Acoplamientos de Transistores Bipolares

Práctica 4
ACOPLAMIENTO de
TRANSISTORES BIPOLARES
Asignatura:
Electrónica Analógica
Fecha:
10 de octubre del 2019
Realizado por:
David Gómez Aguilar
Marc Izquierdo Lucas
Daniel Jesser Rad Hind
Práctica Nº4
​Transistor Bipolar - Acoplamientos
ÍNDICE
1. Introducción.
a. Enunciado del ensayo. Objetivos.
b. Lista de componentes.
A. Transistor Darlington.
a. Diseño del circuito.
b. Simulación, desarrollo experimental y obtención de datos.
B. Espejo de Corriente.
a. Diseño del circuito.
b. Simulación, desarrollo experimental y obtención de datos.
C. Amplificador Diferencial.
a. Diseño del circuito.
b. Simulación, desarrollo experimental y obtención de datos.
2. Anexo complementario.
3. Valoración.
1
​Transistor Bipolar - Acoplamientos
Práctica Nº4
1. Introducción.
a. Enunciado del ensayo. Objetivos.
El objetivo fundamental del ensayo es el análisis de funcionamiento de los diversos
sistemas de acoplamientos de transistores bipolares. A lo largo de la práctica
estudiaremos únicamente aquellos más comunes por su utilidad electrónica.
Para ello, dividiremos el informe en tres apartados, en los que evaluaremos cada
diseño de forma individualizada. Los acoplamientos a estudiar serás:
●
●
●
Transistor Darlington
Acoplamiento “Espejo de corriente”
Amplificador Diferencial
b. Lista de componentes.
Durante la realización del ensayo se pasará a utilizar los siguientes componentes:
Componentes
Valores numéricos
Fuente de tensión
-
Resistencia “B1”
100 KΩ
Resistencia “B0”
100 KΩ
Resistencia “L”
470 Ω
Resistencia “1”
1800 Ω
Transistor “Q1”
BC107
Transistor “Q2”
BC107
A. Transistor Darlington
Dependiendo de las características del circuito a diseñar, podemos requerir de
transistores con ganancias muy elevadas. Dichas ganancias, por lo general, no se
pueden conseguir con un solo transistor. En estos casos, se recurre al acoplamiento
Darlington de dos transistores bipolares, cuyo comportamiento es el de un solo
transistor de ganancia elevada. ​Generalmente suele considerarse que la ganancia de
un transistor Darlington es aproximadamente el producto de las ganancias de los
transistores que lo componen. ​(ß Darlington ≈ß 1 ß 2 )
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a. Diseño del circuito.
A la hora de llevar a cabo el diseño y montaje del circuito, únicamente seguimos el
guión del ensayo. Dicho diseño se basa en aquel patentado por S​idney Darlington
quien solicitó la patente el 9 de mayo de 1952. No obstante en nuestro montaje
colocaremos una resistencia en paralelo del segundo transistor, la cual asumirá gran
parte de la corriente del circuito. Este hecho desembocará en un incuplimiento de la
expresión antes citada ​(ß Darlington ≈ß 1 ß 2 ). El motivo de la presencia de esta
impedancia se corresponde con la protección térmica del acoplamiento. Finalmente, el
montaje a realizar en el banco de ensayo será el siguiente:
b. Simulación, desarrollo experimental y obtención de datos.
i. Demostrar analíticamente la expresión ßDarlington
​
​≈ß1​ ß
​ ​2
Si se analiza el circuito anterior, manteniendo la disposición de ambos transistores, se
observar como el primer transistor entrega la corriente que sale por su emisor a la
base del segundo transistor. Según la teoría, la ecuación de ganancia de un transistor
bipolar es:
Por lo que, aplicando dicha expresión a ambos dispositivos y suponiendo que la
corriente de base del segundo transistor es igual a la de emisor del primero, el
resultado obtenido es:
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Finalmente, si se considera la disposición de los transistores como un único
elemento, con corriente de base ​“IB1
​ ​” y de emisor ​“I​E2​”​, podemos aproximar que la
ganancia del conjunto es el producto de los transistores que lo componen.
Sin embargo, debido al montaje en el banco de ensayo, no se podrá verificar
experimentalmente esta expresión. Se puede observar la existencia de una
resistencia conectada en paralelo a la base del segundo transistor, la cual se
comportará como un divisor de corriente. La impedancia, debido a la corriente que
absorbe, será la causa por la que la ganancia del conjunto no se aproximará al
producto de ganancias. La existencia de dicha resistencia corresponde a la necesidad
de proteger térmicamente al conjunto.
ii. Calcular la ß del conjunto: (IC​ ​/IB​ )​
Para poder llevar a cabo el cálculo de la Ganancia del conjunto, en el montaje
experimental V​1 será una fuente de tensión de C.C. ajustable. Esto permitirá regular
su valor hasta que V​CE2​=VCC/2. Esto se debe a que en los transistores de “Clase A”
se hace trabajar al componente en torno a la mediatriz de la Línea Estática de Carga
dentro de la zona activa.
