FuenteMendez

U n i v e r s i d a d
V e r a c r u z a n a
FACULTAD DE INGENIERIA
“Análisis de una fuente de poder conmutada”
MONOGRAFIA
Que para obtener el titulo de:
INGENIERO EN ELECTRONICA
Y COMUNICACIONES
PRESENTA:
Gerardo de la Fuente Méndez
Poza Rica, Ver.
2009
INDICE
RESUMEN
CAPITULO I
I.- INTRODUCCION……………………………………………………………………………1
1.1.- Antecedentes………..………..……………………………………………………......1
1.2.- Justificación……………………………………………………………………………….2
1.3.- Objetivos………..………………………………………………………………………..3
1.4.- Alcance del trabajo……..………………………………………………………............4
CAPITULO II
II.- ASPECTOS GENERALES DE UN SISTEMA DE ALIMENTACION…..……………….5
2.1.- Requerimientos de un sistema de alimentación………………….………….…….....5
2.2.- Organización de un sistema de alimentación……………………………..….....…..6
2.3.- Clases de convertidores……………………………………………….…..………….9
CAPITULO III
III.- COMPONENTES ASOCIADOS EN LA CONSTRUCCION DE UNA FUENTE DE
PODER CONMUTADA…………………..……….……………………………………12
3.1.- Semiconductores…………………………………………………………………….….13
3.1.1.- Diodos…………..………………………………………………………….…..13
3.1.1a.-Tipos de diodos de potencia…………………………………………......21
3.1.2.- Transistores de potencia BJT…………………………………………….……23
3.1.3.- MOSFET de potencia……………………………….……………………….….…44
3.1.4.- Circuitos integrados de control (PWM)………………………………………..…54
3.2.- Elementos pasivos…………………………………………………….……………..60
3.2.1.- Resistores….…………..……………………….………...................................60
3.2.2.- Capacitores……………………..…..…………………………………….……….63
3.2.3.- Inductores…………………..………………………………………………………69
3.2.3a.- Tipo de núcleos de ferrita y sus efectos en las bobinas…............…….69
CAPITULO IV.
IV.- ANALISIS DE FUNCIONAMIENTO……….…………………………………..………..71
4.1.- Etapas de una fuente de poder conmutada…………………………………………71
4.1.1.- El filtro EMI……….…………………………..……………….…………………....73
4.1.2.- Filtro de almacenamiento de entrada (BULK)………..………………..….…...73
4.1.3.- Transformador………………..……………………………….…………….……74
4.1.4.- Transistores de conmutación…………………….……………………..….…..75
4.1.5.- Rectificadores de salida……………..……..………………………………….…75
4.1.6.- Filtro de salida……………………………………………………………….……..76
4.1.7.- Elementos de sensado de corriente………….……………………………….…76
4.1.8.- Elementos de retroalimentación de voltaje……………………………….…….77
4.1.9.- Sección de control…………………..………………………………………….....77
4.2.- Topologías………………………..………………………………….…….................79
4.2.1.- Fuentes de poder conmutadas sin aislamiento por
transformador…………………………………………………….…..….………81
4.2.1a.- Topología de Regulador Buck (Reductor de voltaje)…..…………..…....82
4.2.1b.- Topología de Regulador Boost (Elevador de voltaje)………..…………..88
4.2.1c.- Regulador Buck-Boost (Reductor-elevador de voltaje)……………….....93
4.2.2.- Fuentes de poder conmutadas con aislamiento por
transformador………………………….…...………………………….….….…99
4.2.2a.- Topología de convertidor Flyback……….….……………..……….....…..100
4.2.2b.- Convertidor Push-Pull…….………..….………………..……….…….…102
4.2.2c.- Convertidor medio puente……...…………………..……………..….….103
4.2.2d.- Topología de convertidor puente completo….………..…………….…...104
CAPITULO V
V.- CONSIDERACIONES FINALES….……..….…………………………………………..106
5.1.- Conclusiones……………………………………………………….…….………….111
GLOSARIO
BIBLIOGRAFIA
ANEXOS
APENDICES
RESUMEN
Considerando el nivel actual de especialización en determinadas áreas de
aplicación de la electrónica, en donde se ha sabido aprovechar el sofisticado
desarrollo y fabricación de componentes semiconductores para aplicaciones de
potencia, tales como transistores BJT, MOSFETs y otros tipos de dispositivos con
características especiales, diodos de uso general y de uso especifico y de circuitos
integrados de control de conmutación mediante técnicas PWM, así mismo, la
fabricación de materiales magnéticos mejorados y otro tipo de componentes
asociados en la fabricación de fuentes de poder conmutadas, han permitido a los
involucrados en esta área de especialización de la electrónica, diseñar fuentes de
alimentación que cumplan con las demandas de un mercado internacional cada
vez mas exigente; toda vez que se requieren diseños mas eficientes y compactos,
con funcionalidades tales que protejan la integridad de los sistemas asociados y a
la fuente de alimentación en si misma.
En base a lo anterior se han desarrollado topologías básicas que permiten
a los estudiosos del tema y a los interesados en esta materia diseñar y desarrollar
prototipos que cumplan con la función de proveer un voltaje en DC con un grado
de precisión y estabilidad adecuadas a las necesidades de cada aplicación.
En este trabajo se darán a conocer de forma general algunos elementos
asociados a un sistema de alimentación para telecomunicaciones. Se tratara de
manera más detallada la teoría relacionada con los dispositivos que forman o
integran una fuente de poder que utiliza técnicas de conmutación y se analizarán
algunas de las topologías básicas involucradas en su fabricación. Finalmente se
mencionaran las ventajas y desventajas entre una fuente de poder que utiliza
técnicas de conversión lineal y una fuente de poder que utiliza técnicas de
conmutación.
CAPITULO I
INTRODUCCION.
1.1.- ANTECEDENTES.
El descubrimiento, bajo costo y disponibilidad de los semiconductores marco un
punto de retorno en el desarrollo de las fuentes de poder conmutadas. El concepto se
conoce desde los años treinta, pero pocas fuentes fueron construidas en ese tiempo
bajo técnicas de conmutación. Con el desarrollo de los transistores de potencia se
construyeron en 1977 las primeras fuentes de alimentación conmutadas que encuentran
actualmente aplicaciones en los nuevos sistemas de telecomunicaciones. El desarrollo
del semiconductor aporto las ventajas de tamaño, peso, velocidad y facilidad de uso. La
tecnología de una fuente de poder conmutada avanzo con el posterior avance en la
tecnología de semiconductores, hoy, los semiconductores han alcanzado un nivel de
sofisticación a favor de su aplicabilidad en el desarrollo de las fuentes de poder
conmutadas.
Pero,
aun
con
este
nivel
de
sofisticación
los
componentes
semiconductores son los elementos más frágiles dentro de estos sistemas. De lo
anterior podemos concluir que es importante tener un buen conocimiento, no solo de las
partes, sino también de las causas de destrucción de las mismas. La aplicación de los
semiconductores ha tenido una gran aportación en la eficiencia de las fuentes de poder
conmutadas.
1
1.2.- JUSTIFICACION.
La fuente de alimentación es el nexo entre los sistemas de telecomunicaciones y
la red pública. Por lo tanto debe no solo adaptarse a las características de la red, sino
cumplir, además, con todas las exigencias de los sistemas de telecomunicaciones y de
sus acumuladores de energía (baterías). Ello se logra convirtiendo las tensiones de la
red (o equipo que la reemplaza) en tensiones adecuadas a la alimentación de los
sistemas de telecomunicaciones o equipos asociados; respetando especialmente, sus
exigencias en lo referente a niveles, tolerancias, pureza, capacidad de carga, etc.
En este trabajo se dan a conocer las técnicas involucradas en la construcción de
una fuente de poder conmutada. Para ello, se realizará una amplia investigación para
que el estudiante y todos los interesados en el tema tengan esta información a la mano
y en español, considerando que la bibliografía especializada para este tipo de
aplicación, en su mayoría se encuentra editada en el idioma inglés. Además este podrá
servir como material de apoyo para materias relacionadas con el tema o para
investigaciones posteriores.
2
1.3.- OBJETIVOS.
Recopilar información sobre la construcción y funcionamiento de una fuente de poder
conmutada.
Destacar las ventajas de aplicación que se obtienen con el uso de las técnicas de
conmutación en la conversión de la potencia eléctrica.
Fomentar el interés en el desarrollo o aplicación de la tecnología asociada con las
fuentes de poder conmutadas.
3
1.4.- ALCANCE DEL TRABAJO.
Los alcances de este trabajo son:
Poner a disposición del lector la información básica necesaria sobre las diferentes
topologías de construcción de una fuente de poder conmutada.
Exponer las ventajas tecnológicas que hacen de una fuente de poder conmutada la
mejor opción (en cuanto a su aplicación) respecto a fuentes que utilizan técnicas
lineales para la conversión de la potencia eléctrica.
4
CAPITULO II
ASPECTOS GENERALES DE UN SISTEMA DE ALIMENTACION.
2.1.- REQUERIMIENTOS DE UN SISTEMA DE ALIMENTACION.
La fuente de alimentación es el nexo entre los sistemas asociados y la red
publica. Por lo tanto debe no solo adaptarse a las características de la red sino cumplir,
además, con todas las exigencias de los sistemas a los cuales están conectadas y de
sus acumuladores de energía (baterías). Ello se logra convirtiendo las tensiones de la
red (o equipo que la reemplaza) en tensiones adecuadas a la alimentación de los
sistemas respetando, especialmente, sus exigencias en lo referente a niveles,
tolerancias, pureza, etc.
Ante fallas de la red (por ejemplo cortes en el suministro eléctrico) o de la propia
fuente de alimentación, es necesario adoptar las medidas dirigidas a preservar la
seguridad de servicio del o los equipos asociados. He aquí, algunos puntos de vista
importantes concernientes a la fuente de alimentación de un equipo:
1.- Debe mantener las respectivas tolerancias de la tensión de alimentación a los
equipos cuando:
a).- Varía la carga entre vacío y la nominal.
b).- Se producen sobrecargas instantáneas.
c).- Varía la tensión de la red.
d).- Varía la frecuencia de la red.
5
2.- Debe mantener la pureza de la tensión continua dentro de los valores
establecidos por los reglamentos internacionales (o sea que no se podrán exceder los
valores límite de las tensiones alternas superpuestas).
3.- Debe evitar, en todo lo posible, las interrupciones del suministro de energía.
4.- Debe poseer suficientes elementos de supervisión, protección, limitación y
señalización.
5.- Debe ser fácilmente ampliable.
6.- Debe resultar rentable.
7.- Debe ser de reducidas dimensiones y poco peso.
8.- Debe resultar fácil su montaje y mantenimiento.
9.- Su diseño debe ajustarse a las normas internacionales que rigen su
construcción.
2.2.- ORGANIZACIÓN DE UN SISTEMA DE ALIMENTACION.
Se pueden distinguir cuatro niveles, los cuales pueden estar organizados de la
siguiente forma.
1) La red y los equipos que la reemplazan.
En general se obtiene la energía eléctrica requerida de la red publica, como en la
misma pueden ocurrir interrupciones del suministro de energía se utilizan equipos fijos o
6
móviles en reemplazo de la red. La red o los equipos que la reemplazan proveen
tensión alterna monofásica o trifásica.
Además de cortes de energía se pueden producir otras perturbaciones en la red,
como por ejemplo:
a).- Variaciones inadmisibles de la tensión o frecuencia.
b).- Armónicas de orden superior con amplitudes inadmisibles.
c).- Interrupciones en algunas de las fases.
Los equipos (salvo aquellos que reemplazan a la red) que subsanan estas
perturbaciones se describirán mas adelante (alimentación centralizada de energía
eléctrica).
2) Tableros de red y de distribución.
Como tales se consideran a los equipos utilizados para conectar, desconectar,
conmutar, proteger, medir y distribuir la energía eléctrica de la red. Las fuentes de
alimentación de pequeña potencia se pueden conectar a la red mediante tableros de
distribución, en cambio las de mayor potencia se deben conectar a tableros de red.
Las fuentes de alimentación para equipos que así lo requieren se subdividen en:
centralizadas y descentralizadas.
3) Alimentación centralizada de energía eléctrica.
Los equipos rectificadores de las fuentes de alimentación centralizada deben
proveer energía eléctrica a los sistemas asociados, a los convertidores continua-alterna
(inversores), a las baterías y a los convertidores continua-continua. La tensión alterna
7
de la red, o la generada por los equipos que la reemplazan, es rectificada por medio de
equipos con etapa de potencia con tiristores o por medio de equipos con etapas de
potencia con transistores, junto con las baterías y eventualmente, los equipos que
reemplazan a la red, los rectificadores deben conformar una fuente que asegure a los
sistemas asociados la alimentación de corriente continua ininterrumpida.
4) Alimentación descentralizada de energía eléctrica.
En los equipos modernos, sean estos sistemas de telecomunicaciones, equipo
de monitoreo en medicina, etc. se requieren una serie de tensiones de valores
generalmente bajos (por ejemplo, 5, 12, 24 Volts) con estrechas tolerancias y diferentes
polaridades. Las mismas se obtienen de la tensión de alimentación centralizada (por
ejemplo, 48 Volts) en este caso la tensión de transporte de energía.
El suministro en forma centralizada de las diferentes tensiones parciales seria
antieconómico, cada tensión debería poseer sus conductores propios; además, para
tensiones de alimentación baja, la corriente se incrementa y con ella la caída de tensión
en los conductores. Ello implicaría un sistema de distribución sobredimensionado.
En caso de ampliación de los equipos, por ejemplo un sistema de
telecomunicaciones, una alimentación descentralizada podrá “crecer” junto con el
mismo. Cabe agregar que en una alimentación descentralizada las perturbaciones
tienen un alcance de propagación mucho menor. La regulación de la tensión de salida
esta a cargo de transistores de potencia que en general trabajan en conmutación a
frecuencias de 20 Khz. o mayores, en algunos casos (menos frecuentes) los mismos
trabajan como reguladores en serie.
Existen, en las alimentaciones descentralizadas, diferentes métodos para
obtener las tensiones parciales requeridas:
8
a) Sistemas para tensiones continuas de entrada.
Obtención de las tensiones continuas por convertidores continuacontinua.
Obtención de las tensiones alternas por inversores continua-alterna.
b) Sistemas para tensiones alternas de entrada.
Obtención de las tensiones continuas con rectificadores.
c) Equipos de alimentación con tensión continua de entrada.
El convertidor continua-continua, también denominado convertidores de continua
o convertidor CC/CC, se les puede diferenciar en tres tipos:
Convertidor de conmutación por bloqueo,
Convertidor de conmutación en fase y
Convertidor de conmutación en contrafase.
2.3.- CLASES DE CONVERTIDORES.
En las fuentes de alimentación se emplean cuatro clases básicas de
convertidores de energía eléctrica (que utilizan componentes electrónicos de potencia),
estos son los siguientes:
9
1.- Rectificadores: convierten corriente alterna en continua, la energía fluye del
sistema de alterna al de continua.
2.- Convertidores continua-continua: convierten una tensión continua de determinado
valor y polaridad en otra tensión continua de distinto valor constante (o variable) e igual
(o diferente) polaridad; actualmente se les utiliza en las fuentes de alimentación para
obtener tensiones parciales de las de transporte (por ejemplo 48 o 60 Volts).
3.- Convertidores continua-alterna o alterna-continua (inversores).
a).- Convertidor continua-alterna: convierten corriente continua en alterna; la
energía fluye del sistema de continua al de alterna.
b).- Convertidor alterna-continua: convierten la corriente alterna en continua; la
energía fluye del sistema de alterna al de continua.
4.- convertidores alterna-alterna: convierten una corriente alterna de una tensión,
frecuencia y número de fases dadas en otra corriente alterna de otra tensión, y/u
frecuencia y/u otro número de fases.
Los convertidores se pueden subdividir, según como sea el control de su
conmutación, ya sea, en convertidores con control externo (con conmutación natural) o
convertidores con control interno -auto controlados- (con conmutación forzada).
a) Convertidores con control externo: requieren de una fuente de tensión
alterna externa que proporciona la tensión de conmutación mientras dure la misma (si
fuese necesario, mediante un transformador). Tratándose de los convertidores
controlados por la red, es esta la que suministra dicha tensión alterna y en el caso de
los controlados por la carga, es esta la que suministra la tensión. A este grupo
pertenecen, por ejemplo, los rectificadores y los convertidores alterna-alterna.
10
b) Convertidores autocontrolados: no requieren tensiones alternas externas
para su conmutación. En el circuito de conmutación actúa (mientras esta dure) una
tensión que se obtiene de un acumulador de energía (capacitivo) o incrementando la
resistencia del circuito de control del rectificador a bloquear. Los convertidores continuacontinua y los continua-alterna pertenecen, por ejemplo, a este grupo.
11
CAPITULO III
COMPONENTES ASOCIADOS EN LA CONSTRUCCION DE UNA FUENTE DE
PODER CONMUTADA.
El
descubrimiento
y
subsiguiente
bajo
costo
y
disponibilidad
de
los
semiconductores marco un punto de retorno en el desarrollo de las fuentes de poder
conmutadas. El concepto se conoce desde los años treinta, pero pocas fuentes fueron
construidas en ese tiempo bajo técnicas de conmutación. El desarrollo del
semiconductor aporto las ventajas de tamaño, peso, velocidad y facilidad de uso. La
tecnología de este tipo de fuentes de alimentación avanzo con el posterior avance en la
tecnología de semiconductores, hoy, los semiconductores han alcanzado un nivel de
sofisticación a favor de su aplicabilidad en el desarrollo de las fuentes que utilizan
técnicas de conmutación. Aun con este alto nivel de sofisticación los componentes
semiconductores son todavía los elementos más frágiles dentro de una fuente de poder
donde se hace uso de estas técnicas. La aplicación de los semiconductores ha tenido
una gran aportación en la eficiencia de las fuentes de poder que utilizan en su
funcionamiento técnicas de conmutación.
Los elementos pasivos, no son mucho menos importantes dentro de una fuente
de poder conmutada, ya que, a través de ellos se fijan características de operación y de
respuesta que van ligados a los circuitos integrados de control y que sirven como
elementos de referencia y sensado para estos últimos. Así mismo como protección para
los transistores de potencia. De lo anterior podemos concluir que es importante tener un
buen conocimiento, no solo de las partes, sino también de las causas de destrucción de
las mismas.
12
3.1.- SEMICONDUCTORES.
3.1.1.- DIODOS.
Los diodos semiconductores de potencia juegan un papel significativo en los
circuitos electrónicos de potencia. Un diodo funciona como un interruptor, a fin de llevar
a cabo varias funciones como la de interruptores en los rectificadores, de marcha libre
en los reguladores conmutados, inversión de carga de capacitores y transferencia de
energía entre componentes, aislamiento de voltaje, retroalimentación de la energía de
la carga a la fuente de energía y recuperación de la energía atrapada.
Para la mayor parte de las aplicaciones, se puede suponer que los diodos de
potencia son interruptores ideales, pero los diodos prácticos o reales difieren de las
características ideales y tienen ciertas limitaciones. Los diodos de potencia son
similares a los diodos de señal de unión pn. Sin embargo, los diodos de potencia tienen
mayores capacidades en el manejo de la energía, el voltaje y la corriente, que los
diodos de señal ordinarios. La respuesta a la frecuencia (o velocidad de conmutación)
es baja en comparación con los diodos de señal.
CARACTERÍSTICAS GENERALES.
