IR2110/IR2113
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Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona AUTOR: Oscar Fernández - Pacheco Gómez . DIRECTOR: Roberto Giral Castillón . FECHA: Agosto 2002. Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Índice ÍNDICE 1. MEMORIA DESCRIPTIVA..............................................................1 2. MEMORIA DE CÁLCULO.............................................................26 3. MEDIDAS EN EL LABORATORIO...............................................67 4. PLANOS.........................................................................................103 5. PRESUPUESTO.............................................................................114 6. PLIEGO DE CONDICIONES........................................................125 7. ANEXOS........................................................................................137 i 1. MEMORIA DESCRIPTIVA 1 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria Descriptiva ÍNDICE MEMORIA DESCRIPTIVA 1. MEMORIA DESCRIPTIVA........................................................................3 1.1. INTRODUCCIÓN ......................................................................................... 3 1.2. OBJETIVO DEL PROYECTO ...................................................................... 7 1.3. ANTECEDENTES......................................................................................... 8 1.4 DESCRIPCIÓN Y FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO ........................ 9 1.4.1. Planta .................................................................................................... 9 1.4.2. Circuito de retardo generador de ‘dead time’ ..................................... 10 1.4.3. Regulador de tensión .......................................................................... 12 1.4.4. Sensado de corriente ........................................................................... 14 1.4.5. Regulador de tensión usando el CI723 ............................................... 16 1.4.6. Driver IR2110 ..................................................................................... 17 1.4.7. Regulador PWM ................................................................................. 18 1.4.8. Control ................................................................................................ 19 1.5. ESPECIFICACIONES ................................................................................. 20 1.6. CONCLUSIONES ....................................................................................... 21 1.7. COMPARATIVA CON CONVERTIDORES ACTUALES ....................... 23 1.8. PRESUPUESTO TOTAL DEL PROYECTO.............................................. 24 1.9. BIBLIOGRAFÍA.......................................................................................... 25 2 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria Descriptiva 1 Memoria Descriptiva 1.1. INTRODUCCIÓN El campo de la electrónica de potencia tiene que ver con el procesado de potencia eléctrica usando dispositivos eléctricos. El elemento clave es el convertidor conmutado, ilustrado en la figura 1.1.1. En general, un convertidor conmutado contiene puertos de entrada de potencia y de control, y un puerto de salida de potencia. La potencia bruta de entrada es procesada y especificada por la entrada de control, produciendo una potencia acotada en la salida. En un convertidor DC/DC, la tensión de entrada DC es convertida a tensión de salida con una mayor o menor magnitud, posiblemente con polaridad opuesta, o bien aislando las referencias de entrada y masa de salida. Usualmente, el control es requerido, y casi siempre es diseñado para producir una tensión de salida bien regulada, con la presencia de variaciones en la tensión de entrada y en la corriente en la carga. El bloque de control es una parte integral de cualquier sistema de procesado de potencia. Una eficiencia alta es esencial en cualquier aplicación cuya razón principal es la de conservación de la energía. La eficiencia de un convertidor, teniendo potencia de salida Pout y potencia de entrada Pin , es: η= Pout Pin (1.1.1) Por consiguiente, la pérdida de potencia en el convertidor es: 1 Ploss = Pout − 1 η (1.1.2) y se debe a elementos resistivos, elementos capacitivos, dispositivos magnéticos incluyendo inductores y transformadores, dispositivos semiconductores operando en modo lineal (amplificadores) y dispositivos semiconductores operando en modo conmutado (MOSFET, diodos, etc.). 3 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona iOUT iIN entrada de potencia + vIN - Memoria Descriptiva convertidor conmutado + vOUT - salida de potencia entrada de control Figura 1.1.1. Esquema general de un convertidor conmutado Los convertidores DC/DC son fuentes conmutadas aisladas o no, que respecto a las fuentes de alimentación lineales, tienen las siguientes ventajas: a) rendimientos entre el 60% y 90%; frente a las lineales que tienen un rendimiento alrededor del 40%. b) Pequeñas dimensiones; tanto menor cuanto mayor sea la frecuencia de conmutación, en la actualidad 100 kHz - 1 MHz Podemos no obstante, apuntar los siguientes inconvenientes: a) generación de EMI (emisión electromagnética) tanto conducida como radiada. b) Aumento de las pérdidas de conmutación y pérdidas en los núcleos cuando la frecuencia crece. En la mayoría de los casos el convertidor trabaja a frecuencia constante y la regulación se hace mediante PWM (modulación de anchura de pulsos) de la manera que se indica en la figura 1.1.2. 4 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria Descriptiva Donde: -Vc es la tensión de error -VR es la tensión de referencia -Vr es la función rampa Convertidor DC/DC Vs Vo Vg Vr Comparador - Vc Ve VR + PWM Figura 1.1.2. Diagrama general del convertidor y generación PWM El convertidor a estudiar en este proyecto es un convertidor reductor “Buck” (figura 1.1.3), es decir, la tensión de salida es menor que la tensión de entrada. Figura 1.1.3. Configuración Buck típica 5 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria Descriptiva De lo que trata este proyecto es de estudiar la posibilidad de introducir un interruptor manteniendo o no el diodo original en esta estructura reductora, tal y como se indica en la figura 1.1.4, además de diseñar sus circuitos de sincronización y otros para evitar su conducción simultánea, evitar cortocircuitos y la posible destrucción de los MOSFETs. Figura 1.1.4. Configuración Buck con rectificación síncrona Tradicionalmente estos convertidores, se utilizan con baja tensión de salida. En este caso la Vo deseada corresponde a 1/3 de la tensión de entrada Vin, por lo que el ciclo de trabajo del MOSFET superior es igual a un 33 % y el diodo o MOSFET inferior conducen un 66 % del periodo. Parece lógico mejorar las pérdidas de conducción en el elemento del interruptor que está más tiempo conduciendo. La ventaja de este cambio es que se reduce la caída de tensión del diodo, típica entre 0,5 y 1 V a unos 0,3 V o menor (corriente que circula por el MOSFET multiplicado por su baja resistencia de conducción), incrementando la eficiencia del sistema. 6 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.2. Memoria Descriptiva OBJETIVO DEL PROYECTO El objetivo principal de este proyecto es el de diseñar y construir físicamente un convertidor tipo Buck con Rectificación Síncrona con la finalidad de asegurar que proporciona mayor rendimiento que un convertidor Buck típico. Para ello se ha previsto que pueda funcionar de tres modos diferentes: configuración típica de un Buck (fig.1.2.1a), modo síncrono mediante dos MOSFETs sincronizados (fig.1.2.1b), y como el anterior con la adición del diodo en antiparalelo con el MOSFET de lado bajo (fig.1.2.1c). Aunque no se indique en las gráficas, por construcción, el MOSFET lleva un diodo interno en antiparalelo. Las características de este diodo no son buenas ya que es un diodo de conmutación lenta, por lo que no interesa que entre en conducción. Es necesario ajustar la temporización de b) o añadir un diodo rápido c) a) b) c) Figura 1.2.1. Tres tipos de configuraciones Buck. El estudio del prototipo proporcionará una serie de resultados de rendimientos, rizados, arranque y demás conclusiones que pueden ser de gran ayuda para el diseño y construcción de futuros prototipos. Otro objetivo es el de mejorar un prototipo ya existente en cuanto a innovaciones electrónicas con nuevos componentes y de esta manera aumentar el rendimiento. Como innovación, también, se ha introducido una circuitería generadora de dead-time, un tiempo muerto en el que ninguno de los MOSFETs conmuta. Se ha diseñado como elemento de seguridad a la hora de la conmutación, con el objetivo de asegurar un tiempo en el que ninguno de los MOSFETs está en conducción. Como objetivo secundario, el sistema ha de soportar variaciones de tensión en la entrada desde 33 hasta 58 voltios sin variar su tensión de salida de 14 V. Para ello se ha diseñado un control de doble lazo: de tensión y de corriente. 7 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.3. Memoria Descriptiva ANTECEDENTES Hasta el presente, los convertidores de este tipo, se han dedicado hacia el campo de alimentación de microprocesadores cada vez más rápidos, con más ancho de banda y con más necesidades debido al explosivo crecimiento de Internet. La nueva clase de procesadores GHz, requieren corrientes más altas y tensiones más bajas que la generación anterior. Por ejemplo las agendas-computadora de hoy en día consumen 20 A, consiguiéndose mediante MOSFET en paralelo. Los servidores y ordenadores de escritorio del presente oscilan entre 60 y 90 A. Y las CPU de próxima generación consumen unos 120 A, aproximadamente un 10% superior a las CPU de hace tan solo dos años. En las industrias de telecomunicaciones que usan convertidores aislados, la tensión de salida de éstos no debe superar los 1,5 V. Bajo estas condiciones, la rectificación síncrona es necesaria para reducir disipación de potencia y mantener los niveles de eficiencia requeridos. Existe en el Laboratorio de la Universidad el denominado “Tri-Buck”, que es un conjunto de tres convertidores sincronizados de características parecidas al prototipo del presente proyecto. Uno de los objetivos de este proyecto, como se ha comentado anteriormente, ha sido el de estudiar ese “Tri-Buck” y adaptar a un solo convertidor esas características, así como el de mejorar el valor del rendimiento gracias a las innovaciones tecnológicas que separan temporalmente el diseño de los dos prototipos. 8 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.4 Memoria Descriptiva DESCRIPCIÓN Y FUNCIONAMIENTO DEL CIRCUITO Este apartado pretende dar una explicación general de una manera intuitiva de qué partes se compone el prototipo. Una explicación más detallada con el diseño y la elección de los componentes se encuentra más adelante en la Memoria de Cálculo. 1.4.1. Planta La planta del prototipo no es mas que una configuración de convertidor “Buck” de potencia con la adición de un transistor MOSFET en paralelo con el diodo Schottky típico en un convertidor de estas características. Consta de un filtro en la entrada y otro en la salida comentados en la Memoria de Cálculo del presente proyecto. Además se ha introducido un diodo en la salida para alimentar el resto del circuito en cuanto a su salida se disponga de una tensión superior a la del regulador de tensión principal comentado en el apartado 1.4.3. del presente documento. De esta manera se evita que funcione y consuma dicho regulador, incrementando el rendimiento del sistema. Q5 MOSFET N 42V_Side L1 40u 14V_Side J5 C5 C4 C3 C7 C6 C17 C1 + + + + + + 1200uF 1200uF 1200uF 1200uF 1200uF 1200uF 1 2 Q4 MOSFET D2 N CON2 C2 22uF 22uF + C18 C20 C21 C22 C23 C24 + 2200uF 3300uF PBYR20100 Figura 1.4.1. Planta del prototipo. 9 3.3uF 3.3uF 3.3uF 3.3uF D15 3.3uF 1N4148 VCC Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.4.2. Memoria Descriptiva Circuito de retardo generador de ‘dead time’ En muchos convertidores de altas prestaciones, es necesaria la sincronización entre múltiples interruptores. Con esto bastaría si fuesen elementos de conmutación ideales, pero a menudo se necesita un ‘dead time’ (tiempo muerto) para asegurar absolutamente que no exista la posibilidad de que los dispositivos interruptores no conduzcan simultáneamente durante las transiciones de la conmutación. Tanto en inversores como convertidores dc-dc rectificadores síncronos, el tiempo muerto es generado con dos señales de control complementarias, una para cada interruptor. Muy recientemente, algunos fabricantes de integrados han empezado a producir controladores PWM rectificadores síncronos con señales complementarias y tiempo muerto. Pero la mayoría de diseñadores que trabajan en inversores, usan sus propias estrategias para la generación del tiempo muerto [3]. La generación de tiempo muerto en este proyecto ha sido diseñada con el objetivo de ser ajustable y se ha hecho mediante 4 puertas CMOS de tipo NOR integradas en un mismo chip mas dos etapas de retardo RC, como se observa en la fig. 1.4.2. La puerta NOR es un grupo completo, es decir, se pueden sumar, multiplicar e invertir diferentes señales únicamente utilizando NOR’s. a 0 0 1 1 b 0 1 0 1 NOR 1 0 0 0 Tabla 1.4.1. Función NOR para dos entradas NOT AND OR x = x+x x1 · x 2 = x1 + x2 x1 + x 2 = x1 + x 2 10 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria Descriptiva Funcionamiento del circuito: La entrada es una onda de pulsos generada por el regulador PWM. La función de la NOR U10A es invertir la señal PWM y a ésta se le hace pasar por la NOR U13A con la señal original pero retardada consiguiendo a su salida una señal PWM similar a la original pero con un retardo, que puede ser ajustable. La función de U12A es invertir la señal retardada para poder ser comparada con la original en U11A, pero esta vez en el estado de nivel bajo. La salida del U11A es la señal PWM invertida (complementaria a la salida de U13A) con un retardo también ajustable. 2 R15 1 PWM 1 3 R16 U10A 10K 1 U11A 3 3 2 4001 3 R17 4001 C32 0.1nF U12A R14 2 4001 2 100 3 2 1 1 10K C33 0.1nF 100 LIN 1 U13A 3 2 HIN 4001 Figura 1.4.2. Circuito generador de dead time Las puertas NOR se han elegido de tipo CMOS por su buena compatibilidad de niveles lógicos con el regulador PWM y el driver IR2110 para el disparo de los MOSFET. Exactamente se ha elegido un 4001B, que es un integrado que contiene 4 puertas NOR. Los valores de las etapas de retardo, se han elegido pensando en que el retardo no sobrepase los 500 ns. Para ello los potenciómetros serán de 10 kΩ, y se ajustarán a unos 5 kΩ. Y los condensadores deberán ser de 0,1 nF. Las resistencias de 100 Ω aseguran un retardo mínimo de 10 ns entre el PWM original y la señal generada evitando un solapamiento excesivo entre éstas, evitando, por consiguiente, la conmutación simultánea de los dos MOSFETs. 11 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria Descriptiva Como resultado de simular el circuito generador de dead-time se ha obtenido la gráfica de la fig.1.4.3, donde se aprecia el retardo generado entre la señal PWM original y las señales de activación de los MOSFETs Q1 y Q2. Canal 3 Canal 2 Canal 1 Figura 1.4.3. Canal 1 PWM original Canal 2: Señal de activación de Q1 Canal 3: Señal de activación de Q2 1.4.3. Regulador de tensión El siguiente regulador de tensión ha sido diseñado para poder alimentar inicialmente al regulador de precisión formado por el integrado CI723, para posteriormente poder alimentar a la circuitería interna del convertidor. Lo que hace que este regulador sea imprescindible en este prototipo es la robustez en cuanto a tensión de entrada ya que permite su arranque hasta 58 V. Otra característica importante es su facilidad de montaje y economía. Su único inconveniente es que para grandes cambios en su tensión de entrada (caso de 33 hasta 58 voltios) presenta variaciones considerables de tensión a su salida, por eso se ha tenido que diseñar un regulador de precisión en serie a éste para poder alimentar fiablemente el resto de circuitería a tensión constante. 12 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria Descriptiva El diseño es bastante simple. La resistencia R28 hace posible la polarización del Zener, el cual va a mantener una tensión de 15 voltios. La resistencia R31 y el condensador C41 forman un filtro para eliminar el ruido aportado por el Zener. A su vez, R31 limita la corriente de base para el Darlington (ver Anexos). Idealmente, en Vcc se consigue 15 voltios menos la caída de tensión provocada por el Darlington y por el diodo 1N4148 (ver Anexos), unos 11,2 voltios. El regulador se ha hecho mediante elementos discretos tal y como se muestra en la figura 1.4.4. 42V_Side 1 U9 BDX33C 2 D14 VCC 1N4148 1800 1W R28 R31 3 D12 3k3 Dz + C41 10uF C12 1uF Figura 1.4.4. Regulador de tensión La resistencia de polarización (R28) se ha diseñado tal que para Vin mínima (33 V) circule una corriente capaz de polarizar el diodo Zener (≈10 mA): Rpol = Vinmin − Vz 33V − 15V = 1800 Ω = Ipol 10mA (1.4.1.) Hay que comprobar que para los diferentes valores de Vin se mantiene un margen aceptable de valores de Ipol. Veamos para Vin = 42 V: Ipol = 42V − 15V = 15 mA 1800Ω 13 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria Descriptiva y para Vin = 58 V: Ipol = 58V − 15V = 23,89 mA 1800Ω margen aceptable y soportable por un diodo Zener de Vz = 15 V. 1.4.4. Sensado de corriente Para realizar un control de tipo corriente media [4] en un convertidor es necesario un sensado de corriente cerca del transistor. Existen varios métodos que se utilizan para éste propósito así como el de sensar esa corriente mediante un resistor de muy baja impedancia. Pero en muchas aplicaciones esto no resulta muy práctico ya que se incrementa la disipación de potencia provocando que disminuya el rendimiento del convertidor. Para este proyecto, por sus especificaciones rigurosas de rendimiento, se ha optado por hacer uso de un sensado mediante transformador de corriente. Esta técnica elimina la necesidad de usar un valor extremadamente bajo de resistor. Muchos diseñadores prefieren usar un transformador de corriente para minimizar la pérdida de potencia y permitir el uso de un valor mucho más elevado del resistor, todo esto a bajo coste. El diseño del sensado se observa en la fig. 1.4.5. Como resistor para el filtro se ha elegido un potenciómetro de 1 kΩ para su posterior ajuste, y como condensador, uno de poliéster de 10 nF. La relación de transformación es de 1:50 ya que en el primario tendrá 2 espiras y en el secundario, 100. Esto es para reducir la corriente en 50 veces e incrementar la tensión también en 50, adaptando de esta manera los niveles para el posterior control. Como impedancia de sensado se han elegido dos resistores de 10 Ω de ¼ W para conseguir 5 Ω, esta impedancia se ve reflejada en el primario como: Impedancia efectiva en el primario = Rsensado n2 Impedancia efectiva en el primario = 5 = 2 mΩ 50 2 14 (1.4.2) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria Descriptiva Estos 2 mΩ equivalen a un 10 % de la impedancia generada por el MOSFET en conducción, por tanto este valor es más que aceptable ya que se introducen muy pocas pérdidas en el sistema debido al sensado de corriente. En condiciones de 100 % de carga y a tensiones nominales de entrada y de salida, 42 y 14 V respectivamente, Iin será igual a unos 6 A. Por tanto en el secundario tendremos 120 mA, que multiplicados por los 5 Ω, tendremos que la amplitud de tensión en Isense (ver fig. 1.4.5), será de unos 0,6 V. Valor aceptable para un posterior control. Los tipos de cables usados para bobinar el núcleo toroidal han sido, para el primario, cable para bobinar PIRESOLD de 0,8 mm de diámetro y para el secundario, cable para bobinar soldable PIRESOLD de 0,28 mm de diámetro. 2 1k D13 1 R29 MBR360 R8 10 3 Isense C8 10nF R9 10 NTH 12 T3 TRANSFORMER Figura 1.4.5. Sensado de corriente Lo que hace el circuito de sensado es, tal y como se muestra en la fig.1.4.5.bis, es rectificar y filtrar la onda de corriente que circula por la bobina, manteniendo la onda en su pendiente positiva. Figura 1.4.5.bis Rectificación y filtro de la onda de corriente 15 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.4.5. Memoria Descriptiva Regulador de tensión usando el CI723 Se ha diseñado un regulador de tensión usando un CI723 en su configuración compensado por temperatura (ver Anexos) con el objetivo de mantener a tensión constante la alimentación para la circuitería interna, debido a las variaciones antes comentadas del regulador de tensión principal presentes en “Vcc”. La alimentación de la circuitería restante es “Vcc1”, y ha sido diseñada para obtener 11 voltios. Además, en la patilla nº 6 del integrado se obtienen 7,1 V constantes que se puede aprovechar para utilizarla como tensión de referencia para el control. VCC 1 U6 BDX53 0.5 1W U5 C36 1uF 1 2 3 4 5 6 7 R23 nc1 nc3 ILIM FREQ ISENSE +Vs INV Vc NINV Vo Vref Vz -Vs nc2 R20 14 13 12 11 10 9 8 3 VCC1 2 C38 100pF R21 8k2 R22 12k LM723 10k Vref(7.1V) Figura 1.4.6. Regulador de tensión de precisión. 16 C37 1uF Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.4.6. Memoria Descriptiva Driver IR2110 El driver IR2110 es un integrado bastante usado comercialmente para conmutación de MOSFETs gracias a sus buenos resultados. Es robusto y en la siguiente configuración es capaz de sincronizar la conmutación de dos interruptores en un sistema síncrono. Necesita de una pequeña circuitería bootstrap exterior para abastecer de suficiente corriente la puerta del MOSFET para su conmutación. En la Memoria de Cálculo está presente el cálculo para el diseño del valor del condensador bootstrap C11. circuitería bootstrap VCC1 D8 C9 C10 1uF 1uF C11 1N4148 200nF U18 IR 2110 12 14 nc2 VB Vdd HO HIN VS SD nc1 Vcc LIN LO nc3 COM 6 7 5 4 3 1 2 Ho LOAD Lo 13 Lin 8 9 10 11 Vss Hin D10 MBR360 diodo de protección del driver DRIVER Figura 1.4.7. Driver de sincronización y conmutación de los MOSFETs. 