Se medirá la corriente de colector del conjunto (I​C​) y la intensidad de base del
conjunto, siendo su cociente, el valor numérico de la ganancia del acoplamiento
Darlington. A la hora de de medir las intensidades se realizará de forma indirecta,
de este modo no será necesario abrir el circuito, manteniendo el régimen
estacionario.
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iii. Medir V​BE​ del conjunto (V​B1-V
​ ​)
​ E2
iv. Medir la VCEsat.
​ ​ del conjunto
Para someter al conjunto a saturación fuerte se aplicará la
calculando la V​1​ adecuada para una R​B​=200K.
correspondiente,
Una vez calculada la intensidad de saturación fuerte que circula por la rama se
deducirá la caída de tensión en RB1. Así, mediante la fuente de tensión regulable,
se ajustará la amplitud de la onda hasta que el polímetro marque el valor calculado
para RB1. Ya con el circuito estabilizado, únicamente se deberá evaluar la caída de
tensión entre ambos pines del conjunto para conocer la tensión de saturación
fuerte (​VCEsat
​ ​).
B. Espejo de corriente
El espejo de corriente es un circuito cuyo objetivo es conseguir una corriente
constante. Es una de las formas de conseguir una fuente de corriente estable. Se crea
con dos transistores idealmente idénticos.
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a. Diseño del Circuito.
Este circuito se simulará en el programa OrCad, por ello se comienza montándolo en
dicho programa. El circuito debe quedar de la siguiente forma:
b. Simulación, desarrollo experimental y obtención de datos.
i. Demostrar analíticamente este efecto suponiendo transistores iguales.
Al considerar los dos transistores como iguales, sus propiedades serán idénticas, por
lo cual podemos afirmar que sus ganancias, las intensidades de los colectores y las
intensidades de las bases son iguales ( β 1 = β 2 = β , I C1 = I C2 = I C y I B1 = I B2 = I B ).
Cogiendo la rama izquierda como referencia podemos afirmar que
I ref = I C + I B1 + I B2 = I C + 2·I B . Como trabaja en la zona activa podemos decir que
I C = β ·I B y sustituyendola en la anterior nos quedaría I ref = I C +
2·I C
β
= (1 + β2 )I C .
Como 2/β es considerablemente más pequeño que 1 podemos considerarlo como 0
por lo cual quedaría: I ref = I C . Por último la intensidad de salida es igual que la
intensidad del colector, por lo cual podemos afirmar que: I ref = I C = I C2 = I O .
ii. Comprobar el rango de tensiones de entrada para las cuales se mantiene la función
buscada (I​o​=Iref
​ ).
​
Realizando una simulación en la cual se grafican los valores de ambas intensidades
en función de la tensión de la fuente V1 se halla el comportamiento de las
corrientes. Este barrido de corriente continua se hará en un rango de 0 a 4 voltios
con un incremento de 0,05 V. La resistencia de carga (RL) se fija en 510 Ω. Se
obtiene la siguiente gráfica en la cual se ve que I​0 (trazada en verde) se comporta
casi idénticamente como I​ref (trazada en rojo) hasta que V1 llega a los 2,2 V.
También se puede ver que ninguna de las corrientes tiene valor hasta que la fuente
de tensión llega a los 650 mV aproximadamente.
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iii. Co
​ mprobar que I​o​=Iref
​ ​ para distintos valores de RL​ .​
En este apartado se comprueba la independencia del valor de la resistencia de
carga en la relación entre las dos intensidades. Lo que se observa es que la relación
de igualdad entre de las dos corrientes se mantiene. Pero hay un valor límite de la
resistencia en donde el espejo de corriente deja de trabajar como tal. A partir de
este punto el valor de la intensidad de referencia disminuye considerablemente en
comparación con I​0​. Se graficará la siguiente función:
I0
I ref
= f (RL )| V 1 =cte
Para representarla en el OrCad habrá que medir ambas corrientes mientras se hace
un barrido de corriente continua para la resistencia de carga (R​L​), variandola desde
1mΩ a 10kΩ con unos incrementos de 1Ω como barrido primario. A la vez se hará un
barrido secundario de la fuente de tensión V​1 desde 1V a 5V con incrementos de 1V.
Se obtuvo la siguiente gráfica, en los cuales se anotó los valores límites de la
resistencia de carga para los distintos valores de la fuente de tensión variable.
