden verse en la Figura 11.
121
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
Figura 11: Trayectorias de la señal directa y de la señal reflejada
La Figura 12 muestra la transmisión de una sucesión de 5 símbolos, donde puede verse
claramente la interferencia ISI3. A manera de ejemplo, se indica la interferencia que produce
la parte final del símbolo S4 de la señal reflejada sobre el comienzo del símbolo S5 de la señal
directa.
Símbolo n
Sn
Flujo de tiempo
TU
S1
S2
S3
S4
S5
Señal directa
Interferencia entre
símbolos (ISI)
S1
S2
S3
S4
S5
t
Señal reflejada
t
tr
Figura 12: Interferencia entre símbolos (ISI)
La ISI puede eliminarse agregando un intervalo de guarda al comienzo de cada símbolo,
con un tiempo de duración TG mayor o igual al tiempo de retardo tr. El esquema mostrado en
3 Walter FISCHER, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, 2ª edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009.
122
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
la Figura 13 permite verificar esta afirmación. Es conveniente destacar que el valor de tr que
deberá tomarse en cuenta para dimensionar el sistema es el del peor caso y corresponderá a los
puntos reflectantes ubicados a mayor distancia de la emisora. En capítulos posteriores se verá
que el intervalo de guarda es además, el elemento clave para posibilitar el correcto funcionamiento de las redes de frecuencia única (SFN).
Debe notarse que al agregar el intervalo de guarda, la duración total del símbolo aumenta.
Ahora, temporalmente el símbolo esta compuesto por dos partes: una de duración TU por
“tiempo útil símbolo” y otra de duración TG por “tiempo del intervalo de guarda”. La suma
de ambos es el valor TS es decir el “tiempo total del símbolo”.
TS
Sn
Intervalo de guarda
TG
S1
Duración total de símbolo: TS = T U + T G
S2
Símbolo n
Flujo de tiempo
TU
S3
S4
S5
Señal directa
t
TG
S1
tr
S2
S3
S4
Eliminación de la interferencia entre símbolos (ISI):
La parte final del símbolo S4 de la señal reflejada, cae
dentro del intervalo de guarda TG colocado delante del
símbolo S5 de la señal directa, evitando la interferencia.
S5
Señal reflejada
t
TG ≥ t r
Figura 13: Inserción del intervalo de guarda
Debe tenerse en cuenta que el intervalo de guarda introduce una pérdida en la capacidad
de transmisión del canal, es decir, una limitante para la velocidad de transferencia de datos,
dado que se incrementa el tiempo total de duración del símbolo (se “demora más tiempo” en
transmitir la misma información).
Además se produce una pérdida de la potencia utilizable en la demodulación, un aspecto que
tiene gran importancia. Existe una relación de compromiso entre dicha potencia y la necesidad
de disponer de intervalos de guarda más grandes en términos absolutos, una exigencia propia
de las redes SFN que se estudiarán más adelante. La eficiencia puede mejorarse reduciendo la
separación entre las portadoras, de modo que el tiempo útil de símbolo se incremente al mismo
tiempo que se reduce la proporción del intervalo de guarda en términos relativos a TU. Aún así,
un sistema más eficiente en términos de potencia (por incremento de TU) es más susceptible al
efecto Doppler, ya que las portadoras estarán más próximas unas de otras.
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
123
3.4.1. Características del intervalo de guarda
En este apartado cabe analizar las características que debe reunir el intervalo de guarda, esto
es determinar el tipo de información que debe incluirse dentro del período de tiempo TG.
Una primera opción consiste en dejar vacío este espacio (en realidad con muestras nulas),
técnica que se conoce como “zero padding” y que provoca cierta pérdida de ortogonalidad,
sin afectar la potencia utilizable para la demodulación.
Sin embargo, dejando vacío el intervalo TG, s(t) no tendrá la cantidad de muestras correspondientes a un número entero de períodos completos de cada portadora dentro de la ventana
de tiempo de cálculo de la Transformada Discreta de Fourier (llamada “ventana FFT” y que se
explicará en el punto siguiente). Dado que la convolución entre la respuesta del canal y la señal
en el tiempo [h(t)*s(t)] es lineal, el resultado en frecuencia no será exactamente H(f).X(f). La
consecuencia inmediata, es que al multiplicar este resultado por la respuesta inversa estimada
del canal H-1(f), no se obtendrá X(f).
Ahora bien, si la porción de tiempo dedicada al intervalo de guarda contiene una réplica
exacta de la parte final del símbolo a transmitir, se dispondrá de todas las muestras correspondientes a un número entero de períodos completos de cada portadora dentro de la ventana de
tiempo TU, independientemente de dónde se la ubique, y por lo tanto la convolución lineal con
la respuesta del canal estará emulando una convolución circular, produciéndose el resultado
esperado, esto es H(f).X(f). Este proceder simplifica notablemente el proceso de ecualización
en el receptor.
Atendiendo a esta exigencia y a los fines de crear un mecanismo que posibilite la sincronización inicial del receptor, dentro de la porción de tiempo dedicada al intervalo de guarda se
incorpora una copia de la parte final del símbolo que se transmite. Dicho en otras palabras: si
se acaba de transmitir el símbolo Sn-1, a continuación y antes de transmitir el símbolo Sn y por
un espacio de tiempo igual a TG, se transmite la parte final del símbolo Sn y luego el símbolo Sn
propiamente dicho, tal como puede verse en la Figura 14.
TG
PARTE ÚTIL
DEL SÍMBOLO n
Duración = TU
Inicio
Final
TS = TU + TG
Tiempo
Figura 14: Formación del intervalo de guarda
124
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
3.4.2. Sincronización inicial del receptor con el símbolo OFDM: Correlación
En un primer análisis, es conveniente centrar la atención únicamente en la señal directa,
sin considerar la influencia que las señales reflejadas ejercerán sobre el receptor. En el apéndice,
se presenta la demostración completa del proceso matemático de detección de cada símbolo
mediante la aplicación de la Transformada Discreta de Fourier a la señal OFDM, que en la
práctica se implementa mediante su algoritmo de cálculo, la FFT. Esta operación se realiza
dentro de un período de tiempo igual a la duración de la parte útil del símbolo TU, conocido
como “ventana FFT”. De acuerdo con la Figura 15, la ventana debería abrirse justo en el preciso
instante en el que finaliza el intervalo de guarda.
SÍMBOLO
VENTANA FFT
TU
S1
S2
S3
S4
S5
t
FFT
FFT
FFT
FFT
FFT
Figura 15: Sincronización de la ventana FFT con inicio del símbolo
Esto significa que el receptor debería iniciar la captura del símbolo en el momento exacto
de su comienzo, recuperando toda la información transmitida sin pérdida alguna. Este requerimiento es prácticamente imposible de cumplir, ya que sería extremadamente complicado
elaborar un dispositivo capaz de detectar el comienzo y el final exactos de cada símbolo sin
que medie ninguna señalización auxiliar o preámbulo adecuado. El problema será aún mayor
en presencia de múltiples señales reflejadas y en ambientes hostiles.
Teniendo en cuenta esta dificultad, si la parte final de un símbolo se repite en el período
correspondiente al intervalo de guarda que lo precede, existirán componentes de la señal que
se repetirán es decir, estarán presentes más de una vez dentro del período total de símbolo TS.
Una de las herramientas de análisis de señal empleadas por la tecnología DSP es la correlación4. Se trata de una operación matemática, operativamente similar a la convolución, que
se realiza entre dos señales y que da como resultado una tercera señal, llamada correlación
cruzada entre las señales de entrada. Cuando las dos entradas corresponden a la misma señal,
la señal obtenida se denomina auto-correlación.
4
Steven W. SMITH, The Scientist and Engineer’s Guide to Digital Signal Processing, [en línea]. Dirección URL:
<http://dspguide.com/pdfbook.htm>, [s. f].
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
125
Dada una señal cuya forma de onda resulta conocida, llamada señal objetivo t(n), la
correlación permite determinar de una manera muy eficaz si dicha señal aparece en ó se repite
dentro de s(n) y en que parte de la misma se encuentra.
La Figura 16 ilustra conceptualmente el proceso. La función de correlación y(n) presenta
un pico muy notorio cuando t(n) es localizada en la señal s(n). En el entorno de este pico, la
forma de onda de y(n) muestra dos características importantes: a) presenta simetría a derecha
e izquierda del pico y b) su anchura es el doble de la correspondiente a la señal t(n). Además,
cabe señalar que si la señal recibida s(n) es ruidosa, este ruido también aparecerá en la función
de correlación y(n).
Una aclaración final con respecto a la Figura 16: El signo negativo en la variable n de la
señal objetivo t(n) está relacionado exclusivamente con el algoritmo de cálculo de la función
correlación, a los fines de diferenciarla de la convolución, cuya expresión es similar.
s
n
t
*
s(n)
CORRELACIÓN
s(n) * t(-n)
y(n)
n
t(n)
y
Δn
s(n) * t(-n)
n
2 Δn
Figura 16: Correlación entre las señales s(n) y t(n)
Considerando solo la señal directa, el procedimiento de sincronización inicial del receptor
puede apreciarse en la Figura 17. El mecanismo consiste en correlacionar grupos de muestras
separadas entre sí un intervalo de tiempo igual a TU. Los picos de la función de correlación
se utilizan para controlar una señal de sincronismo, que luego se compara con un umbral de
tensión preestablecido. Cuando el flanco descendente del sincronismo atraviesa el nivel de
referencia, el receptor puede detectar el comienzo de un nuevo símbolo.
126
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
TS
ΔT U
TS
TU
ΔT U
TU
TU
TU
Correlación
Correlación
Umbral de referencia
Señal de sincronismo
Figura 17: Sincronización inicial del receptor
3.4.3. Detección del modo y del intervalo de guarda
La Figura 17 pone en evidencia un hecho muy importante: los máximos de la función de
correlación se suceden con una periodicidad TU, mientras que el entorno de estos máximos tiene
una anchura igual a ΔTU. Esto quiere decir que durante la sincronización inicial, el receptor
puede detectar con total exactitud el tiempo útil de símbolo y el intervalo de guarda empleados
en la emisión. Más adelante se verá que TU es el parámetro fundamental que permite definir
el Modo.
3.4.4. Sincronización secundaria del receptor
Los canales radioeléctricos asignados a la transmisión de señales de TV digital tienen un
comportamiento bastante distante del ideal, debido, entre otras causas, a que se trata de un
ambiente hostil (ruido, interferencias e inestabilidad de propagación), sumadas a las propias
señales reflejadas que siguen trayectorias múltiples de propagación. En esta situación, la sincronización del receptor y la detección del comienzo del símbolo OFDM es una tarea bastante
compleja.
La Figura 185 muestra la interferencia entre símbolos (ISI) que una señal reflejada provoca
sobre la señal directa. Dado que la duración de la ventana FFT es TU < TS , siempre que tr < TG
5
Walter FISCHER, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, 2ª edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009.
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
127
existirá más de una ubicación posible para esta ventana dentro de la zona libre de interferencia,
gracias a que existen partes de la señal que se repiten al comienzo y al final de cada símbolo.
Nuevamente, la función de correlación puede utilizarse como una señal auxiliar de sincronización que permita situar la ventana.
Señal reflejada
S1
S2
S3
S4
S5
t
VENTANA FFT
ISI
Señal directa
S1
S2
S3
S4
S5
t
VENTANA FFT
VENTANA FFT
VENTANA FFT
VENTANA FFT
VENTANA FFT
Función de correlación
Longitud de ventana FFT = tiempo útil del símbolo
TU
Figura 18: Sincronización secundaria del receptor
La búsqueda de la zona libre de ISI y posicionamiento de la ventana FFT se conoce como
sincronización secundaria y, como puede apreciarse, la situación más común es que esta ventana no quede perfectamente alineada con el símbolo que se está detectando, lo cual provoca
un error de fase que se traduce en la rotación del diagrama de constelación con el que han sido
moduladas las portadoras, problema que luego puede ser corregido por el receptor en las
siguientes etapas del procesamiento de la señal.
Existen por lo menos cinco técnicas de sincronización secundaria que permiten alinear
la ventana FFT con una referencia conveniente:
s Señal de mayor intensidad.
s Primera señal en superar un umbral.
s Promedio ponderado de tiempo-nivel de todas las señales recibidas.
s Cuasi-óptima.
s Máxima relación portadora/interferencia (C/I).
Estas técnicas serán analizadas en el Capítulo 14, dedicado al estudio de las redes de
frecuencia única (SFN).
128
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
3.5. Modelo 3D amplitud-tiempo-frecuencia del canal de transmisión6
Como se ha visto, la multiplexación OFDM requiere del análisis amplitud-tiempofrecuencia del canal de transmisión, para lo cual se puede emplear el siguiente modelo de
representación:
s División del dominio de la frecuencia en una cierta cantidad de “sub-bandas” de
anchura reducida comparada con el total disponible en el canal.
s División del dominio del tiempo en pequeños “intervalos de tiempo”.
Considerando la amplitud de la señal como una tercera dimensión, se puede construir
la representación 3D del espacio amplitud-frecuencia-tiempo, cuyo aspecto se puede apreciar
en la Figura 19:
Amplitud
Tiempo
Anchura de
banda del canal
de transmisión
Sub-banda
de frecuencia
Intervalo
de tiempo
Frecuencia
Figura 19: Modelo 3D del canal de transmisión
3.5.1. Símbolo OFDM y cuadro OFDM
Dentro de cada partición tiempo-frecuencia, se colocan las portadoras, cada una modulada
con unos pocos bits de datos codificados (entre 2 y 6 bits). El número de bits transportados
por cada portadora dependerá del tipo de modulación empleado: 2 bits para QPSK y DQPSK,
4 bits para 16-QAM y 6 bits para 64-QAM.
6 Esta forma de representar una señal OFDM aparece en el trabajo titulado Single Frequency Networks, a magic
feature of the COFDM, publicado en el año 2000 por el ingeniero Gerard Faría, Director Técnico del ITIS, Francia.
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
129
El resultado se muestra en la Figura 20, donde también pueden visualizarse las siguientes
agrupaciones:
s Un grupo de portadoras transmitidas dentro del mismo intervalo de tiempo de duración
TS = TU + TG se denomina “Símbolo OFDM”.
s Una sucesión de F símbolos OFDM de denomina “Cuadro OFDM”. Más adelante se
estudiará en detalle la estructura del cuadro ISDB-Tb y se deducirá el valor de F.
s El final de un símbolo está separado del comienzo del siguiente por el denominado
“intervalo de guarda” TG.
Amplitud
Tiempo
f0
f1
f2
f3
Portadoras
f4
f5
f6
f L-1
TG
TU
Símbolo OFDM
F.T S
Cuadro OFDM (F símbolos OFDM)
Frecuencia
Figura 20: Símbolo OFDM y cuadro OFDM
Finalmente, debido a que la mayor parte del estudio del sistema ISDB-Tb se focaliza sobre
las relaciones tiempo-frecuencia, resulta posible prescindir de la dimensión amplitud, simplificando los diagramas mediante representaciones 2D más sencillas y simples de visualizar.
Como el procesamiento de las señales es completamente digital hasta la etapa final de
radiofrecuencia, el dominio de las frecuencias discretas se identifica con la letra “i”, mientras
que al dominio del tiempo discreto se le asigna la letra “j”. En la Figura 21 se aprecia la representación 2D del espacio tiempo-frecuencia de OFDM.
130
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
Tiempo
j
Frecuencia
i
Figura 21: Representación 2D del espacio tiempo-frecuencia
4. APLICACIÓN DE LA MULTIPLEXACIÓN OFDM EN TV DIGITAL TERRESTRE
4.1. Fundamentos
Desde los comienzos de la radiodifusión, el planeamiento de frecuencias ha tenido como
principal objetivo evitar las interferencias causadas por la superposición de las áreas de servicio
de los transmisores. Lamentablemente, dicha superposición no es la única fuente de interferencia: el canal radioeléctrico terrestre responde a un modelo de propagación muy complejo en
el cual se producen ecos o reflexiones (propagación multitrayectoria), además de las derivas
de frecuencia por efecto Doppler para los casos de recepción móvil. Como consecuencia de
ello, en cada punto del área de servicio la señal disponible en la entrada de los receptores es la
resultante de la suma de muchas otras señales además de la señal directa. Estas “otras” señales
incluyen réplicas de la señal original, que llegan al receptor con un cierto tiempo de retardo.
Además hay un determinado nivel de ruido en el canal que también se añade a la resultante.
Para sortear esta degradación provocada por el canal físico, la solución tradicional consiste
en incrementar la potencia de la señal directa (aumentando la potencia de salida del transmisor
y/o la ganancia de la antena, por ejemplo). No resulta difícil deducir que procediendo de este
modo se extienden los límites a partir de los cuales resulta posible la reutilización del canal,
con la consecuente ocupación innecesaria del espectro radioeléctrico disponible.
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
131
A principio de la década del ochenta, el laboratorio francés CCETT trabajó en el desarrollo de un sistema de transmisión robusto y eficiente, con dos objetivos: transportar señales
digitales y ahorrar espectro radioeléctrico, para lo cual se optó por multiplexación OFDM,
que ha sido decisiva para el desarrollo e implementación de los estándares de transmisión de
televisión digital terrestre DVB europeo, ISDB japonés y DMB chino, a diferencia del estándar
norteamericano ATSC que emplea el sistema 8-VSB de portadora única. DVB-T, DMB-T e
ISDB-Tb son sistemas de portadoras múltiples, más de 1000 para los modos básicos de las tres
normas.
4.2. Comportamiento del canal radioeléctrico7
Suponiendo que se está sintonizando un canal radioeléctrico y que es posible visualizar
el espectro de la señal recibida con la ayuda de un analizador de espectro, la pantalla del instrumento podría mostrar alguna de las imágenes que se ven en la Figura 22.
El espectro de la Figura 22 a) corresponde a una emisión prácticamente ideal, donde no
se aprecian interferencias ni deterioros de ningún tipo en la envolvente. Si bien esto se puede
esperar en cercanías de la antena transmisora, seguramente no será el caso de las zonas más
alejadas y de aquellas con recepción marginal.
En esos sitios de recepción es posible que la señal presente un aspecto más cercano al
de la Figura 22 b). Si se analiza detenidamente el espectro recibido, es posible apreciar que la
respuesta no es igual en todas las frecuencias comprendidas dentro de la anchura de banda del
canal. Por efecto de suma de las distintas señales presentes (directa + reflexiones o ecos), en
algunas frecuencias la energía es escasa o prácticamente nula (desvanecimiento o fading) y en
otras el nivel de energía es notablemente mayor, debido a una acción de refuerzo mutuo entre
las señales directa y reflejadas (interferencias destructivas y constructivas).
7
Gerard FARÍA, Single Frequency Networks, a magic feature of the COFDM, Francia, [s. e.], 2000.
132
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
RBW (Hz)
Video BW (Hz)
Span
Am plitude (dB)
DTV Spectrum Analyzer
Habrish&Lüschrift
a) Señal sin degradación
RBW (Hz)
Video BW (Hz)
Span
Am plitude (dB)
DTV Spectrum Analyzer
Habrish&Lüschrift
b) Señal con fuerte degradación
Figura 22: Posibles envolventes espectrales de la señal recibida
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
133
La conclusión de este primer análisis es la siguiente: en el punto de medición, algunas
frecuencias han sido recibidas sin inconvenientes y otras aparecen severamente atenuadas de
acuerdo a las características de propagación del canal terrestre.
Entonces, si se desea emplear eficientemente un canal radioeléctrico para la transmisión
de una señal digital, se podrían distribuir los datos entre una gran cantidad de frecuencias
estrechamente separadas entre sí, y en ese caso, será posible recuperar parte de la señal transmitida a partir de las frecuencias que no hayan sufrido alteraciones a lo largo del trayecto de
propagación.
Para poder recuperar los datos restantes, se pueden añadir códigos de protección. Estos
códigos permitirán detectar y corregir una cierta cantidad de errores provocados por las frecuencias que han resultado demasiado atenuadas.
Por esta razón, frecuentemente se añade la palabra “codificada” a la denominación de
este sistema de multiplexación, resultando el conocido acrónimo COFDM. Como se puede
apreciar, se trata de la unión de dos conceptos que resultan sencillos de comprender.
Pero las características del canal radioeléctrico no se mantienen constantes durante períodos largos de tiempo y, por lo tanto, si el espectro de la señal recibida que se acaba de mostrar
en la Figura 22 b) se midiera nuevamente luego de transcurrido algún tiempo, posiblemente las
degradaciones aparecerían en otras frecuencias que antes no habían sido afectadas.
Aún así, dentro de períodos relativamente cortos, la propagación en el canal radioeléctrico
tiende a mantenerse más o menos estable. En línea con esta afirmación, se puede pensar en
utilizar el canal solo durante breves intervalos de tiempo dentro de los cuales las condiciones
se mantienen “estables”, organizando la información en unidades de longitud limitada e individualmente detectables. Esta es una de las razones de ser del cuadro OFDM.
4.3. Determinación de parámetros OFDM para TVD-T
La selección de los parámetros de un sistema OFDM es un compromiso entre distintos
requerimientos frecuentemente conflictivos entre sí. Esto significa que cuando se logre optimizar
uno de ellos, los restantes se verán afectados de alguna manera.
Usualmente se conocen ciertos requerimientos básicos a partir de los cuales se puede
comenzar a dimensionar el sistema. Normalmente estos son: anchura de banda del canal,
velocidad o tasa de datos deseada y tiempo de retardo de las señales reflejadas.
Como regla general, el intervalo de guarda TG debe ser mayor que el tiempo de retardo,
pero su valor también dependerá del tipo de modulación que se aplique a cada portadora. Por
ejemplo, 64-QAM es mucho más sensible a las interferencias intersímbolos (ISI) que QPSK.
Una vez que el intervalo TG ha sido seleccionado, se puede fijar el tiempo útil de símbolo
TU y por consiguiente su duración total TS. El intervalo de guarda introduce pérdidas en la
relación señal ruido8 razón por la cual para poder minimizarlas, se deberá cumplir que TU>>TG,
teniendo en cuenta además que la duración del símbolo tampoco podrá ser arbitrariamente
grande, pues la velocidad de transmisión sería muy baja, obligando a disponer de un número
8 Richard van NEE and Ramjee PRASAD, OFDM for Wireless Multimedia Communications, Boston, Artech
House, 2000.
134
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
muy elevado de portadoras. Mayor cantidad de portadoras implicaría una disminución de la
separación entre ellas, haciéndolas más susceptibles al ruido de fase y al offset de frecuencia,
ya sea por errores propios del transmisor y/o del receptor o por efecto Doppler.
Habiendo determinado TG y TU, se podrá calcular el número L de portadoras necesarias
en base a la anchura de banda disponible, debido a que TU fijará automáticamente la separación
en frecuencia de las portadoras por condición de ortogonalidad:
(28)
Δf =
1
TU
Y por lo tanto:
(29)
L =
BWCH
Δf
El número total de portadoras necesarias también se puede determinar basándose en el cociente
entre la tasa total de datos y la tasa de transmisión alcanzada por cada portadora. Ésta última
a su vez, surge de la relación existente entre el tipo de modulación utilizado (64-QAM, 16QAM, QPSK o DQPSK) y el tiempo útil de símbolo TU.
4.3.1. Determinación del número de portadoras necesarias
Es posible determinar el número de portadoras necesarias a partir del cálculo de la capacidad de transmisión máxima teórica del canal con probabilidad de error arbitrariamente
pequeña, aplicando el Teorema de Shannon.
Para ello, primero es necesario fijar un valor de referencia para la relación portadoraruido (C/N). En TV analógica y suponiendo que se dispone de un canal Gaussiano, se necesitan
unos 46 dB para proporcionar una excelente calidad de señal. En TV digital los niveles de señal
necesarios dependen de varios factores: tipo de canal (Rayleigh, Rice o Gaussiano), relación de
codificación convolucional (grado de redundancia de datos) y tipo de modulación utilizado.
Según el esquema empleado, el valor de la relación C/N puede variar desde un mínimo de 3 dB
con canal Gaussiano, alto nivel de redundancia y modulación QPSK a un máximo de 28 dB
con canal de Rayleigh, baja redundancia y modulación 64-QAM. Todos estos conceptos se
analizarán con mayor profundidad y detalle en los dos últimos capítulos de este libro.
Para poder aplicar el Teorema de Shannon, el dato necesario es la relación señal-ruido
S/N y en general, en sistemas tales como el OFDM, la relación C/N no es igual a S/N debido a
varios factores. Entre estos factores debe tenerse en cuenta que, dentro de la anchura de banda
considerada, además de las portadoras de datos pueden estar presentes portadoras piloto y
señales de control con potencias que están ligeramente por encima de las primeras. Si bien se
pueden calcular exactamente los valores de C/N y S/N9, las diferencias no son significativas
cuando el nivel de señal es adecuado dentro del área de cobertura de servicio.
9 Walter FISCHER, Digital television. A practical guide for engineers. Berlín, Rohde & Schwarz GmbH & Co.
KG., [s. l.], 2004.
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
135
En TV digital, empleando como modelo un canal de Rice (el más típico, pues considera
una señal directa y múltiples reflexiones), modulación 64-QAM y redundancia media-alta de
datos, se requiere una relación C/N de 18 dB (63 veces). Si la anchura de banda del canal de
TV BWCH es de 6 MHz, se tendrá:
(30)
⎛
S⎞
C (bps) = BWCH log 2 ⎜1+ ⎟
⎝ N⎠
(31)
C (Mbps) = 6 log 2 1+ 63
(32)
C = 36 Mbps
(
)
Posteriormente se verá que la tasa R en bits por segundo (bps) que realmente se puede
alcanzar es sensiblemente menor a C por dos razones:
s No es posible utilizar la totalidad de los 6 MHz de anchura de banda disponible.
s No todas las portadoras podrán ser empleadas para la transmisión de datos, ya que
varias de ellas serán asignadas a los pilotos y a las señales de control.
La capacidad teórica recién calculada permite establecer una relación fundamental: La
razón entre la cantidad de portadoras a utilizar L y el tiempo total de duración de cada símbolo
TS=TU+TG. Si por ahora se acepta que R = C y siendo bP el número de bits transmitido por cada
portadora, adoptando un esquema de modulación 64-QAM (bP = 6) se tendrá:
(33)
R (bps) = L
(34)
36 x 106 = L
(35)
bP
TS
6
TS
L
= 6 x 106
TS
La primera conclusión que se puede extraer es muy importante: en una primera aproximación, se necesitarán 6 portadoras por cada microsegundo de duración de símbolo.
Se ha demostrado que el intervalo de guarda debe cumplir con la condición TG ≥ t r para
evitar la interferencia ISI. Por otro lado, para evitar una disminución exagerada de la velocidad
de transmisión de datos se debe cumplir que TU > TG.
Es posible aproximar a la duración de símbolo TS y también al tiempo útil del mismo TU
si se conoce la relación que debe existir entre éste y el intervalo de guarda.
El valor de TG dependerá de las distancias a la cual se producen las reflexiones, incluyendo
la posibilidad de contar con múltiples puntos de emisión, que respondan a una configuración
de red de frecuencia única (SFN).
136
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
El intervalo de guarda (al igual que otros parámetros, como se verá más adelante) debe
poder ajustarse de acuerdo a la configuración adoptada para el sistema de transmisión. Es razonable que dichos parámetros formen un conjunto reducido de valores discretos y normalizados,
evitando que puedan tomar valores arbitrarios elegidos libremente por el radiodifusor. Esto
es fundamental para que los receptores y/o STB (Set Top Boxes) tengan la menor complejidad
posible, respondan a un diseño simplificado y sean más sencillos de fabricar y ajustar, con la
consiguiente reducción de costos.
T
Estas y otras razones, conducen a que la relación Δ = G responda a la siguiente expreTU
sión:
(36)
Δ=
1
2r
2≤r≤5
con r entero
Más adelante, se verá que el denominador debe ser una potencia entera de 2 en razón de
que el intervalo de guarda está formado por un número entero de muestras. Dando todos los
valores posibles a r, se obtienen los cuatro valores posibles para la relación de guarda:
1
4
(37)
;
1
8
;
1
16
y
1
32
En la Figura 23 se muestra (en una escala adecuada) la duración de los cuatro intervalos
de guarda posibles, para un mismo tiempo útil de símbolo. Esta figura ayuda a tener una idea
más clara de la duración de este intervalo en comparación con la parte útil del símbolo.
Duración total de símbolo:
TS = T U + T G
TU
Sn
TG =
16
Δ=
1
8
Δ=
1
4
1
TU
8
Sn
TG =
Δ= 1
1
T
16 U
Sn
TG =
1
32
1
T
32 U
Sn
TG =
Δ=
1
T
4 U
Figura 23: Parte útil del símbolo e intervalos de guarda, mostrados en escala
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
137
En la Figura 24 se puede observar que el retardo de tiempo que existe en la señal reflejada
que llega al receptor, medido con respecto a la señal directa, depende de la diferencia en las distancias recorridas. Dado que la velocidad de propagación de las señales es igual a la velocidad
de la luz, el tiempo de retardo puede calcularse mediante la sencilla ecuación:
tr =
(38)
Donde:
da
c
tr = Tiempo de retardo, en segundos.
da = Distancia adicional recorrida por la señal reflejada, en km.
c = Velocidad de la luz, aproximadamente igual a 300.000 km/s.
d
Figura 24: Distancia de reflexión de la señal
Si se considera una distancia “d” igual a 1 km entre la antena receptora y el objeto
reflectante, la onda reflejada deberá recorrer una trayectoria adicional de aproximadamente
2d = 2km respecto a la señal directa. Si bien este valor de 1 km puede parecer arbitrario,
con total seguridad será el caso de las ciudades y conglomerados urbanos, donde existirán
reflexiones cercanas en edificios y en grandes estructuras metálicas.
Llevando esta distancia a la ecuación (38), el tiempo de retardo será:
(39)
tr =
2d
2 km
=
≅ 7 μs
c
km
0,3
μs
Este tiempo de retardo se hará corresponder con un intervalo de guarda pequeño (para
proteger de ISI en reflexiones a distancias cortas). El intervalo de guarda más pequeño corresponde
a la relación Δ = 1/32 (ver Figura 23). Si se acepta que TG = tr = 7μs y se tiene en cuenta que TS =
TU + TG, reemplazando todos estos valores en la ecuación (35) se tendrá:
(40)
L
= 6 x 106
TU + TG
138
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
(41)
L
TG
+ TG
Δ
=
L
L
=
= 6 x 106
32 TG + TG 33 TG
(42)
L = 33 x 7 x 6 = 1386
(43)
L = 1386 Portadoras
Más adelante, se verá que este valor es muy cercano al correspondiente al Modo 1 (o
Modo 2K) del sistema ISDB-Tb.
Otra manera de calcular el número de portadoras es la siguiente: La relación entre tasa,
cantidad de información transmitida y tiempo de transmisión se puede calcular como:
(44)
R (bps) =
log 2 M
TS
Dado que M es la cantidad total de símbolos transmitidos según el esquema de modulación
empleado, bP = log2 (M), con lo cual (44) queda:
(45)
R (bps) =
bP
TS
Para alcanzar una tasa de datos alta, se deberá tener un valor de TS muy pequeño o un
valor de bP muy grande. Un valor TS demasiado reducido es incompatible con los tiempos
de retardo que existen en las trayectorias de propagación, pues se producirá inevitablemente
ISI; a su vez el valor de bP está limitado por la máxima complejidad posible de la modulación
digital empleada.
La única manera de resolver este problema es dividir la anchura de banda entre un gran
número de portadoras, cada una transmitiendo una cierta cantidad de bits a una tasa reducida,
es decir con períodos de tiempo TS relativamente grandes. Bajo esta consideración, la expresión
(45) ahora puede escribirse:
(46)
R (bps) = L
bP
TS
Y por lo tanto, conociendo la tasa de transmisión deseada y fijando un valor de TS >> tr
se puede determinar L.
4.3.2. Fórmula general para el cálculo de la tasa o velocidad efectiva de transmisión
En este momento resulta muy útil introducir la fórmula general para el cálculo de la tasa
o velocidad efectiva de transmisión, partiendo de la expresión (46).
Según se mencionó en 4.2, el sistema es COFDM porque se añaden códigos de protección
a los datos transmitidos. Independientemente del tipo de codificación que se utilice, siempre
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
139
será necesario agregar bits que esencialmente no son datos, pero que resultan imprescindibles
para recuperar dichos datos cuando aparecen errores en la transmisión.
Un análisis detenido de la ecuación (46), permite inferir que ésta no refleja cuáles de los
bits bP transmitidos durante el tiempo TS son de datos y cuáles son de código.
Se podría modificar dicha ecuación, identificando la cantidad de bits de datos y la cantidad
de bits de código enviados en cada portadora, obteniendo así una tasa bruta de transmisión:
R bruta (bps) = L
(47)
(b
D
+ bC
)
TS
Donde:
bD = bits de datos enviados en cada portadora.
bC = bits de código enviados en cada portadora.
L = cantidad total de portadoras OFDM.
TS = Duración del símbolo, es decir el tiempo total que se tarda en transmitir los bits de cada portadora
Este procedimiento de cálculo resulta muy poco práctico, pues normalmente la única
información que se conoce es la suma bD + bC, es decir bP , valor que depende del esquema de
modulación utilizado. La ecuación (47) tampoco entrega la información necesaria que es la
tasa neta de datos.
Existe una forma mucho más sencilla de calcular la tasa de datos, expresándola como un
porcentaje de la tasa total o bruta de transmisión.
En general, todos los sistemas de transmisión inalámbricos incorporan o agregan bits
de código a los bits de datos en relaciones o proporciones perfectamente definidas y lo hacen
en dos etapas:
a) Codificación de bloque, que agrega bytes de código a los bytes de datos. En este
caso se puede definir una relación entre la cantidad de bytes de entrada de datos
sin codificar y la cantidad de bytes de salida codificados. Se la suele denominar
relación de codificación externa KO (outer) y siempre se cumplirá que nBi<nBo.
b) Códigos convolucionales, que agregan bits de código de acuerdo a las secuencias
de bits de entrada. En este caso también es posible definir la relación entre la
cantidad de bits que forman las secuencias de entrada sin codificar y la cantidad
de bits de las secuencias de salida codificadas. Generalmente se la llama relación de
codificación interna KI (inner) o también relación de codificación convolucional,
cumpliéndose siempre que nbi<nbo.
La Figura 25 muestra ambas relaciones:
ENTRADA
BYTES DE
DATOS
n Bi
CODIFICADOR DE
BLOQUE
nBi
K0 =
nBo
SALIDA BYTES
DE DATOS
CODIFICADOS
ENTRADA DE
SECUENCIAS
DE BITS
PROCESAMIENTO
nBo
nbi
SALIDA DE
SECUENCIAS DE
BITS CODIFICADOS
CODIFICADOR
CONVOLUCIONAL
nbi
KI = n
bo
Figura 25: Relaciones entrada de datos sin codificar/salida de datos codificados
nbo
140
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
Mientras mayor es la cantidad de bytes y de bits de código que se agregan, más bajos son los
coeficientes K y menor es la tasa neta de datos transferidos durante el mismo período de tiempo.
Teniendo en cuenta estas consideraciones, la ecuación (46) puede ser expresada como:
R(bps) = KO ⋅ K I
(48)
L ⋅ bP
TS
En el capítulo dedicado a codificación del canal, se demostrará que los valores que estos
coeficientes pueden asumir son:
KO =
(49)
KI =
(50)
n Bi
n Bo
n bi
n bo
=
=
188
= 0,92
204
1 2 3 5 7
; ; ; ó
2 3 4 6 8
4.3.3. Determinación de la separación en frecuencia, duración útil de símbolo y fIFFT
Siendo necesarias unas 1386 portadoras y conociendo la anchura de banda disponible
para el canal, se puede calcular la separación entre portadoras:
(51)
Δf =
BW
BWCH
Ch
L
=
6000
= 4,329 kHz
1386
Conociendo la separación Δf, queda automáticamente determinado el tiempo de duración
útil de símbolo TU que además permitirá el cumplimiento de la condición de ortogonalidad:
(52)
TU =
1
= 231 μs
4329
La frecuencia de muestreo de la IFFT responde a la expresión:
(53)
fIFFT =
2p
TU
Deberá encontrarse el menor valor posible de p que satisfaga la siguiente condición:
(54)
2p ≥ 1386
Este valor es p = 11 y por lo tanto 2p = 2048. El valor para la frecuencia de muestreo
será:
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
(55)
fIFFT =
141
2048
= 8,865 MHz
231 μs
Estos números son una primera aproximación a los valores definitivos, que se verán al
estudiar el sistema ISDB-Tb en detalle.
5. APÉNDICE: APLICACIÓN DE LA TRANSFORMADA DISCRETA DE FOURIER (DFT)
Para demostrar que una señal OFDM puede generarse por aplicación de la Transformada
Discreta de Fourier Inversa (IDFT), se puede realizar el proceso inverso, es decir, probar que es
posible recuperar los símbolos en el receptor aplicando la Transformada Discreta de Fourier
(DFT) a la señal OFDM s(t) recibida.
De acuerdo a lo visto en el apartado 2, la ecuación (6) representa la señal de salida entregada por el modulador FDM, que por comodidad se reitera aquí:
L−1
(
s(t) = ∑ i i cosωi t + q i senωi t
(56)
i=0
)
En la multiplexación FDM, las frecuencias de cada una de las portadoras son múltiplos
enteros de la frecuencia común ω U :
(57)
ωi = i ω U = 2πifU
0 ≤ i ≤ L −1
Además, dado que se trata de una señal OFDM, de acuerdo a lo estudiado en el apartado
3.1, la condición de ortogonalidad impone que:
fU =
(58)
1
TU
Reemplazando (58) en (57) y esta en (56) se tendrá::
(59)
L−1 ⎛
2πi
2πi ⎞
s t = ∑⎜⎜ i i cos
t + q i sen
t⎟
TU
TU ⎟⎠
i=0 ⎝
()
Si la señal que llega al receptor lo hace en condiciones ideales, estará libre de todo tipo de
distorsión e interferencia y por lo tanto será exactamente la misma que se transmitió, pudiendo
ser expresada mediante la ecuación (59).
La Figura 26 muestra un esquema con los bloques de entrada del receptor, que incluye las
etapas de RF típicas de un superheterodino. Una vez que la señal está disponible en frecuencia
intermedia (FI) deberán separarse las componentes en cuadratura.
Dado que la señal s(t) es real, no tiene sentido hablar de partes reales e imaginarias. Sin
embargo, dado que en el lenguaje de la DFT se utilizan esos términos, es conveniente aclarar
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
que la componente en fase I normalmente se asimila a la parte real, mientras que la componente
en cuadratura Q es asociada a la parte imaginaria.
A
0
D
Re X(h) = i i
cos FI t
f FI
FILTRO
RF
S/P
DFT
-90º
Im X(h) = q i
sen FI t
fC
...
142
A
D
2
p
Figura 26: Procesamiento de la señal OFDM en el receptor
Para la generación y recepción de este tipo de señales es necesario emplear técnicas
DSP y por lo tanto, el primer paso consistirá en muestrear s(t), con la siguiente frecuencia de
muestreo:
fm =
(60)
1
Tm
Dado que el producto L ⋅ Δf es aproximadamente igual a la anchura de banda de la señal
OFDM10, para que se cumpla el criterio de Nyquist deberá verificarse que:
(61)
fm ≥ 2 ⋅ BW
(62)
fm = 2 ⋅ L ⋅ Δf =
2L
TU
Igualando (60) y (62) y despejando Tm se deduce que el período de muestreo es:
Tm =
(63)
TU
2L
Cada uno de los valores de tiempo discreto podrá ser identificado como un múltiplo del
período de muestreo, de la siguiente manera:
t = n Tm
(64)
0 ≤ n ≤ 2L − 1
Por lo tanto:
10
Desde el punto de vista estrictamente teórico, la anchura de banda de una señal OFDM es infinita.
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
t=n
(65)
TU
2L
143
0 ≤ n ≤ 2L − 1
Reemplazando la variable continua de tiempo de la ecuación (59) por la expresión (65),
se obtiene la señal OFDM s(n) muestreada:
(66)
L−1 ⎛
n
n⎞
s n = ∑⎜ i i cos πi + q i sen πi ⎟ 0 ≤ n ≤ 2L − 1
L
L⎠
i=0 ⎝
()
A continuación, se deberá aplicar la transformada DFT para recuperar la sucesión de
símbolos (ii ; qi) desde cada una de las componentes de frecuencia de la señal. Por comodidad
y a los fines de poder analizar los resultados, se definirá la variable de frecuencia discreta h.
Aplicando las expresiones estudiadas en el Capítulo 2, es posible calcular la DFT real
de s(n):
⎛
A 2L−1
n ⎞ ⎫
s(n)cos ⎜ 2πh
⎟ ⎪
∑
L n=0
2L ⎠ ⎪
⎝
⎬
⎛
B 2L−1
n ⎞⎪
Im X(h) = − ∑ s(n)sen ⎜ 2πh
⎟
L n=0
2L ⎠⎪⎭
⎝
Re X(h) =
(67)
0≤h≤L
De manera arbitraria y por conveniencia, se han elegido factores de escala diferentes,
dejándose para el final de este desarrollo la determinación de los valores adecuados de A y B.
Sustituyendo s(n) por su igual en (66):
A 2L−1 L−1 ⎛
n
n⎞
n ⎫
⎜ i i cos πi + q i sen πi ⎟ cos πh ⎪
∑
∑
L n=0 i=0 ⎝
L
L⎠
L ⎪
⎬
2L−1 L−1 ⎛
⎞
B
n
n
n⎪
Im X(h) = − ∑ ∑⎜ i i cos πi + q i sen πi ⎟ sen πh ⎪
L n=0 i=0 ⎝
L
L⎠
L⎭
Re X(h) =
(68)
0≤h≤L
Desarrollando los productos dentro de la sumatoria, se tendrá:
n
n
n
n⎞ ⎫
A 2L−1 L−1 ⎛
⎜ i i cos πi cos πh + q i sen πi cos πh ⎟ ⎪
∑
∑
L
L
L
L⎠ ⎪
L n=0 i=0 ⎝
⎬
2L−1 L−1 ⎛
B
n
n
n
n ⎞⎪
Im X(h) = − ∑ ∑⎜ i i cos πi sen πh + q i sen πi sen πh ⎟⎪
L n=0 i=0 ⎝
L
L
L
L ⎠⎭
Re X(h) =
(69)
0≤h≤L
144
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
Teniendo en cuenta que las funciones seno y coseno son ortogonales entre si y que su
producto será nulo para los valores de las frecuencias discretas i y h, la expresión (69) se reduce
a:
A 2L−1 L−1 ⎛
n
n⎞ ⎫
⎜ i i cos πi cos πh ⎟ ⎪
∑
∑
L n=0 i=0 ⎝
L
L⎠ ⎪
⎬
2L−1 L−1 ⎛
B
n
n ⎞⎪
Im X(h) = − ∑ ∑⎜ q i sen πi sen πh ⎟⎪
L n=0 i=0 ⎝
L
L ⎠⎭
Re X(h) =
(70)
0≤h≤L
Recordando que:
(
)
(
)⎤⎦
(
)
(
)⎤⎦
1
cosα cosβ = ⎡⎣cos α − β + cos α + β
2
1
sen α senβ = ⎡⎣cos α − β − cos α + β
2
(71)
Asimilando los argumentos de las funciones trigonométricas de (70) a las siguientes
expresiones:
(72)
n
n
y β = πh
L
L
La suma y la diferencia de estos argumentos serán:
α = πi
(
)
(
)
n
i+h
L
n
α −β = π i − h
L
α+β = π
(73)
Reemplazando (73) en (71) y estas en (70), se obtiene:
⎡ n
⎤ i
⎡ n
⎤⎫⎪
A 2L−1 L−1 ⎧⎪ i i
⎨ cos ⎢π i − h ⎥ + i cos ⎢π i + h ⎥⎬
∑
∑
L n=0 i=0 ⎩⎪ 2
⎣ L
⎦ 2
⎣ L
⎦⎭⎪
2L−1 L−1 ⎧
⎡ n
⎤ q
⎡ n
⎤⎫⎪
⎪q
B
Im X(h) = − ∑ ∑ ⎨ i cos ⎢π i − h ⎥ − i cos ⎢π i + h ⎥⎬
L n=0 i=0 ⎩⎪ 2
⎣ L
⎦ 2
⎣ L
⎦⎭⎪
Re X(h) =
(74)
(
)
(
(
)
)
(
)
⎫
⎪
⎪
⎬
⎪
⎪
⎭
0≤h≤L
Puede calcularse el resultado de esta DFT por partes, en función de los valores que pueden
asumir los índices de las frecuencias discretas.
1) La primera es cuando i ≠ h es decir, los índices de frecuencia discreta no son
iguales. Esto equivale a plantear como hipótesis que las frecuencias de cada una de
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
145
las portadoras (símbolo n-QAM), no coinciden con las frecuencias desde las cuales
se intenta realizar la recuperación de la información transmitida. Si i ≠ h , para
cada valor de i y de h se verifica que:
(75)
2L−1
⎡ n
⎤
2L−1
⎡ n
⎤
n=0
⎣
⎦
n=0
⎣
⎦
∑ cos ⎢π L (i − h)⎥ = ∑ cos ⎢π L (i + h)⎥ = 0
Es relativamente sencillo comprobar este resultado empleando una planilla de cálculo y
dando un valor pequeño a L (por ejemplo L = 8, con lo cual 0 ≤ n ≤ 15). En cuanto a los índices
de frecuencia, bastará con asignar valores enteros, dentro del rango de L.
Teniendo en cuenta la igualdad (75) y llevándola a las ecuaciones dadas en (74), se deduce
que:
Re X(h) = 0 ⎪⎫
⎬ 0 ≤ h ≤ L con h ≠ i
(76)
Im X(h) = 0⎪⎭
La DFT tiene resultado nulo, confirmando una vez más que cuando i ≠ h las portadoras
resultan ortogonales entre si.
2) La segunda condición es para h = i. Las ecuaciónes (74) quedan:
(77)
⎛
A 2L−1 L−1 ⎡ i i i i
n ⎞⎤
⎢ + cos ⎜ 2πi ⎟⎥
∑
∑
L n=0 i=0 ⎢⎣ 2 2
L ⎠⎥⎦
⎝
⎛
B 2L−1 L−1 ⎡ q q
n ⎞⎤
Im X(i) = − ∑ ∑⎢ i − i cos ⎜ 2πi ⎟⎥
L n=0 i=0 ⎢⎣ 2 2
L ⎠⎥⎦
⎝
Re X(i) =
⎫
⎪
⎪
⎬
⎪
⎪
⎭
a. Si h = i = 0 en las ecuaciones (77), se obtiene:
⎫
⎪
⎪
⎬
2L−1 ⎡
⎛
q0 q0
B
n ⎞⎤ ⎪
Im X(0) = − ∑ ⎢ − cos ⎜ 2π0 ⎟⎥ ⎪
L n=0 ⎢⎣ 2 2
L ⎠⎥⎦ ⎭
⎝
Re X(0) =
(78)
A 2L−1
∑
L n=0
⎡i i
⎛
n ⎞⎤
⎢ 0 + 0 cos ⎜ 2π0 ⎟⎥
L ⎠⎥⎦
⎢⎣ 2 2
⎝
La parte imaginaria resulta nula, quedando solo la parte real:
(79)
2L veces
⎡ ⎤ ⎫
⎥⎪
A ⎢ i0
Re X(0) = ⎢ 2 + 2 +…+ 2 ⎥ ⎪
⎬
L⎢2
⎥⎦ ⎪
⎣
⎪
Im X(0) = 0
⎭
(
)
146
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
La DFT de s(n) resulta:
()
()
Re X 0 = 2 A i0 ⎫⎪
⎬
Im X 0 = 0
⎭⎪
(80)
h=i=0
Esto significa que la componente q0 del símbolo S0 no podrá ser recuperada y por lo tanto,
no es posible utilizar la primera portadora del sistema para transmitir símbolos n-QAM.
b. Para el análisis de h = i, con i ≠ 0 y h ≠ 0 , es conveniente conmutar el orden de las
sumatorias y extraer como factores comunes a las componentes (ii; qi):
⎛
n ⎞⎤
A L−1 i i 2L−1 ⎡
⎢1+ cos ⎜ 2πi ⎟⎥
∑
∑
L ⎠⎥⎦
L i=1 2 n=0 ⎢⎣
⎝
L−1
2L−1 ⎡
⎛
q
B
n ⎞⎤
Im X(i) = − ∑ i ∑ ⎢1− cos ⎜ 2πi ⎟⎥
L i=1 2 n=0 ⎢⎣
L ⎠⎥⎦
⎝
Re X(i) =
(81)
⎫
⎪
⎪
⎬
⎪
⎪
⎭
Aplicando un procedimiento similar al que se sugirió en el punto 1) de este desarrollo, es
relativamente sencillo comprobar que:
(82)
2L−1
⎡
⎛
n ⎞⎤
n=0
⎣
⎝
⎠⎦
2L−1
⎡
⎛
n ⎞⎤
n=0
⎣
⎝
⎠⎦
∑ ⎢⎢1+ cos ⎜ 2πi L ⎟⎥⎥ = ∑ ⎢⎢1− cos ⎜ 2πi L ⎟⎥⎥ = 2L
Llevando este resultado a las ecuaciones (81), estas resultan:
⎫
A L−1 i i
2L ⎪
∑
⎪
L i=1 2
⎬
L−1
qi
B
⎪
Im X(i) = − ∑ 2L ⎪
L i=1 2
⎭
Re X(i) =
(83)
Resulta clara la conveniencia de elegir A = 1 y B =-1, entonces:
(84)
L−1
⎫
Re X(i) = ∑ i i ⎪
⎪
i=1
⎬
L−1
⎪
Im X(i) = ∑ q i ⎪
⎭
i=1
h=i
Este es el resultado esperado, que además confirma la condición 1). La recuperación de
la información de la componente de frecuencia h tiene resultado no nulo únicamente cuando
h = i, obteniéndose el símbolo (ii ; qi).
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
147
En resumen, la aplicación de una DFT de 2L puntos sobre una la señal s(t) previamente
muestreada, produce los siguientes resultados:
(85)
(0) = 2i ⎫⎪⎬
(0) = 0 ⎪⎭
para
h=i=0
(h) = i ⎫⎪⎬
(h) = q ⎪⎭
para
h = i e 1 ≤ i ≤ L −1
⎧ Re X
⎪
⎪ Im X
⎪
⎪
X h =⎨
⎪
⎪ Re X
⎪
⎪⎩ Im X
()
0
i
i
De esta manera, se recuperan todos y cada uno de los símbolos Si que han sido transmitidos. Por ser la DFT una operación que puede ser revertida, se deduce que la aplicación
de la IDFT sobre una sucesión de símbolos Si permitirá obtener la señal s(n), que luego de la
correspondiente conversión D/A, se convertirá en s(t).
Es importante señalar que para generar la señal OFDM, el modulador calcula una
IDFT compleja, con L muestras de entrada y L muestras de salida, que luego es convertida en
una señal real con la ayuda del modulador I-Q. Este proceso será estudiado con detalle en el
capítulo 11.
Antes de finalizar este apéndice, es importante hacer una aclaración. En el apartado dedicado al Análisis de Fourier del capítulo 2, pudo verse que la IDFT aplicada sobre un espectro
asimétrico produce una señal s(n) compleja, con una parte real Re s(n) y otra imaginaria Im
s(n).
Cabe preguntarse la razón por la que X(i) podría no reunir condiciones de simetría o
antisimetría. La respuesta es sencilla: los símbolos Si que representan a los datos que se transmiten son independientes entre sí y en general no se cumplirá que X(i) = X∗ ⎡⎣L − (i + 1)⎤⎦ (el
significado de X* es complejo conjugado). En este caso, la única manera de obtener una señal
real de salida, es mediante la combinación de Re s(n) e Im s(n) en un modulador I-Q.
La Figura 27 es un ejemplo concreto de la aplicación de la IDFT sobre una sucesión
de símbolos complejos. Dicha sucesión proviene de las componentes en cuadratura de una
constelación 16-QAM. Como ya se mencionó, la parte real Re X(i) siempre esta asociada a los
valores de I, mientras que la parte imaginaria Im X(i) corresponde a los valores de Q. Es muy
importante que el lector comprenda todos estos conceptos con total claridad.
148
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
Figura 27: Aplicación de la IDFT sobre un espectro no simétrico X(i)
CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM
149
BIBLIOGRAFÍA
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Wireless Networking, [s. l.], Prentice Hall, Pearson Education Inc., 2007.
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Systems Technical Journal, Vol. 46, December 1966, pp. 1775-1796.
DAHLMAN, Erik, Stefan PARKWALL, Johan SKÖLD and Per BEMING, 3G Evolution HSPA and LTE
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C
A
P
Í
T
U
L
O
5
PRESENTACIÓN DEL SISTEMA
ISDB-Tb
1. INTRODUCCIÓN
En este capítulo se presentarán las bases del sistema ISDB-Tb que, al igual que el DVB-T
europeo y el más reciente DMB-T de China, emplea la multiplexación OFDM que ha sido
estudiada en el capítulo precedente.
ISDB-T, que en inglés significa Integrated Services for Digital Broadcasting – Terrestrial,
tiene su origen en Japón y su desarrollo tuvo lugar en la última parte de la década del noventa,
bastante tiempo después de que hicieran su aparición los estándares DVB-T europeo y ATSC
norteamericano. Sin duda esto representó una ventaja, pues en ese momento ya se disponía
de experiencias concretas y se conocían todas las fortalezas y debilidades de cada sistema.
Posiblemente, la principal decisión que se haya tomado durante la fase de estudios previos sea
haber elegido un sistema multiportadora. En 1999, luego de varios años de desarrollo, ISDB-T
se consagra como estándar japonés de TV digital.
Como se sabe, la mayoría de los países de América Latina no adoptaron ningún estándar
hasta bien entrada la primera década del siglo XXI. Algunos de estos países tuvieron sus vaivenes, por ejemplo la Argentina, que adoptó ATSC en el año 1996 sin pasar en ningún momento
a la fase de implementación definitiva. Algo similar ocurrió con Uruguay, que inicialmente se
inclinó por el DVB-T.
151
152
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
En el año 2006, Brasil tomó la iniciativa de adoptar ISDB-T como estándar de transmisión
de TV digital, pero introdujo algunas modificaciones entre las que se destaca la adopción de
MPEG-4 para la compresión de datos. Estos desarrollos, llevados adelante en estrecha colaboración con Japón, dieron origen al estándar internacional cuya denominación es ISDB-Tb.
Basado en este estándar, mediante el Decreto Nº 5820 del 29 de junio de 2006, la República Federativa del Brasil implementó el Sistema Brasileño de Televisión Digital Terrestre
(SBTVD-T), influyendo de manera decisiva en casi todos los países de la región. Al momento
de escribir este trabajo (2011) toda Sudamérica con excepción de Colombia, Guyana, Surinam
y Guayana Francesa han adoptado ISDB-Tb.
En el caso concreto de la República Argentina, el Decreto Presidencial Nº 1148 del 31 de
agosto del año 2009 (publicado en el Boletín Oficial Nº 31.727 el 1 de septiembre de ese año),
es el instrumento formal de adopción del estándar, mediante el cual se creó el Sistema Argentino
de Televisión Digital Terrestre (SATVD-T), cuya implementación comenzó en 2010.
Es conveniente destacar que ISDB-Tb ha sido diseñado para aplicarse a canales de 6, 7
y 8 MHz de anchura de banda. De acuerdo con esto, se podría hacer un desarrollo completo,
empleando fórmulas y expresiones genéricas que permitieran obtener los valores de todos los
parámetros necesarios para los tres casos. En lugar de ello, se ha preferido trabajar únicamente
con el canal de 6 MHz de ancho, por dos razones: por un lado porque es la canalización utilizada de manera exclusiva en la región y por otro porque será más sencillo comprender todas
las relaciones numéricas que gobiernan al sistema.
2. TRANSMISIÓN EN BANDA SEGMENTADA
Una de las principales características del sistema ISDB-Tb es la recepción en banda angosta, también denominada parcial, pues utiliza solo una parte de la anchura de banda del
canal (exactamente una catorceava parte).
El servicio de banda angosta ha sido pensado para receptores móviles equipados con
pantallas de visualización de pequeño tamaño y baja resolución (LDTV). La recepción parcial
presenta varias ventajas importantes, entre ellas una mayor simplicidad de los circuitos de los
receptores, comparados con equipos del mismo tamaño capaces de procesar la anchura de
banda completa de la señal. Esta característica es muy deseable en los receptores económicos,
por ejemplo para los teléfonos móviles tipo smart phone.
La recepción parcial implica la división del canal en porciones, denominadas segmentos por la norma ISDB-Tb. Por esta razón este sistema también es conocido como OFDM de
banda segmentada.
2.1. Anchura de banda de los segmentos
Una señal de TV digital de baja definición puede entregar un flujo binario comprimido
a una tasa de unos 300 kbps (solo video y audio) y hasta 450 kbps o más, en el caso de añadir
datos, guía electrónica de programación (EPG), close caption, tablas PSI, SI, etc.) Considerando
el caso intermedio, es posible calcular la anchura de banda necesaria para su transmisión, siempre
que se conozca el esquema de modulación y la codificación a emplear para los bits de datos.
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
153
Se comenzará con la fórmula para el cálculo de la tasa de datos vista en el capítulo
de OFDM:
R = KO ⋅ K I
(1)
(
L ⋅ bP ⎡
bps⎤⎦
TS ⎣
)
1
Dado que TS = TU ⋅ 1+ Δ y que TU =
, reemplazando estas expresiones en (1)
Δf
se tendrá:
R = KO ⋅ K I
(2)
L ⋅ Δf ⋅ bP
1+ Δ
El producto L.Δf es precisamente la anchura de banda necesaria para alcanzar una tasa
de datos determinada, es decir la anchura de banda del segmento. Despejándola de (2):
(3)
L ⋅ Δf = BWS =
(
R ⋅ 1+ Δ
)
bP ⋅ KO ⋅ K I
Las configuraciones más robustas se obtienen empleando QPSK (bP = 2 bits por símbolo)
y una codificación interna altamente redundante, lo que significa que KI = 1/2, es decir un 100%
de redundancia, duplicando los bits de datos. Teniendo en cuenta que KO = 188/204, tomando
el menor intervalo de guarda posible y considerando una tasa de 400 kbps, reemplazando todos
estos valores en la ecuación (3), la anchura de banda del segmento será:
(4)
⎛
1⎞
400.000 × ⎜1+ ⎟
⎝ 32 ⎠
BWS =
188 1
×
2×
204 2
(5)
BWS = 447,6 kHz
Si se reparte la anchura de banda del canal de 6 MHz en porciones de 447,6 kHz se obtiene
la siguiente cantidad de segmentos:
NS =
(6)
6000
= 13, 4
447,6
El estándar ISDB-Tb adopta un total de 14 segmentos y por lo tanto el valor definitivo de
la anchura de banda del segmento es:
(7)
BWS =
6000 3000
=
= 428,57 kHz
14
7
154
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
Es importante destacar que uno de los 14 segmentos ha sido reservado para ser distribuido
entre las bandas de guarda inferior y superior del canal (que serán analizadas con detalle en el
capítulo 11). Por lo tanto, solo 13 segmentos son utilizables y de esta manera además, es posible
contar con un segmento central, dejando seis segmentos a la izquierda y seis a la derecha.
La Figura 1 ilustra la división del canal en 14 segmentos, uno de los cuales es repartido
entre las bandas de guarda del canal. Más adelante se verá que estas bandas no son simétricas
y se justificará su razón.
Resulta sencillo deducir que la anchura de banda total ocupada por los 13 segmentos será:
3000
= 5,571 MHz
7
BW13S = 13 ×
(8)
5,571 MHz
Banda de
guarda
inferior
11
9
7
5
3
1
0
2
4
6
8
10
12
Banda de
guarda
superior
Frecuencia
BWCH = 6 MHz
Figura 1: Segmentación del canal de 6 MHz
3. PARÁMETROS OFDM DEL SISTEMA ISDB-Tb: MODO 1
En el capítulo dedicado a OFDM se demostró que se necesitan unas 1386 portadoras
para una duración de símbolo de 231 μs. Si esta cantidad de portadoras se distribuyen por igual
entre los 13 segmentos, la cantidad de portadoras por segmento LS será:
(9)
LS =
L 1386
=
= 106,6
NS
13
Dado que LS debe ser un número entero, se pueden adoptar 107 portadoras para cada
segmento, con lo cual su separación en frecuencia será:
(10)
3000
3000
= 4,0053... kHz
Δf = 7 =
107
749
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
155
El correspondiente tiempo útil de símbolo es:
749
= 249,666... μs
3000
El valor recién calculado tiene su parte decimal periódica y por lo tanto, no existirá un
número entero de muestras dentro del período TU para la frecuencia de muestreo de la IFFT.
Además, como TU es un múltiplo entero de TG, tampoco habrá un número entero de muestras
dentro del período total de símbolo TS.
Por lo tanto, debe adoptarse el número entero siguiente, con lo cual la cantidad de portadoras por segmento en el sistema ISDB-Tb es:
TU =
(11)
L S = 108
(12)
Con 108 portadoras por segmento, se tendrá un total para los trece segmentos de:
L = L S ⋅ N S = 13 × 108 = 1404
(13)
Con L portadoras en total, habrá (L – 1) espacios de anchura Δf, con lo cual la anchura
total ocupada será igual a (L - 1) Δf. La Figura 2 ayuda a comprender este razonamiento (simplificado, dado que no se consideran los efectos de la modulación sobre las portadoras).
L0
L1
Δf 0
L2
Δf 1
L3
L4
Δf 2
Δf 3
Ln
Δ f n-1
Figura 2: Número total de portadoras y espacios Δf
Ahora se pueden escribir las siguientes ecuaciones:
(L-1) ⋅ Δf
(14)
BW13S =
(15)
BW13S = N S ⋅ BWS
(16)
BWS
Δf =
LS
Reemplazando (15) y (16) en la ecuación (14) se obtiene:
(17)
(
)
N S ⋅ BWS = L − 1
BWS
LS
156
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
Despejando L de (17) se obtiene el número total de portadoras necesarias para satisfacer
todas las condiciones:
(18)
L =
(L
S
⋅ NS
)
+ 1 = 108 × 13 + 1 = 1405
Este número corresponde al denominado Modo 1 del sistema.
Dado que en cualquier caso NS = 13 y que el número de portadoras es el mismo en todos
los segmentos y cambia de acuerdo al modo, el estándar ISDB-Tb especifica la cantidad total
de portadoras del sistema de la siguiente forma:
(19)
L = 13 × L S + 1
Más adelante se verá que esta última portadora adicional (que corresponde a la de mayor frecuencia del espectro emitido), es utilizada por una señal auxiliar denominada “Piloto
Continuo CP”.
Ahora se pueden calcular los parámetros restantes, comenzando por la separación Δf
entre portadoras:
Δf =
(20)
BWS
LS
3000
250
= 3,968 kHz
Δf = 7 =
108
63
Una vez calculada la separación Δf, es posible determinar el valor que deberá tener el
tiempo útil de símbolo, para mantener la condición de ortogonalidad entre portadoras:
(21)
TU =
(22)
(23)
TU =
1
Δf
1
= 252 μs
3968
Conociendo el tiempo útil de símbolo se calcula la frecuencia de muestreo necesaria para
la IFFT. Debe recordarse que el valor de esta frecuencia está condicionado por la necesidad de
tener un número entero de muestras durante el período TU, es decir:
(24)
fIFFT =
2p
252 x 10-6
Se requiere que 2p>L y que p sea un número entero. Para 1405 portadoras, el menor valor
de p que satisface estas condiciones es 11, resultando 2p = 2048 y por lo tanto la frecuencia de
muestreo de la IFFT será:
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
157
2048 512
=
= 8,126 MHz
252
63
Finalmente, se pueden calcular todos los valores del intervalo de guarda TG y la duración
total de símbolo TS, los que se presentan en la Tabla 1:
fIFFT =
(25)
Δ
TU
TG
TS
1/4
63 μs
315 μs
1/8
31,5 μs
283,5 μs
1/16
15,75 μs
267,75 μs
1/32
7,875 μs
259,875 μs
252 μs
Tabla 1: Intervalos de guarda y duraciones de símbolo del Modo 1
Este juego de parámetros define completamente al Modo 1 del sistema ISDB-Tb, que
también se conoce como Modo 2K, por ser 2p = 2048 = 2K.
Los parámetros correspondientes a los Modos 2 y 3 (y por supuesto también para el
Modo 1) se pueden derivar muy fácilmente a partir de la frecuencia de muestreo fIFFT, que es el
único valor fundamental y común para los tres modos.
4. MODOS 2 Y 3 DEL SISTEMA ISDB-Tb
Hasta el momento, el estudio se ha centrado exclusivamente en los parámetros que definen al Modo 1. En la Tabla 1 pudo verse que existen cuatro configuraciones distintas para
este modo y que la única variable que define a dichas configuraciones es el valor del intervalo
de guarda.
También se ha demostrado que el valor de este intervalo está directamente relacionado
con los tiempos de retardo de las señales reflejadas. En este punto resulta útil cuantificar,
completando la Tabla 1, las distancias máximas asociadas a estos intervalos, lo que puede
verse en la Tabla 2:
Modo
TU
Δ
1/4
1
TG
63 μs
TS
dmáx
315 μs
18,9 km
1/8
31,5 μs
283,5 μs
9,45 km
1/16
15,75 μs
267,75 μs
4,72 km
1/32
7,875 μs
259,875 μs
2,36 km
252 μs
Tabla 2: Intervalos de guarda, duraciones de símbolo y distancias de reflexión
Las distancias mostradas en la Tabla 2 deben interpretarse como límites máximos de las
distancias recorridas por las señales reflejadas antes de llegar a la antena receptora, sin que
158
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
puedan producirse interferencias entre símbolos (ISI). Resulta claro que, para tener cierto
margen de seguridad, los tiempos de retardo de todas las señales reflejadas deberán ser menores
que el intervalo de guarda elegido.
El caso más desfavorable que puede resolverse utilizando el Modo 1 es para TG = 1/4 TU,
es decir, poco más de 18 km. Cabe preguntarse qué sucede si las distancias de reflexión son
mayores, por ejemplo 24 ó 30 km. A priori, estos valores podrían parecer excesivos, pero si
se tiene en cuenta que se trata del recorrido de ida y vuelta de la señal reflejada, el objeto reflectante realmente estará ubicado a unos 12 o 15 km del receptor. Esta situación puede darse
perfectamente en zonas llanas con un cordón montañoso distante o en un valle, tal como se
muestra en la Figura 3, y debe cumplirse que d3 + d2 - d1 ≤ dmax.
d3
d2
d1
Figura 3: Punto de reflexión distante
Ahora bien, las múltiples reflexiones de la señal transmitida no son el principal problema
a tener en cuenta. En cualquier caso, cuando las distancias son considerables, la atenuación
de las señales reflejadas es tan grande (especialmente en el rango de frecuencias de UHF) que
prácticamente no influyen en el receptor.
Una de las principales ventajas que tienen los sistemas OFDM es la posibilidad de construir
redes de frecuencia única (SFN single frequency networks), cuyo estudio será abordado en
capítulos posteriores. Por el momento, solo es necesario saber que las SFN son una excelente
alternativa a las redes de frecuencia múltiple (MFN), que es el esquema tradicional utilizado
en TV analógica y que consiste en una planta transmisora o estación principal, normalmente
de una potencia media o elevada y múltiples repetidoras de baja potencia que operan en
frecuencias distintas a la correspondiente a la estación principal. Las SFN utilizan solo una
frecuencia para toda la red y por lo tanto son más eficientes y económicas desde el punto de
vista de utilización del espectro radioeléctrico.
Los diferentes puntos de emisión de una SFN pueden ser interpretados, desde la óptica
de la antena receptora, como una señal directa y múltiples señales reflejadas. La Figura 4 es
prácticamente igual a la Figura 3, con la diferencia de que la señal reflejada ha sido sustituida
por un nuevo punto de emisión, en la misma frecuencia, dando lugar a una SFN. En este caso
debe cumplirse que | d2 - d1| ≤ dmax.
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
159
d1
d2
Figura 4: Puntos de emisión múltiples de una red de frecuencia única (SFN)
Para satisfacer estas exigencias, el estándar ISDB-Tb define dos modos adicionales: el
Modo 2 o 4K y el Modo 3 u 8K. Matemáticamente, los tres modos se relacionan entre sí y es
posible derivar a partir del Modo 1 la totalidad de los parámetros de funcionamiento necesarios para los otros dos. Basta con fijar el valor del tiempo útil del símbolo de cada uno, que
son los siguientes:
(26)
TU(Modo 2) = 2 ⋅ TU(Modo 1)
(27)
TU(Modo 3) = 4 ⋅ TU(Modo 1)
En la Tabla 3 se presenta el conjunto básico de parámetros para los Modos 2 y 3.
Modo
2
3
TU
Δ
TG
TS
dmáx
1/4
126 μs
630 μs
37,8 km
1/8
63 μs
567 μs
18,9 km
1/16
31,5 μs
535,5 μs
9,45 km
1/32
15,75 μs
519,75 μs
4,72 km
1/4
252 μs
1260,0 μs
75,6 km
504 μs
1/8
126 μs
1134,0 μs
37,8 km
1/16
63 μs
1071,0 μs
18,9 km
1/32
31,5 μs
1039,5 μs
9,45 km
1008 μs
Tabla 3: Intervalos de guarda, duraciones de símbolo y distancias de reflexión
Como puede verse, el Modo 3 tiene, en términos absolutos, la mayor duración de símbolo
y los intervalos de guarda más extensos (indispensables cuando existen grandes retardos). Estas
características permiten la operación de redes SFN.
En este momento es muy importante tener en cuenta que la separación entre portadoras
se reducirá a los siguientes valores en los Modos 2 y 3:
160
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
(28)
Δf(Modo 2) =
(29)
Δf(Modo 3) =
Δf(Modo 1)
2
Δf(Modo 1)
4
= 1,984 kHz
= 992,06 Hz
Si la separación entre portadoras disminuye serán necesarias una mayor cantidad de
ellas para cubrir la totalidad de la anchura de banda correspondiente a los 13 segmentos. Para
calcular esa cantidad se puede utilizar la expresión (16), despejando LS y colocando a Δf en
función de TU se tiene
LS =
(30)
BWS
Δf
= BWS ⋅ TU
Con esta expresión se pueden calcular la cantidad de portadoras por segmento y con la
ecuación (19) la cantidad de portadoras totales para cada Modo.
Para el Modo 2:
LS =
3000 × 103
× 504 × 10-6 = 216
7
L = 13 × 216 + 1 = 2809
Para el Modo 3:
LS =
3000 × 103
× 1008 × 10-6 = 432
7
L = 13 × 432 + 1 = 5617
En este momento surge el siguiente interrogante: ¿Por qué no definir solamente el Modo
3, que facilita la operación de las SFN y asegura el funcionamiento frente a grandes tiempos
de retardo?
La clave de esta respuesta está en el servicio móvil, en donde el desplazamiento de los
vehículos provoca la aparición del efecto Doppler, con frecuencias que pueden rondar los
100 Hertz o más, es decir, el 11% de la separación entre portadoras, lo que torna más frágil
al Modo 3.
El Modo 1 con su mayor separación entre portadoras, es mucho más robusto frente a las
interferencias por efecto Doppler y por ello resulta más adecuado para el servicio móvil.
En cuanto al Modo 2, en general se puede afirmar que combina las características de los
Modos 1 y 2, por lo cual sería el más aconsejable para una red SFN que brinda servicio móvil,
con emisores separados a distancias comprendidas entre 5 y 38 km.
El radiodifusor puede elegir libremente entre cualquiera de los tres modos. De acuerdo a
lo que se observa en la Tabla 2 y en la Tabla 3, se dispone de una gama muy amplia de valores
de intervalos de guarda y distancias asociadas que se adaptan a casi todas las condiciones que
pueden presentarse.
161
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
La siguiente pregunta es: ¿Cuál de los tres modos es el mejor desde el punto de vista de
la tasa binaria o velocidad de datos? La respuesta es sencilla. Basta con volver a la fórmula de
cálculo de la tasa de datos:
R = KO ⋅ K I
L ⋅ bP ⎡
bps⎤⎦
TS ⎣
Si se mantiene el valor de bP (cantidad de bits transmitidos por portadora), cada vez que
se duplica la cantidad de portadoras L, se duplica el tiempo de símbolo TS correspondiente,
con lo cual el cociente entre estos dos valores sigue siendo el mismo, al igual que el valor de
R. Por lo tanto:
A igualdad de parámetros de codificación y esquemas de modulación aplicados
sobre las portadoras, la tasa R de transmisión, en bits por segundo, es independiente del
modo utilizado.
5. TABLA DE PARÁMETROS: MODOS 1, 2 Y 3
La Tabla 4 resume los parámetros más importantes de los Modos 1, 2 y 3, de una forma
muy similar a la documentación del estándar ISDB-Tb, omitiendo solo aquellos que aún no
han sido estudiados. Obsérvese que los tres modos están relacionados numéricamente por un
factor de 2.
Parámetro
Modo 1
Modo 2
Modo 3
Ancho de banda del
segmento
BWS
Separación entre
portadoras
Δf
Número de portadoras
activas por segmento
LS
108
108
216
216
432
432
Número de portadoras
de datos por segmento
LD
96
96
192
192
384
384
2
QPSK
DQPSK
QPSK
DQPSK
QPSK
DQPSK
4
16-QAM
-
16-QAM
-
16-QAM
-
6
64-QAM
-
64-QAM
-
64-QAM
-
Esquema de
modulación
de las portadoras
bP
Símbolos por cuadro
F
Período útil de símbolo
TU
3000/7 = 428,57 kHz
250/63 kHz
125/63 kHz
125/126 kHz
204
252 μs
504 μs
1008 μs
162
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
Parámetro
Relación Δ =
TG
TU
Duración total de
símbolo
TU + TG
Duración total de
cuadro F.TS
Modo 1
Modo 2
Modo 3
1/4
63,000 μs
126,00 μs
252,0 μs
1/8
31,500 μs
63,00 μs
126,0 μs
1/16
15,750 μs
31,50 μs
63,0 μs
1/32
7,875 μs
15,75 μs
31,5 μs
315,000 μs
630,00 μs
1260,0 μs
283,500 μs
567,00 μs
1134,0 μs
267,750 μs
535,50 μs
1071,0 μs
259,875 μs
519,75 μs
1039,5 μs
64,260 ms
128,520 ms
257,040 ms
57,834 ms
115,668 ms
231,336 ms
54,621 ms
109,242 ms
218,484 ms
53,014 ms
106,029 ms
212,058 ms
TS
TF
Frecuencia de muestreo
IFFT
fIFFT
512/63 = 8,1269841 MHz
Número de segmentos
NS
13
Número total de
portadoras
L
Anchura de banda
ocupada por el total de
portadoras
BW T
108 x NS + 1
216 x NS + 1
432 x NS + 1
1405
2809
5617
250
3000
NS +
63
7
125
3000
NS +
63
7
125
3000
NS +
126
7
5,575 MHz
5,573 MHz
5,572 MHz
Tabla 4: Tabla de parámetros para los Modos 1, 2 y 3 de ISDB-Tb
5.1. Anchura de banda ocupada
Como puede verse en la Tabla 4, existe una leve diferencia en cuanto al valor de anchura
de banda ocupada por cada uno de los modos. Con la ayuda de la Figura 2, resultará sencillo
derivar la expresión que utiliza el estándar para determinar la anchura de banda total ocupada
por todas las portadoras. La manera más simple de visualizar el resultado es la siguiente:
(31)
BWT = L ⋅ Δf
También es posible calcular la anchura de banda en base a la cantidad segmentos, la anchura de cada uno y añadir el espacio correspondiente a la portadora adicional (la de mayor
frecuencia del espectro), que corresponde al piloto continuo CP:
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
163
BWT = N S ⋅ BWS + Δf
(32)
BWT =
(33)
3000
N S + Δf
7
⎡ kHz⎤
⎣
⎦
6. TASAS O VELOCIDADES DE TRANSMISIÓN DE DATOS
La expresión (1) que permite calcular la tasa o velocidad de transmisión de datos, incluye dos coeficientes de corrección KO y KI que surgen como consecuencia de los sistemas de
codificación de datos utilizados. Tanto el agregado de un intervalo de guarda (mayor tiempo
total de símbolo) como los esquemas codificación reducen la velocidad de transferencia neta
del sistema.
A partir de este momento será necesario considerar la cantidad LD de portadoras disponibles en cada segmento para la transmisión de datos, que es menor a LS (esta información
se acaba de presentar en la Tabla 4). Además, se dispone de un total de 13 segmentos para la
transmisión, con lo cual la ecuación (1) se modifica de la siguiente manera:
R = KO ⋅ K I ⋅
(34)
13 × bP ⋅ L D
TS
Esta ecuación aún no refleja la independencia que existe entre la tasa de transmisión y
el modo empleado.
1
Teniendo en cuenta que TS = TU ⋅ 1+ Δ y que TU =
, reemplazando en (34):
Δf
(
)
R (bps) = KO ⋅ K I ⋅
(35)
13 × bP ⋅ L D ⋅ Δf
1+ Δ
El factor LD Δf es una constante independiente del modo y se lo define como “anchura
de banda de datos del segmento”. Su valor es:
(36)
L D ⋅ Δf = 96 ×
250
MHz
= 0,38095
63
segmento
Con este valor se puede calcular el factor eficiencia porcentual de utilización del segmento
para la transmisión de datos:
(37)
η=
L D ⋅ Δf
BWS
× 100 =
380,95
× 100 = 88,8%
428,57
Teniendo en cuenta las consideraciones anteriores y sabiendo que KO = 188/204, la
ecuación (35) finalmente queda:
164
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
⎛K ⋅b ⎞
R = 4,564 ⋅ ⎜⎜ I P ⎟⎟ ⎡⎣ Mbps⎤⎦
⎝ 1+ Δ ⎠
(38)
Dando valores a la ecuación (38), para todas las combinaciones posibles de relación de
codificación interna, esquemas de modulación e intervalos de guarda, se obtienen las tasas de
datos para los 13 segmentos, las que se consignan en la columna correspondiente de la Tabla
5.
Tasas binarias R (Mbps)
Relación Δ
1/4
1/8
1/16
1/32
KI
16-QAM
(bP = 4)
QPSK/DQPSK
(bP = 2)
1
Segmento
13
Segmentos
1
Segmento
1/2
0,281
3,651
0,562
2/3
0,374
4,868
3/4
0,421
5/6
64-QAM
(bP = 6)
13
Segmentos
1
Segmento
13
Segmentos
7,302
0,842
10,954
0,749
9,737
1,123
14,605
5,477
0,842
10,954
1,264
16,430
0,468
6,085
0,936
12,171
1,404
18,256
7/8
0,491
6,390
0,983
12,779
1,474
19,169
1/2
0,312
4,057
0,624
8,114
0,936
12,171
2/3
0,416
5,409
0,832
10,818
1,248
16,228
3/4
0,468
6,085
0,936
12,171
1,404
18,256
5/6
0,520
6,761
1,040
13,523
1,560
20,284
7/8
0,546
7,100
1,092
14,199
1,638
21,299
1/2
0,330
4,296
0,661
8,591
0,991
12,887
2/3
0,440
5,727
0,881
11,455
1,321
17,182
3/4
0,496
6,443
0,991
12,887
1,487
19,330
5/6
0,551
7,159
1,101
14,318
1,652
21,478
7/8
0,578
7,517
1,156
15,034
1,734
22,552
1/2
0,340
4,426
0,681
8,851
1,021
13,277
2/3
0,454
5,901
0,908
11,802
1,361
17,703
3/4
0,511
6,639
1,021
13,277
1,532
19,916
5/6
0,567
7,376
1,135
14,752
1,702
22,128
7/8
0,596
7,745
1,191
15,490
1,787
23,235
Tabla 5: Tasas de transmisión de datos para 1 y 13 segmentos
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
165
La expresión (38) será válida solamente si se emplea la misma configuración para los
13 segmentos. Cuando este no sea el caso y los segmentos se encuentren organizados en capas
jerárquicas con diferente configuración cada una, la fórmula de cálculo será:
(39)
⎛K ⋅b ⎞
R = 0,351⋅ N S ⋅ ⎜⎜ I P ⎟⎟ ⎡⎣ Mbps⎤⎦
⎝ 1+ Δ ⎠
Donde NS es la cantidad de segmentos asignados a cada capa jerárquica. De acuerdo a esta
fórmula, los únicos parámetros que pueden diferir entre capas son la relación de codificación
interna y los esquemas de modulación, no así el valor de la relación de guarda Δ. Con la ayuda
de la expresión (39) también se han calculado las tasas de datos para un segmento (NS = 1),
presentando los resultados en la columna correspondiente de la Tabla 5.
6.1. Tasa de datos en función de fIFFT
Es posible expresar la tasa de datos dada por la ecuación (34) en función de la frecuencia
de muestreo de la IFFT. En efecto, considerando que su relación con el tiempo útil de símbolo
esta dada por:
2p
TU =
(40)
fIFFT
(
)
Dado que TS = TU ⋅ 1+ Δ , reemplazando TU por su equivalente obtenido en (40) se
tendrá:
(41)
TS =
2p
1+ Δ
fIFFT
(
)
Y llevando este valor a la versión más general de ecuación (34), válida para un número
NS de segmentos se obtendrá:
(42)
R = KO ⋅ K I ⋅ N S
bP ⋅ L D
2 ⋅ (1+ Δ)
p
fIFFT
Esta expresión es muy importante, pues demuestra la relación de “conversión de velocidad” existente entre el flujo de datos y la frecuencia de muestreo. A esta ecuación responde
el “combinador jerárquico”, cuyo funcionamiento se analizará en el Capítulo 9, Modulación
sección A.
7. LAS CAPAS JERÁRQUICAS DE ISDB-Tb
El sistema ISDB-Tb permite organizar la información a transmitir en tres capas jerárquicas diferentes, denominadas A, B y C. Se trata de una función muy importante y es una
166
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
característica distintiva de este sistema, que permite conformar cada capa asignándole uno o
más segmentos.
La Figura 5 muestra un ejemplo, donde se utilizan las tres capas jerárquicas: Capa A con
un segmento, capa B con cinco segmentos y capa C con siete segmentos. También se muestra
la posición de los segmentos en el espectro, recordando que el orden de los segmentos es: pares
a la derecha e impares la izquierda del segmento central.
B
A
0
1
2
C
3
4
5
6
7
8
9
10
11
Segmento
de la capa
jerárquica A
12
Segmento
de la capa
jerárquica B
11
9
7
5
3
1
0
2
4
6
8
10
12
Segmento
de la capa
jerárquica C
Figura 5: Organización de los segmentos en tres capas jerárquicas
Cada capa jerárquica se conforma con uno o más segmentos, tantos como requiera la
anchura de banda del servicio que se desea ofrecer. El número de segmentos y el conjunto de
parámetros de codificación para cada capa jerárquica pueden ser configurados libremente por
el radiodifusor. Es posible especificar para cada una y por separado, el esquema de modulación
de las portadoras, la codificación interna y el entrelazado de tiempo (este último se estudiará
más adelante).
Cuando el segmento central se utiliza para recepción parcial se lo considera una capa
jerárquica. Esta posibilidad está pensada para ofrecer servicio a teléfonos móviles y otros dispositivos con pantallas de tamaño reducido. En definitiva, el estándar prevé que cada emisión
pueda ser recibida simultáneamente por dispositivos fijos, móviles y portátiles.
Observando cuidadosamente la Figura 5, se podrá apreciar que los segmentos ordenados
de acuerdo a la posición que ocupan en el espectro, deliberadamente han sido dibujados con
una anchura mayor. Oportunamente se verá que esto se debe a que, en la etapa de conformación del cuadro OFDM, se incorporan una serie de portadoras destinadas a la transmisión de
información de control y señales auxiliares, necesarias para que el receptor pueda identificar los
parámetros de configuración de la emisión y los distintos servicios que están disponibles. Tales
portadoras se añaden a las que se asignan exclusivamente al envío de los datos, que estarían
representadas en la parte superior de la Figura 5 (dentro de cada segmento).
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
167
7.1. Ejemplo de utilización de las capas jerárquicas
Es importante comprender que la transmisión en capas jerárquicas no necesariamente
significa que cada una deba transportar un programa diferente. Si bien es posible hacerlo,
hay aplicaciones más interesantes. Por ejemplo, una estación podría tener disponibles cuatro
programas distintos con las características señaladas en la Tabla 6.1
Señal
EDTV
SDTV
LDTV 1
TV-1
10 Mbps
2 Mbps
0,2 Mbps
TV-2
-
2 Mbps
0,2 Mbps
TV-3
-
2 Mbps
TV-4
-
2 Mbps
Tasa
10 Mbps
8 Mbps
400 kbps
Tabla 6: Ejemplo de programación disponible
En este caso, podrían encaminarse las dos señales LDTV en una capa, las cuatro SDTV en
otra y la señal EDTV (definición mejorada con 720 líneas) en la restante, con lo cual el concepto
de capa aquí está asociado a la calidad de las imágenes en ellas transmitidas. Es importante
visualizar que procediendo de esta manera, se pueden enviar cuatro programas distintos y
no tres como inicialmente se podría haber supuesto. La Figura 6 muestra la configuración de
transmisión adecuada a este ejemplo:
10 Mbps
TV-1
SDTV
2 Mbps
TV-2
SDTV
2 Mbps
TV-1
LDTV
CAPA A
TV-1
LDTV
0,2 Mbps
TV-2
LDTV
0,2 Mbps
TV-3
SDTV
2 Mbps
TV-4
SDTV
TRANSMISOR ISDB-T
TV-1 EDTV
TV-2
LDTV
0,4 Mbps
CAPA B
TV-1
SDTV
CAPA C
TV-2
SDTV
TV-3
SDTV
TV-4
SDTV
8 Mbps
TV-1 EDTV
10 Mbps
2 Mbps
Figura 6: Transmisión de cuatro programas en tres capas jerárquicas
1
N de los A: Si bien los valores de compresión consignados para LDTV pueden parecer un poco exagerados, el
objetivo de este ejemplo es mostrar las posibilidades del sistema en cuanto a utilización de las capas jerárquicas.
Por otra parte, el estándar no contempla la transmisión de dos señales LD diferentes en Capa A.
168
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
Suponiendo que se necesitara un intervalo de guarda Δ = 1/8, podrían adoptarse los
siguientes parámetros para cada capa:
► Capa A: QPSK y K = 2/3
I
► Capa B: 64-QAM y K = 7/8
I
► Capa C: 64-QAM y K = 5/6
I
Con estos datos y la velocidad binaria de cada capa, aplicando la expresión (39) o los
valores de la Tabla 5, se puede calcular la cantidad de segmentos necesaria en cada caso. El
resultado se muestra en la Tabla 7, donde también se ha consignado la tasa binaria máxima
posible para cada capa.
Parámetro
Capa A
Capa B
Capa C
KI
2/3
7/8
5/6
bP
2
6
6
NS
1
5
7
Rmáx (Mbps)
0,416
8,190
10,920
Tabla 7: Configuración de capas del ejemplo
Antes de finalizar este apartado, es importante aclarar que en ISDB-Tb no es imprescindible ni obligatorio el uso de las tres capas jerárquicas y tampoco la provisión del servicio de
recepción parcial (one-seg). El radiodifusor puede configurar el modulador disponiendo de
una sola capa con 13 segmentos o bien dos capas, distribuyendo los segmentos de acuerdo a las
tasas de transmisión que se deban alcanzar. Solo en el caso de utilizar las tres capas, la primera
de todas o capa A, deberá estar destinada al servicio one-seg.
8. DIAGRAMA FUNCIONAL DE UNA ESTACIÓN DE TV DIGITAL ISDB-Tb
A partir de la digitalización, las estaciones de TV muestran una mayor complejidad,
dando lugar a un proceso que viene acompañado de nueva terminología, innumerable cantidad de acrónimos (muchas veces difíciles de asimilar) e interfaces de reciente desarrollo que
posibilitan la interconexión de los equipos, un desafío que el ingeniero de planta debe asumir,
y debe, también, conocer estos nuevos sistemas con todo detalle. En la Figura 7 se muestra el
diagrama funcional completo de una estación ISDB-Tb, desde los estudios hasta la salida de la
señal transmitida por antena, se incluyen los equipos más importantes que se encuentran en el
sector donde se generan los contenidos a emitir y la secuencia de programas que se envían “al
aire”. El diagrama ha sido dividido en dos grandes bloques: Estudios y Planta Transmisora.
A continuación se describirán con detalle, ambos bloques.
SD-SDI
HD-SDI
AES3
HD-SDI
CONVERTIDOR SD-SDI
50/60 Hz
SD-SDI
EMBEBEDOR
SD-SDI
MULTIPLEXOR
1 pps
10 MHz
GPS
Servidor de datos
LD MPEG-4 AVC/H-264 Servidor
PSI/SI EPG
de servicios
HE-AAC
CODIFICADOR
DE AUDIO
CODIFICADOR
DE VIDEO
CODIFICADOR
DE AUDIO
CODIFICADOR
DE VIDEO
SD MPEG-4
AVC/H-264
HE-AAC
CODIFICADOR
DE AUDIO
CODIFICADOR
DE VIDEO
HD MPEG-4 AVC/H-264
HE-AAC
Figura 7: Diagrama funcional de una estación de TV digital ISDB-Tb
CONSOLA
DE AUDIO
EMBEBEDOR
Configuración de
codificación y
metadatos
Ethernet
SD-SDI
Control y
lista de
reproducción
SWITCHER
MASTER SD
CONVERTIDOR
SD/HD
SD-SDI
CONVERTIDOR
HD/SD
HD-SDI
Ethernet
SD-SDI
Servidor
Video SD
Analógico
Fuentes / AES
de audio
Cámaras
SD
Cámaras
HD
HD-SDI
Control y
lista de
reproducción
SWITCHER
MASTER HD
Ethernet
HD-SDI
HD-SDI
Servidor de
video HD
DVB - ASI (188)
DVB - ASI (188)
ESTUDIOS
TS MPRG - 2
DVB - ASI (188)
AES3
REMULTIPLEXOR
ESTUDIO HDTV
ESTUDIO SDTV
SD - SDI
DVB - ASI (188)
GPS
PLANTA
1 pps
10 MHz
Control de
transmisión ISDB-Tb
MODULADOR
ISD B - Tb
CONSOLA
DE AUDIO
AMPLIFICADOR
DE POTENCIA
Analógico
/ AES
ANTENA
FILTRADO DE
MÁSCARA
Fuentes
de audio
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
169
BTS 32,5 Mb ps
DVB - ASI (204)
170
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
8.1. Estudios
En general, las estaciones de TV procesan el video y el audio en forma separada. Si bien
los servidores de contenido, equipos de grabación y otros almacenan en forma combinada las
dos informaciones, los procesos realizados por las consolas de sonido, generadores de efectos
y los equipos de video se hacen por separado, utilizando cableados independientes. En algunas
partes de la estación conviene transportar el video con el audio embebido en él, por dos razones: a) para garantizar la sincronización y evitar los off-set de tiempo por diferencias en los
retardos de proceso y b) para utilizar un cable coaxial único que transmita toda la información,
facilitando la interconexión de equipos y la distribución de las señales.
En el ejemplo de la Figura 7, la emisora brinda tres servicios digitales: a) una programación
en alta definición (HDTV), b) una señal en definición estándar (SDTV) y c) el servicio “oneseg” de baja resolución (LDTV), para dispositivos móviles. La estación tiene dos estudios de
producción equipados con sistemas de almacenamiento y administración de los contenidos
audiovisuales, que están basados en dos switcher-master y en servidores de programa (video,
audio y datos) controlados por listas de reproducción (play-list), para alta definición y definición estándar. La emisión destinada a los móviles se toma a partir de la salida SD. Ambos
switcher reciben señales “up” y “down” convertidas (cambio de formatos y resolución en
ambos sentidos), para enlazar las dos transmisiones y aprovechar los recursos disponibles en
los dos estudios.
Como puede verse, las señales se van concentrando a medida que se acercan a la salida y
se encaminan hacia el transmisor. En este ejemplo, la estación trabaja con lo que se denomina
“multiprogramación”, posible únicamente en TVD, ya que los sistemas analógicos solo pueden
transmitir un programa por vez. Finalmente, la salida del flujo BTS (a una tasa de 32,5 Mbps)
es conducida hacia la planta transmisora.
En el punto de salida de la consola y del switcher master, el audio es embebido en el
video, formando un flujo único de datos en serie, con sus formatos digitales sin comprimir.
Sin embargo, para utilizar de una manera más eficiente el ancho de banda disponible en la
transmisión, se requiere reducir sustancialmente la tasa de datos y para que ello sea posible, la
codificación de audio y video debe realizarse en forma separada. El codificador o compresor
recibe la secuencia embebida y la separa internamente, aplicándoles al audio y al video los
esquemas de compresión normalizados. Por ejemplo, antes de la codificación, la tasa de datos
del video HD es de 1,5 Gbps y luego de la compresión MPEG-4 AVC/H-264 se reduce a valores
cercanos a los 13 Mbps (relación 115:1). Para el video SD, la tasa entrada es de 270 Mbps
y la salida comprimida es de 3 Mbps (relación 90:1) y la señal LD para el servicio one-seg se
comprime unas 600 veces, desde los 270 Mbps a 450 kbps. El audio experimenta un proceso
similar, empleándose la codificación HE-AAC2. Las interfaces se denominan SD-SDI3 y HD-SDI,
utilizan cable coaxial de 75 Ω y conectores BNC. La salida de los compresores utiliza la interfaz
DVB-ASI, que entrega un flujo binario organizado en paquetes de 188 bytes de longitud. Este
flujo se conoce como TS MPEG-2 (capa de transporte del modelo MPEG-2).
2 Las tasas binarias de los flujos de audio, video y datos deben sumarse para poder obtener la velocidad total en bits
por segundo de un programa
3 SDI: Serial Digital Interface
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
171
Las salidas de los tres codificadores se combinan en el multiplexor (MUX) y su salida
contiene la información serializada de los tres programas que se transmitirán junto con otras
informaciones adicionales. También se observa una etapa de conversión 50/60 Hertz, cuya
función es convertir el formato de barrido de 50 campos por segundo utilizado por las normas
de algunos países (es el caso de la Argentina) a 60 campos por segundo que es la especificación
de la norma ISDB-Tb para dispositivos móviles y portátiles.
En la etapa siguiente, el Remultiplexor realiza un procesamiento de paquetes TS que es
específico del sistema ISDB-Tb. Frecuentemente, Multiplexor y Remultiplexor son equipos
individuales, pero en algunos casos están integrados en una misma unidad. Este dispositivo
será analizado con detalle en el Capítulo 7.
En este punto, se incorpora en el flujo serie de datos la información de señalización y
control que permite establecer los parámetros de transmisión con los cuales se programa el
modulador. El Remultiplexor entrega a su salida un flujo especial que se conoce como Broadcast Transport Stream, cuya principal característica es que tiene una tasa de datos constante
de 32,5 Mbps independiente de las tasas de las señales que transporta. Si bien la estructura del
BTS se estudiará en un capítulo posterior, aquí puede mencionarse que esa tasa se consigue
mediante la incorporación de información nula (paquetes nulos), compensando las diferencias
de velocidad de las distintas señales que han sido multiplexadas. Es importante señalar que los
paquetes nulos no se transmiten y son descartados al comienzo de la etapa de codificación de
canal del modulador ISDB-Tb. Opcionalmente, puede incorporarse a los paquetes del flujo BTS
un código detector-corrector de errores que permita proteger los datos en el tramo de enlace
que va desde los estudios hasta el modulador instalado en la planta transmisora.