17 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.4.7. Memoria Descriptiva Regulador PWM El regulador de PWM es el integrado que va a permitir configurar la frecuencia y el ciclo de trabajo del tren de pulsos, así como el arranque del sistema y su posible control. Uno de los integrados que reúnen éstas características es el UC3524 y su familia. Este integrado es muy utilizado para convertidores, los cuales necesitan un tren de pulsos para su funcionamiento. Concretamente se ha usado el UC3526, familia del UC3524. Es muy similar al este último, pero el usado añade la posibilidad de sincronizarse con otros dispositivos iguales a él. Se ha previsto en su diseño, que pueda funcionar en lazo abierto y en lazo cerrado. Es decir, en lazo abierto para acabar de mejorar el sistema, hacer un estudio de rendimiento, etc., variando manualmente la tensión de comparación con la rampa generada por el integrado con el objetivo de poder variar el ciclo de trabajo de la señal que hace posible la conmutación. Y en lazo cerrado para un control de doble lazo, corriente y tensión. Lazo abierto R54 1k R55 1k 3 5k C28 454pF +e 1 R51 47k 2 R18 1K 15 PWM 14 12 3 C29 113pF R58 4k7 R56 R57 1 VCC VCC1 VCC1 1k 1K VCC1 U19 1 2 3 7 6 +E Vin -E COMP Css +CS RST -CS OUTB OUTA GND SD RT VC CT RD Sync Vref 17 4 5 16 13 8 9 10 11 18 UC3526 C34 1uF C26 10nF 2 1 R50 1 47k R53 3 C25 2nF C27 100nF 2 3 Isense 2 CONTROL DE CORRIENTE Lazo abierto Figura 1.4.8. Regulador de PWM (Modulador de Anchura de pulsos). 18 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.4.8. Memoria Descriptiva Control 2 Cerrar el lazo de control del convertidor fue objetivo secundario desde el principio de la realización de este proyecto. De hecho, el sistema está previsto de los elementos necesarios para un control multivariable, exactamente de un control de doble lazo: de corriente y de tensión. El sensado de corriente mediante el transformador, el control de corriente (visto en la fig.1.4.8.), y el de tensión (ver fig.1.4.9.)están completamente diseñados (ver Memoria de Cálculo) y previstos en la placa para ser montados. 14V_Side R52 3 1 1 R11 90.9k 1000k VCC1 220nF C32 2 R12 2 C30 1nF VDD+ 2OUT 2IN2IN+ 8 7 6 5 C31 22nF TLC2272 +e Vref(7.1V) 3 1k 1OUT 1IN1IN+ GND C33 220nF Figura 1.4.9. Control de tensión. 19 3 1 U20 1 2 3 4 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.5. Memoria Descriptiva ESPECIFICACIONES Siguiendo los criterios y los objetivos del proyecto se han redactado las siguientes especificaciones que deberá cumplir el convertidor. El sistema debe ser capaz de funcionar a una tensión de entrada variable desde 33 hasta 58 V. Su tensión de salida debe ser ajustable a 14 V. El 100 % del valor de carga será de 1,1 Ω y será resistiva, lo que provocará a su salida una potencia cercana a 200 W. La frecuencia de conmutación será de 50 kHz, y el rizado de tensión en la salida no debe superar los 140 mV (un 1 % de la tensión de salida). 20 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.6. Memoria Descriptiva CONCLUSIONES Después de haber estudiado y realizado ensayos sobre el comportamiento del convertidor en cada una de sus tres configuraciones durante el tiempo invertido en el Laboratorio, se ha llegado a una serie de resultados y conclusiones, las cuales se van a resumir en el presente apartado. Las tablas comentadas a continuación son extractos del documento 3. Medidas en el Laboratorio. En cuanto al rizado de tensión en la salida, coinciden las configuraciones síncrona y típica al 50 % de la carga, aunque la configuración síncrona supera en prestaciones a la típica al 100 %. En el modo síncrono con la adición del Shottky el rizado es bastante mayor que en los otros dos modos (ver tabla 1.6.1). Vin (V) 33 43 58 RIZADOS EN Vo PICO A PICO (V) MOSFET-MOSFET MOSFETMOSFET-MOSFETSCHOTTKY SCHOTTKY 50 % 100 % 50 % 100 % 50 % 100 % 0,6 1,2 0,6 2,2 1,2 2,9 0,8 1,2 0,8 1,8 1,8 4,0 0,8 1,4 0,8 3,6 3,6 6,8 Tabla 1.6.1. Extracto de la tabla 3.6 de rizados en la salida al 50 y 100 % de carga. En cuanto al arranque del sistema, según las gráficas de las figs. 3.5.3, 3.5.5, y 3.5.7, se puede afirmar que el modo típico es más rápido en alcanzar el valor de la tensión de salida a 14 V, unos 130 ms, mientras que las dos configuraciones síncronas son más lentas, unos 250 ms. El pico de corriente en la entrada, la primera, llega a unos 12 A, mientras que las configuraciones síncrona y síncrona mas diodo reducen ese pico a 11 y 8 A respectivamente. Por tanto, el arranque en modo síncrono con la adición del diodo en antiparalelo es más suave. 21 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria Descriptiva El rendimiento es otro de los aspectos que se mejoran con la rectificación síncrona del convertidor. En esta configuración mejoramos el rendimiento hasta un 2 % comparándolo con el mismo convertidor en su configuración tradicional, es decir, con un MOSFET y el diodo. Pero cuando el rendimiento realmente mejora es cuando se añade a la rectificación síncrona el diodo en antiparalelo con el MOSFET de lado bajo, consiguiéndose un valor de rendimiento ligeramente superior al 90 %. CARGA ηMAX RENDIMIENTOS MÁXIMOS CONSEGUIDOS (%) MOSFET-MOSFET MOSFETMOSFET-MOSFETSCHOTTKY SCHOTTKY 50 % 100 % 50 % 100 % 50 % 100 % 89,67 85,72 88,52 84,72 90,59 86,57 Tabla 1.6.2. Rendimientos máximos (extracto de las tablas 3.3, 3.4, 3.5) La sincronización de un convertidor reductor típico requiere bajo coste. Se necesita añadir otro interruptor, un driver que permita la conmutación en este modo y la integración de una circuitería digital generadora de un tiempo muerto entre la activación de cada MOSFET. Se puede afirmar que el hecho de usar una configuración síncrona en un convertidor tipo Buck es ventajosa en todos los aspectos. 22 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.7. Memoria Descriptiva COMPARATIVA CON CONVERTIDORES ACTUALES En la actualidad, como se ha comentado en el apartado Antecedentes del presente documento, existen convertidores buck síncronos pero que no se ajustan a los valores eléctricos de el prototipo de este proyecto, sino que son menores en cuanto a corriente y tensión, como se observa a continuación. Este es el caso del FAN5234 de Fairchild Semiconductor. Sus características principales son: Tensión de entrada: de 2 a 24 voltios. Tensión ajustable a la salida de 0,9 a 5,5 voltios de alta eficiencia. Corriente de salida de 0 a 5 amperios. Sensado de corriente mediante resistencia Y sus aplicaciones son destinadas a reguladores para PCs portátiles, PDAs y aplicaciones de Internet. La rectificación es síncrona y además incluye un modo de operación mediante histéresis para la carga de luz, que permite prolongar el tiempo de funcionamiento de la batería. El modo de operación síncrono incluye además de los dos MOSFETs, un diodo Schottky en paralelo con el MOSFET de lado bajo, mejorando de esta manera la eficiencia total del sistema. Haciendo un recordatorio del prototipo del presente proyecto: Tensión de entrada: de 33 a 58 voltios. Tensión a la salida de 14 voltios (puede ajustarse a valores inferiores) Corriente de entrada de 1 a 8 amperios. Corriente de salida de 0 a 15 amperios. Sensado de corriente mediante transformador Su aplicación puede ser destinada como fuente de alimentación para vehículos los cuales vayan alimentados con baterías de 42 voltios. 23 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.8. Memoria Descriptiva PRESUPUESTO TOTAL DEL PROYECTO El presupuesto total de este proyecto asciende a CIENTO OCHENTA Y SIETE EUROS CON CUARENTA Y CUATRO CÉNTIMOS. TARRAGONA, 25 de AGOSTO DE 2002 EL INGENIERO TÉCNICO INDUSTRIAL Firmado, Oscar Fernández-Pacheco Gómez 24 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 1.9. Memoria Descriptiva BIBLIOGRAFÍA [1] Libro: Robert W. Erickson, Fundamentals of power electronics, Kluwer Academic Publishers, 2001. [2] Apuntes: Javier Maixé, Electrónica de Potencia, ETSE, URV. [3] Artículo de revista: Phil Krein, Using Logic for Dead Time and Synchronous-Rectifier Control, IEEE Power Electronics Society NEWSLETTER, July 2000, 7. [4] Nota de aplicación: Lloyd Dixon, Average Current Mode Control of Switching Power Supplies, UNITRODE CORPORATION U-140. [5] Artículo de revista: R.D. Middlebrook, Modeling Current-Programmed Buck and Boost Regulators, IEEE Transactions on Power Electronics, January 1989, vol. 4. [6] Nota de aplicación: George E. Danz, HIP4081A, 80V High Frequency HBridge Driver, INTERSIL AN9405.3 [7] Información fabricante de circuitos integrados: HEXFET Chip-Set for DCDC converters, IRF7805, INTERNATIONAL RECTIFIER, PD91746C 25 2 MEMORIA DE CÁLCULO 26 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo ÍNDICE MEMORIA DE CÁLCULO 2. MEMORIA DE CÁLCULO...................................................28 2.1. ESTUDIO DEL CONVERTIDOR BUCK CON RECTIFICACIÓN SÍNCRONA................................................................................................................ 28 2.1.1. ANÁLISIS DEL CIRCUITO MEDIANTE LA TÉCNICA DE LA PROMEDIACIÓN EN EL ESPACIO DE ESTADO ............................................ 28 2.1.2. INFLUENCIA DE LAS PÉRDIDAS. RENDIMIENTO.................... 35 2.1.2.1. Descripción de las pérdidas en cada elemento ..................................... 35 2.1.2.1.1. Pérdidas en los inductores .................................................... 35 2.1.2.1.2. Pérdidas en los condensadores.............................................. 36 2.1.2.1.3. Pérdidas en los diodos .......................................................... 36 2.1.2.1.4. Pérdidas en los transistores MOSFET .................................. 37 2.1.2.1.5. Pérdidas durante la conmutación .......................................... 37 2.2. DISEÑO DEL PROTOTIPO EXPERIMENTAL ........................................ 38 2.2.1. PWM................................................................................................... 38 2.2.2. Diseño del filtro de salida ................................................................... 38 2.2.3. Diseño y fabricación del inductor ....................................................... 43 2.2.4. Elección de los MOSFET. .................................................................. 48 2.2.5. Elección del diodo de potencia. .......................................................... 48 2.2.6. Elección de los disipadores................................................................. 49 2.2.6.1. Cálculo del disipador del BDX33C........................................... 49 2.2.6.2. Cálculo del disipador de los MOSFET...................................... 50 2.2.6.3. Cálculo del disipador del diodo PBYR20100............................ 54 2.2.6.4. Resumen .................................................................................... 55 2.2.7. Elección de condensadores. ................................................................ 56 2.2.7.1. Condensador de entrada ............................................................ 56 2.2.7.2. Condensador de salida............................................................... 56 2.2.7.3. Condensador bootstrap .............................................................. 58 2.2.7.4. Condensador softstart ................................................................ 59 2.2.8. Control ................................................................................................ 60 2.2.8.1. Lazo de Corriente ...................................................................... 60 2.2.8.2. Lazo de Tensión ........................................................................ 62 27 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo 2 Memoria de Cálculo 2.1. ESTUDIO DEL CONVERTIDOR BUCK CON RECTIFICACIÓN SÍNCRONA 2.1.1. ANÁLISIS DEL CIRCUITO MEDIANTE LA TÉCNICA DE LA PROMEDIACIÓN EN EL ESPACIO DE ESTADO En este apartado se hará un estudio del sistema en pequeña señal mediante la técnica de la promediación en el espacio de estado. En el análisis se ha eliminado la componente RC del condensador ya que es despreciable para este cálculo. La fórmula general del sistema con los parámetros de corriente y tensión de salida en cada caso, topología ON y OFF. x& = x& ON ·d + x& OFF ·d ' (2.1.1) d = D + dˆ (2.1.2) y el ciclo de trabajo es: que a su vez puede ser escrito como: 1 − d (t ) = (1 − D ) − dˆ (2.1.3) D' = 1 − D (2.1.4) La tensión de entrada es igual a la componente contínua mas una componente en pequeña señal: Vg (t ) = Vg + vˆ g (2.1.5) dx(t ) dXss dxˆ& = + dt dt dt (2.1.6) 0, ya que es derivada de constante 28 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo i Topología ON A continuación se plantean las ecuaciones de la topología ON: Vg − Vo di = L dt dv = dt • i= Vo R C (2.1.7) i− Vg − Vo d L (2.1.8) (2.1.9) En el dominio transformado, la Transformada de Laplace es: sI (s ) − i (0 ) = Vg (s ) − Vo(s ) (D + d (s )) L i Topología OFF 29 (2.1.10) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Y ahora las de la topología OFF: − Vo di = L dt dv = dt • i= (2.1.11) Vo R C i− (2.1.12) − Vo d' L sI (s ) − i (0) = (2.1.13) − Vo(s ) (D'+ d ' (s )) L (2.1.14) En los dos casos, tenemos que: sV (s ) − v(0) = I (s ) Vo(s ) − C RC (2.1.15) Planteando las ecuaciones matriciales para tON: di dt 0 x& = = dv 1 dt C −1 1 L ·i L + L ·Vg − 1 vo 0 RC A1 B1 di dt 0 x& = = dv 1 dt C −1 L ·i L + 0·Vg − 1 vo 0 RC (2.1.16) y para tOFF: A2 (2.1.17) B2 La ecuación a resolver es: x& = A· x(t ) + B·Vg (t ) 30 (2.1.18) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Sustituyendo las constantes por las matrices: x& = ( A1·x + B1·Vg )d (t ) + ( A2·x + B 2·Vg )(1 − d (t )) ( ) (2.1.19) ( x&ˆ = (A1( X + xˆ ) + B1(Vg + vˆ g )) D + dˆ + (A2( X + xˆ ) + B 2(Vg + vˆ g )) D'+ dˆ ) (2.1.20) ( ) ( xˆ& = (A1· X + A1·xˆ + B1·Vg + B1·vˆ g ) D + dˆ + (A2· X + A2·xˆ + B 2·Vg + B 2·vˆ g ) D'+ dˆ (2.1.21) resolviendo: x&ˆ = ( A1· X + B1·Vg )D + ( A2· X + B 2·Vg )D'+( A1· X + B1·Vg − A2· X − B 2·Vg )dˆ + + ( A1 − A2)xˆdˆ + ( A1·D + A2·D')xˆ + (B1 − B 2)vˆ g dˆ + (B1·D + B 2·D')vˆ g (2.1.22) x&ˆ = ( A1·D + A2·D')xˆ + ( A1· X + B1·Vg − A2· X − B 2·Vg )dˆ + términos despreciables (2.1.23) xˆ& − ( A1·D + A2·D')xˆ = ( A1· X + B1·Vg − A2· X − B 2·Vg )dˆ (2.1.24) Haciendo la Transformada de Laplace: sX (s ) − ( A1·D + A2·D')X (s ) = ( A1· X + B1·Vg − A2· X − B 2·Vg )d (s ) (2.1.25) [s − ( A1·D + A2·D')]X (s ) = ( A1· X + B1·Vg − A2· X − B 2·Vg )d (s ) (2.1.26) X (s ) = [s − ( A1·D + A2·D')] ·( A1· X + B1·Vg − A2· X − B 2·Vg )d (s ) −1 (2.1.27) 31 ) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Entonces como: 0 A1 = A2 = 1 C s 0 s= ; 0 s 0 A1·D = D C 1 L ; 1 − RC − 1 B1 = L ; 0 0 B2 = ; 0 D L ; D − RC D' 0 − L ; A2·D' = D' D' − RC C − (2.1.28) (2.1.29) D + D' − 0 L ; A1·D + A2·D' = D + D' − D + D' C RC (2.1.30) D + D' s L ; s − ( A1·D + A2·D )' = − D + D' s + D + D' C RC Hay que hacer la matriz inversa ( A1· X + B1·Vg − A2· X − B 2·Vg )d (s ) : para poderla (2.1.31) multiplicar con Para ello hay que hacer primero el determinante para saber si esa matriz tiene inversa: D + D' 2 D + D ' ( D + D ') 1 1 L = s 2 + s + = s 2 + s ≠0 + D + D' D + D' RC LC RC LC − s+ RC C s D+D’=1 32 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Como el resultado del determinante es distinto de 0, es posible hacer la matriz inversa. A continuación se calculan los menores adjuntos: A11 = s + 1 1 ; A12 = − − ; RC C A21 = − 1 ; A22 = s L La matriz inversa es por tanto: 1 s+ 1 A −1 = · RC 1 1 1 s 2 + s + RC LC C 1 − L ; s (2.1.32) Se calculará ahora el término ( A1· X + B1·Vg − A2· X − B 2·Vg )d (s ) : I (s ) X = ; B 2·Vg = 0 ; V (s ) 0 A1· X = A2· X = 1 C − V (s ) −1 1 0·I (s ) + L V (s ) ( ) I s L L · = = 1 V (s ) 1 V (s ) 1 −1 ( ) − I s − ( ) V s · I (s ) + C C R RC RC − (2.1.33) Los términos A1·X y A2·X se cancelan ya que son iguales, por tanto sólo queda B1·Vg, que es igual a: Vg B1·Vg = L ; 0 33 (2.1.34) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Finalmente la función de transferencia del convertidor queda como sigue: 1 s+ 1 X (s ) = · RC 1 1 1 s 2 + s + RC LC C 34 1 − Vg L · ·d (s ) ; L s 0 (2.1.35) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 2.1.2. Memoria de Cálculo INFLUENCIA DE LAS PÉRDIDAS. RENDIMIENTO Hasta ahora se ha considerado el convertidor con todos sus elementos ideales, sin ningún tipo de pérdidas o no linealidades. A continuación se ha hecho un análisis del convertidor incluyendo las pérdidas de cada elemento para poder determinar la influencia que éstas ejercen en la respuesta del convertidor, en el rendimiento, etc. También se puede determinar un margen de trabajo donde los efectos de las pérdidas tienen una influencia despreciable. Cabe destacar que las pérdidas tienen una influencia directa en el rendimiento y la dinámica del convertidor. 2.1.2.1. Descripción de las pérdidas en cada elemento La planta del convertidor está formada tanto por elementos pasivos (inductores, condensadores), como por elementos activos (diodos y transistores MOSFET). En los siguientes apartados se expone el modelo utilizado para cada uno de estos elementos. Cabe remarcar que para hacer el estudio del convertidor con pérdidas sólo se han considerado los elementos implicados directamente en la planta. También existen las pérdidas debidas a las transiciones durante la conmutación, que aumentan con la frecuencia. 2.1.2.1.1. Pérdidas en los inductores El modelo de un inductor con pérdidas puede ser representado mediante un elemento resistivo RL en serie con el elemento inductor, este circuito equivalente queda representado en la figura 2.1.1. Básicamente las pérdidas producidas en un elemento magnético dependen de la frecuencia. En el caso de trabajar a altas frecuencias se debería de tener en cuenta también efectos capacitivos, en este caso no hace falta. L RL Figura 2.1.1. Circuito equivalente de un inductor con pérdidas. 35 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 2.1.2.1.2. Memoria de Cálculo Pérdidas en los condensadores El modelo de un condensador con pérdidas puede ser representado mediante un elemento resistivo RC en serie con la capacidad. El circuito equivalente de un condensador depende de factores como la frecuencia de trabajo, tipo de condensador, etc. Si se tienen en cuenta las pérdidas, el circuito equivalente podría ser el representado en la figura 2.1.2, donde la resistencia en serie limita su utilización por encima de unas determinadas frecuencias (corrientes de fuga importantes). RC C Figura 2.1.2. Circuito equivalente de un condensador con pérdidas. 2.1.2.1.3. Pérdidas en los diodos El diodo es un interruptor de conmutación natural que presenta dos estados en régimen estacionario: estado de conducción y estado de corte. En el estado de conducción el diodo se puede modelar como una caída de tensión VD y una resistencia en serie RD. En el estado de corte se considerará que no hay corrientes de fuga. (ver figura 2.1.3). ON OFF Figura 2.1.3. Modelos de las pérdidas en los diodos. 36 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 2.1.2.1.4. Memoria de Cálculo Pérdidas en los transistores MOSFET El transistor MOSFET se utiliza como un elemento de conmutación controlada. En función de una señal que se introduce en la puerta del transistor habrá dos estados: uno de saturación o conducción y otro de corte. Se considerarán pérdidas de tipo resistivas en el estado de conducción mediante una resistencia RON , ver figura 2.1.4. También se considera al igual que al diodo, que en corte no hay corrientes de fuga. Drain ON ‘1’ OFF ‘0’ RON Gate Source Figura 2.1.4. Pérdidas en un transistor MOSFET. 2.1.2.1.5. Pérdidas durante la conmutación Además de las pérdidas comentadas en los apartados anteriores, se han de añadir las pérdidas que se producen durante la conmutación. Es decir, las pérdidas que vienen determinadas por el cambio de estado de conducción a corte y viceversa, tanto en los diodos como en los transistores. Cabe decir que estas pérdidas, como es lógico, aumentan con la frecuencia y por tanto hacen disminuir el rendimiento a medida que se aumenta la frecuencia de conmutación del convertidor. Numerosos autores [7] eligen la siguiente fórmula para calcular las pérdidas en el momento de la conmutación de un MOSFET: Qgd P = I × × Vin × ig Qgs 2 f + I × × Vin × ig f (2.1.36) donde I es la corriente que circula a través del MOSFET, ig es la corriente de puerta, Vin es la tensión de entrada, f es la frecuencia de conmutación, Qgd es la carga puerta-drenador del MOSFET y Qgs2 es la carga puerta-surtidor (ver fig.2.2.9). En el apartado 2.2.6.2. Cálculo del disipador de los MOSFET, se explica con más detalle las pérdidas totales en la conmutación. 37 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 2.2. DISEÑO DEL PROTOTIPO EXPERIMENTAL 2.2.1. PWM Memoria de Cálculo La generación del tren de pulsos necesarios para la conmutación de los MOSFETs, se ha hecho mediante el integrado UC3526, como se ha comentado en la Memoria Descriptiva. Este dispositivo genera internamente una señal triangular a la frecuencia configurada por una pequeña circuitería externa (ver Anexos). Esta rampa generada es comparada con una tensión en continua para formar el tren de pulsos con el ciclo programable según el nivel de esa tensión. Según las hojas de características del integrado, se ha elegido un valor de condensador de 2n2 F (C25) y mediante un potenciómetro (R53) de 47 kΩ se ha ajustado hasta conseguir un tren de pulsos a 50 kHz. El ciclo de trabajo de los pulsos, en lazo abierto, se ha diseñado mediante un divisor ajustable de la tensión de la alimentación interna Vcc1. El ajuste se hace mediante el potenciómetro R57. En lazo cerrado, el control se encargará de incrementar o disminuir el nivel de esa tensión de comparación. El dispositivo viene previsto de una patilla en la que es posible, según el valor de un condensador conectado a ésta, de programar un tiempo para un arranque suave. Se ha hecho una pequeña simulación para el diseño de este condensador en el apartado 2.2.6.4. de este documento. 