Subido por Jhonnathan Bolaños

Proyecto Final Laboratorio Eléctrico IE0408

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Universidad de Costa Rica
Laboratorio Eléctrico II
IE-0408
Reporte Experimento Final
Afinador de guitarra
Profesor: José David Murillo Rodrı́guez
Alberto Arce Acuña, B40493
Jhonnathan Bolaños Paniagua, B51093
Grupo de trabajo 3
7 de abril de 2019
1
Laboratorio Eléctrico II
Reporte Experimento Final
IE-0408
Índice
1. Resumen
3
2. Objetivos
3
3. Nota Teórica
4
4. Lista de Equipo
8
5. Lista de Componentes
8
6. Diseño
6.1. Diagrama de Bloques . . . . . . . .
6.2. Interfaz capturadora . . . . . . . .
6.3. Circuito Amplificador . . . . . . . .
6.4. Circuito adicionador de componente
6.5. Diagrama del circuito completo: . .
6.6. Simulaciones . . . . . . . . . . . . .
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continua
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9
9
9
10
11
12
12
7. Resultados y análisis
16
7.1. Etapa de amplificación para las frecuencias de las cuerdas . . . . . . . . . . . . . . . . 16
7.2. Salidas del circuito adicionador de componente continua. . . . . . . . . . . . . . . . . 20
7.3. Salida directa del micrófono de contacto para cada cuerda. . . . . . . . . . . . . . . . 22
7.4. Captura de la señal del micrófono luego de pasar por las etapas de amplificación y de
offset. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 25
7.5. Reconocimiento de frecuencias del afinador . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28
8. Conclusiones y recomendaciones
29
8.1. Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
8.2. Recomendaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 29
Bibliografı́a
30
9. Anexos
31
9.1. Implementación del circuito. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31
Escuela de Ingenierı́a Eléctrica
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Laboratorio Eléctrico II
1.
Reporte Experimento Final
IE-0408
Resumen
En el presente proyecto se muestran los resultados, conclusiones y recomendaciones sobre la
construcción un afinador de guitarra implementado mediante circuitos electrónicos y la plataforma
Arduino. Inicialmente se expone sobre la teorı́a de estos tipos de instrumentos y algunos conceptos
básicos que fueron tomados en cuenta para la realización del proyecto. Asimismo, se menciona el
funcionamiento de cada uno de los distintos componentes que constituyen las etapas con las que
cuenta el afinador, sus correspondientes simulaciones, correcciones para el diseño y el análisis de los
resultados obtenidos en el laboratorio en contraste con las simulaciones realizadas.
Para la implementación del afinador se debe poseer una interfaz capturadora, la cual se va a encargar
de tomar las ondas sonoras de una determinada cuerda y transformarla en una señal eléctrica.
Luego, se debe utilizar una etapa de amplificación de la señal, la cual se va a componer de un
circuito electrónico amplificador no inversor similar a los implementados en las prácticas anteriores
del laboratorio. También es necesario implementar un circuito de Offset o adicionador de componente
continua, esto debido a la limitación de 0 a 5 V que posee el Arduino en su entrada. Ası́ mismo, se
muestra la lista de pasos que se llevaron a cabo para la realización del dispositivo. Como interfaz,
se utilizó un display LCD 16x2 compatible con Arduino donde se muestra la frecuencia actual de la
señal de entrada y un indicador con flechas para la afinación del instrumento.
2.
Objetivos
Estudiar las caracterı́sticas de los instrumentos de cuerda y sus correspondientes frecuencias
de vibración que las caracterizan.
Analizar los tipos de interfaces que permiten capturar las señales sonoras y transformarlas en
señales eléctricas.
Diseñar un circuito amplificador de señales con el fin de obtener una señal más fácil de analizar,
ası́ como diseñar un circuito adicionador de componente continua para la entrada del Arduino.
Implementar un código de programación adecuado que permita identificar la frecuencia de la
señal de entrada y mostrarla en una pantalla LCD junto a su valor ideal.
Implementar fı́sicamente un afinador de guitarra mediante la plataforma Arduino, los correspondientes circuitos electrónicos soldados en una placa perforada y una interfaz utilizando una
pantalla LCD.
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3.
Reporte Experimento Final
IE-0408
Nota Teórica
TL082
El TL082 forma parte de la familia TL08xx de amplificadores operacionales con entrada JFET,
diseñados para ofrecer una selección más amplia que cualquier otra familia. Incorporan transistores
JFET de alta tensión y transistores bipolares en un circuito integrado monolı́tico. Parte de sus principales caracterı́sticas son altos Slew Rates, bajas corrientes Bias y Offset y bajas tensiones de offset.
Las distorsiones armónicas en una señal de audio son creadas por los componentes electrónicos en el
circuito. La distorsión armónica total (THD por sus siglas en inglés) es una medida de las distorsiones
armónicas acumuladas por la señal en el sistema de audio. Estos dispositivos tienen una muy baja
THD de 0,003 % por lo que los amplificadores de la familia TL08xx añaden poca distorsión armónica
en aplicaciones de audio [6].
Arduino Nano
Arduino es una plataforma libre de computación de bajo coste basada en una placa de entradasalida y en un entorno de desarrollo IDE que implementa el lenguaje Processing/WiringHardware.
Arduino se puede usar para desarrollar objetos interactivos automáticos o conectarse a software en
el ordenador. La placa es un circuito impreso donde va instalado el microprocesador, la memoria, las
conexiones de entrada y salida y la conexión para el puerto USB. [5]
Microprocesador: realiza las instrucciones almacenadas en el programa de forma cı́clica. Escribe
en los pines DS2 − 13 y lee en los DE2 − 13 AE0 − 5. El microcontrolador recibe información de
las entradas (read), la procesa y escribe un 1 o un 0 (5v o 0v) en las salidas (Write), actuando sobre
el dispositivo que tenemos conectado. Al microcontrolador por lo tanto conectamos unos sensores a
la entrada y actuadores a la salida, para que en función del programa y de la lectura de los sensores
se produzcan una serie de actuaciones.
Especı́ficamente, el modelo Nano de Arduino, el cual será utilizado en el presente proyecto por
su tamaño compacto y conveniente para la aplicación, es un completo y amigable dispositivo basado
en el procesador ATmega328P (Arduino Nano 3.x). Tiene más o menos la misma funcionalidad del
Arduino Duemilanove pero con distinto empaque. Carece únicamente de una entrada para alimentación DC, y trabaja con un cable Mini-USB en lugar del USB estándar.
