Casa abierta al tiempo

Casa abierta al tiempo
UNIVERSIDAD AUTONOMA METROPOLITANA
UNIDAD IZTAPALAPA
División de Ciencias Bhsicas e I n g e n i e r i a
TITULO DEL TRABAJO:
AMPLIFICADORES PARA COMUNICACIONES
Tesis que presenta e¡ alumno:
OSCAR SANTANA OLGUÍN
Matricula: 92220627
Para la o b t e n c i ó n d e l g r a d o d e :
INGENIERO EN ELECTRóNICA Y COMUNIC
Asesor:
Doctor J u a n
Junio
del 2001
INDICE
Reseña Histórica
Justificación
Introducción
Objetivos
3
7
8
9
I AMPLIFICADOR DARLINGTON
1.1
Análisls
de
cc
1.2
Análisis
de
ca
1.3
Aislamiento
1.4
Ejemplo
circuito
Darlington
IO
11
11
13
13
2 AMPLIFICADOR CLASE B
2.1
Circuito
Push-Pull
2.2
L í n e a d ec a r g ad ec c
2.3
L í n e ad ec a r g ad ec a
2.4
Análisis
de
ca
2.5
Funcionamiento
General
2.6
D i s t o r s i ó nd ec r u c e( c r o s s o v e r )
2.7
Distorsión o
Lineal
2.8
E j e m p l oA m p l i f i c a d o rc l a s e
B
2.9
Ejemplo
A m p l i f i c a d oC
r ascode
18
19
20
20
21
22
23
24
25
28
32
3 AMPLIFICADOR CLASE C
3.1
Amplificador
Sintonizado
3.2
A u s e n c i ad eP o l a r i z a c i ó n
3.3 L í n e a sd ec a r g a
3.4 C i r c u i t o e q u i v a l e n t e e n c a
3.5
C a í d a o d i s m i n u c i ó nd ec o r r i e n t ee nr e s o n a n c i a
3.6
R e s i s t e n c i ad e lc o l e c t o rd ec a
3.7
F a c t o rd eS e r v i c i o
3.8
Filtradodearmónicas
3.9
P o t e n c i ae nl ac a r g a
3.10 Consumo de corriente
3.11 E f i c i e n c i a d e l a e t a p a
3.12 Ejemplo amplificador clase C
37
37
39
39
40
41
42
42
4 AMPLIFICADOR EN UHF
4.1 Teoría de pequeña seiial
4.1.1 P o l a r i z a c i ó n
4.1.2 Diseño utilizando parámetros Y
4.1.3 Cdlculos de e s t a b i l i d a d
47
48
48
51
51
1
33
35
35
36
4.1.4 M a x i m a g a n a n c i a d i s p o n i b l e ( M A G )
4.1.5 Acoplamiento conjugado simultáneo
4 . 2 T é c n i c a s y C o n s t r u c c i ó n e n RF
4.2.1 Seleccionando el dispositivo
4.2.2 Efectos ParLsitos
4.2.3 Circuitos equivalentes
4.2.4 Capacitancia parásita o distribuida
4.2.5 lnductancia de las terminales
4.2.6 Una grhfica útil
4.3 Diseíio del circuito
4.4 Equipo Utilizado
4.5 Metodología
4.6 Resultados
4.7 Conclusiones
52
53
54
54
55
55
56
56
57
58
64
64
65
66
BIBLIOGRAFíA
67
ANEXO
69
2
Cara abiula al l*mpo
RESEflAHIST6RICA
RESEÑA H I S T ~ R I C A
Definiremos
la
comunicación
como
el
conjunto
de
medios,
instrumentos y recursos que permiten trasmitir ideas, actitudes
e imágenesdeunapersona,generación
ó sociedad a otra.
Nuestros gestos, palabras y escritos pueden ser comunicados vale
decir,
pueden
hacerse
comunes
como
lo indica
la
- mediante - una variadisima serie de
etimología de la palabra,
recursos que el hombre ha ideado
a través de los siglos. Estos
y eldibujo, y
recursosseinicianconellenguaje,laescritura
vienen a culminar con la radio, el cine
y la televisión.
En
nuestros
días,
el
habitante
de
cualquier
ciudad
puede
enterarse con rapidez, de cualquier acontecimiento producido en
y recibe
continuamente
el
más
apartado
rincón
del
mundo
imágenes,
sonidos
y palabras,
emitidos
desde
miles
de
kilómetrosdedistancia.Estaverdaderarevolución,producida
por la ciencia y la técnica impulsada por la estructura dinámica
delaeconomíamoderna,esunadelascaracterísticasmás
XX.
importantes de la civilización del siglo
La pictografía es la forma más antigua de escritura. Consistente
y los actos,
endibujarunaimagenesquemáticadelascosas
que
así
pueden
combinar
formando
narraciones
religiosas,
cronologías y leyendas trasmisibles a las generaciones futuras.
Los indígenasamericanosusarondiversasformasdeescritura
pictográfica, que en las civilizaciones más adelantadas llegaron
a transformarse en ideogramas, combinaciones de imágenes que
los aztecasembellecieronconsuadmirablesentidoplástico.
Combinando
veintidós
imágenes,
cada
una
de
las
cuales
los fenicioscrearonelprimeralfabeto.
representaunsonido,
Conelagregadoposteriordevariasletrassuplementarias,el
sistema ideado por estos grandes mercaderes de la antigüedad
ha pasado a ser el fundamento de nuestro alfabeto actual
y uno
de los factores básicos de nuestro patrimonio cultural.
del
abecedario
es
posible
idear
Combinando los signos
reproducirunnúmeroilimitadodepalabras,dandoallenguaje
una plasticidad que no podía tener en épocas anteriores.
ó
Colocando
una
manta
sobre
una
hoguera
y retirándola a
intervalos rítmicos, los indígenas americanos lograban trasmitir
mensajes de humo con arreglo de un sistema parecido al código
modernos.
Los romanos,
por
su
parte,
de los telegrafistas
utilizabangrandesespejosquereflejaban
los rayosdelsol
y
trasmitían,tambiéndeacuerdo
a códigoespecial,lasórdenes
militares y administrativasdelasautoridadesimperiales.Este
sistema sirvió de base para el heliógrafo, aparato muy usado en
las
guerras
coloniales
del
siglo
pasado.
Los
indígenas
de
algunasregionesafricanas
y americanasenviabanmensajes
hasta distancias inauditas mediante sus tambores, cuyo rítmico
sonido atravesaba selvas y desiertos.
AlejandoMagno,
a suvez,creóungigantescomegáfonoque
emitía
un
poderosos
sonido.
Esta
"trompeta
parlante",
que
aterrorizaba a sus
enemigos,
era
considerada
una
de
las
El imperioincáico y l a
maravillascientíficasdelaantigüedad.
civilizaciónaztecateníanequiposdecorredoresmensajeros
para llevar órdenes e informaciones a las más apartadas zonas
desusdilatadosterritorios.Losmensajerosalllegar
a las
postas,
estratégicamente
ubicadas
en
distintos
sitios,
eran
sustituidos por otros corredores que proseguían la marcha con
elmensajeimperial;enesaformaseenviaban,enundía,
mensajes a distancias de más de 150 kilómetros.
Concluía
el
siglo
XVlll cuando
el
francés
Cfaudio
Chappe
inventaba
el
telégrafo
óptico,
instrumento
formado
por
dos
brazos
móviles
que
podían
enviar
mensajes
por
medio
de
señales.
A medidaquedesentrañaban
los secretosdeesamisteriosa
fuentedeenergíadenominadacorrienteeléctrica,
los hombres
ciencia
de trataban
aplicarla
de
a las
comunicaciones.
Descubrieron los principiosdelelectromagnetismo,latarease
hizo más fácil y en 1835 aparecería el telégrafo, inventado casi
almismotiempoporelinglésWheastone
y elnorteamericano
los honoresdela
Morse. Este último, que recibe generalmente
1844 laprimeralíneatelegráfica
y creó
prioridadconstruyóen
pocodespuéssufamososalfabetodepuntos
y rayas.Veinte
añosmástarde,quedabatendidoelprimercabletelegráfico
a
E l factortiempodesapareceríaasídelas
travésdelatlántico.
comunicaciones humanas, que podían establecerse
a través de
las más dilatadas distancias sin perder un minuto.
Logradalatransmisióndelsonido
a travésdeunalambre,
comenzaronlasexperienciastendientes
a trasmitirtambiénla
vozhumana.UnmaestroalemánllamadoReís,logróconstruir
unaparatoquecomunicaba
a cierta distancia el sonido de las
notas musicales. Poco después, los norteamericanos Elisa Gray
y Alejandro Bell patentaban un teléfono más perfecto, capaz de
reproducir con fidelidad los matices de la voz humana.
4
.
. .
Caraabirnaaltiempo
R E S E ~ A
H I S T ~ R I C A
Losnuevosdescubrimientosfueronfrutosdelalaborconjunta
demuchoshombres.Losprincipiosestablecidosporelsabio
alemán Enrique Hertz fueron aplicados por el Ingeniero Italiano
Guillermo Marconi, quien logró crear en 1896 el primer trasmisor
Su invención
permitió
mantener
telegráfico
sin
alambre.
contactoporprimeravezenlahistoria,conlosbuquesque
navegan en alta mar, impidiendo catástrofes náuticas.
La válvula
ideada
por
el
sabio
norteamericano
Lee
Forest
y permitió los grandes
solucionómuchosproblemastécnicos
los
progresos alcanzados por la aviación. Nuevos desarrollos de
mismos
principios
permitieron
establecer
primeras
las
los años
posteriores
a la
estaciones
de
radiotelefonía.
En
los receptoresderadiocubrieroncasi
primeraguerramundial,
toda la tierra.
Pero la ciencia
electrdnica
detienen
se
no
aqui.
Sus
aplicaciones, que están lejos de haber sido agotadas, han dado
origenalradar,aparatodetectorqueanuncialapresenciade
y aviones.Lafotografía
y el
obstáculosen la rutadebuques
cinematógrafo, de tanta importancia para la reproducción de las
imágenes completan el cuadro de este progreso admirable de la
actividad humana.
