Formatos de modulación para altos regímenes binarios

Capítulo 3
Formatos de modulación
regímenes binarios
para
altos
3.1.- Introducción
En este capítulo se presentan diferentes formatos de modulación para
comunicaciones ópticas a altos regímenes binarios.
Modulación es el proceso mediante el cual se modifica alguno de los
parámetros que caracterizan una onda en función de una señal que porta los
datos que se desean transmitir. A la onda de la que se modifica alguno de sus
parámetros se la denomina portadora; a la onda que porta la información
según la cual se altera alguno de los parámetros de la portadora se la
denomina moduladora.
En la onda portadora es posible modificar cuatro parámetros distintos:
amplitud, frecuencia, fase y estado de polarización. Dependiendo del parámetro
elegido, y limitando el estudio al terreno de las señales digitales, cuatro tipos de
modulación son posibles: modulación en amplitud (Amplitude Shift Keying,
ASK), modulación en frecuencia (Frequency Shift Keying, FSK), modulación en
fase (Phase Shift Keying, PSK) y modulación del estado de polarización
(Polarization Shift Keying, PolSK). La Fig. 3.1 muestra un esquema de los cuatro
tipos de modulación citados.
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Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
(a)
(b)
(c)
(d)
Figura 3.1. Tipos de modulación binaria. (a) ASK. (b) FSK. (c) PSK. (d) PolSK.
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Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
La utilización de un formato de modulación adecuado permite combatir los
efectos lineales y no lineales del canal de comunicación, así como incrementar
el régimen binario del sistema, la longitud de los tramos entre amplificadores y
el OSNR global de dicho sistema [12].
Por ejemplo, un formato de modulación con un espectro óptico estrecho
permite un espaciado intercanal menor que un formato de modulación en el
que el espectro óptico ocupado por la señal es más amplio. Además, la anchura
del espectro óptico influye directamente en la tolerancia a la CD de la señal.
Mientras menor sea esta anchura, menor será el número de componentes
frecuenciales de la señal y, por tanto, ésta se verá afectada en menor medida
por la acción de la CD [13].
En el mismo sentido, un formato de modulación en el que la potencia de la
señal emitida sea constante se verá afectado por la SPM y la XPM en menor
grado que un formato de modulación en el que la potencia de la señal óptica
varíe en el tiempo [13].
Así mismo, un formato de modulación m-ario, con m > 2, tiene una mayor
eficiencia espectral que los formatos binarios y, además, la mayor duración de
los símbolos transmitidos reduce la distorsión debida a la acción de la CD y de
la PMD [13].
Debido a la facilidad para modular y demodular las señales binarias, las
modulaciones bi-nivel están presentes en gran parte de los enlaces ópticos
desplegados actualmente. En el caso de que más de un formato de modulación
sea apropiado para un escenario concreto, existen otros factores que pueden
ayudar a tomar una decisión. A saber [14]:
-
Coste de los transceptores
Sensibilidad requerida en el receptor
Simplicidad del mecanismo de recuperación del reloj
Puesto que los formatos ASK y PSK están ampliamente extendidos en la
actualidad, dichos formatos representan la base de estudio de este capítulo.
Con respecto a formatos ASK, los tipos on/off keying (OOK); carrier suppressed
return-to-zero (CS RZ); duobinario y Alternate-Mark Inversion (AMI) son
expuestos. En el lado del formato PSK, los tipos Differential PSK (DPSK) y
Partial DPSK son presentados.
3.2.- Tecnologías utilizadas en los moduladores
Debido a que los regímenes binarios en comunicaciones ópticas han estado
históricamente limitados por la velocidad de conmutación de los componentes
electrónicos, es de gran importancia tener en cuenta las características del
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Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
hardware utilizado en la modulación y detección de las señales durante la etapa
de diseño de un sistema de comunicaciones ópticas.
Existen tres tecnologías fundamentales empleadas en el diseño de moduladores
ópticos: lásers de modulación directa (Directly Modulated Lasers, DMLs);
moduladores basados en mecanismos de electroabsorción (Electro-Absortion
Modulators, EAMs) y moduladores Mach-Zehnder (Mach-Zehnder Modulators,
MZMs) [15].
3.2.1.- Láser de modulación directa (Directly Modulated Laser, DML)
La modulación directa del láser es el método más sencillo para insertar datos en
una portadora óptica. En este caso, la información a transmitir modula la señal
de estímulo del láser, por lo que el láser emitirá o dejará de emitir luz en
función de los ceros y unos contenidos en los datos que se van a transmitir.
Como consecuencia, se genera una señal OOK binaria [15].
Actualmente, existen enlaces operados a 10 Gb/s que utilizan DMLs como
tecnología de modulación en los transmisores [16]. Además, se han hecho
pruebas de laboratorio donde se han alcanzado velocidades de transmisión de
hasta 40 Gb/s [17], [18], [19].
El principal inconveniente que presentan los DMLs para aplicaciones de
medio/largo alcance y elevados regímenes binarios es el chirp. Este chirp
ensancha el espectro óptico, lo que impide el empaquetado de un número de
canales WDM alto y puede ocasionar un aumento de la distorsión de la señal
debido al efecto de la CD.
3.2.2.- Modulador
Modulator, EAM)
por
electro-absorción
(Electro-Absortion
El EAM está constituido por una región activa de semiconductor localizada entre
una capa con dopado tipo p y otra con dopado tipo n, formando una unión p-n.
El funcionamiento del dispositivo se basa en el efecto de Franz-Keldysh, según
el cual la anchura de la banda prohibida de un semiconductor es función
inversa del campo eléctrico que la atraviesa.
Cuando la caída de tensión en la unión p-n es nula, la banda prohibida es lo
suficientemente ancha como para ser transparente a la longitud de onda del
láser. Sin embargo, cuando se aplica una tensión inversa adecuada sobre la
unión p-n, la anchura de la banda prohibida se reduce hasta el punto en el que
la región activa comienza a absorber la luz proveniente de la fuente láser,
convirtiéndose, por tanto, en un cuerpo opaco [20].
La relación entre la potencia óptica de salida, Pout, y la caída de tensión en la
unión p-n, Vm, en un EAM se muestra en la función de transmisión de la Fig. 3.2
[20].
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Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
Pout
ER
Vm
Vsw
Figura 3.2. Función de transmisión de un EAM.
La tensión necesaria para hacer conmutar al modulador de estado ON al estado
OFF, o tensión de conmutación (VSW), está, típicamente, en el rango de 1.5 V a
4 V, mientras que la relación de extinción dinámica (dynamic Extintion Ratio,
ER) no suele exceder los 10 dB.
Debido a que el campo eléctrico aplicado en la región activa no modula
únicamente la capacidad de absorción del modulador, sino también su índice de
refracción, el EAM introduce cierto chirp en la señal. Sin embargo, la magnitud
del chirp introducido por este tipo de moduladores es, en la mayoría de los
casos, mucho menor que el introducido por los lásers de modulación directa
[20].
Existen EAMs comerciales disponibles para modulaciones hasta 40 Gb/s [21],
habiéndose realizado con éxito pruebas de laboratorio que han alcanzado los
100 Gb/s [22].
3.2.3.- Modulador Mach-Zehnder (Mach-Zenhder Modulator, MZM)
Los MZMs son apropiados para aplicaciones metropolitanas, de largo alcance y
de muy largo alcance.
Su funcionamiento se basa en el principio de interferencia, la cual es controlada
mediante la modulación de la fase de la señal óptica.
La Fig. 3.3 [15] muestra la estructura del modulador y su función de
transmisión. La luz incidente se separa en dos caminos ópticos mediante un
acoplador. De los dos caminos ópticos presentes a la salida del acoplador
citado, al menos uno de ellos se equipa con un modulador de fase (PM), lo que
permite introducir una diferencia de fase relativa entre los dos caminos ópticos.
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Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
Los moduladores de fase están controlados por las tensiones V1 y V2. Por
último, las señales que se propagan por los dos caminos ópticos se hacen
interferir mediante un segundo acoplador. Dependiendo de la tensión aplicada,
la interferencia que se produce a la salida del segundo acoplador será
constructiva o destructiva, teniendo lugar así la modulación de la intensidad de
la fuente láser.
(a)
(b)
Figura 3.3. Modulador Mach-Zehnder (MZM). (a) Estructura. (b) Función de transmisión.
El parámetro VП mostrado en la Fig. 3.3(b) se conoce como tensión de
conmutación y es la tensión necesaria para cambiar la fase en uno de los
brazos del modulador un valor de П radianes, haciendo, por tanto, que el MZM
conmute del estado de máxima transmisión (full transmission) al de máxima
extinción (full extintion), y viceversa.
En el caso de que se requiera cierto chirp, las tensiones V1 y V2 permiten
introducirlo. Si no se desea este chirp, lo que suele ser el caso más común, los
dos brazos del modulador deben estar atacados por tensiones iguales pero de
signo opuesto ( V1 t   V2 t  ), esta condición es conocida como balanced-driving
o régimen pull-push.
