r - Universidad de Magallanes

UNIVERSIDAD DE MAGALLANES
FACULTAD DE INGENIERÍA
DEPARTAMENTO DE ELECTRICIDAD
PUNTA ARENAS
ESTRATEGIAS DE CONTROL SIN SENSOR DE
POSICIÓN DE UN GENERADOR DE INDUCCIÓN
ROTOR BOBINADO PARA SISTEMAS AISLADOS
JOSÉ ABELARDO PROBOSTE BÓRQUEZ
- 2004 -
Agradecimientos.
AGRADECIMIENTOS
Quiero expresar mis más sinceros y nobles agradecimientos a todas las
personas que colaboraron, directa e indirectamente, con el desarrollo de la presente
tesis.
Agradezco de manera muy especial, al Dr. Rubén Peña Guiñez por la guía,
disposición y apoyo. Al Dr. Roberto Cárdenas Dobson y a mi compañero Marcelo Pérez
por sus valiosos comentarios.
Agradezco también a mis familiares más directos por el apoyo y la comprensión
incondicionales prestados en todos estos años.
De José.
iii
Resumen.
RESUMEN
El presente trabajo de titulación se efectuó como parte de las actividades del
Proyecto FONDECYT Nº 1010942, y tuvo como objetivo analizar, diseñar, y validar
técnicas de Control Vectorial Sensorless para un sistema de generación de velocidad
variable. El sistema experimental está constituido por un grupo motor-generador
utilizando un generador de doble excitación del tipo inducción de rotor bobinado
operando a velocidad variable con un inversor PWM conectado al rotor. La parte motriz
del sistema lo constituye una máquina de inducción tipo jaula de ardilla alimentada
desde otro inversor PWM. El sistema alimenta una carga aislada conectada al estator
del generador de inducción y actúa independiente de la red, es decir, en modo standalone. El sistema de control y supervisión está implementado en torno al Procesador
Digital de Señales, DSP TMS320C31, montado en una tarjeta de adquisición de datos
PC31 de Innovative Integration.
Se implementó un control, sin sensor de posición, de flujo (y
por ende de
tensión), y frecuencia mediante un esquema de Control Vectorial Indirecto con
orientación del sistema de referencia sincrónico en el vector de flujo de estator. La
estimación de velocidad y posición se basa en el método MRAS (Model Reference
Adaptative System) o Sistema Adaptivo por Modelo de Referencia.
Dos son las estrategias MRAS empleadas para la estimación de velocidad y
posición: Una de ellas se basa en la estimación del flujo de estator y la otra en la
estimación de la corriente de rotor, ambas a través de dos modelos conocidos como el
Modelo de Referencia y el Modelo Ajustable. Estas estrategias de control fueron
experimentalmente validadas en términos de convergencia, seguimiento de velocidad e
impactos de carga.
iv
Índice.
ÍNDICE
CAPÍTULO I. INTRODUCCIÓN ........................................................................... 1
1.1 INTRODUCCIÓN ................................................................................................ 2
1.2 OBJETIVOS DE LA TESIS ................................................................................. 4
1.3 ESTRUCTURA DE LA TESIS............................................................................. 4
CAPÍTULO II. SISTEMA EXPERIMENTAL ......................................................... 6
2.1 INTRODUCCIÓN ................................................................................................ 7
2.2 LA TARJETA PC31............................................................................................. 8
2.3 LA TARJETA DE MEDICIÓN DE TENSIONES ................................................ 11
2.4 LA TARJETA DE MEDICIÓN DE CORRIENTES.............................................. 14
2.5 LA TARJETA DE ACONDICIONAMIENTO DE SEÑALES ............................... 15
2.6 LA TARJETA DE PROTECCIONES ................................................................. 17
2.7 LA TARJETA DE LECTURA DE ENCODER .................................................... 18
2.7.1 EL SENSOR ENCODER .............................................................................. 18
2.8 LA TARJETA GENERADORA DE PWM O TEMPORIZADORA....................... 19
2.9 LA TARJETA GENERADORA DE REFERENCIA PARA EL 584SV................. 20
2.10 LA TARJETA DE INTERFAZ CON LA PC31 .................................................. 20
2.11 EL BUS DEL SISTEMA................................................................................... 21
2.12 LA TARJETA DE INTERFAZ DE PWM........................................................... 21
2.13 EL CONVERSOR EUROTHERM 584S .......................................................... 22
2.14 EL CONVERSOR EUROTHERM 584SV........................................................ 23
2.15 EL GENERADOR DE INDUCCIÓN DE ROTOR BOBINADO......................... 23
2.16 LA MÁQUINA DE INDUCCIÓN ROTOR JAULA DE ARDILLA ....................... 26
2.17 EL SISTEMA EXPERIMENTAL IMPLEMENTADO......................................... 26
CAPÍTULO III. MODELO DINÁMICO Y CONTROL DEL SISTEMA................. 28
3.1 INTRODUCCIÓN .............................................................................................. 29
v
Índice.
3.2 MODELO DINÁMICO DE LA MÁQUINA DE INDUCCIÓN ............................... 30
3.3 DISEÑO DE LOS CONTROLADORES DE CORRIENTE................................. 38
3.3.1 CONTROLADOR DE CORRIENTE MAGNETIZANTE ..................................... 38
3.3.2 CONTROLADORES DE CORRIENTES DE ROTOR (d-q) ............................... 40
3.3.3 RESPUESTAS DE LOS CONTROLADORES DE CORRIENTE ....................... 43
CAPÍTULO IV. OBSERVADORES MRAS PARA CONTROL SENSORLESS . 46
4.1 INTRODUCCIÓN .............................................................................................. 47
4.2 OBSERVADOR MRAS BASADO EN EL FLUJO DE ESTATOR ...................... 48
4.3 OBSERVADOR MRAS BASADO EN LA CORRIENTE DE ROTOR ................ 53
4.3.1 OPERACIÓN CATCHING ON THE FLY DEL OBSERVADOR MRAS ............... 56
CAPÍTULO V. RESULTADOS EXPERIMENTALES ......................................... 59
5.1 INTRODUCCIÓN .............................................................................................. 60
5.2 MRAS BASADO EN ESTIMACIÓN DE FLUJO DE ESTATOR ........................ 60
5.2.1 OPERACIÓN CATCHING ON THE FLY......................................................... 60
5.2.2 SEGUIMIENTO DE VELOCIDAD Y POSICIÓN .............................................. 63
5.2.3 IMPACTOS DE CARGA ............................................................................... 64
5.3 MRAS BASADO EN ESTIMACIÓN DE CORRIENTE DE ROTOR................... 69
5.3.1 OPERACIÓN CATCHING ON THE FLY......................................................... 69
5.3.2 SEGUIMIENTO DE VELOCIDAD Y POSICIÓN .............................................. 72
5.3.3 IMPACTOS DE CARGA ............................................................................... 73
CAPÍTULO VI. CONCLUSIONES ...................................................................... 79
REFERENCIAS ................................................................................................... 82
APÉNDICE A. ECUACIONES DINÁMICAS Y TRANSFORMACIONES .......... 85
A.1 ECUACIONES DINÁMICAS DE UNA MÁQUINA DE INDUCCIÓN.................. 86
A.1.1 FLUJOS DE LA MÁQUINA ........................................................................... 87
A.1.2 TENSIONES DE LA MÁQUINA..................................................................... 90
A.1.3 TORQUE DE LA MÁQUINA ......................................................................... 94
vi
Índice.
A.2 TRANSFORMACIONES DE LOS SISTEMAS DE REFERENCIA.................... 95
APÉNDICE B. MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO PWM ...................... 97
B.1 MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO (PWM)............................................ 98
B.1.1 PWM SÍNCRONO ..................................................................................... 101
B.1.2 PWM ASÍNCRONO ................................................................................... 101
B.1.3 MUESTREO NATURAL ............................................................................. 102
B.1.4 MUESTREO REGULAR SIMÉTRICO .......................................................... 103
B.1.5 MUESTREO REGULAR ASIMÉTRICO ....................................................... 104
B.2 IMPLEMENTACIÓN DIGITAL DE PWM......................................................... 105
APÉNDICE C. GENERADORES DE ENERGÍA ELÉCTRICA ........................ 106
C.1 GENERADORES DE ENERGÍA ELÉCTRICA ............................................... 107
C.1.1 GENERADOR DC O DE CORRIENTE CONTÍNUA ...................................... 107
C.1.2 GENERADOR SÍNCRONICO ..................................................................... 109
C.1.3 GENERADOR DE INDUCCIÓN .................................................................. 110
APÉNDICE D. LA TARJETA PC31 Y EL DSP TMS320C31 .......................... 116
D.1 INTRODUCCIÓN............................................................................................ 117
D.2 DESCRIPCIÓN GENERAL DE LA FAMILIA TMS320C3X............................. 119
D.3 ESTRUCTURA INTERNA DE LA FAMILIA TMS320C3X................................ 121
D.3.1 ORGANIZACIÓN DE LA MEMORIA ............................................................ 124
D.3.2 PERIFÉRICOS INTERNOS DE LA FAMILIA TMS320C3X ............................ 126
D.3.2.1 TIMERS INTERNOS TIM_0 Y TIM_1 .................................................. 127
D.3.2.2 PUERTOS SERIALES SÍNCRONOS .................................................. 133
D.3.2.3 CONTROLADOR DMA ...................................................................... 136
D.4 LATARJETA PC31 ......................................................................................... 137
D.4.1 INTERFAZ TARJETA PC31 – PC ............................................................... 137
D.4.1.1 PERIFÉRICOS DE LA TARJETA PC31 ............................................... 143
APÉNDICE E. DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE CIRCUITOS .................. 156
vii
CAPÍTULO I
INTRODUCCIÓN
Capítulo I. Introducción.
1.1
INTRODUCCIÓN GENERAL
Los métodos de generación de energía eléctrica son de naturaleza muy diversa,
ya sea aprovechando los afluentes fluviales, el viento, las mareas o la combustión [1].
Junto con esto existe una amplia gama de máquinas eléctricas que pueden ser
utilizadas con el propósito de transformar la energía en energía eléctrica.
En la generación de energía eléctrica generalmente se opera regulando la
velocidad de la fuente motriz de manera de mantener una frecuencia de operación
constante. Existen, en alguna medida, sistemas de generación que operan a velocidad
variable, siendo los más conocidos los sistemas de generación eólicos. Entre las
máquinas más empleadas como generadores a velocidad variable están las máquinas
DC, las máquinas sincrónicas y las máquinas de inducción de rotor jaula de ardilla y de
rotor bobinado. En la mayoría de los casos se debe usar un sistema electrónico de
interfaz entre el sistema de generación y la red de alimentación, para sistemas de
generación conectados a la red, o la carga para sistemas aislados a fin de satisfacer los
requerimientos de frecuencia y tensión constante.
Por otra parte, para operación a velocidad variable también es necesario poseer
un conjunto máquina-conversor para el suministro de la energía que vaya a necesitarse
para satisfacer las demandas requeridas y además para mantener una calidad de
energía con mínimas perturbaciones.
En aplicaciones eólicas de velocidad variable se ha dejado en evidencia que el
desempeño de sistemas de generación con respecto a la captura de energía está
influenciado por las técnicas de control empleadas (control de torque mecánico o de
torque del generador). Por esta razón se requiere no sólo un sistema de generación
adecuado si no que también un sistema de control preciso y flexible para obtener un
rendimiento lo más alto posible.
Dentro de los esquemas de generación no convencional de velocidad variable,
como los que aprovechan la energía del viento, la máquina de inducción de doble
2
Capítulo I. Introducción.
excitación es uno de los generadores que más se utiliza en el rango de media y alta
potencia. Dado que el rango de velocidad de operación está limitado a ±30% de la
velocidad nominal, la potencia de los conversores, conectados en el circuito de rotor, es
de sólo una fracción de la potencia nominal de la máquina. La aplicación de estrategias
de control vectorial permiten obtener una alta respuesta dinámica del control de torque
de la máquina y control independiente del torque y el flujo. También es motivo de
investigación la utilización de este tipo de máquinas en sistemas de generación de
velocidad variable para suplir de energía eléctrica en sistemas aislados. En este caso
se pueden aplicar técnicas de control vectorial para controlar la tensión en los
terminales de la máquina y operar a frecuencia constante independiente de la velocidad
de rotación de la fuente motriz.
Sin embargo, las ventajas comparativas de esta máquina se ven disminuidas
dado que la implementación clásica de control vectorial (generalmente por orientación
en el flujo de rotor) requiere de un sensor de posición, que es frágil, de alto costo
relativo y que disminuye la confiabilidad del accionamiento.
En la presente tesis se investigará la aplicación de técnicas de Control Vectorial
Sensorless para un DFIG (Doubly-Fed Induction Generator) o Generador de Inducción
de Doble Excitación de velocidad variable, acoplado a una máquina de inducción rotor
jaula de ardilla que actúa como máquina motriz en el sistema. Este sistema se usa para
proveer de energía a una carga aislada conectada en el estator del generador. Se
estudiarán dos estrategias de estimación de velocidad basadas en el método MRAS
(Model Reference Adaptative System) o Sistema Adaptivo con Modelo de Referencia.
La primera estrategia usa el flujo de estator como variable de estado para obtener la
velocidad de rotación. De acuerdo al principio de operación del MRAS el flujo del estator
se obtiene de dos modelos, uno de tensión (o Modelo de Referencia) y otro de corriente
(o Modelo Ajustable). La segunda estrategia MRAS de estimación de velocidad utiliza la
corriente de rotor como variable de estado tanto para el modelo de referencia como
para el ajustable. Se presenta un análisis de ambos esquemas y la verificación
3
Capítulo I. Introducción.
experimental frente a cambios de velocidad e impactos de carga. Uno de los aspectos
importantes de la estrategia de control sensorless es la puesta en funcionamiento del
sistema. Se presenta en la tesis un esquema equivalente a los utilizados en sistemas
MRAS de máquinas jaula de ardilla consistente en un método de partida equivalente a
un V/f, utilizando la estimación de la frecuencia de estator como índice de mérito para
decidir la convergencia de los estimadores de velocidad.
1.2
OBJETIVOS DE LA TESIS
Los objetivos perseguidos por el presente trabajo son los siguientes:
¾ Implementar un prototipo experimental que permita controlar vectorialmente,
utilizando un DSP (Digital Signal Processor) o Procesador de Señales Digitales, un
sistema compuesto de un DFIG (Generador de Inducción de Doble Excitación) con
un conversor PWM fuente de tensión alimentando el rotor y acoplado a un
accionamiento de inducción que actúa como máquina motriz del sistema de
velocidad variable.
¾ Desarrollar y validar un esquema de Control Vectorial, orientado en la dirección del
vector de flujo de estator, de corrientes de rotor en ejes d-q y de corriente
magnetizante de estator.
¾ Estudiar y comprobar el desempeño de técnicas de Control Sensorless, es decir sin
sensor de posición, a través de la implementación de observadores de
velocidad/posición utilizando esquemas de observador de velocidad del tipo MRAS.
1.3
ESTRUCTURA DE LA TESIS
La presente tesis está compuesta de seis capítulos.
El capítulo I corresponde a la introducción al tema de la tesis. Junto con esto se
describen los objetivos a lograr y se hace un breve resumen de la estructura de esta.
4
Capítulo I. Introducción.
El capítulo II describe la red experimental y el hardware utilizado para su
implementación.
El capítulo III describe la modelación de la Máquina de Inducción de Rotor
Bobinado (MIRB) y el control vectorial del sistema completo. Se presentan además las
respuestas entregadas por este sistema de control, en lo que se refiere al control de
corrientes.
El capítulo IV da a conocer una descripción de las técnicas MRAS diseñadas
para el control vectorial sin sensor de velocidad.
El capítulo V presenta los resultados experimentales del sistema de control
vectorial con las técnicas MRAS implementadas.
El capítulo VI entrega las conclusiones que se desprenden del presente trabajo.
5
CAPÍTULO II
SISTEMA EXPERIMENTAL
Capítulo II. Sistema Experimental.
2.1
INTRODUCCIÓN
El presente capítulo hace una descripción detallada del sistema experimental, es
decir, del hardware utilizado para las tareas de medición, control y mando del
Generador de Inducción de Rotor Bobinado, de la Máquina de Inducción Rotor Jaula de
Ardilla (máquina motriz) y de los respectivos inversores que las alimentan.
La base de este sistema la constituye la tarjeta de adquisición de datos y control
PC31 de Innovative Integration, instalada en un computador PC y cuya principal
característica la constituye el Procesador Digital de Señales DSP TMS320C31 montado
en ella.
Las tareas de medición de corrientes y tensiones del sistema se llevan a cabo
con transductores de Efecto Hall y transductores del tipo Transposer.
Una vez medidas, las señales de corrientes y tensiones son enviadas a una
tarjeta de acondicionamiento, antes de aplicarlas al conversor Análogo Digital de la
tarjeta PC31.
Las señales de control PWM son generadas por el DSP TMS320C31, y luego se
envían a una tarjeta de temporización que utiliza el timer 82C54, que genera los pulsos
para los transistores del inversor.
También fue implementada una tarjeta de interfaz para enviar las señales PWM
al inversor comercial Eurotherm 584S, una tarjeta de interfaz para poder comunicarse
con la tarjeta PC31, una tarjeta para leer las señales provenientes del sensor de
posición (encoder) que se utiliza para efectos de comparación con los estimadores de
velocidad, una tarjeta de protección contra sobrecorrientes y contra pérdida de
sincronismo en la generación de las señales PWM, y por último una tarjeta encargada
de transmitir una referencia de velocidad para el inversor del accionamiento de la
máquina de inducción tipo jaula de ardilla (máquina motriz).
7
Capítulo II. Sistema Experimental.
2.2
LA TARJETA PC31
La tarjeta DSP PC31 es una tarjeta de Adquisición de datos y Control que posee
los beneficios que otorga el DSP TMS320C31 de Texas Instruments, la cual trae
integrada una serie de periféricos tales como timers/counters, entradas y salidas
digitales, puertos de comunicación serial tanto para RS232 como para RS422, y
además una interfaz DSPLink. La tarjeta también trae consigo dos multiplexores de 16
bits, amplificadores de ganancia programable, filtros antialiasing, conversor A/D, un par
de conversores D/A, un banco de memoria compartida, etc.
La tarjeta, es capaz de operar con 32 bits en punto flotante a 40, 50 o 60 MHz.
Todas estas características hacen posible construir y comandar sistemas con
aplicaciones basadas en PC, que necesiten gran velocidad de cálculo y precisión.
El procesador DSP TMS320C31, “motor” de la tarjeta, posee una capacidad de
60 MIPS (Mega Instrucciones Por Segundo) y un reloj de 60 MHz. Este procesador de
32 bits posee un bus de direcciones de 24 bits y un bus de datos de 32 bits.
La tarjeta fue diseñada como un dispositivo, vale decir, está mapeada dentro del
espacio de entradas y salidas del bus AT. Principalmente posee tres zonas que se
comunican entre sí y además con el DSP. Estas zonas corresponden a:
¾ ZONA DE PERIFERICOS
¾ ZONA DE INTERFAZ PC
¾ ZONA DEL DSP TMS320C31
La ZONA DE PERIFERICOS está compuesta por los timers, conversores A/D y
D/A, puerto paralelo, puerto serie o serial, bus DSPLink, y otros.
8
Capítulo II. Sistema Experimental.
La ZONA DE INTERFAZ PC la constituyen dispositivos tales como memoria de
dos puertos o memoria bidireccional, bus de interfaz con el PC, bus de interfaz con el
DSP, buses de expansión, generador de estados de espera, y otros.
La tercera zona corresponde e incluye al procesador DSP TMS320C31.
La figura 2.1 muestra la tarjeta PC31 utilizada en el sistema y la figura 2.2 un
diagrama de bloques de ésta.
Figura 2.1 Tarjeta DSP PC31.
9
Capítulo II. Sistema Experimental.
Figura 2.2 Diagrama de bloques de la Tarjeta DSP PC31.
10
Capítulo II. Sistema Experimental.
2.3
LA TARJETA DE MEDICIÓN DE TENSIONES
Esta tarjeta esta encargada de medir las tensiones en el sistema, que incluyen
las tensiones de línea de estator y rotor del Generador de Inducción de Rotor Bobinado,
y la tensión de enlace DC del inversor 584S.
La tarjeta utiliza sensores LEM LV25-P de Efecto Hall para medir las tensiones
de estator del Generador, v abs y vbcs , y además sensores Transposer para medir las
tensiones del rotor, v abr y vbcr , de la máquina y la tensión en el enlace DC del inversor,
E dc , que controla al Generador (ver esquemático del circuito en el Apéndice E). La
utilización de dos tipos de sensores se debe únicamente a razones de disponibilidad.
Los sensores de Efecto Hall poseen dos pines utilizados para su alimentación
con una fuente bipolar de +15V, un pin correspondiente a la salida de la medición y dos
pines de entrada para la medición propiamente tal [2]. La figura 2.3 muestra el sensor
propiamente tal mientras que la figura 2.4 muestra en detalle la configuración de pines
de este sensor.
Figura 2.3 Sensor de tensión de Efecto Hall LEM LV25-P.
11
Capítulo II. Sistema Experimental.
Figura 2.4 Configuración de pines del sensor de tensión LV25-P.
Las resistencias Rp se calculan tal que la tensión nominal corresponda a una
corriente de entrada Ip de 10mA. En tanto, la resistencia de salida Rm se calcula tal que
la tensión máxima de salida se logre con una corriente Im de 25mA [2].
Entonces para una tensión nominal máxima de 600V y una tensión máxima de
salida desde el sensor de 2.5V, se tiene:
Rp =
V 600V
=
= 60 KΩ
I p 10mA
y
Pp = V * I p = 600V * 10 mA = 6W
Rm =
Vm
2.5V
=
= 100Ω
I m 25mA
y
Pm = Vm * I m = 2.5V * 25mA = 0.0625W
Los
sensores
Transposer
[3],
figura
2.5,
actúan
como
amplificadores
diferenciales con capacidad de tensión de entrada alta. Tanto es así que cada entrada
es capaz de medir hasta 1KV peak de tensión. Por otra parte estos sensores poseen
una salida máxima de +10V.
Otra característica de estos sensores es que su ganancia de tensión, puede ser
programada por el usuario a través de una resistencia fija. Esta resistencia puede ser la
equivalente de las resistencias en paralelo R1 y R2, si se desea un valor de ganancia
más exacto. Junto con esto también este sensor posee la ventaja de poder reducir la
respuesta de frecuencia de la señal sensada por medio de un condensador, calculado
por el usuario para tal efecto.
12
Capítulo II. Sistema Experimental.
Figura 2.5 Sensor Transposer y su configuración de pines.
La resistencia y el condensador se calculan a través de las siguientes fórmulas:
R=
Vout
* 5000000(Ω)
Vin
(2.1)
1
( Hz )
2πRC
(2.2)
fo =
donde Vin es la tensión de entrada y Vout es la tensión de salida deseada por el usuario.
f o es la frecuencia de corte del filtro pasabajos a la salida del Transposer.
Además la tarjeta de medición de voltajes posee una etapa pre-acondicionadora
que incluyen filtros pasa bajos para adecuar los niveles de tensión de las señales y
eliminar ruidos de alta frecuencia.
13
Capítulo II. Sistema Experimental.
2.4
LA TARJETA DE MEDICIÓN DE CORRIENTES
La tarjeta de medición de corrientes usa para este propósito sensores de
corriente de Efecto Hall LEM LTA50P/SP1, como el que se muestra en la figura 2.6.
Estos sensores miden las corrientes de estator y de rotor, ias , ibs e iar , ibr ,
respectivamente, del Generador de Inducción de Rotor Bobinado, además de un sensor
adicional para medir alguna otra señal de corriente del sistema en el caso de ser
necesario.
Figura 2.6 Sensor de Corriente de Efecto Hall LEM LTA50P/SP1.
Estos sensores poseen seis pines, (ver figura 2.7) dos de los cuales
corresponden a pines de alimentación bipolar +15V (pines 2 y 6). El pin 5 es el pin de
0V, es decir, el pin de tierra. Los pines 1 y 4, corriente de salida y tensión de salida
instantánea respectivamente, deben ser conectados entre sí para obtener la salida en
forma de tensión. El pin 3 no se conecta.
Estos sensores miden como máximo 50A, y el sensado se efectúa de una
manera muy simple, ya que basta con hacer circular la corriente a sensar a través de un
orificio que posee en el centro. La corriente en forma de tensión se lee midiendo desde
los pines 1 y 4, conectados entre sí, con respecto al pin 5, de tierra.
14
Capítulo II. Sistema Experimental.
Figura 2.7 Configuración de pines del sensor de corriente.
Al igual que en el caso de la tarjeta de medición de tensiones, esta tarjeta
también posee una etapa de pre-acondicionamiento, la cual cumple el mismo objetivo,
es decir, amplificación y filtrado de las señales sensadas (ver esquemático del circuito
en el Apéndice E).
2.5
LA TARJETA DE ACONDICIONAMIENTO DE SEÑALES
Como su nombre lo indica esta tarjeta cumple la función de “acondicionar las
señales” de tensión y corriente procedentes de las tarjetas de medición respectivas, ya
que estas señales están expuestas al ruido generado por el efecto de conmutación de
los dispositivos semiconductores de potencia de los inversores. Además este
acondicionamiento sirve para evitar problemas de distorsión de las señales por causa
del muestreo, vale decir, aliasing. Es así como el acondicionamiento se lleva a cabo
través de una etapa de filtrado de las señales con filtros pasa bajos de 2º orden del tipo
Chebyshev, antialiasing.
Estos filtros tienen como características, una frecuencia de corte de 800Hz y una
ganancia de 1.832, aproximadamente. La frecuencia de corte se calcula como:
15
Capítulo II. Sistema Experimental.
fc =
1
2πRCf n
(2.3)
donde f n , se obtiene de la siguiente tabla dada para filtros Chebyshev de 2º orden [4]:
Filtro Chebyshev
de 2º orden
K
1.832
fn
1.231
Tabla 2.1 Selección de f n y K del Filtro Chebyshev de 2º orden.