Elteléfonoinalámbrico,comúnmentellamadoradio,fuecreado
entre1910
y 1920, y seconvirtióenunodelosmediosde
distracción más populares del mundo. Su influencia ha llegado
adquiririmportanciaexcepcional;laradiopenetraentodos
hogares
con
cargamento
de
emociones,
música,
noticias
propaganda, que llega a todos por igual.
a
los
y
Los primeros satélites artificiales lanzados al espacio a partir de
1957,
llevaban
dispositivos
radio
para
de
establecer
comunicación con la tierra. El rápido progreso experimentado en
la especialización de los satélites dio origen a la creación de un
tipo de satélites llamados de telecomunicación, que pueden ser
pasivos o activos. Los pasivos sirven solamente de superficies
reflectoras y sufunciónsereduce
a retransmitir,reflejándola,
a su superficie.Unsatélite
losmensajes y señalesquellegan
de este tipo es el norteamericano ECHO
I (1960), primero de su
clase, globo de plástico de 30 metros de diámetro.
Los
satélites
activos
llevan
equipos
de
radio,
receptores
y
trasmisores, y dispositivos electrónicos de registro
y grabación
y retransmitirmilesde
demensajes,quelespermitenrecibir
palabrasporsegundo.
El satélitenorteamericanoCOURIER
I,
5
caw abieid dlienpo
R E S E ~ A
H I S T ~ R I C A
satélitenorteamericano
TELESTAR I conequipocompletode
telecomunicación para la recepción y retrasmisión de programas
simultáneos
televisión
de colores,
en millares
de de
conversaciones radiotelefónicas y mensajes radiotelegráficos. AI
transmitir
el
TELESTAR
programas
televisión
de
y
comunicacionesradiotelefónicas
a lasnacionesdeEuropa
y
América,sereafirmalagranutilidadde
los satélitesdeesta
clase en la nueva era que el progreso científico abre la historia
de las comunicaciones internacionales.
6
Cara ab¡& ailipmpo
JUSTlFlCACldN
Una
parte
importante
ingeniería
la
de electrónica
en
comunicaciones
es
el
diseño
de
equipos
de
transmisión
recepción de señales moduladas.
y
Parte fundamental de estos equipos se encuentra en la etapa de
amplificación de radio-frecuencia en la cual, para su diseño se
tomanencuentagranpartedelosconocimientosadquiridos
durante la licenciatura, como por ejemplo:
Circuitosamplificadorescontransistores
Respuesta a altas frecuencias de estos circuitos
Compensaciónenfrecuencia
Acoplamiento
de
impedancias
entre
etapas
para
lograr
máxima transferencia de energía.
Los amplificadores se pueden dividir en tres tipos:
0
0
Amplificadores de baja frecuencia
Amplificadores de frecuencia intermedia
Amplificadores en Alta frecuencia
Dependiendo
en
que
frecuencia
se desea
que
trabaje
el
amplificador, se puede tener complicaciones ya que por ejemplo
y
para un amplificador en alta frecuencia se complica el diseño
se tienen que tomar en cuenta el comportamiento del circuito en
alta frecuencia.
Al diseñar un receptor, generalmente se empieza por el detector
o la circuitería de demodulación, sin embargo la mayoría de
los
circuitosdetectoresnotrabajanbienenpresenciaderuido
o
señales de interferencia, además de requerir de ciertos niveles
de voltaje en la señal deseada.
Dadoquelaseñaldeentradapuedetenerunaintensidadde
los microvolt/m,
campo a la entrada del receptor en el rango de
y
mientras que las intensidades de las señales de interferencia
señalesderuidocaptadasporlaantenapuedenestarenel
los volts/m,
se
nota
la
necesidad
de
ganancia
y
rango
de
selectividad en el amplificador de entrada del receptor.
Los problemas en el diseño de un amplificador de
siguientes:
Controlarelnivelde
distancia
adecuada
deseada.
ruido con el fin
por
debajo
de
R . F . son los
de mantenerlo a una
I nivel
de
la
señal
de
Controlar
las
no linealidades
I dispositivo
activo
utilizado por el amplificador, para prevenir distorsión en la
señal o interacciones no deseadas de la señal.
Cuidarqueelniveldeganancianoproduzcaoscilaciones
no deseadas.
8
OBJETIVOS
OBJETIVOS
Mostrar y diseñar un amplificador
a baja frecuencia
Mostrar y diseñar un amplificador
a frecuencia media
Diseñarunamplificadorde
R . F . a pequeñaseñalpara
trabajar a una frecuencia de 100 MHz.
lmplementar
diseño
el teórico,
efectuando
todos
los
ajustes necesarios para su correcto funcionamiento, tales
como: acoplamientodeimpedancias,ajustedecircuitos
de
las
impedancias
de
entrada
resonantes y ajuste
salida.
9
y
10
..
I...
,
Casa abilrta a l f h
AMPLIFICADOR DARLINGTON
A M P L I F I C A D ODARLINGTON
R
El amplificador
Darlington
circuito
un
es transistorizado
ampliamente
utilizado,
que
consiste
en
emisores
seguidores
lo general, un par como el que se
conectados en cascada, por
muestra en la figura 1-1. La ganancia total de voltaje es cercana
a la unidad. E l resultado principal es un incremento muy grande
en la impedancia de entrada y un decremento igualmente grande
en la impedancia de salida.
-
-
-
F i g u r a 1 - 1 Amplificador Darlington
1.1 Analisis de c c
Paraempezar,elprimertransistortienenunacaídaVBE
segundotransistortieneotracaídaVBE.Comoeshabitual,el
divisor de voltaje produce un voltaje de Thévenin que se aplica
a labasedeentrada.
A causadelasdoscaídasVBE
corriente de cc de emisor en la segunda etapa es:
La corriente de cc de emisor en la primera etapa es igual
lo tanto:
corriente de cc de base en la segunda etapa; por
1.2 Análisis de ca
Sisedesprecia
r'e2, laimpedanciadeentradaenlasegunda
etapa es:
11
y el
, la
a la
AMPLIFICADORDARLINGTON
Donde p2 eslabetadecadelsegundotransistor.Estaesla
impedanciavistaporelemisordelprimertransistor.Sise
desprecia r’el, la impedancia de entrada en la base del primer
transistor es:
Laimpedanciadeentradaesextremadamentealtaporquese
multiplicanlasbetasdeca
y de
estaformalaimpedancia
aproximada de entrada del amplificador darlington es:
A continuación, se mostrara
impedancia
la
de
salida
del
amplificador Darlington. AI igual que antes, la impedancia de ca
de Thévenin en la entrada es:
La impedancia de salida de la primera etapa es:
La segunda etapa tiene una impedancia de salida de:
Donde Zsal(2) = impedancia de salida de Darlington
r ’ e l = resistencia de ca del primer diodo emisor
r’e2 = resistencia de ca del segundo diodo emisor
rt, = R, I1 4 11 R2
p l = beta de ca del primer transistor
p2 = beta de ca del segundo transistor
Esta impedancia de salida puede ser muy pequeña.
12
Casaababiuiaailjfmpa
AMPLIFICADORDARLlNGTON
1.3 Aislamiento
Comosehavisto,laimpedanciadeentradaaumenta
y la
los
impedancia
de
salida
disminuye.
En
virtud
de
esto,
seguidoresdeemisor
y los amplificadoresDarlingtonseusan
paraaislarfuentesdealtaimpedanciadelascargasdebaja
impedancia.Siseintroduceunaseñaldirectamentedesdeuna
fuente de alta impedancia hacia una carga de baja impedancia,
la mayor parte del voltaje de ca se perderá en la impedancia de
o amplificador
lafuente.Insertandounseguidordeemisor
y lacargaseevitaráunapérdida
Darlingtonentrelafuente
lo bastanteestable
excesivadeseñal,originandounafuente
los resistores de carga.
para excitar la mayor parte de
Téngase
presente
esta
idea
de
aislar
una
fuente
de
alta
lo
impedancia
de
una
carga
de
baja
impedancia,
pues
de
contrario se perderá constantemente el voltaje de señal cuando
se conectencircuitosdealtaimpedancia
a cargasdebaja
impedancia.
1.4 Ejemplo de un amplificador Darlington
Unafuentedecade
1 V rmsconunaimpedanciade
excita el amplificador Darlington de la Figura 1-2(a).
Los valores propuestos para este circuito son:
p l = p2 = 100
R1 = I 0 0 kR
RE = 360 S2
3.6 KC2
AMPLIFICADOR DARLINGTON
Tenemos que la corriente de cc de emisor en la segunda etapa
es:
Por lo tanto, la resistencia de ca del segundo diodo emisor es:
25m V
= 2.32
r'e2 - lOmA
-
-.
La corriente de cc de emisor en la primera etapa
es:
Por lo tanto, la resistencia de ca del primer diodo emisor es:
Laimpedanciaaproximadadeentradaviendoenlabasedel
primer transistor es:
Zent(l)
- 100(100)(360R) = 3.6A40
21
Puestoqueéstaesmuchomásgrandeque
polarización,
impedancia
la
aproximada
entrada
de del
amplificador Darlington es:
La impedancia de ca de Thévenin
los resistoresde
a la entrada es:
qh = 3.6k-n 11 1OOkQ (1 l00k-n = 3.36k-n
Por tanto, la impedancia de salida del primer emisor es:
14
AMPLIFICADORDARLINGTON
Si se desprecian
emisor es:
los 360i2, la impedancia de salida del segundo
La figura 1-2(b) resume estos cálculos.
En vista de que la impedancia de entrada es mucho más grande
que antes,casitodo
el voltajedecadelafuentellega
a la
entrada del amplificador:
Lagananciadevoltajeesaproximadamenteigual
a 1 y , por lo
con una
tanto, la salida final es una fuente de voltaje de 0.933V
impedancia de 5.340. Una fuente como ésta verá estables todas
las cargas que sean mayores de 53452y firmes todas las cargas
que sean mayores de 53.40.
SIMULACI~N
Paradarnosunaaproximación
e ideadelcomportamientodel
6.0. El circuito armado
circuito, se utiliza el simulador Microcap
y se muestra en la figura
será el mencionado en la figura 1-2(a)
1-3.
Figura 1-3 Circuito Darlington hecho en Microcap
6.0
C~&14&1mtapP
AMPLIFICADORDARLINGTON
Delafigura
1-3 semuestraquelaseñaldeentradaesenel
nodo 1 y laseñaldesalidaenelnodo
8, dicholoanteriorel
comportamiento del circuito se muestra en la siguiente gráfica:
De esta gráfica se puede ver que la ganancia es:
Resultados
Los resultados obtenidos prácticamente fueron los siguientes
I
Salida
1
4.6V
La ganancia del amplificador Darlington es:
I
clw ab¡& al t h p n
AMPLIFICADOR DARLINGTON
Comentarios
Seobservaque
los resultados calculados teóricamente son de
lo mas cercanos a los realizados prácticamente.
los valores de la simulación concordaran
Era de esperarse que
un pococon los valoresprácticos,perobueno,estosedebe
mucho a quelosdispositivosutilizadosnosecomportande
forma ideal en la práctica.