El objetivo fundamental del BTS es posibilitar la utilización de un vínculo único entre
estudios y planta para transportar múltiples señales (programas), por ejemplo STL de microondas, fibra óptica o cable coaxial. Desde el punto de vista funcional, resulta más sencillo
operar con un flujo único de datos que transporte la señal multiprograma y que sus paquetes de
datos respondan a una organización por capas jerárquicas. Recientemente se han desarrollado
equipos que modifican la trama del BTS y eliminan los paquetes nulos. Esta técnica da origen
al BTSc (BTS comprimido), cuya tasa varía entre los 18 y los 20 Mbps, y que insume menos
anchura de banda en los enlaces terrestres y satelitales. En este caso, es necesario instalar un
descompresor del lado de la transmisión, para poder recuperar el BTS original. En la Figura 7,
también pueden verse dos receptores de posicionamiento global (GPS). Sus señales se utilizan
como referencias de tiempo y frecuencia para la sincronización de redes de frecuencia única
(SFN), cuyo estudio se abordará en un Capítulo especialmente dedicado a este tema.
8.1.1. Definición de términos
En el punto anterior y en el diagrama de la Figura 7 aparecen algunos términos que se
utilizarán muchas veces a lo largo de este libro y que, por lo tanto, necesitan ser definidos.
s Programa: Se refiere a un servicio de televisión, a una programación que se emite.
El programa está compuesto por video, audio (opcionalmente multicanal) y datos
(teletexto, closed-caption, interactividad, etc.)
172
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
s Canal: Hace referencia a la asignación de frecuencia y a su correspondiente anchura
de banda, otorgada por la autoridad de aplicación y cuyo objetivo es la explotación
del servicio de TV. Desde el punto de vista analógico, el canal siempre emite una señal
de video y una de audio. En cambio, en TV digital se pueden emitir varios programas
y servicios adicionales utilizando el mismo espacio.
s Multiprogramación: Se trata de la emisión de varios programas en el mismo canal.
Por ejemplo, en el canal 20 de la banda UHF se emite una programación de televisión
analógica consistente en una señal de audio y una de video. En TVD, se pueden emitir
el programa 20.1 en alta definición más los servicios 20.2 y 20.3 en definición estándar y el servicio 20.21 one-seg en baja definición, más los datos de interactividad, la
información de guía de programas y otros.
8.1.2 Servidores de control, datos y servicios
La Figura 7 muestra tres tipos de servidores o puestos de control:
s Configuración de codificación y metadatos.
s Control de transmisión ISDB-Tb.
s Servidores PSI/SI/ EPG y de datos de servicios.
En la mayoría de los casos, los ajustes pueden realizarse desde el panel frontal o mediante
una computadora independiente, utilizando una interfaz para navegador Web. En los párrafos que siguen se presentarán al lector varios acrónimos, cuyos significados se estudiarán en
capítulos sucesivos.
a) Configuración de codificación y metadatos
La configuración de los codificadores requiere de la definición de varios parámetros.
Los más importantes son:
s Selección de entradas.
s Selección de tipo de codificación para audio y video.
s Tasa de datos de audio y video.
s Relación de aspecto y resolución horizontal y vertical.
s Frecuencia de cuadro.
s Tipo de barrido (entrelazado o progresivo).
s Estructura de GOP (Group of Pictures) y otros parámetros de compresión de video.
s Definición de los PID (Packet Identifier) de audio y video.
s Retardos de procesamiento.
s Selección de la tasa binaria de salida del TS (Transport Stream).
s Configuración de la tabla PAT (Program Allocation Table).
s Identificación del servicio.
s Configuración de los PID en la tabla PMT (Program Map Table).
s Ajuste del intervalo de tabla PMT.
s Configuración de PCR (Program Clock Reference).
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
173
b) Control de transmisión ISDB-Tb
El remultiplexor, agrega 16 bytes a cada paquete del flujo TS que entrega el multiplexor.
Parte de estos bits se utilizan para configurar el modulador ISDB-Tb. Los parámetros de configuración más importantes son:
Sistema de transmisión:
– Modo.
– Intervalo de guarda.
– Control de sincronización del TMCC.
– Tipo de multiplexación empleado para enviar la información a los canales
auxiliares.
– TMCC:
-Esquema de modulación.
-Relación de codificación interna (KI).
-Profundidad del entrelazado de tiempo.
-Cantidad de segmentos que integran cada capa, entre otros.
Identificación y sincronización de la red de frecuencia única:
– Referencia de tiempo de sincronización (STS).
– Tiempo máximo de retardo.
– Código de identificación de cada uno de los transmisores de la red.
– Parámetros de configuración de retardos para cada transmisor, entre otros.
c) Servidores PSI/SI/ EPG y de datos de servicios Play-Out
En la Figura 7 pueden verse el servidor de tablas PSI/SI y EPG (Guía Electrónica de Programación) y el servidor de datos de servicios. A este conjunto de equipos frecuentemente se
lo denomina Play-Out.
Servidor PSI/SI y EPG
– Filtro y re-mapeo de los PID de entrada.
– Selección de entradas y asignación de video, audio y datos por capa.
– Generación de las tablas obligatorias y privadas, tanto para el servicio fijo como
para el móvil: PAT, PMT, NIT, CAT, EIT, SDT, TDT, TOT, BIT, SDTT y AIT
(el significado de estos acrónimos se verá en el siguiente capítulo).
– Ajuste de PCR.
– Huso horario (time-zone).
– Canal virtual e identificación del servicio.
– Tasa de repetición de las tablas en el flujo TS.
– Configuración de la red SFN.
– Generación de EPG, H-EIT, M-EIT y L-EIT y lista de datos EIT, información de
horario, título de programa, duración, etc. Actualización vía archivo XML.
– Generación de closed-caption.
– Generación de PTS para sincronización con audio y video.
174
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
Servidor de datos de servicios
– Generación del carrusel de objetos y de datos DSM-CC.
– Soporte de las aplicaciones GINGA.
– Actualización de software del receptor por OAD (over the air download).
– Configuración de descriptores: datos, AIT, GINGA.
– Tasa binaria de las aplicaciones.
– Generación del flujo de eventos DSM-CC.
– Agenda de inicio y final de aplicaciones.
8.2. Planta transmisora
El modulador ISDB-Tb, el amplificador de potencia de RF, el filtro de máscara (crítica,
subcrítica o no crítica), los combinadores y conmutadores de radiofrecuencia y la antena son
los bloques que por lo general se encuentran en la Planta Transmisora.
En la Figura 8 se muestra el diagrama funcional del modulador ISDB-Tb, integrado por
los bloques que van desde el divisor jerárquico hasta el amplificador de RF en frecuencia intermedia (FI). Este libro está dedicado a estudiar en detalle cada bloque del Modulador ISDB-Tb,
además del Remultiplexor como ya ha sido mencionado.
De forma resumida, las funciones desarrolladas por el modulador son las siguientes:
El divisor jerárquico asigna cada señal de programa o grupo de programas a una de las
tres capas jerárquicas (A, B y C), y una determinada cantidad de segmentos a cada una de ellas
en función de la velocidad binaria de datos que se necesite. Si el radiodifusor decide incluir el
servicio one-seg para receptores móviles, se debe reservar el segmento central o número cero
a la capa A. Por razones de conveniencia, el divisor jerárquico será estudiado en el Capítulo
7, junto con el Remultiplexor.
A continuación, los datos ingresan en la cadena de bloques de corrección de errores
adelantada (FEC, por Forward Error Correction en inglés), que incluye procesos de aleatorización, entrelazados y las codificaciones Reed-Solomon y convolucional. Esta última permite
que los bits de datos de cada capa se transmitan con un cierto nivel de redundancia, que puede
seleccionarse de manera independiente en cada capa y afecta de manera directa a la tasa de
datos que puede ser alcanzada en cada una. Los esquemas empleados en la codificación del
canal se analizarán en el Capítulo 8.
Los siguientes bloques integran la etapa de modulación. El primer proceso esta a cargo
de las unidades de mapeo de bits, que los dispone de tal forma que puedan representar pares
ordenados en coordenadas I-Q (símbolos complejos). De acuerdo al esquema de modulación
seleccionado para cada capa, y tal como se lo estudió en el capítulo dedicado a Modulación
Digital, quedarán definidos los vectores que representarán a un símbolo DQPSK, QPSK,
16-QAM o 64-QAM.
A partir del combinador jerárquico, los bits forman un flujo serie único que ingresa al
entrelazador de tiempo. Se trata de una técnica de protección contra las interferencias de corta
duración que consiste en retrasar los símbolos I-Q que corresponden a un mismo símbolo
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
175
OFDM, evitando que las secuencias de datos contiguos sean transmitidas en el mismo instante
de tiempo. ISDB-Tb también emplea el entrelazado de frecuencia, que permuta la posición
de los símbolos dentro de un mismo segmento y entre distintos segmentos, y queda definida
una distribución prácticamente aleatoria de símbolos, lo que contribuye a reducir los riesgos
de pérdidas de datos por desvanecimiento selectivo e interferencias en bandas reducidas de
frecuencia. El Capítulo 9 está completamente dedicado al análisis de estas funciones.
La totalidad de símbolos complejos a transmitir se completa con la etapa de inserción de
señales de control y pilotos, que a continuación son ordenados de acuerdo al formato de cuadro
OFDM. El bloque de Transformada Inversa Rápida de Fourier (IFFT), cumple con la función
de generar la señal compleja en el dominio del tiempo, que luego de la inserción del intervalo
de guarda es combinada en un mezclador complejo I-Q que finalmente permite obtener la señal
OFDM a transmitir, en una frecuencia intermedia que normalmente puede ser ajustada entre
los 30 y los 70 MHz. Estos temas se estudian en los Capítulos 10 y 11 de este trabajo.
Volviendo a la Figura 7, la señal entregada por el modulador es convertida a su frecuencia
final de emisión, teniendo en cuenta el desplazamiento positivo de 142,85 kHz que se debe
aplicar sobre la portadora central, de acuerdo al estándar. El amplificador de potencia, eleva
el nivel de salida hasta el valor necesario para enviar a la antena, encaminándolo hacia los
filtros de señal. Esta etapa de conversión y amplificación frecuentemente es llamada Transmisor de TV, ya que efectivamente cumple con la función de transmitir la señal en la frecuencia
y potencia final.
La señal de salida de RF llevada a la potencia de transmisión, debe ser filtrada de acuerdo
a ciertas exigencias que dependen, justamente, de la potencia autorizada para la emisora y de
la posibilidad de producir interferencias cocanal o sobre canales adyacentes. De acuerdo a las
necesidades, el filtrado puede ser de máscara no crítica, sub-crítica o crítica. El último eslabón de
la cadena lo constituye la antena transmisora, son comunes en frecuencias de UHF los arreglos
de paneles, en configuraciones directivas u omnidireccionales, según el área de servicio y la
topografía del lugar. En capítulos posteriores, se presentarán algunos amplificadores, filtros y
antenas producidos por la Industria Electrónica de la Ciudad de Córdoba, en Argentina.
AMPLIFICADOR
DE FRECUENCIA
INTERMEDIA
SALIDA RF - FI
30 < f < 70 MHz
MODULADOR
I-Q
CODIFICADOR
REED SOLOMON
(1/4, 1/8, 1/16,
1/32)
INSERCIÓN DE
INTERVALO DE
GUARDA
ALEATORIZADOR
DE BITS
Figura 8: Diagrama en bloques del modulador ISDB-Tb
MODULADOR ISDB-Tb
DIVISOR
JERÁRQUICO
BTS 32,5 Mbps
DVB-ASI (204)
IFFT
INSERCIÓN DE
SEÑALES DE
CONTROL Y
PILOTOS
ENTRELAZADO
DE
FRECUENCIA
(inter-intra
segmentos)
CODIFICADOR
CONVOLUCIONAL
CUADRO
OFDM
ENTRELAZADO
DE BYTES
ENTRELAZADO
DE TIEMPO
ENTRELAZADO
DE BITS
CAPA C
COMBINADOR
JERÁRQUICO
MAPEO
CAPA B
CAPA A
176
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
177
9. Características resumidas del receptor ISDB-Tb
La Figura 9 muestra el diagrama en bloques del receptor ISDB-Tb, en su versión conversor
digital4 (STB Set Top Box) como unidad independiente, apto para recibir los 13 segmentos
(full-seg). Actualmente se producen televisores y otros tipos de dispositivos móviles y portátiles
con el receptor incorporado, algunos de ellos en versión one-seg.
4 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre. Receptores, Norma ABNT
NBR 15604, [s. e.], [s. l.], 2007.
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
DESENTRELAZADO
TEMPORAL
DESENTRELAZADO
DE BITS
DESPUNZONADO
DESENTRELAZADO
DE BITS
DESPUNZONADO
REGENRACÓN
DEL BITS
DESPUNZONADO
DECODIFICADOR
VITERBI
REORDENAMIENTO
DE BITS
DESENTRELAZADO
DE BYTES
REORDENAMIENTO
DE BITS
DESENTRELAZADO
DE BYTES
REORDENAMIENTO
DE BITS
DESENTRELAZADO
DE BYTES
DECODIFICADOR
DE VIDEO
DEMULTIPLEXOR
TS MPEG-2
DEMODULACIÓN DE
PORTADORAS
(SP y DIFERENCIAL)
DESENTRELAZADO
DE FRECUENCIA
DESENTRELAZADO
DE BITS
DECODIFICADOR
REED-SOLOMON
DIVISOR
JERÁRQUICO
FFT
GENERACIÓN DE
SICRONISMOS
DETECCIÓN
DE CUADROS
COMBINADOR
JERÁRQUICO
DECODIFICADOR
DE TMCC
DESMAPEO
DEMODULADOR
ORTOGONAL
ADC
RELOJ
STC
DECODIFICADOR
DE AUDIO
CONVERSOR
D/A
CODIFICADOR
PAL/NTSC
Salida video
analógico
INTERFAZ
HDMI
Salida A/V
Digital
CONVERSOR
D/A
Salida audio
analógico
TABLAS PSI/SI
NIT/PAT/PMT/SDT/EIT/TDT/TOT
DSM-CC
APLICACIONES
Figura 9: Diagrama en bloques del receptor ISDB-Tb
EPG
DIVISOR
JERÁRQUICO
ETAPA DE FI
FILTRO SECCIONES MPEG
178
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
179
Las emisiones de TVD-T pueden realizarse tanto en la banda de VHF como en la de UHF.
Sin embargo, las transmisiones destinadas al servicio móvil, que por razones de tamaño y peso
requieren antenas receptoras pequeñas, se ven favorecidas en la banda de UHF. Por esta y otras
razones, en la mayoría de los países se está dejando de utilizar la banda de VHF (canales 2 al 6
y 7 al 13) y se está reordenando el uso del espectro radioeléctrico.
En la Figura 9, la señal recibida por la antena es amplificada y convertida desde la
frecuencia del canal sintonizado a un valor de frecuencia intermedia (FI) de 44 MHz. Luego
de un primer proceso de amplificación y filtrado, la señal ingresa al demodulador ortogonal
donde, en base a las referencias de modo (tiempo útil de símbolo) y cuadro OFDM, se genera
la referencia de sincronización necesaria para el correcto posicionamiento de la ventana FFT
(un tema de extrema importancia que se discutirá en el último capítulo de este libro). Aplicada
la FFT y recuperados los símbolos transportados por las portadoras del TMCC, se procede a
extraer la información disponible en los canales de control (organización y configuración de
las capas jerárquicas y profundidad del entrelazado de tiempo entre otras). Con estos datos, el
receptor revierte los entrelazados de frecuencia y de tiempo y procede al desmapeo de acuerdo
al esquema de modulación correspondiente (QPSK, DQPSK, 16-QAM ó 64-QAM), recuperando las secuencias de bits. De acuerdo a la información proporcionada por el TMCC, los
bits de datos son separados y encaminados a las capas jerárquicas correspondientes, ejecutándose el desentrelazado de bits y el despunzonado. A continuación, la cadena de bits ingresa
al decodificador Viterbi, que corrige los errores de las secuencias de bits. Seguidamente, las
secuencias son procesadas en bloques y por capas, y se recupera la organización por bytes,
que se somete al desentrelazado y al posterior reordenamiento, revirtiendo el orden pseudo
aleatorio con el que fueron transmitidos los bits de cada paquete, de acuerdo a la secuencia
PRBS. Finalmente, la salida de la etapa de decodificación Reed Solomon entrega el flujo TS
estructurado en paquetes de 188 bytes. Todos estos procesos de codificación serán estudiados
más adelante, en el Capítulo 8 dedicado a la Codificación del Canal, al igual que el flujo BTS,
al que se le dedica un capítulo completo.
El flujo TS contiene los distintos programas o servicios y los datos de las tablas MPEG,
además de las referencias de sincronización PCR necesarias para la decodificación. Luego de su
demultiplexación, se recupera el reloj del sistema a partir del PCR que se envía desde la estación
transmisora para el programa que se desea sintonizar. También se recuperan la tabla NIT del
servicio y las tablas PAT y PMT que permiten obtener las direcciones de los paquetes de audio
y video que corresponden al programa elegido. Esta información, se entrega al decodificador,
que primero convierte las secuencias en paquetes PES y luego en flujos ES, aplicando por fin
los procesos que permiten obtener el audio y el video original. La decodificación se realiza
por separado y luego ambas señales se convierten en analógicas, para estar disponibles en las
correspondientes salidas. También se incluye la salida digital HDMI. El demultiplexor además
entrega los datos de la tabla EIT que transporta la grilla electrónica de programación (EPG)
y la tabla DSM-CC. Esta última, constituye el canal de datos y se utiliza para transmitir las
aplicaciones interactivas que serán almacenadas en el STB. Las aplicaciones se cargan sobre el
denominado “Middleware GINGA” y de ésta forma, se consigue que la electrónica del receptor
pueda interpretar los códigos de las aplicaciones.
180
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
10. EJERCICIO: DIMENSIONAMIENTO DE UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN ISDB-Tb
A continuación, se propone al lector la realización de un ejercicio práctico consistente en
el dimensionamiento de una estación ISDB-Tb. El trabajo consiste en realizar todos los cálculos necesarios para determinar los parámetros funcionales de la estación: modo, intervalo de
guarda, configuración de capas jerárquicas y tasas de transmisión, estructura del BTS, cantidad
de segmentos por capas, esquemas de modulación, relación de codificación convolucional,
profundidad de entrelazado de tiempo y anchuras de banda ocupada, entre otros.
El lector podrá comenzar a resolver las primeras consignas del ejercicio a partir de este
momento y completarlo en su totalidad a medida que avance con la lectura del texto y adquiera
destreza en el manejo de los conceptos más importantes. En cada consigna se indicarán los
capítulos en los que se tratan los temas necesarios para abordar su resolución.
Para asistir al lector en la tarea de cálculo, los autores de este trabajo han desarrollado
una útil y práctica herramienta llamada “Calculadora ISDB-Tb”, que la Editorial ha puesto a
disposición en Internet, en el siguiente enlace: www.cengage.com.ar/calculadora-isdb-tb
Se propone al lector que determine la mejor configuración posible para el transmisor de
la estación de TV de UHF que opera en Canal 36 y pertenece a la Universidad Blas Pascal de la
Ciudad de Córdoba, lugar desde el cual, los autores realizaron la primera transmisión experimental ISDB-Tb del interior de la República Argentina, durante el mes de octubre de 2010.
Para este ejercicio y solo con fines didácticos, se supondrá que debe transmitirse un total
de siete señales de TV, cuyas características son las siguientes:
s 6 señales de TV (TV-1 a TV-6), que se transmitirán con igual jerarquía y con las siguientes características:
– Calidad SDTV, con una tasa de video de 2,8 Mbps.
– Audio estéreo a 96 kbps.
– Datos adicionales a una tasa de 404 kbps, correspondientes a la grilla electrónica
de programación (EPG).
s 1 señal identificada como TV-7, “one-seg” destinada al servicio móvil, con una tasa
de 440 kbps. Se requiere una gran robustez de transmisión, para lo cual se sugiere
configurar el modulador con un esquema de modulación QPSK y relación de codificación convolucional KI = 2/3.
Las coordenadas del punto de emplazamiento de la torre en la que se encuentra instalada
la antena transmisora de la estación, cuyo centro de radiación está ubicado a 84 metros de altura
son: latitud 31° 20’ 14,70” (S) y longitud 64° 15’ 17,35” (O). Los estudios se encuentran en el
centro de la Ciudad, siendo sus coordenadas 31° 24’ 50” (S) y 64° 10’ 39,80” (O).
Durante la tarea de relevamiento del terreno se determinó que, por su altura y tamaño,
un edificio ubicado en el centro de la Ciudad produce reflexiones de la señal transmitida, que
afectan sensiblemente tanto a la recepción móvil como a la fija. En la Figura 10 se muestra una
fotografía del mencionado edificio, que se destaca por encima de las demás construcciones
del lugar.
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
181
Figura 10: Edificio que introduce reflexiones de la señal
El edificio, emplazado en el punto de coordenadas 31° 24’ 55.36” (S) y 64° 11’ 22,07”
(O) y cota 401 metros sobre el nivel del mar, tiene una altura de 110 metros. Para determinar
la incidencia de esta estructura, se seleccionaron 6 puntos de prueba dentro de la Ciudad de
Córdoba, cuyas coordenadas y alturas se muestran en la Tabla 8:
Coordenadas
Punto de
prueba
Latitud (S)
Longitud (O)
Altura
(m s.n.m)
1
31° 22’ 57.26”
64° 12’ 58.18”
411
2
31° 23’ 07.98”
64° 09’ 54.66”
425
3
31° 24’ 43.67”
64° 08’ 45.66”
381
4
31° 26’ 56.48”
64° 09’ 41.72”
429
5
31° 26’ 52.95”
64° 12’ 37.91”
450
6
31° 24’ 33.18”
64° 14’ 18.92”
448
Tabla 8: Coordenadas y alturas de los puntos de prueba
El lector puede determinar las distancias entre la planta transmisora, los estudios, el
edificio que introduce reflexiones de señal y los puntos de prueba, mediante una aplicación
tal como Google Earth®.
Las consignas de este ejercicio son las siguientes:
1) Utilizando la Figura 7 como referencia, realizar un esquema funcional completo
de la estación que incluya los siguientes equipos: consolas, switchers-master,
servidores, puestos de control por PC, convertidores, embebedores, codificadores,
multiplexor, enlace STL, remultiplexor y transmisor. (Capítulo 5).
182
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
2) Analizar el comportamiento de las señales reflejadas en los puntos de prueba.
(Capítulo 4 específicamente el apartado dedicado al estudio de la interferencia
intersímbolo).
3) Seleccionar modo e intervalo de guarda. (Capítulos 4 y 5).
4) Determinar la configuración necesaria para cada capa:
• Cantidad de segmentos. (Capítulo 5).
• Esquema de modulación. (Capítulos 3 y 5).
• Relación de codificación convolucional. (Capítulos 5 y 8).
• Retardos introducidos por el modulador ISDB-Tb en los siguientes puntos:
a. Entrelazado de bytes. (Capítulo 8).
b. Entrelazado de bits. (Capítulo 9).
Confeccionar una tabla resumen acompañada de una breve justificación de las configuraciones adoptadas.
5) Para dichas configuraciones y dentro de un cuadro OFDM, determinar:
(Capítulos 5 y 7).
• ¿Cuántos paquetes TSP serán trasportados en total por el flujo BTS?
• ¿Cuántos paquetes TSP serán transportados por cada capa?
• ¿Cuántos paquetes TSP nulos deberán ser introducidos por el
Remultiplexor?
• ¿Cuál será la capacidad máxima de transporte (payload) en bits por segundo de
cada capa y cuál será la capacidad total del sistema con esta configuración?
• ¿Cuánto vale la capacidad máxima de transporte del sistema ISDB-Tb?
6) Configurar el flujo TS MPEG-2 que entregará el multiplexor de programas
(Capítulo 6)
• Asignar PID a los paquetes de audio y video de los programas TV-1 a TV-7.
• Asignar PID a los paquetes que transportan las referencias PCR.
• Asignar PID a las tablas PMT, PAT, NIT e EIT
• Determine el contenido de las tablas PAT y PMT y describa brevemente la
función de las mismas.
• Hacer un esquema completo del mecanismo de selección de programas que
empleará el receptor al sintonizar la emisión de este Canal.
Nota: Utilice las jerarquías sugeridas por la norma para multiplexar las tablas. El
servicio one-seg debe poder recibirse en forma independiente.
7) Para el entrelazado de tiempo: (Capítulo 9).
• ¿En qué casos sería necesario utilizar el entrelazado de tiempo?
• ¿Qué criterios tendría en cuenta para seleccionar el valor de profundidad de
entrelazado (I)?
• ¿Cómo determinaría su efectividad?
• Determinar el retardo introducido por el entrelazado de tiempo.
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
183
8) Confeccionar una tabla en la que se muestren los valores más importantes del
MCCI (Información de modulación, control y configuración) asociados a la
configuración del sistema. (Capítulos 7 y 10).
9) Confeccionar una tabla en la que se muestren los valores más importantes
del TMCC (Configuración de Transmisión y Multiplexación) asociados a la
configuración del sistema. (Capítulos 7 y 10).
10) Señalar las características más importantes del enlace STL necesario para
transportar las señales desde los estudios hasta la planta trasmisora (capacidad
máxima y anchura de banda). Comparar los resultados utilizando el flujo BTS
estándar y la alternativa del BTSc. (Capítulo 7).
184
CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb
BIBLIOGRAFÍA
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C
A
P
Í
T
U
L
O
6
FLUJO DE TRANSPORTE
TS MPEG-2
1. INTRODUCCIÓN
En este capítulo se estudiarán las características del flujo de transporte de paquetes de
audio, video y datos TS MPEG-2. Se analizarán todas las etapas, desde los flujos elementales
empaquetados hasta la conformación de los paquetes TS de 188 bytes. También se verán los
identificadores de paquetes, la información de sincronización de los flujos, las secciones y
tablas, y la forma en que se transmiten. Además se estudiarán con detalle las principales tablas
obligatorias y las opcionales necesarias para la identificación y la correcta recepción de los
servicios disponibles. En la parte final del capítulo, se ofrecerán varios ejemplos obtenidos de las
normas correspondientes y algunas capturas realizadas sobre flujos de transmisiones IDSB-Tb
reales, a los fines de que el lector pueda tener un panorama completo de todo el proceso.
2. CODIFICACIÓN Y EMPAQUETADO DEL FLUJO BINARIO DE DATOS
El diagrama funcional de una estación de TVD presentado en el capítulo anterior,
estaba dividido en dos grandes bloques: Estudios y Planta Transmisora. En la Figura 1 se
muestra una versión simplificada de dicho diagrama. En los estudios, se encuentran los
equipos de generación de contenidos que entregan señales digitales 1 a tasas relativamente
elevadas. A continuación, estas señales son codificadas y empaquetadas en bloques que
contienen una cantidad relativamente reducida de bits, conformando un flujo en serie 2
185
186
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
llamado TS (Transport Stream). Este flujo contiene una secuencia de paquetes de video, audio
y datos correspondientes al programa que se desea emitir. En el caso de contar con un segundo
estudio u otra fuente de generación independiente, es decir un segundo programa, aparecerá un
nuevo flujo TS. El multiplexor de programas combina ambos TS, para entregar a la salida un
flujo único llamado TS MPEG-23, debido al estándar que lo define. En adelante y por razones
de simplicidad, se denominará TS a la señal de salida entregada por el multiplexor de programa
y paquetes TS a los paquetes que componen este flujo. Cabe aclarar que no existe ninguna
diferencia entre el flujo TS de un programa y el flujo TS de varios programas multiplexados,
salvo que este último corresponde precisamente, a una multiprogramación. Finalmente, en
el caso del estándar ISDB-Tb, el remultiplexor recibe el flujo TS y lo convierte en uno nuevo
denominado BTS, que es enviado a la planta transmisora donde ingresa al modulador. En la
última etapa, la información es convertida por el transmisor en una señal de RF de potencia,
que luego es emitida por la antena.
ESTUDIOS
PLANTA TRANSMISORA
Flujo binario
no comprimido
CODIFICACION
(COMPRESIÓN)
2
PAQUETIZACIÓN
Y MULTIPLEXADO
DE PROGRAMA
OTROS
TS
MPEG-2
3
REMULTIPLEXOR
1
MULTIPLEXOR DE
PROGRAMAS
CONTENIDOS DE
AUDIO Y VIDEO
(PROGRAMA)
TS
BTS
Salida
Antena
MODULADOR Y
TRANSMISOR
Figura 1: Diagrama funcional simplificado de una estación de TVD
PES
AUDIO
CODIFICADOR
DE VIDEO
ES
PES
VIDEO
ES
CODIFICADOR
DE AUDIO
TS AUDIO
TS VIDEO
PES
PES
AUDIO
TS
TS AUDIO
Datos Adicionales
Figura 2: Etapas de procesamiento del flujo elemental ES
TS #1
TS #2
MULTIPLEXOR DE PROGRAMAS
CODIFICADOR
DE AUDIO
TS
PES
MULTIPLEXOR
ES
TS VIDEO
DE PROGRAMA
ES
PES
VIDEO
MULTIPLEXOR
CODIFICADOR
DE VIDEO
DE PROGRAMA
PROGRAMA O
SERVICIO #2
PROGRAMA O
SERVICIO #1
En la Figura 2 se muestran las distintas etapas de procesamiento a las que se somete la señal,
desde que es entregada por los equipos de generación ubicados en los estudios, hasta la conformación del flujo TS. Las señales entregadas por los codificadores, se conocen como flujos
elementales ES (Elementary Stream).
TS MPEG-2
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
187
Los bloques de la Figura 2 cumplen las siguientes funciones:
a) Generación de contenidos: en una estación de TV incluye un conjunto de tecnologías como cámaras, switchers1, generadores de efectos, distribuidores, consolas de
audio, sistemas de grabación, etc., que entregan flujos elementales de alta velocidad
para su posterior codificación. En general, los flujos de audio, video y datos, están
separados, aunque también, con el fin de facilitar su transporte, pueden presentarse
embebidos en un solo flujo de alta velocidad.
b) Codificación y empaquetado: en esta etapa se realiza la compresión del audio y del
video, para adaptarla a la capacidad de transmisión del canal. La información contenida en cada flujo elemental ES, es segmentada en paquetes de bits llamados PES
(Packetized Elementary Stream), que luego son nuevamente divididos en paquetes
de menor extensión, formando el flujo TS. En general, cada programa genera tres
flujos TS: video, audio y datos. A continuación, estos TS son multiplexados entre
sí, dando lugar al TS de programa, que contiene los paquetes que transportan toda
la información correspondiente a un servicio.
c) Multiplexor de programas: su función es componer el flujo binario del TS-MPEG-2,
que integra el video, audio y datos de dos o más programas, completamente optimizado para la transmisión. Este dispositivo incorpora datos adicionales estructurados en tablas, a los fines de sincronización del receptor.
En el dominio digital, las salidas de los equipos de generación de video y audio (punto de la Figura 1) consisten en flujos de bits de señales no comprimidas, en secuencias continuas
que transportan la información de los cuadros de video o de los segmentos de audio. Diversas
normas estandarizan estas secuencias: ITU-R BT.601 para video de definición estándar (SD),
ITU-R BT.709 para video de alta definición (HD) y AES/EBU para audio. Las interfaces utilizadas para el transporte de estas señales de un equipo a otro se conocen como SD-SDI (para
video SD), HD-SDI (para video HD) y AES3 para audio. Las tasas binarias en el punto llegan a 270 Mbps para SD y aproximadamente a 1,5 Gbps para HD, demasiado elevadas para
que puedan ser transmitidas de manera directa por un canal de 6 MHz. Por lo tanto, antes de
llegar al transmisor, estas señales deben ser comprimidas o codificadas (punto ), reduciendo
de manera muy significativa las tasas binarias sin introducir pérdidas importantes de calidad.
Con esquemas de compresión MPEG-4 AVC, se consiguen unos 3 Mbps para SD y 13 Mbps
para HD (con una definición de 1920x1080 pixels y barrido entrelazado). En cuanto al audio,
las tasas pueden llegar a los 1,5 Mbps con sonido estéreo, reduciéndose a 300 kbps después
de la compresión. Estos valores resultan muy adecuados para ser transmitidos por el sistema
ISDB-Tb, cuya máxima capacidad es de unos 23 Mbps. Por lo tanto, de acuerdo al concepto
de multiprogramación, se podrán transmitir varios programas SD o combinaciones HD/SD,
siempre que la suma de las tasas binarias no superen la capacidad máxima del sistema.
1
En una estación de TV, el término switcher se refiere al equipo selector de video cuya salida es la programación a
emitir.
188
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
Las salidas de los codificadores contienen un solo tipo de información. Los ES no pueden
ser transmitidos de manera directa por dos razones: a) conforman un flujo único y continuo
que no permite la incorporación de datos para la corrección de errores y b) tampoco es posible
multiplexar los datos de un mismo servicio o de otros servicios. Esto hace necesario que, en una
primera instancia se segmenten los flujos ES en paquetes de longitud variable, es decir los PES,
de video, audio y datos. Estos paquetes son bastante extensos y su longitud es variable, debido
a las particulares características de los procesos de compresión. Si bien su estructura permitiría que fueran multiplexados, resulta más conveniente fragmentarlos en unidades de menor
longitud y de tamaño fijo, es decir en paquetes TS. La razón es muy sencilla de comprender:
los paquetes con menor cantidad de bits son más fáciles de proteger frente a los errores que se
puedan producir en la transmisión y resultan más simples de combinar con otros paquetes de
otros programas para formar un flujo binario único.
Los PES se transmiten en serie y cada paquete está dividido en dos partes: encabezado
(header) y carga útil (payload), que transporta los datos propiamente dichos. Es necesario
que los codificadores de un mismo programa estén sincronizados con una referencia de reloj
común, que luego debe ser incluida en los PES para que el decodificador del receptor pueda
realizar los procesos inversos. Por su parte, los paquetes TS son de menor longitud y también
tienen un encabezado, además de la carga útil.
En el Capítulo "Sistema", del estándar MPEG-2, se especifican dos maneras diferentes
de organizar la multiplexación de los PES de audio, video y datos que conforman el programa.
La primera es el flujo de programa PS (Program Stream) y se utiliza cuando se transportan
paquetes de diferentes flujos PES y todos pertenecen a un mismo programa. En este caso, los
paquetes son extensos y de longitud variable y por lo tanto, más propensos a ser interferidos
con facilidad en ambientes hostiles. El PS se aplica en medios de almacenamiento tales como
los CD y DVD, que presentan una BER (tasa de error de bit) muy baja, del orden de 10-10 o
menos, ubicándose en la categoría QEF (Quasi Error Free). La segunda opción consiste en
multiplexar dos o más flujos TS en un flujo único TS MPEG-2 o flujo de transporte. Este formato es el único que se adapta correctamente a las exigencias planteadas por las transmisiones
satelitales, de cable o de TVD-T.
El principal objetivo que se persigue es transmitir, a través de un canal radioeléctrico, los
datos de múltiples fuentes de contenidos o programas, utilizando un flujo de bits en serie que
contenga toda la información necesaria para que el receptor pueda interpretar, identificar y
separar los servicios disponibles, además de la necesaria decodificación que permita recuperar
las imágenes y los sonidos. Utilizando una analogía sencilla, el sistema equivale a un largo tren
de carga donde cada vagón transporta los bits correspondientes a un determinado servicio (video, audio o datos) y además hay otros servicios disponibles en sus correspondientes vagones,
cada uno con su identificación sobre su destino final. Pero en el convoy hay otros vagones más,
que transportan los elementos necesarios que harán posible desviar cada vagón en el punto de
llegada, para conformar nuevos convoyes que transporten únicamente vagones de un mismo
servicio. Al final de cada recorrido se extraen los bits de carga y se obtiene la información que
permite decodificar cada servicio.
189
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
3. FLUJO ELEMENTAL EMPAQUETADO (PES)
Los paquetes PES están especificados en la norma ISO/IEC 13818-1 / ITU-T Recomendación H.2222. Para el estándar ISDB-Tb, las especificaciones se encuentran en el documento
ABNT NBR-15602-3.
Cada PES tiene un encabezado con información que permite identificar el comienzo
del paquete, su longitud total, el tipo de contenido que transporta (video, audio o datos), la
sincronización entre el video y el audio y la secuencia correspondiente al ES de origen, entre
otros. Eventualmente, el encabezado puede extenderse, en forma de encabezado opcional, en
el que se incluyen bits con otro tipo de información.
Los PES se dividen en unidades de acceso de longitud variable de acuerdo a las características del proceso de compresión utilizado, por ejemplo MPEG-2, MPEG-4 u otro. Estas
unidades de acceso pueden ser algunas de las siguientes agrupaciones: macrobloques, slices,
imágenes o cuadros, grupos de imágenes (GOP) y secuencias. La norma indica que los ES deben
transmitirse en paquetes, agregándole a cada uno su correspondiente encabezado, tal como
se muestra en la Figura 3. Cada paquete PES puede transportar un solo tipo de información
(audio o video o datos) y su extensión es de 64 kbytes como máximo, pudiendo contener una
sola unidad de acceso, parte o varias de ellas.
...000111101 0010011110100111010 100100010101 0100100010 111101010101010101 0010101010101 0010101001...
ES
1
2
PES
Encabezado
PES- 3
3
4
5
3
4
100100010101
0100100010
6
7
Carga útil
secuencia 3 de ES
Figura 3: Formación de los paquetes PES a partir del flujo ES
Los paquetes PES transportan diversas referencias adicionales que el receptor necesitará
durante los procesos de demultiplexación y decodificación y que le permitirán recuperar la
información transmitida. Si bien los contenidos más importantes son los bits de video y audio
propiamente dichos, para que el sistema pueda funcionar correctamente deben transmitirse
ciertas referencias. Por ejemplo, el codificador de video entrega distintos tipos de cuadros o
2
INTERNATIONAL TELECOMMUNICATIONS UNION. Information Technology - Generic Coding of
Moving Pictures and Associated Audio Information: Systems. Recommendation H.222. [en línea], Dirección
URL: <http://www.itu.int/en/Pages/default.aspx>, 2000.
190
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
imágenes (conocidas como imágenes I, P y B) cuya secuencia de decodificación no es coincidente con el orden en el que luego deben ser visualizadas. Por esta razón, en los PES de video
se incluye una referencia de decodificación llamada DTS (Decode Time Stamp), que indica el
orden en el que los cuadros debe ser decodificados. Además es necesario asegurar la correcta
sincronización entre el video y el audio, para lo cual se debe insertar la referencia PTS (Presentation Time Stamp) en las cabeceras de los PES de audio y video. Finalmente, también se
incluye la información que permite recuperar el reloj de referencia del flujo, ESCR (Elementary
Stream Clock Reference).
En la Figura 4 se muestra la estructura del paquete PES. Habitualmente se utilizan descriptores semánticos para indicar las funciones de cada parte. Estos descriptores y los detalles
de la estructura serán analizados a continuación.
ENCABEZADO
Packet start
code prefix
Stream ID
ENCABEZADO OPCIONAL
PES packet
length
Optional
PES
header
Stuffing
bytes
CARGA ÚTIL
Data
Orden de transmisión
Figura 4: Estructura del paquete PES
3.1. Encabezado de PES
En general se utilizan descriptores semánticos para indicar la función de cada uno de los
campos que forman el paquete. En este apartado se introducirá este tipo de notación que el
ingeniero de TV debe conocer, pues esta es la forma en la que el software de medición especializado presenta los análisis de trama. Los descriptores se escriben en itálica, usando minúsculas
y cuando están formados por más de una palabra se las separa mediante guiones bajos. El
concepto es similar a los nemónicos de los lenguajes de programación.
El encabezado (obligatorio) del PES está compuesto de 6 bytes (48 bits) organizados en
tres secciones. En la Figura 5 se muestra un esquema del mismo.
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
191
PES-3
PES-4
100100010101
0100100010
6 bytes
0000 0000
0000 0000
0000 0001
XXXX XXXX XXXX XXXX XXXX XXXX
Código
de Inicio
ID
Extensión
de carga útil
Figura 5: Detalles del encabezado de los PES
s packet_start_code_prefix (ó SC start_code): preámbulo de sincronización formado
por 3 bytes fijos 00H 00H 01H.
s stream_ID: su extensión es de 1 byte y sirve para indicar el tipo de carga útil (audio, video,
o datos) y el número de secuencia, además de otras informaciones tales como datos de
acceso condicional, si los hubiera. La Tabla 1 resume los valores más importantes.
Valor
BCH
Función
Program_stream_map (mapeo del flujo de programa)
110X XXXX
PES de audio (X XXXX número de secuencia)
1110 XXXX
PES de video (XXXX número de secuencia)
F0H
Flujo ECM
F1H
Flujo EMM
F2H
Flujo DSM-CC
Tabla 1: ID de paquetes PES3
Los campos ECM (Entitlement Control Message) y EMM (Entitlement Management
Message) se utilizan para cuestiones relacionadas con las claves de acceso, información de control y datos de usuarios, entre otros. En cuanto al DSM-CC (Digital Storage Media - Command
and Control), se utiliza para enviar información de acceso a servicios digitales interactivos,
por ejemplo el protocolo conocido como “carrusel de objetos” que permite la transmisión
cíclica de eventos y archivos.
3
INTERNATIONAL TELECOMMUNICATIONS UNION. Information Technology - Generic Coding of
Moving Pictures and Associated Audio Information: Systems. Recommendation H.222. [en línea], Dirección
URL: <http://www.itu.int/en/Pages/default.aspx>, 2000.
192
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
s pes_packet_lenght: es la longitud del campo de carga útil y sus 2 bytes permiten repre-
sentar un número igual a 216 = 64 kbytes, que equivale a la longitud máxima del PES.
Cuando la totalidad de los bits se ponen a cero, significa que el tamaño del paquete
supera este límite y en éste caso, el final solo puede ser detectado con la ayuda del
preámbulo del PES siguiente.
3.2. Encabezado opcional de PES
El encabezado opcional ocupa parte del campo de carga útil y sus componentes pueden
verse en la Figura 6, con sus longitudes expresadas en bits.
Para señalizar la existencia del encabezado opcional, se agregan los bits 1 y 0 luego del
indicador de longitud del campo de carga útil. Los siguientes son los componentes más relevantes del encabezado opcional:
s PES_scrambling_control: indica el modo de encriptación de campo de carga útil y
la secuencia 00 señaliza la ausencia de encriptación. Los encabezados obligatorio y
opcional no pueden encriptarse.
s PES_priority: indica el nivel de prioridad del campo de carga útil. Un 1 indica prioridad alta.
s data_alignment_indicator: cuando este bit es igual a 1, indica que al encabezado opcional del PES le sigue inmediatamente un elemento de sintaxis de video o una palabra
de sincronismo de audio.
s copyright: cuando este bit está en 1 indica que el material transportado en el campo
de carga útil tiene copyright.
s original_or_copy: un 1 indica que el material transportado es original. En caso contrario se trata de una copia.
s Los indicadores Flags son siete y su detalle es el siguiente:
- PTS_DTS: su significado se muestra en la siguiente tabla:
Valor
Significado
00
Ausencia de referencias PTS y DTS
01
Valor no permitido
10
Referencia PTS presente en el encabezado opcional
11
Referencias PTS y DTS presentes en el encabezado opcional
Tabla 2: Significado del indicador PTS-DTS
- En el resto de los casos, ESCR, ES_rate, DSM_trick_mode, additional_copy_
info, previous_PES_CRC y PES_extension, mediante el bit puesto a 1, señalizan la presencia de esta información dentro del campo opcional.
s PES_header_data_length: indica la cantidad de bytes ocupados por el campo opcional
y los bytes de relleno contenidos en el encabezado opcional.
s En cuanto al primer grupo de campos opcionales, los más importantes son:
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
193
- PTS (Presentation Time Stamp): se utiliza para lograr sincronización entre
flujos elementales que corresponden a un mismo programa (audio y video) y
se deriva del reloj del sistema. Sus 33 bits están organizados en tres campos
diferenciados.
- DTS (Decoding Time Stamp): indica el orden en el cual debe ser decodificada
la información contenida en el flujo elemental (que generalmente no coincide con su ordenamiento temporal) y también se deriva del reloj del sistema.
También esta formado por 33 bits dispuestos en tres campos diferenciados.
- ESCR: (Elementary Stream Clock Reference): es un campo de 42 bits dividido en dos partes. La primera parte es la base y tiene 33 bits. La segunda es
la extensión, con 9 bits. Ambos contienen informaciones de tiempo relativas
a la secuencia del flujo PES
- ES_rate: esta formado por un campo de 22 bits que sirve para indicar la velocidad con la cual se reciben los bytes de los paquetes PES en el decodificador y se
mide en múltiplos de 50 bytes/seg, pudiendo variar de un paquete PES a otro.
ENCABEZADO OPCIONAL
ENCABEZADO
Packet start
code prefix
Stream ID
PES packets
length
24
8
16
Optional
PES header
CARGA ÚTIL
Stuffing
bytes
Data
Orden de transmisión
10
PES
scrambling
control
2
2
Data
PES
alignment Copyrigth Original 7 flags
priority indicator
or copy
1
1
PES
header
data
length
1
1
8
PTS
DTS
ESCR
ES
rate
DSM
trick
mode
33
42
22
8
Optionals
fields
mx 8
8
Aditional Previus
PES
copy
PES extension
info
CRC
16
7
5 flags
PES
private
date
Pack
header
field
Program
Packet
Seq cntr
P-STD
buffer
PES
extension
field length
128
8
8
16
7
Figura 6: Estructura completa del encabezado opcional del PES
Stuffing
bytes
Optional
fields
PES
extension
field data
194
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
4. FLUJO DE PROGRAMA (PS)
CODIFICADOR
DE VIDEO
ES
PES
VIDEO
ES
CODIFICADOR DE
AUDIO
Reloj de sistema
STC1
PES
PES
AUDIO
MULTIPLEXOR
DE PROGRAMA
PROGRAMA O
SERVICIO #1
Como se adelantó en el apartado 3, el flujo de programa o MPEG-2 PS se conforma con
el multiplexado de paquetes PES de un mismo servicio o programa y por lo tanto debe utilizar
la misma referencia de reloj para la codificación y conformación del flujo de paquetes. Dado
que el flujo PS no puede ser utilizado en la transmisión de TVD-T debido a la alta probabilidad
de aparición de errores por ruidos e interferencias, en este apartado solo se hará una breve y
rápida descripción del mismo.
La Figura 7 muestra las etapas de conformación del PS, y puede apreciarse que intervienen los mismos bloques que se analizaron en la Figura 2. La multiplexación de los distintos
componentes emplea un único reloj de referencia STC (System Time Clock).
PS
SCR1
Figura 7: Conformación del flujo de programa PS
Los detalles de la estructura del flujo de programa pueden verse en la Figura 8. El PS se
compone de una sucesión de packs, cada uno con su correspondiente cabecera (Pack Head) y
sucesión de paquetes PES correspondientes al programa, que también puede incluir un encabezado opcional (System Header). Si bien la longitud de los packs es variable, está limitada ya
que se requiere la inserción de un encabezado cada 0,7 segundos o menos. La referencia del reloj
del sistema SCR (System Clock Reference) se incluye en esta cabecera y debe tener continuidad,
a los fines de proveer una referencia de sincronización para el decodificador.
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
Paquetes PES
Video
Programa 1
Pack 1
MUX PES
Programa 1
PES V-1
Pack
Head
Program Stream
PS MPEG-2
PES V-1
PES V-1
PES V-1
PACK 1
PES V-1
PES A-1
PACK 2
...
...
PACK N
...
195
Código fin de
Programa
Figura 8: Estructura del flujo de programa PS
5. FLUJO DE TRANSPORTE (TS)
El flujo de transporte se obtiene a partir de los paquetes PES, al transformarlos en
paquetes más reducidos y de longitud fija. El TS MPEG-2 se adapta mejor a las necesidades
de transmisión de TVD-T, es más simple la inclusión de datos para la corrección de errores
y permite transportar múltiples programas en una misma línea de tiempo, sin necesidad de
contar con una referencia de reloj común entre ellos. Esta característica es muy importante
para los sistemas satelitales, de cable o terrestres, que necesitan concentrar en un flujo único
varios programas (hasta 20 si fuera necesario).
En la Figura 9 se ilustra el proceso de segmentación del flujo PES en paquetes TS de 188
bytes. Esta longitud responde a una necesidad de compatibilidad con el modo de transferencia
asíncrono (ATM) que se utilizaba mientras el estándar MPEG-2 se estaba desarrollando.
Paquetes PES
Video Programa 1
TS
Multiplexación de PES
PES V-1
Head
PES V-1
PES V-1
Figura 9: Segmentación de los paquetes PES
Head
PES V-1
PES A-1
Head
PES V-1
...
PES V-1
...
196
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
El flujo TS transporta paquetes de video, audio y datos, además de otros paquetes que
suministran información para el receptor, sin necesidad de seguir un ordenamiento determinado.
En la etapa de demultiplexación, su separación es posible gracias a la etiqueta de identificación
de programa PID (Packet Identifier) incluida en la cabecera.
En la Figura 10 puede verse la estructura del paquete TS. De un total de 188 bytes, 4
corresponden al encabezado y 184 a la carga útil, completando una secuencia cuya longitud
es de 1504 bits.
HEAD
CARGA ÚTIL
4 bytes
184 bytes
188 bytes
Figura 10: Estructura del paquete TS
La Figura 11 muestra una secuencia de paquetes formando un flujo TS. Los paquetes
pueden estar ordenados de distintas maneras, siempre que se haya partido desde una secuencia válida, tal como PES, PS e incluso otros TS. Es importante señalar que también pueden
aparecer paquetes nulos o de relleno, en aquellos casos donde se necesita un flujo TS con una
elevada tasa binaria que obliga a cubrir los espacios carentes de datos. Los paquetes nulos son
ignorados por los decodificadores.
TS (N-3)
TS (N-2)
TS (N-1)
TS (N)
TS (N+1)
TS (N+2)
TS (N+3)
TS V1-1
TS V1-2
TS A1-1
TS V2-1
TS CTL
TS D1-1
TS A2-1
HEAD
CARGA ÚTIL
HEAD
CAMPO DE
ADAPTACIÓN
CARGA ÚTIL
4 bytes
(184-m) bytes
m bytes
Figura 11: Flujo TS
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
197
Cuando los PES son segmentados en paquetes TS, se agrega un encabezado de 4 bytes
que cumple varias funciones, de las cuales las dos más importantes son señalizar el comienzo
de cada paquete (sincronización o preámbulo) e identificar el tipo de contenido transportado
en el campo de carga útil. El valor del primer byte de la cabecera es 47H y, debido a que la
longitud del paquete TS es fija, no es necesaria la inclusión de un campo con la indicación de
la extensión de la carga útil, que siempre es de 184 bytes.
Volviendo a la Figura 11, puede verse que el flujo TS transporta paquetes que corresponden a dos programas: el primero esta formado por video 1, audio 1 y datos 1, mientras que el
segundo contiene video 2 y audio 2. También aparece un paquete con información de control.
Por ejemplo, el paquete TS (N) transporta la información correspondiente al paquete 1 del
video 2 (TS V2-1). Es evidente que se necesitará una gran cantidad de paquetes para transportar
los flujos binarios de video.
Eventualmente, el campo de carga útil de cada paquete TS puede dividirse en dos partes, incorporando el llamado campo de adaptación (Adaptation Field) de (184 – m) bytes de
largo, cuando se transportan m bytes de carga útil. El campo de adaptación se utiliza cuando
se requiere un encabezado más extenso.
En la Figura 12 se muestra otra manera de representar los paquetes TS. Las filas de bytes
se ordenan en forma vertical y cada fila de izquierda a derecha, comenzando por el bit más
significativo (MSB). De esta manera, queda conformada una tabla de 188 filas por 8 columnas, donde las cuatro primeras filas corresponden al encabezado. Luego siguen los campos
específicos y finalmente la carga útil.
...
. ..
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
ENCABEZADO
MSB
LSB
0
1
0
0
TEI
PUI
TP
0
1
1
1
PID
TEI transport_error_indicator
TSC
AFC
CC
PUI payload_unit_indicator
TP transport_priority
PID packet_identifier
CARGA ÚTIL
...
TSC transport_scrambling_control
AFC adaptation_field_control
CC continuity_counter
0
1
0
TEI
PUI
TP
0
0
1
1
1
PID
AFC
CC
...
TSC
...
198
Figura 12: Representación de la estructura del paquete TS en forma de tabla
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
199
5.1. Encabezado del paquete TS
En la Figura 13 se muestra el encabezado del paquete TS. Con excepción de los primeros 8 bits
que siempre tienen el mismo valor, los demás transportan información específica y algunas de
sus funciones serán explicadas a continuación.
...
Head
Payload
Head
...
Payload
32 bits
Sync
(47H)
Transport
error
indicator
8
1
Payload Transport
unit start
indicator priority
1
1
PID
Transport Adaptation Continuity
Adaptation
scrambling
field
counter
field
control
control
13
2
Random
Adaptation Discontinuity access
indicator
field length
indicator
8
1
1
PCR
OPCR
Splice
countdown
42
42
8
2
4
Elementary
Optional Stuffing
stream
5 flags
fields
bytes
priority
indicator
1
5
Transport
Adaptation
private Transport
field
Optional
private
data
extension 3 flags fields
data
length
length
8
8
3
Figura 13: Estructura del encabezado de paquete TS
s sync: preámbulo de sincronización 47H.
s transport_error_indicator: señaliza la existencia de error dentro del paquete. Cuando
este bit es puesto a 1, el decodificador procede a descartar el paquete.
s payload_unit_start_indicator: cuando este bit está en 1 el paquete transporta tablas
(por ejemplo PSI) o un PES. En el primer caso, indica que el primer byte del campo de
carga útil es un indicador que apunta al comienzo de la primera sección de la tabla.
En cambio, si la información transportada corresponde a un PES, indica que su inicio
coincide con el primer byte de la carga útil (ver Figura 14).
s transport_priority: indica el nivel de prioridad de transporte que tienen los paquetes
que pertenecen al mismo PES, o bien de aquellos con el mismo PID. La mayor prioridad
corresponde a los paquetes con este bit puesto a 1.
200
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
s PID (Packet identifier): identifica el programa al cual pertenece el paquete. Más ade-
lante se analizará la tabla de asignación de PID.
s transport_scrambling_control: identifica el modo de codificación de la carga útil.
s adaptation_field_control: indica la presencia o no dentro del paquete TS de los campos
de adaptación y carga útil, de acuerdo al siguiente detalle:
Valor
Significado
00
Reservado
01
Solamente carga útil, sin campo de adaptación
10
Solamente campo de adaptación, sin carga útil
11
Campo de adaptación, seguido de la carga útil
Tabla 3: Significado campo de control de adaptación
s continuity_counter: es un contador progresivo de paquetes, identificados con el mismo
PID, que transportan carga útil. Su valor se incrementa en una unidad con cada paquete
de la serie, iniciando en 0000 y avanzando hasta 1111 para reiniciar el ciclo. En ciertas
situaciones, un determinado paquete se transmite dos veces y en ese caso, el indicador
no debe contar esa repetición. Los paquetes nulos no se cuentan.
s adaptation_field: es el campo de adaptación, de carácter opcional y su extensión
depende del estado de los indicadores flag.
5.2. Campo de adaptación
El campo de adaptación está presente solo en algunos paquetes TS, según las posibles variantes dadas por la Tabla 3. Básicamente cumple la función de relleno para mantener constante
en 188 bytes el tamaño del paquete en ciertas situaciones, en particular cuando transportan la
información de reloj del sistema denominada PCR (Program Clock Reference), que se utiliza
en el receptor. La función que cumple la información más relevante contenida en este campo
es la siguiente:
s adaptation_field_length: indica el número de bytes que tiene el campo de adaptación,
contado a partir del byte siguiente a este y se adapta para cumplir la condición 184-m.
Si el paquete TS no contiene carga útil, este campo puede tener 184 bytes de longitud.
En el caso de transportar paquetes PES, suele ser necesario agregar el campo de adaptación para incluir relleno. Para los bytes de relleno (stuffing) se utilizan ceros.
s discontinuity_indicator: se emplea para indicar si dentro del paquete TS se presenta
alguna discontinuidad. Por ejemplo, en la base de tiempo en relación a los PCR, o en
el contador de continuidad. Puesto a 1 señaliza la existencia de discontinuidad.
s PCR: Es la referencia de reloj Program Clock Reference. Transporta la referencia del
reloj principal utilizado en los procesos de decodificación, ocupa un campo de 42 bits
que está formado por una base de 33 bits y una extensión de 9 bits.
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
201
5.3. Identificador de paquete (PID)
Si bien todos los campos del encabezado de los paquetes TS son importantes, el
Identificador de Paquete (PID) debe estudiarse con cierto detalle, debido a que es uno de
los parámetros que se utilizan para configurar la transmisión y por lo tanto, el ingeniero
de TV debe conocerlo muy bien.
Los PID se utilizan para identificar el tipo de dato que transporta cada paquete TS.
Su extensión es de 13 bits, permitiendo identificar 8192 valores distintos. Los 17 primeros, (del 0 al 16) y el último están reservados para ciertas tablas definidas por la norma de
transporte MPEG-2 y también, para cubrir algunas necesidades particulares del sistema
de transmisión. El valor 1FFFH (8191) está reservado para identificar los paquetes nulos
y las 8174 combinaciones restantes se utilizan para identificar los datos de los servicios
y las tablas, algunas de las cuales se describirán en este trabajo. En la Tabla 4 se muestran
asignaciones de algunos PID4. Más adelante, en el apartado 5.8, se presentará un listado
con las asignaciones de PID más utilizadas.
Valores PID
Hex
Decimal
Binario
Cantidad
de valores
0000H
0
0 0000 0000 0000
1
Tabla PAT
0001H
1
0 0000 0000 0001
1
Tabla CAT
0002H a
000F H
2-15
0 0000 0000 0010
0 0000 0000 1111
14
Reservado
0010H
16
0 0000 0001 0000
1
Tabla NIT
0011H a
1FFEH
17-8190
0 0000 0001 0001
1 1111 1111 1110
8174
1FFF H
8191
1 1111 1111 1111
1
Asignación
Otras tablas y datos de programas (*)
Nulos
(*) El valor de PID 1FC8H (8136) se reserva para la identificación de la Tabla PMT del servicio móvil.
Tabla 4: Asignación de valores PID
Cuando la secuencia de paquetes TS llega al decodificador, éste se sincroniza con el
byte 47H, siendo sencillo el seguimiento de la secuencia, debido a que los paquetes tienen
una longitud fija. Dado que el byte 47H no es un valor prohibido y puede aparecer en
cualquier otro lugar del paquete TS, el decodificador debe poder detectar una sucesión de
cinco bytes de sincronismo consecutivos válidos, antes de poder entrar en sincronismo.
Finalizado este proceso, se interpreta el encabezado y se busca inmediatamente el PID
4ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital Terrestre - Multiplexación y Servi-
cios de Información (SI). Parte 1: SI del Sistema de Radiodifusión, Norma ABNT NBR 15603-1, [s. e.], [s. l.],
2007.
202
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
para poder encaminar los datos. Un error en tres bytes 47H consecutivos, se considera
como pérdida del sincronismo.
Los contenidos que pueden estar presentes en el campo de carga útil son:
s Partes de paquetes PES de audio o video
s Secciones (parciales o completas) de tablas del sistema
s Referencias de sincronización PCR de flujos PES
s Paquetes nulos
Dentro del rango de los PID correspondiente a otras tablas y datos de programa, se
encuentran los PID de los servicios que se transmiten, audio, video y datos, que se definen
durante el proceso de codificación. Más tarde, en el multiplexor, es posible cambiar las
asignaciones en caso de producirse conflictos con otros servicios que tengan el mismo PID.
Si bien el flujo TS no puede transmitir servicios distintos con igual PID, es posible enviar
paquetes duplicados en determinados casos, siguiendo las reglas que se especifican en las
normas ISO/IEC 13818-1 2007.
En cuanto a las tablas de datos, se destaca la tabla EIT (Event Information Table), que
se utiliza para transmitir la guía EPG (Electronic Program Guide) que informa al usuario
cuáles son los servicios disponibles y los programas que se emiten, incluyendo horarios,
clasificación de los contenidos, etc.
A manera de ejemplo, supóngase una estación de TVD-T que transmite en el canal 31
de UHF los servicios 31.1 y 31.2. Para que esto sea posible, la emisora debe estar equipada
con dos codificadores de audio y video, donde se definirán los PID correspondientes a cada
servicio. De acuerdo a la primera y segunda columna de la Tabla 5, para el servicio 31.1 se
ha programado la tabla PMT con PID 60 y el video, los dos canales de audio y los datos
con los PID 61, 72, 73 y 90 respectivamente. Esto quiere decir que se tendrán dos flujos TS,
uno por cada servicio. Los PID asignados al programa 31.2 son exactamente los mismos
que el programa 31.1, con excepción de los datos. Esto provoca una incompatibilidad a
la entrada del multiplexor, por lo que resulta imprescindible modificar los PID mediante
un proceso de reasignación en el mismo multiplexor, sin necesidad de reconfigurar los
codificadores. También es posible realizar un proceso de filtrado cuando se requiere eliminar de la salida determinados paquetes, observándose que los paquetes TS con PID 92
han sido eliminados durante la reasignación.
Programa 31.1
Servicio
Programa 31.2 con PID
reasignado
Programa 31.2
PID
Servicio
PID
Servicio
PID
PMT 31.1
60
PMT 31.2
60
PMT 31.2
80
Video 31.1
61
Video 31.2
61
Video 31.2
120
Audio1 31.1
72
Audio1 31.2
72
Audio1 31.2
130
Audio2 31.1
73
Audio2 31.2
73
Audio2 31.2
131
Datos 31.1
90
Datos 31.2
92
--
Tabla 5: Ejemplo de asignaciones de PID
--
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
203
De acuerdo con este proceso, el flujo TS donde se multiplexan todos los paquetes TS de
ambos servicios, quedará conformado como se muestra en la Tabla 6.
Flujo TS
Programa
PID
PMT
Paquetes
31.1
60
Video
31.1
61
Audio1
31.1
72
Audio2
31.1
73
Datos
31.1
90
PMT
31.2
80
Video
31.2
120
Audio1
31.2
130
Audio2
31.2
131
Tabla 6: Multiplexación de los programas en un solo flujo TS
5.4. Obtención de los paquetes TS a partir del PES
Para obtener el flujo TS, los paquetes PES de longitud variable deben ser segmentados
en porciones de 184 bytes, a las que se agregan las cabeceras de 4 bytes para formar los
paquetes TS de 188 bytes. La longitud de los PES no necesariamente es un múltiplo entero
de 184 y cuando ese sea el caso, el último paquete TS contendrá menos de 184 bytes de datos
del PES. La diferencia debe compensarse con el agregado del campo de adaptación.
Las siguientes son algunas reglas generales:
s El comienzo de un PES siempre debe coincidir con el inicio de la carga útil de un
paquete TS.
s El último byte de un PES debe coincidir con el último byte de un paquete TS.
s Siempre que resulte posible, la longitud de los paquetes PES debería ser un múltiplo
entero de 184 bytes para evitar la acumulación de retardos excesivos.
s El contenido de los paquetes TS debe pertenecer a un mismo programa o servicio y no
pueden mezclarse servicios diferentes en un mismo paquete.
La Figura 14 muestra un ejemplo con la sucesión de dos paquetes PES. El PES-1 tiene
una longitud de 32.774 bytes incluido el encabezado, resultan necesarios 178 paquetes
TS más 22 bytes del paquete 179, y se completan los 162 bytes restantes con el campo de
adaptación. En cuanto al PES-2, totaliza 6.440 bytes, que dan origen a 35 paquetes TS,
sin necesidad de agregar el campo de adaptación.
204
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
6
32768
PES . . .
TS . . .
6
PES-1 VIDEO1
1
2
...
90
bytes
6434
...
PES-2 VIDEO1
...
178
179
Head
Campo de
Adaptación
4
162
1
...
35
...
22 bytes
Figura 14: Segmentación de paquetes PES en paquetes TS
En el caso del PES-1, se necesitaron 179 paquetes TS que suman 33.652 bytes, algo
más que los 32.774 bytes originales (un incremento del 2,68%). Esto representa una ligera
pérdida de eficiencia, que, de todos modos, no es tan significativa frente a las ventajas de
fraccionar el PES en paquetes más pequeños, incorporar la corrección de errores adelantada
(FEC) y multiplexar en un solo flujo varios servicios y datos.
5.5. Composición del flujo TS
El flujo TS es una secuencia binaria continua, lo cual significa que durante una
transmisión de TV se emitirán millones de paquetes TS por cada hora de programación.
Cada paquete transporta parte o toda la información que se requiere transmitir: audio,
video, datos y otras informaciones complementarias y de sincronización. Si se realiza la
captura y análisis de una secuencia TS con ayuda de software especializado, se podrá ver
una gran variedad de paquetes.
Por ejemplo, en ISDB-Tb se transportan paquetes de video de múltiples programas
comprimidos en la norma MPEG-4 AVC, junto con su audio correspondiente. Además, se
envía una gran cantidad de paquetes con información adicional para el receptor, tal como
la numeración de los canales asociados a las teclas del control remoto del usuario, información propia de cada servicio o programa e información de sincronización entre otras.
Si bien la secuencia de paquetes no tiene un patrón de ordenamiento definido y no hay
ningún mecanismo que permita determinar el contenido del próximo paquete, hay ciertas
referencias que deben ser transmitidas con una periodicidad más o menos regular.
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
Estructura del
Flujo TS 31
...
PAT 31
PID 0
PAT 31
PID 0
PMT31.1
PID 60
Tiempo
Componentes del
Programa 31.1
PMT31.1
PID 60
V31.1
PID 61
A131.1
PID 72
A231.1
PID 73
D31.1
PID 90
PCR 31.1
PID 110
Componentes del
Programa 31.2
PMT31.2
PID 80
V31.2
PID 120
A131.2
PID 130
A231.2
PID 131
D31.2
PID 92
PCR 31.2
PID 210
V31.1
PID 61
PMT31.2
PID 80
A131.1
PID 72
V31.1
PID 61
V31.2
PID 120
A131.2
PID 130
A231.1
PID 73
V31.1
PID 61
A231.2
PID 131
PCR 31.1
PID 110
PAT 31
PID 0
D31.1
PID 90
A131.2
PID 130
D31.2
PID 92
PMT31.1
PID 60
V31.1
PID 61
PCR 31.2
PID 210
205
...
Figura 15: Secuencia de paquetes TS
En la Figura 15 se muestra un ejemplo en el cual, la secuencia de paquetes TS contiene información variada. Cada paquete tiene un PID y los paquetes que corresponden
al mismo flujo elemental llevan el mismo PID. También pueden verse dos tablas muy importantes (PAT y PMT) que tienen sus propios PID y se repiten periódicamente en el flujo.
El decodificador utiliza la información de estas tablas para poder reconocer los PID de
los paquetes TS que transportan los contenidos asociados a cada programa. También se
observan algunos paquetes que llevan la referencia de tiempo PCR y que deben insertarse
periódicamente. Por simplicidad, no se han incluido los paquetes correspondientes a las
tablas EIT y NIT y tampoco los datos DSM-CC de las aplicaciones.
5.6. Sincronización de programa
Una vez que el receptor recupera los paquetes PES del programa deseado a partir del
flujo TS, se recuperan los flujos elementales y se los decodifica (descomprime), obteniendo
el audio y el video que luego se encaminan hacia la pantalla y los altavoces. Para todos
estos procesos se requiere de la correspondiente sincronización, cuyos requerimientos
son los siguientes:
s Recuperación del reloj de sistema STC (System Time Clock)
s Establecimiento de la sincronización entre el audio y el video
s Recuperación de la secuencia correcta de los cuadros de video
El codificador ubicado en la planta transmisora comprime audio y video utilizando un
reloj único de referencia de 27 MHz, denominado STC. El decodificador realiza el proceso
inverso, utilizando el mismo STC, deduciéndose que ambos relojes deben tener la misma
frecuencia, ser estables y estar libres de fluctuaciones, dentro de los parámetros que fija
la norma.
Como todos los procesos son completamente digitales, el STC utiliza un oscilador
muy estable y un contador digital de 42 bits. Cada cierto tiempo, se toma una muestra de
la salida del contador y se conforma el PCR (Program Clock Reference), que se inserta en
el campo de adaptación de un paquete TS. La tabla PMT de un determinado programa
206
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
incluye en su campo PCR_PID el número de PID de los paquetes TS que transportan el
PCR, posibilitando que el receptor los pueda localizar sin inconvenientes. Esta referencia
que viaja en el flujo TS, es comparada con la referencia generada internamente por el
reloj STC del receptor, y en caso de existir diferencias se genera una señal para controlar
un PLL digital (lazo enganchado en fase) que permite corregir el oscilador de 27 MHz.
Habitualmente el PCR se transmite cada 40 ms, con una exactitud que debe estar dentro
de los ±500 ns, motivo por el cual una ligera variación en estos valores no garantizará la
estabilidad del reloj STC. Los procesos realizados por el multiplexor pueden alterar las
secuencias de los PCR y por lo tanto, es preciso asegurar que los valores se mantengan
dentro de lo que establecen las normas. Por lo general, las estaciones de TV disponen de
equipos de medición para controlar el PCR y dentro del flujo TS habrá tantas referencias
(con distinto PID) como programas estén siendo transmitidos, ya que cada uno tiene su
propio codificador y su correspondiente STC.
En cuanto a la sincronización entre el audio y el video, su ajuste incorrecto suele
manifestarse, por ejemplo, en el defasaje entre los movimientos faciales de una persona
que habla y el audio que debería acompañar a dichos movimientos. Asumiendo que a
la entrada del codificador se verifica la correcta sincronización y que los instantes de
codificación de audio y video son simultáneos, para poder mantener la fase correcta,
se agrega una referencia de tiempo en los paquetes PES de video y de audio que son una
muestra de los 33 bit más significativos del reloj STC, conformando lo que se denomina
PTS, (Presentation Time Stamp). Cada 700 ms se toma una muestra del contador y este
valor se inserta en el encabezado de ambos PES, que luego el decodificador utiliza para
sincronizar los paquetes PES y asegurar la fase correcta.
Finalmente, la recuperación de la secuencia correcta de los cuadros de video, se logra
mediante la referencia temporal llamada DTS (Decoding Time Stamp), que se inserta en
el campo opcional de los paquetes PES de video, siguiendo las reglas del indicador Flag de
la Tabla 2. A diferencia del video, el DTS no es necesario en los paquetes de audio.
También se utilizan otras referencias de sincronización en los flujos elementales, que se
insertan en la cabecera de los PES. Se trata del ESCR (Elementary Stream Clock Reference)
y el ES_rate, que el decodificador emplea en la parte final del proceso (descompresión).
5.7. Secciones
Los datos que se incorporan al flujo TS en forma de tablas o información adicional,
también se transmiten en paquetes TS de 188 bytes, pero a partir de un formato específico
denominado “secciones”, a diferencia del audio y del video que utilizan paquetes PES. En la
Figura 16 pueden verse ambos formatos. El flujo TS puede transportar secciones correspondientes, por ejemplo, a datos de las tablas PSI/SI, archivos o datos de carrusel, utilizados para
transmitir cíclicamente aplicaciones u otro tipo de datos para interactividad.
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
Información del sistema y servicios
complementarios
Programa
Datos
(archivo)
Flujos elementales
y Datos
Audio
ES
Video
ES
Paquetes PES
Secciones
207
Datos
(flujo)
DSM-CC
Datos
Carrusel
PES
Tablas
PSI
Tablas
SI
Datos
para
codificar
Sección
TS
Paquetes TS
Figura 16: Secciones, paquetes PES y paquetes TS
Las secciones son cadenas de bits de longitud variable, de 1024 bytes como máximo (con
excepción de la tabla EIT, que puede alcanzar los 4096 bytes), que se transmiten en la carga
útil de uno o varios paquetes TS. En el caso de que su extensión sea menor a 188 bytes, es
posible incluir varias de ellas en un mismo paquete TS que por norma, puede contener hasta
10 secciones como máximo5.
Cada sección tiene un encabezado y un campo de carga útil, que inicia con una identificación denominada table_ID (TID) y termina con un código de redundancia cíclica (Cyclic
Redundancy Check, CRC). Su estructura se muestra en el ejemplo de la Figura 17, donde se
aprecian dos secciones de diferente longitud.
SECCIÓN 1
4 kB (máximo)
SECCIÓN 2
1
4
TID
CRC
Figura 17: Estructura de las secciones
5 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital terrestre. Receptores, Norma ABNT
NBR 15604, [s. e.], [s. l.], 2007.
208
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
Con este formato se transmiten las tablas que son esenciales para el sistema y por esta razón
están protegidas con un código CRC. Si a pesar de esta protección, los errores de transmisión
imposibilitan la recepción de alguna de las tablas, por defecto el decodificador asume que no
han sido correctamente transmitidas, debiendo esperar a la siguiente.
Cuando se transmite una sección, el primer byte del campo de carga útil del paquete TS es
el pointer_field. Si el paquete transporta, por ejemplo, una tabla PSI, el payload_unit_start_indicator ubicado en el encabezado del paquete TS se pone a 1 y el puntero indica a cuantos bytes
de distancia se encuentra el inicio de la próxima sección.
3 SECCIONES
...
...
SECCIÓN
1
SECC.
2
SECC.
3
...
Encabezado
Paquete TS
...
SECCIÓN
1
...
SECCIÓN
1
SECC.
1
SECC.
2
SECC.
3
...
Bytes nulos
FFH
Paquete 1
Paquete N-1
Paquete N
N paquetes TS
Figura 18: Segmentación de secciones en paquetes TS
La Figura 18 ilustra el proceso de segmentación de tres secciones en N paquetes TS. En el
primer paquete, el valor del pointer_field es 00H, indicando que la sección se inicia inmediatamente. Para el paquete N, el pointer_field señala el inicio de la sección 2, que a su vez es el final
de la sección 1. Luego de la sección 2, comienza la sección 3, que no alcanza a completar los
184 bytes del paquete y por lo tanto, los bytes restantes deben rellenarse con bytes nulos.
Las secciones no necesariamente tienen que comenzar en el primer byte de carga útil de
un paquete TS ni completar la totalidad del mismo, tal como ocurre con los PES. Cuando el
pointer_field tiene un valor distinto de 00H, significa que el paquete actual contiene la parte
final de la sección anterior y el inicio de la siguiente.
5.7.1. Estructura de las secciones
La Figura 19 muestra la estructura general de una sección, compuesta por el encabezado
de 3 bytes y los datos. El significado de los campos es el siguiente:
s table_ID: permite identificar el tipo de tabla.
s section_syntax_indicator: mediante un 0 indica si la sección es general, en caso contrario se trata de una sección extendida.
s reserved: un 1 indica una sección privada. Lo contrario ocurre con un 0.
s section_length: indica el número de bytes de datos que siguen a éste campo, hasta el final
de la sección. Los dos primeros bits siempre son 00 y los diez restantes representan la longitud propiamente dicha, de hasta 1021 bytes (sin incluir el encabezado de 3 bytes).
s data: es el campo de carga útil de datos, estructurado en múltiplos de 8 bits.
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
209
ENCABEZADO
Section
Table ID
syntax
indicator
X
11
Section length
8
1
1
2
12
Data
Figura 19: Estructura general de las secciones
En la Figura 20 se muestra una sección extendida, que se utiliza en la mayoría de las
tablas de la norma ISDB-Tb. Se puede apreciar el agregado de nuevos campos en el encabezado, cuya descripción resumida es la siguiente:
s table_ID_extension: se utiliza como extensión opcional de table_ID y es definido por
el usuario.
s version number: indica el número de versión de la sección.
s current_next_indicator: determina si una tabla es válida. Un 0 indica que la tabla
debe descartarse.
s section_number: indica el número de sección contenida en la tabla.
s last_section_number: especifica el número de la última sección contenida en la tabla.
ENCABEZADO
Table ID
Section
syntax
indicator
X
11
8
1
1
2
Section
length
12
Table ID
extension
11
Version
number
16
2
5
ENCABEZADO
Current next
indicator
Section
number
Last section
number
1
8
8
Data
CRC
32
Figura 20: Sección extendida
En su trabajo cotidiano, el ingeniero de TV normalmente utiliza software especializado
para analizar el flujo TS, las secciones y las tablas. El lenguaje que estos programas utilizan para
presentar la información, se basa en los descriptores que se introdujeron en el apartado 3.1. Un
detalle a tener en cuenta, es que estos analizadores emplean el prefijo “0x” en lugar del subíndice
“H” para expresar un número hexadecimal. Por ejemplo 0xF7 es equivalente a F7H.
En la Figura 21, se muestra un ejemplo con la estructura de una sección extendida, que
corresponde a la tabla PAT según se indica en 1. Cada una de las líneas que siguen corresponde
210
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
a un campo de la sección y los números entre paréntesis señalan la cantidad de bits. Se sugiere
al lector comparar este listado con la Figura 20.
La zona sombreada 2, corresponde al campo de datos. Allí se reconoce fácilmente la
notación de bucle, con un contador que avanza desde i=0 hasta i<N y que se incrementa una
unidad (indicado con i++) en cada paso del bucle. Esta es simplemente una forma de escritura
abreviada para la sección. N el número de programas que se transmiten, contando el caso
especial del programa 0x0000 que corresponde a la tabla denominada NIT.
1
2
program_association_section ()
{table_ID (8)
section_syntax_indicator (1)
reserved (1)
reserved (2)
section_length (12)
table_ID_extension (16)
reserved (2)
version_number (5)
current_next_indicator (1)
section_number (8)
last_section_number (8)
for (i=0;i<N;i++){
program_number (16)
reservado (3)
if(program_number==´0´){
network-PID (13)
}
else{
program_map_PID (13)
}
}
CRC_32 (32)
program_association_table
table_ID
section_syntax_indicator
´0´
reserved
section_length
transport_stream_ID
reserved
version_number
current_next_indicator
section_number
last_section_number
program loop
program_number
reservado
7
network_PID
program_number
reservado
program_map_PID
7
program_number
reservado
program_map_PID
7
program_number
reservado
program_map_PID
7
CRC_32
0x00
1
3
3
25
0x073A (1850)
3
1
1
0
0
4
5
0x0000 (0)
6
0x0010 (16)
0xE741 (59201)
0x0102 (258)
0xE742 (59202)
0x0103 (259)
0xE758 (59224)
0x1FC8 (8136)
Código CRC
7
Figura 21: Ejemplo de una sección extendida (tabla PAT)
El listado a la derecha de la Figura 21 corresponde a un caso real6. A continuación se
analizará la información más importante entregada por el software analizador.
s En 3 table_ID 0x00 indica que se trata de una tabla PAT.
s section_syntax_indicator en 1 indica que se trata de una sección extendida.
s reserved en 0 indica que se trata de una tabla no privada.
s En 4 el descriptor señala que la sección tiene 25 bytes que se cuentan a partir del final
de section_length hasta el final del CRC. Haciendo el ejercicio de cuenta de bits, se
6 Corresponde a la captura del flujo TS transmitido por la señal del Canal 23 de la Plataforma Nacional de TVD-T,
en la Ciudad de Córdoba, Argentina.
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
s
s
s
s
211
podrá comprobar que toda la sección tiene 28 bytes, y puede ser transportado perfectamente por un paquete TS, cuyo PID será 0x0000 (tabla PAT).
En 5 transport_stream_ID permite identificar el flujo TS, mediante un valor definido
por el usuario.
Luego están los campos restantes, donde los programas transportados por el flujo TS
aparecen agrupados como se señala en 6. El descriptor program_number permite
identificar cada programa, apreciándose que hay tres programas además de la tabla
NIT (que aparece como si se tratara de otro programa).
program_map_PID es el identificador de los paquetes de las tablas PMT. Se deduce
que hay una tabla PMT por cada programa transmitido.
En 7 CRC_32 es el código de 4 bytes que complementa la secuencia transmitida de
24 bytes, totalizando los 28 bytes de la sección.
5.8. Tablas
Las tablas son estructuras que se utilizan para enviar cierto tipo de datos al receptor. Por
ejemplo, la composición del flujo TS, datos de la estación transmisora e información sobre la
programación e interactividad, entre otras.
Las tablas se transmiten con un esquema de secciones, y pueden ser:
a) No privadas, siguiendo las definiciones de la norma MPEG-2, por ejemplo la tabla
PSI (Program Specific Information).
b) Privadas, definidas por el estándar ISDB-Tb. Estas tablas transportan información establecida por la emisora, por ejemplo, las tablas SI (System Information) y
DSM-CC.
Mediante el descriptor PID ubicado en el encabezado del paquete TS, el receptor puede
reconocer la presencia de una sección y su tabla correspondiente. Cuando se requiere más de
un paquete TS para transmitir una tabla, cada uno deberá tener el mismo PID, de modo que
el receptor pueda separarlos del flujo TS, reconstruir la tabla y almacenarla en memoria. Los
valores de PID de las tablas están definidos por norma, por ejemplo un paquete TS con PID
0000H transporta los datos de una tabla PAT.
Las tablas están compuestas por varias secciones del mismo tipo, hasta 256 como máximo
y cada tabla tiene una identificación normalizada, definida por el descriptor table_ID. La Figura
22 muestra una tabla compuesta por “n” secciones, con sus encabezados y código CRC. En los
apartados siguientes, se describirán las principales tablas utilizadas por el sistema ISDB-Tb.
TABLA
SECCIÓN 1
SECCIÓN 2
Figura 22: Tabla compuesta por “n” secciones
...
SECCIÓN n
212
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
5.8.1. Tabla PSI (Program Specific Information)
La tabla PSI es un conjunto formado por tres tablas, que contienen información esencial sobre la composición del flujo TS, necesaria para que el receptor pueda demultiplexar y
decodificar correctamente los distintos servicios. Estas tablas son obligatorias y por lo tanto
toda estación ISDB-Tb debe poder generarlas y transmitirlas. La Tabla 7 es una descripción
del conjunto PSI, con sus valores de PID e identificadores. Aún en los sistemas codificados
las tablas PSI deben transmitirse sin codificar, ya que es indispensable que el receptor pueda
recuperar la estructura de los programas que se emiten.
Tabla
Nombre
PID
table_ID
Significado
PAT
Program Association Table
0000H
00H
CAT
Conditional Access Table
0001H
01H
PMT
Program Map Table
Asignado por PAT
(1FC8H para one-seg)
02H
Tabla 7: Conjunto de tablas del PSI
5.8.2. Tabla SI (System Information)
La tabla SI es otro conjunto formado por varias tablas que transportan la información
disponible correspondiente a servicios y eventos. Son tablas privadas, algunas de ellas opcionales. En la Tabla 8 se detalla la composición de las principales tablas de este conjunto.
Nombre
BAT
Tabla
Significado
Bouquet Association Table
PID
0011H
Observaciones
table_ID
4AH
40H
41H
42H
46H
4EH
4F H
50H - 5F H
60H - 6F H
Red actual
Otra red
Flujo actual
Otro flujo
Actual y próximo programa del flujo actual
Actual y próximo programa de otro flujo
Flujo actual, grilla de programación
Otro flujo, grilla de programación
NIT
Network Information Table
0010H
SDT
Service Description Table
0011H
EIT
Event Information Table
0012H
0026H
0027H
TDT
Time Date Table
0014H
70H
-
TOT
Time Offset Table
0014H
73H
-
ST
Stuffing Table
0000H
72H
-
Definidas por la emisora
-
90H - BF H
-
Tabla 8: Principales tablas del SI
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
213
5.8.3. Tablas ECM, EMM y DSM-CC
En la Tabla 9 se presenta información relativa a estas tablas. ECM y EMM se utilizan para
el manejo de claves de acceso, información de control y datos de usuarios entre otros, mientras
que en la tabla DSM-CC, se envía información de acceso a servicios digitales interactivos, por
ejemplo el “carrusel de objetos”. Estas tablas no forman parte del SI.
Tabla
Nombre
PID
table_ID
Significado
ECM
Entitlement Control Message
Asignado por PMT
82H - 83H
EMM
Entitlement Management Message
Asignado por CAT
84H - 85H
Digital Storage Media, Command and Control
Asignado por PMT
3A H -3F H
DSM-CC
Tabla 9: Tablas ECM, EMM y DSM-CC
5.8.4. Tabla PAT (Program Association Table)
La tabla PAT es la primera tabla que busca el receptor una vez que entra en sincronismo
con el flujo TS, partiendo de la detección del PID 0000H y la table_ID 00H. Existe una tabla
PAT para cada flujo TS, que debe transmitirse sin codificar, repitiéndose cada 100 ms. Esta
tabla, informa acerca del contenido general del flujo y contiene el listado de programas y la
información de la red transmisora.
Cada uno de los programas transmitidos por el flujo TS, tiene asociada una tabla PMT,
que incluye el listado de los PID de video, audio y datos de cada programa. Como su nombre
lo indica, la PAT es una tabla de asociación que contiene los PID correspondientes a los paquetes que transportan cada tabla PMT. En pocas palabras, la tabla PAT permite identificar los
paquetes que contienen la PMT de cada programa.
En la Figura 23 se muestra la estructura de la tabla PAT, de una manera más sencilla y
conceptual que la Figura 21.
214
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
188 bytes
payload
Table_ID
8
payload
payload
Last
Section
Section Transport
Version Current Section
syntax 0
number section
length stream ID
number next
indicator
number
indicator
1
1 2
12
16
2
5
1
8
8
Program
number 0
16
Network
PID
3
13
...
3
CRC
32
Program
map PID i
Program
number i
16
N loop
...
13
Figura 23: Estructura de la tabla PAT
5.8.5. Tabla PMT (Program Map Table)
La tabla PMT contiene la información específica de un programa transportado por
el flujo TS, concepto conocido como “definición de programa”. Dentro del flujo TS habrá
tantas tablas PMT como programas transmitidos, con sus PID de video, audio, datos y PCR
correspondientes. Dentro de la PMT se incluyen ciertos descriptores con información de los
parámetros de codificación de video y audio, entre otros. Cuando la programación es de acceso
condicional (encriptado) la PMT suministra los identificadores PID de la tabla ECM.
En el listado del ejemplo de la Figura 21, podían verse tres tablas PMT identificadas
mediante el descriptor program_map_PID 258, 259 y 8136. También aparece la tabla NIT
(PID 16).
En la Figura 24 puede verse la estructura de la tabla PMT, destacándose el descriptor
PCR_PID que indica el PID correspondiente a los paquetes que transportan la referencia
de sincronismo del programa. Si bien el PCR se incluye en paquetes dedicados del flujo TS,
también puede ser transportado por paquetes de video, paquetes con PID 1FFEH y en la tablas
PAT y NIT.
La Figura 25 es un ejemplo que muestra la sintaxis general de la tabla PMT del programa
59201 (ejemplo de la Figura 21). Pueden verse los PID de video, audio, PCR y PES privados,
entre otros. Se desatacan los descriptores stream_type, que informan sobre las características
de los flujos elementales de los servicios transportados.
Hay una gran variedad de descriptores: parámetros de codificación de audio y video,
identificación del lenguaje, información del copyright, datos de acceso condicional, información de emergencia, datos de carrusel y otros datos privados definidos por las emisoras, como
la tabla DSM-CC para interactividad, entre otros.
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
215
188 bytes
payload
payload
payload
Section
Last
Section Transport
Version Current Section
Table_ID syntax 0
PCR PID
length stream ID
number next
number section
indicator
indicator
number
3
13
8
1
1 2
12
16
2
5
1
8
8
4
Program
N loop
info length descriptors
N loop
12
Stream
type
8
32
Elementary
PID
3
CRC
13
ES info
length
4
N loop
descriptors
12
Figura 24: Estructura de la tabla PMT
TS_program_map_section() {
table_id (8)
section syntax indicator (1)
‘0’ (1)
Reserved (2)
section_length (12)
program_number (16)
Reserved (2)
version_number (5)
current_next_indicator (1)
section_number (8)
last_section_number (8)
Reserved (3)
PCR_PID (13)
Reserved (4)
program_info_length (12)
for(i=0,i<N,i++){
descriptor()
}
for(i=0,i<N1,i++){
stream_type (8)
Reserved (3)
elementary_PID (13)
Reserved (4)
ES_info_length (12)
for(i=0,i<N2,i++){
Descriptor()
}
CRC_32 (32)
PMT PID 258
Program Number: 5920
Stream Type: 0x1B H.264 Video PID 289 (0x0121)
H.264 Video: Resolution 1920 x 1080 Interlaced: 0
Descriptor: Stream Identifier Descriptor
00 .
Descriptor: User Private Descriptor: 0xc8
47 G
Stream Type: 0x11 MPEG-4 Audio PID 290 (0x0122)
Descriptor: AAC Descriptor
2e 00 ..
Descriptor: Stream Identifier Descriptor
10 .
Stream Type: 0x06 ISO/IEC 13818-1
PES packets containing private data PID 294 (0x0126)
Descriptor: Stream Identifier Descriptor
30 0
Descriptor: User Private Descriptor: 0xfd
00 08 3d ..=
Stream Type: 0x05 ISO/IEC 13818-1 private_sections PID 500
(0x01f4)
Descriptor: User Private Descriptor: 0xfd
00 a3 ..
Stream Type: 0x0B ISO/IEC 13818-6 type B PID 900 (0x0384)
Descriptor: Defined in ISO/IEC 13818-6 Descriptor
Descriptor: Stream Identifier Descriptor
40 @
Descriptor: User Private Descriptor: 0xfd
Descriptor: Defined in ISO/IEC 13818-6 Descriptor
00 00 00 01 ....
Stream Type: 0x0D ISO/IEC 13818-6 type D PID 800 (0x0320)
Descriptor: Stream Identifier Descriptor
42 B
PCR_PID 288
Figura 25: Tabla PMT del programa 59201 (ver ejemplo de la Figura 21)
216
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
La Tabla 10 es un listado de los tipos de flujos elementales y más importantes, y valores
asignados al descriptor stream_type7.
Descripción
stream_type
00H
No definido
01H
Video conforme ISO/IEC 11172-2 – MPEG-1
02H
Video conforme Recomendación ITU H.262 – MPEG-2
03H
Audio conforme ISO/IEC 11172-3 – MPEG-1
04H
Audio conforme ISO/IEC 13818-3 – MPEG-2
05H
Secciones privadas
06H
Paquete PES con datos privados
07H
MHEG conforme ISO/IEC 13522-5
08H
Conforme Recomendación ITU H222.0:2002, Anexo 1 – DSM-CC
09H
Conforme Recomendación ITU H.222.1
0AH, 0BH, 0CH,
0DH
Conforme ISO/IEC 13818-6 (tipo A, B, C y D) – DSM-CC
0EH
Conforme Recomendación ITU H222.0 (datos auxiliares)
0F H
Audio conforme ISO/IEC 13818-7 (ADTS sintaxis de transporte)
10H
Video conforme ISO/IEC 14496-2
11H
Audio conforme ISO/IEC 14496-3
13H
Conforme ISO/IEC 14496-1 SL (flujo de paquetes o flujo “FlexMux” transportado en los
paquetes PES)
Conforme ISO/IEC 14496-1 SL (flujo de paquetes o flujo “FlexMux” transportado en la
ISO/IEC 14496)
14H
Protocolo de sincronización de descarga conforme ISO/IEC 13818-6
12H
15H a 18H
Metadatos transportados por paquetes PES, carrusel de datos y de objetos
19H y 1AH
Metadatos transportados por un protocolo de descarga y flujo IPMP
1BH
Video conforme Recomendación ITU H.264 e ISO/IEC 14496-10
1CH a 7EH
Reservado
80H a FF H
Uso privado
Tabla 10: Tipos de flujos elementales (ES)
7 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital Terrestre. Codificación de Video,
Audio y Multiplexación. Parte 3: Sistemas de Multiplexación de Señales, Norma ABNT NBR 15602-3, [s. e.], [s.
l.], 2007.
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
217
5.8.6. Tablas PAT y PMT: mecanismo de selección de programas
El mecanismo de selección de programas que emplea el receptor ayudará a comprender
con mayor claridad las funciones de las tablas PAT y PMT. El primer paso es la sincronización
con el flujo TS, seguido por la búsqueda de los paquetes cuyo PID es 0000H cuyo contenido
permite el armado de la tabla PAT. A manera de ejemplo, se analizará el Canal 31 de UHF que
transmite dos programas HDTV en 31.1 y SDTV en 31.2, con la ayuda de la Figura 26.
La PAT informa sobre los programas que se están transmitiendo: El PID 60 del programa
31.1 y el PID 80 del programa 31.2 identifican los paquetes que contienen la información de
las tablas PMT31.1 y PMT31.2. Estas tablas indican, para cada servicio, los PID que permiten
identificar a los paquetes que transportan los PES de audio y video, los datos y las referencias
de reloj de programa. También está presente la tabla NIT (programa 0), con información de
la organización física de la red. Resumiendo: la tabla PMT31.1 informa que el programa 31.1
transmite video, audio, PCR y datos, con los PID 61, 72, 73 y 90 respectivamente. Si el usuario
selecciona este programa, el receptor busca los paquetes TS identificados con estos números,
los separa y agrupa y los entrega al decodificador para su descompresión. La tabla PMT31.2
cumple la misma función para el programa 31.2.
Dado que las tablas se transmiten periódicamente, el decodificador tiene la posibilidad
de comenzar este proceso una y otra vez, con cada cambio de programa que desee hacer el
usuario.
FLUJO TS – CANAL 31
FLUJO 31
PAT31 PID=0
PROGRAMA 0
16
PROGRAMA 31.1
60
PROGRAMA 31.2
80
NIT31
PID=16
SERVICIO 31.1
SERVICIO 31.2
PMT31.1 PID=60
PMT31.2 PID=80
VIDEO 31.1
61
VIDEO 31.2
120
AUDIO 31.1
72
AUDIO 31.2
130
PCR 31.1
73
PCR 31.2
131
DATOS 31.1
90
DATOS 31.2
150
Figura 26: Mecanismo de selección de programas
218
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
La descripción paso a paso del mecanismo de selección de programas es:
1) Al encenderse por primera vez el receptor, el usuario realiza la búsqueda o “SCAN”
o bien un “RE-SCAN” de señales, sintonizando todos los canales que emiten dentro de un área determinada (incluidos los analógicos).
2) Cada canal ISDB-Tb transporta un flujo TS independiente. El receptor detecta y
separa de cada flujo TS las tablas NIT (y otras contenidas en las tablas SI), memorizándolas.
3) Se procede al armado de la lista de canales, que queda disponible para que el usuario pueda seleccionar una determinada programación contenida en cualquiera de
los canales.
4) Recupera la EPG con la grilla electrónica de programación, que incluye los datos
de programaciones o servicios disponibles de todos los canales recibidos y sintonizados, (siempre que las transmisiones incluyan los datos correspondientes) y queda
disponible en la memoria para consulta del usuario.
5) Suponiendo que el usuario se decide a sintonizar el programa 31.1, este corresponde al Canal 31 (banda de UHF, 572 a 578 MHz), servicio 1, contenidos de la señal
CBA24N8.