Las salidas de esta tarjeta son las señales de tensión y corriente ya
acondicionadas que van hacia el conversor A/D inserto en la tarjeta DSP PC31, y las
señales de corriente de rotor, iar ibr , y de tensión de enlace DC, edc , que entran a la
tarjeta de protecciones (ver esquemático del circuito en el Apéndice E).
La figura 2.8 muestra las etapas de acondicionamiento de cada señal de tensión
y corriente.
Figura 2.8 Filtro antialiasing Chebyshev de 2º orden implementado.
16
Capítulo II. Sistema Experimental.
2.6
LA TARJETA DE PROTECCIONES
Esta tarjeta se divide esencialmente en dos secciones. La primera sección lleva
una protección por sobrecorriente, la cual actúa cada vez que se sobrepasa la corriente
límite a la cual dicha protección a sido ajustada.
El circuito de protección por sobrecorriente consta de un poténciometro para
ajustar los límites de acción, inferior y superior, de la protección. Luego estas señales
se comparan con las señales provenientes de la tarjeta de acondicionamiento, por
medio de comparadores de tensión LM319. El resultado de dicha comparación se envía
a un 74LS30 y de allí a un arreglo de flip-flops.
La segunda parte de la tarjeta consta de una protección por pérdida de
sincronismo o de interrupción en la generación de las señales PWM, que se activa
cuando la señal de “gate” de la tarjeta Generadora de PWM no resetea al contador
74LS590, dentro del tiempo en que debe hacerlo, provocando así un cambio de estado
en un arreglo de flip-flops.
Es decir, ambas secciones en la tarjeta dan como resultado un cambio de estado
en un arreglo de flip-flops en caso de existir sobrecorriente o pérdida de sincronismo en
la generación de PWM, y con ello vía Bus y a través de la tarjeta Generadora de PWM
deshabilitar la generación de PWM activando la protección interna del invesor.
Para poder despejar una falla en el sistema o resetearlo existe en esta tarjeta un
switch pulsante y un switch on/off que controla la entrada y salida de las señales PWM
del inversor. Solamente si el switch on/off está en estado off el sistema puede ser
reseteado, pues esto asegura la ausencia de las señales PWM y de falla del sistema
(ver esquemático del circuito en el Apéndice E).
17
Capítulo II. Sistema Experimental.
2.7
LA TARJETA DE LECTURA DE ENCODER
Esta tarjeta cumple la función de contar los pulsos generados por el sensor
encoder, fijado en el eje del Generador de Inducción de Rotor Bobinado, y transmitirlos
a través de la tarjeta de Interfaz y del Bus DSPLink en la PC31 al procesador DSP
TMS320C31, para así poder hacer, vía software, la lectura de posición del rotor y
posteriormente el cálculo de velocidad de la máquina. En esta tesis se utiliza la lectura
del encoder para efectos comparativos con los observadores de velocidad.
Esta tarjeta recibe tres señales diferenciales, trenes de pulsos, las cuales por
medio del receptor diferencial DS88C20 llegan al contador HCTL2016 que entrega el
valor de la posición actual a través de dos ciclos de lectura implementados por software
[5]. El primero de estos ciclos lee el byte menos significativo y el segundo lee el byte
más significativo (ver esquemático del circuito en el Apéndice E).
2.7.1 EL SENSOR ENCODER
El sensor encoder es incremental del tipo óptico. Básicamente consta de un disco
con
2500
ranuras
en
el
perímetro
exterior
y
tres
optointerruptores
transmisores/receptores que finalmente dan 10000PPR (Pulsos Por Revolución) [2].
Dos de los optointerruptores se encuentran desplazados en media ranura entre
ellos y un tercer optointerruptor se utiliza para indicar la posición inicial del rotor.
La posición del rotor, se muestrea cada 500useg, y la velocidad de la máquina se
calcula cada Tsw = 5mseg. Si N es el número de pulsos contados durante el tiempo de
muestreo Tsw , entonces la velocidad está dada por:
n=
60 N
(rpm)
10000Tsw
18
(2.4)
Capítulo II. Sistema Experimental.
Figura 2.9 Diagrama esquemático del sensor encoder.
La resolución de velocidad está dada por:
Re s w =
2.8
rad
2π
(
)
10000Tsw seg
(2.5)
LA TARJETA GENERADORA DE PWM O TEMPORIZADORA
El objetivo de esta tarjeta es recibir el ancho de los pulsos, calculados vía
software, y programar la cuenta del timer 82C54 inserto en ella, para generarlos.
Esta tarjeta posee un 74F573 que genera las señales de disparo para activar la
salida de los contadores del timer y controlar un arreglo de flip-flops dando origen así a
las señales PWM que, pasando luego a través de un transmisor diferencial DS26LS31,
resultan en las señales PWM positivas y negativas enviadas al inversor.
El timer es programado por software en modo 1 (señales A0 y A1), seleccionado
por el 74F138 con la señal Y0 y puede ser activado para lectura o escritura a través de
la señal R/W* (ver esquemático del circuito en el Apéndice E).
19
Capítulo II. Sistema Experimental.
2.9
LA TARJETA GENERADORA DE REFERENCIA PARA EL 584SV
Esta tarjeta envía una señal de tensión al inversor 584SV que corresponde a la
referencia de velocidad para la máquina motriz del sistema (Máquina de Inducción de
Rotor Jaula de Ardilla).
La referencia de velocidad se genera por software programando los conversores
D/A de la PC31, que generan una tensión entre 0V y +10V la cual llega a una etapa
seguidor emisor en la tarjeta y luego va hacia un amplificador aislador ISO124P, que
aísla la entrada y la salida de la tarjeta. Finalmente, la señal de tensión es filtrada, con
un filtro pasabajos Chebyshev de primer orden de frecuencia de corte 500Hz y ganancia
unitaria, y enviada al inversor 584SV que alimenta la máquina motriz (ver esquemático
del circuito en el Apéndice E).
2.10 LA TARJETA DE INTERFAZ CON LA PC31
La tarjeta de interfaz con la PC31 permite el acceso al DSP TMS320C31, a
través del Bus DSPLink de la PC31, y también que el DSP tenga acceso al mundo
exterior (con una o varias tarjetas de interfaz) vía el DSPLink.
El acceso bidireccional entre el sistema y el DSP, se logra por medio de las
señales A0 a A5 para seleccionar dispositivos del sistema, las señales de entrada y
salida de datos D0 a D7 y las señales DSPLINK* y R/W* para habilitar el Bus DSPLink
para leer o escribir al DSP.
La tarjeta consta de dos buffers 74F245 uno configurado como bidireccional para
entrada y salida de datos, junto con las señales DSPLINK* y R/W*, y el otro como
unidireccional para las líneas de direcciones. Además la tarjeta posee un 74F138 para
20
Capítulo II. Sistema Experimental.
decodificar, a través de las líneas de dirección A3 a A5 del Bus DSPLink, y habilitar o
deshabilitar dispositivos del sistema (ver esquemático del circuito en el Apéndice E).
2.11 EL BUS DEL SISTEMA
El Bus del sistema es una tarjeta de 32 líneas (4 líneas de alimentación, 9 líneas
de datos (D0-D7, GND), 7 líneas de direcciones (A0-A5, GND), 11 líneas de control (Y0Y7, DSPLINK*, R/W*, GND)), donde van montadas todas las tarjetas antes
mencionadas para que puedan interactuar entre ellas y con la PC31.
En esta tarjeta las líneas que cumplen la función de suministrar alimentación, a
todas las tarjetas insertas en ella, lo hacen a través de señales de +5V, GND, +15V y 15V (ver esquemático del circuito en el Apéndice E).
2.12 LA TARJETA DE INTERFAZ DE PWM
La generación de las señales PWM del sistema y las de protección no están
conectadas directamente al inversor, sino a través de una tarjeta de interfaz diseñada
para que el acoplamiento sea lo más perfecto posible entre el sistema y el inversor.
La señal de protección generada en el sistema, se conecta de manera directa al
inversor y las señales PWM se conectan a través del Bus de Datos del inversor.
La entrada y salida en la tarjeta están aisladas a través de optoaisladores
HCPL2630.
Una de las características de esta tarjeta es que tiene la capacidad de que el
usuario pueda seleccionar entre el PWM generado internamente por el inversor y el
generado externamente por el usuario del sistema. Esta selección se hace por medio de
21
Capítulo II. Sistema Experimental.
un switch que selecciona un arreglo de buffers que conectan sus salidas al Bus de
Control o al Bus de Datos del inversor (ver esquemático del circuito en el Apéndice E).
2.13 EL CONVERSOR EUROTHERM 584S
El conversor EUROTHERM 584S es un Inversor PWM fuente de tensión utilizado
para alimentar el rotor del Generador de Inducción de Doble Excitación.
En general estos inversores están diseñados para el control de velocidad de
motores de inducción trifásicos estándar. La gama cubre motores en el rango de
potencia de 0.75KW (1HP) a 75KW (100HP) para las aplicaciones de torque constante
y 1,1KW (1,5HP) a 90KW (120HP) para aplicaciones de torque cuadrático.
En nuestro caso debió modificarse para recibir las señales PWM generadas por
software a través del sistema y además recibir la señal de protección generada en la
tarjeta de protecciones.
Figura 2.10 Inversor EUROTHERM 584S.
Esta modificación se realiza interviniendo el Bus de Control y Datos del inversor,
que se conectan a la tarjeta de interfaz de PWM antes mencionada.
22
Capítulo II. Sistema Experimental.
2.14 EL CONVERSOR EUROTHERM 584SV
Este conversor posee características similares a las del conversor 584S, en
cuanto a rangos de potencia de las máquinas conectadas a su salida.
Sin embargo, este conversor posee la capacidad de hacer control vectorial
sensorless de la máquina conectada a su salida, lo cual le da una gran ventaja pues
hoy en día la gran mayoría de las aplicaciones industriales optan por estos tipos de
equipos, aprovechando las bondades del control vectorial. Este conversor se utiliza para
alimentar la máquina motriz, en este caso de inducción jaula de ardilla.
Figura 2.11 Inversor EUROTHERM 584SV.
2.15 EL GENERADOR DE INDUCCIÓN DE ROTOR BOBINADO
También conocido como Generador de Inducción de Doble Excitación (DFIG) o
de Rotor Bobinado, esta es una máquina fabricada por Marelli Motori, modelo E4F, con
capacidad de 7,5KW de salida. Su placa identificatoria se muestra en la figura 2.12.
Potencia
Frecuencia
Velocidad
Estator (Delta-Estrella)
Rotor (Estrella)
7,5 (KW)
50 (Hz)
960 (rpm)
Tensión (V)
220 - 380
250
Corriente (A)
30 - 17,5
19
Figura 2.12 Placa del Generador de Inducción de Rotor Bobinado.
23
Capítulo II. Sistema Experimental.
Para determinar los parámetros de la máquina tales como resistencia de estator,
resistencia de rotor, inductancia de estator, inductancia de rotor, inductancia de
magnetización y razón de transformación entre estator y rotor, se hicieron las siguientes
pruebas:
Vs (V)
50,00
100,00
150,00
200,00
250,00
300,00
350,00
380,00
Prueba de vacío (Estator)
Vr (V)
a
43,50
1,46
69,20
1,46
103,70
1,46
138,70
1,46
172,50
1,46
209,00
1,46
242,00
1,46
259,00
1,46
Ios (A)
0,90
1,90
3,00
5,30
5,49
6,85
8,70
10,00
Tabla 2.2 Prueba de vacío en el lado del Estator.
Vs (V)
65,20
131,00
200,00
261,50
325,30
Prueba de vacío (Rotor)
Vr (V)
a
50,00
1,30
100,00
1,31
150,00
1,33
200,00
1,31
250,00
1,30
Ior (A)
2,03
4,06
6,00
8,70
12,00
Tabla 2.3 Prueba de vacío en el lado del Rotor.
Para la medición de resistencias de rotor y estator se hicieron las mediciones de
la tabla 2.4.
fases
R-R
N-N
B-B
Rs por fase
R-B
R-N
N-B
Rs línea/línea
Rs
Medición de Resistencias
Rs (Ohm)
fases
Rr (Ohm)
0,3850
V-W
0,5450
0,3850
V-U
0,5550
0,3950
U-W
0,5550
0,3883
Rr línea/línea
0,5517
0,7850
0,8550
0,8100
0,4083
0,3983
a
Rr
Rr'
1,3800
0,2758
0,5253
Tabla 2.4 Mediciones de Resistencia de Rotor y Estator.
24
Capítulo II. Sistema Experimental.
Para averigüar los valores de las inductancias de estator, de rotor y la de
magnetización se efectuaron pruebas de circuito abierto, tanto para estator como para
rotor lográndose los siguientes resultados:
Vs (V)
50,00
100,00
150,00
200,00
250,00
300,00
350,00
380,00
Vr (V)
34,50
69,20
103,70
138,70
172,50
209,00
242,00
259,70
Prueba de Rotor Abierto
Ios (A)
E1 (V)
0,90
47,58
1,90
95,44
3,00
143,02
5,30
191,29
5,49
237,91
6,85
288,25
8,70
333,76
10,00
358,17
Vs (V)
65,20
131,00
200,00
261,50
325,30
Vr (V)
50,00
100,00
150,00
200,00
250,00
Prueba de Estator Abierto
Ior (A)
E2 (V)
2,03
47,27
4,06
94,98
6,00
145,02
8,70
189,61
12,00
235,87
Promedio
Promedio
Ls (H)
0,1021
0,0967
0,0919
0,0693
0,0837
0,0805
0,0739
0,0698
0,0835
Lo (H)
0,0972
0,0923
0,0876
0,0663
0,0796
0,0773
0,0705
0,0658
0,0796
ls (H)
0,0049
0,0044
0,0043
0,0030
0,0040
0,0031
0,0034
0,0040
0,0039
Lr (H)
0,0453
0,0453
0,0459
0,0422
0,0383
0,0434
Lo' (H)
0,0428
0,0430
0,0444
0,0401
0,0361
0,0413
lr (H)
0,0025
0,0023
0,0015
0,0022
0,0022
0,0021
Lo=a2Lo'
0,0786
Tabla 2.5 Pruebas de Circuito Abierto para Estator y Rotor.
De la tabla 2.5 se tiene que los parámetros de la Máquina de Inducción de Rotor
Bobinado son:
Ls = 0,0835(H)
Inductancia de Estator referida al Estator.
Lr = 0,0434(H)
Inductancia de Rotor referida al Rotor.
Lo = 0,0785(H)
Inductancia de Magnetización referida al Estator.
Rs = 0,3980(Ω)
Resistencia de Estator referida al Estator.
Rr = 0,2760(Ω)
Resistencia de Rotor referida al Rotor.
a = 1,3800
Razón de vueltas o de Transformación.
25
Capítulo II. Sistema Experimental.
2.16 LA MÁQUINA DE INDUCCIÓN ROTOR JAULA DE ARDILLA
La Máquina de Inducción Rotor Jaula de Ardilla constituye la máquina motriz
utilizada en este sistema experimental. Esta máquina está conectada en estrella, posee
una corriente de vacío de 2A y una corriente nominal por fase de 9A aproximadamente.
La figura 2.13 muestra la placa con las características de esta máquina.
Potencia
Frecuencia
Velocidad
Conexión
Delta
7,5 (KW)
50 (Hz)
1440 (rpm)
Tensión (V)
380
Corriente (A)
15,4
Figura 2.13 Placa de la Máquina de Inducción Rotor Jaula de Ardilla.
2.17 EL SISTEMA EXPERIMENTAL IMPLEMENTADO
El sistema experimental armado finalmente es el que se muestra esquematizado
en la figura 2.14.
El control del sistema, por el usuario, se hace por software desde el PC,
enviando las consignas de control por teclado vía una interfaz gráfica diseñada para tal
efecto. Estas consignas llegan al DSP en la PC31, donde se llevan a cabo las tareas de
control, para posteriormente enviar las señales al rack de tarjetas donde se generan las
señales PWM para cada una de las fases del Inversor 584S (y de esta manera controlar
la Máquina de Inducción Rotor Bobinado), y además la señal de referencia de velocidad
para el Inversor 584SV que alimenta a la (Máquina de Inducción Rotor Jaula de Ardilla)
máquina motriz del sistema. Al rack también llegan las señales desde el encoder que
mide la posición del rotor y las señales eléctricas de tensión y corriente para su
acondicionamiento, y así quedar dispuestas para que ingresen al DSP en la PC31
donde actúan los lazos de control diseñados. Junto con esto, la PC31 también envía las
26
Capítulo II. Sistema Experimental.
señales al PC para que en él se puedan observar las repuestas de las variables
generadas por el control y cualquier otra variable que el usuario desee.
Al estator del Generador de Inducción de Rotor Bobinado se conecta una carga
resistiva, de 24Ω por fase, para producir impactos de carga. Además se conectaron
inductancias en serie por fase al rotor, de aproximadamente 80mH, para efecto de
filtrado.
Figura 2.14 Esquema del Sistema Experimental implementado.
27
CAPÍTULO III
MODELO DINÁMICO Y CONTROL DEL SISTEMA
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
3.1
INTRODUCCIÓN
Una característica de un Generador de Inducción de Rotor Bobinado con el rotor
conectado a un inversor PWM fuente de tensión, es que puede entregar potencia
constante a tensión y frecuencia constantes a una carga aislada, aunque la velocidad
del rotor varíe [6].
La distorsión de las corrientes de línea por el lado de la alimentación del inversor
PWM es baja, por lo que hace suponer lo conveniente que es utilizar este esquema
para la alimentación de potencia a una carga aislada ya sea a velocidad subsincrónica o
supersincrónica. Alimentar a una carga desde un sistema eléctrico autónomo es, sin
embargo, más complejo que alimentarla desde la red, ya que se requieren de
esquemas extras para el control de las tensiones de salida, la frecuencia y también el
flujo de potencia entre el generador y la carga.
Este capítulo presenta el Modelo Dinámico y el Control Vectorial de un
Generador de Inducción de Rotor Bobinado en ejes d-q, a velocidad variable que
proporciona potencia a una carga aislada. Se propone además una novedosa técnica
de orientación indirecta hacia el flujo de estator para llevar a cabo el Control Vectorial.
Esta técnica de orientación es de hecho una analogía de la orientación indirecta de flujo
de rotor, comúnmente usada en las Máquinas de Inducción de Rotor Jaula de Ardilla;
sin embargo, aunque la corriente de rotor en eje d se emplea para el control del flujo de
estator (que así regula la tensión generada), la corriente de rotor en eje q se usa para
forzar la orientación del flujo de estator. El generador está acoplado a una Máquina de
Inducción de Rotor Jaula de Ardilla, que actúa como máquina motriz y que es
controlada por otro inversor PWM.
Una ventaja significativa del método indirecto es que el ángulo del flujo de
estator, no se deriva de la medición de tensión, evitándose así el ruido y la posible
contaminación armónica de la tensión de estator.
29
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
3.2
MODELO DINÁMICO DE LA MÁQUINA DE INDUCCIÓN
A partir del circuito equivalente de la Máquina de Inducción de Rotor Bobinado, y
considerando un sistema de referencia en ejes α-β, como el diagrama de la figura 3.1,
se tiene que las ecuaciones de tensión de estator y rotor de la Máquina están dadas
por:
Figura 3.1 Sistemas de Referencia Estacionarios en ejes α-β.
v s = Rs i s +
d
( Ψs )
dt
(3.1)
v r = Rr i r +
d
(Ψr )
dt
(3.2)
Los flujos totales que enlazan las bobinas del estator y del rotor están dados por:
Ψs = Ls i s + Lm ir e jε
(3.3)
Ψr = Lr ir + Lm i s e − jε
(3.4)
Reemplazando los flujos totales en las ecuaciones (3.1) y (3.2), se obtienen:
v s = R s i s + Ls
d
d
(i s ) + Lm (ir e jε )
dt
dt
(3.5)
v r = R r i r + Lr
d
d
(ir ) + Lm (i s e − jε )
dt
dt
(3.6)
Llevando estas ecuaciones a un sistema de referencia rotatorio que gira a la
velocidad ω s , como el que muestra la figura 3.2, se encuentra que:
30
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
Figura 3.2 Sistemas de Referencia Rotatorios en α-β y d-q.
' v s = R s ' i s + Ls
d
d
( ' i s ) + j ω s L s ' i s + L m ( ' i r ) + jω s L m ' i r
dt
dt
(3.7)
De igual manera para la tensión de rotor se tiene:
' v r = R r ' i r + Lr
d
d
(' ir ) + jω sl Lr ' ir + Lm (' i s ) + jω sl Lm ' i s
dt
dt
(3.8)
Para los flujos de estator y rotor se tienen:
' Ψ s = L s ' i s + Lm ' i r
' Ψ r = Lr ' i r + Lm ' i s
(3.9)
Ahora, empleando las definiciones del Apéndice A, se expresan las ecuaciones
dinámicas de una Máquina de Inducción en un sistema de referencia rotatorio d-q, como
sigue:
vds = ( Rs + Ls s)ids − ω s Ls iqs + Lm sidr − ω s Lm iqr
(3.10)
v qs = ω s Ls ids + ( Rs + Ls s)iqs + ω s Lm idr + Lm siqr
(3.11)
v dr = Lm sids − ω sl Lm iqs + ( Rr + Lr s)idr − ω sl Lr iqr
(3.12)
v qr = ω sl Lm ids + Lm siqs + ω sl Lr idr + ( Rr + Lr s )iqr
(3.13)
31
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
Por otra parte para los flujos se obtiene lo siguiente:
Ψds = Ls ids + Lm idr
(3.14)
Ψqs = Ls iqs + Lm iqr
(3.15)
Ψdr = Lm ids + Lr idr
(3.16)
Ψqr = Lm iqs + Lr iqr
(3.17)
La expresión para el Torque Eléctrico de la máquina puede entonces ser escrita
como:
Te = 3
p
Lm (iqs idr − ids iqr )
2
(3.18)
Si a continuación se considera que nuestro esquema de control orienta el eje d,
del sistema de referencia rotatorio, en la dirección del vector de flujo de estator,
entonces:
Ψqs = 0
(3.19)
Y, si se aplica esta condición a las ecuaciones (3.14) y (3.15), se llega a que:
Ψs = Ψds = Ls ids + Lm idr = Lm ims
∴ ims =
Ls
ids + idr
Lm
(3.20)
Ψqs = Ls iqs + Lm iqr = 0
∴ iqs = −
Lm
iqr
Ls
(3.21)
donde ims es el equivalente de la corriente de magnetización de estator. La figura 3.3
muestra el diagrama vectorial de las corrientes de la máquina bajo esta condición de
orientación, donde i s , ir e jθ r , ims son los vectores de corriente de estator, rotor y
magnetización.
32
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
Figura 3.3 Diagrama de Vectores de Corrientes para la máquina.
Los ángulos θ s y θ r son la posición del sistema de referencia del estator y la
posición del rotor. Para estos ángulos se satisfacen las siguientes expresiones:
θ sl = θ s − θ r
d
ω s = (θ s )
dt
d
ω r = (θ r )
dt
d
ω sl = (θ sl )
dt
(3.22)
Considerando todo el análisis previo, se tiene que las ecuaciones dinámicas para
una Máquina de Inducción de Rotor Bobinado en un sistema de referencia rotatorio d-q,
alineado en la dirección del vector de flujo de estator son:
33
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
Ψds = Ls ids + Lm idr = Lm ims
Ψqs = Ls iqs + Lm iqr = 0
Ψdr = Lm ids + Lr idr
Ψqr = Lm iqs + Lr iqr
d
(Ψds )
dt
v qs = Rs iqs + ω s Ψds
v ds = Rs ids +
(3.23)
d
(Ψdr ) − (ω s − ω r )Ψqr
dt
d
v qr = Rr iqr + (Ψqr ) + (ω s − ω r )Ψdr
dt
v dr = Rr idr +
Si ahora se consideran las ecuaciones de tensión de estator, dadas en (3.23), y
se elimina ids empleando la definición para ims y también se elimina iqs usando (3.21),
se encuentra que:
τ ms
1+σ s
d
(ims ) + ims = idr +
v ds
dt
Rs
(3.24)
L − Lm
σs = s
Lm
τ ms imsω s = iqr +
donde τ ms =
pequeña,
1+σ s
v qs
Rs
(3.25)
Ls
. La ecuación (3.24) muestra que, ya que la influencia de v ds es
Rs
entonces la corriente de magnetización de estator puede ser controlada
usando la corriente de excitación del rotor, idr . Por otra parte la corriente de rotor iqr
constituye un grado de libertad y puede ser controlada mediante la siguiente consigna:
*
i qr
=−
Ls
i qs
Lm
(3.26)
Esta consigna lo que hace es forzar la orientación del sistema de referencia
hacia la posición del vector de flujo de estator. Lo cual se cumple solamente cuando
*
Ψqs = 0 y se asume que iqr sigue a iqr
bajo la acción de un lazo de control rápido.
34
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
La ecuación (3.25) también puede ser usada para forzar la orientación pero, en la
práctica, esta no es una buena aproximación ya que iqr esta dada por la diferencia
entre dos cantidades mayores que están sujetas a ruido.
La condición de orientación dada por la ecuación (3.26) también significa que el
ángulo de flujo de estator no tiene que ser derivado desde la integración de las
tensiones de estator, pero puede ser derivado directamente desde la integral de la
demanda de frecuencia de la tensión de estator, ω*s (50Hz). Esto tiene la ventaja de que
la orientación está protegida del ruido de la medición y de los armónicos de la tensión
de estator que pueden ser un problema en una aplicación independiente (stand-alone)
si un inversor es utilizado para controlar una carga auxiliar. También debe ser notado
que con el esquema de orientación indirecto anterior, iqr no puede ser usado
ampliamente para controlar el torque del Generador, que debe ser controlado usando
otro esquema; esto es completamente apropiado para la aplicación independiente
(stand-alone) en la cual el control de potencia de una carga auxiliar determina
efectivamente el torque para una velocidad del eje dada.
Las dos componentes de corriente de rotor en ejes d-q, idr e iqr , son controladas
a través de controladores PI.
La demodulación de las tensiones de rotor demandadas usa el ángulo de
deslizamiento obtenido como:
θ sl = θ s − θ r = ∫ ω*s dt − θ r
(3.27)
La ecuación (3.27) fuerza al flujo de estator a rotar a la frecuencia demandada
durante las condiciones de estado estacionario y dinámicas para cualquier velocidad en
el eje.
Ahora bien, reagrupando las ecuaciones dadas en (3.23) se obtienen las
siguientes expresiones para v dr y v qr :
35
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
d
d
(idr ) − ω sl Lm iqs + Lm (ids ) − ω sl Lr iqr
dt
dt
d
d
v qr = Rr iqr + Lr (iqr ) + ω sl Lm ids + Lm (iqs ) + ω sl Lr idr
dt
dt
v dr = Rr idr + Lr
(3.28)
Definiendo:
σ = 1−
L2m
L s Lr
(3.29)
se expresan ahora las tensiones de rotor en ejes d-q como:
L2m
ρims
v dr = ( Rr + σLr ρ )idr − ω sl σLr iqr +
Ls
L2
vqr = ( Rr + σLr ρ )iqr + ω sl σLr idr + ω sl m ims
Ls
con ρ =
(3.30)
d
.
dt
De esta manera se puede construir el esquema del control vectorial que se llevará a
cabo para el sistema (ver figura 3.4).
36
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
Figura 3.4 Diagrama Esquemático de la estructura de Control Vectorial implementada.
37
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
3.3
DISEÑO DE LOS CONTROLADORES DE CORRIENTE
3.3.1 CONTROLADOR DE CORRIENTE MAGNETIZANTE
El flujo de estator es regulado a través del control de la corriente de
magnetización, ims . Esta corriente se obtiene como:
ims =
Ψds
Lm
(3.31)
y además considerando que:
Ψds = Ψαs cos( θ s ) + Ψ βs sen( θ s )
Ψαs = ∫ ( vαs − Rs iαs )dt
(3.32)
Ψ βs = ∫ ( v βs − Rs i βs )dt
El ángulo θ s se utiliza para demodular el flujo y las corrientes de estator. La
*
corriente ims se compara con el valor de referencia, ims
, y el error resultante es
*
, tal
procesado a través de un controlador PI cuya salida forma el valor de referencia, idr
como lo muestra el diagrama de bloques de la figura 3.5.
Figura 3.5 Lazo de Control de Corriente de Magnetización.
El diagrama de bloques, para el cálculo del controlador PI, también toma en
cuenta que este lazo de control debe ser mucho más lento comparado con el lazo de
control para idr .
La función de transferencia de la planta para este lazo de control se obtiene de la
ecuación (3.24), pues se considera que la influencia de v ds es pequeña. De esta
manera:
38
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
idr = ( τ ms s + 1 )ims
τ ms =
(3.33)
Ls
Rs
Y del lazo de control de la figura 3.5 se tiene que en lazo cerrado la función de
transferencia esta dada por:
Kp
Lims ( s ) =
s+
K pa
τ ms
τ ms
 K p + 1 K pa
 +
s 2 + 
 τ ms  τ ms
(3.34)
Es así como igualando el denominador de (3.34) con el denominador de la
función de transferencia de lazo cerrado de un sistema de segundo orden, se llegan a
obtener:
K p = 2ξωn τ ms − 1
a=
τ ms ωn2
Kp
(3.35)
Con los valores de los parámetros de la máquina, dados en el Capítulo II, se
encuentra que τ ms = 0,2096, y considerando una frecuencia de lazo cerrado de 1Hz y un
coeficiente de amortiguamiento de 0.8, se tiene que K p = 1,1091 y a = 7,4676.
Finalmente discretizando este controlador en Matlab con el comando c2dm con un
retentor de orden cero, se tiene que el controlador digital es:
 z − az 
 z − 0 ,9633 
K pz 
 = 1,1298