17
Cara &I&
al t k w o
AMPLIFICADOR CLASE 6
18
.
. . .,.. .... ~.
".*." -.
"I
AMPLIFICADOR CLASE B
Laoperaciónenclase
B deuntransistorquieredecirquela
corrientedecolectorfluyesólodurante
1 8 0 " delciclodeca.
Q se localiza aproximadamente en el
Esto implica que el punto
puntodondesecortanlasrectasdecargadecc
y deca.La
B es una menor disipación de
ventaja de la operación en clase
potencia del transistor y un consumo reducido de corriente.
2.1 Circuito p u s h - p u l l
CuandountransistoroperaenclaseB,recortalamitaddeun
ciclo. Para evitar la distorsión resultante] se tiene que usar dos
transistores
en
arreglo
push-pull.
Esto
significa
que
un
y elotrotransistor
transistorconduceduranteunsemiciclo
los amplificadores pushconduce durante el otro semiciclo. Con
B quetengan
pullesposibleconstruiramplificadoresdeclase
y alta eficiencia.
baja distorsión, potencia grande en la carga
La
Figura
2-1 muestra
una
forma
de
conectar
un
emisor
Lo que se ha hecho es conectar
seguidor push-pull de clase B.
un emisor seguidor npn
y un emisor seguidor pnp en un arreglo
Para
entender
que
lo
esta
complementario o push-pull.
sucediendo, empecemos con el análisis del circuito equivalente
2-2. Eldiseñadorseleccionalos
enccmostradoenlafigura
resistores de polarización para fijar el punto
Q en el corte. Esto
0.6 y 0 . 7 VI
polarizaeldiodoemisordecadatransistorentre
a punto de bloqueo al
según lo que se necesite para dejar justo
diodo emisor, idealmente:
Figura 2-1 Emisor seguidor clase B
E n Push-Pull
-
F i g u r a 2-2 Circuito equivalente
en cc
.
"
. .,
"
,.L.
.r
., ,
Cara abierta al tiempo
AMPLIFICADOR CLASE
B
Nóteselasimetríadelcircuito.Puestoque
los resistoresde
polarización
son
iguales,
ambos
diodos
emisores
están
polarizadosporelmismovoltaje.Consecuentemente,lacaída
de
voltaje
en
cada
transistor
es
la
mitad
del
voltaje
de
alimentación. O sea,
2.2 Línea de carga de cc
Puesto que no hay resistencia de cc en
los circuitos de colector
o emisordelafigura
2-2, lacorrientedeccdesaturaciónes
infinita. Esto quiere decir que la recta de carga de cc es vertical
2-3. Si esto parece una situación
como se muestra en la figura
Lo más difícil,al
peligrosa,esporqueefectivamenteloes.
B , es fijar un punto
Q estable
diseñar un amplificador en clase
VBE conla
enelcorte.Cualquierdisminuciónsignificativade
Q hacia arriba de la recta de
temperatura puede mover el punto
carga en cc a valores altos de corriente que son peligrosos. Sin
Q está fijo en
embargo por el momento se supone que el punto
e l corte, como se muestra en la figura
2-3.
IC
A
ycc
Líneade
c a r g a de cc
Línea de carga de
-+
ca
"
2 4
VCE
-
.
.__.
Figura 2-3 Lineas de carga
2
2.3 Línea de carga de ca
L a líneadecarga
de caobtenidaanteriormenteesaplicable
todavía. Para un emisor seguidor, la corriente de saturación es:
AMPLIFICADOR CLASE
B
y el voltaje de ca es:
B que se observa en la figura
En el emisor seguidor de clase
1, IcQ=O, VCEQ=
Vcc/2,
y rE=RL; por l o que
la
corriente
de
saturación de ca y el voltaje de corte se reduce a:
2-
Y
La figura 2-3 muestra
línea
la de
carga
de
ca.
Cuando
los transistoresestáconduciendo,supuntode
cualquierade
operación se mueve hacia arriba sobre la línea de carga de ca
mientras
que
punto
el de
operación
del
otro
transistor
la variacióndevoltajedeltransistoren
permaneceencorte;
los valores desde corte hasta
conducción puede recorrer todos
saturación. Para la otra mitad del ciclo, el otro transistor opera
de la misma manera. Esto significa que la excursión máxima de
B es mayor que la
salida de un amplificador push-pull de clase
de uno de clase A , puesto que es igual a:
Con un suministro de IOV, se puede hacer un push-pull clase
emisor seguidor con una excursión máxima de salida de ca de
1ov.
B
2.4 Análisis de ca
La figura 2-4 muestraelequivalenteencadeltransistor
en
conducción. Este es casi idéntico al seguidor de emisor en clase
A . L a ganancia de voltaje con carga es:
La impedancia de entrada de la base, bajo condiciones de carga
es:
y la impedancia de salida es
La ganancia de corriente Ai es aproximadamente igual
ganancia de potencia es:
a p, y la
A P = AYA,
-
-
-
Figura 2-4 Circuito equivalente d e c a
2.5 Funcionamiento genera1
En este momento se tiene ya una idea de lo que hace el circuito
2-1. Duranteelsemiciclopositivodelaseñalde
delafigura
y elinferiorcorta.
El transistor
entrada,eltransistorconduce
superioractúacomounemisorseguidornormal,detal
forma
que el voltaje de salida es aproximadamente igual al voltaje de
entrada.Comosesabe,laimpedanciadesalidaesmuybaja
debido al seguidor de emisor.
Duranteelsemiciclonegativodelatensióndeentrada,el
transistor superior corta y el transistorinferiorconduce,El
transistorinferioractúacomounemisorseguidorordinario
y
produce un voltaje en la carga aproximadamente igual al voltaje
de entrada.
22
,
.,
E l funcionamientogeneralestá
ya claro:eltransistorsuperior
y el
maneja
el
semiciclo
positivo
del
voltaje
de
entrada,
transistorinferiorseencargadelsemiciclonegativo.Durante
cada uno de los semiciclos, las bases respectivas presentan una
altaimpedancia a lafuente, y a lacargasepresentaunabaja
impedancia de salida.
2.6 Distorsión de cruce (crossover)
La figura 2-5 muestra el circuito equivalente de ca de un emisor
B. Supóngaseque
no seaplica
seguidorpush-pullenclase
polarización a los diodos emisores. Entonces, la señal de ca que
0 . 7 V para
superar
el
se
aplique
debe
alcanzar
cerca
de
potencial de barrera. Debido a esto, no circula corriente por
Q1
cuando la señal de entrada es menor de
0.7V. La operación del
Q2
otrosemicicloescomplementaria;nocirculacorrienteen
hastaqueelvoltajedeentradadecaesmásnegativaque
0.7V. Por esta razón, si no se tienen polarización aplicada
a los
diodosemisores,lasalidadeunseguidordeemisorpush-pull
2-6.
de clase B se parece a la que se muestra en la figura
4
4b
j?
1
-
-
L.
-
Figura 2.5 Circuitoequivalentede c a
Para un amplificador clase B
Figura 2-6 Distorsióndecruce
La señal
se
encuentra
distorsionada;
ya no
es
una
señal
sinusoidal,debido
a laacciónderecortequeseproduceen
cada semiciclo. Como este recorte se produce en el intervalo de
y el otro
tiempo en el que uno de los transistores está en corte
entra en operación, se llama
distorsión de cruce. Para eliminar
la distorsión de cruce se requiere aplicar una ligera polarización
directa a cada diodo de emisor. Esto quiere decir que el punto
Q
se sitúa levemente por encima del corte, como
se muestra en la
figura 2-7. Como guía, una ICQ entre el 1 y el 5 por ciento de la
IC(sat) es suficiente para eliminar la distorsión de cruce.
23
Punto Q
I
I
I
VCE
VCEQ
Figura 2 - 7 Línea de carga d e c a
Arriba del corte
con polarizaci6n ligeramente
Estrictamentehablando,setieneoperacióndeclase
AB. Esto
más de 180"
significa que la corriente circula en cada transistor
pero menos de 360". Como la operación se encuentra más cerca
B quedelaclase
A , muchagenteserefiere
al
delaclase
circuito como un amplificador de clase B .
2.7 Distorsión no lineal
E l seguidor de emisor push-pull de clase
B reduce la distorsión
aúnmás,puestoque
los semiciclossonidénticosenforma.
A
pesar de que aún se produce alguna distorsión no lineal, ésta es
menor que en los amplificadores de clase A.
La razón de que está distorsión sea menor se debe
a que todas
lasarmónicasparessecancelan.Lasarmónicassonmúltiplos
kHz, la
delafrecuenciadeentrada.Porejemplo,sifent=1
segunda armónica es de 2 kHz, la tercera armónica es de 3 kHz,
y asísucesivamente.Unamplificadorclase
A deseñalgrande
producetodaslasarmónicas:fent,2fent,3fent,4fent
y así
sucesivamente.Unamplificadorpush-pulldeclase
B produce
, etc. Esta es
la
solamentearmónicasnones:fent,3fent,Sfent
razóndequeladistorsiónseamenoren
los amplificadores
push-pull de clase B.
.
1 .
AMPLIFICADOR CLASE
B
2.8 Ejemplo AMPLIFICADORCLASE
B
El circuito
que
se
armo
para
esté
tipo
de
amplificador
se
muestra en la figura 2-8.
vs
Figura 2 - 8 A m p l i f i c a d o r P u s h - P u l l
Los valores que se propusieron para esté circuito fueron:
c= 1000pf
R3 = 33052
vcc = 12v
una ganancia de A = 18
Los demás valores se obtuvieron por fórmula:
RL = [R3-((A*R3)/p)J/2Aconuna
p=
150, RL = 8 0
R1+R2 = (4*R3*Vbe)/(Vcc-2Vbe)conunVbe
= 0.7V,
R I + R 2 = 87.1652
así que a R I se le dio un valor de R 1 = 3 . 3 0 y R2
es una resistencia variable de R2
= 100KQ
ConlaresistenciaR2
se logravariarelVbe
y conelloquela
señal no Salga perfecta, logrando ver los posibles armónicos de
la señal.
Crugiefiraihpo
AMPLIFICADOR
CLASE
B
Simulación
E l circuito a simulareselquesemuestraenlafigura2-8.
El
circuito armado en Microcap 6.0 es el mostrado en la figura 2-9.