Figura 1: Arduino Nano [5]
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Pantalla LCD para Arduino
La plataforma Arduino, presenta dentro de sus múltiples componentes una pantalla LCD. Una
pantalla LCD son dispositivos diseñados para mostrar información en forma gráfica. LCD significa
Liquid Crystal Display (Display de cristal lı́quido). La mayorı́a de las pantallas LCD vienen unidas a
una placa de circuito y poseen pines de entrada/salida de datos. Para el caso del presente proyecto,
se decidió utilizar una pantalla de 16x2 para mostrar el valor actual de frecuencia de la cuerda y el
valor que debe presentar la cuerda afinada.
Figura 2: Pantalla LCD para Arduino 16x2
Transductor para afinador F-Zone y Jack hembra
El término de transductor eléctrico puede utilizarse para los dispositivos de entrada para los
sistemas de medida que, desde la entrada de la variable que se quiere medir, dan una salida eléctrica.
Una definición estricta de un transductor es como componente que convierte energı́a o información
para otro sistema [7]. El transductor compone un micrófono de contacto que actúa por la vibración
del instrumento, utilizando un sensor de vibración en forma de prensa que se coloca en el clavijero.
Figura 3: Transductor para afinador F-Zone
Los conectores Jack están destinados a la transmisión de sonidos en formato analógico, en este
caso, la salida del micrófono utiliza un conector Jack macho de 6,35mm por lo que para recibir la
señal captada, se necesita un Jack hembra de diámetro correspondiente. El Jack utilizado tiene 3
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bornes: la lı́nea que proviene del conector, una tierra que está conectada a la tierra del conector y
una tierra en caso de que se utilice una baterı́a de 9V como es el caso de un instrumento como el
bajo eléctrico.
Figura 4: Jack hembra de 6,35mm
Instrumentos de Cuerda Estos tipos de instrumentos utilizan cuerdas vibrantes para producir
sonido. Al hacer vibrar la cuerda, los extremos de esta permanecen fijos y se comportan como nodos
de vibración, por lo que se puede estudiar como una onda. Entonces, la nota musical que produce la
cuerda al ser pulsada posee una frecuencia de vibración que la caracteriza. Esta frecuencia se puede
describir mediante el largo de la cuerda, esto es, la distancia entre los nodos de vibración, resulta ser
media longitud de onda L = λ/2 , por lo tanto, considerando que:
v =λ·f
(1)
Considerando lo mencionado anteriormente se obtiene que:
f=
v
2L
(2)
Donde v es la propagación de la onda correspondiente a la frecuencia de vibración y L es el largo
de la cuerda. Además, la velocidad de propagación se puede expresar también como:
r
τ
v=
(3)
δ
Donde: δ es la densidad lineal de masa de la cuerda y τ es la tensión de la cuerda. Sustituyendo 2
en 3 se obtiene:
r
1
τ
f=
·
(4)
2L
δ
Por lo cual, al hacer girar la clavija (ver de un instrumento de cuerda, lo que se está ajustando
son las variables τ y δ. Cuando se enrolla la cuerda, se obtiene menos masa en la misma distancia,
es decir, disminuye δ. Además, se aumenta la tensión τ . Entonces se obtendrá un sonido de mayor
frecuencia (más agudo). El proceso de afinación de este tipo de instrumentos consiste en aplicar la
tensión correcta a la cuerda para obtener la frecuencia deseada.[8]
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Notas Musicales: En música existen 12 notas musicales fundamentales que se vuelven a repetir de
forma cı́clica al duplicar la frecuencia del sonido que emiten. Por ejemplo, la nota musical Do o C,
que se usa de referencia −Do central, también llamado Do4 − tiene una frecuencia de 261,63 [Hz], la
nota que le sigue, Re suena a 293,66 [Hz], de este modo continúa aumentado la frecuencia del sonido
hasta topar con Si que vibra a 493,88 [Hz].
Existe una convención que asigna una frecuencia determinada a cada nota musical, desde el rango
más grave hasta el más agudo dentro del espectro de audición [10]. En esta convención, se numeran
desde cero hasta 10 todas las octavas que poseen notas musicales con frecuencias dentro del espectro
de audición humano(20 a 20 kHz). Cada frecuencia de las 12 notas pertenecientes a las 10 octavas,
responde a la siguiente fórmula:
f (n, o) = 440 ·
√
12
(o−4)·12+(n−10)
2
(5)
Donde o corresponde a la octava en que se encuentra la nota y n es la nota musical.
Al aplicar esta fórmula a todas las notas musicales que se encuentran dentro del espectro de audición
humano se obtiene lo mostrado en la tabla5.
Figura 5: Frecuencias de las notas musicales. [9]
Frecuencia de muestreo: Una de las limitantes de un micro-controlador como el Arduino Nano es
la disponibilidad de la memoria de acceso aleatorio (RAM). En este caso sólo se dispone de 2 kB de
memoria para almacenar variables durante la ejecución de un algoritmo.
Cada número real de la serie discreta que representa una señal analógica usa un espacio de 2 B de
memoria RAM. Entonces, para hacer un buen uso de la memoria disponible hay que limitar el vector
que contiene cada muestra de la señal discreta a una dimensión razonable. Además, es necesario que
la cantidad de N muestras sea una potencia de 2 (N = 2n ).Una forma de trabajar con estas dos
limitantes es elegir un número de muestras N = 256. [11]
Por otro lado, para poder detectar correctamente las notas musicales del rango de frecuencias más
agudas es necesario aumentar la frecuencia de muestreo fs en el proceso de digitalización de la señal,
lo que llevarı́a a una disminución de la resolución, sin embargo, en el espectro de frecuencias más
altas las notas musicales son más distantes en frecuencia y por lo tanto requieren menor resolución
para ser detectadas.
Además, la frecuencia de muestreo fs es una variable que se puede ajustar por medio del entorno
de programación del Arduino Nano, programando tareas secuenciales en sincronı́a con los relojes
internos del micro-controlador.[8]
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Lista de Equipo
Tabla 1: Lista de equipo
Nombre
Fuente DC
Fuente DC
Generador de señales
Multı́metro
Osciloscopio
Arduino
5.
Modelo
Tektronix CP250
Agilent E3630A
Agilent 3210A
Agilent 34405A
Tektronix TDS1001B
Nano
Número de placa
193394
326001
329737
343465
280680
-
Lista de Componentes
Tabla 2: Lista de componentes
Tipo de Componente
Resistor
Resistor
Resistor
Resistor
Capacitor
Capacitor
Micrófono de contacto
Amp Op.
Pantalla LCD
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Sigla
R1
R2
R3
R4
C1
C2
M1
TL082
LCD
Valor teórico
10 kΩ
100 kΩ
100 kΩ
100 kΩ
220 nF
220 pF
-
8 de 47
Valor Real
9,7845kΩ
100,54kΩ
99.725kΩ
99,25kΩ
217nF
260pF
-
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Diseño
6.1.
Diagrama de Bloques
El diagrama de bloques planteado para el diseño del proyecto es el siguiente:
Figura 6: Diagrama de Bloques.
6.2.