 z −1 
 z −1 
(3.36)
*
La referencia para el lazo de control de corriente magnetizante, ims
, es fijada
directamente a través del teclado en el PC, por el usuario.
39
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
3.3.2 CONTROLADORES DE CORRIENTES DE ROTOR (d-q)
De las ecuaciones de tensiones de rotor en ejes d-q descritas en (3.30), se
define:
d
(idr )
dt
d
v 'qr = Rr iqr + σLr (iqr )
dt
v 'dr = Rr idr + σLr
(3.37)
Por lo tanto ahora redefiniendo las tensiones de rotor en ejes d-q, como:
L2m
v dr = v − ωsl σLr iqr +
ρims
Ls
'
dr


L2
v qr = v + ωsl  σLr idr + m ims 
Ls


(3.38)
'
qr
Los errores de idr e iqr son procesados por controladores PI para dar v'dr y v 'qr ,
respectivamente. Los términos de compensación se agregan para obtener una función
de transferencia lineal entre idr y v 'dr , e iqr y v 'qr . De esta manera se facilita el diseño de
los controladores y se logra un buen seguimiento de estas corrientes. Las
compensaciones corresponden a las señales de tensión inducida del rotor y a los
términos desacoplados de las corrientes de rotor en ejes d-q. Por consiguiente de (3.37)
y (3.38), las tensiones de referencia v*dr y v*qr se obtienen de:
L2m
v = v − ωsl σLr iqr +
ρi ms
Ls
*
dr
'
dr


L2
v = v + ωsl  σLr idr + m ims 
Ls


*
qr
(3.39)
'
qr
Estas tensiones v*dr y v*qr , son las tensiones de referencia para un PWM de
muestreo regular asimétrico de 2KHz, que controla al inversor conectado al rotor del
Generador de Inducción de Rotor Bobinado.
La figura 3.6 muestra el lazo de control implementado para el diseño del
controlador PI, que se deduce de las ecuaciones en (3.37), desde las cuales se obtiene
40
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
Figura 3.6 Lazo de Control de Corrientes de Rotor en ejes d-q.
la función de transferencia de la planta, que resulta ser la misma, para idr e iqr , es
decir:
P( s ) =
1
σLr s + Rr
(3.40)
y por lo tanto debe diseñarse el mismo lazo de control para ambas corrientes. Ahora
suponiendo que este lazo es mucho más rápido que el de la corriente de
magnetización, se elige una frecuencia de lazo cerrado de 70Hz.
Con la frecuencia de lazo cerrado elegida se hace necesario diseñar el PI
directamente en el plano Z, debido a que no se cumple con la regla de diseño que dice
que para diseñar en el plano continuo y luego aplicar algún método de discretización
para hallar el PI en el plano discreto, la razón entre la frecuencia de muestreo del
sistema (2KHz) y la frecuencia de lazo cerrado seleccionada (70Hz) debe ser mayor o
igual a 30. Junto con esto, debe considerarse en el diseño del lazo de control un retardo
provocado por el inversor, correspondiente a un tiempo de muestreo. Por lo tanto,
nuestra planta debe ser discretizada previamente.
R
− r Ts

 1 − e − sTs
 1  1 − e σLr
⋅ P( s ) =
P( z ) = Ζ 

R
− r Ts
 s
 Rr 
σLr
 z−e


K
=
 z−A

(3.41)
Con los parámetros de la máquina dados en el Capítulo II se calcula:
P( z ) =
K
0 ,0064
=
z − A z − 0 ,9982
41
(3.42)
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
Ahora empleando la función de transferencia en el plano Z, de un controlador PI,
y la del retardo producido por el inversor, dadas por:
 z − az 
C( z ) = K pz 