6) El receptor sintoniza el canal 31 y demodula el TS31, sincronizándose en base al
byte 47H transportado por los paquetes TS. Procede a filtrar la tabla PAT y desde
ellas obtiene el PID correspondiente a la tabla PMT del programa 31.1.
7) Filtra la tabla PMT y extrae los PID de los flujos de audio y video, el PCR, las tablas CAT, ECM y EMM. (Estas últimas solo se transmiten si el sistema tiene acceso
condicional).
8) En base al listado de PIDs encontrados en la tabla PMT, filtra los paquetes del TS31
separando y almacenando únicamente los que corresponden al servicio 31.1 (audio
y video).
9) Recupera el reloj del sistema STC a partir de la referencia PCR y también la sincronización DTS (ordenamiento de cuadros) y PTS (alineación entre audio y video).
10) Recupera los paquetes que transportan el DSM-CC, obteniendo los datos adicionales para aplicaciones e interactividad.
11) A partir de los paquetes de audio y video, reconstruye los flujos PES31.1 y luego los
flujos elementales ES31.1
12) Envía los flujos elementales ES a los decodificadores, y recupera audio y video digital no comprimido en banda base.
13) De existir encriptado, decodifica audio y video utilizando el Scramble Key que
obtiene de la tabla ECM.
14) Envía el video digital al sistema de visualización y el audio al sistema de amplificación y altavoces.
15) Si el usuario decide cambiar de programa, el receptor inicia el proceso a partir del
paso 5.
8 La señal de CBA24N pertenece a los Servicios de Radio y Televisión de la Universidad Nacional de Córdoba, en
la Ciudad de Córdoba, Argentina.
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
219
En el caso particular de la transmisión destinada al servicio móvil, el receptor sintoniza
únicamente el segmento central, que contiene toda la información necesaria para sincronizarse.
En lugar de transmitir la Tabla PAT, para one-seg en ISDB-Tb se envía la Tabla PMT con el PID
fijo 1FC8H, con el objeto de reducir los tiempos de procesamiento necesarios para seleccionar
el canal y economizar el consumo de las baterías.
5.8.7. Tabla NIT (Network Information Table)
La transmisión de la NIT es obligatoria en los sistemas de TVD-T y contiene información
sobre la organización física de una red específica (la actual u otra – ver los valores de table_id):
cantidad de flujos TS disponibles, multiplexores, frecuencia de transmisión, número de canal de
la red, servicios, denominaciones y sus números de programa, sistema de transmisión empleado
por la red y datos técnicos de la transmisión. A las redes de televisión se les asignan valores
únicos para los descriptores network_ID y original_network_ID que deben permanecer sin
cambios. Los receptores almacenan las tablas NIT para simplificar el proceso de búsqueda o
cambio de programas.
Los descriptores asociados a la tabla NIT proporcionan la siguiente información: nombre
de la red, lista de servicios, sistema de distribución terrestre, información de emergencia, recepción parcial, e información del TS entre otros. Los paquetes TS que transportan la NIT están
identificados con el PID 0010H y se la identifica mediante el descriptor table_ID 40H ó 41H.
En la Figura 27 se muestra la sintaxis general de la tabla NIT correspondiente al programa
59201 del ejemplo de la Figura 21. Puede verse claramente la identificación de la red, el flujo
TS y el listado de servicios, entre otros.
network_information_section (){ (8)
section_syntax_indicator (1)
reserved_future_use (1)
reserved (2)
section_length (12)
network_id (16)
reserved (2)
version_number (5)
current_next_indicator (1)
section_number (8)
last_section_number (8)
reserved_future_use 4 bslbf
network_descriptors_length (12)
for(i=0;i<N;i++){
reserved_future_use (4)
transport_stream_loop_length (12)
for(i=0;i<N;i++){ (16)
original_network_id (16)
reserved_future_use (4)
transport_descriptors_length (12)
for(j=0;j<N;j++) {
}
CRC_32 (32)
}
Network Information Table PID=0x0010
Network Name: RTA C23
Network ID: 1850 (0x073a)
Transport Stream ID: 1850 (0x073a)
Original Network ID: 1850 (0x073a) Version: 0
Descriptor: Network Name Descriptor
Descriptor: User Private Descriptor: 0xfe
03 01
..
Current Network: True
Descriptor: Service List Descriptor
Service: 59202 (Encuentro) digital television service
Service: 59224 (TV Publica ) user defined (0xc0)
Service: 59201 (TV Publica HD) digital television service
Descriptor: User Private Descriptor: 0xfa
53 d6 0d 98
S ...
Descriptor: User Private Descriptor: 0xfb
e7 58
.X
Descriptor: User Private Descriptor: 0xcd
07 2a 0e 54 56 50 75 62 6c 69 63 61 0f 02 e7 41 .*.TVPublica...A
e7 42 af 01 e7 58
.B ...X
Figura 27: Tabla NIT del programa 59201 (ver ejemplo de la Figura 21)
220
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
5.8.8. Tabla CAT (Conditional Access Table)
La tabla CAT se utiliza para el acceso condicional y suministra los PID de la tabla EMM.
Junto con la tabla ECM cuyos PID son proporcionados por la tabla PMT, se tiene la información necesaria para que el receptor pueda desencriptar los programas. Estas tablas no son
obligatorias, excepto cuando la transmisión incluye acceso condicional.
La tabla ECM contiene los códigos de encriptación y, luego de la validación del servicio
del usuario, permite obtener la autorización para el desencriptado. Por su parte, la tabla EMM
contiene la clave de servicio del usuario, que es reconocida por el receptor, normalmente mediante una tarjeta externa, para obtener la validación del servicio. Solo se encriptan los ES y
nunca los encabezados ni el campo de adaptación de los paquetes TS y tampoco las tablas. Los
paquetes que transportan la tabla CAT tienen el PID 0001H y se la identifica con el descriptor
table_ID 01H.
5.8.9. Tabla SDT (Service Description Table)
En esta tabla se describen, con más detalle que en otras, los programas transportados por
un flujo TS específico (flujo TS actual u otro – ver los valores de table_id). Como su nombre lo
indica, es descriptiva y tiene información de texto, por ejemplo, los nombres de los servicios
transmitidos: “TV Pública”, “Encuentro”, etc. Los paquetes que transportan la tabla SDT
tienen un PID 0011H y se la identifica mediante el descriptor table_ID 42H ó 46H.
En la Figura 28 se muestra la tabla SDT para el ejemplo la Figura 21. SDT informa sobre la
existencia o no de paquetes de la tabla EIT, que contiene la grilla electrónica de programación.
Utiliza varios descriptores que hacen referencia al programa, disponibilidad de país, cambio de
horario de servicio, identificador de acceso condicional, control de copia digital, transmisión
del logotipo, disponibilidad del contenido, entre otros.
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
Service_description_section (){
table_id (8)
section_syntax_indicator (1)
reserved_future_use (1)
reserved (2)
section_length (12)
transport_stream_id (16)
reserved (2)
version_number (5)
current_next_indicator (1)
section_number (8)
last_section_number (8)
original_network_id (16)
reserved_future_use (8)
for(i=0;i<N;i++){
Service_id (16)
reserved future use (6)
EIT_schedule_flag (1)
EIT_present_following_flag (1)
running_status (3)
free_CA_mode (1)
descriptors_loop_length (12)
for (j=0;j<N;j++{
descriptor()
}
}
CRC_32 (32)
}
221
Service Description Table PID=0x0011
SDT Channel 59201
Service Name: TV Publica HD
Provider Name:
Transport Stream ID: 1850 (0x073a)
Original Network ID: 1850 (0x073a)
Descriptor: User Private Descriptor: 0xcf
01 fe 01 f0 01 00 01
.......
SDT Channel 59202
Service Name: Encuentro
Provider Name:
Transport Stream ID: 1850 (0x073a)
Original Network ID: 1850 (0x073a)
Descriptor: User Private Descriptor: 0xcf
01 fe 01 f0 01 00 01
.......
SDT Channel 59224
Service Name: TV Publica
Provider Name:
Transport Stream ID: 1850 (0x073a)
Original Network ID: 1850 (0x073a)
Descriptor: User Private Descriptor: 0xcf
03 0e 54 56 50 20 4d 31
..T VP M1
Figura 28: Tabla SDT del programa 59201 (ver ejemplo de la Figura 21)
5.8.10. Tabla EIT (Event Information Table)
Como ya se ha mencionado, la tabla EIT contiene la información de la grilla electrónica
de programación (EPG), específicamente la hora de inicio, finalización y duración de cada
programa transmitido en cada servicio, denominados en general como eventos, bajo el formato
de listado cronológico. Los paquetes que transportan la tabla EIT pueden tener PID 0012H,
0026H ó 0027H y se la identifica con alguno de los siguientes valores (la primera tabla es de
transmisión obligatoria).
s TS actual, información de evento presente-siguiente: table_ID 4EH
s Otro TS, información de evento presente-siguiente: table_ID 4FH
s TS actual, información de agenda de eventos: table_ID 50H a 5FH
s Otro TS, información de agenda de eventos: table_ID 60H a 6FH
La tabla EIT incluye varios descriptores referidos a eventos cortos, eventos extendidos,
desplazamiento de eventos, componente, identificador de CA, contenido, clasificación indicativa, control de copia digital, componente de audio, hiperlink, contenido de datos, grupo de
222
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
eventos, composición de compatibilidad y carrusel entre otros. Esta tabla tiene tres perfiles
distintos: L-EIT, M-EIT y H-EIT, que transportan información para tres áreas definidas de la
grilla electrónica de programación, que a su vez pueden ser de esquemas básicos o extendidos.
La Figura 29 ejemplifica una tabla EIT.
event_information_section (){
table_id (8)
section_syntax_indicator (1)
reserved_future_use (1)
Reserved (2)
section_length (12)
section_id (16)
Reserved (2)
version_number (5)
current_next_indicator (1)
section_number (8)
last_section_number (8)
transport_stream_id (16)
original_network_id (16)
segment_last_section_number (8)
last_table_id (8)
for(i=0;i<N;i++){
event id (16)
start_time (40)
Duration (24)
running_status (3)
free_CA_mode (1)
descriptors_loop_length (12)
for(i=0;i<N;i++){
Descriptor()}
}
CRC_32 (32)
}
Figura 29: Tabla EIT
5.8.11. Tabla DSM-CC (Digital Storage Media - Command and Control)
Los sistemas de transmisión de radiodifusión son unidireccionales y por lo tanto el flujo
de datos se transmite únicamente desde el emisor hacia los receptores. Esta situación no permite
que el usuario solicite información al emisor y este le responda, incluso aunque existiera un canal
de retorno, porque los receptores no pueden ser identificados por la estación transmisora.
Sin embargo, se ha desarrollado un sistema que permite realizar la transferencia de
datos a demanda del usuario. Estos datos o archivos se agrupan en módulos, se ordenan uno
detrás de otro formando una fila y luego se transmiten en ese orden. Cuando se alcanza el
último módulo, la secuencia se vuelve a emitir, comenzando nuevamente por el primero, en un
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
223
procedimiento llamado “carrusel” por sus características de ciclo repetitivo cerrado. Para el
receptor, el mecanismo simplemente consiste en recibir la secuencia de módulos y seleccionar
la que resulte de interés, deduciéndose que el proceso no es inmediato y que habrá un tiempo
de espera hasta que el carrusel “complete un giro”. La frecuencia de repetición es determinada
por el radiodifusor, con la posibilidad de fijar valores distintos para cada objeto.
Los módulos pueden contener textos, fotos, archivos estructurados en un determinado
formato, por ejemplo XML (eXtensible Markup Language es decir lenguaje de marcas extensible), u otro tipo de datos. Esto da lugar a dos tipos de carrusel:
s Carrusel de datos: en este caso la emisora transmite módulos de datos que no están
especificados, que solamente son interpretados por el receptor. Un buen ejemplo es la
descarga de programas firmware para la actualización del equipo.
s Carrusel de objetos: transmite archivos con estructuras conocidas: imágenes, textos,
y aplicaciones ejecutables, solo para mencionar algunas posibilidades.
Los módulos pueden contener uno o más archivos, con un tamaño que en total no debe
superar los 64 kbytes. Los archivos no pueden dividirse, razón por la cual deben ser transmitidos dentro de un módulo. Una vez definida la cantidad de archivos a transmitir, se crea un
directorio con los módulos en donde se ubicarán los archivos. Un proceso de asignación que
optimiza la transferencia y que repite algunos módulos en caso de resultar necesario, permite
que el receptor pueda encontrarlos en el menor tiempo posible. El protocolo de carrusel de
datos y de objetos se especifica en la norma DSM-CC9.
En el denominado play-out de la emisora, se arma el carrusel y los datos se estructuran
en secciones que luego se convierten en paquetes TS que se incorporan al flujo TS durante la
multiplexación. Los receptores analizan la PAT y reconocen los PID correspondientes a los
paquetes que transportan la tabla DSM-CC. Luego del filtrado y reconstrucción de la tabla, se
analizan todos los módulos a medida que van llegando desde la planta transmisora y se almacenan en memorias temporales para una posterior consulta sin necesidad de esperar nuevas
transmisiones. El proceso termina cuando se detecta el módulo buscado.
La estación puede enviar más de un carrusel de objetos y hacer uso de los recursos de otro
carrusel. Por ejemplo, se puede transmitir un archivo XML que hace referencia a una imagen
que está en el módulo de otro carrusel.
Esencialmente el carrusel es un transporte de datos asincrónico, a diferencia de la información audiovisual que siempre viaja sincronizada para garantizar una correcta fase entre
imágenes y sonidos. Sin embargo, los datos adicionales que se transmiten por el protocolo
DSM-CC se pueden sincronizar entre sí y con relación al video y audio, dando lugar a tres
posibilidades:10/11
9
ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital Terrestre. Codificación de Datos
y Especificaciones de Transmisión para Radiodifusión Digital Parte 3: Especificación de Transmisión de Datos,
Norma ABNT NBR 15606-3., [s. e.], [s. l.], 200810 Simone Diniz JUNQUEIRA BARBOSA e Luiz Fernando GOMES SOARES, TV Digital interactiva no Brasil se
faz com Ginga: Fundamentos, Padrões, Autoria Declarativa e Usabilidades, Rio de Janeiro, Departamento de
Informática. PUC, [s. a.].
11 TEKTRONIX INC. , Guía de Fundamentos de MPEG y Análisis de Protocolo, [s. l.], 2005.
224
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
s Servicios de datos sincrónicos: los flujos de datos se sincronizan entre sí con marcas
de tiempo, sin relación con las referencias temporales correspondientes al audio y al
video. Se utiliza para consultas donde el acceso a los datos por parte del usuario no
tiene relación con el programa, por ejemplo: información meteorológica, servicio de
horarios de vuelos, estadísticas de eventos deportivos, etc.
s Servicios de datos sincronizados: los flujos de datos se sincronizan entre sí y en relación
a los flujos de audio y video. En este caso, las marcas de tiempo son iguales para los
datos y los contenidos audiovisuales. El ejemplo más típico es el servicio de closed
caption, destinado a personas con insuficiencia auditiva, donde los textos deben estar
alineados y sincronizados con el sonido.
s Servicio de datos asincrónico: en este caso no hay referencias de tiempo asociadas a los
datos y por lo tanto no hay sincronismo entre los objetos que representan a los datos
transportados y el contenido audiovisual. Con este servicio, el usuario puede acceder a
los datos en forma aleatoria en el momento que lo desee, por ejemplo las aplicaciones
interactivas. No obstante, puede establecerse un sincronismo entre varios objetos y
también entre los objetos y los flujos de audio y video y es definido por el usuario en
un momento determinado. Las aplicaciones asíncronas requieren de un intérprete en
el receptor, para administrar los datos y definir el tiempo y el lugar de presentación en
la pantalla. Con este objetivo se ha desarrollado el sistema intermediario Middleware
Ginga, para el estándar ISDB-Tb , que cumple estas y otras variadas funciones.
Módulos A
Bloques DDB
Archivos A
Módulos B
Archivos B
CARRUSEL A
DII
CARRUSEL B
DSI
DSI
DII
Flujo TS
. . .
Figura 30: Concepto y estructura del carrusel
. . .
. . .
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
225
En la Figura 30 se muestra el proceso de conformación del carrusel. Pueden verse una
serie de archivos que serán enviados en dos carruseles. Los datos se transmiten en bloques DDB
(Download Data Block) que conforman módulos y los grupos de módulos se describen en el
DII (Download Info Indication). Si existe un conjunto de grupos formando una estructura
de supergrupos, se indica en el DSI (Download Server Initiate). La información convertida en
secciones se incorpora cíclicamente en el flujo TS.
5.8.12. Otras tablas
Teniendo en cuenta que la extensa familia de normas que conforman el estándar ISDB-Tb
especifica una gran cantidad de tablas y que su completa descripción está fuera del alcance de
este trabajo, a continuación se hará una breve reseña de las tablas que hasta aquí no han sido
explicadas.
s BAT (Bouquet Association Table): contiene información sobre la agrupación/tipo de
programas (bouquet) y las listas los servicios disponibles en cada uno.
s TDT (Time and Date Table): se utiliza como referencia para informar la fecha y la
hora actuales.
s TOT (Time Offset Table): informa sobre hora, fecha, huso horario y horario de verano.
Es una tabla obligatoria.
s ST (Stuffing Table): se utiliza para invalidar otras tablas, como tabla de relleno.
s RST (Running Status Table): permite actualizar de forma rápida y precisa los cambios
en el estado de uno o más eventos, por ejemplo, la modificación de los horarios de la
programación, etc.
s BIT (Broadcaster Information Table): contiene la identificación de las estaciones
radiodifusoras y los parámetros de transmisión o de servicio de información (SI) de
cada una, con información de la red de cada radiodifusor.
s DCT (Download Control Table): transmite información que permite separar y extraer
las tablas de actualización de receptores (DLT), direccionando a la DLT.
s DLT (Download Table): transmite datos que permiten actualizar a los receptores.
s CDT (Common Data Table): se utiliza para transmitir el logotipo de la emisora, en
formato .png (portable network graphics).
s SDTT (Software Download Trigger Table): se emplea para informar al receptor sobre los servicios de descarga de software de actualización (firmware), esquemas de
planificación de las actualizaciones y modelos de receptores a los que van destinados
estas actualizaciones. En general, cada cierto tiempo los fabricantes ofrecen nuevas
versiones del software, con el objeto de mejorar las prestaciones de algunos modelos
de receptores y acuerdan con el radiodifusor el momento adecuado para enviar estas
actualizaciones. Las operaciones que se realizan en base a la información de esta tabla
se consideran servicios de ingeniería.
226
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
5.8.13. Periodicidad de transmisión de las tablas
Las tablas se deben transmitir con cierta periodicidad en el flujo TS. Algunas de ellas son
críticas y deben repetirse con una frecuencia importante y otras no son críticas, permitiendo
un mayor espaciamiento en su envío. La periodicidad de transmisión no está normalizada y
la determina el radiodifusor. En la Tabla 11 se presentan las periodicidades de transmisión
sugeridas para las principales tablas del sistema.
Período de transmisión12
Tabla
PAT
100 ms
PMT (para servicio fijo)
100 ms (máx. 1 s)
PMT (para servicio móvil)
200 ms (máx. 0,5 s)
NIT
10 s
EIT
2s
CAT
1s
TOT
30 s
SDT
2s
Tabla 11: Periodicidad de transmisión de las principales tablas
5.8.14. Transmisión de las tablas en las capas jerárquicas ISDB-Tb12
El sistema ISDB-Tb contempla la posibilidad de agrupar los servicios en hasta en tres capas
jerárquicas diferentes (A, B y C), con una configuración de transmisión diferente para cada una:
esquema de modulación, relación de codificación convolucional y profundidad del entrelazado
temporal (está última se estudiará más adelante). Cuando se ofrece el servicio móvil one-seg, se
lo hace obligatoriamente en el segmento central (segmento cero), quedando definida la capa A.
En general, los parámetros con los que se configura esta capa son los que ofrecen mayor robustez
en la transmisión, evitando la degradación propia de los entornos de movilidad.
El segmento central asignado al servicio móvil debe suministrar toda la información que
el receptor necesita para establecer la sincronización, además de los datos de audio y video y
también los datos de control PSI, a la menor tasa posible para no afectar la capacidad total del
segmento13. El receptor móvil no debe necesitar ninguna de las componentes transmitidas en
los doce segmentos restantes, lo cual facilita el diseño y disminuye el consumo de baterías en
este tipo de equipos.
12
ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital Terrestre - Multiplexación y
Servicios de Información (SI). Parte 1: SI del Sistema de Radiodifusión, Norma ABNT NBR 15603-1, [s. e.], [s.
l.], 2007.
13 Yasuo TAKAHASHI, ISDB-T Seminarios técnicos en Argentina. Sección 4: Antecedentes técnicos de la recepción parcial de 1 segmento (one-seg), [s. l.], Digital Broadcasting Expert Group (DiBEG), 2007.
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
227
La jerarquía asignada a la Capa A es la más alta cuando se programa para el servicio móvil,
con escalones inferiores para las Capas B y C. Las Tablas PSI/SI son fundamentales para la sincronización del receptor una vez que se ha recuperado el flujo original, y se prefiere transmitirlas en
las capas más robustas. La robustez de las capas está relacionada con el esquema de modulación
y la relación de codificación convolucional y es mayor cuanto más sencillas son las constelaciones
empleadas y más bajas son las relaciones de codificación convolucional elegidas.
En la Tabla 12 y en la Tabla 13 se muestran las capas sugeridas por el estándar ISDB-Tb
para la transmisión de las tablas más importantes.
Configuración
Sin servicio móvil
one-seg
Con servicio móvil
one-seg
Capa de multiplexación
de la tabla
Capa más robusta
Capa A
Capa A y capa más robusta
Tabla 12: Transmisión de las tablas PAT, NIT y CAT
Configuración
Capa de multiplexación
de la tabla
Servicio móvil
one-seg
Capa A
Cuando se utiliza el descriptor de transmisión jerárquica en PMT
Capa más robusta, junto con los PES
Otros servicios
Capa más robusta, junto con los PES
u otra capa de mayor robustez.
Tabla 13: Transmisión de la Tabla PMT
El descriptor de transmisión jerárquica señalado en la Tabla 13 se refiere a los casos donde
la calidad de los servicios se altera en función de las posibilidades de recepción.
Otra consideración importante y que no corresponde a las tablas, son las reglas de transmisión de las referencias de reloj PCR. Este aspecto será analizado con detalle en el siguiente
capítulo.
Algunas tablas tienen valores de PID fijos normalizados: PAT, CAT, NIT, SDT, BIT y
PMT para la transmisión one-seg. En cambio, es necesario definir los PID de las tablas PMT
para cada servicio en la tabla SI.
El multiplexor es un equipo cuyas entradas reciben el flujo binario creado por los codificadores (compresores), los datos del servidor PSI/SI (recordar el diagrama funcional de la esta-
228
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
ción estudiado en el Capítulo 5) y otros, realizando la composición del flujo TS-MPEG, siendo
factible la reasignación de los PID en caso de ser necesario y de existir superposiciones.
Posteriormente, en la etapa de remultiplexación, se definen las asignaciones de los paquetes a las capas jerárquicas, operación que se basa en los PID, de acuerdo a las necesidades
de recepción parcial y configuración adoptada.
En la norma del sistema se ofrecen algunas sugerencias para la elección de las capas
jerárquicas en las que se transmitirán las tablas. Un ejemplo de esta elección se muestra en la
Tabla 14, correspondiente a un sistema configurado para servicio de HDTV en capa B con 12
segmentos y servicio móvil de LDTV de un segmento en capa A. Una descripción detallada
sobre la multiplexación de las tablas en las capas jerárquicas puede encontrarse en la documentación de la norma14.
Configuración de capas
Capa A
1 segmento, servicio móvil (mayor jerarquía)
Servicio móvil
(one-seg)
Video, Audio
PCR, PMT, L-EIT, SDTT
Servicio fijo
No corresponde
NIT, TOT, SDT, BIT
Capa B
12 segmentos, servicio fijo (menor jerarquía)
No corresponde
Video, Audio
PCR, PAT, PMT,
H-EIT, SDTT, CDT
Tabla 14: Ejemplo de elección de capas para la transmisión de tablas
5.9. Distribución de la ocupación del flujo TS
Cada componente transmitida por el flujo TS tiene una tasa de bits definida, que en
algunos casos es variable, y la suma de todas las tasas da como resultado la velocidad total
del flujo TS. En la Figura 31 (siguiendo con el ejemplo de la Figura 21), se muestran los PID
y las tasas o cargas binarias asociadas, con su correspondiente porcentaje de ocupación del
flujo TS. Puede verse que los paquetes nulos ocupan el mayor porcentaje, si bien después serán
descartados en procesos posteriores. Luego están los paquetes de video HD, SD y LD, la tabla
EIT y los paquetes de audio. Los restantes corresponden a las tablas y a lo datos privados. En
el momento de definir la configuración del sistema de transmisión, es muy importante tener en
cuenta la carga binaria impuesta por las tablas y datos privados. En este ejemplo, la carga no es
demasiado importante pero en otros casos puede ser necesario contar con 1 Mbps o más, una
tasa que ya es significativa y que impone ciertos cuidados en la elección de la capa jerárquica
que se le será asignada a cada componente.
14
ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital Terrestre. Guía de Operación.
Parte1: Sistema de Transmisión. Guía para Implementación de la ABNT NBR 15601, Norma ABNT NBR 15608-1,
[s. e.], [s. l.], 2007..
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
PID
% EN EL BITRATE
8191
289
305
529
18
290
306
530
288
304
258
8136
0
259
528
8176
294
(44.70% ~ 13.39 Mbps)
(42.56% ~ 12.75 Mbps)
( 9.93% ~ 2.97 Mbps)
( 1.11% ~ 0.33 Mbps)
( 0.40% ~ 0.12 Mbps)
( 0.34% ~ 0.10 Mbps)
( 0.34% ~ 0.10 Mbps)
( 0.17% ~ 0.05 Mbps)
( 0.09% ~ 0.03 Mbps)
( 0.09% ~ 0.03 Mbps)
( 0.05% ~ 0.02 Mbps)
( 0.05% ~ 0.02 Mbps)
( 0.05% ~ 0.01 Mbps)
( 0.05% ~ 0.01 Mbps)
( 0.02% ~ 0.01 Mbps)
( 0.02% ~ 0.01 Mbps)
( 0.01% ~ 0.00 Mbps)
16
17
20
532
(
(
(
(
0.00%
0.00%
0.00%
0.00%
~
~
~
~
0.00
0.00
0.00
0.00
Mbps)
Mbps)
Mbps)
Mbps)
INFORMACIÓN
MPEG-2 NULL Packet
H.264 Video for program 59201
H.264 Video for program 59202
H.264 Video for program 59224
Event Information Table (EIT)
MPEG-4 Audio for program 59201
MPEG-4 Audio for program 59202
MPEG-4 Audio for program 59224
MPEG-2 PCR for program 59201
MPEG-2 PCR for program 59202
MPEG-2 PMT for program 59201
MPEG-2 PMT for program 59224
MPEG-2 Program Assocation Table (PAT)
MPEG-2 PMT for program 59202
MPEG-2 PCR for program 59224
Unknown usage
ISO/IEC 13818-1 PES packets containing private data for
program 59201
Network Information Table
Service Definition Table (SDT)
Time Definition and Offset Tables (TDT and TOT)
ISO/IEC 13818-1 PES packets containing private data for
program 59224
Referencias:
59201 TV PÚBLICA HD
59202 CANAL ENCUENTRO SD
59224 TV PÚBLICA ONE-SEG
Figura 31: Ejemplo de distribución de cargas binarias (ver ejemplo de la Figura 21)
229
230
CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
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C
A
P
Í
T
U
L
O
7
REMULTIPLEXOR
Y FLUJO BTS
1. INTRODUCCIÓN
Una de las características más destacadas del sistema ISDB-Tb es la posibilidad de organizar
y distribuir, hasta en tres capas jerárquicas, múltiples flujos de entrada formados por paquetes
MPEG que llegan a la entrada del transmisor con tasas binarias muy diferentes. Dado que el
número de paquetes que pueden ser transmitidos por unidad de tiempo es muy dependiente
de la configuración adoptada para cada capa jerárquica, lograr su combinación en un flujo
binario único de salida requiere de un procesamiento relativamente complejo. En este capítulo
se estudiará el Remultiplexor, dispositivo que permite lograr dicha combinación y que entrega
a su salida un flujo especial conocido como BTS. Además, se demostrará que incorporando
una cierta cantidad de paquetes nulos al BTS, estableciendo un patrón de ordenamiento determinado para los paquetes y agregando un retardo de tiempo adecuado en cada capa, resulta
posible el correcto funcionamiento de la cadena transmisor-receptor a una velocidad de reloj
constante, independientemente de los parámetros de transmisión que se especifiquen. Por
razones didácticas y de conveniencia, en este capítulo también se analizará el funcionamiento
del divisor jerárquico, que en realidad se encuentra en la entrada del modulador ISDB-Tb.
233
234
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
2. FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2
AUDIO
CODIFICACIÓN Y
COMPRESIÓN
CODIFICACIÓN Y
COMPRESIÓN
VIDEO ES
AUDIO ES
DATOS ES
DATOS
FORMATEO
PAQUETES
DE VIDEO
PAQUETES
DE AUDIO
PAQUETES
DE DATOS
PES V-1 PES V-2
...
PES A-1 PES A-2
...
PES D-1 PES D-2
...
Paquete de Transporte TS MPEG-2
0100 0111
1 BYTE
CARGA ÚTIL
TS
#1
TS V-1 TS A-1 TS D-1 . . .
TS
#2
TS V-m
.
.
.
TS A-r
...
MULTIPLEXOR
(Transporte)
VIDEO
MULTIPLEXOR TS
(Programa)
El sistema de transmisión ISDB-Tb tiene sus bases en tres premisas fundamentales:
s Transmisión jerárquica utilizando tres capas llamadas “A”, “B” y “C”.
s Posibilidad de recepción parcial o de banda angosta (un solo segmento de los trece).
s Adopción de la trama de transporte MPEG-2 para facilitar la compatibilidad con
otros estándares.
Inicialmente, estos tres requerimientos resultan relativamente incompatibles, debido a que
el flujo de transporte (TS) del estándar MPEG-2 no fue diseñado para transmisión jerárquica y,
por consiguiente, tampoco para recepción parcial. Sin embargo, es posible cumplimentar estas
premisas, mediante una adecuada adaptación de la trama TS de transporte MPEG-2.
Las principales características del fujo TS y del esquema de multiplexación (MPX) que
se emplea en MPEG-2 pueden verse en la Figura 1, donde se muestra la aplicación del proceso
de compresión a las señales de audio y video, además del formateo de otro tipo de datos (por
ejemplo teletexto) correspondientes al programa identificado con #1. Luego de este proceso,
se generan los correspondientes flujos elementales ES (flujos de video y audio codificados) que
en la etapa siguiente, son organizados en tramas de datos denominadas PES, generalmente de
longitud variable. A continuación, un primer nivel de multiplexación combina la información
de audio, video y datos en paquetes TS cuya longitud es fija e igual a 188 bytes. Opcionalmente, un segundo nivel permite multiplexar varios programas en un flujo único de paquetes
de transporte TS. En la misma figura también se muestra la estructura básica del paquete de
transporte TS.
TS D-1 TS V-m TS A-r
Varios programas
multiplexados
TS
#n
...
187 BYTES
Figura 1: Paquetes de transporte TS y mutiplexación MPEG-2
El agrupamiento de datos en paquetes reducidos, de solo 188 bytes, cobra importancia
en entornos de transmisión donde exista cierta probabilidad de errores. Cuando este no es el
caso, el primer nivel de multiplexación genera otro tipo de flujo binario denominado PS (flujo
de programa) que contiene múltiples tramas PES. La trama PS no se aplica en ISDB-Tb.
Es necesario aclarar que la cabecera de un paquete TS en realidad tiene una extensión
de 4 bytes, siendo el primero de ellos el byte de sincronismo (47H). El sistema ISDB-Tb detecta
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
235
este byte y lo tiene en cuenta a lo largo de todo el procesamiento de la señal, considerando los
3 bytes restantes como parte de la carga útil.
Dependiendo de las características del programa, las velocidades binarias pueden variar
sustancialmente: una señal SDTV puede entregar un flujo de entre 2 y 6 Mbps, mientras que en
HDTV la velocidad puede estar comprendida entre los 12 y los 18 Mbps. Los valores finales
que se alcancen dependerán, entre otros factores, del nivel de compresión utilizado.
3. REMULTIPLEXOR
Uno de los objetivos de diseño del sistema ISDB-Tb consitió en adaptar la trama de la
capa de transporte del estándar MPEG-2 para posibilitar su funcionamiento en transmisión
jerárquica y recepción parcial, mediante un proceso denominado “remultiplexación”.
El dispositivo que realiza esta tarea, denominado remultiplexor, combina los paquetes de
188 bytes (TS) de las tramas de transporte de entrada (flujos multiplexados), para entregar a su
salida un flujo binario único (remultiplexado) llamado Broadcast Transport Stream (BTS).
El remultiplexor básicamente realiza las siguientes funciones:
s Agrega 16 bytes a los paquetes TS, que luego se completan con información específica.
s Forma nuevos paquetes de 204 bytes de longitud (188 +16), llamados TSP.
s Entrega a su salida un flujo sincrónico cuya tasa binaria es constante e igual a 32,5079
Mbps.
s Posiciona y dispone los paquetes TSP para posibilitar la transmisión jerárquica y la
recepción parcial.
s Inserta una determinada cantidad de TSP nulos con el objetivo de mantener la tasa del
BTS constante. La cantidad de paquetes nulos depende de la configuración adoptada
para cada capa jerárquica.
En la Figura 2 se muestra el Remultiplexor junto con el bloque divisor jerárquico (que
forma parte del modulador ISDB-Tb). Las dos funciones esenciales del divisor son: asignar
los paquetes TSP que le corresponden a cada capa jerárquica y detectar un paquete especial
llamado IIP, que se verá más adelante.
El dipositivo contiene “n” bloques de entrada de las mismas características, tantos como
flujos TS deban ingresar al sistema.
La primera operación que realiza el remultiplexor consiste en identificar los programas
que son transportados en cada uno de los flujos TS entrantes, para lo cual se debe extraer y recuperar la información de identificación de paquete (PID) contenida en cada TS. Esto permitirá
asignar los paquetes a cada una de las tres capas jerárquicas.
Si los flujos TS contienen más de un programa multiplexado, luego de extraer el PID será
necesario demultiplexar el flujo entrante y separar los paquetes TS para poder almacenarlos en
buffers de grupo, de acuerdo al esquema de asignación de programas a cada capa.
Cada uno de los buffers de grupo coloca sus paquetes TSP sobre el bus de datos, que los
envía a los multiplexores de capa. Es aquí donde se remultiplexan los TSP que serán asignados
a cada una de las capas jerárquicas, proceso que le da su nombre al dispositivo.
TS n
.
.
.
TS 2
TS 1
ENTRADA 2
ENTRADA 1
DE-MUX
DETECTOR
PID
BUFFER
GRUPO C
BUFFER
GRUPO B
BUFFER
GRUPO A
BUFFER
CAPA B
BUFFER
CAPA C
MUX
CAPA B
MUX
CAPA C
CONFIGURACIÓN
DEL SISTEMA
SELECTOR
PCR
BUFFER
CAPA A
MUX
CAPA A
REMULTIPLEXOR
CODIFICACIÓN REED - SOLOMON
(Opcional)
fR
TSP-A
Figura 2: Remultiplexor ISDB-Tb y flujo de transporte para difusión (BTS)
GENERADOR
DE IIP
MULTIPLEXOR BTS (*)
Bus de datos
(*)Funcionamiento basado en el receptor modelo
ENTRADA n
...
TSP-B TSP-nulo ...
Flujo BTS
N BTS
TSP-nulo
C
B
A
ENTRADA DEL
MODULADOR
TSP-C TSP-C ... TSP-C
NC
TSP-B TSP-B ... TSP-B
NB
TSP-A TSP-A ... TSP-A
NA
Señales de control
y auxiliares
Descarte
DETECTOR
DE IIP
DIVISOR JERÁRQUICO
236
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
237
A continuación, los paquetes TSP entregados por los multiplexores ingresan en los buffers
de capa en donde esperan su turno de ingreso al multiplexor BTS. Este bloque, resaltado en el
diagrama de la Figura 2, es el más importante, ya que realiza las siguientes funciones:
s Genera los paquetes TSP nulos que resulten necesarios.
s Ordena el flujo de salida de paquetes TSP (nulos y de datos) siguiendo un patrón determinado, que se basa en el funcionamiento del receptor modelo (que se estudiará en
el apartado 3.1.4).
La cantidad de TSP nulos y el ordenamiento de los paquetes dependen de la configuración adoptada para el sistema de transmisión: Modo, intervalo de guarda, cantidad de capas
jerárquicas y de segmentos por capa, además de los esquemas de modulación y codificación
interna empleada en cada una de ellas.
3.1. Flujo de transporte para difusión (BTS)
Para posibilitar la transmisión jerárquica se deben cumplir las siguientes condiciones:
s Cada segmento tendrá asignada una cantidad de bits de datos que se corresponderán
exactamente con un número entero de paquetes TSP.
s Del mismo modo, las capas integradas por más de un segmento tendrán asignadas un
número entero de TSPs. La cantidad de paquetes enviados a cada capa podrá variar,
dependiendo de la configuración de transmisión adoptada.
s La frecuencia del reloj de sincronización fR del flujo BTS deberá derivarse de la señal
de reloj utilizada como referencia en todo el sistema. Este reloj maestro es la frecuencia
de muestreo de la IFFT, a partir de la cual es posible derivar todos los parámetros del
sistema.
s La diferencia de retardos entre las capas jerárquicas deben de ser compensadas, en
todos los casos, desde el lado del transmisor. El flujo BTS adecuadamente compensado responde a un patrón de ordenamiento que debe completarse dentro del período
correspondiente a un cuadro múltiplex.
s Debe asegurarse que el reloj de referencia de programa (PCR) y la información de la
programación (tabla PSI) del flujo MPEG sean transmitidos por la capa jerárquica
más robusta, de modo que pueda ser demodulada y decodificada de manera independiente.
Más adelante se estudiarán los conceptos que posibilitan el cumplimiento de estas condiciones.
238
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
3.1.1. Determinación del número de paquetes TSP por segmento – Cuadro OFDM
A continuación se analizarán las condiciones que deben cumplirse para que sea posible
asignar una cantidad entera de paquetes TSP a cada segmento.
Se ha visto que la tasa neta de transmisión de datos del sistema, para los 13 segmentos
viene dada por:
R (bps) = K O ⋅ K I ⋅
(1)
1
3
13 ⋅ b P ⋅ L D
TS
Esta expresión permite encontrar la velocidad neta de transferencia de datos, ya que está
afectada por los coeficientes KO y KI.
El número de bits de datos que pueden ser transmitidos por un solo segmento en el período de tiempo TF, se puede obtener multiplicando ambos miembros de la ecuación (1) por
TF y dividiéndolos por 13:
(2)
bS =
TF
T
⋅ R (bps) = KO ⋅ KI ⋅ bP ⋅ LD ⋅ F
13
1
3
TS
Donde:
s bS = Número de bits de datos transmitidos por un segmento
s TF = Período de tiempo considerado
Cada TSP contiene un total de 204 bytes, de los cuales 188 son bytes efectivos de datos
(la función de los 16 bytes agregados al TS será analizada en el apartado 3.1.5). Por lo tanto,
el número total de bits de datos transportado por N TSP es:
(3)
bT = 188 × 8 × N
Donde bT = Número de bits de datos entregados por N paquetes TSP
Si se iguala el número bS de bits de datos transmitidos por un segmento durante el período
TF con el número bT de bits de datos aportados por N paquetes TSP, se debe cumplir que:
(4)
188 × 8 × N = KO ⋅ KI ⋅ bP ⋅ LD ⋅
TF
TS
T
188
Sustituyendo KO por su valor
, definiendo F = F y simplificando, al despejar N
204
TS
se obtiene finalmente:
(5)
N=
F ⋅ K I ⋅ bP ⋅ L D
204 × 8
En este punto cabe recordar:
s bp = 2, 4, o 6 dependiendo del esquema de modulación utilizado.
239
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
s KI =
7
1 2 3 5
, dependiendo de la codificación interna empleada,
, , , ó
8
2 3 4 6
Dado que N debe ser un número entero (no tendría ningún sentido considerar paquetes
fraccionados), un análisis detenido de la ecuación (5) permite extraer varias conclusiones
interesantes:
s El producto F Ki bp LD debe ser divisible por el producto de 204 x 8.
s El factor 204 presente en el denominador de (5) puede eliminarse si F = 204. En ese caso,
TF = 204. TS y el período de tiempo considerado será igual a 204 símbolos OFDM. Esta
sucesión de símbolos se denomina “Cuadro OFDM” y de este modo queda justificada
su necesidad en el esquema de transmisión ODFM.
s El factor 8 presente en el denominador de (5) puede eliminarse si en todos los casos
el número LD de portadoras de datos resultara un múltiplo entero de 8. Este es uno
de los motivos por los que se eligen 96, 192 ó 384 portadoras para los Modos 1, 2 y
3 respectivamente.
s A igualdad de valores de bP y KI , el número de paquetes N podría ser el mismo para
los Modos 1, 2 y 3 si se adoptara un valor de F igual a 204, 102 y 51 respectivamente.
Sin embargo, es conveniente mantener F = 204 para simplificar el diseño del receptor,
ya que se facilita la sincronización del receptor a partir de la temporización del cuadro
OFDM.
En base a estos criterios, cada segmento recibirá a lo largo de un cuadro OFDM de 204
símbolos, un número entero de paquetes N, de acuerdo a los modos, esquemas de modulación y codificación interna empleados. El valor de N quedará determinado por la siguiente
expresión:
N=
(6)
KI ⋅ bP ⋅ L D
8
Dando valores a la ecuación (6) se obtienen los resultados de la Tabla 1:
Modula16-QAM (bP =4)
64-QAM (bP =6)
QPSK/DQPSK (bP =2)
ción
Modo
1/2 2/3 3/4 5/6 7/8 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8
KI
1
2
3
96
LD
12
16
18
20
21
24
192
24
32
36
40
42
48
384
48
64
72
80
84
96
32
36
40
42
36
48
64
72
80
84
72
96
54
60
63
108 120 126
128 144 160 168 144 192 216 240 252
Tabla 1: Valores de N (cantidad de paquetes TSP por segmento y por cuadro OFDM)
240
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
3.1.2. Determinación de la frecuencia de reloj fR del BTS
En cuanto a la frecuencia de reloj1 fR, su valor permitirá establecer el ritmo de entrega de
bits durante el período TF de un cuadro para los 13 segmentos. Llamando bC al número total
de bits transmitidos en un cuadro OFDM, se debe verificar que:
(7)
bC = TF ⋅ fR
Colocando a la duración TF del cuadro OFDM en función de la duración total de
símbolo TS:
(8)
TF = 204 ⋅ TS
A su vez, la duración total TS de símbolo puede escribirse en función del tiempo útil de
símbolo TU y de la relación Δ:
(9)
TS = (1 + Δ) ⋅ TU
Reemplazando (9) en (8) y estas en (7) se tiene:
(10)
bc = 204 (1 + Δ) · TU · FR
Considerando ahora el total de bytes de cada TSP y llamando bD a la cantidad total de
bits transportados por un número NBTS de paquetes TSP para los 13 segmentos se tiene:
(11)
bD = 204 × 8 × N BTS
Si se iguala el número total bC de bits transmitidos por un cuadro OFDM con el número
total bD de bits aportados por NBTS paquetes TSP, se deberá verificar que:
(12)
204 × 8 × N BTS = 204 ⋅ (1 + Δ) ⋅ TU ⋅ fR
Por otro lado, se ha visto que la frecuencia de muestreo de la IFFT se calcula como:
(13)
fIFFT =
2p
TU
Por lo tanto, se puede poner al tiempo útil de símbolo TU en función de esta frecuencia:
(14)
TU =
2p
fIFFT
1 Michihiro UEHARA, Application of MPEG-2 Systems to Terrestrial ISDB (ISDB-T), Proceedings of the IEEE,
Vol 94, Num 1, pp. 261-268, [s. l.], [s. e.], 2006.
241
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
Reemplazando (14) en (12):
8 × N BTS = (1+ Δ)⋅
(15)
2p
⋅f
fIFFT R
Despejando la relación fR fIFFT :
fR
(16)
fIFFT
=
8 × N BTS
2p ⋅ (1+ Δ)
Antes de dar el siguiente paso, es necesario analizar lo siguiente. Si el sistema se configura
empleando las tres capas jerárquicas, se tendrá por ejemplo:
s Capa A: 1 segmento (one-seg)
con NA paquetes TSP por segmento y por cuadro
s Capa B: q segmentos
con NB paquetes TSP por segmento y por cuadro
s Capa C: r segmentos
con NC paquetes TSP por segmento y por cuadro
La Figura 3 ilustra la distribución de paquetes TSP para cada capa jerárquica, más el
descarte de los paquetes nulos.
NA
TSP-A TSP-A
Flujo BTS
...
TSP-A
TSP-A
fR
TSP-B
TSP-nulo
...
DIVISOR JERÁRQUICO
A
N BTS
NB
TSP-B TSP-B
...
TSP-B
B
NC
TSP-C TSP-C
...
TSP-C
C
Descarte
TSP-nulo
Figura 3: Distribución de paquetes TSP en cada capa
En cualquier caso, deberá existir un balance exacto entre la cantidad total de TSP aportados
por el BTS y la suma de los TSP recibidos por las capas A, B y C más los TSP nulos, es decir:
242
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
(17)
NBTS = NA + q · NB + r · NC +
ΣTSP
NULOS
Esto significa que, luego de descartar los TSP nulos, la ecuación (17) se transforma en la
siguiente desigualdad:
N BTS > N A + q ⋅ N B + r ⋅ NC
(18)
Sin pérdida de generalidad, se puede asumir una configuración de sistema que emplee
los 13 segmentos en una sola capa jerárquica. En este caso también se debe cumplir que
NBTS > 13xN y en consecuencia, la ecuación (16) se transforma en una desigualdad:
fR
(19)
fIFFT
>
8 ×13
1
3 ×N
p
2 ⋅ (1 + Δ )
Con la información de la Tabla 1 pueden calcularse los valores del producto 13 x N para
los tres modos. Este producto es máximo cuando la relación de codificación convolucional es
K1 = 7/8. Los resultados se muestran en la Tabla 2:
Esquemas de Modulación
Modo
1
QPSK/DQPSK
16-QAM
64-QAM
N
13 x N
N
13 x N
N
13 x N
21
273
42
546
63
819
2
42
546
84
1092
126
1638
3
84
1092
168
2184
252
3276
Tabla 2: Valores de N para 13 segmentos (KI = 7/8)
Puede comprobarse fácilmente que el segundo miembro de la desigualdad (19) toma su
valor máximo para una relación Δ = 1/32, independientemente del modo elegido. Utilizando
los valores correspondientes al modo 1, p = 11 y la desigualdad queda:
fR
>
f IFFT
(20)
Es decir que:
(21)
8 × 13
1
3 × 63
6
3
1 ⎞
⎛
2048 × ⎜ 1 +
⎟
3
232 ⎠
⎝
fR > 3,10 fIFFT
Por esta razón la frecuencia de reloj fR que se adopta para el flujo BTS es:
(22)
fR = 4 fIFFT
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
243
Se concluye en que la frecuencia de reloj necesaria para sincronizar el flujo binario BTS,
debe ser igual a cuatro veces la frecuencia de muestreo de la IFFT.
Si ahora se despeja NBTS en la ecuación (15) se tendrá:
(23)
tiene:
N BTS =
2 p fR
⋅
⋅ (1 + Δ )
8 fIFFT
Reemplazando el valor adoptado para fR en la ecuación (23) y simplificando, se ob-
N BTS =
(24)
2p
⋅ (1 + Δ )
2
N BTS = 2p −1 ⋅ (1 + Δ )
(25)
La Tabla 3, muestra el número NBTS de paquetes TSP necesarios para cada modo y relación
de guarda Δ, que conforma el Cuadro Múltiplex, denominación con la que se identifica a la
sucesión de NBTS paquetes TSP con los que se construye un cuadro OFDM. Puede verificarse
muy fácilmente que el tiempo de duración del cuadro múltiplex es exactamente igual a la
duración del cuadro OFDM, siendo este un concepto de gran importancia para el estudio y
comprensión de los temas que siguen.
Modo
Relación Δ
LD
1/4
1/8
1/16
1/32
1
96
1280
1152
1088
1056
2
192
2560
2304
2176
2112
3
384
5120
4608
4352
4224
Tabla 3: Cantidad NBTS de paquetes TSP en un Cuadro Múltiplex
Se aprecia que el número de paquetes TSP que deberán ser transportados por el BTS para
formar un Cuadro Múltiplex para la totalidad de los segmentos es sensiblemente mayor que la
calculada mediante los valores de la Tabla 1 cuando estos se trasladan a los 13 segmentos, lo
que dependerá de la configuración adoptada. La diferencia entre ambos valores la constituyen
los TSP nulos, que pueden determinarse despejando la sumatoria en la ecuación (17):
(26)
ΣTSP
NULOS
= NBTS - (NA + q · NB + r · NC)
Un ejemplo ayudará a aclarar el concepto. Se supone que se adopta el Modo 1 con Δ = ¼,
13 segmentos en una sola capa jerárquica, modulación 64-QAM y KI = 7/8. La Tabla 1 indica
244
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
N = 63 TSP por segmento y por lo tanto 13 x N = 819. La Tabla 2 arroja un total de 1280 TSP.
La diferencia de 461 paquetes, serán los TSP nulos que deben enviarse en el flujo BTS.
3.1.3. Patrón de ordenamiento de los TSP
Para que el receptor pueda regenerar el flujo BTS original, los TSP de cada capa jerárquica
deben ser recuperados en el orden correcto. Además, independientemente de la configuración
adoptada para cada capa y del modo e intervalo de guarda que se hayan seleccionado, la frecuencia del BTS debe mantenerse igual a 4fIFFT, tanto en el transmisor como en el receptor.
El análisis se realizará mediante un ejemplo, en el cual un flujo BTS predeterminado
transporta paquetes TSP que están destinados a dos capas jerárquicas A y B, tal como se muestra en la Figura 4. Para la construcción de dicha figura se han tenido en cuenta los siguientes
aspectos:
a) El flujo BTS tiene una tasa R y las capas tienen tasas de valor RA y RB, siendo
R > RB > RA.
b) En la escala de tiempos, la extensión o longitud de los paquetes es mayor a medida
que la tasa de transmisión disminuye; esto es, se tarda más tiempo en transmitir la
misma cantidad de bits. Esto justifica que los paquetes del BTS sean más “cortos”
que los paquetes enviados por la capa B y estos a su vez de menor duración que los
paquetes correspondientes a la capa A.
c) En el receptor, los paquetes demodulados son entregados a las siguientes etapas
una vez que han sido completamente procesados. Esto justifica las referencias de
tiempo 1, 2, 3 y 4, donde puede verse que el comienzo de un paquete coincide
con la finalización de su proceso en la etapa anterior, hecho que quedará justificado
al explicar el funcionamiento del receptor modelo.
Estudiando con detenimiento la Figura 4, puede verse que una vez que el receptor ha
finalizado el proceso de recuperación de los paquetes, al regenerar el flujo BTS se llega a un
resultado diferente, ya que el ordenamiento de los TSP se ha modificado con respecto a los
que ingresaron al transmisor. Además, aparecen intervalos de tiempo en donde hay ausencia
de paquetes, debido a que en esos instantes el receptor se encuentra procesando algún TSP.
Estos espacios vacíos deben ser rellenados con paquetes nulos, una necesidad que había sido
planteada al comienzo de este capítulo.
Para encontrar el ordenamiento correcto que permita al receptor la recuperación del
mismo flujo BTS que ingresó al transmisor, se analizará nuevamente el ejemplo anterior, pero
esta vez comenzando por los flujos transmitidos en cada capa jerárquica y con la ayuda de la
Figura 5. Puede verse que del lado del transmisor, se ha introducido un retardo equivalente a
2 TSP sobre el flujo de la capa B, la de mayor velocidad de las dos que se transmiten. Esto es
necesario para conseguir el correcto ordenamiento de paquetes, de modo que el TSP-B1 aparezca
a continuación del TSP-A1 y no antes, de acuerdo a la referencia de tiempo 5.
TRANSMISOR
RECEPTOR
2
4
TSP-B1
TSP-B2
TSP-B5
TSP-B6
Tiempo
RB
TSP-B5 TSP-A3 TSP-B6
TSP-A3
TSP-B6
Paquete nulo
TSP-B3 TSP-A2 TSP-B4
TSP-B4
TSP-B5
RA
R
TAKAHASHI, ISDB-T Seminarios técnicos en Argentina. Sección 3: Sistema de transmisión, [s. l.], Digital Broadcasting Expert Group
(DiBEG), 2007.
2Yasuo
TSP-B3
TSP-A2
TSP-B4
Paquete nulo
TSP-B1 TSP-A1 TSP-B2
3
TSP-A1
Figura 4: Transmisión-recepción de un flujo BTS predeterminado2
f) Regeneración del flujo BTS (de manera incorrecta)
e) Recepción de la capa B
d) Recepción de la capa A
1
TSP-B3
TSP-B1
c) Transmisión en capa B
TSP-B2
TSP-A2
TSP-A1
TSP-A3
TSP-A1 TSP-B1 TSP-B2 TSP-B3 TSP-A2 TSP-B4 TSP-B5 TSP-B6 TSP-A3 TSP-B7 TSP-B8 TSP-B9
b) Transmisión en capa A
a) Flujo BTS de entrada
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
245
TRANSMISOR
RECEPTOR
TSP-B4
TSP-B5
TSP-B6
TSP-B6
Tiempo
TSP-B4 TSP-A3 TSP-B5 Nulo
TSP-A3
TSP-B5
TSP-B2 TSP-A2 TSP-B3 Nulo
TSP-B3
TSP-B4
TSP-B6
Figura 5: Transmisión-recepción de un flujo BTS determinado de manera indirecta por el funcionamiento del receptor
TSP-A1 TSP-B1 Nulo
TSP-B2
TSP-A2
TSP-B3
f) Regeneración del flujo BTS
5
TSP-B2
TSP-A3
TSP-B4 TSP-A3 TSP-B5 Nulo
TSP-B1
TSP-A1
TSP-B1
TSP-A2
TSP-B2 TSP-A2 TSP-B3 Nulo
Ajuste de retardo
2 TSP
TSP-A1
TSP-A1 TSP-B1 Nulo
e) Recepción de la capa B
d) Recepción de la capa A
c) Transmisión en capa B
b) Transmisión en capa A
a) Flujo BTS de entrada
246
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
TRANSMISOR
RECEPTOR
Nulo
Figura 6: Ejemplo de contrucción del flujo BTS (ajuste de retardo = 3 TSP)
TSP-A1 TSP-B1 Nulo
TSP-B2
f) Regeneración del flujo BTS
TSP-A1
Nulo
TSP-A2
TSP-A2 TSP-B3 Nulo
TSP-B1
TSP-B1
TSP-B2 Nulo
e) Recepción de la capa B
Ajuste de retardo
3 TSP
TSP-A1
TSP-A1 TSP-B1 Nulo
d) Recepción de la capa A
c) Transmisión en capa B
b) Transmisión en capa A
a) Flujo BTS de entrada
Nulo
TSP-B2
TSP-A2
TSP-B2 Nulo
TSP-B3
TSP-A2 TSP-B3 Nulo
TSP-B3
TSP-B4
Nulo
TSP-B4
Tiempo
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
247
248
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
Se observa que si el ordenamiento del flujo BTS recuperado por el receptor se utiliza como
patrón para construir el flujo BTS que debe entregar el Remultiplexor del lado transmisor,
ambos flujos serán exactamente iguales, logrando consistencia entre la entrada del transmisor
y la salida del receptor. En la Figura 6 puede verse un ejemplo donde es necesario insertar un
retardo de 3 TSP.
3.1.4. Receptor modelo3
BUFFER TSP
S1
DESPUNZONADO
DESPUNZONADO
BUFFER
CAPA B
S3
BUFFER
CAPA C
TSP Nulos
TSP Nulos
BUFFER TSP
S2
REGENERADOR
PARCIAL DE BTS
PROCESADOR DE TSP
S2
REGENERADOR
PARCIAL DE BTS
S4
DECODIFICADOR
VITERBI
BUFFER
CAPA A
COMBINADOR
DESPUNZONADO
DIVISOR
SEÑAL
DEMODULADA
SEÑAL
OFDM
FFT - DEMODULACIÓN
En el apartado anterior se ha demostrado que con el agregado de paquetes nulos al BTS
y un adecuado ajuste de retardo en las capas jerárquicas (operación que se explicará con todo
detalle en el capítulo dedicado a la Codificación del Canal), es posible lograr consistencia
entre el flujo BTS transmitido y el flujo BTS regenerado por el receptor, es decir, se produce la
recuperación de los TSP en el orden correcto con el flujo binario sincronizado a una frecuencia
igual a 4fIFFT.
Corresponde ahora analizar con mayor detalle el funcionamiento del receptor, que el
estándar ISDB-Tb denomina “receptor modelo”. El flujo serie de paquetes que este receptor
entrega a su salida, tiene una característica fundamental: presenta un ordenamiento específico
para los TSP de datos y los TSP nulos, que depende exclusivamente de la configuración del
sistema (modo e intervalo de guarda) y de las tasas de transmisión de cada capa jerárquica.
Esta disposición de paquetes es la que debe tener el flujo BTS que el Remultiplexor ISDB-Tb
le entrega al transmisor.
Los bloques fundamentales del receptor modelo pueden verse en la Figura 7. Luego del
proceso de FFT y demodulación de las portadoras OFDM (tarea que incluye los desentrelazados
de tiempo y frecuencia y el desmapeo), el divisor jerárquico separa los datos y los encamina de
acuerdo a la capa jerárquica a la que pertenecen.
BTS
PROCESADOR DE TSP
SEÑALES DE
CONTROL
Figura 7: Receptor modelo del sistema ISDB-Tb
Una vez que el divisor entrega los bits de datos a cada capa, las secuencias son sometidas
al proceso de despunzonado (proceso inverso al que se realiza del lado del transmisor y que
duplica la cantidad de bits transportada por un TSP. Esta afirmación quedará justificada en
el capítulo siguiente). Por el momento, solo es necesario saber que la cantidad de bits que
3 Michihiro UEHARA, Application of MPEG-2 Systems to Terrestrial ISDB (ISDB-T), Proceedings of the IEEE,
Vol 94, Num 1, pp. 261-268, [s. l.], [s. e.], 2006.
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
249
ingresan depende de la relación de codificación convolucional y del esquema de modulación
empleado en cada capa jerárquica. Para simplificar el análisis, puede suponerse que el tiempo
de retardo introducido por el procesamiento es igual en cada capa y por lo tanto, no será necesario tenerlo en cuenta.
La llave S1 selecciona un buffer jerárquico cada vez que la cantidad de bits almacenados
en alguno de ellos alcanza los 3264 bits (204 x 8 x 2, equivalentes a un TSP despunzonado),
que son transferidos de manera instantánea, a través de la llave S3 al buffer de TSP. Esto pone
en evidencia que los TSP son entregados a las siguientes etapas una vez que han sido completamente procesados, una premisa bajo la cual se construyeron las secuencias de paquetes
mostradas en las Figuras 4 a la 6.
El regenerador parcial de BTS comprueba la existencia o no de datos en el buffer de
TSP. Si encuentra almacenado un paquete de datos, la llave S2 permite seleccionar el buffer y
encamina el TSP encontrado hacia el regenerador de BTS. En cambio, en caso de no encontrar
información, el regenerador parcial conmuta S2 a la posición de paquete nulo, creándose
de este modo una sucesión de TSPs consecutivos en donde no existirán intervalos de tiempo
vacíos. De acuerdo a lo estudiado en el apartado 3.1.2 de este capítulo, la lectura de los bits
que conforman un TSP deberá ser realizada a una tasa igual a 4fIFFT, lo cual implica que en este
punto se produce la conversión de velocidad, permitiendo reconstruir correctamente el flujo
BTS tal como fue ingresado al transmisor.
La llave S3 se utiliza para seleccionar alternativamente una de las dos unidades procesadoras de TSP, introduciendo la señal entregada por el combinador. La conmutación de S3
se realiza al iniciar el cuadro OFDM en el Modo 1 (cada 204 símbolos) y en intervalos de ½
cuadro (102 símbolos) y ¼ de cuadro (51 símbolos) para los Modos 2 y 3 respectivamente. La
explicación de estos retardos será ampliada al finalizar este apartado.
La llave S4 permite encaminar los flujos de TSP entregados por las unidades procesadoras. Con la ayuda de algún programa tal como Matlab® se puede demostrar que, para
determinadas configuraciones de la señal (modo e intervalo de guarda), justo en el instante de
tiempo en el cual finaliza un cuadro OFDM pueden quedar almacenados hasta tres paquetes
pertenecientes a ese cuadro dentro del buffer (paquetes residuales). Dado que la totalidad de
los TSP deben ser encaminados hacia la salida dentro del período de tiempo correspondiente
a un cuadro o lo que es lo mismo, la duración de un cuadro múltiplex, se hace necesario introducir un retardo en el tiempo de conmutación de la llave S4, retrasándola con respecto a S3.
Este retardo es igual a 3 TSP.
Comparando el conjunto de bloques encerrados en líneas de trazos en el receptor modelo
de la Figura 7 con el bloque multiplexor de BTS de la Figura 2, se deduce que ambos tienen
un funcionamiento similar. Las principales diferencias están en los buffers jerárquicos y los
buffers de TSP, que en el multiplexor de BTS deben conmutar cada 1632 bits (204 x 8 es decir
un TSP), ya que el remultiplexor no necesita duplicar bits a esa altura del procesamiento. Lo
mismo en cuanto al manejo del campo de 16 bytes agregado al TS.
La deducción completa del algoritmo que permite simular el funcionamiento del receptor
modelo es una tarea compleja y escapa al alcance de este trabajo. Inclusive algunas fuentes
señalan que en la práctica, generalmente es un desafío muy complicado (y por lo tanto trae
aparejados mayores costos) lograr una correcta implementación en hardware del receptor
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
modelo de acuerdo a las prescripciones del estándar ISDB-Tb. Por esta razón, se han realizado
algunos desarrollos4 interesantes, basados en tablas de configuración que evitarían enfrentarse
con este problema.
Es importante analizar como se construye la señal demodulada que ingresa al bloque
divisor de la Figura 7. Este proceso, que se realiza a la frecuencia de muestreo de la FFT coincidente con fIFFT, sigue un orden ascendente por segmentos y también un orden ascendente por
portadoras y considera únicamente las muestras correspondientes a las portadoras de datos,
separando las señales de control de cada segmento que siguen un camino independiente de
procesamiento. En la Figura 8, se muestra la composición de esta señal.
TS
SÍMBOLO 0
. . .
SÍMBOLO 1
...
MUESTRAS
RESTANTES
SEGMENTO 12
SEGMENTO 1
1 SÍMBOLO OFDM
SEGMENTO 0
250
SÍMBOLO (96x2M-1-1)
M = Modo
SÍMBOLOS DE DATOS
OTROS
Tiempo
Figura 8: Señal demodulada
Los tiempos correspondientes a las muestras de las señales de control son tenidos en cuenta
en el tramo final de la señal, bajo la designación genérica de “muestras restantes” y corresponden
a la siguiente información (que se estudiara en detalle en un capítulo posterior):
s Pilotos
s Canales TMCC
s Canales auxiliares AC
s Exceso de muestreo de la FFT (debido a que se aplica FFT de módulo 2p)
s Intervalo de guarda
La Figura 9 muestra es un esquema de la señal demodulada correspondiente a la sucesión
de 204 símbolos, es decir un cuadro OFDM completo. Para el divisor, la tarea de identificar
4 Youngru GU and Jun MA, Look Up Table Based Approach for Layer Combining in ISDB-T and ISDB-T
SB
Receivers, Patent US 7.822.039 B2. Lake Forest California, Newport Media Inc, 2010
251
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
cómo están configuradas las capas jerárquicas se reduce a un simple proceso de conteo, debido
a que:
s La señal es un flujo sincrónico serie en el que las muestras están ordenadas en forma
ascendente por segmentos y por portadoras dentro de cada segmento.
s La señal de control TMCC transporta la información completa de configuración de
capas (número de segmentos que las conforman, esquemas de modulación y relación
de codificación convolucional entre otros).
CUADRO OFDM DE 204 SÍMBOLOS
SÍMBOLO 0
SÍMBOLO 1
...
SÍMBOLO (96x2M-1-1)
MUESTRAS
RESTANTES
...
SEGMENTO 12
...
SEGMENTO 1
SEGMENTO 0
SÍMBOLO OFDM 203
MUESTRAS
RESTANTES
...
SEGMENTO 12
SEGMENTO 1
SEGMENTO 0
SÍMBOLO OFDM 1
MUESTRAS
RESTANTES
...
SEGMENTO 12
SEGMENTO 1
SEGMENTO 0
SÍMBOLO OFDM 0
Tiempo
M = Modo
Figura 9: Señal demodulada a la entrada del divisor jerárquico, para un cuadro OFDM
Por último se analizarán los tiempos de símbolo y de cuadro, con la ayuda de un ejemplo
que facilitará la comprensión de los conceptos. Suponiendo que la configuración de la transmisión es Modo 1 (96 portadoras de datos por segmento) con Δ = ¼, la distribución de muestras
correspondientes a un símbolo OFDM son:
Total de símbolos de datos
96 x 13 = 1248
Símbolos para pilotos y canales auxiliares
(108 - 96) x 13 + 1 = 157
Símbolos nulos (exceso muestras de IFFT)
2048 - 1405 = 643
Muestras del intervalo de guarda
Total símbolo OFDM
8,126 MHz x 63 μs = 512
8,126 MHz x 315 μs = 2560
Con estos datos puede elaborarse el diagrama de tiempos para un símbolo OFDM que se
muestra en la Figura 10. Cada una de las muestras comprendidas dentro del período total de
símbolo se genera al ritmo de la frecuencia de muestreo fIFFT y por esta razón, estos diagramas
suelen especificarse en términos de “número de pulsos de fIFFT”.
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
2560 pulsos
SEGMENTO 12
SEGMENTO 1
96 Pulsos
SEGMENTO 0
252
. . .
SÍMBOLO 0 SÍMBOLO 1
MUESTRAS RESTANTES
... SÍMBOLO 95
1312 pulsos
1248 pulsos
Figura 10: Símbolo OFDM y número de pulsos asociados (Modo 1 - Δ = ¼)
Comparando estos resultados con los valores mostrados en la Tabla 2, se deduce de
inmediato que la cantidad de paquetes TSP que contiene un cuadro múltiplex es exactamente
igual a la mitad de la cantidad total de pulsos de reloj en un símbolo OFDM, es decir:
(27)
N BTS =
N pulsos
2
=
2 p (1 + Δ )
= 2 p −1 (1 + Δ )
2
Esta relación es muy útil porque resulta simple de recordar, al relacionarla con la cantidad
de muestras totales de un símbolo OFDM.
Anteriormente se ha mencionado que la conmutación de la llave S3 del receptor modelo se
realiza cada 204 símbolos, 102 símbolos y 51 símbolos en los Modos 1, 2 y 3 respectivamente y
también, en el capítulo de presentación del sistema, se vio que los tres modos están relacionados
numéricamente por el factor 2. Por lo tanto, si la velocidad del flujo de muestras de la señal
demodulada es igual a la frecuencia fIFFT (8,126 MHz) en los tres modos, para poder mantener
las relaciones tiempo-cantidad de muestras procesadas, ante la mayor duración del cuadro
OFDM en los modos 2 y 3, se deberá reducir el tiempo de conmutación de la llave S3.
Para el ejemplo anterior, 204 símbolos equivalen a 204 x 2560 = 522.240 muestras. Si
se utilizara el modo 2, la cantidad de muestras sería igual a 204 x 5120 = 1.044.480 y 204 x
10240 = 2.088.960 en caso de emplear el modo 3. La conmutación de S3 en 102 y 51 símbolos
iguala la cantidad de muestras ingresadas en los procesadores de TSP.
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
253
3.1.5. Estructura de los paquetes TSP, flujo BTS y cuadro múltiplex
La asignación de cada paquete TSP a la capa jerárquica correspondiente resulta factible si
el flujo BTS incluye, de alguna manera, la información necesaria para que el divisor jerárquico
pueda identificar correctamente a cada TSP y enviarlo a su destino5. La Figura 11 muestra
la estructura de los paquetes TSP, su inserción dentro del flujo BTS y el concepto de cuadro
múltiplex.
204 BYTES
1
187
47H
CARGA ÚTIL
8
8
ISDB- Info
RS (opc.)
PAQUETE TSP
FLUJO BTS
TSP-1
TSP-2
TSP-nulo
...
IIP
MCCI
TSP-n
NSI
TMCC
CUADRO MULTIPLEX
Figura 11: Estructura de los paquetes TSP, flujo BTS y cuadro múltiplex
Los 8 bytes del campo “ISDB-Info” proveen la siguiente información: indicador de la capa
jerárquica, contador de TSP, señalización del TSP cabecera de cuadro e información destinada
a los canales auxiliares, entre otros.
El registro TSP counter se incluye en todos a todos los paquetes: TSP de datos, TSP nulos
e IIP. Este contador se inicializa en cero al comienzo de cada cuadro múltiplex y se incrementa
una unidad en cada paquete. Teniendo en cuenta la Tabla 2, puede verse que para el modo 3 y
Δ = ¼ el registro debe ser capaz de almacenar el conteo correspondiente a un máximo de 5120
paquetes y por lo tanto su extensión será de 13 bits, es decir, poco más de un byte.
Los 8 bytes restantes permiten incorporar, de manera opcional, un bloque de paridad
Reed Solomon (204-196-4) que permite la corrección de hasta 4 bytes erróneos en cada TSP
5 Cristiano AKAMINE, Yuzo IANO, Gustavo DE MELO VALEIRA and Gunnar BEDICKS Jr., Remultiplexing
ISDB-T BTS into DVB TS for SFN, IEEE Transactions on Broadcasting, Vol. 55, Num. 4, pp 802-809, [s. l.], [s.
e.], 2009.
254
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
del flujo BTS. Esta protección ha sido pensada para aquellos casos en que el remultiplexor se
encuentra físicamente separado del transmisor y por lo tanto, el flujo BTS debe ser envíado a
través de un radioenlace estudio-planta transmisora (STL) u otro medio propenso a la degradación y aparición de errores. Cuando este no sea el caso, se puede prescindir de la codificación
opcional RS en el BTS.
El estándar ISDB-Tb destina algunas portadoras del sistema para el canal de control
TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Control), cuyo estudio detallado se
hará en un capítulo posterior. El TMCC transporta las señales de control necesarias para el
correcto funcionamiento del receptor y su información se incorpora en flujo del BTS, dentro
de un TSP especial denominado IIP (ISDB Information Packet). Cada cuadro multiplex incluye un paquete IIP, que además contiene los parámetros de configuración de la red SFN. El
IIP reemplaza a uno de los paquetes nulos del cuadro múltiplex, de manera que al número de
paquetes obtenidos mediante la ecuación (26) debe restársele una unidad.
El IIP tiene dos descriptores:
• MCCI (Modulation Control Configuration Information) que incluye:
- Modo.
- Intervalo de guarda.
- Control de sincronización del TMCC.
- Tipo de multiplexación empleado para enviar la información a los canales
auxiliares.
- TMCC:
o Esquema de modulación.
o Relación de codificación interna (KI).
o Profundidad del entrelazado de tiempo.
o Cantidad de segmentos que integran cada capa, entre otros.
• NSI (Network Synchronization Information), información para la sincronización
de SFN:
- Referencia de tiempo de sincronización (STS).
- Tiempo máximo de retardo.
- Código de identificación de cada uno de los transmisores de la red.
- Parámetros de configuración de retardos para cada transmisor, entre otros.
Los detalles de la información contenida en los descriptores MCCI y NSI se verán con
todo detalle en el capítulo especialmente dedicado al estudio de los pilotos, señales de control
y auxiliares.
Para finalizar, es importante mencionar que el MCCI y el TMCC no son iguales. El
primero contiene algunos parámetros que se utilizan exclusivamente para configurar el transmisor y que, por lo tanto, no se transmiten (fundamentalmente modo e intervalo de guarda,
cuya detección por parte del receptor ha sido explicada en el capítulo de OFDM). El TMCC
es entonces, una parte del MCCI.
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
255
3.1.6. Divisor jerárquico
Tal como ha sido dicho al comienzo de este capítulo, el divisor jerárquico es el primer
bloque funcional del modulador ISDB-Tb y constituye la entrada de este dispositivo.
En base a la información suministrada por el indicador de capa jerárquica contenido dentro del campo “ISDB-Info”, el divisor jerárquico procesa el flujo BTS recibido asignando cada
TSP a la capa correspondiente y descartando los paquetes nulos, manteniendo así la máxima
eficiencia posible en la tasa de transmisión de datos. En la Figura 12 se muestra un esquema
del divisor junto con todos los procesos que en este bloque se realizan.
El divisor jerárquico detecta el paquete IIP que transporta la información de configuración
y extrae los parámetros funcionales que se aplican a cada una de las capas jerárquicas, encaminandolos hacia el resto de los bloques funcionales del transmisor ISDB-Tb que lo requieran
para su correcto funcionamiento.
Luego de asignados cada uno de los TSP a las capas jerárquicas correspondientes, los 8
bytes del campo ISDB-Info y los 8 bytes de código RS opcional son removidos. Ambos campos
son reemplazados en la etapa siguiente por un nuevo código RS, esta vez con una extensión de
16 bytes. Al eliminarse el campo ISDB-Info, la información correspondiente a la posición de
cada TSP dentro del cuadro múltiplex, que es determinada por el contador de TSP, se pierde.
Esta es una de las razones que hacen necesaria la definición del patrón de ordenamiento de los
TSP, basada, como se ha visto, en el funcionamiento del receptor modelo.
Entonces, al ser posible recuperar el orden correcto de los TSP por medios indirectos,
resulta más conveniente eliminar el campo ISDB-Info y aprovechar el espacio disponible para
reforzar la protección de los datos transmitidos con un código RS más potente, cuya capacidad
de corrección es de 64 bits en total (poco más del 4 % del total de bits de datos del paquete).
DETECTOR
PAQUETE IIP
SEÑALES DE CONTROL
Y AUXILIARES
A
204 bytes
204 bytes
BTS
47H
CARGA ÚTIL
B
DIVISOR
JERÁRQUICO
16 bytes
ISDB- Info
47H
C
CARGA ÚTIL
16 bytes
RS (opc.)
CODIFICACIÓN RS
Contador
TSP
TSP Nulos
Figura 12: Divisor jerárquico
256
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
3.1.7. Procesamiento del PCR para recepción parcial
Los receptores one-seg utilizan solo uno de los trece segmentos que conforman la señal
ISDB-Tb. La recepción en banda angosta posibilita la implementación y uso de receptores
portátiles con bajo consumo de potencia, aptos para ser integrados en teléfonos celulares y
otros dispositivos similares que funcionan con baterías.
El receptor sintoniza y demodula las portadoras que pertenecen al segmento central
(número cero) y extrae los TSP que han sido asignados a la capa jerárquica one-seg (capa A).
Durante el procesamiento, se debe reconstruir la secuencia de TSPs, cuya tasa de datos R A
no supera los 1,79 Mbps, a partir de un BTS cuya tasa R es de 32,5 Mbps. Por lo tanto, será
necesario modificar el esquema de referencias PCR para que sean compatibles con las tasas
correspondientes a la capa de recepción parcial.
Los paquetes PCR colocados en el BTS no permiten reconstruir correctamente el flujo
de paquetes correspondiente a la capa A. En la Figura 13 a) puede verse que los paquetes
TSP1 y TSPm transportan la referencia PCR dentro del BTS, y se extraen para formar el flujo
de TSP de recepción parcial, cuya tasa es RA < R. Dado que el inicio de cuadro múltiplex es
una referencia de tiempo estable y permanente, los PCR transportados por los paquetes TSP1
y TSPm serán procesados por la capa A en instantes de tiempo diferentes a los que tenían en
sus posiciones originales. Se aprecia con total claridad que la separación de las referencias
PCR es marcadamente diferente en ambos flujos, dando lugar a la aparición de un jitter en la
referencia de tiempo.
Para eliminar el jitter de PCR, el remultiplexor debe restringir la cantidad de paquetes
PCR que inserta dentro de un cuadro múltiplex, de acuerdo a los valores de la Tabla 4:
Modo
Nº de PCR/cuadro
Posiciones
1
1
Deben ocupar la misma posición en cada
cuadro
2
2
Equiespaciados dentro
del cuadro
3
4
Equiespaciados dentro
del cuadro
Tabla 4: Reglas de multiplexación de PCR
La Figura 13 b) corresponde al Modo 1, donde puede verse la inserción de un solo PCR
en cada cuadro múltiplex, debiendo mantenerse la misma posición en cada uno de ellos.
Si bien, como puede verse en esta figura, es posible que aparezca un mínimo off-set de
tiempo de los paquetes PCR en el flujo de menor velocidad, la separación temporal entre la
referencias PCR se mantendrá igual al tiempo TF de duración del cuadro múltiplex. Esto elimina
el jitter de PCR y también ayuda a simplificar el diseño de los receptores, haciendo innecesaria
la implementación de circuitos especiales de procesamiento para el PCR.
257
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
TF
R
Cuadro múltiplex
Flujo BTS
TSP1
TSP2
...
TSPnulo
TSPm
TSP1
TSP2
tPCR
TSP1
TSP de capa A
...
TSPnulo
TSPm
TSP1
t´
PCR
RA
a)
Referencia PCR
R
Flujo BTS
TSP1
TSP2
TSPnulo
...
TSPm
TSP1
tcPCR
TSP de capa A
TSP1
...
TSPnulo
TSPm
t’cPCR
t off-set
TSP1
RA
b)
Figura 13: Procesamiento del PCR para la capa de recepción parcial
Para finalizar, cabe aclarar que el estándar denomina flujo BTS a la corriente de bits
recibida por un receptor full-seg (receptor capaz de recibir los 13 segmentos), mientras que
los TSP de capa A conforman el flujo para un receptor one-seg (receptor que solo recibe el
segmento central).
258
CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS
BIBLIOGRAFÍA
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AKAMINE, Cristiano, Yuzo IANO, Gustavo de MELO VALEIRA and Gunnar BEDICKS Jr.,
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—Televisión digital terrestre. Guía de operación. Parte 1: Sistema de transmisión, guía para la
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Faculty of Graduate Studies Department of Electrical & Computer Engineering. University of British
Columbia, 2002.
C
A
P
Í
T
U
L
O
8
CODIFICACIÓN DEL CANAL
1. INTRODUCCIÓN
En este capítulo se estudiarán los bloques correspondientes a la sección de codificación del
canal del sistema ISDB-Tb. En esta etapa se introducen los denominados “sistemas de corrección
de errores hacia adelante” (de manera abreviada FEC) que se aplican al flujo de datos entrante.
Se emplean una variedad de técnicas que permiten corregir, dentro de ciertos límites, los errores
de datos que se producen durante la transmisión, especialmente los errores provocados por
disturbios en forma de “ráfaga” que aparecen en el canal radioeléctrico. El ruido atmosférico,
la propagación multitrayectoria y las alinealidades del transmisor, entre otros, pueden provocar
errores en las secuencias de bits transmitidos. ISDB-Tb utiliza codificación Reed-Solomon, entrelazado de bytes y codificación convolucional de 64 estados. Tambien se incluyen un bloque
de aleatorización de datos y una etapa de ajuste de retardo, cuya misión es ecualizar los tiempos
de procesamiento de cada capa jerárquica, que normalmente son distintos.
2. CÓDIGOS CONCATENADOS1
En lugar de utilizar un código único de canal, es posible combinar o concatenar dos o
más códigos diferentes. Los códigos concatenados tienen ciertas ventajas, entre ellas una alta
1
Richard van NEE and Ramjee PRASAD, OFDM for Wireless Multimedia Communications, Boston, Artech
House, 2000.
259
260
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
ganancia de codificación y una menor complejidad de implementación cuando se lo compara
con un código simple. La Figura 1 muestra el esquema de codificación concatenada utilizado
en ISDB-Tb. En este sistema, los bloques sombreados pertenecen a la sección de modulación.
ENTRADA
DE DATOS CODIFICACIÓN
REED SOLOMON
ENTRELAZADO DE
BYTES
CODIFICACIÓN
CONVOLUCIONAL
ENTRELAZADO DE
BITS
MODULACIÓN
CANAL
RADIOELÉCTRICO
SALIDA DE
DATOS
DECODIFICACIÓN
REED SOLOMON
DESENTRELAZADO
DE BYTES
DECODIFICACIÓN
CONVOLUCIONAL
DESENTRELAZADO
DE BITS
DEMODULACIÓN
Figura 1: Codificación-decodificación concatenada
Los bytes de entrada son codificados empleando la técnica Reed-Solomon, proceso que
también se conoce como outer code, es decir códificacion externa, porque la protección se realiza
a nivel de bytes por paquetes. En la siguiente operación los bytes son “entrelazados”, proceso
que consiste en distribuirlos a lo largo de varios paquetes (11 TSP, como se demostrará más
adelante) y eliminar su consecutividad. El entrelazado sirve para eliminar también los errores
de ráfaga y por lo tanto es un mecanismo de dispersión temporal.
A continuación los datos comienzan a manipularse a nivel de bits, mediante un esquema
de codificación convolucional de tasa variable. Este nuevo proceso también es llamado inner
code, o codificación interna, porque lo que se protege es la secuencia de bits sin importar el
paquete al cual pertenecen. Finalmente los bits codificados también son entrelazados para
eliminar la consecutividad de los mismos.
El orden en el que se realiza este procesamiento tiene una gran importancia: En la recepción (demodulación), el código convolucional muestra mejor comportamiento frente a niveles
relativamente bajos en la relación señal-ruido de entrada, mientras que el código de bloque
Reed-Solomon cumple con la función de “limpiar” los pocos errores que subsisten luego del
proceso de decodificación convolucional.
La principal desventaja de los códigos concatenados es el retardo que introducen, debido
a dos factores:
s El entrelazado y posterior desentrelazado, que insume tiempo para ordenar y reordenar las secuencias.
s El tiempo que demanda el cálculo de los algoritmos de decodificación.
3. DIAGRAMA EN BLOQUES DE LA ETAPA DE CODIFICACIÓN DEL CANAL ISDB-Tb
El esquema completo de codificación del canal incluye todos los procesos que se observan en la Figura 2 que comienza con la detección del paquete IIP y la extracción del descriptor
TMCC, a partir del cual se configuran todas las etapas de codificación y modulación. Debe
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
261
notarse que el entrelazado de bits también se aplica en ISDB-Tb, pero el proceso está directamente vinculado con las unidades de conversión serie- paralelo y de mapeo de bits de la sección
de modulación. Por lo tanto, será analizado en el capítulo correspondiente.
DETECTOR
PAQUETE IIP
SEÑALES DE CONTROL
CAPA A
CAPA B
DIVISOR
JERÁRQUICO
CODIFICADOR RS
(204-188-c=8)
ALEATORIZADOR
DE BITS
AJUSTE DE
RETARDO
ENTRELAZADO
DE BYTES
A las etapas
de modulación
CODIFICADOR CAPA C
CONVOLUCIONAL
DESCARTE DE
PAQUETES NULOS
Figura 2: Codificación del canal
3.1. Codificador Reed-Solomon
Luego de que los TSP son separados y asignados a cada capa jerárquica, los campos ISDBInfo y paridad RS opcionales de cada paquete son sustituidos por 16 bytes de paridad para
formar un nuevo código Reed-Solomon (RS) con mayor capacidad de corrección de errores.
Los códigos RS fueron introducidos en el año 1960 por los ingenieros Irving Reed y
Gustave Solomon, en un trabajo titulado “Códigos Polinómicos en Campos Finitos”, lo que
dio lugar a uno de los códigos correctores de error actualmente más difundidos.
Los códigos RS son un subconjunto de los códigos BCH (Bose Chaudhuri Hocquenghem)
y pertenecen a los denominados “códigos de bloque” lineales. Tienen la ventaja de adaptarse
perfectamente a la corrección de errores de ráfaga, en los que una serie de bits sucesivos de la
palabra código son recibidos con error. Por este motivo, es muy frecuente encontrarlos en los
sistemas de transmisión digital formando parte de los sistemas de corrección de errores hacia
adelante (FEC) que se aplican al flujo de datos entrante, para corregir los errores de bit que se
producen durante la transmisión de la señal de TVD-T.
Los códigos Reed-Solomon están basados en lo que matemáticamente se conoce como
Campos de Galois (GF) o campos finitos. Un campo algebraico GF tiene un número Q finito
y definido de elementos y, para que resulte posible su existencia, es necesario que todas las
operaciones de suma y multiplicación en GF(Q) sean de módulo Q, es decir, el resultado debe
pertenecer al mismo campo
El proceso2 de codificación-decodificación de un código de bloque se basa en la teoría
algebraica de que un conjunto de palabras código pueden ser representadas por un conjunto de
polinomios. De este modo, los componentes del vector de una determinada palabra código P
2 Fabio LUMERTZ GARCIA, Implementación de un Codificador LDPC para un Sistema de TV Digital usando
herramientas de Prototipo Rápido, Brasil, Facultad de Ingeniería Electrónica y Computación, Universidad Estatal
de Campinas, 2006.
262
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
corresponden a los coeficientes del polinomio P(x). De la misma forma, un conjunto de mensajes
también pueden ser representados por un conjunto de polinomios. Por este motivo, los códigos
de bloque también son conocidos como “códigos polinómicos”, estableciéndose la condición
de que los coeficientes de dichos polinomios pertenezcan a un campo algebraico.
A manera de ejemplo, la Tabla 1 muestra la representación polinómica de una secuencia
de palabras código de tres bits:
P
P(x)
000
0
001
1
010
x
011
x+1
100
x2
101
x2 - 1
110
x2 - x
111
x2 - x + 1
Tabla 1: Palabras código y polinomios asociados
Los códigos Reed-Solomon tienen las siguientes características3:
s El codificador RS toma m símbolos de datos de n bits cada uno y le añade una cierta
cantidad de símbolos de paridad, generando una palabra código cuya longitud es r.
s Con símbolos de n bits, la máxima longitud de la palabra código para un código RS
es r=2n-1.
s La palabra código se construye mediante la expresión c(x)=g(x).i(x), donde c(x) es una
palabra código válida, g(x) es el polinomio generador e i(x) es el bloque de información.
Todas las palabras código válidas son divisibles por el polinomio generador.
s Se generan q=r-m símbolos de paridad de n bits cada uno.
s El codificador Reed-Solomon manipula matemáticamente los m símbolos como un
bloque y los q símbolos de paridad pueden ser interpretados como una “etiqueta de
identificación digital” del contenido de ese bloque.
3 Martin RILEY and Ian RICHARDSON, Reed Solomon Codes, Carnegie Mellon University, School of Computer Science, [en línea], Dirección URL: < http://www.cs.cmu.edu/> , [s. f.].
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
263
s El decodificador RS, puede corregir hasta c símbolos con errores dentro de una palabra
código, verificándose que 2c=q=r-m, es decir que la capacidad máxima de corrección
es exactamente igual a la mitad del número de símbolos de paridad.
s En base a los parámetros descriptos, los códigos Reed-Solomon se especifican de la
forma RS (r,m,c).
s Un error de símbolo se produce cuando uno o más bits de un símbolo son incorrectos.
s La capacidad de corrección de símbolos es independientemente de la cantidad de bits
incorrectos dentro del símbolo. Suponiendo que c símbolos presenten errores, en el
mejor caso, c bits serán corregidos (un bit en cada símbolo) y en el peor caso la corrección alcanzará a un total de n x c bits (todos los bits de cada símbolo).
En la Figura 3 se muestra la palabra código RS. Esta forma de codificación es llamada
“sistemática”, porque los símbolos de datos se mantienen sin cambios, con el mismo orden en
el que ingresaron y solo se anexan los símbolos de paridad.
r bytes
m bytes
B0
B1
B2
B3
B4
B5
q bytes
B6
...
B m-2
B m-1
B C1
B C2
...
B Cq-1
B Cq
ALGORITMO
Figura 3: Palabra código Reed-Solomon
Dado que las aplicaciones más comunes utilizan símbolos de 8 bits, es decir n=8, a partir
de este momento se hará referencia únicamente a bytes, identificándolos como Bi. Para estos
casos, Q=8 y la máxima longitud de la palabra código será r=28-1=255 bytes.
A manera de ejemplo, se puede diseñar un código Reed-Solomon RS (r,239,c). Cada
palabra código tiene una longitud r bytes, de los cuales 239 son de datos y c de paridad. Los
parámetros para este código son:
s r = 28 − 1 = 255
s 2c = 255 − 239 = 16
s c =8
Esto significa que el decodificador podrá corregir hasta un máximo de 8 bytes erróneos
en cualquier lugar de la palabra código.
Los códigos RS admiten versiones “acortadas”, que se consiguen anulando una determinada cantidad de bytes de datos en el codificador, reinsertándolos posteriormente en el
decodificador.
264
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
Por ejemplo, el código RS(255,239,c) descrito anteriormente se puede acortar a RS(204,188,c),
que es el caso concreto de ISDB-Tb ,donde los paquetes TSP están formados por 204 bytes, de
los cuales 188 son de datos. Siendo r=204 y m=188, la capacidad de corrección c es:
(1)
c=
204 − 188
= 8 bytes
2
A los fines de completar el campo de Galois, se deben añadir 255-204=51 bytes nulos
delante de los 188 bytes de datos información, y se obtienen así 239 bytes. De este modo,
cuando los 239 bytes ingresan al codificador Reed-Solomon, se generan los 16 bytes de paridad,
quedando conformado un código RS(255,239,8). Finalmente, luego de la aplicación de los
algoritmos, se eliminan los 51 bytes nulos, resultando un total de 204 bytes y dando lugar al
código RS(204,188,8). Esto es posible ya que el código RS es sistemático (mantiene los datos
intactos y solo les agrega los bytes de paridad al final)
El decodificador recibe la palabra código de 204 bytes (es decir un TSP), le antepone los 51
bytes nulos y partir de una nueva palabra código RS(255,239) procede a calcular el denominado
“vector síndrome”. Si este vector no es nulo, significa que existen bytes erróneos que deben ser
localizados y corregidos, por lo general utilizando métodos probabilísticos. Básicamente, la
verificación consiste en determinar si la palabra código recibida es divisible por el polinomio
generador, ya que de ese modo ha sido calculada por el codificador, es decir manipulando los
datos para hacerlos divisibles por g(x). El decodificador controla que esta condición aún se
mantenga y de lo contrario, procede a buscar los errores y corregirlos.
Si la cantidad de bytes erróneos dentro del paquete es mayor que 8 (64 bits), el receptor
no podrá determinar con certeza la secuencia de bits correcta. En ese caso, el paquete se marca
como erróneo y se descarta. Para este propósito, se utiliza el primer bit del segundo byte de la
cabecera del TS MPEG, de acuerdo a lo que se indica en la Figura 4:.
Cabecera
4 bytes
47H
Carga útil
184 bytes
b
b = 0 paquete correcto
b = 1 paquete erróneo
Figura 4: Bit de marcación de paquete erróneo
3.2. Aleatorizador de bits
Para asegurar la dispersión de energía del espectro radiado, la señal de entrada debe
transformarse en una secuencia cuasi-aleatoria, evitando largas series de ceros o de unos, o bien
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
265
cualquier otro patrón repetitivo. Esto es necesario porque la respuesta en frecuencia de la señal
transmitida debe mostrar un espectro plano, tal como ocurre con el ruido, para que el canal
radioeléctrico sea utilizado con la máxima eficiencia posible. Si el flujo de datos presentara
alguna regularidad, el ritmo de repetición daría lugar a concentraciones de energía en ciertos
puntos discretos del espectro, dejando espacios subutilizados en otros. Además, los puntos de
alta concentración en ciertas frecuencias generan una mayor probabilidad de intermodulación
cuando existen interferencias de la señal TVD sobre canales analógicos.
Por esta razón, los bits transmitidos por cada capa deben ser aleatorizados mediante el
esquema que se muestra en la Figura 5. Este circuito permite obtener una Secuencia Binaria
Pseudo-Aleatoria (PRBS), que se forma a partir de la operación lógica OR Exclusiva entre el
bit de entrada y el siguiente polinomio:
()
G x = x15 + x14 + 1
(2)
1
0
1
2
0
3
1
0
1
0
1
4
5
6
7
8
0
9
0
0
0
0
0
0
10
11
12
13
14
15
SALIDA PRBS
HABILITACIÓN
ENTRADA
Figura 5: Generador de secuencia PRBS
El generador PRBS, se emplea tanto para aleatorizar las secuencias transmitidas como
para recuperarlas en el orden original en el receptor. Los registros de desplazamiento del generador deben inicializarse con la secuencia 100101010000000 al comienzo de cada cuadro
OFDM. Debe notarse que el inicio del cuadro se sincroniza con el bit más significativo (MSB)
del segundo byte del primer TSP (es decir, se saltea el byte de sincronismo 47H). Por esta razón,
el sincronimo de cuadro estará desplazado un byte.
La secuencia PRBS no afecta a los bytes de sincronismo 47H, porque que es deshabilitada
justo en ese instante. Se deduce que el periodo de la secuencia de habilitación del PRBS debe
ser igual a (204 – 1) x 8 = 203 x 8 = 1624 bits. La Figura 6 ilustra las secuencias de tiempo de
sincronización del cuadro y de habilitación del PRBS.
266
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
SINCRONIZACIÓN DE
CUADRO OFDM
47H 203 BYTES PRBS 47H 203 BYTES PRBS
...
...
47H 203 BYTES PRBS 47H 203 BYTES PRBS 47H 203 BYTES PRBS
HABILITACIÓN PBRS
...
CUADRO OFDM
Figura 6: Sincronización de cuadro OFDM y señal de habilitación del generador PRBS
3.3. Entrelazado de bytes4
Si bien antes del entrelazado de bytes se encuentra el bloque de ajuste de retardo, se debe
estudiar en primer lugar el funcionamiento del entrelazador para luego poder comprender la
necesidad de introducir el ajuste de retardo y los parámetros que lo gobiernan.
El entrelazado es una forma de diversidad temporal que se emplea para dispersar en
el tiempo los errores de ráfaga. Mediante esta técnica, una secuencia de bytes es entrelazada
(permutada) antes de ser transmitida por un canal propenso a este tipo de errores. Si un error de
ráfaga aparece durante la transmisión, la restauración de la secuencia original tiene un efecto
equivalente a distribuir los errores a lo largo del tiempo. Cuando un entrelazador está correctamente diseñado, la distribución de los errores responderá a un patrón de aspecto aleatorio y
su corrección será mucho más sencilla, si además se emplea conjuntamente con otras técnicas
de codificación de datos.
El mecanismo de entrelazado necesita del almacenamiento de algunos bytes en elementos
de memoria (buffer) y la posterior lectura desde estos elementos, por lo cual necesariamente
se introducirá un cierto tiempo de retardo en el proceso. Por lo general, el mismo valor de
retardo existirá en el proceso de desentrelazado que debe realizarse en el receptor. El retardo
D se expresa como el número de operaciones de lectura/escritura necesarios para ejecutar el
entrelazado y el posterior desentrelazado. Como se acaba de mencionar, la implementación de
un conjunto entrelazador-desentrelazador requiere de una cantidad G de celdas de memoria.