Interfaz capturadora
Para la primera etapa del circuito, se optó por utilizar un micrófono de contacto con sensor de
vibración en forma de prensa y un conector Jack de 6,35mm, de esta forma se evitan distorsiones
causadas por el sonido ambiente y mejora el funcionamiento del afinador. Para adaptar la señal
captada por el micrófono al circuito, se utilizó un Jack tipo hembra de tres bornes con un diámetro
correspondiente al conector del micrófono.
Por lo general, la salida de este dispositivo es de unos 200 mV, es decir, 400 mVpp. Es por esta razón
que es necesario una etapa de amplificación de la señal.
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6.3.
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Circuito Amplificador
Figura 7: Amplificador diferencial. [4]
R1
P1
+Vcc
−
Vout
+
−Vcc
Vin
Donde se tiene que la entrada Vin proviene de la señal eléctrica de la interfaz capturadora, y
Vcc = 9 V, además:
Vout · P1
(6)
V− =
P1 + R1
V + = Vin
(7)
Por cortocircuito virtual se pueden igualar las expresiones de 6 y 7, con lo cual se obtiene que:
Vout
R1 + P1
=
Vin
P1
Vout
R1
= Vin 1 +
P1
Dado que la señal tı́pica de salida del micrófono tiene una amplitud cercana a los 200 [mV], y se
desea amplificar este valor unas diez veces, entonces se toman los siguientes valores de componentes
para cumplir con lo anterior:
R1 = 100[kΩ]
,
P1 = 10[kΩ]
En caso de que la señal de entrada posea un valor menor se puede ajustar la ganancia mediante el
potenciómetro.
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Circuito adicionador de componente continua
Figura 8: Esquema del circuito offset.[8]
+5V
R3
Va
Vo
C2
R4
C1
El propósito de este circuito es agregar una componente DC de 2,5 V a la señal analógica de
entrada Va , es decir, en Vo se va a tener una señal que ya no va a oscilar entre −2,5 y 2,5 V sino que
su rango de voltajes se va a encontrar entre 0 y 5 V, y de esta manera la salida del circuito Vo se
pueda conectar al Arduino.
Este circuito se compone de dos resistores de igual valor, R3 y R4 , los cuales se conectan entre la
fuente de 5 V y a tierra. Con esto se forma un divisor de tensión, por lo cual la tensión entre esos dos
elementos es de 2,5 V. Por otro lado, el punto entre las resistencias se conecta a la salida del amplificador de la figura 7 mediante C2 , entonces mientras la señal analógica entregada por el amplificador
incrementa y disminuye su voltaje se da una carga y descarga repetida de C2 , lo cual provoca que la
juntura de 2,5 V oscile en torno a 2,5 V de la misma forma que la salida del amplificador.
Para este circuito se seleccionaron los siguientes valores de componentes:
C1 = 220nF
,
C2 = 220pF
,
R3 = R4 = 100kΩ
Y debido a que solamente se van a utilizar baterı́as de 9 V para la alimentación, entonces se utiliza
un regulador LM7805 para la entrada del circuito anterior.
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Diagrama del circuito completo:
Figura 9: Esquemático del circuito para el dispositivo afinador.
Donde la señal sinusoidal de entrada Vin es dada por la señal eléctrica de lectura proveniente del
Jack; mientras que Vin del Arduino son los 9 V de la baterı́a (+Vcc ).
Además: R5 = 10kΩ es un potenciómetro para ajustar el contraste de la pantalla LCD, y R6 = 220Ω
limita la corriente de alimentación.
6.6.
Simulaciones
Se llevaron a cabo diversas simulaciones de las etapas analógicas del dispositivo en el programa
TINA para comprobar de forma teórica el funcionamiento del circuito y el comportamiento que se
espera de acuerdo con lo que se planteó en el diseño.
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Figura 10: Salida de la etapa de amplificación para una entrada de 100mV.
Se realizaron dos simulaciones para la etapa de amplificación, la primera se muestra en la figura
10, donde se introdujo una señal de prueba sinusoidal de 200mVpp . La señal de salida presenta una
tensión pico a pico de 2,19Vpp , por lo que la ganancia del circuito ante esta señal es de 10,95V/V.
Figura 11: Salida de la etapa de amplificación para entrada de 200mV
De igual forma, se utilizó una señal de entrada con 400mVpp , ante la cual la salida tuvo 4,39Vpp ,
por lo tanto, la ganancia es de 10,975. Luego de haber obtenido estas dos salidas, en promedio el
circuito mostró una ganancia de 10,96 por lo que el porcentaje de error con respecto a la ganancia
teórica que se diseñó es de 0,36 %.
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Figura 13: Salida con las etapas de amplificación y offset conectadas en cascada y entrada de 100mV.
Figura 12: Salida de la etapa de offset
Se simuló también el circuito encargado de agregar la componente DC a la salida, la cual se
muestra en la figura 12. Se puede notar que la entrada se encuentra centrada en 0V mientras que
la salida oscila centrada en 2.5V, por lo que este valor corresponde al valor de offset que agrega el
circuito a la señal.
Al unir ambas etapas, se espera una señal amplificada y desplazada 2.5V hacia arriba, se simuló
primero con una entrada de 100mV de amplitud que se muestra en la figura 13. La salida luego de
pasar por ambas etapas tiene una tensión pico a pico de 2,11 centrada en 2,5V.
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Figura 14: Salida con las etapas de amplificación y offset conectadas en cascada y entrada de 200mV
Ante una entrada de 220mV de amplitud, la salida presenta 4,21Vpp y está centrada en 2,5V,
tal como se muestra en la figura 14. En ambos casos hubo una pequeña disminución de la ganancia
respecto al valor teórico, que pasó a ser de 10,5[V/V], mientras que el offset se mantuvo en 2,5V tal
como se esperaba.
Figura 15: Diagrama de Bode correspondiente al circuito
Se graficó la respuesta en frecuencia del circuito para hallar su ancho de banda y de esta forma
poder conocer los alcances que puede tener el afinador. Como se muestra en la figura 15, el comportamiento del circuito es el de un filtro pasa banda, la ganancia máxima del circuito es de 20,82 %
por lo que sus frecuencias de corte se encuentran en 14,51Hz y 351,53kHz, con un ancho de banda de
351,515kHz. Dado que el espectro de frecuencias audible para el ser humano está aproximadamente
entre 20Hz y 20kHz, el ancho de banda teórico del circuito cumple con las especificaciones requeridas
para la aplicación.
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Resultados y análisis
Para comprobar que el diseño tiene el ancho de banda suficiente para la aplicación deseada, se
realizó una simulación del diagrama de Bode del amplificador en el programa TINA, tal como se
muestra en la figura 15. Se menciona que las frecuencias de corte teóricas son 14,51Hz y 351,53kHz.