Un diodo de potencia es un dispositivo de unión pn de dos terminales, por lo
general, una unión pn esta formada por aleación, difusión y crecimiento epitaxial. Las
técnicas modernas de control en los procesos de difusión y epitaxial permiten obtener
las características deseadas para el dispositivo, en la figura 3.1 aparece un corte
transversal de una unión pn y un símbolo de diodo.
Cuando el potencial del ánodo es positivo con respecto al cátodo, se dice que el
diodo tiene polarización directa o positiva y el diodo conduce. Un diodo en conducción
tiene una caída de voltaje directa relativamente pequeña a través de si mismo; la
13
magnitud de esta caída de voltaje depende del proceso de manufactura y de la
temperatura de la unión.
Figura 3.1.- Unión pn y símbolo de diodo.
Cuando el potencial del cátodo es positivo con respecto al ánodo, se dice que el
diodo tiene dolarización inversa. Bajo condiciones de polarización inversa, fluye una
pequeña corriente inversa (también conocida como corriente de fuga) en el rango de los
micros o de los miliamperios, cuya magnitud crece lentamente en función del voltaje
inverso, hasta llegar al voltaje de avalancha o zener. En la figura 3.2a se muestran las
características v-i de un diodo en régimen permanente. Para fines prácticos, un diodo
se puede considerar como un interruptor ideal, cuyas características se muestran en la
figura 3.2b.
Las características v-i mostradas en la figura 3.2a se pueden expresar mediante
una ecuación conocida como la ecuación de Schockley del diodo, y esta dada por,
VD
I D = IS (e
nVT
- 1)
Ecuación
14
(3-1)
Donde:
ID = corriente a través del diodo, A
VD = voltaje del diodo con el ánodo positivo con respecto al cátodo, V
IS = corriente de fuga (o corriente de saturación inversa), típicamente en el rango
entre 10-6 y 10-15 A.
n = constante empírica conocida como coeficiente de emisión o factor de
idealidad, cuyo Valor varía de 1 a 2.
El coeficiente de emisión n depende del material y la construcción física del
diodo. En el caso de los diodos de germanio, n se considera igual a 1. En los diodos de
silicio, el valor predicho de n es 2, pero en la mayor parte de los diodos de silicio reales,
el valor de n cae entre 1.1 y 1.8. En la ecuación (3-1), VT es una constante llamada
voltaje térmico y esta dada por
VT =
kT
q
Ecuación
Figura 3.2.- Características v-i del diodo.
15
(3-2)
Donde:
q = carga del electrón: 1.6022x10-19 Culombios (C)
T = temperatura absoluta en Kelvin (K = 273 + ºC)
K = constante de Boltzmann: 1.3806x10-23 J/K
A una temperatura de unión de 25 ºC, la ecuación (3-2) da
kT 1.3806´ 10- 23 ´ (273 + 25)
VT =
=
» 25.8mV
q
1.6022´ 10- 19
A una temperatura especificada, la corriente de fuga IS es una constante para un
diodo dado. La característica del diodo de la figura 2-2a se puede dividir en tres
regiones:
a) Región de polarización directa, donde VD> 0
b) Región de polarización inversa, donde VD< 0
c) Región de ruptura, donde, VD < -VZK
a) Región de polarización directa. En la región de polarización directa, VD > 0.
La corriente del diodo ID es muy pequeña si el voltaje del diodo VD es menor que un
valor específico VTD (típicamente 0.7 V). El diodo conduce totalmente si V D es mayor
que este valor VTD, que se conoce como el voltaje de umbral, voltaje de corte, o voltaje
de activación. Por lo tanto, el voltaje de umbral es un voltaje al cual el diodo conduce
totalmente.
Consideremos un pequeño voltaje de diodo V D = 0.1 V, n = 1 y VT = 25.8 mV. De
la ecuación (3-1) podemos encontrar que la corriente correspondiente al diodo I D es
VD
I D = IS (e
nVT
- 1) = IS éêe 0.1/(1´ 0.0258) - 1ù
ú= IS (48.23 - 1) = 48.23IS Con 2.1 % de error
ë
û
16
Por lo tanto, para VD > 0.1 V, que es por lo general el caso, ID >>IS, y la ecuación (3-1)
se puede aproximar, dentro de un error de 2.1 %, a
VD
ID = IS (e
nVT
VD
- 1) » ISe
nVT
Ecuación
(3-3)
b) Región de polarización inversa. En la región de polarización inversa, VD< 0.
si VD es negativo y │VD│>> VT, cosa que ocurre para VD < -0.1, el término de la
exponencial de la ecuación (3-1) se vuelve despreciablemente pequeño en
comparación con la unidad, y la corriente del diodo ID se vuelve
I D = IS (e
- VD
nVT
- 1) » - IS
Ecuación
(3-4)
Lo que indica que la corriente del diodo ID en la dirección inversa es constante y es igual
a IS.
c) Región de ruptura. En la región de ruptura, el voltaje inverso es alto, por lo
general mayor que 1000 V. la magnitud del voltaje inverso excede un voltaje
especificado conocido como voltaje de ruptura, VBR. La corriente inversa aumenta
rápidamente con un pequeño cambio en el voltaje inverso más allá de V BR. La
operación en la región de ruptura no será destructiva, siempre y cuando la disipación de
la potencia este dentro del “nivel seguro” especificado en la hoja de datos del fabricante.
A menudo es necesario limitar la corriente inversa en la región de la ruptura, a fin de
mantener la disipación de la energía dentro de valores permisibles.
CARACTERÍSTICAS DE LA RECUPERACION INVERSA.
La corriente de un diodo con polarización directa se debe al efecto neto de los
portadores mayoritarios y minoritarios. Cuando un diodo está en modo de conducción
directa y su corriente se reduce a cero (debido al comportamiento natural del circuito del
diodo o a la aplicación de un voltaje inverso), el diodo continúa conduciendo, debido a
17
los portadores minoritarios que permanecen almacenados en la unión pn y en el
material del cuerpo del semiconductor. Los portadores minoritarios requieren de un
cierto tiempo para recombinarse con cargas opuestas y neutralizarse. Este tiempo se
conoce como tiempo de recuperación inversa del diodo. En la figura 3.3 se muestran
dos características de recuperación inversa de diodos de unión. El más común es el
tipo de recuperación suave. El tiempo de recuperación inversa se denomina t rr y se
mide a partir del cruce del cero inicial de la corriente del diodo con el 25 % de la
corriente inversa máxima (o de pico), IRR. trr esta formado por dos componentes, ta y tb.
ta esta generado por el almacenamiento de carga en la región de agotamiento de la
unión y representa el tiempo entre el cruce por cero y la corriente inversa pico, I RR. tb es
debido al almacenamiento de carga en el material del cuerpo del semiconductor. La
relación tb/ta se conoce como factor de suavidad, SF. Para efectos prácticos, uno debe
preocuparse por el tiempo total de recuperación trr y por el valor pico de la corriente
inversa IRR.
t rr = t a + t b
Ecuación
(3-5)
La corriente inversa pico se puede expresar en di/dt inversa como,
I RR = t a
di
dt
Ecuación
(3-6)
El tiempo de recuperación inversa trr, puede definirse como el intervalo de tiempo
entre el instante en que la corriente pasa a través del cero, durante el cambio de la
conducción directa a la condición de bloqueo inverso, y el momento en que la corriente
inversa se ha reducido al 20 % de su valor inverso pico I RR, trr depende de la
temperatura de la unión, de la velocidad de abatimiento de la corriente directa y de la
corriente directa antes de la conmutación.
La carga de recuperación inversa QRR, es la cantidad de portadores de carga que
fluye a través del diodo en dirección inversa debido a un cambio de la conducción
18
directa a la condición de bloqueo inverso. Su valor queda determinado por el área
cerrada por la trayectoria de la corriente de recuperación inversa. La carga de
almacenamiento, que es el área envuelta por la trayectoria de la corriente de
recuperación, es aproximadamente:
1
1
1
QRR @ I RRt a + I RRt b = I RRt rr
2
2
2
Ecuación
(3-7)
Ecuación
(3-8)
Ecuación
(3-9)
O bien
I RR @
2QRR
t rr
Igualando la ecuación (3-6) con la ecuación (3-8) nos da
t rr t a =
2QRR
di
dt
Si t b es despreciable en comparación con ta, que por lo general es el caso, trr ≈ ta, y la
ecuación (3-9) se convierte en
tRR @
2QRR
di
dt
Ecuación
(3-10)
Ecuación
(3-11)
Y
IRR = 2QRR
19
di
dt
Figura 3.3.- Características de recuperación inversa.
Se puede notar de las ecuaciones (3-10) y (3-11), que el tiempo de recuperación
inversa trr y la corriente de recuperación inversa pico IRR dependen de la carga de
almacenamiento QRR y de di/dt inverso (o reaplicado). La carga de almacenamiento
depende de la corriente directa del diodo IF. La corriente de recuperación inversa pico
IRR, la carga inversa QRR y el factor de suavidad son todos de interés para el diseñador
de circuitos, y estos parámetros se incluyen en forma común en las hojas de
especificación de diodos.
Si un diodo esta en condición de polarización inversa, fluye una corriente de fuga
debida a los portadores minoritarios. En este caso, la aplicación de un voltaje directo
obligaría al diodo a conducir la corriente en la dirección directa. Sin embargo, se
requiere de un cierto tiempo, conocido como el tiempo de recuperación directa (o de
activación), antes de que los portadores mayoritarios de toda la unión puedan contribuir
al flujo de corriente. Si la velocidad de elevación de la corriente directa es alta, y la
corriente directa esta concentrada en una pequeña superficie de la unión, el diodo
puede fallar. Por lo tanto, el tiempo de recuperación directa limita la velocidad de
elevación de la corriente directa y la velocidad de conmutación.
20
3.1.1a.- TIPOS DE DIODOS DE POTENCIA.
Idealmente, un diodo no debería de tener tiempo de recuperación inversa. Sin
embargo, el costo de fabricación de un diodo semejante aumentaría. En muchas
aplicaciones, no son de importancia los efectos del tiempo de recuperación inversa, y
se pueden utilizar diodos poco costosos. Las características y las limitaciones prácticas
de cada uno de estos restringen sus aplicaciones Por lo tanto dependiendo de las
características de recuperación y de las técnicas de fabricación, los diodos de potencia
se pueden clasificar en tres categorías:
a) Diodos de uso general. Los diodos de rectificación de uso general tienen un
tiempo de recuperación inversa relativamente alto, típicamente de 25 µS, y se utilizan
en aplicaciones de baja velocidad, en las que el tiempo de recuperación no es critico
(por ejemplo, en rectificadores de diodos y convertidores para una baja frecuencia de
entrada, de hasta 1 Khz., y en convertidores conmutados en línea). Estos diodos cubren
especificaciones de corriente desde menos de uno hasta varios miles de amperios, con
especificaciones de voltaje desde 50 Volts hasta alrededor de 5 KV. Estos diodos
generalmente se fabrican por difusión. Sin embargo, los rectificadores de tipo de
aleación usados en las fuentes de alimentación para maquinas de soldadura son muy
económicos y duraderos, cuyas especificaciones pueden llegar hasta 300 Amperios y
1000 Volts.
b) Diodos de recuperación rápida. Los diodos de recuperación rápida tienen
un tiempo de recuperación bajo, por lo general menor que 5 µS. se utilizan en circuitos
convertidores cd-cd y cd-ca, en los que la velocidad de recuperación es a menudo de
importancia critica. Estos diodos cubren especificaciones de corriente, desde menos de
uno hasta cientos de amperios, con especificaciones de voltaje desde 50 Volts hasta
aproximadamente 3 KV.
21
Para especificaciones de voltaje por arriba de 400 Volts, los diodos de
recuperación rápida por lo general se fabrican por difusión y el tiempo de recuperación
es controlado por difusión de oro o platino. Para especificaciones de voltaje por debajo
de 400 Volts, los diodos epitaxiales proporcionan velocidades de conmutación mayores
que la de los diodos de difusión. Los diodos epitaxiales tienen la base mas angosta, lo
que permite un rápido tiempo de recuperación, tan bajo como 50 nS.
c) Diodos Schottky. En un diodo Schottky se puede eliminar (o minimizar) el
problema de almacenamiento de carga de una unión pn. Esto se lleva a cabo
estableciendo una “barrera de potencial” con un contacto entre un metal y un
semiconductor. Sobre una capa delgada epitaxial de silicio de tipo n se deposita una
capa de metal. La barrera de potencial simula el comportamiento de una unión pn. La
acción rectificadora solo depende de los portadores mayoritarios, y como resultado no
existen portadores minoritarios en exceso para recombinar. El efecto de recuperación
se debe a la autocapacitancia de la unión semiconductora.
La carga recuperada de un diodo Schottky es mucho menor que la de un diodo
equivalente de unión pn. Dado que se debe solo a la capacitancia de la unión,
básicamente es independiente de la di/dt inversa. Un diodo Schottky tiene una salida de
voltaje directa relativamente baja.
La corriente de fuga de un diodo Schottky es mayor que la de un diodo de unión
pn. Un diodo Schottky con un voltaje de conducción relativamente bajo tiene una
corriente de fuga relativamente alta, y viceversa. Como resultado, su voltaje máximo
permisible esta por lo general limitado a 100 Volts. Las especificaciones de corriente de
los diodos Schottky varían de 1 a 300 amperios. Los diodos Schottky son ideales para
las fuentes de alimentación de alta corriente y de bajo voltaje en corriente directa. Sin
embargo, también se utilizan en fuentes de alimentación de baja corriente para una
eficiencia mayor.
22
3.1.2.- TRANSISTORES DE POTENCIA BJT.
Los transistores de potencia tienen características controladas de activación y
desactivación. Los transistores, que se utilizan como elementos conmutadores, se
operan en la región de saturación, lo que da como resultado en una caída de voltaje
bajo en estado activo. La velocidad de conmutación de los transistores modernos es
mucho mayor que la de los tiristores, por lo que se utilizan en forma amplia en
convertidores de ca-cd y de cd-ca, con diodos conectados en paralelo inverso para
proporcionar un flujo de corriente bidireccional. Sin embargo, las especificaciones de
voltaje y de corriente son menores que las de los tiristores y por lo que, los transistores
se utilizan, por lo general, en aplicaciones de baja a media potencia. Los transistores de
potencia se pueden clasificar de manera general en cuatro categorías:
1.- Transistores bipolares de unión (BJT),
2.- Transistores semiconductores de metal oxido de efecto de campo (MOSFET),
3.- Transistores de inducción estática (SIT),
4.- Transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT).
A fin de comprender las técnicas de conversión de potencia, los BJT o MOSFET,
SIT o IGBT, se pueden tratar como interruptores ideales. Un transistor interruptor es
mucho más simple que un tiristor interruptor de conmutación forzada. Sin embargo, en
los circuitos de convertidores no es obvia la elección entre un BJT y un MOSFET, ya
que cualquiera de ellos puede reemplazar a un tiristor, siempre que su especificación
de voltaje y de corriente cumpla con los requisitos de salida del convertidor. Los
transistores reales difieren de los dispositivos ideales. Los transistores tienen ciertas
limitaciones estando restringidos a algunas aplicaciones. Las características y
especificaciones de cada uno de estos tipos deberán examinarse para determinar su
adecuación a una aplicación particular.
23
CARACTERISTICAS EN REGIMEN PERMANENTE DE UN BJT.
Un transistor bipolar se forma añadiendo una segunda región p o n a un diodo de
unión pn. Con dos regiones n y una región p, se forman dos uniones conociéndose
como un transistor NPN, ver figura 3.4a. Con dos regiones p y una región n, se conoce
como un transistor PNP, ver figura 3.4b. Las tres terminales se llaman colector, emisor y
base. Un transistor bipolar tiene dos uniones, la unión colector-base (CBJ) y la unión
base-emisor (BEJ).
Figura 3.4.- Transistores bipolares.
A pesar de que hay tres configuraciones posibles, colector común, base común y
emisor común, la configuración de emisor común de la figura 3.5a para un transistor
NPN, es la que generalmente se utiliza en aplicaciones de conmutación. Las
características típicas de entrada de la corriente de base, IB, contra el voltaje baseemisor, VBE, se muestran en la figura 3.5b. La figura 3.5c muestra las características
típicas de salida de la corriente del colector, IC, en función del voltaje colector-emisor,
VCE. En el caso de un transistor PNP, las polaridades de todas las corrientes y voltajes
son inversas.
24
Figura 3.5.- Características de los transistores NPN.
Figura 3.5c.- Características de los transistores NPN.
En un transistor existen tres regiones de operación: de corte, activa y activa de
saturación. En la región de corte, el transistor esta desactivado o la corriente de base
no es suficiente para activarlo teniendo ambas uniones polarización inversa. En la
región activa, el transistor actúa como un amplificador, donde la corriente del colector
queda amplificada mediante una ganancia y el voltaje colector-emisor disminuye con la
corriente de la base. La unión colectora base tiene polarización inversa, y la baseemisor polarización directa. En la región de saturación, la corriente de base es lo
25
suficientemente alta para que el voltaje colector-emisor sea bajo, y el transistor actúa
como interruptor. Ambas uniones (CBJ y BEJ) tienen polarización directa. La
característica de transferencia, que es una grafica de VCE en función de IB la podemos
observar en la figura 3.6.
Figura 3.6.- Características de transferencia.
En la figura 3.7 se muestra el modelo del transistor NPN bajo operación de gran
señal en cd. La ecuación que relaciona las corrientes es
IE = IC + I B
Ecuación
(3-12)
La corriente de base es efectivamente la corriente de entrada y la corriente del
colector es la corriente de salida. La relación entre la corriente del colector, IC, y la
corriente de base, IB, se conoce como ganancia de corriente b
26
β = hFE =
IC
IB
Ecuación
(3-13)
La corriente del colector tiene dos componentes: una debida a la corriente de
base y otra debida a la corriente de fuga de la unión colector-base.
Donde ICEO es la corriente de fuga colector a emisor con la base en circuito abierto
debiéndose considerar despreciable en comparación con βIB. De las ecuaciones (3-12)
y (3-13),
I E = I B (1+ β) + ICEO
Ecuación
(3-14)
» I B (1+ β)
Ecuación
(3-15)
Ecuación
(3-16)
Ecuación
(3-17)
Ecuación
(3-18)
1
β+ 1
I E » IC (1+ ) = IC
β
β
La corriente del colector se puede expresar como
IC » αIE
Donde la constante α esta relacionada con β mediante
α=
β
β+ 1
27
O bien
β=
α
1- α
Ecuación
(3-19)
Figura 3.7.- Modelo de transistor NPN.
Si consideramos el circuito de la figura 3.5a, donde el transistor es operado como
interruptor, obtenemos lo siguiente
IB =
VC = VCE = VCC - IC RC = VCC -
VB - VBE
RB
βRC
(V - VBE )
RB B
VCE = VCB + VBE
28
Ecuación
(3-20)
Ecuación
(3-21)
O bien
VCB = VCE - VBE
Ecuación
(3-22)
La ecuación (3-22) indica que siempre que VCE ≥ VBE, la unión CBJ tendrá
polarización inversa y el transistor estará en región activa. La corriente máxima del
colector en la región activa, que se puede obtener al ajustar VCB = 0 y VBE = VCE, es
ICM =
VCC - VCE VCC - VBE
=
RC
RC
Ecuación
(3-23)
Ecuación
(3-24)
Y el valor correspondiente de la corriente de base
I BM =
ICM
β
Si la corriente de base se incrementa por arriba de IBM, tanto VBE como la corriente del
colector aumentaran y se reducirá VCE por debajo de VBE. Esto continuara hasta que la
unión de CB quede con polarización directa con un VBC de aproximadamente de 0.4 a
0.5 Volts. El transistor entonces pasa a saturación. La saturación del transistor se
puede definir como el punto por arriba del cual cualquier incremento en la corriente de
base no aumenta significativamente la corriente del colector.