Para lograr una buena performance de entrelazado, la dispersión de bytes debe ser tan grande
como se pueda, mientras que el retardo D y la cantidad de memoria G deben ser tan pequeños
como sea posible.
4
John Sam LEE and Leonard E. MILLER, CDMA Systems Engineering Handbook, United States of America,
Artech House Inc., 1998.
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
267
3.3.1. Funcionamiento del entrelazador-desentrelazador Forney
Un entrelazador Forney tiene k líneas paralelas, las cuales son seleccionadas mediante dos
llaves que operan sincrónicamente. Cada una de las líneas contiene celdas de almacenamiento,
excepto la primera que es simplemente una conexión directa entre la entrada y la salida. El
tamaño de cada celda es de un byte. La segunda línea contiene A celdas de almacenamiento,
la tercera el doble, es decir 2 A celdas, la cuarta el triple, o sea 3 A celdas y así sucesivamente,
hasta la última que tiene (k-1)A. Las celdas deben ser cargadas con bytes de inicialización “i”,
que luego serán desplazados hacia la salida. La llave de salida extrae un byte por vez, cada vez
que uno de ellos ingresa por la llave de entrada. Ambas llaves cambian a la posición siguiente
cada vez que se completa la operación de carga/descarga de un byte. A continuación, la Figura
7 muestra el esquema de un entrelazador y abajo, el correspondiente desentrelazador:
1
2
ENTRADA
A
...
SALIDA
2A
3
...
(k-1)A
k
...
a) Entrelazador
(k-1)A
1
...
2
...
ENTRADA
3
2A
SALIDA
A
...
k
b) Desentrelazador
Figura 7: Entrelazador y desentrelazador Forney
Para comprender mejor la forma de operación, se mostrará el ejemplo de un entrelazador
sencillo, con A=2, y k=4, cuyas celdas están inicializadas con el byte “i”. La entrada consiste en
48 bytes representados por BJ donde j indica el orden de la sucesión. La condición inicial del entrelazador y los tres primeros ciclos de conmutación de las llaves se muestran en la Figura 8:
268
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
1
2
2
i
ENTRADA
i
SALIDA
4
3
i
i
i
i
6
4
i
i
i
i
i
i
B0
1
2
2
ENTRADA
i
i
B1
SALIDA
4
3
i
B2
i
i
i
6
4
i
B3
i
i
i
i
i
B4
1
2
2
i
B5
ENTRADA
B1
SALIDA
4
3
i
B 6 B2
i
B7 B3
i
i
6
4
i
i
i
i
B8
1
2
B1
2
B9
ENTRADA
B5
SALIDA
4
3
i
B10 B 6 B 2
i
B7 B3
i
6
4
B11
Figura 8: Entrelazador de bytes con A=2 y k=4
i
i
i
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
269
En la Tabla 2 se resume el resultado de la operación. Dado que los 48 bytes se reparten en
4 líneas, son necesarios 12 ciclos de conmutación para introducir la totalidad de los bytes. A su
vez, la Tabla 3 muestra el reordenamiento producido por el desentrelazador. Puede deducirse
sin demasiada dificultad que, luego de 24 bytes, se recuperará el ordenamiento de la secuencia
original, es decir que el retardo total introducido por el entrelazado viene dado por D=2G .
Ciclo
Entrada
Salida
1
B0 , B1 , B2 , B3
B0 , i , i , i
2
B4 , B5 , B6 , B7
B4 , i , i , i
3
B8, B9 , B10 , B11
B8, B1 , i , i
4
B12 , B13 , B14 , B15
B12 , B5 , i , i
5
B16 , B17 , B18 , B19
B16 , B9 , B2 , i
6
B20 , B21 , B22 , B23
B20 , B13 , B6 , i
7
B24 , B25 , B26 , B27
B24 , B17 , B10 , B3
8
B28 , B29 , B30 , B31
B28 , B21 , B14 , B7
9
B32 , B33 , B34 , B35
B32 , B25 , B18 , B11
10
B36 , B37 , B38 , B39
B36 , B29 , B22 , B15
11
B40 , B41 , B42 , B43
B40 , B33 , B26 , B19
12
B44 , B45 , B46 , B47
B44 , B37 , B30 , B23
Tabla 2: Entrada y salida del entrelazador de la Figura 8, para 12 ciclos de conmutación
Ciclo
Entrada
Salida
1
B0 , i , i , i
d, d , d , i
2
B4 , i , i , i
d, d , d , i
3
B8, B1 , i , i
d, d , i , i
4
B12 , B5 , i , i
d, d , i , i
5
B16 , B9 , B2 , i
d, i , i , i
6
B20 , B13 , B6 , i
d, i , i , i
7
B24 , B17 , B10 , B3
B0 , B1 , B2 , B3
8
B28 , B21 , B14 , B7
B4 , B5 , B6 , B7
9
B32 , B25 , B18 , B11
B8, B9 , B10 , B11
10
B36 , B29 , B22 , B15
B12 , B13 , B14 , B15
11
B40 , B33 , B26 , B19
B16 , B17 , B18 , B19
12
B44 , B37 , B30 , B23
B20 , B21 , B22 , B23
Tabla 3: Entrada y salida del desentrelazador, para 12 ciclos de conmutación
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
Es sencillo demostrar que la cantidad total de celdas de memoria necesarias para el
entrelazador es:
A ⋅ k k-1
G=
(3)
2
( )
Además, el número de ciclos completos de conmutación Sw que debe realizar la llave del
entrelazador para que pueda aparecer la secuencia reordenada en la salida del desentrelazador
se puede calcular como:
D 2⋅G
Sw = =
(4)
k
k
En el ejemplo analizado, los valores son G=12, D=2.G=24 y Sw=6.
3.3.2. Entrelazador Forney para ISDB-Tb
En ISDB-Tb el entrelazado de bytes se aplica en cada capa jerárquica, con el objetivo de
incrementar la eficiencia de la codificación Reed-Solomon frente a los errores en ráfaga. Esto
permite que en el receptor, luego de la correspondiente decodificación, dichos errores queden
distribuidos de forma prácticamente aleatoria. El entrelazador Forney utilizado tiene los siguientes parámetros: A=17 y k=12 y su esquema completo puede verse en la Figura 9. Obsérvese
que A.k=17x12=204, cantidad de bytes correspondientes a 1 TSP. Es muy importante tener en
cuenta que el byte de sincronismo 47H ingresa al entrelazador por la vía 1 que no tiene memoria
y por lo tanto es enviado directamente a la salida, sin sufrir ningún tipo de retardo.
1
2
17 bytes
ENTRADA
AJUSTE
DE
RETARDO
3
SALIDA
34 bytes
...
12
...
270
187 bytes
Figura 9: Entrelazador Forney para ISDB-Tb (A=17 y k=12)
Aplicando a la ecuación (3) los parámetros de este entrelazador se tendrá:
(5)
G=
( ) = 17 × 12 ⋅ (12-1) = 1122 bytes
A ⋅ k k-1
2
2
Por lo tanto el retardo D es:
(6)
D = 2 ⋅ G = 2244 bytes
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
271
La cantidad de ciclos de conmutación de la llave será:
Sw =
(7)
D 2244
=
= 187
k
12
Y el retardo D, expresado en cantidad de TSP es:
(8)
D=
2244
= 11 TSP
204
3.4. Ajuste de retardo
La transmisión jerárquica permite especificar un conjunto de parámetros de transmisión
distintos para cada capa: número de segmentos NSc que conforman la capa, tasa de codificación
interna KI, y esquema de modulación bP. Por esta razón, existirán diferencias en los tiempos
requeridos para procesar las señales de cada capa. Es necesario tener en cuenta estas diferencias
(retardos) que, como se ha visto, aparecen en la etapa de entrelazado de bytes.
El ajuste de retardo permite la ecualización de los tiempos de tránsito binario de cada capa
jerárquica. El valor necesario de ecualización se ajusta únicamente en el lado del transmisor y
debe tener un valor adecuado para las configuraciones adoptadas, de forma tal que todos los
retardos, incluyendo el introducido por el proceso de entrelazado de bytes visto anteriormente,
se correspondan con un múltiplo entero de la duración de un cuadro OFDM.
En el capítulo correspondiente a Remultiplexor y flujo BTS, se vió la necesidad de hacer
este ajuste. Además se demostró que, dentro del período correspondiente a un cuadro OFDM,
cada segmento transporta una cantidad de bits de datos que corresponden a un número entero
N de paquetes TSP y en la Tabla 1 de ese capítulo se especificaron los valores de N necesarios
para cada configuración.
Es posible deducir el retardo adicional por entrelazado de bytes DAB que debe introducirse en cada capa jerárquica, partiendo de la cantidad N de paquetes TSP y de la tasa binaria
efectiva de la capa.
El tiempo de duración de un bit de datos es la inversa de la tasa binaria (flujo neto):
(9)
tb =
1 ⎡ seg ⎤
⎢ ⎥
R ⎣ bit ⎦
Por otro lado, la cantidad de bits de datos transportada por N TSP en una capa formada
por NSc segmentos es:
(10)
bSc = NSc x N x 188 x8
Se ha visto que el entrelazado produce un atraso constante D igual a 11 TSP. Además se
añadirá un retardo adicional, llamado ajuste de retardo por entrelazado de bytes DAB, que
también se expresará como un número entero de TSP. Entonces, el retardo total por entrelazado
de bytes DB medido en TSP, se puede escribir como:
272
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
DB = DA B + D
(11)
El equivalente en bits de datos para el retardo DB es:
bB = DB × 188 × 8
(12)
Teniendo en cuenta (10) y (12) el total neto de bits a procesar por la capa es:
(13)
bT = bSc + bB = (N Sc × N + DB ) × 188 × 8
El tiempo de procesamiento necesario para esta cantidad de bits en la capa es:
T = tb . bT =
(14)
1
.b
R T
Se propone que este tiempo de procesamiento sea múltiplo (el menor posible) de la duración de un cuadro OFDM (TF) y por lo tanto se puede escribir:
T = v ⋅ TF
(15)
Igualando las ecuaciones (14) y (15) en T:
v ⋅ TF =
(16)
1
.b
R T
La expresión de la tasa binaria neta para NSc segmentos es:
R = KO . K I .
(17)
bP .N Sc .L D
TS
Sustituyendo (13) y (17) en (16) se tendrá:
(18)
v ⋅ TF =
TS
K 0 ⋅ K I ⋅ bP ⋅ N Sc ⋅L D
(N
Sc
)
⋅ N + DB × 188 × 8
188
y que el período de cuadro OFDM es TF = 204 · TS ,
204
se llevan estos valores a la ecuación (18):
Teniendo en cuenta que K0 =
(19)
v ⋅ 204 ⋅ TS =
TS
188
188
⋅ K ⋅ b ⋅ N Sc ⋅L D
204 I P
(N
Sc
)
⋅ N + DB × 188 × 8
Simplificando y reordenado, la ecuación (19) queda de la siguiente forma:
(20)
⎛K ⋅b ⋅L ⎞
v ⋅ ⎜⎜ I P D ⎟⎟ ⋅N Sc = N Sc ⋅ N + DB
8
⎝
⎠
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
273
La expresión entre paréntesis es N, la cantidad de TSP por segmento y por cuadro que fue
determinada en el capítulo correspondiente a Remultiplexor y flujo BTS. Por lo tanto:
v ⋅ N Sc ⋅N = N Sc ⋅ N + DB
(21)
Despejando DB se tiene:
(
)
DB = N Sc ⋅ N ⋅ v − 1
(22)
Despejando el valor de ajuste DAB de la ecuación (11):
DA B = DB − D
(23)
Sustituyendo DB por su equivalente en (22) y recordando que D = 11, se obtiene finalmente:
(
)
DA B = N Sc ⋅ N ⋅ v − 1 − 11
(24)
La Tabla 1 del capítulo de Remultiplexor y flujo BTS demuestra que en cualquier caso
N > 11. Entonces, para que la expresión (24) tenga sentido, bastará con hacer v = 2 (el menor
entero posible) y en consecuencia el ajuste de retardo será:
DA B ⎡⎣TSP⎤⎦ = N × N Sc − 11
(25)
En la Tabla 4 se presentan todos los valores de ajuste de retardo DAB que surgen como
consecuencia de dar valores a N en la ecuación (25). Los valores de N se obtienen de la Tabla
1 del capítulo Remultiplexor y flujo BTS y se ordenan de manera análoga.
Modulación
QPSK/DQPSK (bP =2)
16-QAM (bP =4)
64-QAM (bP =6)
KI
1/2
2/3
3/4
5/6
7/8
1/2
2/3
3/4
5/6
7/8
1/2
2/3
3/4
5/6
7/8
Modo 1
Ajuste de retardo DAB
Modo 2
Modo 3
12 x NSc - 11
16 x NSc - 11
18 x NSc - 11
20 x NSc - 11
21 x NSc - 11
24 x NSc - 11
32 x NSc - 11
36 x NSc - 11
40 x NSc - 11
42 x NSc - 11
36 x NSc - 11
48 x NSc - 11
54 x NSc - 11
60 x NSc - 11
63 x NSc - 11
24 x NSc - 11
32 x NSc - 11
36 x NSc - 11
40 x NSc - 11
42 x NSc - 11
48 x NSc - 11
64 x NSc - 11
72 x NSc - 11
80 x NSc - 11
84 x NSc - 11
72 x NSc - 11
96 x NSc - 11
108 x NSc - 11
120 x NSc - 11
126 x NSc - 11
48 x NSc - 11
64 x NSc - 11
72 x NSc - 11
80 x NSc - 11
84 x NSc - 11
96 x NSc - 11
128 x NSc - 11
144 x NSc - 11
160 x NSc - 11
168 x NSc - 11
144 x NSc - 11
192 x NSc - 11
216 x NSc - 11
240 x NSc - 11
252 x NSc - 11
Tabla 4: Ajuste del valor de retardo DAB en número de TSP
274
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
3.4.1. Ejemplo de cálculo de retardos y valores de ajuste
Para comprender como funciona la ecualización de tiempos, se analizará el ejemplo de
un sistema de transmisión cuya configuración se consigna en la Tabla 5:
Parámetros generales
Modo
1
Relación Δ
¼
96
Portadoras de datos LD
315 μs
TS
64,26 ms
TF
Parámetros de las capas
Capa
Segmentos
Modulación
KI
A
NSA = 1
16-QAM (bp = 4)
3/4
B
NSB = 12
64-QAM (bp = 6)
7/8
Tabla 5: Configuración del sistema del ejemplo
a) Tasas de transmisión para cada capa:
R A (bps) = KO ⋅ K I ⋅
R B (bps) = KO ⋅ K I ⋅
bP ⋅ N SA ⋅ L D
TS
bP ⋅ N SB ⋅ L D
TS
=
188 3 4 × 1× 96
× ×
= 842.577,03 bps
204 4 315 × 10−6
=
188 7 6 × 12 × 96
× ×
= 17.694.117,65 bps
204 8 315 × 10−6
b) Tiempos de duración de bit:
t bA =
1
μs
= 1, 186835
RA
bit
t bB =
1
μs
= 0, 056516
RB
bit
c)
Cantidad de TSP por segmento y por cuadro (Tabla 1 del capítulo 7 Remultiplexor
y flujo BTS):
NA = 36
NB = 63
d) Cantidad de TSP para cada capa:
N TSP−A = N SA × 36 = 1× 36 = 36
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
275
N TSP−B = N SB × 63 = 12 × 63 = 756
e)
Cantidad de TSP a procesar por capa sin aplicación de ajuste de retardo:
DB−A = N TSP−A + D = 36 + 11 = 47
DB−B = N TSP−B + D = 756 + 11 = 767
f)
Cantidad equivalente en bits a procesar en cada capa:
bB−A = DB−A × 188 × 8 = 47 × 188 × 8 = 70.688
bB−B = DB−B × 188 × 8 = 767 × 188 × 8 = 1.153.568
g) Tiempo de procesamiento para cada capa:
t A = 1, 186835
μs
x 70.688 = 83,895 ms
bit
t B = 0, 056516
μs
x 1.153.568 = 65,195 ms
bit
Se verifica que las capas no coinciden temporalmente. Teniendo en cuenta que el período
de cuadro OFDM es de 64,26 ms, los retardos calculados son equivalentes aproximadamente
a 1,30 y 1,01 cuadros respectivamente.
h) Agregado de los ajustes de retardo dados por la Tabla 4:
DA B−A = 36 × N SA − 11 = 36 × 1− 11 = 25
DA B−B = 63 × N SB − 11 = 63 × 12 − 11 = 745
i)
Cantidad de TSP a procesar por capa con aplicación de ajuste de retardo:
DB−A = N TSP−A + D + DA B−A = 36 + 11+ 25 = 72
DB−B = N TSP−B + D + DA B−B = 756 + 11+ 745 = 1512
j)
Cantidad equivalente en bits a procesar en cada capa:
bB−A = DB−A × 188 × 8 = 72 × 188 × 8 = 108.288
bB−B = DB−B × 188 × 8 = 1512 × 188 × 8 = 2.274.048
k) Tiempos de procesamiento ecualizados:
t A = 1, 186835
μs
x 108.288 = 128,52 ms
bit
276
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
t B = 0, 056516
l)
v=
μs
x 2.274.048 = 128,52 ms
bit
Tiempos de procesamiento ecualizados, expresados en cantidad de cuadros
OFDM:
128,52
=2
64, 26
Luego de la ecualización el tiempo total de procesamiento es equivalente a la duración
de 2 cuadros OFDM completos.
3.5. Codificador convolucional
Después del entrelazado de bytes, los datos se someten a un nuevo proceso, llamado codificación convolucional. Cuando una señal es sometida a una operación lógica que se realiza
entre el valor o estado actual de la señal y un valor anterior de la misma obtenido por su retardo
en el tiempo, se produce lo que se conoce como convolución.
El codificador convolucional es un dispositivo compuesto por un registro de desplazamiento de n etapas y una serie de compuertas OR Exclusiva. El término “estado” utilizado en
el párrafo anterior, sugiere que el dispositivo irá cambiando su estado de acuerdo al valor de
la señal que se presente en la entrada del mismo en un determinado instante. Pero más importante aún, si se conoce la sucesión de los estados posibles que puede tener el dispositivo, podrá
deducirse como deberán ser los cambios de la señal. Esta característica es fundamental en los
sistemas de corrección FEC.
Para poder comprender su funcionamiento, se analizará un codificador convolucional
sencillo, formado por dos registros, tres compuertas y dos salidas, cuyo esquema se muestra
en la Figura 10. Cuando un codificador convolucional tiene una entrada y dos salidas se dice
que tiene relación de codificación 1:2 o 1/2.
SALIDA X
ENTRADA
1
2
SALIDA Y
Figura 10: Codificador convolucional
El método de análisis cuyos detalles se presentan en la Figura 12 es el siguiente: primero
se asignan todos los estados posibles a los dos registros (00, 01, 10 y 11). A continuación,
para cada uno de esos cuatro estados, se ingresa un 0 a la entrada del codificador y se calculan
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
277
los correspondientes valores de salida. Por último, se repite el procedimiento, pero esta vez
ingresando un 1 al dispositivo.
Cada vez que un bit aparece en la entrada, los bits contenidos en los registros se desplazan
hacia la derecha. Cuando un bit sale de un registro, su valor aparece en el terminal de entrada
de la puerta OR Exclusiva que se encuentre conectada a ese registro. En la Figura 12 a), las
flechas a la salida de cada registro señalizan la salida del bit que se encontraba almacenado
antes del cambio de estado, cuyos valores están colocados entre corchetes. Puede pensarse
que el bit b2 empuja al b1 y este ingresa al segundo registro, empujando a su vez al bit b0. Las
combinaciones posibles pueden verse en la Figura 12, desde la b) a la i).
Una vez determinados los valores de salida para cada uno de los cuatro estados y de
acuerdo al valor del bit de entrada, se puede completar la tabla de estados del codificador
convolucional y su diagrama asociado, tal como puede apreciarse en la Figura 11.
TABLA DE ESTADOS
0/00
E(t)
1/11
10
1/
0
0
00
1/01
0/
10
0/11
01
0/01
11
1/10
0
0
0
0
0
0
0
0
1
1
1
1
1
1
1
1
0
0
0
0
1
1
1
1
0
0
0
0
1
1
1
1
I
E(t+1)
0
x
1
x
0
x
1
x
x
0
x
1
x
0
x
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
0
1
X
Y
0
0
no permitido
1
1
no permitido
1
1
no permitido
0
0
no permitido
no permitido
1
0
no permitido
0
1
no permitido
0
1
no permitido
1
0
Figura 11: Tablas y diagrama de estados del codificador convolucional
La utilidad como FEC del codificador convolucional es evidente: no pueden producirse
cambios de estado arbitrarios y la presencia de un estado determinado dependerá del valor
actual y del anterior del flujo binario de entrada. En la tabla de estados puede verse claramente
que hay 8 estados no permitidos sobre 16 posibles. Por ejemplo: es imposible el paso del estado 00 al estado 01 sin haber pasado previamente por el estado 10. Si semejante condición
se presentara a la entrada del decodificador, el algoritmo de Viterbi realizaría la búsqueda del
camino más probable, corrigiendo el error.
278
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
b2
b1 + b2
X = b0 + (b 1 + b2 )
b1
[b i] estado anterior
bi
I = b2
estado actual
b2
[b1]
b1
[b0]
b0
Y = b 0 + b2
b2
a) Representación general de estados
0
0
0
I=0
0
[0]
X=0
0
0
[0]
I=1
0
0
0
I=0
0
[0]
X=1
I=0
0
[1]
X=1
I=0
0
[1]
1
1
0
1
0
1
[1]
X=0
1
[0]
0
X=0
1
[1]
I=1
0
e) Estado 11 / ingresa 0
Y=0
Y=1
1
h) Estado 10 / ingresa 1
1
[1]
1
X=0
0
[1]
Y=0
0
d) Estado 10 / ingresa 0
1
1
1
I=1
1
Y=1
1
g) Estado 01 / ingresa 1
1
[0]
0
1
0
1
[0]
0
0
1
Y=1
0
c) Estado 01 / ingresa 0
1
0
[0]
0
I=1
1
X=1
1
f) Estado 00 / ingresa 1
0
[1]
0
0
1
[0]
1
1
1
0
Y=0
0
b) Estado 00 / ingresa 0
0
1
1
0
1
1
1
[1]
1
Y=1
X=1
Y=0
1
i) Estado 11 / ingresa 1
Figura 12: Funcionamiento del codificador convolucional5
5
Walter FISCHER, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, Berlín, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009.
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
279
Si se tiene en cuenta que solo 1 de los 2n estados posibles puede presentarse en un determinado instante de tiempo, existe otra forma quizá más práctica de representar y visualizar
todas las transiciones posibles de un codificador convolucional: el diagrama de Trellis. Este
diagrama presenta tantas líneas horizontales como estados tenga el dispositivo y la cantidad
de divisiones verticales que resulten necesarias hasta que el esquema de transiciones posibles
se torne repetitivo. En la Figura 13 se muestra el diagrama de Trellis del codificador sencillo
utilizado en este desarrollo. Partiendo del estado 00 en t = t0 se van colocando flechas solo en
aquellas transiciones entre estados que estén permitidas. Puede verse claramente que a partir de
t = t2, el dispositivo ya tiene la posibilidad de ingresar en uno de los cuatro estados posibles y la
forma del diagrama comienza a repetirse de un instante a otro. Es importante comprender que,
independientemente de la cantidad de estados posibles que tenga un codificador, solo existen
dos caminos para salir de un estado y que dichos caminos solo dependen del valor del bit de
entrada en un determinado instante. En la Figura 13 a manera de ejemplo, se ha remarcado
con flechas más gruesas un camino posible.
0/00
00
0/11
1/11
1/11
01
0/10
10
0/01
1/01
1/10
11
t0
t1
t2
t3
t4
t5
t6
t7
t8
Tiempo
Figura 13: Diagrama de Trellis
El sistema ISDB-Tb utiliza el codificador convolucional cuyo esquema se muestra en la
Figura 14. Como puede verse, esta formado por 6 celdas de memoria de un bit, 8 compuertas
OR Exclusiva y 8 derivaciones (tomadas de las salidas de los registros). Por lo tanto tiene un
total de 26 = 64 estados y una relación de codificación 1/2.
280
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
SALIDA X
ENTRADA
1
2
3
4
5
6
SALIDA Y
Figura 14: Codificador convolucional de relación 1/2
Este codificador convolucional a menudo es incorrectamente llamado “Codificador
Viterbi”, debido a que con este nombre es conocido el algoritmo de decodificación que se
utiliza en el receptor. Como puede apreciarse, el flujo binario de entrada se combina mediante
compuertas OR Exclusiva con los valores binarios obtenidos en cada una de las derivaciones
colocadas en las salidas de las celdas del registro de desplazamiento.
El valor de cada bit de salida depende de 7 bits: el bit de entrada actual y 6 bits almacenados en las celdas del registro. Este parámetro (k = 7, o bien, longitud del registro de desplazamiento más 1) se conoce como “longitud de restricción”. Comúnmente, las derivaciones que
están conectadas a cada compuerta se indican con un 1 y el conjunto se especifica mediante
un vector generador. En la Figura 14, los vectores generadores son 1111001 para la salida X
(entrada y derivaciones 1, 2, 3 y 6) y 1011011 para la salida Y (entrada y derivaciones 2, 3,
5 y 6). Estos números binarios expresados en base octal son G1 = 171OCTAL y G2 = 133OCTAL
respectivamente.
Un codificador de relación ½ presenta una gran redundancia de datos (100%), facilitando
enormemente la corrección de errores cuando estos son aleatorios, pero en desmedro de la tasa
neta o efectiva, que se reduce a la mitad.
3.5.1. Punzonado6
Para poder tener cierto control de la velocidad de transmisión y manejar el grado de
redundancia deseado, las salidas del codificador convolucional se conectan a un bloque que
selecciona, de acuerdo a un patrón predeterminado llamado “punzonado”, solo una parte de
los datos presentes en las salidas X e Y, ordenándolos y convirtiéndolos en un flujo binario en
serie, tal como se puede apreciar en la Figura 15. La tasa de punzonado es uno de los parámetros
que pueden ajustarse de forma individual en cada capa jerárquica del sistema. Se pueden elegir
las siguientes tasas o relaciones identificadas por el coeficiente KI: 1/2, 2/3, 3/4, 5/6 y 7/8.
6
Alejandro DELGADO GUTIERREZ, Transmisión de señales de TV digital en el estándar terreno DVB-T,
Madrid, Departamento de Electromagnetismo y Teoría de Circuitos. Escuela Técnica Superior de Ingenieros de
Telecomunicación. Universidad Politécnica de Madrid, 2002.
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
281
SALIDA X
ENTRADA
CODIFICADOR
CONVOLUCIONAL SALIDA Y
BLOQUE DE
PUNZONADO
SALIDA SERIE
Figura 15: Codificador convolucional y bloque de punzonado
Los patrones de punzonado (bits eliminados) y las secuencias resultantes pueden verse
en la Figura 16:
KI
Flujo I de bits de entrada
b0
1/2
b1
2/3
b2
3/4
b4
5/6
7/8 b 6
Salidas X Y del codificador
b5
b4
b3
b3
b2
b2
b1
b1
b1
b0
b0
b0
b0
Punzonado
X1
X1
Y1
Y1
X1 X2
X1 X2
Y1 Y2
Y1 Y2
X1 X2 X3
X1 X2 X3
Y1 Y2 Y3
Y1 Y2 Y3
X1 X2 X3 X4 X5
X1 X2 X3 X4 X5
Y1 Y2 Y3 Y4 Y5
Y1 Y2 Y3 Y4 Y5
X1 X2 X3 X4 X5 X6 X7
X1 X2 X3 X4 X5 X6 X7
Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7
Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7
Salida serializada
X1 Y1
X1 Y1 Y2
X1 Y1 Y2 X3
X1 Y1 Y2 X3 Y4 X5
X1 Y1 Y2 Y3 Y4 X5 Y6 X7
Figura 16: Patrones de punzonado y secuencias de salida
El coeficiente KI indica el grado de redundancia de la secuencia transmitida. Por ejemplo,
para KI = ½, por cada bit de entrada se tendrán dos de salida, es decir se duplica la información
transmitida. En el otro extremo, cuando KI = 7/8 por cada 7 bits de entrada habrá 8 en la salida.
En consecuencia, la protección contra errores es menor para valores más altos del coeficiente KI,
pero la tasa binaria de transmisión neta aumenta. El valor adecuado en la práctica dependerá
de la robustez deseada frente al ruido y de la potencia de transmisión disponible.
Cabe preguntarse que sucede en el receptor con los bits que han sido eliminados durante
la transmisión. La respuesta en muy sencilla: durante el despunzonado, estos espacios normalmente se rellenan con ceros, que luego serán tratados como errores por el decodificador de
Viterbi. Este decodificador utiliza un algoritmo que permite reconstruir la secuencia binaria
correcta, siguiendo el camino más probable.
Para finalizar, es importante mencionar el efecto que genera el despunzonado, analizando
el proceso inverso de la Figura 16. Cuando se rellenan los espacios eliminados, se duplican
las cantidades de bits de las secuencias de entrada originales (secuencias antes del codificador
convolucional), retornando a lo que se conoce como “tasa-madre” cuya relación es igual a ½.
De este modo queda completamente justificado el análisis del receptor modelo, realizado en
el capítulo anterior.
282
CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL
BIBLIOGRAFÍA
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C
A
P
Í
T
U
L
O
9
MODULACIÓN (A)
1. INTRODUCCIÓN
Las etapas de modulación del sistema ISDB-Tb incluyen varios bloques, cuyas descripciones detalladas resultan relativamente extensas. A su vez, algunos de estos bloques reciben
cierta información auxiliar y de control necesaria para el correcto funcionamiento del modulador. Por estas razones, el estudio completo de la cadena de modulación ha sido dividido
en dos capítulos, llamados Modulación (A) y Modulación (B). En el presente (sección A) se
analizan el entrelazado de bits, las unidades de mapeo, la combinación de los flujos binarios
de cada capa en una única señal serie y los bloques de entrelazado de tiempo y de frecuencia.
La sección B está dedicada a la construcción del cuadro OFDM, la obtención de la señal compleja en el dominio del tiempo por aplicación de la IFFT, la inserción del intervalo de guarda
y la modulación I-Q. El capítulo dedicado a pilotos, señales de control y señales auxiliares se
presentará antes de abordar los temas de la sección B, pues resulta necesario para entender la
conformación del cuadro OFDM.
La Sección A de la cadena de modulación del transmisor ISDB-Tb, está compuesta por
los bloques de procesamiento que se muestran en la Figura 1.
283
284
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
SEÑALES DE CONTROL
AJUSTE
DE
RETARDO
ENTRELAZADO
DE BITS
MAPEO
(QPSK-16QAM64QAM-DQPSK)
AJUSTE
DE
RETARDO
COMBINADOR
JERÁRQUICO
A la etapa de
ENTRELAZADO conformación
de cuadro
DE
FRECUENCIA
(inter-intra
segmentos)
ENTRELAZADO
DE TIEMPO
Figura 1: Bloques de la etapa de modulación (Sección A)
2. ENTRELAZADO DE BITS
Tal como ocurrió en los procesos de codificación de canal, primero es necesario analizar
el funcionamiento del entrelazado de bits para luego poder comprender el ajuste de retardo y
sus parámetros asociados. En la Figura 2 se muestra el esquema empleado para el entrelazado
de bits en ISDB-Tb, que como puede apreciarse, tiene muchas similitudes con el entrelazador
Forney de bytes. De acuerdo al esquema de modulación empleado, la cantidad de líneas necesarias a la salida del divisor de bits será: 2 para QPSK y DQPSK, 4 para 16-QAM y 6 líneas
para 64-QAM, enviándose un bit en cada una de ellas.
b´1
b1
b2
ENTRADA
b 1 ,b 2 ,b 3 …bP
DIVISOR
DE BITS
b3
...
Flujo binario
serie
AJUSTE
DE
RETARDO
bP
A
b´2
...
2A
b´3
...
(P - 1)A
...
b´P
Figura 2: Conversión serie-paralelo y entrelazado de bits
Como puede verse en la Figura 2, todos los bits con excepción del primero, experimentan
un retardo que se expresa en bits y viene dado por la siguiente expresión:
(1)
(
)
Dg = g − 1 ⋅ A
Donde 1≤ g ≤P, es g un número entero. Los bits de salida (retardados) se identifican
como bg´.
Independientemente del esquema de modulación utilizado, la línea correspondiente al
último bit bP siempre tiene un retardo máximo de 120 bits. Esto significa que:
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
(
285
)
DP = P − 1 ⋅ A = 120
(2)
El funcionamiento del sistema es análogo al entrelazado de bytes estudiado en el capítulo
de codificación de canal y por lo tanto resultan válidas las expresiones correspondientes a la
cantidad de celdas de memoria necesarias y al retardo introducido (con la única salvedad de
que aquí se emplea P en lugar de k):
G=
(3)
(
)
A ⋅ P⋅ P −1
2
(
)
D = 2⋅G = A ⋅ P⋅ P −1
(4)
Empleando las expresiones (2), (3) y (4) se puede construir la Tabla 1, donde se muestran
los valores de A (unidad de memoria), G (memoria total) y D (retardo introducido) correspondiente a cada uno de los esquemas de modulación posibles:
Modulación
P
A
G
D
2
120
120
240
16-QAM
4
40
240
480
64-QAM
6
24
360
720
QPSK - DQPSK
Tabla 1: Valores de A, G y D para los entrelazadores de bits
Finalmente, en la Figura 3 pueden verse las configuraciones de los entrelazadores de bits
para cada uno de los esquemas de modulación.
286
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
b1
a)
QPSK
DQPSK
ENTRADA
AJUSTE
DE
RETARDO
DIVISOR
DE BITS
b´1
b2
120
b1
b2
ENTRADA
b) 16-QAM
AJUSTE
DE
RETARDO
DIVISOR
DE BITS
b´1
b´2
40
b3
b´3
80
b4
120
b1
b2
b3
ENTRADA
c) 64-QAM
AJUSTE
DE
RETARDO
DIVISOR
DE BITS
b4
b5
b6
b´2
b´4
b´1
b´2
24
b´3
48
b´4
72
96
120
b´5
b´6
Figura 3: Configuración de los entrelazadores de bits para cada esquema de modulación
2.1. Ajuste de retardo
Al especificar distintos parámetros de modulación para cada capa (número de segmentos
asignados por capa NSc, esquema de modulación bP y relación de codificación convolucional
KI), existirán diferencias en los tiempos de procesamiento de las señales una vez realizado el
entrelazado de bits.
Se hace necesario un nuevo ajuste de retardo para permitir la ecualización de los tiempos
de tránsito de los bits de cada capa jerárquica. Todas las ecualizaciones se ajustan únicamente
en el transmisor y sus valores responden a las configuraciones adoptadas.
Superada la etapa de codificación convolucional ya no es conveniente hablar de TSP,
porque a todos los bits que forman los paquetes de 204 bytes se les ha incorporado un cierto
grado de redundancia que depende de la relación de codificación elegida (KI, que puede valer
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
287
1/2, 2/3, 3/4, 5/6 y 7/8). A partir del entrelazado de bits y del mapeo I/Q, la unidad de información más conveniente es el símbolo, pues este es el elemento con el cual se modulará a cada una
de las portadoras, previa definición de las correspondientes constelaciones. Por lo tanto, se
transfieren a cada portadora símbolos de bP bits dentro de un período de tiempo TS (duración
del símbolo OFDM).
En este caso entonces, se debe procurar que todos los retardos, incluyendo el introducido
por el proceso de entrelazado de bits, se correspondan con un múltiplo entero de la duración
de un símbolo OFDM.
Para calcular el tiempo de duración de un bit, a partir de este punto se deberá tener en
cuenta todo el flujo binario, es decir, los bits de datos (flujo neto) más los bits correpondientes
a los códigos de protección RS y convolucional. Se denominará tasa bruta Rb a la correspondiente al flujo total de bits (con KO = 1 y KI = 1):
(5)
Rb =
bP ⋅ L D ⋅ N Sc
TS
La inversa de la tasa es igual al tiempo o duración de bit:
(6)
tb =
1
Rb
⎡ seg ⎤
⎢ ⎥
⎣ bit ⎦
De acuerdo a (4), el entrelazado de bits produce un atraso constante proporcional a bP
y A (unidad de memoria). De manera análoga a lo estudiado en el proceso de entrelazado de
bytes, el retardo total Db introducido por el entrelazado de bits se puede escribir de la siguiente
manera:
(7)
(
)
Db = DA b + bP ⋅ bP − 1 ⋅A
Donde DAb es el valor de ajuste necesario que se deberá introducir.
El total de bits que se deberán procesar en esta etapa, para cada una de las capas es:
(8)
bT = bSc + Db = (bP ⋅ L D ⋅ N Sc + Db )
Donde:
s bSc cantidad de bits transportada por una capa de NSc segmentos
s bP número de bits por símbolo (esquema de modulación)
s LD número de portadoras destinadas a la transmisión de datos en cada segmento
s NSc cantidad de segmentos que integran la capa
El tiempo de procesamiento necesario para todos estos bits es:
(9)
T = t b ⋅bT =
1
.b
Rb T
288
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
Se propone que este tiempo sea un múltiplo entero (el menor posible) de la duracíón de
un símbolo OFDM (TS), por lo cual se puede escribir:
T = v ⋅ TS
(10)
Igualando las ecuaciones (9) y (10) en T:
v ⋅ TS =
(11)
1
⋅b
Rb T
Sustituyendo (5) y (8) en (11) se tendrá:
v ⋅ TS =
(12)
TS
bP ⋅ L D ⋅ N Sc
(bP ⋅ L D ⋅ N Sc + Db )
Simplificando y reordenado, la ecuación (12) queda de la siguiente forma:
(
)
bP ⋅ L D ⋅ N Sc ⋅ v − 1 = Db
(13)
Despejando DAb en la ecuación (7) y sustituyendo el valor de Db por su equivalente
encontrado en (13), se llega a la siguiente expresión:
(
(
)
)
DA b = bP ⋅ L D ⋅ N Sc ⋅ v − 1 − bP ⋅ bp − 1 ⋅ A
(14)
Para que la expresión (14) tenga sentido, debe ser v = 3 (el menor entero posible) y en
consecuencia:
(
)
DA b = 2 ⋅ bP ⋅ L D ⋅ N Sc − bP ⋅ bP − 1 ⋅A
(15)
En la Tabla 2 se presentan todos los valores del ajuste de retardo DAb que surgen como
consecuencia de dar valores a bP, LD y A en la ecuación (15). Los valores de A se obtienen de
la Tabla 1.
Modulación
Ajuste de retardo DAb
Modo 1
Modo 2
Modo 3
384 x NSc - 240
768 x NSc - 240
1536 x NSc - 240
16-QAM (bP =4)
768 x NSc - 480
1536 x NSc - 480
3072 x NSc - 480
64-QAM (bP =6)
1152 x NSc - 720
2304 x NSc - 720
4608 x NSc - 720
QPSK/DQPSK (bP =2)
Tabla 2: Valores del ajuste de retardo DAb en bits
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
289
3. MAPEO DE BITS
En el capítulo 2 de este libro se estudiaron con todo detalle las técnicas de modulación
digital, haciendo hincapié en QPSK, DQPSK, 16-QAM y 64-QAM. También se analizaron
los procesos de mapeo de bits y la necesidad de normalizar las señales a potencia media unitaria. Se recomienda al lector repasar los conceptos vistos en ese capítulo, pues se utilizarán
en este apartado.
Un aspecto importante a tener en cuenta, que con frecuencia solo queda reflejado de
manera implícita en algunos tratados, es que en ISDB-Tb el procesamiento de los flujos binarios de datos es completamente digital hasta la etapa final del transmisor (normalmente hasta
el modulador IQ, que se encarga de combinar los flujos digitales generados por el bloque de
transformada inversa rápida de Fourier ó IFFT). Esto significa que las etapas de mapeo de
bits cumplen solamente con esta función y que no se trata de moduladores QPSK o QAM
completos es decir, no hay en esta etapa, moduladores balanceados, sumadores I-Q y mucho
menos osciladores de subportadora. Estas últimas funciones son ejecutadas, de una manera
no convencional, por la IFFT.
3.1. Mapeo DQPSK
El mapeo de bits para DQPSK asociado a su constelación y la correspondiente unidad de
mapeo pueden verse en la Figura 4. En el capítulo 2 se vio que la codificación diferencial impone
el uso de un circuito de lógica secuencial, debido a que las salidas I(t+1) y Q(t+1) dependen
tanto del estado anterior de las mismas, es decir I(t) y Q(t), como del valor actual de los bits
de entrada. El almacenamiento de los estados anteriores se consigue con la ayuda de celdas de
retardo (flip-flops tipo D), que deberán ser activadas con un pulso de reloj coincidente con el
tiempo útil de símbolo TU.
Q
b´2
RETARDO TU
10
00
I(t)
I(t+1)
11
01
I
b´1
b´1
b´2
GENERADOR
DE FASE
DIFERENCIAL
Q(t+1)
Q(t)
RETARDO TU
Figura 4: Constelación, mapeo de bits y unidad de mapeo para DQPSK
290
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
3.2. Mapeo QPSK
El mapeo correspondiente a QPSK es trivial, pues solo consiste en encaminar el bit b´1
hacia la salida I y el bit b´2 hacia la salida Q. En cuanto a su constelación, es totalmente coincidente con DQPSK.
3.3. Mapeos 16-QAM y 64-QAM
La constelación y la correspondiente unidad de mapeo para 16-QAM pueden verse en la
Figura 5. Luego del entrelazado, los bits impares son agrupados y encaminados hacia el bloque
que los ordena en serie, conformando la salida I. Un procedimiento similar se aplica a los bits
pares, que son encaminados hacia la salida Q.
El proceso de mapeo para 64-QAM es completamente similar al caso anterior. En la
Figura 6 se muestran la constelación y la unidad de mapeo para este esquema.
1000
Q
b´2 , b´4
1010
0010
0000
b´1
1001
1011
0011
0001
I
1101
1100
1111
1110
0111
0110
0101
0100
b´1 , b´3
b´2
b´3
b´4
b´ 1
b´ 3
b´ 2
b´ 4
Figura 5: Constelación, mapeo de bits y unidad de mapeo para 16-QAM
PARALELO
SERIE
I
PARALELO
SERIE
Q
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
Q
291
b’2, b’4, b’6
100000 100010 101010 101000 001000 001010 000010 000000
100001 100011 101011 101001 001001 001011 000011 000001
b´1
b´1
b´2
b´3
b´3
b´5
110100 110110 111110 111100 011100 011110 010110 010100 b’ , b’ , b’
1
3
5
b´4
b´2
110101 110111 111111 111101 011101 011111 010111 010101
b´5
b´4
b´6
b´6
100101 100111 101111 101101 001101 001111 000111 000101
100100 100110 101110 101100 001100 001110 000110 000100
I
110001 110011 111011 111001 011001 011011 010011 010001
PARALELO
SERIE
I
PARALELO
SERIE
Q
110000 110010 111010 111000 011000 011010 010010 010000
Figura 6: Constelación, mapeo de bits y unidad de mapeo para 64-QAM
4. ORDENAMIENTO Y NOMENCLATURA DE LOS SÍMBOLOS
La salida del bloque de mapeo produce símbolos complejos de la forma I – Q o bien,
utilizando notación de números complejos S = i + jq. En las etapas siguientes del transmisor,
estos símbolos serán sometidos a los entrelazados de tiempo y de frecuencia, que no es otra cosa
que una distribución aleatoria de ellos tanto en el tiempo como en la frecuencia, eliminando su
consecutividad en ambas dimensiones. Esto es: dos símbolos consecutivos no modulan a sus
correspondientes portadoras al mismo tiempo y tampoco utilizan portadoras adyacentes.
Los procesos mencionados, que se estudiarán con todo detalle más adelante, hacen
recomendable el empleo de una notación que permita identificar la posición de cada símbolo
en el tiempo y en la frecuencia. En este apartado se estudia la nomenclatura normalizada que
se emplea para este fin.
En los capítulos introductorios de este libro, se presentaron algunos diagramas tridimensionales amplitud-tiempo-frecuencia con el objetivo de ayudar a una mejor comprensión de los
conceptos presentados. A los fines de simplificación, se eliminará la dimensión de amplitud,
con lo cual los símbolos pueden representarse tal como se muestra en la Figura 7:
292
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
TIEMPO
FRECUENCIA
Figura 7: Diagrama tiempo – frecuencia, mostrando la disposición de símbolos
Antes de aplicar los entrelazamientos de tiempo y de frecuencia, los símbolos1 aparecerán
de manera consecutiva en frecuencia (desde la portadora de frecuencia más baja hacia la de
mayor frecuencia) y también en forma sucesiva en el tiempo. Esta construcción se realiza segmento por segmento para cada uno de los 13 que componen la señal ISDB-Tb. En el siguiente
paso, se podrán eliminar los círculos que representan a los símbolos y comenzar a refererirse
a ellos mediante la nomenclatura normalizada que se muestra en la Figura 8:
S
Subíndice
identificador
de frecuencia
i, j, k
Subíndice
identificador del
símbolo OFDM
(tiempo)
Subíndice
identificador
de segmento
0 ≤ i ≤ (96 x 2M-1) - 1 (M = modo)
0 ≤ j ≤ 203
0 ≤ k ≤ 12
Figura 8: Nomenclatura para la identificación de símbolos de datos
1
N de los A: A menos que se indique lo contrario, la palabra “símbolo” hace referencia a los símbolos de datos que
modulan a las portadoras, a diferencia del término “símbolo OFDM” introducido en el capítulo 4.
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
293
Aplicando esta forma de notación y recordando que un cuadro OFDM se compone de
una sucesión de 204 símbolos OFDM, en la Figura 9 se representa la estructura de símbolos
correspondientes a un segmento (el segmento k-ésimo) para un cuadro en el modo 1.
TIEMPO
S
0,203,k
S
S
1,203,k
..............
S 95,203,k
2,203,k
... ... ...
... .... ..
... .... ..
... .... ..
S 0,2,k
S 1,2,k
S 2,2,k
..............
S 95,2,k
S 0,1,k
S 1,1,k
S 2,1,k
..............
S 95,1,k
S 0,0,k
S 1,0,k
S 2,0,k
..............
S 95,0,k
FRECUENCIA
Figura 9: Arreglo de los símbolos de datos para un segmento en un cuadro (Modo 1)
Es sencillo deducir que un segmento en el Modo 1 contiene un total de 19584 símbolos de
datos (96 x 204) dentro de un cuadro OFDM, en tanto que para los modos 2 y 3 los símbolos
de datos serán 39168 y 78336 respectivamente.
5. COMBINADOR JERÁRQUICO
Cuando los bits de datos codificados correspondientes a cada capa jerárquica han sido
mapeados, estos se transforman en símbolos, es decir pares ordenados complejos I-Q de
acuerdo al esquema de modulación empleado (DQPSK, QPSK, 16-QAM o 64-QAM). Hasta
la etapa de mapeo inclusive, el proceso de cada capa ha sido realizado siguiendo tres caminos
diferentes, es decir, en paralelo.
Los símbolos de datos se deben ordenar en forma ascendente por capas jerárquicas (A, B
y C) y en forma ascendente por segmentos (0, 1, 2,…12), dando lugar a un símbolo OFDM. El
combinador jerárquico cumple la función de realizar este ordenamiento, asignando símbolos
a los segmentos en función de la configuración adoptada para las distintas capas.
En la Figura 10 puede verse el ordenamiento ascendente de los símbolos de datos dentro
de cada segmento.
294
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
0
1
S 0, j, 4
2
3
S 1, j, 4
S 2, j, 4
4
5
6
S 3, j, 4
7
SL
8
9
10
11
12
D-1, j, 4
Figura 10: Ordenamiento ascendente de símbolos por segmento
La asignación y el ordenamiento de segmentos sigue un esquema de prioridad que tiene
en cuenta el empleo o no del servicio de recepción parcial y los esquemas de modulación (sincrónica y diferencial) y es el siguiente:
s El segmento cero se destina al servicio de recepción parcial, siempre que este se utilice,
y conforma la capa A. Si no fuera así, será el primer segmento de la capa A cuando
esta tenga más de un segmento.
s El siguiente grupo de segmentos constituye la capa B y tiene prioridad sobre la capa C
cuando se utiliza modulación diferencial. Si no se utilizara este esquema de modulación,
no habrá diferencias de prioridad entre las capas B y C.
s Los segmentos restantes forman la capa C y deben ser ocupados solo por la capa con
modulación sincrónica, en el caso de existir una capa con modulación diferencial.
La distribución de segmentos de acuerdo a este ordenamiento puede verse en la Figura 11:
A
0
B
1
2
3
4
Segmento de la
capa jerárquica A
C
5
6
7
8
9
10
11
12
Tiempo
Figura 11: Ordenamiento ascendente de segmentos por capas jerárquicas
Segmento de la
capa jerárquica B
(prioritaria para
DQPSK)
Segmento de la
capa jerárquica C
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
295
La Figura 12 muestra el esquema general del combinador jerárquico. Los símbolos I-Q
son almacenados en memorias de acceso aleatorio (RAM) y son cíclicamente leídos a una tasa
igual a la frecuencia de muestreo de la IFFT (fIFFT), por lo cual en la salida del combinador
jerárquico se producirá la unificación de los tres flujos binarios correspondientes a las capas
A, B y C en uno solo flujo de símbolos I-Q que respeta el ordenamiento antes mencionado.
0
1
IA
Conmuta 1 posición por
cada símbolo generado
para la Capa A
QA
.
.
.
LDA-1
0
1
.
.
.
0
LDA-1
1
I
0
1
IB
Conmuta 1 posición por
cada símbolo generado
para la Capa B
.
.
.
LDC -1
.
.
.
LDB-1
0
Conmuta a la frecuencia
de muestreo de la IFFT
(f IFFT)
RAM
1
QB
.
.
.
0
LDB-1
1
Q
0
1
IC
Conmuta 1 posición por
cada símbolo generado
para la Capa C
.
.
.
LDC-1
.
.
.
LDC-1
0
1
QC
.
.
.
LDC-1
Figura 12: Combinador jerárquico
Resulta evidente que al realizar la lectura de las distintas posiciones de memoria a una
frecuencia fIFFT, se producirá la conversión de velocidad. Debe notarse que siendo fIFFT la
frecuencia de conmutación de la llave (o lo que es lo mismo, de muestreo de las celdas de la
296
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
RAM) es en este bloque donde aparece por primera vez la relación temporal necesaria entre
los símbolos de datos I-Q y las portadoras a las cuales estos serán asignados.
Los pares ordenados I-Q correspondientes a una determinada capa son almacenados en
unidades de memoria. De acuerdo al modo elegido, cada segmento tiene 96, 192 o 384 símbolos de datos, cifra que es igual a LD (cantidad de portadoras de datos). A su vez, cada capa
estará formada por una cantidad de segmentos que vendrá dada por NSc, debiendo verificarse
que NSA + NSB + NSC = 13. Por lo tanto, la configuración de la memoria RAM de símbolos del
combinador dependerá del modo elegido y del número de segmentos por capa.
En la Figura 13 se representan todos los elementos que determinan la configuración del
combinador para una determinada capa. Para simplificar, los vínculos necesarios para I y Q se
representan de manera unifilar, esto se indica con la ayuda de dos pequeñas líneas cruzadas. En
una implementación real, la transferencia de datos se realiza por multiplexación sobre buses
con un número acotado de circuitos.
.
.
.
0
1
2
SEGMENTO 1
RAM
I-Q
.
.
.
.
.
.
SEGMENTO 2
RAM
LD -1
0
1
2
.
.
.
LD -1
LD -1
0
1
2
0
1
2
0
1
2
.
.
.
LD -1
SEGMENTO k
RAM
LD -1
0
1
2
.
.
.
LD -1
.
.
.
.
.
.
Figura 13: Combinador jerárquico (detalle de los elementos de una capa)
I-Q
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
297
5.1. Retardo de sincronismo de cuadro OFDM
Con el objetivo de mantener la relación entre el cuadro OFDM y los flujos binarios de
cada capa luego de realizada la combinación de los mismos, es necesario retardar la sincronización del cuadro OFDM. El concepto de sincronización de cuadro se introdujo en el capítulo
dedicado a la codificación del canal y está dado por el símbolo que transporta la portadora
cero del segmento cero, repitiéndose cada 204 símbolos.
Sincronización de
cuadro OFDM
Sincronización
retardada
A
S 1A
S 2A
S 3A
S 4A
1
2
B
S 1B
S 2B
S 3B
S 4B
S 1A
S 1B
C
S 1C
S 2C
S 3C
S 4C
S 1C
S 2A
S 2B
Combinador
Figura 14: Retardo de la sincronización de cuadro OFDM
En la Figura 14 puede verse el resultado de la combinación de los flujos de las capas jerárquicas. Se deduce que para mantener la “alineación” temporal de los símbolos dentro del cuadro
OFDM, es necesario que el retardo de la sincronización sea igual a dos símbolos OFDM.
Dado que la extensión temporal del cuadro múltiplex (arreglo de paquetes TSP en el
BTS) es exactamente igual a la duración del cuadro OFDM, el receptor puede generar la
sincronización para el flujo de datos a partir de la referencia de sincronización del cuadro.
Es importante aclarar que en realidad el sistema no procesa ni transmite ninguna señal de
sincronismo de cuadro; se trata simplemente de una referencia temporal que debe establecerse en el sistema de transmisión para poder asociar cada uno de los símbolos al cuadro
correspondiente.
6. ENTRELAZADOS DE TIEMPO Y DE FRECUENCIA
La codificación del canal empleando las técnicas de entrelazado de bytes, codificación
convolucional y entrelazado de bits permiten introducir diversidad, elemento que resulta de
fundamental importancia para la recepción en servicio móvil. Para que la codificación de canal
tenga además una ganancia extra por diversidad, la amplitud del desvanecimiento o fading no
debe estar correlacionada a los símbolos transmitidos. La correlación puede evitarse separando
físicamente las señales correspondientes a símbolos consecutivos.
Los bits correspondientes a símbolos consecutivos pueden estar relacionados entre sí por
el código útilizado y en consecuencia no deberían ser transmitidos en posiciones físicamente
cercanas. Para los códigos de bloque, los bits estarán relacionados por el código si son parte de
298
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
la misma palabra, mientras que para la codificación convolucional, esta relación existirá solo
si la separación entre bits es varias veces mayor que la longitud de restricción (esta longitud es
igual a 7 en ISDB-Tb).
Una primera forma de separación entre símbolos consecutivos puede realizarse en la
dimensión del tiempo, concepto que se conoce como “entrelazado de tiempo” (aunque quizás
sería más apropiado llamarlo “dispersión en el tiempo”).
En los capítulos iniciales, se ha visto que un canal radioeléctrico con multiplexación
OFDM puede ser caracterizado en las dimensiones tiempo-frecuencia. Por lo tanto existe una
manera adicional de separar los símbolos, distribuyéndolos sobre frecuencias no adyacentes,
lo que se conoce como “entrelazado de frecuencia”. La Figura 15 muestra ambas técnicas
aplicadas simultáneamente a un grupo de símbolos consecutivos, consiguiendo de este modo
la decorrelación en tiempo y en frecuencia.
Frecuencia
S7
S8
S7
S5
S8
S6
S6
S5
Símbolos
codificados
S1
S3
S4
S3
S4
S2
S0
S1
S0
S2
Tiempo
Figura 15: Entrelazado de tiempo y de frecuencia de símbolos consecutivos
6.1. Entrelazado de tiempo
Se analizará en primer lugar el funcionamiento del entrelazado de los símbolos en el tiempo y
posteriormente se determinarán los ajustes de retardo adicionales que deberán introducirse.
El objetivo que se persigue con el entrelazado temporal es aumentar la robustez contra
el desvanecimiento o fading en la recepción móvil y mitigar las interferencias provocadas por
el ruido impulsivo, mediante la dispersión en el tiempo de los símbolos de datos. Este meca-
299
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
nismo actúa fundamentalmente frente a los impulsos y cambios de nivel de la señal, debido a
su característica de presentarse durante períodos relativamente cortos de tiempo.
La longitud o “profundidad” del entrelazamiento temporal (denominada I) puede ser
seleccionada dentro de un conjunto de valores preestablecidos y pueden asignarse valores
diferentes de I para cada capa jerárquica. Debe tomarse nota de esta última posibilidad, pues
no resulta evidente cuando se analizan los diagramas en bloque del sistema, debido a que en
esta parte del procesamiento las capas ya han sido combinadas.
El esquema de entrelazado de tiempo empleado por ISDB-Tb es de tipo convolucional y
con ello se ha buscado minimizar los retardos de tiempo y la cantidad de memoria necesaria.
Una vez que las capas jerárquicas han sido combinadas en el combinador jerárquico, se inicia
el mecanismo de entrelazado de símbolos, operando por separado sobre los flujos I y Q de
acuerdo al esquema de la Figura 16. Para facilitar su interpretación, los vínculos necesarios
para I y Q se representan de manera unifilar, indicándose esto con la ayuda de dos pequeñas
líneas cruzadas. Como puede apreciarse, el entrelazador está formado por 13 bloques iguales,
uno para cada segmento. El proceso se aplica únicamente sobre los símbolos de datos.
ENTRADA
AJUSTE DE RETARDO
.
.
.
Conmuta a la
frecuencia de
muestreo fIFFT
.
.
.
I-Q
LD-1
0
1
2
LD-1
SEGMENTO 1
LD-1
.
.
.
.
.
.
0
1
2
0
1
2
SEGMENTO 0
0
1
2
0
1
2
LD-1
SEGMENTO 12
LD-1
0
1
2
LD-1
.
.
.
Conmuta a la
frecuencia de
muestreo fIFFT
.
.
.
SALIDA
I-Q
.
.
.
LD=96 x 2M-1, donde M es el modo
Figura 16: Entrelazador temporal
Los pares ordenados complejos I-Q pertenecientes a cada símbolo QAM de un mismo
segmento ingresan en el bloque correspondiente. Cada segmento tendrá 96, 192 o 384 símbolos
de datos y en consecuencia el mismo número de pares I-Q. Esta cantidad viene dada por LD.
En la Figura 17 puede verse el detalle de uno cualquiera de los bloques del entrelazador
temporal. Esta formado por LD unidades de retardo (buffer) una por cada símbolo de datos.
300
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
0
1
2
.
.
.
LD-1
I.m 0
0
I.m 1
1
I.m 2
2
.
.
.
LD-1
I.mL
D-1
Figura 17: Detalle de los elementos de un bloque
El valor del retardo se mide en cantidad de símbolos y, de acuerdo, con la norma viene
dado por la expresión:
(16)
DSi = I.mi
Donde:
s DSi es el valor del retardo para el símbolo i
s I es la longitud o profundidad del entrelazado
(17)
m i = ⎡⎣5⋅ i⎤⎦ mod 96
0 ≤ i ≤ 95
Modo 1
0 ≤ i ≤ 191
Modo 2
0 ≤ i ≤ 383
Modo 3
Si bien el concepto es sencillo, el factor mi presenta algunas dificultades para su interpretación y correcta aplicación práctica en los cálculos. La expresión [5.i] mod 96 es una forma
abreviada de indicar el resto del cociente entre [5.i] y 96. Un sencillo algoritmo permite calcular
fácilmente el valor de mi :
(18)
⎛
⎞
⎡5⋅ i⎤ mod 96 = 5⋅ i − Entero ⎜ 5 ⋅ i ⎟ × 96
⎣ ⎦
⎝ 96 ⎠
⎛ 5⋅ i ⎞
La función Entero ⎜
⎟ es la parte entera de ese cociente. Con este algoritmo la expresión
⎝ 96 ⎠
(16) queda:
(19)
⎛
⎞
⎛ 5⋅ i ⎞
⎟ × 96 ⎟⎟ ⋅ I
DDSiSi = ⎜⎜ 5.i − Entero ⎜
⎝ 96 ⎠
⎝
⎠
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
301
Por ejemplo, tomando el símbolo número 14 se tiene:
i = 14
m i = ⎡⎣5 × 14⎤⎦ = 70
DS
14
= 70 · I
En cambio, si se desea calcular el retardo para el símbolo 87 se tendrá:
⎛
⎞
⎛ 5 × 87 ⎞
D
DS8S7 = ⎜⎜ 5 × 87 − Entero ⎜
× 96 ⎟⎟ ⋅ I
⎟
87
⎝ 96 ⎠
⎝
⎠
(
(
)
)
D
DS8S87
= 435 − Entero 4,53 × 96 ⋅ I
7
(
)
D
DS8S87
= 435 − 4 × 96 ⋅ I
7
D
DS8S87
=51⋅ I
7
La Tabla 3 muestra los resultados del cálculo de mi para un segmento completo en el
Modo 1 (96 símbolos complejos I - Q). Esta tabla se repite periódicamente cada 96 símbolos,
es decir que para los modos 2 y 3 bastará con reiterarla 2 y 4 veces respectivamente, cambiando
solamente el valor del subíndice i.
i
mi
i
mi
i
mi
i
mi
i
mi
0
0
1
5
20
4
39
3
58
2
77
1
2
10
21
9
40
8
59
7
78
6
3
15
22
14
41
13
60
12
79
11
4
20
23
19
42
18
61
17
80
16
5
25
24
24
43
23
62
22
81
21
6
30
25
29
44
28
63
27
82
26
7
35
26
34
45
33
64
32
83
31
8
40
27
39
46
38
65
37
84
36
9
45
28
44
47
43
66
42
85
41
10
50
29
49
48
48
67
47
86
46
11
55
30
54
49
53
68
52
87
51
12
60
31
59
50
58
69
57
88
56
13
65
32
64
51
63
70
62
89
61
302
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
i
mi
i
mi
i
mi
i
mi
i
mi
14
70
33
69
52
68
71
67
90
66
15
75
34
74
53
73
72
72
91
71
16
80
35
79
54
78
73
77
92
76
17
85
36
84
55
83
74
82
93
81
18
90
37
89
56
88
75
87
94
86
19
95
38
94
57
93
76
92
95
91
Tabla 3: Determinación de los valores de mi para un segmento en Modo 1
6.1.1. Determinación de la longitud o profundidad del entrelazado
En servicio móvil, la variancia temporal del canal esta asociada a la dispersión por efecto
Doppler, debido a la velocidad de desplazamiento del receptor respecto al transmisor. Una forma
de interpretar este fenómeno es a través de un modelo donde el vehículo se desplaza a través
de un patrón espacial de interferencia. En el capítulo dedicado a Propagación, se estudiarán
estos conceptos con mayor detenimiento.
Para poder caracterizar el comportamiento de un canal radioeléctrico en el tiempo, se
utiliza un concepto denominado tiempo de coherencia tC, que es una medida estadística del
tiempo durante el cual la respuesta impulsiva del canal se mantiene esencialmente invariante, y
permite de este modo cuantificar su similaridad en diferentes momentos. Dicho de otra manera,
el tiempo de coherencia es el intervalo dentro del cual dos señales que llegan al receptor tienen
altas probabilidades de mostrar correlación de sus amplitudes.
Se dice que un canal presenta desvanecimientos lentos (slow fading) cuando el tiempo
de duración del símbolo es menor o igual que el tiempo de coherencia. En cambio, cuando la
duración del símbolo es mayor que el tiempo de coherencia, el canal presenta desvanecimientos
rápidos (fast fading). Este último distorsiona la señal que alcanza al receptor en un momento
dado.
El tiempo de coherencia es el recíproco de los valores de dispersión de frecuencias por
efecto Doppler, es decir son inversamente proporcionales.
La frecuencia Doppler se puede calcular mediante la ecuación:
fD =
(20)
υ
λ
Donde:
s υ = velocidad de desplazamiento del receptor móvil en m/s.
s λ = longitud de onda a la frecuencia de operación considerada, es decir λ = c / f
Por lo tanto, el tiempo de coherencia tC resulta:
(21)
tC =
1 λ
c
= =
fD υ υ ⋅ f
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
303
Del análisis de la ecuación (21), se desprende que la velocidad del receptor móvil y la
frecuencia de operación son las que determinarán si una señal estará sometida a desvanecimientos lentos o rápidos.
Para los sistemas de comunicación digital, empíricamente se ha determinado que el tiempo
de coherencia puede ser aproximado mediante la siguiente expresión:
tC =
(22)
0, 423
fD
Por otro lado, de acuerdo con la ecuación (16) y la Tabla 3, el retardo relativo máximo
para un símbolo es:
DSmáx =95⋅ I
(23)
Teniendo en cuenta el tiempo útil del símbolo, el valor máximo del retardo en términos
absolutos es:
(24)
t Dmáx =95⋅ I ⋅ TU
Para deducir los valores que puede asumir la profundidad I, se iguala el retardo máximo
en términos absolutos dado por (24) con el tiempo de coherencia (22):
(25)
95⋅ I ⋅ TU =
0, 423
fD
Despejando I se obtiene:
(26)
I=
0, 423
95 ⋅ TU ⋅ fD
Claramente, los límites de I dependerán del rango de frecuencias Doppler y del modo
utilizado (tiempo útil de símbolo). Considerando el modo 3 (TU = 1008 μs), la ecuación (26)
se puede transformar en:
(27)
4, 4
4, 4
≤ I ≤
fDmín
fDmáx
Para canales altos y velocidades del receptor móvil de unos 100 km/h, las frecuencias
Doppler estan en el orden de los 100 Hz, haciendo que el primer término de la desigualdad
sea prácticamente cero. En cuanto al límite superior, de manera arbitraria puede fijarse una
frecuencia Doppler de 1 Hz (que correspondería, por ejemplo, a Canal 7 -174 MHz - y una
velocidad de desplazamiento de 6 km/h). Por lo tanto (27) queda:
(28)
0 ≤ I ≤ 4, 4
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
Conviene adoptar como límite I = 4 y duplicar su valor cada vez que se reduce a la mitad
el tiempo útil de símbolo (modos 1 y 2). En la Tabla 4 se muestran los valores máximos de I
para cada modo.
Modo 1
Modo 2
Modo 3
TU
252 μs
504 μs
1008 μs
I
16
8
4
Tabla 4: Valores máximos de I para cada modo
Es conveniente que la profundidad del entrelazado I se ajuste dentro de ciertos límites
y tal como ocurre con otros parámetros del sistema, se ha establecido un conjunto reducido
de valores discretos y normalizados. En la Tabla 5 se muestran los valores de la profundidad
del entrelazado I.
Modo 1
Modo 2
Modo 3
0
0
0
4
2
1
8
4
2
16
8
4
I
Tabla 5: Valores normalizados de I para cada modo
En la Figura 18 se muestra la disposición de los símbolos de datos de un segmento en el
modo 1 (96 símbolos), aplicando un valor de I = 0. Como puede apreciarse, no existe retardo
en ninguno de ellos, lo cual significa que en el momento de la modulación todos los símbolos
se aplicarán a las portadoras de manera simultánea.
Tiempo
304
Atraso
(en cantidad
de símbolos)
Nº de
símbolo
0
20
40
60
80
95 100
Figura 18: Segmento en modo 1, sin entrelazado temporal (I = 0)
La Figura 19 en cambio, muestra la posición en el tiempo de los símbolos de datos del
mismo segmento, con aplicación de una longitud de entrelazado temporal I = 8. Los retardos
que se aplican a cada símbolo surgen de multiplicar por 8 a cada uno de los valores de mi que
han sido consignados en la Tabla 3. A su vez, en la Figura 20 puede verse un ejemplo para el
modo 2, con el mismo valor de I.
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
305
Tiempo
Atraso
(en cantidad
de símbolos)
800
760
700
600
500
400
300
200
100
Nº de
símbolo
20
40
39
58
60
77
80
100
Tiempo
Figura 19: Entrelazado temporal para un segmento en Modo 1 (I = 8)
Atraso
(en cantidad
de símbolos)
800
700
600
500
400
300
200
100
Nº de
símbolo
20
40
60
80
100
120
140
Figura 20: Entrelazado temporal para un segmento en Modo 2 (I = 8)
160
180
200
306
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
6.1.2. Ajuste de retardo
El entrelazado temporal en transmisión y el posterior desentrelazado introducen retardos
en los tiempos de procesamiento de la señal. Además, como es posible especificar distintos
valores de I para cada capa jerárquica, resulta necesario introducir un nuevo ajuste de retardo
para cada una de ellas.
Dado que un cuadro OFDM está formado por 204 símbolos OFDM, debe procurarse
que el atraso total (entrelazado más ajuste) sea igual a un número entero de cuadros:
Dt = DS max + DA t = 95⋅ I + DA t = v ⋅ 204
(29)
Donde:
s Dt retardo total por entrelazado de tiempo
s DSmax retardo máximo de símbolo (corresponde a los símbolos 19, 115, 211 y 307)
s DAt ajuste de retardo por entrelazado de tiempo
Despejando el valor de ajuste de la ecuación (29), se tiene:
DA t = v ⋅ 204 − 95⋅ I
(30)
El valor de v debe ser igual a un múltiplo entero (el menor posible) del número de símbolos
que compone un cuadro ODFM, o lo que es lo mismo, la cantidad de cuadros. La expresión
(30) solo tiene sentido si el valor resultante para el ajuste es positivo.
En la Tabla 6 se presentan todos los valores de ajuste de retardo DAt y cantidad total v de
cuadros retardados que surgen como consecuencia de dar valores a I en la ecuación (30).
Modo 1
Modo 2
Modo 3
I
Total de
cuadros
retardados
Ajuste
DAt
I
Total de
cuadros
retardados
Ajuste
DAt
I
Total de
cuadros
retardados
Ajuste
DAt
0
0
0
0
0
0
0
0
0
4
2
28
2
1
14
1
1
109
8
4
56
4
2
28
2
1
14
16
8
112
8
4
56
4
2
28
Tabla 6: Valores de ajuste de retardo por entrelazado de tiempo
6.2. Entrelazado de frecuencias
A los fines de proveer una mayor robustez al sistema, el estándar ISDB-Tb introduce
además un esquema de entrelazamiento de frecuencias, que actúa frente a las interferencias
sobre las portadoras y también contra los efectos de las trayectorias múltiples.
Antes de continuar, es interesante aclarar la esencia del concepto de “entrelazamiento
de frecuencias”, ya que la terminología empleada puede inducir a ciertos errores de inter-
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
307
pretación. En estas etapas del procesamiento de la señal, lo que realmente se está haciendo
es permutar las posiciones de los símbolos Si,j,k de acuerdo a los valores de los índices i y k
(índices de frecuencia y segmento). Recién a partir de la IFFT aparecerán las portadoras, que
ocupan posiciones fijas y perfectamente determinadas en el espectro. En definitiva: son los
símbolos que modularán a estas portadoras los que previamente se distribuyen o dispersan
sobre frecuencias no adyacentes, eliminando la consecutividad en esta dimensión. En lo que
sigue, se hará referencia a símbolos en lugar de frecuencias, ya que en opinión de los autores
resulta conceptualmente más claro.
Las técnicas de entrelazado de símbolos son:
s Entrelazado de símbolos entre segmentos (inter-segmentos): se aplica a todos los segmentos excepto si se prevé el uso de recepción parcial (“one-seg”), en cuyo caso este
tipo de entrelazado no se aplica al segmento Nº 0.
Importante: Cuando se emplean simultáneamente modulación diferencial (DQPSK)
y modulaciones sincrónicas (QPSK, 16-QAM o 64-QAM), el proceso de entrelazado
de símbolos inter-segmentos debe realizarse únicamente entre segmentos que empleen
el mismo tipo de modulación. Por ejemplo, si la capa B emplea “p” segmentos con
modulación DQPSK y la capa C usa “q” segmentos con modulación 64-QAM, entonces se entrelazan los “p” segmentos diferenciales por un lado y los “q” segmentos
sincrónicos por otro.
s Entrelazado de símbolos dentro del segmento (intra-segmento): se aplica de manera
independiente a cada uno de los segmentos (incluyendo el segmento Nº 0) y consiste
en dos operaciones:
o Rotación de símbolos (la rotación es nula en el segmento Nº 0).
o Aleatorización de símbolos.
La Figura 21 muestra un esquema con todos los procesos de entrelazamiento de símbolos
que se acaban de describir.
ENTRELAZADOS INTRA-SEGMENTO
SEGMENTO DE
RECEPCIÓN PARCIAL
ENTRADA
ENCAMINAMIENTO DE
SÍMBOLOS SEGÚN
CONFIGURACIÓN DE
CAPAS
DQPSK
ENTRELAZADO
DE SÍMBOLOS
INTER-SEGMENTOS
ALEATORIZACIÓN
DE SÍMBOLOS
ROTACIÓN DE
SÍMBOLOS
ALEATORIZACIÓN
DE SÍMBOLOS
ROTACIÓN DE
SÍMBOLOS
ALEATORIZACIÓN
DE SÍMBOLOS
QPSK / 16-QAM / 64-QAM
ENTRELAZADO
DE SÍMBOLOS
INTER-SEGMENTOS
Figura 21: Procesos de entrelazamiento de símbolos
SALIDA A
CONFORMACIÓN
DE CUADRO OFDM
308
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
6.2.1. Entrelazado de símbolos entre segmentos
En general, las técnicas de entrelazado se pueden clasificar en dos tipos: Por un lado,
está el entrelazado convolucional, que se aplica fundamentalmente sobre flujos continuos de
datos y presenta ventajas en cuanto a su performance. Esta es la técnica empleada en ISDB-Tb
para el entrelazado de bytes y de bits. Por otro lado se tiene el entrelazado de bloques, que se
utiliza cuando los datos pueden ser divididos u organizados en bloques o matrices y es más
sencillo de implementar.
En la Figura 22 pueden verse dos segmentos consecutivos que emplean el mismo tipo de
modulación. Como puede apreciarse, la disposición de los símbolos en cada segmento responde
a una organización matricial, lo cual hace posible el empleo de la técnica de entrelazado de
bloque. Debido a que el proceso de entrelazamiento entre segmentos se realiza sobre el eje de
las frecuencias (sucesión de símbolos para un mismo valor de j), las matrices se construyen
sucesivamente para cada valor de j de todos los segmentos que se van entrelazar.
Tiempo
j
Segmento k
...
S 0,0,k S 1,0,k
Grupo a
entrelazar
(mismo valor
de j)
Segmento k + 1
SL
D -1,0,k
...
S 0,0,k+1 S 1,0,k+1
SL
Frecuencia
i
D -1,0,k+1
Figura 22: Segmentos consecutivos con el mismo tipo de modulación
Un entrelazador de bloque E(k,i) puede ser visto como un conjunto de dos matrices
compuesto por celdas de memoria organizadas en filas y columnas, no siendo necesario que
k=i . Los datos se escriben en la primera matriz, completando una por una las filas, siendo cada
una de ellas la sucesión de símbolos Si,j,k correspondiente a un segmento. La matriz contiene
tantas filas k como segmentos se necesiten entrelazar y tantas columnas i como símbolos de
datos tengan los segmentos. El primer símbolo del primer segmento ocupa la celda superior
izquierda y es el primer símbolo que se lee para comenzar a escribir la matriz de salida, pero
esta vez avanzando por columnas, tal como se puede apreciar en la Figura 23
309
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
LD - 1
0
LD- 1
0
i
0
i
0
1
1
2
2
n-1
n-1
k
k
a)
b)
Figura 23: Entrelazador de bloque a) Matriz de entrada y b) Matriz de salida
Es importante comprender que el entrelazado entre segmentos no se trata de una simple
transposición de la matriz E(i,k). El algoritmo es el siguiente:
s Construir la matriz de entrada de k filas por i columnas (k x i). Esta matriz se construye
avanzando por filas, cada una en correspondencia con la totalidad de símbolos de
un segmento para un mismo valor de j (tiempo). Habrá tantas filas como segmentos
deban entrelazarse.
s La matriz (k x i) se almacena en una memoria.
s Construir la matriz de salida (k x i), avanzando columna por columna. Las columas
se forman de manera continua, colocando en ella los símbolos que sucesivamente se
van leyendo desde las filas de la matriz de entrada.
s La conformación definitiva de los segmentos para cada valor de j luego del entrelazado
entre segmentos, se extrae desde las filas de la matriz de salida.
Para facilitar la comprensión de este algoritmo, en la Figura 24 se muestra un ejemplo
sencillo del proceso de entrelazamiento, aplicado a tres segmentos consecutivos formados por
ocho símbolos cada uno.
i
i
S0
S1
S2
S3
S4
S5
S6
S7
S0
S3
S6
S9
S12
S15
S18
S21
S8
S9
S10
S 11
S 12
S 13
S 14
S15
S1
S4
S7
S10
S13
S16
S19
S22
S16
S17
S18
S 19
S 20
S 21
S 22
S23
S2
S5
S8
S11
S14
S17
S20
S23
a)
k
b)
k
Figura 24: a) Matriz de entrada y b) Matriz de salida del ejemplo
310
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
La nomenclatura de los símbolos es bastante compleja como para escribir las matrices
genéricas con todos los subíndices necesarios. La Figura 25, muestra una matriz para n segmentos en el Modo 1:
S 2, j, 0
...
S 95, j, 0
S 0, j, 1
S 1, j, 1
S 2, j, 1
...
S 95, j, 1
S 0, j, 2
S 1, j, 2
S 2, j, 2
...
S 95, j, 2
S 1, j, n-1
S 2, j, n-1
...
S 95, j, n-1
S 0, j, n-1
n = número de segmentos
a entrelazar
...
S 1, j, 0
. ..
S 0, j, 0
Figura 25: Matriz de símbolos correspondientes a n segmentos (Modo 1)
Al observar con detenimiento la Figura 25, se podrá ver que es posible simplificar la
escritura de la matriz eliminando j, cuyo valor es el mismo para todos los símbolos y colocar
un nuevo y único subíndice correlativo, tal como se hizo en el ejemplo de la Figura 24. Este
subíndice es válido solamente para los “n” segmentos que se van a entrelazar, es decir no es
igual a i. Concretamente, S0 es el primer símbolo del primer segmento a entrelazar y no necesariamente debe coincidir con el primer símbolo del segmento cero. Esta notación simplificada
puede verse en la Figura 26.
S1
S2
...
S 95
S 96
S 97
S 98
...
S 191
S 192
S 193
S 194
...
S 287
S 96(n-1)+1
S 96(n-1)+2
...
S 96(n-1)+95
...
S 96(n-1)
n = número de segmentos
a entrelazar
. ..
S0
Figura 26: Matriz de símbolos para n segmentos con subíndices simplificados (Modo 1)
El algoritmo matricial necesario para realizar el entrelazado de símbolos entre segmentos
en el Modo 1 puede verse en la Figura 27:
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
...
S 95n+0
...
S
S 2n+2
...
S
S 2n+(n-1)
...
S
S 0n+1
S 1n+1
S
S 0n+2
S 1n+2
S 1n+(n-1)
2n+0
2n+1
95n+1
95n+2
S 0n+(n-1)
n = número de segmentos
a entrelazar
...
S 1n+0
. ..
S 0n+0
311
S
95n+(n-1)
Figura 27: Algoritmo matricial de entrelazado de frecuencias entre segmentos (Modo 1)
Finalmente, la Figura 28 muestra el algoritmo matricial válido para los tres modos.
Como ya se mencionó, el entrelazado de frecuencias entre segmentos no se aplica al segmento
0 cuando se prevé la prestación del servicio de recepción parcial.
S 0n+0
S 1n+0
S 2n+0
...
S (LD-1)n+0
S 0n+1
S 1n+1
S 2n+1
...
S (L
S 0n+2
S 1n+2
S 2n+2
...
S
S 1n+(n-1)
S 2n+(n-1)
...
D-1)n+1
n = número de segmentos
a entrelazar
...
...
S 0n+(n-1)
(LD-1)n+2
S
(LD-1)n+(n-1)
Figura 28: Algoritmo de entrelazado de símbolos entre segmentos para los tres modos
6.2.2. Entrelazado de símbolos dentro del segmento
El bloque siguiente realiza dos procesos: rotación de símbolos y aleatorización de símbolos
(según el eje i de las frecuencias). A continuación se analizarán ambas técnicas.
6.2.2.1. Rotación de símbolos
El concepto de rotación es relativamente sencillo y su esquema se muestra en la Figura 29.
Como puede verse, los símbolos se desplazan desde la izquierda hacia la derecha. Dependiendo
de la magnitud del desplazamiento (que es función del número de segmento k), los símbolos que
ocupan las posiciones correspondientes a las frecuencias más bajas, pasan a ocupar las frecuencias más altas, mientras que los de mayor frecuencia se desplazan hacia las más bajas. De esta
manera, la agrupación de símbolos describe un “giro o rotación” en sentido antihorario.
312
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
Tiempo
j
Segmento k
...
Frecuencia
i
Figura 29: Esquema conceptual de la rotación de símbolos dentro del segmento
Para evitar el empleo de una notación complicada, es conveniente denominar S´i,j,k a los
símbolos que han sido afectados por el entrelazado de frecuencias entre segmentos, S”i,j,k a los
que resultan de la rotación y SAi,j,k a los símbolos que han sido aleatorizados. Entonces:
Entrelazados
inter-segmentos
Si, j, k
Aleatorización
de símbolos
Rotación de
símbolos
S'i, j, k
SAi, j, k
S''i, j, k
Teniendo en cuenta esta consideración, el algoritmo de rotación de símbolos dentro del
segmento para el Modo 1 es el siguiente:
S´0, j, k
S´1, j, k
S [k]mod96, j, k
S”[k+1]mod96, j, k
S´2, j, k
S”[k+2]mod96, j, k
...
S´95, j, k
...
S”[k+95]mod96, j, k
Figura 30: Algoritmo de rotación de símbolos dentro del segmento (Modo 1)
La expresión [k+i] mod 96 es la notación abreviada de resto del cociente entre [k+i] y 96.
El algoritmo para calcular el subíndice i es:
(31)
⎛i+ k⎞
i = i + k − Entero ⎜
⎟×96
⎝ 96 ⎠
(
)
Por ejemplo, si se desea calcular la nueva posición del símbolo S´89,j,k perteneciente al
segmento 11 luego de la rotación de símbolos, el valor del subíndice i será:
313
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
⎛ 89 + 11 ⎞
i = 89 + 11 − Entero ⎜
⎟ × 96
⎝ 96 ⎠
(
)
i=4
S´89,j,k = S"4,j,k
Por último, en la Figura 31 se muestra el algoritmo de rotación de símbolos válido para
los tres modos. Deberá tenerse presente que k es el número del segmento sometido al proceso
de rotación.
S´0, j, k
S”[k] modL
S´1, j, k
S”[k+1] modL
D, j, k
...
S´2, j, k
S”[k+2] modL
D, j, k
...
D, j, k
S´(LD-1), j, k
S”[k+(L
D-1)] modLD, j, k
Figura 31: Algoritmo de rotación de símbolos para los tres modos
6.2.2.2. Aleatorización de símbolos
La aleatorización de símbolos es el último mecanismo de entrelazado al que se somete
cada segmento. En este caso, el procedimiento se basa en la aplicación de tablas con valores
predeterminados, cuya distribución es completamente aleatoria. En las páginas siguientes se
muestran estas tablas.
S”i,j,k
0
7
8
9
10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23
SA
80 93 63 92 94 55 17 81
6
51
9
i,j,k
1
2
3
4
5
6
85 89 65 52 15 73 66 46 71 12 70 18 13
S”i,j,k
24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47
SA
95 34
i,j,k
1
38 78 59 91 64
0
28 11
4
45 35 16
7
48 22 23 77 56 19
8
36
S”i,j,k
48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71
SA
39 61 21
i,j,k
3
26 69 67 20 74 86 72 25 31
5
49 42 54 87 43 60 29
2
76 84
S”i,j,k
72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95
SA
83 40 14 79 27 57 44 37 30 68 47 88 75 41 90 10 33 32 62 50 58 82 53 24
i,j,k
Tabla 7: Aleatorización de símbolos para el Modo 1
314
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
S”i,j,k
0
1
2
5
6
7
8
SA
i,j,k
98
35
67 116 135 17
5
93
S”i,j,k
24
25
26
27
28
30
31
34
35
SA
175 36
28
78
47 128 94 163 184 72 142
S”i,j,k
48
50
51
52
SA
105 97
i,j,k
i,j,k
49
3
4
29
54
55
15
16
17
73 168 54 143 43
74 165 48
37
69 154 150 107 76 176 79
32
36
37
40
41
2
86
14 130 151 114 68
46 183 122 112 180 42
59
60
61
66
56
33
12
13
14
38
68
46
23
47
94
95
89
67
45
22
57
88
65
44
21
19
87
64
43
20
89 125 139 24
86
63
42
19
33 134 177 84 170 45 187 38 167 10 189 51 117 156 161 25
82
62
39
18
71
81
58
11
70
80
57
10
69
75
53
9
S”i,j,k
72
73
74
76
77
78
79
83
84
85
90
91
92
SAi,j,k
71
39
77 191 88
85
0
162 181 113 140 61
75
82 101 174 118 20 136
3
121 190 120 92
93
S”i,j,k
96
97
98
99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119
SAi,j,k 160 52 153 127 65
60 133 147 131 87
22
58 100 111 141 83
49 132 12 155 146 102 164 66
S”i,j,k 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143
SAi,j,k
1
62 178 15 182 96
80 119 23
6
166 56
99 123 138 137 21 145 185 18
70 129 95
90
S”i,j,k 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167
SAi,j,k 149 109 124 50
11 152
4
31 172 40
13
32
55 159 41
8
7
144 16
26 173 81
44 103
S”i,j,k 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191
SAi,j,k
64
9
30 157 126 179 148 63 188 171 106 104 158 115 34 186 29 108 53
91 169 110 27
59
19
23
Tabla 8: Aleatorización de símbolos para el Modo 2
S”i,j,k
0
1
9
10
11
SA
i,j,k
62
13 371 11 285 336 365 220 226 92
56
46 120 175 298 352 172 235 53 164 368 187 125 82
S”i,j,k
24
25
34
35
SAi,j,k
5
45 173 258 135 182 141 273 126 264 286 88 233 61 249 367 310 179 155 57 123 208 14 227
S”i,j,k
48
49
SA
100 311 205 79 184 185 328 77 115 277 112 20 199 178 143 152 215 204 139 234 358 192 309 183
i,j,k
26
50
74
3
27
51
75
4
28
52
76
5
29
53
S”i,j,k
72
SA
81 129 256 314 101 43
i,j,k
73
2
77
6
30
54
78
7
31
55
79
8
32
56
80
33
57
81
58
82
59
83
12
36
60
84
13
37
61
85
14
38
62
86
15
39
63
87
16
40
64
88
17
41
65
18
42
66
43
67
20
44
68
92
21
45
69
93
22
46
70
94
47
71
89
90
91
95
97 324 142 157 90 214 102 29 303 363 261 31
22
52 305 301 293 177
315
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
S”i,j,k
96
SA
i,j,k
116 296 85 196 191 114 58 198 16 167 145 119 245 113 295 193 232 17 108 283 246 64 237 189
S”i,j,k
120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143
SAi,j,k
128 373 302 320 239 335 356 39 347 351 73 158 276 243 99
S”i,j,k
144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167
SA
210 149 383 337 339 151 241 321 217 30 334 161 322 49 176 359 12 346 60
i,j,k
97
98
99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119
38 287
3
330 153 315 117 289 213
28 229 265 288 225
S”i,j,k
168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191
SA
i,j,k
382 59 181 170 319 341 86 251 133 344 361 109 44 369 268 257 323 55 317 381 121 360 260 275
S”i,j,k
192 193 194 195 196 197 198 199 200 201 202 203 204 205 206 207 208 209 210 211 212 213 214 215
SAi,j,k
190 19
S”i,j,k
216 217 218 219 220 221 222 223 224 225 226 227 228 229 230 231 232 233 234 235 236 237 238 239
SA
160 278 377 216 236 308 223 254 25
i,j,k
63
18 248
9
240 211 150 230 332 231 71 255 350 355 83
87 154 218 138 269 348 130
98 300 201 137 219 36 325 124 66 353 169 21
35 107 50
S”i,j,k
240 241 242 243 244 245 246 247 248 249 250 251 252 253 254 255 256 257 258 259 260 261 262 263
SA
106 333 326 262 252 271 263 372 136
i,j,k
0
366 206 159 122 188
6
284 96
26 200 197 186 345 340
S”i,j,k
264 265 266 267 268 269 270 271 272 273 274 275 276 277 278 279 280 281 282 283 284 285 286 287
SAi,j,k
349 103 84 228 212
S”i,j,k
288 289 290 291 292 293 294 295 296 297 298 299 300 301 302 303 304 305 306 307 308 309 310 311
SA
23 171 65 281 24 165
i,j,k
2
67 318
8
1
74 342 166 194 33
68 267 111 118 140 195 105 202 291 259
94 222 331 34 238 364 376 266 89
80 253 163 280 247
4
362 379
S”i,j,k
312 313 314 315 316 317 318 319 320 321 322 323 324 325 326 327 328 329 330 331 332 333 334 335
SA
290 279 54
i,j,k
78 180 72 316 282 131 207 343 370 306 221 132
7
148 299 168 224 48
47 357 313
S”i,j,k
336 337 338 339 340 341 342 343 344 345 346 347 348 349 350 351 352 353 354 355 356 357 358 359
SAi,j,k
75 104 70 147 40 110 374 69 146 37 375 354 174 41
S”i,j,k
360 361 362 363 364 365 366 367 368 369 370 371 372 373 374 375 376 377 378 379 380 381 382 383
SA
380 162 297 327 10
i,j,k
93
32 304 307 312 15 272 134 242 203 209
42 250 156 338 292 144 378 294 329 127 270 76
Tabla 9: Aleatorización de símbolos para el Modo 3
95
91 244 274 27
51
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
6.2.2.3. Combinación de los efectos de entrelazado temporal, rotación y
aleatorización
Los efectos producidos por la rotación y la aleatorización de símbolos se hacen muy
visibles cuando se los combina simultáneamente con el entrelazado temporal. Para mayor
sencillez, las explicaciones se realizarán utilizando el Modo 1.
Se considerará inicialmente el segmento número cero, dado que no resulta afectado por
la rotación de símbolos y solamente se le aplica la aleatorización. Si no se aplica entrelazado
temporal (es decir I=0), la aleatorización simplemente hace que los símbolos permuten sus posiciones. El resultado puede verse en la Figura 32, donde el símbolo 0 pasa a ocupar la posición
80, éste pasa al lugar 30, el símbolo 40 va a la posición 48 y así sucesivamente, de acuerdo con
los valores de la Tabla 7.
Tiempo
316
Atraso
(en cantidad
de símbolos)
Nº de
símbolo
0
20
30
48
40
60
80
95
Figura 32: Aleatorización de símbolos en el segmento Nº 0 sin entrelazado de tiempo (I = 0)
Si ahora se aplica entrelazado temporal, con profundidad I=8 por ejemplo, los símbolos
que previamente han sido dispersados en el tiempo son sometidos luego al efecto de la aleatorización. Esta acción combinada produce un efecto mucho más notable, tal como puede verse
en la Figura 33. Resulta claro que la robustez será mayor, debido a la apariencia prácticamente
estocástica de la distribución de símbolos.
Atraso
(en cantidad
de símbolos)
Atraso
(en cantidad
de símbolos)
800
800
700
700
600
600
500
500
400
400
300
300
200
200
100
Nº de 100
símbolo
20
40
60
a)
80
100
Nº de
símbolo
20
40
60
80
b)
Figura 33: a) Entrelazado de tiempo y b) aleatorización de símbolos (segmento 0)
100
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
317
Para poder visualizar con más claridad el aspecto de los símbolos aleatorizados, en la
Figura 34 se reproduce a mayor escala la Figura 33 b).
Atraso
(en cantidad
de símbolos)
800
700
600
500
400
300
200
100
Nº de
símbolo
20
40
60
80
100
Figura 34: Ampliación de escala de la Figura 33 b)
A continuación se estudiarán los efectos que produce la rotación, considerando el segmento
número cinco, al cual también se le aplica un entrelazado temporal de profundidad I=8. Para
k = 5 la aplicación del algoritmo de rotación arroja el resultado de la Figura 35:
S´0, j, 5
S´1, j, 5
S´2, j, 5
...
S´91, j, 5
...
S´95, j, 5
S” 5, j, 5
S” 6, j, 5
S” 7, j, 5
...
S” 0, j, 5
...
S” 4, j, 5
Figura 35: Rotación de símbolos para el segmento número 5
En la Figura 36 puede verse el efecto producido por la acción combinada de la rotación
más la aleatorización de los símbolos en el segmento número 5.
318
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
Atraso
(en cantidad
de símbolos)
Atraso
(en cantidad
de símbolos)
800
800
700
700
600
600
500
500
400
400
300
300
200
200
100
Nº de 100
símbolo
20
40
60
80
100
Nº de
símbolo
20
40
60
80
100
b)
a)
Figura 36: a) Entrelazado de tiempo más rotación y b) aleatorización de símbolos (segmento 5)
A priori podría parecer que no existen diferencias significativas entre los resultados obtenidos en la Figura 33 b) y en la Figura 36 b). Sin embargo, la diferencia es muy importante: las
“nubes” de símbolos aleatorizados son distintas. En la Figura 37 se presentan las dos “nubes”
de símbolos obtenidas, a los efectos de facilitar la comparación.
Atraso
(en cantidad
de símbolos)
Atraso
(en cantidad
de símbolos)
800
800
700
700
600
600
500
500
400
400
300
300
200
200
100
100
Nº de
símbolo
20
40
60
a)
80
100
Nº de
símbolo
20
40
60
80
100
b)
Figura 37: a) Aleatorización del segmento 0 y b) aleatorización del segmento 5
Para finalizar, solo resta por responder acerca del porqué de este proceder. La respuesta es
sencilla: si se desea que la señal tenga la mayor apariencia estocástica posible, no tendría sentido
aplicar el mismo patrón de aleatorización en todos los segmentos. Tampoco sería razonable
desarrollar 13 juegos de tablas de aleatorización diferentes, con 3 tablas para cada segmento
y cada modo, pues se necesitarían 13 x 3 = 39 tablas en total. La rotación de símbolos previa a
la aleatorización simplifica este problema, que se resuelve definiendo solamente 3 tablas.
CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A)
319
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C
A
P
Í
T
U
L
O
10
PILOTOS, SEÑALES DE
CONTROL Y AUXILIARES
1. INTRODUCCIÓN
En este capítulo se estudiarán con detalle las características de los pilotos, señales de
control y auxiliares empleados por el sistema ISDB-Tb:
s Pilotos Dispersos (SP)
s Piloto Continuo (CP)
s Canal de Control de Configuración de Transmisión y Multiplexación (TMCC)
s Canal Auxiliar (AC1)
La parte final está dedicada al análisis de las formas de encaminamiento de la información
de control y auxiliar hacia el modulador ISDB-Tb, mediante el flujo BTS. En este capítulo solo
se considera el uso de las modulaciones sincrónicas (QPSK, 16-QAM y 64-QAM), que admiten
únicamente el canal auxiliar (AC1).