VCC
7-
1 ODOU
vc C
1
330
2N3904
3.3
v2
1 ooou
-
1QOQu
1Ok
-
2N4402
8
330
Figura 2-9 Amplificador Clase
B armado en Microcap 6 . 0
Delafigura2-9seobservaque:elnodo
2 eslaseñalde
entrada y en el nodo 6 es la señal de salida. La gráfica obtenida
de está simulación fue la siguiente:
r
De está gráfica se pude obtener
la ganancia, la cual es:
. ..-... ”.., , . , .
AMPLIFICADOR CLASE 8
Resultados
Los resultadosprácticosobtenidosenlaboratoriofueron
siguientes:
I
SEÑAL
Entrada
Salida
I
1
los
AMPLlTUD(P-P) I
1OOmV
1v
La ganancia del amplificador push-pull es:
Comentarios
Dentro
del
funcionamiento
se
obtuvo
lo ya comentado
con
anterioridad,enelsentidodequeelsistemasecomportode
manera no lineal y con ta ayuda de la R 2 se pudo mostrar como
la señal de salida se distorsionaba aún más, mostrando así las
diferentes armónicas producidas por el sistema.
Los Resultadosobtenidosenelamplificador
Push-Pull, tai vez
nosean los esperadosdados los cálculosrealizadosparauna
ganancia
de
18. Esta
ganancia
no
obtenida
se
debe
muy
probablemente a noconsiderarlaresistenciadelafuente,las
y capacitores,
potencia
la
tolerancias
de
las
resistencias
disipadapor
los transistores, los valoresnoidealesde
los
transistores, etc.
Si bien la simulación de un circuito ayuda al diseño del mismo,
la simulación estuvo muy
en este caso la ganancia obtenida de
y nosepudodarunaexplicacióndel
alejadodelarealidad
porque la simulación estuvo muy alejada dela realidad.
27
2.9 AMPLIFICADOR CASCODE
El circuito armado se muestra en la Figura 2-10.
VI: c
-
Figura 2 - 1 0 Amplificador Cascode
Paraelcircuitomostradoenlafigura
siguientes valores:
2-10 seproponen
R L = 50K62
Rc = 2.2KQ
C= 1 O O p F
vcc = 12v
Para obtener la ganancia, se usa
la siguiente fórmula:
De donde:
De las tablas del fabricantes (ver anexo) se tiene que VT= 27e-3
e I C = 0 . 2 m A , por lo que:
28
los
AMPLIFICADOR CLASE B
hib = 135R
Con este valor de hib el valor de la ganancia es:
El valor de las resistencias de base se encontraron al analizar
la malla de entrada, cuya ecuación es:
VCC = ( ( R I * l c ) / 2 ) + R l ( l C - l b ) + R l ( l C - l b )
Despejando a R 1 se tiene que:
R1=
2 vcc
4 IC
31c - -
P
De tablas se tiene que
p = 135, as¡ que:
ElvalordeR1
= 40.4KR z 50KR. Encuanto a Re,seráuna
R e = I K Q , ya que
resistencia variable con un valor promedio de
es la que permitirá variar el punto de operación.
Los valores para el amplificador cascode son
Componentes
RL = 50KR, Re = 33052
Rc = 2.2.KR
R1 = 5 0 K R
C = IOOpF
Q = 2N2222
Fuente
vcc = 12v
C M *ir
ai tienip
A M P L I F I C A D O RC L A S E
B
Simulación
El circuito a simulareselquesemuestraenlafigura
2-10. El
circuitoarmadoenMicrocap
6.0 eselmostradoenlafigura
211.
l.:>;
1.
r-"-l
o
1
-
Figura 2-11 Amplificador Cascode armado en Microcap 6 . 0
Delafigura
2-11 seobservaque:elnodo
8 eslaseñalde
entrada y en el nodo 7 es la señal de salida. La gráfica obtenida
de está simulación fue la siguiente:
I
30
AMPLIFICADOR CLASE B
De está gráfica se pude obtener la ganancia, la cual es:
Resultados
Los resultados obtenidos fueron los siguientes:
I
SEÑAL
I
Salida
I218mV
Entrada
1
AMPLITUDtP-PI
2v
I
1
I
La ganancia del amplificador cascode es:
Comentarios
En estecasolagananciaobtenidaprácticamentenoes
lo
esperado con respecto
a la ganancia teórica, pero este circuito
resulto
ser
muy
sencillo
construir
de
con
dispositivos
comerciales y con una respuesta bastante alta.
Sepuedeobservarquelagananciaobtenidadelasimulación
6 . 0 se salede
toda similitudcon
delcircuitoenelmicrocap
respecto a los valores esperados prácticamente.
31
casa abistaI. t-o
AMPLIFICADOR CLASE
32
C
C m abista al l k m o
AMPLIFICADOR CLASE C
AMPLIFICAOORCLASE
c
Un amplificador clase C puede entregar más potencia a la carga
B; pero si se trata de amplificar una
que un amplificador clase
señalsenoidal,necesitasintonizarse
a lafrecuenciadeesa
señal. Es por ello que al amplificador clase
C es un circuito de
banda
estrecha
que
sólo puedeamplificarlafrecuenciade
resonancia y aquellas
frecuencias
cercanas
a ésta.
Estos
amplificadores se operan siempre a radiofrecuencias (RF), o sea
a frecuenciasmayoresde
20 kHz,dondeelcircuitoresonante
puede formarse sin necesidad de usar capacitores
e inductores
excesivamentegrandes. A s í pues, los amplificadoresclase C,
aunque son los más eficientes de todos, únicamente son útiles
RF.
para aplicaciones de banda estrecha en
Laoperaciónenclase
C secaracterizaporquelacorrientede
180" delciclodeca.Esto
colectorcirculadurantemenosde
significa que la corriente de colector de un amplificador clase
C
noessenoidalenabsolutoyaquecirculaenformadepulsos.
Para
evitar
distorsión
la
que
resultaría
sobre
una
carga
los amplificadores
clase
C tienen
que
puramente
resistiva,
esperar
siempre
sobre
un
circuito
tanque
sintonizado
que
permite obtener un voltaje senoidal de salida.
3.1 Amplificador Sintonizado
En la figura 3 - l ( a ) puede verse un ejemplo de amplificador clase
C . El circuito resonante paralelo está sintonizado a la frecuencia
delaseñaldeentrada.Cuandoelcircuitotieneunelevado
laresonanciaenparalelosepresenta
a
factordecalidad
una frecuencia
(a),
donde fr = frecuencia de resonancia
L = inductancia
C = capacitancia
A la
frecuencia
de
resonancia,
la
impedancia
del
circuito
resonante paralelo e s muy elevada y puramente resistiva (para
Q del
queestaaproximaciónseaválida,serequierequela
circuitoseasuperior
a 10, suposicióngeneralmenteaceptable
en los circuitossintonizadosde
RF). Cuandoelcircuitoestá
R L esmáximo y
sintonizado a lafrecuenciaderesonanciaen
senoidal.
iQcc
RL
+vcc
i'l
Figura 3 - 1 (a) Amplificador clase C sintonizado. (b) Respuesta en frecuencia. (c)
Circuito equivalente de cc. (d) Circuito equivalente de ca con
Q mayor de 10. (e)
Rectas de carga
34
caw abim al twnpll
AMPLIFICADOR CLASE
C
Enlafigura
3 - l ( b ) puedeversecómovaríalagananciade
voltaje
con
la
frecuencia.
Como
puede
verse,
la
ganancia
alcanza un valor máximo A m a x para la frecuencia fr. Para valores
de
esta
frecuencia
de
resonancia
la
mayores y menores
Q del
gananciadevoltajedisminuye.Cuantomayorseala
circuito,
más
pronunciadas
serán
estas
disminuciones
de
ganancia en ambos lados de resonancia.
3.2 Ausencia de polarización
En la figura 3-l(c) se ha incluido
e l circuito equivalente de cc;
que eltransistornotienepolarización
sepuedecomprobar
alguna. Su punto Q por consiguiente, se representa en el punto
de
corte
de
la
línea
de
carga
en
cc.
Puesto
que
no
hay
polarización, el voltaje VBE de cc es cero y por consiguiente no
puedecircularcorrientedecolectorhastaquelaseñalde
0 . 7 V . Nótese también que
entrada sea mayor aproximadamente
la resistencia de colector en cc es
R s ; ésta es la resistencia de
RF quepor
lo generalesdeunospocos
ccdelinductorde
ohms.
3.3 Líneas de carga
Puesto que R S es muy pequeña, la línea de carga de cc parece
sercasiverticalenlafigura3-l(e);sinembargo,noexiste
o carreratérmicaporque
el transistorno
peligrodeavalancha
El punto
estático
de
conduce
más
corriente
que
la
fuga.
operación ( Q ) estáencorte
y nohayposibilidaddeavalancha
térmica.
Las fórmulas que se obtienen de la línea de carga de ca son:
Y
En el amplificador clase C de la figura 3-l(a),
I C Q = O y VCEQ =
V c c . Por tanto, las ecuaciones anteriores se reducen
a
Y
35
AMPLIFICADORCLASE
C
En la figura 3-l(e) puede verse la recta de carga de ca. Cuando
eltransistorestáconduciendo,supuntodeoperaciónsube
sobre
la
recta
de
carga.
La
resistencia
de
ca
vista
por
el
colector
es
rc.
La
corriente
de
saturación
de
ca
en
un
amplificador clase C es Vcc/rc y la variación máxima de voltaje
es de Vcc.
3.4 Circuito equivalente en ca
Cuandola Q delcircuitoresonanteesmayorde
10, sepuede
usar el circuito equivalente aproximado de ca que se indica en
lafigura3-l(d).Enestecircuito,laresistenciaenseriedel
inductorsehaincluidoenlaresistenciadecolector.Enun
amplificador de clase C, el capacitor de entrada forma parte de
unfijador(clamper)negativodecc.Estoquieredecirquela
señaldeentrada
a unamplificadorclase
C tieneunnivelfijo
negativodecc.Enelladodesalida,lafuentedecorrientede
colector
se
aplica
a un
circuito
tanque.
En
el
punto
de
resonancia del circuito tanque paralelo, el voltaje pico
a pico en
la carga alcanza su valor máximo.
Recuérdese que el ancho de banda de un circuito resonante se
define como:
Donde f ? = frecuencia correspondiente al punto inferior de
media potencia
f2 = frecuencia correspondiente al punto superor de media
potencia
El
ancho
de
banda
está
relacionado
con
la
frecuencia
de
resonancia y la Q del circuito por la expresión:
B=fr
Q
--
donde B = ancho de banda
f r = frecuencia de resonancia
Q = factor de calidad del circuito completo
Q elevadaproduceunanchodebanda
Estosignificaqueuna
pequeño
que
equivale
a una
sintonía
muy
precisa.