En saturación, la corriente del colector se conserva prácticamente constante. Si
el voltaje de saturación del colector-emisor es VCE (SAT), la corriente del colector es
ICS =
VCC - VCE (sat )
RC
Ecuación
29
(3-25)
Y el valor correspondiente de la corriente de base es:
I BS =
ICS
β
Ecuación
(3-26)
Normalmente, el circuito se diseña de tal forma que IB sea mayor que IBS. La relación
entre IB e IBS se conoce como el factor de sobreexcitación, ODF.
ODF =
IB
I BS
Ecuación
(3-27)
Y la relación entre ICS e IB se conoce como la β forzada, βf, donde
bf =
ICS
IB
Ecuación
(3-28)
Ecuación
(3-29)
La perdida total de potencia en las dos uniones es
PT = VBE I B + VCE IC
Un valor alto de factor de sobrecarga no reducirá significativamente el voltaje
colector-emisor. Sin embargo, VBE aumentara debido al incremento de la corriente de
base, resultando en una aumentada perdida de potencia en la unión base-emisor.
CARACTERISTICAS DE CONMUTACION.
Una unión pn con polarización directa exhibe dos capacitancias paralelas: una
capacitancia de la capa de agotamiento y una capacitancia de difusión. Por otra parte,
una unión pn con polarización inversa solo tiene una capacitancia de agotamiento. Bajo
condiciones de régimen permanente, estas capacitancias no juegan ningún papel. Sin
embargo, en condiciones transitorias, influyen en el comportamiento de activación y
30
desactivación del transistor. En la figura 3.8 se muestra el modelo de un transistor bajo
condiciones transitorias, donde Ccb y Cbe son las capacitancias de las uniones CBJ y
BEJ, respectivamente. La transconductancia,
m
de un BJT se define como la relación
entre ΔIC y ΔVBE. Estas capacitancias dependen de los voltajes de la unión y de la
construcción física del transistor. Ccb afecta en forma significativa la capacitancia de
entrada debida al efecto multiplicador de Miller, rce y rbe son las resistencias del colector
al emisor y de la base al emisor, respectivamente.
Figura 3.8.- Modelo transitorio del BJT.
Debido a las capacitancias internas, el transistor no se activa en forma
instantánea. En la figura 3.9, se ilustran las formas de onda y los tiempos de
conmutación. Conforme el voltaje de entrada VB se eleva desde cero hasta V1 y la
corriente de base se eleva hasta IB1, la corriente del colector no responde de inmediato.
Existe un retraso, conocido como tiempo de retraso, td antes de que fluya cualquier
corriente de colector. Este retraso es necesario para cargar la capacitancia de la unión
31
BEJ al voltaje de polarización directa VEB (aproximadamente 0.7 Volts). Una vez pasado
este retraso, la corriente del colector se eleva al valor de régimen permanente I CS. El
tiempo de elevación, tr depende de la constante de tiempo determinada por la
capacitancia de la unión BEJ.
Figura 3.9.- Tiempos de conmutación de un transistor bipolar.
La corriente de base normalmente es mayor a la requerida para saturar al
transistor. Como resultado, la carga excedente de portadores minoritarios queda
almacenada en la región de la base. Mientras más alto sea el factor de sobreexcitación,
ODF, mayor será la carga adicional almacenada en la base. Esta carga adicional, que
se conoce como carga de saturación, es proporcional a la excitación excedente de la
base y a la corriente correspondiente, Ie:
Ie = IB -
ICS
= ODF ´ I BS - I BS = I BS (ODF - 1)
β
32
Ecuación
(3-30)
Y la carga de saturación esta dada por
Qs = τsIe = τsI BS (ODF - 1)
Ecuación
(3-31)
Donde ts es conocida como la constante de tiempo de almacenamiento del transistor.
Cuando el voltaje de entrada se invierte de V1 hasta –V2, y también la corriente
de base se modifica hasta –IB2, durante un tiempo ts, conocido como tiempo de
almacenamiento, la corriente de colector no se modifica. ts es el tiempo que se requiere
para eliminar la carga de saturación de la base. Dado que V BE es todavía positivo, con
solo 0.7 Volts aproximadamente, la corriente de base invierte su dirección debido al
cambio en la polaridad de VB, desde V1 hasta –V2. La corriente inversa, -IB2, ayuda a
descargar la base y a eliminar la carga adicional de la misma. Sin –IB2, la carga de
saturación tendría que ser totalmente eliminada mediante recombinación, siendo el
tiempo de almacenamiento más largo.
Una vez eliminada la carga adicional, la capacitancia de la unión BEJ se carga al
voltaje de entrada –V2, y la corriente de base se abate hasta cero. El tiempo abatimiento
tf depende de la constante de tiempo, misma que esta determinada por la capacitancia
de la unión BEJ con polarización inversa.
La figura 3.10a muestra la carga adicional almacenada en la base de un
transistor saturado. Durante la desactivación, esta carga adicional es eliminada primero
en el tiempo ts pasando el perfil de la carga a hasta c tal como se muestra en la figura
3.10b. Durante el tiempo de abatimiento, el perfil de la carga disminuye a partir del perfil
c hasta que todas las cargas han sido eliminadas.
33
Figura 3.10.- Almacenamiento de carga en transistores bipolares saturados.
El tiempo de activación ton es la suma del tiempo de retraso td y el tiempo de
activación tr:
ton = t d + t r
Y el tiempo de desactivación toff es la suma del tiempo de almacenamiento ts y el tiempo
de abatimiento tf:
toff = t s + tf
LIMITES DE CONMUTACION.
a) Ruptura secundaria, SB. La ruptura secundaria (SB), que es un fenómeno
destructivo, resulta del flujo de corriente a una pequeña porción de la base, lo que
produce puntos calientes localizados. Si la energía en estos puntos calientes es
suficientemente grande, el calentamiento excesivo localizado puede dañar el transistor.
Por lo tanto, la ruptura secundaria es causada por un sobrecalentamiento térmico,
resultado de concentraciones altas de corriente. La concentración de corriente puede
ser causada por defectos en la estructura del transistor. La ruptura secundaria ocurre
en ciertas combinaciones de voltaje, corriente y tiempo. Dado que el tiempo esta
34
involucrado, la ruptura secundaria es básicamente un fenómeno que depende de la
energía.
b) Área de operación segura en polarización directa, FBSOA. Durante la
condición activa y en operación, la temperatura promedio de la unión y la ruptura
secundaria limitan la capacidad de manejo de potencia de un transistor. Los fabricantes
normalmente proporcionan curvas FBSOA bajo condiciones de prueba especificadas.
Las FBSOA indican los límites de IC-VCE del transistor; para una operación confiable del
mismo el transistor no debe ser sujeto a una disipación de potencia mayor que la que
se muestra en la curva FBSOA.
c) Área de operación segura en polarización inversa, RBSOA. Durante la
desactivación, el transistor debe soportar una corriente y un voltaje altos, en la mayor
parte de los casos con una unión base a emisor con polarización inversa. El voltaje
colector-emisor debe mantenerse a un nivel seguro o por debajo de un valor
especificado de la corriente del colector.
d) Decaimiento de potencia. El circuito térmico equivalente aparece en la figura
3.11, si la pérdida de potencia promedio total es PT, la temperatura de la cubierta es
TC = TJ - PT RJC
La temperatura del disipador de calor es
TS = TC - PT RCS
La temperatura ambiente es
TA = TS - PT RSA
Y
35
TJ - TA = PT (RJC + RCS + RSA )
Ecuación
(3-32)
Figura 3.11.- Circuito térmico equivalente de un transistor.
Donde:
RJC = la resistencia térmica de la unión a la cubierta, ºC/W
RCS = la resistencia térmica de la cubierta al disipador térmico, ºC/W
RSA = la resistencia térmica del disipador térmico al ambiente, ºC/W
Por lo general, la disipación máxima de potencia P T se especifica en TC = 25 ºC.
Si la temperatura ambiente es aumentada a T A = TJ (máx.) = 150 ºC, el transistor puede
disipar una potencia cero. Por otra parte, si la temperatura de la unión es T C = 0 ºC, el
dispositivo puede disipar la potencia máxima resultando esto impractico. Por lo tanto, al
interpretar las especificaciones de los dispositivos deberán considerarse tanto la
temperatura ambiente como las resistencias térmicas. Los fabricantes publican tanto
curvas para el decaimiento térmico como para la ruptura secundaria.
e) Voltaje de ruptura. Un voltaje de ruptura se define como el voltaje máximo
absoluto entre dos terminales, con la tercera terminal abierta, en corto circuito o
36
polarizada, ya sea directa o inversamente. En la ruptura el voltaje se conserva
relativamente constante, en tanto que la corriente se eleva con rapidez. Los fabricantes
citan los siguientes voltajes de ruptura:
1. VEBO: voltaje máximo entre las terminales del emisor y de la base, con
la terminal del colector en circuito abierto.
2. VCEV o VCEX: voltaje máximo entre las terminales del colector y del
emisor, a un voltaje negativo especificado aplicado entre base y
emisor.
3. VCEO (sus): voltaje máximo entre las terminales del colector y del emisor,
con la base en circuito abierto. Esta especificación se fija a los valores
máximos
de
corriente
y
voltaje
del
colector,
apareciendo
simultáneamente a través del dispositivo con un valor especifico de la
inductancia de la carga.
CONTROL DE EXCITACIÓN DE LA BASE.
La velocidad de conmutación se puede aumentar reduciendo el tiempo de
activación ton y el tiempo de desactivación toff. Se puede reducir ton permitiendo el pico
de corriente de base durante la activación, resultando en el principio una β (β F) forzada
baja. Después de la activación, se puede incrementar βF a un valor lo suficientemente
alto como para mantener el transistor en la región de casi saturación, se puede reducir
invirtiendo la corriente de base y permitiendo que durante la desactivación la corriente
de base llegue a valor pico. Aumentar el valor de la corriente de base inversa IB2 reduce
el tiempo de almacenamiento. En la figura 3.12 aparece una forma de onda típica para
la corriente de base.
37
Además de una forma fija de la corriente de base como en la figura 3.12, la β
forzada se puede controlar en forma continua para hacer coincidir las variaciones de
corriente del colector.
Las técnicas comúnmente utilizadas para optimizar la activación de la base de
un transistor son:
a) Control de activación,
b) Control de desactivación,
c) Control proporcional de la base,
d) Control de antisaturación.
Figura 3.12.- Forma de onda de la corriente de excitación de la base.
a) Control de activación. El pico de la corriente de base se puede obtener
mediante el circuito de la figura 3.13. Cuando el voltaje de entrada se conecta, la
corriente de la base queda limitada por la resistencia R1, el valor inicial de la corriente
de base es:
38
IB 0 =
V1 - VBE
R1
Ecuación
(3-33)
Ecuación
(3-34)
Ecuación
(3-35)
Y el valor final de la corriente de base es
IB1 =
V1 - VBE
R1 + R2
El capacitor C1 se carga a un valor final de
VC @V1
R2
R1 + R2
La corriente de tiempo de carga del capacitor es aproximadamente
τ1 =
R1R2C1
R1 + R2
Ecuación
(3-36)
Una vez que el voltaje de entrada VB se hace cero, la unión base-emisor tiene
polarización inversa y C1 se descarga a través de R2. La constante de tiempo de
descarga es t2 = R2C1. Para permitir suficientes tiempos de carga y de descarga, el
ancho de pulso de base debe ser t1 ≥ 5t1 y el periodo de desactivación del pulso debe
ser t2 ≥ 5t2. La frecuencia máxima de conmutación es: fs = 1/T = 1/(t1 + t2) = 0.2/(t1 +
t2).
b) Control de desactivación. Si durante la desactivación el voltaje de entrada
de la figura 3.13 se cambia a –V2, el voltaje del capacitor VC en la ecuación (3-35) se
suma a V2 a través del transistor como un voltaje inverso. Habrá un pico de corriente de
base durante la desactivación. Conforme el capacitor C1 se descarga, el voltaje inverso
se reducirá a un valor de régimen permanente, V2. Si se requieren de diferentes
características de activación y desactivación, se puede añadir un circuito de
39
desactivación (utilizando a C2, R3 y R4) tal y como se muestra en la figura 3.14. Durante
la desactivación, el diodo D1 aísla el circuito de excitación directa de la base, del circuito
de excitación inversa de la base.
Figura 3.13.- Pico de corriente de base durante la activación.
Figura 3.14.- Pico de corriente de base durante la activación y la desactivación.
40
c) Control proporcional de la base. Este tipo de control tiene ventajas sobre el
circuito de excitación constante. Si la corriente del colector cambia debido a cambios en
la demanda de la carga, la corriente de excitación de la base cambia en proporción a la
corriente del colector. Una disposición aparece en la figura 3.15. Cuando el interruptor
S1 se activa, fluye un pulso de corriente de corta duración a través de la base del
transistor Q1; y se activara hasta la saturación. Una vez que la corriente del colector
empieza a fluir, se induce una corriente de base debido a la acción del transformador.
El transistor se engancharía a si mismo, y S1 puede desactivarse. La relación de
vueltas es N2/N1 = IC/IB =β. Para la correcta operación del circuito, la corriente
magnetizante, que será mucho menor que la corriente del colector, debe ser lo mas
pequeña posible. El interruptor S1 se puede implementar mediante un transistor de
pequeña señal, y durante el periodo de desactivación del transistor de potencia se
requerirá de un circuito adicional para descargar el capacitor C 1 y para volver a
restablecer el núcleo del transformador.
Figura 3.15.- Circuito de excitación proporcional de la base.
41
d) Control de antisaturación. Si el transistor es operado severamente, el tiempo
de almacenamiento, que es proporcional a la corriente de base, aumenta y se reduce la
velocidad de conmutación. El tiempo de almacenamiento puede ser reducido operando
el transistor en una saturación suave, en vez de una saturación dura. Esto se puede
llevar a cabo fijando el voltaje de colector-emisor a un nivel predeterminado. La
corriente de colector esta dada por:
IC =
VCC - VCM
RC
Ecuación
(3-37)
Donde VCM es el voltaje de fijación y VCM > VCE (sat). En la figura 3.16 se muestra un
circuito con acción de fijación (también conocido como fijador Baker)
.
Figura 3.16.- Circuito de fijación del colector.
La corriente de base sin fijación, que es adecuada para excitar severamente al
transistor, se puede determinar a partir de
42
I B = I1 =
VB - VD1 - VBE
RB
Ecuación
(3-38)
Ecuación
(3-39)
Y la correspondiente corriente del colector es
IC = βI B
Después de que la corriente del colector se eleva, el transistor se activa, y la
fijación ocurre (debido al hecho de que D2 recibe polarización directa y conduce),
entonces
VCE = VBE + VD1 - VD 2
Ecuación
(3-40)
Ecuación
(3-41)
Ecuación
(3-42)
La corriente de carga es
IL =
VCC - VCE VCC - VBE - VD1 + VD 2
=
RC
RC
Y la corriente del colector con fijación es
IC = βI B = β(I1 - IC + I L )
=
β
(I + I )
1+ β 1 L
Para la fijación, VD1 > VD2 esto se puede obtener conectando dos o mas diodos en vez
de D1. La resistencia de la carga RC deberá satisfacer la condición
bI B > I L
43
De la ecuación (3-41).
βI B RC > (VCC - VBE - VD1 + VD 2 )
Ecuación
(3-43)
La acción de fijación da como resultado una corriente del colector más reducida y la
eliminación prácticamente total del tiempo de almacenamiento. Además, en forma
simultanea, se obtiene una activación rápida. Sin embargo, en razón de un VCE
incrementado, la disipación de la potencia en estado activo del transistor aumenta, en
tanto que la pérdida de potencia por conmutación se reduce.
3.1.3.- MOSFET DE POTENCIA.
Son dispositivos controlados por voltaje, y solo requieren de una pequeña
corriente de compuerta. Tienen velocidades de conmutación muy altas, siendo estas del
orden de nanosegundos. Estos dispositivos encuentran gran aplicación en los
convertidores de alta frecuencia y baja potencia. Un MOSFET no tiene los problemas
que un BJT con el fenómeno de ruptura secundaria, sin embargo, tienen problemas con
las descargas electrostáticas. Además, es difícil protegerlos bajo condiciones de falla
por corto circuito.
1) Un MOSFET tipo de agotamiento de canal n: se forma en un substrato de
silicio de tipo p con dos silicios de tipo n fuertemente dopados para tener conexiones de
baja resistencia. La compuerta esta aislada del canal mediante una delgada capa de
oxido. Tiene tres terminales conocidos como compuerta (G), drenaje (D) y fuente (S). El
substrato se conecta normalmente a la fuente. El voltaje de compuerta a fuente V GS,
puede ser positivo o negativo. Si VGS es negativo, algunos de los electrones del canal n
serán repelidos y se creara una región de agotamiento por debajo de la capa de oxido,
que resultara en un canal efectivo mas angosto y en una alta resistencia de drenaje a
fuente RDS. Si VGS se hace suficientemente negativo, el canal se agotara totalmente,
ofreciendo un alto valor RDS y no habrá flujo de corriente de drenaje a fuente IDS=0.
44
Cuando esto ocurre, el valor de VGS se conoce como voltaje de estrechamiento Vp. Por
otra parte, si VGS se hace positivo, el canal se ensancha e I DS aumenta debido a la
reducción en RDS.
Con un MOSFET tipo agotamiento de canal p, se invierten las polaridades de
VDS, IDS y VGS. En la figura 3.17 se muestran la estructura básica y el símbolo de un
MOSFET tipo agotamiento de canal n y canal p.
ID
ID
RD
D
G
+
Canal n
VGS
-
S
Sustrato tipo p
N+
Sustrato metálico
Compuerta
de metal
N+
RD
D
+
+
VDD
G
-
VDD
+
S
VGS
ID
-
Fuente de oxido
Símbolo
Estructura básica
a) MOSFET tipo agotamiento de canal n
ID
+
Canal p
VGS
Sustrato tipo n
P+
P+
Estructura básica
ID
S
u
s
t
r
a
t
o
m
e
t
á
l
i
c
o
RD
D
-
-
G
VDD
VDD
+
+
+
VGS
ID
RD
S
-
Símbolo
b) MOSFET tipo agotamiento de canal p
Figura 3.17.- Estructura básica y el símbolo de un MOSFET tipo agotamiento de canal n y canal p.
45
2) Un MOSFET tipo de enriquecimiento de canal n, no tiene canal físico. Si
VGS es positivo, un voltaje inducido atraerá los electrones del substrato p, y los
acumulara en la superficie por debajo de la capa de oxido. Si VGS es mayor que o igual
a un valor conocido como voltaje de umbral VT, se acumulara un número suficiente de
electrones para formar un canal virtual n y la corriente fluirá del drenaje (D) a la fuente
(S).
Si se trata de un MOSFET tipo enriquecimiento de canal p, las polaridades de
VDS, IDS y VGS se invierten. En la figura 3.18 se muestran la estructura básica y el
símbolo de un MOSFET tipo enriquecimiento de canal n y canal p.