2. REFERENCIA Wi
Los pilotos, el TMCC y el canal auxiliar emplean una referencia de fase denominada Wi,
que es igual al bit de salida entregado por un generador de secuencia binaria pseudo aleatoria
(PRBS) cuya longitud total es de 11 bits. La secuencia PRBS a partir de la cual se extrae la re-
321
322
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
ferencia Wi se genera mediante el circuito de la Figura 1, siendo su correspondiente polinomio
generador G(x)= x11 + x9 + 1.
b0
b1
b2
b3
b4
b5
b6
b7
b8
b9
b10
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
SALIDA W
i
PRBS
Figura 1: Generador de PRBS para pilotos dispersos (SP)
El subíndice i corresponde al número de portadora a la cual se asigna el bit de salida
generado por el circuito anterior. Los valores iniciales b0 a b10 con los cuales se cargan los 11
registros de desplazamiento del generador dependen del modo empleado y se presentan en la
Tabla 1.
b0 b1 b2 b3 b4 b5 b6 b7 b8 b9 b10
Segmento
Modo 1
Modo 2
Modo 3
11
11111111111
11111111111
11111111111
9
11011001111
01101011110
11011100101
7
01101011110
11011100101
10010100000
5
01000101110
11001000010
01110001001
3
11011100101
10010100000
00100011001
1
00101111010
00001011000
11100110110
0
11001000010
01110001001
00100001011
2
00010000100
00000100100
11100111101
4
10010100000
00100011001
01101010011
6
11110110000
01100111001
10111010010
8
00001011000
11100110110
01100010010
10
10100100111
00101010001
11110100101
12
01110001001
00100001011
00010011100
CP
01001110001
00101000100
10001011010
Tabla 1: Valores de inicialización del generador PRBS para cada segmento y para CP
Los valores mostrados en la Tabla 1 responden al ordenamiento que tienen las portadoras
y los segmentos dentro del espectro de frecuencias transmitido. Al comienzo de cada símbolo
323
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
OFDM, la secuencia PRBS se inicializa siempre con el valor 11111111111 que es cargado en
los registros de desplazamiento del generador PRBS. En este caso el bit b10 será siempre igual
a 1 y es el valor que se asocia a la portadora 0 en el segmento 11, es decir que W0 = 1 en los
tres modos.
Los valores siguientes dependerán del modo utilizado. Tomando como ejemplo el Modo
1, se generan las secuencias para cada una de las portadoras del segmento 11, hasta la portadora 107 cuya PRBS es 10110011110 y W107 = 0. Luego se pasa a la primera portadora del
segmento 9, es decir la 108 siendo su PRBS igual a 11011001111 y W108 = 1. Obsérvese que la
secuencia coincide con el valor de inicialización dado por la Tabla 1 y pese a que esto siempre
debería ocurrir, el estándar exige que los registros del generador se inicialicen al comienzo de
cada segmento en cada símbolo OFDM. En la Figura 2 pueden verse las secuencias PRBS y
los valores Wi asociados a la primera portadora de cada uno de los 13 segmentos. También se
muestra el valor de W1404 asociado al Piloto Continuo CP.
CP
01001110001 W1404 = 1
12
01110001001 W1296 = 1
10
10100100111 W1188 = 1
8
00001011000 W1080 = 0
6
11110110000 W972 = 0
4
10010100000 W = 0
884
2
00010000100 W755 = 0
0
11001000010 W648 = 0
1
00101111010 W540 = 0
3
11011100101 W432 = 1
5
01000101110 W324 = 0
7
01101011110 W218 = 0
9
11011001111 W108 = 1
11111111111 W0 = 1
11
Secuencia PRBS
Figura 2: Secuencias PRBS y valores Wi asociados al inicio de cada segmento (Modo 1)
El valor de Wi que cada portadora tiene asociado no significa que dicho valor le sea
efectivamente asignado. En efecto, esto ocurrirá solamente cuando la portadora en cuestión
corresponda a un Piloto Disperso, al Canal TMCC, al canal auxiliar AC1 o al Piloto Continuo
CP, deduciéndose que las portadoras de datos no estarán afectadas por la referencia Wi. Para
comprender este punto con total claridad, en la Figura 3 se muestran como ejemplo, todas las
asignaciones de Wi que le corresponden a las portadoras del segmento N.º 11.
Referencias:
Piloto
Disperso
84
Canal Auxiliar
AC1
96
107
00111100111 W96 = 1
70 72
10011110011 W84 = 1
60
01101001000 W = 0
70
10011010010 W72 = 0
48
00011101000 W60 = 0
36
01101111111 W48 = 1
28
00011001100 W36 = 0
24
10000011110 W28 = 0
10 12
00111100000 W24 = 0
0
10000000001 W10 = 1
01100000000 W12 = 0
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
11111111111 W0 = 1
324
Canal TMCC
Figura 3: Valores Wi asignados a las portadoras del segmento 11 (Modo 1)
3. Pilotos
Para poder demodular correctamente las señales de TV digital, el receptor debe realizar
el muestreo durante el período útil de símbolo y no durante el intervalo de guarda. Esto se
consigue con la ayuda de mecanismos de correlación, que permiten situar la ventana de tiempo
en el instante preciso en el que se presenta cada símbolo. El concepto es comparable con lo
que sucede en los sistemas analógicos, en donde la demodulación coherente o síncrona solo
puede realizarse correctamente cuando la portadora o subportadora generada localmente en
el receptor tiene la misma frecuencia y fase que la portadora generada por el transmisor. Es
el caso de las señales de croma en TV analógica y de todas las modulaciones sincrónicas con
portadora suprimida que se emplean en radiocomunicaciones.
Por otro lado, en un canal radioeléctrico típico y en condiciones de recepción móvil, el
efecto Doppler es otro de los parámetros que intervienen en la variabilidad temporal del canal,
introduciendo modulación de frecuencia en la señal. Algunos modelos analíticos asumen que
el espectro Doppler es el mismo para todas las portadoras y en estos casos, se puede obtener
una estimación precisa del offset de frecuencia y del espectro Doppler mediante la medición de
una determinada cantidad de posiciones de las portadoras (por lo menos en una de ellas).
La gran mayoría de los mecanismos de estimación están basados en la inserción de
pilotos dentro del flujo normal de símbolos y transportan información conocida que puede
ser utilizada para la sincronización de frecuencia y para la estimación de la anchura de banda
Doppler. Dichos mecanismos son muy importantes porque además, los sistemas de portado-
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
325
ras múltiples como el ISDB-Tb son mucho más sensibles a los errores de sincronismo que los
sistemas de portadora única1.
3.1. Pilotos dispersos (SP)
La sincronización precisa de frecuencia es imprescindible cuando se utilizan esquemas
de modulación sincrónica o coherente. Para ello, es necesario conocer el comportamiento
del canal con desvanecimiento, a través de la medición de ciertas portadoras en un modelo
tiempo-frecuencia discreto2.
La estructura bidimensional de la señal OFDM es adecuada para acomodar una grilla
de pilotos destinados a la medición y estimación del canal. El ejemplo de una grilla de este
tipo puede verse en la Figura 4, donde los pilotos son denominados “pilotos dispersos” (SP),
porque han sido distribuidos o “dispersados” regularmente en el tiempo y en la frecuencia,
dentro del canal de transmisión. Los pilotos SP cumplen funciones de sincronización y debido
a que la información transmitida por estas señales es conocida, resulta posible para el receptor
realizar la estimación del canal. Dicha estimación puede interpolarse, rellenando los espacios
que los separan y la información resultante se utiliza para ecualizar las constelaciones de las
modulaciones sincrónicas.
Los pilotos dispersos se insertan en la grilla frecuencia-tiempo separados por intervalos
predeterminados y a través de ellos se realiza la medición del canal. La Figura 4 muestra una
grilla rectangular, con pilotos espaciados ΔfP en frecuencia y ΔTP en el tiempo. En este caso,
la densidad de pilotos SP es inversamente proporcional al producto ΔfP x ΔTP, lo que significa
que esa fracción de la capacidad del canal se utiliza para realizar la estimación. Debe notarse
que los pilotos no solo contribuyen a reducir la velocidad binaria, también reducen la energía
disponible por bit y esto debe tenerse en cuenta a la hora de evaluar la eficiencia espectral del
sistema.
El espaciamiento de los pilotos en tiempo y en frecuencia3 está condicionado fundamentalmente por:
s El efecto Doppler, caracterizado por el valor más elevado de frecuencia Doppler (fD)
que puede esperarse.
s El tiempo máximo de retardo (trmáx) de propagación de las señales reflejadas por
trayectorias múltiples (también llamado tiempo de dispersión en gran parte de la
bibliografía sobre OFDM).
1 Constantino PEREZ VEGA, Transmisión de Televisión: Modulación COFDM, [s. l.], Departamento de Ingeniería de Comunicaciones. Universidad de Cantabria, 2006.
2 Henrik SCHULZE and Christian LÜDERS, Theory and Applications of OFDM and CDMA, United Kingdom,
John Wiley & Sons, 2005.
3 Hiu LIU and Guoquing LI, OFDM-Based Broadband Wireless Networks. Design and Optimization, New Jersey,
John Wiley & Sons, [s. a.].
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
Δf
Δ fP = N i .Δ f
i (frecuencia)
...
...
Δ T P = N j .T S
...
326
...
TS
j (tiempo)
Figura 4: Esquema de distribución de pilotos dispersos
En la Figura 4 se observa que el canal podrá ser medido una vez cada ΔTP segundos en
determinadas frecuencias que se encuentran separadas entre sí ΔfP . Esto significa que en ciertas
partes del canal se realizará un muestreo a una frecuencia cuyo valor es igual a la inversa del
período ΔTP , es decir:
(1)
fm =
1
ΔTP
Para poder recuperar correctamente la señal que posibilita estimar el comportamiento
temporal del canal en determinadas frecuencias, suponiendo que éste se encuentra libre de
ruido, bastará con exigir que la frecuencia fm cumpla con el teorema del muestreo:
(2)
fm > 2 ⋅ fD
Reemplazando en (2) el valor de fm encontrado en (1) y despejando fD se tiene:
(3)
fD <
1
2 ⋅ ΔTP
Despejando ΔTP y colocando su valor en función del tiempo de duración del símbolo,
se tendrá:
1
N j ⋅ TS <
(4)
2 ⋅ fD
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
327
Es decir:
Nj <
(5)
1
2 ⋅ fD ⋅ TS
La frecuencia de efecto Doppler se puede calcular por medio de la siguiente ecuación:
fD =
(6)
υ
λ
Donde:
s υ = velocidad de desplazamiento del receptor en m/s.
s λ = longitud de onda a la frecuencia de operación considerada.
Expresando la longitud de onda en función de la frecuencia y de la velocidad de la luz:
(7)
λ=
c
f
Sustituyendo (7) en (6) y ésta a su vez en (5) se llega a la siguiente ecuación:
(8)
Nj <
c
2 ⋅ υ ⋅ f ⋅ TS
La ecuación (8) muestra que el espaciamiento temporal de los pilotos debe disminuir a
medida que aumenta la frecuencia de operación del canal y también a medida que aumenta la
velocidad de desplazamiento del receptor y el tiempo de duración del símbolo. Esto explica
porque los modos de orden inferior son más aptos para el servicio móvil.
Para determinar el valor de Nj, debe tenerse en cuenta que el efecto Doppler será más
pronunciado en los canales altos. Dado que ISDB-Tb utiliza los canales de UHF del 14 al 69, la
referencia es el límite superior de la banda, cuya frecuencia es de 806 MHz. Para tener un cierto
margen de seguridad, los cálculos pueden realizarse a una frecuencia de 810 MHz. Asumiendo
que la velocidad máxima de desplazamiento del receptor será de unos 120 km/h (valor razonable
para vehículos de transporte terrestre), el valor de la frecuencia Doppler será:
fD =
fD =
υ⋅ f
c
33,33 x 810
≅ 90 Hz
300
Las condiciones más desfavorables para el cumplimiento de la inecuación (5) se presentan
frente a los valores más grandes que puede tomar el denominador del segundo miembro de la
desigualdad. Esto ocurre en el Modo 3 con TU = 1008 μs y Δ = ¼. En este caso, TS = 1260 μs
y por consiguiente:
328
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
Nj <
1
2 x 90 x1260 x10−6
N j < 4, 40
El estándar ISDB-Tb adopta:
Nj = 4
Por otra parte, en la dimensión frecuencia el muestreo se realiza a una tasa igual a la
separación en frecuencia entre los pilotos, que es igual a ΔfP . Si bien para este caso la condición que debe cumplir el espaciamiento en frecuencia no resulta tan trivial, es perfectamente
posible relacionar la inversa del tiempo máximo de retardo o dispersión con la separación en
frecuencia que deben tener los pilotos, de la siguiente manera:
(9)
ΔfP <
1
t rmáx
Colocando a ΔfP en función de la separación entre portadoras Δf se tendrá:
(10)
N i ⋅ Δf <
1
t rmáx
Esta expresión confirma el cumplimiento del teorema del muestreo en el dominio de la
frecuencia. Despejando Ni de (10) se obtiene:
(11)
Ni <
1
Δf ⋅ t rmáx
Para el correcto funcionamiento de un sistema OFDM, es obligatorio que todas las señales
reflejadas caigan dentro del intervalo de guarda correspondiente. Para el caso más extremo
se puede asumir que:
(12)
t rmáx = TGmáx
Teniendo en cuenta (12), la ecuación (11) se puede escribir:
(13)
Ni <
1
Δf.TGmáx
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
329
Como Δf es igual a la inversa del tiempo útil de símbolo TU la ecuación (13) se puede
escribir como:
(14)
Ni <
TU
TGmáx
El miembro derecho de esta desigualdad es sencillamente, la inversa de la relación de
guarda Δ. Entonces:
Ni <
(15)
1
Δ máx
Para cualquiera de los tres modos Δmáx = ¼ y por lo tanto:
Ni < 4
El estándar ISDB-Tb adopta:
Ni = 3
En general, en los sistemas OFDM los pilotos dispersos tienen mayor amplitud que las
portadoras de datos, es decir, son amplificados (boosted pilots) y por consiguiente tienen
mayor energía que el resto de las portadoras. El objetivo que se persigue con esto es facilitar
la detección de los pilotos. Se deduce que si se empleara una grilla regular tal como la que se
muestra en la Figura 4, aparecerían picos de potencia cada NJ símbolos OFDM, provocando
fluctuaciones de potencia. Estas variaciones en los niveles de la señal introducen muchos
problemas de diseño en los amplificadores de potencia de RF, además de reducir su eficiencia.
Para evitar estos inconvenientes, resulta más adecuada una grilla diagonal de pilotos, cuyas
características se muestran en la Figura 5:
330
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
Δf
Δ fP = N i .Δ f
i (frecuencia)
Δ T P = N j .T S
...
...
...
...
TS
j (tiempo)
Figura 5: Esquema de distribución diagonal de pilotos dispersos
Como puede apreciarse, el cambio de posición de los pilotos dentro de la sucesión de
símbolos genera un verdadero “barrido de frecuencia”, mejorando aún más la capacidad de
estimación del sistema.
Se deduce que, dentro de un mismo símbolo OFDM, los pilotos dispersos estarán espaciados cada 12 portadoras. Como la densidad resultante de pilotos es igual a 1/12, entonces la
doceava parte de la capacidad disponible es utilizada para realizar la estimación del canal.
Finalmente, resulta sencillo determinar la cantidad de pilotos SP que tendrá cada segmento
y, por diferencia, la cantidad de portadoras que podrán asignarse a los canales TMCC y AC1
en los tres modos. El resultado se muestra en la Tabla 2.
Distribución de portadoras por segmento
Modo 1
Modo 2
Modo 3
Total de portadoras disponibles
LS
108
216
432
Portadoras de datos
LD
96
192
384
Ls
12
9
18
36
TMCC
1
2
4
AC1
2
4
8
Portadoras para pilotos dispersos
Control de configuración y multiplexación de
transmisión
Canales auxiliares
SP =
Tabla 2: Distribución de tipos y cantidades de portadoras por segmento
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
331
3.1.1. Algoritmo para determinar la posición de los Pilotos Dispersos
De acuerdo a lo que se acaba de analizar, los pilotos dispersos se insertan cada 12 portadoras en el sentido de la frecuencia (i) de un mismo símbolo OFDM, cambiando sus posiciones
cíclicamente de un símbolo al siguiente según el índice (j), con repetición del ciclo cada 4 símbolos. Las posiciones (i, j) de los pilotos SP pueden calcularse por medio de la expresión:
(16)
(
⎪⎧0 ≤ j ≤ 203
⎨
⎪⎩0 ≤ u ≤ 9 × 2M−1 − 1 M = mod o
)
i, j = 12 ⋅ u + ⎡⎣ 3⋅ j ⎤⎦ mod 12 , j
Esta expresión tiene las mismas características que la correspondiente al entrelazado de
tiempo estudiada en el capítulo de Modulación Sección A. Por lo tanto, el algoritmo se puede
escribir de la siguiente manera:
⎛
⎛
⎞⎞
⎛ 3⋅ j ⎞
i, j = ⎜⎜12 ⋅ u + ⎜⎜3⋅ j − Entero ⎜
⎟ × 12 ⎟⎟⎟⎟ , j
⎝ 12 ⎠
⎝
⎠⎠
⎝
(17)
⎪⎧0 ≤ j ≤ 203
⎨
⎪⎩0 ≤ u ≤ 9 × 2M−1 − 1
Por ejemplo, si se desea calcular las posiciones de los 9 pilotos SP de un segmento para j
= 201 en el modo 1, aplicando la ecuación (16) se obtiene:
⎛
⎛
⎞⎞
⎛ 3 × 201 ⎞
i, 201 = ⎜⎜12 ⋅ u + ⎜⎜3 × 201− Entero ⎜
⎟ × 12 ⎟⎟⎟⎟ , 201 0 ≤ u ≤ 8
⎝ 12 ⎠
⎝
⎠⎠
⎝
(
(
(
))
)
i, 201 = 12.u + 603 − Entero 50, 25 x12 , 201 0 ≤ u ≤ 8
(
)
i, 201 = 12.u + 3 , 201 0 ≤ u ≤ 8
Dando valores a u, se obtienen los subíndices i para los 9 pilotos SP que se muestran en
la Tabla 3:
Posición “i” de los pilotos dispersos SPi,201
3
15
27
39
51
63
75
87
99
Tabla 3: Posición de los pilotos dispersos para un segmento (Modo 1, j = 201)
3.2. Piloto Continuo (CP)
En los capítulos iniciales, se estudió que para cada modo existe una relación perfectamente
definida entre la cantidad de portadoras por segmento LS y la cantidad de portadoras totales
del sistema L. Esta relación está dada por la siguiente expresión:
(18)
L = LS × NS + 1
332
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
La portadora de mayor frecuencia de todas las portadoras activas del sistema se asigna
al Piloto Continuo (CP).
3.3. Modulación de los Pilotos
La modulación aplicada a los pilotos SP y CP es BPSK (Binary Phase Shift Keying, es
decir modulación binaria por desplazamiento de fase). Llamando en general Pi,j,k a los símbolos
correspondientes a los pilotos y teniendo en cuenta que los símbolos siempre están formados
por una parte real y otra imaginaria, la modulación de las portadoras pilotos responde al
siguiente esquema:
⎞⎫
⎛
( ) 34 × 2 ⎜⎝ 12 − W ⎟⎠ ⎪⎪⎬
⎪
Im ( P ) = 0
⎪⎭
Re Pi,j,k =
(19)
i
i,j,k
( )
4
En la expresión (19) puede verse claramente que Re Pi,j,k = ± cuando Wi es 0 ó 1
3
respectivamente.
En la Figura 6 puede verse el esquema de mapeo y los puntos de la constelación correspondiente, que se encuentran sobre el eje real:
Q
Wi
Re(Pi,j,k)
Im(Pi,j,k)
0
4
3
0
4
3
0
1
-
I
-4
3
Figura 6: Mapeo y constelación de los pilotos SP y CP
4
3
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
333
3.3.1. Mapeo del Piloto CP
En la Tabla 4 se muestran las portadoras específicas asignadas al Piloto Continuo (CP) y
las coordenadas de mapeo correspondientes. Como puede observarse, en el modo 1 la fase es
de 180º, mientras que para los modos de orden superior la fase de este piloto es de 0º.
Modo
Piloto
Continuo
Wi
1
1404
1
2
2808
3
5616
Re(Pi, j, k)
Im(Pi, j, k)
Fase
−
4
3
0
180º
0
+
4
3
0
0º
0
+
4
3
0
0º
Tabla 4: Portadoras asignadas y mapeo del Piloto Continuo
4. CANAL DE CONTROL DE CONFIGURACIÓN DE TRANSMISIÓN Y
MULTIPLEXACIÓN (TMCC)
El canal TMCC se utiliza para informar al receptor los parámetros de modulación
empleados en la transmisión y las configuraciones adoptadas para cada una de las capas jerárquicas. Además se incluyen la identificación del sistema, el indicador de cambio de parámetros
de transmisión y la señalización de inicio de la alarma de emergencia de radiodifusión (EBA).
Los primeros 20 bits conforman una cabecera que contiene la información necesaria para
demodular el TMCC y la identificación del tipo de segmento.
La información de configuración de las capas se organiza en dos grupos: información actual
y próxima información. Se entiende por información actual el conjunto de datos correspondientes a la configuración jerárquica y parámetros de transmisión para cada capa. En cambio,
la próxima información contiene los datos que estarán vigentes a partir de la modificación de
los parámetros. Esta función se explicará más adelante.
Dado que el cuadro ODFM esta formado por 204 símbolos, el TMCC transporta un
total de 204 bits de información en cada cuadro. Estos bits, numerados del 0 al 203 según el
subíndice j se organizan de acuerdo a la Tabla 5:
334
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
Descripción
b0
Referencia de modulación diferencial: Wi
Ver 4.2
Sincronización
Ver 4.3
b17 a b19
Identificación del tipo de segmento
000
b20 y b21
Identificación de sistema
b22 a b25
Indicador de cambio de parámetros de transmisión
b26
Control de inicio de alarma EBA
(Emergency Broadcast Alarm)
modulación sincrónica
111
modulación diferencial
00
ISDB-Tb
01
ISDB-TSB
10 y 11
Reservados
Ver 4.4
0
estado normal
1
inicio de alarma EBA
Indicador servicio de recepción parcial
Información actual
b27
Información del TMCC
Valor y significado
b1 a b16
b28 a b40
b41 a b53
b54 a b66
Parámetros de transmisión de la capa
A
Parámetros de transmisión de la capa
B
Parámetros de transmisión de la capa
C
Ver 4.5
b67
b68 a b80
b81 a b93
b94 a b106
Próxima información
Cabecera
Bits (bj)
Indicador servicio de recepción parcial
Parámetros de transmisión de la capa
A
Parámetros de transmisión de la capa
B
Parámetros de transmisión de la capa
C
b107 a b109
Bits utilizados en ISDB-T SB (Radiodifusión Sonora)
Todos puestos a 1
b110 a b121
Reservado para futuros usos
Todos puestos a 1 (12 bits)
Paridad (código de corrección de errores)
Ver 4.6
b122 a b203
Tabla 5: Asignación de los bits correspondientes al TMCC
Algunas aclaraciones:
s Identificación del tipo de segmento (bits b17 a b19): estos bits permiten que el receptor
identifique el tipo de modulación que se emplea en un segmento (sincrónica/coherente
o modulación diferencial). Las otras seis combinaciones binarias posibles de estos
bits no se utilizan.
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
335
s Identificación de sistema (bits b20 a b21): por el momento solo se aplica la combinación
00 que indica que se trata del sistema ISDB-Tb.
s En algunos tratados suele decirse que el TMCC incluye información del modo e in-
tervalo de guarda empleados en la transmisión. Esto no es correcto, pues de acuerdo
a lo estudiado en el Capítulo 4, el receptor extrae esta información durante el proceso
de sincronización inicial. No existe forma de demodular el TMCC si antes el receptor
no puede detectar con certeza estos dos parámetros.
4.1. Posición del canal TMCC
Tal como se especificó en la Tabla 2, a cada segmento se le pueden asignar 1, 2 y 4 canales
TMCC de acuerdo al modo empleado. Las portadoras asignadas responden a una distribución
aleatoria, con el objeto de mitigar la atenuación en bandas de frecuencia que introduce la propagación multitrayectoria. De manera similar a la aleatorización de símbolos, estas portadoras
se asignan en base a tablas con valores predeterminados. Las asignaciones para el TMCC en
cada segmento se presentan en la Tabla 6.
Modo
1
Segmento
Canales
TMCC
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
TMCC-1
49
47
31
44
83
86
61
17
85
25
101
70
23
TMCC-1
23
85
25
83
86
49
47
44
31
17
61
70
101
TMCC-2
178
209
125
169
152
139
157
155
191
194
193
133
131
TMCC-1
101
31
17
86
49
23
85
83
25
44
47
70
61
2
TMCC-2
131
191
194
152
139
178
209
169
125
155
157
133
193
TMCC-3
286
277
260
263
299
241
239
301
302
265
247
233
317
TMCC-4
349
409
371
373
385
341
394
425
368
355
407
410
347
3
Tabla 6: Posición del TMCC en cada segmento según el modo
4.2. Referencia de modulación del TMCC
Para empezar, es importante comprender como se define el tipo de modulación que se
aplica al TMCC. Dado que toda la información necesaria para que el receptor pueda demodular
correctamente la señal ISDB-Tb se envía a través de este canal, la recuperación de la misma debe
ser posible sin el auxilio de ninguna otra señal o referencia. Cuando las características de la
propagación del canal radioeléctrico provocan errores de fase, las modulaciones coherentes o
sincrónicas tales como BPSK, QPSK, 16-QAM y 64-QAM requieren la compensación del error
mediante sistemas de ecualización de fase y señales de referencia que permiten determinar el
valor correcto de la corrección que debe aplicarse. Esta ecualización no es necesaria cuando la
información se transmite mediante un esquema de codificación diferencial. Por estas razones,
la modulación que se aplica al TMCC es BPSK diferencial (DBPSK) y se transmite un solo bit
en cada símbolo OFDM.
336
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
Al utilizar modulación diferencial, es necesario incluir una referencia al inicio de cada
cuadro, de modo que se pueda demodular correctamente la señal. Esto es fundamental, ya que
toda la información indispensable para el receptor está contenida en el TMCC.
En la codificación diferencial, cuando el bit a transmitir en el símbolo actual es un 1, se
producirá un cambio de fase en la señal con respecto al símbolo anterior, sin importar el valor
que este haya tenido antes. Por el contrario, no habrá cambio de fase entre el símbolo anterior
y el actual cuando el bit a transmitir es un 0. El codificador diferencial emplea una compuerta
or-exclusiva en un circuito cuyo funcionamiento es el siguiente: Si se denomina bJ´ al bit que
se obtiene como resultado de la codificación diferencial, la señal de salida es la combinación
or-exclusiva entre el valor diferencial del bit que le antecede (que se almacena en la memoria
M) y el bit de entrada de datos bJ, es decir:
b′j = b′j−1 ⊕ bj
(20)
1 ≤ j ≤ 203
Por otro lado, el primer bit del TMCC en un cuadro OFDM siempre se corresponde con
la referencia Wi:
b′0 = Wi
(21)
En la Figura 7 puede verse el circuito completo necesario para generar la señal DBPSK
del TMCC. La señal de habilitación permite el paso del bit b10 del Wi que proviene del generador PRBS, justo en el instante en el que comienza cada cuadro OFDM. Este primer bit es la
referencia necesaria para la modulación diferencial. Finalizada la señal de habilitación, queda
desbloqueada la salida de la celda M y comienzan a obtenerse uno a uno los bits del 1 al 203.
b 0 b1
1
2
b2 b 3
b4
b5 b6
3
5
6
4
7
b7 b8
8
b 9 b 10
9
10 11
ENTRADA
DATOS TMCC
bj
W
i
b´j
SALIDA
DIFERENCIAL
b´j-1
HABILITACIÓN
(Inicio de cuadro)
M
RESET
Figura 7: Generador de la señal DBPSK del TMCC
La Figura 8 muestra el mapeo de símbolos del TMCC. Por simplicidad, estos símbolos
se denominan de manera abreviada como Ti,j,k. No debe perderse de vista que el subíndice i
337
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
permite identificar la portadora asignada al TMCC, mientras que k cumple esa función en el
segmento.
Q
b´j
Re(Ti,j,k)
Im(Ti,j,k)
0
4
3
0
1
-
4
I
-4
3
0
3
4
3
Figura 8: Mapeo y constelación de los símbolos del TMCC
4.3. Sincronización
Los bits b1 a b16 sirven de preámbulo para sincronizar el receptor con la señal proveniente
del transmisor. Se trata de una secuencia S de 16 bits, que puede adoptar uno de los siguientes
valores:
S0 = 0011010111101110 = 35EE H
S1 = 1100101000010001 = CA11H
Es decir que S1 = S0 (secuencias complementarias).
Las secuencias S0 y S1 se transmiten de manera alternativa entre un cuadro y el siguiente.
Si S0 se utiliza en el cuadro n, las secuencias S para los cuadros sucesivos serán:
Cuadro
Bits de sincronización
n
S0
0011010111101110
n+1
S1
1100101000010001
n+2
S0
0011010111101110
n+3
S1
1100101000010001
.
.
.
.
.
.
.
.
.
Tabla 7: Bits de sincronización de cuadro
338
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
4.4. Indicador de cambio de parámetros de transmisión
Cuando se cambian los parámetros de transmisión, la modificación no se realiza de manera
inmediata y deben transcurrir 15 cuadros en total antes de que se haga efectiva. Los bits b22 a
b25 funcionan como un contador regresivo, cuyo objeto es informar al receptor sobre el cambio
de parámetros, disponiendo así de un margen de tiempo para realizar los ajustes necesarios.
La Tabla 8 muestra los valores de la cuenta. Cuando los parámetros de transmisión se
mantienen sin variantes, los bits de este contador permanecen todos en 1. Cuando se hace
necesario modificar estos parámetros en la estación transmisora (agregado de alguna capa,
ajuste de bit rate, etc.) los bits b22 a b25 se colocan a 1110 y comienza una cuenta hacia atrás
de 15 cuadros. Los registros cambian sucesivamente cuadro a cuadro hasta alcanzar el 0000,
volviendo a posicionarse todos los bits en 1 en el cuadro siguiente, momento en el que se hace
efectiva la modificación.
Debe tenerse en cuenta que, cuando se activa el bit de inicio de alarma de emergencia de
radiodifusión se inhibe la cuenta regresiva proporcionada por los bits del indicador de cambio
de parámetros de transmisión.
b22-b25
Estado de la cuenta
b22-b25
Estado de la cuenta
1111
Sin cambio de parámetros
0111
8 cuadros antes del cambio de parámetros
1110
15 cuadros antes del cambio de parámetros
0110
7 cuadros antes del cambio de parámetros
1101
14 cuadros antes del cambio de parámetros
0101
6 cuadros antes del cambio de parámetros
1100
13 cuadros antes del cambio de parámetros
0100
5 cuadros antes del cambio de parámetros
1011
12 cuadros antes del cambio de parámetros
0011
4 cuadros antes del cambio de parámetros
1010
11 cuadros antes del cambio de parámetros
0010
3 cuadros antes del cambio de parámetros
1001
10 cuadros antes del cambio de parámetros
0001
2 cuadros antes del cambio de parámetros
1000
9 cuadros antes del cambio de parámetros
0000
1 cuadro antes del cambio de parámetros
Tabla 8: Indicador de cambio de parámetros de transmisión
4.5. Parámetros de transmisión de las capas jerárquicas
Los parámetros de transmisión que se informan a través del TMCC son: esquema de
modulación de las portadoras (constelación), relación de codificación convolucional, longitud
o profundidad del entrelazado de tiempo y número de segmentos.
Los bits b27 a b106 están destinados a informar sobre la configuración adoptada para
las tres capas jerárquicas A, B y C. En la Tabla 9 se presentan las combinaciones de los bits
b28 a b66 (información actual) y de los bits b68 a b106 (próxima información). Para facilitar la
interpretación, la nomenclatura de los bits correspondientes a la próxima información, están
en itálica.
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
339
En particular, los bits b27 y b67 tienen la función de señalizar la disponibilidad o no del
servicio one-seg. Cuando estos bits toman el valor 1, la recepción parcial está disponible y lo
contrario ocurre con dicho bit en 0. Es importante tener en cuenta que, si se cambia cualquiera
de los parámetros de transmisión, también se debe actualizar el indicador de recepción parcial,
aunque éste no deba cambiar su valor entre la información actual y la próxima información.
Cuando no existe la próxima información, los bits correspondientes a esos campos deben
tomar el valor 111 (esquema de modulación, relación de codificación y longitud o profundidad del entrelazado) y 1111 para el caso del número de segmentos que conforman la capa. Lo
mismo ocurre si alguna capa jerárquica no se utiliza.
Capa C
Capa B
Capa A
Constelación
011
Capa no
utilizada
111
110
Capa no
utilizada
Reservado
7/8
5/6
3/4
2/3
1/2
KI
Capa C
Capa B
Capa A
111
110
101
100
011
010
001
000
8
4
2
0
4
2
1
0
3
Capa no
utilizada
Reservado
16
8
4
0
I
2
Modo
b100 a b102 1
b60 a b62
b87 a b89
b47 a b49
b74 a b76
b34 a b36
Profundidad del entrelazado de
tiempo
Tabla 9: Parámetros de transmisión de las capas jerárquicas
111
110
101
Reservado
64-QAM
011
010
101
16-QAM
010
001
000
b97 a b99
b57 a b59
100
QPSK
001
Capa C
b84 a b86
100
DQPSK
000
b94 a b96
b54 a b56
b81 a b83
Capa B
b71 a b73
b44 a b46
b31 a b33
b68 a b70
Capa A
Relación de codificación
convolucional
b41 a b43
b28 a b30
Esquema de modulación
Capa C
Capa B
Capa A
5 segmentos
6 segmentos
0110
12 segmentos
13 segmentos
Reservado
1011
1100
1101
1110
Capa no
utilizada
11 segmentos
1010
1111
9 segmentos
10 segmentos
1001
7 segmentos
4 segmentos
0101
8 segmentos
3 segmentos
0100
0111
2 segmentos
0010
0011
1000
Reservado
1 segmento
0001
Número de
segmentos
0000
b103 a b106
b63 a b66
b90 a b93
b50 a b53
b77 a b80
b37 a b40
Número de segmentos que
conforman la capa
340
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
341
4.6. Código de corrección de errores
Toda la información necesaria para que el receptor pueda demodular correctamente la señal
se envía a través del TMCC de modo que, además de garantizar su disponibilidad, el proceso
de demodulación debe ser simple y sin necesidad de referencias auxiliares. La utilización de
un esquema de codificación concatenada similar a la que se utiliza con los datos introduciría
demasiadas dificultades adicionales y ello no sería aconsejable. Por esta razón se emplea un
código de bloque, de aplicación más sencilla.
Los bits b20 a b121 (información del TMCC) están protegidos mediante un código abreviado
de detección y corrección de errores. Este código se encuentra en el campo correspondiente a
los bits b122 a b203 y tiene 83 bits de extensión.
Debe tenerse en cuenta que, exceptuando los bits de sincronización y de identificación
del tipo de segmento, la información del TMCC se encuentra repetida en los demás segmentos
e incluso dentro del mismo segmento en los modos 2 y 3. Esta redundancia se puede utilizar
mediante un adecuado procesamiento (información predominante por mayoría, suma, etc.),
asegurando la correcta decodificación del TMCC aún en condiciones de relación C/N más
baja que la disponible para las portadoras de datos.
5. CANAL AUXILIAR (AC1)
Los canales AC han sido pensados para aplicaciones tales como el envío de la información
de gestión de la red hacia los retransmisores y la radiodifusión sonora. En el sistema ISDB-Tb están
previstos dos tipos de canales auxiliares llamados AC1 y AC2. En segmentos con modulación
diferencial se pueden emplear ambos tipos, es decir, estos segmentos puede tener simultáneamente canales AC1 y AC2. En cambio, cuando se aplica modulación sincrónica o coherente a
los segmentos, el único tipo de canal auxiliar que puede estar presente es el AC1. En uno u otro
caso, el canal AC1 siempre ocupará las mismas posiciones. Por ejemplo, en el modo 1 el AC1-1
ocupa la portadora número 10 del segmento 11 independientemente de si a este segmento se
le aplica modulación diferencial o modulación sincrónica. AC2 es un canal auxiliar que está
disponible exclusivamente cuando se emplea modulación diferencial y por consiguiente, para
las aplicaciones más comunes de TV digital terrestre solo es de interés AC1.
5.1. Posición del canal AC1
En la Tabla 2 pudo verse que a cada segmento se le pueden asignar, de acuerdo al modo
empleado, 2, 4 y 8 canales AC1. Las portadoras asignadas responden a una distribución aleatoria, tratando de disminuir los efectos de la propagación multitrayectoria. Las asignaciones
para AC1 en cada segmento se presentan en la Tabla 10:
342
Modo
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
Canales
AC1
Segmento
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
AC1-1
35
74
76
20
4
11
40
61
8
53
7
10
98
AC1-2
79
100
97
40
89
101
89
100
64
83
89
28
101
1
AC1-1
98
8
53
4
11
35
74
20
76
61
40
10
7
AC1-2
101
64
83
89
101
79
100
40
97
100
89
28
89
2
AC1-3
118
115
169
148
128
184
143
182
112
119
116
161
206
AC1-4
136
197
208
197
148
205
187
208
197
209
172
191
209
AC1-1
7
76
61
11
35
98
8
4
53
20
74
10
40
AC1-2
89
97
100
101
79
101
64
89
83
40
100
28
89
AC1-3
206
112
119
128
184
118
115
148
169
182
143
161
116
AC1-4
209
197
209
148
205
136
197
197
208
208
187
191
172
AC1-5
226
256
236
290
220
269
314
224
227
251
292
277
223
AC1-6
244
305
256
316
305
299
317
280
317
295
313
316
305
3
AC1-7
377
332
398
359
364
385
334
331
344
400
328
335
422
AC1-8
407
388
424
403
413
424
352
413
364
421
413
425
425
Tabla 10: Posición del canal AC1 en cada segmento según el modo
5.2. Modulación del canal AC1
Al igual que el caso del canal TMCC, la modulación que se aplica sobre AC1 es DBPSK,
es decir, BPSK diferencial y se transmite solo un bit en cada símbolo OFDM. La modulación
diferencial hace que sea necesario incluir una referencia en el primer símbolo de cada cuadro,
de modo que se pueda demodular correctamente la señal. Por lo tanto, el primer bit del AC1
se hace corresponder, al igual que los demás casos, con la referencia Wi. Cuando no se utiliza
el canal AC1 (no se envía información adicional), se insertan continuamente bits bJ puestos
permanentemente a 1 como relleno. Se elige este valor porque si se dejaran los bits en 0 no
habría cambios de fase en la señal y AC1 se transformaría en un piloto continuo.
En la Figura 9 se muestra el mapeo de símbolos del AC1. De manera abreviada, estos
símbolos se denominan A. Debe notarse que el subíndice i permite identificar el número de
portadora asignada al AC1, mientras que k lo hace con el segmento.
343
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
Q
bj
Re(Ai,j,k)
4
0
1
3
-
4
3
Im(Ai,j,k)
0
I
-4
3
0
4
3
Figura 9: Mapeo y constelación de los símbolos del AC1
5.3. Tasa de transmisión del canal AC1
Finalmente es posible calcular la tasa de transmisión del canal AC1 para los 13 segmentos,
por aplicación de la ecuación:
R (bps) = KO ⋅ K I ⋅
(22)
bP ⋅13⋅ L
TS
Como el primer bit del AC1 se hace corresponder con la referencia Wi solo se utilizan
203 de los 204 bits disponibles en cada cuadro para la transmisión de datos y por lo tanto KO
= 203/204. Por otro lado, bP = 1 ya que se transmite un solo bit por símbolo y, dado que no se
aplica codificación convolucional, KI = 1. Teniendo en cuenta que L (cantidad de portadoras
AC1 por segmento) depende del modo utilizado, dando valores a la ecuación (20) se obtiene
la tasa de transmisión para el AC1, cuyos resultados se muestran en la Tabla 11:
Relación de guarda Δ
Segmentos
utilizados
Número de Portadoras
AC1 (Modos 1 / 2 / 3)
1/4
1/8
1/16
1/32
1
2/4/8
6,31
7,02
7,43
7,65
13
26 / 52 / 104
82,13
91,26
96,62
99,55
Tabla 11: Capacidad del Canal AC1 (en kbps)
344
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
6. MULTIPLEXACIÓN DE SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
Las señales de control y la información que se envía por los canales auxiliares, debe ser
incorporada (multiplexada) en alguna de las siguientes interfaces definidas por el sistema
ISDB-Tb:
s IF 1: Flujo binario de transporte del estándar MPEG, denominado TS, con paquetes
de 188 bytes.
s IF 2: Flujo BTS de paquetes TSP de 204 bytes, conformando estructuras de cuadro
múltiplex.
s IF 3: Señal de salida de frecuencia intermedia IF.
En la Figura 10 pueden verse las tres interfaces descriptas.
BTS
DATOS
TMCC
IF 1
IF 2
MODULADOR ISDB-Tb
TS
REMULTIPLEXOR
AUDIO
MULTIPLEXOR TS
(Programa)
VIDEO
FI
IF 3
AC
Figura 10: Interfaces del sistema ISDB-Tb
En ISDB-Tb se ha establecido que las señales de control y las informaciones auxiliares
sean incorporadas en la interfaz IF 2 es decir en el BTS, y por esta razón la norma habla de
“multiplexación de la información de control de transmisión”. En consecuencia, el remultiplexor debe ser diseñado para cumplir con todas estas funciones que, como se verá enseguida,
responden a varias especificaciones.
Normalmente los moduladores también tienen sus propias interfaces que permiten ingresar
los parámetros de configuración del transmisor (TMCC) y posiblemente, la información para
ser transportada por los canales auxiliares (AC).
La interfaz IF 3 es utilizada cuando la señal que se distribuye a todos los transmisores de
una red de frecuencia única (SFN) es la salida OFDM de FI de un único modulador, que está
ubicado en la cabecera de la red. Los detalles se estudiarán en el capítulo correspondiente.
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
345
El estándar ISDB-Tb dispone de dos esquemas de multiplexación, según las características
de las señales de control o información auxiliar que se deban incorporar al BTS (fundamentalmente longitud o carga binaria de la información):
a) Multiplexación en el campo “ISDB-Info” de cada TSP.
b) Multiplexación en el IIP, “ISDB Information Packet”, paquete TSP dedicado para
estas aplicaciones.
En la Figura 11 pueden verse conceptualmente los dos esquemas mencionados.
En este punto es necesario hacer una aclaración en cuanto a las denominaciones empleadas en este trabajo: la norma llama dummy byte part al campo “ISDB-Info” y “múltiplex de
jerarquía invalida” al paquete IIP, dado que se trata de un TSP especial que no es transmitido
por ninguna de las capas jerárquicas.4
204 bytes
Cabecera
MPEG
4 bytes
184 bytes
CARGA ÚTIL
8 bytes
8 bytes
ISDB - Info
RS (opc.)
PAQUETE TSP
TSP-n
FLUJO BTS
184 bytes
TSP-1
TSP-2
TSP-nulo
IIP
...
CUADRO MÚLTIPLEX
Figura 11: Esquemas de multiplexación para la información de control y auxiliar
La Tabla 12 especifica el esquema de multiplexación a aplicar según el tipo de información
que se debe enviar a través del BTS.
4
En opinión de los autores, esta terminología resulta confusa, al menos en el idioma español. Por esta razón, para
escribir este texto se han buscado denominaciones más significativas que ayuden a una mejor comprensión de los
conceptos.
346
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
Multiplexación en
Información
Descripción
ISDB-Info
IIP
1
Señalización del sincronismo de
cuadro OFDM
Permite identificar los cuadros pares e impares
y se vincula con las palabras de sincronización
S0 y S1
2
Control de inicio de alarma
Activación de la alarma EBA
3
Indicador de cambio de parámetros
de transmisión
Sincroniza el cambio de parámetros de transmisión (Ver 4.4)
4
Identificador del TMCC
Identifica el tipo de servicio ISDB
No
5
Señalización de reset de buffer
Control de reset del buffer del dispositivo sincronizado
No
6
Indicación del paquete de cabecera de
cuadro con cambios en el TMCC
Señaliza el primer paquete de cada cuadro mientras esté en progreso un cambio de parámetros
de transmisión
No
7
Señalización del TSP cabecera del
cuadro múltiplex
Identifica el paquete de cabecera del cuadro
múltiplex
No
8
Identificación de la capa jerárquica
asignada al TSP
Identifica la jerarquía a la que pertenece un TSP
(A, B, C o nulo) y también a los TSP no jerárquicos
(Paquetes IIP, datos auxiliares AC u otros que
se definan)
No
9
Contador de TSP
Asigna un número correlativo a cada TSP del
cuadro múltiplex, a partir de 0 para el paquete
de cabecera
No
10
MCCI: Información de modulación,
control y configuración
Información del TMCC, más modo e intervalo
de guarda
No
11
NSI: Información de Sincronización
para la red SFN
Información para control y sincronización de
redes SFN
No
12
Datos auxiliares
Información auxiliar para el canal AC1
Opcional
Opcional
Tabla 12: Esquemas de multiplexación para señales de control y auxiliares
6.1. Multiplexación en el campo ISDB-Info
En este caso se utilizan los primeros 8 bytes de los 16 que se han añadido al paquete MPEG
para formar un TSP de 204 bytes. El detalle de la información que se incluye en este campo se
muestra en la Tabla 13. En todos los casos, el bit 0 es el menos significativo.
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
Byte
Bits
b7 y b6
0
Descripción
Valor y significado
Identificador del TMCC
00
Satélite
10
TV digital terrestre
11
Radiodifusión sonora terrestre
b5
Reservado para futuros usos
1
Siempre puesto en 1
b4
Señalización de reset del buffer del dispositivo sincronizado
0
Estado normal
1
Reset
b3
Control de inicio de alarma EBA
0
Estado normal
1
Inicio de alarma EBA
b2
347
Indicación del paquete de cabecera de
cuadro con cambios en TMCC
0
Si la cuenta regresiva está en progreso
1
Si la cuenta regresiva retorna a 1111
Vinculado con el indicador cambio de parámetros
b1
Señalización del TSP cabecera
del cuadro múltiplex
1
0
Restantes TSP del cuadro múltiplex
b0
Señalización del sincronismo
de cuadro OFDM
0
Durante el cuadro par (sincronismo S0)
b7 a b4
1
b3 a b 0
b7
1
Durante el cuadro impar (sincronismo S1)
0000
TSP nulo
0001
TSP asignado a la capa jerárquica A
0010
TSP asignado a la capa jerárquica B
0011
TSP asignado a la capa jerárquica C
0100
TSP con datos para canal AC
0101
a
0111
TSP de datos definido por el radiodifusor
1000
Paquete IIP (no jerárquico)
1001
a
1111
TSP de datos definido por el radiodifusor
Identificación de la capa jerárquica asignada al TSP
Indicador de cambio de parámetros de
Ver 4.4
transmisión
Señalización de datos AC
2
b 6 a b5
TSP cabecera del cuadro múltiplex
Cantidad de bytes con datos AC
0
Con datos AC
1
Sin datos AC
00
1 byte de datos AC
01
2 bytes de datos AC
10
3 bytes de datos AC
11
4 bytes de datos AC (ó ausencia de datos)
348
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
Byte
Bits
2
b4 a b0
3
b7 a b0
4
b7 a b0
5
b7 a b0
6
b7 a b0
7
b7 a b0
Descripción
Valor y significado
Contador de TSP
(13 bits de 0 a 8191)
El contador se inicia en 0 con el paquete cabecera del cuadro
múltiplex y se incrementa de uno en uno, incluyendo los
TSP nulos.
Datos auxiliares para el Canal AC
(Máximo 32 bits)
Campos para datos auxiliares
(Los datos incorporados a este campo no son válidos si el bit
de señalización de datos AC está en 1)
Tabla 13: Estructura de la información incluida en el campo ISDB-Info
6.2. Multiplexación en el paquete IIP
Este esquema se emplea cuando la cantidad de información a incluir excede la capacidad
del campo ISDB-info. Esto ocurre en dos casos:
a) Información necesaria para definir parámetros de modulación, control y
configuración del sistema.
b) Información de control y sincronización de la red de frecuencia única (SFN)
La Tabla 14 muestra cómo se organiza la información dentro de un paquete IIP y su
correspondiente significado.
Nº de Bits
Cabecera estándar de
MPEG (4 bytes)
8
16
Descripción
Byte de sincronismo
Valor y significado
01000111
Sincronización estándar (47H)
1
Señalización de error de transporte
0
No se utiliza
1
Señalización de inicio de carga útil
1
No se utiliza
1
Señalización de prioridad de transporte
0
No se utiliza
13
PID (Program Identifier)
2
Control de cifrado de transporte
00
No se utiliza
2
Control de adaptación de campo
01
No cambia (indica carga útil únicamente)
4
Control de continuidad
Se utiliza de acuerdo al estándar MPEG
Puntero de paquete IIP
Ver 6.2.1
Puede ser definido por el radiodifusor
MCCI: Información de modulación, control y
Ver 6.2.2
configuración
160
8
Número de paquete sub-IIP
8
Número del último paquete sub-IIP
8
Indica la cantidad de bytes que ocupa la información de
Longitud de la información de sincronización
sincronización de red SFN que sigue a continuación (como
de red SFN
máximo 159 bytes o 1272 bits en un solo paquete IIP)
Ver 6.2.3
1272
NSI: Información de sincronización para la
Ver 6.2.4
red SFN
nx8
Byte/s de relleno
Si la información de sincronización de red ocupa menos
de 159 bytes, los bytes restantes se rellenan con FFH
Tabla 14: Estructura de la información transportada por el paquete IIP
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
349
6.2.1. Puntero de paquete IIP
Indica la cantidad de paquetes TSP que hay entre la posición ocupada por el paquete IIP
dentro del cuadro múltiplex y el próximo cuadro. Para realizar el conteo, la posición ocupada
por el último TSP del cuadro múltiplex se considera cero.
6.2.2. Campo de Información de modulación, control y configuración (MCCI)
Este campo cuya extensión es de 160 bits, incluye toda la información del TMCC de la
Tabla 5, con excepción de los primeros 20 y de los últimos 82 bits:
s Referencia de modulación diferencial: Wi (b0)
s Palabras de sincronización S0 y S1 (b1 a b16)
s Identificación del tipo de segmento (sincrónico o diferencial, b17 a b19)
s Paridad (b122 a b203)
La Tabla 15 presenta en forma detallada toda la información contenida en el campo
MCCI.
Número
de bits
Descripción
Bit de control de las palabras de sincronización del TMCC (b1
a b16, Tabla 5)
0
Palabra de sincronismo S0
1
1
Palabra de sincronismo S1
Esquema de multiplexación de datos auxiliares para canal
AC
0
Multiplexación en IIP
1
Multiplexación en ISDB-Info
1
Valor y significado
Reservados para futuros usos
–
4
Indicador de cambio de parámetros de transmisión
Ver 4.4
2
2
Información actual
2
00
Reservado
01
Modo 1
Modo
10
Modo 2
11
Modo 3
00
1/32
01
1/16
10
1/8
11
1/4
Intervalo de guarda
350
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
Número
de bits
Descripción
Valor y significado
Próxima información
00
2
2
Reservado
01
Modo 1
10
Modo 2
11
Modo 3
00
1/32
01
1/16
10
1/8
11
1/4
Modo
Intervalo de guarda
Información del TMCC
Incluye los bits b20 a b121 de la Tabla 5
10
Reservado para futuros usos
Todos puestos a 1
32
Código de redundancia cíclico (CRC)
Protección contra errores
102
Tabla 15: Información del campo MCCI
6.2.3. Paquetes sub-IIP
Cuando la información de sincronización de la red SFN (NSI) tiene una longitud superior
a los 159 bytes, debe ser distribuida en tantos paquetes como sean necesarios, que reciben el
nombre de paquetes sub-IIP.
En este caso, debe utilizarse un esquema de numeración que permita determinar el orden
secuencial de los paquetes y su cantidad. La primera función es cumplida por el campo “número de paquete sub-IIP”, mientras que la cantidad de paquetes viene dada por el “número
del último paquete sub-IIP” 5.
El valor del “número de paquete sub-IIP” es 00H cuando hay un único IIP y también para
el primer sub-IIP de la serie si hubiera más de un paquete, y se asignan números correlativos a
los siguientes. En cuanto al “número del último paquete sub-IIP”, su valor es 00H cuando se
genera un solo paquete IIP, o bien el número que le corresponda al último paquete sub-IIP de
la serie en caso de que sea más de uno.
Para aclarar el mecanismo de numeración, en la Figura 12 se muestra un ejemplo en el
que la información NSI ha sido distribuida en tres paquetes sub-IIP.
5
La norma denomina a estos indicadores “número de ramal IIP” y “último número de ramal IIP”. Nuevamente,
en opinión de los autores, la terminología elegida no ayuda a la comprensión del tema y por lo tanto, ha sido reemplazada por denominaciones conceptualmente más significativas.
351
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
TSP´s
IIP 00H 02 H
TSP´s
TSP´s
CUADRO MÚLTIPLEX n-1
IIP 01 H 02H
TSP´s
TSP´s
CUADRO MÚLTIPLEX n
IIP 02 H 02 H
TSP´s
CUADRO MÚLTIPLEX n+1
Figura 12: Ejemplo de distribución de la información NSI en tres paquetes sub-IIP
6.2.4. Campo de Información de sincronización para la red de frecuencia única (NSI)
A los fines de comprender con claridad las funciones que cumplen los indicadores y las
señales de referencia incluidas en el NSI, es necesario introducir algunos conceptos relativos al
funcionamiento de las redes SFN, cuyo estudio completo se abordará en el Capítulo 14.
En una SFN todos los transmisores deben estar sincronizados en frecuencia y en tiempo y
transmitir la misma señal. Esto significa que deben emitir el mismo símbolo OFDM de manera
sincronizada y en la misma frecuencia.
Una de las posibles arquitecturas para una red SFN, consiste en la distribución del flujo
binario BTS por medio de enlaces STL (enlaces estudio-transmisor) hacia todos los transmisores de la red. Para ello, es necesario utilizar un adaptador especial para SFN, cuya función
es agregar al paquete IIP la información de sincronización NSI. La Figura 13 ilustra todos los
componentes que integran la red SFN.
RF
Dt E
CONVERSOR
RECEPTOR BTS MODULADOR FI
ISDB-T b
AMPLIFICADOR RF
STL
10 MHz
REMUX
BTS ADAPTADOR
SFN
BTS TRANSMISOR
STL
1 pps
10 MHz
RELOJ
fc
1 pps
RELOJ
RF
Dt E
RECEPTOR BTS MODULADOR FI
CONVERSOR
ISDB-T b
AMPLIFICADOR RF
STL
10 MHz
fc
1 pps
RELOJ
Figura 13: Red SFN basada en la distribución del flujo BTS
En la Figura 14 se muestran todas las referencias de tiempo que permiten sincronizar a
una red SFN. Estas referencias forman parte del NSI, cuyos detalles se describen en la Tabla
16 y en los apartados subsiguientes.
352
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
1 segundo
Señal de 1 pps
Tiempo
4 Dtmáx
Salida del
remultiplexor
1 0
1 1
b1 b0
b1 b0
Entrada del
modulador
1 0
1 1
b1 b0
b1 b 0
2 DtE
Salida del
modulador
1 STS
Tiempo
Tiempo
1 0
1 1
b1 b0
b1 b0
Tiempo
3 Dtmod
Figura 14: Referencias de tiempo en una red SFN
Número de
bits
8
Descripción
Byte de identificación de la
sincronización SFN
Valor y significado
00H
Sincronización de SFN presente
FF H
Sin sincronización de SFN
01H a FEH
8
12
1
1
1
1
24
32
Referencia de tiempo de sincronización (STS)
Tiempo máximo de retardo (Dtmáx)
Longitud del bucle de información
enviada a los transmisores
Ver 6.2.5
Ver 6.2.6
Indica la extensión (en bytes) del bucle que contiene la
información que se envía a los transmisores de la red
Código de identificación del modulador de la red SFN
Identificación de transmisor
que será controlado por los parámetros incluidos en los
campos que siguen
0
Actualizar información
Indicador de actualización
1
Sin actualización de información
Ver 6.2.7
0
Retardo estático no aplicado
Indicador de retardo estático
1
Retardo estático aplicado
Ver 6.2.8
Reservado para futuros usos
0
Off-set de tiempo positivo (+)
Signo del off-set del tiempo de retardo
1
Off-set de tiempo negativo (–)
Ver 6.2.9
Off-set del tiempo de retardo
Ver 6.2.10
Código de redundancia cíclico
Protección contra errores
Bucle de información enviada
a los transmisores de la red
24
24
Reservados para futuros usos
Tabla 16: Información del campo NSI
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
353
6.2.5. Referencia de tiempo de sincronización (STS)
Los receptores profesionales de posicionamiento global (GPS) están equipados con una
salida capaz de suministrar una señal cuya cadencia es de 1 pps (un pulso por segundo), de
manera estable y con gran precisión. El STS o referencia de tiempo de sincronización, es igual
al intervalo de tiempo transcurrido entre un pulso de la señal de 1 pps y la aparición del bit de
señalización del TSP cabecera de un cuadro múltiplex par. Esto significa que los dos últimos
bits del byte 0 del campo ISDB-Info del primer TSP del cuadro, deben ser b1=1 y b0=0 (al bit
b1 también se lo denomina “tiempo de inicio”). Cada modulador de la red debe calcular esta
diferencia de tiempo e introducir el retardo necesario (Dtmod), para complementar el valor
de retardo aportado por los enlaces (DtE). La precisión de la medición es de 100 ns, es decir
el período correspondiente a la frecuencia de 10 MHz. Estos conceptos corresponden a las
referencias 1, 2 y 3 de la Figura 14. El funcionamiento del STS se verá con mayor detalle en
el Capítulo 14.
6.2.6. Tiempo máximo de retardo (Dtmáx)
Es el intervalo de tiempo transcurrido entre la llegada de un pulso de la señal de 1 pps y
la señal de salida de FI del modulador más distante – en términos de tiempo – de la red SFN.
En la Figura 14 4 se puede ver claramente este parámetro, que se mide en múltiplos de 100 ns.
Su valor debe ser ajustado dentro del rango de 1 segundo, entre 0 (000000H correspondiente
a 0 seg) y 9999999 (98967FH, equivalente a 0,9999999 segundos). La sincronización de la
red SFN se asegura cuando todos los transmisores de la red se ajustan para que sus retardos
coincidan con este valor, debiéndose cumplir en todos los casos que:
(23)
Dt máx ⎡⎣seg⎤⎦ = STS + Dt E + Dt mod
6.2.7. Indicador de actualización
Este bit indica si es necesario actualizar los valores de la señalización de retardo estático
y del signo y valor del off-set del tiempo de retardo para un modulador determinado. En caso
de modificación del valor del tiempo máximo de retardo de la red, se deben actualizar todos
los campos mencionados en cada emisor.
6.2.8. Indicador de retardo estático
Hay dos maneras de controlar los retardos de una red SFN. La primera consiste en utilizar
una referencia de tiempo única, precisa y a la que puedan acceder todos los moduladores. El
sistema de posicionamiento global GPS provee este tipo de señales y permite que cada emisor
de la red pueda determinar automáticamente el valor de retardo que debe ser adicionado. La
segunda técnica, llamada “retardo estático”, consiste en calcular y asignar individualmente los
354
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
retardos necesarios para cada emisor de la red SFN, sin utilizar tiempos de referencia. Cuando
se emplea retardo estático, este indicador se coloca en 1.
6.2.9. Signo del off-set del tiempo de retardo
Indica si el valor de off-set de tiempo introducido es positivo o negativo, es decir si deberá
sumarse o restarse al retardo calculado automáticamente por cada emisor de la red. Cuando se
utiliza retardo estático, el indicador de signo permanece en 0 y no tiene ningún significado.
6.2.10. Off-set de tiempo de retardo (Dtoff)
El significado de este campo depende del indicador de retardo estático. Cuando no se aplica
retardo estático, se trata de un valor que se inserta en forma manual y que permite hacer un
ajuste fino sumándolo o restándolo al retardo que cada modulador de la red calcula de manera
automática en base a la señal de 1 pps.
Este valor puede ser ajustado entre 0 (000000H) y 9999999 (98967FH) y por lo tanto, junto con
el signo del off-set, es posible especificar un rango de ajuste de tiempo de −1 seg < t off < 1 seg .
Cuando se aplica retardo estático, la referencia de 1 pps no se utiliza y en este caso el off-set
de tiempo indica el valor absoluto de retardo que se introduce en cada emisor de la red SFN. Al
igual que antes, los valores estarán comprendidos entre 0 y 0,9999999 segundos.
Para el cálculo de los retardos de tiempo, es importante tener en cuenta lo siguiente:
s Para el cálculo del retardo adicional que deberá introducir cada modulador de la red
(Dtcalc), debe tenerse en cuenta que ya existe un retardo inherente al procesamiento de
la señal OFDM (Dtproc). Por lo tanto, el retardo total del modulador está dado por:
(24)
Dt mod ⎡⎣seg⎤⎦ = Dt proc + Dt calc
No debe añadirse el retardo introducido por el entrelazado de tiempo, pues se trata de un
mecanismo de protección que opera solamente en la trayectoria de propagación desde el emisor
hacia el receptor y afecta por igual a todos los transmisores de la red.
CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES
355
BIBLIOGRAFÍA
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C
A
P
Í
T
U
L
O
11
MODULACIÓN (B)
1. INTRODUCCIÓN
Este capítulo está dedicado al estudio de la Sección B de la cadena de modulación del
sistema ISDB-Tb, que comienza con el bloque de conformación del cuadro OFDM, donde se
incorpora la información suministrada por los pilotos y las señales auxiliares y de control. A
continuación, sigue el procesador que calcula la transformada IFFT donde las secuencias de
símbolos se convierten en una señal compleja en el dominio del tiempo. Luego continúa la
etapa de inserción del intervalo de guarda y finalmente el modulador I-Q, donde se obtiene
una señal OFDM real en el dominio del tiempo, en frecuencia intermedia.
La Sección B de la cadena de modulación del transmisor ISDB-Tb, está compuesta por
los bloques funcionales que se muestran en la Figura 1:
357
358
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
SEÑALES DE CONTROL
CUADRO
OFDM
IFFT
INSERCIÓN DE
INTERVALO DE
GUARDA
(1/4, 1/8,
1/16, 1/32)
MODULADOR
I-Q
A las etapas
de RF
INSERCIÓN DE
PILOTOS,
SEÑALES DE
CONTROL Y
AUXILIARES
Figura 1: Bloques de la etapa de modulación (Sección B)
2. ESTRUCTURA Y CONFORMACIÓN DEL CUADRO OFDM
Una vez completado el entrelazamiento en tiempo y en frecuencia de los símbolos de datos,
en esta etapa se conforma la estructura final del cuadro OFDM, incorporando los símbolos
correspondientes a las siguientes señales:
s Pilotos Dispersos (SP)
s Piloto Continuo (CP)
s Canal de Control de Configuración de Transmisión y Multiplexación (TMCC)
s Canales Auxiliares (AC1 y AC2)
En la Figura 2 se muestra un esquema con todas las señales que ingresan a esta etapa:
ENTRADA DE
SÍMBOLOS
DE DATOS
CONFORMACIÓN
DE CUADRO OFDM
SP
CP AC1 AC2 TMCC
ENTRADA DE SÍMBOLOS
DE PILOTOS, SEÑALES
DE CONTROL Y AUXILIARES
Figura 2: Señales para conformación del cuadro OFDM
SALIDA A
IFFT
359
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
Como ya se ha mencionado, el estándar ISDB-Tb contempla la posibilidad de emplear
modulación diferencial para la transmisión de los datos. Es importante destacar que cuando
se emplea DQPSK, él o los segmentos modulados de esta manera tienen una configuración
distinta que en el caso de las modulaciones sincrónicas (QPSK, 16-QAM y 64-QAM). En lo que
sigue, se analizará exclusivamente la estructura del segmento correspondiente a estas últimas
modulaciones, por ser las que más se emplean en TV digital terrestre. Al final del capítulo, se
incluye un apéndice donde se detalla la disposición de portadoras para modulación diferencial.
La Tabla 1 muestra como se distribuyen las portadoras disponibles por segmento, en función
del modo empleado. El canal AC2 no se utiliza en segmentos con modulación sincrónica.
Distribución de portadoras
Modo 1
Esquema de modulación de las portadoras
Modo 2
Modo 3
QPSK / 16-QAM / 64-QAM
Total de portadoras
LS
108
216
432
Portadoras de datos
LD
96
192
384
Pilotos dispersos
SP
9
18
36
Control de configuración y multiplexación de
transmisión
TMCC
1
2
4
Canales auxiliares
AC1
2
4
8
Piloto continuo (*)
CP
1
1
1
Portadora asignada a CP
LCP
1404
2808
5616
(*) El piloto continuo se asigna a la portadora de mayor frecuencia de todo el espectro emitido y no pertenece
a ninguno de los 13 segmentos.
Tabla 1: Distribución de portadoras por segmento
De acuerdo a lo visto en el capítulo de modulación (Sección A), el combinador jerárquico
ordena los símbolos de datos secuencialmente y en orden ascendente, sin que existan espacios
entre ellos. Al considerar la inserción de los símbolos correspondientes a las señales auxiliares
(pilotos SP y canales TMCC y AC1), el bloque de conformación del cuadro OFDM debe
realizar las siguientes operaciones:
s Cambiar el ordenamiento de los símbolos de datos entregados por el combinador
jerárquico, esto es, asignarlos a las portadoras que ocuparán definitivamente en el
espectro de frecuencias transmitido.
s Incorporar los símbolos correspondientes a los pilotos SP y a los canales TMCC y
AC1 dentro de cada segmento, en sus posiciones correspondientes. Al intercalar estas
señales se romperá la continuidad de los símbolos de datos.
La Figura 3 muestra la posición definitiva de los segmentos en el espectro transmitido.
La mayor anchura se debe a la incorporación de un total (2M-1x 12) x 13 símbolos adicionales
(pilotos y señales de control), donde M es el modo
360
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
A
0
B
1
2
3
C
4
5
6
7
8
9
10
11
Segmento de la
capa jerárquica A
12
Frecuencia
Símbolos de datos
11
9
7
5
3
1
0
2
Segmento de la
capa jerárquica B
4
6
8
10
12
Frecuencia
Segmento de la
capa jerárquica C
Símbolos de datos, pilotos
y señales de control
Figura 3: Inserción de pilotos y señales de control y reordenamiento de segmentos
En la Figura 4 se aprecia la configuración de un segmento con modulación sincrónica en
el modo 1, para una sucesión de 204 símbolos (cuadro OFDM). Debe recordarse que SAi, j, k es
la nomenclatura de los símbolos luego de realizados, de manera consecutiva, los procesos de
entrelazamiento inter-segmentos, rotación y aleatorización. El cuadro ODFM completo estará
compuesto por estructuras semejantes para cada uno de los 13 segmentos.
3. TRANSFORMADA RÁPIDA INVERSA DE FOURIER (IFFT)
Los fundamentos matemáticos del Análisis de Fourier han sido vistos en el capítulo 2,
mientras que la aplicación de las Transformadas Rápidas de Fourier directa e inversa ha sido
estudiada en el capítulo 4. Para poder calcular la IFFT, el procedimiento es el siguiente:
s Deben tomarse grupos de (2M−1 × 108 × 13) + 1 símbolos de datos y señales auxiliares, donde el adicional es el piloto continuo CP. Esta cantidad de símbolos complejos
(llamados activos) para el total de 13 segmentos conforman un símbolo OFDM (j es
el índice del símbolo OFDM).
p
M−1
× 108 × 13) + 1 . Todos los valores se resumen
s La IFFT debe ser de módulo 2 ≥ (2
en la Tabla 2:
Símbolos activos
Modo
(M)
Δf (kHz)
1
IFFT
Total
BWOFDM (MHz)
250
63
1405
5,575
11
2048
2K
2
125
63
2809
5,573
12
4096
4K
3
125
126
5617
5,572
13
8192
8K
L Δf
p
Tabla 2: Parámetros y valores de la IFFT para los tres modos
Módulo
BW
(MHz)
Símbolos
nulos
643
8,126
1287
2575
SA2,1
SA2,2
SA2,3
SA1,4
SA2,5
SA1,1
SA1,2
SA1,3
SA0,4
SA1,5
SA0,1
SA0,2
SA0,3
SP
SA0,5
1
2
3
4
5
SA1,202
SA1,203
SA0,202
SA0,203
202
203
SA2,203
SA2,202
SA2,201
SP
SA3,203
SA3,202
SP
SA2,200
SP
SA2,4
SA3,3
SA3,2
4
SA4,203
SA4,202
SA3,201
SA3,200
SA3,5
SA3,4
SA4,3
SA4,2
SA3,1
SA3,0
5
SA5,203
SA5,202
SA4,201
SA4,200
SA4,5
SA4,4
SA5,3
SA5,2
SA4,1
SA4,0
6
SA6,203
SP
SA5,201
SA5,200
SA5,5
SA5,4
SA6,3
SP
SA5,1
SA5,0
7
SA7,203
SA6,202
SA6,201
SA6,200
SA6,5
SA6,4
SA7,3
SA6,2
SA6,1
SA6,0
. . .
SA8,2
SP
SA8,4
SA8,5
SA7,2
SA8,3
SA7,4
SA7,5
SA8,203
SA7,202
SA7,201
SP
SA8,202
SA8,201
SA8,200
SA8,1
SA7,1
SA7,200
9
SA8,0
8
SA7,0
10
SA9,203
SA9,202
SA9,201
SA9,200
SA9,5
SA9,4
SA9,3
SA9,2
SA9,1
SA9,0
11
S A10,203
S A10,202
S A10,201
S A10,200
SA10,5
SA10,4
SA10,3
SA10,2
SA10,1
SA10,0
12
S A11,203
S A11,202
S A11,201
SP
SA11,5
SP
SA11,3
SA11,2
SA11,1
SP
SA13,1
SA13,2
SA13,3
SA12,4
SA13,5
SA12,1
SA12,2
SA12,3
SA11,4
SA12,5
S A12,203
S A12,202
S A12,201
S A11,200
S A13,203
S A13,202
S A13,201
S A12,200
14
SA12,0
13
SA11,0
15
S A14,203
S A14,202
SP
S A13,200
SP
SA13,4
SA14,3
SA14,2
SP
SA13,0
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
TMCC
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
AC1
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
107
SA95,5
SA95,4
SA95,3
SA95,2
SA95,1
SA95,0
SA95,203
SA95,202
SA95,201
SA95,200
Figura 4: Estructura del segmento para modulación sincrónica (Modo 1). La posición de los canales TMCC y AC1 es
diferente para cada segmento.
SA1,201
j
SA0,200
SP
SA0,201
. . .
201
3
SA2,0
. . .
200
SA1,200
2
SA1,0
1
SA0,0
0
SP
. . .
0
i
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
361
362
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
s Los (2M−1 × 108 × 13) + 1 símbolos activos, más los nulos deben ser procesados en el
mismo instante de tiempo. Esto significa que se debe realizar una conversión serie-paralelo
de los símbolos e ingresarlos como un bloque (o vector) al procesador IFFT.
En la Figura 5 pueden verse la totalidad de los símbolos necesarios para el cálculo de la
IFFT. Claramente se aprecian los correspondientes a las portadoras activas y los nulos. Los
primeros determinan la anchura de banda de la señal OFDM propiamente dicha (BWCOFDM),
mientras que los símbolos nulos se reparten en iguales cantidades por encima y por debajo de
la señal. Más adelante en este mismo capítulo se verá que las bandas de guarda no son iguales,
siendo G1 > G2, efecto que se consigue con solo desplazar hacia arriba la frecuencia central. El
número de símbolos nulos es igual a la diferencia entre 2p y la cantidad de portadoras activas
para cada modo:
(1)
(
)
Símbolos nulos = 2(10+M) − 1404 × 2M−1 + 1
con M = 1, 2 ó 3 (mod o)
39
Figura 5: Símbolos de portadoras activas y símbolos nulos para el cálculo de la IFFT
A continuación, en la Figura 6 se detalla el esquema de procesamiento de los símbolos
para el cálculo de la IFFT. Puede verse el agregado de los nulos y las salidas de las partes real
e imaginaria en el dominio del tiempo discreto. S0 es el primer símbolo del segmento 11, SC es
el central y SCP corresponde al piloto continuo, que aparece una vez que se han completado
los símbolos de los 13 segmentos. En la jerga DSP, a cada uno de los símbolos complejos que
ingresan al procesador IFFT se los conoce como “Bin”, designación que evita hablar de “portadoras” (que hasta ese momento realmente no existen), sin necesidad de aclarar además si se
trata de símbolos activos o nulos.
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
363
BINS
SC
0
...
2p puntos
Re s(n)
n
SCP
0
TU
0
S0 , S1, SC ... SCP
...
S/P
Entrada serie de
símbolos complejos
I-Q
(Portadoras activas)
IFFT
2p puntos
0
S0
Im s(n)
n
SC-1
...
S1
SC = Símbolo central
C= 702 x 2 M-1
TU
2p -1
Figura 6: Entrada de símbolos (Si), procesamiento IFFT y salida de muestras [s(n)]
Es importante tener en cuenta que cada una de las muestras que conforman la señal s(n)
en el dominio del tiempo discreto depende de la totalidad de los símbolos complejos de entrada,
tanto los que corresponden a las portadoras activas como a los símbolos nulos. La Figura 7
ilustra la dependencia mencionada, en este caso para una muestra de la parte real de la señal
en el dominio del tiempo discreto.
Re X(i)
2p
+3
Re s(n)
+1
i
2
p
-1
n
-3
Im X(i)
2p
+3
+1
-1
IFFT
i
Cada muestra en el tiempo discreto (n)
depende 2p muestras complejas en
el dominio de la frecuencia discreta (i)
-3
Figura 7: Cálculo de un punto de la IFFT en el dominio del tiempo discreto
364
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
Finalmente, para poder aplicar la IFFT se debe realizar una conversión paralelo-serie de
la señal de entrada. La manera particular de ordenar los símbolos a la salida del conversor S/P
será explicada en el apartado 5.2.
4. INSERCIÓN DEL INTERVALO DE GUARDA
Una vez que ha sido generada la señal OFDM por aplicación de la IFFT y esta se encuentra
en el dominio del tiempo discreto, el paso siguiente consiste en agregar el intervalo de guarda
al símbolo OFDM generado. Según se ha visto, este intervalo puede tener uno de los siguientes
valores: 1/4 TU , 1/8 TU , 1/16 TU y 1/32 TU.
El intervalo de guarda que se coloca al comienzo de cada símbolo OFDM, está formado por
el tramo final de éste y tiene una longitud igual a ΔTU. En la Figura 8 se ilustra el concepto:
TU
PARTE ÚTIL
DEL SÍMBOLO
Duración = T U
Inicio
Final
T S = T U + TG
Tiempo
Figura 8: Concepto de intervalo de guarda
En la Figura 9 pueden verse los bloques necesarios para generar e insertar el intervalo
de guarda en la posición correspondiente1. De acuerdo al modo empleado, el bloque IFFT
generará 2048, 4096 u 8192 muestras complejas (con parte real e imaginaria) en el dominio
del tiempo, es decir 210+M, donde M es el modo. El proceso de colocar la parte final del símbolo
en el comienzo del mismo implica que previamente deberán almacenarse la totalidad de las
muestras temporales que lo conforman, con el consiguiente retardo. Cada muestra compleja
entregada por la etapa IFFT es escrita en una de las dos memorias RAM disponibles, la cual
es seleccionada por medio de la llave SW1. Una vez que se han almacenado la totalidad de las
muestras, el sistema busca la parte final del símbolo y copia las muestras correspondientes en
los registros iniciales reservados para ese fin. Completada la construcción del símbolo con su
intervalo de guarda, la llave SW2 selecciona la RAM donde se encuentra el símbolo terminado
1
Walter FISCHER, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, 2ª edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009.
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
365
y realiza una lectura secuencial de las muestras complejas, entregándolas a la etapa siguiente,
es decir al modulador I-Q.
1
1
Re s(n)
Re´s(n)
RAM-1
2
IFFT
2
SW1
SW2
1
1
Im s(n)
AL
MODULADOR
I-Q
Im´s(n)
RAM-2
2
2
Figura 9: Inserción del intervalo de guarda
Debe observarse en la Figura 9, que mientras el bloque IFFT está escribiendo las muestras
complejas del símbolo actual en la RAM-1, la llave SW2 habilita el acceso a los registros de la
RAM-2, donde se encuentran las muestras del símbolo anterior. Terminado el proceso, SW1
selecciona la RAM-2 para comenzar a escribir un nuevo símbolo, justo en el momento en el
que SW2 permite la lectura de las celdas de la RAM-1. Por lo tanto, la conmutación de las
llaves SW1 y SW2 ocurre al finalizar la generación de cada símbolo con su intervalo de guarda,
eliminando la posibilidad de retardos.
En la Figura 10 se detallan los procesos de escritura de las muestras temporales,
búsqueda de la parte final y lectura del símbolo y copia de los valores del intervalo ΔTU
en los registros. Se detalla la operación para ambas partes, real e imaginaria y debe tenerse en cuenta que s(n) = Re s(n) + Im s(n), donde n es la variable de tiempo discreto. La
nomenclatura s´(n) = Re´ s(n) + Im´ s(n), indica que la secuencia de muestras ya incluyen el
intervalo de guarda.
Es importante tener en cuenta que para construir el intervalo de guarda no es necesario
medir tiempos, solo deben contarse muestras, ya que en todos los casos el intervalo de guarda
está formado por un número entero de ellas. En la Tabla 3 se presentan las cantidades de
muestras correspondientes a cada valor de Δ para los tres modos. Esta es una de las razones
que justifican que la relación Δ sea de la forma:
(2)
Δ=
1
, siendo 2 ≤ r ≤ 5 y r es un número entero
2r
366
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
Intervalos de guarda
r
Relación
de guarda
1
Δ= r
2
Modo 1
(2048 muestras)
Modo 2
(4096 muestras)
Modo 3
(8192 muestras)
2
1/4
512
1024
2048
3
1/8
256
512
1024
4
1/16
128
256
512
5
1/32
64
128
256
Tabla 3: Intervalos de guarda (computados en número de muestras)
TU
TS
TU
TU
TU
Re s(n)
Re´s(n)
Lectura
Im s(n)
Im´s(n)
b) Copia de muestras
y orden de lectura
0
...
1
s0
0
Registros
reservados
1
Intervalo
de guarda
s 2046
63
64
63
64
s1
s 2047
s0
s1
Copia de
valores
s2
...
...
s2
s 1983
s 1984
s 1984
Final del
símbolo
s 2046
s 2047
...
s 1983
...
Escritura
s 1984
...
a) Escritura y búsqueda
del final del símbolo
2111
s 2046
2111
Figura 10: Proceso de generación del intervalo de guarda
s 2047
Lectura
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
367
Además, en la Tabla 4 se presentan las cantidades totales de muestras por símbolo
OFDM y la duración del mismo en los tres modos, para cada valor de Δ. Debe recordarse que
el espaciamiento entre muestras consecutivas es siempre igual a la inversa de la frecuencia de
muestreo de la IFFT (8,1269841 MHz), es decir 0,123046 μseg, independientemente del modo
elegido. Con este dato es posible calcular la duración total TS del símbolo.
Modo 1
Relación
de guarda Δ
Modo 2
Modo 3
Cantidad
muestras
TS (μseg)
Cantidad
muestras
TS (μseg)
Cantidad
muestras
TS (μseg)
1/4
2560
315,000
5120
630,000
10240
1260,000
1/8
2304
283,500
4608
567,000
9216
1134,000
1/16
2176
267,750
4352
535,500
8704
1071,000
1/32
2112
259,875
4224
519,750
8448
1039,500
Tabla 4: Cantidades totales de muestras por símbolo y tiempo de duración del mismo
En el capítulo correspondiente a Remultiplexor y flujo BTS se demostró que la cantidad total de pulsos de reloj necesarios para generar un símbolo OFDM venían dados por la
expresión:
(3)
(
N CLK = 2p ⋅ 1+ Δ
)
La frecuencia de reloj es justamente la frecuencia de muestreo de la IFFT y por lo tanto,
las cantidades de muestras correspondientes a cada modo e intervalo de guarda de la Tabla 4
pueden calcularse con la ayuda de la ecuación (3).
5. MODULADOR I-Q
Las memorias RAM descriptas en el punto anterior almacenan una sucesión de muestras complejas (partes reales e imaginarias) en el dominio del tiempo. En la etapa siguiente es
necesario combinar estas dos secuencias en un modulador I-Q, con el objetivo de generar el
símbolo OFDM y obtener una señal de RF real en el dominio del tiempo. Existen dos formas
de implementación que serán analizadas a continuación.
5.1. Modulador I-Q digital
La Figura 11 muestra la primera de ellas, que emplea un modulador I-Q digital2. Este
dispositivo produce símbolos OFDM s(n) completamente digitales, requiriendo circuitos
2 Eric Philip LAWREY BE, Adaptive Techniques for Multiuser OFDM, Thesis for the degree of Doctor, School of
Engineering James Cook University, 2001.
368
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
elaborados y costosos. Emplea las técnicas de Síntesis Digital Directa (DDS), razón por la cual
necesita una frecuencia intermedia de conversión que está por encima de la de banda base y
por debajo de la frecuencia intermedia de salida de RF.
Este tipo de modulador presenta algunas ventajas, ya que los dos circuitos de procesamiento de I y Q son completamente digitales. Esto permite un apareamiento perfecto, porque
se eliminan los problemas introducidos por el desbalance de ganancias y de adaptación de impedancias que existen entre los dos caminos cuando ambos son analógicos. Una vez realizada
la conversión D/A, todo el procesamiento analógico se realiza sobre una sola vía de señal única,
eliminando los problemas antes mencionados, incluyendo los off-set de tensión continua y las
derivas de frecuencia o fase.
Dado que actualmente los moduladores I-Q analógicos son los más utilizados y que la
explicación completa de las técnicas de síntesis digital excede el alcance de este trabajo, no se
abordará el estudio detallado del modulador I-Q digital.
Figura 11: Modulador I-Q digital
5.2. Modulador I-Q analógico
La segunda forma de implementación, es mediante un modulador I-Q analógico, cuyos
bloques se muestran en la Figura 12. A continuación se estudiará con detalle su funcionamiento,
especialmente la composición espectral de la banda base compleja.
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
Banda base
digital
Re s(n)
Banda base
analógica
Re’ s(n) D
Frecuencia intermedia
(FI)
Re s(t)
FILTRO
A
MODULADOR
cos
IFFT
t
SALIDA
FI
+
RAM
Im s(n)
Im’ s(n)
369
FILTRO
Im s(t)
D
FILTRO
A
MODULADOR
sen
fFI
t
FI
- 90º
MODULADOR I-Q ANALÓGICO
Figura 12: Modulador I-Q analógico
Para generar la señal de salida OFDM, es necesario contar con:
s El conjunto de símbolos complejos Si que representan a los datos, señales de control
y auxiliares.
s Una determinada cantidad de símbolos nulos que permitan completar los 2p bins
necesarios a la entrada del procesador IFFT.
Luego de la IFFT, se obtienen las señales discretas en el dominio del tiempo Re s(n) e
Im s(n). Si bien en la etapa siguiente se incorpora el intervalo de guarda, el análisis que sigue
se realizará sin tomarlo en cuenta, debido a que las características espectrales de la señal no
cambian con el agregado de dicho intervalo.
En primer lugar cabe recordar que la anchura de banda de la señal transmitida, de acuerdo
a la Figura 5, estaba dada por:
(4)
BWOFDM =
39
+ Δf [MHz]
7
Re s(n) e Im s(n) son, antes de la conversión D/A, señales discretas de banda de base y por
lo tanto, sus espectros están ubicados sobre la frecuencia cero. Esto significa que sus anchuras
de banda efectivas son menores que la mitad del ancho de banda de la IFFT, debido a la existencia de frecuencias negativas y también de símbolos nulos en la parte inferior y superior del
espectro. Estas anchuras son:
(5)
BWs(n) =
BWOFDM
2
=
39 Δf
[MHz]
+
14 2
370
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
En la Figura 13, pueden verse los espectros en frecuencia de Re s(n) e Im s(n), centrados
en 0 Hz:
BWIFFT = 8,1269841 MHz
BWRe s(n)
Símbolos
nulos
BWIFFT = 8,1269841 MHz
BWIm s (n)
Símbolos
nulos
Símbolos
nulos
Símbolos
nulos
i
i
0
0
b) Espectro de Im s(n) = Im X(i)
a) Espectro de Re s(n) = Re X(i)
Figura 13: Espectro de las señales entregadas por el procesador IFFT
El paso siguiente consiste en determinar de qué manera el algoritmo IFFT interpreta
el espectro de frecuencias. De acuerdo con lo estudiado en el Capítulo 2, los espectros son
periódicos, repitiendo las muestras de las frecuencias negativas por encima de la mitad de la
frecuencia de muestreo. Por lo tanto, dichas frecuencias estarán replicadas en el sector dado
por fIFFT/2 ≤ f ≤ fIFFT3, tal como se aprecia en la Figura 14 para el caso de Re X(i). Se deduce
que la totalidad de las portadoras se encuentran dentro de la anchura de banda de la IFFT
(8,1269841 MHz).
Re X(i)
BWOFDM
BWOFDM
2
Símbolos
nulos
2
Símbolos
nulos
i
0
Frecuencias negativas
fIFFT
fIFFT
2
Figura 14: Periodicidad del espectro Re X(i)
La figura anterior se corresponde exactamente con el orden en el que deben ser ingresados
los símbolos a la entrada del procesador IFFT, luego de la conversión S/P mostrada en la Figura
6. Se aprecia con total claridad el espacio de frecuencias correspondientes a los símbolos nulos,
necesarios para formar las bandas de guarda de los extremos inferior y superior del canal.
3 Eric Philip LAWREY BE, Adaptive Techniques for Multiuser OFDM, Thesis for the degree of Doctor, School
of Engineering James Cook University, 2001.
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
371
Es importante tener en cuenta que, debido a la periodicidad de los espectros, será necesario colocar filtros antialiasing luego de la conversión D/A de las señales y antes de su ingreso
al modulador I-Q, para que sea posible reconstruir la señal analógica. La Figura 15 ilustra el
filtrado de las componentes espectrales de Re s(t).
Si bien en teoría sería posible utilizar la totalidad de los bins para generar una señal
OFDM, puede verse que los bins exteriores necesariamente deben ser puestos a cero, ya que
de no existir espacio suficiente, es decir, si no se cumpliera que BWOFDM < BWIFFT, el filtrado
sería complicado de implementar.
Re X(f)
Filtrado
antialiasing
f
-
fIFFT
2
0
fIFFT
2
Figura 15: Espectro luego de la conversión D/A y filtrado antialiasing
A continuación se muestran los resultados de un ejemplo sencillo, desarrollado con el
programa Matlab® para una señal OFDM en Modo 1. Los datos son los siguientes:
s Bin 0: símbolo correspondiente a la portadora central (más adelante se verá una forma
práctica de determinar la portadora central para cada caso. En el Modo 1 es la 702).
s Bin 200: símbolo QPSK.
s Bin 250: símbolo 16-QAM.
s Bins 703 a 1345: símbolos nulos, para la conformación de las bandas de guarda.
s Bin 1650: símbolo QPSK.
s Bin 1850: símbolo 64-QAM.
s Frecuencia de muestreo fIFFT: 8,1269841 MHz.
Cada símbolo ha sido normalizado de acuerdo al factor correspondiente al esquema
de modulación elegido, según a lo estudiado en el Capítulo 3. Obsérvese que las frecuencias
negativas están comprendidas entre los bins 1024 y 2047.
La Figura 16 muestra los resultados del ejemplo. En a) puede verse la secuencia de bins
entre 0 y 2047, mientras que en b) se muestra el espectro resultante de s(n), luego de haber
aplicado la IFFT a la secuencia de bins. Las amplitudes se consignan en valores instantáneos.
372
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
1.4
1.4
1.2
1.2
1.0
1.0
0.8
0.8
0.6
0.6
0.4
0.4
0.2
0.2
0
fIFFT
= 4,063
2
0
0
500
1000
1500
2047 2500 bins
0
1
2
3
4
5
6
7 8,126 9 MHz
b)
a)
Figura 16: a) Secuencia de bins y b) Espectro de la señal OFDM resultante
Es importante destacar que la aplicación de IFFT sobre la secuencia de bins da como
resultado la señal OFDM discreta en el dominio del tiempo s(n) y que la Figura 16 b) es el
espectro de dicha señal, es decir X(i). Por lo tanto, como era de esperar, las gráficas a) y b) son
iguales, con la única diferencia de que en la segunda, el eje horizontal está calibrado en valores
de frecuencia, desde 0 Hz hasta 8,126 MHz.
Sin embargo, no debe perderse de vista que el rango que va desde la desde la mitad de la
frecuencia de muestreo hasta fIFFT corresponde a las frecuencias negativas. En la Figura 17 se
muestra el espectro de s(n) de acuerdo a esta convención.
1.4
1.2
1.0
0.8
X(i)
0.6
0.4
0.2
0
- 4.063
0
4.063 MHz
Figura 17: Espectro de s(n) con representación de frecuencias negativas
Como puede verse, las componentes de frecuencia que estaban a la derecha de fIFFT/2 se
encuentran dentro del rango de frecuencias negativas, mientras que los símbolos nulos que
ocupaban la zona central pasan a formar las bandas de guarda. El espectro es asimétrico, lo
que confirma que a la salida de la IFFT se obtiene una señal compleja.
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
373
En la Figura 18 se muestran las partes real e imaginaria del espectro de s(n). Se observa
que las componentes de frecuencia de la parte imaginaria tienen valores positivos y negativos,
arrojando un espectro antisimétrico en correspondencia con las funciones seno que la conforman, de acuerdo a lo estudiado en el Capítulo 2.
1.4
1.2
1.0
0.8
Re X(i)
0.6
0.4
0.2
0
- 4.063
0
4.063 MHz
0.7
0.6
0.5
0.4
0.3
0.2
0.1
4.063
Im X(i)
0
MHz
- 4.063
- 0.1
- 0.2
- 0.3
- 0.4
- 0.5
- 0.6
- 0.7
Figura 18: Partes real e imaginaria de X(i)
0
374
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
El modulador I-Q realizará una conversión de frecuencia, trasladando las señales de banda
base desde el valor de CC (frecuencia cero Hertz) hasta una frecuencia intermedia FI, cuyo valor
normalmente está estandarizado, y se obtendrá, finalmente, una señal real s(t) en RF. La mezcla
en cuadratura de los espectros de estas dos señales puede verse con todo detalle en la Figura 19 4,
donde se han aplicado los conceptos estudiados en el Capítulo 2. Como puede verse, la mitad
de las componentes que se encuentran por debajo de 0 Hz (por estar en banda base), quedan
ubicadas debajo de FI una vez producida la mezcla con la frecuencia intermedia.
Re X(f)
BWOFDM
Re X(f)
-
fIFFT
2
fIFFT
2
f
-fFI
fFI
Im X(f)
f
Espectro de Re s(t)
Multiplicación por cosFIt
Im X(f)
Re X(f)
-fFI
Im X(f)
fFI
BWOFDM
f
-
fIFFT
2
fIFFT
2
f
-fFI
Espectros en cuadratura
fFI
f
Espectro de Im s(t)
Multiplicación por sen FIt
Figura 19: Mezcla en cuadratura de Re X(f) e Im X(f)
En la Figura 20 a la izquierda se muestra el resultado obtenido por la suma de las componentes espectrales a la salida del modulador I-Q. Se observa que el espectro resultante es
asimétrico con respecto de la frecuencia intermedia FI, tal como se mostró en la Figura 17. A
la derecha puede verse el orden en el que deben ser ingresados los símbolos al procesador IFFT.
En ambos casos se trata de un ejemplo para el Modo 1.
4 Fred HARRIS,
Orthogonal Frequency Division Multiplexing OFDM - Vehicular Technology Conference,
Cubic Signal Processing Chair. San Diego State University, 2004.
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
S 702
0
S 703
1
Re s(n)
L0
S 1404
L702
.
..
X(f)
375
702
L1404
0
BLS
Portadoras
nulas
0
f
fFI
BWCH
IFFT
1345
S0
1346
Im s(n)
S1
S 701
a)
...
BLI
1347
...
Portadoras
nulas
703
2047
b)
Figura 20: Espectro resultante de s(t) y ordenamiento de símbolos para la IFFT
Finalmente cabe mencionar que en algunos sistemas que emplean la multiplexación
OFDM la portadora de CC no se utiliza, aspecto que simplifica el diseño y la implementación
de los circuitos del modulador. Este no es el caso de los sistemas de TV digital terrestre y por
lo tanto, las salidas de los conversores D/A y de los filtros deben estar acoplados en CC a las
entradas del modulador I-Q. Esto genera algunos problemas adicionales que se encuadran bajo
la denominación general de errores I-Q, que serán analizados a continuación. El modulador
digital de la Figura 11 no presenta este tipo de inconvenientes.
5.3. Errores del modulador I-Q
Las imperfecciones en el funcionamiento de un modulador I-Q (especialmente en los
circuitos analógicos), provocan distorsiones características en la señal OFDM que se manifiestan muy claramente en los diagramas de constelación5. La Figura 21 muestra las fuentes
más comunes de error: desbalance de ganancias (A), errores de fase (PH), fluctuaciones o jitter
de fase (J) y presencia de componentes de tensión continua (CC), que provoca la aparición de
una portadora residual.
5
Walter FISCHER, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, 2ª edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009.
376
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
Re s(t)
CC
PH
A1
0º
J
f FI
+
PH
- 90º
Im s(t)
CC
A2
Figura 21: Fuentes de errores I-Q
La medición de los errores I-Q se puede realizar sobre una portadora de manera individual o bien sobre grupos de portadoras de la señal OFDM que tengan el mismo esquema
de modulación. En este último caso, será posible superponer todos los símbolos en un único
diagrama de constelación.
Es importante tener en cuenta que los pilotos y las señales de control tienen esquemas
de modulación diferentes y por lo tanto es conveniente excluir estas portadoras, midiéndolas
por separado en caso de ser necesario.
Para evitar los errores I-Q es necesario que:
s Las ganancias A1 y A2 de los caminos de las señales Re s(t) e Im s(t) sean iguales
s No aparezcan componentes de tensión continua sumadas a estas señales.
s Los valores de fase de la FI sean precisos, dentro de estrechos márgenes de tolerancia.
La Figura 22, muestra una constelación 64-QAM ideal, libre de ruido y de errores I-Q.
Figura 22: Constelación 64-QAM libre de errores I-Q
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
377
5.3.1. Portadora residual
La presencia de una componente de tensión continua en uno o en los dos caminos de
señal, provocará la aparición de una portadora residual (la frecuencia intermedia). La Figura
23 muestra de qué manera se manifiesta la presencia de una componente contínua, desplazando el diagrama de constelación en el sentido horizontal. Como puede verse, la geometría
de la constelación se mantiene regular. Naturalmente, este tipo de error solo puede afectar a la
portadora central de la señal OFDM.