Los
amplificadores clase C tienen casi siempre un circuito cuya Q es
el anchodebandaesmenoral
mayorde 10. Estoimplicaque
36
....
Cara abiata al -o
AMPLIFICADOR CLASE C
10% delafrecuenciaderesonancia,razónporlacualsedice
quesonamplificadoresdebandaestrecha.Lasalidadeun
amplificadordebandaestrechaesunelevadovoltajesenoidal
en el punto de resonancia con una caída rápida de voltaje
lado y otro de esa frecuencia.
a un
3.5 Caída o disminuci6n de corriente en resonancia
Por lo general la Q de los circuitos resonantes es mayor de
IO,
lo que permite usar el circuito equivalente aproximado para ca
delafigura
3 - l ( d ) . En este circuito la resistencia en serie del
inductor está incluida en la resistencia de colector rc. Esto deja
y, cuando
uninductoridealenparaleloconuncapacitorideal
este circuito es resonante, la impedancia de ca de la carga vista
y
por la fuente de corriente del colector es puramente resistiva
de valor muy elevado, con
lo que la corriente de colector pasa
entonces
por
un
mínimo.
Por
arriba
y por
debajo
de
la
frecuenciaderesonanciadisminuyelaimpedanciadecargaen
ca, con lo que la corriente de colector aumenta.
Supóngase, por ejemplo, que la frecuencia de resonancia sea de
5 MHz.
Para
una
señal
de
entrada
de
5 MHz
el
circuito
resonantehacequelacorrientedecolectorpaseporunvalor
la señaldeentradaesmenor
a 5
mínimo. Si lafrecuenciade
MHz, eltanquepresentaunefectoinductivo
y lacorrientede
colector aumenta. Del mismo modo, si la frecuencia de entrada
es superior a 5 MHz, elefectocapacitivopredominaenel
tanque y la corriente de colector también aumenta.
Unaformadesintonizaruncircuitotanque
a lafrecuenciade
entradaserá,pues,buscarunacaidadelacorrientedirecta
suministrada al circuito. En la figura 6-a se podría conectar un
V c c de alimentación. Cuando
amperímetro de cc en serie con la
se consiga sintonizar el circuito tanque con la señal de entrada,
la lectura del amperímetro disminuirá
a un valor mínimo y esta
caída será la indicación de que se ha logrado la sintonía.
3.6 Resistencia del colector de ca
Todabobina
o inductortienenciertaresistenciaenserie
Rs.
Aunqueen tos esquemasnunca se representaestaresistencia
como componente separado del circuito, es importante recordar
su existencia y, por ello, se ha incluido en la figura 3-2(a).
La Q
del inductor esta dada por
donde Q L = factor de calidad de la bobina
XL = reactancia inductiva
37
AMPLIFICADOR CLASE C
R s = resistencia de la bobina
F i g u r a 3-2 ( a ) R s r e p r e s e n t a l a s p é r d i d a s e n la b o b i n a . ( b ) R p r e p r e s e n t a l a s p é r d i d a s
en la bobina
Deberecordarsequeseestáhablandodela
Q delabobina
Q menor,porque
solamente.Elcircuitocompletopresentauna
enéIhayqueincluirtantolaresistenciadecargacomola
resistencia de la bobina.
Como
se
ha
aprendido
en
los
cursos
básicos
de
cal
la
resistencia
en
serie
del
inductor
puede
sustituirse
por
una
resistencia en paralelo R P , como se muestra en la figura 3-2(b).
Esta resistencia equivalente está dada por:
Si la QL es mayor de
1%.
10, esta fórmula tiene un error menor del
Conrespecto
a lafigura3-2(b),esimportanterecalcarque
todas las pérdidas que se produzcan en la bobina quedan ahora
representadasporlaresistenciaenparalelo
Rp; laresistencia
en serie R S ya no existe en el circuito equivalente. En el punto
X c , dejando únicamente a R p en
de resonancia XL se anula con
RL. Estosignificaquelaresistenciadecaen
paralelocon
resonanci a, vista desde el-colector, es
rc = R,
II R L
y la Q del circuito completo está dada por
Como se ve la Q del circuito completo resulta inferior a la Q de
labobina, Q L . En los amplificadoresclase C reales, la Q dela
50 o más y la Q del circuito es 10 o más.
bobina suele ser de
Porello,elcircuitoresultaserdebandaestrecha.Además,
puesto que la Q de la bobina es igual
o superior a 50, la mayor
partedelapotenciadecaentregada
a lacargalaabsorbela
resistencia de carga y sólo una pequeña fracción se disipa en la
resistencia de la bobina.
3.7 Factor de servicio
El breve periodo de conducción del diodo emisor en cada pico
positivoproducepulsosestrechosdecorrienteenelcolector.
Cuando
se
tienen
formas
de
onda
de
este
tipo
pulsante
convienen usar como medida el factor de servicio (duty cycle),
que se define como:
Porejemplo,sienelosciloscopiosevequeelanchode
los
pulsosesde0.2
ps y elperíodoesde
1.6 ps, elfactorde
servicio será
lo que equivale al 12.5%
3.8 Filtrado de armónicas
Comoyasehavisto,todaondanosenoidalequivale
a una
frecuencia
fundamental
más
f, una
segunda
armónica
de
frecuencia2f,másunaterceraarmónicadefrecuencia3f,etc.
En la figura 3-3(a), la fuente de corriente de colector se aplica
alcircuitotanqueconlacorrientenosenoidaldelafigura33(b).
frecuencia
la
Si
de
resonancia
del
tanque
la
es
fundamental f, todas las armónicas resultan filtradas
y el voltaje
en
carga
la resultará
ser
una
senoidal
a frecuencia
la
fundamental f, como se indica en la figura 3-3(c).
39
f
%
2vcc
Figura 3-3 (a) Circuito equivalente de ca.
colector. ( c ) Voltaje de colector.
(b) Pulsos angostos de la corriente de
Como ya sedijoanteriormente,lavariaciónmáximadevoltaje
sobre la línea de carga de alterna es V c c . Por consiguiente, bajo
condiciones máxima de señal, el voltaje en la carga varía desde
VCE(sat)
hasta 2 V c c . Puestoque V C E ( s a t ) esprácticamentecero,
la excursiónmáximadesalidaenalternadeunamplificador
clase C resulta ser:
El amplificadorclase C esbastanteextraño;primeramentefija
un nivel negativo sobre la señal de entrada para obtener pulsos
de corrientes fuertemente distorsionados; a continuación emplea
Q elevada para restaurar la frecuencia
un circuito resonante de
fundamental. ¿Por qué hacer esto? Básicamente para aumentar
el
rendimiento,
la
eficiencia
de
la
etapa
amplificadora.
La
ausenciaderesistenciasdepolarización
ya indicaquehabrá
menosconsumodecorriente;además,debido
a loangostode
los pulsos de corriente, la disipación del transistor es menor que
enclase A o enclase B. Elresultadonetoglobalesquehay
menosconsumodecorriente,
lo quesetraduceenunmejor
se tendrá
ocasión
de comprobar,
el
rendimiento.
Como
rendimientodeunaetapaenclase
C puedellegarcasial
I00
por ciento.
40
clra ab¡&
dlthnpa
AMPLIFICADOR CLASE C
3.9 Potencia en la c a r g a
La potencia de ca en la carga de una etapa clase
por:
C está dada
Donde PL = potencia de ca en la carga
VPP = voltaje de pico a pico en la carga
RL = resistencia de carga
La potencia en la carga es máxima cuando se usa toda la recta
de carga, puesto que el valor de la máxima excursión de salida,
PP, mide el máximo valor de VPPque se obtienen sin recortar la
señal,sepuedeescribirlapotenciamaximaenlacargaen
función de esta excursión máxima de salida:
PP2
Los amplificadores clase C se usan casi siempre de forma que
lo quese
operen a todo lo largodelarectadecarga,con
obtienelamáximapotenciaenlacarga
y lamáximaeficiencia
posible en la etapa.
3.10 Consumo de corriente
Para un ángulo de 180" la corriente promedio es de
0.31 8 l c ( s a t ) .
Estacorrientemediaeslaúnicacomponentequetieneque
C.
considerarse en el consumo de corriente de una etapa clase
La potencia de cc suministrada al circuito es:
donde P s = potencia de cc suministrada por la alimentación
Vcc = Voltaje de alimentación
Is = consumo de corriente de cc
Lapotenciasedisipaenlacarga,eltransistor
Despreciando
la
pequeña
potencia
de
entrada del amplificador:
y labobina.
ea suministrada a la
Donde Ps = potencia de cc entregada por la alimentación
41
casa abimtaallianpn
AMPLIFICADOR CLASE
C
PL = potencia de ca en la carga
PD = potencia disipada en el transistor
P ( b o b i n a ) = potencia disipada en la bobina
Esta última ecuación indica que la potencia de cc entregada al
circuitodebesalirenformadepotenciaenlacarga
y la bobina.
perdidas de potencia en el transistor
3.11 Eficiencia de la etapa
La eficiencia de una etapa en clase C,
es:
y de
o rendimiento de etapa,
D
v=
1
L(mdx)
ps
MOO%
EnunamplificadordeclaseC,lamayorpartedelapotencia
suministrada por la alimentación de convierte en potencia de ca
y labobinason
lo
enlacarga.Laspérdidaseneltransistor
suficientemente
pequeñas
para
ser
despreciadas
y, por
consiguiente, la eficacia de la etapa es elevada.
180°, el rendimiento de
Cuando el ángulo de conducción es de
78.5%, o seaellimitemáximoteóricodeuna
laetapaesde
etapa en clase B. Cuando el ángulo de conducción disminuye, el
en
rendimiento aumenta. Como ya se dijo, la eficiencia máxima
unaetapaclase
C es teóricamentedel l o o % , valoralquese
acerca eí amplificador
con
ángulos
de conducción
muy
pequeños.
3.12 Ejemplo amplificador clase C
Analizar el circuito de la figura
3-4.
8"
i-
0.01 UF
5V
-
I
1 000 pF
4.7 k
-
-
~
I
k
-
Figura 3-4 Amplificador clase C
42
,
. ...