 z −1 
1
R( z ) =
z
(3.43)
y (3.42) se tiene que la ecuación de transferencia en lazo cerrado para los lazos de
control de corrientes de rotor queda dada como:
Lc ( z ) =
(K
pz
K )z − K pz Ka z
z − (1 + A)z + (K pz K + A)z − K pz Ka z
3
2
(3.44)
Por otra parte el denominador de la ecuación de transferencia discreta de un
sistema de tercer orden, tiene la forma:
(
(
)
O( z ) = ( z − α ) z 2 − 2e − γTs cos(ωd Ts ) z + e −2 γTs
)
(3.45)
Igualando el denominador de la función de transferencia dada en (3.44) con (3.45), y
considerando además que γ = ωn ξ y ωd = ωn 1 − ξ 2 , se encuentra que:
α = 1 + A − 2e − γTs cos(ωd Ts )
e − 2 γTs + 2αe −γTs cos(ωd Ts ) − A
K
− 2 γTs
αe
az =
K pz K
K pz =
De esta
(3.48)
manera el controlador PI resultante con una frecuencia de lazo cerrado de
70Hz y un coeficiente de amortiguamiento de 0.8, es:
α = 0 ,3354
K pz = 40 ,8589
a z = 0 ,8974
*
La referencia de corriente idr
llega desde la salida del PI que controla la corriente
*
de magnetización, ims , y la referencia de corriente iqr
desde la consigna de control que
fuerza la orientación hacia la posición del vector de flujo de estator (ecuación (3.26)).
42
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
Ya que los términos de compensación no producen efectos muy significativos en
el control de las corrientes de rotor, idr e iqr , pues no contribuyen al desacoplo entonces
no fueron considerados en el esquema de control final.
3.3.3 RESPUESTA DE LOS CONTROLADORES DE CORRIENTE
En la figura 3.7 se muestra la respuesta del control de corriente de magnetización
para un cambio en la referencia de 0(A) a 6,5(A) con la máquina girando a 600(rpm). La
demora en la respuesta del controlador se debe a una raíz lenta.
Figura 3.7 Respuesta del PI de Corriente de Magnetización para un escalón de 0(A) a 6,5(A).
La figura 3.8 muestra la respuesta obtenida del control de la corriente de rotor en
eje d, cuando se aplica una referencia de 0(A) a 3(A) a una velocidad de la máquina de
600(rpm). Mientras la corriente de rotor en eje q se mantiene con su referencia en 0(A),
es decir, no hay carga conectada al estator.
43
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
Figura 3.8 Respuesta del PI de Corriente de Rotor en eje d para un escalón de 0(A) a 3(A).
En la figura 3.9 se aprecian las respuestas de los lazos de control de corrientes
de rotor en ejes d-q, frente a una referencia de corriente de 0(A) a 6,5(A) impuesta por
la salida del PI del lazo de control de la corriente de magnetización. Como era de
esperar el lazo de control de idr sigue el valor de referencia impuesto por la salida del PI
de ims , mientras que la referencia para iqr se mantiene en 0(A), pués no hay carga
conectada al estator ( iqs =0(A)), luego la consigna que fuerza la orientación del sistema
de referencia cumple su objetivo. Ambas respuestas son bastante buenas considerando
el grado de sobreimpulso y el tiempo de estabilización, dejándose observar, además,
cierto nivel de ruido proveniente del switching de los dispositivos de potencia en los
inversores.
44
Capítulo III. Modelo Dinámico y Control del Sistema.
Figura 3.9 Respuesta de los PI’s de Corrientes de Rotor según referencia de ims .
45
CAPÍTULO IV
OBSERVADORES MRAS PARA CONTROL SENSORLESS
Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.
4.1
INTRODUCCIÓN
El Generador de Inducción de Doble Excitación (DFIG) o de Rotor Bobinado ha
llegado a ser uno de los principales generadores para Sistemas de Conversión de
Energía Eólica (WECS) de velocidad variable. Principalmente dado que los conversores
de potencia están en el circuito de rotor y, para aplicaciones de rango de velocidad
limitado, la potencia de estos conversores es solamente una fracción de la potencia
nominal de la máquina [7-8]. Para el DFIG, la operación Sensorless es deseada debido
a que el uso de un sensor encoder de posición tiene varias desventajas en términos de
robustez, costo, cableado y mantenimiento.
La continua búsqueda por eliminar el sensor de velocidad del eje de la máquina
sin deteriorar su desempeño dinámico en el sistema de control, ha llegado a desarrollar
métodos en los cuales la velocidad de rotación se obtiene por medio de un Sistema
Adaptivo por Modelo de Referencia más conocido como observador MRAS.
Este capítulo presenta dos esquemas de observadores MRAS estudiados en
esta tesis, para el Control Vectorial Sensorless de un DFIG de velocidad variable, que
alimenta una carga aislada, en modo stand-alone.
La operación del DFIG sin sensor de velocidad requiere de la estimación de
variables internas de la máquina, y se basa exclusivamente en la medición en
terminales de tensiones y corrientes. Los sistemas MRAS hacen uso de la redundancia
de dos modelos que estiman la misma variable de estado sobre la base de diferentes
variables de entrada [9]. Estos modelos se conocen como el Modelo de Referencia y el
Modelo Ajustable.
El primer esquema consiste en un observador MRAS, usado para estimar la
velocidad y la posición del rotor de un DFIG, por medio de la estimación del flujo de
estator. El segundo esquema también es un observador MRAS, similar al anterior, pero
que utiliza la corriente de rotor en cada modelo para la estimación de la velocidad de
rotación de la máquina.
47
Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.
4.2
OBSERVADOR MRAS BASADO EN EL FLUJO DE ESTATOR
Un observador de velocidad MRAS es usado para estimar la velocidad, y por
ende la posición, del rotor de un DFIG. Este observador está basado en dos modelos
[10-11], un Modelo de Referencia (o modelo de tensión) y un Modelo Ajustable (o
modelo de corriente). En un sistema estacionario el modelo de tensión es usado para
obtener el flujo de estator como:
Ψs = ∫ (v s − Rs i s )dt
(4.1)
donde v s es la tensión de estator e i s es la corriente de estator.
El flujo de estator también puede ser calculado a partir de la corrientes de estator
y rotor, la velocidad y las inductancias de la máquina. Usando un sistema estacionario,
el flujo de estator es obtenido desde el modelo de corriente como:
Ψ̂ s = L s i s + L o i r e jω̂r t
(4.2)
donde ω̂r es una estimación de la velocidad rotacional y la corriente i r está referida al
sistema de rotor. En el observador MRAS, el flujo obtenido desde (4.1) es usado como
el flujo de referencia y el flujo calculado a través de (4.2) como el flujo estimado.
Ajustando la velocidad rotacional estimada, el error entre el flujo de referencia y el flujo
estimado es reducido. El error en la posición del flujo de estator es el resultado del
producto cruz entre el vector de flujo estimado y el vector de flujo de estator real
medida, en coordenadas (α , β ) se define como:
ε = Ψ̂αsΨ βs − ΨαsΨ̂ βs
(4.3)
Las ecuaciones (4.1), (4.2) y (4.3) se usan para implementar el observador de
velocidad MRAS. El error calculado usando (4.3) es llevado a cero por medio de un
controlador PI. La salida de este controlador PI es la velocidad rotacional estimada
usada en (4.2). La implementación del observador MRAS es mostrada en la figura 4.1.
El modelo de tensión es usado para obtener el flujo de estator Ψs usando un filtro
pasabanda como un integrador modificado para bloquear las componentes DC de las
48
Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.
mediciones de tensión y corriente. Ya que v s e i s están a una frecuencia mucho más
alta que la frecuencia de corte del filtro, no hay deterioración de estas señales por la
acción integral.
Figura 4.1 Observador MRAS para un DFIG, basado en la estimación de flujo de estator.
Un modelo de pequeña señal para el observador MRAS es derivado usando un
sistema de referencia rotando sincrónicamente en ejes d-q. Así el error en coordenadas
d-q es:
ε = Ψ̂dsΨqs − ΨdsΨ̂qs
(4.4)
El modelo de pequeña señal para el error es:
∆ε = Ψqso ∆Ψ̂ds − Ψdso ∆Ψ̂qs + Ψ̂dso ∆Ψqs − Ψ̂qso ∆Ψds
(4.5)
Para este modelo de pequeña señal se asume que: Ψqso = Ψ̂qso = 0 .
Además, ya que el sistema de referencia está orientado en la dirección del vector
de flujo de estator, Ψds . Por lo tanto el modelo de pequeña señal para el error ahora
está dado por:
∆ε = −Ψdso ∆Ψ̂qs
49
(4.6)
Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.
Referiendo (4.2) al sistema que rota sincrónicamente se obtiene:
Ψ̂dqs = Ls idqs + Lo idqr e j ( ω̂r −ωr )t
(4.7)
es decir, que el flujo en coordenadas d-q derivado del modelo de corriente no es una
señal DC a menos que la velocidad estimada sea igual a la velocidad real.
Reemplazando θ error = (ω̂r − ωr )t en (4.7) se tiene:
[
+ L [i
]
)]
Ψ̂ds = Ls ids + Lo idr cos(θ error ) − iqr sen(θ error )
Ψ̂qs = Ls iqs
o
dr sen(θ error ) + i qr cos (θ error
(4.8)
De (4.8) una variación ∆Ψ̂qs es obtenida como:
∆ Ψ̂ qs =
∂ Ψ̂ qs
∂ θ error
∆ θ error
(4.9)
Usando (4.9) y asumiendo θ error 0 = 0 , (es decir, en el punto de equilibrio ωr = ω̂r ),
∆Ψ̂qs se obtiene como:
∆Ψ̂qs = Lo idro ∆θ error
(4.10)
Luego ∆θ error (s ) se obtiene como sigue:
θerror (s ) =
(ω̂r − ωr )
s
⇒ ∆θerror (s ) =
( ∆ω̂r − ∆ωr )
s
(4.11)
Es así como de (4.6), (4.10) y (4.11) se obtiene el modelo de pequeña señal para
el observador MRAS. El lazo de control para diseñar el PI adaptivo con el modelo de
pequeña señal se muestra en la figura 4.2.
Figura 4.2 Lazo de control del modelo de pequeña señal del MRAS con estimación de Ψs .
La figura 4.3 muestra un diagrama del lugar de la raíz, incluyendo el controlador
PI.
50
Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.
Figura 4.3 Lugar de la Raíz para el sistema de control de la figura 4.2.
Finalmente de las figuras 4.2 y 4.3 se concluye que el ancho de banda del
sistema de pequeña señal para el observador MRAS solamente está limitado por
consideraciones de ruido.
En la figura 4.7 se muestra el observador MRAS basado en la estimación del flujo
de estator, incorporado al esquema de control vectorial.
51
Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.
Figura 4.7 Esquema de Control Vectorial Sensorless, utilizando observador MRAS basado en la estimación del flujo de estator.
52
Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.
4.3
OBSERVADOR MRAS BASADO EN LA CORRIENTE DE ROTOR
Este esquema de observador MRAS de velocidad, a diferencia del anterior, usa
para la estimación la información de la posición contenida en la corriente de rotor. Para
este observador el modelo de referencia es la corriente de rotor real medida por los
transductores de corriente, y el modelo ajustable se obtiene desde las corrientes de
rotor y el flujo del estator como:
Ψs = Ls is + Loir ⇒ îr =
(Ψs − Lsis )
Lo
(4.12)
Referiendo la corriente al sistema de rotor se tiene:
î r =
(Ψs − Ls is )
Lo
e − jω̂r t
(4.13)
donde ω̂r es la velocidad rotacional estimada obtenida desde el observador MRAS. El
error en coordenadas (α , β ) , entre la corriente real medida y la corriente estimada desde
(4.13), puede ser escrito como:
ε = îαr i βr − iαr î βr
(4.14)
donde ir es la corriente real e îr es la corriente estimada usando (4.13).
Ajustando la velocidad rotacional estimada el error ε es llevado a cero. El error ε
de (4.14) es el resultado del producto cruz entre el vector de la corriente de rotor
estimada y el vector de la corriente de rotor real medida. El producto cruz puede ser
calculado como sigue:
ε = îr × ir = îr ir sen(θ error )
(4.15)
donde θ error es el ángulo entre los vectores ir e îr .
La figura 4.4 muestra un diagrama fasorial para este esquema de observador
MRAS en un sistema de coordenadas d-q. El sistema rotatorio está rotando a la
velocidad de deslizamiento. El sistema de control vectorial está orientado en la dirección
53
Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.
del vector de flujo de estator, Ψs . Ya que la resistencia de estator es pequeña, el ángulo
entre el fasor de la tensión de carga y el eje q es pequeño.
Figura 4.4 Diagrama Fasorial de Corrientes en ejes d-q para el observador MRAS.
Si el observador MRAS no sigue a la velocidad rotacional real con cero error,
entonces la corriente de rotor estimada está rotando a (ωs − ω̂r ) (rad/seg), y la corriente
de rotor real o medida está rotando a (ωr − ω̂r ) (rad/seg). La corriente de rotor real está
rotando con respecto a la corriente de rotor estimada a (ωs − ω̂r ) (rad/seg). Por lo tanto,
θ error puede ser obtenido como:
θ error (s ) =
(ωr − ω̂r )
s
(4.16)
Un modelo de pequeña señal para el estudio del error, dado por (4.15), se puede
obtener asumiendo que todos los parámetros de la máquina están correctamente
identificados y que en el punto de equilibrio îro = iro y ω̂ro = ωro . El lazo de control para
obtener el PI adaptivo con el modelo de pequeña señal es el de la figura 4.5, y se
obtiene a partir de:
54
Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.
∆ε = iro cos(θerror0 )∆θerror ⇒ ∆ε(s) = iro
2
2
( ∆ωr − ∆ω̂r )
s
(4.16)
El lazo de control para el diseño del PI adaptivo para el observador MRAS es
mostrado en la figura 4.5:
Figura 4.5 Lazo de control del modelo de pequeña señal del MRAS con estimación de ir .
El observador MRAS basado en la estimación de corriente de rotor no es muy
dependiente de la corriente magnetizante de rotor. Sin embargo, a diferencia del
observador MRAS basado en la estimación de flujo de estator, la ganancia de lazo
abierto del lazo de control mostrado en la figura 4.5 tiene un amplio rango de variación
(dependiente de la magnitud de la corriente de rotor, i r ).
La figura 4.6 muestra la estructura implementada del observador MRAS con
estimación de corriente de rotor. La variación de la ganancia en lazo directo se
compensa con bloque que contiene el inverso del cuadrado de la corriente de rotor.
Figura 4.6 Observador MRAS para un DFIG, basado en la estimación de corriente de rotor.
55
Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.
4.3.1 OPERACIÓN CATCHING ON THE FLY DEL OBSERVADOR MRAS
Es necesario que un DFIG Sensorless sea capaz de observar la velocidad
rotacional en cualquier instante de operación [11], esto se conoce como catching on the
fly o estimación de velocidad al vuelo. Un caso particular lo constituye la convergencia
inicial del cada uno de los estimadores de velocidad. Para un observador MRAS, el
procedimiento de observación de velocidad al vuelo considera la operación del sistema
con control escalar (V/f) de la magnitud de corriente de rotor y con la carga en el estator
desconectada. La tensión suministrada al rotor de la máquina es demodulada usando la
frecuencia de deslizamiento estimada, la cual es calculada a partir de ω*s (2πƒs=2π*50
(rad/seg)) y la velocidad estimada desde el observador MRAS. Cabe señalar que dado
que no se conoce la velocidad real de la máquina el voltaje de rotor que se debe aplicar
a la máquina durante la convergencia del observador debe ser tal que no produzca
sobre corrientes en la máquina.
Durante el procedimiento de observación de velocidad al vuelo la frecuencia del
estator no es igual a ω*s ya que la velocidad estimada difiere de la velocidad real. Por lo
tanto el error absoluto de la frecuencia de estator, respecto a la referencia, puede ser
usado como un parámetro indicador para la convergencia del observador MRAS.
Usando coordenadas (α , β ) para la tensión y el flujo de estator, la frecuencia eléctrica
puede ser estimada como [13]:
ω̂s =
(v
βs
− Rs i βs )Ψαs − (vαs − Rs iαs )Ψ βs
Ψα2s + Ψ β2s
(4.12)
Y el error absoluto de la frecuencia de estator es obtenido como:
ωs ,error = ω*s − ω̂s
(4.13)
Un filtro pasabajos de primer orden es usado para eliminar el ruido de alta
frecuencia en ωs ,error . Una vez que el observador MRAS ha estimado la velocidad
rotacional correctamente se habilita el control vectorial de las corrientes de rotor en ejes
56
Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.
d-q y de la corriente magnetizante. En esta tesis el sistema de control vectorial se
habilita cuando los valores filtrados de ωs ,error son menores que 0,5Hz.
En la figura 4.8 se muestra el observador MRAS basado en la estimación de la
corriente de rotor, incorporado al esquema de control vectorial.
57
Capítulo IV. Observadores MRAS para Control Sensorless.
Figura 4.8 Esquema de Control Vectorial Sensorless, utilizando observador MRAS basado en la estimación de la corriente de rotor.
58
CAPÍTULO V
RESULTADOS EXPERIMENTALES
Capítulo V. Resultados Experimentales.
5.1
INTRODUCCIÓN
Con el objetivo de dar validez a los dos esquemas de observadores MRAS de
velocidad estudiados, en el presente capítulo se dan a conocer los resultados
experimentales de ambos observadores en el sistema de generación de velocidad
variable alimentando una carga aislada de la red. El control del sistema experimental se
implementó usando un Generador de Inducción Doblemente Alimentado de 2.5kW
accionado por una Máquina de Inducción Rotor Jaula de Ardilla. El sistema
experimental es el que se describió en el Capítulo II.
Se conectaron dos inversores PWM, uno al rotor del generador y otro al estator
de la máquina motriz. El inversor PWM conectado al rotor del generador es controlado
usando un PWM digital de 1KHz. Transductores de corriente y tensión se usaron para
medir las corrientes y tensiones de estator y rotor en el generador, respectivamente. Un
encoder de 10000 pulsos por revolución es usado para medir la velocidad rotacional y el
ángulo del rotor. La velocidad del encoder es utilizada solamente para propósitos de
comparación.
Los resultados aquí presentados corresponden al comportamiento del sistema
bajo condiciones de impactos de carga en el estator del generador, seguimiento de
velocidad del observador MRAS, operación Catching on the fly con activación
automática del control vectorial de corrientes de rotor en ejes d-q y de la corriente
magnetizante, error en la estimación de la posición del rotor, etc.
5.2
MRAS BASADO EN ESTIMACIÓN DE FLUJO DE ESTATOR
5.2.1 OPERACIÓN CATCHING ON THE FLY
La figura 5.1 muestra el desempeño del observador MRAS basado en la
estimación del flujo de estator, cuando se hace observación de velocidad al vuelo (u
operación Catching on the fly), que muestra las características a la partida y las de
convergencia del método. En 5.1a se puede ver la observación de velocidad rotacional
60
Capítulo V. Resultados Experimentales.
y en 5.1b el error en la posición. La velocidad real de la máquina es de 550(rpm). El
estimador converge en aproximadamente t=18(seg).
Figura 5.1 Operación Catching on the fly del observador MRAS.
a)Velocidades real y estimada, b)Error en la posición.
La figura 5.2 muestra la frecuencia de estator estimada (figura 5.2a) y la corriente
magnetizante, ims (figura 5.2b). El observador MRAS ha convergido después de
t=18(seg). Sin embargo, como se usa un filtro pasabajo en la estimación de frecuencia y
el algoritmo utiliza la estimación de esta frecuencia filtrada para decidir el momento en
que se realiza el control vectorial, el control de corrientes se habilita aproximadamente
en t=24(seg), cuando el error entre la frecuencia de estator de referencia y la frecuencia
estimada es de 0.5Hz. Esto se hace para asegurar que la estimación de velocidad está
estable antes de habilitar el control a lazo cerrado. La corriente magnetizante es
controlada con un ancho de banda de aproximadamente 1Hz, y la referencia es de 6.5A
al habilitar el control.
61
Capítulo V. Resultados Experimentales.
Figura 5.2 Operación Catching on the fly del observador MRAS y Control Vectorial.
a)Frecuencia de estator, b)Corriente de Magnetización.
La figura 5.3 muestra el control de las corrientes en ejes d-q para las mismas
condiciones de la figura 5.2. Cuando se habilita el control vectorial el control de
corriente en eje q es llevado a cero, de acuerdo a la consigna que fuerza la orientación
Figura 5.3 Operación Catching on the fly del observador MRAS y Control Vectorial.
a)Corriente de rotor en eje d, b)Corriente de rotor en eje q.
62
Capítulo V. Resultados Experimentales.
del sistema hacia la posición del vector de flujo de estator bajo la condición de vacío (es
decir, sin carga en el estator). La corriente en eje d sigue la referencia impuesta por la
salida del controlador PI de corriente magnetizante. Los lazos de control de estas
corrientes tienen un ancho de banda de aproximadamente 70Hz.
5.2.2 SEGUIMIENTO DE VELOCIDAD Y POSICIÓN
La figura 5.4a muestra la posición real del rotor y la posición estimada por el
observador MRAS, cuando la máquina gira a 630(rpm), aproximadamente. Como puede
observarse la estimación hecha por el observador MRAS, es muy buena, y por ende
existe una buena estimación y seguimiento de velocidad, como se puede apreciar en la
figura 5.5. La figura 5.4b muestra que el error entre la posición real medida por el
encoder y la posición estimada por el observador MRAS puede considerarse
despreciable, pues varía entre +0.5(Grados), cuando se está en estado estacionario
girando a la velocidad sincrónica.
Figura 5.4 a)Posición real y estimada a ωr=630(rpm)
b)Error de Posición a velocidad sincrónica.
63
Capítulo V. Resultados Experimentales.
La figura 5.5 muestra el desempeño del observador MRAS, basado en la
estimación del flujo de estator, cuando se hace un seguimiento de velocidad. Para esta
prueba se hizo variar la velocidad desde 650(rpm) a 1350(rpm), y luego desde
1350(rpm) a 650(rpm), en un rango de tiempo de 8(seg), aproximadamente (la
velocidad sincrónica es de 1000(rpm)). En las figuras 5.5a y 5.5b se muestran la
velocidad rotacional real, ωr , y la velocidad rotacional estimada, ω̂r . Los resultados
obtenidos demuestran el buen desempeño de este esquema de observador MRAS,
pues el error en la estimación es de +5(rpm) aproximadamente.
Figura 5.5 Seguimiento de velocidad con el observador MRAS.
a)Desde 650(rpm) a 1350(rpm), b)Desde 1350(rpm) a 650(rpm).
5.2.3 IMPACTOS DE CARGA
A continuación se presentan los resultados obtenidos cuando el sistema es
sometido a perturbaciones durante variaciones de velocidad. Estas perturbaciones
corresponden a impactos de carga resistiva (banco de 1.6KW, 24Ω por fase, conectado
al estator del generador). Dicha carga es conectada y desconectada durante ascensos
y descensos de velocidad a través de la velocidad sincrónica.
64
Capítulo V. Resultados Experimentales.
La figura 5.6 muestra el seguimiento de velocidad y el error de velocidad. En la
figura 5.6a se muestran la velocidad rotacional real y la velocidad rotacional estimada
por el observador MRAS. La variación de velocidad va desde 650(rpm) a 1350(rpm),
durante 8(seg) aproximadamente. El seguimiento de velocidad llevado a cabo por el
observador es muy eficiente, aún frente al impacto de carga aplicado que provoca
solamente una pequeña sobreoscilación durante la conexión y desconexión de este. La
figura 5.6b confirma una vez más el buen desempeño del observador, mostrando que el
error de velocidad es prácticamente nulo. Los efectos de la conexión y desconexión de
la carga aumentan el error de velocidad máximo a +20(rpm) durante el transiente de
carga.
Figura 5.6 Observador MRAS sometido a variaciones de velocidad y perturbaciones.
a)Seguimiento de velocidad, b)Error de velocidad.
La figura 5.7 muestra el comportamiento de la corriente magnetizante y la
frecuencia de estator con el sistema sometido a las condiciones de la figura 5.6. La
corriente magnetizante, en la figura 5.7a, tiene una respuesta dinámica que se ve muy
poco afectada cuando se produce el impacto de carga, manteniéndose estable (la
corriente de referencia es de 6.5A). La figura 5.7b corresponde a la frecuencia de
65
Capítulo V. Resultados Experimentales.
estator estimada, la cual tiene una dinámica muy buena frente a la perturbación y a la
variación de velocidad.
Figura 5.7 Observador MRAS sometido a variaciones de velocidad y perturbaciones.
a)Corriente de Magnetización, b)Frecuencia de Estator.
La figura 5.8 muestra las corrientes de estator y de rotor en ejes d-q. Las
corrientes de estator en ejes d-q, según la figura 5.8a, muestran muy buen
comportamiento frente al impacto de carga y como es de esperarse la corriente de
estator se ve reflejada solamente en la componente iqs pues la influencia de v ds es
pequeña. Las corrientes de rotor en ejes d-q, en la figura 5.8b, muestran que la
corriente en el eje d se mantiene constante según su referencia y muy poco afectada
por la conexión y desconexión del impacto de carga. Lo mismo ocurre con la corriente
en el eje q, la cual responde según el esquema de control vectorial implementado, para
mantener la orientación del sistema.
66
Capítulo V. Resultados Experimentales.
Figura 5.8 Observador MRAS sometido a variaciones de velocidad y perturbaciones.
a)Corrientes de estator en ejes d-q, b)Corrientes de rotor en ejes d-q.
La figura 5.9a, describe como se comporta el sistema de control vectorial
sensorless con observador MRAS basado en la estimación de flujo de estator, cuando
se hace un seguimiento de velocidad desde 1350(rpm) a 650(rpm) y además se le
aplica un impacto de carga de 1.6KW aproximadamente. El error de velocidad (figura
5.9b) demuestra la robutez que un sistema de estas características demanda, ya que se
mantiene entorno a 0(rpm). El impacto de carga causa algunas oscilaciones entorno a
la velocidad sincrónica. A la velocidad sincrónica el sistema vuelve a estado
estacionario.
En la figura 5.10 se muestran la corriente magnetizante y la frecuencia de estator
estimada por de la ecuación (4.12), las cuales muestran una buena regulación frente a
estas condiciones de funcionamiento.
67
Capítulo V. Resultados Experimentales.
Figura 5.9 Observador MRAS sometido a variaciones de velocidad y perturbaciones.
a)Seguimiento de velocidad, b)Error de velocidad.
Figura 5.10 Observador MRAS sometido a variaciones de velocidad y perturbaciones.
a)Corriente de Magnetización, b)Frecuencia de estator.
Las corrientes de estator y rotor en coordenas d-q, se muestran en la figura 5.11.
Ambas figuras, 5.11a y 5.11b, describen una buena dinámica y representan fielmente el
68
Capítulo V. Resultados Experimentales.
comportamiento del sistema cuando las condiciones de variación de velocidad e
impacto de carga se aplican.
Figura 5.11 Observador MRAS sometido a variaciones de velocidad y perturbaciones.
a)Corrientes de estator en ejes d-q, b)Corrientes de rotor en ejes d-q.
5.3
MRAS BASADO EN ESTIMACIÓN DE CORRIENTE DE ROTOR
5.3.1 OPERACIÓN CATCHING ON THE FLY
La figura 5.12 muestra el comportamiento del observador MRAS basado en la
estimación de la corriente de rotor, durante el proceso de observación de convergencia
del estimador o estimación al vuelo de la velocidad (Catching on the fly). En 5.12a se
muestran la velocidad rotacional real y la velocidad rotacional estimada, cuando la
velocidad del generador es de 550(rpm). Para este caso se logra la convergencia del
observador MRAS, en aproximadamente t=17(seg), levemente más rápido que en el
caso del observador MRAS basado en la estimación de flujo de estator. Y en la figura
5.12b se puede ver el error de posición, bajo las mismas condiciones de la figura 5.12a.
Cuando se ha producido la convergencia del observador este error no varía más allá de
+1.0(Grados).
69
Capítulo V. Resultados Experimentales.
Figura 5.12 Operación Catching on the fly del observador MRAS.
a)Velocidades, real y estimada, b)Error en la posición.
La figura 5.13 muestra la estimación de la frecuencia de estator y el control de la
corriente magnetizante. En la figura 5.13a se observa que la estimación de la frecuencia
de estator también resulta ser bastante buena, con este esquema de observador
MRAS, convergiendo cuando el error entre ésta y la frecuencia de referencia (50Hz)
alcanza los 0.5Hz, y bajo observación al vuelo. Adicionalmente, en 5.13b aparece el
control de la corriente magnetizante, que se habilita en aproximadamente t=24(seg),
luego de que se ha producido la convergencia del observador y éste ya se encuentra en
estado estable. El lazo de control de la corriente magnetizante mantiene las
características en cuanto al ancho de banda se refiere y al valor de referencia impuesto.
En la figura 5.14 se muestran las corrientes de rotor en ejes d-q, cuyos lazos de
control son habilitados alrededor de t=24(seg), después de asegurar la condición de
estabilidad del observador MRAS. El control vectorial de las corrientes de rotor llevado a
cabo denota respuestas bastante satisfactorias. La corriente en eje d (figura 5.14a)
sigue la referencia proveniente de la salida del PI de corriente magnetizante, y la
corriente en eje q (figura 5.14b) se lleva a cero para mantener la consigna de
70
Capítulo V. Resultados Experimentales.
orientación del sistema. El ancho de banda de los controladores de corrientes de rotor
en ejes d y q, sigue siendo de 70Hz aproximadamente.
Figura 5.13 Operación Fly-Catching del observador MRAS y Control Vectorial de ims .
a)Frecuencia de estator, b)Corriente de Magnetización.
Figura 5.14 Operación Fly-Catching y Control Vectorial de Corrientes de Rotor.
a)Corriente de rotor en eje d, idr , b)Corriente de rotor en eje q, iqr .
71
Capítulo V. Resultados Experimentales.
5.3.2 SEGUIMIENTO DE VELOCIDAD Y POSICIÓN
La figura 5.15 muestra la prueba de seguimiento de velocidad efectuada con este
modelo de observador MRAS. Como puede apreciarse el error entre la velocidad
rotacional real y la velocidad rotacional estimada es muy leve, lo cual hace pensar que
la posición del rotor está siendo muy bien estimada por el observador y que por lo tanto
el error entre la posición real y la posición estimada debe ser mínimo.
Figura 5.15 Seguimiento de velocidad con el observador MRAS.
a)Desde 650(rpm) a 1350(rpm), b)Desde 1350(rpm) a 650(rpm).
En la figura 5.16 se entregan resultados de posición real y estimada (figura
5.16a) capturados con la máquina girando a 630 (rpm), y de error de posición cuando la
máquina está en estado estacionario girando a la velocidad sincrónica (figura 5.16b). El
seguimiento de la posición llevado a cabo por el observador MRAS es bastante bueno.
El error en la posición resulta como se esperaba, entre +1.0(Grados) como máximo,
dando así validez a los resultados entregados en la figura 5.15 en cuanto a seguimiento
de velocidad se refiere.
72
Capítulo V. Resultados Experimentales.
Figura 5.16 a)Posición real y estimada a ωr=630(rpm)
b)Error de Posición a velocidad sincrónica.
5.3.3 IMPACTOS DE CARGA
Para observar el funcionamiento del sistema con el esquema de observador
MRSA basado en la estimación de la corriente de rotor, frente a variaciones de
velocidad y perturbaciones en un momento dado, se sometió este a impactos de carga
similares a los descritos en la sección 5.2.3 y bajo condiciones similares en cuanto a
variaciones de velocidad se refiere.
En la figura 5.17a se presentan las respuestas de velocidad rotacional real y
velocidad rotacional estimada, obtenidas cuando en una variación de velocidad a través
de la velocidad sincrónica, desde 650(rpm) a 1350(rpm), se produce una perturbación.
En 5.17b, por otra parte, se muestra el error de velocidad frente a esta condición
corroborando el buen funcionamiento del sistema. El sistema demuestra ser muy
robusto, ya que la perturbación a la que es sometido no presenta mayores
complicaciones en su desempeño. El seguimiento de velocidad es muy preciso,
produciéndose un sobreimpulso de +25(rpm) aproximadamente durante la conexión y
desconexión del banco resistivo.
73
Capítulo V. Resultados Experimentales.
Figura 5.17 Observador MRAS sometido a variación de velocidad y perturbaciones.
a)Seguimiento de velocidad, b)Error de velocidad.
La figura 5.18 muestra la repuesta de la corriente magnetizante y de la
frecuencia de estator estimada, cuando se producen la conexión y desconexión de la
carga en el estator del generador.
Figura 5.18 Observador MRAS sometido a variación de velocidad y perturbaciones.
a)Corriente de Magnetización, b)Frecuencia de estator estimada.
74
Capítulo V. Resultados Experimentales.
La respuesta del control de corriente magnetizante, en la figura 5.18a, se
muestra estable durante la presencia de la perturbación generada. Lo mismo sucede
con la estimación de la frecuencia de estator, y que además sólo es levemente afectada
en los instántes de conexión y desconexión de la carga.
La figura 5.19 muestra las corrientes de estator y rotor en ejes d-q. La figura
5.19a, muestra las corrientes de estator. La componente de corriente en el eje q, iqs ,
durante el momento en que la carga se encuentra conectada, alcanza a –5A
aproximadamente. En la figura 5.19b se muestran las corrientes de rotor, y según (3.21)
iqr se traduce en una corriente de rotor multiplicada por el factor −
Lo
lo que una vez
Ls
más demuestra que la orientación del sistema se mantiene y que el control vectorial
responde bastante bien frente a este tipo de condiciones.
Figura 5.19 Observador MRAS sometido a variaciones de velocidad y perturbaciones.
a)Corrientes de estator en ejes d-q, b)Corrientes de rotor en ejes d-q.
En la figura 5.20a podemos apreciar el seguimiento de velocidad del sistema de
control vectorial sensorless cuando se produce una variación de velocidad desde
75
Capítulo V. Resultados Experimentales.
1350(rpm) a 650(rpm) y con un impacto de carga en medio de esta variación. La
desaceleración delm sistema es de aproximadamente 85(rpm/seg).
La figura 5.20b muestra el error de velocidad frente a las condiciones descritas
para la figura 5.20a, confirmando una vez más el buen comportamiento del sistema
cuando opera sin sensor de posición. Este error se mantiene en aproximadamente
0(rpm) con alguna oscilación provocada por el transitorio, durante la variación de la
velocidad y además presenta una sobreoscilación cuando el impacto de carga es
aplicado.
Figura 5.20 Observador MRAS sometido a variación de velocidad y perturbaciones.
a)Seguimiento de velocidad, b)Error de velocidad.
La figura 5.21 muestra la corriente magnetizante y la frecuencia de estator
estimada, cuando se produce una variación de velocidad en descenso a través de la
velocidad sincrónica.
Ambas respuestas dinámicas son satisfactorias, pués responden a las
expectativas del esquema de control vectorial sensorless diseñado e implementado.
76
Capítulo V. Resultados Experimentales.
Figura 5.21 Observador MRAS sometido a variación de velocidad y perturbaciones.
a)Corriente de Magnetización, b)Frecuencia de estator estimada.
La figura 5.22 finalmente presenta el desempeño de las corrientes de estator y
rotor en ejes d-q, para el nuevo observador MRAS implementado para el control
vectorial sensorless del sistema.
Figura 5.22 Observador MRAS sometido a variación de velocidad y perturbaciones.
a)Corrientes de estator en ejes d-q, b)Corrientes de rotor en ejes d-q.
77
Capítulo V. Resultados Experimentales.
Otra vez la dinámica de las corrientes de estator se presenta muy de acuerdo
con el esquema de control vectorial presentado y que en condiciones de carga refleja su
comportamiento a través de la corriente en eje q (figura 5.22a). Las corrientes de rotor
en ejes d-q presentan una regulación bastante buena aún para este impacto de carga
relativamente grande.
78
CAPÍTULO VI
CONCLUSIONES
Capítulo VI. Conclusiones.
Esta tesis ha presentado esquemas de Control Vectorial Sensorless para
Generadores de Inducción de Doble Excitación (DFIG) alimentado una carga asilada en
la modalidad stand-alone, utilizando dos tipos de observadores MRAS: uno basado en
la estimación del flujo de estator y el otro basado en la estimación de la corriente de
rotor. El control del DFIG se lleva a cabo utilizando técnicas de control vectorial con
algoritmos de control implementados en un Procesador Digital de Señales, DSP. El
generador es accionado por una Máquina de Inducción Rotor Jaula de Ardilla acoplada
a su eje, y cuya velocidad es ajustada por el usuario. La operación del generador con
estrategia sensorless ha sido verificada tanto en velocidad supersincrónica, sincrónica y
subsincrónica
El funcionamiento de la plataforma basada en un DSP, para controlar el sistema
motor-generador, ha dejado entrever las grandes ventajas que entregan este tipo de
procesadores en la implementación de sistemas que trabajan en tiempo real. También
cabe resaltar la simpleza de su programación. El lenguaje C, utilizado para el desarrollo
de este tipo de algoritmos de control es muy amistoso para el usuario y de fácil
comprensión. Junto con esto también pueden usarse otros lenguajes de programación
para la creación de interfaces desde donde el usuario pueda controlar por teclado el
sistema, tal como es el caso de la interfaz diseñada en esta tesis que utiliza Visual
Basic.
El sistema de control ha demostrado ser lo suficientemente robusto desde el
punto de vista de las protecciones implementadas.
La modelación de la Máquina de Inducción de Rotor Bobinado ha permitido el
diseño de los lazos de control de corrientes en ejes d-q y de corriente magnetizante,
lográndose obtener para ello funciones de transferencia de sus plantas desacopladas y
lineales.
La técnica de Control Vectorial utilizada está basada en la orientación indirecta
del sistema de referencia d-q, hacia la posición del vector de flujo de estator, el cual es
obtenido a partir de la corriente y tensión de estator en ejes d-q. Las tensiones de
80
Capítulo VI. Conclusiones.
referencia para el PWM son demoduladas usando el ángulo de deslizamiento obtenido
a partir de la estimación de velocidad, al igual que las transformaciones de corrientes de
rotor.
Tanto el control de corriente magnetizante, como de las corrientes de rotor han
mostrado la dinámica esperada de acuerdo a las características de diseño, aún
existiendo contaminación armónica generada por los inversores, ya sea usando la
posición del rotor medida por el sensor encoder o la estimada por los observadores
MRAS implementados.
El desempeño de ambos observadores MRAS en estado estacionario y
transiente ha sido verificado experimentalmente tanto a velocidad sincrónica, sub y
super sincrónica, con impactos de carga, observación de velocidad al vuelo o catching
on the fly, y seguimiento de velocidad transiente, entregando excelentes resultados.
Para evaluar en más detalle las bondades de cada método es necesario realizar
mayores estudios que involucren el efecto de variación de parámetros en la estimación
de velocidad y posición, y estudiar la operación del esquema sensorless en sistemas
conectados a una red. Sin embargo esto está fuera del alcance de estas tesis y
corresponde a futuras investigaciones que se pueden llevar a cabo en el sistema
implementado.
Por último cabe señalar que el esquema sensorless presentado en esta tesis
puede ser utilizado en cualquier esquema de generación de velocidad variable, ya sea
utilizando energías alternativas, como la eólica, o en sistemas de generación del tipo
diesel de operación a velocidad variable.
81
Referencias.
REFERENCIAS
[1]
Máquina de Inducción de Rotor Bobinado, Dirección en Internet
http://www.mty.itesm.mx/decic/deptos/ie/index.htm.
[2]
Cartes P. Jaime, “CONTROL VECTORIAL DE UN GENERADOR DE
INDUCCIÓN DE DOBLE EXCITACIÓN”, Trabajo de Titulación presentado en
conformidad a los requisitos para obtener el Título de Ingeniero Civil en
Electricidad, Universidad de Magallanes, Marzo 2003.
[3]
Apunte pdf, “Voltage Transposer Data ”, Control Solutions Limited.
[4]
Horowitz Paul, Hill Winfield and, “NOISE REDUCTION TECHNICS IN
ELECTRONICS SYSTEMS”, John Wiley & Sons, 1976.
[5]
Pérez U. Marcelo, “CONTROL DE UN MOTOR DE INDUCCIÓN BASADO EN
UN SISTEMA DSP”, Trabajo de Titulación presentado en conformidad a los
requisitos para obtener el Título de Ingeniero Civil en Electricidad, Universidad de
Magallanes, 2003.
[6]
Peña G. Rubén, “VECTOR CONTROL STRATEGIES FOR A DOUBLY-FED
INDUCTION GENERATOR DRIVEN BY A WIND TURBINE”, Thesis submitted to
the University of Nottingham for the degree of Doctor of Philosophy, March 1996.
[7]
Peña G. Rubén, Asher Greg M., Clare Jon C., “A DOUBLY-FED INDUCTION
GENERATOR USING BACK TO BACK PWM CONVERTERS SUPPLYING AN
ISOLATED LOAD FROM A VARIABLE SPEED WIND TURBINE”, IEEE
Proceeding part B (Electric Power and Applications), pp. 380-387, September
1996.
[8]
Rabelo B., Hofman, W.,”CONTROL OF AN OPTIMIZED POWER FLOW IN WIND
POWER
PLANTS
WITH
DOUBLY-FED
INDUCTION
GENERATORS”,
Proceeding of Power Electronics Specialist Conference, PESC03, pp.1563-1568,
June 2003.
82
Referencias.
[9]
Holtz Joachim, “METHODS FOR SPEED SENSORLESS CONTROL OF AC
DRIVES”, IEEE Pres Book, 1996.
[10]
C. Shauder, “ADAPTIVE SPEED IDENTIFICATION FOR VECTOR CONTROL
OF INDUCTIONS MOTORS WITHOUT ROTATIONAL TRANSDUCERS”, IEEE
Transactions on Industry Applications, Vol. 28, Nr. 5, pp. 1054-1061, October
1992.
[11]
Blasco-Gimenez R., Asher G.M. and Summer M., “DYNAMIC PERFORMANCE
LIMITATIONS FOR MRAS BASED SENSORLESS INDUCTION MOTORS
DRIVES, Part 1: STABILITY ANALYSIS FOR THE CLOSED LOOP DRIVE”,
Proc. IEE Part B, pp. 113-122, March 1996.
[12]
L. Morel, H. Godfroid, A. Mirzaian, J.M. Kauffmann,”DOUBLY-FED INDUCTION
MACHINE: CONVERTER OPTIMISATION AND FIELD ORIENTED CONTROL
WITHOUT POSITION SENSOR”, IEE Proc. Electr. Power Appl. Vol 145, Nr. 4,
pp. 360-368, July 1998.
[13]
X. Xu, D. Novotony, ”IMPLEMENTATION OF DIRECT STATOR FLUX
ORIENTATION CONTROL ON A VERSATILE DSP SYSTEM”, Proceeding of the
IEEE Trans. On Ind. Applications, Vol 27, Nr. 4, pp. 694-700, 1991.
[14]
Peña G. Rubén, Apuntes Clases de Control Vectorial, Universidad de
Magallanes.
[15]
Apuntes Control Vectorial, Universidad Técnica Federico Santa María.
[16]
Fitzgerald A. E., “MÁQUINAS ELÉCTRICAS”, 1992. Quinta Edición. McGraw Hill.
[17]
Chapman Stephen J., “MÁQUINAS ELÉCTRICAS”, 1999. Tercera Edición.
McGraw Hill.
[18]
N. Mohan, M.T.M. Underland y W. Robbins, “POWER ELECTRONICS:
Converters Applications and Design”, 1989. John Wiley & Sons, Inc..
[19]
Apunte pdf, Signalogic Inc., “PC31 Hardware Manual” Rev-3.00.
[20]
Chicao O. Juan C., “CONTROL VECTORIAL SENSORLESS EMPLEANDO
SISTEMA ADAPTIVO POR MODELO DE REFERENCIA”, Tesis de Titulación
83
Referencias.
presentada en conformidad a los requisitos para obtener el Título de Ingeniero
Civil en Electricidad, Universidad de Magallanes, 2002.
84
APÉNDICE A
ECUACIONES DINÁMICAS Y TRANSFORMACIONES
Apéndice A. Ecuaciones Dinámicas y Transformaciones.
A.1 ECUACIONES DINÁMICAS DE UNA MÁQUINA DE INDUCCIÓN
A.1.1 FLUJOS DE LA MÁQUINA
Considerando el bobinado trifásico de estator de una máquina de inducción de
dos polos como lo muestra la figura A.1-a (el análisis es general para una máquina de p
polos), la distribución de flujo en el entrehierro, B g , de un par de bobinas de fase AA’ es
tal como se muestra en la figura A.1-b.
Figura A.1: Diagrama de una máquina de Inducción: a) Distribución de bobinas en el estator,
b) Distribución de Flujo en el entrehierro.
El flujo enlazado por las bobinas AA’, Ψas , es:
π
Ψas = N a ∫ B ⋅ d s = N a ∫-π 2 B g (θ )rldθ
(A-1)
2
Este flujo enlazado es físicamente una cantidad escalar. Si esto se representa en
un diagrama vectorial en la dirección de la máxima densidad de flujo en el entrehierro,
entonces se obtiene que el flujo enlazado por la bobina AA’ puede ser representado por
un número complejo o vector, Ψas + j0 = Ψas e j 0 , como se aprecia en la Figura A.2-a.
Para las bobinas BB’ y CC’ desplazadas por 120º y 240º, los flujos enlazados Ψas ,Ψbs
son representados por Ψbs e
j
2π
3
y Ψcs e
j
4π
3
, respectivamente, como se muestra en la figura
A.2-b y figura A.2-c.
87
Apéndice A. Ecuaciones Dinámicas y Transformaciones.
Figura A.2: Diagrama de flujos en una máquina de Inducción:
a) Flujo Ψas , b) Flujo Ψbs , c) Flujo Ψcs .
De esta forma el flujo resultante puede ser obtenido como:
Ψ s ( t ) = Ψ as ( t ) + Ψ bs ( t )e
j 2π
3
+ Ψ cs ( t )e
j4π
3
(A-2)
La ecuación (A-2) se representa al vector de flujo de estator.
Si las corrientes, ias (t ) , ibs (t ) e ics (t ) son equilibradas y senoidales, entonces
Ψs (t ) se reduce a Ψ s e jωet , donde ωe es la frecuencia de excitación.
Considerando la inductancia propia por fase, Ls y reescribiendo, Ψas = Ls ias ,
Ψbs = Ls ibs , Ψcs = Ls ics , entonces (A-2) se transforma en:
Ψ s ( t ) = Ls  i a ( t ) + ib ( t )e