Los MZMs se implementan comúnmente en niobato de litio (LiNbO3), aunque
también pueden encontrarse moduladores fabricados en arseniuro de galio
(GaAs) o fosfuro de indio (InP).
Los MZMs, sobre todo los que están basados en LiNbO3, muestran
características de modulación independientes de la longitud de onda, un muy
buen ER (sobre 20 dB) y unas pérdidas de inserción más bajas que los EAMs
(alrededor de 5 dB). Como contrapartida, trabajan a mayor tensión que los
EAMs (hasta 6 V), lo que hace necesario el uso de amplificadores de banda
ancha, complejos de fabricar para regímenes binarios superiores a 10 Gb/s
[15].
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Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
3.3.- Formatos de modulación en amplitud
3.3.1.- On/Off keying (OOK)
Éste es el formato de modulación más simple utilizado en comunicaciones
ópticas. Consiste en emitir un pulso de luz cada vez que la información que
llega al transmisor es un bit 1 y no transmitir nada en el caso de que la
información que llega al transmisor es un bit 0 (ver Fig. 3.1(a)).
3.3.1.1.- On/Off keying sin retorno a cero (non-return-to-zero On/Off
keying, NRZ OOK)
NRZ OOK, frecuentemente referida como OOK, ha sido el formato dominante
durante un largo tiempo.
Diferentes razones han favorecido históricamente el uso del formato NRZ OOK,
convirtiéndolo en un formato de referencia. Entre estas razones están las
siguientes [13]:
-
Ancho de banda relativamente bajo en comparación con el formato RZ
OOK.
-
Inmunidad frente al ruido de fase, en contraposición a los formatos PSK.
-
Transceptor mucho más simple que el necesario para otros formatos de
modulación.
En los últimos años, conforme las comunicaciones ópticas avanzan hacia
regímenes binarios superiores, sistemas DWDM y enlaces de muy larga
distancia, el formato NRZ OOK ha perdido terreno frente a otros formatos más
adecuados para enlaces de elevada capacidad. Sin embargo, debido a su
dominio histórico, es una buena referencia a modo comparativo [13].
Para regímenes binarios de 10 Gb/s y superiores, las señales NRZ OOK suelen
generarse mediante DMLs y EAMs en el caso de enlaces de corto y medio
alcance, mientras que se utilizan MZMs para enlaces de largo o muy largo
alcance [13].
Cuando se utilizan MZMs, el modulador es polarizado con la tensión
correspondiente a la mitad de la potencia óptica de salida (ver Fig. 3.3(b)). A
dicha tensión de polarización se le suma otra tensión cuyo valor pico a pico es
VП, lo que hace que el modulador oscile entre el punto de máxima extinción y el
de máxima transmisión (ver Fig. 3.18 [27]) [15].
La Fig. 3.4 [13] muestra el diagrama de bloques de un transmisor NRZ OOK.
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Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
La señal eléctrica con un régimen binario Rb es convertida a una señal óptica
del mismo régimen binario.
En el caso de que se utilice un modulador externo, éste puede ser tanto de tipo
MZM como de tipo EAM.
En el receptor, los pulsos ópticos son convertidos en corriente eléctrica
mediante un fotodiodo.
(a)
(b)
Figura 3.4. Transmisor NRZ OOK. Estructura basada en (a) láser de modulación directa y (b) láser modulado
externamente.
La Fig. 3.5 [15] muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal
NRZ OOK ideal. El formato NRZ OOK presenta el espectro más compacto entre
todos los formatos de modulación presentados en este capítulo. Sin embargo,
esto no implica que dicho formato muestre mayor resistencia que el resto a la
acción de la CD en un sistema de comunicaciones ópticas con amplificadores y
compensación de dispersión, ya que existen otros formatos, tales como el
duobinario o el formato AMI, que implementan técnicas de reducción de
dispersión en el propio proceso de modulación.
(a)
(b)
Figura 3.5. Formato NRZ OOK. (a) Espectro óptico. (b) Diagrama de ojo.
3.3.1.2.- On/Off keying con retorno a cero (return-to-zero On/Off
keying, RZ OOK)
Los términos con retorno a cero (Return-to-Zero, RZ) y sin retorno a cero (NoReturn-to-Zero, NRZ) hacen referencia a la duración del pulso óptico con
respecto al periodo del mismo (T). Si el ciclo de trabajo del pulso óptico es el
100% o, dicho de otro modo, si la duración del pulso óptico es T, entonces se
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Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
dice que el pulso es sin retorno a cero; en caso de que la duración del pulso
óptico sea menor que T, el pulso será con retorno a cero.
Los transmisores RZ OOK pueden ser implementados creando las señales RZ
tanto de forma electrónica, con prioridad a la generación del pulso óptico, como
mediante moduladores externos que recortan los pulsos ópticos una vez que
éstos han sido generados [13]. A lo largo de la presente memoria, al elemento
cuya función es recortar los pulsos ópticos para generar la señal RZ a partir de
la señal NRZ se le denominará modulador de pulsos.
El método de generación de señales RZ de forma electrónica es factible hasta
regímenes binarios de 10 Gb/s, mientras que para capacidades de 40 Gb/s o
superiores se utilizan moduladores de pulsos. Generalmente, estos moduladores
de pulsos son EAMs o MZMs excitados mediante señales sinusoidales, aunque
para elevados regímenes binarios, se opta por MZMs frente a EAMs debido a la
característica de absorción variable que presentan los EAMs y al chirp residual
que introducen [15].
La Fig. 3.6 [13] muestra el diagrama de bloques de un transmisor RZ OOK que
genera la señal RZ mediante un modulador externo.
Figura 3.6. Transmisor RZ OOK.
El funcionamiento del transmisor RZ OOK es parecido al del transmisor NRZ
OOK mostrado en el apartado 3.3.1.1. En primer lugar, se genera una señal
NRZ OOK modulando la intensidad de la señal óptica; posteriormente, los
pulsos de esta señal son recortados mediante un modulador de pulsos. Este
modulador de pulsos es excitado mediante un tren de pulsos eléctricos cuya
frecuencia coincide con el régimen binario de la señal eléctrica que porta los
datos originales.
La Fig. 3.7 [15] muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal
RZ OOK ideal con un ciclo del trabajo del 33%.
En comparación con una señal NRZ OOK, la señal RZ OOK tiene un espectro
óptico más ancho debido a la menor duración que tienen sus pulsos, lo que
lleva a una menor eficiencia espectral. Por otra parte, la comparación entre
señales RZ OOK con ciclos de trabajo del 33%, el 50% y el 66% muestra que,
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Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
a medida que el ciclo de trabajo aumenta, la anchura del lóbulo principal del
espectro óptico se hace menor, mientras que la potencia óptica de los lóbulos
laterales también aumenta, lo que puede originar interferencias en los canales
adyacentes en sistemas WDM si la separación entre canales no es suficiente.
También es importante señalar que un incremento en el ciclo de trabajo se
traduce en un decremento en la potencia de pico del pulso óptico, ya que la
potencia media del pulso se mantiene constante mientras que la duración del
mismo aumenta. Esta reducción en la potencia de pico reduce los efectos nolineales que la señal óptica sufre conforme se propaga por el interior de la fibra
[23].
(a)
(b)
Figura 3.7. Formato RZ OOK. (a) Espectro óptico. (b) Diagrama de ojo.
3.3.1.3.- Señales RZ frente a señales NRZ
Como se ha expuesto anteriormente, el formato de modulación más utilizado en
enlaces ópticos en tiempos pasados era NRZ OOK. En aquellos tiempos, debido
a la baja/media capacidad de dichos enlaces, la causa principal de la
degradación que sufrían las señales al propagarse por la fibra era la CD. Sin
embargo, en la actualidad los regímenes binarios que portan las señales ópticas
rondan las decenas de Gb/s, alcanzándose en algunos casos regímenes de 100
Gb/s [5], [6], haciendo que los efectos no-lineales sean comparables al efecto
de la CD. A tales regímenes binarios, las señales RZ han mostrado mejor
rendimiento que las señales NRZ, ya que presentan mejores prestaciones frente
a efectos no-lineales [24].
Debido a que los pulsos RZ tienen un ancho de banda mayor que los pulsos
NRZ, el ensanchamiento por efecto de la CD se produce con mayor rapidez en
los primeros que en los últimos. Aunque a primera vista este hecho supondría
un efecto negativo para la señal óptica que viaja en la fibra, a altas tasas
binarias el efecto producido es positivo, ya que, a medida que el pulso óptico se
ensancha, su potencia media decae, decayendo, por tanto, la acción de los
efectos no-lineales [24].
Además, la acumulación de CD en los pulsos ópticos no es un problema
demasiado importante, ya que el efecto producido por esta acumulación puede
eliminarse mediante técnicas de compensación de CD.