..*_
AMPLIFICADOR CLASE C
La frecuencia de resonancia es
Por tanto, la reactancia inductiva valdrá:
XI, = 2@. 19MH~)(2pH)
= 65 - 2 0
La resistencia en paralelo es:
R, = Q , X , = 50(62.2Q)
= 3.26KI
La resistencia de carga de ca es el equivalente de
paralelo:
La Q del circuito es:
y el ancho de banda es:
La excursión máxima de salida de ca sera:
PP z 2(15V) = 30V
La potencia de ca en la carga
La pérdida de potencia en
es:
la bobina vale:
43
R p y R L en
p
,
(bobzna)
'
= VPK - (30V)'
8R,
8(3260sZ)
= 34.5mW
7 . 5 mW, l a
Silapotenciadisipadaporeltransistoresde
potencia de cc entregada por la alimentación es:
P y
='
P
+ Po +
<bobinn)
= 113mW
+ 7.5mW + 34.5mW = 155mW
Con lo que la eficiencia de la etapa será
Simulacibn
Elcircuito a simular es elquesemuestraenlafigura
3-4. El
circuito armado en Microcap 6 . 0 es el mostrado en la figura
3-5.
1 k.
Figura 3 - 5 Amplificador Clase C armado en Microcap 6.0
De la figura 3 - 5 seobservaque:
el nodo 1 eslaseñalde
entrada y en el nodo 5 es la señal de salida. La gráfica obtenida
de está simulación fue la siguiente:
44
cau ahUtlditlrnyw
A M P L I F I C A D O RC L A S E
C
i
De donde la ganancia es:
Resultados
Los resultados prácticos obtenidos fueron
SENAL
Entrada
Salida
los siguientes:
AMPLITUD(P-P)
1ov
29v
La ganancia del amplificador clase
C es
45
,
. . ”..
6
5
4
. di-
al lirnpo
AMPLIFICADOR CLASE C
Comentarios
Este circuito es muy fácil de construir con la ventaja de lograr
una amplificaci6n solamente a la señal deseada.
Los cálculos
teóricos
se
acercaron
mucho a los obtenidos
prácticamente,
inclusive
a los realizados
en
simulador
el
microcap 6 . 0
I
_
-
46
47
Cas a b i l r t a a l ~ u
AMPLIFICADOR EN
UHF
4.1 T E O R í A D E PEQUEIÚA S E Q A L
4.1.1 POLARiZACltfN
En
la
mayoría
de
los diseños
de
amplificadores
de
radiofrecuencia,
se
debe
cuidar
parte
la de
polarización
del
transistor, a menos
que
amplificador
el
sea
operado
a
temperatura ambiente solamente y no sea necesario diseñar un
punto
de
operación
de
dc,
extremadamente
estable
con
la
el amplificador
debe
operar
temperatura.
Si
por
otro
lado,
manteniendo ciertas especificaciones (ganancia, figura de ruido,
la red
de
etc.)
sobre
grandes
rangos
temperatura,
de
polarización de dc debe ser considerada cuidadosamente.
Observando las curvas de los parámetros Y y S de las hojas de
especificaciones del transistor 2N5179, se ve que un cambio en
punto
el de
polarización
del
transistor
afecta
todas
las
características de operación de rf del transistor.
Hay
dos
características
internas
básicas
del
transistor
que
tienenunprofundoefectoenelpuntodeoperaciónde
dc del
AVBE y A p . E l objeto del
transistor con la temperatura; ellos son
diseño de una buena polarización estable con la temperatura es
minimizar los efectos de estos parámetros.
AI incrementarselatemperatura,elvoltajebase-emisor
(VBE),
del transistor decrece a una tasa de cerca de
2 . 5 mV/"C desde
su valornominal a temperaturaambientede
0.7 Volt (paraun
VBE disminuye,sepermite
dispositivodesilicio).Mientrasel
lo cual
produce
mayor
que
fluya
mas
corriente
de
base,
corriente de colector,queesexactamenteloquesepretende
prevenir. El cambio total en VBE para un cambio de temperatura
dado, es llamado AVBE . El primer factor externo del circuito que
y conelcualsetiende
a minimizar los
sepuedecontrolar
efectos del AVBE, es el voltaje de emisor (VE) del transistor.
De la figura anterior se observa que un decremento en
V B con
~
la temperatura causaría un incremento en la corriente de emisor
y deaquí,unincrementoen
VE. E l incrementoen VE esuna
forma
de
retroalimentación
negativa
que
tiende
a polarizar
y, poreso,decrementala
inversamentelauniónbase-emisor
corriente
de
colector.
Un
decremento
de
VeE, tiende a ser
el incremento
en
VE, y la
corriente
de
contrarrestado
por
colector no se incrementa tanto con la temperatura.
k d abimta alcierrar
AMPLIFICADOR EN UHF
F i g u r a 4 - 1 Circuito d e Polarización
Poniendo estos hechos en forma de ecuaciones:
donde :
ATc
=
cambio en la corriente de colector
IC = corriente de colector en el punto creciente
AVBE = cambio en el voltaje base-emisor
VE = voltaje en el punto creciente
A s í , si VE fuera igual a 20 veces AVBE, el cambio en
la corriente
de colector con la temperatura debido a AVBE sería de solo 5%.
La ecuación (1) implica que entre mas alto sea el valor de
VE es
mejor.Estoseríatotalmenteciertosinonostuviéramosque
más quede
la polarizacióndeltransistor
preocupardenada
para
un
punto
de
operación
específico.
Un
alto
voltaje
de
y
emisor,
por
ejemplo,
tiende
a desperdiciar
potencia
decrementarlagananciadelaseñalenac.Uncapacitorde
bypass en paralelo con R E a la frecuencia de la señal,
es usado
49
normalmente
para
prevenir
la
pérdida
en
ganancia,
pero
el
desperdicio de potencia puede seguir siendo un problema.
Siasumimosqueelamplificadoroperarásobreuncambiode
5 50°C, entoncesunvoltajede
temperaturadenomásde
emisorde
2.5 volts,provocaráunavariaciónde
2 5 % enla
corriente de colector debida a VBE. De hecho, l a mayoría de las
redes de polarización para transistores similares
a la mostrada,
proporcionan un valor de VE desde 2 hasta 4 volts, dependiendo
y Vc
escogidos.
Altos
valores
son
de
los
valores
de
Vcc
posibles, dependiendo del grado de estabilidad requerido.
El cambio en la ganancia de corriente en dc del transistor,
o p,
con la temperatura, también debe de tenerse en cuenta, ya que
p produciríauncambioenlacorriente
cualquiervariaciónen
y cambiaría
el
punto
de
operación
creciente
del
colector
p de
un
transistor
de
silicio
típicamente
se
diseñado.
La
0 . 5 % por
incrementa con la temperatura a una tasa de cerca del
cada "C. A s í , para una variación en la temperatura de
5 50°C,
la p deltransistor,
y porlotantosucorrientedecolector,
variará un 225%.
El valor de p no solo varia con la temperatura,
ya que el valor
delatoleranciaenla
p entretransistoresdeunmismolote,
1 a 10 (tal como de 50 a 500).
varía en un tango de
El cambioenlacorrientedecolectorparauncorrespondiente
cambio en p se puede aproximar por:
donde:
I C I = corriente de colector con
= valor mas bajo de
p
p 2 = valor mas alto de
p
p = pi
p1
A P = P 2 - P1
RB = paralelo de R 1 y R2
R E = resistor de emisor
Estaecuaciónindicaqueunavezquesehaespecificadoel
transistor, el Único control que el diseñador tiene sobre el efecto
de los cambios de p sobre la corriente de colector es mediante
RB/RE. Entremáspequeñasea
esta
larelaciónderesistencias
relación menos varía la corriente de colector.
Sin
embargo,
mientras
se decrementa
la
relación
RB/RE, se
produceelefectoindeseablededecrementarlagananciaen
corrientedelamplificador.También,mientraslarelaciónse
50
Osaabi!ataalhqlo
AMPLIFICADOR EN UHF
aproxima a la unidad, la mejoría en la estabilidad del punto de
operación
rápidamente
disminuye.
Como
una
regla
práctica
RB/RE
deberásermenor
paracircuitosestables,larelación
1o.
a
4 . 1 . 2 Diseño utilizando parámetros Y .
E l desempeñodeuntransistorderfenpequeña-señal,puede
ser caracterizado
completamente
por
sus
parámetros
de
admitanciadedospuertos.Basadosenestosparámetros,se
puedenescribirlasecuacionesparaayudar
a encontrarun
y completar
el
transistor
que
cubra
nuestras
necesidades
diseño, una vez, que se ha seleccionado el transistor.
Unode los primerosrequerimientoseneldiseñodecualquier
los
amplificador,
es
escoger
el
transistor
que
cubra
mejor
requerimientos
deseados.
Dos de
las
consideraciones
más
importantesalescogeruntransistorparausarseencualquier
y su máxima potencia
diseño de amplificadores son, estabilidad
disponible (MAG). La estabilidad es una medida de la tendencia
MAG esuntipodefigurade
deltransistorhacialaoscilación
méritoparaeltransistorlacualindicalamáximagananciaen
potencia teórica que se espera obtener del dispositivo, cuando
y
esteesacopladoconjugadamente
a suimpedanciadecarga
de entrada.
4 . 1 . 3 Cálculos de estabilidad
Es posiblepredecirelgradodeestabilidaddeuntransistor
mediante el factor de estabilidad de Linvill, C .
donde:
= transferencia de admitancia en inverso
y f = transferencia de admitancia en directo
Yr
gi = conductancia de entrada
g, = conductancia de salida
Cuando C esmenor
a I,eltransistor
es incondicionalmente
estableenelpuntodepolarizaciónelegido.Estosignificaque
se puede elegir cualquier combinación de impedancias de carga
51
. ".".
.
de
fuente
para
dispositivo
el
y que
amplificador
el
permanecerá estable.
y
Si C esmayor a 1 , el transistor es potencialmente inestable
oscilará para ciertos valores en las impedancias de fuente
y de
carga.
El factor
de
estabilidad
de
Linvill
es
útil
para
predecir
un
problema potencial de inestabilidad. No indica para que valores
de impedancias el transistor será inestable, pero obviamente, si
C menor a 1 (incondicionalmente
untransistortieneunfactor
éI que con uno que
estable), será mucho más fácil trabajar con
sea potencialmente inestable. Hay que tener presente que si
C
es
menor
pero
muy
cercano
a 1 , paracualquiertransistor,
entonces cualquier cambio en el punto de polarización debido
a
variaciones de la temperatura, podría causar que el transistor se
y máspropenso
a oscilar a
vuelvapotencialmenteinestable
algunas frecuencias, por lo que un valor de C pequeño es mejor.