2.2.2. Diseño del filtro de salida El filtro de salida en un buck consiste en un paso-bajo con dos polos, esto es debido a la presencia del inductor y el condensador. Es imposible construir un filtro paso-bajo perfecto que permita pasar la componente DC y que elimine completamente los componentes del rizado causado por los interruptores y sus armónicos. En la práctica, la tensión de salida v(t) aparece ilustrada en la figura 2.1.1, y puede ser expresada como: v(t) = V + vrizado(t) 38 (2.2.1) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Por tanto la tensión de salida v(t) consiste en la componente deseada dc V, mas una pequeña componente indeseada ac vrizado(t) procedente de la incompleta atenuación de los armónicos de los interruptores por el filtro paso-bajo. La magnitud de vrizado(t) ha sido exagerada en la figura 2.1.1. Figura 2.2.1. Forma de onda de tensión de salida de un convertidor. Para hacer un buen diseño el rizado ha de ser igual o menor que un 1 % de la componente dc, V. Entonces es siempre buena la aproximación de asumir que la magnitud del rizado es bastante más pequeña que la componente dc: || vrizado || << V (2.2.2) Por eso, la tensión de salida v(t) se aproxima por su componente dc V, con el pequeño término de rizado vrizado(t) despreciado: v(t) ≈ V (2.2.3) Esta aproximación, conocida como la aproximación “small-ripple” (pequeño-rizado) o “linear-ripple” (rizado-lineal), simplifica en gran parte el análisis de las formas de ondas de los convertidores. Figura 2.2.2. Convertidor Buck con tensión en el inductor vL(t) y corriente de condensador iC(t) 39 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo A continuación se va a analizar la forma de onda de la corriente del inductor. Se puede encontrar la corriente del inductor integrando la forma de onda de la tensión del mismo. Con el interruptor en posición 1, a la izquierda del inductor está conectada la tensión de entrada Vg, y el circuito se reduce a la figura 2.1.3(a). La tensión de inductor vL(t) es ahora: vL = Vg – v(t) (2.2.4) Como se describió anteriormente, la tensión de salida v(t) consiste de la componente V mas un pequeño rizado ac vrizado(t). Ahora se puede hacer esa aproximación cambiando v(t) por su componente dc V: vL ≈ Vg – V (2.2.5) Cuando el interruptor se encuentra en posición 1, la tensión de inductor es esencialmente constante e igual a Vg – V, como muestra la figura 2.1.4. Por la definición de inductor tenemos que: v L (t ) = L diL (t ) dt (2.2.6) Figura 2.2.3 Convertidor Buck: (a) cuando el interruptor está en posición 1, (b) cuando está en posición 2 Figura 2.2.4. Estado estacionario de la tensión del inductor en un convertidor Buck. 40 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo De este modo, durante el primer intervalo, cuando vL(t) es aproximadamente (Vg – V), la pendiente de la corriente en el inductor es: di L (t ) v L (t ) Vg − V = ≈ dt L L (2.2.7) Como la tensión en el inductor vL(t) es esencialmente constante, mientras el interruptor está en posición 1, la pendiente de la corriente en el mismo incrementa linealmente. Argumentos similares se aplican durante el segundo intervalo, cuando el interruptor está en posición 2. A la izquierda del interruptor está conectado a masa, quedando el circuito de la figura 2.2.3(b). Es importante considerar las polaridades de la tensión y corriente del inductor, como se ha hecho en los circuitos anteriores. Entonces la tensión en el inductor en el segundo intervalo es: v L (t ) = −v(t ) (2.2.8) Usando la aproximación del pequeño rizado, queda: v L (t ) ≈ −V (2.2.9) Por tanto la tensión en el inductor también es esencialmente constante mientras el interruptor está en posición 2, como puede verse en la figura 2.2.4. Substituyendo Ec. (2.2.9) en Ec.(2.2.6) tenemos que: di L (t ) V ≈− dt L (2.2.10) Por lo tanto, durante el segundo intervalo la corriente de inductor cambia a pendiente negativa esencialmente constante. Se puede observar en la figura 2.2.5 la forma de onda de la corriente en el inductor. 41 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Figura 2.2.5 Estado estacionario de la corriente en el inductor en un convertidor Buck. La corriente en el inductor empieza en algún valor inicial iL(0). Durante el primer subintervalo, con el interruptor en posición 1, la corriente de inductor incrementa con la pendiente dada en ec. (2.2.7). Cuando t = DTs , el interruptor cambia a posición 2. La corriente empieza a decrementar siguiendo la Ec. (2.2.10). Al llegar a t = Ts , el interruptor vuelve de nuevo a la posición 1, y el proceso se repite. Conociendo el rizado de corriente, se puede calcular el valor del inductor inmediatamente: (cambio en iL) = (pendiente)(longitud del subintervalo) (2∆iL ) = Vg − V (DTs ) Despejando L: L= L Vg − V DTs 2∆i L (2.2.11) (2.2.12) Esta es la ecuación más empleada para escoger el valor de la inductancia en un convertidor tipo Buck. Para el caso de este proyecto, en el diseño del inductor se ha creído oportuno acotar el valor del rizado pico-a-pico a un valor del 30 % de la corriente que va a circular por él en condiciones nominales, 15 A. Este valor del 30 % corresponde a 5 A pico-a-pico. Según la fig.2.2.5, el valor que corresponde a ∆iL es igual a 2,5 A. Por tanto, haciendo uso de la Ec. (2.2.12), se tiene para este caso que: 42 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona L= Memoria de Cálculo 42 − 14 ·0,333·20·10 −6 = 37,3 µH, que se aproximará a 40 µH 2·2,5 El cálculo del valor del condensador de salida está resuelto en el apartado 2.2.7.2 Condensador de salida. 2.2.3. Diseño y fabricación del inductor Para el diseño del inductor se ha de tener en cuenta la corriente máxima que circulará a través de él y la inductancia que ha de tener. Se ha elegido un núcleo de tipo toroidal ya que presentan un bajo flujo de dispersión magnética y para evitar la saturación, se utilizará uno de polvo de hierro: “Kool Mµ Powder Cores” de Magnetics exactamente el MM2A 77076A7. Se pretende asegurar que el núcleo no se sature para la máxima corriente que circulará (que son unos 17,5 A, con un valor medio de 15 A). El cálculo del núcleo, número de espiras y número de cables por espira está basado en el manual del propio fabricante: Paso 1.-Cálculo del núcleo LI2 LÆinductancia en mH para la gráfica : 40 mH I Æ intensidad de pico en la bobina : 17,5 A 40·10-3 ·(17,5)2 = 12,25 Con este valor, en la gráfica de la figura 2.2.1, corresponde a la zona de 60µ de permeabilidad, exactamente al número 77324 de la izquierda. Se observa que para el valor de 77324 se puede garantizar, apurando en la gráfica, un valor de LI2 máximo de 20 mH-amperios2, que corresponde a un valor de corriente máxima de 22,36 A, permitidos perfectamente por este tipo de núcleo. 43 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Figura 2.2.6. Tabla del fabricante del núcleo: diferentes núcleos para distinta permeabilidad magnética. Hasta ahora se sabe el tipo de núcleo (77324) y la permeabilidad (60µ). A continuación se debe ir a la página del núcleo 77324 del manual del fabricante y fijarse en la tabla de características que está a continuación donde aparece el tipo de permeabilidad. Para este caso en núcleo buscado es el 77076-A7, que es exactamente el núcleo que se ha comentado al principio de este apartado. 44 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Figura 2.2.7. Tablas del fabricante con información del núcleo elegido Paso 2.-Cálculo del número de espiras El área efectiva del núcleo, dado por el fabricante es: AL = L = 56 N2 (2.2.13) 106 ·L(mH ) AL (2.2.14) Entonces: N= Sustituyendo valores: N= 10 6 ·0,04 ≅ 27 vueltas 56 En este cálculo del número de vueltas no está contemplado el punto de trabajo en DC debido al efecto de la fuerza de magnetización que producirá la corriente al circular por los cables bobinados por la longitud efectiva del núcleo. 45 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Por tanto se debe hacer una corrección teniendo en cuenta este aspecto. Según las hojas de características del fabricante, a continuación se calculará el valor en DC de la fuerza de magnetización (ec.2.2.15) el cual permite calcular el coeficiente de permeabilidad siguiendo la gráfica de la fig. 2.2.8: le = longitud efectiva del núcleo (path length) IDC = corriente media H= H= 0,4·π · N ·I DC le (2.2.15) 0,4·π ·27·15 ≅ 57 oersteds 8,98 Con este valor, se debe mirar en la gráfica de la figura 2.2.8. Para nuestro caso corresponde un coeficiente de permeabilidad de 0,7 a la izquierda, que es el valor que se tiene que multiplicar el valor original de AL: A’L= AL·0,7 = 56 · 0,7 ≅ 40; (2.2.16) Volviendo a calcular con la ec 2.2.14 obtenemos el nuevo número de vueltas: N'= 10 6 ·0,04 ≅ 32 vueltas 40 Nota: La unidad oersted de la intensidad de campo magnético no pertenece al Sistema Internacional de medida, pero se ha utilizado ya que el fabricante expresa sus gráficas en esta unidad para el procedimiento de diseño del inductor. La unidad del S.I. es el A/m, y la relación entre el oersted es la siguiente: 1 Oersted = 1000/4π A/m 46 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Figura 2.2.8. Curvas del núcleo: permeabilidad versus fuerza de magnetización. Paso 3.-Cálculo del número de cables por espira En primer lugar se debe conocer la Irms: Irms = (I DC )2 + (I pk )2 (2.2.17) Sustituyendo: Irms = (15)2 + (2,5)2 = 15,2 A Para asegurar, se coge un valor de 16 A. Se ha elegido por razones conservadoras una densidad de corriente (D) de 450 A/cm2 y un cable de diámetro igual a 0,28 mm, que corresponde a una sección neta de 0,0616 mm2. La sección de cable (S) es igual: S= Irms 16 = = 0,035cm 2 = 3,5mm 2 D 450 Entonces, para calcular el número de cables por espira: 3,5 mm2 / 0,0616 mm2 ≅ 57 cables / espira 47 (2.2.18) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Por consiguiente, para la fabricación del bobinado del inductor, se han cortado y trenzado 57 cables de 2 metros de longitud. Esta trenza se ha enrollado 32 veces alrededor del núcleo, quedando una bobina como se muestra en la fotografía del convertidor en el capítulo 4 de este proyecto. 2.2.4. Elección de los MOSFET. A la hora de elegir los MOSFET se ha tenido en cuenta la tensión máxima prevista entre drenador-surtidor y la corriente máxima que circulará. Un aspecto importante de la elección del MOSFET es la resistencia en conducción, cuanto más baja sea menos pérdidas se introducirán al sistema y más elevado será el rendimiento del convertidor. Se ha elegido el transistor STP75NE75 que tiene una VDsmax de 75 V. En el peor de los casos tendremos una tensión en el drenador del MOSFET de 58 V, o incluso puede subir más durante los transitorios de carga. Por tanto se ha optado por elegir este transistor, ya que hay un margen de 17 V hasta los 75 V capaces de soportar. Según las hojas del fabricante, puede conducir hasta 75 A, valor también bastante superior a los 17,5 A que se espera en el peor de los casos. El principal motivo de la elección de este MOSFET es su precio económico y su reducida resistencia en conducción que presenta, unos 13 mΩ como máximo. Este hecho hace que el transistor introduzca muy pocas pérdidas en el sistema. 2.2.5. Elección del diodo de potencia. El diodo que se utilizará será de tipo Schottky ya que tienen una caída de tensión más baja que los bipolares. Este hecho hace que el rendimiento aumente y además la conmutación es más suave con lo que se reduce el contenido de armónicos a la salida del convertidor. Para escoger los diodos se ha de partir de la tensión máxima a la que estarán sometidos, de 33 a 58 V. Finalmente se ha elegido el diodo PBYR20100 que tienen una caída de tensión en conducción VF=0,85 V a 20 A y soportan una tensión máxima de 100 V y una corriente máxima de 20 A. 48 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 2.2.6. Memoria de Cálculo Elección de los disipadores. 2.2.6.1. Cálculo del disipador del BDX33C El BDX33C es el componente activo del regulador de tensión utilizado. Es una configuración Darlington integrada en un único TO-220. Para diseñar su disipador, hay que hacer una previsión del consumo de todos los elementos que van a ser alimentados por él. Éstos son el DRIVER de los MOSFETS IR2110, el regulador del PWM UC3526, el regulador de tensión LM723, la lógica para el retardo CMOS 4001B, y los amplificadores operacionales para la realización del control. Datos BDX33C: Tj max = 150 ºC Pmax = 70 W Rthj-c = 1,78 K/W Potencia estimada de los integrados: PUC3526 = 3 W PIR2110 = 1,6 W PLM723 = 1 W PC4001B = 0,7 W Pamplif. control = 1 W PMÁXIMA ESTIMADA ≅ 10 W RthTOTAL = Rthj-c + Rthaislante + Rthradiador (2.2.19) PTOT · RthTOT = ∆TTOT (2.2.20) Para aislar los encapsulados TO-220 de los MOSFETs, del diodo y del BDX33 con el disipador común, se usaran unos “Pads” aislantes de resistencia térmica 0,4 K/W. A continuación se harán los cálculos correspondientes para el diseño de dos disipadores de calor para dos ambientes de trabajo: uno en condiciones de temperatura óptimas (caso de trabajo en un laboratorio) y otro en condiciones 49 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo agresivas (caso de trabajar en un coche, cerca del motor, que corresponde a unos 80 ºC): CASO 1 (Temperatura ambiente máxima = 50ºC) : ∆T = 150 ºC – 50 Cº = 100 K Rth TOT = 100 K = 10 K/W 10W RthRAD = 10 K/W – (1,78 + 0,4) = 7,82 K/W CASO 2 (Temperatura ambiente máxima = 80ºC) : ∆T = 150 ºC – 80 Cº = 70 K Rth TOT = 70 K = 7 K/W 10W RthRAD = 7 K/W – (1,78 + 0,4) = 4,82 K/W La interpretación es que para cada disipador de calor, por cada vatio de potencia disipada se permite un aumento máximo de 8,22 y 5,22 grados respectivamente. Esto significa que depende de donde trabaje el convertidor se usará un disipador u otro. En cualquier caso será válido utilizar un disipador con una resistencia térmica correspondiente a los valores calculados o inferior a éstos, para las dos situaciones. 2.2.6.2. Cálculo del disipador de los MOSFET A continuación se muestra la gráfica donde se observa las diferentes curvas que intervienen durante el periodo de conmutación de un transistor MOSFET [7]. Esto es, desde que empiezan a cargase las capacidades de puerta al activar la tensión de ésta, hasta que el transistor comienza a conducir entre drenador y surtidor. 50 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Figura 2.2.9. Curvas típicas en la conmutación de un MOSFET ) Cálculo de potencia disipada en el MOSFET Q1: Las pérdidas de potencia en el control de Q1 vienen dadas por: P loss = P conduction + P switching + P drive + P output (2.2.21) A su vez, esta fórmula puede ser aproximada por: ( 2 Ploss = I rms × Rds ( on ) Q + I × gd × Vin × ig + (Qg × Vg × f ) ) Q f + I × gs 2 × Vin × ig Q + oss × Vin × f 2 f (2.2.22) 51 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Identificando y dando valores: Según ec.2.2.17. tenemos que: I rms = 15 2 + 2,5 2 =15,2 A; 2 I rms = 231,25 A2; Vg = 14 V de tensión de puerta; F = 50000 Hz Vin = 58 V en el peor de los casos; ig = 1,4 A ,corriente de puerta (de pico); I = 17,5 A; Y según el fabricante del MOSFET: Rds(on) = 0,013 Ω; Coss = Cdg+Cds; ∆Qoss = Coss+∆Vin Æ en el peor caso Qoss= 850·10-12 · 58 = 49,3·10-9 C; Qgd = 62·10-9 C; Qg = 200·10-9 C; Qgs2 = 30·10-9 C; Qrr = 0,6·10-6 C; Sustituyendo en ec. 2.2.22: Resulta que PlossQ1=5,86 W La resistencia térmica del transistor STP75NE75 es de 0,94 K/W multiplicado por el tanto por uno de ciclo de trabajo. Trabajando bajo las especificaciones del proyecto (a una frecuencia de 50 kHz y a un ciclo de trabajo del 33 %) el primer transistor tendrá una resistencia térmica final de: RthQ1 = 0,33 · 0,94 = 0,31 K/W CASO 1 (Temperatura ambiente máxima = 50ºC) : ∆T = 150 ºC – 50 Cº = 100 K RthTOT = 100 K = 17,06 K/W 5,86W RthRAD = 17,06 K/W – (0,31 + 0,4) = 16,35 K/W 52 (2.2.23) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo CASO 2 (Temperatura ambiente máxima = 80ºC) : ∆T = 150 ºC – 80 Cº = 70 K RthTOT = 70 K = 11,94 K/W 5,86W RthRAD = 11,94 K/W – (0,31 + 0,4) = 11,23 K/W ) Cálculo de potencia disipada en el MOSFET Q2: La ecuación de pérdidas de potencia para Q2 es aproximada por: P loss = P conduction + P drive + P* output (2.2.24) A su vez, esta fórmula puede ser aproximada por: ( 2 Ploss = I rms × Rds ( on ) ) + (Qg × Vg × f ) Q + oss × Vin × 2 f + (Qrr × Vin × f ) (2.2.25) *disipado principalmente en Q1. Dando valores y sustituyendo en ec. 2.2.25: Resulta que PlossQ2=4,26 W El ciclo de trabajo del segundo transistor será del 66 %, por tanto tendrá una resistencia térmica final de: RthQ2 = 0,667 · 0,94 = 0,63 K/W CASO 1 (Temperatura ambiente máxima = 50ºC) : ∆T = 150 ºC – 50 Cº = 100 K 53 (2.2.26) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona RthTOT = Memoria de Cálculo 100 K = 23,47 K/W 4,26W RthRAD = 23,47 K/W – (0,63 + 0,4) = 22,44 K/W CASO 2 (Temperatura ambiente máxima = 80ºC) : ∆T = 150 ºC – 80 Cº = 70 K RthTOT = 70 K = 16,43 K/W 4,26W RthRAD = 16,43 K/W – (0,63 + 0,4) = 15,40 K/W 2.2.6.3. Cálculo del disipador del diodo PBYR20100 Para el cálculo del disipador del diodo se a seguido el mismo criterio que para el cálculo de los anteriores componentes, calculando en primer lugar la potencia disipada estimada. )Cálculo de potencia disipada en el diodo Schottky: Para el cálculo de la potencia disipada en el diodo necesitamos conocer la caída de tensión máxima que tendremos entre ánodo y cátodo, la corriente que pasará por él y su ciclo de trabajo: PDIODO(on) = I · VF · (1-D) = 17,5 · 0,7 · (1-0,33) = 8,17 W Según el fabricante, la potencia disipada en el diodo durante su conmutación es: PDIODO(sw) = 0,11 · PDIODO(on) = 0,11 · 8,17 = 0,89 W Entonces la potencia total disipada en el diodo: PDIODO = 9,06 W 54 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Según el fabricante, la resistencia térmica de este diodo es de 2 K/W multiplicado por el ciclo de trabajo correspondiente, que es el 66 %, por tanto finalmente: RthD = 0,667 · 2 = 1,33 K/W (2.2.27) CASO 1 (Temperatura ambiente máxima = 50ºC) : ∆T = 150 ºC – 50 Cº = 100 K RthTOT = 100 K = 11,04 K/W 9,06W RthRAD = 11,04 K/W – (1,33 + 0,4) = 9,31 K/W CASO 2 (Temperatura ambiente máxima = 80ºC) : ∆T = 150 ºC – 80 Cº = 70 K RthTOT = 70 K = 7,73 K/W 9,06W RthRAD = 7,73 K/W – (0,63 + 0,4) = 6 K/W Como aclaración, en el modo de funcionamiento síncrono con la adición del diodo Schottky en antiparalelo, el MOSFET de lado bajo se encarga de disipar las pérdidas de conducción mientras que el diodo disipa las pérdidas producidas por la conmutación, ya que éste es más rápido que el primero, pero acto seguido la corriente tiende a circular por el camino donde ofrece menos resistencia, que es a través del MOSFET. 2.2.6.4. Resumen Finalmente, se ha creído oportuno agrupar estos cuatro elementos en un disipador común que pueda disipar la suma de las potencias de cada uno de estos componentes. Sumando la potencia disipada por los tres componentes se obtiene la potencia total que es la que tiene que disipar el refrigerador: PTOTAL = 5,86 W + 4,26 W + 9,06 W = 19,19 W 55 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo El disipador elegido es un disipador de alta potencia con aletas, con acabados en negro incluyendo los extremos comercializado por RS de 1,2 K/W de resistencia térmica, ideal para cualquiera de los dos casos calculados, condiciones normales o agresivas. Para el transistor BDX33 del regulador 723, un disipador de 5 K/W de resistencia térmica será suficiente. 2.2.7. Elección de condensadores. 2.2.7.1. Condensador de entrada Se ha construido un filtro de entrada capacitivo compuesto por 6 condensadores electrolíticos PANASONIC de 1200 µF 63 V, elegidos por su alta capacidad y porque soportan 2,95 A de rizado con una temperatura de trabajo de hasta 105 ºC. Se colocarán en paralelo, mas dos condensadores EVOX MMK de 22 µF 63 V de poliéster metalizado por su buen comportamiento en altas frecuencias. La suma de ellos hace un total de 7244 µF. El diseño podría haber sido más sencillo y elegir un condensador de un valor elevado capaz de absorber aproximadamente 18 A de pico, pero lo que interesa es repartir ese pico entre varios condensadores, para evitar que uno solo se encargue de absorber todo el rizado de corriente, evitar que se caliente y se destruya con facilidad. En el apartado 3.6.4. de Medidas en el Laboratorio se muestran las gráficas de la corriente absorbida por cada tipo de condensador de los filtros de entrada y de salida. 2.2.7.2. Condensador de salida Para el cálculo del condensador de salida se necesita estimar el rizado de corriente teórico pico a pico (unos 5 A) y, según las especificaciones de este proyecto, no permitiendo un rizado de tensión superior al 1% de la tensión de salida (14 V), resulta que el rizado de tensión debe ser ≤ 140 mV. 56 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Se ha usado la fórmula siguiente para el cálculo del condensador : C> ∆iL ·Ts 2,5·20·10 −6 = ; 8·∆v 8·140·10 −3 (2.2.28) C > 44,64 µF Además se ha tenido en cuenta el criterio de que el condensador debe ser capaz de soportar y absorber los 5 A pico a pico de rizado teóricos antes comentados, por eso se ha elegido dos electrolíticos JAMICON, uno de 2200 µF y el otro de 3300 µF, ambos de 25 V. El primero soporta un rizado de 2,5 A y el segundo 3 A, de esta manera evitamos que toda la corriente circule por un solo condensador. Para mejorar el rizado a la salida y el ruido a alta frecuencia se ha adoptado la idea de usar cinco condensadores SIEMENS cerámicos multicapa de 3,3 µF 50 V, haciendo un total de 5516,5 µF. Lo mismo ocurre con el filtro de salida, interesa repartir el rizado de corriente entre varios condensadores por el motivo comentado en el apartado anterior. Figura 2.2.10 Forma de onda de la corriente que circula por el condensador. Para realizar la comprobación de que no se supera el límite impuesto anteriormente del rizado < 1 % , se ha hecho uso de la fórmula siguiente, según Figura 2.2.10: ∆v = ∆v = 1 ·áreatriángulo C 1 b·h 1 10·10 −6 s·2,5 A = = 2,26 mV · · C 2 5516,1·10 −6 F 2 57 (2.2.29) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo mucho menor a los 140 mV del 1%, estos 2,26 mV corresponden a un 0,016% de rizado respecto a los 14 V de salida. Este valor resulta más que aceptable. 