ID
ID
RD
D
Sustrato tipo p
N+
G
+
VGS
-
S
Sustrato metálico
Compuerta
de metal
N+
RD
D
+
+
VDD
G
-
VDD
+
S
VGS
ID
-
Fuente de oxido
Símbolo
Estructura básica
a) MOSFET tipo enriquecimiento de canal n
ID
+
VGS
Sustrato tipo n
P+
P+
Estructura básica
ID
S
u
s
t
r
a
t
o
m
e
t
á
l
i
c
o
RD
D
-
-
G
VDD
VDD
+
+
+
VGS
ID
RD
S
-
Símbolo
b) MOSFET tipo enriquecimiento de canal p
Figura 3.18.- Estructura básica y el símbolo de un MOSFET tipo enriquecimiento de canal n y canal p.
46
CARACTERISTICAS DE REGIMEN PERMANENTE.
Los MOSFET son dispositivos controlados por voltaje por lo que tienen una
impedancia de entrada muy alta. La compuerta utiliza una corriente de fuga muy
pequeña, del orden de los nanoamperes. La ganancia de corriente, que es la relación
entre la corriente de drenaje, ID y la corriente de entrada de la compuerta, IG, es
típicamente del orden de 109, sin embargo, la ganancia de corriente no es un parámetro
de importancia. La transconductancia, que es la relación de la corriente de drenaje al
voltaje de la compuerta, define las características de transferencia, siendo este un
parámetro muy importante.
Existen tres regiones de operación:
1. Región de corte, donde VGS es menor o igual que el voltaje de umbral, VT;
2. Región de estrechamiento, donde VDS es menor o igual que VGS – VT y
3. Región lineal, donde VDS es igual VGS - VT.
En la región lineal la corriente de drenaje ID varia en proporción al voltaje
drenaje-fuente, VDS. En la figura 3.19 se muestran las características de transferencia y
de salida de un MOSFET.
Debido a la alta corriente de drenaje y al bajo voltaje de drenaje, los MOSFET de
potencia se operan en la región lineal para acciones de conmutación. En la región de
saturación, la corriente de drenaje se conserva prácticamente constante para cualquier
incremento en el valor de VDS, y los transistores se utilizan en esta región para la
amplificación de voltaje.
47
Figura 3.19.- Características de transferencia y de salida de un MOSFET.
48
El modelo en régimen permanente, que es el mismo, tanto para el MOSFET de
agotamiento como para el tipo enriquecimiento, aparece en la figura 3.20. La
transconductancia, gm, se define como:
gm =
DID
D VGS V
Ecuación
(3-44)
Ecuación
(3-45)
DS = cons tante
Donde VDS igual a constante.
La resistencia de salida ro = RDS, que se define como:
RDS =
D VDS
DID
Es normalmente muy alta en la región de estrechamiento, típicamente del orden de los
megaohms y muy pequeña en la región lineal, típicamente del orden de los miliohms.
Figura 3.20.- Modelo de conmutación en régimen permanente de un MOSFET
49
Para los MOSFET de tipo agotamiento, el voltaje de compuerta puede ser
positivo o negativo. Pero los MOSFET de tipo enriquecimiento solo responden a
voltajes positivos de compuerta. Los MOSFET de potencia son generalmente de tipo
enriquecimiento. Sin embargo, los de tipo agotamiento podrían ser ventajosos y
simplificar el diseño lógico en algunas aplicaciones que requieren de algún tipo de
interruptor de ca o cd compatible con la lógica, y que se mantenga activo cuando el
suministro lógico caiga y VGS se haga cero.
CARACTERISTICAS DE CONMUTACION.
Sin señal de compuerta, un MOSFET tipo enriquecimiento puede considerarse
como dos diodos conectados espalda con espalda o como un transistor npn. La
estructura de la compuerta tiene capacitancias parásitas con la fuente, C gs, y con el
drenaje, Cgd. El transistor npn tiene una unión de polarización inversa del drenaje a la
fuente y ofrece una capacitancia Cds. En la figura 3.21a se muestra el circuito
equivalente del transistor bipolar parásito en paralelo con un MOSFET. La región base
emisor de un transistor npn se pone en corto circuito en el chip, metalizando la terminal
de la fuente y la resistencia de la base al emisor, debido a que la resistencia del
material de las regiones p y n, Rbe es pequeña. Por consiguiente, un MOSFET se puede
considerar como si tuviera un diodo interno, el circuito equivalente se muestra en la
figura 3.21b. Las capacitancias parásitas dependen de sus voltajes respectivos y sus
efectos no se analizaran en detalle.
50
Figura 3.21.- Modelo de MOSFET de tipo enriquecimiento que incluye efectos parásitos.
El modelo de conmutación de los MOSFET se muestra en la figura 3.22a y las
formas de onda y sus periodos de tiempo de conmutación típicos en la figura 3.22b. El
retraso de la activación td
(on)
es el tiempo requerido para cargar la capacitancia de
entrada hasta el nivel de entrada de umbral.
El tiempo de elevación tr es el tiempo de carga de la compuerta desde el nivel de
umbral hasta el voltaje completo de la compuerta VGSP, mismo que se requiere para
excitar el transistor a la región lineal. El tiempo de retraso en la desactivación, td (off), es
el tiempo requerido para que la capacitancia de entrada se descargue desde el voltaje
en sobrexcitación de la compuerta V1 hasta la región de estrechamiento. VGS debe
reducirse en forma significativa antes de que VDS empiece a elevarse.
El tiempo de abatimiento tf es el tiempo que se requiere para que se descargue la
capacitancia de entrada desde la región de estrechamiento hasta el voltaje de umbral.
Si VGS es menor o igual a VT, el transistor se desactiva.
51
a) Modelo de conmutación del MOSFET.
b) Formas de onda y tiempos de conmutación.
Figura 3.22.- Características de conmutación de un MOSFET.
52
METODO DE EXCITACIÓN DE LA COMPUERTA.
El tiempo de activación de un MOSFET depende del tiempo de carga de la
capacitancia de entrada o de compuerta. El tiempo de activación se puede reducir
conectando un circuito RC, para cargar más rápido la capacitancia de entrada. Cuando
se conecta el voltaje de compuerta, la corriente de carga inicial de la capacitancia es:
IG =
VG
RS
Ecuación
(3-46)
Ecuación
(3-47)
Y el valor en régimen permanente del voltaje de compuerta es:
VGS =
RGVG
RS + R1 + R G
Donde RS es la resistencia interna de la fuente de excitación de la compuerta. En la
figura 3.23 se muestra el circuito de aceleración de la activación de compuerta.
Figura 3.23.- Circuito de aceleración de activación de compuerta.
53
A fin de obtener velocidades de conmutación del orden de los 100 nanosegundos
o menos, el circuito de excitación de compuerta debe tener una baja impedancia de
salida y la capacidad de manejar corrientes relativamente grandes.
Existen en el mercado gran variedad de circuitos excitadores integrados,
diseñados para manejar transistores, y que son capaces de proveer o absorber
corrientes grandes para la mayor parte de los convertidores.
3.1.4.- CIRCUITOS INTEGRADOS DE CONTROL (PWM).
Existen en el mercado una gran variedad de circuitos integrados que permiten la
implementación de funciones de alto nivel dentro de una fuente de poder conmutada.
La selección del mejor circuito integrado de control debe ser hecha después de que el
ingeniero diseñador conoce los requerimientos funcionales que se esperan del sistema.
Aunque los circuitos integrados de control PWM tengan diagramas de bloque muy
diferentes, ellos tendrán ciertas funciones de circuito comunes, que incluyen:
1.- Un oscilador que establezca la frecuencia de operación básica de la fuente y
que genere una forma de onda diente de sierra (rampa) para usarla en la conversión de
voltaje a un ancho de pulso (PWM).
2.- Drivers de salida que suministren suficiente corriente para aplicaciones donde
se manejen, baja, media y alta potencia.
3.- Un voltaje de referencia que suministre una referencia global ideal en la
fuente de poder, con la cual se comparen los voltajes de salida. Y que también provea
un voltaje estable para otras funciones de control.
4.- Un amplificador de voltaje de error de alta ganancia que realice la
comparación entre los voltajes de salida y la referencia estable.
54
5.- Un conversor del voltaje de error en ancho de pulso, que establezca el ciclo
de trabajo; en respuesta al nivel del voltaje de error en la salida del amplificador de
voltaje de error.
Estos son los bloques funcionales básicos que forman un circuito de control PWM.
Otras funciones de alto nivel que pueden estar incluidas y que usualmente se
necesitan para proveer mayor funcionalidad a una fuente de poder conmutada, son:
1.- Un amplificador de sobrecorriente, que proteja a la fuente de condiciones
anormales de sobrecorriente en la carga.
2.- Un circuito de encendido suave (soft-start), que como su nombre lo indica,
permite que la fuente encienda de manera suave, reduciendo las altas corrientes
exhibidas por toda fuente que utilice técnicas de conmutación durante la fase de
encendido.
3.- un control de tiempos muertos que ajuste el máximo ancho de pulso que el
circuito integrado de control pueda generar, así se prevendrá la ocurrencia de
conducción simultánea de dos transistores de potencia o ciclos de trabajo del cien por
ciento.
4.- Apagado por bajo voltaje, para prevenir que la fuente se encienda cuando hay
insuficiente voltaje dentro del circuito de control para llevar los conmutadores de
potencia a saturación.
Primero para elegir un integrado PWM de control, se debe primero determinar la
topología de la fuente que resulte más adecuada para las necesidades de la aplicación.
Esto nos dará una idea de los requerimientos o tipo de control que se necesita, el cual
puede ser o un single-ended o un doble-ended. Los controladores single-ended son los
usados en las fuentes que requieren de un solo transistor de conmutación de potencia
55
para implementar el diseño. Estos son usados en todas las topologías que no tienen
aislamiento por transformador y en la topología de Flyback; estos integrados tienen solo
un driver de salida.
Los circuitos integrados PWM double-ended son esos que tienen dos Drivers de
salida que podrían ser aplicados para las topologías Push-Pull, medio puente y puente
completo. Estos circuitos integrados incluyen una característica adicional llamada
double-pulse lockout, lo cual asegura que el mismo transistor de potencia no encienda
consecutivamente, lo cual causaría saturación del transformador.
Un segundo factor es cual tipo de transistor de potencia será usado dentro de la
fuente. Algunos circuitos integrados PWM tienen transistores simples como sus Drivers
de salida. Estos son más apropiados para manejar transistores de potencia bipolares.
Casi siempre es necesario agregar Drivers externos para ayudar a proveer suficiente
corriente a los transistores de potencia.
Para MOSFETs de potencia, los circuitos integrados con Drivers en configuración
Tótem-Pole son la mejor elección. Estos Drivers de salida son ideales para alimentar y
absorber los grandes picos de corriente que se necesitan para manejar las cargas
capacitivas en la compuerta de los MOSFETs. Aunque cualquier integrado de control
puede manejar cualquier tipo de transistor de potencia, la elección del integrado
apropiado redundaría en un mínimo de componentes externos adicionales para
implementar el driver.
Los circuitos integrados se dividen en dos grandes familias, según el tipo de
control que utilicen, para regular la tensión de salida: Modo voltaje, ver figura 3.24 o
modo corriente, ver figura 3.25.
56
1.- CONTROL EN MODO VOLTAJE.
En los reguladores controlados por la tensión, la salida de la fuente es
comparada con una tensión de referencia interna. La salida de este comparador se
aplica a un convertidor de duración, el cual recibe por la otra entrada, una señal de
diente de sierra del oscilador. El resultado es que se obtiene una onda cuadrada con el
ancho de pulso variable (PWM), regulando de esta forma las variaciones de tensión de
salida.
Figura 3.24.- Control en modo voltaje.
57
2.- CONTROL EN MODO CORRIENTE.
Por otro lado están los controladores por intensidad. Aunque la teoría básica
sigue siendo la misma (PWM), los reguladores en corriente se diferencian de los
anteriores, en que la señal de diente sierra interna ha sido eliminada. En su lugar,
usamos como control el incremento gradual de la corriente inductiva (tipo rampa), que
se circula por el transformador. Regulación en corriente tiene la ventaja de regular pulso
a pulso, cualquier pequeño cortocircuito o sobrecarga es detectado y el circuito
responde de forma instantánea evitando posibles daños a los elementos de potencia.
Figura 3.25.- Control en modo corriente.
58
El circuito integrado (CI) que vamos a utilizar como ejemplo para este trabajo es
el circuito integrado PWM SG3524, ver figura 3.26. Este controlador puede ser usado
para aplicaciones en modo tensión o en modo corriente, este circuito integrado contiene
en su interior todo lo necesario para construir una fuente del tipo Push-Pull.
Figura 3.26.- Diagrama de bloques de circuito integrado PWM SG3524.
59
3.2.- ELEMENTOS PASIVOS.
Los elementos pasivos, son aquellos, que al circular corriente producen una
diferencia de potencial entre sus bornes y disipan potencia en forma de calor
(consumen energía). También puede entenderse como todo aquel dispositivo que solo
absorbe o libera energía, sin producir cambios en las características de la misma. Un
ejemplo de elemento pasivo seria el resistor y las fuentes de corriente y voltaje serian
elementos activos. Los capacitores e inductores suelen estar dentro de estas dos
categorías ya que adsorben energía cuando se cargan y así mismo suministran
energía cuando se descargan. Su respuesta eléctrica ante los efectos de la
temperatura y la frecuencia, no serán mostradas, ya que, estas se pueden ver en los
manuales de fabricantes.
3.2.1.- RESISTORES.
En electricidad y electrónica existe la necesidad de materiales con valores
específicos en el rango entre lo que es un conductor o un aislador. Estos materiales son
llamados resistores. Los resistores pueden ser clasificados como fijos o variables, los
resistores variables son conocidos como potenciómetros. Pueden ser clasificados
también como lineales a no lineales, en un resistor lineal cuando el voltaje varia, la
corriente también variara en un valor proporcional. En un resistor no lineal, el
comportamiento es tal que si el voltaje varia el cambio de la corriente no es proporcional
al cambio de voltaje y son utilizados en aplicaciones especiales.
La resistencia de cualquier material esta dada de forma general por la siguiente
expresión:
R= r
L
A
60
Ecuación
(3-48)
Donde:
R = es la resistencia en ohms.
r = es la resistividad del material en ohms/cm.
L = es la longitud del material en cm.
A = es el área del material en cm2.
La relación entre la corriente y el voltaje en un resistor, esta dada por la Ley de Ohm.
I=
V
R
Ecuación
(3-49)
Donde:
V = voltaje a través del resistor, en volts.
I = corriente que fluye a través del resistor, en amperes.
La potencia disipada por un resistor puede ser expresada por cualquiera de las
siguientes expresiones:
P = VI = I 2R =
V2
R
Ecuación
(3-50)
Los parámetros y términos que definen las características de los resistores fijos
y variables son descritas por curvas típicas que muestran la variación en la resistencia
con la temperatura, además, de otras cantidades de interés que es necesario conocer
en el diseño de una fuente de poder. Estas serán explicadas en forma breve.
a) Coeficiente de temperatura de la resistencia (TCR). El coeficiente de
temperatura indica cuanto cambia la resistencia con la temperatura. Es expresado
como un porcentaje de cambio en el valor nominal de la resistencia a 25 ºC por cada
grado Celsius o en partes por millón por grado centígrado (ppm/ºC). El TCR puede ser
61
positivo o negativo. Curvas típicas muestran la variación de la resistencia con la
temperatura.
b) Rango de potencia. Es la máxima potencia que un resistor puede disipar de
manera continua a una temperatura tan alta como 70ºC, para temperaturas mas allá de
70 ºC, el rango de potencia se reduce.
c) Rango de voltaje de trabajo continuo. Es el máximo voltaje que se puede
aplicar de forma segura a un resistor.
d) Resistencia critica. La resistencia critica Rc, es el valor de resistencia donde
ambos el voltaje máximo y el rango de potencia ocurren simultáneamente.
e) Ruido. Debido a la estructura molecular del material, los electrones en un
material exhiben un movimiento aleatorio. Como resultado, voltajes aleatorios son
producidos, los cuales son referidos como ruido. El ruido se incrementa con el
incremento en el valor de la resistencia, la temperatura de operación y el ancho de
banda del circuito al cual el resistor esta conectado.
f) Efectos de la frecuencia. Un modelo de un resistor operando en altas
frecuencias, se comporta como si tuviera un inductor en serie con la resistencia y un
capacitor en paralelo a través de la resistencia y el inductor. La inductancia y la
capacitancia son debido al tipo de construcción y a la conexión de las terminales del
resistor. La capacitancia y la inductancia son elementos indeseables y los efectos de su
presencia son considerados como parásitos.
g) Estabilidad en el tiempo. Esta característica, se refiere al cambio del valor
de la resistencia sobre un intervalo de tiempo de uso. Los resistores con un valor alto
de resistencia exhiben mas estabilidad que los de valor bajo.
62
h) Fineza. La fineza de un potenciómetro se refiere a la variación de su
resistencia como una función de la rotación de la escobilla o brazo deslizador.
i) Resolución. La resolución de un potenciómetro se refiere a los pequeños
cambios en resistencia que pueden ser realizados cuando la escobilla o brazo
deslizador es rotado.
j) Resistencia final. Es la resistencia entre la escobilla y las terminales, con la
escobilla posicionada en el punto final correspondiente.
k) Resistencia de contacto. Es la resistencia entre la terminal de la escobilla y
el elemento resistivo en contacto con la escobilla.
l) Corriente en la escobilla. Es la máxima corriente que puede fluir dentro o
fuera de la terminal del brazo deslizador.
m) Estabilidad. Este parámetro indica la repetitividad de un valor de resistencia
puesto en un potenciómetro.
3.2.2.- CAPACITORES.
Los capacitores son los elementos pasivos mas ampliamente utilizados en
circuitos. Ellos están disponibles como elementos de valor fijo o variable con
capacitancias desde unos pocos picofaradios hasta miles de microfaradios. Para
obtener características únicas, una amplia variedad de materiales son usados para su
construcción.
63
Las aplicaciones de los capacitores pueden ser ampliamente categorizadas
como sigue:
1.- Bloqueo de corriente directa. Un capacitor no puede conducir la corriente
directa.
2.- Acoplamiento de señales de un circuito o un sistema a otro.
3.- Como Bypass de un resistor para permitir el flujo de la corriente alterna.
4.- Como filtro.
5.- Para sintonizado de frecuencias.
6.- Generación de ondas no senoidales, tal como una forma de onda de diente
de sierra.
7.- Almacenamiento de energía, un capacitor se puede utilizar para almacenar
suficiente carga para disparar, por ejemplo un flash o un láser.
El arreglo básico de un capacitor consiste de dos placas metálicas llamadas
electrodos, separados por un aislador, también llamado dieléctrico. La capacitancia de
un capacitor de placas paralelas, es directamente proporcional a la constante dieléctrica
relativa del aislador y al área de las placas paralelas e inversamente proporcionales a la
distancia entre ellas. La capacitancia será mayor, si la separación entre las placas es
menor y viceversa. Este hecho es convenientemente expresado por la siguiente
formula:
C=
k eo A
d
Ecuación
64
(3-51)
Donde:
C = es la capacitancia en faradios.
eo = es la constante de permitividad del espacio libre y es igual a
8.85 x 10-12 faradios/metro.
k = constante dieléctrica relativa del aislador.
A = área entre las placas, en m2.
d = distancia entre las placas, m.