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Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
Por otra parte, debido a que la duración de los pulsos en una señal RZ es
menor que la duración de los pulsos en una señal NRZ, para una potencia
media de pulsos dada, la potencia de pico de los pulsos RZ será mayor que la
potencia de pico de los pulsos NRZ, resultando una mayor apertura del
diagrama de ojo en el caso de pulsos RZ que en el caso de pulsos NRZ, lo que
se traduce en una mayor sensibilidad del receptor cuando se transmiten pulsos
RZ. Recíprocamente, esto implica que, para una sensibilidad de receptor dada,
la potencia de la señal transmitida puede disminuirse si se transmite una señal
RZ en lugar de una señal NRZ o que, para una potencia de transmisión dada, la
distancia del enlace óptico puede aumentarse si se transmite una señal RZ en
lugar de una señal NRZ [24].
Cuando se tiene en cuenta el fenómeno SPM, su interacción con la dispersión
depende fuertemente de la anchura del pulso. En el caso de formatos de
modulación NRZ, debido a que el pulso no retorna a cero en cada periodo de
bit, la anchura del pulso depende del patrón de bits transmitido, por lo que el
efecto del fenómeno SPM será dependiente de la cadena de bits transmitida.
Por el contrario, en el caso de formatos de modulación RZ, la señal transmitida
está formada por una cadena de pulsos cuya anchura es constante e
independiente del patrón de bits transmitido, por lo que el efecto del fenómeno
SPM es independiente de este patrón de bits [24].
Las ventajas de los formatos RZ con respecto a los NRZ no se limitan
únicamente a reducir los efectos no-lineales dentro del propio canal, sino que
estos formatos también ofrecen mejor respuesta que los formatos NRZ en el
caso de efectos inter-canal. Los fenómenos XPM y FWM son más severos
cuando los pulsos ópticos de diferentes longitudes de onda se solapan. Debido
a que, para un régimen binario dado, la anchura de los pulsos RZ es menor que
la anchura de los pulsos NRZ, el tiempo que dichos pulsos se solapan parcial o
completamente será mayor en el caso de que se emplee un formato NRZ que
en el caso de que se emplee un formato RZ, lo que, según lo expuesto
anteriormente, potencia el efecto de los fenómenos inter-canal XPM y FWM
[24].
Es importante remarcar que los formatos NRZ son más robustos frente al
fenómeno de diafonía (cross-talk) inter-canal que los formatos RZ. Esto se debe
al hecho de que los formatos NRZ tiene un ancho de banda inferior al de los
formatos RZ. Sin embargo, un filtrado de señal apropiado en el transmisor que
elimine componentes de alta frecuencia no deseadas hace que el efecto de la
diafonía inter-canal pueda ser minimizado en sistemas RZ, haciendo que el
rendimiento de estos sistemas pueda ser comparable al rendimiento de los
sistemas NRZ frente al citado fenómeno [24].
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Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
3.3.2.- Portadora suprimida con retorno a cero (Carrier suppressed
return-to-zero, CS RZ)
La diferencia más significativa entre una señal CS RZ y una señal RZ OOK
convencional es que la primera introduce un salto de П radianes en la fase
entre bits adyacentes.
La Fig. 3.8 [13] muestra el diagrama de bloques de un transmisor CS RZ donde
se puede apreciar que la alternancia de П radianes en la fase se introduce
mediante un MZM polarizado en el punto de mínima transmisión y excitado
mediante una señal sinusoidal cuya frecuencia es la mitad del régimen binario
de los datos que se transmiten. Un MZM polarizado y excitado en estas
condiciones dobla la frecuencia de la señal modulada y hace que su fase alterne
entre 0 y П radianes.
La inversión de fase entre bits adyacentes hace que, en promedio, el campo
óptico de la mitad de los 1’s lógicos transmitidos tenga signo positivo
(0 radianes) mientras que el campo óptico de la otra mitad de 1’s lógicos
transmitidos tenga signo negativo (П radianes), resultando un campo óptico de
valor medio nulo. Como consecuencia, la portadora, que se debe al valor medio
o valor de continua del campo óptico, desaparece [13].
La Fig. 3.9 [15] muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal
CS RZ ideal. Debido a que la fase óptica en una señal CS RZ es periódica a una
frecuencia igual a la mitad del régimen binario de la señal transmitida, el
espectro de estas señales exhibe tonos a ±R/2, siendo R el régimen binario de
la señal transmitida [15].
Las señales CS RZ muestran mayor tolerancia a las no-linealidades de la fibra y
a la CD residual que las señales OOK. Además, la supresión de la portadora
atenúa la acción del fenómeno FWM en sistemas WDM [13].
3.3.3.- Duobinario
La idea fundamental del formato de modulación duobinario es introducir
interferencia intersimbólica (Inter-Symbol Interference, ISI) de forma
controlada haciendo que bits adyacentes se solapen parcialmente, lo que
permite reducir el ancho de banda necesario para la transmisión de los datos
con respecto a los formatos OOK [2]. Puesto que la ISI se introduce de forma
controlada en el transmisor, una vez recibida la señal, es posible eliminar esta
ISI y recuperar la señal original.
Uno de los métodos aplicados para generar señales duobinarias se basa en el
uso de un filtro de respuesta finita al impulso (Finite Impulse Response, FIR).
Cuando la entrada del filtro es binaria, siendo los valores binarios -1 y +1, la
salida puede tomar los valores -1, 0 y +1, por lo que la señal duobinaria es una
señal de tres niveles [25].
32
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
(a)
(b)
Figura 3.8. (a) Transmisor típico CS RZ. (b) Generación de la señal de fase alterna CS RZ mediante un MZM.
Una importante propiedad de la señal tri-nivel de salida del filtro FIR es que no
todas las combinaciones posibles de los tres valores pueden ocurrir. Un valor
+1 no puede ir a continuación de un valor -1, y viceversa, siempre debe haber
un valor 0 entre ellos. Del mismo modo, las combinaciones {+1 0 +1} y
{-1 0 -1} tampoco son posibles [25].
33
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
(a)
(b)
Figura 3.9. Formato CS RZ. (a) Espectro óptico. (b) Diagrama de ojo.
Para recuperar la señal original, la ISI introducida en el trasmisor se elimina en
el receptor mediante decodificación diferencial. Existe un problema fundamental
con este esquema: en el caso de que ocurra un error de transmisión en algún
bit de los datos, el error se extenderá a todos los bits siguientes, ocasionando
una recepción pésima de los datos transmitidos. Para evitar este problema, se
sustituye la decodificación diferencial en el receptor por la codificación
diferencial en el transmisor. Los bits de datos, dk, son codificados como sigue
ck = mod2(ck-1 + dk)
(3.1)
La Fig. 3.10 [25] muestra dos implementaciones diferentes de la expresión
(3.1). La primera implementación requiere una puerta X-OR, realimentación de
la salida y un elemento de retraso de un periodo de bit en el bucle de
realimentación; la segunda implementación hace uso de una puerta AND y un
contador.
(a)
(b)
Figura 3.10. Codificadores diferenciales. (a) Estructura basada en una puerta X-OR y un elemento de retardo de un
periodo de bit. (b) Estructura basada en una puerta AND y un contador de módulo 2.
En el caso del esquema mostrado en la Fig. 3.10(b), cuando el dato es un 1lógico, el contador cambia su estado (0-lógico ó 1-lógico), lo que equivale a
añadir un 1 en un sumador binario de módulo 2; cuando el dato es un 0-lógico,
el estado del contador se mantiene, lo que equivale a añadir un 0 en un
sumador binario de módulo 2.
Una vez que los datos a transmitir han sido correctamente codificados, se
añade ISI solapando bits adyacentes. Este proceso se lleva a cabo añadiendo a
la cadena de bits una copia de ella misma retrasada un periodo de bit. Con
34
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
prioridad a la introducción de ISI, la cadena de bits tiene que ser mapeada
según se indica a continuación
11
0  -1
La secuencia de bits obtenida tras el proceso de mapeo se pasa a través de un
filtro FIR para obtener una nueva secuencia de tres niveles (duobinaria). A esta
secuencia duobinaria se le hace un filtrado paso-baja (Low Pass, LP),
obteniéndose la señal analógica que será transmitida. La Fig. 3.11 [25] muestra
el codificador duobinario, formado por los filtros FIR y paso-baja.
El codificador duobinario mostrado en la Fig. 3.11 puede sustituirse por
cualquier otro tipo de filtro con un factor de roll-off apropiado y un ancho de
banda de 3 dB de, aproximadamente, el 25% del régimen binario de la señal a
transmitir. Las estructuras de retraso-y-suma (delay-and-add) suelen presentar
una mejor respuesta back-to-back, mientras que el uso de filtros LP adecuados
aportan una mayor tolerancia a la CD a expensas de cierta pérdida de
sensibilidad back-to-back [15].
Figura 3.11. Codificador duobinario.
El paso final es modular la luz proveniente de la fuente láser con los tres niveles
dados por la señal duobinaria, lo que implica la generación de una señal óptica
de tres niveles. Este objetivo se alcanza mediante el uso de un MZM polarizado
en el punto de transmisión nula. Cuando la entrada es un 0 lógico, no se
transmite luz alguna; por el contrario, cuando la entrada es un 1 lógico, se
emite un pulso óptico cuyo campo eléctrico es +E ó –E. La señal óptica
generada es una señal cuyo campo eléctrico puede tomar tres niveles
diferentes, pero cuya potencia óptica toma únicamente dos valores distintos.