2.2.7.3. Condensador bootstrap La técnica bootstrap [6] suministra la corriente instantánea necesaria para hacer conmutar los dispositivos de potencia, como transistores MOSFET. Para esta técnica son necesarios un diodo y un condensador como circuitería externa del driver de conmutación utilizado. El diodo elegido ha sido, por su rapidez y bajo coste, un 1N4148 fast switcing diode. Para la elección del condensador se ha seguido el siguiente criterio: Datos: QG = 200 nC, carga de puerta transferida durante la activación (STP75NE75). VBS1 = 12 V, tensión del condensador bootstrap justo después del refresco. VBS2 = 11 V, tensión del condensador bootstrap inmediatamente después de la subida de la activación. Esta diferencia de tensión viene dada por la caída del diodo en conducción (1 V). QRR ≅ trr · I FSM 1A = 4ns· = 2nC 2 2 (2.2.30) Entonces: CBS = QG + QRR VBS1 − VBS 2 Sustituyendo valores resulta que: CBS = 202 nF 58 (2.2.31) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo 2.2.7.4. Condensador softstart La circuitería softstart es usada para prevenir el exceso de tensión en la salida durante el arranque. Esto permite subir la tensión de salida del amplificador lentamente y también que el duty cycle del PWM se vaya incrementando paulatinamente. Para el diseño del condensador, se ha simulado un simple circuito de arranque (ver figura 2.2.11) probando diferentes valores de capacidad. Ha parecido oportuno elegir un condensador de 10 nF ya que hay un intervalo de tiempo de unos 60 µs hasta que se alcanza el régimen permanente, basándose en la gráfica obtenida (ver figura 2.2.12). Figura 2.2.11. Circuito de simulación para el diseño del condensador soft-start Figura 2.2.12. Gráfica resultado de la simulación del circuito de la figura 2.2.11. 59 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 2.2.8. Memoria de Cálculo Control 2.2.8.1. Lazo de Corriente Para realizar el control del prototipo se elegido realizar un control de corriente media [4]. Este tipo de control consiste en un doble lazo, realimentación de corriente y de tensión. Esto simplifica el diseño del mejorando las características de funcionamiento del convertidor, además de incluir mejoras en la dinámica del sistema. El objetivo es controlar la corriente media que circula por el inductor, sensando mediante transformador de corriente justo antes del MOSFET. El diseño del control de corriente se ha hecho siguiendo la idea del circuito mostrado en la fig. 2.2.13. Como diferencia significativa, el sensado de corriente se ha hecho entre Vin y el primer MOSFET, ya que la tensión en ese lugar es más estable que a la derecha del MOSFET debido a la presencia de los condensadores conectados en Vin.. Figura 2.2.13. Circuito de control de doble lazo.(1) En primer lugar se calculará la ganancia necesaria de corriente del amplificador de error (CA): GCA = vˆCA VS · f S ·L = vˆ RS Vo·RS (2.2.32) para nuestro caso, la máxima ganancia CA a la frecuencia de conmutación es de: 60 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona GCA Memoria de Cálculo vˆCA 5·50000·40·10 −6 = = = 35 (31dB) vˆRS 14·0,02 entonces el valor de la ganancia corresponde a la relación entre los dos resistores: RF /RI = 35 También se puede afirmar que: vˆ RS RS ·VIN = vˆCA VS ·RS (2.2.33) y que: RS VIN VS · f S ·L =1 VS 2π · f C ·L Vo·RS (2.2.34) Veamos cual es la frecuencia de corte: fC = f S ·VIN f = S 2π ·Vo 2π ·D (2.2.35) Habiendo limitado la ganancia en ec.2.2.46, la frecuencia de corte nunca será menor que una sexta parte de la frecuencia de conmutación. Si el amplificador de error tuviera una característica de ganancia plana, el margen de fase en el corte sería de 90º-mucho más de lo necesario. Pero un cero RF CFZ situado en 10 kHz, por debajo de la frecuencia de corte, reduce el margen de fase a 63º. Esto provoca una mayor velocidad y mayor finura en el control. Se escoge RF = 35 kΩ implicando que RI sea igual a 1 kΩ. Y eligiendo la frecuencia del cero a 10 kHz, el margen de fase se reduce a 63º 1 = 10000·2·π RF ·C FZ (2.2.36) CFZ = 454,7 pF Se coloca un polo RFCFPCFZ / (CFP+CFZ) en la frecuencia de conmutación fS (50 kHz). Este polo tiene el propósito de eliminar los picos de ruido presentes en la forma de onda actual. 61 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona C FP + C FZ = 2π ·50000 RF C FP C FZ Memoria de Cálculo (2.2.37) CFP = 113,7 pF Este par polo-cero (en 50 kHz y 10 kHz) reduce el margen de fase en la frecuencia de cruce aproximándose aceptablemente a 45º. Para las resistencias se han elegido un potenciómetro de 47 kΩ para RF , y otro de 5 kΩ para RI . Los condensadores en valores comerciales son 470 pF y 100 pF. Entonces queda fijar el valor de los potenciómetros a su nuevo valor para mantener los parámetros del polo-cero: 2.2.8.2. Lazo de Tensión En este apartado [5] se explica el procedimiento seguido para el diseño del valor del resistor y del condensador para la realimentación del lazo de tensión. El diseño del control del lazo de tensión corresponde al circuito del interior de la elipse. Figura 2.2.14. Circuito de control de doble lazo.(2) 62 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo En primer lugar se calcula la frecuencia del polo en sus parámetros y generalizados para un sistema buck en pequeña señal: wc = ws π ·n·D' (2.2.38) donde ws =(2π)·50000 rad/s n es el factor que estabiliza la rampa de corriente en el inductor y es igual a: n= D max 1 − D max (2.2.39) donde se permite un ciclo de trabajo máximo de D max = 14 Vo = = 0,424 Vinmin 33 (2.2.40) sustituyendo en (2.2.39) resulta que n = 0,736 finalmente la frecuencia del polo es igual a: wc =(2π)32,40 kHz La siguiente ecuación pertenece a la función de transferencia control-salida: Ac = vˆ vˆc (2.2.41) que a su vez puede ser escrita como: Ac = Acm 1 1 + s 1 + s w w p c 63 (2.2.42) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo donde: wL c || RL 1 − D nD' Acm = Rf (2.2.43) sustituyendo valores: Acm = 40,08 = 32,06 dB y wp = 1 wL c || RL C 1− D nD' (2.2.44) w p = (2π) 36 Hz A continuación se calculará la ganancia de lazo T, Margen de Fase φM , y factor de realimentación 1 + T La ganancia de lazo T es simplemente el producto de la ganancia del amplificador de error A1 y la función de transferencia control-salida Ac de la planta de potencia: T = A1 · Ac (2.2.45) Si A1 es una constante A1m , la ganancia de lazo es simplemente una escala de la función Ac con sus variaciones frecuenciales. Es lo mismo que decir que el valor de A1m determina no sólo la ganancia de lazo Tm a la mitad del ancho de banda como: Tm = A1m · Acm sino que también la frecuencia de corte de la ganancia de lazo (2.2.46) f vc = vvc / 2π , la frecuencia donde la magnitud de T corta los 0 dB . wvc = Tm ·w p 64 (2.2.47) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo El valor de A1m debe ser elegido tal que el cruce ocurra antes que el polo wc , porque de la otra manera el margen de fase sería demasiado pequeño. Obviamente, uno desea situar la frecuencia de cruce tan alta como sea posible para conseguir el mayor ancho de banda. El valor de fvc se elige sobre un tercio de la frecuencia del polo fc =32400 Hz, es decir fvc =10800 Hz. El margen de fase resultante de la ganancia de lazo de tensión es 180º menos la suma de las contribuciones de retraso debido a los polos en fp y fc: 10800 10800 + tan −1 φ M = 180º − tan −1 36 32400 (2.2.48) φ M = 71.75º Es un margen de fase aceptable, por tanto se puede aceptar la frecuencia de corte fvc = 10800 Hz y usar ec.2.2.47 para encontrar la ganancia de lazo en la mitad del ancho de banda Tm = fvc / fp = 10800 / 36 = 300 Æ 49,54 dB. De ec.2.2.46 el valor requerido de la ganancia del amplificador de error es A1m = Tm / Acm = 300 / 40,08 = 7,48 Æ 17,48 dB. El amplificador de error es actualmente un amplificador operacional con realimentación local para situar su ganancia A1 y por lo tanto la frecuencia de corte del lazo de tensión. Como necesitamos tan sólo 17,48 dB, la mayoría de amplificadores servirán para este propósito. Sin embargo, la pérdida de ganancia puede ser recuperada, para frecuencias suficientemente debajo de la frecuencia de corte del lazo del regulador, poniendo un cero w1 en la función de la ganancia del amplificador de error: w A1 = A1m 1 + 1 . s (2.2.49) Según el circuito escogido para el control se puede afirmar que: A1m = Ra / Rb w1 = 1 C a Ra (2.2.50) (2.2.51) El cero se puede elegir, en este caso se ha elegido w1 / 2π = f1 = 11 Hz, ya que con este valor, el cero introduce un atraso de fase despreciable. 65 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Memoria de Cálculo Según la relación de ganancia del amplificador de error: 7,48=Ra/Rb; Si Rb = 95,3 kΩ, sustituyendo en ec.2.2.50 se obtiene un valor de: Ra = A1m ·Rb = 7,48 · 95,3 kΩ = 712,844 kΩ y para el condensador sustituyendo en ec.2.2.51: Ca = 1 1 = ≅ 20 nF w1 ·Ra 2π ·11·712.844k Para los valores de las resistencias se han elegido dos potenciómetros para su posterior ajuste de 100 kΩ y 1000 kΩ respectivamente. Para el condensador, el valor comercial es de 22 nF. TARRAGONA, 25 de AGOSTO DE 2002 EL INGENIERO TÉCNICO INDUSTRIAL Firmado, Oscar Fernández-Pacheco Gómez 66 3 MEDIDAS EN EL LABORATORIO 67 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio ÍNDICE MEDIDAS EN EL LABORATORIO 3. MEDIDAS EN EL LABORATORIO.........................................69 3.1. VISTA GENERAL............................................................................................. 69 3.2. TABLAS RENDIMIENTOS (1) ....................................................................... 71 3.2.1. Funcionamiento MOSFET-MOSFET....................................................... 71 3.2.2. Funcionamiento MOSFET-SCHOTTKY ................................................. 72 3.3. TABLAS RENDIMIENTOS (2) ....................................................................... 73 3.3.1. Funcionamiento MOSFET-MOSFET....................................................... 73 3.3.2. Funcionamiento MOSFET-SCHOTTKY ................................................. 74 3.3.3. Funcionamiento MOSFET-MOSFET-SCHOTTKY ................................ 75 3.4. RIZADOS........................................................................................................... 77 3.4.1. Rizados en Vo........................................................................................... 77 3.4.2. Rizado en la corriente de entrada.............................................................. 78 3.4.3. Rizado en la corriente de la bobina........................................................... 80 3.4.4. Rizados en la alimentación de los integrados ........................................... 81 3.5. ESTUDIO DEL ARRANQUE DEL CONVERTIDOR..................................... 83 3.5.1. Vista general ............................................................................................. 83 3.5.2. Modo MOSFET-SCHOTTKY.................................................................. 85 3.5.3. Modo MOSFET-MOSFET ....................................................................... 87 3.5.4. Modo MOSFET-MOSFET-SCHOTTKY................................................. 89 3.6. OTRAS SEÑALES DE INTERÉS..................................................................... 91 3.6.1. Señal de salida del regulador PWM.......................................................... 91 3.6.2. Conmutación............................................................................................. 93 3.6.3. Onda de corriente en el MOSFET............................................................. 96 3.6.4. Corriente absorbida por los condensadores de entrada y de salida ........... 98 3.6.4.1. Corriente absorbida por los condensadores electrolíticos de entrada ...... 98 3.6.4.2. Corriente absorbida por los condensadores de poliéster metalizado de entrada..................................................................................................................... 99 3.6.4.3. Corriente absorbida por los condensadores electrolíticos de salida ...... 100 3.6.4.4. Corriente absorbida por los condensadores cerámicos de salida........... 101 68 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3. 3.1. Medidas en el Laboratorio Medidas en el Laboratorio VISTA GENERAL Para el estudio del funcionamiento del convertidor se ha pensado hacer una valoración de rendimientos, rizados y arranques con las dos posibilidades de conmutación, MOSFET-MOSFET Vs MOSFET-SCHOTTKY con el objetivo de evaluar en cuál de las dos combinaciones se obtienen mejores resultados. Además, se evaluará el comportamiento del convertidor en un tercer caso, que es el funcionamiento mediante los tres dispositivos, es decir, MOSFET-MOSFETSCHOTTKY. Teóricamente este caso es el mejor en cuanto a rendimiento, ya que el diodo SCHOTTKY es más rápido en conmutación que el MOSFET, por tanto el MOSFET de lado bajo es el que se encarga de disipar las pérdidas de conducción mientras que el diodo disipa las pérdidas producidas por la conmutación, ya que éste es más rápido que el primero, pero acto seguido la corriente tiende a circular por el camino donde ofrece menos resistencia, que es a través del MOSFET. La explicación a estos comentarios es la siguiente, pongamos que tenemos una RDS en conducción del MOSFET máxima de unos 20 mΩ y una corriente de 15 A. La potencia disipada en el MOSFET sería de: P = R·I 2 P = 0,02·15 2 = 4,5 W (3.1.1) En las mismas condiciones, pero esta vez con el diodo SCHOTTKY, teniendo éste una caída de tensión en conducción de 0,7 V: P = V ·I P = 0,7·15 = 10,5 W (3.1.2) La diferencia pues, es notable. Para poder realizar estos cambios de funcionamiento del convertidor se ha previsto de pistas las cuales inicialmente están separadas, pero basta haciendo una pequeña soldadura añadiendo estaño para hacer funcionar el MOSFET de baja y/o el SCHOTTKY. Las medidas se han hecho en lazo abierto utilizando el diseño para este caso que se puede observar en plano del esquemático nº6, Regulador PWM. Para ello, el ajuste del ciclo de trabajo se hará manualmente mediante el potenciómetro R57, que actúa variando 69 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio la tensión que se compara con la rampa generada por el regulador PWM (UC3526), con el fin de ajustar la tensión de salida del convertidor a 14 V (tensión nominal de salida). Se ha creído oportuno hacer los ensayos del convertidor mediante cargas resistivas al 50 y 100 % de la carga total, esto es, utilizando dos resistencias de alta potencia de 2,2 Ω (200 W). Para el caso de 50 %, se ha utilizado tan sólo una de ellas, y para el caso de 100 % de la carga, las dos resistencias en paralelo, consiguiendo 1,1 Ω. Para hacer el estudio y los ensayos del prototipo en al laboratorio, se ha hecho uso de una fuente de alimentación de continua capaz de suministrar 35 A, un osciloscopio digital de 4 canales con capturador de imágenes. El sensado de corriente se ha llevado a cabo mediante una sonda de corriente situada alrededor del cable de la tensión de entrada del convertidor, conectada directamente al osciloscopio. Los ensayos se han hecho variando la tensión de la fuente de entrada al convertidor de 33 a 58 V en intervalos de 2 voltios, y mediante el potenciómetro anteriormente comentado, se ha ajustado la salida a tensión nominal (14 V). Multiplicando la tensión indicada por el display de la fuente, por la corriente de entrada indicada en el osciloscopio (sonda de corriente), se obtiene el valor de la potencia en la entrada del convertidor bastante preciso. La potencia a la salida del convertidor tendrá dos valores diferentes, uno trabajando al 50 % de la carga, y otro al 100 % de la carga, como se ha comentado anteriormente. Estos valores son: Pout ( 50%) = V 2 14 2 = = 89,09 W R 2,2 (3.1.3) V 2 14 2 = = 178,18 W R 1,1 (3.1.4) Pout (100%) = Así que se deberá hacer uso de cada uno de estos dos valores para el cálculo del rendimiento dependiendo de la carga que se esté usando. La fórmula para calcular el rendimiento es la comentada en la Memoria Descriptiva del presente proyecto: η= Pout Pin 70 (1.1.1) Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.2. TABLAS RENDIMIENTOS (1) 3.2.1. Funcionamiento MOSFET-MOSFET Medidas en el Laboratorio Haciendo funcionar el convertidor en modo síncrono, es decir, mediante los dos MOSFETs, no conectando el diodo Schottky, se ha hecho un estudio de rendimientos en todo su margen de tensión de entrada, consiguiendo a la salida 14 V. Figura 3.2.1: Configuración síncrona. Se ha obtenido la siguiente tabla de rendimientos: Vin (V) 33 35 37 39 41 43 45 47 49 51 53 55 58 50 % de la carga (2,2 Ω; 89,09 W) 100 % de la carga (1,1 Ω; 178,18 W) Iin (A) Pin (W) Iin (A) Pin (W) η (%) η (%) 3,03 2,88 2,75 2,68 2,50 2,41 2,32 2,22 2,14 2,07 2,00 1,96 1,86 99,99 100,80 101,75 104,52 102,50 103,63 104,40 104,34 104,86 105,57 106,00 107,80 107,88 89,10 88,38 87,56 85,24 86,92 85,97 85,34 85,38 84,96 84,39 84,05 82,64 82,58 6,16 5,80 5,52 5,35 4,98 4,75 4,55 4,37 4,24 4,04 3,88 3,78 3,62 202,29 203,00 204,24 208,65 204,18 204,25 204,75 205,39 207,76 206,04 205,64 207,90 209,96 88,08 87,77 87,17 85,40 87,27 87,24 87,02 86,75 85,76 86,48 86,65 85,70 84,86 Tabla 3.1. Rendimientos obtenidos MOSFET-MOSFET al 50 y 100 % de carga 71 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.2.2. Medidas en el Laboratorio Funcionamiento MOSFET-SCHOTTKY En este caso se ha hecho funcionar el convertidor en modo tradicional, es decir, mediante el transistor (MOSFET en este caso) en el lado alto, y el diodo (Schottky) en el lado bajo. Se ha hecho el mismo estudio de rendimientos que el caso anterior, en todo su margen de tensión de entrada, consiguiendo a la salida 14 V. Figura 3.2.2: Configuración tradicional. Se ha obtenido la siguiente tabla de rendimientos: Vin (V) 33 35 37 39 41 43 45 47 49 51 53 55 58 50 % de la carga (2,2 Ω; 89,09 W) 100 % de la carga (1,1 Ω; 178,18 W) Iin (A) Pin (W) Iin (A) Pin (W) η (%) η (%) 3,25 3,09 2,94 2,79 2,67 2,59 2,45 2,39 2,32 2,23 2,15 2,07 2,00 107,25 108,15 108,78 108,81 109,47 111,37 110,25 112,33 113,68 113,73 113,95 113,85 116,00 83,06 82,45 81,89 81,87 81,38 79,99 80,81 79,31 78,37 78,33 78,18 78,25 76,80 6,67 6,37 6,03 5,72 5,47 5,24 5,07 4,87 4,72 4,55 4,39 4,23 4,02 220,11 222,95 223,11 223,08 224,27 225,32 228,15 228,89 231,28 232,05 232,67 232,65 233,16 80,95 79,92 79,86 79,87 79,45 79,08 78,10 77,85 77,04 76,79 76,58 76,59 76,42 Tabla 3.2. Rendimientos obtenidos MOSFET-SCHOTTKY al 50 y 100 % de carga Se observa que hay un 6 % de diferencia de rendimiento respecto a la configuración síncrona de la tabla 3.1. al 50 % de la carga y hasta un 8 % en el caso de trabajar al 100 % de la carga, debido a las pérdidas en el diodo. 72 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.3. Medidas en el Laboratorio TABLAS RENDIMIENTOS (2) Durante el trabajo en el laboratorio y, mediante ensayos realizados, se ha mejorado notablemente el funcionamiento del convertidor en cuanto al arranque, la dinámica y los rizados. Los cambios que se han hecho para conseguir esto han sido: " la adición de condensadores de 1 µF de poliéster en las alimentaciones de los integrados utilizados (UC3526, CI723, CMOS4001B y IR2110). " disminución del valor de las resistencias de puerta de los MOSFETs a 8 Ω. Estas mejoras han influido también en el rendimiento del sistema tal y como se observa a continuación. Las siguientes tablas han sido construidas exactamente de la misma forma que las dos anteriores, obteniendo los siguientes cambios: 3.3.1. Funcionamiento MOSFET-MOSFET Volviendo a hacer las medidas con los cambios y ajustes comentados se ha obtenido la siguiente tabla de rendimientos funcionando en configuración MOSFETMOSFET: Vin (V) 33 35 37 39 41 43 45 47 49 51 53 55 58 50 % de la carga (2,2 Ω; 89,09 W) 100 % de la carga (1,1 Ω; 178,18 W) Iin (A) Pin (W) Iin (A) Pin (W) η (%) η (%) 3,01 2,85 2,70 2,56 2,43 2,33 2,24 2,16 2,09 2,00 1,93 1,88 1,79 99,33 99,75 99,90 99,84 99,63 100,19 100,80 101,52 102,41 102,00 102,29 103,40 103,82 89,69 89,31 89,18 89,23 89,42 88,92 88,38 87,76 86,99 87,34 87,10 86,16 85,81 6,32 5,96 5,63 5,36 5,07 4,89 4,68 4,48 4,32 4,16 4,02 3,87 3,70 208,56 208,60 208,31 209,04 207,87 210,27 210,60 210,56 211,68 212,16 213,06 212,85 214,60 85,43 85,42 85,54 85,24 85,72 84,74 84,61 84,62 84,18 83,98 83,63 83,71 83,03 Tabla 3.3. Rendimientos obtenidos MOSFET-MOSFET al 50 y 100 % de carga 73 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.3.2. Medidas en el Laboratorio Funcionamiento MOSFET-SCHOTTKY Seguidamente, se han hecho las medidas para la configuración MOSFETSCHOTTKY, obteniéndose los siguientes resultados: Vin (V) 33 35 37 39 41 43 45 47 49 51 53 55 58 50 % de la carga (2,2 Ω; 89,09 W) 100 % de la carga (1,1 Ω; 178,18 W) Iin (A) Pin (W) Iin (A) Pin (W) η (%) η (%) 3,05 100,65 6,39 210,87 88,52 84,50 2,88 100,80 6,06 212,10 88,38 84,01 2,72 100,64 5,70 211,64 88,52 84,19 2,59 101,01 5,41 210,99 88,20 84,45 2,46 100,86 5,13 210,33 88,33 84,72 2,37 101,91 4,97 213,71 87,42 83,38 2,29 103,05 4,72 212,40 86,45 83,89 2,18 102,46 4,56 214,32 86,95 83,14 2,10 102,90 4,39 215,11 86,58 82,83 2,02 103,02 4,25 216,75 86,48 82,21 1,94 102,82 4,07 215,71 86,65 82,60 1,89 103,95 3,92 215,60 85,71 82,64 1,81 104,98 3,74 216,92 84,86 82,14 Tabla 3.4. Rendimientos obtenidos MOSFET-SCHOTTKY al 50 y 100 % de carga Después de haber introducido estas mejoras la diferencia de estos resultados con los de la tabla 3.3. ha disminuido hasta un 2 % de diferencia en rendimientos. 