j 2π
3
+ ic ( t )e
j4π
3


(A-3)
y
Ψ s ( t ) = Ls i s (t )
(A-4)
i s ( t ) es el vector de corriente de estator.
Considerando ahora que la corriente y el flujo son representados por vectores y
que el flujo es producido por un grupo de tres bobinas, entonces es posible producir un
par de bobinas equivalentes desplazadas 90º que puedan ser capaces de producir el
mismo flujo y en la misma dirección.
88
Apéndice A. Ecuaciones Dinámicas y Transformaciones.
Este grupo artificial de dos bobinas, denominadas α y β , son el equivalente al
sistema de tres bobinas. Así entonces se puede definir:
Ψ s ( t ) = Ψ αs + jΨ βs
(A-5)
i s ( t ) = iαs + ji βs
(A-6)
Así iαs e i βs son el equivalente de dos corrientes aplicadas al sistema espacial fijo
de dos bobinas, para alcanzar el mismo flujo que produce la corriente trifásica aplicada
a las tres bobinas. El equivalente bifásico de las corrientes instantáneas trifásicas puede
ser encontrado evaluando la parte imaginaria y real en (A-3).
1
1
ib ( t ) − i c ( t )
2
2
3
3
i βs ( t ) =
ib ( t ) −
ic ( t )
2
2
iαs ( t ) = i a ( t ) −
(A-7)
Entonces desde la ecuación (A-4) se puede definir:
Ψ αs = L s i αs
Ψ βs = Ls i βs
(A-8)
El vector de flujo, Ψ s ( t ) , siempre se mueve de forma relativa con respecto al
rotor, donde las corrientes de rotor producen un flujo, Ψ r ( t ) . Durante operación en
estado estacionario, Ψ r ( t ) rota relativamente con respecto al rotor a la velocidad
angular de deslizamiento, ωsl = ωe − ωr . Durante la operación en estado transiente, ωsl ,
ωe y ωr no son constantes y la velocidad angular de Ψ r ( t ) , relativa al estator, está
fuera de sincronismo.
Al igual que en el caso del vector de flujo de estator, es posible crear un grupo de
dos bobinas de rotor que produzcan el flujo total, Ψ r ( t ) . De esta manera se define:
Ψ r = Lr (iαr + ji βr ) = Lr ir
89
(A-9)
Apéndice A. Ecuaciones Dinámicas y Transformaciones.
De esta forma ahora existen dos bobinas en el rotor que rotan con una velocidad
instantánea, ωr con respecto a las bobinas α y β de estator. La figura A.3 muestra un
diagrama en que se representa esta afirmación.
Figura A.3: Esquema de las bobinas, αβ , de estator y rotor.
La posición instantánea del sistema de rotor αβ relativo al sistema de estator αβ ,
es denotada por ε donde ωr =
dε
y ε = ωr t + ε o (para una Máquina de Inducción Jaula
dt
de Ardilla, ε o = 0 ).
A.1.2 TENSIONES DE LA MÁQUINA
La tensión en el par de bobinas de estator para cualquier instante es:
d
Ψ αs
dt
d
v βs = Rs i βs + Ψ βs
dt
v αs = R s i αs +
(A-10)
Introduciendo el vector de tensión de estator, v s :
v s = Rs i s +
( )
d
Ψs
dt
(A-11)
Donde Rs es la resistencia de las bobinas de estator αβ . El vector v s esta relacionado
con la tensión trifásica de estator por:
v s = v as + vbs e
j2π
90
3
+ vcs e
j4π
3
(A-12)
Apéndice A. Ecuaciones Dinámicas y Transformaciones.
Para el caso del rotor:
v r = Rr i r +
( )
d
Ψr
dt
(A-13)
Introduciendo en (A-4) y en (A-9) el flujo mutuo producido por la influencia del flujo de
estator sobre el de rotor y viceversa, obtenemos las expresiones para el flujo total
enlazado por las bobinas de rotor y estator como:
Ψ s = Ls i s + Lm ir e jε
(A-14)
Ψ r = Lr i r + Lm i s e − jε
(A-15)
Sustituyendo (A-14) y (A-15) en (A-11) y (A-13) obtenemos:
v s = R s i s + Ls
v r = R r i r + Lr
d is
dt
d ir
dt
+ Lm
+ Lm
(
d ir e jε
)
dt
(
d i s e - jε
)
dt
(A-16)
(A-17)
Incorporando ahora un sistema de referencia rotatorio d-q, tal como el que muestra la
figura A.4, y que gira a la velocidad sincrónica, ωe , se tiene:
Figura A.4: Diagrama de los Sistemas de Referencia αβ y dq.
' v s = v s e − jγ
(A-18)
' is = is e − jγ
(A-19)
91
Apéndice A. Ecuaciones Dinámicas y Transformaciones.
' v r = v r e − j (γ - ε )
(A-20)
' ir = ir e − j ( γ - ε )
(A-21)
Multiplicando la ecuación (A-16) por e − jγ , se tiene:
v s e − jγ = R s i s e − jγ + L s e − jγ
()
(
)
d
d
i s + Lm
i r e jε e − jγ
dt
dt
(A-22)
Usando el hecho que:
(
)
()
()
d
d
d
d
d
i s e − jγ = i s (e − jγ ) + e − jγ
i s = i s e − jγ (− jγ ) + e − jγ
is
dt
dt
dt
dt
dt
(A-23)
Y como:
d
(− jγ ) = − jωe
dt
(A-24)
Entonces:
e − jγ
()
(
)
d
d
is =
i s e − jγ + jωs i s e − jγ
dt
dt
(A-25)
Además se tiene que:
(
)
(
)
()
d
d
d
d
d
i r e − j ( γ − ε ) = e − jγ
ir e − jε + ir e − jε e − jγ (− jγ ) = ir e − jγ (− jγ ) + e − jγ
ir
dt
dt
dt
dt
dt
e − jγ
(
)
(
)
d
d
i r e − jε =
i r e − j ( γ − ε ) + jω s i r e − j ( γ − ε )
dt
dt
(A-26)
(A-27)
Sustituyendo (A-25) y (A-27) en (A-22):
v s e − jγ = R s i s e − jγ + L s
(
)
(
)
(A-28)
( )
(A-29)
d
d
i s e − jγ + jω s L s i s e − jγ + L m
i r e − j ( γ − ε ) + jω s L m i r e − j ( γ − ε )
dt
dt
Empleando las ecuaciones (A-18) a (A-21), se tiene:
' v s = R s ' i s + Ls
( )
d
d
' i s + jω s L s ' i s + L m
' i r + jω s L m ' i r
dt
dt
De igual modo, multiplicando la ecuación (A-17) por e − j (γ − ε ) , se tiene:
v r e − j ( γ - ε ) = R r i r e − j ( γ - ε ) + Lr
()
(
)
d
d
ir e − j (γ - ε ) + Lm
i s e − jε e − j ( γ - ε )
dt
dt
Como:
92
(A-30)
Apéndice A. Ecuaciones Dinámicas y Transformaciones.
(
)
()
d
d
d
ir e − j (γ - ε ) = e − j (γ - ε )
ir + ir e − j (γ - ε ) (− j (γ − ε ))
dt
dt
dt
(A-31)
d
(− j (γ − ε )) = − jωsl
dt
(A-32)
y
entonces:
e − j (γ -ε )
()
(
)
d
d
ir =
ir e − j (γ- ε ) + jωsl ir e − j (γ- ε )
dt
dt
(A-33)
Además:
(
)
(
)
(
)
d
d
d
d
i s e − jγ =
i s e − j ( γ - ε ) e − jε = e − j ( γ - ε )
i s e − jε + i s e − jε e − j (γ - ε ) (− j (γ − ε ))
dt
dt
dt
dt
e − j (γ- ε )
(
)
(
)
d
d
i s e − jε =
is e − jγ + jωsl is e − jε
dt
dt
(A-34)
(A-35)
Sustituyendo (A31) y (A-32) en (A-30), se tiene:
v r e − j ( γ - ε ) = R r i r e − j ( γ - ε ) + Lr
(
(
)
)
d
d
ir e − j (γ - ε ) + jωsl Lr ir e − j (γ- ε ) + Lm
i s e − jγ + jωsl Lm i s e − jγ
dt
dt
(A-36)
Empleando las ecuaciones (A-18) a (A-21), se tiene:
' v r = Rr ' ir + Lr
( )
( )
d
d
' ir + jωsl Lr ' ir + Lm
' is + jωsl Lm ' is
dt
dt
(A-37)
De igual modo para los flujos, multiplicando (A-14) por e − jγ , se tiene:
Ψs e − jγ = Ls i s e − jγ + Lm ir e − j (γ −ε )
(A-38)
' Ψ s = L s ' i s + Lm ' i r
(A-39)
Multiplicando (A-15) por e − j (γ − ε ) , se tiene:
' Ψr = Lr ' ir + Lm ' is
(A-40)
De esta manera empleando el hecho de que:
' v s = v s e − jγ = v ds + jv qs
93
(A-41)
Apéndice A. Ecuaciones Dinámicas y Transformaciones.
y de que esta relación se cumple igual para la tensión de rotor, corriente de estator y
corriente de rotor, podemos expresar las ecuaciones dinámicas para la Máquina de
Inducción en un sistema de referencia rotatorio dq, como:
v ds = (Rs + Ls s )ids − ωs Ls iqs + Lm sidr − ωs Lm iqr
(A-42)
v qs = ωs Ls ids + (Rs + Ls s )iqs + ωs Lm idr + Lm siqr
(A-43)
v dr = Lm sids − ωsl Lm iqs + (Rr + Lr s )idr − ωsl Lr iqr
(A-44)
v qr = ωsl Lm ids + Lm siqs + ωsl Lr idr + (Rr + Lr s )iqr
(A-45)
Para el caso de los flujos empleamos las relaciones:
' Ψs = Ψs e − jγ = Ψds + jΨqs
(A-46)
' Ψr = Ψr e − j (γ - ε ) = Ψdr + jΨqr
(A-47)
Así las relaciones de flujo de estator y rotor en ejes dq son:
Ψds = Ls ids + Lm idr
(A-48)
Ψqs = Ls iqs + Lm iqr
(A-49)
Ψdr = Lm ids + Lr idr
(A-50)
Ψqr = Lm iqs + Lr iqr
(A-51)
A.1.3 TORQUE DE LA MÁQUINA
El torque en una bobina está dado por T = IΨsen(θ ) , donde θ es el ángulo entre
el flujo Ψ y el eje de la bobina. Si se expresa la corriente como un vector y se considera
θ como el ángulo entre los dos vectores I y Ψ , entonces:
{ }
I Ψ sen(θ ) = ℜe{IΨ }
I Ψ cos(θ ) = ℑm IΨ *
*
Donde * denota el complejo conjugado.
Si I representa a is y Ψ a Lm ir e jε (el único flujo externo que enlaza las bobinas de
estator), entonces el torque puede escribirse como:
94
Apéndice A. Ecuaciones Dinámicas y Transformaciones.
{ ( )}
T = Lm ℑm i s ir e jε
*
(A-52)
Sin embargo esta expresión aún esta incompleta, pues es necesario tener presente que
el ángulo θ está en radianes mecánicos y ε en radianes eléctricos, por lo que es
necesario multiplicar por p/2, donde p es el número de pares de polos. Además existe
una constante K debido a la transformación entre el sistema trifásico y el bifásico, ya
que no existe conservación de energía. Así la expresión final para el torque es:
T=K
{ ( )}
p
Lm ℑm i s ir e jε
2
*
(A-53)
A.2 TRANSFORMACIÓN DE LOS SISTEMAS DE REFERENCIA
Las Transformaciones para pasar desde el Sistema de referencia estacionario
trifásico, abc al sistema de referencia estacionario bifásico, αβ son:
Para las tensiones:
v α = 3v ab +
vβ =
3
vbc
2
3
vbc
2
Y para las corrientes:
3
ia
2
3
(ib − ic )
iβ =
2
iα =
Para pasar desde el Sistema de referencia, αβ al sistema de referencia rotatorio
dq, las transformaciones utilizadas son:
Para las tensiones (y corrientes):
1
(vα cos(θ ) + v β sen(θ ))
k
1
v q = (v β cos(θ ) + vα sen(θ ))
k
vd =
95
Apéndice A. Ecuaciones Dinámicas y Transformaciones.
donde θ , es la posición angular del sistema de referencia. El factor de escala k es
introducido para que las variables dq estén en escala de amplitud con las cantidades
RMS por fase. De esta forma:
Para las tensiones:
k=
3
2 , para conexión en delta.
2
k=
3
6 , para conexión en estrella.
2
k=
3
2 , para conexión en estrella.
2
k=
3
6 , para conexión en delta.
2
Para las corrientes:
96
APÉNDICE B
MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO (PWM)
Apéndice B. Modulación por Ancho de Pulso PWM.
B.1 MODULACIÓN POR ANCHO DE PULSO (PWM)
La modulación por ancho de pulso (Pulse Width Modulated) es el proceso
mediante el cual se modifica el ancho de una secuencia de pulsos, en proporción
directa a una señal de control; cuanto más grande sea la tensión de control, más
amplios serán los anchos de pulsos resultantes.
Con el fin de producir una señal senoidal a una frecuencia deseada, el PWM es
generado al comparar una señal triangular de frecuencia f s , generalmente constante,
con una señal de control senoidal de frecuencia f 1 ( f 1 , es también denominada
frecuencia modulante). La frecuencia
establece la frecuencia con que los
fs
dispositivos semiconductores, en este caso transistores, son conmutados ( f s , se
denomina también frecuencia de la portadora). La señal de control se utiliza para
modular la relación de cambio de los anchos de los pulsos. La relación existente entre
la amplitud de cada señal se denomina relación de modulación de amplitud, y se define
como:
ma =
Vcontrol
Vtriangular
(B-1)
Donde Vcontrol es la amplitud máxima de la tensión modulante y Vtriangular la amplitud de la
señal triangular que es generalmente mantenida constante. También ma se denomina
índice de modulación y se denota por m .
La relación de modulación de frecuencia se define como:
mf =
fs
f1
(B-2)
Donde f s es la frecuencia de la señal triangular y f 1 es la frecuencia de la señal
modulante. Esta relación también se designa simplemente por p.
La figura B.1 muestra la relación entre la amplitud de la fundamental de salida del
PWM (V Ao )1 y el índice de modulación, ma ; donde Vd es la tensión en el enlace DC.
98
Apéndice B. Modulación por Ancho de Pulso PWM.
Cuando ma <1.0, sé esta operando en una rango lineal de PWM; al existir una
relación ma >1.0 sé esta en presencia de una sobremodulación y los pulsos son cada
vez más anchos, produciéndose el fenómeno conocido como “Pulse Dropping”,
llegando a formarse una onda cuadrada para un ma >3.24, como puede observarse en
la figura B.2.
Figura B.1: Variación de la Relación de modulación, ma .
Los armónicos generados por el PWM aparecen como bandas laterales,
alrededor de m f y sus múltiplos ( m f ,2 m f ,3m f , etc.), siempre que se mantenga en el
rango lineal de ma . Teóricamente las frecuencias armónicas pueden indicarse como:
f h = ( jm f ± k ) f 1
(B-3)
donde f h es la frecuencia armónica de orden h correspondiente a la k-ésima banda
lateral de la j-ésima relación de modulación m f . El orden de las armónicas h está, por lo
tanto dado por:
h = jm f ± k
99
(B-4)
Apéndice B. Modulación por Ancho de Pulso PWM.
Donde la frecuencia fundamental corresponde a h=1. Para valores impares de j, los
armónicos existen sólo para valores pares de k. Para valores pares de j, los armónicos
existen únicamente para valores impares de k. En la tabla B.1 se muestran los
armónicos normalizados en función de la relación ma , suponiendo m f >9.
Figura B.2: PWM: a) en el rango lineal; (b) Sobremodulación;
(c) Onda Cuadrada; (d) Onda cuadrada con ma =8.
h \ ma
1, (fundamental)
mf
mf+2
mf+4
2mf+1
2mf+3
2mf+5
3mf
3mf+2
3mf+4
3mf+6
4mf+1
4mf+3
4mf+5
4mf+7
0.2
0.2
1.242
0.016
0.4
0.4
1.15
0.061
0.6
0.6
1.006
0.131
0.8
0.8
0.818
0.220
0.190
0.326
0.024
0.370
0.071
0.335
0.044
0.123
0.139
0.012
0.083
0.203
0.047
0.163
0.012
0.157
0.070
0.008
0.132
0.034
0.314
0.139
0.013
0.171
0.176
0.104
0.016
0.105
0.115
0.084
0.017
1.0
1.0
0.601
0.318
0.018
0.181
0.212
0.033
0.113
0.062
0.157
0.044
0.068
0.009
0.119
0.050
Tabla B.1: Armónicos generalizados para la tensión producida por un PWM.
100
Apéndice B. Modulación por Ancho de Pulso PWM.
B.1.1 PWM SÍNCRONO
Un PWM es síncrono cuando la relación de modulación de frecuencia m f es un
valor entero (múltiplo de 3 para el caso de trifásico). Ejemplo f s =15, 21, 36, 60 * f 1 .
La razón para la utilización de este PWM es que no existen subarmónicos de la
frecuencia fundamental.
Los armónicos generados por este PWM se pueden observar en la figura B.3a.
B.1.2 PWM ASÍNCRONO
El PWM asíncrono se obtiene al tener un m f que no es entero. Este PWM
genera subarmónicos de la frecuencia fundamental. Puede ser usado cuando la
frecuencia de la onda triangular se conserva constante y la frecuencia de Vcontrol varía.
Sin embargo, si se alimenta una carga, tal como un motor AC, los subarmónicos en la
frecuencia cero o cerca de cero, aunque pequeños en amplitud, resultarán en corrientes
grandes altamente indeseables. El espectro armónico para este PWM se muestra en la
figura B.3b.
Figura B.3: Espectro armónico generado: (a) PWM Síncrono; (b) PWM Asíncrono.
101
Apéndice B. Modulación por Ancho de Pulso PWM.
Además de ello, existen formas de generar el PWM, ya sea síncrono o asíncrono,
esto puede hacerse mediante:
1.- Muestreo Natural (Natural Sampling),
2.- Muestreo Regular Simétrico (Symmetric Regular Sampling),
3.- Muestreo Regular Asimétrico (Assymmetric Regular Sampling); entre otras.
B.1.3 MUESTREO NATURAL
Es el caso más simple, se utiliza cuando la implementación es analógica, y
consiste en la simple comparación de una onda triangular y una senoidal mediante el
uso de comparadores. Este tipo de generación de PWM se ilustra en la figura B.4.
Figura B.4: Formas de ondas para un PWM con Muestreo Natural (Natural Sampling).
Puede demostrarse que el tiempo de duración del pulso t p es:
t p = t 2 − t1 =
ts
2
 ma