El modo en que la señal duobinaria se mapea en el campo eléctrico ayuda a
reducir el efecto de la CD en la fibra. A medida que el pulso óptico se propaga
en el interior de la fibra, se ensancha debido a la acción de la CD. Cuando el
formato de modulación aplicado es NRZ OOK, la secuencia de datos {1 0 1} se
mapea en el dominio eléctrico como {+E 0 +E}. Por otra parte, en la secuencia
duobinaria, la cadena {1 0 1} no puede ocurrir, ocurriendo la cadena {1 0 -1}
en su lugar, la cual se mapea como {+E 0 -E} en el dominio eléctrico. El efecto
de la CD en los dos casos mencionados se muestra en la Fig. 3.12 [25], donde
35
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
se puede comprobar que este efecto es mucho menos dañino para señales
duobinarias que para señales NRZ OOK.
1
0
-1
+E
-E
(a)
(b)
(c)
Figura 3.12. Efecto de la dispersión cromática. (a) Datos originales. Efecto de la dispersión tras una distancia de
propagación determinada en (b) pulsos NRZ OOK y (c) pulsos duobinarios.
La Fig. 3.13 [25] muestra un diagrama de bloques del transmisor duobinario.
Se ha introducido un inversor precediendo al codificador diferencial; sin él, los
datos recibidos estarían invertidos con respecto a los transmitidos.
Figura 3.13. Transmisor duobinario típico.
Es importante remarcar que, en sistemas ópticos limitados por ruido generado
por emisión espontánea amplificada (Amplified Spontaneous Emision, ASE), las
señales NRZ duobinarias muestran un mejor rendimiento que las señales RZ
duobinarias. De hecho, el rendimiento óptimo de las señales RZ duobinarias se
obtiene cuando se aplica un filtro óptico de ancho de banda ultra-estrecho en el
36
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
receptor, lo que convierte a la señal RZ duobinaria en una señal NRZ
duobinaria. Sin embargo, aún haciendo la conversión de señal RZ duobinaria a
señal NRZ duobinaria mediante la aplicación de un filtrado óptico ultra-estrecho
en el receptor, la penalización por dispersión que sufre la señal NRZ duobinaria
obtenida tras la conversión es mayor que la que sufriría una señal NRZ
duobinaria original [26].
La Fig. 3.14 [15] muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal
duobinaria ideal.
(a)
(b)
Figura 3.14. Formato duobinario. (a) Espectro óptico. (b) Diagrama de ojo.
3.3.4.- Alternate-mark Inversion (AMI)
La Fig. 3.15 [24] muestra el diagrama de bloques de un transmisor AMI.
Modilador
de datos
láser
Modulador
de pulsos
A la fibra
Amplificador AC
Datos (dk) Modulo 2
A
k
C
C
T
T
Pre-codificador
Codificador
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
12
13
14
0
0
1
1
1
1
1
0
1
1
0
1
1
0
1
0
0
0
1
0
1
0
1
1
0
1
1
0
1
1
0
0
B retrasado
1 bit
0
0
0
1
0
1
0
1
1
0
1
1
0
1
1
0
D
Codificador
0
0
1
-1
1
-1
1
0
-1
1
0
-1
1
0
-1
0
E
Campo eléctrico
0
0
E
-E
E
-E
E
0
-E
E
0
-E
E
0
-E
0
F
Potencia
óptica
0
0
E2
E2
E2
E2
E2
0
E2
E2
0
E2
E2
0
E2
0
G
Bits recibidos
0
0
1
1
1
1
1
0
1
1
0
1
1
0
1
0
A
dk
B
Pre-codificador
C
-1
D
B
0
15
Figura 3.15. Transmisor AMI típico.
37
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
La única diferencia entre los formatos duobinario y AMI radica en la forma en la
que se lleva a cabo el proceso de codificación. El circuito de retraso-y-suma
propio de los transmisores duobinarios (ver Fig. 3.11) es sustituido por un
circuito retraso-y-diferencia (delay-and-substract) en el caso de los
transmisores AMI. Esto hace que la secuencia de datos codificada que genera
un transmisor AMI difiera significativamente de aquella generada por un
transmisor duobinario [24].
El codificador AMI mapea cada 1 lógico de la secuencia original de datos como
un ±1, mientras que los 0 lógicos de la secuencia original de datos se mapean
como un 0. Un codificador AMI da lugar a que los campos eléctricos de dos
pulsos ópticos consecutivos tengan signo opuesto sin importar el número de 0’s
que haya entre los citados dos pulsos. A diferencia del caso duobinario, no es
necesario introducir un inversor ni en el transmisor ni en el receptor AMI [24].
Del mismo modo que ocurre en las señales duobinarias, los pulsos ópticos
adyacentes tienen campos eléctricos de signo opuesto. Por tanto, la aparición
de pulsos fantasma debidos a la superposición de pulsos adyacentes por efecto
de la CD se suprime y la FWM inter-canal (IFWM) se reduce. Este hecho
minimiza la ISI en los slots correspondientes a los bits 0 causada por la
superposición de los pulsos que rodean a dichos slots (ver Fig. 3.12) [24].
En comunicaciones ópticas, las señales AMI son normalmente implementadas
en formato RZ (RZ AMI) [15].
La Fig. 3.16 [15] muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal
AMI ideal.
(a)
(b)
Figura 3.16. Formato AMI. (a) Espectro óptico. (b) Diagrama de ojo.
3.4.- Formatos de modulación en fase
3.4.1.- Phase shift keying (PSK)
La modulación PSK se basa en modificar la fase de la portadora óptica en
función de la cadena de bits a transmitir, mientras que la amplitud de dicha
portadora se mantiene constante (ver figura 3.1(c)). El hecho de mantener la
amplitud constante con independencia de la cadena de bits que se trasmita
38
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
representa una gran ventaja para los formatos de modulación en fase con
respecto a los formatos de modulación en amplitud, ya que todos los efectos
no-lineales producidos como consecuencia de cambios en la amplitud de la
señal son eliminados [14].
Sin embargo, existe un problema fundamental en la recepción de señales PSK:
se hace necesario un detector coherente. Un detector convencional es sensible
únicamente a cambios en la intensidad de la onda recibida, pero la intensidad
óptica de una señal PSK es constante, por lo que, para su detección, se
requiere un dispositivo sensible a cambios en la fase. Estos dispositivos,
conocidos como detectores coherentes, hacen uso de una portadora de
referencia con la que comparan la señal recibida. En el caso de las
comunicaciones ópticas, la portadora de referencia, llamada comúnmente
oscilador local, es una fuente láser. Dependiendo de la diferencia entre la fase
del oscilador local y la fase de la señal recibida, el receptor generará un 1 lógico
o un 0 lógico. Desafortunadamente, la inclusión de un oscilador local añade
complejidad al sistema y eleva su coste, por lo que se evita hacer uso de él en
la medida de lo posible; no obstante, en casos determinados, como, por
ejemplo, en la recepción de señales PSK cuyo régimen binario es igual o
superior a 100 Gb/s, el uso de osciladores locales mejora el rendimiento del
sistema [14].
Por otra parte, la demodulación de señales PSK exige una elevada estabilidad
en la fase de la portadora óptica. Cuando se considera la transmisión sobre
vanos de varios cientos de kilómetros, un pequeño cambio en el índice de
refracción de la fibra óptica puede modificar la fase de la portadora П radianes,
haciendo que el receptor genere una cadena de bits inversa a la que el
transmisor introdujo en la fibra. Mantener la estabilidad de la fase de la
portadora óptica es complejo debido a su reducida longitud de onda (1550 nm,
en tercera ventana de comunicación) [14].
Otro inconveniente mostrado por el formato PSK está relacionado con la
polarización de la portadora óptica. Para que el detector coherente funcione
correctamente, tanto la portadora óptica como el oscilador local tienen que
tener el mismo estado de polarización. Sin embargo, el estado de polarización
de la portadora óptica tras haberse ésta propagado por tramos de varios
cientos de kilómetros es completamente desconocido [14].
Tanto los requisitos que conciernen a la fase de la portadora como los que
conciernen a su estado de polarización pueden ser suavizados mediante el postprocesado de la señal en el receptor, pero, de nuevo, esta solución añade coste
y complejidad al sistema, por lo que se prefiere evitar siempre que sea posible
[14].
Todas las limitaciones expuestas llevan a abandonar PSK en favor de
variaciones de este formato, entre las cuales la más extendida actualmente es
su versión diferencial (Differential PSK, DPSK).
39
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
3.4.2.- Differential phase shift keying (DPSK)
El formato DPSK resuelve los problemas del formato PSK expuestos en el
apartado anterior. Cuando se aplica un formato DPSK, la información es
transmitida mediante cambios diferenciales en la fase de la portadora óptica. El
proceso de modulación se basa en la utilización de un bit como referencia de
fase del bit siguiente.