En el caso experimental la figura 16 presenta el diagrama de Bode realizado al amplificador, cuyas
frecuencias de corte experimentales son de 14Hz y 350kHz. Con errores experimentales de 3,51 % y
0,43 %.
Figura 16: Diagrama de Bode experimental
Se realizaron diversas capturas, las cuales se tomarán en contraste con las simulaciones que se
llevaron a cabo en la sección de diseño del presente reporte.
7.1.
Etapa de amplificación para las frecuencias de las cuerdas
Para comprobar el funcionamiento correcto de la etapa amplificadora se tomaron capturas de la
señal de salida utilizando varias frecuencias correspondientes a cada una de las cuerdas de la guitarra
en afinación estándar. Para cada una de las capturas, se utilizó una entrada de 400mVpp .
La figuras 17, 18, 19, 20, 21 y 40 muestran una señal de 4,6Vpp a una frecuencias de 329,5Hz,
246,9Hz, 196,1Hz, 146,8Hz, 110,1Hz, 82,37Hz, respectivamente. La ganancia experimental de la etapa
de amplificación es:
A=
4, 6
Vo
=
= 11, 5[V /V ]
Vin
0, 4
Es importante señalar que la amplificación no se ve afectada por la variación de la frecuencia en
la señal de entrada para los rangos de frecuencia importantes en la aplicación del dispositivo.
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Figura 17: Señal con frecuencia correspondiente a la primera cuerda (Mi4) luego de amplificación
Figura 18: Señal con frecuencia correspondiente a la segunda cuerda (Si3) luego de amplificación
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Figura 19: Señal con frecuencia correspondiente a la tercera cuerda (Sol3) luego de amplificación
Figura 20: Señal con frecuencia correspondiente a la cuarta cuerda (Re3) luego de amplificación
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Figura 21: Señal con frecuencia correspondiente a la quinta cuerda (La2) luego de amplificación
Figura 22: Señal con frecuencia correspondiente a la sexta cuerda (Mi2) luego de amplificación
De acuerdo con lo que se muestra en las figuras 10 y 11, la amplitud que presenta teóricamente
el diseño implementado es de 10,6 con un error de 0,36 % con respecto a la ganancia ideal de 11,
mientras que experimentalmente, el porcentaje de error que se presenta 4,54 %, valor que se encuentra
dentro de un rango aceptable.
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Salidas del circuito adicionador de componente continua.
De acuerdo con lo obtenido en la simulación mostrada en la figura 12, el valor de offset que agrega
la etapa es de 2,5V. La figura 23 corresponde a una entrada de 480mVpp la cual se aplicó a la etapa
que se está analizando. La tensión media es de 2,41V, lo que también corresponde al valor de offset
que tiene la señal. Con respecto al valor ideal de componente DC, se presenta un porcentaje de error
de 3,6 %. De esta forma se confirma el correcto funcionamiento de la etapa de adición de offset para
el tratamiento de la señal antes de la etapa de digitalización.
Figura 23: Salida del circuito
Al conectar en cascada ambas etapas, se espera una señal amplificada y sobre una componente
DC de aproximadamente 2,5V, tal como se muestra en las simulaciones de las figuras 13 y 14. La
figura 24 contiene la captura experimental de ambas etapas en cascada, sometidas a una señal de
entrada con 400mVpp y frecuencia de 247,5Hz (Si3). Se puede notar que la respuesta del circuito es
de 4,56Vpp y su tensión media es de 2,45V. Con porcentajes de error de 4,54 % y 2 %, en el caso del
offset, disminuyó el porcentaje de error con respecto al valor de offset ideal.
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Figura 24: Salida B3
Finalmente, la idea concreta de utilizar estas dos etapas en el dispositivo se debe a que el Arduino
trabaja con tensiones de 0 a 5V, por lo que se quiere eliminar las tensiones negativas y además
amplificar la señal, por lo que la figura 25 muestra una captura que se tomó para confirma que el
dispositivo mantiene las tensiones dentro del rango deseado para evitar pérdida de información o
incluso un posible daño al Arduino en caso de sobretensiones.
Figura 25: Rango de oscilación de la onda luego de las etapas de amplificación y offset.
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7.3.
Reporte Experimento Final
IE-0408
Salida directa del micrófono de contacto para cada cuerda.
Se tomaron las capturas correspondientes a la señal de entrada que proviene del micrófono para
cada una de las cuerdas de la guitarra utilizando la función trigger del osciloscopio, las cuales se
muestran en las figuras 26, 27, 28, 29, 30, 31. Esto se realizó con el fin de conocer los valores de la
señal de tensión y corroborar que su amplitud no fuera superior a la estimada en el diseño.
Figura 26: Señal de salida de la primera cuerda.(160mV)
Figura 27: Señal de salida de la segunda cuerda.(176mV)
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Reporte Experimento Final
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Figura 28: Señal de salida de la tercera cuerda.(186mV)
Figura 29: Señal de salida de la cuarta cuerda.(182mV)
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Reporte Experimento Final
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Figura 30: Señal de salida de la quinta cuerda.(196mV)
Figura 31: Señal de salida de la sexta cuerda.(194mV)
Es importante señalar que el diseño se realizó tomando en cuenta señales con posible tensión pico
a pico de 200mVpp o de 400mVpp y los valores que muestran las imágenes, se encuentran siempre
cercanos a 200mVpp , por lo que no se requiere modificar el diseño.
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7.4.
Reporte Experimento Final
IE-0408
Captura de la señal del micrófono luego de pasar por las etapas de
amplificación y de offset.
Luego de unir dos de las etapas analógicas del circuito, y luego de probar el micrófono de contacto,
se unieron estas 3 etapas para analizar la onda captada, amplificada y elevada en componente DC.
Es importante notar que las señales mostradas en las imágenes 32, 33, 34, 35, 36, 37, mantienen
tensiones pico a pico menores a 5V, por lo que no se está arriesgando el funcionamiento del Arduino
y además la tensión media de las imágenes es 2,45V con excepción de las figuras 33 y 34, sin embargo,
estas pequeñas variaciones pueden hallarse dentro del normal accionar de un circuito en el ámbito
experimental. Aún ası́, un punto negativo de estas mediciones es que el osciloscopio no captó las
frecuencias que, en teorı́a, deberı́a presentar cada una de las cuerdas.
Figura 32: Señal con frecuencia correspondiente a la primera cuerda (Mi4) luego de amplificación
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Figura 33: Señal con frecuencia correspondiente a la segunda cuerda (Si3) luego de amplificación
Figura 34: Señal con frecuencia correspondiente a la tercera cuerda (Sol3) luego de amplificación
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Figura 35: Señal con frecuencia correspondiente a la cuarta cuerda (Re3) luego de amplificación
Figura 36: Señal con frecuencia correspondiente a la quinta cuerda (La2) luego de amplificación
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Reporte Experimento Final
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Figura 37: Señal con frecuencia correspondiente a la sexta cuerda (Mi2) luego de amplificación
7.5.