También, se ve en la formula que la capacitancia puede ser incrementada
aumentando el área de las placas o variando la constante dieléctrica.
Carga y energía. La carga Q en coulombs almacenada en un capacitor, es igual,
al producto de la capacitancia C en farads y el voltaje V en volts a través del capacitor.
Es expresado en la siguiente formula:
Q = C´ V
Ecuación
(3-52)
De la Ecuación anterior podemos ver, que para almacenar una carga dada, es
necesario un voltaje mayor para un capacitor pequeño y menos voltaje para un
capacitor grande. El máximo voltaje que puede ser manejado por un capacitor sin
causar un daño irreparable en el mismo, depende tanto del dieléctrico usado como de la
separación entre las placas.
Un capacitor cargado, tiene energía almacenada en el campo eléctrico existente
entre sus placas, y se puede representar por la siguiente formula:
w=
CV 2
2
Ecuación
65
(3-53)
Donde:
w = energía almacenada entre las terminales del capacitor, en Joules
C = capacitancia, en farads
V = voltaje a través de las terminales del capacitor, en volts
Curvas características típicas describen de forma apropiada el comportamiento
de un capacitor bajo los efectos de la temperatura y la frecuencia, lo anterior se
encuentra en los manuales del fabricante y en algunas bibliografías especializadas, por
lo que aquí solo se definirán los términos y parámetros relacionados con estos
componentes, de los que podemos mencionar los siguientes:
a) Temperatura ambiente. El valor de la capacitancia depende de la
temperatura ambiente del medio alrededor del capacitor. A 25 ºC, a la cual se le
considera la temperatura ideal de un cuarto, el cambio en el valor de la capacitancia es
cero.
b) Tolerancia. Es la variación en la capacitancia expresada como un porcentaje
de su valor especifico a 25 ºC. El valor específico a 25 ºC es conocido como el valor
nominal.
c) Coeficiente de temperatura. Es el cambio en el valor de la capacitancia por
cada grado de cambio en la temperatura. Normalmente es expresado en partes por
millón por grado centígrado (ppp/ºC). El coeficiente de temperatura puede ser positivo,
negativo o cero.
d) Voltaje de trabajo. Es el máximo voltaje que puede ser aplicado a las
terminales del capacitor para una operación continua. Esta razón debe indicar si el
voltaje es dc o ac. Ya que por lo general esta razón no es la misma.
e) Voltaje de ruptura. Es el máximo voltaje a través del capacitor que causaría
que el dieléctrico se llegue a dañar.
66
f) Fuga en dc. Se refiere a una diminuta corriente directa que fluye en un
capacitor para un voltaje directo específico. La fuga se debe a unos pocos portadores
de carga libres en el dieléctrico. Por esta razón, la carga en el capacitor no puede ser
almacenada en forma definitiva.
g) Resistencia del aislamiento. Es la resistencia del dieléctrico. Entre más
grande es la resistencia, menor es la fuga de corriente. La resistencia del dieléctrico
disminuye con el aumento de temperatura.
h) Reactancia capacitiva. La reactancia capacitiva Xc en ohms de un capacitor
es igual a 0.159 dividido por el producto de la frecuencia en hertz y la capacitancia en
farads, y se representa con la siguiente formula:
Xc =
1
2pfc
Ecuación
(3-54)
La reactancia capacitiva se incrementa con la frecuencia o con la disminución
del valor de la capacitancia y viceversa.
i) Factor de potencia FP. El factor de potencia expresa la razón entre la
energía gastada a la energía almacenada en el capacitor. El factor de potencia es
función de la temperatura. El factor de potencia también se incrementa con la elevación
de la frecuencia.
j) Resistencia equivalente en serie (RES). Independiente de la resistencia de
las placas y terminales del capacitor, la resistencia equivalente en serie, es la
resistencia en red de un capacitor. La RES se incrementa con el aumento en la
frecuencia.
k) Impedancia. La impedancia Z en ohms de un capacitor es la oposición total
al flujo de la corriente alterna. Y se representa de la siguiente forma:
67
Z=
Xc 2 + (RES )2
Ecuación
(3-55)
La impedancia de un capacitor disminuye con el aumento de la frecuencia y de
la temperatura. Para un capacitor de alta calidad, la impedancia es aproximadamente
igual a la reactancia capacitiva.
l) Factor de disipación FD. Este es otro parámetro usado para describir la
calidad de un capacitor. El factor de disipación es expresado como un porcentaje y
definido como la razón del RES a Xc.
FD =
RES
´ 100%
Xc
Ecuación
(3-56)
Entre mas bajo sea el factor de disipación, mejor será el capacitor.
m) Factor de calidad Q. el factor de calidad es el inverso del factor de
disipación. Y se representa de la siguiente forma:
Q=
Xc
RES
Ecuación
(3-57)
Entre mas grande es el valor de Q, mejor es el capacitor. Los parámetros FD y Q son
relativamente fáciles de determinar con un puente de impedancias.
n) Rizo de corriente y voltaje. Rizo de corriente o voltaje es la componente de
ac de una corriente o voltaje unidireccional. El rizo de voltaje esta presente, por ejemplo
en la salida de una fuente de poder. Si la componente de rizo en un capacitor es menor
al 5%, puede ser considerado despreciable. Para valores más grandes que 5%, el rizo
contribuye al calentamiento del capacitor.
68
3.2.3.- INDUCTORES.
Los capacitores y los resistores están disponibles en una amplia variedad de
tamaños y valores, es posible encontrar casi cualquier valor, tolerancia u otro
parámetro, sin necesidad de hacer ordenes especiales.
Las bobinas por otro lado, no pueden estar fácilmente disponibles, por lo que los
técnicos tienen que fabricar sus propias bobinas, para obtener un valor de inductancia
especifica.
3.2.3a TIPOS DE NUCLEOS DE FERRITA Y SUS EFECTOS EN LAS
BOBINAS.
Cuando un núcleo de material magnético es insertado en una bobina con núcleo
de aire, hay un gran incremento en la inductancia de la bobina. Un material magnético
es cualquier tipo de sustancia que puede ser atraída por un magneto y son clasificados
como duros o suaves. El material magnético duro mantiene su magnetismo aun
después de que la fuente magnetizante ha sido removida, pero los materiales
magnéticos suaves inmediatamente pierden su magnetismo, después de remover la
fuente magnetizante.
Decir que un material magnético es suave, no significa que físicamente sea
suave. Un material magnético puede ser físicamente, extremadamente duro y
quebradizo y todavía ser magnéticamente muy suave. Los materiales magnéticos
suaves, son usados como material del núcleo de bobinas y transformadores, para
aplicaciones en radiofrecuencia y audiofrecuencia. De acuerdo con la técnica de
fabricación o tipo de los materiales magnéticos, los núcleos pueden ser:
69
a) Núcleos de hierro pulverizado. Estos tipos de núcleos están compuestos
de finas partículas de polvo de hierro o aleaciones de hierro mezcladas. Los núcleos
adquieren su forma final mediante presiones del orden de 10 a 50 tons/in 2, y finalmente
las partes son entonces unidas para poner el recubrimiento de tipo plástico. Los núcleos
de hierro pulverizado están disponibles en una gran variedad de formas y tamaños con
diferentes propiedades magnéticas para reunir diferentes requerimientos.
b) Núcleos de ferrita. Las ferritas también tienen sustancias magnéticas.
Tienen hierro y acero mezclados con elementos aislantes en sus diferentes tipos de
aleaciones. Hay muchos tipos de ferritas y la composición química exacta de cada
diferente tipo depende de su aplicación. Las ferritas diseñadas para su uso en bajas
frecuencias no pueden ser usadas en altas frecuencias y viceversa.
c) Núcleos laminados. Los núcleos utilizados en transformadores y chokes que
operan con potencia de la línea de alimentación y audiofrecuencia son hechas de hojas
de lamina de acero de varios grados y espesores.
70
CAPITULO IV
ANALISIS DE FUNCIONAMIENTO.
Una fuente de poder conmutada, no es difícil de entender cuando se ve como
una caja negra con sus terminales de entrada y de salida. Su comportamiento es
idéntico al de una fuente de poder lineal, la diferencia fundamental esta en que un
regulador lineal regula un flujo continuo de corriente de la entrada hacia la carga a fin
de mantener un voltaje constante en la carga. En una fuente conmutada se realiza la
misma función pero muestreando la entrada de voltaje y controlando el promedio de
corriente por medio del ciclo de trabajo. Cuando una alta corriente de carga es
requerida, el tiempo de encendido es incrementado para compensar el cambio.
Dos tipos básicos de reguladores conmutados constituyen la base fundamental
de todas las fuentes que utilizan técnicas de conmutación por ancho de pulso. Estos
tipos son el modo Forward y el modo Flyback. El nombre de cada uno se deriva de la
forma en que los elementos magnéticos son usados dentro de la fuente. Aunque
esquemáticamente se pueden parecer, ellos operan en forma bastante diferente.
4.1.- ETAPAS DE UNA FUENTE DE PODER CONMUTADA.
A fin de aproximarnos de una forma adecuada al diseño de una fuente de poder
conmutada, debemos de tener un entendimiento razonable de la mayoría de las etapas
o subsecciones que la integran. Por lo anterior debemos de entender, que los
dispositivos y circuitos reales difieren en cierta medida de las condiciones ideales, por lo
que, el diseño también se vera afectado.
Una forma de remediar lo anterior y que además resulta muy útil, es que, en las
primeras etapas del diseño, se haga un análisis simplificado del circuito para
comprender la operación del mismo y para establecer las características y la estrategia
de control.
71
Antes de elaborar un prototipo, se deberán investigar los efectos de los
parámetros del circuito y las imperfecciones de los dispositivos, modificando el diseño
de ser necesario. Las etapas o subsecciones discutidas a continuación representan un
sistema conceptual típico con los requerimientos mínimos para un regulador Push-Pull
de una salida, el diagrama de circuito se muestra en la figura 4.1.
Figura 4.1.- Diagrama representativo de un regulador Push-Pull.
72
4.1.1.- EL FILTRO EMI.
Esta sección esta compuesta de un pequeño filtro L-C entre la línea de entrada y
el regulador. Sirve para un doble propósito, primero, el capacitor C y el inductor L
actúan como un filtro de alta frecuencia, que impide la interferencia de radiofrecuencia
(IRF), es decir, reduce la conducción de las componentes de ruido de alta frecuencia
que abandonan la fuente y que retornan a la línea de entrada. Sin este filtro, el ruido
generado por las corrientes de alta frecuencia podría entonces radiarse desde las líneas
de alimentación como en una antena, la frecuencia de corte de este filtro pasa bajas no
debe ser más alta que 2 o 3 veces la frecuencia de operación de la fuente.
El segundo propósito de esta etapa es agregar una pequeña impedancia (L)
entre la línea de entrada y el capacitor de almacenamiento de carga de entrada (Bulk),
que sirve básicamente para reducir cualquier transitorio de voltaje que pudiera ser letal,
permitiendo al filtro de almacenamiento de carga de entrada (Bulk) y a cualquier
protección contra transitorios absorber la energía destructiva de los picos de corriente o
voltaje que vienen de la línea de entrada, dándoles un poco de margen para exceder
los rangos de voltaje de estos componentes.
4.1.2.- FILTRO DE ALMACENAMIENTO DE CARGA DE ENTRADA BULK.
Este filtro tiene un valor relativamente grande y tiene la función de almacenar la
energía de alta y baja frecuencia requerida por la fuente durante cada ciclo de
conducción de los transistores de potencia; usualmente esta formado por dos
capacitores, un capacitor electrolítico o de tantalio para las componentes de corriente
en la frecuencia de conmutación de la fuente y un capacitor cerámico para las
frecuencias de conmutación armónicas. Esta capacitancia debe representar una baja
impedancia para la corriente directa por muchas veces la frecuencia de conmutación de
la fuente.
73
Otro factor por lo que es necesario el capacitor Bulk de entrada es que la línea
de entrada puede tener una gran longitud de alambre o trazos de circuito impreso, lo
cual agrega resistencia en serie e inductancia entre la fuente de poder y la alimentación.
La línea de entrada para las altas frecuencias se asemeja a una fuente de corriente de
corriente limitada y no puede entregar las demandas de corriente de alta frecuencia
necesarias para las rápidas transiciones de voltaje y corriente dentro de la fuente, la
carga del capacitor de entrada en una baja frecuencia y suministro de corriente sobre
un mucho mas alto rango de frecuencia.
Sin ambos, un capacitor de tipo electrolítico de baja frecuencia y un capacitor de
tipo cerámico para altas frecuencias, la fuente literalmente moriría por las corrientes y
voltajes de alta frecuencia o se afectaría adversamente la estabilidad de la fuente.
4.1.3.- TRANSFORMADOR.
En la configuración Push-Pull, el transformador provee aislamiento de cd entre la
línea de entrada y la salida, también realiza la función de elevar o reducir el voltaje. En
esta configuración el transformador no almacena energía al contrario de otras
configuraciones. Se pueden agregar salidas adicionales, simplemente agregando
devanados en el secundario; esto permite una fuente conmutada que provea todos los
voltajes requeridos por la mayoría de los productos diseñados.
El transformador es el núcleo o columna vertebral de las fuentes de poder
conmutadas. Por lo que, si el transformador se diseña de forma equivocada, podría
afectar adversamente la operación de la fuente y la seguridad de los transistores de
potencia.
74
4.1.4.- TRANSISTORES DE CONMUTACION.
Estos son transistores de potencia o MOSFETs que son rápidamente
conmutados entre el estado de saturación y el de corte. Ellos sirven como una
compuerta para la entrada de energía a la fuente que será subsiguientemente
entregada a la carga.
El flujo de energía es regulado por el circuito de control, el cual sensa la energía
demandada por la carga y entonces varia el tiempo encendido de los transistores de
potencia, regulando la entrega de energía a la carga ajustándola a las demandas de la
misma.
Los transistores de potencia representan los componentes más sensibles a fallas
por estrés dentro de la fuente. Por lo anterior, se debe tener especial cuidado durante el
diseño en la fase de selección de los mismos, para así, obtener su seguro
funcionamiento.
4.1.5.- RECTIFICADORES DE SALIDA.
En la configuración de regulador Push-Pull, los rectificadores de salida conducen
al mismo tiempo que los transistores de potencia. Las formas de onda de voltaje en el
secundario en configuración aislada como esta, tienen un promedio de voltaje en dc
igual a cero, pero durante el tiempo de conducción de los transistores de potencia, el
voltaje en el secundario alcanza picos de voltaje en proporción al número de vueltas
con respecto al voltaje de entrada en el devanado primario.
Los rectificadores convierten esta forma de onda bipolar, en un tren de pulsos
unipolar. Para cambiar la polaridad del voltaje de salida, solo basta con invertir la
polaridad de los rectificadores de salida. Aunque los rectificadores conducen un
promedio de corriente igual a la corriente de carga, el valor pico de la corriente será
75
mas alto que el promedio. Por lo que, en el proceso de selección de los rectificadores,
el diseñador debe considerar cualquier pérdida adicional que pudiera ocurrir durante
estos altos picos de corriente y agregar un margen a la especificación de corriente.
4.1.6.- FILTRO DE SALIDA.
En el caso considerado, la sección correspondiente al filtro de salida tiene una
configuración conocida como convertidor en modo directo. Este filtro es llamado filtro de
entrada de choke (bobina de reactancia) o filtro L 1-C1 y es un inductor en serie seguido
por un capacitor en derivación. Su propósito es almacenar energía para la carga
durante el tiempo en el que los transistores de potencia no están conduciendo.
El tiempo de encendido de los transistores de potencia sirve para reestablecer la
energía perdida por el inductor durante su tiempo de apagado. Típicamente, un
aproximado de 50% más energía es almacenada en el inductor y el capacitor de la que
se necesita por la carga durante el periodo completo. Esta reserva puede ser inducida
en la carga por incrementos súbitos, hasta que el lazo de control pueda proveer más
energía mediante el incremento en el tiempo de encendido de los transistores de
potencia.
4.1.7.- ELEMENTOS DE SENSADO DE CORRIENTE.
El método mostrado aquí, es solo una de varias formas de implementar la
función de sensado de sobrecorriente. Esencialmente, el propósito es desarrollar un
voltaje que es proporcional a la corriente de carga de salida. Este voltaje es amplificado,
y si llega a alcanzar o sobrepasar el umbral fijado por el lazo de control del regulador de
voltaje; se presentara una condición de sobrecorriente que forzara a una reducción en
el voltaje de salida, mediante la reducción del tiempo de conducción de los transistores
de potencia.
76
Dependiendo de la forma en que la corriente de salida es sensada, de que
parámetros son agregados y de la ganancia del amplificador de sensado de corriente,
uno puede conseguir una limitación de potencia constante, una limitación de corriente
constante o una limitacion de corriente por foldback.
El tipo de limitacion de corriente elegido depende de cuanta potencia pueda
resistir la carga durante una falla de sobrecorriente o corto circuito. En los reguladores
en modo voltaje esta característica permanece completamente inactiva hasta que una
condición anormal de sobrecorriente se registra. En los reguladores con control en
modo corriente, la corriente en el primario del transformador es sensada y usada como
parte de una estrategia de control total de la fuente, ofreciendo no solo protección
contra sobrecorriente, sino que también mejora la respuesta de la fuente.
4.1.8.- ELEMENTOS DE RETROALIMENTACION DE VOLTAJE.
Este tipo de sensado, es usualmente un divisor de voltaje, que reduce
proporcionalmente el voltaje de salida al mismo valor que aparece en la entrada del
amplificador de error de voltaje, en el circuito integrado de control. El amplificador de
error de voltaje, amplifica la diferencia entre el nivel ideal (establecido por la referencia
de voltaje interna del circuito integrado de control), y la salida de voltaje actual;
presentada por los elementos de retroalimentación y por consiguiente controla los
transistores encargados de la conmutación de potencia.
4.1.9.- SECCION DE CONTROL.
Esta función se centra típicamente alrededor de un circuito integrado que se
encarga de controlar el ciclo de conmutación de los transistores de potencia, realiza la
función de corregir el voltaje de salida, a través, de elementos de sensado y la
conversión de voltaje en un ancho de pulso, una referencia de voltaje estable, un
77
oscilador, de detectar y contrarrestar la sobrecorriente y manejar el ciclo de conducción
y conmutación de los transistores de potencia. También, puede incluir un circuito de
inicio suave, un limitador de tiempo muerto y un apagado remoto.
El oscilador establece la frecuencia de operación de la fuente y genera una forma
de onda de diente de sierra para el conversor de voltaje de DC a ancho de pulso. El
amplificador de error de voltaje, amplifica la diferencia entre el voltaje de referencia ideal
y el voltaje de salida sensado por los elementos del divisor de voltaje de
retroalimentación. La salida del amplificador de error de voltaje, representa el error entre
la referencia y la salida actual de voltaje; multiplicada por la ganancia en DC del
amplificador operacional y es maneja como una compensación en DC. Esta señal de
error es presentada entonces al conversor de ancho de pulso, el cual produce un tren
de pulsos cuyo ciclo útil representa esta señal de error.
El tren de pulsos, es presentado a los transistores que manejan la conmutación
de potencia. Si es una fuente single-ended, esto es, tiene solo un conmutador de
potencia, la forma de onda es usada para accionar directamente el driver de salida. Si
es una fuente double-ended (dos transistores de potencia), en estos el tren de pulsos
generado es colocado en un flip-flop digital que dirige los pulsos alternadamente entre
los dos drivers de salida, los drivers de salida toman usualmente una de dos formas.