74 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.3.3. Medidas en el Laboratorio Funcionamiento MOSFET-MOSFET-SCHOTTKY Como último caso para el estudio del convertidor se ha configurado síncronamente con la adición del diodo Schottky en paralelo con el MOSFET bajo, tal y como se muestra en la fig.3.3.1. Esta configuración está siendo utilizada en la actualidad por fabricantes de PCs portátiles, PDAs, teléfonos móviles y aplicaciones de Internet. Son convertidores síncronos de baja tensión capaces de suministrar hasta 200 W de potencia a unos 5 V en la salida. Este caso presenta mejoras respecto a las dos configuraciones anteriores en cuanto a rendimiento. Esto es debido a que el Schottky es más rápido que el MOSFET en la conmutación y por lo tanto actúa antes, pero a continuación éste último entra en conducción reduciendo considerablemente la caída de tensión originada por el diodo. De esta manera, se reducen las pérdidas de conducción, se incrementa la velocidad de conmutación y por consiguiente, el rendimiento del sistema, como se observa en la tabla 3.5. Figura 3.3.1: Configuración síncrona con diodo en paralelo. 75 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Vin (V) 33 35 37 39 41 43 45 47 49 51 53 55 58 Medidas en el Laboratorio 50 % de la carga (2,2 Ω; 89,09 W) 100 % de la carga (1,1 Ω; 178,18 W) Iin (A) Pin (W) Iin (A) Pin (W) η (%) η (%) 2,98 98,34 6,28 207,24 90,59 85,98 2,84 99,40 5,90 206,50 89,63 86,29 2,68 99,16 5,61 207,57 89,85 85,84 2,54 99,06 5,32 207,48 89,94 85,88 2,42 99,22 5,02 205,82 89,79 86,57 2,34 100,62 4,84 208,12 88,54 85,61 2,23 100,35 4,63 208,35 88,78 85,52 2,15 101,05 4,44 208,68 88,17 85,39 2,07 101,43 4,25 208,25 87,83 85,56 1,98 100,98 4,12 210,12 88,23 84,80 1,92 101,76 3,99 211,47 87,55 84,26 1,87 102,85 3,85 211,75 86,62 84,15 1,78 103,24 3,66 212,28 86,29 83,94 Tabla 3.5. Rendimientos obtenidos MOSFET-MOSFET-SCHOTTKY al 50 y 100 % de carga Como puede observarse, en este caso se llega hasta un valor mayor de 90 % en rendimiento para 33 V en la entrada al 50 % de carga, y a un 86,57 % para 41 V en la entrada, al 100 % de carga. 76 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio 3.4. RIZADOS A continuación, y mediante la ayuda de un osciloscopio digital capaz de capturar las imágenes de las señales mostradas, se ha hecho un estudio de los rizados en las distintas señales de interés. Éstas son la tensión de salida, corriente de entrada, y la tensión de alimentación de los integrados que son necesarios para el funcionamiento del convertidor, que proviene de la salida del regulador de tensión CI723. El rizado de la tensión de entrada no se ha considerado como objetivo de estudio ya que éste depende de la corriente de entrada, de los cables y del filtro de entrada. 3.4.1. Rizados en Vo Para hacer el estudio de los rizados en la tensión de salida se ha hecho una tabla comparativa de los tres modos de funcionamiento en todo el margen de tensión de entrada al 50 y al 100 % de la carga. Con la opción measure del osciloscopio se ha mostrado por pantalla el valor entero de la tensión de salida pico-pico. Los resultados han sido los siguientes: Vin (V) 33 35 37 39 41 43 45 47 49 51 53 55 58 RIZADOS EN Vo PICO A PICO (V) MOSFET-MOSFET MOSFETMOSFET-MOSFETSCHOTTKY SCHOTTKY 50 % 100 % 50 % 100 % 50 % 100 % 0,6 1,2 0,6 2,2 1,2 2,9 0,6 1,0 0,6 2,0 1,3 2,6 0,6 1,6 0,6 2,0 1,2 3,0 0,8 1,2 0,6 1,8 1,2 3,0 0,8 1,2 0,6 1,4 1,8 3,6 0,8 1,2 0,8 1,8 1,8 4,0 0,6 1,4 0,8 2,0 2,2 4,2 0,8 1,4 0,8 2,6 2,3 4,2 0,8 1,4 0,8 2,6 2,4 4,6 0,8 1,4 0,8 2,8 2,6 6,1 0,8 1,4 0,8 2,8 3,2 6,0 0,8 1,4 0,8 3,2 3,4 5,8 0,8 1,4 0,8 3,6 3,6 6,8 Tabla 3.6. Valores obtenidos del rizado en la tensión de salida del convertidor en los tres modos de funcionamiento al 50 y 100 % de la carga con Vo = 14 V. 77 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio Se observa que el modo de funcionamiento más aceptable en cuanto a rizados en la salida, es el modo síncrono, es decir funcionando con los dos MOSFETs. Trabajando al 50 % de la carga los valores de los rizados son muy similares en los modos síncrono y tradicional, pero en cuanto se hace funcionar al 100 % de la carga, en el modo tradicional se observa un incremento notable en el rizado de tensión. Cabe destacar que haciendo trabajar al convertidor en modo síncrono con la adición del diodo en antiparalelo, aunque tenga un mayor rendimiento (comentado anteriormente), introduce más ruido en la conmutación y esto conlleva a un mayor rizado en la salida. Como se observa en la tabla, al trabajar al 100 % de la carga se alcanzan unos valores bastante altos de rizado en esta configuración. Si el prototipo final de este proyecto llegase a funcionar solamente en esta tercera configuración deberían hacerse ensayos añadiendo condensadores cerámicos multicapa a la salida para reducir ese rizado a alta frecuencia, o bien ajustando el deadtime. Como nota aclaratoria, los valores presentes en la tabla 3.6 son valores de tensión de salida pico-a-pico, esos picos de tensión son los restos del ruido producido por la propia conmutación filtrados por el filtro de salida. Teóricamente no se habían previsto y por tanto superan los 140 mV exigido por las especificaciones de este proyecto. Este efecto puede ser debido a : - no se han reajustado los tiempos muertos del solapamiento entre MOSFETs para cada una de las tres configuración y para cada punto de trabajo en concreto (ya que el tiempo muerto se ha ajustado siguiendo el compromiso entre mayor rendimiento y fiabilidad del sistema), - o bien, debido al reajuste de las resistencias de puerta de los MOSFETs. 3.4.2. Rizado en la corriente de entrada Debido a la propia conmutación, el convertidor origina ruido en todo su entorno, tanto en la tensión, corriente de entrada, tensión de salida e internamente. En el presente prototipo se ha sobredimensionado el filtro en la entrada con el objetivo de atenuar estos rizados. Éste se ha hecho mediante condensadores electrolíticos y cerámicos como se ha descrito en la Memoria de Cálculo del presente proyecto. Difícilmente es conseguir eliminar de manera total el ruido en la entrada. A continuación, mediante la utilización de una sonda de corriente, se muestra en la fig. 3.4.1 el rizado ocasionado en la corriente de entrada cuando Vin es igual a 42 voltios al 50 % de la carga. 78 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio Descartando la configuración tradicional, que como ya se ha visto en el apartado anterior aportaba mucho ruido en la salida (también lo hacía en la entrada), las gráficas mostradas a continuación pertenecen a la configuración síncrona, es decir, trabajando con los dos MOSFETs. Figura 3.4.1: Vin = 42 V;Vo = 14 V al 50 % de la carga Canal 4: Onda de corriente de entrada Se observa en la gráfica que se genera una componente alterna sinusoidal de 90 mV pico-a-pico y a 50 kHz, que es la frecuencia de conmutación. Los condensadores del filtro de entrada se han encargado de absorber prácticamente todo el ruido ocasionado en la corriente de entrada, dejando esta pequeña componente en alterna. En el apartado 3.6.4. del presente documento se muestran las figuras correspondientes a las ondas de la corriente absorbida por cada tipo de condensador. 79 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.4.3. Medidas en el Laboratorio Rizado en la corriente de la bobina Para poder hacer una extrapolación con la teoría de funcionamiento de un convertidor, ha sido conveniente hacer una captura de imagen de la corriente que circula por la bobina (ver fig.3.4.2). Se ha configurado el convertidor para su funcionamiento en modo típico, es decir, MOSFET-Schottky. Figura 3.4.2: Vin = 42 V;Vo = 14 V al 50 % de la carga Canal 4: Onda de corriente en la bobina Haciendo trabajar al convertidor en estas condiciones, comprobamos que el valor medio de la corriente de salida es de 6,1 A con un valor de componente alterna triangular de 3,72 A pico-a-pico. Se observa que, salvo un pequeño rizado debido a la conmutación en la parte baja de la componente alterna, esta onda coincide de manera exacta con la teoría de los convertidores. La parte ascendente de la onda corresponde a la corriente que circula por el MOSFET de lado alto, y la parte descendente es la que circula por el Schottky, en este caso. 80 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.4.4. Medidas en el Laboratorio Rizados en la alimentación de los integrados Se ha creído oportuno introducir y comentar en esta memoria de modo anecdótico las gráficas correspondientes a la tensión de salida del regulador de tensión CI723 (alimentación interna del convertidor para los circuitos integrados). Alimentación interna del sistema a Vin igual a 42 V al 50 % de carga: Figura 3.4.7: Vin = 42 V;Vo = 14 V al 50 % de la carga Canal 1: Alimentación interna (salida del CI723) Canal 2: Iin medida en sonda de corriente calibrada en voltios (la lectura sería 2,659 A) 81 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio Alimentación interna del sistema a Vin igual a 42 V al 100 % de carga: Figura 3.4.8: Vin = 42 V;Vo = 14 V al 100 % de la carga Canal 1: Alimentación interna (salida del CI723) Canal 2: Iin medida en sonda de corriente calibrada en voltios (la lectura sería 5,266 A) Se observa una pequeña diferencia de unos 0,4 V de tensión entre los casos dependiendo de la carga, ya que la corriente de entrada aumenta en un 50 %. Este incremento de corriente influye en ambos reguladores, causa de ese ligero aumento de tensión. También se puede destacar que a la frecuencia de conmutación existe un leve pico de tensión que aumenta en cuanto se trabaja al 100 % de la carga. 82 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio 3.5. ESTUDIO DEL ARRANQUE DEL CONVERTIDOR 3.5.1. Vista general Otro aspecto importante a tener en cuenta es el arranque del sistema. El objetivo es suavizarlo para conseguir una estabilidad en todo su margen dinámico. En las primeras fases del estudio del convertidor se capturaron gráficas en las que se observaban que el convertidor no arrancaba de una manera suave, con picos de corriente y discontinuidad en la conmutación de los MOSFETs. Este es el caso para el funcionamiento en modo MOSFET-SCHOTTKY, y se ha configurado el ciclo de trabajo tal que a la salida del convertidor se obtengan 14 V. Figura 3.5.1: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo tradicional (5 ms/div) Canal 1: VGS del MOSFET Canal 2: Tensión de salida Vo Canal 4: Corriente de entrada 83 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio Esta captura con gran escala de tiempo muestra que el sistema tarda unos 9 ms desde el arranque hasta que llega a estabilizarse. La siguiente gráfica es igual a la anterior modificando la escala de tiempos para poder observar los primeros momentos detallados del funcionamiento del convertidor. Figura 3.5.2: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo tradicional (200 µs/div) Canal 1: VGS del MOSFET Canal 2: Tensión de salida Vo Canal 4: Corriente de entrada Se observa un pico importante de corriente en la entrada de unos 40 A (canal 4), lo que provoca que la conmutación se interrumpa durante el periodo de unos 200 µs. 84 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.5.2. Medidas en el Laboratorio Modo MOSFET-SCHOTTKY Después de hacer las pequeñas modificaciones en la planta durante el transcurso de las medidas en el laboratorio comentadas en el apartado 3 del presente documento, se han vuelto a medir el arranque. Este ha resultado notablemente más suave y estable, así como más lento en alcanzar la tensión nominal a su salida. Figura 3.5.3: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo tradicional (10 ms/div) Canal 1: VGS del MOSFET Canal 2: Tensión de salida Vo Canal 4: Corriente de entrada Se observa que el pico de corriente se ha conseguido disminuir a un 30 % de su valor inicial, tan solo añadiendo los condensadores de 1 µF anteriormente comentados. La explicación consiste en que el driver IR2110 disponía de insuficiente corriente para poder disparar el MOSFET adecuadamente, provocando esa discontinuidad en la conmutación vista en la fig. 3.5.2. Cabe decir que el sistema es mas lento (unos 130 ms hasta alcanzar los 14 V a la salida) en comparación con el arranque inicial comentado en la Vista General de este apartado, ya que al disponer de condensadores de valor bastante más elevado de los originales, la constante de tiempo del sistema también aumenta. 85 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio En la siguiente figura se observa el arranque en sus primeros instantes, notando que la conmutación es contínua y constante en todo momento, además de haber mejorado el pico de corriente en la entrada. Figura 3.5.4: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo tradicional (200 µs/div) Canal 1: VGS del MOSFET Canal 2: Tensión de salida Vo Canal 4: Corriente de entrada 86 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.5.3. Medidas en el Laboratorio Modo MOSFET-MOSFET Cambiando el modo de funcionamiento a modo síncrono, se han hecho las pertinentes capturas de imágenes para poder contrastarlas con los demás modos. Figura 3.5.5: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo síncrono (50 ms/div) Canal 1: VGS del MOSFET Canal 2: Tensión de salida Vo Canal 4: Corriente de entrada El sistema tarda unos 250 ms en estabilizar su tensión de salida a 14 V. Es mas lento, existiendo una diferencia de 100 ms entre el modo anterior. También se reduce el sobre-pico de corriente a unos 11 A. 87 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio En la siguiente gráfica se observa como en los primeros instantes del arranque, éste es suave en corriente y tensión, y la conmutación es continua. Figura 3.5.6: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo síncrono (250 µs/div) Canal 1: VGS del MOSFET Canal 2: Tensión de salida Vo Canal 4: Corriente de entrada 88 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.5.4. Medidas en el Laboratorio Modo MOSFET-MOSFET-SCHOTTKY Como último caso de estudio de arranque, se ha configurado el prototipo en modo síncrono con la adición del diodo SCHOTTKY en paralelo con en MOSFET de lado bajo. Figura 3.5.7: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo síncrono (50 ms/div) Canal 3: VGS del MOSFET Canal 2: Tensión de salida Vo Canal 4: Corriente de entrada Principalmente, lo que llama más la atención en este modo es el aumento del rizado en el sistema, comprobado en las tres señales mostradas en la captura. El canal 2 sigue correspondiendo a la tensión Vo del convertidor, el canal 4 es la corriente de entrada, y el canal 3 es la tensión de puerta del MOSFET (VG)de lado alto. En cuanto a rapidez, puede verse que es tan lento como el modo síncrono sin diodo en antiparalelo. Y el sobre-pico de corriente se ha disminuido a 8 A, es decir, el 89 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio sistema configurado en este modo no necesita tanta corriente en su entrada para empezar a funcionar. Haciendo una captura a 5 ms/div se observan, a mayor escala, los primeros momentos del arranque del sistema. Figura 3.5.8: Arranque a Vin = 42 V al 50 % de carga, modo síncrono con diodo Schottky en paralelo (5 ms/div) Canal 3: VGS del MOSFET Canal 2: Tensión de salida Vo Canal 4: Corriente de entrada 90 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio 3.6. OTRAS SEÑALES DE INTERÉS Para estudiar el funcionamiento del convertidor, se ha creído importante mencionar también otras señales, tales como la salida del regulador PWM y las señales de conmutación. 3.6.1. Señal de salida del regulador PWM Inicialmente, antes de las mejoras del circuito, se obtuvieron gráficas que se muestran para poder compararlas con las actuales. Este es el caso de la señal de tensión de salida del regulador PWM, la cual va conectada directamente al circuito generador de tiempo-muerto. Figura 3.6.1: Canal 3: Señal de tensión de salida del regulador PWM. Canal 1: Tensión de salida Vo Canal 2: Corriente de entrada calibrado en tensión (lectura: 2,29 A) El ruido introducido en la señal, se compone de dos picos de tensión tanto en la parte alta como en la baja, de unos 8 y 3 V respectivamente. Este ruido está generado por la propia conmutación y se observa que no esta presente en los flancos de subida ni de bajada, sino que desplazados por un pequeño tiempo, resultado del tiempo-muerto que 91 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio existe entre la señal original del regulador PWM y la señal de disparo de los MOSFETs generada por el driver IR2110. Mejorando en la medida de lo posible el ruido mediante la adición de condensadores de valores superiores, en la configuración actual se ha obtenido los siguientes resultados: Figura 3.6.2: Canal 1:Señal de tensión de salida del regulador PWM. Canal 2: No es de interés en este apartado Canal 4: Corriente de entrada Observándose una mejora notable en los picos en la parte alta y baja de la señal, obteniendo los valores de 3 y 2 V pico-pico respectivamente. 92 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.6.2. Medidas en el Laboratorio Conmutación A continuación se muestra el detalle de las señales que intervienen en la conmutación de los MOSFETs. LO HO Figura 3.6.3: Detalle conmutación de los MOSFETs.(1) Canal1: Señal de disparo del MOFET de lado bajo (LO del IR2110). Canal2: Señal de disparo del MOFET de lado alto (HO del IR2110). Los MOSFETs se activan cuando estas señales están a nivel alto. Se observa que existe un conflicto entre las dos señales, ya que cuando LO (canal 1) se está desactivando, y HO (canal 2) se activa, mientras se está cargando el condensador de puerta del MOSFET de lado alto (primera pendiente del canal 2), LO vuelve a subir incluso a más nivel que su propio valor de nivel alto. Lo que suele provocar este efecto es cortocircuitar los dos MOSFETs siendo peligroso para su de vida, aunque se haya configurado en tiempo–muerto a 700 ns, tal y como se puede observar en la gráfica (tiempo entre los dos niveles en alto). 93 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio Veamos ahora la otra parte de la conmutación: LO HO Figura 3.6.4: Detalle conmutación de los MOSFETs.(2) Canal1: Señal de disparo del MOFET de lado bajo (LO del IR2110). Canal2: Señal de disparo del MOFET de lado alto (HO del IR2110). La conmutación es aquí menos conflictiva. No hay peligro de cortocircuito entre los dos MOSFETs, aunque se observa que la señal LO desciende a tensiones negativas (-5 V), al mismo tiempo que desciende la señal HO pudiendo provocar el deterioro del MOSFET. 94 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio Seguidamente se muestra la gráfica correspondiente al detalle de la conmutación después de haber realizado los comentados cambios al prototipo: HO LO Figura 3.6.5: Detalle conmutación de los MOSFETs.(3) Canal1: Señal de disparo del MOFET de lado alto (HO del IR2110). Canal2: Señal de disparo del MOFET de lado bajo (LO del IR2110). Donde se observa que la conmutación ha mejorado en gran medida. Tanto el pico negativo de tensión como el aumento de LO en cuanto se activa HO se han reducido más de un 50 % dando un margen más amplio de seguridad en la conmutación, menos ruido en el sistema y, por consiguiente, una mayor protección para los MOSFETs. 95 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.6.3. Medidas en el Laboratorio Onda de corriente en el MOSFET A modo de comprobación, se ha medido la corriente que circula por el MOSFET en la fig. 3.6.6 mediante una sonda de corriente. Se observa que coincide con la parte ascendente (primer periodo) del valor de la corriente en la bobina en la fig. 3.4.2. Figura 3.6.6: Corriente que circula a través del MOSFET de alta. Se ha hecho también la captura de imagen correspondiente al sensado de corriente en el MOSFET mediante el circuito diseñado, ver fig. 3.6.7. 96 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio Figura 3.6.7: Canal 2: Sensado de corriente en el MOSFET mediante transformador. Canal 4: Valor medio de la corriente de entrada. Cabe decir que la medida del sensado, se ha hecho después del filtro, por eso los cantos de la onda están más atenuados que los de la onda original de la fig.3.6.6. 97 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 3.6.4. Medidas en el Laboratorio Corriente absorbida por los condensadores de entrada y de salida Como estudio del prototipo se ha considerado de interés el hecho de capturar las gráficas correspondientes a la corriente absorbida por cada tipo de condensador de los filtros de entrada y de salida. Las capturas de imágenes de las corrientes se han hecho mediante una sonda de corriente conectada a un osciloscopio digital. Las medidas en este apartado se han hecho en configuración MOSFET-DIODO en condiciones nominales, 42 V en la entrada y 14 V a la salida. 3.6.4.1. Corriente absorbida por los condensadores electrolíticos de entrada En la fig. 3.6.8. se muestra la onda de corriente absorbida por uno de los condensadores electrolíticos PANASONIC de 1200 µF del filtro de entrada del convertidor. Figura 3.6.8: Corriente absorbida por un condensador electrolítico de 1200 µF del filtro de entrada. 98 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio Se observa que este tipo de condensador absorbe una componente alterna aproximada a una triangular a la frecuencia de conmutación de unos 800 mA pico-a-pico. 3.6.4.2. Corriente absorbida por los condensadores de poliéster metalizado de entrada A continuación se muestra la onda de corriente absorbida por uno de los condensadores de poliéster metalizado EVOX MMK de 22 µF del filtro de entrada del convertidor. Figura 3.6.9: Corriente absorbida por un condensador de poliéster metalizado de 22 µF del filtro de entrada. Se puede afirmar que los condensadores de poliéster metalizado absorben corriente que contiene más armónicos que la absorbida por los electrolíticos. Además se comprueba que la corriente se reparte entre todos los condensadores, tal y como se había previsto en el apartado 2.2.7.1 de la Memoria de Cálculo. Si por fabricación los condensadores son exactamente iguales, se puede afirmar que cada tipo de condensador absorbe el mismo valor de corriente. 