Reconocimiento de frecuencias del afinador
Para comprobar la habilidad del afinador con todas sus etapas conectadas, tanto analógicas como
digitales, se realizó la tabla 3, que incluye la frecuencia que se le colocó a la señal de entrada, las
seis de ellas correspondientes a las notas de las cuerdas de la guitarra al aire en afinación estándar,
la frecuencia que leyó el afinador y el porcentaje de error de la lectura con respecto a la ideal.
Tabla 3: Reconocimiento de frecuencias del afinador
Cuerda
1era
2da
3era
4ta
5ta
6ta
Frecuencia [Hz]
329,6
246,9
196
146,8
110
82,4
Frec. Exp. [Hz]
328,54
241,05
193,89
143,8
108,77
82,59
Nota
Mi4
Si3
Sol3
Re3
La2
Mi2
Error
0.3 %
2,37 %
1,08 %
2,04 %
1,12 %
0,23 %
Por lo que con esta tabla se puede confirmar que el reconocimiento de frecuencias que realiza el
afinador tiene porcentajes de error pequeños.
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8.
8.1.
Reporte Experimento Final
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Conclusiones y recomendaciones
Conclusiones
Al utilizar el generador de señales como fuente de prueba se comprobó el correcto funcionamiento de las etapas de amplificación y de offset, esto al utilizar señales con una amplitud
similar a la dada por el Jack (200mVpp) y frecuencias correspondientes a cada cuerda de la
guitarra.
Se logró implementar el código de programación en Arduino y se utilizaron señales de prueba
para observar sus valores en la pantalla LCD, los cuáles mostraron frecuencias muy similares a
las esperadas.
8.2.
Recomendaciones
Utilizar un instrumento de captación de señales con una mejor capacidad para preservar la
frecuencia de la onda.
Utilizar un código que utilice como base teórica la Transformada de Fourier o la Transformada
de Hartley con el fin de poder utilizar el afinador para varios instrumentos de cuerda.
Para mejorar el proyecto se podrı́a agregar un servomotor que haga rotar la clavija y afine cada
cuerda de manera automática.
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Bibliografı́a
1.
Boylestad, R. L., y L. N. (2009). Electrónica: Teorı́a de circuitos y dispositivos electrónicos.
México: PEARSON.
2.
Franco, S. (2005). Diseño con amplificadores operacionales y circuitos integrados analógicos, 3ra
ed., México: McGraw-Hill.
3.
Imagenes obtenidas con el programa de simulación de circuitos eléctricos para computadora
TINA.
4.
5.
6.
Autorı́a Propia.
Arduino Notebook: A Beginner’s Reference Written and compiled by Brian W. Evans, First
Edition August 2007
St microelectronics (2016). TL08xx JFET-Input Operational Amplifiers. Datasheet.
7.
Bolton W. (1995)Mediciones y pruebas eléctricas y electrónicas. Marcombo S.A. Barcelona, España.
8.
C. Salazar Riquelme, ”Diseño de un afinador electromecánico para instrumentos de cuerda con
sistema SINFÍN-CORONA ”, Memoria para optar al Tı́tulo de Igeniero Civil Electricista , Universidad de Chile, Departamento de Ingenierı́a Eléctrica, Santiago de Chile, 2015.
9.
R. W. Young, Terminology for Logarithmic Frequency Units, 1939.
10.
O. M. Peralta, ((Memoria de Titulación: Arpa Eólica,)) Pontificia Universidad Católica de Valparaı́so, Valparaı́so, 1981. [
11.
F. Piccinin, ((The Fast Hartley Transform as an alternative to the Fast Fourier Transform,))
Department Of Defense, Salisbury, 1988.
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9.
9.1.
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Anexos
Implementación del circuito.
Figura 38: Circuito afinador en protoboard.
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Figura 39: Funcionamiento de pantalla LCD.
Figura 40: Componentes del circuito en placa.
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El código utilizado para el proyecto fue el siguiente:
//Electric Guitar Tuner
//Free for use and modification
//Written by: Noah St. Pierre and Ethan Gibson
//Credit for frequency detection code to:
//https://github.com/akellyirl/Arduino-Guitar-Tuner
// include the library code:
#include <LiquidCrystal.h>
#define LENGTH 512
byte rawData[LENGTH];
int count;
char noteName;
// Sample Frequency in kHz
const float sample_freq = 8919;
int len = sizeof(rawData);
int i,k;
long sum, sum_old;
int thresh = 0;
float freq_per = 0;
byte pd_state = 0;
//Base 0 octave frequencies
//float freq = 415; // dont neet this
float Ffreq;
float Note;
char testput;
String out = "b----[[
int octave_counter;
float C = 16.35;
float D = 18.35;
float E = 20.60;
float F = 21.83;
float G = 24.50;
float A = 27.50;
float B = 30.87;
]]----#";
// initialize the library with the numbers of the interface pins
//Pin 12 = RS
//Pin 11 = E
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//Pin 5 = DB4
//Pin 4 = DB5
//Pin 3 = DB6
//Pin 2 = DB7
LiquidCrystal lcd(12, 11, 5, 4, 3, 2);
void setup() {
Serial.begin(115200);
analogReference(EXTERNAL);
analogRead(A0);
// Connect to 3.3V
//string output = 0;
// set up the LCD’s number of columns and rows:
lcd.begin(16, 2);
lcd.setCursor(0,0); lcd.print(\textbf{"IE0408, UCR"});
lcd.setCursor(0,1); lcd.print(\textbf{"Afinador de Guitarra"});
delay(3000);
lcd.clear();
lcd.setCursor(2,0); lcd.print("[");
lcd.setCursor(13,0); lcd.print("]");
// Print a message to the LCD.