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Los límites de uso de las distintas resistencias de carga son las siguientes:
Tensiones de entrada
V1 = 1V
V1 = 2V
V1 = 3V
V1 = 4V
V1 = 5V
Rango de resistencias
de carga
0Ω
4880 Ω
0Ω
1180 Ω
0Ω
662 Ω
0Ω
460 Ω
0Ω
350 Ω
C. Amplificador diferencial
Este circuito, como bien dice su nombre, amplifica la diferencia entre dos tensiones de
entrada (V​a y V​b​). Tiene la característica de eliminar cualquier voltaje común entre la
entrada y la salida. Se alimenta con dos fuentes de CC (V​cc y -V​ss​). Típicamente se
representa mediante el símbolo de la derecha.
a. Diseño del CIrcuito.
El circuito básico consta de dos transistores colocados uno enfrente de cada uno cuyas
intensidades del colector provienen de la misma fuente pero sus intensidades de bases
provienen de las dos tensiones de entrada. Por otra parte, el circuito se alimenta
mediante dos fuentes de corriente contínua del mismo pero signo contrario (V​cc y-V​ss​).
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Por último se mantiene la corriente IE constante mediante el circuito acoplado a la
entrada de tensión negativa. El circuito montado en el programa OrCad quedaría así:
b. Simulación, desarrollo experimental y obtención de datos.
i. Obtener la amplificación diferencial A​d​.
Para obtener la amplificación diferencial se aplica una señal sinusoidal de 1 KHz
pequeña entre los pines a y b. Hay que conseguir un voltaje de pico a pico de 10
mVpp. Para conseguir esa amplitud se comienza con una amplitud pequeña
arbitraria, de 50 uV de pico, se observa la amplitud en la salida y se mide la
amplitud diferencial. La amplitud da 9,39 mVp. Por lo cual se reduce el voltaje de
entrada a 30 μVp. La amplitud de la onda de salida da 5,21 mVp, un valor muy
cercano, pero para acercarse más se vuelve a simular con una tensión de entrada
de 29 μVp. La tensión de salida dará 5,02 mVp.
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Mediante estos datos se halla la amplificación diferencial.
Ad =
vo
vd
=
v a −v d
v m −v n
=
5,02 mV
29uV
= 173
ii. Obtener la amplificación de modo común Ac​ ​.
Para simplificar, se unen los dos pines de entrada por lo cual, la tensión que se
aplique en uno se aplicará en el otro también, convirtiéndose en la tensión de modo
común. Se modificará el circuito y la señal se fijará a 2 Vpp y 1 KHz con un offset de
5 V positivos. Para que funcione la amplificación de modo común hace falta que las
resistencias del amplificador (R​C1​ y R​C2​) no sean de igual valor.
Para simular el circuito se realizará un análisis transitorio hasta 10 ms y un barrido
paramétrico simultáneo de 18K-20% y 18K+20% para la resistencia R​C2​. Para sacar
los valores de pico a cada valor de la resistencia se usará la opción “Performance
Analysis” y la función YatX(1,X_value), función que saca el valor de y a partir de un
valor de entrada de x. Para conseguir la amplificación de modo común (
Ac = vvoc = vvao ) se modifica la función para que dé la amplificación para cada valor de
la resistencia, obteniéndose:
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La amplificación de modo común, obtenida de la siguiente ecuación:
YatX(V(m)-V(n),9m)/ YatX(V(a),9m).
iii. Ob
​ tener la Relación de Rechazo de Modo Común (RRMC).
A
En este apartado se representará la siguiente ecuación: RRM C(dB) = 20log( Acd ) La
amplificación diferencial es la misma que en el apartado a, mientras que la
amplificación de modo común se obtendrá del mismo método que en el apartado
anterior, cambiando el barrido paramétrico de la resistencia a 18K-5% a 18K+5%. Se
obtendrá la siguiente gráfica.
En esta gráfica se observa que hay un pico muy pronunciado cuando la resistencia
R​C2​ mide 18K, es decir que ambas ramas del amplificador son simétricas.
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2. Anexo complementario.
Las mayores dificultades de esta práctica han sido a la hora de simular con el programa
OrCad. Bien sea por despistes al no darnos cuenta de que se habían formado nudos en
intersecciones de cables, el ajuste de los “step sizes” de los barridos para que nos diesen
suficiente definición pero sin ser simulaciones que tardan eternamente en simular o el
ajuste de la opción “Relative accuracy of V’s and I’s” para conseguir datos más precisos.
Todos estas trabas nos forzaron a simular los circuitos varias veces.
3. Valoración.
Esta práctica nos ha sido útil para familiarizarnos con circuitos que usan transistores. Estos
circuitos se usan en circuitos más complejos como el amplificador operacional LM741. Por
ello viene bien saber cómo funcionan y cuales son sus parámetros. Por otra parte ha sido
útil el uso de funciones como “Performance Analysis” del simulador OrCad. Este tipo de
operaciones demuestran el amplio potencial del programa.
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