Figura 23: Presencia de portadora residual en una constelación 64-QAM
El grado de supresión de la portadora residual se cuantifica de la siguiente manera:
(6)
⎛P ⎞
CS dB = 10 log10 ⎜ sig ⎟
⎜P ⎟
⎝ RC ⎠
( )
Donde:
s Psig es la potencia de la señal OFDM en la frecuencia central (libre de portadora residual)
s PRC es la potencia de la portadora residual
5.3.2. Desbalance de ganancias
El desbalance de ganancias o desequilibrio de amplitudes produce una distorsión de
compresión o aplastamiento de la constelación en alguno de los dos sentidos (vertical u horizontal), tal como puede verse en el ejemplo de la Figura 24.
378
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
Figura 24: Constelación 64-QAM con desbalance de ganancias
El desbalance de ganancias se expresa de la forma siguiente:
⎛A
⎞
ΔA % = ⎜⎜ 1 − 1⎟⎟ × 100
⎝ A2
⎠
( )
(7)
Donde:
s A1 es la ganancia del camino de la señal en fase.
s A2 es la ganancia del camino de la señal en cuadratura.
5.3.3. Errores de fase
Los errores de fase se manifiestan por el aspecto de romboide que adquiere la constelación. En la Figura 25 se muestra el ejemplo de una constelación 64-QAM con presencia de
este tipo de error.
90º + PH
1
90º - PH
2
Figura 25: Errores de fase en una constelación 64-QAM
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
379
El valor del error de fase puede ser calculado en base a la medición de los ángulos del romboide:
(8)
φ1 = 90º+ PH
(9)
PH =
y
φ 2 = 90º − PH
φ1 − φ 2
2
5.3.4. Fluctuación de fase
Si bien la fluctuación o ruido de fase puede estar presente en otras etapas de la cadena
transmisión-recepción de la señal OFDM, es un problema que también puede aparecer en el
oscilador de portadora del modulador I-Q, y provocar un giro en vaivén de la constelación,
alrededor del punto central. La medición se realiza determinando el valor angular del giro en
los puntos más alejados del centro, tal cual puede verse en la Figura 26.
Figura 26: Fluctuaciones de fase en una constelación 64-QAM
5.3.5. Relación de error de modulación (MER)
La Relación de Error de Modulación (MER, por sus siglas en inglés) es una forma de
medir la acumulación de todos los efectos interferentes que aparecen en la trayectoria de
transmisión6. La MER es una figura de mérito que surge de la medición realizada sobre un
grupo de portadoras y que resulta proporcional al grado en el que los símbolos recibidos se
apartan de su posición nominal (centro geométrico del área de decisión). La Figura 27 muestra
6
AGILENT TECHNOLOGIES, Agilent Vector Signal Analysis Basics, Application Note 150-15 Inc. USA, 59891121EN, 2004.
380
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
los parámetros que permiten definir la MER. Es interesante observar que si el canal estuviera
afectado solamente por la presencia de ruido, el valor de MER sería exactamente igual a la
Relación Señal a Ruido (S/N).
Q
Umbrales
de decisión
Área de
decisión
Posición
nominal del
símbolo
Vector error
V error
Símbolo recibido
I
Figura 27: Definición de MER
Los procedimientos típicos de medición establecen que si L es la cantidad de portadoras
analizadas y M es el número de puntos de la constelación, la cantidad N de símbolos a procesar
debe cumplir que N>LxM
(10)
( )
MER EF % =
1 N 2
∑V
N i=1 i error
× 100
VEF
Donde:
s MEREF es el valor eficaz de la MER.
s N es la cantidad de símbolos procesados.
s VEF es la tensión eficaz de la constelación (ver procedimiento de cálculo en el capítulo
2).
6. BANDAS DE GUARDA PARA CANALES ISDB-Tb
En la gran mayoría de los servicios de radiocomunicaciones, no es posible utilizar toda
la anchura de banda disponible en el canal asignado, y deben dejarse espacios libres de señal
en los extremos inferior y superior del canal. Estos espacios se conocen como “bandas de
guarda” y su anchura depende del tipo de servicio y de las pendientes que presente la envolvente del espectro transmitido. Las bandas de guarda son una medida de seguridad necesaria
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
381
para reducir el riesgo de interferencia sobre los canales adyacentes. La Figura 28 ilustra este
sencillo concepto.
Frecuencia
G1
G2
BW CH
Figura 28: Bandas de guarda superior e inferior del canal de transmisión
En el Capítulo 4, se ha visto que ISDB-Tb reserva un segmento de los 14 en los que se
divide la anchura del canal para las bandas de guarda. Esto significa que deberá repartirse un
espacio de 428,57 kHz entre las bandas G1 y G2. Entonces:
G1 + G 2 = 428,57 kHz
(11)
En la planificación de frecuencias para servicios de TV analógica se establece que, dentro
de una misma área de servicio (ciudad o conglomerado urbano con poblaciones satélites), los
canales deben ser asignados con un espaciamiento de 6 MHz entre ellos, es decir, a canal de por
medio, sin que esté permitida la explotación de los canales adyacentes. Esto se hace para prevenir
toda posibilidad de interferencia, quedando el espectro como se muestra en la Figura 29.
Frecuencia
6 MHz
6 MHz
Figura 29: Asignaciones de canales de TV analógicos
Las emisiones de TV digital se irán incorporando gradualmente y durante la transición
convivirán con las transmisiones analógicas. Actualmente, las estaciones de TV analógica
operan en la banda de VHF ocupando los canales 2 al 6 y 7 al 13 y en la banda de UHF en los
canales 14 al 69. Dado que uno de los objetivos es aprovechar completamente el espectro disponible, se deben otorgar todas las asignaciones de frecuencia que resulten posibles, dejando
de lado el espaciamiento de 6 MHz entre emisoras. Con asignaciones mixtas, el espectro se
vería aproximadamente como lo muestra la Figura 30.
382
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
Portadora
de video
Portadora
de sonido
ISDB-Tb
ISDB-Tb
Frecuencia
6 MHz
Figura 30: Asignaciones mixtas de canales de TV (analógicos y digitales)
A simple vista, se puede apreciar que la separación entre la portadora de video y la señal
ISDB-Tb es mayor que la separación entre esta y la portadora de sonido. Esto se puede apreciar
con mayor detalle en la Figura 31, donde puede verse la imagen entregada por la pantalla de
un analizador de espectro durante un ensayo real efectuado con emisiones ISDB-Tb y PAL en
canales adyacentes.
Figura 31: Señales ISDB-T y PAL en canales adyacentes
Recordando las posiciones normalizadas que ocupan las portadoras de video y de sonido de los canales analógicos y llevando esos valores a la Figura 32, se puede visualizar la
distribución que tendrían estos espaciamientos si se emplearan bandas de guarda simétricas
para el canal digital, cada una de ellas con una anchura igual a la mitad de un segmento, es
decir 214,28 kHz.
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
Canal Analógico
PV
Canal ISDB-Tb
Canal Analógico
PV
PS
1,25
0,25
383
PS
4,5
0,214 = ½ BWS
Figura 32: Separación de portadoras analógicas y digitales
Durante la etapa de desarrollo del estándar ISDB-Tb se realizaron numerosos ensayos7
de medición de las relaciones entre señal útil y señal interferente. En forma resumida, los principales resultados obtenidos en las mediciones de interferencia provocada por la señal digital
sobre la señal analógica (NTSC en este caso particular), son los siguientes:
s Para la señal ISDB-Tb se utilizaron las siguientes frecuencias centrales: f0 y f0'=f0+0,15
MHz.
s En general, cuando la señal ISDB-Tb está presente en el canal adyacente inferior, las
relaciones entre señal útil (analógica) y señal interferente son unos 10 dB mejores que
las que se obtienen cuando la señal digital se encuentra en el canal adyacente superior.
Una posible justificación para este hecho se encuentra en el tipo de procesamiento que
los receptores de TV analógicos realizan sobre la señal de video, con un importante
énfasis en las componentes de alta frecuencia (por ejemplo la señal de croma).
s Cuando la señal ISDB-Tb está presente en el canal adyacente inferior, no hay diferencias
significativas en las relaciones entre señal útil y señal interferente obtenidas con los
dos valores de f0.
s En contraste con lo anterior, los resultados que se obtienen cuando la señal ISDB-Tb
esta en el canal adyacente superior son bastante diferentes para f0 y f0'=f0+0,15 MHz.
En este último caso (frecuencia central desplazada 150 kHz), la relación entre la señal
útil y la señal interferente mejora notablemente, aún en receptores de baja calidad.
s En cuanto a la interferencia cocanal, las mediciones muestran ciertas diferencias
según el valor de la frecuencia central del canal digital. Si la portadora de video del
canal analógico queda posicionada entre portadoras OFDM (es decir entrelazada),
las relaciones entre señal útil y señal interferente empeoran de 1 a 3 dB. Los mejores
resultados se consiguen cuando se las hace coincidir.
A continuación se calculará el valor del desplazamiento de la frecuencia central del canal
ISDB-Tb. Volviendo a la Figura 25, las separaciones en frecuencia resultan:
s Entre la portadora de sonido y la primera portadora ISDB-Tb
S = 0,25+0,214= 0,464 MHz.
s Entre la última portadora ISDB-Tb y la portadora de video
S = 1,25 + 0,214 = 1,464 MHz
7 ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESSES, Protection
ratio experiments and results for
ISDB-T, Original ARIB report in Japanese., Translation by DiBEG. 11, ARIB Report, Japan, 2000.
384
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
La diferencia entre estos valores es de más tres veces. En consecuencia y para lograr un
desplazamiento positivo según se acaba de explicar, es necesario reducir dicha diferencia,
aproximándola a una relación 2:1, lo que además permitirá incrementar la separación entre
la portadora de sonido del canal analógico inferior y la primera portadora del canal digital.
Para determinar el valor necesario, es conveniente fijar algún criterio. En los canales
analógicos, la proporción porcentual de espacio entre cada portadora y el límite del canal, con
respecto al espaciamiento total (1,25 + 0,25 = 1,5 MHz) es:
Entre portadora de video y límite inferior del canal
(12)
1,25
. 100 = 83,33 %
1,50
Entre portadora de sonido y límite superior del canal
(13)
0,25
. 100 = 16,66 %
1,50
Empleando las mismas relaciones para los canales digitales, donde el espacio total no
utilizado es igual a la anchura de un segmento, se pueden calcular las bandas de guarda necesarias:
3000
= 357,14 kHz
7
(14)
G 1 = 0,833 × B
W
BWSS = 0,833
(15)
G 2 = 0,166 × BW
B
W SS = 0,166
3000
= 71,43 kHz
7
Haciendo que la anchura de cada una de estas bandas de guarda sea un múltiplo entero
de Δf, es decir, que correspondan a un cierto número entero de portadoras nulas, se tiene
(considerando el Modo 1):
G1 357,14
LLG1
=
= 90,005
(16)
G
1 =
Δf
3,968
(17)
G2 71,43
LG2
=
= 18,001
G
2 =
Δf 3,968
La norma ISDB-Tb adopta 90 portadoras nulas para la banda de guarda inferior G1 y 18
portadoras nulas para la banda de guarda superior G2. Sus valores finales pueden expresarse
de la siguiente manera:
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
(18)
3
5
7
G11==90
9
0 x× Δf f= =909
0
=
MHz
14
108 1
4
(19)
3
1
7
G
f =f =
181
G22==18
1
8 x× Δ
8
=
MHz
108 14
1
4
385
Para los modos restantes, las bandas de guarda expresadas en número de portadoras
nulas son:
s G1 = 180 y G2 = 36 para el Modo 2
s G1 = 360 y G2 = 72 para el Modo 3
Las separaciones o espaciamientos resultan, independientemente del modo considerado:
s Entre la portadora de sonido y la primera portadora ISDB-Tb
S = 0,25 + 0,357 = 0,607 MHz
s Entre la última portadora ISDB-Tb y la portadora de video
S = 1,25 + 0,071 = 1,321 MHz
s Relación entre separaciones 2,18 : 1
6.1. Off-set de la frecuencia central del canal
La adopción de bandas de guarda asimétricas hace que la frecuencia central f0 del canal
se desplace hacia arriba, transformándose en f'0, y que deje de coincidir con la semisuma del
límite superior e inferior del canal. A continuación se deducirá el valor de dicha frecuencia.
f0
3 MHz
11
G1
9
7
5
3
1
0
2
4
1
6 x BWS
f’0
2
BW S
6
8
10
12
G2
Figura 33: Determinación del off-set de la frecuencia central
La Figura 33 muestra la frecuencia f0 coincidente con la mitad de la anchura del canal (3
MHz) y la nueva frecuencia central f0´, en relación a los 13 segmentos de la emisión ISDB-Tb.
Se puede escribir:
386
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
(20)
1
⎞
⎛
f0´ - f0 = ⎜G
BWSS + BW
G11 + 6 B
W
B
W SS ⎟ − 3
2
⎠
⎝
(21)
1
3 BW ⎞
13
⎛
f0´ - f0 = ⎜G
G11 +
B
W SS ⎟ − 3
2
⎠
⎝
Reemplazando en (21) G1 por el valor obtenido en (18) y BWS por la anchura de banda
del segmento, se tiene:
(22)
3
3⎞
13
⎛ 5 1
f0´ - f0 = ⎜
+
× ⎟−3
1
4
2 7⎠
⎝14
4
4
2
44
42
−
14
14
1
4
1
4
(23)
f0´ - f0 =
(24)
f0´ = f0 +
(25)
f0´ = f0 +
1
MHz
MHz
7
BW
B
W SS
MHz
MHz
3
Este desplazamiento se denomina off-set de 1/7 MHz de la frecuencia central del canal y
es exactamente igual a 1/3 de la anchura de banda de un segmento.
A continuación se demostrará que la frecuencia f0´ coincide con la portadora central
de las 1405, 2809 o 5617 portadoras OFDM activas. Con la ayuda de la Figura 34, se puede
determinar cuál es esa portadora para el Modo 1.
Portadora coincidente con f0´
(26)
i=
91
9
1 + 1495
= 793
2
Figura 34: Determinación de la portadora OFDM coincidente con la frecuencia central
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
387
En el estándar ISDB-Tb se numeran solamente las portadoras activas, comenzando por
L0 y hasta L1404 x 2M-1. Por ello, para obtener los subíndices correspondientes a cada portadora
activa en el Modo 1, bastará con restarle 91 a las cifras mostradas en la Figura 34. El resultado
se muestra en la Figura 35:
L0 L1
L 702
L 1404
Figura 35: Numeración de portadoras de acuerdo al estándar
Numerando las portadoras de esta manera, es mucho más sencillo determinar el índice
de la portadora central para todos los modos.
i=
(27)
1404 × 2M−1
2
Las portadoras coincidentes con f0´ serán entonces: 702 para el Modo 1, 1404 para el
Modo 2 y 2808 para el Modo 3.
6.2. Relaciones co-canal entre portadoras digitales y portadoras analógicas
Se puede presentar el caso de operación cocanal de una emisora analógica y una emisora
ISDB-Tb, que aunque se encuentren ubicadas a una distancia adecuada, pueden interferirse en
zonas marginales de sus áreas de servicio. De acuerdo a lo visto en el punto 6, la mejor relación
señal útil a señal interferente se consigue cuando hay coincidencia entre portadoras analógicas
y portadoras OFDM, es decir no hay entrelazamiento entre ellas. Con la ayuda de la Figura
36 se podrá verificar la coincidencia de las portadoras ISDB-Tb con las portadoras de video y
sonido del canal analógico, siendo suficiente realizar los cálculos para el Modo 1.
Señal ISDBb-T
f´0
PV
PS
Señal analógica
1,25
5,75
6,00
Figura 36: Coincidencia de portadoras OFDM y portadoras analógicas
388
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
Como las portadoras OFDM están separadas entre sí un valor Δf y además se conoce
perfectamente la posición de la portadora central f0´, se puede plantear la siguiente ecuación:
f'0 = fPV/PS ± v · Δf
(28)
Donde fPV / PS es la frecuencia en banda base de la portadora analógica de video o de
sonido. El signo positivo de la suma corresponde a la portadora de video y el signo negativo a
la portadora de sonido.
25
1
MHz (Modo 1) y f'0 = (3 +
) MHz, reemplazando en (28)
Dado que Δf =
6300
7
se tendrá:
(29)
3+
25
1
= fPV/PS ± v
6300
7
Resolviendo (29), se obtiene v=477 para la portadora de video (fPV = 1,25) y v=657 para
la portadora de sonido (fPS = 5,75), lo cual significa que ambas coinciden con posiciones ocupadas por portadoras OFDM.
7. APÉNDICE: DISPOSICIÓN DE PORTADORAS PARA MODULACIÓN DIFERENCIAL
Se presentan a continuación las principales diferencias en la configuración del cuadro
OFDM y utilización de las portadoras disponibles cuando se emplea modulación diferencial
DQPSK. Si bien el estándar ISDB-Tb contempla este esquema de modulación, la gran mayoría
de las estaciones de TVD-T emplean casi exclusivamente las modulaciones sincrónicas.
Por empezar, DQPSK necesita una señal de referencia específica para esta modulación. Por
este motivo, para los tres modos, la primera portadora de cada segmento configurado bajo este
esquema es un piloto continuo CP, cuyas características ya se estudiaron en el Capítulo 9.
En la Figura 37 se muestra la estructura del segmento para modulación diferencial.
Dado que los pilotos dispersos SP no son necesarios en DQPSK y que se emplea un solo
piloto CP por segmento, quedan disponibles 8 portadoras por símbolo OFDM en el Modo 1,
17 en el Modo 2 y 35 en el Modo 3. Estas portadoras se asignan a los canales auxiliares AC2
(no contemplados en modulación sincrónica) y también al TMCC, de acuerdo a lo indicado
en la Tabla 5.
Debido a su extensión y por razones de espacio, las tablas con los detalles de la numeración de portadoras asignadas a los canales TMCC, AC1 y AC2 para modulación diferencial
no se incluyen en este apéndice, invitando al lector a consultar los documentos del estándar
ISDB-Tb8.
8 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre - Sistema de transmisión,
Norma ABNT NBR 15601, [s. e.], [s. l.], 2008.
389
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
1
SA0,0
SA0,1
SA0,2
SA0,3
SA0,4
SA0,5
2
SA1,0
SA1,1
SA1,2
SA1,3
SA1,4
SA1,5
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
TMCC
107
SA95,0
SA95,1
SA95,2
SA95,3
SA95,4
SA95,5
i
AC2
. . .
. . .
SA1,200
SA1,201
SA1,202
SA1,203
AC1
. . .
. . .
SA0,200
SAO,201
SA0,202
SA0,203
...
...
CP
200
201
202
203
Portadoras
...
. . .
0
0
1
2
3
4
5
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
...
SA95,200
SA95,201
SA95,202
SA95,203
j
Figura 37: Estructura del segmento para modulación diferencial (Modo 1)
Distribución de portadoras
Modo 1
Esquema de modulación de las portadoras
Total de portadoras
Modo 2
Modo 3
DQPSK
LS
108
216
432
Portadoras de datos
LD
96
192
384
Piloto continuo
CP
1
1
1
5
10
20
Control de configuración y multiplexación de
TMCC
transmisión
Canales auxiliares
AC1
2
4
8
Canales auxiliares
AC2
4
9
19
Piloto continuo (*)
CP
1
1
1
Portadora asignada a CP
LCP
1404
2808
5616
(*) Un piloto continuo debe ser asignado a la portadora de mayor frecuencia de todo el espectro transmitido,
independientemente de la utilización de segmentos con modulación DQPSK.
Tabla 5: Distribución de portadoras por segmento con modulación DQPSK
Para finalizar, cuando se emplean simultáneamente segmentos con modulación diferencial y segmentos con modulación sincrónica, los primeros tienen prioridad para ocupar las
posiciones centrales, con la única excepción del segmento Nº 0 que debe destinarse al servicio
one-seg, en caso de estar previsto este servicio. En la Figura 38 se muestra un ejemplo donde la
390
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
Capa A ocupa el segmento central, la capa B se configura con seis segmentos con modulación
diferencial y la capa C con seis segmentos con modulación sincrónica.
11
9
7
5
3
1
0
2
4
6
8
10
12
Frecuencia
Segmento para recepción
parcial (one-seg)
sincrónico o diferencial
Segmento con
modulación
diferencial
Segmento con
modulación
sincrónica
Figura 38: Utilización de los segmentos de acuerdo al tipo de modulación empleada
CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B)
391
BIBLIOGRAFÍA
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C
A
P
Í
T
U
L
O
12
TRANSMISORES, ANTENAS
FILTROS Y COMBINADORES
1. INTRODUCCIÓN
En este capítulo se presentan los componentes de la parte final de la cadena de transmisión
de TVD-T. El estudio completo y detallado de los amplificadores de potencia de RF utilizados
en UHF, al igual que la teoría y diseño de antenas, son temas muy extensos y el tratamiento
de ambos insumiría demasiadas páginas. Dado que la bibliografía existente en la materia es
abundante y de excelente nivel, se ha preferido ofrecer un panorama general y a la vez de
utilidad práctica para el ingeniero de TV. En la primera parte, se describirán dos transmisores
comerciales, mostrando sus principales características técnicas y destacando aquellos aspectos
que deben tenerse en cuenta a la hora de decidir la compra de una unidad. La segunda parte
esta dedicada a las antenas, filtros y combinadores, en donde sí ha sido posible abordar algunas
cuestiones teóricas y varios conceptos importantes de aplicación práctica.
2. TRANSMISORES COMERCIALES DE TVD-T
2.1. Transmisor Edinec Modelo TXUD-1200
En primer lugar, se describirá el transmisor Modelo TXUD-1200 fabricado en la Ciudad
de Córdoba por la firma Edinec S.R.L, cuya potencia de salida es de 1200 W RMS. Está com-
393
394
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
puesto por un modulador ISDB-Tb, un excitador, los amplificadores de potencia y el módulo
de control. Su aspecto puede verse en la Figura 1 a).
Figura 1: Transmisor Modelo TXUD-1200 (Cortesía Edinec SRL)
Este transmisor ha sido desarrollado con un sistema avanzado de control y protecciones
que permite por un lado, que sea operado en forma manual o automática y a su vez puede operarse en forma local vía teclado desde el módulo de control, o bien en forma remota, mediante
un navegador de Internet o vía protocolo SNMP (Single Network Management Protocol). Su
diagrama en bloques se muestra en la Figura 2.
ENTRADAS TS
SWITCH
ETHERNET
AMP
RF
AMP
RF
DRIVER
13 dBm
PRE
EXCIT
EXCIT
CIRCULADOR
EXCIT
CIRCULADOR
MODULO DE CONTROL CENTRAL
MICROCONTROLADO
PRE
EXCIT
SISTEMA DE RECORTE POR SOBRE POTENCIA
DRIVER
SISTEMA DE RECORTE POR SOBRE POTENCIA
SISTEMA DUPLICADO DE EXCITADORES
EXCITACIÓN
20 W
÷
MONITOR RF
- 30 dBm
Figura 2: Diagrama en bloques transmisor Modelo TXUD-1200 (Cortesía Edinec SRL)
CONECTOR
RJ-45
CONVERSOR
FUENTE
CORRECTOR
DE LINEALIDAD
OSCILADOR
MODULADOR ISDB-Tb Secundario
CODIFICADOR
COFDM
REF. RELOJ EXT.
CONVERSOR
FUENTE
CORRECTOR
DE LINEALIDAD
OSCILADOR
CODIFICADOR
COFDM
REF. RELOJ EXT.
MODULADOR ISDB-Tb Principal
LPF
SALIDA RF
1200 W
MONITOR RF
Directa - 10 dBm
Reflejada - 30 dBm
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
395
396
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
Entre sus características técnicas más destacadas, se pueden mencionar las siguientes:
a) Tanto los módulos excitadores como los módulos amplificadores de salida de RF
están equipados con circuladores que permiten la desconexión de estas unidades
sin que sufran daño alguno. Además, un sistema de cargas conectada a la salida
derivada de los circuladores se encarga de drenar y disipar la potencia reflejada
en caso de aparición de ROE, garantizando el funcionamiento ininterrumpido del
transmisor aún con cargas desadaptadas.
b) Un módulo de control general realiza mediciones en forma permanente de los
parámetros de funcionamiento del equipo (Figura 1 b) y en caso de fallas, actúa
protegiendo al transmisor. Estas protecciones son: temperatura, sobrecarga de
corriente, sobretensión, y ausencia de señal de entrada, para cada uno de los
módulos. Cada unidad es autónoma y en caso de falla en alguna de ellas o en el
módulo de control, el transmisor continúa funcionando con sus protecciones y bajo
los ajustes establecidos. La falla o ausencia del módulo de control trae como única
consecuencia la pérdida de la operación remota del transmisor y del sensado local
de los parámetros de funcionamiento.
c) La suma de potencias de los amplificadores de RF la realiza un sumador no
disipativo (Figura 1 c), formado por un filtro pasabajos y un acoplador direccional
que permite realizar mediciones de potencia directa y reflejada sobre la salida
del equipo. Este tipo de sumador tiene como ventaja que en caso de producirse la
desconexión de uno o más amplificadores de salida, la potencia que se pierde por
el desbalance es mucho menor que en otro tipo.
d) En el diseño de este equipo se ha tenido en cuenta la posibilidad de utilizar
moduladores de otros fabricantes (preparados por ejemplo para redes SFN). Por esta
y otras razones, el excitador tiene un elaborado sistema de protección contra los
picos de la señal entregados por el modulador, que resguarda las etapas de potencia
de RF. Como se ha mencionado en este libro, en las señales OFDM se producen picos
que pueden llegar a los 15 dB o más por encima del valor RMS. Si bien la mayoría
de los moduladores comerciales para ISDB-Tb contienen una protección ajustable,
una incorrecta calibración o la ausencia de la misma podría provocar la destrucción
de los amplificadores. La protección se consigue gracias a un algoritmo de análisis de
amplitud y anchura de los picos, que controla un sistema limitador.
e) Las etapas amplificadoras de potencia (Figura 3) se alimentan individualmente por
medio de una fuente conmutada independiente de 48 V. Además, en cada etapa, una
fuente auxiliar de 12 V alimenta al sistema de control. Estas fuentes se encuentran
interconectadas por medio de una barra de distribución, de manera que ante la falla
de una o más de ellas, las restantes la compensan y el sistema sigue funcionando.
f) El sistema de ventilación forzada del transmisor está controlado por un
microprocesador que analiza la temperatura de operación del equipo, variando
la velocidad de las turbinas de ventilación de acuerdo a las necesidades, lo cual
extiende la vida útil de las mismas.
Más información en www.edinec.com.ar
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
397
Sumador de salida del
módulo ampliador
Etapas de
potencia
Circulador de
salida
Sensor de
temperatura
Fuentes
auxiliares
Acoplador de
entrada de RF
Fuente
principal
Turbinas de ventilación
Puerto de
mediciones
Figura 3: Módulos amplificadores de potencia (Cortesía Edinec SRL)
2.2. Transmisor LIECOM Modelo TRUD1200
Seguidamente, se analizarán las principales características del transmisor Modelo
TRUD1200 con modulador-excitador de reserva, fabricado en la Ciudad de Córdoba por la
firma LIE S.R.L - LIECOM. Este transmisor entrega una potencia nominal de salida de 1200
W RMS, con una reserva que le permite llegar hasta los 1400 W RMS.
De manera opcional, se suministra con dos cadenas de RF formadas por un modulador
ISDB-Tb y un excitador, disponiendo de este modo de una segunda de reserva o “back-up".
El excitador entrega una potencia de unos 25 W, nivel suficiente para la entrada de los seis
amplificadores. En caso de falla, una llave de transferencia de RF ubicada entre la salida de
los dos excitadores y el divisor de potencia, permite conmutar entre ambas cadenas, en forma
local o por telecomando.
En la Figura 4 se muestra el gabinete del amplificador de potencia. Está equipado con
cuatro transistores LDMOS, acoplados mediante un divisor/sumador construido con técnicas
strip-line e incluye el filtro de armónicas. Están completamente protegidos con una lógica que
controla los excesos de temperatura a través de termostatos. Los niveles peligrosos de ROE
se detectan con acopladores para medición de potencias y comparadores de potencia directa
y reflejada. Una fuente de alimentación conmutada permite su independencia funcional. La
placa de control señaliza cada una de las protecciones con indicadores LED ubicados en el
panel frontal del gabinete y también se comunica con el sistema de control general del equipo,
398
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
informando sobre los parámetros principales de funcionamiento, mediciones y estado de las
protecciones, para habilitar o no el encendido de la fuente.
El óptimo control de temperatura de los amplificadores de potencia asegura larga vida para
los transistores LDMOS, gracias a disipadores de alto rendimiento especialmente diseñados para
sistemas de potencia, con una mayor densidad de aletas estriadas de menor resistencia térmica,
que permiten alcanzar grandes superficies de disipación en un mismo volumen. El sistema de
ventilación se completa con dos turbinas montadas sobre rodamientos, que entregan caudales
superiores a los 2000 CFM con presiones equivalentes a una columna de 25 mm de agua.
Ampliadores
Detectores de potencia
directa y reflejada
Filtro
Sumador
Fuente
principal
Medición de
potencia RMS
Placa de
control
Divisor
Ventiladores
Figura 4: Amplificador de potencia (Cortesía LIE SRL – LIECOM)
En la Figura 5 puede verse el sumador de potencia. Su función es combinar la salida de
los seis gabinetes amplificadores. Es del tipo de aislación interna y está construido con técnicas
de strip-line, siendo su principal ventaja la baja sensibilidad ante la desconexión de alguno de
los amplificadores de salida, además de tener una mayor anchura de banda.
El sistema de control facilita el diagnóstico local del transmisor sin necesidad de una PC,
presentando en una pantalla LCD todos los parámetros analógicos (52 internos y 12 externos).
También se muestran los estados lógicos de las señales internas y externas al transmisor, que
pueden ser controlados con un sistema de medición en remoto, además de señalizar mediante
indicadores LED el estado normal o crítico de distintos parámetros esenciales. Su aspecto
puede verse en la Figura 6.
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
Placa
sumadora
Detectores de potencia
directa y reflejada
Medición de
potencia RMS
Ventiladores
Figura 5: Sumador de potencia (Cortesía LIE SRL – LIECOM)
Figura 6: Sistema de control (Cortesía LIE SRL – LIECOM)
Fuente
399
400
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
Entre las características más destacadas de este transmisor, cuyo diagrama general de
bloques se presenta en la Figura 7, se pueden mencionar las siguientes:
a) El modulador está equipado con un sistema realimentado de precorrección
automática de distorsión ADCL no lineal para los amplificadores y de distorsión
lineal para el filtro de máscara, lo que permite alcanzar características óptimas de
intermodulación, conformación de hombros y MER, manteniendo la calidad de la
emisión aún ante variaciones debidas a la temperatura o el envejecimiento.
b) La potencia final está controlada por un AGC en el excitador, a través de una
muestra de la salida del sumador de potencia, que permite mantenerla constante.
Además actúa como protección ante una eventual falla de ganancia en la cadena de
potencia, pasando a tomar como referencia la propia salida del excitador, lo que
evita una posible sobreexcitación.
c) El transmisor dispone de un sistema de comando que lo preserva ante eventuales
fallas en el filtro de mascara y/o sistema de antena. En efecto, al suministrar energía
de alimentación de red al transmisor y señal de flujo BTS a uno de sus moduladores,
el equipo activa de forma escalonada el encendido, la polarización de RF, el
arranque con potencia reducida y el paso hacia la potencia nominal. El operador,
en forma local o remota, también puede llevarlo a cualquiera de los cuatro estados,
o desenclavarlo si existiese alguna falla, conmutando a carga fantasma o antena.
d) Se puede realizar un ajuste fino de la potencia por pasos, mediante teclas ubicadas
en el panel frontal del modulador-excitador y también mediante telecomando. Esto
facilita la compensación de pérdidas en el filtro de máscara y combinador, además
de equilibrar la potencia con otros transmisores conectados a un sistema de antena
de banda ancha.
e) Puede detectar distintos tipos de fallas y señalizarlas visualmente para facilitar
el diagnóstico de: moduladores, excitadores, gabinetes amplificadores, sumador,
conmutador de excitadores y conmutador de antena, entre otras, algunas de las
cuales permiten restablecer automáticamente el servicio en caso de ser despejadas:
tensión de línea, ventilación, ausencia de señal BTS y conmutadores de excitador
o antena. Otras fallas requieren la intervención del operador, en forma local o
remota, para poder desenclavar el equipo: fallas reiteradas por excesiva ROE, alta
temperatura, etc. En el caso particular de elevada ROE, el transmisor se reinicia
automáticamente a potencia reducida, y en caso de repetirse la falla un cierto
número preestablecido de veces, se produce el apagado completo.
f) La segunda cadena moduladora excitadora puede ser operada independientemente,
en forma local o remota, siendo posible su encendido, apagado y ajuste fino de
potencia, independientemente de que el transmisor esté al aire o fuera de servicio.
Esto facilita las tareas de diagnóstico, ajuste y mantenimiento. Una falla en la
cadena modulador-excitador principal permitirá la conmutación automática,
sin importar que en ese momento la unidad de reserva se encuentre encendida o
apagada. Esta acción no se lleva a cabo si la cadena tiene memorizada una falla,
apagando el equipo completo hasta que intervenga el operador.
L1
L2
L3
BTS 2
BTS 1
BTS 2
BTS 1
CTRL
CTRL
EXCIT
25 W
EXCIT
25 W
CONTROL GRAL.
Y MEDICIONES
CTRL
EXC. 1 / 2
SWITCH
RF
RL
TELECONTROL
FUENTE CTRL
LOCAL/
REMOTO
÷
AMPLIFICADORES
6 X 250 W
CTRL
ETHERNET
SNMP
ANT. /
CARGA
SALIDA RF
1200 W
Figura 7: Diagrama en bloques transmisor Modelo TRUD 1200 (Cortesía LIE SRL - LIECOM)
FUENTE
AUXILIAR
ADJ.
POT.
ON/OFF
MODULADOR 1
ISDB-Tb
GPS
MODULADOR 1
ISDB-Tb
ON/OFF
ADJ.
POT.
FILTRO DE
MÁSCARA
COMBINADOR
(equipamiento opcional)
CARGA
SWITCH
ANTENA
OTROS
CANALES
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
401
402
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
Mediante combinadores del tipo de inserción, formados por dos acopladores híbridos
y dos de filtros pasabanda por cada canal (los combinadores se analizarán más adelante, en
el apartado 4.3.4), es posible acoplar varios transmisores a una sola antena. En la Figura 8
se muestra una instalación de este tipo, construida con cuatro transmisores TRUD1200. Se
alcanza a ver, a la derecha de los equipos, la unidad combinadora.
Figura 8: Planta transmisora para cuatro canales ISDB-Tb (Cortesía LIE SRL – LIECOM)
La línea de transmisores TRUD comprende modelos cuyas potencias de salida nominales
son 600 W, 800 W, 1200 W y 1600 W RMS, y están equipados con 3, 4, 6 y 8 etapas amplificadoras de 200/250 W RMS para sistemas OFDM. El filtro de máscara instalado a la salida
define la respuesta final en frecuencia de todo el conjunto. También se dispone de transmisores
con potencias desde 40 W hasta 6 kW RMS.
Los equipos pueden ser controlados manualmente, mediante teclas de fácil interpretación o en forma remota, vía protocolo SNMP a través de conexiones Ethernet. En la Figura
9 se muestra la pantalla del software para telecontrol de estos transmisores. Las placas para
mediciones y telecontrol del transmisor fueron desarrolladas de manera conjunta entre LIE
SRL - LIECOM y el CIADE-IT1 de la Universidad Blas Pascal (UBP).
Para lograr una alta calidad, máxima confiabilidad y versatilidad, un transmisor de
TVD-T como el que se ha descrito en este apartado, requiere de un diseño experimentado,
materiales de alta calidad y una cuidadosa fabricación.
1 Centro de Investigación Aplicada y Desarrollo en Informática y Telecomunicaciones. UBP, Córdoba.
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
403
Figura 9: Software para telecontrol de transmisores (Cortesía LIE SRL – LIECOM)
Más información en www.liecom.com
3. ANTENAS
La antena es el transductor que permite que la energía de radiofrecuencia conducida por
un medio físico o línea de transmisión (cable coaxial por ejemplo), sea transferida e irradiada
al espacio como una onda electromagnética.
La impedancia característica Z0 de una línea de transmisión está dada por la siguiente
expresión:
(1)
Z0 [Ω]=
L
C
Donde:
s L es la inductancia distribuida.
s C es la capacidad distribuida.
En el caso de los cables de uso común en sistemas de antenas este valor es de 50 Ohms.
Para el aire, medio de conducción de las ondas electromagnéticas, la impedancia característica está dada por:
(2)
Z0 =
μ
= 377 Ω
ε
404
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
Donde:
s μ es la permeabilidad del aire.
s ε es la permitividad del aire.
Es decir que la antena posibilita que una onda que viaje por un medio cuya impedancia es
de 50 Ω sea transferida, con mínimas reflexiones, a un medio donde la impedancia es 377 Ω.
3.1. Directividad de la antena
La antena isotrópica es un radiador puntual suspendido en el espacio que irradia energía
en todas las direcciones posibles. Dicha energía, conforma un frente de onda esférico, que se
expande a medida que la onda electromagnética se propaga por el espacio. Esta antena ideal
esquematizada en la Figura 10, es la que se utiliza como referencia para definir directividad
y ganancia.
Antena
isotrópica
Figura 10: Frente de onda irradiado por la antena isotrópica
Considérese ahora una antena con dimensiones físicas finitas, por ejemplo un dipolo
alimentado en el centro con un generador de RF.
La corriente recorrerá ambas ramas del dipolo alejándose del generador hasta el extremo,
generando una onda electromagnética perpendicular a la dirección de propagación de la corriente. Al llegar al extremo, la corriente no podrá continuar su camino (condición límite de
contorno) y por el principio de conservación de energía, no puede desaparecer ni almacenarse
en la antena por tener esta parámetros distribuidos, razón por la cual la energía del generador
se disipará y será totalmente radiada en forma de onda electromagnética, que se propagará
por el espacio.
La onda electromagnética generada tendrá simetría en un plano perpendicular al dipolo
pero no se propagará en la dirección de su eje. En este caso, el frente de onda irradiado tendrá
la forma de un toroide de revolución, cuyo plano horizontal se aprecia en la Figura 11.
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
405
i
i
Figura 11: Plano horizontal del frente de onda irradiado por un dipolo
La directividad es la capacidad de una antena para concentrar la radiación de energía en
una determinada dirección.
Por convención, la directividad de un dipolo es proporcional al cociente entre la superficie
de la esfera y la superficie del toroide y su valor, expresado en decibeles, es igual a 2,15 dB. Es
una práctica común expresar la directividad de las antenas en dBi (directividad referida a la
antena isotrópica) o en dBd (directividad referida a una antena dipolo).
El concepto de directividad puede visualizarse de una manera muy simple, imaginando
una linterna colocada en el centro de una esfera, tal como se muestra en la Figura 12. La luz
emitida generará un cono de luz y la intersección del cono con la esfera genera una superficie
convexa sobre la circunferencia. La directividad es la relación entre esta superficie y la superficie completa de la esfera.
SE
D = 10 log 10
SE
SI
SI
Plano H
Figura 12: Concepto de directividad
406
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
Para facilitar la lectura y simplificar los gráficos, normalmente los diagramas de radiación
se obtienen mediante cortes efectuados con planos horizontales (H) y verticales (E) al volumen
esférico. La Figura 13 es un ejemplo de este tipo de diagrama, en este caso para el plano H.
0º
0º
Figura 13: Diagrama de radiación en el plano horizontal
3.2. Ganancia de la antena
Debido a la similitud de los conceptos involucrados, frecuentemente se suele confundir
la ganancia de una antena con su directividad.
La ganancia de una antena se obtiene de restando de la directividad la sumatoria de la
energía reflejada y la energía disipada en forma de calor, originada por resistencia de los conductores de la antena y a las pérdidas en los dieléctricos utilizados en la misma. En una antena
de buena calidad, construida con cobre o aluminio y materiales dieléctricos tales como el teflón,
estas pérdidas son prácticamente despreciables.
Si las pérdidas de retorno son del orden de -20 dB o menos (ROE ó VSWR = 1,22), la
energía reflejada es igual al 1% de la energía incidente y en estos casos puede decirse que la
directividad es igual a la ganancia, aunque esa afirmación no sea rigurosamente exacta.
3.2.1. Reglas prácticas para determinar la ganancia de arreglos de antenas
Es posible determinar la ganancia de sistemas o arreglos simétricos de antenas, conociendo
la ganancia unitaria de uno de sus elementos y siempre que éstos tengan un ángulo de apertura
horizontal a -3 dB, del orden de ± 35º. La fórmula es muy sencilla:
(3)
P
G S ⎡⎣dBd⎤⎦ = G E + 10log10
D
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
407
Donde:
s GE es la ganancia de cada elemento
s P es el número de pisos del apilamiento
s D es la cantidad de direcciones ubicadas a 90° entre sí.
Por ejemplo, considérese un sistema de antenas compuesto por paneles de dipolos cuya
ganancia individual es de 9 dBd. El sistema está construido con 3 apilamientos de 4 paneles
cada uno, distribuidos a 90º, tal como se muestra en la Figura 14:
D1
P1
P2
90º
Elemento
(panel)
D2
P3
90º
P4
D3
Figura 14: Arreglo de antenas del ejemplo
La ganancia del sistema será:
G S = G E + 10log10
P
4
= 9 + 10log10 = 10, 24 dBd
D
3
3.3. Diagramas de radiación
El objetivo de los diferentes diagramas de radiación es obtener la mayor intensidad
de campo eléctrico sobre el área a servir, es decir, colocar la máxima señal posible en las
zonas habitadas.
La determinación de los niveles de señal necesarios para el servicio de TVD-T y la metodología de cálculo del área de cobertura serán abordados en los Capítulos 13 y 14. En este
apartado, se analizará como utilizar las antenas para lograr los objetivos deseados.
Existen numerosos tipos de antenas de radiodifusión, pero las más comunes son las siguientes:
s Paneles planos: son los más populares, ya que permiten grandes anchuras de banda y
tienen una gran flexibilidad para lograr casi cualquier tipo de diagrama de irradiación
con muy baja ondulación (ripple), además de soportar grandes potencias.
s Turnstile (batwing): se utilizan cuando el objetivo es un diagrama omnidireccional.
Su principal ventaja es la menor carga aerodinámica.
s Slots: son muy robustas y presentan una baja resistencia al viento: En general son más
aptas para sistemas direccionales y su ancho de banda es limitado.
408
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
Los diagramas de radiación óptimos para cada aplicación casi siempre se obtienen mediante una combinación de antenas unitarias, llamada arreglo o formación.
El aumento en la ganancia de una antena o de un sistema de antenas se consigue reduciendo
el ángulo de apertura en el plano horizontal, en el plano vertical o en ambos. La reducción
del ángulo puede lograrse (aunque no es la única manera hacerlo) mediante el apilamiento de
antenas elementales, de acuerdo a las siguientes reglas:
s Apilamiento horizontal: reduce el ángulo en el plano horizontal
s Apilamiento vertical: reduce el ángulo en el plano vertical.
La ganancia resultante de un apilamiento de antenas elementales está dada por la siguiente
expresión:
(4)
GS[dBd] = GE + 10 log10 E
Donde:
s GE es la ganancia de cada elemento
s E es el número de elementos del apilamiento
Conociendo los ángulos de apertura horizontal y vertical a -3 dB de la antena, es posible
determinar la ganancia de la misma utilizando ábacos que pueden encontrarse en tratados
especializados.
El diagrama de radiación más adecuado surge del estudio del terreno y de las necesidades
de cobertura de una estación. Los más usuales en radiodifusión son:
a) Direccional: el ángulo de apertura horizontal es menor o igual a 90°. Estos sistemas
de antenas se especifican indicando el ángulo del lóbulo principal de radiación con
respecto al norte geográfico y su anchura de -3 dB.
b) Cardioide de dos direcciones: el ángulo horizontal es menor o igual a 180°. Estos
sistemas se especifican del mismo modo que el anterior, agregando la ondulación
(variaciones de ganancia) máxima permitida.
c) Cardioide de tres direcciones: el ángulo horizontal es menor o igual a 270°. Se
especifican igual que el caso anterior.
d) Omnidireccional: como su nombre lo sugiere, irradia en todas las direcciones
horizontales, cubriendo un ángulo horizontal de 360°. En este caso, solo es
necesario especificar el ripple (ondulación). En la Figura 15 pueden verse los 4
casos mencionados.
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
a)
b)
c)
d)
Figura 15: Diagramas de radiación horizontal usuales en radiodifusión
409
410
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
3.3.1. Diagrama de radiación vertical: puntos de intensidad nula
En cuanto a los diagramas de radiación vertical, los sistemas de antenas utilizados en
radiodifusión se construyen con apilamientos verticales, con el objetivo de reducir el ángulo
de apertura, evitando o minimizando la radiación hacia el espacio y hacia el suelo.
Cuando están alimentados en fase y con igual potencia, su diagrama vertical responde a
la función sen x/x, cuyos nulos o pasos por cero dependen de la cantidad de elementos apilados.
Estos nulos se deben a la cancelación de los vectores de campo eléctrico y generalmente se
encuentran en las proximidades de la antena, donde la intensidad de campo es muy alta.
Dependiendo del lugar de emplazamiento de la antena y del área a cubrir, puede ser necesario eliminar o “rellenar” estos ceros. Este efecto se consigue desplazando mecánicamente
alguna de las antenas o cambiando la fase de alimentación de determinados niveles del sistema.
En la mayoría de los casos, resulta más que suficiente entre un 5% y un 10% de rellenado para
obtener una cobertura adecuada en las cercanías de la planta transmisora.
3.3.2. Diagrama de radiación vertical: Inclinación del ángulo
Muchos radiodifusores aprovechan el relieve del terreno e instalan sus antenas en montañas y cerros cercanos a las ciudades a servir. En general, cuando la antena está ubicada a
más de 200 metros sobre la altura media del terreno, se debe especificar la inclinación del haz
(conocido como tilt down).
El ángulo de inclinación del diagrama de radiación del sistema de antenas se determina
en forma geométrica, tomando en cuenta la altura de la antena con respecto a la altura media
del área que se desea servir. Se puede lograr en forma mecánica, desplazando la parte superior
del montaje vertical de las antenas hacia fuera, en un ángulo igual al que se desea.
Pero también puede lograrse el mismo efecto mediante el acortamiento progresivo de la
longitud de los latiguillos (jumpers), modificando la fase de las señales que alimentan a cada
uno de los elementos. De este modo, se consigue inclinar el frente de onda por debajo de la
línea del horizonte.
La Figura 16 muestra ejemplos de diagramas de radiación vertical para todos los casos
que se acaban de explicar. En a) se muestra el diagrama correspondiente a un solo elemento,
mientras que b) es el caso de un sistema de antenas apiladas. En c) puede verse la modificación
experimentada por el diagrama cuando se realiza un rellenado de nulos del 10% y en d) cuando
el haz es inclinado 3º hacia el suelo.
Tanto la inclinación como el rellenado de ceros disminuyen la ganancia total del sistema,
pudiendo llegar hasta 1 dB de acuerdo a las especificaciones.
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
a)
b)
c)
d)
411
Figura 16: Diagramas de radiación vertical
3.3.3. Especificaciones de una antena
El ingeniero de TV debe conocer muy bien las especificaciones mínimas que debe suministrar al fabricante de antenas para conseguir los resultados buscados en el proyecto.
412
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
En cualquier caso, la potencia máxima de operación del sistema y el tipo de señal a
transmitir es una información básica, ya que los cálculos de potencias son muy distintos en
TV analógica y digital.
También es necesario determinar si el sistema operará con uno o con múltiples canales,
ya que los límites estarán dados por la potencia o por la tensión pico, según el caso.
En resumen, las especificaciones mínimas necesarias para un sistema de antenas son las
siguientes:
s Tipo de señal
s Potencia
s Ancho de banda
s Diagrama de radiación deseado
s Ondulación máxima permitida
s Inclinación del haz
s Relleno de nulos del diagrama vertical
3.4. Características constructivas de las antenas y sus partes
A continuación se describirán las principales características constructivas de las antenas y sus distintas partes constitutivas, poniendo de relieve su importancia para el correcto
funcionamiento de todo el sistema, ya que una vez instaladas deberán ofrecer un servicio
ininterrumpido durante muchos años.
Todos los componentes que constituyen una antena deben estar correctamente dimensionados para poder soportar, con ciertos márgenes de seguridad, las potencias y tensiones a
los que estarán sometidos.
La impermeabilización de todos los elementos es de suma importancia, ya que las elevadas
potencias de RF sumadas a niveles altos de humedad aceleran la oxidación de las superficies
de los metales, llevándolos a la destrucción en el corto plazo.
3.4.1. Conectores
Los conectores representan puntos de discontinuidad, por lo tanto son elementos críticos
ante la posibilidad de ingreso de agua o humedad. Los conectores deben estar diseñados para
asegurar la estanqueidad entre el cable y el cuerpo del conector y entre las partes y acoples
metálicos.
En general se recurre a juntas de goma conocidas como o-rings, con alojamientos cuidadosamente dimensionados para que la elasticidad del mismo asegure la hermeticidad.
Varias organizaciones reconocidas como DIN y EIA se ocupan de normalizar los distintos
tipos de conectores. Los conectores EIA son del tipo bridas (flange) y sus dimensiones más
comunes en pulgadas son 7/8”, 1 5/8”, 3 1/8”, 4 1/2” y 6”. En cuanto a la norma europea, los
más utilizados son DIN 7/16 y DIN 13/30.
Los fabricantes ofrecen tablas muy completas con especificaciones de impedancia y potencias máximas en función de la frecuencia para los conectores, además de datos mecánicos.
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
413
3.4.2. Desadaptaciones de impedancia
Las variaciones de impedancia dan lugar a reflexiones. Estas variaciones se deben a los
requerimientos mecánicos y de dieléctricos que deben tener los contactos de los conectores,
además de la inevitable discontinuidad física que se produce en los contactos deslizantes
(“enchufes”).
El dimensionamiento mecánico, la calidad de los materiales empleados y de las terminaciones son sumamente importantes en el punto de contacto. Además, deben mantener la
elasticidad a alta temperatura y tener alta conductividad, por lo cual suelen emplearse aleaciones
bañadas en oro o plata.
Los puntos de encastre determinan los llamados “planos de referencia de los conectores”
y son una referencia muy importante, especialmente en alta frecuencia, pues cuando se debe
ajustar con precisión la fase entre distintos cables, el plano de referencia es el que determina
que las mediciones sean repetibles.
En suma: los conectores deben responder a un diseño muy cuidadoso, con el objetivo de
lograr contactos confiables y de muy baja ROE.
3.4.3. Falsos contactos
La unión entre los contactos deslizantes y la malla o conductor externo del cable coaxial
con el cuerpo del conector son puntos críticos cuyas interfaces deben ser cuidadosamente
diseñadas para lograr contactos sólidos y mecánicamente estables.
Cuando esto no se cumple, la corriente de alta frecuencia que se desplaza por la periferia
de los conductores debido al “efecto pelicular” tomará caminos aleatorios. Este fenómeno
físico se traducirá en intermodulación (IMD), que deteriora la calidad de la señal transmitida
y que será analizado con detalle en el Capítulo 13.
En casos extremos, este fenómeno puede producir calentamiento y erosión de las superficies del conector y cable coaxial, provocando la destrucción de los mismos.
3.4.4. Limite de potencia del sistema
Antiguamente la potencia de los sistemas de transmisión se especificaba en valores eficaces
y de pico. En TV analógica, era suficiente considerar la potencia RMS y la potencia pico de
sincronismo horizontal, valores relativamente simples de calcular y medir.
Las señales OFDM de TVD-T, cuyo comportamiento es semejante al ruido, muestran
picos cuyo valor es muy superior al RMS medido, siendo de muy corta duración y de aparición
aleatoria, lo que dificulta su medición. Por este motivo, todos los elementos deben ser diseñados
en base a métodos de predicción estadística de las tensiones que deben soportar los elementos
en casos extremos.
3.4.5. Divisores de potencia
Los divisores se encargan de distribuir la potencia desde el cable de alimentación a cada
elemento de la antena, permitiendo repartir la energía de modo tal que sea posible ajustar el
414
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
diagrama de radiación. El requisito fundamental es que presenten a la línea de transmisión
una impedancia de entrada de 50 ohms, aún con todos los elementos de la antena conectados
en paralelo.
Los divisores se construyen con secciones de líneas de transmisión, de un cuarto de longitud
de onda e impedancias adecuadas. Se emplean piezas de bronce para los conductores exteriores,
por su gran resistencia a la corrosión, mientras que para las líneas interiores se utiliza cobre o
bronce plateado, por su alta conductividad y bajas pérdidas.
Los divisores deben ser herméticos y en lo posible presurizados, para evitar el ingreso de
agua o humedad con el riesgo que esto implica.
3.4.6. Latiguillos o jumpers
Es el nombre con el cual se conoce el conjunto de cables y conectores que vinculan a las
antenas con el divisor de potencia.
Los latiguillos deben soportar las potencias y tensiones previstas en el sistema al igual que
los conectores y divisores, con los cuales conforman un conjunto funcionalmente indivisible.
Su longitud debe ser exacta y además deben estar correctamente posicionados, para lograr el
enfasamiento que permita obtener el diagrama de radiación previsto.
3.4.7. Elementos radiantes
Las antenas trasmisoras son estructuras que se instalan a grandes alturas, utilizando
torres colocadas sobre edificios o elevaciones naturales y por lo tanto, siempre están ubicadas
en lugares de difícil acceso, expuestas a fuertes vientos (hasta 200 km/h en ciertos casos), agua,
hielo y alta radiación solar.
Por todos estos motivos, las antenas deben ser mecánicamente robustas para soportar
las inclemencias climáticas sin que sus diagramas de radiación se deterioren con el paso del
tiempo.
Se deben tomar muchas precauciones durante la fase de diseño de la estructura mecánica de
soporte de las antenas, latiguillos y divisores, buscando la mayor protección para los elementos
radiantes, tratando de impedir que la lluvia y el hielo degraden su funcionamiento.
3.5. Medición de antenas
La medición de antenas es una tarea compleja, porque es necesario construir un escenario de medición donde las reflexiones de la onda electromagnética sean nulas o mínimas.
La condición ideal de ausencia completa de ecos y reflexión por pérdidas de retorno, es casi
imposible de lograr.
La precisión o certeza de las mediciones está intrínsecamente ligada al grado de aproximación a la mencionada condición ideal. Una forma de lograrlo, sería utilizando una fuente
puntual que irradie sobre la antena a medir y que la misma esté suspendida de tal modo que se
pueda rotar sobre dos ejes perpendiculares entre sí, para conseguir los diagramas de radiación
horizontal y vertical.
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
415
El ambiente ideal de medición es una cámara anecoica, construida en una sala de dimensiones suficientes cuyas paredes, techo y piso están recubiertos de material absorbente, de tal
modo que las reflexiones sean menores a -40 dB en todo el rango de medición. La Figura 17,
muestra un ejemplo de este tipo de instalación.
Figura 17: Cámara Anecoica (Foto cortesía de CONAE2)
3.5.1. Diagramas de radiación
Para efectuar estas mediciones se utiliza un analizador de redes, empleando los parámetros
S de la antena, concretamente S11 y S21.
Dada la cantidad de mediciones a efectuar, los sistemas modernos están automatizados
y una computadora controla el instrumento y el sistema de suspensión/rotación de la antena
a medir.
2
CONAE: Comisión Nacional de Actividades Espaciales. Centro Espacial Teófilo Tabanera, Córdoba, Argentina.
416
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
Los sistemas más simples emplean una antena patrón fija y la antena a medir se instala
sobre un rotor que la computadora controla con precisión de décimas de grado.
Partiendo de una posición de referencia, la computadora activa el sintetizador de frecuencias del analizador de redes e inicia un barrido de la banda en pasos de frecuencia especificados,
tomando lectura de la potencia recibida en cada paso. Estos valores son archivados en una
base de datos.
Luego la computadora va girando la antena en pasos de un grado, repitiendo las mediciones en cada paso, hasta completar un giro de 360º.
Para trazar el diagrama vertical, la computadora gira 90º la antena llevándola del plano
horizontal al vertical, iniciando nuevamente todo el proceso.
3.6. Antenas de fabricación comercial
A continuación se muestran algunos ejemplos de antenas para TVD-T fabricadas en la Ciudad
de Córdoba por la firma Consulfem S.A. Más información en www.consulfem.com
a)
b)
Figura 18: a) Cardiode de tres direcciones y b) Sistema en banda III de 14 paneles
(Cortesía Consulfem S.A.)3
3 Las instalaciones de las antenas mostradas en la Figura 18 han sido realizadas en las Ciudades de Buenos Aires a)
y Neuquén b). Las de la Figura 19 en Balcarce a) y Catamarca b), ciudades de la República Argentina.
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
a)
417
b)
Figura 19: a) Cardiode de tres direcciones y b) Sistema de polarización inclinada e UHF de
dos direcciones (Cortesía Consulfem S.A.)
4. FILTROS Y COMBINADORES
Un filtro es un dispositivo que idealmente permite el paso de una determinada banda de
frecuencias, rechazando todas las demás. En la práctica, existe una banda de transición entre
la banda de paso y la banda de rechazo.
Existen muchos tipos de filtros, de diferentes tecnologías y cada uno ha sido pensado para
aplicaciones específicas que dependen del rango de frecuencias y de la potencia de las señales
que deben manejar, entre otros aspectos.
Se definen por medio de una función de transferencia de respuesta en amplitud en función
de la frecuencia, siendo las más usuales:
s Butterworth: Mínima pérdida de inserción, banda de paso plana y poca selectividad
(monotónico)
s Tchebycheff: Banda de paso con ondulaciones, mayor selectividad (monotónico).
s Elípticos: Banda de paso con ondulaciones, permiten ceros de transmisión (no monotónico)
s Fase lineal: Mínimo retardo de grupo, se utilizan para filtrar pulsos.
s Filtros generalizados: Permiten una alta selectividad con mínimo retardo de grupo.
Los filtros de salida para transmisión de radiodifusión en general manejan grandes potencias y se construyen en su mayor parte con componentes mecánicos.
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
4.1. Filtro de máscara
En todos los transmisores de TV, analógicos y digitales, la señal de salida debe ser filtrada
para evitar interferencias sobre los canales adyacentes. Este filtro, a diferencia de otros que se
encuentran en las etapas anteriores, debe soportar toda la potencia de salida del transmisor. El
filtro para canales de 6 MHz de ancho debe tener una banda pasante plana en ± 2,78 MHz y
ofrecer la mayor atenuación posible en ± 3,5 MHz, con el menor retardo de grupo posible.
Este filtro, llamado “filtro de máscara”, es el que permite cumplimentar con el gálibo o
máscara de transmisión exigida por la norma ISDB-Tb y sus especificaciones se muestran en
la Figura 20.
Como puede verse, los requisitos de selectividad son bastante elevados y su objetivo es
permitir la operación de emisoras analógicas en canales adyacentes, libres de interferencias
de la señal digital OFDM.
Atenuación en dB
(respecto a la potencia media)
418
+5
0
-5
- 10
- 15
- 20
- 25
- 30
- 35
- 40
- 45
- 50
- 55
- 60
- 65
- 70
- 75
- 80
- 85
- 90
- 95
- 100
-16 - 14 - 12 - 10
Máscara no crítica
Máscara sub-crítica
Máscara crítica
-8
-6
-4
-2
0
2
MHz / div
4
6
8
10
12
14
16
Figura 20: Filtro de máscara definido por el estándar ISDB-Tb
El filtro de máscara no tiene una especificación como tal, en realidad se trata de un requerimiento general para el sistema de transmisión y por lo tanto este componente debe aportar la
atenuación necesaria para la respuesta en frecuencia que presenta el transmisor.
La tecnología actual permite alcanzar valores de atenuación de 12 a 14 dB a ± 3,5 MHz
en anchuras de banda de 6 MHz.
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
419
4.2. Filtros de salida
Los filtros de salida son dispositivos complejos y voluminosos debido a que deben tener
la menor perdida de inserción posible, la mayor selectividad, el menor retardo de grupo y una
alta estabilidad térmica para todas las especificaciones mencionadas.
Es importante destacar que los filtros cuya topología es escalera (ladder); es decir que
el camino de la señal en el filtro sigue un camino del resonador 1 (entrada) a n (salida) tienen
asociada a la respuesta en frecuencia el retardo de grupo. Tal es el caso de los filtros Tchebycheff y Elípticos.
Para los filtros de máscara se utiliza la teoría de filtros generalizados. Este nuevo método
de diseño de la función de transferencia permite obtener en forma simultánea mayor selectividad
recurriendo a ceros en frecuencias reales (como en el caso de los filtros elípticos) y optimizar
independientemente el retardo de grupo.
Para esto se recurre a los acoplamientos cruzados (cross couplings), es decir a acoplamientos
que además de la secuencia de monotonía (n a n+1) tienen otros acoplamientos en paralelo.
Según la potencia que deben soportar se utilizan:
s Filtros peine (combline filters) hasta 200 W.
s Filtros de cavidades coaxiales de 300 W a 5 kW.
s Filtros de cavidades de 10 kW a 50 kW.
Los filtros peine son más compactos, pero tienen un mayor perdida de inserción. Los
de cavidades coaxiales son de mayor porte y sus dimensiones crecen al aumentar la potencia.
Los filtros de cavidades presentan las menores pérdidas y permiten el manejo de grandes
potencias.
Para alcanzar la selectividad necesaria en filtros para la banda de UHF, es necesario
utilizar de 6 a 8 resonadores.
Dadas las altas prestaciones exigidas a estos filtros, deben ser construidos en cobre con
todas sus partes interiores plateadas, para alcanzar los más altos valores posibles de Q4 en los
resonadores. Este factor es determinante para la pérdida de inserción de los filtros.
Otro problema importante se presenta con los contactos deslizantes para la sintonía, los
cuales deben ser cuidadosamente diseñados para no degradar el Q y no introducir distorsión
por IMD (de tipo pasiva).
Dentro de los filtros se producen altas tensiones y por este motivo se requiere de un cuidadoso diseño y un adecuado dimensionamiento y construcción mecánica.
Los filtros de salida disipan potencia y por lo tanto trabajan a temperaturas elevadas,
lo que produce dilataciones en todas las piezas de metal que lo conforman. Por este motivo,
su diseño debe prever ingeniosos mecanismos que permitan compensar las derivas térmicomecánicas.
4
El Q es el factor de merito que resulta de dividir la cantidad de energía acumulada por la cantidad de energía disipada.
420
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
4.3. Combinadores
Los combinadores son sistemas de filtros que permiten acoplar múltiples transmisores
a una antena de banda ancha sin que los transmisores se interfieran y sin que se degraden las
señales transmitidas. Esta técnica es muy utilizada en la radiodifusión de FM y TV.
En las bandas de VHF y UHF se utilizan principalmente los siguientes tipos de combinadores:
s Combinadores tipo estrella
s Combinadores con líneas de transmisión
s Combinadores con filtros direccionales
4.3.1. Combinadores tipo estrella
Este combinador es uno de los más económicos, pero su diseño impone ciertas restricciones en la separación de los canales, dado que no permite canales adyacentes cuando los
transmisores a combinar son más de dos.
Dependiendo de la distribución de frecuencias a combinar, las señales pueden ser sumadas
en un solo punto, o bien sumadas por grupos y combinadas posteriormente.
En este tipo de combinador se debe lograr que desde una cualquiera de sus entradas, los
demás transmisores reflejen una impedancia muy alta. De este modo, la energía es conducida
por el camino que presenta menor impedancia, es decir la salida de antena y por lo tanto, no
hay potencia reflejada (condición de adaptación de impedancia) y tampoco atenuación en la
trayectoria hacia la salida.
4.3.2. Acopladores Híbridos de -3 dB
A continuación, se analizará el funcionamiento del acoplador híbrido de -3 dB, que es
el elemento en base al cual se construyen los dos tipos de combinadores que siguen en este
apartado.
El acoplador híbrido es un cuadripolo ampliamente utilizado en RF y microondas. Su
esquema puede verse en la Figura 21, con la notación estándar de sus cuatro puertos.
H
1
2
H1 entrada
H 2 directo
4
H4 aislado
Figura 21: Acoplador híbrido de -3 dB
3
H 3 acoplado
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
421
Ingresando una señal S1 por el puerto H1, el híbrido la dividirá en dos señales iguales S2 y
S3 con la mitad de potencia cada una (es decir -3dB). Dichas señales aparecerán en los puertos
directo y acoplado (H2 y H3) con una diferencia de fase de 90º entre sí.
Recíprocamente, si dos señales S2 y S3 cuya diferencia de fase es de 90º ingresan por los
puertos H2 y H3, la potencia combinada de salida aparecerá en el puerto H1 y será igual a la
suma de las potencias de las señales S2 y S3, es decir el 100% de las potencias ingresadas (atenuación 0 dB). Si las relaciones de fase en H2 y H3 se invierten, la suma de potencias aparecerá
en el puerto H4.
Si se conectan cargas reactivas en los puertos H2 y H3 y se ingresa una señal por H1, la
potencia reflejada aparece en el puerto H4. Esta propiedad es muy importante, porque hace
que las pérdidas de retorno en el puerto H1 sean muy bajas, ya que la potencia reflejada hacia
éste es prácticamente nula.
Cuando el acoplador híbrido está adaptado en sus cuatro puertos, toda la energía será
encaminada desde H1 hacia H2 y H3, sin transmisión de H1 a H4. La medición de la potencia
residual que pudiera aparecer en este último permite calcular la aislación del acoplador.
Las ecuaciones de diseño del acoplador híbrido son las siguientes:
(5)
Z 0D = Z 0
1+C
1−C
(6)
Z 0C = Z 0
1−C
1+ C
(7)
Z0 =
Z 0D ⋅ Z 0C
Donde:
s Z0 Impedancia característica (generalmente 50 Ω)
s Z0D Impedancia de modo diferencial
s Z0C Impedancia de modo común
s C Factor de acoplamiento de voltaje
El dispositivo se construye con líneas de un cuarto de onda ( /4) acopladas a - 3dB (en
voltaje equivale a C = 0,708). Bajo estas condiciones:
(8)
Z 0D = Z 0
1+C
1 + 0,708
5
0
= 50
≅ 121 Ω
1−C
1 − 0,708
(9)
Z 0C = Z 0
1−C
5
0
= 50
1+C
1 − 0,708
2
1 Ω
≅ 21
1 + 0,708
422
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
De este modo, la potencia se divide a la mitad y el aislamiento hacia H4 es prácticamente
infinito, siempre que los cuatro puertos estén perfectamente adaptados.
4.3.3. Combinadores con líneas de transmisión
Estos combinadores se construyen en base a dos acopladores híbridos de -3 dB vinculados
con líneas de transmisión cuyas longitudes difieren en /2, y se obtiene a la salida la suma de
las señales de frecuencias f1 y f2, tal como se muestra en la Figura 22.
H
1
H
2
f1
4
Carga de
50 1
L
f2
3
4
L +
2
3
f1 + f 2
2
Figura 22: Combinador con líneas de transmisión
Colocando un dispositivo que permita ajustar la longitud total de la línea más larga, este
combinador puede ser transformado en una llave conmutadora capaz de realizar las siguientes
funciones:
s Sumar las dos frecuencias f1 y f2 en antena.
s Enviar f1 a la antena y f2 a una carga fantasma.
s Enviar f2 a la antena y f1 a una carga fantasma.
4.3.4. Combinadores con filtros direccionales
Estos combinadores también se construyen con dos acopladores híbridos de -3 dB, con
el agregado de dos filtros idénticos (F), como puede verse en la Figura 23.
423
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
H1
1
f
2
H2
1
2
f2
F
1
4
3
3
4
F
f1 + f 2
Carga de
50
Figura 23: Combinador con filtros direccionales
Debido a las propiedades de los acopladores híbridos, la señal de frecuencia f1 que
ingresa por el puerto H11 se divide en dos señales iguales, que atraviesan los filtros e ingresan
por los puertos H21 y H24 para sumarse en el acoplador H2, que las dirige hacia el puerto de
salida H23.
La señal de frecuencia f2 ingresa por el puerto H22 y también se divide en dos señales
iguales. Dado que f2 esta fuera de la banda pasante de los filtros, ambas señales se reflejan y
regresan a los puertos H21 y H24 con su fase invertida, por efecto de la reflexión, para sumarse
en el acoplador H2 y aparecer en el puerto H23, donde se combina con f1.
Típicamente, la señal que ingresa por H11 sufre una atenuación total de 1,2 dB en filtros
de baja potencia y de 0,4 dB en unidades de alta potencia, mientras que para la señal que ingresa
en H22 estos valores son 0,5 dB y 0,05 dB respectivamente.
La aislación entre los puertos H11 y H22 es igual a la atenuación de los filtros selectivos
más el aislamiento de los híbridos, que varía entre -20 dB para baja potencia hasta -35 dB para
alta potencia. Ambos puertos tienen muy bajas pérdidas de retorno, siendo sus valores típicos
de -22 dB y -30 dB para bajas y altas potencias respectivamente.
Estas características permiten construir sumadores con filtros direccionales en cascada.
Los canales a sumar ingresan por los puertos selectivos de los filtros direccionales, mientras
que los canales sumados lo hacen por las puertas de banda ancha. Su esquema puede verse en
la Figura 24.
2
f1
3 2
C1
3
C2
1
3 2
C3
1
f2
2
C4
1
f3
Figura 24: Filtros sumadores en cascada
3
1
f4
f5
f 1 +f 2 +f 3 +f 4 +f
5
424
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
El alto aislamiento de los híbridos y la alta selectividad de los filtros con acoplamiento
cruzado permiten la inserción de canales con selectividades mayores a 50 dB, y posibilita la
operación de canales digitales adyacentes a los canales analógicos.
CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES
BIBLIOGRAFÍA
JOHNSON, R. and H. JASIK, Antenna Enginnering Handbook, USA, McGraw Hill, 1984.
KRAUS, John, Antennas, 2nd edition, USA, McGraw Hill, 1998.
KRAUS, J. and J. MARHEFKA, Antennas for all Aplications, USA, McGraw Hill Higher
Education, 2001.
POZAR, David, Microwave Engineering, 3rd edition, USA, John Wiley & Sons, 2005.
425
C
A
P
Í
T
U
L
O
13
CONCEPTOS
DE PROPAGACIÓN
1. INTRODUCCIÓN
Los fenómenos que aquí se describen se basan en leyes físicas descubiertas sucesivamente
por científicos y académicos tales como Huygens, Fresnel y Newton en el siglo XVII, Maxwell
y Hertz en el siglo XIX, Boltzmann y Poynting entre los siglos XIX y XX y Johnson, Planck y
Einstein en el siglo pasado (los dos últimos galardonados con el Premio Nobel), solo por citar
a los más destacados. Como puede verse, muchos de los trabajos fueron realizados siglos antes
de la aparición de la TV digital terrestre (TVD-T).
En este capítulo se presenta un resumen de los principios físicos más importantes relacionados con la propagación de las ondas electromagnéticas. Los conceptos que se analizarán
son independientes de cualquier sistema de transmisión de TV y por lo tanto, son aplicables a
los cálculos de cobertura y planificación en todos los estándares de TVD-T. Si bien este estudio
se enfoca en ISDB-Tb, también se han incluido algunas referencias útiles del estándar DVB-T,
para canales de 6 MHz de ancho de banda.
427
428
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
2. Campo electromagnético1
En este apartado se analizarán conceptos importantes, como el modelo de propagación
de las ondas electromagnéticas, el Vector de Poynting y la intensidad de campo. También se
estudiarán las curvas estadísticas de propagación, la incidencia de las características del terreno
en la propagación y un breve apartado sobre mediciones y unidades de medición.
2.1. Modelo de propagación de las ondas electromagnéticas
Fue James Clerk Maxwell quien propuso, mediante sus conocidas ecuaciones, el modelo
de propagación de las ondas electromagnéticas. La Figura 1 resume los conceptos de dicho
modelo.
Longitud
de onda
E
Plano de
polarización
H
H
E
E
H
E = Campo eléctrico V
m
H = Campo magnético
A
m
Dirección de
propagación
Figura 1: Modelo de propagación de Maxwell
Desde un punto de vista práctico, la onda electromagnética que se propaga en el espacio
libre puede ser considerada como un frente de onda plano definido por los vectores de campo
E y H , siempre que la distancia a la antena emisora supere una cierta cantidad de longitudes
de onda. En los cálculos de área de cobertura de señal, las distancias son del orden de kilómetros y en este caso el arco de circunferencia de un frente de onda resulta prácticamente recto,
coincidiendo con la línea que contiene al dipolo de la antena receptora. Este modelo, llevado
al espacio tridimensional, en donde el transmisor ocupa el centro de una esfera y el receptor se
encuentra distanciado algunos kilómetros, ha generado el concepto de frente de onda plano,
antes mencionado.
1
INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS,
Planning criteria, including protection ratios, for digital terrestrial television services in the VHF/ UHF bands,
Recommendation UIT-R BT.1368-9, 2011.
INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS,
Métodos de predicción de punto a zona para servicios terrenales en la gama de frecuencias de 30 a 3000
MHz, Recomendación UIT-R P.1546-4, 2009.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
429
2.1.1. Vector de Poynting
A partir del modelo de propagación propuesto por Maxwell, se define como Vector de
Poynting al producto vectorial entre el vector campo eléctrico E y el vector campo magnético
H, es decir:
⎡W⎤
S⎢
⎥ = E⊗H
⎣m2 ⎦
(1)
El Vector de Poynting, cuya dirección y sentido se muestran en la Figura 2, permite
identificar la dirección de propagación de la onda electromagnética y cuantificar la magnitud
del campo.
E
E
S
S
H
H
Dirección de propagación
(vector de Poynting)
Figura 2: Vector de Poynting
2.1.2. Intensidad de campo electromagnético
La intensidad de campo electromagnético se define como el flujo de potencia que incide
sobre una superficie de un metro cuadrado de una esfera de radio “r”, en cuyo centro se encuentra una antena irradiante isotrópica, tal como se ilustra en la Figura 3.
1 m2
r
Pt
Antena
isotrópica
Figura 3: Parámetros que intervienen en la definición de campo electromagnético.
430
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
Si la antena es alimentada con una potencia de transmisión Pt, el flujo (o densidad de
potencia radiada Φ) queda definido mediante la siguiente expresión:
(2)
P
⎡W⎤
Φ⎢ 2⎥ = t2
⎣ m ⎦ 4πr
Siendo:
s Pt potencia transmitida en vatios
s 4πr2 superficie de la esfera
La intensidad de campo en este caso debe entenderse como intensidad de campo electromagnético, que es la magnitud fundamental que permite cuantificar la fuerza de la señal
recibida. Más adelante se hará referencia a sus dos componentes, el campo eléctrico y el campo
magnético.
Teniendo en cuenta la definición de Vector de Poynting, puede deducirse que el campo
electromagnético es una función de la densidad de flujo de potencia, que a su vez resulta función del producto vectorial de dos vectores ortogonales entre si E y H , que se encuentran en
un plano perpendicular a la dirección de propagación.
Para realizar mediciones y cálculos de propagación, es más conveniente utilizar el vector
campo eléctrico E , entre otras razones, porque resulta más sencillo de medir. Debe prestarse
atención a la terminología empleada, porque en la jerga técnica en general se utiliza el término
“intensidad de campo” para identificar al campo eléctrico, sin especificar si se trata del campo
electromagnético, eléctrico o magnético.
En la práctica los valores de intensidad de campo eléctrico recibido son muy pequeños
y por esta razón se emplea el μV/m (microvoltio por metro) como unidad de medición, con su
correspondiente escala logarítmica en dBμV/m (decibeles referidos a microvoltio por metro). De
igual modo, la unidad empleada para medir el flujo de potencia es el dBm/m2 (decibel referido
a milivatio por metro cuadrado). La relación entre ambas unidades es la siguiente:
(3)
1dBμV/m = 1dBm/m2 - 115,8
En este capítulo y en el siguiente, se utilizará exclusivamente el dBμV/m como unidad
de campo eléctrico y el dBμV como unidad de medición de la tensión en los bornes de entrada
del receptor.
2.2. Determinación de la intensidad de campo eléctrico
Básicamente, existen dos métodos para determinar los valores de intensidad de campo
eléctrico que pueden esperarse en un determinado punto del área de servicio de un transmisor:
a) Curvas estadísticas de propagación (método gráfico) y b) Cálculo asistido por computadora
y software especializado (método analítico). El software especializado trabaja con bases de
datos muy completas que incluyen no solo las curvas mencionadas, también las características
topográficas del terreno y en algunos casos, los datos de la población que será servida con un
determinado sistema de transmisión. En este capítulo se estudiarán los métodos gráficos y el
cálculo asistido por computadora será abordado en el capítulo dedicado a las redes MFN y
SFN.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
431
2.2.1. Curvas de Longley y Rice2
Las curvas estadísticas fueron desarrolladas a mediados del siglo XX, gracias a los trabajos realizados por Longley y Rice, quienes llevaron a cabo miles de mediciones de campo en
diversos tipos de terrenos, durante todas las estaciones y a lo largo de varios años. Empleando
técnicas estadísticas, los resultados finales fueron presentados en forma de curvas, llamadas
“curvas (50,50)” (por 50% de las ubicaciones durante el 50% del tiempo).
En la Figura 4 se muestran las curvas (50,50) para el servicio de TV analógica en la banda
de UHF (canales 14 al 69). Las curvas de Longley y Rice permiten determinar, para una Potencia
Radiada Equivalente (PRE) de 1 kW y una altura de la antena emisora igual a su altura media,
la intensidad de campo en un punto geográfico ubicado a una cierta distancia del transmisor.
Sin embargo, resultan inciertos los valores para los puntos intermedios de la trayectoria. Por
esta razón, las curvas solo permiten asegurar que los valores se verificarán en poco más del 50%
de las ubicaciones, siendo perfectamente posible que en otros puntos de medición, situados a la
misma distancia del transmisor y con el mismo valor de PRE, se presenten valores diferentes,
debido a las irregularidades de las distintas trayectorias.
Con respecto a la variable temporal, en una misma ubicación podrán aparecer valores de
intensidad de campo diferentes a los esperados, dependiendo de las variaciones experimentadas en la señal por refracción en la troposfera a distintas horas del día. También en este caso,
las curvas solo aseguran que los valores de intensidad se verificarán en poco más del 50 % del
tiempo de las observaciones.
A modo de ejemplo, en la misma Figura 4 puede verse que para una altura media de
antena de 280 m y una PRE de 1 kW, a una distancia del transmisor de 30 km, la intensidad
de campo eléctrico recibida será de 60 dBμV/m.
Para valores de PRE distintos a 1 kW, bastará con sumar los decibeles necesarios al valor
obtenido en las curvas. Por ejemplo, para una PRE de 10 kW (10 dB mayor), la intensidad de
campo será de 60 dBμV/m + 10 dB = 70 dBμV/m. Para una PRE de 500 W (3 dB menor), la
intensidad será de 57 dBμV/m. Trabajando con las curvas de Longley y Rice, la antena receptora
se considera ubicada a una altura de 9 metros con respecto al piso.
A distancias cercanas al transmisor, la influencia de las variaciones por refracción en
la troposfera puede ser despreciada, debido a que predomina la intensidad de la señal que se
propaga en forma directa hacia el receptor. En cambio, para distancias del orden de los 200 a
los 300 kilómetros y para trayectorias que pasen por encima de la superficie del mar, existe la
posibilidad de provocar interferencias sobre otros canales. Para estos casos deberán utilizarse
las curvas (50,10) ó incluso las curvas (50,1), a los fines de poder determinar los valores de
intensidad del campo interferente para esas condiciones.
2 LONGLEY y RICE, Prediction of tropospheric radio transmission loss over irregular terrain (ITM). A computer method, [s.l.], [s. e.], 1968.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
Campo eléctrico estimado, exediendo el 50% de los posibles emplazamientos de los receptores el 50%
del tiempo, con la antena receptora ebicada a una altura de 9 metros
ALTURA DE LA ANTENA TRANSMISORA EN METROS
110
30
40
50
60 70 80 90 100
200
280 300
400
500 600 700 800 900 1000
F(50,50)
CANALES ANALÓGICOS 14 al 69
1600
1,5
2
100
3
4
5
6
7
8
9
10
90
15
80
20
30
70
40
50
60
60
70
50
80
90
100
110
120
130
140
150
160
170
180
190
200
210
220
230
240
250
260
270
280
290
300
40
30
20
10
0
DISTANCIA EN KILÓMETROS
432
-10
-20
30
40
50
60 70 80 90 100
200
300
400
500 600 700 800 900 1000
1600
ALTURA DE LA ANTENA TRANSMISORA EN METROS
Figura 4: Determinación de la intensidad de campo mediante las curvas de Longley y Rice
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
433
2.2.2. Curvas UIT-R Recomendación P.1546-4 y P.370-7
La Figura 5 muestra un ejemplo de las curvas (50,50) para trayectos terrestres, extractada
de la Recomendación UIT-R P.1546-4. Conceptualmente son similares a las curvas de Longley
y Rice. Utilizando el mismo ejemplo del punto anterior (altura media de la antena 280 metros,
PRE 1 kW y distancia 30 km), puede verse que se llega exactamente al mismo resultado.
600 MHz; trayecto terrestre; 50% del tiempo; 50% de los emplazamientos
h 2 = altura representativa de los obstáculos
30 km
120
110
100
90
80
h
1=
15
=
xim
cio
libr
e)
m
0m
00
12
60
50
spa
0m
=
h1
0m
60
o (e
30
=
h1
Intensidad de campo dB
1
m
75 ,5m
=
h 1 37 m
=
h 1 20 0m
=
h1 =1
h1
( mV ) para P.R.A de 1 kW
70
Má
h
40
30
20
10
0
- 10
- 20
- 30
- 40
- 50
- 60
- 70
- 80
1
10
100
Distancia (km)
Figura 5: Curvas de Recomendación UIT-R P.1546-4
1000
434
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
Las curvas P.370-7 son similares y representan los valores de las intensidades de campo
excediendo el 50% de las ubicaciones (dentro de un área de 200 x 200 m) para distintos porcentajes de tiempo. Corresponden a diferentes alturas medias de antenas transmisoras, con la
antena receptora ubicada a 10 m de altura.
Estas curvas se basan en valores a largo plazo (varios años) y pueden considerarse representativas de las condiciones climáticas medias que imperan en todas las regiones templadas.
Sin embargo, es importante tener en cuenta que, cuando se trata de períodos breves de tiempo
(por ejemplo, algunas horas y hasta unos pocos días), es posible que se encuentren valores de
intensidad de campo muy superiores a las indicados en las curvas, particularmente en el caso
de terrenos relativamente planos.
La Recomendación UIT-R P.1546-4 (2009) modificó varios aspectos de la P.370-7,
por ejemplo las curvas de predicción de intensidad de campo. Sin embargo, los especialistas
en planificación y cálculos de propagación y áreas de cobertura deben conocer las curvas de
Longley y Rice y las P.370-7.
2.2.3. Definiciones3
UÊxä¯Ê`iʏ>ÃÊÕLˆV>Vˆœ˜iÃÊi˜ÊݯÊ`iÊ̈i“«œ\
La primera cifra es el porcentaje de ubicaciones, también llamadas puntos de medición,
consideradas como áreas de unos 200 x 200 m. La segunda indica el porcentaje del tiempo
considerado, existiendo otros tres casos de interés además del 50%.
90% del tiempo: Para comprender el sentido de las estadísticas, se puede afirmar que en los
puntos de medición más cercanos al transmisor, se obtendrán valores mayores de intensidad
de campo (la distancia al transmisor es menor), durante un mayor porcentaje de tiempo.
Los valores se calculan con las curvas (50,90) de Longley y Rice.
10% del tiempo: Esta familia de curvas es muy importante, porque le permiten al planificador calcular la posible interferencia cocanal sobre el área de servicio que le corresponde
a otra emisora, ubicada por ejemplo a una distancia de entre 200 y 400 km. También son
válidas para las superficies marítimas, donde la onda electromagnética se propaga con
mayor facilidad por la elevada conductividad de ese medio. Por ejemplo, entrando a estas
curvas para frecuencias de UHF, puede comprobarse que para una altura media de 1000 m
y una PRE de 1 kW, el valor de intensidad de campo colocado a 300 km de distancia no
supera los 10 dBμV/m. Estos niveles de intensidad podrían causar interferencias a una estación ubicada a unos 350 km, en puntos que pertenecen al área de servicio asignada a esta
última. La cifra consignada es aproximada, ya que depende de si el trayecto de propagación
es sobre tierra, mar frío o mar cálido. Por ejemplo, en una trayectoria sobre mar cálido las
condiciones mejoran notablemente, llegando a casi 30 dBμV/m. Uno de los autores4 ha
realizado mediciones experimentales de este tipo de interferencias en Italia, entre las ciu3 INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS,
Métodos de predicción de punto a zona para servicios terrenales en la gama de frecuencias de 30 a 3000
MHz, Recomendación UIT-R P.1546-4, 2009.
4 Trabajo realizado por Roberto Lauro, durante los años 2008 y 2009, en Italia.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
435
dades de Napoli y Palermo (distantes entre si unos 300 km), en la banda UHF y sobre mar
cálido en época estival, encontrando en algunas ocasiones que las señales recibidas superaban los valores de las curvas de predicción. En Centro y Sur América, las interferencias
de este tipo podrían producirse en algunas zonas del Mar Caribe, el Istmo de Panamá y
entre Argentina y Uruguay, en el trayecto fluvial del Río de la Plata por su gran anchura y
en el sector marítimo que separa a ambos países. Esta posibilidad debería tenerse en cuenta
en la planificación de canales entre los países involucrados.
1% del tiempo: Cuando se necesita asegurar una mayor protección contra interferencia
co-canal a distancias largas, se utiliza esta versión europea de las curvas, que representan
una mayor exigencia.
UʏÌÕÀ>ʓi`ˆ>Ê`iÊÌiÀÀi˜œÊ­“Ì®\
Para su determinación se trazan ocho radiales, idealmente separados entre si 45º, a partir
del punto de emplazamiento de la antena transmisora. La altura media del terreno se calcula
promediando la altura de puntos distanciados entre si 1 km, desde los 3 km y hasta los 15
km de distancia de la planta transmisora (Figura 6 a).
Cuando el terreno es irregular y se utilizan antenas direccionales para concentrar la emisión
en algunas direcciones de preferencia, los ocho radiales se disponen dentro del área donde
se espera prestar servicio, a partir del punto de emplazamiento de la antena (Figura 6 b).
1 km
1 km
3 km
3
15 km
km
15
km
a)
OBSTRUCCIÓN O
ÁREA DESHABITADA
b)
Figura 6: Determinación de la altura media del terreno
UʏÌÕÀ>ʓi`ˆ>Ê`iʏ>Ê>˜Ìi˜>Ê­“>®\
Si la altura de la antena (Ha) se define como Ha = Ho + Hcr, siendo Hcr la altura del centro
de radiación y Ho la cota de emplazamiento del mástil, entonces la altura media de la antena
es igual a la diferencia entre la altura de la antena y la altura media del terreno. Ambos
conceptos se muestran en la Figura 7.
436
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
Hcr
Hma
Ha
Ho
Hmt
0 msnm
0
3
15
Distancia
(km)
Figura 7: Determinación de la altura media de la antena
UÊ*œÌi˜Vˆ>Ê,>`ˆ>`>Ê µÕˆÛ>i˜ÌiÊ­*, ®\Ê
También identificada mediante los acrónimos PIE, PRA o ERP. Es la potencia del transmisor
multiplicada por la ganancia de antena. Cuando se utilizan antenas direccionales, la ganancia coincide con la ganancia media, tomada entre los puntos donde la misma cae 3 dB. La
ganancia de la antena para radiodifusión en frecuencias de VHF y UHF se mide en dBd (decibeles referidos al dipolo de media onda).
UÊ>V̜ÀÊ`iÊÀÕ}œÃˆ`>`Ê`iÊÌiÀÀi˜œ\Ê
El factor de rugosidad Δh es la diferencia entre la cota más alta y la cota más baja del terreno,
luego de haber descartado el 10% de los puntos más altos y el 10% de los puntos más bajos
del total relevado, que deberán estar separados entre sí 1 km, a partir de los 10 km y hasta
los 50 km de distancia de la planta transmisora, de acuerdo a la ilustración de la Figura 8.
10 %
Emplazamiento
del transmisor
Δh
90 %
0
10
50 km
Figura 8: Factor de rugosidad del terreno
UÊ>V̜ÀÊ`iÊVœÀÀiVVˆ˜Êi˜Êv՘Vˆ˜Ê`iÊ¯Ê`iʏœÃÊi“«>â>“ˆi˜ÌœÃ\
Para obtener el valor de intensidad de campo correspondiente a un porcentaje de ubicaciones
distinto al 50 %, debe aplicarse una corrección cuyo valor se obtiene por medio de la Figura
9. Por ejemplo, para el 98 % de las ubicaciones, en sistemas digitales hay que restar unos 13
dB al valor calculado por curvas (50,50). Aplicado al ejemplo resuelto en 2.2.1, el valor de
campo corregido sería de 47 dBμV/m.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
437
Relación entre la intensidad de campo para un porcentaje determinado de emplazamientos
de recepción y la intensidad de campo para el 50% de emplazamientos de recepción
25
Relación (dB)
30
20
10
D
BW igitales
> 1,5
MHz
0
- 10
An
aló
- 20
gic
os
- 30
- 40
1 2
5 10 20
40 60 80 90 95 98 99
30 50 70
% de emplazamientos de recepción
Frecuencias de 450 a 1000 MHz (Bandas IV y V)
Figura 9: Factor de corrección en función del % de emplazamientos
Factor de corrección de la atenuación (dB)
UÊ>V̜ÀÊ`iÊVœÀÀiVVˆ˜Êi˜Êv՘Vˆ˜Ê`iÊv>V̜ÀÊ`iÊÀÕ}œÃˆ`>`\
Las curvas P.370-7 están referidas a un factor de rugosidad de 50 metros. Cuando este factor
tiene un valor distinto, debe introducirse el factor de corrección que viene dado por las curvas de la Figura 10.
30
h(m) = 500
25
300
20
15
150
10
100
80
5
50
0
30
- 5
- 10
0 10
20
10
50
100
150
200
250
Distancia d (km)
Frecuencias de 450 a 1000 MHz (Bandas IV y V)
Figura 10: Corrección de la atenuación en función del factor de rugosidad
300
438
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
2.3. Mediciones de campo electromagnético
Uno de los instrumentos más utilizados para medir intensidad de campo es el analizador de
espectro, que mide la potencia desarrollada por la señal en su entrada, por lo general en escalas
calibradas en dBm (aunque algunos miden tensiones). También se utiliza el incorrectamente
llamado “medidor de campo”. Los primeros medidores de campo utilizaban escalas en μV,
pero la unidad empleada actualmente es el dBμV.
Ambos instrumentos miden en realidad tensiones que resultan proporcionales al campo
eléctrico recibido, y por ende proporcionales al campo electromagnético.
La expresión que permite obtener la intensidad de campo eléctrico a partir de la tensión
medida por el instrumento es:
⎧⎪
⎛
⎛ 300 ⎞⎫⎪
d
B μV ⎤
7
3 ⎞⎟
⎡dB
⎜ 2π 73
⎜
⎟⎟⎬
dB
20
20
[
]
[
]
[
]
−
=
V
d
B
μ
V
+
A
d
B
−
G
dBi
+
2
0
log
2
0
log
4) E ⎢
dB
⎨
1
0
1
0
⎥
10 ⎜
10 ⎜
Z [Ω] ⎟⎠
⎣ m ⎦
⎪⎩
⎝ f [MHz]⎠⎪⎭
⎝
La expresión colocada entre llaves se conoce como factor K o también factor de antena.
Los términos que integran esta expresión son:
s E es el valor de intensidad de campo recibido.
s V es la tensión medida en el instrumento.
s G es la ganancia de la antena respecto a la isotrópica, dada por G (dBi) = 2,15 + G
(dBd).
s A es la atenuación de la línea de transmisión.
s f es la frecuencia central del canal.
s Z es la impedancia (75 o 50 Ω).
Nota 1: Las impedancias de la antena, línea e instrumento deben ser iguales: 75 Ω o 50 Ω.
Nota 2: Dado que el dBm es una unidad de potencia, la conversión a tensión dependerá del valor de la impedancia
de entrada. Para impedancias de 75 Ω, 0dBm equivale a una tensión de 108,75 dBμV, mientras que para impedancias de 50 Ω, la tensión equivalente es de 107 dBμV.
3. CANALES DE PROPAGACIÓN: GAUSS, RICE, RAYLEIGH Y MÓVIL
Con fines de análisis y determinación del comportamiento de las señales radioeléctricas
en los distintos puntos de recepción, existen tres modelos para los canales de propagación
de recepción fija. El canal de Gauss se utiliza principalmente en el cálculo de enlaces punto a
punto. Por su parte, el canal de Rice resulta más adecuado para los sistemas de transmisión
punto a multipunto, que es el esquema al cual responde la radiodifusión. Finalmente, el canal
de Rayleigh, tiene en cuenta las atenuaciones que se producen por difracción combinada, en
muchos casos con reflexiones o “ecos” en la recepción. En la Figura 11 pueden verse los tres
modelos planteados. En cuanto al canal móvil, su explicación se presenta en el apartado 3.4.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
439
Dispersión troposférica en
capas con distinto índice
de refracción
Difracción
(Rayleigh)
Zona de
Fresnel
Línea
óptica
(Gauss)
Reflexiones
Recepción por
trayecto óptico más
reflexiones (Rice)
Figura 11: Canales de propagación de Gauss, Rice y Rayleigh
3.1. Canal de Gauss
La atenuación de trayecto es una función de tipo logarítmica y se utiliza en los cálculos de
enlaces gaussianos o también canal de Gauss, es decir, enlaces sin obstrucciones y sin reflexiones
de la señal y su expresión, considerando el uso de dipolos de media onda es una función de la
frecuencia y de la distancia del enlace:
(5)
A(dB) = 28,14 + 20 [log10f(MHz) + log10D(km)]
El lector familiarizado con los cálculos de enlaces de microondas, recordará que la constante de la ecuación (5) es igual 32,50. Sucede que las ganancias de las antenas utilizadas en
microondas están referidas a la antena isotrópica (dBi), mientras que en TVD-T, las ganancias
están referidas al dipolo de media onda (dBd), hecho que obliga a modificar la constante.
Pese a que se lo considera un canal ideal, en la práctica la intensidad de campo no se mantendrá constante en un determinado punto de medición, experimentando ciertas variaciones
representadas en la Figura 12 y que se analizarán a continuación.
440
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
dB
( mV )
Intensidad
de campo
“Shadowing”
Desvanecimiento
rápido
Distancia
(km)
Figura 12: Comportamiento del canal de Gauss
El denominado shadowing provoca variaciones lentas en el nivel del campo recibido,
típicamente de 3 a 6 dB, llegando a variaciones máximas de 20 dB. Este desvanecimiento es
afectado por las protuberancias del terreno, colinas, bosques, edificios etc. que se encuentren a
lo largo de la trayectoria situada entre el transmisor y el receptor. La magnitud de las variaciones
depende de la ubicación del punto de medición y del perfil del terreno.
El desvanecimiento (o fading) rápido resulta de sumatorias constructivas y destructivas al
azar, entre haces retardados, reflejados, difractados y reflejados por “efecto tubo” (scattered) en
capas variables de la atmósfera. Es un fading veloz y por lo tanto es responsable de variaciones
rápidas de la intensidad de campo, puede alcanzar valores de 20 dB (o aún superiores para los
enlaces de microondas). Por esta razón, en algunos cálculos es necesario agregar un margen de
fading. Existen varios modelos estadísticos desarrollados para describir su comportamiento.