78
4.2.- TOPOLOGIAS.
A fin de elegir una topología apropiada para la aplicación que deseamos, es
necesario entender las diferencias entre las diferentes topologías, y que factores las
hacen adecuadas para cierta aplicación. Podemos mencionar en general cinco factores
primarios que permiten diferencia una topología de otra.
1.- El pico de corriente de inicio que se origina al encender la fuente. Este es un
indicativo de cuanto estrés deben soportar los transistores de potencia, lo cual tiende a
limitar una configuración particular, para que pueda entregar una potencia de salida
deseada y la entrada de voltaje sobre el cual pueda operar.
2.- Cuanto voltaje puede ser manejado por el devanado primario del
transformador. Esto indica cuanta potencia puede ser derivada de la línea de entrada,
ya que, a mayor voltaje alimentado por el transformador o inductor, menor será el pico
de corriente promedio que se necesitara para desarrollar la potencia de salida.
3.- Que cantidad de la característica B-H puede ser usada dentro del
transformador durante cada ciclo. Esto es útil para lograr un transformador físicamente
más pequeño, que pueda entregar la potencia de salida deseada.
4.- Aislamiento en DC de la entrada desde la carga. Esto provee aislamiento en
DC de la salida hacia la entrada y permite agregar con facilidad múltiples salidas de
voltaje. El aislamiento por transformador, también es necesario a fin de reunir los
requerimientos establecidos por el mercado.
5.- Rentabilidad y costo. Esto tiene que ver con el deseo inherente de que la
configuración requiera el mínimo de partes, sin someter los componentes a un estrés
desmedido.
La industria ha establecido el uso de varias topologías primarias, para la mayoría
de las aplicaciones. En la figura 4.2 se muestra el rango de uso para estas topologías,
las fronteras para estas áreas son determinadas principalmente por la cantidad de
estrés que los dispositivos encargados de la conmutación de potencia (Transistores de
79
potencia o MOSFETs) deben soportar y que todavía pueden proveer un rendimiento
confiable.
Las fronteras delimitadas en la figura 4.2, representan aproximadamente 20
amperes de la corriente pico. En la práctica pueden ser usados picos de corriente más
altos pero los dispositivos encargados de la conmutación de potencia podrían exhibir
modos de falla inusuales y elementos como la distribución de los componentes y la
longitud del alambrado, podría llegar a ser aun más critica. No es coincidencia que
estas topologías sean de aislamiento por transformador, ya que, en las topologías sin
aislamiento por transformador se presentan modos de falla catastróficos predecibles
que casi la mayoría de los diseñadores mas experimentados en el diseño de fuentes de
poder conocen y prefieren no correr riesgo.
Figura 4.2.- Configuraciones preferidas por la industria y sus áreas de uso.
80
4.2.1.- FUENTES DE PODER CONMUTADAS SIN AISLAMIENTO POR
TRANSFORMADOR.
Los tipos de fuentes de poder conmutadas que no usan aislamiento por
transformador, son típicamente usadas cuando algún componente externo provee
aislamiento en CD en lugar de la fuente de poder. Estos componentes externos son
usualmente transformadores que trabajan a 50 o 60 Hz, o fuentes de poder con
aislamiento de tipo “Bulk”. El área típica de aplicación es la regulación de voltaje a nivel
local en cierto tipo de tarjetas. Las fuentes de poder de este tipo son fáciles de entender,
de ahí que sean usadas como ejemplo de diseño por algunos fabricantes y por
diseñadores novatos. Los diseñadores experimentados rara vez utilizan este tipo de
configuraciones, debido a la severidad de los modos de falla causados por la ausencia
de aislamiento en DC.
Hay tres tipos de topologías básicas que usan este tipo de configuración: La
topología BUCK (Reductor de voltaje), La BOOST (Elevador de voltaje) y la BUCKBOOST (Reductor-elevador de voltaje). Cada una de estas topologías genera y regula
un voltaje que esta arriba o abajo del nivel del voltaje de entrada. Cada una de estas
tiene solo una salida de voltaje, ya que, no es muy práctico agregarle salidas
adicionales. Las fuentes sin aislamiento por transformador tienen restricciones definidas
en cuanto a su aplicación, considerando su voltaje de entrada con respecto a su voltaje
de salida. Por lo que se deben considerar estos factores previos al uso de una topología
sin aislamiento.
81
4.2.1a.- TOPOLOGIA DE REGULADOR BUCK (Reductor de voltaje).
El regulador BUCK es la topología más simple de todas las fuentes de poder
conmutadas. Es también, la mas fácil de entender y diseñar. El regulador BUCK es el
más elemental diseño en modo directo (Forward) y es el bloque básico de construcción
para todas las topologías en modo directo. Esta topología, también exhibe el modo de
falla destructivo mas severo de todas las configuraciones. Por eso, solo debe ser usada
con extrema precaución.
En un regulador Buck, el voltaje promedio de salida Va, es menor que el voltaje
de entrada Vs, de ahí la palabra reductor. El diagrama de circuito que utiliza un
transistor BJT de potencia se muestra en la figura 4.3a. La operación del circuito se
puede dividir en dos modos. El modo 1 se inicia cuando el transistor Q1 se conecta
en t = 0, la corriente de entrada, que se eleva, fluye a través del inductor L, del capacitor
de filtro C y de la resistencia de la carga R. el modo 2 comienza cuando el transistor Q1
se desconecta en t = t1. El diodo de conmutación de marcha libre Dm conduce debido a
la energía almacenada en el inductor L y la corriente en el inductor L continua fluyendo
a través de L, C, la carga y el diodo Dm. La corriente en el inductor decrece hasta que
en el siguiente ciclo el transistor Q1 se vuelve a activar. Los circuitos equivalentes
correspondientes a los modos de operación, se muestran en la figura 4.3b y las formas
de onda correspondientes a los voltajes y las corrientes aparecen en la figura 4.3c para
un flujo continuo de corriente en el inductor L. dependiendo de la frecuencia de
conmutación, de la inductancia del filtro y de su capacitancia, la corriente del inductor
puede ser discontinua.
82
Figura 4.3.-Diagrama representativo de un regulador Buck (Reductor).
83
VD
Vs
t1
t2
0
I2
kT
iL
t
T
DI
IL
I1
0
t
is
I2
I1
0
I2 - Ia
Is
t
ic
0
t
I1 - Ia
(1-k) T
-Vc = -Vo
DVc
Va
0
io
Ia
kT
t
T
0
t
Figura 4.3c.- Formas de onda en regulador Buck con IL continua.
Considerando que el voltaje a través del inductor L es, en general,
eL = L
84
di
dt
Si suponemos que la corriente del inductor L se eleva linealmente desde I 1 hasta I2 en
el tiempo t1,
Vs - Va = L
I 2 - I1
DI
=L
t1
t1
Ecuación
(4-1)
DI ´ L
Vs - Va
Ecuación
(4-2)
Es decir,
t1 =
y la corriente del inductor se abate linealmente desde I2 hasta I1 en el tiempo t2,
DI
-Va = - L
t2
Ecuación
(4-3)
Ecuación
(4-4)
O bien
t2 =
DI ´ L
Va
Donde DI = I2 -I1 es la corriente de la componente ondulatoria pico a pico del inductor L,
igualando el valor de DI en las ecuaciones (4-1) y (4-3), obtenemos:
DI =
(Vs - Va )´ t1 Va ´ t 2
=
L
L
Si sustituimos t1 = kT y t2 = (1-k) T, obtenemos el voltaje promedio de salida como:
t
V a = V s1 =
T
kVs
85
Ecuación
(4-5)
Si suponemos un circuito sin perdidas, VsIs = VaIa = kVsIa y la corriente promedio de
entrada.
I s= k I a
Ecuación
(4-6)
Ecuación
(4-7)
El periodo de conmutación T se puede expresar como:
T=
1
D I ´ L D I ´ L D I ´ L ´ Vs
= t 1+ t 2 =
+
=
f
Vs - Va
Va
Va (Vs - Va )
Lo que nos da la componente ondulatoria de la corriente de pico a pico como:
DI =
Va(Vs - Va )
fLVs
Ecuación
(4-8)
Vsk (1- k )
fL
Ecuación
(4-9)
Es decir,
DI =
Utilizando la ley de corrientes de Kirchhoff, podemos escribir la corriente del inductor I L
como:
i L = ic + i a
Si suponemos que la componente de la corriente ondulatoria de la carga Dio es muy
pequeña y despreciable, DiL = Dic. La corriente promedio del capacitor, que fluye para
t1/2 + t2/2 = T/2, es:
IC =
DI
4
86
El voltaje del capacitor se expresa como
vC =
1
i dt + vc (t = 0)
Cò c
Y el voltaje de la componente ondulatoria pico a pico del capacitor es
D Vc = v c - v c (t = 0) =
1
C
T /2
ò
0
DI
DI ´ T
DI
dt =
=
4
8C
8fC
Ecuación
(4-10)
Si sustituimos el valor de Di de la ecuación (4-8) o (4-9) en la ecuación (4-10),
obtenemos
D Vc =
Va (Vs - Va )
8LCf 2Vs
Ecuación
(4-11)
Vs k (1- k )
8LCf 2
Ecuación
(4-12)
Es decir,
D Vc =
El regulador Buck requiere de un solo transistor, es sencillo y tiene una alta
eficiencia, mayor del 90%. La di/dt de la corriente de carga esta limitado por la corriente
del inductor L. sin embargo, la corriente de entrada es discontinua y por lo general se
requiere de un filtro suavizante de entrada. Proporciona una polaridad de voltaje de
salida y corriente unidireccional de salida. En caso de un posible corto circuito a través
de la trayectoria del diodo, requiere de un circuito de protección.
87
4.2.1b.- TOPOLOGIA DE REGULADOR BOOST (Elevador de voltaje).
En un regulador BOOST, el voltaje de salida es mayor que el voltaje de entrada,
en la figura 4.4a aparece un regulador elevador que utiliza un MOSFET de potencia. Al
igual que en el regulador BUCK, la operación se puede dividir en dos modos. El modo 1
empieza cuando se activa el transistor M1 en t = 0. La corriente de entrada que se eleva,
fluye a través del inductor L y del MOSFET M1. El modo 2 empieza cuando se
desconecta el transistor M1 en t = t1. La corriente que estaba fluyendo a través de l
transistor fluirá ahora a través de L, C, la carga y el diodo Dm. La corriente del inductor
se abate hasta que inicia el siguiente ciclo y se vuelve a activar el transistor M1. La
energía almacenada en el inductor L es transferida a la carga. Los circuitos
equivalentes para este modo de operación se muestran en la figura 4.4b y las formas de
onda correspondientes a los voltajes y las corrientes se muestran en la figura 4.4c, para
una corriente continua en la carga.
88
Figura 4.4.- Diagrama representativo de un regulador Boost (Elevador).
89
VD
Vs
0
ia, iL
kT
t
T
I2
DI
I1
0
t
i1
I2
I1
0
t
ic
I2 - Ia
0
Ia
t
vc
DVc
Va
0
Io
kT
t
T
Ia
0
t
Figura 4.4c.- Formas de onda en regulador Boost con IL continua.
Si suponemos que la corriente del inductor se leva linealmente desde I 1 hasta I2
en el tiempo t1,
Vs = L
I 2 - I1
DI
=L
t1
t1
90
Ecuación
(4-13)
O bien,
t1 =
DI ´ L
Vs
Ecuación
(4-14)
Y la corriente del inductor se abate linealmente desde I2 hasta I1 en el tiempo t2,
DI
V s- V a= - L
t2
Ecuación
(4-15)
DI ´ L
(Va - Vs )
Ecuación
(4-16)
O bien,
t2 =
Donde DI = I2 – I1 es la corriente de la componente ondulatoria de pico a pico del
inductor L. de las ecuaciones (4-13) y (4-15)
DI =
Vs ´ t1 (Va - Vs )´ t 2
=
L
L
Si sustituimos t1 = kT y t2 = (1-k) T obtenemos el voltaje promedio de salida
Va = Vs
T
Vs
=
t 2 (1- k )
Ecuación
(4-17)
Si sustituimos un circuito sin perdidas, VsIs = VaIa = VsIa/ (1-k) y la corriente promedio de
entrada es
Is =
Ia
(1- k )
Ecuación
91
(4-18)
El periodo de conmutación T se puede determinar a partir de
T=
D I ´ I L ´ Va
DI ´ IL
1
DI ´ L
= t1 + t 2 =
+
=
f
Vs
(Va - Vs ) Vs (Va - Vs )
Ecuación
(4-19)
Y esto nos da la corriente de la componente ondulatoria pico a pico
DI =
Vs (Va - Vs )
fLVa
Ecuación
(4-20)
Vs ´ k
fL
Ecuación
(4-21)
o bien,
DI =
Cuando el transistor esta activo, el capacitor suministra la corriente de carga para t = t 1.
La corriente promedio del capacitor durante el tiempo t1 es Ic = Ia y el voltaje de la
componente ondulatoria de pico a pico del capacitor es:
1
D Vc = v c - v c (t = 0) =
C
t1
1
ò Icdt = C
0
t1
òI
a
0
=
I a ´ t1
C
Ecuación
(4-22)
La ecuación (4-17) da t1 = (Va - Vs) / (Vaf), sustituyendo t1 en la ecuación (4-22)
obtenemos
D Vc =
I a (Va - Vs )
VafC
Ecuación
(4-23)
Iak
fC
Ecuación
(4-24)
Es decir,
D Vc =
92
Un regulador Boost puede subir el voltaje de salida sin necesidad de un
transformador. Debido a que solo tiene un transistor, su eficiencia es alta. La corriente
de entrada es continua. Sin embargo, a través del transistor de potencia de fluir una
corriente pico alta. El voltaje de salida es muy sensible a cambios en el ciclo de trabajo
k y puede resultar difícil estabilizar el regulador. La corriente de salida es menor que la
corriente promedio del inductor en un factor (1 – k), y una corriente rms mucho mas alta
fluirá a través del capacitor de filtro, dando como resultado el uso de un capacitor y un
inductor de valor mayor que los correspondientes en un regulador reductor.
4.2.1c.- REGULADOR BUCK-BOOST (Reductor-Elevador de voltaje).
Un regulador Buck-Boost suministra un voltaje de salida que puede ser menor o
mayor que el voltaje de entrada, la polaridad del voltaje de salida es opuesta a la del
voltaje de entrada. Este regulador se conoce también como regulador inversor. En la
figura 4.5a aparece la configuración del circuito Buck-Boost.
La operación del circuito se puede dividir en dos modos. Durante el modo 1, el
transistor Q1 esta activo y el diodo Dm tiene polarización inversa. La corriente de
entrada, que se eleva, fluye a través del inductor L y del transistor Q1. Durante el modo
2, el transistor Q1 es conmutado y la corriente, que fluía a través del inductor L, fluirá a
través de L, C, Dm y la carga. La energía almacenada en el inductor L se transferirá a la
carga y la corriente se abatirá
en el inductor hasta que el transistor Q1 vuelva a
activarse en el siguiente ciclo. Los circuitos equivalentes para los modos se muestran
en la figura 4.5b y las formas de onda para los regimenes en estado permanente de
corrientes y voltajes del regulador, aparecen en la figura 4.5c, para una corriente de
carga continua.
93
Si suponemos que la corriente del inductor se eleva linealmente desde I 1 hasta I2 en el
tiempo t1
Vs = L
I 2 - I1
DI
=L
t1
t1
Ecuación
(4-25)
Ecuación
(4-26)
O bien,
t1 =
DI ´ L
Vs
Y que la corriente del inductor se abate linealmente desde I 2 hasta I1 en el tiempo t2,
DI
V a= - L
t2
Ecuación
(4.27)
Ecuación
(4-28)
Es decir,
t2 = -
DI ´ L
Va
Donde DI = I2 – I1 es la corriente de la componente ondulatoria pico a pico del inductor L.
A partir de las ecuaciones (4-25) y (4-27),
DI =
Vs ´ t1
V ´t
=- a 2
L
L
Si sustituimos t1 = kT y t2 = (1 – k) T, el voltaje de promedio de salida es,
Va = -
Vs ´ k
(1- k )
Ecuación
94
(4-29)
Si suponemos un circuito sin perdidas, VsIs = -VaIa = VsIak / (1 – k) y que la
corriente promedio de entrada Is esta relacionada con la corriente promedio de salida Ia
mediante la formula,
Is =
Ia ´ k
(1- k )
Ecuación
(4-30)
Ecuación
(4-31)
El periodo de conmutación T puede determinarse a partir de,
T=
1
D I ´ L D I ´ L D I ´ L ´ (Va - Vs )
= t1 + t 2 =
=
f
Vs
Va
VaVs
y lo anterior nos da la corriente de la componente ondulatoria pico a pico
DI =
VaVs
fL(Va - Vs )
Ecuación
(4-32)
Vs k
fL
Ecuación
(4-33)
O bien,
DI =
Cuando el transistor Q1 esta activo, el capacitor de filtro proporciona la corriente
de carga durante t = t1. La corriente promedio de descarga del capacitor es Ic = Ia y el
voltaje de la componente ondulatoria pico a pico del capacitor es,
1
D Vc =
C
t1
1
ò Icdt = C
0
t1
ò I dt =
a
0
I at1
C
95
Ecuación
(4-34)
La ecuación (4-29) da t1 = Va / f (Va - Vs) y la ecuación (4-34) se convierte en,
D Vc =
I aVa
fC (Va - Vs )
Ecuación
(4-35)
Iak
fC
Ecuación
(4-36)
O bien,
D Vc =
Un regulador Buck-Boost suministra inversión de polaridad de voltaje de salida
sin necesidad de un transformador. Tiene alta eficiencia. En caso de una falla del
transistor, di/dt de la corriente de falla queda limitado por el inductor L y será V s/L. Seria
fácil poner en practica la protección en corto circuito de la salida. Sin embargo, la
corriente de entrada es discontinua y a través del transistor Q1 fluye una corriente de
pico alta.
96
Figura 4.5.- Diagrama representativo de un regulador Buck-Boost (Reductor-Elevador).
97
V
D
Vs
t2
t2
0
t
-Vs
iL
kT
T
I2
DI
I1
0
t
i1
I2
I1
0
ic
t
I2 - Ia
0
-Ia
t
vc
DVc
-Va
0
Io
kT
T
t
Ia
0
t
.
Figura 4.5c.- Formas de onda en regulador Buck-Boost con IL continua.
98
4.2.2.- FUENTES DE PODER CONMUTADAS CON AISLAMIENTO POR
TRANSFORMADOR.
Como se ha podido ver en las topologías de reguladores sin aislamiento por
transformador, los semiconductores son los encargados de proveer el aislamiento en
DC desde la entrada hasta la salida. Los semiconductores tienen un relativo bajo voltaje
de ruptura y exhiben el peor tiempo medio entre fallas (MTBF) de todos los
componentes dentro de una fuente de poder dada, lo anterior no es porque los
transistores de potencia hayan sido manufacturados incorrectamente, sino por factores
como el calentamiento y esporádicas condiciones de funcionamiento adverso, tales
como transitorios de voltaje y corriente.
En las topologías que usan aislamiento por transformador dependen de una
barrera dieléctrica física provista por un alambrado con recubrimiento aislante. La
energía pasa a través de un material de ferrita no conductivo, previo a alcanzar la salida.
Este aislamiento por transformador puede alcanzar muchos miles de volts antes de
fallar y provee una segunda barrera dieléctrica en caso de falla de los semiconductores.