1 + 2 (sen(ωt 1 ) + sen(ωt 2 ))


(B-5)
Debido a que los tiempos t 1 y t 2 no son posibles de calcular en tiempo real, es
que no se puede implementar este método en un microprocesador.
102
Apéndice B. Modulación por Ancho de Pulso PWM.
B.1.4 MUESTREO REGULAR SIMÉTRICO
Este
método
es
utilizado
cuando
la
implementación
es
digital,
con
microprocesador; y de allí su nombre de Muestreo Regular, ya que el muestreo de la
señal modulante se realiza de forma regular cada t s y el pulso resultante es simétrico a
ts
. La figura B.5 muestra las formas de onda de una fase para un PWM de muestreo
2
regular simétrico (regular sampling symmetric PWM).
Figura B.5: Formas de onda para un PWM con Muestreo Regular Simétrico
(Symmetric Regular Sampling).
De la figura B.5, se puede demostrar que:
t p = t3 − t2 =
ts
2
t2 =
 ma

1 + 2 (sen(ωt 1 ))


(B-6)
ts t p
−
2 2
(B-7)
Después de cada interrupción se calcula t 2 =tiempo de transición y t p = tiempo para la
siguiente transición.
103
Apéndice B. Modulación por Ancho de Pulso PWM.
B.1.5 MUESTREO REGULAR ASIMÉTRICO
Este método es similar al anterior. Su tiempo de muestreo es de
es simétrico respecto de
ts
, y el pulso no
2
ts
. Presenta un mejor contenido armónico que el muestreo
2
simétrico para una misma frecuencia portadora, por el hecho de que muestrea cada
ts
2
y por lo tanto la señal modulante es más aproximada que en el caso del muestreo
simétrico. La figura B.6 muestra las formas de onda para una fase de este tipo de PWM.
Figura B.6: Formas de onda para un PWM con Muestreo Regular Asincrónico
(Assymmetric Regular Sampling).
De la figura B.6 se puede demostrar que:
tk =
ts
[1 − m a sen (ω t k
4
t k +1 =
)]
ts
[1 + m a sen (ω t k + 1 )]
4
(B-8)
(B-9)
Donde t k y t k +1 son los tiempos a las siguientes transiciones, correspondientes a los
instantes de muestreo k y k+1 respectivamente
104
Apéndice B. Modulación por Ancho de Pulso PWM.
B.2
IMPLEMENTACIÓN DIGITAL DE PWM
La forma de realizar un PWM en forma digital en el presente trabajo, después de
haber calculado los tiempos por un procesador digital de señales, DSP, se lleva a cabo
aprovechando las características de un flip-flop tipo T, que cambia de estado en los
flancos de subida de la señal de reloj. Mediante un contador se cambia la señal de reloj
permitiendo la conmutación del flip-flop, generando el ancho del pulso. Esto se puede
apreciar más claramente en la figura B.7. Los tiempos son calculados por el procesador
y luego son cargados en el contador.
Figura B.7: Pulsos del contador y salida del flip-flop.
Los tiempos t 1 y t 2 son los finales de la cuenta del contador y en donde se producen
los flancos de subida provocando el cambio de estado del flip-flop. El tiempo t p es el
comienzo del conteo.
105
APÉNDICE C
GENERADORES DE ENERGÍA ELÉCTRICA
Apéndice C. Generadores de Energía Eléctrica.
C.1 GENERADORES DE ENERGÍA ELÉCTRICA
El generador eléctrico es un componente muy importante en equipo de
generación eléctrica ya que es quien suministra la energía eléctrica a una carga trans
formandola en energía mecánica en el eje del generador. Sin lugar a dudas existen en
la actualidad diferentes tipos de máquinas eléctricas esta conversión de energía.
En general estas máquinas eléctricas se pueden clasificar en tres tipos de
generadores eléctricos rotatorios: Generadores de Corriente Alterna, Generadores de
Inducción de Corriente Alterna y Generadores de Corriente Contínua [3,4].
Los generadores sincrónicos son los de mayor utilización debido a su sistema de
excitación, en cambio, los generadores de corriente contínua han sido reemplazados
casi completo por generadores de corriente alterna (o de inducción) y rectificadores
estáticos de silicio [5].
C.1.1 GENERADORES DC O DE CORRIENTE CONTÍNUA
La característica principal de este tipo de generador es que es simple de
controlar comparado con las máquinas de corriente alterna o CA. Adicionalmente su
eficiencia es buena. También pueden usarse conversores DC/AC de línea conmutada
relativamente baratos para conectarlo a la red de alimentación trifásica. Sin embargo,
estos conversores absorben potencia reactiva desde la red de alimentación e inyectan
armónicos en el sistema. Esto se puede evitar usando conversores de conmutación
forzada pero se pierde la ventaja comparativa de la electrónica de potencia, que es más
barata. El alto costo de la máquina y la necesidad del mantenimiento limitan el uso de
esta máquina.
Los Generadores DC no poseen diferencia real con el Motor DC, excepto por su
flujo de potencia. Existen 5 Tipos de generadores DC, clasificados de acuerdo con la
manera de producir su flujo de campo:
107
Apéndice C. Generadores de Energía Eléctrica.
1.
Generador de Excitación Separada. En un generador de excitación
separada, el flujo de campo se obtiene de una fuente de potencia separada
del generador en sí mismo.
2.
Generador en Derivación. En un generador en derivación, el flujo de
campo se obtiene conectando el circuito de campo directamente a través de
los terminales del generador.
3.
Generador Serie. En un generador serie, el flujo de campo se produce
conectando el circuito de campo en serie con el inducido del generador.
4.
Generador Compuesto Acumulativo. En un generador compuesto
acumulativo están presentes tanto un campo en derivación como un campo
en serie, y sus efectos son aditivos.
5.
Generador
Compuesto
Diferencial.
En
un
generador
compuesto
diferencial están presentes tanto un campo en derivación como un campo
serie, pero sus efectos se restan.
Estos tipos de generadores DC difieren en sus características en terminales
(tensión-corriente) y, por tanto, en las aplicaciones para las cuales son adecuados.
Figura C.1: Circuito equivalente simplificado de un Generador DC,
en que RF combina las resistencias de las bobinas de
campo y del control variable.
108
Apéndice C. Generadores de Energía Eléctrica.
C.1.2 GENERADOR SINCRÓNICO
Esta máquina se usa en niveles de alta potencia. Su eficiencia es mejor que
cualquier otro generador, especialmente en alta potencia. El costo de la máquina y el
mantenimiento son mayores, en comparación con las máquinas de inducción rotor jaula
de ardilla. Pueden emplearse conversores simples de bajo costo pero con los usuales
problemas de distorsión en las corrientes.
Un Generador Sincrónico genera tensión trifásica AC valiéndose de un rotor
devanado y tres devanados en el estator de la máquina (desfasados 120º eléctricos). El
devanado de rotor es alimentado por una corriente DC, la cual produce un campo
magnético. El rotor del generador se hace girar mediante un motor primario (otro motor
eléctrico, una turbina, motor diesel, etc.) y produce un campo magnético rotacional
dentro de la máquina. Este campo magnético rotacional induce tensión en los
devanados del estator. En esencia, el rotor de un generador sincrónico es un gran
electroimán.
Los Generadores Sincrónicos son por definición sincrónicos, lo cual significa que
la frecuencia eléctrica producida está entrelazada o sincronizada con la velocidad de
rotación del generador. La relación entre la velocidad de giro de los campos magnéticos
de la máquina y la frecuencia eléctrica del estator se expresa mediante la ecuación (C1):
fe =
donde:
nm P
120
(C-1)
f e = frecuencia eléctrica en Hz.
nm = velocidad mecánica del campo magnético en r/min (igual a la
velocidad del rotor para las máquinas sincrónicas).
P = número de polos.
La tensión interna generada E A es directamente proporcional al flujo y la
velocidad, pero el flujo en sí depende de la corriente que fluye en el circuito de campo
109
Apéndice C. Generadores de Energía Eléctrica.
del rotor, es decir, E A esta directamente relacionada con la corriente del rotor. Además
esta tensión no es la tensión que aparece en los terminales del generador. En efecto, la
única vez en la cual la tensión interna E A es la misma que la tensión de salida Vφ de
una fase es cuando no fluye corriente de armadura I A en la máquina.
De esta manera la tensión de una de las fases del generador esta dada por la
ecuación (C-2):
Vφ = E A − jX ⋅ I A
(C-2)
Además de los efectos de la reacción del inducido, los devanados del estator
poseen una autoinductancia y una resistencia. Estos efectos de la máquina son
representados por reactancias, y es costumbre combinarlas en una sola llamada
reactancia sincrónica de la máquina. El circuito equivalente por fase de este generador
se muestra en la figura C.2.
Figura C.2: Circuito Equivalente por fase de un Generador Sincrónico Trifásico.
C.1.3 GENERADOR DE INDUCCIÓN
Una máquina de inducción posee físicamente el mismo estator que una máquina
sincrónica, pero la construcción del rotor es diferente. En efecto, existen dos tipos
diferentes de rotores que pueden disponerse dentro del estator de la máquina de
inducción. Uno de ellos se llama rotor jaula de ardilla y el otro rotor devanado.
110
Apéndice C. Generadores de Energía Eléctrica.
1.
Máquina de Rotor Jaula de Ardilla. La característica principal de esta
máquina es que es barata, robusta y el costo de mantenimiento es mínimo.
Esta máquina encuentra aplicación en niveles de baja y media potencia. Su
desventaja principal es el costo de los conversores y la necesidad de
excitación de la máquina. Si se usan conversores conmutados en línea,
entonces en el estator de la máquina deben conectarse condensadores en
paralelo con la línea. Este problema puede superarse usando conversores
de conmutación forzada.
2.
Máquina de Rotor Devanado. Su ventaja principal es que el valor de
potencia del conversor es sólo una fracción de la potencia de la máquina, la
fracción depende del rango de velocidad de funcionamiento del generador.
La desventaja principal de este sistema es el costo del generador
(comparado con la máquina de inducción de rotor jaula de ardilla). Al
contrario de la máquina de rotor jaula de ardilla en ésta máquina se requiere
de algún mantenimiento. La mayoría de los esquemas que usan este
generador utilizan una interfaz de electrónica de potencia conectada entre
el rotor y el estator para implementar esquemas Scherbius y Kramer
estático. También existe la posibilidad de agregar resistencias al rotor para
modificar la característica Torque versus Velocidad. Aunque no se imponen
armónicos a la red el esquema es bastante ineficiente puesto que la
potencia de deslizamiento es totalmente disipada en las resistencias. Un
alto nivel de potencia en esta máquina puede ser una competencia seria a
otras máquinas CA para aplicaciones de velocidad variable dónde el rango
de velocidad es limitado.
Si bien es cierto, la aplicación de las máquinas de inducción se realiza
frecuentemente como motor, su uso como generador hoy en día se hace más extenso,
debido a su simplicidad y requerimiento mínimo de mantenimiento.
111
Apéndice C. Generadores de Energía Eléctrica.
En esencia, la operación de las máquinas de inducción es idéntica a la de los
devanados de amortiguación en las máquinas sincrónicas. Cuando se excita mediante
una fuente trifásica alterna balanceada produce un campo magnético en el entrehierro
que gira a la velocidad sincrónica determinada por la ecuación (C-3):
n SINC =
120 f e
P
(C-3)
Sin embargo, la velocidad con la que gira el rotor ( n m ) es diferente a la velocidad
sincrónica, existiendo lo que se denomina deslizamiento definido como:
s=
n SINC − nm
n SINC
(C-4)
La máquina de inducción trabaja induciendo tensiones y corrientes, ya sea desde
el estator al rotor o viceversa, dependiendo si es de rotor jaula de ardilla o de rotor
bobinado y de la conexión de este último, es por ello que la máquina de inducción
puede ser compara con un transformador pero donde una de los devanados tiene la
opción de rotar. Sin embargo, a diferencia del transformador la frecuencia secundaria
no es necesariamente la misma que la primaria.
Si el rotor de una máquina de inducción está bloqueado, tal que no puede
moverse, el rotor tendrá la misma frecuencia del estator. Por el contrario si el rotor gira
a velocidad sincrónica, la frecuencia que aparezca en la tensión inducida será cero. De
esta manera la relación que existe entre la frecuencia del estator y la frecuencia del
rotor es:
f r = sf e
(C-5)
El circuito equivalente de la máquina de inducción es posible deducirlo a partir
del circuito equivalente de un transformador. La figura C.3a y la figura C.3b muestran el
circuito equivalente de un transformador, por fase, el cual representa la operación de
una máquina de inducción. La curva de la fuerza magnetomotriz contra el flujo (curva de
magnetización) para esta máquina es comparada a una curva similar pero de un
transformador de potencia, en la figura C.4 y en donde se aprecia que la pendiente de
112
Apéndice C. Generadores de Energía Eléctrica.
la curva de magnetización de una máquina de inducción es mucho menos pronunciada
que la curva de un buen transformador.
Figura C.3: Modelo Transformador de una máquina de inducción, como motor,
con el estator y el rotor conectados por una transformador ideal de
relación de vueltas a eff : a) Rotor Devanado, b) Rotor Jaula de Ardilla.
Figura C.4: Curva de magnetización de una máquina de inducción
comparada con la de un transformador.
113
Apéndice C. Generadores de Energía Eléctrica.
Si se aplica una tensión a las bobinas del estator, se induce una tensión en el
rotor de la máquina. En general, cuanto mayor sea el movimiento relativo entre los
campos magnéticos del rotor y del estator, mayor será la tensión resultante en el rotor y
la frecuencia del rotor. El mayor movimiento relativo ocurre cuando el rotor se encuentra
detenido, es decir con rotor bloqueado. En esta condición se induce la máxima tensión y
la máxima frecuencia del rotor. La mínima tensión y mínima frecuencia ocurren cuando
el rotor se mueve a la misma velocidad que el campo magnético del estator, caso en
que no hay movimiento relativo. La magnitud y frecuencia de la tensión inducida en el
rotor a cualquier velocidad entre estos extremos son directamente proporcionales al
deslizamiento del rotor. Entonces, si la magnitud de la tensión inducida del rotor en
condiciones de rotor bloqueado es E Ro , la magnitud de la tensión inducida para
cualquier deslizamiento será:
E R = sE Ro
(C-6)
y la frecuencia de la tensión inducida para cualquier valor de deslizamiento estará dada
por la ecuación (C-7).
La inductancia de una máquina de inducción depende de la inductancia del rotor
y de la frecuencia de la tensión y la corriente del rotor. Si la inductancia del rotor es LR ,
la reactancia del rotor será:
X R = ω R L R = 2 πf R L R
(C-7)
Sustituyendo la ecuación (C-5) en (C-7) se tiene:
X R = 2πsf e LR = sX Ro
(C-8)
donde X Ro es la reactancia del rotor en estado bloqueado. La resistencia del rotor RR
es constante, independiente del deslizamiento.
Así el circuito equivalente resultante del rotor se muestra en la figura C.5. La
tensión del rotor V R es cero para el caso de rotor jaula de ardilla.
114
Apéndice C. Generadores de Energía Eléctrica.
Figura C.5: Circuito Modelo del Rotor de una máquina de inducción.
Para completar el circuito equivalente por fase de la máquina de inducción, es
necesario referir al lado del estator o del rotor, según sea la conveniencia, al lado
correspondiente. De esta manera la figura C.6a muestra el circuito equivalente de la
máquina de inducción referido al lado del estator y la figura C.6b el circuito equivalente
de la máquina de inducción referido al lado del rotor, ambos corresponden a una
máquina de inducción rotor devanado, en caso de ser una máquina de inducción rotor
jaula de ardilla la tensión V R es cero.
Figura 2.6: Circuito Equivalente de una máquina de inducción:
a) referido al lado del estator, b) referido al lado del rotor.
115
APÉNDICE D
LA TARJETA PC31 Y EL DSP TMS320C31
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
D.1 INTRODUCCIÓN
En la actualidad, los dispositivos provistos de una o varias CPU (Unidades
Centrales de Procesamiento) pertenecen al grupo de los microcontroladores,
microprocesadores y procesadores DSP y todos ellos se caracterizan por ser capaces
de ejecutar programas ubicados en una memoria.
Un procesador DSP (Procesador Digital de Señales) es un procesador que posee
una CPU de gran potencia y que está preparado para el tratamiento digital de señales
en tiempo real y para la realización del mayor número de operaciones aritméticas en
punto flotante en el menor tiempo posible.
Los
procesadores
DSP
son
similares
a
otros
microprocesadores
y
microcontroladores que se encuentran en el mercado con la salvedad de que su
circuitería interna ha sido optimizada para la realización de funciones tales como el
filtrado, la correlación, el análisis espectral, etc., de una señal de entrada al sistema.
Las ventajas de la utilización de un microcontrolador respecto a un
microprocesador o un microprocesador DSP provienen, sobre todo, del aumento de la
fiabilidad que ofrece el sistema de control, ya que el microcontrolador necesita un
reducido número de componentes externos para obtener el producto final. Actualmente,
la frontera entre microcontrolador, microprocesador y DSP cada vez está más delgada.
Es fácil encontrar en el mercado microprocesadores y procesadores digitales de señal
que incorporan memoria y periféricos internos y microcontroladores con CPU tan
potentes como los de un DSP. A veces, la diferencia entre ellos es nula y llamarlos
microcontrolador, microprocesador o DSP se convierte más en una cuestión de
marketing.
Inicialmente, los procesadores DSP disponían de un mercado reducido (sólo se
empleaban en sistemas que requerían una elevada potencia de cálculo, como ocurre en
instrumentación electrónica de precisión, osciloscopios digitales, etc.) aunque, con la
revolución y expansión relacionada con las telecomunicaciones, esta tendencia ha
cambiado claramente.
117
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Podemos decir entonces que un DSP es un procesador orientado al tratamiento
de señales digitales y a la realización de cálculos a alta velocidad. Estos procesadores
se caracterizan por tener arquitecturas especiales, orientadas al hardware para la
realización de los cálculos que para otro tipo de microprocesadores se implementan vía
software, mediante la ejecución secuencial de varias instrucciones.
El hardware de la CPU de este tipo de procesadores digitales es mucho más
complejo que el de otros microprocesadores o microcontroladores. La principal
diferencia de los procesadores DSP y otros procesadores modernos, es que los
primeros se diseñan para ser escalables, es decir, se diseñan para poder operar en
paralelo con otros dispositivos similares. Para ello, se le añaden periféricos de control y
bloqueo de programa (como líneas de entrada-salida que pueden bloquear la ejecución
de ciertas instrucciones si se encuentran a un determinado valor) y periféricos de
entrada-salida de alta velocidad (como puertos seriales síncronos) que permiten la
conexión
sencilla
de
varios
procesadores
DSP
para
aplicaciones
con
multiprocesadores.
Las aplicaciones basadas en procesadores DSP son cada día mayores en
número. Actualmente cubren prácticamente todos los campos de la industria
(telecomunicaciones, control, instrumentación, análisis de imagen y voz, automóvil,
medicina). Esto hace que los fabricantes investiguen nuevas arquitecturas, y sobre
todo, compiladores más inteligentes y mejores herramientas de desarrollo y depuración.
118
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
D.2 DESCRIPCIÓN GENERAL DE LA FAMILIA TMS320C3X
Hoy en día, algunos de los procesadores DSP de menor costo en el mercado
pertenecen a la familia TMS320 de Texas Instruments.
Estos procesadores DSP ofrecen un elevado nivel de integración de dispositivos
o periféricos internos. Esta última característica disminuye, considerablemente, el
hardware asociado del sistema mejorando su fiabilidad, Texas Instruments tiene dos
estructuras diferentes de procesadores DSP:
‰
Procesadores DSP para aplicación específica de tipo SISC (con set de
instrucciones específico), por ejemplo, aquellos que se dedican a funciones de
Contestador Automático, a telefonía móvil, etc.
‰
Procesadores DSP programables o de propósito general de tipo CISC
(con set de instrucciones complejo), diseñados para suministrar al usuario una
elevada flexibilidad para el desarrollo de aplicaciones específicas.
Figura D.1 Familia de DSP's Texas Instruments.
En la figura D.1 se muestran las diferentes familias de procesadores DSP, de
aplicación general, del fabricante Texas Instruments. Se distingue entre procesadores
DSP que disponen de procesamiento en punto fijo y los que disponen de procesamiento
en punto flotante.
119
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Poseen una arquitectura clásica de tipo Harvard (internamente ofrece buses de
datos y direcciones independientes). La estructura interna de la CPU de este DSP, le
permite, en principio, realizar, simultáneamente y en un único ciclo de máquina,
operaciones de multiplicación y suma, así como operaciones con enteros o flotantes de
coma variable. Los accesos al exterior se realizan, sin embargo, utilizando una
arquitectura microprocesadora de tipo Von-Neumann (selección y acceso a los datos e
instrucciones por los mismos buses de dirección y datos).
Además esta familia de procesadores DSP dispone de una serie de periféricos
internos:
‰
Memoria interna: Memoria RAM (dos bloques de 1Kw cada uno) y ROM
(4Kw de tipo OTP-programable una única vez por el fabricante). El tiempo de
acceso a estos periféricos es de un ciclo máquina.
‰
Periférico de memoria caché de programa. El tiempo de acceso a estos
periféricos es de un ciclo máquina. El usuario lo emplea, por ejemplo, para
disminuir los accesos a instrucciones ubicadas en memoria externa, con tiempos
de acceso más elevados que los que tienen las instrucciones que se ubican en
memoria interna (de tipo RAM o ROM).
‰
Periférico DMA interno.
‰
Puertos seriales con protocolo síncrono. Dos puertos seriales disponibles
en el TMS320C30, únicamente uno en el TMS320C31 y TMS320C32.
‰
Dos periféricos temporizadores programables de 32 bits (Timers).
‰
Periférico de control y gestión de interrupciones que hace este proceso
transparente a la CPU.
‰
Periféricos de control de acceso a memoria. Estos periféricos se encargan
de gestionar los accesos a posiciones de memoria ubicadas en el interior o
exterior del integrado. El acceso al exterior se realiza mediante dos buses
independientes entre sí (para el caso del TMS320C30), el bus principal y el de
120
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
expansión, cada uno formado por un bus de datos, otro de direcciones y,
finalmente, un bus de control.
En definitiva, las características de paralelismo en operaciones, la gran cantidad
de memoria interna, la unidad de punto flotante, el controlador DMA interno y los
periféricos temporizadores, permite su empleo en sistemas capaces de implementar
sofisticados algoritmos matemáticos en tiempo real.
El procesador DSP más completo de la familia es el TMS320C30. Posteriormente
aparecieron los procesadores DSP TMS320C31, TMS320C32 y TMS320C33 que son
versiones reducidas en hardware interno en comparación con el TMS320C30.
D.3 ESTRUCTURA INTERNA DE LA FAMILIA TMS320C3X
La familia de DSP TMS320C3X incorpora una arquitectura interna clásica de tipo
Harvard (internamente ofrece buses de datos y direcciones independientes que
permiten indistintamente el acceso a memoria de programa y datos). La estructura
interna de la CPU de este DSP le permite realizar simultáneamente y en un único ciclo
de máquina, operaciones de multiplicación y suma, así como operaciones con enteros o
flotantes de punto flotante. Los accesos al exterior se realizan utilizando una
arquitectura de tipo Von-Neumann (selección de acceso a los datos e instrucciones por
el mismo bus de dato y dirección), estructura representada con diagrama de bloques en
la figura D.2.
121
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Figura D.2 Diagrama de bloques de la estructura inetrna del TMS320C31.
La CPU dispone de una serie de registros internos, R0 - R7, registros que hacen
las veces de registros acumuladores de propósito general. Su función es la de ser
operando de las diferentes operaciones aritméticas que se realizan en la CPU. Juntos