Si se coloca un registrador de campo antes del circuito de CAG del receptor (para evitar
la acción de la corrección automática de nivel), podrán detectarse a lo largo del tiempo dos
tipos de variaciones en los valores de intensidad de campo, unas más lentas (shadowing) y otras
rápidas pero más profundas, correspondientes al desvanecimiento rápido.
La propagación por canal de Gauss se utiliza principalmente en los cálculos de enlace del
tipo “punto a punto”, por ejemplo los radioenlaces de microondas.
La estadística señala que las variaciones de intensidad de campo en un determinado
punto de recepción responden a una curva de probabilidad en forma de campana de Gauss,
siendo σL la variabilidad debida al shadowing, con valores típicos del orden de 3 a 6 dB. La
Figura 13 ilustra dicha curva.
Este es el tipo de distribución que se presenta en enlaces no obstruidos con visibilidad
óptica. A lo largo del tiempo, un registrador de campo mostraría cambios de nivel comprendidos entre ± 3 y ± 6 dB.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
441
Probabilidad
2L
Señal recibida
Valor medio
Figura 13: Probabilidad estadística de recepción en el canal de Gauss
3.2. Canal de Rice
El canal de Rice es el más adecuado para los sistemas de transmisión “punto-multipunto”
utilizados en radiodifusión, ya que la señal se emite desde un punto transmisor hacia múltiples
receptores ubicados en diversos puntos del área de servicio. Esto significa que existirán múltiples “perfiles de enlace” y no todos estarán despejados como en el caso del canal gaussiano.
Posiblemente, varios de los enlaces hacia los receptores estarán obstruidos por arboledas,
edificación o la orografía del lugar. Contrariamente a lo que ocurre con el canal de Rayleigh, el
canal de Rice no contempla la recepción con antenas internas y además requiere de una relación
portadora-ruido (C/N) mayor que la exigida por el canal de Gauss.
Debido a la multiplicidad de perfiles y trayectorias posibles, Longley y Rice encontraron que los métodos estadísticos constituyen la herramienta más adecuada para estimar si un
punto de recepción es apto para recibir un determinado nivel de señal. El grado de precisión
depende de la cantidad de muestras que se tomen en puntos ubicados a distintas distancias del
emisor, la hora del día, las estaciones del año, las frecuencias empleadas, la altura de la antena
transmisora, entre otros factores. Si bien el software especializado para cálculo de cobertura
asistido por computadora tiene en cuenta estas técnicas, actualmente existen métodos más
precisos que emplean bases de datos con las características del terreno, permitiendo resolver
cada enlace en particular, aún cuando existan obstrucciones, mediante poderosos algoritmos
que eliminan los complicados y engorrosos métodos manuales.
En el canal de Rice hay un haz directo (line of sight o LOS) donde α1=0 y también existen
haces reflejados, que llegan por rebotes, con mayor atenuación y mayor retardo que el haz
directo (α2 y α3), tal como se muestra en la Figura 14.
Para poder recibir correctamente las señales que siguen este modelo de canal, son necesarias antenas direccionales exteriores colocadas a una cierta altura por encima del suelo. En
442
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
el caso de las redes SFN (Single Frequency Network), los haces retardados pueden provenir de
otros transmisores de la misma red.
Probabilidad
1 = 0
2
3
Nivel y retardo
de los ecos
Señal recibida
Figura 14: Probabilidad estadística de recepción en el canal de Rice
La respuesta en frecuencia del canal de Rice no es plana y presenta cierto rizado (ripple),
cuya forma depende de la interferencia. En el ejemplo de la Figura 15, llegan al receptor dos
señales provenientes de una red SFN, separadas entre sí 1 μs y con niveles similares.
Figura 15: Respuesta en frecuencia de dos señales de una red SFN que se interfieren
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
443
3.3. Canal de Rayleigh
El canal de Rayleigh tiene en cuenta las atenuaciones que se producen por difracción
combinada, en muchos casos con reflexiones tardías o ecos en la trayectoria de recepción.
En la televisión analógica la propagación por canal de Rayleigh casi no se tenía en cuenta,
ya que en la mayoría de los casos la señal resultaba severamente afectada por las reflexiones y
la atenuación, y en su lugar, se utilizaba el canal de Rice para determinar el área de cobertura.
Sin embargo, en la actualidad la recepción con antenas interiores se ha convertido en algo muy
común, especialmente con el advenimiento del los sistemas de TV digital que emplean la técnica
de multiplexación OFDM (DVB-T, DMB-T e ISDB-Tb), que incluye un intervalo de guarda
que posibilita la recepción en ambientes de propagación con presencia de ecos múltiples. La
recepción por canal de Rayleigh requiere una relación C/N mayor que en los canales de Rice
y de Gauss.
En el modelo de Rayleigh no existe un haz directo o línea óptica (LOS ver Figura 11) y
solo llegan al receptor haces que han sufrido una o más reflexiones, siendo aplicable a los casos
de recepción con antenas bajas o en el interior de los edificios y en áreas con alta densidad de
construcción. También son representativos de este modelo emisiones provenientes de otros
transmisores de una red SFN.
Las probabilidades de los distintos ecos se muestran en la Figura 16. En cuanto a la respuesta en frecuencia, la misma no es plana, teniendo rizados u ondulaciones más profundos
que el canal de Rice.
Probabilidad
1
2
3
Nivel y retardo
de los ecos
Señal recibida
Figura 16: Probabilidad estadística de recepción en el canal de Rayleigh
444
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
3.4. Canal móvil
El modelo de canal móvil, ilustrado en la Figura 17, es semejante al canal de Rayleigh
pero en este caso, se utiliza un receptor móvil en lugar de uno fijo, haciendo que la señal recibida sufra una degradación causada por el movimiento del receptor dentro del ambiente de
propagación que se conoce como “efecto Doppler”. En el caso particular de las redes SFN, las
señales retrasadas provienen de otros transmisores y se trata de señales coherentes, un tema
que se estudiará más adelante.
Figura 17: Modelo de recepción móvil en un ambiente SFN
4. EFECTO DOPPLER5
Este fenómeno físico consistente en el aparente cambio de frecuencia de una onda producido por el movimiento relativo de la fuente respecto a su observador, fue investigado por
el austriaco Christian Andreas Doppler en 1842 y se aplica a todo generador ondulatorio que
se encuentre en movimiento, independientemente de su naturaleza física: mecánico, sonoro,
electromagnético, etc. También es aplicable a un receptor que se desplace en un ambiente donde
se manifieste un fenómeno ondulatorio.
De acuerdo a la Figura 18, si el emisor (círculo negro) se encuentra en reposo, los frentes
de onda sucesivos serán circunferencias separadas entre sí una longitud de onda entre los
máximos (o entre los mínimos) y estarán centradas en el emisor. El radio de cada circunferencia
será igual al producto de la velocidad de propagación por el tiempo transcurrido desde que
fue emitido:
(6)
5
r = υp × t
http://www.youtube.com/watch?v=eo_owZ2UK7E&feature=endscreen&NR=1
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
445
Receptor
mínimos
máximos
Figura 18: Emisor y receptor fijos
En la Figura 19, el emisor se encuentra en movimiento desplazándose hacia la derecha y
los dos receptores están fijos, dando lugar a la aparición del efecto Doppler.
2
1
1
2
Figura 19: Emisor en movimiento y receptores fijos
La onda sinusoidal generada por el transmisor es percibida por el receptor ubicado a la
derecha como una señal de una frecuencia comparativamente mayor que la onda que llega al
receptor de la izquierda. Esta representación corresponde al caso de un vehículo que emite un
sonido mientras se va acercando al observador, quien percibe una frecuencia superior antes de
la llegada e inferior después del paso del móvil.
La Figura 20 a) muestra el caso extremo de un emisor que se mueve a una velocidad tal
que iguala a la velocidad de propagación de la onda que está generando. En el caso del sonido,
el generador se movería a unos 340 m/s y para la luz a 300.000 km/s. En la Figura 20 b), la
446
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
velocidad del emisor supera a la de propagación, apareciendo un frente de onda que se desplaza
hacia los costados que forma un cierto ángulo con la dirección de propagación. En el instante
de tiempo representado, el receptor aún no percibe el efecto producido.
Receptor aún
no alcanzado
por el fenómeno
b)
a)
Figura 20: Emisor desplazándose a grandes velocidades y receptor fijo
El efecto Doppler es de naturaleza bilateral, es decir el efecto de variación de la frecuencia
se produce también si el receptor se está en movimiento en un ambiente donde el transmisor se
encuentra fijo. En la Figura 21 se observa que los receptores 1 y 2 transitan por un ambiente
de frecuencia más alta que los receptores 3 y 4.
3
Dirección de
movimiento de
los receptores
2
1
4
Figura 21: Receptores móviles moviéndose en distintas direcciones
La misma Figura 19 puede ser utilizada para mostrar a los receptores moviéndose hacia
la izquierda, en el sentido de la flecha, dejando al transmisor fijo. Un receptor móvil equipado
con un analizador de espectro mostraría las frecuencias que se indican a la derecha de la Figura
22, a medida que vaya pasando por cada una de las ubicaciones mostradas. En esta figura, f2 es
la frecuencia del transmisor, f3 es la frecuencia medida en el vehiculo cuando se va aproximando
al transmisor y f1 es la frecuencia medida cuando éste comienza a alejarse.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
447
Figura 22: Emisor fijo y receptor desplazándose en un ambiente ondulatorio
Volviendo a la Figura 18, cuando el transmisor y el receptor se mantienen estacionarios,
la separación entre dos frentes consecutivos será igual a una longitud de onda y estará dada
por la siguiente expresión:
(7)
λ = υp × T
Donde:
s p es la velocidad de propagación de la onda
s T es el período de tiempo transcurrido entre dos frentes de onda sucesivos que pasan
por la posición del receptor.
Dado que el período T es igual a la inversa de la frecuencia del transmisor:
T=
(8)
1
f
Entonces la ecuación (7) queda:
(9)
λ=
υp
f
Para determinar la frecuencia Doppler se puede utilizar la Figura 19 y aplicar un razonamiento similar. En este caso solo se debe considerar la magnitud en la cual aumenta o disminuye la frecuencia recibida por el receptor que se denominará fD y es justamente la frecuencia
Doppler. Este valor será directamente proporcional a la velocidad del emisor y por lo tanto, si
en la ecuación (9) se coloca este valor en lugar de la velocidad de propagación y se reemplaza
a f por fD, al despejar se obtendrá:
(10)
fD =
υ
λ
448
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
Si además se tiene en cuenta el ángulo que se forma entre la dirección del movimiento y
el haz de la señal recibida y se coloca a la ecuación (10) en términos de unidades más prácticas,
esta resulta:
υ [km/h]
x f [MHz] cosθ
(11)
fD [Hz]=
3,6
300
Que simplificada queda:
(12)
fD [Hz]=
υ [km/h] x f [MHz]
1080
cosθ
Por ejemplo, para un móvil que se desplaza a 120 km/h y que recibe una señal del canal
33 cuya frecuencia central de operación es de 587 MHz, considerando que el haz de la señal es
paralelo a la dirección de movimiento (cosθ =1), la frecuencia Doppler será:
fD =
120 × 587 65 Hz
≅6
5 H
z
1080
Aumentando la velocidad a 150 km/h, la frecuencia Doppler se elevará a:
fD =
150 × 587 81 Hz
≅8
1 H
z
1080
En el caso específico de los sistemas FDM (Figura 23 a) utilizados hasta el siglo pasado
en la multiplexación de canales telefónicos analógicos fijos y OFDM empleado actualmente
en los sistemas digitales (Figura 23 b), la tolerancia al efecto Doppler es menor en estos últimos, debido a la menor separación entre portadoras, provocando un incremento de la ICI
(interferencia entre portadoras). Sin embargo, su robustez se mejora empleando adecuados
algoritmos de corrección de errores.
Históricamente, el primer sistema OFDM desarrollado para TVD-T fue el DVB-T 2K,
con 2048 portadoras nominales, seguido por el 8K con 8192 portadoras nominales (Modos 1
y 3 en ISDB-Tb, respectivamente). Dado que la anchura de banda del canal es la misma independientemente del modo empleado, el Modo 1 tiene las portadoras más espaciadas entre si
que el Modo 3, lo que se traduce en una mayor robustez frente al efecto Doppler. Sin embargo,
el Modo 3 tiene otras ventajas, entre ellas los intervalos de guarda más largos en términos de
valor absoluto, lo que permite manejar mayores tiempos de retardo para los ecos o señales
reflejadas.
Posteriormente, al surgir el estándar ISDB-Tb se incorporó el Modo 2, con 4096 portadoras
nominales, un valor intermedio que tiene por objeto promediar las ventajas y desventajas de los
otros dos modos. La conveniencia del Modo 2 ha sido ampliamente discutida en la práctica,
ya que el Modo 3 tiene ventajas importantes que superan el “contrapeso” impuesto por sus
limitaciones para la recepción móvil frente al efecto Doppler. En la actualidad los radiodifusores
tienden a utilizar exclusivamente el Modo 3.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
449
Amplitud
Frecuencia
f0
f1
f3
f4
f L-1
f5
Banda de guarda entre portadoras
a) FDM
Amplitud
Frecuencia
f0
f1
f3
f4
f L-1
f5
b) OFDM
Figura 23: Separación de portadoras a) FDM y b) OFDM
Teniendo presente que la cantidad de portadoras es siempre la misma independientemente de la anchura del canal de transmisión, los sistemas con canales de 8 MHz resultan más
robustos frente al efecto Doppler (las portadoras están más separadas), aunque los intervalos
de guarda son menores que en los sistemas de 6 MHz. Estos últimos permiten manejar ecos
con un retardo mayor (recordar que el tiempo útil de símbolo es inversamente proporcional a
la separación entre portadoras).
5. RUIDO
En general, la teoría de ruido es bastante extensa y compleja y se dispone de numerosos
tratados exclusivamente dedicados al estudio de este tema. Si bien existen muchos tipos de ruido,
aquí se analizarán con alguna profundidad aquellos que están directamente relacionados con
la propagación de las señales de TVD, presentando los conceptos necesarios para el proyecto
de redes MFN y SFN. Los apartados siguientes están dedicados al análisis del ruido blanco o
AWGN (por Additive White Gaussian Noise), ruido impulsivo y ruido de intermodulación
(IMD, por intermodulation distorsion).
5.1. Ruido blanco (AWGN)
El ruido blanco, ruido gaussiano, ruido aleatorio ó también ruido térmico, fue descubierto
por Johnson en 1928 y se lo llama de esta manera por su analogía con la luz blanca, que contiene todas las longitudes de onda del espectro. Esta formado por componentes de frecuencia
450
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
que no tienen ninguna relación de fase ni de amplitud entre sí. La Figura 24 muestra el aspecto
del ruido AWGN cuando se lo visualiza en un analizador de espectro, que además permite
determinar el piso de ruido del instrumento.
TVD Spectrum Analyzer
Habrish&Lüschrift
Figura 24: Visualización del ruido AWGN en un analizador de espectro
La medición del ruido blanco depende de una base estadística y consiste en la integración
o promedio de valor RMS dentro un ancho de banda determinado. Dado que las componentes
tienen fases aleatorias, al duplicar el ancho de banda de la medición no se duplicará la tensión
media pero sí la potencia. Por esta razón, este ruido normalmente se especifica como “potencia
de ruido por unidad de ancho de banda” y se expresa en dBm/Hz ó bien dBm/MHz.
5.2. Ruido impulsivo
El ruido impulsivo es generado por la acción del hombre y se caracteriza por la coherencia de fase de sus componentes espectrales. Ejemplos de este tipo de ruido son los ruidos de
conmutación, fenómenos transitorios, el sistema de encendido de los automóviles, motores
y controles de ascensores, aparatos electrodomésticos, motores eléctricos equipados con colectores y escobillas, etc.
Las descargas atmosféricas también son ruidos impulsivos, de gran intensidad y muy
corta duración, pero prácticamente no influyen en la propagación de señales en frecuencias
de UHF.
5.3. Ruido de intermodulación (IMD)
El ruido de intermodulación se produce cuando dos o más componentes de frecuencias distintas atraviesan circuitos que presentan alinealidades o que esencialmente son no lineales.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
451
El más conocido de los IMD es el producto de intermodulación de tercer orden, también
llamado IM3, que está caracterizado por los términos 2f1-f2 ó 2 f2-f1, preponderantes por su
peso y frecuencia en las ecuaciones de IMD. Generalmente se produce por falta de linealidad
en el procesamiento de alguna de las componentes de frecuencia o por saturación de las etapas
amplificadoras debido a un exceso en el nivel de entrada de las señales.
La TVD resulta afectada por ruido de intermodulación en dos rangos de frecuencias bien
diferentes: radiofrecuencia y banda base.
5.3.1. Intermodulación en RF6
La intermodulación en RF influye no solo en la TVD, también afecta a todo sistema que
utilice ondas electromagnéticas en cualquier medio de propagación y en diferentes bandas de
frecuencias.
La Figura 25 muestra el esquema simplificado de un sistema de transmisión-recepción.
El analizador de espectro revela la aparición del producto de intermodulación IM3 2f3-f4
interfiriendo sobre f2.
Zona de
respuesta
no lineal
TRANSMISOR 1
Frecuencias
f1 f2 f3 y f4
TRANSMISOR 2
COMBINADOR
ETAPA DE RF
ETAPAS DE BF
TRANSMISOR 3
2f3 - f4 = f2 interferencia sobre CH 23
TRANSMISOR 4
CH 22
CH 23
CH 24
CH 25
2f3-f4
TVD Spectrum Analyzer
Habrish&Lüschrift
Figura 25: Ruido de intermodulación de tercer orden en RF
6 O. E. GONZALEZ, Estudio de la interferencia en televisión digital terrestre, producida por canales taboo,
Chile, Facultad de Ingeniería, Departamento de Ingeniería Eléctrica. Universidad de Santiago de Chile, 2011.
E. COSTOYA, Contribuciones en el Foro [email protected], Chile, Colegio de Ingenieros, [s. a.].
452
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
En este ejemplo, f1 a f4 son las frecuencias de transmisión y de recepción que atraviesan
circuitos no lineales, ya sea en el lado transmisor, en el receptor o en ambos. Resulta evidente que
si el problema se encuentra en el transmisor, el mismo será irradiado hacia todos los receptores.
El lector puede calcular otros productos de intermodulación utilizando el mismo ejemplo, en
el que todas las frecuencias se muestran en una escala lineal sobre el eje horizontal.
En el receptor en cambio, la intermodulación aparece cuando las señales recibidas son
muy intensas, de modo tal que los circuitos de entrada son llevados a trabajar en su zona de
respuesta no lineal, tal como se indica arriba a la derecha, en la Figura 25.
En resumen, la intermodulación generalmente aparece por la acción concurrente o individual de los siguientes factores:
s Altos niveles de señal que provocan la saturación de las etapas de entrada, llevándolas
a trabajar en zona de alinealidad.
s Circuitos esencialmente no lineales.
La intermodulación en RF no es atribuible únicamente a defectos en el diseño del receptor,
también puede tratarse de un problema de planificación de frecuencias o de transmisores no
autorizados, que emiten en frecuencias que potencialmente pueden crear intermodulación en una
determinada área de servicio. Un ejemplo muy común es la interferencia del tipo 2 fi-fn generada
en la banda de radiodifusión de FM, donde dos transmisores pueden provocar intermodulación
en las etapas de entrada de los receptores que operan en las bandas aeronáuticas.
La interferencia 2 fi-fn puede producirse en cualquier banda de frecuencias del espectro
radioeléctrico y tiene una particularidad: si se apaga uno cualquiera de los transmisores causantes (fi o fn) la intermodulación desaparece, algo que a veces suele desorientar al personal
encargado de buscar estas interferencias.
La Figura 26 ilustra un sencillo procedimiento, que permite establecer si existe un producto
de intermodulación IM3 que interfiere sobre la frecuencia f2 (en este caso el canal 23). En este
ejemplo es el mismo analizador de espectro el que resulta afectado por los niveles excesivos
de las señales f3 y f4.
Si al introducir una atenuación de 10 dB a la entrada del analizador la interferencia
desaparece, entonces se trata de una IM3. A priori, se podría pensar en colocar un filtro que
elimine el producto 2 f3-f4 a la entrada del receptor, pero esto no sería posible porque también
sería eliminada f2, que es justamente la señal deseada.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
CH 22
CH 23
CH 24
CH 25
CH 22
CH 23
CH 24
453
CH 25
2f3-f4
Habrish&Lüschrift
TVD Spectrum Analyzer
TVD Spectrum Analyzer
a) Sin atenuación
Habrish&Lüschrift
b) Introduciendo 10 dB de atenuación
Figura 26: Procedimiento para la detección de interferencias por intermodulación
Por su parte, el espectro de la Figura 27 muestra una drástica caída en los productos de
intermodulación de tercer orden, cuando las señales interferentes son atenuadas solamente 5
dB. Esto se debe a que el nivel de la interferencia es proporcional al cubo de las amplitudes de
las señales que generan el producto. La conclusión es que una pequeña reducción de la potencia
transmitida contribuye a disminuir considerablemente el nivel del producto IM3.
0 dB
5 dB
NIVELES
- 10 dB
- 20 dB
15 dB
- 30 dB
15 dB
15 dB
- 40 dB
- 50 dB
28
29
30
31
32
33
34
35
36
37
38
39
40
41
42
43
CANALES
Figura 27: Disminución de la intermodulación por reducción de la potencia transmitida
44
454
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
5.3.2. Intermodulación en banda base
Esta clase de ruido afecta especialmente a los sistemas de portadoras múltiples FDM y
OFDM de TVD debido a la aparición de productos de intermodulación entre ellas. Su efecto se
percibe no solo dentro de la anchura de banda de la señal, sino también fuera de la misma. Esto
es lo que sucede en los dos extremos del ancho de banda útil de la señal, en los denominados
“hombros”, existiendo el riesgo de irradiar estas espurias cuando no se tiene la precaución de
utilizar filtros de máscara.
En la parte inferior de la Figura 28 a) puede verse el espectro de ruido de intermodulación que presenta una señal OFDM. Se trata de un ruido espectralmente plano que empeora
la relación C/N en toda la achura de banda de la señal. Los “hombros” presentes en ambos
extremos y que exceden el ancho de banda ocupado por las portadoras pueden interferir a los
canales adyacentes superior e inferior al ser modulados (ya que mientras están en banda base
no interfieren a ningún canal adyacente).
Por otro lado, en la Figura 28 b) se muestra que la IMD en banda base también empeora
la relación de error de modulación (MER), debido a que el ruido provoca un desplazamiento
aleatorio del extremo del vector, genera incertidumbre y por lo tanto este ruido también aparece
en la demodulación de la señal. El ruido IMD en banda base se previene con un pre-corrector
de linealidad, que consiste en introducir una respuesta no lineal inversa a la que presenta la
respuesta de un determinado circuito de procesamiento de la señal.
Símbolo j-ésimo
Señal OFDM en banda base
sin intermodulación IM3
Ruido de IM3
por alinealidades
Relación de error de
modulación (MER)
Señal OFDM en banda base
con intermodulación IM3
a)
b)
Figura 28: a) Ruido de intermodulación en banda base b) efecto en la relación MER
5.3.3. Análisis de los productos de intermodulación
La distorsión de intermodulación se produce cuando dos o más señales ingresan en la
zona no lineal de la curva de respuesta de una etapa amplificadora, dando lugar a la aparición
de señales no deseadas en la salida.
Si en la entrada del amplificador de la Figura 29 se tienen dos componentes frecuencias f1 y
f2, a la salida aparecerán productos de intermodulación correspondientes a la suma y diferencia
de los múltiplos de las frecuencias originales, de la forma mf1 ± nf2, donde m y n son números
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
455
enteros mayores o iguales que la unidad. El orden de la distorsión no lineal queda determinado
por la suma de m y n. Cuando m = 0 ó n = 0, estarán presentes a la salida del dispositivo los
armónicos de las frecuencias de entrada.
Vin= V1 + V2
Vout = A(V1+V2) + B(V1+V2)2+C(V1+V2)3+...
Amplificador
no lineal
Vout
Vin
AV1 AV2
V1 V2
frecuencia
f1
f2
frecuencia
f1 f 2
Armónicos generados por
los productos de frecuencia
Figura 29: Respuesta de un sistema no lineal para una entrada con dos frecuencias
Los productos de intermodulación son generados por los términos impares y su influencia decrece significativamente con el orden del producto, de acuerdo a lo que puede verse en
la Figura 30, siendo los más relevantes los productos de tercer orden (IM3). Sin embargo,
dependiendo del nivel de las señales de entrada, los productos de quinto orden (IM5) también
pueden llegar a ser apreciables.
La amplitud de los productos de intermodulación, varía con el cubo de la amplitud de
las señales de entrada para los IM3 y la quinta potencia para IM5, es decir 3 y 5 dB respectivamente por cada dB de variación en las señales de entrada. A diferencia de los armónicos que
por lo general pueden filtrarse fácilmente, esta solución no resulta posible con los productos
de intermodulación en RF.
Productos IM de quinto orden (IM5)
Productos IM de tercer orden (IM3)
Señales
3f1-2f2
2f1-f2
f1
f2
2f2-f1
3f2-2f1
Figura 30: Productos IMD de tercer y quinto orden y su influencia como interferentes.
456
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
Suponiendo que al amplificador7 de la Figura 31 que presenta una respuesta no lineal se
le inyecta una señal de entrada de la forma:
v 1 = A cos ω1 t + A cos ω 2 t
(13)
A la salida del dispositivo aparecerá una señal que puede ser expresada mediante una
serie de potencias:
v 2 = k1v1 + k2v12 + k3v13 + K
(14)
Donde ki son los coeficientes que definen la relación entre la entrada y la salida.
V1
V2
Amplificador
no lineal
Figura 31: Amplificador de características no lineales
Desarrollando la serie de potencias (14) se obtiene:
⎛
9k A 3 ⎞
k A2
v 2 = k 2 A 2 + ⎜ k 1 A + 3 ⎟ [cos ω1 t + cos ω 2 t]+ 2 [cos 2ω1 t + cos 2ω 2 t]+
⎜
4 ⎟⎠
2
⎝
(15)
+
k3A3
[cos 3ω1 t + cos 3ω2 t]+ k 2 A 2 [cos(ω1 + ω2 )t + cos(ω2 − ω1 )t]+
4
+
3
3k 3 A 3
[cos(2ω1 + ω2 )t + cos(ω1 + 2ω2 )t]+ 3k 3 A [cos(2ω1 − ω2 )t + cos(2ω2 − ω1 )t]+ K
4
4
Este resultado permite visualizar con total claridad los conceptos vistos anteriormente:
la posición que ocupan en el espectro los productos de intermodulación y la incidencia de
los niveles de las señales de entrada, que aparecen a la salida afectados por un exponente. El
espectro de frecuencias resultante puede verse en la Figura 32:
7 O. E. GONZALEZ, Estudio de la interferencia en televisión digital terrestre, producida por canales taboo,
Chile, Facultad de Ingeniería, Departamento de Ingeniería Eléctrica. Universidad de Santiago de Chile, 2011.
E. COSTOYA, Contribuciones en el Foro [email protected], Chile, Colegio de Ingenieros, [s. a.].
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
457
3f1
2f1+f2
2f2+f1
3f2
2f2
2f1
2 f2-f1
2f1-f2
f2-f1
f1+f2
f2
f1
v2
frecuencia
Productos de
intermodulación
de interés
Figura 32: Espectro de los productos de intermodulación
5.4. Relación portadora-ruido (C/N)
Habiendo analizado los distintos tipos de ruido presentes en un canal radioeléctrico, en
este apartado se estudiará el concepto de relación portadora-ruido (C/N, en inglés carrier to
noise ratio).
La relación C/N es un parámetro de extrema importancia en cualquier sistema de telecomunicaciones y depende, entre otros factores, del esquema de modulación utilizado. Esta
relación se mide en radiofrecuencia y no debe ser confundida con la relación señal ruido (S/N)
utilizada para señales de audio o video en banda base.
Para llegar a la expresión de la relación C/N, es necesario introducir algunos conceptos
importantes vinculados con el receptor.
5.4.1. Potencia de ruido térmico a la entrada de un receptor8
Utilizando la teoría de probabilidad, en 1928 Johnson pudo determinar el valor promedio del cuadrado de la tensión de ruido, variable en forma aleatoria dentro de una anchura de
banda determinada:
f2
(16)
e2n
∫
= 4KT R f d
f
df
f1
8 William MUMFORD and Elmer SCHEIBE, Noise performance factor in communications systems, Massachusetts, Horizont House. Microwave Inc. Dedham, 1986.
458
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
Donde:
s en es la tensión de ruido
s K es la constante de Boltzmann (1,38 x 10-23 Joules ºK)
s T es la temperatura absoluta en ºK. Se adoptan 290 ºK para cálculos de enlaces terrestres.
s R es la resistencia de entrada de antena del receptor (Ω).
s f es la frecuencia (Hz).
s f2 -f1 es igual a la anchura de banda considerada BW (Hz)
Si la resistencia se mantiene constante dentro del ancho de banda considerado, la expresión (16) se puede escribir, en términos de valor eficaz de ruido, de la siguiente manera:
e2n = 4 K T R BW
B
W
(17)
La potencia de ruido:
(18)
Pn =
e2n
= K T BW
B
W
4R
Considerando una anchura de banda unitaria, es decir normalizando, se obtiene la potencia de ruido por unidad de anchura de banda:
(19)
⎡W⎤
Pn ⎢
=KT
H
z ⎥⎦
⎣ Hz
Las expresiones más usuales para la potencia de ruido son:
(20)
⎡ dBm ⎤
Pn = − 174 ⎢
H
z ⎥⎦
⎣ Hz
(21)
⎡ dBm ⎤
Pn = − 114 ⎢
⎥
⎣ MHz ⎦
Este es el valor de referencia que se utiliza normalmente para obtener potencia de ruido
a la entrada del receptor y debe ser multiplicada (sumada si de utilizan decibeles) por el ancho
de banda del servicio considerado.
5.4.2. Figura de ruido de un receptor9
La figura de ruido de un receptor (NF) permite cuantificar el ruido que introducen los
circuitos de un sistema de recepción es decir, muestra la magnitud en la que se degrada la relación
señal/ruido entre la entrada y la salida del receptor. Su expresión es la siguiente:
9 William MUMFORD and Elmer SCHEIBE, Noise performance factor in communications systems, Massachusetts, Horizont House. Microwave Inc. Dedham, 1986.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
NF =
(22)
Si
Ni
So
No
=
Si
So
×
459
No
Ni
Siendo Si N i y S0 N 0 las relaciones señal-ruido de entrada y salida, respectivamente
La ganancia de potencia del amplificador queda definida de la siguiente manera:
G=
(23)
So
Si
Reemplazando (23) en (22) y despejando N0, se obtiene el ruido a la salida del receptor:
N o = NF ×G × N i
(24)
Puede verse que el ruido de entrada resulta multiplicado por la figura de ruido del receptor
y también por la ganancia de potencia, resultando evidente la necesidad de un diseño cuidadoso
de los circuitos, además de distribuir la ganancia total necesaria entre varias etapas.
La figura de ruido del receptor no depende de ningún parámetro externo y es una medida
de sus cualidades de funcionamiento.
Teniendo en cuenta que la potencia de ruido a la entrada es igual a -114 dBm/MHz, la
potencia de ruido No puede calcularse mediante la manera siguiente:
(25)
⎡ dB ⎤
N o dBm = −114 ⎢
⎥ + 10log10 ⎡⎣BW MHz ⎤⎦ + NF dB +G dB
⎣ MHz ⎦
(
)
(
)
( ) ( )
5.4.3. Expresión de la relación portadora-ruido (C/N)10
Siendo C la potencia de la señal deseada, si en la expresión C/N se reemplaza No por su
equivalente de la ecuación (25), se tendrá:
(26)
⎤
⎡
⎡ dB ⎤
C
dB = C − N o = C dBm − ⎢−114 ⎢
⎥ +10log10 ⎡⎣BW MHz ⎤⎦ + NF dB +G dB ⎥
N
⎣ MHz ⎦
⎦⎥
⎣⎢
( )
(
)
(
)
( ) ( )
La relación C/N considerada en un punto cualquiera del área de servicio, es la razón entre
el valor de la intensidad de campo de la señal útil (portadora de RF) y el nivel de ruido en ese
punto, que depende de la figura de ruido del receptor, la ganancia del sistema y la anchura de
banda de la señal.
10
William MUMFORD and Elmer SCHEIBE, Noise performance factor in communications systems, Massachusetts, Horizont House. Microwave Inc. Dedham, 1986.
460
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
5.4.4. Nivel de umbral y relación portadora-ruido umbral
Para que la señal disponible (portadora de RF) a la entrada de un receptor pueda ser
correctamente detectada y demodulada, la portadora siempre deberá igualar o superar un
determinado nivel mínimo de señal por encima del nivel de ruido. Este mínimo se conoce
como umbral.
El valor mínimo de la relación portadora-ruido por encima de la cual la señal puede ser
recuperada por el receptor se conoce como “relación portadora-ruido umbral”. Un determinado
punto geográfico no se considera bajo el área de cobertura o servicio del transmisor cuando el
valor de C/N en ese punto se encuentra por debajo del umbral.
5.4.5. Sensibilidad del receptor
La sensibilidad del receptor es la relación portadora-ruido umbral medida en un laboratorio,
sin ruido externo, y se determina conectando el generador de señales de prueba directamente
al receptor. Este concepto es válido en todos los sistemas de telecomunicaciones.
6. UNIDADES DE POTENCIA Y DE RUIDO
En este apartado se presentarán rápidamente, algunas de las unidades de medición más
utilizadas en la práctica, con las que seguramente el lector se encontrará en su actividad profesional, en algunas normas técnicas y en textos especializados en la materia.
s Decibel referido a milivatio (dBm): Es la potencia en dB referida a un milivatio. Se
utiliza en aquellas mediciones en donde los niveles de las señales son comparativamente bajas.
s Picovatio (pW): Es igual a una potencia de 10-12W = -90 dBm y se utiliza en cálculos
y mediciones donde interviene la potencia de ruido.
s Decibel referido a vatio (dBW): Es la potencia en dB referida a un vatio. Se utiliza para
cálculos de niveles de señal recibida, así como también el dBm.
s Decibel referido a kilovatio (dBk): Es la potencia en dB referida a un kilovatio. Se utiliza
en transmisión, debido a los altos niveles de potencia involucrados.
s Decibel referido a milivatio psofométrico (dBmp) y picovatio psofométrico (pWp): Son
unidades utilizadas en audio para la determinación de la relación señal-ruido psofométrico. Este último es la potencia de ruido dentro de la banda de audiofrecuencia,
luego de haber sido filtrada por un filtro psofométrico, cuya respuesta en frecuencia
es similar a la del oído humano.
s Decibel referido a milivatio videométrico (dBmv) y picovatio videométrico (pWv):
Son unidades utilizadas en video para la determinación de la relación señal-ruido videométrico. Este último es la potencia de ruido dentro de la banda de videofrecuencia,
luego de haber sido filtrada por un filtro videométrico, cuya respuesta en frecuencia
es similar a la del ojo humano.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
461
La utilización de filtros psofométricos o videométricos es importante, a los fines de que
el ruido sea integrado solamente dentro de los espectros de frecuencia recibidos por el oído o
por el ojo, que son los destinatarios finales de la información transmitida.
7. ONDAS COHERENTES, TRANSMISORES COHERENTES E INTERFERENCIA11
Una onda es coherente cuando mantiene su relación de fase a medida que se propaga.
A comienzos del siglo XIX, el físico Young (contemporáneo de Fourier) realizó una serie de
trabajos en procura de demostrar la teoría ondulatoria de la propagación de la luz.
En la Figura 33 se muestra el experimento de Young, que también arrojó resultados para
la teoría corpuscular de la propagación de la luz. Este experimento funciona perfectamente
con fuentes de luz de tipo láser.
A
B
Figura 33: Experimento de Young
En la figura anterior, puede suponerse que las ranuras A y B corresponden a dos transmisores de una red SFN correctamente sincronizados y por lo tanto, las ondas emitidas resultan
coherentes.
En consecuencia puede afirmarse que dos transmisores son coherentes cuando transmiten
sincronizados en la misma frecuencia manteniendo una relación de fase constante. En la Figura
34 se muestran dos transmisores coherentes transmitiendo sus respectivas señales. Es posible
imaginar que se trata de la captura instantánea de una animación, justo en el momento en el
que ambos transmisores están transmitiendo en la misma frecuencia f1.
11 BERTELLA, SACCO y TABONE, Reti SFN DVB-T. Elettronica e Telecomunicazione N.º 2, [en línea], Direc-
ción URL: < http://www.crit.rai.it/>, [s. f.].
462
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
En fase
Máximos
En contrafase
Mínimos
Figura 34: Interferencia entre dos ondas coherentes
Los dos transmisores coherentes se interfieren, creando una serie de máximos y mínimos
que surgen de la composición entre los campos generados, que se propagan siguiendo distintas
trayectorias. El resultado es que en algunos puntos se sumarán y en otros se restarán.
El lugar geométrico de los puntos cuya diferencia de distancia entre los focos es constante es de naturaleza hiperbólica, tal como lo muestra la Figura 35. Se trata de una familia de
hipérbolas que definen puntos con “retardo diferencial constante” en el espacio, en los cuales
solo se tendrán máximos o mínimos que variarán de acuerdo a la fase.
Estas consideraciones son válidas para una sola frecuencia. En el caso de una banda de
frecuencias, tal como ocurre con las señales OFDM de TVD que ocupan una anchura de 6
MHz, las relaciones de fase cambian en el espacio, es decir que para otras frecuencias, cambiará
la posición de los máximos y los mínimos.
Si en el instante de tiempo siguiente se transmite la frecuencia adyacente f2, los máximos
y los mínimos de la Figura 34 se habrán desplazado ligeramente en el espacio bidimensional.
Figura 35: Lugar geométrico de los máximos y mínimos de ondas coherentes que se
interfieren
Colocando un analizador de espectro en un punto fijo de ese espacio bidimensional, se
obtendrá una imagen tal como la representada en la Figura 36.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
463
La interferencia de dos señales coherentes provoca valles, mínimos o notches y máximos
en función de la frecuencia. Los valles son más profundos si los niveles de señales que llegan al
punto de medición son similares, ya que se encuentran en contrafase y tienden a anularse.
Se denomina “retardo diferencial” al retardo con que llegan al punto de recepción dos
señales coherentes. La imagen de la Figura 36 corresponde al retardo diferencial de dos señales
coherentes, donde la separación en frecuencia entre los mínimos es igual a la inversa del valor
de retardo diferencial entre ambas, en este caso 1 μs. Esta información resulta muy útil para el
análisis de las redes SFN y de los desvanecimientos selectivos en frecuencia.
Figura 36: Espectro de interferencia de dos señales coherentes
8. DESVANECIMIENTOS O ATENUACIONES DE LA SEÑAL (FADING)12
En ambientes reales, se producen atenuaciones adicionales llamadas desvanecimientos
(fading), que obedecen a múltiples causas: múltiples trayectorias de propagación, fenómenos
climáticos y conductos producidos por variación del índice de refracción de la atmósfera,
entre otros y por lo general dependen de la frecuencia de trabajo, del tipo de señal (analógica
o digital) y de la anchura de banda empleada.
Estos factores deben tenerse muy en cuenta en los cálculos de área de servicio, agregando
el denominado “margen de desvanecimiento”, en función del sistema de transmisión y de los
esquemas de modulación utilizados.
En este apartado se analizarán únicamente los desvanecimientos que afectan a las señales
OFDM de los sistemas de TVD terrestre.
12 BERTELLA, SACCO y TABONE, Reti SFN DVB-T. Elettronica e Telecomunicazione N.º 2, [en línea], Dirección URL: < http://www.crit.rai.it/>, [s. f.].
464
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
8.1. Desvanecimiento plano
Este tipo de desvanecimiento se denomina plano, debido a que la respuesta en frecuencia
del sistema es plana y la señal se interrumpe cuando cae por debajo del nivel de umbral.
El desvanecimiento plano se produce por la atenuación de trayecto y puede ser fácilmente
calculado cuando se dispone de los datos orográficos del terreno y de los parámetros de la
estación transmisora, siendo dependiente de la distancia al transmisor. La Figura 37 ilustra el
desvanecimiento plano de una señal OFDM.
Figura 37: Atenuación uniforme de una señal OFDM afectada por desvanecimiento plano
8.2. Desvanecimiento por trayectoria múltiple
También llamado fading rápido, es el que se produce cuando una señal reflejada llega
al receptor con cierto tiempo de retraso con respecto a la señal directa. Por esta razón estas
señales también son llamadas ecos, ya que las reflexiones alargan la trayectoria de propagación
de la señal.
Si la señal reflejada llega en contrafase y con el mismo nivel, se cancelarán, dando lugar a
un desvanecimiento rápido y bloqueo total. El receptor puede ser fijo o móvil y en este último
caso se sumará la interferencia por efecto Doppler.
En una red SFN, también son denominadas ecos las señales originadas en los transmisores más lejanos, que llegan al receptor junto con la señal directa proveniente del transmisor
más cercano. En este caso, si se cumplen ciertas condiciones de sincronización, los ecos no se
consideran interferencias y se transforman en señales útiles.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
465
8.2.1. Desvanecimiento selectivo en el tiempo
Es característico del medio de propagación de los sistemas móviles, haciendo que todo
el canal radioeléctrico sea variante en el tiempo, lo que provoca variaciones de la atenuación
en cada una de las señales de trayectorias múltiples. La Figura 38 ilustra un receptor móvil
afectado por el desvanecimiento selectivo en el tiempo.
Figura 38: Desvanecimiento por trayectorias múltiples selectivo en el tiempo
8.2.2. Desvanecimiento selectivo en frecuencia13
En las trayectorias múltiples, generalmente cada una de las componentes de frecuencia
resulta afectada por distintos niveles de atenuación, además de experimentar retardos diferentes que dependen de la propagación. De este modo, cuando las señales llegan al receptor y se
combinan en la antena, aparece un efecto que podría compararse con un proceso de filtrado,
dado que las atenuaciones y los cambios de fase serán diferentes para cada componente. Se
trata entonces de un desvanecimiento selectivo en frecuencia y sus efectos se muestran en la
Figura 39.
13
BERTELLA, SACCO y TABONE, Reti SFN DVB-T. Elettronica e Telecomunicazione N.º 2, [en línea], Dirección URL: < http://www.crit.rai.it/>, [s. f.].
466
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
Notch selectivo
causado por
interferencia
Habrish&Lüschrift
TVD Spectrum Analyzer
Figura 39: Desvanecimiento selectivo en frecuencia
Se lo denomina selectivo en frecuencia porque solo afecta a una porción del espectro, a
una limitada cantidad de frecuencias, provocando que el sistema experimente bloqueo antes
de alcanzar el umbral de recepción. La señal puede resultar completamente inutilizable cuando
por causa de este desvanecimiento aparecen más errores de los que los sistemas FEC pueden
corregir.
8.2.3. Incidencia del desvanecimiento selectivo14
La Figura 40 muestra una sencilla red SFN consistente en dos transmisores TX1 y TX2
sincronizados entre si, de manera que ambas señales resulten coherentes.
Se supone que la señal X1(f) emitida por TX1 no sufre atenuación ni retardo, mientras
que la señal X2(f) proveniente de TX2, experimenta una atenuación A y un retardo T en comparación con la primera.
2
TX1
X 2 (f)
X 1(f)
Y(f)
TX2
1
Figura 40: Señales coherentes que arriban a un mismo punto
14 BERTELLA, SACCO y TABONE, Reti SFN DVB-T. Elettronica e Telecomunicazione N.º 2, [en línea], Dirección URL: < http://www.crit.rai.it/>, [s. f.].
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
467
En el sitio de recepción 1, la señal recibida en la antena será la suma de las señales de
TX1 y TX2:
(27)
Y(f) = X1(f) + X 2 (f) = X1(f) + A X1(f)e j2πfT = X1(f)⎡⎣1+ A e j2πfT ⎤⎦
La relación C(f) entre la señal recibida y la señal de referencia X1(f) es:
(28)
C(f) =
Y(f)
= 1+ A e j2πfT
X1(f)
La función C(f) es dependiente de la frecuencia y esta formada por la composición de
un vector unitario horizontal y un vector giratorio, cuya amplitud es igual a la atenuación
diferencial A y cuya fase depende del retardo diferencial T.
Los valores de atenuación diferencial se encuentran en el rango 0<A<1. El resultado puede
verse en la parte superior de la Figura 41.
En la misma figura abajo, se muestra el espectro típico correspondiente a dos señales
coherentes provenientes de los transmisores de una red SFN, apreciándose la aparición de
máximos y mínimos que dan lugar al desvanecimiento selectivo en frecuencia.
468
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
Im
C(f)
2 fT
TVD Spectrum Analyzer
Re
Habrish&Lüschrift
Figura 41: Espectro de la suma vectorial de dos señales coherentes
La separación en frecuencia entre los mínimos, para más de una señal, es igual a la inversa
de T, es decir el tiempo de retardo diferencial. La Figura 42 muestra dos casos diferentes: en a) los
niveles de las dos señales son muy similares, mientras que en b) las diferencias de amplitud son
grandes. En ambas situaciones el tiempo de retardo entre el eco y la señal original es de 1 μs.
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
469
Figura 42: Espectros de la suma vectorial de dos señales coherentes
La Figura 43 muestra la configuración necesaria para realizar mediciones de señales
coherentes. Los niveles y fases de las señales que ingresan al analizador de espectro se ajustan
a la salida de cada transmisor.
La Tabla 1 resume todos los resultados visualizados en la pantalla. Las diferencias de
niveles a la entrada del analizador se encuentran en la columna izquierda, mientras que en la
columna derecha se consignan las diferencias entre los máximos y los mínimos de la señal.
GPS
10 MHz
MODULADOR 1
GPS
10 MHz
1 pps
1 pps
ADAPTADOR SFN
+
DIVISOR
+
GPS
10 MHz
1 MHz
1 pps
MODULADOR 2
Figura 43: Configuración de equipos para la medición de la suma de ondas coherentes
470
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
Utilizando una escala de 10 dB/división, la pantalla del analizador muestra una diferencia
de unos 24,8 dB entre un máximo y un mínimo, cuando la diferencia de niveles a la entrada
es de solo 1 dB.
Diferencia de niveles a la
entrada del analizador (dB)
Diferencia entre máximos
y mínimos (dB)
0
∞
1
24,8
3
15,3
10
5,7
20
1,7
Tabla 1: resultados de las mediciones de señales coherentes15
Este tipo de ensayos permite estimar la diferencia de niveles a la entrada del analizador,
midiendo la diferencia entre máximos y mínimos cuando ingresan dos señales y tiene gran
aplicación en el análisis de redes SFN.
En dichas redes, es necesario asegurar que los ecos no tengan el mismo nivel que la señal
directa, de modo que los notches visualizados resulten tan reducidos como sea posible, pues en
caso contrario la relación C/N empeorará en forma notable, pudiendo causar auto interferencia
destructiva de las señales de la red.
Resulta claro que cuando se observan valles muy profundos en las mediciones de una
red SFN, una posible solución consiste en reducir la potencia de uno de los transmisores. Este
fenómeno se denomina “ganancia de red SFN” y se estudiará en el capítulo siguiente.
En todos los casos la evaluación deberá hacerse con el mayor cuidado, ya que podrían
aparecer otros efectos secundarios indeseables, tales como la reducción del área de servicio
del transmisor cuya potencia se va a reducir, que en el caso de incluir áreas pobladas podría
ser impracticable. Los programas de cálculo asistido por computadora permiten hacer estas
estimaciones rápidamente y ayudan al proyectista a tomar las decisiones necesarias.
15
BERTELLA, SACCO y TABONE, Reti SFN DVB-T. Elettronica e Telecomunicazione N.º 2, [en línea], Dirección URL: < http://www.crit.rai.it/>, [s. f.].
CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN
471
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C
A
P
Í
T
U
L
O
14
ÁREAS DE COBERTURA,
REDES MFN Y SFN
1. INTRODUCCIÓN
La radiodifusión nació a partir de la necesidad de difundir información y entretenimiento,
dentro de áreas o zonas geográficas lo más amplias posibles, para que pudiera ser recibida por
la mayor cantidad de audiencia (este es el origen de la palabra broadcasting en inglés). Desde
un punto de vista estrictamente técnico, también puede ser descripta como “transmisión punto
a multipunto”, aunque este concepto no llega a reflejar la verdadera dimensión del tema ni la
diversidad de disciplinas profesionales involucradas en la actividad.
Este capítulo esta dedicado a un tema de gran importancia para la radiodifusión, tanto,
que de él depende el éxito o el fracaso de la misma. En efecto, no importa tanto la tecnología
con la cual esté equipada la emisora, el disponer de un elenco de artistas de gran relieve y la
posibilidad de generar imágenes de la más alta definición, si no se puede llegar adecuadamente
y con buena calidad de señal hasta el receptor del usuario. Un reconocido ingeniero de TV de
nuestro medio suele decir “No importan los bits transmitidos, importan los bits recibidos…”,
frase que sintetiza la importancia que tiene de la palabra cobertura en TVD-T.
La cobertura y la planificación de los servicios de TV han sufrido cambios importantes
con la introducción de la TVD. La conocida tecnología de las redes MFN (Multiple Frequency
Network) involucra el uso de varias frecuencias para dar servicio en áreas cuya extensión es tal,
que no resulta posible cubrirlas con un solo transmisor, siendo necesario instalar repetidoras
con frecuencias de emisión diferentes a la del transmisor principal. Los criterios y herramientas
473
474
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
de cálculo de cobertura MFN para TV analógica y TV digital son similares y en general, los
conocimientos adquiridos en la primera pueden ser utilizados sin inconvenientes en los nuevos
sistemas digitales.
Sin embargo, las redes formadas por transmisores que operan en la misma frecuencia,
llamadas SFN (Single Frequency Network) plantean nuevos desafios y ya nada es igual que
antes en materia de cálculos de cobertura. Para esta tarea, es necesario contar con software
especializado capaz de resolver complejos algoritmos, prácticamente imposibles de ser ejecutados en forma manual, debido a la enorme cantidad de datos que se deben procesar.
Si bien en este libro se estudia exclusivamente el sistema ISDB-Tb, para la preparación y
desarrollo de este capítulo se han tenido en cuenta los avances y el estado del arte del sistema
europeo DVB-T, dado que la base técnica de ambos es exactamente la misma: multiplexación
OFDM con modulación de portadoras QPSK, 16-QAM y 64-QAM. Por otra parte, en el
momento de escribir este trabajo, DVB-T ha sido la norma adoptada por dos países latinoamericanos, y en este sentido, resulta de interés presentar ciertas bases teóricas comunes sobre
el funcionamiento de las redes SFN, que puedan ser de aplicación en toda la región.
1.1. Documentación relativa a la planificación y cálculo de cobertura en TVD-T
A continuación se presenta una breve descripción de la documentación técnica más importante, relativa a la planificación y cálculo de áreas de cobertura de redes MFN y SFN.
1.1.1. Recomendación UIT-R P.1546-41
Esta recomendación se títula Métodos de predicción de punto a zona para servicios terrenales en la gama de frecuencias de 30 a 3000 MHz. El término punto a zona es equivalente
a punto a multipunto.
En este documento se resumen todos los estudios empíricos realizados a partir de la segunda mitad del siglo XX e incluye el cálculo de trayectos terrestres, troposféricos, marítimos y
mixtos. Es de particular importancia el Anexo 5 de la recomendación: “Información adicional
y procedimientos de aplicación del método de predicción”
s Variabilidad temporal: Las curvas de propagación incluidas en esta recomendación,
representan los valores de intensidad de campo rebasados el 50%, 10% y 1% del
tiempo. En general la primera se utiliza para cálculos de cobertura y las dos últimas para
la planificación, en la determinación de posibles interferencias a mayores distancias
(más allá de la zona geográfica de cobertura).
s Variabilidad espacial (ubicaciones): Las curvas representan los valores de intensidad de
campo superados en el 50% de las ubicaciones. Las ubicaciones se consideran áreas de
500 x 500 metros y pueden ser considerados otros porcentajes agregando coeficientes
de corrección (punto 12 del Anexo 5).
1 INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS,
Métodos de predicción de punto a zona para servicios terrenales en la gama de frecuencias de 30 a 3000
MHz, Recomendación UIT-R P.1546-4, 2009.
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
475
En el apartado titulado “Curvas UIT-R Recomendación P.1546-4 y P.370-4” del capítulo
anterior, se presentaron ejemplos de este tipo de curvas.
Un detalle a tener en cuenta, es que la TVD-T puede ser recibida con receptores móviles
ubicados en embarcaciones. Por este motivo, las curvas del 50% sobre trayectos marítimos
pueden ser utilizadas para el cálculo de cobertura en navegación, a distancias ópticas de las
plantas transmisoras.
Prácticamente todos los programas para el cálculo de áreas de cobertura asistido por
computadora, utilizan esta recomendación para la definición de sus procedimientos.
1.1.2. Recomendación UIT-R BT.1368-92
Su título es: Planning criteria, including protection ratios, for digital terrestrial television
services in the VHF/ UHF bands.
Contiene los criterios de planificación para los estándares ATSC, DVB-T, ISDB-T y
DMB-T, junto con los criterios de convivencia con los sistemas analógicos hasta el momento
del “apagón analógico”, incluyendo relaciones de protección para la coexistencia de señales
cocanal, canal adyacente inferior, canal adyacente superior e intensidad de campo mínima
necesaria para que los receptores muestren la información transmitida.
1.1.3. Recomendación UIT-R P-526
Esta recomendación es prácticamente un tratado de propagación por difracción y en ella
se presentan varios modelos que muestran el efecto provocado por la difracción en la intensidad
de campo eléctrico recibida. Aplican a diferentes tipos de obstáculos y a diversas geometrías de
trayecto y son muy utilizados por los programas de cálculo asistido de cobertura que trabajan
con datos orográficos del terreno.
1.1.4. Reporte UIT-R BT.22093
Titulado Calculation model and reference receiver characteristics of ISDB-T system,
este reporte ofrece una detallada descripción de las características del receptor dentro de un
ambiente SFN.
En estos casos, debe tenerse muy en cuenta que los receptores no responden de la misma
manera que en áreas MFN y que los mismos deben ser diseñados para su correcto funcionamiento en ambas situaciones. Para SFN, los valores de intensidad de campo, la relación C/I
(portadora/interferencia), los retardos de los ecos recibidos, la sincronización de la ventana
FFT, entre otros, son factores muy criticos en un receptor.
Contrariamente a lo que ocurre con la TV analógica, los radiodifusores deberían interesarse
y participar en la preparación de las especificaciones técnicas de los receptores, ya que el gran
2 INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS,
Planning criteria, including protection ratios, for digital terrestrial television services in the VHF/ UHF bands,
Recommendation UIT-R BT.1368-9, 2011.
3 Calculation model and reference receiver characteristics of ISDB-T System, Reporte UIT-R BT.2209, 2010.
476
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
esfuerzo tecnológico involucrado en el desarrollo e implementación de una red SFN podría ser
totalmente en vano, si los receptores no cumplen adecuadamente con ciertas exigencias.
1.1.5. Método de cálculo de cobertura Okumura-Hata UIT 529
Es un método de cálculo de cobertura para la recepción de señales en receptores portátiles,
a una distancia de hasta 10 kilométros de la emisora.
1.1.6. Nuevos criterios para la evaluación del punto de corte de las señales de TVD-T
Los criterios tradicionales para la evaluación del punto de corte de la señal, que permiten
determinar la mínima intensidad de campo necesaria para establecer el límite de cobertura de
un servicio de TVD-T no resultan adecuados para ser aplicados en recepción móvil.
El motivo es sencillo de comprender: la recepción en un punto fijo, permite disponer
de tiempo suficiente para que los receptores o instrumentos de medición midan, muestreen
y registren los valores exactos de intensidad de campo en el momento de producirse el corte.
Esta condición es imposible de cumplir en la recepción móvil.
1.1.6.1. Criterio SFP (punto subjetivo de falla)
La Recomendación UIT-R BT.1368-9 mencionada antes, incluye el criterio SFP en su
Anexo 7. Este criterio corresponde a la calidad de imagen con no más de un error visible en
la imagen en un tiempo medio de observación de 20 segundos. La señal de entrada (D, por
deseada) se establece en -60 dBm y la señal interferente (U, por no deseada, ruido blanco) se
incrementa en pasos de 0,1 dB hasta llegar al corte.
La Recomendación 1368-9 propone que este parámetro sea adoptado por todas las
normas. En base a la nomenclatura de señal deseada y señal interferente utilizada por la UIT,
la relación C/I también suele ser denominada relación D/U.
1.1.6.2. Criterio ESR5 (Erroneous second ratio)
El ESR5 o relación de error por segundo dentro del 5% del tiempo de la ventana de
medición, de acuerdo al Documento UIT-6E/64-E, se utiliza para determinar la calidad de
transmisión en recepción portátil y móvil, en lugar del SFP o de los métodos tradicionales.
Tiene la gran ventaja de que las mediciones pueden ser realizadas de manera automática, cosa
que no es posible con el primer criterio.
Una determinada señal cumple con el criterio ESR5 cuando no transcurre más de 1 segundo
de tiempo de recepción de paquetes que contienen errores no corregibles, dentro de una ventana
de 20 segundos. También se considera que la señal no cumple con el criterio, cuando existe una
pérdida de sincronización del flujo TS MPEG-2 dentro de dicha ventana. La proporción 1/20
corresponde al 5% del tiempo de duración de la ventana, y de allí la denominación.
477
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
2. REDES DE FRECUENCIAS MÚLTIPLES (MFN)4
A los fines del cálculo de cobertura, cada estación de la red se considera individualmente,
de manera similar a los sistemas analógicos. El primer paso consiste en determinar el valor
de la intensidad de campo mínima necesaria para la operación del receptor con antena fija,
ubicada en el exterior de la vivienda, a la altura del techo. Considerando la banda de UHF, se
reproducen a continuación una de las tablas de la Rec. 1368-9:
Rango UHF - Banda de frecuencia 600 MHz
Configuración
Parámetro
DQPSK
1/2
QPSK
1/2
16-QAM
3/4
64-QAM
7/8
Ancho de banda de ruido (MHz)
BW
5,6
5,6
5,6
5,6
Figura de ruido del receptor (dB)
F
7,0
7,0
7,0
7,0
Tensión de ruido de entrada al receptor (dB/μV)
UN
9,1
9,1
9,1
9,1
Relación C/N a la entrada del receptor (dB)
C/N
6,2
4,9
14,6
22,0
Ruido urbano (dB)
-
0
0
0
0
Tensión mínima de entrada al receptor (dB/μV)
Umín
15,3
14,0
23,7
31,1
Factor de conversión (dB)
K
21,9
21,9
21,9
21,9
Pérdidas de la línea de transmisión (dB)
Lf
3,0
3,0
3,0
3,0
Ganancia de la antena (dB)
G
10,0
10,0
10,0
10,0
Mínima intensidad de campo para recepción fija
(dBμV/m)
Emín
30,2
28,9
38,6
46,0
Tabla 1: Valores mínimos de intensidad de campo para ISDB-Tb
2.1. Determinación del valor medio mínimo de intensidad de campo
En el Apéndice 1 del Anexo 3 de la Recomendación UIT-R BT.1368-9 se describe el
procedimiento de cálculo del valor medio mínimo de intensidad de campo necesario para la
recepción de señales de TV en distintas condiciones. El lector puede consultar ese documento
para mayores detalles. En la Figura 1 y en la Figura 2, se muestra dicho procedimiento, y se
detallan todos los parámetros que intervienen.
4 INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS,
Métodos de predicción de punto a zona para servicios terrenales en la gama de frecuencias de 30 a 3000
MHz, Recomendación UIT-R P.1546-4, 2009.
478
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Figura 1: Cálculo del valor medio mínimo de intensidad de campo (Parte 1)
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
479
A los fines de la planificación y de acuerdo al tipo de recepción, los valores medios mínimos de intensidad de campo resultan:
Para recepción fija en viviendas, con antenas instaladasa nivel de techo:
E med = E mín + P mmn + C L
(xii)
Para recepción movil y portátil externa:
E med = E mín + P mmn + C L + L h
(xiii)
Para recepción movil de mano y portátil interna:
E med = E mín + Pmmn + C L + L h + L b
(xiv)
Donde:
Pmmn :
Factor de ruido provocado por el hombre, de acuerdo a UIT - R P.372 - 10 (dB)
CL :
Lh :
Factor de corrección del sitio o ubicación (dB)
Pé rdida s por altura cuando se considera el punto de recepción a 1,5m
Lb :
sobre el suelo (dB)
Pé rdidas adicionales por recepción dentro de un edificio o vehículo (dB)
El factor de corrección del sitio o ubicación se calcula con la ayuda de la siguiente
ecuación:
(xv )
Donde:
Desviación estándar macro escala (5,5 dB)
Desviación estándar de las pérdidas por atenuación dentro de edificios (dB)
Factor de distribución según el porcentaje de las ubicaciones. Los valores son:
0,52 para el 70% de las ubicaciones
1,28 para el 90% de las ubicaciones
2,33 para el 99% de las ubicaciones
Figura 2: Cálculo del valor medio mínimo de intensidad de campo (Parte 2)
2.2. Consideraciones generales
Al abordar un proyecto de cálculo de cobertura MFN deben tenerse en cuenta algunos
conceptos que por su importancia, se describirán a continuación.
2.2.1. Figura de ruido del receptor
De acuerdo a las fuentes de consulta utilizadas, los valores de figura de ruido a emplear
en los cálculos varían ligeramente. En el Anexo C de la norma brasileña ABNT NBR 15604,
480
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
se establecen 10 dB, mientras que en el Anexo 3 de la Recomendación UIT-R BT.1368-9 se
especifican 7 dB para la banda UHF y 5 dB para la banda de VHF. Para cálculos de cobertura,
estos últimos valores resultan más acordes, debido a los avances tecnológicos implementados
en los nuevos receptores.
2.2.2. Ganancia de antena receptora
El valor de este parámetro se encuentra normalizado de acuerdo al servicio cuya cobertura se desea calcular: fijo, portátil externo, portátil interno y banda utilizada. Para el caso de
recepción fija en la banda de UHF, se consideran 10 dBd.
2.2.3. Porcentaje de las ubicaciones
En la determinación de áreas de cobertura para el servicio analógico, se utilizan las curvas
50/50. Si bien las señales pueden haber sufrido una importante degradación a lo largo de su
trayectoria, aún pueden ser recibidas en áreas marginales. Para que los usuarios que habitan
estas zonas puedan recibir TVD-T, es necesario agregar un factor de corrección que permita
expresar el aumento necesario en el nivel de la señal recibida con respecto a los cálculos basados
en curvas 50/50. Esta diferencia se debe al “efecto abismo” o “efecto Cliff” que existe en la
TVD-T, que invalida toda posibilidad de recepción en zonas marginales.
Llevando las probabilidades de las ubicaciones al 70%, 95% o 99% se tiene en cuenta
este aspecto, representado mediante el factor μ de la ecuación (xv) en la Figura 2.
2.2.4. Relación portadora ruido mínima (C/N)
Este dato es de extrema importancia, ya que de él depende la robustez del sistema. Los
esquemas de modulación más robustos requieren una relación C/N más baja.
Para la recepción de TVD-T con antenas fijas, se debe tener en cuenta la relación C/N en
el modelo de canal de propagación de Rice, mientras que para la recepción con antenas internas
se debe utilizar el modelo de Rayleigh (ambos conceptos fueron estudiados en el Capítulo 13).
En la práctica, se suele agregar un coeficiente de seguridad de 2 a 3 dB.
En los sistemas de transmisión punto a multipunto, por ejemplo la radiodifusión, no
puede tomarse en cuenta el modelo de Gauss y por lo tanto, los datos de relación C/N para
este caso son meramente ilustrativos.
2.3. Cálculo de cobertura
Una vez obtenido el nivel mínimo de campo necesario de acuerdo al tipo de recepción
considerado, se puede determinar el área de servicio cubierta (si la estación ya está instalada)
o que se desea cubrir (si se trata de un proyecto), en función de los datos y parámetros de
transmisión disponibles.
Cuando no se disponía de los métodos asistidos por computadora, la realización de estos
cálculos era muy laboriosa, ya que se debía partir de las curvas de Longley y Rice y calcular
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
481
punto por punto cada uno de los lugares geográficos que se deseaba cubrir, para lo cual era
necesario contar con un estudio previo de la orografía y de los obstáculos del terreno, aplicando
los criterios correspondientes a cada tipo de obstáculo.
Con esa información en mano, se comienza calculando la potencia irradiada equivalente
del sistema transmisor-antena, al menos para cada grado de azimuth y de elevación, lo que
implica tener en cuenta los diagramas de radiación horizontal y vertical de la antena.
La lista de pasos a seguir es extensa y el método de cálculo manual puede ser consultado
en el Anexo 6 de la Recomendación UIT-R P.1546-4, bajo el titulo “Procedimiento paso a
paso”.
En la actualidad existen programas de cálculo asistido por computadora que se basan
en la Recomendación mencionada, en la UIT-R BT.1368-9 y en otros algoritmos que se mencionarán más adelante. Estos programas incluyen bases de datos orográficos y poblacionales
que permiten calcular con suma rápidez no solo el área efectivamente cubierta y la intensidad
de campo en cada punto geográfico, sino también la población comprendida dentro de esa
área. Este último es un dato valioso, de interés social y económico para los medios de comunicación masiva.
Más adelante, se mostraran procedimientos de cálculo de cobertura de estaciones MFN,
como parte del proceso completo que se utiliza en las redes SFN, mediante software especializado.
Los parámetros de transmisión de las normas basadas en un esquema de modulación COFDM son varios y las posibilidades de combinaciones entre ellos también son numerosas.
2.3.1. Criterios para la selección de los parámetros de transmisión
Los criterios para la selección de parámetros han sido estudiados con todo detalle, a
partir del capítulo 4 de este libro. Todos ellos son fácilmente determinables con la ayuda de la
Calculadora ISDB-Tb presentada en el Capítulo 5.
Sin embargo, será necesario volver sobre algunos de ellos, en particular las tasas de transmisión. La relación existente entre el C/N y la tasa es fundamental y será tratada a lo largo del
estudio de las redes SFN, ya que su influencia es notablemente mayor que en MFN, que puede
considerarse un caso particular de las anteriores.
3. REDES DE FRECUENCIA ÚNICA (SFN)
Las redes SFN ofrecen los mismos servicios que las redes MFN. La Figura 3 muestra un
esquema con algunas de las posibilidades más comunes, con sus respectivos dispositivos de
recepción. Aunque pueda parecer trivial en este momento, el concepto de servicios y programas transmitidos es un factor muy importante, pues son y deben ser los mismos en todos los
emisores que conforman la red SFN.
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
RECEPCIÓN FIJA EN
PANTALLA ANCHA
(WIDE SCREEN)
BTS
MODULADOR ISDB-T
PH ILLIPIN S
CODIFICADOR MPEG TS
HDTV
MPEG TS
CODIFICADOR
SDTV
MPEG TS
CODIFICADOR
LDTV
REMULTIPLEXOR
ISDB-T
482
RECEPCIÓN
MÓVIL O FIJA
RED DE DIFUSIÓN
TERRESTRE
MFN ó SFN
RECEPCIÓN
PORTÁTIL
Figura 3: Servicios ofrecidos por las redes de TVD-T
La principal ventaja de las redes SFN es la posibilidad de trasmitir el mismo programa,
con trasmisores que operan en la misma frecuencia en áreas de cobertura superpuestas, a diferencia de las redes analógicas donde esto definitivamente no es factible.
La operación de múltiples transmisores en la misma frecuencia, implica un importante
ahorro de espectro para los planificadores, ya que permite adjudicar una sola frecuencia al
mismo Radiodifusor en toda el área de servicio, normalmente una región bastante amplia.
Para que esto resulte posible, deben cumplirse algunas condiciones básicas y otras más específicas que se estudiarán en el presente capítulo. Las condiciones básicas son las siguientes:
s Operar en la misma frecuencia.
s Transmitir el mismo programa.
s Trasmitir la misma información, es decir los mismos bits de manera sincronizada en
todos los trasmisores de la red. Esto significa:
o Utilizar la misma relación de codificación convolucional y el mismo
esquema de modulación.
o Emplear el mismo modo e intervalo de guarda. El intervalo de guarda es el
elemento fundamental que posibilita el funcionamiento de las redes SFN.
o Utilizar el mismo canal virtual (número que identifica al programa
transmitido en la grilla de canales, según lo visto en el Capítulo 6),
s Los “ecos” provenientes de varios transmisores de la red que llegan a un determinado
punto de recepción, deben hacerlo dentro del intervalo de guarda con el cual se ha
configurado la red. En una SFN, se denomina “eco” a todas las demás señales que
llegan a la antena, además de la señal directa. Más adelante se describirán algunos
métodos para sincronizar señales que llegan fuera del intervalo de guarda, las que a
priori, causarían interferencias intersímbolo e imposibilitarían el correcto funcionamiento de la red.
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
483
3.1. Transmisores de una red SFN
La Figura 4 muestra una red SFN en la que además, se ha instalado un Gap-Filler (repetidora de baja potencia que retransmite en la misma frecuencia) dentro del área de servicio del
transmisor TX 3. En los párrafos que siguen se explicarán sus principios de funcionamiento.
ÁREA DE
SERVICIO
ZONA DE SOMBRA
GAP FILLER
CIUDAD 2
RUTA
TX 3
SFN
LOCALIDAD 2
ÁREAS DE
SERVICIO
TX 2
LOCALIDAD 1
TX 1
CIUDAD 1
TRANSMISOR PRINCIPAL
Figura 4: Esquema de una red SFN con Gap-Filler incluido
La señal es generada por el Transmisor Principal que tiene su propia área de cobertura,
normalmente en una ciudad de cierta importancia. Puede verse una ruta que vincula las diversas
localidades a cubrir por medio de los transmisores adicionales TX 1, TX 2 y TX 3, existiendo
un solapamiento de las áreas de cobertura, excepto entre TX 2 y TX 3, donde una parte de la
ruta queda sin cubrir. En estas áreas, donde no existe superposición de señales, no será necesario
que los transmisores estén sincronizados.
Para eliminar esta zona de silencio, será necesario incrementar la cobertura de ambos
transmisores, o bien colocar un transmisor adicional, respetando las condiciones de funcionamiento mencionadas.
Analizando la figura con detenimiento, se deduce que la programación debe ser enviada
desde el Transmisor Principal hacia el TX 3 por medio de un radioenlace, fibra óptica o vinculo
484
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
satelital y no podrá emplearse la modalidad “en banda” (es decir la técnica de “repetición”
de señal).
Suponiendo que dentro del área de servicio de TX 3 existe un obstáculo que impide la
recepción en una parte del área de servicio proyectada, puede resultar conveniente la instalación de un Gap Filler, cuyo funcionamiento es similar al de una repetidora, comúnmente
llamada “en banda”, ya que retransmite la señal que recibe desde el transmisor principal en
la misma frecuencia.
El Gap Filler es un dispositivo con circuitos especialmente diseñados y una potencia de
salida limitada a unos pocos vatios, a los fines de evitar una realimentación positiva entre la
salida y la entrada del equipo. Se utilizan en los siguientes casos:
s Áreas sucesivas servidas en la misma frecuencia, posibilitando que un receptor móvil
pueda sintonizar el mismo programa durante todo el trayecto de desplazamiento.
s Zonas de sombra o de silencio, permitiendo asegurar la recepción móvil y fija en toda
al área geográfica proyectada.
3.1.1. Repetidoras y Gap Fillers
La Figura 5 muestra el esquema de una instalación para una repetidora o bien, para un Gap
Filler, cubriendo la zona de sombra del transmisor principal, cuya señal esta siendo obstruida
por un edificio (aunque la obstrucción podría deberse a la orografía del terreno).
A la izquierda, los círculos de mayor diámetro representan el área de servicio del transmisor principal, mientras que los más pequeños sombreados en gris corresponden el área de
sombra provocada por un obstáculo. Se presentan dos soluciones posibles: con repetidora
analógica, utilizando dos frecuencias distintas f1 y f2 y con Gap Filler digital, operando con
una sola frecuencia f1.
f1
f1
f2
SOLUCIÓN
ANALÓGICA
f1
Antena
receptora
f1
Antena
transmisora
f1
SOLUCIÓN
DIGITAL
Figura 5: Repetidora analógica / Gap Filler digital
f2
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
485
Empleando una repetidora analógica, la antena receptora recibe la señal del transmisor
principal en la frecuencia f1, la procesa en una frecuencia intermedia (FI) y la retransmite en la
frecuencia f2. Esta última es necesaria a los fines de evitar la realimentación positiva entre la
salida y la entrada del sistema y resulta claro que las antenas no necesitan estar desacopladas
(alejadas) ya que la frecuencia de salida de la repetidora es distinta a la de entrada y no existe
realimentación. Sin embargo, deben tomarse algunas precauciones: f2 no puede corresponder a un canal adyacente ni diferir de f1 en un valor igual a la FI, ya que podría dar lugar a la
realimentación.
En los sistemas digitales que emplean un Gap Filler, gracias al intervalo de guarda del
sistema OFDM, la señal realimentada puede ser considerada como un eco que llega dentro del
tiempo de duración del intervalo y por consiguiente, no se comporta como una interferencia. Esto
posibilita transmitir con la misma frecuencia f1 dentro del área de sombra. En este caso tambien
se debe tener cierto cuidado: las antenas de transmisión y recepción deben estar físicamente
separadas, tal como se muestra en la Figura 5, procurando lograr el mayor desacoplamiento
posible. Además son necesarios algunos circuitos especiales llamados “canceladores de eco”
o “canceladores de interferencia por acoplamiento (realimentación)”, de acuerdo a cada fabricante. Normalmente, las potencias de estos dispositivos no superan los 50 vatios.
Debe prestarse mucha atención a la hora de elegir el sitio para instalar el Gap Filler, ya
que podría ser alcanzado por las señales generadas por otros transmisores de la misma red,
siendo mayores las posibilidades de acoplamiento cuando los sitios están ubicados en alturas
relativamente importantes.
3.2. Señales y ecos
En la Figura 6 se representa la situación de un receptor (1) que recibe señales provenientes
de los transmisores TX 1, TX 2 y un eco o reflexión de TX 1. Para este receptor, las tres señales
pueden ser útiles si todas llegan dentro del tiempo de duración del intervalo de guarda. Es muy
probable que la antena de este usuario se encuentre orientada hacia TX 1, razón por la cual las
señales provenientes del transmisor TX 2 y el eco llegaran atenuadas por la directividad de la
antena y la longitud del trayecto.
2
TX1
TX2
1
Figura 6: Señales recibidas por receptores fijos en una red SFN
486
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Mas adelante, se verán algunas de las técnicas que el receptor utiliza para posicionar la ventana
de cálculo de la transformada FFT. Estas técnicas, llamadas sincronización secundaria, constituyen la principal diferencia entre un receptor que funciona en un ambiente SFN y uno que
recibe señales de trasmisores MFN.
También se verá que, cuando se cumplen ciertas condiciones, todos los ecos pueden
contribuir en el incremento del valor de intensidad de campo, concepto que se conoce como
“ganancia de red”. De aquí en adelante y por simplicidad, la denominación “eco” servirá para
referirse a todas las señales de la misma red SFN que llegan al receptor. En este tipo de redes,
una señal que se considera “directa” en un determinado punto de recepción, puede convertirse
en un “eco” cuando el receptor es cambiado de posición, aunque sea ligeramente.
Para el caso de un receptor ubicado en el interior de una vivienda, equipado con una
antena tipo “V” o similar, de acuerdo a lo estudiado en el Capítulo de Propagación, se aplica el
modelo de Rayleigh, con el agregado de ecos variables provocados dentro de la vivienda, por
movimiento de objetos o personas. En los procedimientos de cálculo de cobertura con antenas
internas, se deben considerar los parámetros correspondientes para este tipo de recepción.
Por otro lado, en la Figura 7 se muestran las señales que llegan a un receptor en movimiento dentro de un ambiente SFN. Un receptor móvil puede desplazarse a velocidades muy
altas, de unos 300 km/h en el caso de los trenes de alta velocidad.
Figura 7: Señales recibidas por receptores móviles en una red SFN
El modelo de propagación también corresponde a un canal Rayleigh, al que se suman
problemas adicionales provocados por el efecto Doppler y reflexiones fluctuantes en obstáculos naturales y construidos por el hombre, con un comportamiento cambiante a medida
que el vehículo se desplaza. El servicio móvil es fundamentalmente el de recepción parcial o
one seg, pero también puede ofrecerse multicast de servicios móviles en SDTV. Actualmente
se está experimentando con HDTV móvil, utilizando dos antenas sobre el vehículo para crear
diversidad de espacio.
487
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
3.3. Intervalo de guarda de la señal
Se recomienda al lector el repaso atento de los conceptos referentes al intervalo de guarda
de la señal OFDM estudiados en los Capítulos 4 y 11. En este apartado se retomará y profundizará el análisis de este importante componente de la señal.
En la Figura 8 puede verse un receptor al cual llegan dos señales de la misma red, provenientes de TX 1 y TX 2. Se observa que la señal de TX 1 llega antes que la de TX 2, porque
recorre un trayecto mas corto. Para facilitar el análisis que sigue y por ser la que llega al receptor
retardada con respecto a TX 1, se denominará “eco” a la señal originada por TX 2.
TS
TX 2
TX 1
TX 1
TX 2
Si Δt < TG la SFN funciona
Si Δt > T G la SFN no funciona
Sn
TG
Sn+1
Sn-1
A)
TG
Sn
TG
1
Sn+1
Δt
Receptor
Δt = T 2 - T1
VENTANA FFT
ISI
T2
T1
TG
TU
TX 1
TG
Sn
TG
Sn+1
ISI
TX 2
Sn-1
B)
TG
Sn
2
TG
Δt
Figura 8: Intervalo de guarda en redes SFN
En este ejemplo, el receptor se sincroniza con la señal proveniente de TX 1, abriendo la
ventana FFT al comienzo del tiempo útil del símbolo para demodular la señal. Puede verse con
claridad, que el flanco ascendente de la ventana coincide con el inicio de TU.
Se consideran dos casos posibles: en A) la llegada del eco se produce dentro del intervalo
de guarda de TX 1 y en B) el eco arriba poco después de finalizado dicho intervalo. En ambas
situaciones se producirá interferencia intersímbolos ISI, pero con distintos resultados.
En A), cuando el retardo Δt es menor que TG, la ISI se producirá dentro del intervalo de
guarda de la señal TX 1, que afectará solamente a la información redundante del símbolo Sn,
que además se encuentra fuera de la ventana. En cuanto al eco, si bien el retardo Δt deja fuera
de la ventana a la parte final 1del símbolo Sn, esta parte se encuentra replicada en el intervalo
de guarda del eco. Por lo tanto, dentro de la ventana FFT se encuentran únicamente muestras
de un mismo símbolo5, aportadas tanto por la señal TX 1 como por el eco, con la totalidad de
5 N del R: Los ecos que llegan al receptor y sus características (retardo y amplitud) dependerán de la respuesta lineal
que presenta el canal. Para el caso de una red SFN, las señales provenientes de todos los transmisores pueden ser
consideradas como ecos producidos por una única señal y un único canal. El resultado final en el receptor será una
señal igual a la suma de todos los ecos. Estrictamente se produce una convolución lineal en el dominio temporal de
488
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
las muestras de Sn en ambos casos, pero desalineadas temporalmente. Cuando el procesador
FFT calcula la transformada, los espectros resultantes en ambas señales serán exactamente
iguales en módulo, pero diferirán en sus valores de fase. Esta diferencia, provocará un giro del
diagrama de constelación que deberá ser compensado, con el objetivo de minimizar los errores antes de iniciar el desmapeo de los símbolos. Existen diversas técnicas de compensación6,
algunas de ellas muy complejas y de su eficiencia dependerán los errores que se trasladarán a
las siguientes etapas, que deberán ser corregidos por el sistema FEC.
Volviendo a la Figura 8, en B) puede verse que el retardo Δt es mayor que TG y que la
interferencia ISI sobre la señal TX 1 continua una vez finalizado el intervalo de guarda. No
solo resulta afectada la información redundante del símbolo Sn, sino también las primeras
muestras de este símbolo que se encuentran dentro de la ventana y que no están repetidas en
ninguna otra parte de la señal TX 1. Para la información transportada por el eco, puede verse
que la parte final 2del símbolo Sn queda fuera de la ventana, pero las muestras de ese sector se
encuentran completamente replicadas en el intervalo de guarda. Sin embargo, también quedan
fuera de la ventana varias muestras que anteceden a la parte 2y que no se repiten en ningún
otro lugar de este eco. En definitiva, la ventana FFT no solo contiene muestras correspondientes
al símbolo Sn, también aparecerán muestras del símbolo Sn-1. Ante esta situación, el procesador
FFT entregará a su salida la información correspondiente a la composición espectral de dos
símbolos, apartándose del resultado esperado, es decir, con errores que inicialmente no admiten
compensación. Estos errores avanzarán hacia las etapas siguientes del receptor, siendo altamente
probable que el sistema de FEC no pueda corregirlos a todos. En este caso, el eco se transforma
en interferente y puede llegar a destruir completamente la señal si su nivel excediera el límite de
protección por interferencia cocanal, impidiendo el funcionamiento de la red SFN.
3.3.1. Criterios de selección del intervalo de guarda para proyectos de redes SFN
Durante la etapa de proyecto, es necesario considerar qué servicios debe prestar la red.
Por ejemplo, se debe decidir si se prestará servicio móvil o fijo. Con respecto a esta decisión,
se puede afirmar que los radiodifusores mayoritariamente optan por ofrecer ambos simultáneamente. Para el servicio móvil, se puede transmitir LDTV por medio de one seg, o bien el
multicast de varios programas SDTV.
En los comienzos del desarrollo de la TVD-T, en el sistema DVB-T se determinó que era
más conveniente el Modo 2K (equivalente al Modo 1 de ISDB-Tb) para la recepción móvil,
la señal transmitida con la respuesta del canal. Sin embargo, es deseable que se emule una convolución circular con
el canal (se logra gracias al intervalo de guarda), que asegurará que en el receptor se tenga exactamente el espectro
de la señal original multiplicado por la respuesta en frecuencia del canal. De esta manera, dado que la estimación
de tal respuesta puede ser realizada en base a los pilotos, será posible realizar una correcta ecualización del canal.
Sin embargo, puede ocurrir que la estimación no resulte del todo exacta, por ejemplo, porque en un momento determinado el canal varía más rápidamente de lo que los pilotos son capaces de muestrear. Ante esta situación, es
posible que aparezcan algunos errores durante el desmapeo, que luego podrán ser corregidos por los códigos
FEC.
6 Dah-Chung CHANG, Effect and Compensation of Symbol Timing Offset in OFDM Systems With Channel
Interpolation, IEEE Transactions on Broadcasting, vol. 54, N.º 4, December 2008.
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
489
debido a la mayor separación de portadoras y su mayor inmunidad a la interferencia entre ellas
(ICI) provocada por el efecto Doppler.
Sin embargo, dado que la duración del tiempo útil de símbolo es igual a la inversa de la
separación de frecuencia entre las portadoras, el Modo 1 arroja un periodo útil del símbolo
muy corto y por ende un intervalo de guarda limitado en términos de valor absoluto. En las
redes SFN es conveniente (aunque no excluyente), instalar transmisores a una distancia tal que
los puntos de recepción cercanos a uno de los emisores se encuentren dentro del intervalo de
guarda de la señal proveniente del otro emisor. En caso de emplear el Modo 1, este requisito se
traduciría en una mayor cercanía entre las estaciones (ver Tabla 2, más abajo), haciendo que
los costos de la red se incrementen notablemente.
Para evitar este problema, en DVB-T se incluyó el Modo 8K (equivalente al Modo 3 de
ISDB-Tb), con mayor cantidad de portadoras de menor separación y un tiempo util de símbolo
e intervalos de guarda de mayor duración, permitiendo la instalación de transmisores con
mayores distancias entre ellos.
Cuando se desarrolló el estándar ISDB-Tb, se tuvo en cuenta la experiencia recogida
durante la implementación del DVB-T y se decidió incorporar el Modo 2, un modo intermedio
que reúne (al menos en la teoría) las virtudes de los Modos 1 y 3.
En la práctica se demostró que el Modo 2 no muestra diferencias significativas de funcionamiento con el Modo 3, por lo menos para las velocidades de desplazamiento de los vehículos
terrestres y en general puede decirse que la implementación se esta realizando en el Modo 3.
Cuando se trabaja en el cálculo de redes SFN, es conveniente manejar ciertas reglas
prácticas en base a magnitudes fácilmente comparables. Una de ellas es la distancia recorrida
por la onda electromagnética: 90 km cada 300 μs, relación numérica muy sencilla y útil para
trabajar con los intervalos de guarda.
La Tabla 2 muestra que el mayor intervalo de guarda en términos absolutos corresponde
al Modo 3, con un valor de 252 μs (Δ = 1/4), que equivale a un recorrido de la señal de 75,6
km. Este valor de intervalo es el que permite instalar las estaciones de una red SFN a la mayor
distancia posible, siempre que se verifique que los puntos de recepción más cercanos a alguno
de los emisores se encuentren dentro del intervalo de guarda de las señales emitidas por los
transmisores más lejanos.
Resulta sencillo visualizar que empleando el Modo 3, con un intervalo de guarda de 252
μs y un transmisor instalado muy cerca de la ciudad, es prácticamente imposible que los ecos
que se generan puedan superar los 76 km de recorrido adicional, por más complejos que sean
los rebotes que se produzcan en las estructuras y edificios.
Es importante que el proyectista tenga en cuenta que si la intensidad de los ecos resulta
suficientemente elevada y deteriora la relación C/I a tal punto que la ubica por debajo de la
relación de protección co-canal, indefectiblemente se producirá interferencia. Más adelante
se profundizara este tema.
490
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Modo
1
2
3
TU
252 μs
504 μs
1008 μs
Δ
TG (μs)
TS (μs)
dmáx (km)
1/4
63,000
315,000
18,90
1/8
31,500
283,500
9,45
1/16
15,750
267,750
4,72
1/32
7,875
259,875
2,36
1/4
126,00
630,00
37,80
1/8
63,00
567,00
18,90
1/16
31,50
535,50
9,45
1/32
15,75
519,75
4,72
1/4
252,00
1260,00
75,60
1/8
126,00
1134,00
37,80
1/16
63,00
1071,00
18,90
1/32
31,50
1039,50
9,45
Tabla 2: Duración del intervalo de guarda y sus equivalentes en distancia
Para finalizar este apartado y a modo de ejemplo, se presentan los parámetros de funcionamiento de la red SFN de la Televisión Pública en Argentina, que al momento de escribir
este trabajo son:
s Modo 3, intervalo de guarda = 1/4.
s Capa A (one-seg): KI = 2/3, modulación QPSK.
s Capa B: KI = 2/3, modulación 64-QAM.
En los comienzos de su implementación, esta red comenzó a operar con un intervalo de
guarda de 1/8 (para permitir una leve mejora en la tasa de transmisión). Como contrapartida,
conforme fue avanzando el despliegue, la necesidad de instalar los transmisores a mayor distancia que los 37 km permitidos por este valor obligó a replantear la configuración.
3.4. Tasas de transmisión y parámetros del sistema
En el capítulo dedicado al desarrollo de la teoría de la multiplexación OFDM, la deducción de los parámetros básicos que gobiernan el funcionamiento del sistema fue posible
a partir del conocimiento de la relación C/N, teniendo en cuenta que la tasa de transmisión
estaba condicionada por este factor.
En el capítulo anterior, se estudiaron los conceptos que rodean a la relación portadora
ruido (C/N), un parámetro de extrema importancia para cualquier sistema de telecomunicaciones. Considerada en un punto cualquiera del área de servicio, es la razón entre el valor de
la intensidad de campo de la señal útil y el nivel de ruido en ese punto, nivel que depende de
varios factores, algunos de ellos asociados directamente al receptor.
A continuación, se presentarán las relaciones existentes entre todos los parámetros
de transmisión que influyen sobre la tasa de transmisión. Los estándares ISDB-Tb y DVB-T
491
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
presentan esta información de manera diferente y a juicio de los autores de alguna manera se
complementan, por lo que ambas resultan útiles para el trabajo del ingeniero de TV.
3.4.1. Especificación de las tasas de transmisión de acuerdo al estándar DVB-T
A continuación se reproduce la tabla que utiliza el estándar DVB-T para especificar las
tasas de transmisión en función de la relación C/N, esquema de modulación (bP), relación de
codificación convolucional (KI) relación de guarda (D) y modelo de canal.
Valores para
BWCH = 6 MHz
Esquema de
modulación
QPSK
16-QAM
64-QAM
BER=2x10 -4
(*)
Solomon
KI
Relación C/N necesaria (*)
Tasa de transmisión (Mbps)
Tipo de canal
Intervalo de guarda
Gauss
Rice
Rayleigh
1/4
1/8
1/16
1/32
1/2
3,10
3,60
5,40
3,732
4,147
4,391
4,524
2/3
4,90
5,70
8,40
4,976
5,529
5,855
6,032
3/4
5,90
6,80
10,70
5,599
6,221
6,587
6,786
5/6
6,90
8,00
13,10
6,221
6,912
7,318
7,540
7/8
7,70
8,70
16,30
6,532
7,257
7,684
7,917
1/2
8,80
9,60
11,20
7,465
8,294
8,782
9,048
2/3
11,10
11,60
14,20
9,953
11,059
11,709
12,064
3/4
12,50
13,00
16,70
11,197
12,441
13,173
13,572
5/6
13,50
14,40
19,30
12,441
13,824
14,637
15,080
7/8
13,90
15,00
22,80
13,063
14,515
15,369
15,834
1/2
14,40
14,70
16,00
11,197
12,441
13,173
13,572
2/3
16,50
17,10
19,30
14,929
16,588
17,564
18,096
3/4
18,00
18,60
21,70
16,796
18,662
19,760
20,358
5/6
19,30
20,00
25,30
18,662
20,735
21,955
22,620
7/8
20,10
21,00
27,90
19,595
21,772
23,053
23,571
después de Viterbi
En itálica: valores aproximados
Quasi Error Free (QEF) después de Reed-
Tabla 3: Tasas de transmisión y valores de C/N de acuerdo al estándar DVB-T
3.4.2. Especificación de las tasas de transmisión para el sistema ISDB-Tb
Al momento de preparar este libro, no se tiene constancia de la existencia de trabajos de
medición con métodos estadísticos aplicables a los modelos de Rice y Rayleigh para ISDB-Tb. En
492
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
las Normas7 del sistema, la información se presenta siguiendo criterios diferentes a los empleados
por DVB-T. En base a dichas Normas y a la bibliografía consultada, ha sido posible construir
la Tabla 4, donde se reflejan los valores de C/N necesarios y las tasas de transmisión en función
del esquema de modulación (bP), intervalo de guarda y relación de codificación convolucional
(KI). Las tasas han sido calculadas por medio de las ecuaciones desarrolladas en el Capítulo 5.
Los valores de C/N se encuentran especificados únicamente para el modelo de canal de
Gauss, en contraste con DVB-T, que además especifica los valores C/N mínimos necesarios
para los modelos de Rice y Rayleigh. Sin embargo, en el Anexo 3 de la Recomendación UIT-R
BT.1368-9 se encuentran detallados los valores de C/N mínimos necesarios para cada tipo
de recepción: Tabla 86 para recepción fija (reproducida en la Tabla 1 de este capítulo), Tabla
88 para recepción portátil interna y externa y Tabla 89 para recepción móvil, tomando en
consideración el efecto Doppler.
Tasa de transmisión (Mbps)
Valores para
13 segmentos
Esquema de
modulación
QPSK (*)
DQPSK
16-QAM
64-QAM
KI
Relación
C/N necesaria
(AWGN)
Intervalo de guarda
1/4
1/8
1/16
1/32
1/2
5,0
3,651
4,057
4,296
4,426
2/3
6,6
4,868
5,409
5,727
5,901
3/4
7,6
5,477
6,085
6,443
6,639
5/6
8,5
6,085
6,761
7,159
7,376
7/8
9,2
6,390
7,100
7,517
7,745
1/2
6,2
3,651
4,057
4,296
4,426
2/3
7,7
4,868
5,409
5,727
5,901
3/4
8,7
5,477
6,085
6,443
6,639
5/6
9,6
6,085
6,761
7,159
7,376
7/8
10,4
6,390
7,100
7,517
7,745
1/2
11,5
7,302
8,114
8,591
8,851
2/3
13,5
9,737
10,818
11,455
11,802
13,277
3/4
14,6
10,954
12,171
12,887
5/6
15,6
12,171
13,523
14,318
14,752
7/8
16,2
12,779
14,199
15,034
15,490
1/2
16,5
10,954
12,171
12,887
13,277
2/3
18,7
14,605
16,228
17,182
17,703
3/4
20,1
16,430
18,256
19,330
19,916
5/6
21,3
18,256
20,284
21,478
22,128
7/8
22,0
19,169
21,299
22,552
23,235
(*) Para QPSK, los valores de C/N han sido extractados de la bibliografía consultada
Tabla 4: Tasas de transmisión y valores de C/N para ISDB-Tb
7 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre. Guía de operación. Parte
1: Sistema de transmisión, guía para la implementación de la ABNT NBR 15601, Norma ABNT NBR 15608-1,
[s. e.], [s. l.], 2008
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
493
3.4.3. Consideraciones generales sobre los parámetros de trasmisión
Para la correcta configuración del sistema de transmisión, es necesario definir una gran
cantidad de parámetros que, según se acaba de ver, están completamente interrelacionados.
El proyectista debe conocer muy bien estas relaciones para elegir la combinación más conveniente.
A continuación, se exponen algunas consideraciones generales que ayudarán a visualizar
el problema como un conjunto de elementos estrechamente relacionados:
1) Con un canal de Rayleigh se necesita una relación C/N más elevada que con el
modelo de Rice. Esta afirmación resulta fácil de comprender, ya que el canal de
Rice contempla la recepción con antenas fijas, a una altura normalizada de 10
metros, mientras que en el modelo de Rayleigh se tienen en cuenta las antenas
internas.
2) La variación del intervalo de guarda no influye en la relación C/N, siempre que se
mantengan fijos los demás parámetros.
3) La variación del intervalo de guarda influye en la tasa de transmisión de datos,
siempre que se mantengan fijos los demás parámetros que la definen.
4) La variación de la relación de codificación convolucional KI modifica el valor del
C/N necesario y la tasa de transmisión. Cuando menor es su valor, más robusta es
la transmisión (pero más baja es la tasa de datos).
5) En cuanto al esquema de modulación, a mayor cantidad de bits por símbolo,
mayor es la tasa de transmisión alcanzada, pero menor es la robustez, siendo
necesaria una mayor relación C/N (más potencia de transmisión).
6) Si se aumenta la potencia de emisión siempre habrá una mejora en la relación
C/N y mayor robustez, con la condición de que dicho aumento de potencia no
traiga consigo la aparición de productos de intermodulación, al trabajar en zonas
no lineales del sistema.