3.4.2.1.- El formato DPSK
En una señal modulada de acuerdo con un esquema DPSK, los datos se
codifican como saltos de 0 o П radianes entre bits adyacentes, portando todos
los slots energía. Cuando se transmite un 1-lógico, se inserta un salto de П
radianes en la fase de la portadora óptica, mientras que dicha fase permanece
inalterada cuando se transmite un 0-lógico. Cada pulso óptico puede ocupar el
slot correspondiente completa (NRZ DPSK) o parcialmente (RZ DPSK) [27].
Gracias a la posibilidad de ser detectada de forma balanceada, la señal DPSK
ofrece la ventaja de requerir un OSNR 3 dB menor que una señal OOK para
alcanzar una BER determinada. Este hecho se explicará en detalle en el
apartado 3.4.2.3, correspondiente al receptor DPSK [27].
Manteniendo a un lado las no-linealidades de la fibra, esta mejora de 3 dB en el
OSNR de la señal DPSK con detección balanceada con respecto a la señal OOK
se traduce en la posibilidad de alcanzar una mayor distancia de transmisión
para una potencia del transmisor determinada (en condiciones ideales, la
distancia que se puede alcanzar es el doble) o en requerir una menor potencia
en el transmisor para alcanzar una distancia de transmisión específica.
Además, el formato DPSK también ha demostrado ser muy robusto frente a las
no-linealidades del canal óptico, por lo que no es sorprendente que muchos de
los enlaces WDM de larga distancia establecidos recientemente con regímenes
binarios de 10 Gb/s y 40 Gb/s por canal estén basados en éste el formato de
modulación [27].
El formato DPSK es más sólido que el formato OOK frente al filtrado de banda
estrecha, especialmente cuando se emplea la detección balanceada de señal.
Por otro lado, cabe destacar que los formatos multinivel, como QPSK o DQPSK,
mejoran la eficiencia espectral y el comportamiento de la señal frente a la CD y
a la PMD.
3.4.2.2.- El transmisor DPSK
La Fig. 3.17 [27] muestra dos estructuras frecuentemente utilizadas en
transmisores DPSK.
40
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
El transmisor está constituido por un láser que emite luz de forma continua,
seguido por uno o dos moduladores externos. La modulación en fase puede
hacerse mediante un PM o mediante un MZM.
Un PM únicamente modula la fase de la portadora, permaneciendo su
intensidad inalterada. Dado que la modulación de fase no se produce
instantáneamente, un PM introduce, inevitablemente, cierto chirp en las
transiciones entre bits [27].
(a)
(b)
Figura 3.17. Estructuras típicas de transmisor DPSK. Implementación mediante (a) modulador de fase y (b) MZM.
Por otra parte, cuando se utiliza un MZM en lugar de un PM para generar la
señal modulada en fase, el modulador se polariza en el punto de transmisión
nula y se excita con una tensión de amplitud doble a la aplicada en el caso de
generación de señales OOK. El método seguido para generar señales
moduladas en fase a partir de un MZM se muestra en la Fig. 3.18 [27]. Debido
a que la fase del campo óptico es de signo opuesto a izquierda y derecha de un
mínimo de la curva de transmisión del MZM, dos máximos contiguos de dicha
curva tendrán fase opuesta [27].
Como puede apreciarse en la Fig. 3.17(b) y la Fig. 3.18, el beneficio obtenido
por una elevada precisión en la fase se produce a expensas de introducir cierta
oscilación en la amplitud de la señal óptica cada vez que se produce un cambio
de fase, es decir, cada vez que se transmite un 1 lógico. La amplitud de la
citada oscilación depende del ancho de banda y de la amplitud de la señal
eléctrica con la que se estimula el MZM. Sin embargo, como una señal DPSK
porta la información en la fase, esta oscilación en la amplitud referida es de
poca importancia, sobre todo en señales RZ DPSK [27].
A continuación se explican algunos detalles de los transmisores DPSK.
41
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
Modulador de fase frente a modulador Mach-Zehnder
Cuando se utiliza un MZM para generar una señal modulada en fase, la forma
cosenosoidal de la curva de transmisión del citado dispositivo reduce el impacto
de las posibles imperfecciones o las limitaciones en el tiempo de subida
presentes en la forma de onda con la que se estimula dicho MZM. Cualquier
imperfección en dicha forma de onda se traduce en variaciones de la intensidad
de la señal óptica transmitida, pero la fase de esta señal, que es la que porta la
información, permanece intacta. Por el contrario, cuando el dispositivo utilizado
para generar la señal PSK es un PM, cualquier imperfección en la forma de
onda con la que se excita dicho PM se mapea directamente en la señal PSK
generada, degradando, por tanto, su calidad [27].
Potencia óptica
Potencia óptica
Función de transmisión
de un MZM
DPSK
π
OOK
0 πππ 0
0
000
Tiempo
Caídas de intensidad
Tensión de estimulación
Campo óptico
Diferencia u1(t) – u2(t)
Tiempo
Señal de estímulo para la
generación de señales DPSK
Señal de estímulo para la
generación de señales OOK
Figura 3.18. Generación de señales moduladas en fase mediante un MZM.
Cuando se utiliza un PM, un ancho de banda insuficiente en la señal que
estimula el modulador degrada notablemente la señal modulada, ya que
produce saltos de fase reducidos que, además, son dependientes del patrón de
42
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
bits con el que se estimula el modulador. Este problema puede solucionarse
incrementando la amplitud de la señal de estímulo. Por el contrario, cuando se
utiliza un MZM para generar la señal modulada en fase, un ancho de banda
insuficiente en la señal que estimula el dispositivo sólo afecta a las caídas en la
intensidad de la señal modulada, permaneciendo inalterados los saltos de Π
radianes en la fase de dicha señal. Pruebas de laboratorio demuestran que, en
el caso de señales RZ DPSK, se produce un impacto mínimo en la señal
modulada cuando se utilizan MZMs para su generación y el ancho de banda de
la señal con la que se estimula el modulador es insuficiente [27].
La robustez frente a variaciones de amplitud de la señal con la que se estimula
el modulador ha sido experimentalmente verificada para MZMs a 42.7 Gb/s.
Aplicando una señal de estímulo cuya amplitud es la mitad de la amplitud
óptima para la generación de señales DPSK (por tanto, la amplitud óptima para
la generación de señales OOK), sólo se observa una degradación en el OSNR de
0.7 dB, aunque el raíl correspondiente al 1-lógico en el diagrama de ojo sufre
una expansión notable [27].
Moduladores de pulsos para señales RZ DPSK
Dado que la señal DPSK porta la información en su fase, cualquier distorsión de
dicha fase, tal como el chirp, tendrá un impacto importante en la calidad de la
señal recibida.
En el transmisor, cuando se trata de señales RZ, las distorsiones en la fase
pueden estar causadas por el dispositivo utilizado para modular los pulsos. Para
producir pulsos exentos de chirp, el dispositivo utilizado para modular dichos
pulsos debe ser un MZM estimulado con dos señales sinusoidales de la misma
amplitud y de fase opuesta.
La Fig. 3.19 [15] muestra el espectro óptico y el diagrama de ojo de una señal
NRZ DPSK ideal y de una señal RZ DPSK ideal.
3.4.2.3.- El receptor DPSK
La Fig. 3.20 [27] muestra un receptor balanceado DPSK típico.
En primer lugar, la señal óptica atraviesa un Interferómetro Mach-Zehnder
(Mach-Zehnder Interferometer, MZI) que introduce un retraso en uno de sus
brazos. El retraso diferencial que introduce entre sus dos brazos el MZI es igual
a un periodo de bit de la señal óptica de entrada. Este pre-procesado óptico es
necesario en receptores basados en detección directa, ya que la fotodetección
de señales es insensible a la fase de la señal recibida, un detector únicamente
convierte energía óptica en energía eléctrica.
En un receptor DPSK de detección directa, el MZI hace que dos bits
consecutivos interfieran entre sí. Esta interferencia conduce a la presencia o
ausencia de potencia en la salida constructiva del MZI si los dos bits citados
43
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
interfieren en fase o en oposición de fase, respectivamente. Por lo tanto, un bit
dado de una cadena de bits en una señal DPSK actúa como referencia de fase
para demodular el bit siguiente (ver Fig. 3.21).
(a)
(b)
(c)
(d)
Figura 3.19. Formato NRZ DPSK. (a) Espectro óptico (b) Diagrama de ojo. Formato 33% RZ DPSK (c) Espectro
óptico. (d) Diagrama de ojo.
Figura 3.20. Receptor DPSK típico.
44
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
Una vez que el receptor balanceado DPSK ha sido presentado, puede exponerse
el motivo de la mejora de 3 dB en el OSNR que el formato DPSK con detección
balanceada presenta sobre el formato OOK. Cuando una señal DPSK alcanza el
receptor y atraviesa el MZI, cuyo retardo diferencial ha sido previamente
establecido a un periodo de bit de la señal óptica transmitida, una de las salidas
del interferómetro muestra energía debida a la propia señal DPSK y al ruido
generado en el canal de comunicación mientras que la otra salida del
interferómetro muestra energía debida únicamente al ruido generado en el
canal de comunicación. En el detector balanceado, la potencia correspondiente
al ruido del canal se resta de la potencia correspondiente a la señal óptica y al
ruido del canal, reduciendo la cantidad de ruido de la señal recibida y dando
lugar a la mencionada mejora de 3 dB en el OSNR sobre los formatos OOK (ver
Fig. 3.22).