con estos aparecen otros registros en la CPU y se emplean como operandos de unas
unidades aritméticas auxiliares.
El bus de datos de este sistema microprocesador es de 32 bits con un bus de
direcciones de 24 bits que permite una capacidad de direccionamiento total del
dispositivo de 16 Mw.
Se observa, además, que esta familia de DSP dispone de una serie de
periféricos internos:
‰
Memoria interna. Memoria RAM (dos bloques de 1kw cada uno) y ROM
(4kw de tipo OTP - programable una única vez por el fabricante). El tiempo de
acceso de estos periféricos es de un ciclo de máquina.
‰
Periférico de memoria caché de programa. El tiempo de acceso de estos
periféricos es de un ciclo de máquina. EL usuario lo emplea, por ejemplo, para
disminuir los accesos a instrucciones ubicadas en memoria externa, con tiempos
122
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
más elevados que los que tienen las instrucciones que se ubican en memoria
interna (de tipo RAM o ROM).
‰
Periférico DMA interno.
‰
Puertos seriales con protocolo síncrono. Dos puertos seriales disponibles
en el TMS320C30, únicamente uno en el TMS320C31 y TMS320C32.
‰
Dos periféricos temporizadores programables de 32 bit (Timers).
‰
Periférico de control y gestión de interrupciones de hace este proceso
transparente a la CPU.
‰
Periféricos de control de acceso a memoria. Estos periféricos se encargan
de gestionar los accesos a posiciones de memoria ubicadas en el interior o
exterior del integrado. El acceso al exterior se realiza mediante dos buses
independientes entre sí (para el caso del TMS320C30), el bus principal y el de
expansión, cada uno formado por un bus de datos, otro de direcciones y,
finalmente, un bus de control. Se puede controlar el acceso al exterior del
dispositivo por medio de dos canales, independientes entre sí, cada uno con su
protocolo, sus tiempos característicos, etc.
Las versiones TMS320C31, TMS320C32 y TMS320C33 únicamente disponen
del bus principal para gestionar los accesos al exterior.
La familia DSP TMS320C3X, mediante una unidad multiacumuladora (MAC),
puede ir preparando la próxima instrucción a ejecutar mientras procesa dos o más
datos, en el ciclo de reloj (estructura interna del tipo Harvard).
El TMS320C31 con versiones de 40, 50, 60 y 80 MHz básicamente es una
versión económica del TMS320C30. Dispone de un programa denominado autocarga o
Boot-Loader en la ROM interna de 4Kw.
123
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
D.3.1 ORGANIZACIÓN DE LA MEMORIA
El espacio total de memoria que es capaz de direccionar la familia TMS320C3X
de Texas Instruments, es de 16Mw (16 millones de palabras) de 32 bits. Dentro de este
espacio que es capaz de direccionar el procesador se incluyen las zonas de memoria
internas da las que dispone el sistema (memoria RAM interna, memoria ROM interna y
registros de configuración de periféricos internos). En la figura D.3, se muestran los
buses y la estructura de acceso a la memoria de sistema.
Figura D.3 Acceso a memoria: buses del sistema.
El sistema dispone de dos conjuntos de líneas para el acceso al exterior, el
denominado BUS PRINCIPAL (formado por un bus de datos de 32 bit, un bus de
direcciones de 24 bit y un bus de control de 5 bit) y el BUS DE EXPANSIÓN (formado
por un bus de datos de 32 bits, un bus de direcciones de 13 bits y un bus de control de
4 bits). En la figura D.4 se muestran los mapas de memoria del TMS320C30 y
TMS320C31.
Se observa que cada procesador DSP tiene dos posibles mapas de memoria. La
diferencia está en la posibilidad de acceso o no a la ROM interna del sistema. La forma
124
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
de seleccionar uno u otro mapa de memoria está en colocar en alto o bajo el pin
MCLP/MP* de entrada del DSP.
Hay que notar que el TMS320C31 no dispone de bus de expansión, que en el
mapa de memoria no hay zonas asignadas al bus de expansión y que la ROM interna
es del tipo OTP (viene programada de fábrica) conteniendo un programa denominado
Boot-Loader.
Figura D.4 Mapas de memoria del TMS320C30 y TMS320C31.
Uno de los detalles a destacar es la diferencia entre el modo microcomputador
y el modo microprocesador.
‰
MICROPROCESADOR:
El sistema arranca autovectorizando desde la
posición 000000H, que debe coincidir en este caso con dispositivos externos de
memoria dispuestos (ruteados y colocados en el mapa de memoria del sistema
microprocesador) y programados por el usuario.
125
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
‰
MICROCOMPUTADOR: El sistema arranca autovectorizando desde la
posición 000000H, que en este caso coincide con la ROM interna del sistema.
Para el TMS320C31 el caso es diferente, la ROM interna ya está programada de
fábrica (incorpora un programa denominado Boot Loader) y no es posible su
reprogramación (ROM del tipo OTP).
D.3.2 PERIFÉRICOS INTERNOS DE LA FAMILIA DSP TMS320C3X
En la familia TMS320C3x de Texas Instruments los periféricos internos que
existen están dentro del circuito integrado de silicio de la CPU. El acceso a este tipo de
periféricos no precisa de los buses externos ni de los registros de control de los
mismos. Los periféricos funcionan de forma autónoma e independiente de la CPU del
procesador. Cada periférico dispone de un cierto número de registros que están
ubicados en el mapa de memoria del procesador, lo que ocurriría con cualquier
periférico externo. De esta forma cuando el usuario desea configurar y utilizar alguno de
estos periféricos sólo tiene que escribir o leer en los registros asociados al periférico en
cuestión. El diagrama de bloques de los distintos periféricos para el proceador DSP
TMS320C31 se entrega en la figura D.5.
126
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Figura D.5 Diagrama de bloques de perifericos internos.
D.3.2.1 TIMERS INTERNOS TIM_0 Y TIM_1
Un timer es un periférico que se basa en un registro contador, que siempre que
se encuentra habilitado, se va incrementando con los pulsos de alguna señal (señal de
reloj) hasta que alcanza el valor de otro registro, denominado registro de período.
Cuando el registro contador alcanzó el registro de periodo el periférico timer activa una
línea de salida, para indicar el fin de un proceso de cuenta, e inicializa el registro
contador a cero (comienza un nuevo proceso de cuenta).
La familia TMS320C3X dispone de dos Timers internos. Cada timer dispone de
un registro contador y un registro de período (indicativo del fin de cuenta), ambos de 32
bits. Además de los dos registros anteriores el timer dispone de un registro de control y
configuración, que sirve para programar su modo de funcionamiento.
El periférico Timer tiene asignado un pin del procesador denominado TCLK. La
señal de reloj que emplean los temporizadores del procesador para incrementar su
registro contador, es configurable por el usuario y puede ser interna o externa. El pin
127
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
TCLK del procesador tiene varias funciones alternativas (programables por el usuario) y
puede servir como señal de reloj de entrada al periférico Timer, como señal de salida
del periférico Timer, indicando el final del proceso de cuenta, o se puede usar como
línea de entrada de propósito general como XF0 o XF1. En la figura D.6 se observa el
esquema básico de cada periférico Timer del DSP.
Figura D.6 Diagrama de bloques del timer.
El Timer siempre genera, como señal de fin de cuenta, un evento en la bandera
TSTAT - bit 11 del registro de control -. Se pueden configurar dos tipos de eventos o
modos de generación de la señal de fin de cuenta del Timer, modo pulso o modo reloj.
‰
MODO PULSO. Cada vez que el registro contador alcanza al registro
período se genera un pulso de activación de la señal TSTAT. La señal TSTAT
esta normalmente en cero y cuando se igualan los registros de período y
contador se coloca en uno durante un tiempo igual al ciclo de máquina (H1). En
el caso partícular en que se programe en el registro de período el valor cero, la
salida del periférico Timer será un valor fijo (TSTAT=1).
128
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
‰
MODO RELOJ. En este caso, cuando los registros de período y contador
del Timer sean iguales, cambia el valor del bit TSTAT. El tiempo de activación de
la señal TSTAT coincide con el valor del registro de período que coincide con el
tiempo de desactivación de la señal. La forma de onda de TSTAT es análoga a la
de un reloj. En el caso de programar en el registro de período el valor cero, el
Timer emplea siempre la fuente de reloj interna y la frecuencia de la señal TSTAT
es siempre fH1/2, definiendo fH1 como la frecuencia del reloj interno.
En la figura D.7 se muestran los diferentes ejemplos de generación de la señal
TSTAT (con fuente de reloj interna).
Figura D.7 Generación del pulso de fin de cuenta.
Cada vez que el registro contador alcanza al registro de período, el Timer realiza
una petición de interrupción a la CPU y el registro contador pasa al valor cero.
Esta petición de interrupción puede generar un evento de interrupción asociado a
la CPU (ruptura de la secuencia normal de ejecución del programa y ejecución
de la rutina de servicio de la interrupción asociada al Timer) y puede servir para
sincronizar eventos del tipo DMA.
129
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Cada Timer posee tres registros de 32 bit ubicados en una zona del mapa de
memoria del DSP, estos registros son:
‰
REGISTRO GLOBAL DE CONTROL Y CONFIGURACIÓN
‰
REGISTRO CONTADOR
‰
REGISTRO DE PERÍODO
En la figura D.8 y figura D.9 se muestra la posición en el mapa de memoria de estos
registros y el registro de configuración global del Timer respectivamente, además en la
tabla D.1 se explica en detalle las funciones de cada bit del registro global del Timer.
Figura D.8 Mapa de memoria del periférico timer.
Figura D.9 Registro global de configuracion del periférico timer.
BIT
NOMBRE
0
FUNC
VALOR
FUNCIÓN
RESET
Controla el modo de funcionamiento de TCLK. Si
0
FUNC=0, TCLK es una línea de entrada o salida
de propósito general, independiente del periférico.
Si FUNC=1 se emplea el pin TCLK como línea del
periférico.
130
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
1
I*/O
0
2
DATAOUT
0
3
DATAIN
X
4-5
6
RESERVADO
GO
0-0
0
7
HDL*
0
8
C/P*
0
9
CLKSRC
0
10
11
INV
TSTAT
0
0
12-31 RESERVADO
0-0
Si FUNC=0 entonces TCLK es una línea de
entrada o salida de propósito general, en ese
caso, si I*/O=0, TCLK es una línea de entrada
de propósito general mientras que si I*/O=1,
TCLK es una línea de salida de propósito general.
El usuario impone, por software, el valor del pin
TCLK, cuando se encuentra configurado como
salida de propósito general, accediendo en
lectura a este bit.
El usuario lee, por software, el valor en el pin
TCLK, cuando se encuentra configurado como
entrada de propósito general, accediendo en la
lectura a este bit.
Se lee siempre un cero.
Reinicializa el registro contador del Timer.
Cuando GO=1 y el Timer se encuentra en estado
de parada el contador se pone a cero. El
siguiente flanco de subida del reloj empleado
como entrada al Timer sirve para incrementar el
contador y para poner a cero el bit GO. GO=0 no
tiene efectos sobre el estado o funcionamiento del
Timer.
Señal de permanencia de parada del Timer.
Cuando HLD*=0 se impide el incremento del
registro contador que mantiene el valor que tenia
antes de que se activase HLD*. Si el pin TCLK es
impuesto por el periférico Timer, mantiene
también su valor constante a partir de la
activación de la señal de parada. El divisor interno
por 2 de H1 se detiene. Cuando HLD*=1, el
contador sigue por donde iba. Los registros del
Timer se pueden leer y escribir mientras el
periférico esté detenido. La señal de RESET
tiene prioridad sobre HLD*.
Control de la forma de onda del TSTAT: modo
pulso o modo reloj. C/P*=1 selecciona el modo
reloj. C/P*=0 selecciona el modo pulso.
Especifica la fuente del reloj de entrada al Timer.
CLKSCR=1 indica el uso del reloj interno de
frecuencia fH1/2. CLKSRC=0 indica el uso del
reloj externo, de frecuencia programable que
siempre debe ser menor que fH1/2.6 (el reloj
interno se sincroniza y latchea internamente
limitándose su frecuencia máxima a valores
estrictamente menores de fH1/2)
Bit de control de la puerta or exclusiva integrada.
Indica el estado del periférico Timer. Este bit
activa el bit de petición de interrupción a la CPU
(registro IF) asociado al periférico temporizador.
Se lee siempre un cero.
Tabla D.1 Bits correspondientes al registro global de control del timer.
131
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Los diferentes modos de operación disponibles para el Timer interno del
procesador hacen referencia a las diferentes configuraciones que se pueden definir a
partir de la estructura interna del propio Timer. Los diferentes modos de operación se
definen mediante las diferentes banderas CLKSRC y FUNC del registro global de
control del Timer, existen cuatro modos de operación asociados al Timer del
procesador.
‰
Modo a: CLKSRC=1 y FUNC=0.
La fuente de reloj de timer es interna (fH1 / 2).
La línea TCLK se emplea como puerto digital de entrada o salida de
propósito general y no como línea asociada al periférico Timer. Si en el registro
global de control se programa la bandera I*/O=0, TCLK funciona como entrada
de propósito general y su valor puede ser leído por software, por el contrario si
la bandera I*/O=1, el pin TCLK funciona como salida de propósito general con
lo que se impone un valor lógico al pin TCLK.
‰
Modo b: CLKSRC=1 y FUNC=1.
La fuente de reloj de timer es interna (fH1 / 2).
TCLK se utiliza como línea asociada al periférico Timer. A través del bit
DATIN el usuario puede leer por software el valor de TCLK.
‰
Modo c: CLKSRC=0 y FUNC=0.
El registro de cuenta utiliza, para su incremento, como entrada la línea
TCLK.
Si I*/O=0, TCLK se configura como entrada al DSP.
Si I*/O=1, TCLK se configura como salida del DSP.
‰
Modo d: CLKSRC=0 y FUNC=1.
Este caso se puede considerar como uno partícular del Modo c en donde
TCLK se define como línea de entrada al DSP. La fuente de reloj de entrada
del periférico Timer es la línea TCLK. Si la bandera INV=0, en cada flanco de
132
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
subida de TCLK el registro de cuenta se incrementa. El valor de TCLK puede
ser leído por software.
Para usar cualquier periférico interno del procesador DSP, primero es necesario
configurarlo. La configuración debe realizarse según indicaciones del fabricante,
manteniendo inactivo el periférico.
D.3.2.2 PUERTOS SERIALES SÍNCRONOS
Un puerto serie o serial es un periférico que transfiere bit a bit datos digitales. Los
puertos seriales pueden ser de dos tipos, según su protocolo, síncronos o asíncronos.
La diferencia entre ambos está en la utilización o no-utilización de una línea diferente
para la transferencia de la señal de reloj. En el caso de los periféricos seriales con
protocolo síncrono la señal de reloj se utiliza para validar el período de transferencia de
cada bit.
La familia TMS320C3X dispone de periféricos internos dedicados a la
transmisión serial síncrona de datos digitales, (dos en el C30 y uno en el C31 y C32)
con un ancho configurable a 8, 16, 24 ó 32 bits.
Cada puerto serial está compuesto de dos partes independientes entre sí, una
dedicada a la recepción de datos y otra dedicada a la transmisión de datos. En el puerto
serial bidireccional, la transmisión y recepción de datos puede producirse en forma
simultánea e independiente.
El protocolo serial síncrono que utiliza Texas Instruments en su DSP’s considera
tres líneas para transmisión de datos y tres líneas para recepción de datos. FSX, DX y
CLKX son líneas asignadas para la transmisión de datos y FSR, DR y CLKR para la
recepción de datos. Como en el caso del periférico Timer estas líneas funcionan en
forma alternativa configurándose para transferencia serial de datos o como líneas de
entrada o salida de propósito general.
133
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Para la transferencia de bits se emplean las líneas DX (bits de transmisión) y DR
(bits de recepción).
El reloj se emplea para la sincronización de la transferencia de datos, la señal
CLKX esta relacionada con el reloj base para la transmisión de datos y CLKR está
relacionada con el reloj base para la recepción de datos.
La señal que indica el comienzo de la transferencia de datos esta asociada con
las líneas FSX, señal que indica el comienzo de la transmisión de datos, y FSR que
indica el comienzo de la recepción de datos.
Existen dos procesos para una transferencia serial síncrona de datos, recepción
y transmisión.
‰
Transmisión de datos: Se escribe por software en el registro DXR. El
periférico traslada el contenido de DXR en XSR, y con un retraso mínimo de dos
ciclos del reloj base de transmisión, se inicia la transferencia del dato
generándose el evento FSX.
Cuando se almacena DXR en XSR, el bit XRDY se pone en 1 indicando
que el buffer esta libre para admitir otro dato. El dato se transmite bit a bit,
ordenados de MSB a LSB, por la línea DX del DSP con un protocolo síncrono (el
bit se transmite y cambia en los flancos de subida del reloj base de transmisión).
Como se tiene dos registros para la transmisión de datos se dice que el puerto
serial dispone de Doble Buffer en transmisión.
‰
Recepción de datos: El periférico serie recibe una señal del evento FSR
que inicia la recepción de datos. El dato llega bit a bit ordenado de MSB a LSB,
por la línea DR. El bit se lee en cada flanco de subida del reloj base de
recepción, y conforme llegan los bits se van almacenando con desplazamientos
hacia la izquierda en el registro RSR.
Cuando llega el dato en todo el ancho especificado en la configuración del
periférico, el contenido del registro RSR se traslada al registro DRR y el RRDY
134
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
se pone en 1 indicando que el buffer DRR tiene un dato listo para ser leído por
software.
Si en ese momento no se lee el registro DRR y siguen llegando nuevos
datos, recogidos por RSR, el último dato que llega se pierde.
Cuando DRR es accedido en lectura RRDY se desactiva, cambia a 0,
permitiendo la recogida de nuevos datos. El puerto serie por disponer de dos
registros para la recepción de datos se dice que dispone de Doble Buffer de
recepción.
Cada puerto serial posee ocho registros de 32 bits, ubicados en una zona
determinada del mapa de memoria que puede ser accedida por software en lectura y
escritura, ver figura D.10.
‰
REGISTRO DE CONTROL GLOBAL DEL PERIFÉRICO
‰
REGISTRO DE CONTROL FSX, DX Y CLKX
‰
REGISTRO DE CONTROL FSR, DR Y CLKR
‰
REGISTRO DE CONTROL DEL TIMER DE 16 BIT
‰
REGISTRO CONTADOR DE LOS TIMERS DE 16 BIT
‰
REGISTRO DE PERÍODO DE LOS TIMERS DE 16 BIT
‰
REGISTRO DE TRANSMISIÓN DE DATOS, DXR
‰
REGISTRO DE RECEPCIÓN DE DATOS, DRR
135
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Figura D.10 Registros del periférico puerto serial.
D.3.2.3 CONTROLADOR DMA
Un periférico DMA es capaz de gestionar transferencias de bloques de datos
desde una posición del mapa de memoria (origen) a otra (destino).
El controlador DMA puede leer o escribir a cualquier localización del mapa de
memoria sin interferir con la operación de la CPU. El controlador DMA posee su propio
generador de direcciones, registros origen y destino y contador de transferencia.
El C30 y C31 tienen un canal, mientras que al C32 posee dos canales, la CPU y
el DMA trabajan con distintos buses internamente permitiendo operar en forma
independiente uno de otro, además de entregar una alta prioridad a la CPU no así el
C32 donde existe una flexibilidad permitiendo elegir las prioridades.
136
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
D.4 LA TARJETA PC31
D.4.1 INTERFAZ TARJETA PC31 - PC
El AT Bus soporta 8, 16 y 32 Bits para acceso como entradas/salidas, en 32 Bits
se accede solo en modo protegido.
Dentro de esta región de entrada-salida se encuentran ocho registros de 16 bits
que son manipulados para efectuar comunicaciones con la tarjeta PC31.
En la siguiente tabla se encuentra el mapa de los registros de entrada/salida, en
esta tabla se hace referencia a dirección base como la dirección por defecto 0x280
(hexa).
I/O DIRECCIÓN
Registro Address High
Base + 0
MODO
Write
FUNCIÓN
Latch más significativo, 16 de 32 bits
utilizados para acceso a memoria en la
PC31.
Registro Address Low
Write
Latch menos significativo, 16 de 32 bits
Base + 2
utilizados para acceso a memoria en la
PC31.
Registro Data High
Write
Latch más significativo, 16 de 32 bits del
Base + 4
dato escritos a la PC31, durante un ciclo
de escritura a memoria.
Read (hold) Retorna los 16 bits más significativos del
dato de 32 bit desde la PC31.
Registro Data Low
Write (hold) Escribe un dato de 32 bit a la PC31,
Base + 6
formado por un dato de 16 bit escrito
anteriormente conacatenado con el dato
de 16 bit actual.
Read(hold) Retorna los 16 bits menos significativos
del dato de 32 bits desde la PC31.
Registro Control
Write
Latch de 8 bits.
Base + 8
Bit 0: PC31 reset, activo en alto.
Bit 1: Dual Port Enable, activo en bajo.
Bit 4: PC31 EI2, se activa con flanco de
bajada.
Registro Dual Port Control
Write
Bit 0: alto, pide apropiar semaforo. Bajo
Base +10
libera el semáforo.
Read
Bit 0: en alto garantiza la propiedad del
semáforo.
En bajo deniega la propiedad del
semáforo.
Registro Service Request Write
Bit 0 del latch como terminal de Solicitud
(SRQ)
de Servicio para PC31.
Base + 12
137
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Registro Acknowledge (ACK)
Base + 14
Read
Retorna estado de solicitud de servicio
en bits codificados.
Bit 0: PC-AT Solicita Servicio.
Bit 1: PC31 Solicita Servicio.
R/W
Limpia solicitud de servicio de PC31.
Tabla D.2 Registro Entrada/Salida.
Este Bus permite al PC host acceder a cualquier recurso mapeado en memoria el
cual no sea intrínseco al procesador TMS320C31 de la tarjeta PC31, es decir, puerto
paralelo 8255, Timer 8254, UART 8530, etc. Además todas la memorias RAM y ROM
pueden ser accesadas desde el PC host.
Los periféricos internos del DSP TMS320C31, como el puerto serial síncrono, y
memoria interna no pueden ser accesados por este medio.
‰
TRANSFERENCIA DE DATOS VIA BUS DE INTERFAZ
Para efectos de transferencia de datos de 32 Bits hacia o desde la
memoria de la tarjeta PC31 se utiliza un latch de direcciones cargando los 32
Bits en los ciclos de 16 Bits, un ciclo para Add High y otro para el Add Low.
Para efectos de lectura de un dato de 32 Bits desde la tarjeta PC31 esta
se hace en dos ciclos de 16 Bits, es decir, un ciclo para Data High y otro para
Data Low respectivamente para posteriormente concatenarse y así obtener el
dato resultante. De modo similar se hace para lectura de datos de 16 Bits, para
asegurar que el dato no ha cambiado durante el ciclo de lectura se emplea un
mecanismo de Handshake para arbitrar los accesos hacia la tarjeta DSP PC31.
La lectura de datos de 16 Bits desde la PC31 se hace con un ciclo de
lectura de 16 Bits desde Data Low. Para escribir datos de 32 Bits hacia la PC31
se utilizan 2 ciclos sucesivos de escritura de 16 Bits, uno para Data High y otro
para Data Low. Primero se escribe en Data Low para después escribir en Data
High y formar el dato con los 16 Bits previos de Data Low.
138
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
En el caso de escribir datos de 8 Bits o 16 Bits en la PC31 este proceso
se realiza con Data Low, el contenido de Data High manejará la parte superior
de los datos lo cual no afectará al dato final.
‰
REGISTROS MAILBOX (MAILBOX REGISTERS)
Cada vez que existe una transferencia de datos hacia y desde la memoria
de la tarjeta PC31 vía el Bus entrada/salida del PC el Bus suspende el
procesador TMS320C31 por el tiempo de duración del ciclo de Bus del PC, esto
se hace para minimizar el número de ciclos de Bus para los registros. Este tipo
de acceso puede ser eliminado con el uso del recurso compartido Memoria de
Dos Puertas.
El registro Mailbox es un mecanismo que permite accesos a la memoria de
la tarjeta PC31 sin emplear la memoria de dos puertos (DPRAM). Este registro
entrega un mecanismo simple de Handshake entre el PC y la tarjeta PC31.