Los parámetros Y también pueden ser utilizados para predecir la
estabilidad
de
un
amplificador
dados
ciertos
valores
de
impedancias de fuente y de carga. Este es el llamado factor de
estabilidad de Stern, el cual esta dado por:
y
donde:
G s = conductancia de la fuente
GL = conductancia de carga
K esmayor a 1 , elcircuitoseráestablepara
Enestecaso,si
y decarga.Si
K es
esosvaloresdeimpedanciasdelafuente
circuito
es
potencialmente
inestable
y más
menor a 1, el
propenso a oscilar a alguna frecuencia.
El
factor
de
estabilidad
de
Linvill
es
útil
para
encontrar
transistoresestables,mientrasqueelfactordeestabilidadde
Stern predice posibles problemas de estabilidad con circuitos.
52
C m abierta al I m p 0
AMPLIFICADOR EN UHF
4.1.4 Miixima ganancia disponible (MAG)
La
MAG
de
un
transistor
puede
encontrarse
utilizando
la
siguiente ecuación:
j Yf1 ......(5)
MAG="-
4grgo
La MAG es un cálculo inicial para buscar un transistor adecuado
para
alguna
aplicación
particular,
ya que
da
una
buena
indicación de sí el transistor proporcionará suficiente ganancia
para nuestros propósitos.
Lamáximagananciadepotenciadisponibleparauntransistor,
yr = O,
y cuando YL y YS son
complejos
ocurre
cuando
yr
conjugadosde y o y yi respectivamente.Lacondicióndeque
debeserigual
a ceroparaqueocurralamáximagananciaes
yr
debida a queelhechodequebajocondicionesnormales,
actúa como un patrón interno de retroalimentación negativa para
eltransistor.Con
Yr=O, nosepermiteretroalimentación
y la
ganancia está a su máximo.
Ensituacionesprácticas,esfísicamenteimposiblereducir
cero, y como resultado, la MAG nunca puede ser alcanzada, sin
embargo
es
posible
acercarse
a este
valor
mediante
un
acoplamiento
conjugado
simultáneo
de
las
admitancias
de
entrada y de salida del transistor.
yr a
4.1.5 Acoplamiento conjugado simultdneo
Unaóptimagananciaenpotenciaseobtienedeuntransistor
cuando yi y y o son
acoplados
conjugadamente
a YS y Y L I
respectivamente. . Y L afecta
la
admitancia
de
entrada
del
transistor y YS afectasuadmitanciadesalida,con
lo cuales
posibleproveeraltransistordeunacoplamientoconjugado
simultáneoparaunamáximatransferenciadepotencia(dela
fuente a la carga) usando las siguientes ecuaciones:
53
C
a
n abiirta al
tprnp.
AMPLIFICADOR EN UHF
donde:
G s = conductancia de la fuente
Bs = susceptancia de la fuente
GL = conductancia de la carga
BL = susceptancia de la carga
4.2 TÉCNICAS Y C O N S T R U C C I ó N E N RF
Muchosdiseñadoresdeequipode
R F contubosdevació
o
equipos
estado
de sólido
pequeña
de
señal,
están
no
familiarizados con el diseño de potencia en RF en estado sólido,
y la
importancia
de
muchos
aspectos
en
el
desarrollo
del
hardware. Es verdadquelas
mismas reglasaplicanencada
los circuitos de potencia en
caso, pero la construcción física de
RF esmuchomáscriticodebido
a losbajosnivelesdela
impedanciadeentrada.Laimportanciadeestosaspectoses
frecuencia, voltaje de'alimentación y nivel de potencia. Para una
alimentacióndevoltajedadalasimpedanciasdeentradason
35-40
aproximadamente igual para UHF en 10-15 watts, VHF en
watts y HF alrededor de 100 watts. Esto significa que los niveles
los dispositivosseleccionadosparacada
de
impedancia
de
aplicación (excepto la salida) son cercanamente igual, pero las
A s í , esto
corrientes en RF son una función del nivel de potencia.
puede deducir por ejemplo que las inductancias de emisor son
iguales en operación de emisor común.
4.2.1 Seleccionando el dispositivo
L o s transistores
de
potencia
de
R f son
hechos
para
tres
voltajesbásicos:12.5V(12-15.5V)paramóvilesentierra
y
aplicaciones
marinas;
28V
(24-32V)
y 50V
(40-5OV)
para
y estaciones
base.
L o s dispositivos
aviación,
militares
54
,
.................
diseñados para altos voltajes de operación pueden ser usados
enbajosvoltajes,peronoviceversa.Estopodríaresultaren
saturación en un nivel de potencia baja que en un nivel normal
4.2.2 Efectos parásitos
La capacitancia parásita o distribuida del cableado puede llegar
a degradarseriamentelarespuestaenaltafrecuenciadeun
amplificador.Porestoserequieretenerbuencuidadodeusar
conexionescuandosetratedehacercircuitosqueoperen
a
frecuencias de más de
100 kHz. Por otra parte, la capacitancia
no eslaúnicafuentede
parásita o distribuidadelcableado
problemas; hay otros efectos parásitos que degradan igualmente
la respuesta en alta frecuencia.
4.2.3 Circuitos equivalentes
Un
simple
resistor
posee,
de
hecho,
un
valor
pequeño
de
inductancia y de
capacitancia.
A bajas
frecuencias
estas
componentes L y C tienen efectos despreciables, pero conforme
la frecuencia aumenta, el resistor empieza
a comportarse como
algo
más
que
una
resistencia.
La
figura
4-2(a)
muestra
el
y
circuito
equivalente
de
un
resistor
con
su
inductancia
capacitancia. A bajas frecuencias, la inductancia tiende a cero y
\ a capacitancia a infinito.
Dicho
de
otro
modo,
el
inductor
aparece cortocircuitado y el capacitor abierto cuando se trata de
bajasfrecuencias. El resistorentoncessecomportacomouna
resistencia pura.
El efectoinductivosedenominalnductanciadelasterminales
porque se produce en las terminales de conexión del resistor. Y
sehablarádecapacitanciaparásitaparadesignarelefecto
los extremosdelresistor.Parafrecuencias
capacitivoentre
menores a 100 MHz uno
de
los dos
efectos,
capacitivo
o
inductivo, predomina, de forma que el circuito equivalente podrá
reducirse a alguno de los indicados en la figura 4-2(b) o 4-2(c).
c
(a)
P
.
(b)
(c)
Figura 4 - 2 C i r c u i t o s e q u i v a l e n t e s p a r a u n r e s i s t o r r e a l . ( a ) C o m p l e t o .
capacitancia parAsita. (c) Resistor con inductancia de terminales.
55
( b ) Resistor y
Casa abirrtaal t i m ~ o
AVAPLIFICADOR EN UHF
4.2.4 Capacitancia parásita o distribuida
Lacapacitanciaparásita
o distribuidadeunresistortípico(de
1/8 W a 2W) está en la vecindad de 1 pF, dependiendo del valor
y
exacto de la longitud de las terminales el tamaño del resistor
otrosfactores.Enlamayorpartedelasaplicacionespuede
despreciarselacapacitanciaparásitasiemprequeseverifique
que:
Por ejemplo, si resistor de 10 k R tiene una capacitancia parásita
asociada de 1 pF, a una frecuencia de 1 MHz el valor de Xc será
de:
La razón de la reactancia
a la resistencia es:
X, 159m = 15.9
-
"
"
R
10m
4.2.5 lnductancia de las terminales
En
caso
el de
un
resistor
típico
esta
inductancia
vale
aproximadamente 0.02 pHporpulgada.
desprecia cuando
El efectoinductivose
Supóngase,porejemplo,quesecortanlasterminalesdeun
resistorde
1 kR dejando % depulgadadecadaextremo.La
1 pulgada,loqueequivale
a 0.02 pHde
longitudtotalesde
inductancia. A una frecuencia de 300 MHz la reactancia es:
X,
= ~Z(~OOMHZ)(O.O~,UH)
= 37.7C2
y el cociente entre resistencia
y reactancia es:
~
R - 1000 = 26.5
x,
."___
37.7
Por tanto, incluso a frecuencias de 300 MHz, es despreciable el
efecto de esta inductancia parásita de un resistor de
1 kQ.
4.2.6 Una gráfica útil
Sean X c / R = 10 y R / XL = 10; entoncespuedengraficarse
frecuenciacontraresistenciacomoenlafigura
4 - 3 . Enestá
gráfica
aparecen
dos
líneas
marcando
la
división
entre
las
aproximaciones resistiva, inductiva y capacitiva, considerando 1
pF
de
capacitancia
parásita
y 0.02 pH
de
inductancia
de
terminales.
Ahoraseverádequémodoseusaestagráfica:enlazona
comprendida
entre
ambas
líneas
y debajo
de
ellas
puede
considerarse el resistor como ideal, esto es, desprovisto de toda
capacitancia o inductanciaparásita.Sielpuntodeutilización
caearribadecualquieradeestalineashabráquetomaren
cuenta el efecto inductivo o capacitivo, según corresponda. Por
ejemplo,unresistorde
10 kR operando a 1 MHzsecomporta
como
una
resistencia
ideal,
y figura
en
la
3 punto
el
correspondiente cae bajo la línea de la derecha. En cambio, si
este mismo resistor operase a 5 MHz habría que incluir el efecto
capacitivo para poder efectuar cálculos precisos en el circuito.
Del mismo modo, un resistor de
20 R puede considerarse ideal
hasta frecuencias de 16 MHz, pero a partir de esa frecuencia el
efecto inductivo de sus terminales empieza a ser considerable.
No hayquedarleimportanciaexcesiva
a lafigura 3. Setrata
sólo de una guía que ayuda a determinar si, se debe o no incluir
los efectosparásitosennuestroscálculos.Cuandosetrabaje
conaltasfrecuencias,enlasqueserequierencálculosmás
precisos,probablementeseránecesariomedirexactamentela
capacitancia o lainductanciaparásitasasociadasalresistor,
o un
empleandoparaellounpuenteRLCdealtafrecuencia
medidor de Q .
.
,
..
.,.
.
."
_"
....