Un análisis profundo de las señales que se tienen en ambos puertos de salida
del MZI muestra que en el puerto constructivo se tiene una señal duobinaria
mientras que en el puerto destructivo se tiene una señal AMI, tal como se
aprecia en la Fig. 3.20. Una operación retraso de un bit y suma (one-bit delayand-add) realizada sobre una señal DPSK produce una señal duobinaria,
mientras en una operación de retraso de un bit y diferencia (one-bit delay-andsubstract) produce una señal AMI [27]. Ambas operaciones se pueden realizar
con un MZI cuyo retraso relativo entre sus dos brazos está establecido a un
periodo de bit de la señal recibida, ya que el puerto constructivo implementa
una función retraso-y-suma mientras que el puerto destructivo implementa una
función retraso-y-diferencia [28].
Actualmente, las dificultades técnicas para fabricar interferómetros estables se
han superado y los MZIs han sido probados con éxito tanto en tecnología
basada en fibra óptica como en tecnología basada en circuitos planares (PlanarLightwave-Circuit, PLC). Para ajustar con precisión el retraso diferencial entre
los dos brazos del MZI, normalmente se introduce en el dispositivo un elemento
electrónico que aumenta la temperatura de uno de sus brazos, haciendo
aumentar de este modo la longitud del mismo. La finalidad es hacer coincidir el
retraso relativo de los brazos del dispositivo con el periodo de bit de la señal
recibida, con lo que las señales que se propagan por los dos brazos del MZI
interferirán con un bit de retraso (ver Fig. 3.21).
Puesto que tanto la onda presente en el puerto destructivo del MZI como la
onda presente en el puerto constructivo del mismo portan toda la información
transmitida, la recepción de la información puede hacerse a partir de una de las
ondas o a partir de las dos. En este último caso, la longitud del camino óptico
entre cada puerto (constructivo y destructivo) y el correspondiente fotodetector
debe ser constante. Para alcanzar este objetivo, se utilizan tanto elementos de
retraso variable como integración de los fotodetectores en el propio MZI.
Siendo el MZI un elemento fundamental en la detección directa de señales
DPSK y, también, uno de los elementos clave utilizados para llevar a cabo la
45
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
0
1
1
0
π
0
Datos recibidos
(invertidos)
Datos a la entrada del
MZI retrasados 1 bit
Datos a la entrada
del MZI
Salida del
transmisor DPSK
Datos
simulación expuesta en el capítulo 4 y en el experimento mostrado en el
apéndice C, su funcionamiento se explica brevemente a continuación.
T
0
0
0
1
1
1
0 0 0 0
π π π
0
π
0 0
π π
π
0 0 0 0
π π π
0
π
0 0
π π
0
π
0 0 0 0
π π π
0
π
0 0
π π
1
1
0
0
1
1
0
0
0
0
0
5T
1
1
0
0
1
0
10T
1
1
0
15T
Figura 3.21. Detección directa de una señal DPSK.
46
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
Figura 3.22. Mejora de 3 dB en la detección balanceada de señales DPSK con respecto a señales OOK.
Interferómetro Mach-Zehnder
Un MZI es un dispositivo interferométrico que, a través de dos caminos de
diferente longitud, detecta una diferencia de fase entre dos copias de la misma
señal. El dispositivo tiene uno o dos puertos de entrada y dos puertos de salida.
Si las dos copias de la señal de entrada interfieren en fase o en oposición de
fase, la potencia total de la señal de entrada irá a uno de los dos puertos de
salida (constructivo y destructivo); si, por el contrario, las dos copias de la señal
de entrada no interfieren en fase o en oposición de fase, ambos puertos de
salida mostrarán un patrón de interferencia [2].
Hoy en día, los MZIs están, típicamente, construidos en óptica integrada y
consisten en dos acopladores ópticos conectados mediante dos caminos ópticos
de diferente longitud (ver Fig. 3.23(a) [2]). La estructura mostrada en la Fig.
3.23(b), aunque corresponde a un interferómetro de Michelson, tiene un
principio de funcionamiento idéntico al MZI y es el dispositivo utilizado para
realizar el experimento expuesto en el apéndice C.
En el caso del interferómetro de Michelson, la luz proveniente de la fuente es
dividida mediante un separador/combinador de haz, reflejada en dos espejos,
uno de ellos, situado a una distancia fija del separador/combinador de haz y, el
otro, a una distancia configurable del citado elemento, y recombinada mediante
el mismo separador/combinador de haz, haciendo que la luz reflejada en los
dos espejos interfiera en los dos puertos de salida [29].
Interferómetro Mach-Zehnder. Principio de operación
Considerando el MZI como un demultiplexor, se introduce una señal en uno
solo de los puertos de entrada, por ejemplo, en el puerto 1. Tras atravesar el
primer acoplador, la potencia de la señal de entrada se divide en partes iguales
entre los dos puertos de salida de dicho acoplador, pero la señal en uno de los
puertos de salida tiene una diferencia de fase de ⁄2 radianes con respecto a la
47
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
señal en el otro puerto de salida. Como hay una diferencia de longitud
entre
los dos brazos del MZI, tras alcanzar el segundo acoplador, habrá una
diferencia de fase de ·
entre la señal que se propaga por el brazo inferior y
la que se propaga por el brazo superior del MZI (ver Fig. 3.23(a)) [2].
(a)
(b)
(c)
Figura 3.23. Interferómetro de Mach-Zehnder. (a) Estructura basada en la interconexión de dos acopladores de 3 dB.
(b) Estructura basada en espejos y en separador/combinador de haz. (c) Bloque esquemático.
En el segundo acoplador, la fracción de la señal que se propaga por el brazo
inferior atraviesa el acoplador y sale por el puerto de salida superior. En este
proceso, dicha fracción de señal sufre otro desfase de ⁄2 radianes con
48
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
respecto a la fracción de señal que se propaga por el brazo superior y sale por
el puerto de salida superior. Por tanto, la diferencia de fase relativa entre las
⁄2
dos señales en el puerto de salida superior es ⁄2
·
·
.
Del mismo modo, la fracción de señal que se propaga por el brazo superior y,
tras atravesar el acoplador, sale por el puerto de salida inferior sufre un desfase
de ⁄2 radianes con respecto a la fracción de señal que se propaga por el
brazo inferior y sale por el puerto de salida inferior. Por tanto, la diferencia de
fase relativa entre las dos señales en el puerto de salida inferior es
⁄2
⁄2
·
·
[2].
Si ·
y
es impar, las señales en el puerto de salida superior se
suman en fase, mientras que las señales en el puerto de salida inferior se
suman en oposición de fase, por lo que se cancelan. Por lo tanto, las longitudes
de onda que pasan del puerto de entrada superior al puerto de salida superior
son aquellas para las que
·
y
es impar. Por otra parte, las
longitudes de onda que pasan del puerto de entrada superior al puerto de
salida inferior son aquellas para las que ·
y es par [2].
Asumiendo que la diferencia de longitud entre los caminos que conectan los dos
acopladores es
y que únicamente en el puerto de entrada superior del
primer acoplador hay una señal presente, se demuestra que la función de
transferencia del MZI está dada por
sin
cos
·
·
⁄2
⁄2
(3.2)
Consecuentemente, la diferencia de longitud entre los dos brazos del MZI es el
parámetro que caracteriza la función de transferencia del dispositivo. Este
parámetro es de capital importancia en la simulación expuesta en el capítulo 4 y
en el experimento mostrado en el apéndice C, puesto que la señal DPSK
generada en la citada simulación y en el mencionado experimento es recibida
mediante un detector balanceado, el cual es alcanzado a través de un MZI.
Los cuatro apartados siguientes muestran varios parámetros de diseño del
receptor DPSK y su influencia en la detección de la señal. La explicación del
funcionamiento del MZI hecha en este apartado ayuda a comprender la
influencia de los parámetros de diseño que se van a exponer en el
comportamiento del receptor.
Detección balanceada frente a detección simple
En primer lugar, se introducirá el término desbalanceo de amplitud, β. Este
término se define como
(3.3)
49
Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
donde SA y SB son los factores de conversión optoelectrónica de los dos
puertos, A y B, del MZI. La detección balanceada, β = 0, se alcanza cuando
SA = SB, mientras que si la recepción de la señal transmitida se lleva a cabo
únicamente a través de uno de los dos puertos de salida del interferómetro, se
obtiene β = -1 ó β = 1 [27].
Un desbalanceo de amplitud β puede producirse por diferentes responsividades
de los fotodiodos a los que se encuentran conectados los dos puertos de salida
del MZI, por diferentes factores de acoplamiento de las fibras a los citados
fotodiodos o por diferentes pérdidas producidas en los elementos electrónicos
que intervienen antes de combinar las señales procedentes de los puertos de
salida del MZI [27].