count = 0;
}
float freq;
void loop() {
if (count < LENGTH) {
count++;
rawData[count] = analogRead(A0)>>2;
}
else {
sum = 0;
pd_state = 0;
int period = 0;
for(i=0; i < len; i++)
{
// Autocorrelation
sum_old = sum;
sum = 0;
for(k=0; k < len-i; k++) sum += (rawData[k]-128)*(rawData[k+i]-128)/256;
// Serial.println(sum);
// Peak Detect State Machine
if (pd_state == 2 && (sum-sum_old) <=0)
{
period = i;
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pd_state = 3;
}
if (pd_state == 1 && (sum > thresh) && (sum-sum_old) > 0) pd_state = 2;
if (!i) {
thresh = sum * 0.5;
pd_state = 1;
}
}
// for(i=0; i < len; i++) Serial.println(rawData[i]);
// Frequency identified in Hz
if (thresh >100) {
freq_per = sample_freq/period;
//Serial.println(freq_per);
//Filter out frequencies that are too high to matter
if(freq_per < 400)
{
freq = freq_per;
}
else
{
freq = -1;
}
}
count = 0;
Serial.println(freq);
displayToLCD(freq);
delay(400);
}
}
void displayToLCD(float freq){
if(freq == -1)
{
return;
}
if(freq >= 15.89){ // check if above minimum C;
octave_counter = -1;
Ffreq=getFfreq(freq);
if((15.89<=Ffreq) & (Ffreq<=17.34)){
Note = C;
noteName = ’C’;
}
else if((17.35<=Ffreq) & (Ffreq<19.475)){
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Note = D;
noteName = ’D’;
}
else if((19.475<=Ffreq) & (Ffreq<21.215)){
Note = E;
noteName = ’E’;
}
else if((21.215<=Ffreq) & (Ffreq<23.185)){
Note = F;
noteName = ’F’;
}
else if((23.185<=Ffreq) & (Ffreq<26.00)){
Note = G;
noteName = ’G’;
}
else if((26.00<=Ffreq) & (Ffreq<29.185)){
Note = A;
noteName = ’A’;
}
else if((29.185<=Ffreq) & (Ffreq<31.785)){
Note = B;
noteName = ’B’;
}
float closeness0 = (Ffreq/Note);
int cl1 = 0;
cl1 = int((closeness0-1)*100); // round to
if(Ffreq==Note){out = "b----[[ ]]----#";}
else if(cl1==-1) out = "b----[[ ]]----#";
else if(cl1==-2) out = "b---<<< >-----#";
else if(cl1==-3) out = "b--<<<< >-----#";
else if(cl1==-4) out = "b-<<<<< >-----#";
else if(cl1==-5) out = "b<<<<<< >-----#";
nearest whole number
else
else
else
else
else
if(cl1==1)
if(cl1==2)
if(cl1==3)
if(cl1==4)
if(cl1==5)
out
out
out
out
out
=
=
=
=
=
"b----[[
"b-----<
"b-----<
"b-----<
"b-----<
]]----#";
>>>---#";
>>>>--#";
>>>>>-#";
>>>>>>#";
}
else{
Ffreq = -1;
} // -1 one for too low
// count++;
lcd.setCursor(3,0);
lcd.print(freq);
lcd.setCursor(11,0);
lcd.print("Hz");
lcd.setCursor(0,1);
lcd.print(out);
lcd.setCursor(7,1);
lcd.print(noteName);
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IE-0408
lcd.setCursor(8,1);
lcd.print(octave_counter);
}
float getFfreq(float freq){
octave_counter++;
if(freq > B){ return getFfreq(freq/2);}
else return freq;
}
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TL082, TL082A, TL082B
General purpose JFET dual operation amplifiers
Datasheet - production data
Description
The TL082, TL082A and TL082B are high speed
JFET input dual operational amplifiers
incorporating well-matched, high voltage JFET
and bipolar transistors in a monolithic integrated
circuit.
The devices feature high slew rates, low input
bias and offset current, and low offset voltage
temperature coefficient.
Features
Wide common-mode (up to VCC+) and
differential voltage range
Low input bias and offset current
Output short-circuit protection
High input impedance JFET input stage
Internal frequency compensation
Latch up free operation
High slew rate: 16 V/µs (typical)
June 2016
DocID2300 Rev 11
This is information on a product in full production.
1/18
www.st.com
TL082, TL082A, TL082B
1
Schematic diagram
Schematic diagram
Figure 1: Schematic diagram
DocID2300 Rev 11
3/18
Pin connections
2
TL082, TL082A, TL082B
Pin connections
Figure 2: Pin connections (top view)
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DocID2300 Rev 11
TL082, TL082A, TL082B
3
Absolute maximum ratings and operating
conditions
Absolute maximum ratings and operating conditions
Table 1: Absolute maximum ratings
Symbol
Parameter
VCC
Supply voltage
Vin
Input voltage (2)
TL082I, AI, BI
(1)
TL082C, AC, BC
±18
±15
Vid
Differential input voltage
Ptot
Power dissipation
(3)
680
Rthja
Thermal resistance
junction-to-ambient (4)
TSSOP8
120
Rthjc
Thermal resistance
junction-to-case
SO8
40
TSSOP8
37
Output short-circuit duration
(5)
125
mW
°C/W
Infinite
Storage temperature range
HBM: human body model
ESD
V
±30
SO8
Tstg
Unit
-65 to 150
°C
1
kV
(6)
MM: machine model (7)
200
CDM: charged device model
(8)
V
1500
Notes:
(1)All
voltage values, except differential voltage, are with respect to the zero reference level (ground) of the supply
voltages where the zero reference level is the midpoint between VCC+ and VCC-.
(2)The
magnitude of the input voltage must never exceed the magnitude of the supply voltage or 15 volts,
whichever is less.
(3)Differential
voltages are the non-inverting input terminal with respect to the inverting input terminal.
(4)Short-circuits
can cause excessive heating. Destructive dissipation can result from simultaneous short-circuit on
all amplifiers.
(5)
The output may be shorted to ground or to either supply. Temperature and/or supply voltages must be limited to
ensure that the dissipation rating is not exceeded
(6)Human
body model: 100 pF discharged through a 1.5 kΩ resistor between two pins of the device, done for all
couples of pin combinations with other pins floating.
(7)Machine
model: a 200 pF cap is charged to the specified voltage, then discharged directly between two pins of
the device with no external series resistor (internal resistor < 5 Ω), done for all couples of pin combinations with
other pins floating.
(8)Charged
device model: all pins plus package are charged together to the specified voltage and then discharged
directly to the ground.
Table 2: Operating conditions
Symbol
Parameter
VCC
Supply voltage
Toper
Operating free-air temperature range
TL082I, AI, BI
TL082C, AC, BC
6 to 36
DocID2300 Rev 11
-40 to 105
Unit
V
0 to 70
°C
5/18
Electrical characteristics
4
TL082, TL082A, TL082B
Electrical characteristics
Table 3: VCC = ±15V, Tamb = +25°C (unless otherwise specified)
TL082I, AC, AI, BC, BI
Symbol
Unit
Min.
Vio
DVio
Iio
Iib
Avd
SVR
ICC
Vicm
CMR
Ios
6/18
TL082C
Parameter
Typ.
Max.
Input offset voltage, Rs = 50 Ω,
Tamb = 25 °C, TL082
3
10
Input offset voltage, Rs = 50 Ω,
Tamb = 25 °C, TL082A
3
6
Input offset voltage, Rs = 50 Ω,
Tamb = 25 °C, TL082B
1
3
Min.
Typ.
Max.