,-.',.~
AMPLIFICADOR EN UHF
1 0 0 Miir
50 MHz
10 MHz
5
1 MHz
Figura 4 - 3 GrAfica de R
4.3 D I S E Ñ O D E L CIRCUITO
Utilizando
transistor
un
2N5179
para
diseño
el un
de
amplificador a 100
MHz
que
tenga
máxima
ganancia
en
y de salida a 50 ohms, y
potencia, con impedancias de entrada
conun
VCE = 10 volts y una I C = 5 mA,de
sus hojasde
especificaciones obtenemos los siguientes parámetros Y :
Yi = 8 + j 5 6 . 7 mmhos
Y , = 0.4 + j l . 5 m m h o s
Yr = 52- j20mmhos
Y , = 0.01-j.Olmmho
Calculamos
el
factor
de
estab
ecuación (3).
ilidad
de
Linvill
u tilizando la
ABlPLIFtCADOR
--
-
j(52 - j20X0.01- j 0 . l)]
"
EN UHF
..
2(8)(0.4) - Re[(52 - j20)(0.01- j 0 . I)]
5.57
6.4 - (-1.47)
.~
"
"
= 0.71
Dado que C es menor a 1 , el dispositivo es incondicionalmente
estable y podemos proceder con el diseño.
La MAG del transistor es calculada con la ecuación ( 5 )
= 242.5
= 23.8dB
La ganancia práctica que podemos obtener será algo menor que
ésta, debido a y , y pérdidas en los componentes.
Utilizando las ecuaciones (6) a (1 O) calculamos las admitancias
y de
carga
para
un
acoplamiento
conjugado
de
fuente
simultáneo.
Para la fuente, utilizando la ecuación
(6):
2(0.4)
= 6.95mmhos
Y con la ecuación ( 7 )
5.37
= -j5.7 + j .
~
2(0.4)
= -,jl2.41rnmhos
De aquí, la admitancia de fuente que el transistor debe ver para
una óptima transferencia de potencia es
6 . 9 5 - j 1 2 . 4 1 mmhos. La
admitancia de entrada actual del transistor
es el conjugado de
este número, ó 6 . 9 5 + j 1 2 . 4 1 mmhos.
60
caw abista al liaopo
AMPLIFICADOR EN UHF
Para la carga, utilizando la ecuación
GL=
Gsgo
(9)
9)
w
- - p . . . . . . (
- (6.95)(0.4)
-
8
= 0.347mmho
Y con la ecuación (10)
= -jl.84mmhos
A s í , para una óptima transferencia de potencia, la admitancia de
0 . 3 4 7 - j1.84 mmhos.Laadmitanciade
cargadeberáserde
salida del transistor es el conjugado de la admitancia de carga,
esto es, 0 . 3 4 7 f j 1 . 8 4 mmhos.
El siguientepasoesdiseñarlasredesdeacoplamientode
y de la salida, que transformarán los
impedancia de la entrada
5 0 ohms de fuente y de carga, a la impedancia que el transistor
desearía
ver
para
obtener
una
máxima
transferencia
de
potencia. El diseño del acoplamiento de entrada se muestra en
lacartadeSmith’*.Estacartaesnormalizadaparaqueel
50 ohms o 20 mmhos. A s í , el
centrodelacartarepresente
punto YS = 6.95 j 1 2 . 4 2 mmhos, se normaliza a:
-
Y s = 50(6.95 - j12.41) mmhos
= 0 . 3 4 j0.62 m h o
-
Note que su impedancia normalizada correspondiente puede ser
leída directamente de la carta como
2s = 0.69 + j 1 . 2 ohms.La
red de acoplamiento de la entrada debe transformar los 5 0 ohms
61
AMPLIFICADOR EN UHF
, . 1 , , " I , , I I I 1 , X I , , " U ( , . I , ~ . , , I l ~ l Y " I I 1 ~ N I I I * I . , * 1 ~ ~ . ~ ~ ~ " ~ , ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ . ~ " ~ " ~ ~ ~ ~ ~ " ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ ~ . ~ ~ ~ ~ ~
de impedancia de la fuente
punto.
Utilizandounared
tenemos
a la impedancia representada pr este
L dedoselementosparalareddeentrada,
Arc AB = C serie
Arc BC = L paralelo
= - j l . 3 ohms
= - j 1 . 1 mhos
Dadoque
los valoresdeadmitanciarequeridosenlaredde
salida
son
demasiado
pequeños,
esta
carta
tuvo
que
ser
Así, admitancia
la
normalizada a 200 ohms ( 5 mmhos).
normalizada trazada en la carta es:
YL = 200(0.347 - j l . 8 4 ) mmhos
=0.069 - j 0 . 3 6 8 mho
6
ZL = 0 . 4 9 5 + j2.62 ohms
La carga normalizada a 5 0 ohms, debe ser transformada
valordeimpedanciaparamáximatransferenciadepotencia.
L dedoselementosparael
Utilizandonuevamenteunared
acoplamiento, tenemos:
Arc AB = C serie
Arc AB = L paralelo
a este
= -j1.9 ohms
=-j0.89 mho
acoplamiento
de
entrada
y de
salida
son
Las
redes
de
mostradas en la figura 4 - 4 .
Por simplicidad, la circuitería de polarización no se muestra.
F i g u r a 4-4 Redes de acoplamiento de entrada
62
y salida
Donde:
c;, = 1
wXN
=
1
- 24 .5pF
2n(100x106)(1.3)(50)
"~
"~
~
Y
50
L, = N =
- 72nH
WB 2n(100x106)(1.1)
Similarmente, para la red de salida:
c*= -~___1
- 4.18pF
2n(100xlO6)(1.9)(200)
~
Y
L*
200
- 358nH
2~(10Ox1O6)(0.89)
"
"
El circuito final, incluyendo la red de polarización se muestra en
la figura 4 - 5 . Los capacitores de = 0 . 1 microfarad son bypass de
rf a 100 MHz.
i'
F i g u r a 4 - 5 Circuito disefiado
63
AMPLIFICADOR
EN UHF
4.4 EQUIPO UTILIZADO
El equipo utilizado fue el siguiente
1
1
1
1
Generador de señales para RF
Medidor de potencia para RF
Fuente de DC de 20 V.
Multímetro digital.
4.5 NIETODOLOG/A:
Primero se trato de entonar lo más posible los acoplamientos de
impedancia,tantodeentradacomodesalida.Estoserealizó,
colocandouncapacitorvariableenserieconuncapacitorde
22pF, tanto a la entrada como en la salida.
Paraelacoplamientodeimpedanciadeentrada,seconectóel
-30 dBm, a una
frecuencia
de
generador
de
señales
(con
100MHz) a la entrada del circuito amplificador,
y entre ellos se
conectounmedidordepotenciaparapoderajustarlamáxima
transferencia de potencia a la entrada del circuito.
Paraobtenerelpuntoderesonancia,seajustoelcapacitor
variable
hasta
tener
una
lectura
máxima
en
el
medidor
de
potencia.
Enelcasodelacoplamientodelaimpedanciadesalida,se
realizo un procedimiento similar, de igual manera hasta tener un
punto máximo de potencia a la salida del circuito.
Utilizando
un
generador
de
señales
a la
entrada
con
una
y a unafrecuenciade
100 MHz y enla
gananciade-30dBm
salida una carga de 50Q
El circuitoimplementadosemuestraenlafigura
4 - 5 . Eneste
los valorescomercialesutilizadosde
los
circuito,seincluyen
inductores y capacitores en los acoplamientos de entrada
y de
a los calculados
salida,utilizándose los valoresmáscercanos
teóricamente.
64
.
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AMPLIFICADOR EN UHF
Figura 4 - 5 Circuito implementado
4.6 R E S U L T A D O S
Comoeldiseñoserealizóparapequeñaseñal,elvoltajede
entrada debe ser menor de 0.7V. En nuestro caso se realizaron
pruebas
con
un
voltaje
de
V=300mV.
Con
este
voltaje
de
entrada, la potencia de entrada es:
CuyovalorendBm
dBm
= 10 x logPot
= 10 x log 9 ~ 1 0 =' ~-30.45
A s í con una potencia de entrada, Pin
= -30 dBm se obtuvo
= - 1 4 dBm,obteniendoasíuna
salidaunapotenciadePout
ganancia de Gan = 16dBm.
65
a la
4.7 CONCLUSIONES
Basándonoseneldiseñoteóricodelcircuitoamplificador,se
hizo la implementación práctica de éste, ajustándose los valores
de resistencias a los valores exactos, logrando con esto que el
puntodeoperaciónendcfueseeladecuado.Encambio,para
el punto de operación en ac se tuvieron problemas para ajustar
exactamente los valorestantodelinductorcomodelcapacitor
de los circuitos resonantes de entrada
y de salida, debido a que
estos difieren de los valores comerciales de estos dispositivos.
los circuitosresonantesde
Seobservóqueloscapacitoresen
los que se tiene un mayor control
entrada y de salida, son con
de la frecuencia de resonancia.
Sobre
el
equipo
de
medición
de
(medidor
rf
de
potencia
analógico),
las
mediciones
tuvieron
un
margen
de
error
de
0.02dB por escala.
No setuvoacceso
a unanalizadordeespectrosparapoder
observarelanchodebandadelarespuestaenfrecuenciadel
circuito,porloquenosepudocalcularlaselectividaddel
circuito (a).
El trabajar a alta frecuencia implica que se tenga mucho cuidado
encuanto a interferenciasexternasalcircuito,
ya que solo el
acercar
la
mano
al
circuito
puede
mover
la
frecuencia
de
resonancia.
La ganancia obtenida experimentalmente difiere de la calculada
teóricamente, debido a que los capacitores de los acoplamientos
de impedancia tanto de entrada como de salida no se lograron
lo quelagananciasevio
ajustar a susvaloresexactos,por
disminuida, además de que ciertos componentes como el mismo
lo cualhace
inductorproporcionaunacapacitanciainherente,
que cambie la ganancia del circuito.
y hacerlas
Despuesdeimplementarelcircuitoamplificador
medicionesnecesarias,podemosdecirquesecumpliócon
los
objetivos expuestos en un principio.
66
BIBLIOGRAFIA
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Y Lax$ N A S H E L S K V
E L E C T R ~ N I CTEORÍA
A,
DE ClRCUITOS
E D , PRENTICE MAY
J A C O B M I L L M A N A N D CRISTOS C . HALKIAS
INTEGRATED ELECTRONICS
ED, MACGRAW-HILL
M I C R O - C A P (STUDENT EDITION)
MARTINS . RODEN
68
ANEXO
69
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ANEXO
Casa abists alliDmpo
70
................
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Cara abista al tiemu
ANEXO
72
caw abiss a l t k n w
ANEXO
ANEXO
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75
Cara Listaal twnpo
ANEXO
76
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79
ANEXO
80
ANEXO
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I
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ANEXO
.
82
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ANEXO
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