99 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio 3.6.4.3. Corriente absorbida por los condensadores electrolíticos de salida Seguidamente, en la fig.3.6.10 se muestra la captura de imagen de la onda de corriente absorbida por el condensadores electrolítico JAMICON de 3300 µF del filtro de salida del convertidor. Figura 3.6.10: Corriente absorbida por el condensador electrolítico de 3300 µF del filtro de salida. Se observa que uno de los condensadores electrolíticos del filtro de salida absorbe una forma de onda de corriente aproximada a una senoide de 1 A pico-a-pico. 100 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio 3.6.4.4. Corriente absorbida por los condensadores cerámicos de salida Finalmente, en la fig. 3.6.11 se muestra la onda de corriente absorbida por uno de los condensadores cerámicos multicapa SIEMENS de 3,3 µF del filtro de salida del convertidor. Figura 3.6.11: Corriente absorbida por un condensador cerámico multicapa de 3,3 µF del filtro de salida. Se puede afirmar según la gráfica, que el rizado de corriente absorbida por cada uno de los 5 condensadores cerámicos multicapa son pulsos a la frecuencia de conmutación (50 kHz) que a su vez contienen rizados a frecuencias superiores, unos 300 kHz. 101 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Medidas en el Laboratorio TARRAGONA, 25 de AGOSTO DE 2002 EL INGENIERO TÉCNICO INDUSTRIAL Firmado, Oscar Fernández-Pacheco Gómez 102 4 PLANOS 103 5 4 3 D C 2 1 D 2 1k D13 Isense 1 MBR360 NTH 12 R29 R8 10 Q5 MOSFET N 42V_Side C4 + 1200uF C3 + 1200uF C7 + 1200uF C6 + 1200uF C17 + 1200uF C1 C8 10nF R9 10 T3 C5 3 L1 1 2 Q4 D2 N CON2 MOSFET + 1200uF 22uF 14V_Side J5 TRANSFORMER C2 40u 22uF C18 + 2200uF C20 + C21 3.3uF C22 3.3uF C23 3.3uF C24 3.3uF VCC D15 C 3.3uF 3300uF 1N4148 PBYR20100 Ho LOAD BUCK R5 8 100k R16 Dz D9 R17 5.6 J4 B B 1 2 Lo CON2 R6 8 100k R7 Dz D11 A A Title Size A4 5 4 3 Date: 2 PLANTA Document Number Rev 001 AGOSTO 2002 0 Sheet 1 1 of 7 5 4 3 2 1 D D PWM C C 2 VCC1 R26 R24 10k 1 3 2 100 C39 0.1nF R27 1 100 R25 10k 3 U14 1 2 3 4 5 6 7 IN1A1 Vcc IN2A1 IN1A3 OUTA1 IN2A3 OUTA2OUTA3 IN1A2 OUTA4 IN2A2 IN1A4 Vss IN2A4 14 13 12 11 10 9 8 C43 1uF + Hin 4001B C40 0.1nF B B Lin Generador de dead-time A A Title Size A4 5 4 3 Date: 2 GENERADOR DE DEAD-TIME Document Number Rev 002 AGOSTO 2002 0 Sheet 2 1 of 7 5 4 3 2 1 D D C C U9 BDX33C 42V_Side D14 1 1N4148 1800 1W R28 R31 3 D12 3k3 Dz B VCC 2 + C41 10uF C12 1uF B Regulador de tensión A A Title Size A4 5 4 3 Date: 2 REGULADOR DE TENSIÓN Document Number Rev 0 003 AGOSTO 2002 Sheet 3 1 of 7 5 4 3 2 1 D D C U6 BDX53 VCC 1 1 2 3 4 5 6 7 R23 nc1 nc3 ILIM FREQ ISENSE +Vs INV Vc NINV Vo Vref Vz -Vs nc2 VCC1 C C37 2 0.5 1W U5 C36 1uF R20 14 13 12 11 10 9 8 3 C38 100pF R21 1uF 8k2 R22 12k LM723 10k Vref(7.1V) B B Regulador de tensión de precisión A A Title Size A4 5 4 3 Date: 2 REGULADOR DE PRECISIÓN Document Number Rev 0 004 AGOSTO 2002 Sheet 1 4 of 7 5 4 3 2 1 D D VCC1 D8 C C9 1uF C C10 C11 1N4148 1uF 200nF U18 IR 2110 Lin 8 9 10 11 VB HO VS nc1 Vcc LIN LO nc3 COM 6 7 5 4 3 1 2 Ho LOAD Lo 13 12 14 nc2 Vdd HIN SD Vss Hin D10 MBR360 B B DRIVER A A Title Size A4 5 4 3 Date: 2 DRIVER Document Number Rev 0 005 AGOSTO 2002 Sheet 1 5 of 7 5 4 3 2 1 D D Lazo abierto R54 1k Isense 1 R50 5k C28 454pF 1 2 3 7 6 1 C29 113pF 47k R18 1K 2 15 PWM 14 12 3 VCC1 R58 4k7 R56 1 R57 VCC1 VCC1 +E Vin -E COMP Css +CS RST -CS OUTB OUTA GND SD RT VC CT RD Vref Sync 17 C34 1uF C26 10nF 4 5 16 13 8 9 10 11 18 47k R53 1 3 C25 2nF UC3526 B C27 100nF 1k 1K VCC1 U19 +e R51 B C 3 2 C R55 1k 2 CONTROL DE CORRIENTE 3 2 REGULADOR PWM Lazo abierto A A Title Size A4 5 4 3 Date: 2 REGULADOR PWM Document Number Rev 0 006 AGOSTO 2002 Sheet 1 6 of 7 5 4 3 2 1 D C C 2 D 14V_Side 1000k VCC1 220nF C32 90.9k 2 2 C30 1nF 1OUT 1IN1IN+ GND VDD+ 2OUT 2IN2IN+ 8 7 6 5 C31 22nF TLC2272 +e Vref(7.1V) 3 1k 1 2 3 4 3 1 U20 R12 B R52 3 1 1 R11 C33 B 220nF CONTROL DE TENSIÓN A A Title Size A4 5 4 3 Date: 2 CONTROL DE TENSIÓN Document Number Rev 0 007 AGOSTO 2002 Sheet 1 7 of 7 Convertidor Reductor con Rectificación Planos 111 Convertidor Reductor con Rectificación Planos 112 Convertidor Reductor con Rectificación Planos 113 5 PRESUPUESTO 114 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Presupuesto ÍNDICE PRESUPUESTO 5. PRESUPUESTO.......................................................................................116 5.1. AMIDAMIENTOS..................................................................................... 116 5.2. PRECIOS UNITARIOS ............................................................................. 118 5.3. APLICACIÓN DE PRECIOS .................................................................... 120 5.4. RESUMEN DEL PRESUPUESTO............................................................ 122 5.4.1. PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN MATERIAL ........................... 122 5.4.2. PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN POR CONTRATA.................. 123 5.4.3. PRESUPUESTO GLOBAL............................................................. 124 115 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Presupuesto 5 Presupuesto 5.1. AMIDAMIENTOS NÚMERO DESCRIPCIÓN DENOMINACIÓN CANTIDAD 001 Aislante térmico disipador-TO220 002 Amplificador Operacional TLC2272 003 Cable cobre diámetro 0,8 mm PIRESOLD Cable cobre soldable diámetro 0,28 mm PIRESOLD 004 4u U20 1u 4 cm 90 m 005 Condensador 22 Nf C31 1u 006 Condensador 1 nF C30 1u 007 Condensador 200 nF(bootstrap) C11 1u 008 Condensador cerámico 0,1 nF 100 V Condensador cerámico multicapa SIEMENS 3,3 uF 50 V C39,C40 C20,C21,C22,C23, C24 2u C41 1u C19 1u 014 Condensador poliéster 1 uF 63 V C18 C17,C3,C4,C5,C6, C7 C36,C37,C34,C43, C12,C9,C10 1u 013 Condensador electrolítico 10 uF 63 V Condensador electrolítico JAMICON 2200 uF 25 V Condensador electrolítico JAMICON 3300 uF 25 V Condensador electrolítico PANASONIC 1200 uF 63 V 015 Condensador poliéster 10 nF 100 V C8,C26 2u 016 Condensador poliéster 100 nF 63 V C27 1u 017 Condensador poliéster 100 pF 63 V C38,C29 2u 018 Condensador poliéster 220 nF C32,C33 2u 009 010 011 012 5u 6u 7u 019 Condensador poliéster 2n2 100 V C25 1u 020 C28 1u 021 Condensador poliéster 470 pF Condensador poliéster metalizado EVOX MMK 22 uF 63 V 022 Conector tipo banana hembra 023 Darlington BDX33C 024 Diodo bipolar 1N4148 025 Diodo Schottky MBR360 026 Diodo Schottky PBYR20100 027 Diodo Zener 15V 028 Disipador de calor 1,2 ºC/W C1,C2 2u J1+,J1-,J2+,J2- 4u U9,U6 2u D8,D15,D14 3u D13,D10 2u D2 1u D9,D11,D12 3u 1u 116 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Presupuesto 029 Driver IR 2110 030 Fabricación del circuito impreso U18 1u 031 NOR CMOS 4001B 032 Núcleo MM2A 77076A7 “Kool Mµ Cores” MAGNETICS 033 Núcleo NTH12 ARISTON 034 Patas PCB 035 Potenciómetro multivuelta 1 kΩ R12,R29,R57 3u 036 Potenciómetro multivuelta 10 kΩ R24,R25 2u 037 Potenciómetro multivuelta 100 kΩ R11 1u 038 Potenciómetro multivuelta 1000 kΩ R52 1u 039 Potenciómetro multivuelta 47 kΩ R51,R53 2u 040 Potenciómetro multivuelta 5 kΩ R50 1u 041 Regulador PWM UC3526 U19 1u 042 Regulador tensión LM723 U5 1u 043 Resistencia 1800 Ω, 2 W R28 1u 044 Resistencia 5,6 Ω, 1 W R17 1u 1u U14 1u L1 1u TRANSFORMER 1u Powder 4u 045 Resistencia 8 Ω, 1 W 046 Resistencia cable bobinado 0,5 Ω, 1 W R5,R6 2u R20 1u 047 Resistencia de carbón 1 kΩ 1/4 W R18,R56,R54,R55 4u 048 Resistencia de carbón 10 Ω 1/4 W R8,R9 2u 049 Resistencia de carbón 10 kΩ 1/4 W R23 1u 050 Resistencia de carbón 100 Ω 1/4 W R26,R27 2u 051 Resistencia de carbón 100 kΩ 1/4 W R7,R16 2u 052 Resistencia de carbón 12 kΩ 1/4 W R22 1u 053 Resistencia de carbón 3k3 Ω 1/4 W R31 1u 054 Resistencia de carbón 4k7 Ω 1/4 W R58 1u 055 Resistencia de carbón 8k2 Ω 1/4 W R21 1u 056 Tornillos 057 Transistor MOSFET STP75NE75 9u Q4,Q5 2u 058 Tuercas 5u 059 Zócalo torneado D.I.L. 14 pines 3u 060 Zócalo torneado D.I.L. 18 pines 1u 061 Zócalo torneado D.I.L. 8 pines 1u 117 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 5.2. Presupuesto PRECIOS UNITARIOS NÚMERO DESCRIPCIÓN P.U. (€) 001 Aislante térmico disipador-TO220 002 Amplificador Operacional TLC2272 0,24 1,95 003 Cable cobre diámetro 0,8 mm PIRESOLD 0,01 004 Cable cobre soldable diámetro 0,28 mm PIRESOLD 0,54 005 Condensador 22 nF 0,18 006 Condensador 1 nF 0,17 007 Condensador 200 nF(bootstrap) 0,18 008 0,15 009 Condensador cerámico 0,1 nF 100 V Condensador cerámico multicapa SIEMENS 3,3 uF 50 V 010 Condensador electrolítico 10 uF 63 V 0,24 011 Condensador electrolítico JAMICON 2200 uF 25 V 1,21 012 Condensador electrolítico JAMICON 3300 uF 25 V 1,50 013 Condensador electrolítico PANASONIC 1200 uF 63 V 1,88 014 Condensador poliéster 1 uF 63 V 1,08 015 Condensador poliéster 10 nF 100 V 0,19 016 Condensador poliéster 100 nF 63 V 0,12 1,05 017 Condensador poliéster 100 pF 63 V 0,12 018 Condensador poliéster 220 nF 0,24 019 Condensador poliéster 2n2 100 V 0,18 020 0,15 021 Condensador poliéster 470 pF Condensador poliéster metalizado EVOX MMK 22 uF 63 V 022 Conector tipo banana hembra 4,46 023 Darlington BDX33C 0,84 024 Diodo bipolar 1N4148 0,03 025 Diodo Schottky MBR360 0,39 026 Diodo Schottky PBYR20100 2,06 027 Diodo Zener 15V 0,05 028 Disipador de calor 1,2 ºC/W 9,05 029 Driver IR 2110 3,58 030 Fabricación del circuito impreso 031 NOR CMOS 4001B 032 Núcleo MM2A 77076A7 “Kool Mµ MAGNETICS 033 Núcleo NTH12 ARISTON 3,65 9 0,28 Powder Cores” 2,40 0,90 118 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Presupuesto 034 Patas PCB 0,07 035 Potenciómetro multivuelta 1 kΩ 1,60 036 Potenciómetro multivuelta 10 kΩ 1,60 037 Potenciómetro multivuelta 100 kΩ 1,60 038 Potenciómetro multivuelta 1000 kΩ 1,80 039 Potenciómetro multivuelta 47 kΩ 1,60 040 Potenciómetro multivuelta 5 kΩ 1,60 041 Regulador PWM UC3526 10,13 042 Regulador tensión LM723 1,05 043 Resistencia 1800 Ω, 2 W 0,13 044 Resistencia 5,6 Ω, 1 W 0,08 045 Resistencia 8 Ω, 1 W 0,08 046 Resistencia cable bobinado 0,5 Ω, 1 W 0,49 047 Resistencia de carbón 1 kΩ 1/4 W 0,04 048 Resistencia de carbón 10 Ω 1/4 W 0,04 049 Resistencia de carbón 10 kΩ 1/4 W 0,04 050 Resistencia de carbón 100 Ω 1/4 W 0,04 051 Resistencia de carbón 100 kΩ 1/4 W 0,04 052 Resistencia de carbón 12 kΩ 1/4 W 0,04 053 Resistencia de carbón 3k3 Ω 1/4 W 0,04 054 Resistencia de carbón 4k7 Ω 1/4 W 0,04 055 Resistencia de carbón 8k2 Ω 1/4 W 0,04 056 Tornillos 0,03 057 Transistor MOSFET STP75NE75 2,55 058 Tuercas 0,02 059 Zócalo torneado D.I.L. 14 pines 1,36 060 Zócalo torneado D.I.L. 18 pines 1,73 061 Zócalo torneado D.I.L. 8 pines 0,81 119 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 5.3. Presupuesto APLICACIÓN DE PRECIOS NÚMERO DESCRIPCIÓN CANTIDAD P.U. (€) TOTAL 001 Aislante térmico disipador-TO220 4u 0,24 0,96 002 Amplificador Operacional TLC2272 1u 1,95 1,95 003 4 cm 0,01 0,01 004 Cable cobre diámetro 0,8 mm PIRESOLD Cable cobre soldable diámetro 0,28 mm PIRESOLD 90 m 0,54 0,54 005 Condensador 22 nF 1u 0,18 0,18 006 Condensador 1 nF 1u 0,17 0,17 007 Condensador 200 nF(bootstrap) 1u 0,18 0,18 008 Condensador cerámico 0,1 nF 100 V Condensador cerámico multicapa SIEMENS 3,3 uF 50 V 2u 0,15 0,30 5u 1,05 5,26 1u 0,24 0,24 1u 1,21 1,21 1u 1,50 1,50 013 Condensador electrolítico 10 uF 63 V Condensador electrolítico JAMICON 2200 uF 25 V Condensador electrolítico JAMICON 3300 uF 25 V Condensador electrolítico PANASONIC 1200 uF 63 V 6u 1,88 11,25 014 Condensador poliéster 1 uF 63 V 7u 1,08 7,57 015 Condensador poliéster 10 nF 100 V 2u 0,19 0,38 016 Condensador poliéster 100 nF 63 V 1u 0,12 0,12 017 Condensador poliéster 100 pF 63 V 2u 0,12 0,24 018 Condensador poliéster 220 nF 2u 0,24 0,48 019 Condensador poliéster 2n2 100 V 1u 0,18 0,18 020 1u 0,15 0,15 021 Condensador poliéster 470 pF Condensador poliéster metalizado EVOX MMK 22 uF 63 V 2u 3,65 7,31 022 Conector tipo banana hembra 4u 4,46 17,84 023 Darlington BDX33C 2u 0,84 1,68 024 Diodo bipolar 1N4148 3u 0,03 0,09 009 010 011 012 025 Diodo Schottky MBR360 2u 0,39 0,78 026 Diodo Schottky PBYR20100 1u 2,06 2,06 027 Diodo Zener 15V 3u 0,05 0,16 028 Disipador de calor 1,2 ºC/W 1u 9,05 9,05 029 Driver IR 2110 1u 3,58 3,58 030 Fabricación del circuito impreso 1u 9 9 031 NOR CMOS 4001B 1u 0,28 0,28 032 Núcleo MM2A 77076A7 “Kool Mµ Powder Cores” MAGNETICS 1u 2,40 2,40 120 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Presupuesto 033 Núcleo NTH12 ARISTON 1u 0,90 0,90 034 Patas PCB 4u 0,07 0,29 035 Potenciómetro multivuelta 1 kΩ 3u 1,60 4,80 036 Potenciómetro multivuelta 10 kΩ 2u 1,60 3,21 037 Potenciómetro multivuelta 100 kΩ 1u 1,60 1,60 038 Potenciómetro multivuelta 1000 kΩ 1u 1,80 1,80 039 Potenciómetro multivuelta 47 kΩ 2u 1,60 3,21 040 Potenciómetro multivuelta 5 kΩ 1u 1,60 1,60 041 Regulador PWM UC3526 1u 10,13 10,13 042 Regulador tensión LM723 1u 1,05 1,05 043 Resistencia 1800 Ω, 2 W 1u 0,13 0,13 044 Resistencia 5,6 Ω, 1 W 1u 0,08 0,08 045 Resistencia 8 Ω, 1 W 2u 0,08 0,17 046 Resistencia cable bobinado 0,5 Ω, 1 W 1u 0,49 0,49 047 Resistencia de carbón 1 kΩ 1/4 W 4u 0,04 0,17 048 Resistencia de carbón 10 Ω 1/4 W 2u 0,04 0,08 049 Resistencia de carbón 10 kΩ 1/4 W 1u 0,04 0,04 050 Resistencia de carbón 100 Ω 1/4 W 2u 0,04 0,08 051 Resistencia de carbón 100 kΩ 1/4 W 2u 0,04 0,08 052 Resistencia de carbón 12 kΩ 1/4 W 1u 0,04 0,04 053 Resistencia de carbón 3k3 Ω 1/4 W 1u 0,04 0,04 054 Resistencia de carbón 4k7 Ω 1/4 W 1u 0,04 0,04 055 Resistencia de carbón 8k2 Ω 1/4 W 1u 0,04 0,04 056 Tornillos 9u 0,03 0,27 057 Transistor MOSFET STP75NE75 2u 2,55 5,10 058 Tuercas 5u 0,02 0,09 059 Zócalo torneado D.I.L. 14 pines 3u 1,36 4,07 060 Zócalo torneado D.I.L. 18 pines 1u 1,73 1,73 061 Zócalo torneado D.I.L. 8 pines 1u 0,81 0,81 121 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Presupuesto 5.4. RESUMEN DEL PRESUPUESTO 5.4.1. PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN MATERIAL Nº DENOMINACIÓN CANTIDAD 1 CONVERTIDOR REDUCTOR CON RECTIFICACIÓN SÍNCRONA 1 TOTAL PRECIO UNITARIO (€) 129,27 TOTAL (€) 129,27 129,27 El presupuesto de ejecución material asciende a CIENTO VEINTI NUEVE EUROS CON VEINTI SIETE CÉNTIMOS. TARRAGONA, 25 de AGOSTO DE 2002 EL INGENIERO TÉCNICO INDUSTRIAL Firmado, Oscar Fernández-Pacheco Gómez 122 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 5.4.2. Presupuesto PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN POR CONTRATA PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN MATERIAL 10 % BENEFICIO INDUSTRIAL 15 % GASTOS GENERALES TOTAL 129,27 € 12,93 € 19,39 € 161,59 € El presupuesto de ejecución por contrata asciende a CIENTO SESENTA Y UN EUROS CON CINCUENTA Y NUEVE CÉNTIMOS. TARRAGONA, 25 de AGOSTO DE 2002 EL INGENIERO TÉCNICO INDUSTRIAL Firmado, Oscar Fernández-Pacheco Gómez 123 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 5.4.3. Presupuesto PRESUPUESTO GLOBAL PRESUPUESTO DE EJECUCIÓN POR CONTRATA 16 % I.V.A. TOTAL 161,59 € 25,85 € 187,44 € El presupuesto global asciende a CIENTO OCHENTA Y SIETE EUROS CON CUARENTA Y CUATRO CÉNTIMOS. TARRAGONA, 25 de AGOSTO DE 2002 EL INGENIERO TÉCNICO INDUSTRIAL Firmado, Oscar Fernández-Pacheco Gómez 124 6 PLIEGO DE CONDICIONES 125 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Pliego de Condiciones ÍNDICE PLIEGO DE CONDICIONES 6. PLIEGO DE CONDICIONES.............................................127 6.1. DISPOSICIONES Y ABARQUE DEL PLIEGO DE CONDICIONES .... 127 6.1.1. Objetivo del pliego............................................................................ 127 6.1.2. Descripción General del Montaje ..................................................... 128 6.2. CONDICIONES DE LOS MATERIALES. ............................................... 129 6.2.1. Especificaciones Eléctricas............................................................... 129 6.2.1.1. Especificaciones del sistema. .................................................. 129 6.2.1.2. Conductores Eléctricos............................................................ 129 6.2.1.3. Componentes Pasivos.............................................................. 130 6.2.1.4. Componentes Activos.............................................................. 130 6.2.1.5. Zócalos Torneados Tipo D.I.L. ............................................... 130 6.2.1.6. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión........................... 131 6.2.2. Especificaciones Mecánicas.............................................................. 131 6.2.2.1. Placas de circuito impreso. ...................................................... 131 6.3. CONDICIONES DE LA EJECUCIÓN...................................................... 132 6.3.1. Encargo y Compra del Material. ....................................................... 132 6.3.2. Construcción del Inductor................................................................. 132 6.3.3. Fabricación del transformador. ......................................................... 132 6.3.4. Fabricación del Circuito Impreso...................................................... 133 6.3.5. Soldadura de los Componentes. ........................................................ 134 6.4. CONDICIONES FACULTATIVAS.......................................................... 135 6.5. CONCLUSIONES...................................................................................... 136 126 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Pliego de Condiciones 6 Pliego de Condiciones 6.1. DISPOSICIONES Y ABARQUE DEL PLIEGO DE CONDICIONES 6.1.1. Objetivo del pliego El objetivo de este proyecto es el estudio de un convertidor reductor con rectificación síncrona aplicado a altas tensiones. Este proyecto es un proyecto profundamente de investigación, esto implica que el prototipo se ha diseñado teniendo en cuenta la accesibilidad y la facilidad de estudio omitiendo su desarrollo industrial. En caso de una futura aplicabilidad industrial se deberían tener en cuenta aspectos como por ejemplo protecciones contra sobretensiones, contra cortocircuitos, etc. Como guía para una futura aplicabilidad industrial se ha redactado este pliego de condiciones. El presente pliego de condiciones define, entre otros, los aspectos siguientes: -Obras que componen el proyecto. -Características exigibles a los materiales y componentes. -Detalles de la ejecución. -Programa de obras. Dado el amplio abanico de detalles tratados, si se presentasen dudas a la hora de poner el proyecto en marcha lo más recomendable es consultar al proyectista. 127 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 6.1.2. Pliego de Condiciones Descripción General del Montaje A continuación se enumeran las diferentes partes que componen la obra, poniendo especial énfasis en el orden establecido, no efectuando una actividad concreta sin haber realizado previamente la anterior. -Encargo y compra de los materiales y componentes necesarios. -Construcción del inductor. -Fabricación de la placa de circuito impreso. -Montaje de los componentes a la placa fabricada previamente. -Montaje en caja (si es necesario) a cargo del director. -Ajuste y comprobación de los parámetros para el buen funcionamiento. -Puesta en marcha del equipo. -Controles de calidad. Fiabilidad. -Mantenimiento del equipo. Informando debidamente a las personas que en un futuro estarán a cargo del equipo. Todas estas partes que en su conjunto forman la obra, tendrán que ser ejecutadas por montadores que se someterán a las normas y reglas que la comunidad autónoma, país o bien comunidades internacionales tengan previstas para este tipo de montajes, no haciéndose responsable el proyectista de los desperfectos ocasionados por su incumplimiento. 128 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 6.2. Pliego de Condiciones CONDICIONES DE LOS MATERIALES. En este apartado se explican las características técnicas exigibles a los componentes presentes en la ejecución de la obra. 6.2.1. Especificaciones Eléctricas. 6.2.1.1. Especificaciones del sistema. El sistema deberá cumplir las especificaciones resumidas en la Tabla 6.1 Tensión de entrada Tensión de salida Carga Frecuencia de conmutación Rizado de tensión máximo en la salida 33 a 58 V 14 V 1,1 Ω (resistiva) 50 kHz 140 mV Tabla 6.1. Especificaciones del sistema. 6.2.1.2. Conductores Eléctricos. Los conductores utilizados serán internos a excepción de los de alimentación y carga que reunirán condiciones especiales requeridas para los conductores expuestos permanentemente al exterior. Cabe comentar que la utilización de la obra tendrá lugar en el interior de un laboratorio o una industria. El conductor de conexión a la fuente de alimentación primaria estará construido por una manguera de dos hilos con una sección de 4 mm2. 129 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Pliego de Condiciones 6.2.1.3. Componentes Pasivos. Los componentes pasivos utilizados en el proyecto son los disponibles tecnológicamente en el momento de la redacción de este proyecto. Las características técnicas se han incluido en el Anexo. 6.2.1.4. Componentes Activos. Los componentes activos utilizados en el proyecto son los disponibles tecnológicamente en el momento de la redacción de este proyecto. Las características técnicas se han incluido en el Anexo. 6.2.1.5. Zócalos Torneados Tipo D.I.L. Todos los circuitos integrados que aparecen dispondrán de un zócalo para su unión con la placa de circuito impreso. Éstos zócalos son de tipo D.I.L. (“Dual in Line”) de contacto mecanizado de gran cantidad y perfil bajo; formados por contactos internos de tipo cuatro dedos (3-5 µm) de estaño sobre una base de cobre-berilio niquelado y con un recubrimiento de carbón estañado. También están amoldados mediante un poliéster negro con fibra de vidrio ignífuga. Sus características se encuentran en la Tabla 6.2. Margen de temperaturas Resistencia de contacto Resistencia de aislamiento Fuerza de inserción por contacto Fuerza de extracción por contacto Fuerza de retención por contacto -55ºC a 125ºC 10 mΩ (máximo) 1010 Ω 120 gr 80 gr 400 gr (mínimo) Tabla 6.2. Características técnicas de zócalos tipo D.I.L. 130 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Pliego de Condiciones 6.2.1.6. Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión. Todos los aspectos técnicos de la instalación que, directa o indirectamente, estén incluidos en el Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión, tendrán que cumplir lo que se disponga en las respectivas normas. Las instrucciones más importantes relacionadas con la realización del Proyecto son las siguientes: M.I.B.T. 017 Instalaciones interiores o receptores. Prescripciones de carácter general. M.I.B.T. 029 Instalaciones a pequeñas tensiones. M.I.B.T. 030 Instalaciones a tensiones especiales. M.I.B.T. 031 Receptores. Transformadores y autotransformadores. Reactancias y rectificadores. Condensadores. M.I.B.T. 044 6.2.2. Normas U.N.E. de obligado cumplimiento. Especificaciones Mecánicas. 6.2.2.1. Placas de circuito impreso. El circuito de la obra se realizará sobre una placa de vidrio de doble cara con presensibilización positiva. 131 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona Pliego de Condiciones 6.3. CONDICIONES DE LA EJECUCIÓN 6.3.1. Encargo y Compra del Material. La compra de los materiales, componentes y aparatos necesarios tendrá que realizarse con el tiempo necesario, de manera que estén disponibles en el momento que comience el ensamblaje de los componentes. 6.3.2. Construcción del Inductor. A tal efecto se dispondrá de cable de bobinar de diámetro 0,28 mm soldable. En primer lugar se cortarán 57 hilos de unos 2 m. Después se situarán juntos y se enrollarán de manera que queden trenzados. Más tarde se irán haciendo las 32 espiras, consiguiendo que queden apretadas máximo al cuerpo del núcleo toroidal. 6.3.3. Fabricación del transformador. Para la fabricación del transformador se utilizará el mismo cable 0,28 mm soldable mas un cable de 0,8 mm . Se cortará del primero un trozo de unos 2 m y un trozo de unos 4 cm del segundo. Con el cable de 0,28 mm se irán haciendo las 100 espiras de manera que estén cada una al lado de la otra y bien apretadas al núcleo toroidal. A continuación, con el segundo cable se le dará 2 vueltas al núcleo de manera que queden las 4 puntas de cable (2 por cada uno) más o menos alineadas en un punto del núcleo (para una fácil soldadura en la placa). 132 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 6.3.4. Pliego de Condiciones Fabricación del Circuito Impreso. A continuación se detallan los pasos para la fabricación del circuito impreso: 1.- Los materiales y aparatos para realizar la placa de circuito impreso son: insoladora (o lámpara de luz actínica), revelador (o en su defecto disolución de sosa cáustica y agua, atacador rápido que se puede sustituir por una disolución con la siguiente composición: 33% de HCL, 33% de agua oxigenada de 110 volúmenes y 33% de agua destilada), y por último se necesitan las placas de circuito impreso de material fotosensible positivo de doble cara y fibra de vidrio. 2.- La forma de operar será la siguiente: en primer lugar se efectuará una copia de dos planos de la placa (cara componentes y cara de soldadura) en papel de acetato. Posteriormente se unirán las dos copias procurando la correspondencia entre las pistas de las dos caras, dejando una ranura sin unir por donde se introducirá la placa. 3.- El conjunto (copias en papel de acetato y placa) se expondrá a la luz ultravioleta de la insoladora. Ésta recubre la placa y las copias en acetato con un material plástico al cual se le aplica el vacío evitando que se formen burbujas de aire entre el papel de acetato y la placa. A continuación se expone el conjunto a la luz ultravioleta durante el tiempo que aconseje el fabricante. Este tiempo de exposición depende de la lámpara utilizada, de la distancia de ésta respecto de la placa, del material fotosensible y del envejecimiento del mismo. El fabricante recomendará cual es el tiempo óptimo. 4.- Una vez acabada la exposición, se retira la placa y se coloca dentro del líquido revelador, el tiempo de atacado de revelado depende del fabricante de la placa de circuito impreso, quien indicará cual es el más adecuado. De todas formas, el proceso puede darse por finalizado cuando las pistas se vean nítidamente y el resto de la superficie se aprecie libre de cualquier sustancia fotosensible (se observa el cobre limpio). Cuando la placa ya está revelada se limpia con agua, que producirá una parada del proceso de revelado y ya se puede pasar al atacado: donde se sumerge la placa en el atacador rápido o en la disolución y se observa como desaparece el cobre que no conforma el trazado de las pistas. Una vez haya desaparecido toda la superficie de cobre que no conforma las pistas se secará la placa del atacador y se limpiará para finalizar el proceso de atacado. 5.- Finalmente se limpia la emulsión fotosensible que recubre las pistas (y que impedirá la soldadura) con alcohol o bien con acetato. 6.- Se realizarán los agujeros para soldar los terminales y después se sueldan. 133 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 6.3.5. Pliego de Condiciones Soldadura de los Componentes. Existen diversos métodos para poner en contacto permanente dos conductores eléctricos, o lo que es lo mismo, realizar entre ellos una conexión eléctrica, pero el más útil, por sus excelentes características de sencillez, seguridad y rapidez es la soldadura realizada mediante la aportación de la fusión de una aleación metálica. El proceso de soldadura consiste por tanto, en unir dos conductores de tipo y forma diferentes (terminales de componentes entre sí o un circuito impreso hilos y cables, chasis metálicos) de forma que mediante la adición de un tercer material conductor en estado líquido, por fusión a una determinada temperatura, se forme un compuesto intermetálico entre los tres conductores de tal manera que al enfriarse a la temperatura ambiente se obtenga una unión rígida permanente. La realización de la soldadura requiere unas condiciones iniciales a las que superficies conductoras que se vayan a unir, así como los utensilios para soldar y conseguir una soldadura de calidad. Se ha de tener en cuenta y vigilar constantemente el estado de limpieza de los conductores que se pretenden soldar, ya que la presencia de óxidos, grasa y cualquier tipo de suciedad impide que la soldadura realizada sea de la calidad necesaria de forma que pueda mantenerse sin ninguna degradación con el tiempo. 134 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 6.4. Pliego de Condiciones CONDICIONES FACULTATIVAS Los permisos de carácter obligatorio necesarios para realizar la obra o la utilización de la misma tendrán que obtenerse por parte de la empresa contratante, quedando la empresa contratista al margen de todas las consecuencias derivadas de la misma. Cualquier retardo producido en el proceso de fabricación por causas debidamente justificadas, siendo éstas alienas a la empresa contratista, será aceptada por el contratante, no teniendo éste último derecho a reclamación por daños y prejuicios. Cualquier demora no justificada supondrá el pago de una multa por valor del 6% del importe total de fabricación, para cada fracción del retardo temporal (acordado en el contrato). La empresa contratista se compromete a proporcionar las mayores facilidades al contratista para que la obra se realice de una forma rápida y adecuada. El aparato cumplirá los requisitos mínimos respecto el Proyecto encargado, cualquier variación o mejora sustancial en el contenido del mismo tendrá que ser consultada con el técnico diseñador (proyectista). Durante el tiempo que se haya estimado la instalación, el técnico proyectista podrá anunciar la suspensión momentánea si así lo estimase oportuno. Las características de los elementos y componentes serán las especificadas en la memoria y el pliego de condiciones, teniendo en cuenta su perfecta colocación y posterior uso. La contratación de este proyecto se considerará válida una vez las dos partes implicadas, propiedad y contratista, se comprometan a concluir las cláusulas del contrato, por el cual tendrán que ser firmados los documentos adecuados en una reunión conjunta en haber llegado a un acuerdo. Los servicios de la empresa contratista se consideran finalizados des del mismo momento en que el aparato se ponga en funcionamiento, después la previa comprobación de su correcto funcionamiento. El presupuesto no incluye gastos de tipo energético ocasionados por el proceso de instalación, ni las obras que fuesen necesarias, que irán a cargo de la empresa contratante. El cumplimiento de las elementales comprobaciones por parte de la empresa instaladora, no será competencia del proyectista, el cual queda fuera de toda responsabilidad derivada del incorrecto funcionamiento del equipo como consecuencia de esta omisión. 135 Convertidor Reductor con Rectificación Síncrona 6.5. Pliego de Condiciones CONCLUSIONES. Las partes interesadas manifiestan que conociendo los términos de este Pliego de Condiciones y del proyecto adjunto, y están de acuerdo con el que en él se manifiesta. TARRAGONA, 25 de AGOSTO DE 2002 EL INGENIERO TÉCNICO INDUSTRIAL Firmado, Oscar Fernández-Pacheco Gómez 136 7 ANEXOS 137 UC1526 UC2526 UC3526 Regulating Pulse Width Modulator FEATURES DESCRIPTION • 8 To 35V Operation • 5V Reference Trimmed To ±1% • 1Hz To 400kHz Oscillator Range • Dual 100mA Source/Sink Outputs • Digital Current Limiting • Double Pulse Suppression • Programmable Deadtime • Under-Voltage Lockout • Single Pulse Metering • Programmable Soft-Start • Wide Current Limit Common Mode Range • TTL/CMOS Compatible Logic Ports The UC1526 is a high performance monolithic pulse width modulator circuit designed for fixed-frequency switching regulators and other power control applications. Included in an 18-pin dual-in-line package are a temperature compensated voltage reference, sawtooth oscillator, error amplifier, pulse width modulator, pulse metering and setting logic, and two low impedance power drivers. Also included are protective features such as soft-start and under-voltage lockout, digital current limiting, double pulse inhibit, a data latch for single pulse metering, adjustable deadtime, and provision for symmetry correction inputs. For ease of interface, all digital control ports are TTL and B-series CMOS compatible. Active LOW logic design allows wired-OR connections for maximum flexibility. This versatile device can be used to implement single-ended or push-pull switching regulators of either polarity, both transformerless and transformer coupled. The UC1526 is characterized for operation over the full military temperature range of -55°C to +125°C. The UC2526 is characterized for operation from -25°C to +85°C, and the UC3526 is characterized for operation from 0° to +70°C. • Symmetry Correction Capability • Guaranteed 6 Unit Synchronization BLOCK DIAGRAM 6/93 UC1526 UC2526 UC3526 ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS (Note 1, 2) RECOMMENDED OPERATING CONDITIONS (Note 3) Input Voltage (+VIN) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . +40V Collector Supply Voltage (+VC) . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . +40V Logic Inputs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . -0.3V to +5.5V Analog Inputs . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . -0.3V to +VIN Source/Sink Load Current (each output) . . . . . . . . . . . . . 200mA Reference Load Current . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50mA Logic Sink Current . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15mA Power Dissipation at TA = +25°C (Note 2) . . . . . . . . . . 1000mW Power Dissipation at TC = +25°C (Note 2) . . . . . . . . . . 3000mW Operating Junction Temperature . . . . . . . . . . . . . . . . . . +150°C Storage Temperature Range . . . . . . . . . . . . . . -65°C to +150°C Lead Temperature (soldering, 10 seconds) . . . . . . . . . . +300°C Note 1: Values beyond which damage may occur. Note 2: Consult packaging section of databook for thermal limitations and considerations of package. Input Voltage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . +8V to +35V Collector Supply Voltage . . . . . . . . . . . . . . . . . . . +4.5V to +35V Sink/Source Load Current (each output) . . . . . . . . . 0 to 100mA Reference Load Current . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 0 to 20mA Oscillator Frequency Range . . . . . . . . . . . . . . . . 1Hz to 400kHz Oscillator Timing Resistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2kΩ to 150kΩ Oscillator Timing Capacitor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1nF to 20µF Available Deadtime Range at 40kHz . . . . . . . . . . . . . 3% to 50% Operating Ambient Temperature Range UC1526 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . -55°C to +125°C UC2526 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . -25°C to +85°C UC3526 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . -0°C to +70°C Note 3: Range over which the device is functional and parameter limits are guaranteed. CONNECTION DIAGRAMS DIL-18, SOIC-18 (TOP VIEW) J or N Package, DW Package PACKAGE PIN FUNCTION FUNCTION PIN PLCC-20, LCC-20 (TOP VIEW) Q and L Packages N/C +Error -Error Comp. CSS _ _____ Reset - Current Sense + Current Sense _________ Shutdown RTIMING CT RD Sync Output A VC N/C Ground Output B +VIN VREF 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 ELECTRICAL CHARACTERISTICS: +VIN = 15V, and over operating ambient temperature, unless otherwise specified, TA = TJ. PARAMETER TEST CONDITIONS UC1526 / UC2526 UC3526 UNITS MIN TYP MAX MIN TYP MAX 4.95 5.00 5.05 4.90 5.00 5.10 V 10 20 10 30 mV Reference Section (Note 4) Output Voltage TJ = + 25°C Line Regulation +VIN = 8 to 35V Load Regulation IL = 0 to 20mA 10 30 10 50 mV Temperature Stability Over Operating TJ 15 50 15 50 mV Total Output Voltage Range Over Recommended Operating Conditions 4.90 5.00 5.10 4.85 5.00 5.15 V Short Circuit Current VREF = 0V 25 50 100 25 50 100 mA 0.2 0.4 0.2 0.4 V Under -Voltage Lockout _______ RESET Output Voltage VREF = 3.8V VREF = 4.8V 2.4 Note 4: IL = 0mA. 2 4.8 2.4 4.8 V UC1526 UC2526 UC3526 ELECTRICAL CHARACTERISTICS: +VIN = 15V, and over operating ambient temperature, unless otherwise specified, TA = TJ. PARAMETER TEST CONDITIONS UC1526 / UC2526 MIN TYP MAX UC3526 MIN UNITS TYP MAX Oscillator Section (Note 5) Initial Accuracy TJ = + 25°C ±3 ±8 ±3 ±8 % Voltage Stability +VIN = 8 to 35V 0.5 1 0.5 1 % Temperature Stability Over Operating TJ 7 10 3 Minimum Frequency RT = 150kΩ Ω, CT = 20µ µF Maximum Frequency RT = 2kΩ Ω, CT = 1.0nF Sawtooth Peak Voltage +VIN = 35V Sawtooth Valley Voltage +VIN = 8V 1 400 % Hz 400 3.0 0.5 5 1 3.5 1.0 kHz 3.0 0.5 3.5 1.0 V V Error Amplifier Section (Note 6) Input Offset Voltage RS ≤ 2kΩ Ω Input Bias Current Input Offset Current 2 5 2 10 mV -350 -1000 -350 -2000 nA 35 100 35 200 nA DC Open Loop Gain RL ≥ 10MΩ Ω 64 72 60 72 dB HIGH Output Voltage VPIN1-VPIN2 ≥ 150mV, ISOURCE = 100µ µA 3.6 4.2 3.6 4.2 V LOW Output Voltage µA VPIN2-VPIN1 ≥ 150mV, ISINK = 100µ Common Mode Rejection Rs ≤ 12kΩ 70 94 70 94 dB Supply Voltage Rejection +VIN = 12 to 18V 66 80 66 80 dB 0.2 0.4 0.2 0.4 V PWM Comparator (Note 5) Minimum Duty Cycle VCOMPENSATION = +0.4V Maximum Duty Cycle VCOMPENSATION = +3.6V 0 45 49 2.4 4.0 0 45 49 2.4 4.0 % % Digital Ports (SYNC, SHUTDOWN, and RESET) HIGH Output Voltage ISOURCE =40µ µA LOW Output Voltage ISINK = 3.6mA HIGH Input Current VIH = +2.4V -125 -200 LOW Input Current VIL = +0.4V -225 -360 100 110 -3 -10 0.2 0.4 0.2 V 0.4 V -125 -200 µA -225 -360 µA 100 120 mV -3 -10 µA Current LImit Comparator (Note 7) Sense Voltage RS ≤ 50Ω Ω 90 Input Bias Current 80 Soft-Start Section Error Clamp Voltage RESET = +0.4V Cs Charging Current RESET =+2.4V 0.1 0.4 50 100 150 ISOURCE = 20mA 12.5 13.5 ISOURCE = 100mA 12 0.1 0.4 V 50 100 150 µA 12.5 13.5 Output Drivers (Each Output) (Note 8) HIGH Output Voltage LOW Output Voltage 13 ISINK = 20mA 0.2 ISINK = 100mA VC = 40V Rise Time Fall Time ____________ SHUTDOWN = +0.4V Collector Leakage Power Consumption (Note 9) Standby Current 12 V 13 V 0.3 0.2 1.2 2.0 1.2 2.0 V 50 150 50 150 µA CL = 1000pF 0.3 0.6 0.3 0.6 µs CL = 1000pF 0.1 0.2 0.1 0.2 µs 18 30 18 30 mA Note 4: IL = 0mA. Note 5: FOSC = 40kHz (RT = 4.12kΩ ± 1%, CT = 0.1µF ± 1%, RD = 0Ω) Note 6: VCM = 0 to +5.2V Note 8: VC = +15V Note 9: +VIN = +35V, RT = 4.12kΩ 3 0.3 V UC1526 UC2526 UC3526 APPLICATIONS INFORMATION Voltage Reference The reference regulator of the UC1526 is based on a temperature compensated zener diode. The circuitry is fully active at supply voltages above +8V, and provides up to 20mA of load current to external circuitry at +5.0V. In systems where additional current is required, an external PNP transistor can be used to boost the available current. A rugged low frequency audio-type transistor should be used, and lead lengths between the PWM and transistor should be as short as possible to minimize the risk of oscillations. Even so, some types of transistors may require collector-base capacitance for stability. Up to 1 amp of load current can be obtained with excellent regulation if the device selected maintains high current gain. Figure 2. Under-Voltage Lockout Schematic Soft-Start Circuit The soft-start circuit protects the power transistors and rectifier diodes from high current surges during power supply turn-on. When supply voltage is first applied to the _______ UC1526, the under-voltage lockout circuit holds RESET LOW with Q3. Q1 is turned on, which holds the soft-start capacitor voltage at zero. The second collector of Q1 clamps the output of the error amplifier to ground, guaranteeing zero duty cycle at the driver outputs. When the _______ supply voltage reaches normal operating range, RESET will go HIGH. Q1 turns off, allowing the internal 100mA current source to charge CS. Q2 clamps the error amplifier output to 1VBE above the voltage on CS. As the softstart voltage ramps up to +5V, the duty cycle of the PWM linearly increases to whatever value the voltage regulation loop requires for an error null. Figure 1. Extending Reference Output Current Under-Voltage Lockout The under-voltage lockout circuit protects the UC1526 and the power devices it controls from inadequate supply voltage, If +VIN is too low, the circuit disables the output _______ drivers and holds the RESET pin LOW. This prevents spurious output pulses while the control circuitry is stabilizing, and holds the soft-start timing capacitor in a discharged state. The circuit consists of a +1.2V bandgap reference and comparator circuit which is active when the reference voltage has risen to 3VBE or +1.8V at 25°C. When the reference voltage rises to approximately +4.4V, the circuit _______ enables the output drivers and releases the RESET pin, allowing a normal soft-start. The comparator has 200mV of hysteresis to minimize oscillation at the trip point. When +VIN to the PWM is removed and the reference _______ drops to +4.2V, the under-voltage circuit pulls RESET LOW again. The soft-start capacitor is immediately discharged, and the PWM is ready for another soft-start cycle. Figure 3. Soft-Start Circuit Schematic Digital Control Ports The three digital control ports of the UC1526 are bi-directional. Each pin can drive TTL and 5V CMOS logic directly, up to a fan-out of 10 low-power Schottky gates. Each pin can also be directly driven by open-collector The UC1526 can operate from a +5V supply by connecting the VREF pin to the +VIN pin and maintaining the supply between +4.8 and +5.2V. 4 UC1526 UC2526 UC3526 APPLICATIONS INFORMATION (cont.) TTL, open-drain CMOS, and open-collector voltage comparators; fan-in is equivalent to 1 low-power Schottky gate. Each port is normally HIGH; the pin_____ is pulled LOW _ to activate the particular function. Driving SYNC LOW initiates a discharge cycle in the oscillator. Pulling ____________ SHUTDOWN LOW immediately inhibits all PWM output _______ pulses. Holding RESET LOW discharges the soft-start capacitor. The logic threshold is +1.1V at +25°C. Noise immunity can be gained at the expense of fan-out with an external 2k pull-up resistor to +5V. Multiple devices can be synchronized together by programming one master unit for the desired frequency and then sharing its sawtooth and clock waveforms with the slave units. All CT terminals ______ are connected to the CT pin of the master, _____ and _all SYNC terminals are likewise connected to the SYNC pin of the master. Slave RT terminals are left open or connected to VREF. Slave RD terminals may be either left open or grounded. Error Amplifier The error amplifier is a transconductance design, with an output impedance of 2MΩ . Since all voltage gain takes place at the output pin, the open-loop gain/frequency characteristics can be controlled with shunt reactance to ground. When compensated for unity-gain stability with 100pF, the amplifier has an open-loop pole at 800Hz. The input connections to the error amplifier are determined by the polarity of the switching supply output voltage. For positive supplies, the common-mode voltage is +5.0V and the feedback connections in Figure 6A are used. With negative supplies, the common-mode voltage is ground and the feedback divider is connected between the negative output and the +5.0V reference voltage, as shown in Figure 6B. Figure 4. Digital Control Port Schematic Oscillator The oscillator is programmed for frequency and dead time with three components: RT, CT and RD. Two waveforms are generated: a sawtooth waveform at pin 10 for pulse width modulation, and a logic clock at pin 12. The following procedure is recommended for choosing timing values: Output Drivers The totem-pole output drivers of the UC1526 are designed to source and sink 100mA continuously and 200mA peak. Loads can be driven either from the output pins 13 and 16, or from the +VC, as required. Since the bottom transistor of the totem-pole is allowed to saturate, there is a momentary conduction path from the +VC terminal to ground during switching. To limit the resulting current spikes a small resistor in series with pin 14 is always recommended. The resistor value is determined by the driver supply voltage, and should be chosen for 200mA peak currents. 