3
10
mV
Input offset voltage, Rs = 50 Ω,
Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax, TL082
13
Input offset voltage, Rs = 50 Ω,
Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax, TL082A
7
Input offset voltage, Rs = 50 Ω,
Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax, TL082B
5
Input offset voltage drift
10
Input offset current, Tamb = 25 °C (1)
5
Input offset current, Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax
(1)
13
10
100
5
4
Input bias current, Tamb = 25 °C
20
Input bias current, Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax
200
20
20
Large signal voltage gain,
RL = 2 kΩ, Vo = ±10 V, Tamb = 25 °C
50
Large signal voltage gain,
RL = 2 kΩ, Vo = ±10 V, Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax
25
Supply voltage rejection ratio,
RS = 50 Ω, Tamb = 25 °C
80
Supply voltage rejection ratio,
RS = 50 Ω, Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax
80
200
25
µV/°C
100
pA
10
nA
400
pA
20
nA
200
V/mV
15
86
70
86
dB
Supply current, no load, Tamb = 25 °C
70
1.4
Supply current, no load, Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax
2.5
1.4
2.5
Input common mode voltage range
±11
Common mode rejection ratio,
RS = 50 Ω, Tamb = 25 °C
80
Common mode rejection ratio,
RS = 50 Ω, Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax
80
Output short-circuit current,
Tamb = 25 °C
10
Output short-circuit current,
Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax
10
15
2.5
±11
-12
86
2.5
70
15
mA
V
-12
86
dB
70
40
60
10
60
10
40
60
mA
DocID2300 Rev 11
60
TL082, TL082A, TL082B
Electrical characteristics
TL082I, AC, AI, BC, BI
Symbol
±Vopp
SR
TL082C
Parameter
Unit
Min.
Typ.
Max.
Min.
Typ.
Output voltage swing,
Tamb = 25 °C, RL = 2 kΩ
10
12
10
12
Output voltage swing,
Tamb = 25 °C, RL = 10 kΩ
12
13.5
12
13.5
Output voltage swing,
Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax, RL = 2 kΩ
10
10
Output voltage swing,
Tmin ≤ Tamb ≤ Tmax, RL = 10 kΩ
12
12
Slew rate, Tamb = 25 °C, Vin = 10 V,
RL = 2 kΩ, CL = 100 pF, unity gain
8
Max.
V
16
8
16
V/µs
tr
Rise time, Tamb = 25 °C, Vin = 20 mV,
RL = 2 kΩ, CL = 100 pF, unity gain
0.1
0.1
µs
Kov
Overshoot, Tamb = 25 °C, Vin = 20 mV,
RL = 2 kΩ, CL = 100 pF, unity gain
10
10
%
GBP
Gain bandwidth product, Tamb = 25 °C,
Vin = 10 mV, RL = 2 kΩ, CL = 100 pF,
F = 100 kHz
4
MHz
Ri
THD
en
∅m
Vo1/Vo2
2.5
4
2.5
Input resistance
1012
1012
Ω
Total harmonic distortion, Tamb = 25 °C,
F = 1 kHz, RL = 2 kΩ, CL = 100 pF,
Av = 20 dB, Vo = 2 Vpp
0.01
0.01
%
15
15
nV/√Hz
Equivalent input noise voltage, RS = 100 Ω,
F = 1 kHz
Phase margin
45
45
degrees
Channel separation, Av = 100
120
120
dB
Notes:
(1)The
input bias currents are junction leakage currents which approximately double for every 10° C increase in the junction
temperature.
DocID2300 Rev 11
7/18
µA7800 SERIES
POSITIVE-VOLTAGE REGULATORS
SLVS056J – MAY 1976 – REVISED MAY 2003
D
D
D
3-Terminal Regulators
Output Current up to 1.5 A
Internal Thermal-Overload Protection
D
D
D
High Power-Dissipation Capability
Internal Short-Circuit Current Limiting
Output Transistor Safe-Area Compensation
COMMON
KC (TO-220) PACKAGE
(TOP VIEW)
KTE PACKAGE
(TOP VIEW)
COMMON
OUTPUT
COMMON
INPUT
COMMON
KCS (TO-220) PACKAGE
(TOP VIEW)
OUTPUT
COMMON
INPUT
OUTPUT
COMMON
INPUT
description/ordering information
This series of fixed-voltage integrated-circuit voltage regulators is designed for a wide range of applications.
These applications include on-card regulation for elimination of noise and distribution problems associated with
single-point regulation. Each of these regulators can deliver up to 1.5 A of output current. The internal
current-limiting and thermal-shutdown features of these regulators essentially make them immune to overload.
In addition to use as fixed-voltage regulators, these devices can be used with external components to obtain
adjustable output voltages and currents, and also can be used as the power-pass element in precision
regulators.
ORDERING INFORMATION
TJ
VO(NOM)
(V)
5
8
10
0°C to 125°C
12
15
24
ORDERABLE
PART NUMBER
PACKAGE†
TOP-SIDE
MARKING
POWER-FLEX (KTE)
Reel of 2000
µA7805CKTER
µA7805C
TO-220 (KC)
Tube of 50
µA7805CKC
TO-220, short shoulder (KCS)
Tube of 20
µA7805CKCS
POWER-FLEX (KTE)
Reel of 2000
µA7808CKTER
TO-220 (KC)
Tube of 50
µA7808CKC
TO-220, short shoulder (KCS)
Tube of 20
µA7808CKCS
POWER-FLEX (KTE)
Reel of 2000
µA7810CKTER
µA7810C
TO-220 (KC)
Tube of 50
µA7810CKC
µA7810C
POWER-FLEX (KTE)
Reel of 2000
µA7812CKTER
µA7812C
TO-220 (KC)
Tube of 50
µA7812CKC
TO-220, short shoulder (KCS)
Tube of 20
µA7812CKCS
POWER-FLEX (KTE)
Reel of 2000
µA7815CKTER
TO-220 (KC)
Tube of 50
µA7815CKC
TO-220, short shoulder (KCS)
Tube of 20
µA7815CKCS
POWER-FLEX (KTE)
Reel of 2000
µA7824CKTER
µA7805C
µA7808C
µA7808C
µA7812C
µA7815C
µA7815C
µA7824C
µA7824C
† Package drawings, standard packing quantities, thermal data, symbolization, and PCB design guidelines are available at
www.ti.com/sc/package.
TO-220 (KC)
Tube of 50
µA7824CKC
Please be aware that an important notice concerning availability, standard warranty, and use in critical applications of
Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet.
Copyright  2003, Texas Instruments Incorporated
PRODUCTION DATA information is current as of publication date.
Products conform to specifications per the terms of Texas Instruments
standard warranty. Production processing does not necessarily include
testing of all parameters.