Esto disminuye grandemente las fallas por efecto domino, cuando esto llega a ocurrir
dentro del producto final.
Haciendo una inspección detallada podremos darnos cuenta que los reguladores
con aislamiento por transformador funcionan de forma análoga a los reguladores sin
aislamiento. Similarmente, hay reguladores en modo Forward y Flyback como en las
topologías sin aislamiento por transformador. En las topologías con aislamiento por
transformador, el transformador provee ahora las funciones de elevar o disminuir el
voltaje dentro de la fuente de poder. El transformador proporciona una segunda gran
ventaja y esta es la de agregar múltiples salidas sin la necesidad de agregar
reguladores separados para cada salida. Lo anterior hace que los reguladores con
topología de aislamiento por transformador sean virtualmente la elección más atractiva
para todas las aplicaciones.
99
La salida del inversor, que varia mediante una técnica PWM, es convertida a un
voltaje CD mediante un rectificador de diodos. Dado que el inversor puede operar a muy
altas frecuencias, las componentes ondulatorias del voltaje de salida en CD pueden
filtrarse fácilmente mediante filtros pequeños.
4.2.2a.- TOPOLOGIA DE CONVERTIDOR FLYBACK.
La topología para el regulador Flyback la podemos observar en la figura 4.6a. El
análisis de funcionamiento para este regulador se inicia cuando el transistor Q1 se
activa, el voltaje de alimentación aparece a través del primario del transformador y se
induce un voltaje correspondiente en el secundario. Cuando Q1 esta inactivo, se induce
un voltaje de polaridad opuesta en el primario por efectos del voltaje secundario, debido
a la acción de transformación. El voltaje mínimo del circuito abierto del transistor es
Voc = 2Vs, si Is es la corriente promedio de entrada con componente ondulatoria
despreciable y el ciclo de trabajo es k = 50%, la corriente pico del transistor es
Ip = Is / k = 2Is. La corriente de entrada es pulsatoria y discontinua.
Sin la presencia del diodo D1, fluiría una corriente de CD a través del
transformador. Cuando Q1 esta inactivo, el diodo D1 y el capacitor C1 restablecen el
núcleo del transformador. C1 se descarga a través de R1, cuando D1 esta inactivo en
cada ciclo se pierde energía. Este circuito es muy sencillo y esta restringido a
aplicaciones por debajo de 500 watts. Se trata de un convertidor en modo directo que
requiere de un lazo de retroalimentación de control de voltaje.
El núcleo del transformador también se puede restablecer instalando un
embobinado de restablecimiento como el mostrado en la figura 4.6b, donde la energía
almacenada en el núcleo del transformador es devuelta a la alimentación aumentando
así la eficiencia.
100
El voltaje en circuito abierto del transistor de la figura 4.6b, es.
Voc = Vs (1 +
Np
)
Nr
Ecuación
(4-37)
Donde Np y Nr son el número de vueltas de los bobinados primario y de
restablecimiento. La relación de vueltas de restablecimiento esta relacionada con el
ciclo de trabajo según la formula.
Para un ciclo de trabajo k = 0.8, Np / Nr = 0.8 / (1 – 0.8) = 4 y el voltaje en circuito
abierto se convierte en Voc = Vs (1 + 4) = 5Vs. El voltaje en circuito abierto del
transistor es mucho más alto que el voltaje de alimentación.
Figura 4.6a.- Convertidor Flyback.
101
Figura 4.6b.- Convertidor Flyback con bobinado de restablecimiento.
4.2.2b.- CONVERTIDOR PUSH-PULL.
La configuración Push-Pull o contrafase la podemos ver en la figura 4.7. El
funcionamiento de este convertidor se inicia cuando Q1 se activa y Vs aparece a través
de una mitad del primario. Cuando Q2 se activa, Vs es aplicado a través de la otra
mitad del transformador. El voltaje del bobinado primario oscila desde –Vs hasta Vs. La
corriente promedio a través del transformador debería idealmente ser cero. El voltaje
promedio de salida es
Vo = V 2 =
Ns
V = aV 1= aVs
Np 1
Ecuación
102
(4-38)
Los transistores Q1 y Q2 operan con un ciclo de trabajo del 50%. El voltaje en
circuito abierto, es Voc = 2Vs, la corriente promedio de un transistor, IA = IS/2 y la
corriente pico del transistor, IP = IS. Dado que el voltaje en circuito abierto del transistor
es dos veces el voltaje de suministro, esta configuración es adecuada para aplicaciones
en bajo voltaje.
Figura 4.7.- Convertidor Push-Pull.
4.2.2c.- CONVERTIDOR MEDIO PUENTE.
En la figura 4.8 podemos apreciar el circuito medio puente. En este circuito,
cuando Q1 esta activo, Vs/2 aparece a través del primario del transformador. El voltaje
del primario oscila desde –Vs/2 hasta Vs/2. el voltaje en circuito abierto del transistor es
Voc = Vs y la corriente pico del transistor es Ip = 2Is. La corriente promedio del
transistor es IA = Is. En aplicaciones de alto voltaje, el circuito medio puente es
preferible al circuito Push-Pull. Sin embargo, para aplicaciones en bajo voltaje, el
circuito Push-Pull es preferible debido a las bajas corrientes del transistor. El voltaje
promedio de salida es
103
Vo = V 2 =
Ns
V = aV 1= 0.5aVs
Np 1
Ecuación
(4-39)
Figura 4.8.- Regulador medio puente.
4.2.2d.- CONVERTIDOR PUENTE COMPLETO.
El circuito del convertidor en puente completo se muestra en la figura 4.9, cuando
Q1 y Q2 están activos, Vs aparece a través del primario. Cuando Q3 y Q4 están activos,
el voltaje en el bobinado primario se invierte a –Vs y el voltaje primario de salida es
V o = V2 =
Ns
V = aV
1 =
sa V
Np 1
Ecuación
(4-40)
El voltaje en circuito abierto del transistor es Voc = Vs y la corriente pico del
transistor Ip = Is. La corriente promedio del transistor es solo IA = Is/2. De todas las
104
configuraciones, este circuito opera con los menores esfuerzos de voltaje y de corriente
en los transistores, y es muy popular para aplicaciones de alta potencia por arriba de
750 watts.
Figura 4.9.- Convertidor puente completo.
105
CAPITULO V
CONSIDERACIONES FINALES.
La decisión de usar ya sea una fuente de poder lineal o una fuente de poder
conmutada depende de las necesidades de la aplicación. Ambos tipos de fuentes de
poder tienen distintos meritos en ciertas áreas de aplicación. Así, a fin de usar el tipo de
fuente mas apropiada para una aplicación particular, es necesario entender los
requerimientos eléctricos y el costo del producto final para elegir el tipo de fuente de
poder que mejor satisfaga estos requerimientos.
Las fuentes de poder lineales ofrecen en su diseño tres ventajas importantes en
su diseño:
1.- La primera ventaja es su simplicidad, ya que, se puede adquirir un regulador
lineal completo en un solo encapsulado y simplemente agregar dos filtros a capacitor
para almacenamiento y estabilidad. La tecnología actual es suficientemente madura
para permitir duplicar el diseño desde un libro con muy poco esfuerzo.
2.- La segunda ventaja es su operación poco ruidosa y su capacidad en el
manejo de carga. Una fuente de poder lineal genera poco o nada de ruido eléctrico en
su salida y su tiempo de respuesta a cargas dinámicas es muy corto (tiempo que toma
para responder a los cambios de corriente que demanda la carga).
3.- La tercera ventaja es que, para salidas de potencia de menos o
aproximadamente 10 watts, el costo de sus componentes y manufactura son menores
que su comparable fuente de poder conmutada.
106
Las desventajas de una fuente de poder lineal son aquellas que limitan su rango
de aplicación. En su diseño no se pueden eliminar estos defectos, pero se puede
intentar minimizarlos.
1.- Pueden ser usados como reductores de voltaje, esto significa que el voltaje
de entrada al regulador debe ser por lo menos dos o tres veces más alto que el voltaje
requerido en la salida. Esto significa, que en situaciones fuera de línea de 50 o 60 Hz,
se debe colocar antes un transformador con rectificación y filtraje; lo que aumenta el
costo del sistema.
2.- Un regulador lineal solo puede tener una salida de voltaje, ya que para cada
salida de voltaje requerida, un regulador lineal completo debe ser agregado. Este
requerimiento de múltiples salidas de voltaje eleva una vez más el costo del sistema.
3.- La mayor desventaja es el promedio de eficiencia de un regulador lineal cuya
eficiencia promedio esta entre 30 y 60 %. Esto significa que por cada watt entregado a
la carga, más de un watt se pierde dentro de la fuente. Estas perdidas ocurren
principalmente en el transistor de paso, lo que hace necesario agregar disipadores
adecuados para disipar el calor generado por el transistor de paso, debido a la alta
demanda de corriente. Para un mayor manejo de corriente de carga en función del
voltaje de alimentación, es necesario a veces sobredimensionar el tamaño del disipador,
para poder manejar potencias de alrededor de 10 watts, llegando a ser prohibitivo el
costo del disipador y por lo tanto el costo de la fuente.
107
Las fuentes de poder conmutadas evitan o eliminan los defectos que tienen las
fuentes de poder lineales en su diseño, agregando las siguientes ventajas.
1.- Las fuentes de poder conmutadas exhiben actualmente eficiencias entre 70 y
95 % independientemente del voltaje de entrada. Esto reduce drásticamente el tamaño
de los disipadores, de ahí su costo. Los transistores de potencia trabajan en su más
eficiente punto de operación (corte y saturación). Esto significa que los transistores de
potencia pueden desarrollar potencia más allá de su rango de operación hacia la carga
y mas económicamente. Ya que el voltaje de entrada es muestreado en una forma de
onda de AC y colocado en un elemento magnético, bobinados adicionales pueden
agregarse para proveer mas de una salida de voltaje. El incremento adicional en el
costo por cada salida de voltaje agregada es muy pequeño comparado con el costo
final del producto, y en el caso de fuentes de poder con aislamiento por transformador,
los voltajes de salida son independientes de la entrada de voltaje. Esto significa que el
voltaje de entrada puede variar arriba y/o abajo del nivel del voltaje de salida sin afectar
la operación de la fuente.
2.- La mayor ventaja estriba en su tamaño y su costo para mayores niveles de
potencia de salida. Ya que su frecuencia de operación es mucho mas grande que los 50
o 60 Hz de la frecuencia de la línea, y los elementos magnéticos y capacitores usados
para almacenar energía son mucho mas pequeños y el costo para construir una fuente
de poder conmutada llega a ser mucho menor que el de una fuente de poder lineal para
niveles de potencia mucho mayores, haciendo a una fuente de poder que utilice
técnicas de conmutación, mucho mas versátil para un amplio rango de aplicaciones.
108
Las desventajas de una fuente de poder conmutada suelen ser mucho menores
que en una fuente de poder lineal y usualmente son superadas por las ventajas en su
diseño.
1.- Su diseño es mucho mas complicado que su comparable lineal. Si una fuente
conmutada debe ser comprada fuera de un empaque predeterminado para adaptarla a
las necesidades de un producto particular, entonces debe ser diseñada. En este punto
el tiempo que toma diseñar una fuente de poder conmutada confiable que se adapte a
las necesidades puede ser bastante considerable, y si esto es lo ultimo que se tiene
para emprender el diseño de una fuente de poder, la curva de aprendizaje agregara
más tiempo a este tiempo. No debemos creer que diseñar una fuente de poder
conmutada es como un libro de cocina; se deben tener muchas mas consideraciones en
cuenta, aun si hay un diseño publicado que pueda reunir los requerimientos del
producto. Un diseñador experimentado puede tomarle un mínimo de tres a seis meses
(dependiendo de la complejidad), diseñar un prototipo y probarla antes de liberar el
diseño para producción. Este plan de trabajo implica un gran esfuerzo para perfeccionar
el diseño previo a la producción. Obviamente este esfuerzo va acompañado de un costo,
el cual debe ser considerado parte del escenario durante la planeación del programa de
diseño.
2.- El ruido generado en sus salidas y la entrada por una fuente de poder
conmutada es considerable y es radiado al medioambiente. Este es difícil de controlar y
no puede ser ignorado durante la fase de diseño, es verdad que puede haber
soluciones simples a este problema, como la de agregar filtraje adicional y un blindaje
para limitar los efectos del ruido en la carga y el medioambiente, esto agrega un costo
adicional a la fuente.
109
3.- Ya que en una fuente de poder conmutada se toman muestras del voltaje de
entrada en pulsos de energía de tiempo limitado, el tiempo que le toma a la fuente
conmutada en responder a cambios en la carga y en la entrada, es más lento que en
una fuente de poder lineal. A esto se le llama tiempo de respuesta a transitorios, para
compensar esta lentitud de respuesta, los capacitores carga de salida usualmente
deben incrementarse en valor para almacenar la energía que se necesita en la carga
durante el tiempo que le toma a la fuente ajustar su potencia de salida. Esto también
agregara un costo adicional, pero estas desventajas están bajo el control del diseñador
y su impacto en la fuente de poder y el sistema pueden ser minimizados.
110
5.1.- CONCLUSIONES.
En general, la industria ha establecido áreas donde las fuentes de poder lineales
y conmutadas pueden ser aplicadas. Así, las fuentes lineales, son elegidas para
aplicaciones de baja potencia, regulación a nivel de tarjetas donde la distribución de
potencia del sistema dentro de un producto es altamente variable y las necesidades de
la alimentación de voltaje de la carga son restringidas, también son usadas en circuitos
donde es necesaria una fuente de voltaje de alimentación no ruidosa, tal como en
circuitos analógicos, de audio o de interfase donde se requiere bajo costo y los
problemas por la generación de calor no son un problema.
Las fuentes de poder conmutadas son usadas en aplicaciones donde la
eficiencia de la fuente de alimentación es necesaria y la disipación de calor representa
un problema. Tal como aplicaciones donde hay respaldo con baterías, donde la vida de
las baterías y la generación de calor interno y externo son importantes, las fuentes fuera
de línea, también son básicamente conmutadas debido a su eficiencia y a la generación
de todos los voltajes necesarios dentro de un producto, especialmente en aplicaciones
de alta potencia, hasta muchos kilowatts.
En resumen, debido a su versatilidad, eficiencia, tamaño y costo, las fuentes de
poder conmutadas son preferidas actualmente en la mayoría de las aplicaciones, los
avances en la tecnología de los componentes y en el desarrollo de nuevos diseños en
las topologías agregara aun más ventajas en sus diseños para la mayoría de las
aplicaciones electrónicas.
111
GLOSARIO
Acoplamiento magnético: influencia mutua entre dos inductores o más que causa que
aparezca un campo magnético en una bobina cuando circula corriente por otra.
Admitancia: valor inverso de la impedancia. Mide la capacidad de un elemento o rama
en un circuito paralelo de permitir el paso de la corriente alterna.
Agotamiento (Zona de): parte del semiconductor, cercano a la juntura en donde no
existen portadores de carga.
Alineal: circuito que con un pequeño cambio en la entrada causa un gran cambio en la
salida (Los transistores y diodos son alinéales).
Ampere (A): unidad de medición de la corriente eléctrica.
1 Ampere = 1 coulombio/seg.
Amplitud: valor pico de una onda. En ondas simétricas es el valor de la mitad del valor
pico a pico.
Angulo de disparo: ángulo eléctrico en que las compuertas de un tiristor se encienden.
Angulo de fase: es la diferencia de fase entre dos ondas senoidales, usualmente
debido a que en el circuito existen capacitores o inductores.
Ánodo: electrodo positivo.
Atenuación: el valor por el cual la potencia de una señal disminuye en un filtro o una
red de dos puertos. Usualmente se expresa en decibeles (dB).
Autotransformador: un transformador donde una parte del devanado es común tanto
al primario como al secundario.
Beta (b): relación que existe entre los valores de las corrientes del colector y la base de
un transistor (ganancia).
Bobina (inductor): elemento que reacciona contra los cambios en la corriente a través
de el, generando una tensión que se opone a la tensión aplicada y es proporcional al
cambio de la corriente.
Bobinado: cada uno de los lados de un transformador, realizado con varias espiras
enrolladas sobre un núcleo magnético. Estos bobinados se llaman primario y
secundario respectivamente.
CA (corriente alterna): corriente eléctrica que cambia su amplitud en forma periódica
con el tiempo.
Cambio de fase: alteración que produce un elemento reactivo en la fase de la tensión o
la corriente.
Campo magnético: distribución de la energía magnética en el espacio, creado por un
imán o por el flujo de la corriente a través de un inductor.
Capacitor de paso: es un capacitor que tiene por finalidad mantener la alta ganancia
en CA. La ganancia en CC, es reducida con ayuda de una resistencia de realimentación.
CC: corriente continua.
Circuito equivalente (de fuentes y resistencias): circuito en donde todas las fuentes
de alimentación son representadas por una sola fuente equivalente y todas las
resistencias de carga son representadas por una sola resistencia equivalente.
Circuito paralelo: circuito que permite más de un paso posible para la corriente, cada
paso o camino con diferentes elementos.
Circuito serie: circuito que solo permite un solo paso posible para corriente, el paso o
camino con uno o mas elementos.
Coeficiente de acoplamiento del transformador: parámetro (k) de un transformador.
Conductancia: es el valor inverso de la resistencia y su unidad de medida es el
siemens o Mho.
Control de fase: capacidad de decidir que parte del ciclo de CA será conducido.
Propiedad que hace útiles a los tiristores.
Convertidor Tensión-Corriente: configuración caracterizada por una entrada de
voltaje y una salida de corriente, en donde la segunda es proporcional a la variación de
la primera.
Corte: estado en el que la tensión base-emisor en un transistor, no es suficiente para
polarizar el transistor en su unión base-emisor. Como consecuencia no hay corriente en
el emisor del transistor. Se dice que el transistor no conduce o esta abierto.
Corriente: cantidad de carga que circula por un conductor por unidad de tiempo,
Q / t.
I=
Coulombio: unidad de medición de la carga eléctrica. Un coulombio tiene una carga de
6.28 x 1028 electrones.
Curva característica: cada una d las curvas que describen la operación de un
dispositivo o circuito en distintas condiciones de polarización y carga.
Decibel (dB): expresa una razón de cantidades y no una cantidad. Expresa cuantas
veces mas o cuantas veces menos, pero no la cantidad exacta.
Desfase: la diferencia de fase entre dos ondas senoidales, usualmente debido a la
presencia de capacitores o inductores en el circuito:
Desplazamiento: pequeña desviación de una salida del valor teórico esperado, debido
al no acoplamiento adecuado entre los componentes internos.
Distorsión: alteración de una forma de onda original por algún elemento del circuito o
agente externo.
Disipador de calor (heatsink): dispositivo metálico utilizado para irradiar el calor
generado por componentes electrónicos.
Divisor de tensión: arreglo en serie de resistencias, en donde la tensión aplicada al
conjunto es dividida entre las resistencias de manera proporcional a los valores de
estas.
Encapsulado: envoltura que protege a los semiconductores y que permite que estos se
puedan manejar cómodamente, además de protegerlos.
Estática (electricidad): cargas eléctricas en reposo, capaces de generar grandes
diferencias de tensión.
Factor de potencia: es la relación que existe entre la potencia real dada y la potencia
aparente.
Faradio (F): unidad de capacidad de un condensador.
Fase: posición de una forma de onda con respecto a otra de la misma frecuencia,
expresada en grados.