Básicamente los registros del Mailbox permiten comunicación entre el PC
y la tarjeta PC31 permitiendo el mejor funcionamiento de los ciclos de acceso
del tipo hold de la tarjeta PC31 transfiriéndose los datos sólo cuando estos
estén disponibles. El Mailbox tiene dos registros, el registro SQR y el registro
ACK, y cada uno de ellos se implementa en forma similar tanto en el PC como
en el extremo (tarjeta PC31).
Escribiendo en el BIT 0 del registro SQR se hace una petición de servicio
hacia la tarjeta PC31, esto indica que el PC está escribiendo datos en una
posición de memoria de la tarjeta PC31, además, el PC esta habilitado para
limpiar el Bit 0 del registro SQR, indicando que no existe alguna petición por
parte del PC.
El registro SQR puede ser leído, cuando este registro es leído por el PC el
BIT 0 entrega el estado actual de peticiones hacia la tarjeta PC31, el BIT 1
entrega el estado actual de peticiones de la tarjeta PC31 hacia el PC.
139
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Accesando el registro ACK del Mailbox, ya sea como lectura o como escritura,
se limpian las peticiones efectuadas por la tarjeta PC31 hacia el PC.
‰
SEMÁFORO POR HARDWARE (HARDWARE SEMAPHORE)
En muchas aplicaciones de la tarjeta PC31 existen recursos que se
desean compartir, ya sea por el DSP TMS320C31 como por el PC, por ejemplo
la Memoria de Dos Puertas o Memoria Bidireccional DPRAM.
Uno de los problemas más comunes que se produce al momento de
compartir un recurso es el evitar las colisiones entre dispositivos al momento de
compartir dicho recurso, en otras palabras, evitar que dos o más dispositivos
accedan al mismo recurso a la vez. En un sistema multiprocesador el acceso a
recursos compartidos es imperativo, por lo tanto se hace necesario saber el
instante en el que se accede el recurso.
El semáforo por hardware entrega un mecanismo de arbitraje para acceso
a recursos compartidos entre el DSP TMS320C31 y el PC. Esencialmente el
semáforo por hardware trabaja con un flag, este flag corresponde al BIT 0 del
registro de control del Puerto Dual o Puerto Bidireccional (DPCTL), con el cual
un proceso puede apropiarse o liberar un recurso por el tiempo que se necesite.
Antes de utilizar el recurso a compartir el programa de aplicación que
requiera apropiarse debe efectuar una encuesta del estado del BIT 0 del
registro DPCTL, si éste no está en el estado correcto el programa debe esperar
hasta que el BIT 0 cambie su estado, una vez que el BIT 0 está en el estado
correcto se puede hacer uso del recurso.
Si el recurso fue utilizado el programa debe liberar el semáforo de esta
manera otro proceso puede hacer uso del recurso compartido.
140
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
‰
ESTADOS DE ESPERA (WAIT STATES)
El TMS320C31 trae incorporado un generador de estados de espera
programable por software. Adicionalmente la tarjeta PC31 emplea un generador
de estados de espera suplementarios que pueden ser usados en unión con los
estados de espera internos del DSP TMS320C31 obteniéndose un rango entre
uno a siete estados de espera reduciendo ciclos de software.
Al momento de aplicar el reset a la tarjeta PC31 el generador interno de
estados de espera queda configurado con el mayor estado de espera por
software (WTCNT), usualmente cuatro, ó con el número de estados de espera
por hardware requerido por el generador de estados de espera.
Dentro del código de inicialización, de todas las aplicaciones de la tarjeta
PC31, el registro del Primary Bus Control correspondiente al DSP TMS320C31
con dirección 0x806064 se modifica para establecer los estados de espera por
software del modo tres al modo dos. Esto reconfigura el controlador de estados
de espera colocando en éste el menor de los estados de espera por software o
el número de estados de espera por hardware por el generador de estados de
espera de la tarjeta PC31.
‰
IMPLEMENTACIÓN DEL GENERADOR DE ESTADOS DE ESPERA EN
LA TARJETA PC31
El hardware generador de estados de espera de la tarjeta PC31 esta
implementado como una maquina de estado la cual funciona cuando el DSP
TMS320C31 direcciona a un dispositivo con estados de espera en el Peripheral
Bus activándose la señal de STRB*.
141
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
‰
MEMORIA DE DOS PUERTAS (DPRAM)
La tarjeta PC31 puede ser configurada para uno o dos IC IDT7133 de 2K x
16 BIT, memorias de dos puertas o Memorias Bidireccionales, para satisfacer
las demandas de comunicación y transmisión de datos.
El Puerto Dual o Puerto Bidireccional (Dual Port) es accesado por la tarjeta
PC31 como bloques consecutivos de memorias. Además, puede ser accesado
desde un IBM PC o compatible como una posición de memoria convencional la
que es configurable por un dip switch.
La transferencia de datos a través de la DPRAM es más rápida que la
transferencia de datos vía el Bus de entrada/salida o Bus de Interfaz, la razón
está en que los ciclos de Bus de Memoria del DSP TMS320C31 son más cortos
y rápidos que los ciclos de Bus del Bus de entrada/ salida (un ciclo del Bus del
PC versus tres ciclos del Bus de Memoria). Además, los accesos al Puerto
Bidireccional nunca detienen el procesador DSP.
‰
MODOS DE OPERACIÓN DE LA DPRAM
La tarjeta PC31 puede ser configurada para operar con 16 BIT o 32 BIT,
según se necesite.
‰
MODO 16 BIT: Para configurar la tarjeta en modo 16 BIT se tiene que
remover el jumper 77 (JP77), automáticamente el hardware interfaz para la
DPRAM tiene modificaciones importantes.
1. El Puerto Bidireccional es mapeado automáticamente a parir de la dirección
0xFFF000.
2. El TMS320C31 accesa a la DPRAM con dos o más estados de espera. El PC
accesa a la DPRAM con un estado de espera como mínimo, independiente si
se usa semáforo por hardware o Mailbox (SRQ), como el medio de arbitraje
142
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
de la DPRAM, el acceso a la DPRAM es más lento que en el modo de
operación de 32 BIT.
3. El acceso a la DPRAM está arbitrado por hardware. Accesos simultáneos a
una misma posición de memoria resultan en estados de espera adicionales
para el dispositivo o proceso que no tiene propiedad sobre el semáforo (first
come, first served).
4. El generador de estados de espera por hardware es activado para todos los
accesos a periféricos mapeados entre 0xFFF000 – 0xFFFFFF.
‰
MODO 32 BIT: Para configurar la tarjeta en modo 32 BIT el jumper 77
(JP77) debe ser instalado, automáticamente el hardware de interfaz para la
DPRAM tiene modificaciones importantes.
1. El Puerto Bidireccional es automáticamente mapeado en la dirección
0x300000.
2. Los accesos a la DPRAM no son arbitrados por hardware, accesos
simultáneos a la misma posición de memoria resultan irrelevantes.
3. El generador de estados de espera por hardware no es activado para accesos
a la DPRAM en 0x300000 pero es activado para los periféricos mapeados
entre 0xFFF000 – 0xFFFFFF.
D.4.1.1 PERIFÉRICOS DE LA TARJETA PC31
Todos los periféricos de la tarjeta PC31 están mapeados en memoria, es decir,
se pueden acceder a ellos. El generador de estados de espera por hardware no es
activado para accesos a la DPRAM en 0x300000 pero es activado para los periféricos
mapeados entre 0xFFF000 – 0xFFFFFF por software. La región de periféricos está
definida como una región de memoria que está localizada entre 0x600000 - 0XFFFFFF
y se divide en tres subregiones específicas las que se definirán como zonas, a modo de
convención para el resto de la tesis, las cuales son: la zona FAST EXTERNAL, la zona
143
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
FAST INTERNAL y la zona SLOW EXTERNAL. Esta región de memoria esta codificada
y cada uno de los periféricos de la tarjeta PC31 están direccionados dentro de la región.
La zona de memoria FAST EXTERNAL se encuentra entre 0x600000–
0x7FFFFF. EL acceso a esta región se hace con cero estado de espera activando las
señales STRB* y PERIPH*. Ninguno de los periféricos de la tarjeta utiliza esta zona de
memoria.
La zona de memoria FAST INTERNAL se encuentra entre 0x800000–0x80A000.
El acceso a esta zona no activa las señales STRB* y PERIPH*. Los periféricos internos
son accesados con cero estados de espera sin importar el valor actual del WCNT
(registro de control del generador de estados de espera por software del DSP
TMS320C31).
La zona de memoria SLOW EXTERNAL se encuentra entre 0x80A000–
0xFFFFFF, los accesos a esta zona de memoria tiene la duración correspondiente al
valor actual del WTCNT. Dentro de esta zona están mapeados todos los periféricos
externos al DSP TMS320C31 que forman parte de tarjeta PC31, como son DSPLINK,
TIMERS, PUERTO DIGITAL, ETC. Para mas detalle ver tabla D.3.
DIRECCION (HEXADECIMAL)
FFFFC0
............
FFFCC0
FFFC80
FFFC40
FFFC00
FFFBC0
FFFB80
FFFB40
FFFB00
FFFAC0
FFFA80
FFFA40
FFFA00
FFF9C0
DISPOSITIVO
RESERVADA
REGISTRO DE CONTROL DEL
PUERTO BIDIRECCIONAL
CANAL A DEL AMPLIFICADOR
DE GANANCIA PROGRAMABLE
CANAL B DEL AMPLIFICADOR
DE GANANCIA PROGRAMABLE
DECODES1
DECODES0
DSPLINK
RESERVADA
CANAL B DEL MULTIPLEXOR
CANAL A DEL MULTIPLEXOR
ASK
SQR
ORDEN DE CONVERSIÓN AL
DAC #1
144
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
FFF980
ORDEN DE CONVERSIÓN AL
DAC #0
ORDEN DE CONVERSIÓN AL
ADC
ABITS
TIMER 8254
PIA 8255 #1
PIA 8255 #0
UART
DPRAM
EXPANSION RAM
0 WS SRAM ONCHIP
PERIFERICOS C31
ZONA FAST EXTERNAL
RESERVADA
0 WS SRAM ONBOARD
FFF940
FFF900
FFF8C0
FFF880
FFF840
FFF800
FFF000
809A00
809800
800000
600000
400000
000000
Tabla D.3 Mapa de memoria tarjeta PC31.
‰
BUS DSPLINK
El DSPLINK es un Bus de 16 BIT destinado para trabajar con dispositivos
externos para entrada y salidas de datos. Una ventaja fundamental de este Bus
esta en la simple construcción de una interfaz con un mínimo hardware.
La tarjeta PC31 inserta automáticamente cinco estados de espera en
todos los accesos al DSPLINK, es decir, cualquier periférico o dispositivo que se
comunique con el DSPLINK trabaja con estados de espera y con el DSP
TMS320C31 a máxima rapidez.
Además, no se necesita un generador externo de estados de espera para
los dispositivos que se comunican con el Bus DSPLINK, el tiempo de acceso
para cualquier dispositivo externo es menor a 5 H1 aproximadamente.
La interfaz del DSPLINK puede codificar (externamente) sobre 64
direcciones, se pueden codificar o señalar sobre 64 dispositivos externos a la
tarjeta PC31, estas señales codificadas pueden ser utilizadas como señales de
TRIGGER o CHIP SELECT para conversores A/D o D/A, Timer, latch, etc.
145
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Cada vez que se accesa a la zona de memoria comprendida entre
0xFFFB40–0xFFFB7F la señal DSPLINK* se activa en estado lógico bajo, y
puede ser utilizada con señal de habilitación para la interfaz.
El jumper JP7 es el que dispone de todas las señales del Bus DSPLINK ya
sean datos, direcciones o control, todas estas señales llegan a una etapa de
adaptación
compuesta
por
Buffers
y
resistencias
que
mejoran
el
amortiguamiento. Sin embargo, es importante mantener precaución con la
distancia del cable Bus y las capacitancias de valor bajo.
‰
PUERTOS SERIALES
La tarjeta PC31 tiene una UART 85C30 la cual entrega la capacidad de
comunicación serial o serie, a través de dos canales RS232 FULL DUPLEX, con
protocolo asíncrono o síncrono. Para comunicaciones con protocolo asíncrono,
cada uno de los canales soporta niveles de tensión de +/- 10 V con una tasa de
transmisión de 230 Kbaudios.
Los puertos seriales utilizan cinco líneas para la comunicación TX, RX,
GND, RTS, CTS. Las señales de RTS y CTS son señales de Handshake y están
implementadas en hardware. Si las señales Handshake no son utilizadas en
algunas aplicaciones pueden ser obviadas usando un cable serie propio de la
aplicación al cual se conecta la señal CTS a 10V y se desconecta la señal de
RTS.
El 85C30 es muy flexible, soporta altas velocidades a una tasa de
transferencia sobre 2 Mbaudios, además puede trabajar con varios protocolos de
comunicación como HDLC, SDLC, NRZ, entre otros.
‰
PUERTO PARALELO DE ENTRADA/SALIDA (PIA 8255)
La tarjeta PC31 emplea dos 8255 de 8 BITS cada uno de estos esta
mapeado en la parte baja del Bus de memoria del DSP TMS320C31, es decir,
146
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
mapeados en los 8 BITS menos significativos. Estos dispositivos son activados
cada vez que se accesa a las posiciones de memoria comprendidas entre
0xFFF840–0xFFF843 (puerto 0) y 0xFFF880–0xFFF883 (puerto 1) ubicadas en
la zona de memoria de periféricos.
El puerto paralelo esta constituido por entradas y salidas digitales, 24 BITS
organizados en tres grupos de 8 BITS. Cada uno de estos grupos puede ser
configurado para trabajar como entrada, salida o en forma Bidireccional. Estos
BITS de entrada/salida pueden ser utilizados en diferentes formas según sean
los requerimientos sin necesidad de construir una interfaz especial. Los 48 BITS
relacionados con el puerto de paralelo de entrada/salida están disponibles en los
jumpers JP14 y JP15. En la tabla D.4 se muestran los registros de configuración
del puerto paralelo.
DISPOSITIVO
8255#0
8255#0
8255#0
8255#0
8255#1
8255#1
8255#1
8255#1
REGISTRO
PUERTO A
PUERTO B
PUERTO C
CONTROL
PUERTO A
PUERTO B
PUERTO C
CONTROL
DIRECCIÓN
0XFFF840
0XFFF841
0XFFF842
0XFFF843
0XFFF880
0XFFF881
0XFFF882
0XFFF883
Tabla D.4 Registros de configuración del puerto paralelo.
‰
TIMER 8254
Además de los dos periféricos Timer internos del procesador DSP
TMS320C31, la tarjeta PC31 incorpora un Timer 8254 de tres canales de 16
BITS, este dispositivo se puede utilizar para diversas funciones.
Para accesar el Timer existe un registro de control de 8 BIT ubicado en la
dirección 0XFFF8C3 el cual puede programar cada uno de los canales
escribiendo los valores apropiados en el registro de control. Además cada uno de
147
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
los contadores puede ser leído conociendo el valor actual de la cuenta. En la
tabla D.5 se muestran los registros y la dirección correspondiente a cada uno.
REGISTRO
TMR0
TMR1
TMR2
CTL
DIRECCIÓN
0xFFF8C0
0xFFF8C1
0xfff8c2
0xfff8c3
Tabla D.5 Registros del timer 8254.
Cada uno de los tres contadores puede ser alimentado con una fuente de
reloj externa o una fuente de reloj interna para cada canal la cual se puede
seleccionar con el jumper JP1 (ver tabla D.6), pueden recibir la señal de GATE
de forma externa y la señal de salida de los contadores puede ser utilizada como
fuente de interrupción para el procesador DSP como también para los
conversores ADC y DAC, respectivamente.
JP1
FUENTE DE RELOJ
1-2
none
3-4
none
5-6
none
TMR1 – h1/2
TMR1 – fuente externa
TMR2 – h1/2
TMR2 – fuente externa
TMR3 – h1/2
TMR3 – fuente externa
Tabla D.6 Selección de fuente de reloj.
‰
CONVERSOR ANÁLOGO A DIGITAL (ADC)
La tarjeta PC31 trae un conversor análogo a digital DSP102 de 16 BITS,
dos canales, con capacidad de digitalización de alta calidad y un tiempo de
conversión de 5 useg, entradas bipolares de +/- 10 V configurables por el usuario
por el jumper JP54A como se muestra en la tabla D.7.
CANAL
A
A
TENSIÓN
ENTRADA
-/+10 V
0 -10 V
148
JUMPER
SELECCIÓN
JP54A
JP54A
None
1-2
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
A
B
B
B
10 - 0 V
-/+ 10 V
0 - 10 V
10 - 0 V
JP54A
JP54A
JP54A
JP54A
2-3
None
1-2
2-3
Tabla D.7 Selección del rango de tensión de entrada del conversor A/D.
El conversor A/D DSP102 no necesita circuiteria externa para funciones
de SAMPLE/HOLD puesto que posee internamente un sistema de SAMPLED
para la conversión, el tiempo de conversión es de típicamente 5 useg, siendo
éste el tiempo máximo especificado. Tiene una referencia de tensión interna para
efecto de precisión de la conversión, esta referencia de tensión no debe ser
usada como una referencia para dispositivos externos sin antes acondicionarla
con una etapa de Buffers de lo contrario afectará la presición en la conversión de
los datos de entrada al conversor.
El conversor está comunicado directamente con el puerto serial síncrono
del procesador DSP TMS320C31, es decir, las muestras entregadas por el
conversor DSP102 son leídas desde el registro SER_RD del puerto serial
síncrono del procesador DSP.
El valor de error (OFFSET) viene seleccionado por el fabricante, si se
desea hacer un proceso de recalibración del OFFSET o hacer un cambio en los
rangos de tensión de las entradas, se debe seguir un procedimiento estipulado
por el fabricante de la tarjeta PC31 en el que se ajusta los valores de los
potenciómetros R47 y R56 para el valor del OFFSETT, y R27 y R28 para las
ganancias.
Para dar la orden de conversión, señal de TRIGGER, de ambos canales
del conversor DSP102, se debe seleccionar la fuente de la señal de TRIGGER a
través del jumper JPADC, cuya selección se muestra en la tabla D.8.
JPADC
FUENTE TRIGGER
1-2
3-4
TMR0 – 8254
TMR1 – 8254
149
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
5-6
7-8
RELOJ INTERNO C31
ESCRITURA EN 0XFFF940
Tabla D.8 Selección de fuente de señal de trigger.
Las entradas del conversor A/D pueden ser utilizadas como entradas
diferenciales o entradas single-ended (con referencia a tierra) por medio de un
Multiplexor análogo de cuatro entradas diferenciales (Multiplexor MAX DG529) u
ocho entradas single-ended (Multiplexor MAX DG528) según sea la configuración
de los jumpers JP63 y JP64. En la tabla D.9 se aprecian, todas las señales
asociadas con el conversor A/D DSP102.
CANAL
A
A
B
B
MULTIPLEXOR
DG528 (S.E.)
DG529 (DIFF.)
DG528 (S.E.)
DG529 (DIFF.)
JUMPER
JP63
JP63
JP64
JP64
SELECCIÓN
2-3
1-2
2-3
1-2
Tabla D.9 Selección del multiplexor.
‰
MULTIPLEXOR ANÁLOGO
Los mutiplexores análogos están compuestos por cuatro canales de
entrada (DG529) con una salida diferencial u ocho canales de entrada (DG528)
con una salida con referencia a tierra. Cada multiplexor tiene un tiempo máximo
de Switching de 1 useg, la atenuación entre canales es de 62 Db. Estos
multiplexores son manejados desde una fuente con una impedancia de salida
muy pequeña la cual es un amplificador operacional con el objeto de mejorar el
rendimiento de los multiplexores. En la figura D.11 se detallan en un esquema los
multiplexores con sus entradas y salidas correspondientes.
150
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Figura D.11 Diagrama de los multiplexores análogos.
Escribiendo en la posición de memoria 0XFFFA80 para el multiplexor_A o
0XFFFAC0 para el multiplexor_B se puede seleccionar la entrada del dispositivo
que se desea utilizar. En las tablas D.10 y D.11 se muestra la selección de
entradas correspondiente a cada canal.
SELECCIÓN
MUX_A
0
1
2
3
4
5
6
7
SELECCIÓN
ENTRADA (S.E. )
IN0
IN8
IN1
IN9
IN2
IN10
IN3
IN11
SELECCIÓN
ENTRADA (DIFF.)
IN0+ / IN8IN1+ / IN9IN2+ / IN10IN3+ / IN11N/A
N/A
N/A
N/A
Tabla D.10 Selección de entradas del mutiplexor A.
151
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
SELECCIÓN
MUX_B
0
1
2
3
4
5
6
7
SELECCIÓN
ENTRADA (S.E.)
IN4
IN12
IN5
IN13
IN6
IN14
IN7
IN15
SELECCIÓN
ENTRADA (DIFF.)
IN4+ / IN12IN5+ / IN13IN6+ / IN14IN7+ / IN15N/A
N/A
N/A
N/A
Tabla D.11 Selección de entradas del mutiplexor B.
‰
FILTRO ANTI-ALIASING
La tarjeta PC31 tiene implementado un filtro anti-aliasing de seis polos
con un valor de OFFSET ajustable para cada canal de conversión. El filtro antialiasing viene configurado de fábrica como un filtro pasa banda con una
frecuencia de 380 Khz la cual puede ser sustituida, cambiando los arreglos de
resistencias, a la frecuencia que se necesite. Además, se pueden sintonizar los
canales en forma individual, el arreglo R50 para el canal de conversión A y el
arreglo R51 para el canal de conversión B, en la figura D.12 se muestra la
respuesta en frecuencia para distintos valores de resistencia y en la figura D.13
se muestra el esquemático del filtro anti-aliasing.
Figura D.12 Respuesta en frecuencia del filtro anti-aliasing.
152
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
Figura D.13 Esquemático del filtro anto-aliasing.
‰
AMPLIFICADOR DE GANANCIA PROGRAMABLE (PGA)
Cada una de las salidas de los multiplexores llega a un amplificador de
ganancia programable el cual a su vez entrega la señal al filtro anti-aliasing para
que este finalmente entregue la señal a muestrear al conversor A/D. El
amplificador de ganancia programable que utiliza la tarjeta PC31 es el PGA205
con ganancia a programar de 1, 2, 4 y 8, el PGA204 es el amplificador
alternativo que soporta la tarjeta PC31.
Los factores de ganancia son seleccionados por software escribiendo en
una posición de memoria específica el valor correspondiente al factor de
ganancia, en las tablas D.12 y D.13 se muestra la selección de ganancias por
canal para los diferentes amplificadores programables.
153
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
VALOR
DIRECCION
0
1
2
3
0XFFFC00
0XFFFC00
0XFFFC00
0XFFFC00
FACTOR
(PGA205)
1
2
4
8
FACTOR
(PGA204)
1
10
100
1000
Tabla D.12 Selección de ganancias de amplificadores programables – canal A.
VALOR
DIRECCION
0
1
2
3
0XFFFC40
0XFFFC40
0XFFFC40
0XFFFC40
FACTOR
(PGA205)
1
2
4
8
FACTOR
(PGA204)
1
10
100
1000
Tabla D.13 Selección de ganancias de amplificadores programables – canal B.
‰
SALIDAS ANÁLOGAS
La tarjeta PC31 esta provista por cuatro canales o salidas análogas de
200 KHz cada una, provenientes del conversor D/A de 16 BITS DSP202, en la
implementación de estas salidas se utilizó técnicas de plano y grilla de tierra para
mejorar la inmunidad al ruido obteniendo una señal de salida de gran calidad.
El conversor D/A DSP202 de dos canales tiene la capacidad de trabajar a
full escala, los rangos de tensión de salida son seleccionables con los jumpers
JP45, JP46, JP47, JP48, selección que se entrega en la tabla D.14. El valor de
tensión de +/- 10V está seleccionado de fábrica.
SELECCIÓN
1-2
2-3
RANGO
DE TENSION DE SALIDA
Bipolar +/- 10 V p-p
Bipolar +/- 1 V p-p
Tabla D.14 Selección del rango de tensión de salida del conversor D/A.
Las líneas que salen del conversor D/A llegan a una etapa de
acondicionamiento de señal formada por filtros de primer orden y amplificaciones
implementadas con amplificadores de alta velocidad y bajo OFFSET, las
154
Apéndice D. La Tarjeta PC31 y el DSP TMS320C31.
ganancias en cada canal son seleccionadas en forma individual. Las señales de
tensión aparecen en la salida después de 5 useg. Cada uno de los dos
conversores D/A recibe la señal de TRIGGER o señal de orden de conversión de
distintas fuentes las cuales son seleccionables, en la tabla D.15 se entregan las
distintas fuentes para la señal de TRIGGER.
JP50
1-2
3-4
5-6
7-8
9-10
11-12
13-14
15-16
17-18
FUENTE
SEÑAL TRIGGER
DAC0/1 8254 – TIM0
DAC0/1 8254 – TIM1
DAC0/1 TCLK1 – C31
DAC0/1
Dirección 0xfff980
DAC2/3 8254 – TIM0
DAC2/3 8254 – TIM1
DAC2/3 TCLK0 –c31
DAC2/3
Dirección 0xfff9c0
DAC2/3
pulso invertido DAC0/1
Tabla D.15 Fuentes de señal de conversión para el conversor D/A.
155
APÉNDICE E
DIAGRAMAS ESQUEMÁTICOS DE CIRCUITOS
Apéndice E. Diagramas Esquemáticos de Circuitos.
Figura E.1 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta de Medición de Tensiones.
157
Apéndice E. Diagramas Esquemáticos de Circuitos.
Figura E.2 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta de Medición de Corrientes.
158
Apéndice E. Diagramas Esquemáticos de Circuitos.
Figura E.3 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta de Acondicionamiento de Señales.
159
Apéndice E. Diagramas Esquemáticos de Circuitos.
Figura E.4 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta de Protecciones.
160
Apéndice E. Diagramas Esquemáticos de Circuitos.
Figura E.5 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta de Lectura de Encoder.
161
Apéndice E. Diagramas Esquemáticos de Circuitos.
Figura E.6 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta Generadora de PWM o Temporizadora.
162
Apéndice E. Diagramas Esquemáticos de Circuitos.
Figura E.7 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta Generadora de Referencia de Velocidad para la MÍJA.
163
Apéndice E. Diagramas Esquemáticos de Circuitos.
Figura E.8 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta Interfaz PC31-PC.
164
Apéndice E. Diagramas Esquemáticos de Circuitos.
Figura E.9 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta Bus.
165
Apéndice E. Diagramas Esquemáticos de Circuitos.
Figura E.10 Diagrama Esquemático Circuito de Tarjeta de Interfaz PWM.
166