POST OFFICE BOX 655303
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1
µA7800 SERIES
POSITIVE-VOLTAGE REGULATORS
SLVS056J – MAY 1976 – REVISED MAY 2003
schematic
INPUT
OUTPUT
COMMON
absolute maximum ratings over virtual junction temperature range (unless otherwise noted)†
Input voltage, VI: µA7824C . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40 V
All others . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35 V
Operating virtual junction temperature, TJ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 150°C
Lead temperature 1,6 mm (1/16 inch) from case for 10 seconds
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 260°C
Storage temperature range, Tstg . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . –65°C to 150°C
† Stresses beyond those listed under “absolute maximum ratings” may cause permanent damage to the device. These are stress ratings only, and
functional operation of the device at these or any other conditions beyond those indicated under “recommended operating conditions” is not
implied. Exposure to absolute-maximum-rated conditions for extended periods may affect device reliability.
package thermal data (see Note 1)
POWER-FLEX (KTE)
High K, JESD 51-5
θJC
3°C/W
TO-220 (KC/KCS)
High K, JESD 51-5
3°C/W
PACKAGE
BOARD
θJA
23°C/W
19°C/W
NOTE 1: Maximum power dissipation is a function of TJ(max), θJA, and TA. The maximum allowable power dissipation at any allowable ambient
temperature is PD = (TJ(max) – TA)/θJA. Operating at the absolute maximum TJ of 150°C can affect reliability.
2
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µA7800 SERIES
POSITIVE-VOLTAGE REGULATORS
SLVS056J – MAY 1976 – REVISED MAY 2003
recommended operating conditions
VI
IO
TJ
Input voltage
MIN
MAX
µA7805C
7
25
µA7808C
10.5
25
µA7810C
12.5
28
µA7812C
14.5
30
µA7815C
17.5
30
µA7824C
27
38
1.5
A
0
125
°C
Output current
µA7800C series
Operating virtual junction temperature
UNIT
V
electrical characteristics at specified virtual junction temperature, VI = 10 V, IO = 500 mA (unless
otherwise noted)
PARAMETER
Output voltage
IO = 5 mA to 1 A,,
PD ≤ 15 W
Input voltage regulation
VI = 7 V to 25 V
VI = 8 V to 12 V
Ripple rejection
Output voltage regulation
Output resistance
Temperature coefficient of output voltage
TJ†
TEST CONDITIONS
VI = 8 V to 18 V,
IO = 5 mA to 1.5 A
IO = 5 mA
f = 10 Hz to 100 kHz
Dropout voltage
IO = 1 A
TYP
25°C
4.8
5
0°C to 125°C
4.75
VI = 7 V to 20 V,,
25°C
f = 120 Hz
IO = 250 mA to 750 mA
f = 1 kHz
Output noise voltage
0°C to 125°C
25°C
VI = 7 V to 25 V
IO = 5 mA to 1 A
62
MAX
5.2
5.25
3
100
1
50
78
UNIT
V
mV
dB
15
100
5
50
mV
0°C to 125°C
0.017
Ω
0°C to 125°C
–1.1
mV/°C
Bias current
Bias current change
µA7805C
MIN
25°C
40
µV
25°C
2
V
25°C
4.2
8
1.3
0°C to
t 125°C
0.5
Short-circuit output current
25°C
750
Peak output current
25°C
2.2
mA
mA
mA
A
† Pulse-testing techniques maintain the junction temperature as close to the ambient temperature as possible. Thermal effects must be taken into
account separately. All characteristics are measured with a 0.33-µF capacitor across the input and a 0.1-µF capacitor across the output.
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µA7800 SERIES
POSITIVE-VOLTAGE REGULATORS
SLVS056J – MAY 1976 – REVISED MAY 2003
electrical characteristics at specified virtual junction temperature, VI = 14 V, IO = 500 mA (unless
otherwise noted)
PARAMETER
TEST CONDITIONS
Output voltage
IO = 5 mA to 1 A,,
PD ≤ 15 W
Input voltage regulation
VI = 10.5 V to 25 V
VI = 11 V to 17 V
Ripple rejection
Output voltage regulation
Output resistance
Temperature coefficient of output voltage
VI = 11.5 V to 21.5 V,
IO = 5 mA to 1.5 A
VI = 10.5 V to 23 V,,
Output noise voltage
Dropout voltage
IO = 1 A
f = 120 Hz
TYP
MAX
25°C
7.7
8
8.3
0°C to 125°C
7.6
0°C to 125°C
55
25°C
Bias current
Bias current change
MIN
25°C
IO = 250 mA to 750 mA
f = 1 kHz
IO = 5 mA
f = 10 Hz to 100 kHz
µA7808C
TJ†
VI = 10.5 V to 25 V
IO = 5 mA to 1 A
8.4
6
160
2
80
72
UNIT
V
mV
dB
12
160
4
80
mV
0°C to 125°C
0.016
Ω
0°C to 125°C
–0.8
mV/°C
25°C
52
µV
25°C
2
V
25°C
4.3
8
1
0°C to 125°C
0.5
Short-circuit output current
25°C
450
Peak output current
25°C
2.2
mA
mA
mA
A
† Pulse-testing techniques maintain the junction temperature as close to the ambient temperature as possible. Thermal effects must be taken into
account separately. All characteristics are measured with a 0.33-µF capacitor across the input and a 0.1-µF capacitor across the output.
electrical characteristics at specified virtual junction temperature, VI = 17 V, IO = 500 mA (unless
otherwise noted)
PARAMETER
TEST CONDITIONS
Output voltage
IO = 5 mA to 1 A,,
PD ≤ 15 W
Input voltage regulation
VI = 12.5 V to 28 V
VI = 14 V to 20 V
Ripple rejection
Output voltage regulation
Output resistance
Temperature coefficient of output voltage
VI = 13 V to 23 V,
IO = 5 mA to 1.5 A
VI = 12.5 V to 25 V,,
IO = 5 mA
f = 10 Hz to 100 kHz
Dropout voltage
IO = 1 A
f = 120 Hz
TYP
MAX
25°C
9.6
10
10.4
0°C to 125°C
9.5
10
10.5
7
200
2
100
0°C to 125°C
25°C
Bias current
Bias current change
MIN
25°C
IO = 250 mA to 750 mA
f = 1 kHz
Output noise voltage
µA7810C
TJ†
VI = 12.5 V to 28 V
IO = 5 mA to 1 A
55
71
UNIT
V
mV
dB
12
200
4
100
mV
Ω
0°C to 125°C
0.018
0°C to 125°C
–1
mV/°C
25°C
70
µV
25°C
2
V
25°C
4.3
8
1
0°C to 125°C
0.5
Short-circuit output current
25°C
400
Peak output current
25°C
2.2
mA
mA
mA
A
† Pulse-testing techniques maintain the junction temperature as close to the ambient temperature as possible. Thermal effects must be taken into
account separately. All characteristics are measured with a 0.33-µF capacitor across the input and a 0.1-µF capacitor across the output.
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