La Fig. 3.24(a) [27] muestra medidas del OSNR en función del parámetro β
tomadas en un sistema óptico trabajando a 10 Gb/s con una señal 33% RZDPSK (circulos). También se muestran datos obtenidos mediante simulaciones
numéricas (curva sólida). Se aprecia que, para β = ±0.1, lo que corresponde a
un desbalanceo de amplitud del 22%, la penalización en el OSNR es menor que
0.1 dB.
Desbalanceo temporal del receptor
En este caso, existe una diferencia en los tiempos de propagación (∆T) de las
señales ópticas desde los puertos de salida del MZI hasta el punto en el que se
realiza la resta de señales de forma electrónica (ver Fig. 3.22).
En la práctica, la mencionada diferencia de tiempos puede ser debida a
diferentes longitudes de las fibras que unen los puertos de salida del MZI con
los fotodiodos o debida a diferentes retrasos en la electrónica que sigue a la
detección de las señales [27].
La Fig. 3.24(b) [27] muestra medidas del OSNR en función del parámetro ∆T
tomadas en un sistema óptico trabajando a 10 Gb/s con una señal 33% RZDPSK (circulos). También se muestran datos obtenidos mediante simulaciones
numéricas (curva sólida). Para un valor de ∆T próximo al periodo de bit de la
señal transmitida, se aprecia una penalización cercana a 0.5 dB en el OSNR.
Retraso del MZI
La Fig. 3.24(c) [27] muestra la degradación en la sensibilidad del receptor
cuando el retraso relativo establecido entre los dos brazos del MZI no coincide
con el periodo de bit de la señal que se propaga por dichos brazos (Td ≠ T,
donde Td es el retraso relativo entre los dos brazos del MZI y T, el periodo de
bit de la señal que se propaga por dichos brazos).
Esta falta coincidencia puede deberse a imperfecciones en la fabricación del
MZI o a cambios en la tasa de transferencia de la señal (y, por tanto, en su
periodo de bit) cuando los servicios o los usuarios así lo requieren. Puede verse
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Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
como una diferencia del 10% entre Td y T conlleva una penalización en el OSNR
inferior a 0.5 dB [27].
La diferencia entre Td y T tiene un importante papel tanto en la simulación
presentada en el capítulo 4 como en el experimento mostrado en el apéndice C,
ya que, haciendo variar esta diferencia, la señal DPSK se transforma en una
señal Partial DPSK, que ofrece mayor tolerancia a la CD.
Error de fase del MZI
La Fig. 3.24(d) [27] muestra el impacto de una diferencia (∆f) entre la
frecuencia del láser que porta la señal de información y la frecuencia que
produce condiciones ideales de interferencia constructiva/destructiva en el MZI.
La diferencia ∆f se expresa en tanto por ciento del régimen binario (R) de la
señal de información.
Debido a que la recepción de señales DPSK se basa en que la diferencia ∆f sea
nula, cualquier desviación de este valor afecta notablemente a la calidad de la
señal recibida. De aquí que un ∆f de tan solo el 4% cause una penalización en
el OSNR cercana a 1 dB [27].
(a)
(b)
(c)
(d)
Figura 3.24. Penalizaciones en receptores RZ DPSK no ideales. (a) Desbalanceo de amplitud en las señales del puerto
constructivo y destructivo del MZI. (b) Desbalanceo de fase en las señales del puerto constructivo y destructivo del
MZI. (c) Retraso relativo entre los brazos del MZI desajustado. (d) Frecuencia de la luz incidente en el MZI desajustada
de la frecuencia nominal del MZI.
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Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
Tolerancia al filtrado óptico
Las señales DPSK son más tolerantes al filtrado de banda estrecha que las
señales OOK. Esto se debe a la naturaleza duobinaria de las señales DPSK
demoduladas mediante MZIs. Dichas señales duobinarias muestran un espectro
óptico más estrecho que las señales OOK para un régimen binario dado.
3.4.2.4.- Pruebas de transmisión con señales DPSK
Este apartado muestra los resultados obtenidos en dos bancos de prueba: uno,
basado en una señal DPSK a 10 Gb/s y, el otro, en una señal DPSK a 40 Gb/s.
Banco de pruebas basado en señal DPSK a 10 Gb/s
En el caso ideal, en un sistema lineal con amplificadores ópticos, la mejora de 3
dB en el OSNR que ofrece la modulación DPSK frente a la modulación OOK
haría que la máxima distancia alcanzable por la señal DPSK fuera doble de la
máxima distancia alcanzable por la señal OOK, ya que la señal DPSK permitiría
acumular el doble de ruido ASE que la señal OOK.
Del mismo modo que en los sistemas OOK, en el caso de los sistemas DPSK se
puede hacer uso de métodos de gestión de la CD para reducir el efecto del
fenómeno FWM entre los diferentes canales WDM. Por tanto, el efecto intercanal de este fenómeno no suele suponer un problema [27].
En el caso del fenómeno SPM, como se expuso en el capítulo 1, la variación de
la intensidad de la señal óptica da lugar a la modulación de la fase de la propia
señal a través de las no-linealidades del índice de refracción de la fibra óptica.
Como resultado, el espectro de la señal se expande. Esta expansión del
espectro, combinada con la CD de la fibra, da lugar a la expansión temporal de
los pulsos recibidos. De acuerdo con esto, cambios en la intensidad de la señal
producidos por el ruido generan cambios en la fase de la señal debido a las nolinealidades del medio de transmisión, causando una importante degradación
de la calidad de la señal recibida, ya que las señales DPSK portan la información
en la fase.
En el caso del fenómeno XPM, la variación de la intensidad de la señal óptica
que se transmite en un canal WDM da lugar a la modulación de la fase de la
señal óptica que se transmite en otro canal WDM. En sistemas OOK, las
colisiones entre señales WDM dan lugar a variaciones en la fase de las señales.
Estas variaciones de fase, combinadas con la CD, originan jitter en las cadenas
de bits recibidas, dependiendo la intensidad de este jitter de los patrones de
bits contenidos en dichas cadenas. Cuando los pulsos ópticos que colisionan
tienen una duración igual al periodo de bit de la señal (colisiones completas),
los daños ocasionados en las señales por efecto del fenómeno XPM son
inferiores a los ocasionados cuando los pulsos ópticos que colisionan tienen una
duración inferior al periodo de bit de la señal (colisiones parciales). Esto se
debe a que las variaciones de fase producidas como consecuencia de la colisión
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Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
de las señales durante la primera mitad del periodo de bit son compensadas
con las variaciones de fase producidas como consecuencia de la colisión de
dichas señales durante la segunda mitad del periodo de bit. Conforme los
canales WDM se localizan más próximos entre sí, los pulsos de los distintos
canales se solapan durante periodos de tiempo mayores y las colisiones
parciales incrementan los daños causados por efecto del fenómeno XPM. En
señales DPSK, por el contrario, los pulsos ópticos siempre ocupan la totalidad
del periodo de bit, por lo que todos los pulsos experimentan colisiones
similares, mitigando así el efecto del fenómeno XPM [27].
En términos generales, puede afirmarse que los enlaces ópticos de largo
alcance y canal simple que trabajan con señales OOK a 10 Gb/s tienen mejor
rendimiento que los enlaces ópticos de las mismas características que trabajan
con señales DPSK a 10 Gb/s. Sin embargo, es importante señalar que el
rendimiento de un sistema de canal simple es altamente dependiente de las
características del propio sistema, por lo que puede haber casos en los que las
señales DPSK ofrezcan mejores prestaciones que las señales OOK. Por otra
parte, en sistemas WDM, tanto las medidas experimentales como las
simulaciones numéricas muestran un rendimiento muy parecido entre señales
OOK y señales DPSK cuando la eficiencia espectral es 0,2 b/s/Hz. Cuando la
eficiencia espectral es 0,4 b/s/Hz o superior, el rendimiento de las señales DPSK
es mejor que el de las señales OOK. Esto se debe al mejor comportamiento de
las señales DPSK frente a los efectos del fenómeno XPM [27].
Banco de pruebas basado en señal DPSK a 40 Gb/s
A 40 Gb/s, la acción del fenómeno IFWM hace que la energía se transfiera de
unos bits a otros conforme los pulsos se dispersan y se mezclan entre ellos por
efecto de las no-linealidades de la fibra óptica. Como consecuencia, en señales
OOK se producen fluctuaciones de amplitud en los bits correspondientes a 1’slógicos, mientras que aparecen pulsos fantasmas en los bits correspondientes a
0’s-lógicos. Por el contrario, en señales DPSK, estas fluctuaciones de amplitud
no son tan importantes como las fluctuaciones de fase, ya que la información
se porta en la fase de la señal, no en su amplitud. Por lo tanto, los efectos del
fenómeno IFWM son más nocivos en sistemas OOK que en sistemas DPSK [27].