Ferrita: material magnético en polvo que se comprime y moldea con la forma deseada,
utilizado como núcleo de bobinas o transformadores y que permite un alto Q a altas
frecuencias.
FET (Field Effect Transistor): transistor de efecto de campo en el que el flujo de
electrones que circula entre fuente (S) y drenador (D) es controlado por una tensión
aplicada en la compuerta (G).
Filtro: circuito selectivo que sólo deja pasar frecuencias determinadas, bloqueando
todas las otras.
Forma de onda senoidal: una forma de onda de tensión o corriente que tiene la
siguiente expresión matemática: Vp = Vsen (wt).
Frecuencia de resonancia: es la frecuencia donde los efectos reactivos se cancelan y
la
impedancia
o
admitancia
alcanza
su
valor
mínimo.
Fuente común: modo de operación de un FET (transistor de efecto de campo) en que
la entrada es tomada entre compuerta y fuente, y la salida entre drenaje y fuente. Se
obtiene
una
gran
ganancia
tanto
de
tensión
cono
de
corriente.
Fusible: Dispositivo de protección que abre el circuito cuando hay un consumo de
corriente mayor al esperado.
G (conductancia): inverso de la resistencia, que mide la capacidad de un elemento de
conducir corriente G = 1 / R.
Ganancia de corriente: relación entre la corriente de salida y la corriente de entrada en
un circuito amplificador.
Ganancia de tensión: relación entre la tensión de salida y la tensión de entrada en un
circuito amplificador.
Hall (efecto): desarrollo de una tensión en un metal o semiconductor cuando se
encuentra en las inmediaciones de un campo magnético.
Hertz (Hz): unidad de medida de la frecuencia, equivale a 1/segundo.
Impedancia: oposición que representa un componente o componentes al paso de la
corriente alterna.
Impedancia de entrada (Zi): impedancia observada al medir un circuito entre sus
terminales de entrada.
Inductor: elemento en forma de bobina que reacciona contra los cambios en la
corriente a través de el, generando una tensión que se opone a la tensión aplicada y
que es proporcional al cambio de la corriente.
Instrumentación: termino utilizado para referirse a todas aquellas aplicaciones que
exigen alta precisión, como telemetría, control de procesos o trafico de
telecomunicaciones, etc.
Inversor: dispositivo que convierte CA a CD o viceversa.
Lazo abierto: configuración en la que un circuito opera sin una realimentación de
control.
Lazo cerrado: configuración mediante la cual una muestra de la señal de salida es
sumada a la entrada para realizar un ajuste.
Limitador de corriente: circuito que mide de manera constante la corriente de salida y
evita que esta sobrepase un valor máximo definida con anterioridad.
Lineal (sistema): sistema o circuito en que la salida crece o decrece proporcionalmente
a la entrada.
Máxima transferencia de potencia: condición en la cual una resistencia de carga no
puede obtener mas potencia de la fuente. Este caso se presenta cuando la resistencia
de carga es igual a la resistencia interna de la fuente.
Modulador: dispositivo que varía la amplitud, frecuencia o fase de una señal AC.
Ohm (ohmio): unidad de medida de la resistencia eléctrica, representada por la letra
griega W.
Oscilador: dispositivo o circuito que produce una señal de tensión alterna periódica.
Osciloscopio: instrumento de precisión utilizado para la medición de la amplitud y le
periodo de señales variables en el tiempo.
Polarización: uso de fuentes de alimentación externas, para proveer de energía a un
dispositivo o circuito y establecer sus límites de operación.
Potencia: la velocidad con la que se consume o suministra energía de un sistema.
Potencia = energía/tiempo, la unidad de medida es el Watt o Vatio.
Potenciómetro: es un elemento de tres terminales que funciona como dos resistencias
variables en serie, pero la suma de ellas siempre permanece constante.
Push-Pull: en las topologías de fuentes de poder conmutadas. Es aquella en la que se
usan dos transistores de potencia que se alternan en su activación bajo el dominio de
un circuito que controla el periodo de conducción de los mismos.
Reactancia: oposición que presenta un dispositivo almacenador de energía, tal como
un capacitor o una bobina, al flujo de la corriente alterna. Se mide en ohms.
Realimentación: la realimentación permite tomar una muestra de la salida y sumarla a
la entrada, permitiendo a un circuito o dispositivo mantener su salida dentro de un límite
de manera forzada, a través de un circuito de control.
Realimentación negativa: es el uso de componentes pasivos con el propósito de
mejorar la estabilidad y la respuesta en frecuencia de un sistema o circuito sin sacrificar,
si es posible, la ganancia.
Reciprocidad Teorema: teorema útil para la simplificación de circuitos lineales pasivos.
Rectificador: circuito que convierte la corriente alterna CA, en corriente continua CC.
Región de ruptura: región en la que el diodo semiconductor se encuentra polarizado
inversamente mas haya de la tensión de ruptura. Un diodo común se destruiría, pero un
diodo zener regularía una tensión fija.
Regulación: medida de la calidad de la señal en CC, entregada por un regulador ante
variaciones de la carga. Se mide como la variación en la tensión de salida ante
condiciones extremas de carga (carga máxima y carga nula).
Regulador conmutado: regulador que usa técnicas PWM para proveer regulación en
CC, incrementando la eficiencia de la fuente de alimentación.
Regulación de tensión: capacidad de un regulador de mantener una tensión dada, aun
con cambios en la carga.
Relación de vueltas: cociente entre el número de espiras entre el bobinado primario y
el bobinado secundario de un transformador. Np/Ns = Vp/Vs.
Reluctancia: resistencia magnética, es el cociente del flujo y la fuerza magnetomotriz.
Resistencia: es la medida de cuanto se opone un circuito al paso de la corriente
eléctrica a través de el.
Respuesta en frecuencia: la característica de transferencia de un circuito en función
de la frecuencia.
Rizado (Ripple): onda en corriente alterna de baja amplitud, superpuesta sobre una
señal rectificada.
Retentividad: cantidad de magnetización que
ferromagnético al quitarle la fuente magnetizante.
permanece
en
un
material
Saturación: región de funcionamiento de un transistor en que ambas junturas del
transistor se encuentran polarizadas directamente, lo que causa que la tensión entre
colector y emisor sea muy pequeña (casi cero volts).
Sobrecarga: es la condición en que la carga pide más corriente que la que puede
suministrar la fuente de alimentación. Si el circuito no tiene protección contra
sobrecargas se puede dañar.
Superposición: es un principio que comparten todos los sistemas lineales, que afirma
que la salida causada por varias entradas a la vez es la suma de las salidas de cada
entrada por separado.
Tensión de ruptura: tensión que provoca la ruptura de la unión PN en un diodo
polarizado inversamente.
Tensión RMS: valor de tensión en corriente continua que producirá la misma potencia
disipada en una resistencia.
Termistor: dispositivo sensible a la temperatura, que tiene una resistencia con
coeficiente de temperatura negativo. Si la temperatura se incrementa su valor de
resistencia disminuye.
Thevenin (equivalente): circuito formado por una fuente de tensión en serie con una
resistencia, que es equivalente a un circuito.
Tiempo de subida: tiempo en que la salida de un circuito pasa de un 10% a un 90% de
su valor final, cuando a su entrada se aplica un escalón.
Tiristor: familia de dispositivos semiconductores que incluyen a los SCRs, DIACs,
TRIACs entre otros.
Transformador: arreglo de dos o más bobinados diseñados para permitir que el campo
magnético producido en uno de ellos genere una tensión en el o los otros.
Vatio: medida de potencia. 1 vatio = 1 julio / segundo
Voltio (Volt): unidad de medida de la diferencia de potencial o tensión eléctrica.
Watt: medida de potencia. 1 watt = 1 julio / segundo.
Weber (Wb): unidad de medida de flujo magnético.
Z (impedancia): oposición de un circuito al paso de la corriente alterna.
Zin (impedancia de entrada): oposición a la corriente alterna que tienen los circuitos a
la entrada de una señal, vista desde la entrada.
Zout (impedancia de salida): oposición a la corriente alterna que tiene un circuito,
visto desde la salida.
ANEXOS
LISTA DE TERMINOS Y SIMBOLOS
Características eléctricas, físicas y de señalización de
entrada.
Características Eléctricas
Tensión de Entrada Nominal (Nominal Voltage) Aquella a la que está pensada para
trabajar la fuente
Rango de Tensión de Entrada (Voltage Range) El rango de tensiones de entrada en
el cual el convertidor trabaja dentro de las especificaciones de diseño.
Corriente de Entrada sin Carga (Current at No Load) La corriente que consume el
convertidor cuando la corriente a la salida es cero y la tensión de entrada está en el
valor más bajo del rango de entrada.
Corriente de Entrada a Plena Carga (Current at Full Load) La corriente que consume
el convertidor cuando la corriente de salida es máxima y la tensión de entrada está en el
valor más bajo del rango de entrada.
Rizado de la Corriente Reflejada (Rejected Ripple) La parte alterna de la corriente de
entrada del convertidor.
Características Físicas
Protección Indica si el convertidor tiene internamente un fusible.
Protección contra Tensión Inversa (Reverse Voltage Protection) Circuito
incorporado en el convertidor para evitar daños provocados si se conecta la tensión de
entrada con la polaridad invertida.
Filtro Indica si el convertidor tiene internamente un circuito a la entrada para reducir el
rizado de la corriente reflejada.
Características de Señalización
Apagado Remoto (Remote Inhibit) Señal binaria que provoca la entrada en estado de
reposo del convertidor.
Características eléctricas, físicas y de señalización de
salida.
Características Eléctricas
Potencia (Power) La potencia continua máxima que puede se obtenida a la salida del
CCP.
Regulación de Linea (Line Regulation) El porcentaje de cambio de la tensión de
salida provocado por la variación máxima de la tensión de entrada dentro del rango de
variación.
Regulación de Carga (Load Regulation) El porcentaje de variación de la tensión de
salida provocado por la variación de la carga.
Regulación Cruzada (Cross Regulation) En convertidores con múltiples salidas, la
variación de la tensión en una de las salidas provocada por el cambio de carga en otra
de las salidas.
Respuesta Transitoria (Transient Response) El tiempo máximo que tarda la tensión
de salida en volver a los márgenes de las especificaciones frente a un escalón de carga.
Precisión de Establecimiento (Setting Accuracy) La diferencia porcentual entre la
tensión de referencia actual y la tensión de salida para carga dentro del margen y
tensión de entrada nominal.
Rizado y Ruido (Ripple and Noise) La suma de todas las componentes de ruido de la
señal de salida medidas pico a pico sobre un ancho de banda determinado.
Deriva (Drift) Variación de la tensión de salida a lo largo de un período de tiempo,
independientemente de las variaciones de tensión de entrada, carga y temperatura.
Coeficiente de Temperatura (Temperature Coeficient) El porcentaje de cambio de la
tensión de salida por cambio de la temperatura externa en ºC promediado sobre el
rango completo de temperatura de funcionamiento.
Eficiencia (Eficiency) La relación entre la potencia de salida y la potencia total de
entrada expresada en porcentaje.
Tiempo de Mantenimiento (Hold Up Time) El tiempo máximo que el convertidor se
mantiene dentro de los márgenes de regulación cuando desaparece la tensión de
entrada y está entregando la potencia máxima a tensión nominal de entrada.
Carga Mínima (Minimun Load) Corriente por debajo de la cual la regulación del CCP
no está garantizada.
Corriente de Reposo (Shutdown Idle Current) Corriente consumida por el convertidor
cuando está en reposo (standby).
Protección por Regresión de Corriente (Foldback Current Limiting) Método de
limitación de la corriente de salida mediante la reducción de la tensión y la corriente de
salida simultáneamente.
Características Físicas
Salida Flotante (Floating Output) Una salida con su propia línea de retorno aislada
que no está referida a ninguna de las otras salidas o a la masa del sistema.
Protección contra Sobretensiones (Overvoltage Protection) Circuito que detecta
sobretensiones por encima de un determinado nivel a la salida y apaga el convertidor
para evitar daños en la carga.
Protección de Corto contra Sobrecarga (Crowbar Protection) Método de protección
que cortocircuita la salida cuando aparece una tensión excesiva.
Protección contra Cortocircuitos (Short Circuit Protection) Limitación automática de
la corriente de salida para prevenir daños en el convertidor cuando se establece un
cortocircuito en los terminales de salida.
Protección contra Sobrecarga (Overload Protection) Limitación automática de la
corriente o de la potencia de salida para prevenir daños en el convertidor.
Protección Térmica (Thermal Protection) Detector interno de temperatura que apaga
el convertidor si esta supera un determinado límite.
Sensado Remoto (Remote Sense) Un método de compensar el deterioro de la
regulación causado por la resistencia de los cables hasta la carga. Se lleva a cabo
midiendo la tensión en la carga y usando la diferencia entre este valor y la referencia
interna para regular la tensión de salida.
Características de Señalización
Fallo de Energía (Power Fault, Power Fail) Señal binaria que avisa que las salidas no
están dentro de los límites de regulación debido a un fallo de la fuente de energía de
entrada.
Alimentación Correcta (Power Good, Output Good) Señal binaria que avisa que las
salidas están dentro de los límites de regulación.
General
Topología El principio de diseño en el cual se basa el convertidor.
Aislamiento (Isolation) La separación eléctrica entre la entrada y la salida expresada
como una tensión continua de ensayo, y una resistencia con una capacidad en paralelo.
Doble Aislamiento (Double Insulation) Aislamiento independiente aplicado al
aislamiento básico para reducir el riesgo de shock eléctrico si falla el aislamiento
primario.
Rango de Temperatura (Operating Temperature, Range of) El rango de
temperaturas en ºC sobre el cual el convertidor es capaz de trabajar de forma segura.
Derating Reducción de la potencia de salida necesaria para trabajar de forma segura a
una determinada temperatura, expresada en % frente a ºC hasta la temperatura
máxima de trabajo.
Frecuencia de Conmutación (fs) (Switching Frequency) Frecuencia del armónico
fundamental de la señal de control del interruptor de potencia de la fuente.
Extra-low Voltage (ELV) Circuit Un circuito eléctrico secundario con diferencias de
tensión entre cualesquiera dos conductores o un conductor y tierra nunca excede 42.4
Vca pico ó 60 Vcc bajo condiciones normales, que está separado de niveles de tensión
peligrosos al menos por un aislante y que no reúne todas las características de un
SELV.
Tensión Extra-Baja de Seguridad (TEBS) vease Extra-low Voltage (SELV) Circuit.
Safety Extra-low Voltage Circuit (SELV) Circuito eléctrico que trabaja sometido a
TEBS.
HOJAS DE DATOS
Lista de Símbolos
b dinámica de compensación de un lazo de realimentación
C condensador
Ce; Cs condensador de entrada y de salida en un convertidor conmutado de
d relación de conducción del interruptor controlado en un convertidor
d’
conmutado
relación de no conducción del interruptor controlado en un convertidor conmutado
D diodo
fc
frecuencia de corte del filtro de salida de un convertidor conmutado
fp frecuencia de la señal triangular portadora
fs
frecuencia de conmutación del interruptor controlado
fsen frecuencia de la señal senoidal moduladora
ie corriente de entrada a un convertidor conmutado
is
corriente de salida de un convertidor conmutado
Ke constante de proporcionalidad aplicada a la tensión de entrada de un convertidor
conmutado
Ki constante de proporcionalidad aplicada a una corriente en un convertidor conmutado
Ks constante de proporcionalidad aplicada a la tensión de salida de un convertidor
conmutado
L inductor
Le; Ls inductor de entrada y de salida en un convertidor conmutado
L {*} Transformada de Laplace
M relación de transformación en un convertidor conmutado
R resistor
RC resistencia serie equivalente parásita del condensador
RL resistencia serie equivalente parásita del inductor
RS resistencia de carga a la salida de un convertidor conmutado
S interruptor controlado
T período de conmutación, transformador
Tp período de conmutación de la señal portador en el GTCc
Ts período de conmutación del interruptor controlado en un convertidor conmutado
t1 período de conducción del interruptor controlado
t2 período de conducción del diodo
tdelta
ancho del pulso de la señal modulada GTCc
tm período de conducción de algún interruptor controlado o diodo para facilitar la
desmagnetización de las bobinas acopladas del circuito
tphi
atraso del pulso respecto al comienzo de la señal portadora triangular en el GTCc
tpico instante en el que la señal triangular portadora alcanza su máximo valor
u1;u2
tensión instantánea entre dos puntos del circuito
u1re f; u2re f tensión instantánea proporcional a la corriente del convertidor conmutado
N, que se emplea de referencia
uDC tensión instantánea cuya componente preponderante es continua
ue tensión instantánea de entrada a un convertidor conmutado
ue-maximo
valor de la tensión instantánea a la salida del GTCc
Ue-minimo valor mínimo de la tensión de salida del GTCc
ui
tensión instantánea proporcional a la corriente en un convertidor
uLmax; uLmin
media
tensiones máxima y mínima para el control adaptativo de la corriente
uPWM tensión instantánea de la señal modulada PWM
us tensión instantánea de salida de un convertidor conmutado
Usen tensión media asociada a una tensión senoidal
Utri tensión media asociada a una tensión triangular
U (t - tr) función Pulso Unitario de Heaviside
ZC1; ZC2 impedancia de conexión entre un convertidor conmutado y la carga que
alimenta
ZL impedancia que representa la carga que alimenta un convertidor conmutado
ZS1; ZS2 Impedancia de salida de un convertidor conmutado
LISTA DE SIGLAS
BJT Bipolar Junction Transistor
CCP Convertidor Conmutado de Potencia
CMC Control en Modo Corriente
CMT Control en Modo Tensión
DSP Digital Signal Processor
ELV Extra-low Voltage Circuit
FVNLSE Filtro Variable No Lineal de Salida del Elevador
FVNLSR Filtro Variable No Lineal de Salida del Reductor
FVSR Filtro Variable de Salida del Reductor
GTCc Generador Totalmente Controlado con salida complementaria
GTO Gate Turn-Off Thyristor
MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor
PETS Power Electronics Transient Simulator
PMA pulsos modulados en anchura
PWL piecewise-linear
PWM pulse width modulation
SELV Safety Extra-low Voltage Circuit
SPICE Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis
SVM Space Vector Modulation
TEBS Tensión Extra-Baja de Seguridad
VSI Voltage Source Inverter
VTD Variable Transport Delay
BIBLIOGRAFIA
SWITCHMODE POWER SUPPLY HANDBOOK
Billings, Keith H.
McGraw-Hill
SISTEMAS DE ALIMENTACION DE ENERGIA PARA LAS TELECOMUNICACIONES
Siemens parte I
Gumhalter, Hans.
Marcombo
ELECTRONICA DE POTENCIA
CIRCUITOS, DISPOSITIVOS Y APLICACIONES
Segunda edición
Rashid, Muhammad H.
Prentice Hall
ELECTRONICS SOURCEBOOK
FOR TECHNICIANS AND ENGINEERS
Kaufman, Milton.
Seidman, Arthur H.
McGraw Hill
LINEAR INTERFACE ICs
Device data R4
Motorola Vol. I
HIGH POWER FLYBACK SWITCHING REGULATORS
Kepple, Niel.
Wescon
HIGH FRECUENCY QUASI-RESONANT
CONVERTER TOPOLOGIES
Lee, F. C.
Virginia Polytechnic Engineering Conference
Paginas Web
www.dbup.com.ar
www.st.com
www.ti.com
www.eetasia.com
www.fairchildsemi.com
www.onsemi.com