1. With RD = 0 (pin 11 shorted to ground) select values for RT and CT from Figure 7 to give the desired oscillator period. Remember that the frequency at each driver output is half the oscillator frequency, and the frequency at the +VC terminal is the same as the oscillator frequency. 2. If more dead time is required, select a large value of RD. At 40kHz dead time increases by 400ns/Ω . 3. Increasing the dead time will cause the oscillator frequency to decrease slightly. Go back and decrease the value of RT slightly to bring the frequency back to the nominal design value. The UC1526 can be synchronized to an external logic clock by programming the oscillator to free-run at a frequency 10% slower than the sync frequency. A periodic ______ LOW logic pulse approximately 0.5µs wide at the SYNC pin will then lock the oscillator to the external frequency. Figure 5. Oscillator Connections and Waveforms 5 UC1526 UC2526 UC3526 Figure 6. Error Amplifier Connections Figure 8. Single-Ended Configuration Figure 7. Push-Pull Configuration Figure 9. Driving N-channel Power Mosfets TYPICAL CHARACTERISTICS Oscillator Period vs RT and CT Oscillation Period 6 Data Sheet No. PD60147-L IR2110/IR2113 HIGH AND LOW SIDE DRIVER Features • Floating channel designed for bootstrap operation • • • • • • • Fully operational to +500V or +600V Tolerant to negative transient voltage dV/dt immune Gate drive supply range from 10 to 20V Undervoltage lockout for both channels Separate logic supply range from 5 to 20V Logic and power ground ±5V offset CMOS Schmitt-triggered inputs with pull-down Cycle by cycle edge-triggered shutdown logic Matched propagation delay for both channels Outputs in phase with inputs Description The IR2110/IR2113 are high voltage, high speed power MOSFET and IGBT drivers with independent high and low side referenced output channels. Proprietary HVIC and latch immune CMOS technologies enable ruggedized monolithic construction. Logic inputs are compatible with standard CMOS or LSTTL output. The output drivers feature a high pulse current buffer stage designed for minimum driver cross-conduction. Propagation delays are matched to simplify use in high frequency applications. The floating channel can be used to drive an N-channel power MOSFET or IGBT in the high side configuration which operates up to 500 or 600 volts. Product Summary VOFFSET (IR2110) (IR2113) 500V max. 600V max. IO+/- 2A / 2A VOUT 10 - 20V ton/off (typ.) 120 & 94 ns Delay Matching 10 ns Packages 14 Lead PDIP IR2110/IR2113 16 Lead PDIP w/o leads 4 & 5 IR2110-2/IR2113-2 14 Lead PDIP w/o Lead 4 IR2110-1/IR2113-1 16 Lead SOIC IR2110S/IR2113S Typical Connection up to 500V or 600V HO V DD V DD VB HIN HIN VS SD SD LIN LIN V CC V SS V SS COM VCC www.irf.com TO LOAD LO 1 IR2110/IR2113 Absolute Maximum Ratings Absolute maximum ratings indicate sustained limits beyond which damage to the device may occur. All voltage parameters are absolute voltages referenced to COM. The thermal resistance and power dissipation ratings are measured under board mounted and still air conditions. Additional information is shown in Figures 28 through 35. Symbol VB Definition Min. Max. High side floating supply voltage (IR2110) -0.3 525 (IR2113) -0.3 625 Units High side floating supply offset voltage VB - 25 VB + 0.3 VHO High side floating output voltage VS - 0.3 VB + 0.3 VCC Low side fixed supply voltage -0.3 25 VLO Low side output voltage -0.3 VCC + 0.3 VDD Logic supply voltage -0.3 VSS + 25 VSS Logic supply offset voltage VCC - 25 VCC + 0.3 VIN Logic input voltage (HIN, LIN & SD) VSS - 0.3 VDD + 0.3 — 50 VS dVs/dt PD RTHJA Allowable offset supply voltage transient (figure 2) Package power dissipation @ TA ≤ +25°C (14 lead DIP) — 1.6 (14 lead DIP w/o lead 4) — 1.5 (16 lead DIP w/o leads 4 & 5) — 1.6 (16 lead SOIC) — 1.25 (14 lead DIP) — 75 Thermal resistance, junction to ambient (14 lead DIP w/o lead 4) — 85 (16 lead DIP w/o leads 4 & 5) — 75 (16lLead SOIC) — 100 TJ Junction temperature — 150 TS Storage temperature -55 150 TL Lead temperature (soldering, 10 seconds) — 300 V V/ns W °C/W °C Recommended Operating Conditions The input/output logic timing diagram is shown in figure 1. For proper operation the device should be used within the recommended conditions. The VS and VSS offset ratings are tested with all supplies biased at 15V differential. Typical ratings at other bias conditions are shown in figures 36 and 37. Symbol Definition VB High side floating supply absolute voltage VS High side floating supply offset voltage Min. Max. VS + 10 VS + 20 Units (IR2110) Note 1 500 (IR2113) Note 1 600 VB VHO High side floating output voltage VS VCC Low side fixed supply voltage 10 20 VLO Low side output voltage 0 VCC VDD Logic supply voltage VSS + 4.5 VSS + 20 VSS Logic supply offset voltage VIN TA -5 5 Logic input voltage (HIN, LIN & SD) VSS VDD Ambient temperature -40 125 V °C Note 1: Logic operational for VS of -4 to +500V. Logic state held for VS of -4V to -VBS. 2 www.irf.com IR2110/IR2113 Dynamic Electrical Characteristics VBIAS (VCC , VBS , VDD) = 15V, CL = 1000 pF, TA = 25°C and VSS = COM unless otherwise specified. The dynamic electrical characteristics are measured using the test circuit shown in Figure 3. Symbol Definition Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions ton Turn-on propagation delay 7 — 120 150 VS = 0V toff Turn-off propagation delay 8 — 94 125 VS = 500V/600V tsd Shutdown propagation delay 9 — 110 140 VS = 500V/600V tr Turn-on rise time 10 — 25 35 tf Turn-off fall time 11 — 17 25 Delay matching, HS & LS turn-on/off — — — 10 MT ns Figure 5 Static Electrical Characteristics VBIAS (VCC, VBS, VDD) = 15V, TA = 25°C and VSS = COM unless otherwise specified. The VIN, VTH and IIN parameters are referenced to VSS and are applicable to all three logic input leads: HIN, LIN and SD. The VO and IO parameters are referenced to COM and are applicable to the respective output leads: HO or LO. Symbol Definition Figure Min. Typ. Max. Units Test Conditions VIH Logic “1” input voltage 12 9.5 — — VIL Logic “0” input voltage 13 — — 6.0 VOH High level output voltage, VBIAS - VO 14 — — 1.2 VOL Low level output voltage, VO 15 — — 0.1 IO = 0A V IO = 0A ILK Offset supply leakage current 16 — — 50 VB=VS = 500V/600V IQBS Quiescent VBS supply current 17 — 125 230 VIN = 0V or VDD IQCC Quiescent VCC supply current 18 — 180 340 IQDD Quiescent VDD supply current 19 — 15 30 VIN = 0V or VDD IIN+ Logic “1” input bias current 20 — 20 40 VIN = VDD 21 22 — 7.5 — 8.6 1.0 9.7 VIN = 0V 23 7.0 8.2 9.4 24 7.4 8.5 9.6 25 7.0 8.2 9.4 IO+ Logic “0” input bias current VBS supply undervoltage positive going threshold VBS supply undervoltage negative going threshold VCC supply undervoltage positive going threshold VCC supply undervoltage negative going threshold Output high short circuit pulsed current 26 2.0 2.5 — IO- Output low short circuit pulsed current 27 2.0 2.5 — IINVBSUV+ VBSUVVCCUV+ VCCUV- www.irf.com µA VIN = 0V or VDD V A VO = 0V, VIN = VDD PW ≤ 10 µs VO = 15V, VIN = 0V PW ≤ 10 µs 3 IR2110/IR2113 Functional Block Diagram VB UV DETECT VDD HV LEVEL SHIFT R Q S VDD /VCC LEVEL SHIFT HIN PULSE FILTER PULSE GEN R R Q HO S VS SD VCC VDD /VCC LEVEL SHIFT LIN S R Q UV DETECT LO DELAY COM VSS Lead Definitions Symbol Description VDD Logic supply HIN Logic input for high side gate driver output (HO), in phase SD Logic input for shutdown LIN Logic input for low side gate driver output (LO), in phase VSS Logic ground VB High side floating supply HO High side gate drive output VS High side floating supply return VCC Low side supply LO Low side gate drive output COM Low side return Lead Assignments 14 Lead PDIP IR2110/IR2113 4 14 Lead PDIP w/o Lead 4 16 Lead PDIP w/o Leads 4 & 5 16 Lead SOIC (Wide Body) IR2110-1/IR2113-1 IR2110-2/IR2113-2 Part Number IR2110S/IR2113S www.irf.com STP75NE75 STP75NE75FP N - CHANNEL 75V - 0.01Ω - 75A TO-220/TO-220FP STripFET POWER MOSFET TYPE V DSS R DS(on) ID STP75NE75 STP75NE75FP 75 V 75 V < 0.013 Ω < 0.013 Ω 75 A 40 A ■ ■ ■ ■ TYPICAL RDS(on) = 0.01 Ω EXCEPTIONAL dv/dt CAPABILITY 100% AVALANCHE TESTED APPLICATION ORIENTED CHARACTERIZATION 3 DESCRIPTION This Power MOSFET is the latest development of STMicroelectronics unique ”Single Feature Size” strip-based process. The resulting transistor shows extremely high packing density for low on-resistance, rugged avalanche characteristics and less critical alignment steps therefore a remarkable manufacturing reproducibility. 1 3 2 2 1 TO-220 TO-220FP INTERNAL SCHEMATIC DIAGRAM APPLICATIONS ■ SOLENOID AND RELAY DRIVERS ■ DC MOTOR CONTROL, AUDIO AMPLIFIERS ■ DC-DC CONVERTERS ■ AUTOMOTIVE ENVIRONMENT ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS Symbol Parameter Value STP75NE75 V DS V DGR Un it STP75NE75FP Drain-source Voltage (VGS = 0) 75 V Drain- gate Voltage (RGS = 20 kΩ) 75 V ± 20 V GS ID Gate-source Voltage Drain Current (continuous) at T c = 25 o C 75 40 V A ID Drain Current (continuous) at T c = 100 oC 53 28 A Drain Current (pulsed) 300 160 A Total Dissipation at T c = 25 oC 160 50 W Derating F actor 1.06 0.37 W /o C I DM (•) P tot V ISO Insulation Withstand Voltage (DC) dv/dt Peak Diode Recovery voltage slope Ts tg Tj Storage Temperature Max. Operating Junction Temperature (•) Pulse width limited by safe operating area May 1999 2000 7 -65 to 175 175 V V/ns o o C C ( 1) ISD ≤75 A, di/dt ≤ 300 A/µs, VDD ≤ V(BR)DSS, Tj ≤ TJMAX 1/9 STP75NE75/FP THERMAL DATA R thj -case R thj -amb R thc-sink Tl Thermal Resistance Junction-case Max TO-220 TO-220FP 0.94 2.7 Thermal Resistance Junction-ambient Max Thermal Resistance Case-sink Typ Maximum Lead Temperature F or Soldering Purpose 62.5 0.5 300 o C/W o C/W C/W o C o AVALANCHE CHARACTERISTICS Symbo l Max Value Unit IAR Avalanche Current, Repetitive or Not-Repetitive (pulse width limited by Tj max) Parameter 75 A E AS Single Pulse Avalanche Energy (starting Tj = 25 o C, ID = IAR , V DD = 30V) 200 mJ ELECTRICAL CHARACTERISTICS (Tcase = 25 oC unless otherwise specified) OFF Symbo l V (BR)DSS Parameter Drain-source Breakdown Voltage Test Con ditions I D = 250 µA V GS = 0 I DSS V DS = Max Rating Zero Gate Voltage Drain Current (V GS = 0) V DS = Max Rating IGSS Gate-body Leakage Current (VDS = 0) Min. Typ. Max. 75 Unit V T c = 125 oC V GS = ± 20 V 1 10 µA µA ± 100 nA ON (∗) Symbo l Parameter Test Con ditions V GS(th) Gate Threshold Voltage V DS = V GS ID = 250 µA R DS(on) Static Drain-source On Resistance V GS = 10V ID = 37.5 A I D(o n) On State Drain Current V DS > ID(o n) x R DS(on )ma x V GS = 10 V Min. Typ. Max. Unit 2 3 4 V 0.01 0.013 Ω 75 A DYNAMIC Symbo l g f s (∗) C iss C os s C rss 2/9 Parameter Test Con ditions Forward Transconductance V DS > ID(o n) x R DS(on )ma x Input Capacitance Output Capacitance Reverse Transfer Capacitance V DS = 25 V f = 1 MHz I D =37.5 A V GS = 0 Min. Typ. Max. Unit 40 S 5300 850 310 pF pF pF STP75NE75/FP ELECTRICAL CHARACTERISTICS (continued) SWITCHING ON Symbo l Parameter Test Con ditions Min. Typ. Max. Unit t d(on) tr Turn-on Delay T ime Rise Time V DD = 40 V I D = 40 A R G = 4.7 Ω V GS = 10 V (Resistive Load, see fig. 3) 32 130 Qg Q gs Q gd Total G ate Charge Gate-Source Charge Gate-Drain Charge V DD = 60 V ID = 75 A V GS = 10 V 150 30 62 200 nC nC nC Typ. Max. Unit ns ns SWITCHING OFF Symbo l Parameter Test Con ditions Min. t d(of f) tf Turn-off Delay T ime Fall T ime V DD = 40 V I D = 40 A V GS = 10 V R G = 4.7 Ω (Resistive Load, see fig. 3) 150 45 ns ns tr (Voff) tf tc Off-voltage Rise T ime Fall T ime Cross-over Time V clamp = 60 V I D = 75 A V GS = 4.5 V R G = 4.7 Ω (Induct ive Load, see fig. 5) 35 60 100 ns ns ns SOURCE DRAIN DIODE Symbo l Parameter Test Con ditions ISD I SDM (•) Source-drain Current Source-drain Current (pulsed) V SD (∗) Forward On Voltage I SD = 75 A Reverse Recovery Time Reverse Recovery Charge Reverse Recovery Current I SD = 75 A di/dt = 100 A/µs T j = 150 o C V DD = 30 V (see test circuit, fig. 5) t rr Q rr I RRM Min. Typ. Max. Unit 43 170 A A 1.5 V V GS = 0 130 ns 0.6 µC 9 A (∗) Pulsed: Pulse duration = 300 µs, duty cycle 1.5 % (•) Pulse width limited by safe operating area Safe Operating Area for TO-220 Safe Operating Area for TO-220FP 3/9 STP75NE75/FP Thermal Impedance for TO-220 Thermal Impedance forTO-220FP Output Characteristics Transfer Characteristics Transconductance Static Drain-source On Resistance 4/9 LM723 HIGH PRECISION VOLTAGE REGULATOR ■ ■ ■ ■ ■ ■ INPUT VOLTAGE UP TO 40V OUTPUT VOLTAGE ADJUSTABLE FROM 2 TO 37V POSITIVE OR NEGATIVE SUPPLY OPERATION SERIES, SHUNT, SWITCHING OR FLOATING OPERATION OUTPUT CURRENT TO 150mA WITHOUT EXTERNAL PASS TRANSISTOR ADJUSTABLE CURRENT LIMITING DESCRIPTION Plastic DIP-14 SO-14 The LM723 is a monolithic integrated programmable voltage regulator, assembled in 14-lead dual in-line plastic and SO-14 micropackage. The circuit provides internal current limiting. When the output current excedes 150mA an external NPN or PNP pass element may be used. Provisions are made for adjustable current limiting and remote shut-down. BLOCK DIAGRAM September 1998 1/12 LM723 ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS Symbol Parameter Value Unit LM723 LM723C Vi DC Input Voltage 40 40 V ∆V i-o Dropout Voltage 40 40 V Io Output Current 150 150 mA I ref Current from Vref 15 25 mA To p Operating Temperature -55 to 125 0 to 70 o C T stg Storage Temperature -65 to 150 -65 to 150 o C 150 125 o C Plastic DIP-14 SO-14 Tj Junction Temperature ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS Symbol Parameter R thj-a mb Thermal Resistance Junction-Ambient Max 200 160 PIN CONNECTION (top views) ORDER CODES Type Plastic DIP-14 SO-14 LM723 LM723C LM723N LM723CN LM723CD TEST CIRCUIT (pin configuration relative to the plastic package) Vi = 12V Vo = 5V Io = 1mA R1/R2 ≤ 10KΩ 2/12 Unit o C/W LM723 ELECTRICAL CHARACTERISTICS FOR LM723 (refer to the test circuits, Tamb = 25 oC, unless otherwise specified) Symbol Parameter ∆V o/∆V i Line Regulation ∆Vo /V o Load Regulation Test Conditions Min. Vi = 12 to 15V Vi = 12 to 40V Vi = 12 to 15V -55 C ≤ Tamb ≤ 125 C Io = 1 to 50 mA Io = 1 to 10 mA -55 C ≤ Tamb ≤ 125 C o o o o V REF Reference Voltage Iref = 160 µA SVR Supply Voltage Rejection f = 100 Hz to 10 KHz f = 100 Hz to 10 KHz 6.95 Typ. Max. Unit 0.01 0.02 0.1 0.2 0.3 % % % 0.03 0.15 0.6 % % 7.15 7.35 74 86 Cref = 0 Cref = 5 µF ∆V o /∆T Output Voltage Drift I sc Output Current Limit Vi Input Voltage Range Vo Output Voltage Range 150 65 Rsc = 10Ω Vo = 0 Id Quiescent Current K VH Long Term Stability eN Output Noise Voltage 40 V 2 37 V 3 38 V 5 mA Vi = 30 V Io = 0 mA 2.3 BW = 100 Hz to 10 KHz BW = 100 Hz to 10 KHz ppm/ oC mA 9.5 V o -V i V dB dB Cref = 0 Cref = 5 µF 0.1 %/1000 hrs 20 2.5 µV µV ELECTRICAL CHARACTERISTICS FOR LM723C (refer to the test circuits, Tamb = 25 oC, unless otherwise specified) Symbol Parameter ∆V o/∆V i Line Regulation ∆Vo /V o Load Regulation Test Conditions Min. Vi = 12 to 15V Vi = 12 to 40V Vi = 12 to 15V 0oC ≤ Tamb ≤ 70oC Io = 1 to 50 mA Io = 1 to 10 mA 0 C ≤ Tamb ≤ 70 C o V REF Reference Voltage Iref = 160 µA SVR Supply Voltage Rejection f = 100 Hz to 10 KHz f = 100 Hz to 10 KHz Typ. Max. Unit 0.01 0.1 0.1 0.5 0.3 % % % 0.03 0.2 0.6 % % 7.15 7.5 o 6.8 74 86 Cref = 0 Cref = 5 µF ∆V o /∆T Output Voltage Drift I sc Output Current Limit Vi Input Voltage Range Vo Output Voltage Range 150 65 Rsc = 10Ω Vo = 0 V o -V i Id Quiescent Current K VH Long Term Stability eN Output Noise Voltage Vi = 30 V Io = 0 mA BW = 100 Hz to 10 KHz BW = 100 Hz to 10 KHz ppm/ oC mA 9.5 40 2 37 V 3 38 V 4 mA 2.3 Cref = 0 Cref = 5 µF V dB dB V 0.1 %/1000 hrs 20 2.5 µV µV 3/12 LM723 Figure 1 : Maximum Output Current vs. Voltage Drop. Figure 2 : Current Limiting Characteristics. Figure 3 : Current Limiting Characteristics vs. Junction Temperature. Figure 4 : Load Regulation Characteristics without Current Limiting. Figure 5 : Load Regulation Characteristics with Current Limiting. Figure 6 : Load Regulation Characteristics with Current Limiting 4/12 LM723 Figure 7 : Line Regulation vs. Voltage Drop. Figure 8 : Load Regulation vs. Voltage Drop. Figure 9 : Quiescent Drain Current vs. Input Voltage. Figure 10 : Line Transient Response. Figure 11 : Load Transient Response. Figure 12 : Output Impedance vs. Frequency. 5/12 LM723 TABLE 1: Resistor Values (KΩ) for standard Output Voltages Output Voltage Applicable Figures +3 Fixed Output ± 5% Output Adjustable ± 10% * R1 R2 R1 P1 R2 13, 16, 17, 18, 21, 23 4.12 3.01 1.8 0.5 1.2 +5 13, 16, 17, 18, 21, 23 2.15 4.99 0.75 0.5 2.2 +6 13, 16, 17, 18, 21, 23 1.15 6.04 0.5 0.5 2.7 +9 14, 16, 17, 18, 21, 23 1.87 7.15 0.75 1 2.7 +12 14, 16, 17, 18, 21, 23 4.87 7.15 2 1 3 +15 14, 16, 17, 18, 21, 23 7.87 7.15 3.3 1 3 +28 14, 16, 17, 18, 21, 23 21 7.15 5.6 1 2 +45 19 3.57 48.7 2.2 10 39 +75 19 3.57 78.7 2.2 10 68 +100 19 3.57 102 2.2 10 91 +250 19 3.57 255 2.2 10 240 -6** 15 3.57 2.43 1.2 0.5 0.75 -9 15 3.48 5.36 1.2 0.5 2 -12 15 3.57 8.45 1.2 0.5 3.3 -15 15 3.65 11.5 1.2 0.5 4.3 -28 15 3.57 24.3 1.2 0.5 10 -45 20 3.57 21.2 2.2 10 33 -100 20 3.57 97.6 2.2 10 91 -250 20 3.57 249 2.2 10 240 Note: * Replace R1/R2 divider with the circuit of fig24. ** V+ must be connected to a +3V or greater supply. TABLE 2: Formulae for Intermediate Output Voltages Outputs from +2 to +7V Fig.13, 16, 17, 18, 21, 23 R2 V O = [ Vref x ] R1 + R2 Outputs from +4 to +250V Fig.19 Vr ef R2 − R 1 x ; R3 = R 4 VO = R1 2 Current Limiting O utputs from +7 to +37V F ig.14, 16, 17, 18, 21, 23 R1 + R2 V O = [ Vref x ] Outputs from -6 to -250V Fig.15, 20 Vr ef R1 + R 2 ; R = R4 VO = x R1 3 2 Foldback Current Limiting VO R3 VSENSE (R3 + R4) IKNEE = x R sc R4 R sc R4 R2 I LIMI T = I SHORT 6/12 CKT VSENSE R sc VSENSE R 3 + R4 = x R4 Rsc LM723 APPLICATION INFORMATION (pin numbers relative to the plastic package). Figure 13 : Basic Low Voltage Regulator (Vo = 2 to 7V). R1 × R2 for minimum temperature drift. R1 + R2 R3 may be eliminated for minimum component count. Typical performance Regulated Output Voltage.......................... ................. .........5V Line Regulation (∆Vi = 3V) ......................... ................. ...0.5mV Load Regulation (∆IO = 50mA) ................... ................. ... 1.5mV Note; R3 = Figure 15 : Negative Voltage Regulator. Typical performance Regulated Output Voltage .................... ............... ...............15V Line Regulation (∆Vi = 3V)............. ................. ................. ..1mV Load Regulation (∆IO = 100mA) ..................... ................. ..2mV Figure 14 : Basic High Voltage Regulator (Vo = 7 to 37V). R1 × R2 for minimum temperature drift. R1 + R2 R3 may be eliminated for minimum component count. Typical performance Regulated Output Voltage......................... ................. ........ 15V Line Regulation (∆Vi = 3V).............. ................. .............. 1.5mV Load Regulation (∆IO = 50mA).................. ................. .... 4.5mV Note; R3 = Figure 16 : Positive Voltage Regulator (external Typical performance Regulated Output Voltage............... ................. ............... + 15V Line Regulation (∆Vi = 3V)........................ ................. .... 1.5mV Load Regulation (∆IO = 1A)............. ................. ............... 15mV 7/12 LM723 APPLICATION INFORMATION (continued). Figure 17 : Positive Voltage Regulator (External PNP Pass Transistor) Typical performance Regulated Output Voltage.......................... ................. .........5V Line Regulation (∆Vi = 3V) ......................... ................. ...0.5mV Load Regulation (∆IO = 1 A) .................. ............... ..........1.5mV Figure 19 : Positive Floating Regulator Typical performance Regulated Output Voltage .................... ............... ............100 V Line Regulation (∆Vi = 20V)............................ ............... 15 mV Load Regulation (∆IO = 50mA) ....................... ............ ... 20 mV 8/12 Figure 18 : Foldback current limiting Typical performance Regulated Output Voltage......................... ................. ......... 5 V Line Regulation (∆Vi = 3V).............. ................. .............. 0.5mV Load Regulation (∆IO = 10mA).................. ................. ....... 1mV Current Limit Knee..................... ............... ................. ....20 mA Figure 20 : Negative Floating Regulator Typical performance Regulated Output Voltage............... ................. ............ - 100 V Line Regulation (∆Vi = 20V)...................... ................. .... 30 mV Load Regulation (∆IO = 100 mA)............... ................. .... 20 mV LM723 APPLICATION INFORMATION (continued). Figure 21 : Positive Switching Regulator Figure 22 : Remote Shutdown Regulator With Current Limiting Note: current limi t transistor may be used for shutdown if current limiting is not required. Typical performance Regulated Output Voltage.......................... ................. ........5 V Line Regulation (∆Vi = 30 V) ........................... ............... 10 mV Load Regulation (∆IO = 2 A) .................. ............... ..........80 mV Figure 23 : Shunt Regulator. Typical performance Regulated Output Voltage......................... ................. ......... 5 V Line Regulation (∆Vi = 3 V) ....................... ................. ... 0.5 mV Load Regulation (∆IO = 50 mA)............ ................. ........ 1.5 mV Figure 24 : Output Voltage Adjust Typical performance Regulated Output Voltage .................... ............... ................5 V Line Regulation (∆Vi = 10 V)................. ............... .............2 mV Load Regulation (∆IO = 100 mA) ............... ................. ......5 mV 9/12