En el caso del fenómeno XPM inter-canal (Inter-channel XPM, IXPM), las
fluctuaciones de intensidad causadas por el solapamiento de pulsos que se han
ensanchado por acción de la dispersión dan lugar a fluctuaciones de fase. El
efecto en señales OOK es la introducción de jitter. En señales DPSK, el efecto
es más serio, ya que el jitter y las fluctuaciones de fase tienen una importante
influencia en la calidad de la señal recibida [27].
Por otra parte, en el hecho de que, para una potencia media dada, las señales
DPSK libres de distorsión tengan una potencia de pico 3 dB inferior a la
potencia de pico que tienen las señales OOK libres de distorsión ayuda a reducir
la penalización de calidad debida a las no-linealidades de la fibra que sufren las
señales DPSK [27].
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Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
Los resultados experimentales ponen de manifiesto un mejor comportamiento
de las señales DPSK a 40 Gb/s frente a las señales OOK a la misma tasa binaria
tanto en sistemas de canal simple como en sistemas WDM [27].
La Fig. 3.25 [27] muestra un experimento típico de transmisión en bucle
cerrado a 40 Gb/s que utiliza un esquema híbrido de amplificación
EDFA/Raman. En enlaces de 400 Km a 2400 Km, haciendo uso de vanos de 100
Km de NZDSF, el OSNR mostrado por señales DPSK con detección balanceada
supera en 3 dB, aproximadamente, al mostrado por señales OOK, tanto en
sistemas de canal simple como en sistemas WDM.
En el caso de que se emplee filtrado de banda estrecha, el rendimiento de las
señales RZ-DPSK también es superior al de las señales RZ-OOK [27].
Figura 3.25. Montaje típico en bucle re-circulante utilizado como banco de pruebas.
Concretamente, se observan los siguientes comportamientos [30]:
-
Las señales DPSK con detección balanceada muestran una mayor
tolerancia al filtrado con anchos de banda inferiores al ancho de banda
óptimo que las señales DPSK con detección simple y que las señales
OOK.
-
Las señales RZ OOK tienen, aproximadamente, la misma sensibilidad que
las señales RZ DPSK con detección simple para anchos de banda
mayores que 2R, siendo R el régimen binario de la señal. Para anchos de
banda inferiores, la apertura del diagrama de ojo en señales OOK puede
disminuir drásticamente debido a distorsiones causadas por el filtro. En
el caso de señales DPSK, estas distorsiones debidas al filtrado son
mitigadas por el MZI.
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Proyecto Fin de Carrera
-
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
Cuando la demodulación de la señal DPSK se realiza a través de un filtro
de banda estrecha, la calidad de la señal obtenida es mucho peor que en
el caso de que la demodulación se realice a través de un MZI.
3.4.3.- Partial differential phase shift keying (Partial DPSK)
Como se ha expuesto antes, el demodulador DPSK está normalmente basado
en un MZI cuyo retraso relativo entre sus dos brazos está fijado a un periodo
de bit de la señal recibida. La idea del formato de modulación Partial DPSK es
reducir el retraso relativo entre los dos brazos del MZI a un valor inferior al
periodo de bit de la señal recibida y así contrarrestar la degradación que ha
sufrido la señal al atravesar el enlace óptico, mejorando la sensibilidad del
receptor DPSK. Por lo tanto, más que un formato de modulación, Partial DPSK
es un método de demodulación.
Cuando el retraso relativo entre los dos brazos del MZI es inferior a un periodo
de bit de la señal recibida, un bit determinado interfiere parcialmente consigo
mismo y parcialmente con el bit adyacente. Aunque en un canal cuya CD neta
fuera nula esto causaría una penalización en la calidad de la señal recibida,
cuando la CD neta presente en el canal es no nula, es posible optimizar el
receptor para obtener una señal de mejor calidad. De hecho, el ajuste del
ancho de banda del filtro de recepción y del retraso relativo entre los brazos del
MZI lleva a un aumento notable de la tolerancia de la señal a la dispersión
cromática, sin pérdida de OSNR [33]. Más aún, la degradación que sufre la
señal debida a imperfecciones del canal es mitigada mediante la reducción del
retraso relativo entre los brazos del MZI por debajo del periodo de bit de la
señal recibida [31].
Cuando un bit interfiere parcialmente consigo mismo y parcialmente con el bit
adyacente, como es el caso del formato Partial DPSK, la parte del bit que
interfiere consigo misma produce una interferencia constructiva en cada
periodo de bit. Esta interferencia constructiva aporta un buffer entre bits tras la
demodulación que minimiza el ISI causado por la parte del bit que interfiere
con el bit adyacente [31].
La tolerancia al ISI proporcionada por la interferencia constructiva citada es
menos eficiente en presencia del fenómeno PMD. Este fenómeno origina un
retraso relativo entre los dos estados de polarización de la luz que se propaga
por la fibra, haciendo que la localización temporal de la interferencia
constructiva varíe en el tiempo y que el ISI sea más intenso [31].
La Fig. 3.26 [32] muestra, para diferentes valores de la CD, la penalización en
el OSNR para una BER de 10-3 en función de la diferencia entre el retraso
relativo entre los brazos del MZI y el periodo de bit de la señal transmitida,
expresada esta diferencia en tanto por ciento. Dicha señal transmitida tiene un
régimen binario igual a 40 Gb/s y un formato RZ-DPSK. En la citada figura, se
puede apreciar que, a medida que aumenta la CD, la curva se desplaza hacia la
izquierda del punto central, donde la diferencia entre el retraso relativo entre
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Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
los brazos del MZI y el periodo de bit de la señal transmitida es nula, lo que
significa que, para una recepción óptima de la señal, el retraso relativo entre los
brazos del MZI es menor cuanto mayor sea la CD neta del sistema.
Figura 3.26. Penalización en el OSNR debida a un ajuste no óptimo en el retraso relativo entre los brazos del MZI.
Por otra parte, de la Fig. 3.27 [33] se puede deducir que la tolerancia a la CD
puede ser más que duplicada mediante la optimización del retraso relativo entre
los brazos del MZI y del ancho de banda del filtro de recepción. Se puede ver
en esta figura que dispersiones superiores a 50 ps/nm causan una penalización
importante en sistemas DPSK; sin embargo, en el caso de Partial DPSK, la
máxima dispersión tolerada crece notablemente, ya que el deterioro del factor
de calidad con el aumento de la CD es muy suave.
El hecho de que la señal Partial DPSK muestre una mayor tolerancia a la CD
que la señal DPSK común puede entenderse si se tiene en cuenta que,
conforme se reduce el retraso relativo entre los dos brazos del MZI, la señal
DPSK es parcialmente convertida en una señal duobinaria. Esta señal
duobinaria, al tener un ancho de banda inferior a la señal DPSK para un
régimen binario específico, soporta un filtrado de ancho de banda más estrecho
que el que precisa la señal DPSK, ofreciendo, por tanto, una mayor tolerancia a
la CD (ver apartado 3.3.4). Esta mejora en la tolerancia a la CD se obtiene a
expensas de cierta degradación en el OSRN, ya que, a medida que la señal
DPSK se convierte en una señal duobinaria, la potencia en uno de los puertos
del MZI aumenta con respecto a la potencia en el otro puerto del
interferómetro, dejando de producirse, por tanto, una detección perfectamente
balanceada de la señal [33].
En el terreno de los sistemas WDM, se ha demostrado experimentalmente que,
en el caso de que las señales multiplexadas sean Partial DPSK, es posible fijar el
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Proyecto Fin de Carrera
Capítulo 3. Formatos de modulación para altos regímenes binarios
espaciado inter-canal a 50 GHz sin que se produzca interferencia importante
entre los distintos canales [31], [33], [34].
Otro beneficio que ofrece el formato Partial DPSK es que permite la coexistencia
de señales a 10.7 Gb/s y a 43 Gb/s en un mismo sistema WDM (sistema
híbrido), satisfaciendo, de este modo, los crecientes requisitos de tráfico y
permitiendo, al mismo tiempo, el uso de infraestructuras ya existentes. Sobre
estos sistemas híbridos han sido detectados numerosos problemas cuando las
señales a 10.7 Gb/s están moduladas en amplitud e interaccionan con señales a
43 Gb/s que están moduladas en fase. Experimentalmente se ha demostrado
que utilizado Partial DPSK como formato de modulación para las señales a 43
Gb/s, el impacto producido por las señales OOK a 10.7 Gb/s se reduce. Esta
robustez frente al formato de modulación de las señales que se transmiten en
canales adyacentes hace que, cuando se utiliza el formato Partial DPSK para las
señales moduladas en fase, no sea necesario introducir bandas de guarda entre
los canales adyacentes, lo que permite cubrir futuras demandas de tráfico [35].
Figura 3.27. Factor de calidad frente a la dispersión neta en un receptor óptimo (Sistema trabajando a 42.7 Gb/s).
Las líneas punteadas corresponden a un filtro de ancho de banda 50 GHz y a un retraso relativo entre los brazos del
MZI igual al periodo de la señal recibida. Las líneas sólidas corresponden a un filtro de ancho de banda óptimo y a un
retraso entre los brazos del MZI también óptimo. El % se refiere al ciclo de trabajo de la señal RZ.
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