3.5. Retardos de tiempo
Los conceptos presentados en el apartado precedente, describen un panorama bastante
completo acerca de las variables que influyen en la elección de los parámetros de transmisión,
de acuerdo al servicio ó a los servicios que el radiodifusor desea ofrecer.
En este apartado se analizarán los requisitos que deben cumplirse para lograr la sincronización de todos los transmisores de una red SFN de modo que “se trasmitan los mismos bits
de manera sincronizada y en la misma frecuencia”.
La Figura 9 muestra un sistema de transmisión completo, desde los estudios hasta la
salida del transmisor hacia la antena, ambos vinculados por medio de un enlace estudioplanta transmisora (STL).
494
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
ENTRADA AL
TRANSMISOR
CONTROL PRINCIPAL
DE TRANSMISIÓN
CADENA PRINCIPAL
MUX
TRANSMISOR
STL
RECEPTOR
STL
MODULADOR
SWITCH
TS
CADENA AUXILIAR
MUX
TRANSMISOR
STL
50 μs
2 ms
FILTRO
RECEPTOR
STL
Dt E
2 ms
AMPLIFICADOR
DE RF
MODULADOR
1 ms
EXCITADOR
SWITCH
FI
SWITCH
FILTRO
AMPLIFICADOR
DE RF
6,3μs
EXCITADOR
60ns
DC= 0,00636 ms
Figura 9: Retardos en la cadena de transmisión
Puede verse que prácticamente la totalidad de la cadena se encuentra duplicada, con el
objetivo de asegurar la máxima confiabilidad del servicio, aspecto muy importante en emisoras
de primer nivel con grandes audiencias. Los retardos que se muestran en cada etapa son ejemplificativos y por lo general se los encuentra en la mayoría de las instalaciones. Para enlaces
satelitales, el valor de DtE es muy significativo y puede superar los 500 ms, razón por la cual
se lo especifica por separado.
Los bloques rotulados switch cumplen la función de conmutar parcialmente las etapas
que están duplicadas.
Dado que los transmisores de una red SFN no se encuentran en el mismo sitio geográfico
y que la señal no es procesada por el mismo hardware, ni enviada por los mismos enlaces desde
la cabecera, la condición de sincronización expuesta más arriba no se cumplirá, a menos que
se tomen algunas previsiones.
La solución consiste en agregar a cada transmisor de la red un retardo de tiempo, cuyo
valor debe ser tal que todos los transmisores de la red logren irradiar la misma señal de manera
sincrónica.
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
495
3.5.1. Compensación estática de retardo
La compensación estática consiste en programar manualmente el valor de retardo con el
cual debe funcionar la línea de retardo con la que están equipados los circuitos del modulador.
Esta programación puede hacerse desde dos lugares distintos:
a) Desde el control remoto del MCT (Main Control Transmission), en los estudios
de la emisora.
b) En cada modulador de la red.
En ambos casos se requiere que el flujo BTS transporte una la señal de referencia de 10 MHz,
que se genera en el control principal con un oscilador de altísima precisión y gran estabilidad,
con el objetivo de sincronizar los relojes de los moduladores.
a) Ajuste de la compensación estática de retardo, desde el MCT
La Figura 10 muestra una red SFN compuesta por tres estaciones: la Estación Principal,
la Estación 2 y la Estación 3. Puede verse que el flujo de datos BTS se va retrasando en orden
sucesivo, a medida que pasa por cada estación, debido a los retardos introducidos por los STL/
TTL y las etapas de conmutación (no dibujadas aquí) por las que pasa la señal.
Dt E-1
REMUX
Dt off
TRANSMISOR
STL
10 MHz
RELOJ
RECEPTOR
STL
10 MHz
RELOJ
MCT
Dt E-2
Programación de los
tiempos de off-set
RF
fc
RECEPTOR
MODULADOR
ISDB-Tb
TTL
10 MHz
RELOJ
TRANSMISOR
TTL
ESTACIÓN 3
CONVERSOR
AMPLIFICADOR RF
MODULADOR
ISDB-Tb
ESTACIÓN
PRINCIPAL
CONVERSOR
AMPLIFICADOR RF
RF
fc
ESTACIÓN 2
CONVERSOR
AMPLIFICADOR RF
RF
fc
Dt E-3
MODULADOR
ISDB-Tb
RECEPTOR
TTL
TRANSMISOR
TTL
10 MHz RELOJ
Figura 10: Ajuste de la compensación estática de retardo, desde el MCT
El ingeniero programa desde la computadora del MCT, los valores del retardo adicional
que deben introducirse en cada modulador, para lo cual debe conocer de antemano la cadena
de retardos de cada estación. El análisis detenido de la Figura 10 permite deducir que cada
estación tendrá un valor de retardo distinto.
Llamando Dtoff al retardo adicional programado para cada transmisor y tomando como
referencia los valores de la cadena mostrada en la Figura 9, se pueden escribir las siguientes
ecuaciones:
496
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Para la Estación Principal:
(1)
Dt TX 1 = Dt off 1 + 5 ms + Dt E−1 + 0,00636 ms
Para la Estación 2:
(2)
Dt TX 2 = Dt off 2 + 5 ms + Dt E−1 + 0,00636 ms + 5 ms + Dt E−2
Para la Estación 3:
(3)
Dt TX 3 = Dt off 3 + 5 ms + Dt E−1 + 0,00636 ms + 5 ms + Dt E−2 + 5 ms + Dt E−3
Nota 1: El retardo de 50 μs introducido por el remultiplexor no debe tomarse en cuenta,
porque es el retardo general del flujo BTS común para los tres emisores. En caso de que sea necesario conocer el valor absoluto total de los retardos, los 50 μs deberían ser sumados a los tres.
Nota 2: De manera análoga, el retardo de 6,36 μs no es acumulativo, ya que para este
ejemplo se supone que el equipamiento de las tres plantas transmisoras es exactamente el mismo
y por lo tanto introducen el mismo retardo en la parte final del procesamiento de la señal.
Nota 3: Tampoco debe considerarse el retardo introducido por el entrelazado de tiempo,
pues se trata de un mecanismo de protección que opera solamente en la trayectoria de propagación desde el emisor hacia el receptor y afecta por igual a todos los transmisores de la red.
b) Ajuste de la compensación estática de retardo, en cada modulador de la red
Este procedimiento de ajuste aún necesita la señal de referencia de 10 MHz enviada
desde los estudios y transportada por el BTS. La ventaja de esta segunda alternativa es que
se necesita menos hardware en el MCT, pero requiere la presencia de un técnico de campo en
cada sitio para realizar el ajuste. La Figura 11 ilustra los puntos de ajuste de retardo de la red
en cada uno de los moduladores.
Dt E-1
REMUX
TRANSMISOR
STL
10 MHz
RELOJ
RECEPTOR
MODULADOR
ISDB-Tb
STL
10 MHz
ESTACIÓN
PRINCIPAL
CONVERSOR
AMPLIFICADOR RF
RF
fc
RELOJ
Dt E-2
RECEPTOR
MODULADOR
ISDB-Tb
TTL
10 MHz
TRANSMISOR
TTL
ESTACIÓN 2
CONVERSOR
AMPLIFICADOR RF
RELOJ
RF
fc
ESTACIÓN 3
CONVERSOR
AMPLIFICADOR RF
Dt E-3
MODULADOR
ISDB-Tb
RECEPTOR
TTL
TRANSMISOR
TTL
10 MHz RELOJ
Figura 11: Ajuste de la compensación estática de retardo, en cada modulador de la red
RF
fc
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
497
3.5.2. Compensación dinámica de retardo
En la Figura 12, se aplica compensación dinámica de retardo a cada transmisor de la
red SFN. Su principal ventaja es que los ajustes de retardo se realizan automáticamente, aún
en el caso de variaciones en los circuitos electrónicos o cambios de estado de los equipos que
conforman la cadena. También podría ocurrir que un STL quedara fuera de servicio y tenga que
recurrirse, aunque sea de manera temporal, a un STL de respaldo o bien un enlace por satélite,
que seguramente cambiará el equilibrio de los retardos programados de manera estática. Si
esto ocurriera, toda la red debería ser manualmente reajustada y de manera inmediata.
GPS
DtE
10 MHz
RECEPTOR
MODULADOR
ISDB-Tb
STL
BTS
GPS
RF
1 pps
CONVERSOR
AMPLIFICADOR RF
fc
10 MHz
1 pps
BTS ADAPTADOR BTS TRANSMISOR
REMUX
SFN
STL
DtE
GPS
10 MHz
RF
1 pps
RECEPTOR
MODULADOR
ISDB-Tb
STL
BTS
CONVERSOR
AMPLIFICADOR RF
fc
Figura 12: Red SFN con compensación dinámica de retardos
Volviendo a la Figura 12, se observa que las referencias de tiempo y frecuencia necesarias
para sincronizar los transmisores de la red se toman desde receptores GPS. Por lo tanto, es muy
importante duplicar el sistema de recepción del mismo, previendo incluso un sistema de recepción
por diversidad de espacio (dos o más antenas) para cada uno de los receptores instalados.
Cabe mencionar un detalle: el sistema de posicionamiento global GPS depende del país que
posee los satélites y su control. Por lo tanto, cualquier decisión política que tienda a modificar
el actual estatus sobre la disponibilidad del servicio a nivel global o regional, comprometería
el funcionamiento de las redes SFN de TVD que operen con el método de compensación dinámica. Actualmente se están desarrollando algunas investigaciones tendientes a buscar nuevas
alternativas para lograr la compensanción dinámica.
El STS (Sincronization Time Stamp o Referencia de Tiempo de Sincronización), es la
referencia a partir de la cual se calcula el ajuste de retardo en el esquema de compensación
dinámica. En la Figura 13 se muestra un esquema simplificado que ayuda a comprender su
funcionamiento. Se sugiere al lector repasar los conceptos estudiados en el apartado “Campo
de información de sincronización para la red de frecuencia única (NSI)” del capítulo 10.
498
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Tiempo
Señal de 1 pps
STS
STS
11
1 0 Fn
IIP
F n-1
STS del cuadro
11
IIP
F p-1
Fn
10
Fp
STS del cuadro
IIP
Fp
Cuadro múltiplex
Indicador de sincronismo de cuadro
Señalización de TSP cabecera de cuadro (tiempo de inicio)
Figura 13: Referencia de Tiempo de Sincronización (STS)
El STS es la diferencia de tiempo entre el flanco ascendente del pulso de la señal de 1 pps
del GPS y el bit de señalización del TSP cabecera del cuadro múltiplex inmediato sucesivo,
siempre que el bit indicador de sincronismo esté en 0, es decir se trate de un cuadro par (cuadros Fn y Fp en la Figura 13). Se deduce que el cuadro precedente Fi-1 transporta en su paquete
IIP la referencia STS que se mide con respecto al comienzo del cuadro sucesivo Fi es decir, le
indica a cada modulador de la red cuanto tiempo transcurrirá desde el pulso de 1 pps hasta
la llegada del próximo cuadro. Resulta evidente que este esquema de señalización introduce
cierto retardo, ya que es necesario esperar un cuadro par para calcular el STS e incluirlo en el
paquete IIP del cuadro múltiplex actual.
La Figura 14 muestra un ejemplo de compensación dinámica de retardo ajustada en base a
la referencia STS. El objetivo es lograr que todos los transmisores de la red esten sincronizados,
igualando sus tiempos de salida de la emisión, como mínimo, al transmisor que presenta el
mayor retardo. Esto significa que el retardo de toda la red podría ser un poco mayor, previendo
que los transmisores podrían llegar a recibir las señales vía enlaces de reserva por falla de los
principales o bien, ampliaciones de la red con transmisores enlazados por satélite, cuyo tiempo
de tránsito es mayor.
Retardo a
introducir 500μs
200 μs
RF
DtE
RECEPTOR
STL
Retardo establecido en el
control de red = 700 μ s
BTS ADAPTADOR BTS TRANSMISOR
REMUX
SFN
STL
10 MHz
GPS
CONVERSOR
AMPLIFICADOR RF
1 pps
300 μs
Retardo a
introducir 400 μs
DtE
RECEPTOR
STL
MODULADOR
ISDB-Tb 2
10 MHz
fc
Ambos transmisores han
sido ecualizados con un
retardo de 700 μ s
GPS
1 pps
10 MHz
MODULADOR
ISDB-Tb 1
CONVERSOR
AMPLIFICADOR RF
1 pps
GPS
Figura 14: Compensación dinámica del retardo ajustada en base al STS
RF
fc
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
499
El Modulador ISDB-Tb 1 determina, en base al STS, que su retardo es de 200 μs y además
recibe, desde el control de la red ubicado en estudios, el dato con el valor del retardo máximo
de la red Dtmáx, que debe ser igual a 700 μs. Sabiendo que debe cumplirse que:
(4)
Dt máx ⎡⎣seg⎤⎦ = STS + Dt E + Dt mod
Con esos datos, el modulador establece el valor del ajuste de retardo que debe insertar:
(5)
(6)
(
Dt mod = Dt máx − STS + Dt E
)
Dt mod = 700 μs − 200 μs = 500 μs
Finalmente, si se tiene en cuenta el retardo inherente al procesamiento de la señal OFDM
de cada modulador de la red (Dtproc), de acuerdo a lo estudiado en el Capítulo 10, el retardo
adicional que deberá introducir cada modulador de la red (Dtcalc), resulta:
(7)
Dt calc ⎡⎣μs⎤⎦ = Dt mod − Dt proc
En el Modulador ISDB-Tb 2 se realiza el mismo procedimiento, obteniéndose un valor
de ajuste de 400 μs. De esta manera, todos los transmisores de la red quedarán correctamente
sincronizados, cumpliéndose una de las condiciones básicas más importantes: “trasmitir los
mismos bits de manera sincronizada”.
3.5.3. Sincronización de señales que llegan fuera del intervalo de guarda
En la Figura 15 pueden verse dos ciudades que son servidas por dos transmisores de una
red SFN. Primero se analizará lo que ocurre con la Ciudad 2.
TX 1
Ciudad 1
TX 2
Ciudad 2
Figura 15: Diferencia de tiempo entre dos señales que llegan a un punto
500
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Generalmente, las trayectorias tienen longitudes diferentes, sin embargo, en este ejemplo
la diferencia entre las distancias recorridas por las señales provenientes de TX 1 y TX 2 es
bastante reducida. Si esa diferencia es menor que la distancia que recorre la señal en un tiempo
igual al intervalo de guarda, entonces se puede afirmar con total seguridad que la Ciudad 2 se
encuentra dentro del intervalo de guarda de ambos transmisores y las señales no se interferiran
entre sí. Es más, bajo ciertas condiciones se sumarán y reforzarán, dando como resultado una
“ganancia de red”, cuyo concepto se profundizará más adelante.
En el caso de la Ciudad 1, suponiendo que la diferencia de trayectos traducida en tiempo
escapa al intervalo de guarda, los transmisores se interferirán y la población no podrá recibir
la programación de la red.
Existe una solución muy práctica que permite conseguir el “desplazamiento electromagnético” del transmisor TX 2 hacia el TX 1, reduciendo la diferencia entre las longitudes de los
trayectos, de modo que las señales que arriban a la Ciudad 1 queden dentro del intervalo de
guarda de ambos transmisores. Esto se logra mediante la aplicación de nuevos retardos, de
acuerdo a la técnica que se verá a continuación.
La Figura 16 muestra de qué manera se presentan las mediciones de los ecos en la pantalla de un medidor de campo equipado con esta opción. El instrumento se encuentra en algún
punto de recepción ubicado dentro del área de cobertura de la red SFN. El tiempo de llegada
se muestra en el eje de las abscisas, mientras que sus respectivos niveles se encuentran en las
ordenadas. No debe perderse de vista que el término “eco” se utiliza para referirse en general
a todas las señales de la red presentes en un determinado punto de recepción.
En el ejemplo de la Figura 16, se supondrá que el instrumento de medición está ubicado
en la Ciudad 1 y que el eco 1 proviene del transmisor TX 1, mientras que el eco 4 corresponde
a TX 2. Claramente, el primer eco llega dentro del intervalo de guarda y el segundo queda
afuera de él.
Se puede pensar en desplazar físicamente a TX 2, moviéndolo hacia Ciudad 1, de modo
que el eco 4 llegue antes y quede dentro del intervalo de guarda. Pero este mismo resultado se
podría lograr sin cambiar la ubicación del transmisor, desplazándolo electromagnéticamente,
es decir insertando un retraso en TX 1 o un “adelanto” de la misma magnitud en TX 2, de
modo que ambos se encuentren en el intervalo de guarda utilizado por la red. No debe perderse
de vista que el desplazamiento de un transmisor, en un sentido o en el otro, puede crear una
interferencia con otro transmisor de la red en una zona donde el corrimiento provoca que los
ecos queden fuera del intervalo de guarda. La habilidad del proyectista junto con la versatilidad
del software de cálculo, permitirán encontrar la mejor solución para el problema.
Eco 2
Eco 4
Eco 3
Amplitud relativa
Tiempo
Guard Start
20 s/Div
Peak Values (Avg)
-4 Hz
-2 Hz
0 Hz
2 Hz
4 Hz
f/Hz
---------------MPEG-4
Stop 125.0 s
Guard Stop
Echo Detection Threshold - 41.5
Level/dB
Time/ s
f/Hz
Level/dB
Time/ s
1
------0.0
0.000
0.00 6
---2
---70.010
- 24.5
2.00 7
------3
- 26.1
95.263
2.10 8
------4
- 30.2
- 30.001
0.02 9
5
------------- - - - 10
Level - 42.5 dBm BER 0.1e-9 MER 44.2 dB DEMOD: ON
Start - 85.0 s
- 40 dB
- 30 dB
- 20 dB
- 10 dB
Figura 16: Medición de la amplitud y tiempos de llegada de los ecos
La parte superior de la pantalla, básicamente
muestra:
nivel de los ecos
tiempos de llegada
inclusión o no dentro del intervalo de guarda
Intervalo de guarda
Eco 1
Habrish&Lüschrift
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Time range
normal
extended
Atten adj
center
20.0 μ s
Time/div
auto man
Sfn
frequency
offset
Channel
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
501
502
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
En la Figura 17 se muestra una representación muy útil que permite comprender el
significado de desplazar electromagnéticamente un transmisor. Es una gráfica de la relación
existente entre la intensidad de la señal recibida y la distancia/tiempo entre el emisor y el punto
de recepción. Las curvas corresponden a la intensidad de campo en función de la distancia, y
como se sabe, son logarítmicas.
“Desplazamiento” de TX1
Tiempo (μs)
70
0
E
( μVm )
120
50
302
150
200
250
300
372
350
400
T G= 252μs (75,6 km)
A
0
45
100
E
15
DMM
TG Tim e r
15 km
30
TX1
Dt1 = 900 ms
TG
B
TX2
Dt 2 = 900 ms
0
45
( μVm )
15
DMM
TG Tim e r
30
3
1
0
20
15
40
21
36
60
Distancias (km)
80
100
90,6
2
120
105 111,6
Figura 17: Relación entre intensidad de la señal recibida y distancia/tiempo al punto de
recepción
En este ejemplo, el sistema se configura en el Modo 3 con una relación Δ = ¼, es decir un
intervalo de guarda de 252 μs, equivalente a 75,6 km. Se procura sincronizar los transmisores
TX 1 y TX 2 para que las señales emitidas por ambos lleguen a la zona urbanizada 3 dentro del
intervalo de guarda (las zonas urbanizadas estan representadas por una vivienda y su antena).
La zona 1 está dentro de la cobertura TX 1, mientras que la zona 2 se encuentra en el área de
servicio de TX 2.
Inicialmente los dos emisores de la red han sido ajustados con un retardo total de 900
ms, puede verse con total claridad que la zona 3 se encuentra fuera del intervalo de guarda
del transmisor TX 1, pero con suficiente intensidad de señal como para crear interferencia y
anular la recepción en esta zona.
En efecto, el proceso de sincronización comienza cuando la señal del TX 2 llega a la zona
3, luego de recorrer 15 km en 50 ms (ver las escalas de tiempo y de distancia en la Figura 17).
En ese preciso momento, la señal del TX 1 también ha recorrido 15 km, y llega a la posición
marcada en la figura mediante una “vivienda virtual”. A partir de ese instante, en el receptor
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
503
de la zona 3 comienza a correr el período del intervalo de guarda de 252 μs, indicado en A
por el cronómetro y el inicio de la flecha TG, se aprecia que no es suficiente para que la señal
proveniente de TX 1 pueda alcanzar la zona 3, ya que en 302 μs habrá recorrido 90,6 km.
Sin embargo, el proyectista puede adelantar la señal de TX 1, por ejemplo 70 ms (ver la
escala de tiempo en la parte superior de la Figura 17) y por lo tanto, el tiempo del intervalo de
guarda recién comenzará a correr a partir de los 120 μs (70 μs + 50 μs), instante señalizado en
B por el cronómetro y su correspondiente flecha TG. A partir de ese punto y transcurridos 252
μs, es decir a los 372 μs, la señal habrá alcanzado y superado la zona 3, llegando a los 111,6
km. De esta manera se consigue que la zona quede incluida dentro del intervalo de guarda de
ambos transmisores, evitando cualquier posibilidad de interferencia.
El “adelanto” se consigue simplemente restando 70 μs al retardo total del transmisor TX
1, es decir reajustándolo de 900 ms a 899,93 ms.
Una situación bastante común en las redes SFN se presenta cuando a una misma zona o
área importante de recepción llegan varias señales provenientes de diversos transmisores de la
misma red junto con sus correspondientes ecos. En estos casos debe tenerse especial cuidado
de que todas ellas o por lo menos las que tengan suficiente nivel de intensidad se encuentren
dentro del intervalo de guarda.
La Figura 18 ilustra una zona de recepción con un receptor RX ubicado en el centro,
servida por los transmisores TX 1, TX 2, TX 3 y TX 4. El TX 2 también llega a RX a través de
una reflexión producida en las montañas cercanas. El círculo sombreado en gris tiene un radio
dmax igual a la distancia recorrida por la señal durante el tiempo del intervalo de guarda.
TX 4
d1
D
d4
TX 2 d
1
d1
A
B
RX
d2
d1
TX 1
d 2´
dmáx
d3
C
d1
TX 3
Figura 18: Retardos a introducir en una zona servida por varios transmisores sincronizados
504
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Es muy importante destacar que todo el proceso de sincronización está relacionado con
la posición que ocupa el receptor (área de recepción) con respecto a los transmisores, tomando
como referencia el instante de tiempo en el cual la primera señal llega al receptor (TX 1 en este
ejemplo). La condición para que “los mismos bits se transmitan de manera sincronizada”,
significa que deberán llegar al receptor dentro del lapso de tiempo correspondiente al intervalo
de guarda.
El objetivo que se debe perseguir es que las distancias diferenciales d2, d´2, d3 y d4 de
los distintos haces sea menor que la distancia dmax equivalente al intervalo de guarda. Esto se
consigue ajustando los retardos de cada transmisor de la red, de acuerdo a lo que se vió en los
párrafos anteriores.
Se supondrá que el proceso de sincronización se inicia con la llegada a RX de la señal
proveniente de TX 1 ya que es el más cercano y probablemente la de mayor intensidad en ese
punto (más adelante se verán con detalle distintas técnicas de sincronización del receptor)
La señal emitida por TX 1 recorre la distancia d1, alcanzando al receptor RX en el tiempo
t1. En ese preciso instante, se activa el mecanismo de sincronización del receptor, comenzando
a correr el tiempo correspondiente al intervalo de guarda. En ese momento las señales emitidas
por TX 2, TX 3 y TX 4 también habrán completado la misma distancia, llegando a los puntos
A, B, C y D en el instante t1. Se aprecia que:
s Las señales de TX 1 y TX 2 no se interferirán entre sí, ya que la emisión de TX 2 aún
debe recorrer las distancias d2 y d´2, ambas menores o iguales que dmáx y que se encuentran dentro del intervalo de guarda.
s Las señales de TX 3 y TX 4 interferirán a la red, porque a partir del instante t1 deberán
recorrer las distancias d3 y d4, ambas mayores que dmáx, quedando fuera del intervalo
de guarda.
El problema se soluciona adelantando la emisión de estos dos transmisores (mediante
un desplazamiento temporal por reducción de sus retardos totales) o cambiando los lugares
de sus emplazamientos físicos. Dado que el cambio del lugar de instalación inicialmente no
está en discusión, el desplazamiento ddespl, en base a ajustes de retardo, se deberá calcular de
la siguiente manera:
(8)
ddif − ddespl ≤ d máx
(9)
Dt calc × c ≥ ddif − d máx
(10)
(11)
Dt calc ≥
ddif − d máx
c
d − d máx
Dt calc ⎡⎣μs⎤⎦ ≥ dif
⎡ km ⎤
0,3⎢
⎥
⎣ μs ⎦
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
505
Donde:
s ddif es la distancia diferencial en km.
s c es la velocidad de la luz.
Para realizar su tarea, el proyectista necesita dos herramientas básicas:
s Un software de cálculo de cobertura asistido por computadora, que debe incluir todas
las facilidades que aquí se describen, para poder determinar con precisión los retardos
que deben introducirse en cada transmisor.
s Los datos y la información recogidos en los trabajos de medición de campo durante
la etapa de implementación, en el caso de verificarse alguna falta de sincronización
por autointerferencias no previstas. La medición de los ecos en determinados puntos
de recepción, le permite al proyectista conocer la distancia a la cual se encuentra el
transmisor interferente y por lo tanto, podrá calcular el ajuste de retardo necesario
para desplazarlo electromagnéticamente, logrando que sus señales entren dentro del
intervalo de guarda de los otros transmisores.
Nota: Frecuentemente, en la bibliografía y en los manuales técnicos se utiliza el término
delay en inglés para referise al retardo (de hecho, en este libro se utiliza la letra D como símbolo
algebraico de los retardos). En general, los programas de cálculo asistido utilizan terminología
en idioma inglés. No debe confundirse el “retardo de red” Dtmáx estudiado en los apartados
anteriores con el concepto de “atraso” o “adelanto” de un transmisor analizado en este punto,
dado que los programas suelen emplear el término delay para referirse a éste último, mientras
que para el retardo de red se utilizan los vocablos network delay.
3.6. Ganancia de red
En la Figura 19 se muestra el solapamiento o superposición de las áreas de cobertura de
distintos transmisores de una red SFN. En dichas áreas, si se cumplen ciertas condiciones, las
potencias recibidas se suman, y dan como resultado una intensidad de campo mayor que la
correspondiente a un solo transmisor. Se denomina “ganancia de red” al incremento del nivel
de campo que se obtiene en los puntos de recepción donde las áreas se superponen, comparado
con el nivel colocado en esos puntos por un solo transmisor.
TX 3
AREAS DE
SERVICIO
SFN
TX 2
TX 1
Figura 19: Medición de la amplitud y tiempos de llegada de los ecos
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
En algunos casos se puede lograr hasta 9 dB de ganancia, lo que es equivalente a incrementar la potencia del transmisor en ese valor. En una red SFN, existirán puntos de recepción
que estarán cubiertos por más de un transmisor, lo que introduce una mejora en el nivel de
señal que permitirá asegurar la disponibilidad del servicio, especialmente cuando se desea
posibilitar la recepción portátil.
Con recepción portátil, el valor de intensidad de campo colocado por un solo transmisor
de la red, presenta variaciones estadísticas, provocada por varios de los factores que se estudiaron en el capítulo anterior. Esta variación se puede reducir notablemente cuando hay varios
transmisores ubicados en sitios diferentes (diversidad de espacio), de manera que cuando la
señal proveniente de uno de ellos resulta afectada por el desvanecimiento, los restantes continuan colocando una buena señal.
Gracias a la ganancia de red, los transmisores principales pueden operar con potencias
más bajas y la distribución de la intensidad de campo es mucho más homogénea que en una
red MFN. Este concepto también se concoce como tecnología de potencias distribuidas. La
ganancia o suma de campos electromagnéticos, será analizada más adelante en el apartado de
introducción a la planificación.
La Figura 20 es un ejemplo sencillo de cuantificación de la ganancia de red en el trayecto
comprendido entre dos transmisores simétricos. Se entiende por transmisores simétricos,
el hecho de que tienen la misma potencia radiada equivalente, sus haces están dirigidos en
sentidos opuestos (enfrentados) y tienen la misma altura de antena, en este caso 37,5 metros,
sobre un terreno plano. Si bien esta situación es casi ideal, resulta muy útil para comprender
el concepto.
TX1
TX2
100
100
37,5 m
37,5 m
Red
Estadística
90
Inten sidad de c ampo dB
506
80
90
80
70
70
60
57
60
50
50
40
40
30
30
5
10
15
20
25
Distancia (km)
Figura 20: Ganancia de red de dos transmisores simétricos
30
35
40
507
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Como siempre, las curvas logarítmicas indican la intensidad de campo en función de la
distancia. Los transmisores de este ejemplo que se encuentran distanciados entre sí 40 km.
En el tramo comprendido entre los 9 y los 32 km, la intensidad de campo de ambos
transmisores se suma, dado que se trata de ondas coherentes, y hay una cierta ganancia cuyo
valor es máximo en la mitad del trayecto. La resultante se muestra con línea de puntos y rayas
y su valor resulta casi 10 dB mayor que la correspondiente a la señal colocada por uno solo de
los transmisores en ese mismo punto.
La suma de campos no es directa sino que responde a ciertos algoritmos cuyo desarrollo
escapa al alcance de este trabajo, pero que se mencionan en el apartado dedicado a planificación.
La Figura 21 ilustra un caso más general, con dos transmisores “no simétricos”. Puede
verse, por ejemplo, que a 18 km del transmisor ubicado a la izquierda la ganancia de red es
de 5,4 dB.
TX1
TX2
100
100
37,5 m
1200 m
Red
Estadística
Intensidad de campo dB
90
80
90
80
70
70
60
60
5,4 dB
50
50
40
40
30
30
5
10
15
18
20
25
30
35
40
137 140
Distancia (km)
Figura 21: Ganancia de red de dos transmisores no simétricos
Por otra parte, en la Figura 22 se muestra un gráfico correspondiente al estándar DVB-T,
donde puede verse la ganancia de red en función del intervalo de guarda utilizado y de la distancia
entre los transmisores, tomando como referencia el Modo 8K (equivalente al 3 en ISDB-Tb).
Para un intervalo de guarda de 1/32 la curva se reduce a un punto, con una distancia entre
emisores de aproximadamente de 5 km. Este resultado explica porqué el intervalo de 1/32 no
es de aplicación práctica en redes SFN.
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
18
Modo
Modo
Modo
Modo
16
14
Ganancia (dB)
508
12
8K 8K 8K 8K -
1/4
1/8
1/16
1/32
10
8
6
4
2
0
10
20
30
40
50
60
70
80
Distancia (km)
Figura 22: Ganancia de red en función del intervalo de guarda
La Figura 22 confirma la posibilidad de instalar los emisores de una red SFN a mayores
distancias, siempre que se utilicen intervalos de guarda de mayor duración, logrando además
una mejora apreciable de la ganancia de red.
Las recientes implementaciones de redes SFN en distintas partes del mundo, han demostrado que la ganancia de red solo se obtiene si se cumplen ciertas condiciones en los sitios
de recepción. En el siguiente apartado, se explicarán algunos fenómenos que se producen en
ciertos puntos de la red y que provocan errores de transmisión, que los sistemas de codificación
FEC no pueden corregir.
3.6.1. Incidencia del nivel o intensidad de las señales en el sitio de recepción
En una SFN, los usuarios orientan sus antenas direccionales de recepción hacia un determinado emisor de la red, de manera que siempre prevalecerá la señal proveniente de uno
de los transmisores. En estos casos, la ganancia de red se verá notablemente reducida, ya que
las señales que llegan desde los otros emisores serán atenuadas por la relación frente-espalda
de la antena.
Distinto es el caso de las antenas móviles omnidireccionales, donde la ventaja de la ganancia
de red se hace más evidente, aunque, aún así, hay otros factores que podrían atenuarla.
Sin embargo, la suma de dos señales coherentes no siempre dará una resultante con un
valor que asegure superar la relación C/N mínima necesaria para el correcto funcionamiento
del receptor. En el capítulo anterior, en el apartado dedicado al estudio del devanecimiento
selectivo, pudo verse que cuando las señales recibidas tienen niveles de intensidad similares, los
mínimos o valles del espectro resultante son más profundos, comprometiendo la relación C/N
con el riesgo de transformarse en una auto-interferencia de red en lugar de ganancia.
509
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
En la Figura 23 a) se muestra el espectro resultante de dos señales coherentes cuyo nivel
es similar, observándose la posibilidad de que los valles no lleguen a superar el C/N mínimo
necesario para que el sistema funcione correctamente. En cambio, en la Figura 23 b) las dos
señales tienen niveles diferentes, con valles menos pronunciados y una mayor probabilidad de
alcanzar o superar el C/N exigido.
RBW (Hz)
TVD Spectrum Analyzer
Habrish&Lüschrift
RBW (Hz)
Video BW (Hz)
Video BW (Hz)
Span
Span
Amplitude
(dB)
Habrish&Lüschrift
TVD Spectrum Analyzer
a)
Amplitude
(dB)
b)
Figura 23: Espectros de la suma vectorial de dos señales coherentes
Si los niveles de señal de la Figura 23 a) correspondiesen a transmisores de una red MFN,
que el proyectista más tarde modificaría para transformarla en una SFN, sería necesario reducir
la potencia de uno de los emisores para tratar de eliminar o atenuar los mínimos, evitando la
posibilidad de auto-interferencia a la vez que se ahorra potencia, un beneficio que no resulta
menor.
Dependiendo de su magnitud, la presencia de mínimos, valles o notches, puede no ser
tan perjudicial, siempre que el aumento de la tasa de error (BER), pueda ser corregida por los
esquemas de codificación concatenada del sistema.
3.6.2. Relación señal deseada a señal indeseada (D/U)8
En este punto es necesario introducir el concepto de relación D/U (o también DUR, por
Desired to Undesired Ratio). Este parámetro se utiliza fundamentalmente en SFN y en las
normas ARIB9 de Japón. La D/U define la relación existente entre la señal de una red SFN que
se desea demodular y el resto de las señales originadas por la misma red y que también llegan
al receptor. Estas últimas son ecos que provienen de la misma emisión que se espera demodular
o de otras emisiones de la red y sus respectivos ecos.
Es importante destacar que la relación D/U no es equivalente a la relación C/N, aunque
las señales indeseadas pueden llegar a ser consideradas como ruido, bajo determinadas circunstancias.
8
9
Calculation model and reference receiver characteristics of ISDB-T System. Reporte UIT-R BT.2209. 2010
Association of Radio Industries and Businesses.
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
La Figura 24 muestra con mayor detalle lo que sucede con cada una de las portadoras
que se encuentran dentro del entorno del valle y de que manera resultan afectadas. En a) pueden verse tres portadoras por debajo del nivel de ruido y catorce portadoras que no alcanzan
a superar el C/N mínimo necesario. Con 17 portadoras fuertemente degradadas, los códigos
FEC no pueden recuperar los datos.
En b) la intensidad de la señal es mayor, solo una portadora se encuentra por debajo
del ruido y seis de ellas no alcanzan el nivel de C/N mínimo. En este caso, los datos pueden
ser recuperados mediante los códigos de corrección de errores y la señal es utilizable, aún en
presencia de un notch apreciable.
Se puede verificar la condición de falla de la red SFN, calculando el valor de BER para
cada portadora y luego sumando los resultados, comparando el BER total obtenido con los
valores máximos aceptables.
Varias portadoras
con peor BER
que el necesario
Pocas portadoras
con peor BER
que el necesario
Incremento de nivel =
incremento de C/N
C/N
necesario
Nivel de ruido
No recuperable por corrección de error
Renspuesta en amplitud (dB)
Respuesta en amplitud (dB)
510
Incremento
de nivel
Incremento
de C/N
Recuperable por corrección de error
Frecuencia
Frecuencia
a)
b)
Figura 24: Relación C/N en función de la amplitud de dos señales coherentes
La Figura 25, similar a las curvas que se encuentran en la Recomendación UIT-R BT.2209,
muestra el incremento necesario en la relación C/N de referencia para una determinada configuración del sistema de transmisión, en presencia de un eco. Estas curvas son empíricas y han
sido obtenidas luego de la realización de una gran cantidad de mediciones y ensayos. Cuando
el eco se encuentra 20 dB por debajo de la señal principal (eje horizontal en los gráficos), se
comporta como ruido blanco, siendo el valor C/N de referencia justamente 20 dB. En esta
situación no hay interferencia y el caso es similar a la Figura 24 b).
511
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
30
SFN
64-QAM 3/4
1 eco
20
Incremento necesario
de C/N (dB)
Incremento necesario
de C/N (dB)
30
10
0
- 10
- 20
-10
0
10
Relación entre señal elegida y ecos (dB)
a)
SFN
64-QAM 7/8
1 eco
20
10
0
- 10
- 20
0
-10
10
Relación entre señal elegida y ecos (dB)
b)
Figura 25: Incremento del C/N necesario en presencia de valles (notches) en SFN
A partir de -20 dB, el nivel del eco se va incrementando y su diferencia con la señal deseada se reduce. La tendencia de la curva se comporta de manera inversa a los gráficos de la
Figura 24 y de no mediar un incremento de potencia que se corresponda con el valor de C/N
indicado por las curvas, aparecerá la auto-interferencia. Cuando el nivel del eco iguala a la
señal principal, dicha auto-interferencia será máxima al igual que la profundidad de los valles,
tal como se mostró en la Figura 23 a).
Superado este punto, el eco prevalece por sobre la señal principal y la situación se revierte,
atenuándose los valles. La señal principal deja de ser tal y se convierte en un eco de menor nivel.
La pendiente de la curva descendente a partir de 0 dB no solo alcanza al valor de referencia de
C/N, también comienza a reducirse el C/N necesario hasta en 10 dB, que no es otra cosa que
la aparición de ganancia de red.
La Figura 25 b) permite extraer una conclusión muy interesante: una red SFN con una
relación KI de 7/8 es irrealizable, dado que el incremento del C/N necesario resulta demasiado
elevado, dada la menor robustez de la señal.
3.7. Importancia de los receptores en el proyecto de redes SFN
Los desafíos que plantea la transmisión de TVD-T no tienen punto de comparación
con su contraparte analógica, especialmente en el diseño e implementación de redes SFN: La
planificación, la cobertura, las potencias y los receptores conforman una unidad indivisible y
el éxito del proyecto depende del adecuado funcionamiento de este conjunto.
512
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Un receptor diseñado para recibir señales OFDM en un ambiente SFN debe poder manejar adecuadamente las numerosas interferencias provocadas por los ecos de la misma red,
generando múltiples problemas de diseño de gran complejidad. Los principios fundamentales
relacionados con el ruido, la detección de la señal y la sincronización del receptor en las primeras
etapas del procesamiento, son igualmente aplicables en DVB-T e ISDB-Tb y en este apartado se
presentarán los conceptos más importantes que el proyectista de una red SFN debe conocer.
Se recomienda al lector repasar el funcionamiento general del receptor ISDB-Tb presentado en el Capítulo 5 y señalar la página donde se encuentra el diagrama en bloques del mismo.
También es aconsejable revisar el mecanismo de sincronización inicial explicado en el Capítulo
4 y el apartado relación portadora-ruido estudiado en el Capítulo 13.
3.7.1. Ruido proporcional a la amplitud (APN)
Con respecto al ruido presente en los bornes de entrada del receptor, resulta conveniente
establecer dos categorías en función de las características del mismo. La primera corresponde
a los ruidos cuya amplitud es independiente de la señal de entrada, que en cierto modo podría
llamarse “ruido fijo”. En esta categoría se encuentran el ruido térmico, el ruido impulsivo y la
figura de ruido de los receptores.
La segunda se denomina “ruido proporcional a la amplitud” (APN), en referencia a la
amplitud de la señal de entrada y depende de algunas características del receptor. Forman parte
del APN el ruido de cuantificación de los conversores A/D, el ruido de recorte (clipping), el
ruido de fluctuación de fase del oscilador local (phase jitter) y el ruido de intermodulación, ya
sea que este se produzca en el circuito de potencia y filtros del transmisor o en la etapa de RF
del receptor, justamente por exceso en el nivel de señal.
3.7.2. Sincronización secundaria del receptor
En el diagrama en bloques del receptor ISDB-Tb presentado en el Capítulo 5, el bloque
sombreado en gris corresponde a la unidad de generación de sincronimos y entre sus principales funciones se encuentran los procesos de sincronización inicial, en el cual se produce
el alineamiento con el símbolo OFDM y la sincronización secundaria, cuyo mecanismo se
analizará en este apartado.
Se trata de determinar el momento preciso en el cual deberá abrirse la ventana FFT para
demodular la señal, decisión que no resulta sencilla en presencia de múltiples ecos, propios
de un ambiente SFN. La ventana FFT tiene una anchura igual a la duración del tiempo útil de
símbolo y como ya se ha visto, siempre que los ecos arriben dentro del intervalo de guarda,
habrá más de una posición posible en donde podrá ser situada (zona libre de ISI).
Se han desarrollado varias estrategias para optimizar la sincronización secundaria y no
todas producen el mismo resultado. Dicho de otra manera: un receptor diseñando para funcionar
en un ambiente de SFN debe utilizar un método eficiente de sincronización secundaria para el
posicionamiento de la ventana FFT, dado que podría dejar de funcionar en algunas zonas donde
se produzcan determinadas combinaciones entre los ecos presentes. Tan importante es este
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
513
requisito, que algunos programas de cálculo de cobertura asistido por computadora pueden
determinar la población cubierta en función del mecanismo de sincronización empleado por
el receptor. En los apartados que siguen, se analizarán las estrategias propuestas para DVB-T
e ISDB-Tb.
3.7.2.1. Sincronización secundaria de acuerdo al estándar DVB-T
Las técnicas de sincronización secundaria mencionadas en el estándar DVB-T, son:
s Señal de mayor intensidad.
s Primera señal en superar un umbral.
s Promedio ponderado de tiempo-nivel de todas las señales recibidas.
s Máxima relación portadora/interferencia (C/I).
s Cuasi-óptima.
Cuando se trata de recibir la señal emitida por un solo transmisor y sus correspondientes
ecos, la sincronización es más simple de conseguir. No sucede lo mismo en un ambiente SFN,
donde las señales son originadas por más de un transmisor.
El óptimo posicionamiento de la ventana FFT es de fundamental importancia para la
recepción móvil y portátil, dado que el receptor debe lograr sincronizarse en un ambiente
rápidamente cambiante y en presencia de pre-ecos y post-ecos (señales que arriban antes o
después de la que sea tomada como referencia).
En el desarrollo que sigue se verá que, una vez posicionada la ventana FFT sobre el eco
elegido, los períodos útiles de símbolo correspondientes al resto de los ecos no necesariamente
coincidirán con el primero, apareciendo la interferencia intersímbolo. Los errores provocados
por esta interferencia deberán ser corregidos por los decodificadores Viterbi y Reed-Solomon
y si esto no sucede, se estará en presencia de auto-interferencia.
Sincronización con la señal de mayor intensidad:
En la Figura 26, los impulsos en gris representan el instante de llegada de los ecos al
receptor. Puede verse que la señal 3 es la de mayor intensidad y de acuerdo con este método,
la ventana FFT se alinea con el período útil de símbolo de aquella, es decir ni bien finaliza el
intervalo de guarda correspondiente al símbolo “n” de la señal 3.
En la parte inferior de la figura, se observa que una parte del símbolo "n+1" de las señales
1 y 2 provocan una leve interferencia intersímbolo sobre la señal 3 (que puede asimilarse a
una interferencia co-canal), no así la señal 4, que sigue contribuyendo con el símbolo "n". Es
interesante señalar que si el eco 1 o el 2 o ambos, arribaran al receptor con un nivel que esté por
debajo del máximo permitido por la relación C/I de protección contra la interferencia co-canal
para el esquema de modulación utilizado, no habría interferencia.
Amplitud
relativa
Señal 3
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Señal 4
Señal 1
Señal 2
514
Tiempo
t1 t2
Señal 1
Señal 2
t3 t4
S n-1
Sn
S n-1
S n+1
Sn
S n+1
Apertura en t = t3+tG
Señal 3
S n-1
Sn
ISI
S n+1
Ventana alineada con la señal 3
Señal 4
S n-1
Sn
ISI
S n+1
Figura 26: Sincronización con la señal de mayor intensidad
Sincronización con la primera señal en superar un umbral:
En base al mismo esquema de señales del caso anterior, pero en este caso fijando un umbral
de decisión, la señal 2 será la primera en superarlo y por lo tanto la ventana FFT se alineará con
el período útil de símbolo de aquella, tal como se muestra en la Figura 27.
Con esta estrategia de sincronización, las señales 3 y 4 contribuyen de manera constructiva, mientras que la señal 1 provoca una interferencia ISI más limitada. Sin embargo, eligiendo
un umbral adecuado, es posible eliminar completamente cualquier posibilidad de ISI, dado
que las señales que antecedan a la señal 2 tendrán un nivel que estará por debajo del máximo
permitido por la relación C/I de protección contra la interferencia co-canal. El valor del umbral
puede ser definido en base a la intensidad de campo mínima o bien, situarse automáticamente
entre 6 y 10 dB por debajo de la señal de mayor intensidad.
Como regla práctica de ayuda para comprender estos mecanismos de sincronización,
puede afirmarse que la señal o las señales que contribuyen con la interferencia ISI, son las que
anteceden a la señal elegida como referencia para sincronizar la ventana FFT.
La técnica de umbral hace posible desechar los pre-ecos que contibuyen con ISI y en este
sentido resulta superior al método basado en la señal de mayor intensidad.
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Señal 1
UMBRAL
Señal 4
Señal 2
Señal 3
Amplitud
relativa
515
Tiempo
t1 t2
Señal 1
t3 t4
Sn-1
Sn
Sn+1
Apertura en t = t2 + tG
Señal 2
Sn-1
Sn
Sn+1
ISI
Ventana alineada con la señal 2
Señal 3
Señal 4
Sn-1
Sn-1
Sn
Sn
ISI
ISI
Sn+1
Sn+1
Figura 27: Sincronización con la primera señal en superar un umbral
Pruebas realizadas por uno de los autores10 y verificadas empleando software de cálculo
con base de datos de la población servida, mostraron que esta técnica ofrece mejores resultados
que la de señal más intensa, siempre que el nivel de umbral sea adecuado. En esta experiencia,
se utilizaron umbrales ubicados a 6, 10 y 20 dB por debajo de la señal de mayor intensidad,
alcanzándose mejoras de hasta un 20 % más de población incluida en el servicio. El resumen
de los resultados es el siguiente:
Resultados de las pruebas de cobertura realizadas en Cerdeña, Italia:
I. Señal de mayor intensidad: 191.133 habitantes con > di 95% (*)
II. Primera señal sobre un umbral de - 6 dB: 192.226 habitantes con > di
95% (0,5 %)
III. Primera señal sobre un umbral de -10 dB: 224.823 habitantes con > di
95% (+17%)
IV. Primera señal sobre un umbral de -20 dB: 228.171 habitantes con > di
95% (+19%)
(*) di : % de localidades
10
Trabajo realizado por Roberto Lauro, durante los años 2008 y 2009, en la isla de Cerdeña, Italia.
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Sincronización en base al promedio ponderado de tiempo-nivel de todas las señales recibidas:
Con este método, el receptor abre la ventana FFT en un instante de tiempo que no coincide con el inicio del tiempo útil de símbolo de ninguna de las señales que arriban al receptor.
Este instante, corresponde a un promedio ponderado tiempo-nivel. En la Figura 28, su valor
esta representado por tP y se sitúa entre las señales 2 y 3, más cerca de esta última por su peso
relativo respecto a las demás. Por este motivo, está técnica también se conoce con el nombre
de “centro de gravedad”, que tiene una mayor significancia. Puede verse claramente que el
símbolo "n+1" de la primera señal interfiere sobre las señales 2, 3 y 4, mientras que la segunda
lo hace sobre las señales 3 y 4.
Este método de sincronización requiere de cierto poder de cómputo en los circuitos de
procesamiento de señal que calculan el promedio.
Señal 3
Promedio tiempo-nivel
Señal 4
Señal 2
Amplitud
relativa
Señal 1
516
Tiempo
t1 t2 tP
Señal 1
Señal 2
Sn-1
Sn
S n-1
Señal 4
Sn+1
Sn
S n+1
ISI
Ventana alineada con tP
Apertura en t = tP+tG
Señal 3
t3 t4
Sn-1
Sn-1
Sn
ISI
Sn
ISI
Sn+1
Sn+1
Figura 28: Sincronización con el promedio tiempo-nivel de todas las señales recibidas
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
517
Sincronización con la mejor relación C/I:
El poder computacional que require esta técnica de sincronización, es prácticamente el
doble que en los métodos precedentes, razón por la cual, el cálculo del algoritmo para posicionar la ventana demanda más tiempo, pero ofrece la certeza de abrir la ventana FFT en el
punto donde se logra la mejor relación C/I. Si bien desde la teoría demuestra ser una de las más
recomendables, es de difícil implementación en los receptores e insume tiempos de cálculo
considerables en los programas de cálculo de cobertura.
Sincronización cuasi-óptima:
Este método, que también necesita de un elevado poder de cálculo, combina las ventajas
de las técnicas “primera señal en superar un umbral” y “mejor relación C/I”, característica de
la cual deriva su nombre, posicionando la ventana FFT en la zona de mínimas interferencias y
sobre una señal de intensidad suficientemente alta disminuyendo el efecto de las precedentes
(ventaja del método de umbral).
3.7.2.2. Sincronización secundaria de acuerdo al estándar ISDB-T
Es tratada por la Recomendación UIT-R BT.2209. Las curvas de la Figura 29 (conocidas
como curvas bathtube por su formato), son de gran importancia para establecer el criterio del
posicionamiento de la ventana FFT. La base de las curvas tiene una anchura igual a la duración
del intervalo de guarda, en este caso 126 ms, que correspondería a un intervalo de guarda de
1/8 en el Modo 3. Alejándose de esta zona, es decir fuera del intervalo de guarda, la relación
D/U necesaria para evitar la auto-interferencia es cada vez mayor. Obsérvese que para KI = 7/8
el D/U necesario crece más rápidamente que para KI = 3/4, debido a su menor robustez.
Relación D/U necesaria (dB)
20
20
15
10
5
64-QAM 3/4
64-QAM 7/8
0
0
100
200
300
400
500
Retardo ( s)
Figura 29: Relación D/U necesaria en función del tiempo de arribo de los ecos
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
En la Figura 30 a) se comparan las respuestas de un filtro pasa bajos de interpolación
ideal con algunos filtros prácticos y en b) se muestra la relación D/U necesaria para poder
demodular la señal. Se observa que a medida que la respuesta LPF se va apartando del filtro
ideal, el D/U debe ser mayor. Por ejemplo, para el filtro tipo 2, con flancos de menor pendiente,
los ecos que arriban ligeramente por fuera del intervalo de guarda obligan a un incremento
notable de la relación D/U.
a)
Respuesta en amplitud (lineal)
1,2
1,0
0,8
0,6
0,4
LPF ideal
LPF tipo 1
LPF tipo 2
0,2
0
- 200 - 100
0
100
200
300
Retardo ( s)
25
20
b)
D/U necesaria (dB)
518
15
10
Comp. interf.
LPF ideal
LPF tipo 1
LPF tipo 2
5
0
- 200
0
200
400
600
Retardo ( s)
Figura 30: a) Respuesta del filtro y b) D/U necesaria según el tiempo de arribo de los ecos
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
519
En la Figura 31 se muestran nuevamente, un poco más simplificadas, las curvas de relación
D/U necesaria y de respuesta del filtro, en función de los retardos de arribo. La configuración
de emisión es la misma, es decir Modo 3 e intervalo de guarda 1/8.
En a) la relación D/U necesaria en función del retardo de llegada de los ecos, solo tiene en
cuenta los componentes que provocan interferencia ISI. En b) se muestran las características
del filtro de interpolación, con respuesta en amplitud unitaria dentro del ancho de banda dado
por ± LPFBW. La respuesta del filtro es nula fuera del ancho de banda de Nyquist (±168 μs).
Ambos valores estan expresados en tiempo (retardo).
Finalmente, en c) se presentan todos los elementos. El receptor ajusta su ventana FFT de
manera que la señal se encuentre sobre la parte plana o piso de la curva, reduciendo o prácticamente eliminando la interferencia intersimbolo.
D/U (dB)
a)
Retardo
- 63
Amplitud
relativa
0
63
b)
- LPF BW
+ LPF BW
0
- 168
Retardo
+ 168
D/U (dB)
señal principal
126 s
c)
margen
Retardo
-105 - Tm
- Tm
0
+126 - Tm
+231 - Tm
Figura 31: a) Relación D/U necesaria, b) respuesta del filtro y c) curva resultante y señal
En la Figura 32 puede verse la denominada “máscara de intervalo de guarda”, curva que
se obtiene por la inversión de la curva bathtube. Esta máscara expresa una atenuación en dB e
indica los niveles máximos permitidos para los ecos. Se aprecia la relación entre varias señales
recibidas y la posición de la ventana FFT, que el receptor debe ajustar para que todos los ecos
queden comprendidos dentro de esta máscara. En el caso de que alguno de ellos quedara afuera,
la interferencia imposibilitaría la demodulación correcta de la señal.
520
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Si en el punto de recepción las señales retrasadas son numerosas y sus amplitudes están
cerca del límite definido por la máscara, el receptor también podría fallar. Se introduce el concepto de “diferencia de potencia” (defective power en la documentación de referencia) definida
como la diferencia en dB entre el límite de la máscara y la amplitud de los ecos.
Amplitud
126 s
máscara de intervalo
de guarda
señal principal
diferencia
de potencia
Tm
Retardo
señales fuera
del IG
Señales dentro
del IG
t = -Tm t = 0
señales fuera
del IG
t = 126-Tm
Figura 32: Máscara de intervalo de guarda
Cuando esta diferencia se acerca a 0 dB o se torna negativa, los ecos que se encuentran
fuera del intervalo de guarda exceden el límite y la recepción no resulta posible. Por lo tanto,
durante el proceso de ajuste de la ventana FFT, además de buscar la zona plana, el receptor
debe maximizar la diferencia de potencia. En la Tabla 5 se resumen los requerimientos básicos
analizados hasta aquí.
Requerimiento
Ruido APN
Filtro de interpolación para recuperación de portadora
Margen de posicionamiento
de la ventana FFT
Especificación
ARIB
Comentarios
-35 dB
Relativo al nivel de la señal de entrada
Zona plana
-126 μs a 126 μs
Transición
-168 μs a -126 μs y 126 μs a 168 μs
6 μs
-
Tabla 5: Requerimientos básicos para receptores ISDB-T (Rec. UIT-R BT.2209)
En la Figura 33 pueden verse algunos ejemplos de la máscara de intervalo de guarda
correspondientes a receptores comerciales, en comparación con la curva sugerida por ARIB
(en línea llena negra). En particular, la curva en línea de puntos corresponde a los filtros de
interpolación de receptores producidos antes de la publicación de las especificaciones ARIB.
Máscara del intervalo de guarda (dB)
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
5
0
-5
521
Receptor A
Receptor B
Receptor C
Modelos antigüos
ARIB
- 10
- 15
- 20
- 25
- 300
- 200
- 100
0
100
Retardo ( s)
200
300
Figura 33: Máscaras de intervalo de guarda de receptores comerciales
3.7.2.3. Sincronización secundaria de acuerdo al estándar ISDB-Tb
En cuanto al estándar ISDB-Tb, específicamente la norma brasileña ABNT NBR15604
(2007) trata este tema en los apartados titulados “Procesamiento de señal en los receptores
full-seg” y “Procesamiento de señal en los receptores one-seg”.
Referido a la sincronización secundaria para el posicionamiento de la ventana FFT, se
encuentra el siguiente texto en la citada norma, en los puntos 7.2.10.1 y 7.2.10.2:
"La operación FFT se ejecuta por un período correspondiente a la duración efectiva de un
símbolo OFDM. Debido al ruido de trayectoria múltiple de la señal recibida, el procesamiento
FFT se deberá ejecutar en un período apropiado."
Considerando la profundidad e importancia de todo lo visto hasta aquí sobre este tema
puntual, resultaría conveniente que la norma pueda brindar mayores especificaciones sobre
él o los métodos a seguir.
En base al análisis presentado, se deduce que resulta de extrema importancia la inclusión
del método más adecuado de sincronización para el posicionamiento de la ventana FFT dentro
de las especificaciones técnicas para los receptores ISDB-Tb (observación que también aplica
en DVB-T).
La ausencia de las mismas ha sido planteada por uno de los autores de este trabajo11 en
distintos foros y seminarios realizados en Europa y Sudamérica. La falta de información y de
recomendaciones adecuadas, podría llevar a un fabricante de receptores a elegir inadvertidamente un método inapropiado, poniendo en riesgo el correcto funcionamiento de sus equipos
dentro de un ambiente SFN.
11 Roberto Lauro en Viena 2012 para DVB-T (Austria) y AFCEA 2011 para ISDB-T
b (Buenos Aires).
522
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
3.8. Conceptos de planificación
La planificación es un tema de gran importancia en TVD-T debido entre otros factores, a
la posibilidad de instalar redes que abarquen una gran extensión geográfica y que utilicen una
sola frecuencia en áreas de servicio solapadas. Esta posibilidad ha cambiado completamente
los procedimientos de planificación desarrollados para la TV analógica, planteando un nuevo
desafío para las administraciones nacionales y organismos de gestión del espectro radioeléctrico
de los distintos países.
A continuación se analizarán algunos conceptos nuevos y las variaciones que experimentan
los parámetros de protección contra interferencia habituales, cuyo desarrollo completo puede
ser consultado en las recomendaciones de la Unión Internacional de Telecomunicaciones (UIT)
mencionadas al principio de este capítulo.
3.8.1. Assignment
Para aclarar su significado, simplemente puede decirse que hasta la llegada de la TVD-T,
la planificación en TV analógica se hacía en base a assignments, aunque en esa época no se
usaba este término.
El assignment es un sitio geográfico con determinadas características de transmisión
fijadas por los organismos de gestión del espectro: potencia, frecuencia, ganancia y directividad de la antena. De hecho, el concepto de assignment nació con la TV analógica, donde
en los comienzos cada radiodifusor proponía la ubicación para su planta transmisora y los
parámetros de transmisión.
Posteriormente y con la proliferación de nuevas emisoras de TV, fue necesario crear
un sistema de planificación técnica coherente, que respetara los derechos adquiridos por los
pioneros de la radiodifusión, a la vez que permitiera la mayor pluralidad, respetando las leyes
naturales de la propagación electromagnética.
En la Figura 34 cada transmisor es un assignment, donde TX 2 se utiliza para cubrir lugares obstruidos por obstáculos en la señal del transmisor principal. En este ejemplo se emplean
dos frecuencias, pero podrían ser necesarias algunas más, en función del tipo y cantidad de
obstáculos y del tamaño de la red.
TX 1
f1
f1
f2
TX 2
f2
f2
Figura 34: Concepto de assignment, basado en la ubicación y características de las
emisiones
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
523
El empleo de dos o más frecuencias simplificaba notablemente la implementación, porque
no era necesario ningún tipo de sincronización entre las emisiones. Sin embargo, se hacía un
uso muy poco eficiente del espectro radioeléctrico, pues ningún otro radiodifusor podía utilizar
esas frecuencias12 en áreas cercanas, debido al riesgo de producir interferencia cocanal.
3.8.2. Allotment
Dado que la TVD-T permite la implementación de redes SFN, se hizo necesario definir un
nuevo concepto para incluir a los entornos geográficos en los que operan varios transmisores en
la misma frecuencia: el allotment. A partir del mismo, cambian notablemente las condiciones
de planificación, generando lo que se conoce como “dividendo digital”, es decir un ahorro
importante de espectro. Como contrapartida, aparecen nuevos problemas de interferencia y
sincronización que el ingeniero de TV debe resolver.
f1
f1
f1
f1
f1
Figura 35: Concepto de allotment, basado en el entorno geográfico de las redes SFN
3.8.3. System variant
Se trata del juego completo de parámetros de configuración del sistema. De cualquier
modo, es importante explicar el significado de este término, ya que aparece frecuentemente
citado en la literatura especializada en TVD-T, especialmente en los sistemas que emplean la
multiplexación OFDM.
Se denomina system variant a todas las combinaciones posibles de modo (1, 2 y 3), intervalo de guarda (1/4, 1/8, 1/16 y 1/32), esquemas de modulación (QPSK, DQPSK, 16-QAM y
64-QAM) y relación de codificación convolucional (1/2, 2/3, 3/4, 5/6 y 7/8).
La elección del system variant influye sobre la robustez del sistema y la tasa de transmisión
y debiera dejarse a criterio del radiodifusor la elección del juego de parámetros más conveniente
12
N de los A: En TV analógica, en algunos casos podía reutilizarse la misma frecuencia, empleando la técnica
conocida como “offset de precisión” u “offset de línea”, siempre y cuando los niveles de interferencia de señal
fueran prácticamente despreciables, es decir, a distancias considerables o con fuerte atenuación por obstáculos.
524
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
en función de las condiciones del área y cantidad de población donde ofrecerá el servicio, aunque
en general, cada administración nacional tiene sus propios criterios al respecto.
3.8.4. Relaciones de protección
A continuación se presentan una serie de criterios fundamentales para el trabajo de las
oficinas de planificación y también para el proyectista. En los anexos de la Recomendación
UIT-R BT.1368-9 pueden encontrarse las especificaciones para cada una de las normas de
TVD-T. En particular, el Anexo III del mencionado documento está dedicado a ISDB-T.
Estos criterios permiten determinar, una vez asignada una frecuencia, cuáles serán los
niveles de intensidad de campo máximo permitidos, dentro de su área de cobertura, para los
canales adyacente inferior, adyacente superior y co-canal, contemplando también las posibles
interferencias entre servicios analógicos y digitales. Este tipo de estudios también deben realizarse con emisoras de los países limítrofes.
3.8.4.1. Relaciones de protección co-canal (ISDB-T interferido por ISDB-T, en dB)
Se muestran en la Tabla 6. Por ejemplo, con 16-QAM y KI = 3/4, la señal deseada debe
estar 15 dB por encima de la señal interferente, ambas digitales. Disminuyendo la robustez la
exigencia es mayor y puede verse que para 64- QAM la relación debe ser de 21 dB.
Esquema de Modulación
KI
1/2
QPSK/DQPSK
16-QAM
64-QAM
6
12
17
2/3
8
14
20
3/4
9
15
21
5/6
9
16
22
7/8
10
17
23
Tabla 6: Relaciones de protección co-canal (en dB)
Se pueden extraer algunas conclusiones sencillas:
s Las relaciones de la Tabla 6 coinciden con las relaciones C/N mínimas para una
determinada configuración del sistema. En efecto, en este caso la interferencia de
la señal digital indeseada se comporta como si fuera ruido blanco en la banda de la
señal deseada.
s El esquema de modulación 64-QAM permite una mayor tasa de transmisión que
16-QAM, a expensas de necesitar 6 dB más de potencia que esta última (excepto para
KI = 1/2, por su mayor robustez).
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
525
3.8.4.2. Relaciones de protección con canales adyacentes (ISDB-T interferido por
ISDB-T, en dB)
Se presentan en la Tabla 7 y Tabla 8. En este caso aparecen números negativos, lo que
significa que los canales adyacentes pueden tener mayor nivel que el canal deseado, ya que no
operan en la misma frecuencia. Por supuesto, este mayor nivel tiene un límite que si es sobrepasado, provocará interferencias.
Esquema de Modulación
KI
QPSK/DQPSK
16-QAM
64-QAM
- 29
- 28
- 27
2/3
- 29
- 28
- 26
3/4
- 29
- 27
- 26
5/6
- 28
- 27
- 25
7/8
- 28
- 27
- 24
1/2
Tabla 7: Relaciones de protección para canal adyacente inferior (en dB)
Esquema de Modulación
KI
QPSK/DQPSK
16-QAM
64-QAM
1/2
- 30
- 29
- 28
2/3
- 30
- 29
- 27
3/4
- 29
- 28
- 27
5/6
- 29
- 28
- 27
7/8
- 29
- 28
- 27
Tabla 8: Relaciones de protección para canal adyacente superior (en dB)
Por ejemplo, para el caso de 16-QAM y KI = 3/4, la señal no deseada de canal inferior
puede encontrarse hasta 27 dB por encima de la señal deseada como máximo. En cambio, con
modulación 64-QAM ese límite desciende a 26 dB, por la menor robustez de este esquema.
3.8.4.3. Relaciones de protección con canales adyacentes analógicos (en dB)
Con respecto a las interferencias provocadas por canales adyacentes analógicos, las tablas
del Anexo III de la recomendación aluden al sistema CCIR 525/60 (NTSC-M). Estos valores
son equivalentes a CCIR 625/50 (PAL-N) para los países que utilizan esta norma.
526
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Las cifras consignadas en las tablas, se calculan en base a la relación entre el valor eficaz
de la potencia pico de sincronismo para la señal analógica y el valor eficaz en la banda correspondiente a la frecuencia de operación para la señal digital. La información proporcionada
por estas tablas tiene su importancia, ya que ambos sistemas (analógico y digital) tendrán un
período de convivencia no despreciable.
En la Tabla 9 y la Tabla 10 se presentan las relaciones de protección. En el caso de la señal
analógica, los valores se determinan considerando también a la portadora de sonido.
Señal deseada
Esquema de
Modulación
QPSK- DQPSK
16-QAM
64-QAM
Señal no deseada
KI
NTSC-M
1/2
- 34
2/3
- 34
3/4
- 33
1/2
- 34
2/3
- 33
3/4
- 32
2/3
- 32
3/4
- 31
5/6
- 29
7/8
- 29
Tabla 9: Relaciones de protección para canal adyacente inferior (en dB)
Señal deseada
Esquema de
Modulación
QPSK - DQPSK
16-QAM
64-QAM
Señal no deseada
KI
NTSC-M
1/2
- 35
2/3
- 35
3/4
- 34
1/2
- 35
2/3
- 34
3/4
- 33
2/3
- 33
3/4
- 33
5/6
- 32
7/8
- 31
Tabla 10: Relaciones de protección para canal adyacente superior (en dB)
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
527
3.8.5. Suma de campos electromagnéticos
La suma de campos electromagnéticos en lo que se refiere a la propagación de señales
de radiodifusión resulta de vital importancia para los cálculos de cobertura e interferencia y
también para la planificación.
Existen varios métodos para calcular la suma de campos pero en particular, interesan
aquellos que son de aplicación en redes SFN OFDM, donde los ecos contribuyen de manera
positiva o, en el peor de los casos, provocan interferencias en allotments vecinos.
Los métodos de suma son de tipo numérico-estadísticos o analíticos-aproximativos. En
cualquier caso es necesario contar con un importante poder de cálculo para computar una
gran cantidad de puntos dentro del área cobertura o de interferencia, según sea el caso. La
presentación y el desarrollo de estos métodos escapan al alcance de este trabajo.
Los métodos de cálculo más utilizados en redes SFN son:
s LNM (Log Normal Method)
s k-LNM (corrected LNM)
s t-LNM (true LNM)
El nivel de la interferencia co-canal debe ser menor al especificado para una determinada
configuración del sistema en el modelo de canal de propagación correspondiente: Rice para
antenas fijas y Rayleigh para móviles y portátiles.
La interferencia generada por los transmisores de un allotment debe ser menor o igual al
límite de umbral del allotment vecino. Debe tenerse presente que el 2 pertenece a la red SFN de
otro radiodifusor (quizás de otro país) y por consiguiente la planificación debe ser realizada
de manera conjunta. La Figura 36 ilustra estos conceptos.
E interf < E umbral
CH 21
CH 21
CH 21
ALLOTMENT 1
ALLOTMENT 2
Figura 36: Suma de campos recibidos y posibilidades de interferencias
3.8.6. Ahorro espectral de las redes SFN en comparación con redes MFN
La Figura 37 permite ilustrar este importante concepto. Se visualiza fácilmente la economía de frecuencias que se consigue con las redes SFN en comparación con las redes MFN,
donde en estas últimas además esta vedado el uso de canales adyacentes y co-canales. Puede
528
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
verse que la red MFN necesita nueve frecuencias, mientras que en la red SFN, como su nombre
lo indica, solo es necesaria una frecuencia.
La disposición en rombo, usada en planificacion, representa un allotment, mientras que
los círculos representan las áreas cubiertas por cada assignment del allotment.
9 Frecuencias por programa
D
A
G
D
A
G
B
H
E
B
H
E
C
I
F
C
I
F
A
G
D
A
G
D
B
H
E
B
H
E
I
C
I
F
C
F
1 Frecuencia por programa
D
A
A
A
G
A
D
A
A
G
a) MFN
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
A
b) SFN
Figura 37: Comparación de la utilización de espectro entre redes MFN y redes SFN
4. PROYECTO DE UNA RED SFN
A continuación, se presentará un ejemplo con todos los pasos que deben seguirse durante
la fase de proyecto y diseño de una red SFN, utilizando un programa especializado de cálculo
asistido por computadora. La red cubre parte de las provincias de Mendoza y San Luis, en la
República Argentina, a lo largo de la Ruta Nacional Nº 7 entre las Ciudades de Mendoza y
Villa Mercedes.
Los pasos a seguir en este tipo de proyectos son los siguientes:
s Estimación de la ubicación geográfica de las estaciones (4.1).
s Carga de datos generales de las estaciones de la red (4.2).
s Selección de la base de datos orográficos y modelo de propagación (4.3).
s Configuración del sistema de transmisión (4.4).
s Diseño de los sistemas de antenas y enlaces de las estaciones de la red (4.5).
s Primera estimación de cobertura de la red (4.6).
s Ajuste de retardos en función de los resultados obtenidos (4.7).
s Verificación final de la cobertura obtenida.
4.1. Estimación de la ubicación geográfica de las estaciones
Como todo procedimiento para determinar la mejor ubicación posible para los transmisores, deberán tenerse en cuenta los siguientes factores:
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
529
Existencia de caminos transitables y de alimentación eléctrica.
Centros urbanos a cubrir con el servicio.
Distancias entre estaciones y coordenadas geográficas.
Perfiles del terreno entre las estaciones.
Distancia entre las estaciones en función del intervalo de guarda elegido.
Verificación de la superposición entre áreas de servicio de las estaciones.
Frecuencia asignada.
La Figura 38, es un mapa orográfico de la zona elegida para el proyecto, donde se puede
apreciar la ubicación de las 8 estaciones que conformarán la red SFN. Todas se encuentran
próximas a la Ruta Nº 7.
s
s
s
s
s
s
s
1
2
8
5
7
6
4
3
1234-
Cerro Arco
Mendoza
Villa Mercedes
Fraga
5678-
San Luis
Alto Pencoso
La Paz
Las Catitas
Figura 38: Estimación de la ubicación geográfica de las estaciones
4.2. Carga de datos generales de las estaciones de la red
La Figura 39 muestra una pantalla con los datos generales de las estaciones de la red:
localización, coordenadas geográficas, cotas de emplazamiento, altura de las antenas, frecuencia, potencias y distancias entre cada emisor. Parte de esta información puede ser suministrada
directamente por el software mientras que otros deberán ser recopilados por el proyectista
e ingresados al sistema en forma manual (alturas de antenas, potencias y nombre de los emplazamientos, entre otros). Estos datos, completos y ordenados, son indispensables para el
trabajo del proyectista.
530
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Figura 39: Carga de datos generales de las estaciones de la red
4.3. Selección de la base de datos orográficos y modelo de propagación
La Figura 40 muestra la ventana del software que permite seleccionar la base de datos
orográficos correspondiente a la zona elegida. Pueden verse varios elementos:
Arriba a la izquierda el selector de la base de datos propiamente dicha. Inmediatamente
debajo, aparecen una serie de celdas de verificación y configuración que definen las características que tendrá el trazado del mapa de cobertura y la rápidez con la cuál se obtendrán los
resultados. Cuando se realizan las primeras estimaciones y aproximaciones, es conveniente que
el proyectista elija una resolución más baja y una menor precisión de cálculo, lo que contribuirá
a disminuir el tiempo total de procesamiento del software.
A la derecha, el proyectista puede elegir el modelo de propagación (en la figura se ha
seleccionado UIT 1546, de acuerdo a lo estudiado en el punto 1.1.1 de este mismo capítulo).
Luego se puede ajustar el modelo en función de las características de la zona (abierta o urbana),
tipo de suelo (seco, húmedo, etc.) incluir los efectos de reflexión y difracción y considerar o no
las pérdidas por falta de despeje de la primera zona de Fresnel, entre otros aspectos.
Como en todo software, las características principales y los detalles de su funcionameinto
son definidos por su desarrollador y por lo tanto, para realizar un correcto ajuste y selección de
parámetros, el proyectista debe leer y estudiar completamente el manual suministrado con el
programa, ejercitándose con los ejemplos que normalmente se incluyen con este propósito.
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
531
Figura 40: Base de datos orográficos y modelo de propagación (EM Lab, cortesía de Aldena)
4.4. Configuración del sistema de transmisión
La Figura 41 corresponde a la ventana de configuración del sistema de transmisión13.
Aquí también deben consignarse los parámetros de recepción, tales como sincronización de
la ventana FFT, ganancia y pérdidas del sistema de antena, ruido y porcentajes de cobertura
considerados como buenos y aceptables, que el software necesita para modelar el sistema de
13 Adaptación para ISDB-T realizada por los autores, solo con fines didácticos. Basado en las caracterísiticas del
b
Software EM Lab de la empresa Aldena, Italia.
532
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
transmisión-recepción completo. Esto confirma lo visto en apartados anteriores, acerca de
la importancia que tiene el comportamiento de los receptores en una red de TVD-T. En este
proyecto, se emplea el Modo 3 de ISDB-Tb, con un intervalo de guarda de 252 μs (Δ = 1/4 ) y
una canalización de 6 MHz de anchura de banda.
Figura 41: Configuración del sistema de transmisión - recepción
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
533
4.5. Diseño de los sistemas de antenas y enlaces de las estaciones de la red
En base a la potencias de cada transmisor, se diseñan los patrones de radiación de las
antenas para cada estación, teniendo en cuenta la disposición geográfica de las estaciones y
las distancias.
4.5.1. Diseño del sistema de antenas
En la Figura 42 se muestran los diagramas de radiación horizontal y vertical de la antena
generados por el software especializado, en este caso para el emisor TX 8 localizado en Las
Catitas. Dado que se pretende lograr cobertura a lo largo de la Ruta Nacional Nº 7, siguiendo
una dirección aproximada noroeste-sudeste, se diseñan las antenas para cumplir con este requisito, eligiendo un diagrama de radiación horizontal en forma de cardioide, dirigido hacia
el sudeste, con un ángulo azimutal de 120°. El objetivo es lograr cobertura en ese sector, ya que
hacia el oeste la cobertura está asegurada por la estación TX 1 ubicada en Cerro Arco, a 1600
metros de altura sobre el nivel del mar.
Figura 42: Diagramas V y H de la antena del emisor TX 8 (EM Lab, cortesía de Aldena)
El software permite, tal como puede verse en la Figura 43, realizar la corrección de los
nulos del diagrama vertical, mejorando la cobertura en zonas pobladas que se encuentren
cercanas a la antena.
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
Figura 43: Corrección de los nulos del diagrama vertical de la antena (EM Lab, cortesía de
Aldena)
4.5.2. Perfiles del terreno entre las estaciones
Los perfiles del terreno son imprescindibles, especialmente cuando se proyectan STL por
radioenlace terrestre VHF, UHF y microondas o bien satelitales para el transporte de programa
hasta cada uno de los sitios de transmisión. Se deberán trazar todos los perfiles necesarios y
aplicar la metodología de cálculo correspondiente a cada tipo de servicio. Este proyecto de
red SFN requiere del relevamiento de siete perfiles y el cálculo de otros tantos radioenlaces. A
manera de ejemplo, en la Figura 44 pueden verse las caraterísticas del perfil del terreno entre
la ciudad de San Luis (TX 5) y la localidad de Fraga (TX 4), cuya trayectoria en línea recta
tiene una longitud de 52 km. Resulta evidente que se deberá instalar una repetidora para poder
sortear la obstrucción natural del radioenlace.
Altura sobre el nivel del mar (m)
534
1000
San Luis
Fraga
960
920
880
840
800
760
720
680
2,5
5
7,5 10 12,5 15 17,5 20 22,5 25 27,5 30 32,5 35 37,5 40 42,5 45 47,5 50
Longitud del enlace (km)
Figura 44: Trazado del perfil San Luis – Fraga (Cortesía Televida, Canal 9 de Mendoza)
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
535
Con respecto al comportamiento de esta obstrucción para la señal de TVD-T, en la Figura
45 del apartado siguiente se podrá comprobar que no aparecen problemas significativos de
cobertura entre los transmisores TX 4 y TX 5, ya que las zonas de sombra de un transmisor son
cubiertas por el otro. Solamente en las cercanías de la obstrucción, se aprecia una disminución
en la zona norte, que varía entre el 5% y el 30%.
4.6. Primera estimación de cobertura de la red
La Figura 45 muestra los resultados arrojados por el software en la primera estimación de
cobertura realizada. En el mapa, el cursor se encuentra ubicado en las cercanías del transmisor
TX 7 y en base a esta referencia se presentan los datos que aparecen en la ventana ubicada a
la izquierda, que son de extrema importancia para el proyectista, ya que permiten verificar la
aparición de posibles autointerferencias de la red. El detalle de la información presentada es
el siguiente:
s Se observan las distintas contribuciones provenientes de otros emisores de la red (TX1,
TX 6 y TX 8) en ese punto geográfico. Obviamente, TX 7 es el que coloca mayor campo
en ese lugar, con 98,11 dBμV/m.
s En el eje horizontal del diagrama ubicado en la parte inferior de la ventana, aparecen
los tiempos de retardo de los distintos ecos que arriban a ese punto, mientras que en
el eje vertical se muestran las intensidades de los mismos.
s Se observa que la emisión de TX 1 está fuera del intervalo de guarda de TX 7 debido a
la distancia entre ambas estaciones. Sin embargo, la diferencia de intensidades entre
ambas señales supera los 70 dB, arrojando una relación C/I co-canal mucho mayor
que la mínima necesaria. Además, la relación C/N mínima que permite asegurar el
funcionamiento de la red es de 18,7 dB, valor que viene dado por el software (en coincidencia con la Tabla 4) en función de los parámetros de transmisión seleccionados,
deduciéndose que no se producirá interferencia. También puede verse claramente
que los ecos provenientes de los transmisores TX 6 y TX 8 se encuentran dentro del
intervalo de guarda de TX 7.
s En esta primera estimación aparece una zona de auto-interferencia de red14 en los
alrededores de TX 8, puesta de manifiesto por la ausencia del sombreado en el mapa.
Esta falta de cobertura es provocada por la emisión de TX 1, debido a que la distancia
entre ambos transmisores es de 96 km y los puntos ubicados en esta zona se encuentran
a más de 75,6 km de TX 1, que es la distancia adicional que permite cubrir el intervalo
de guarda. A continuación se analizará la solución de este problema, introduciendo
ajustes de retardo y planteando una exigencia adicional: utilizar un intervalo de
guarda de 1/8.
14 El término “auto-interferencia de red” es frecuentemente utilizado en la literatura especializada para identificar
las interferencias creadas por los transmisores de la misma red que no están correctamente sincronizados.
Figura 45: Primera estimación de cobertura de la red SFN
536
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
537
4.7. Ajuste de retardos en función de los resultados obtenidos
Dado que el análisis y cálculo completo de una red SFN como la que se plantea en este
ejemplo insumiría demasiadas páginas, en este apartado se realizará el procedimiento de ajuste
de retardo entre las dos primeras estaciones, es decir Cerro Arco (TX 1) y Las Catitas (TX 8).
El análisis se enfocará únicamente en la eliminación de la autointerferencia entre ambos, para
lo cual se procede a desactivar en el software los transmisores TX 2 a TX 7.
Cabe preguntarse si existen razones que impidan instalar el transmisor TX 8 en un
emplazamiento más cercano a la Ciudad de Mendoza, evitando todos estos problemas. La
respuesta es muy simple: no siempre resulta factible acceder a los emplazamientos ideales o
teóricos. Las razones son diversas, ya sea por inexistencia de caminos transitables, ausencia de
energía eléctrica, elevados costos de arrendamiento, falta de seguridad ante posibles robos o
vandalismo, etc. Es ante este tipo de desafíos donde un buen ingeniero de TVD debe desplegar
toda su pericia y conocimientos.
Suponiendo que se necesite incrementar ligeramente la tasa binaria de transmisión de datos
y dado que el esquema seleccionado es 64-QAM y KI 2/3, para no comprometer la robustez
del sistema la única alternativa posible será reducir el intervalo de guarda a 1/8 (equivalente a
37,8 km), lo que permitirá una mejora del orden del 10% en la tasa, de acuerdo a los valores
consignados en la Tabla 4.
La Figura 46 muestra el resultado luego de la reducción del intervalo de guarda: como
era de esperar, la zona de de auto-interferencia se amplía y abarca una superficie mucho mayor,
siendo imposible asegurar una correcta recepción de la señal en esos puntos. Además los niveles
de las señales son muy similares, dando una relación C/I co-canal de tan solo 1,1 dB.
Los datos cuantitativos pueden verse en las ventanas de la izquierda de la misma figura.
En la parte superior aparecen: el retardo adicional que se añade a cada transmisor, que por el
momento es nulo (los valores de la columna respectiva están en 0 μs), la distancia en metros
del punto señalado por el cursor a cada uno de los transmisores y su equivalente en tiempo y
el valor de intensidad de campo colocado, en dBμV/m.
En el gráfico de la parte inferior, se puede apreciar que la señal de TX 1 queda muy alejada
del intervalo de guarda de la emisión de TX 8. Además se observa que desde el punto señalado
por cursor, los tiempos del trayecto son de 273,73 μs hacia TX 1 y 45,97 μs hacia TX 2, siendo
la suma igual a 319,70 μs, equivalente a la distancia entre ambos, es decir 96 km.
El problema planteado puede solucionarse aplicando los conceptos estudiados en el
apartado 3.5.3. De acuerdo a la información entregada por el software, es fácil deducir que
si al transmisor TX 8 se le introduce un retardo de unos 200 μs (no es necesario que el valor
sea exacto), se conseguirá “desplazarlo” temporalmente, haciendo que su emisión llegue más
tarde a la zona de recepción interferida.
El resultado final puede verse en la Figura 47. A la izquierda puede verse que la emisión
de TX 1 se encuentra dentro del intervalo de guarda de TX 8 y que además se logra un sensible incremento de la cobertura hacia el este, comparado con el resultado que se obtuvo en la
Figura 46.
El agregado de retardo en TX 8 creará una zona interferente con la siguiente estación,
ubicada en la localidad de La Paz. Para corregirla, el procedimiento a seguir es exactamente el
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
mismo, añadiendo retardo a TX 7 (no necesariamente el mismo valor, ya que las distancias son
diferentes) y así sucesivamente, hasta completar el balance necesario para toda la red.
El lector interesado en completar el diseño podrá hacerlo sin mayores inconvenientes,
con la ayuda de un software adecuado.
Figura 46: Autointerferencia debida a la emisión de TX 1 fuera de intervalo de guarda de TX 8
538
Figura 47: Eliminación de la interferencia, agregando un retardo de 200 μs a TX 8
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
539
540
CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN
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CONTENIDO
Introducción .........................................................................................................................5
Agradecimientos ...................................................................................................................9
Los autores .......................................................................................................................13
Capítulo 1. Introducción a la TV digital ..............................................................................15
Antecedentes ..................................................................................................15
Distintos formatos tecnológicos de la TV digital ........................................... 22
Web TV ...................................................................................................15
Plataforma OTT ......................................................................................19
IPTV .......................................................................................................21
TV satelital ............................................................................................. 22
TV por cable........................................................................................... 22
TV digital terrestre (TVD-T) ......................................................................... 22
Ventajas de la TVD-T ............................................................................. 22
Breve descripción de los estándares mundiales de TVD-T ..............................32
Adopción de los estándares en los distintos países del mundo ..................33
Clasificación de los estándares de TVD-T ................................................33
ATSC .......................................................................................................36
DVB-T .....................................................................................................38
543
544
CONTENIDO
ISDB-T.....................................................................................................40
DMB-T (DTMB)......................................................................................43
Bibliografía .....................................................................................................45
Capítulo 2. Elementos de análisis espectral y análisis de Fourier ....................................47
Introducción ...................................................................................................47
Números complejos ........................................................................................48
Operaciones de rotación en el plano complejo .........................................49
Fasores complejos ....................................................................................50
Elementos del análisis espectral ......................................................................51
Suma de espectros de frecuencia ..............................................................53
Transformada de Hilbert .........................................................................54
Transformada de Hilbert .........................................................................54
Mezcla en cuadratura de frecuencias........................................................55
Análisis de Fourier..........................................................................................58
Señales en el dominio del tiempo y en el dominio de la frecuencia ...........59
Transformada de Fourier (FT) ....................................................................... 60
Variantes de la Transformada de Fourier .................................................62
Transformada discreta de Fourier (DFT) ....................................................... 64
Transformada Discreta de Fourier Real ...................................................65
Transformada Discreta de Fourier Compleja ...........................................69
Transformada Rápida de Fourier (FFT) ...................................................77
Bibliografía .....................................................................................................79
Capítulo 3. Modulación digital............................................................................................81
Introducción ...................................................................................................81
Modulación digital .........................................................................................81
Bits, símbolos y velocidad de modulación ................................................83
Modulación QAM ......................................................................................... 84
Representación gráfica: constelaciones y mapeo de bits ...........................87
Modulación QPSK y DQPSK ........................................................................ 90
Expresión analítica y generación de la señal QAM .........................................95
Demodulación de la señal QAM ..............................................................96
Normalización de los niveles de modulación ..................................................98
CONTENIDO
545
Determinación de las potencias de pico y media de las señales .................99
Bibliografía ...................................................................................................106
Capítulo 4. Multiplexación OFDM .....................................................................................107
Introducción .................................................................................................107
Multiplexación por división de frecuencias (FDM).......................................107
Espectro ocupado por una señal FDM ...................................................111
Multiplexación por división de frecuencias ortogonales (OFDM) ................111
El concepto de ortogonalidad ................................................................112
Eliminación de la interferencia entre portadoras (ICI):
Ortogonalidad .......................................................................................114
Generación de la señal OFDM ...............................................................119
Eliminación de la interferencia entre símbolos (ISI):
Intervalo de guarda ................................................................................120
Modelo 3D amplitud-tiempo-frecuencia del canal de transmisión..........128
Aplicación de la multiplexación OFDM en TV digital terrestre....................130
Fundamentos .........................................................................................130
Comportamiento del canal radioeléctrico ..............................................131
Determinación de parámetros OFDM para TVD-T ...............................133
Apéndice: aplicación de la transformada discreta de Fourier (DFT) .............141
Bibliografía ...................................................................................................149
Capítulo 5. Presentación del sistema ISDB-Tb .................................................................151
Introducción .................................................................................................151
Transmisión en banda segmentada ...............................................................152
Anchura de banda de los segmentos.......................................................152
Parámetros OFDM del sistema ISDB-Tb: modo 1.........................................154
Modos 2 y 3 del sistema ISDB-Tb .................................................................157
Tabla de parámetros: modos 1, 2 y 3 ............................................................161
Anchura de banda ocupada ...................................................................162
Tasas o velocidades de transmisión de datos.................................................163
Tasa de datos en función de fIFFT ............................................................165
Las capas jerárquicas de ISDB-T b .................................................................165
Ejemplo de utilización de las capas jerárquicas ......................................167
546
CONTENIDO
Diagrama funcional de una estación de TV digital ISDB-T b ........................168
Estudios .................................................................................................170
Planta transmisora .................................................................................174
Características resumidas del receptor ISDB-Tb............................................177
Ejercicio: dimensionamiento de un sistema de transmisión ISDB-T b.............180
Bibliografía ...................................................................................................184
Capítulo 6. Flujo de transporte TS MPEG-2 .....................................................................185
Introducción .................................................................................................185
Codificación y empaquetado del flujo binario de datos ................................185
Flujo elemental empaquetado (PES) ..............................................................189
Encabezado de PES ................................................................................190
Encabezado opcional de PES..................................................................192
Flujo de programa ........................................................................................194
Flujo de transporte (TS)................................................................................195
Encabezado del paquete TS....................................................................199
Campo de adaptación ............................................................................200
Identificador de paquete (PID ................................................................201
Obtención de los paquetes TS a partir del PES .......................................203
Composición del flujo TS.......................................................................204
Sincronización de programa...................................................................205
Secciones................................................................................................206
Tablas ....................................................................................................211
Distribución de la ocupación del flujo TS ..............................................228
Bibliografía .................................................................................................. 230
Capítulo 7. Remultiplexor y flujo BTS ...............................................................................233
Introducción .................................................................................................233
Flujo de transporte TS MPEG-2 .................................................................. 234
Remultiplexor ...............................................................................................235
Flujo de transporte para difusión (BTS) ................................................237
Bibliografía ...................................................................................................258
Capítulo 8. Codificación del canal ....................................................................................259
Introducción .................................................................................................259
CONTENIDO
547
Códigos concatenados ..................................................................................259
Diagrama en bloques de la etapa de codificación del canal ISDB-T b ........... 260
Codificador Reed-Solomon ....................................................................261
Aleatorizador de bits..............................................................................264
Entrelazado de bytes ..............................................................................266
Ajuste de retardo ...................................................................................271
Codificador convolucional .....................................................................276
Bibliografía ...................................................................................................282
Capítulo 9. Modulación (A) ...............................................................................................283
Introducción .................................................................................................283
Entrelazado de bits ...................................................................................... 284
Ajuste de retardo ...................................................................................286
Mapeo de bits ...............................................................................................289
Mapeo DQPSK ......................................................................................289
Mapeo QPSK .........................................................................................290
Mapeos 16-QAM y 64-QAM ................................................................290
Ordenamiento y nomenclatura de los símbolos ............................................291
Combinador jerárquico ................................................................................293
Retardo de sincronismo de cuadro OFDM ............................................297
Entrelazados de tiempo y de frecuencia ....................................................... 297
Entrelazado de tiempo ...........................................................................298
Entrelazado de frecuencias .....................................................................306
Bibliografía ...................................................................................................319
Capítulo 10. Pilotos, señales de control y auxiliares .......................................................321
Introducción .................................................................................................321
Referencia W I ...............................................................................................321
Pilotos ..........................................................................................................324
Pilotos dispersos (SP ..................................................................... 325
Piloto Continuo (CP) ...................................................................... 331
Modulación de los Pilotos ............................................................... 332
Canal de cotrol de configuración de transmisión
y multiplexación (TMCC) ............................................................................335
548
CONTENIDO
Posición del canal TMCC ......................................................................335
Referencia de modulación del TMCC ....................................................335
Sincronización .......................................................................................337
Indicador de cambio de parámetros de transmisión ...............................338
Parámetros de transmisión de las capas jerárquicas ...............................338
Código de corrección de errores.............................................................341
Canal auxiliar (AC1) ....................................................................................341
Posición del canal AC1 ..........................................................................341
Modulación del canal AC1 ....................................................................342
Tasa de transmisión del canal AC1 ........................................................343
Multiplexación de señales de control y auxiliares ........................................ 344
Multiplexación en el campo ISDB-Info ..................................................346
Bibliografía ...................................................................................................355
Capítulo 11. Modulación (B) ............................................................................................357
Introducción .................................................................................................357
Estructura y conformación del cuadro OFDM .............................................358
Transformación rápida inversa de Fourier (IFFT).........................................360
Inserción del intervalo de guardia................................................................ 364
Modulador I-Q ............................................................................................ 367
Modulador I-Q digital ...........................................................................367
Modulador I-Q analógico ......................................................................368
Errores del modulador I-Q.....................................................................375
Bandas de guarda para canales ISDB-T b...................................................... 380
Relaciones co-canal entre portadoras digitales y
portadoras analógicas ............................................................................387
Apéndice: disposición de portedoras para modulación diferencial .........388
Bibliografía ...................................................................................................391
Capítulo 12. Transmisores, antenas, filtros y combinadores...........................................393
Introducción .................................................................................................393
Transmisores comerciales de TVD-T ............................................................393
Transmisor Edinec Modelo TXUD-1200 ...............................................393
Transmisor LIECOM Modelo TRUD1200 ............................................397
CONTENIDO
549
Antenas ........................................................................................................403
Directividad de la antena .......................................................................404
Ganancia de la antena............................................................................406
Diagramas de radiación .........................................................................407
Características constructivas de las antenas y sus partes ........................412
Medición de antenas ..............................................................................414
Antenas de fabricación comercial...........................................................416
Filtros y combinadores .................................................................................417
Filtro de máscara ...................................................................................418
Filtros de salida......................................................................................419
Combinadores .......................................................................................420
Bibliografía ...................................................................................................425
Capítulo 13. Conceptos de propagación ..........................................................................427
Introducción .................................................................................................427
Campo electromagnético ..............................................................................428
Modelo de propagación de las ondas electromagnéticas ........................428
Determinación de la intensidad de campo eléctrico ................................430
Mediciones de campo electromagnético .................................................438
Canales de propagación: Gauss, Rice, Rayleigh y Móvil ..............................438
Canal de Gauss ......................................................................................439
Canal de Rice.........................................................................................441
Canal de Rayleigh ..................................................................................443
Canal móvil ...........................................................................................444
Efecto doppler ............................................................................................. 444
Ruido........................................................................................................... 449
Ruido blanco (AWGN) ..........................................................................449
Ruido impulsiv ......................................................................................450
Ruido de intermodulación (IMD) ..........................................................450
Relación portadora-ruido (C/N) ............................................................457
Unidades de potencia y de ruido .................................................................. 460
Ondas coherentes, transmisores coherentes e interferencia ...........................461
Desvanecimientos o atenuaciones de la señal (FADING) ............................ 463
Desvanecimiento plano ..........................................................................464
550
CONTENIDO
Desvanecimiento por trayectoria múltiple ..............................................464
Bibliografía ...................................................................................................471
Capítulo 14. Áreas de cobertura ......................................................................................473
Introducción .................................................................................................473
Documentación relativa a la planificación y cálculo de
cobertura en TVD-T ..............................................................................474
Redes de frecuencias múltiples (MFN) .........................................................477
Determinación del valor medio mínimo de intensidad de campo ...........477
Consideraciones generales......................................................................479
Cálculo de cobertura..............................................................................480
Redes de frecuencia única (SFN) ..................................................................481
Transmisores de una red SFN ................................................................483
Señales y ecos.........................................................................................485
Intervalo de guarda de la señal ..............................................................487
Tasas de transmisión y parámetros del sistema ......................................490
Retardos de tiempo ................................................................................493
Ganancia de red .....................................................................................505
Importancia de los receptores en el proyecto de redes SFN ....................511
Conceptos de planificación ....................................................................522
Proyecto de una red SFN ..............................................................................528
Estimación de la ubicación geográfica de las estaciones .........................528
Carga de datos generales de las estaciones de la red ...............................529
Selección de la base de datos orográficos y modelo de propagación .......530
Configuración del sistema de transmisión ..............................................531
Diseño de los sistemas de antenas y enlaces de las
estaciones de la red ................................................................................533
Primera estimación de cobertura de la red .............................................535
Ajuste de retardos en función de los resultados obtenidos......................537
Bibliografía .................................................................................................. 540
ISBN-13: 978-987-1954-13-1
ISBN-10: 987-1954-13-1
9 789871 954131