Proyecto Fin de Carrera - Cesar Gonzalez

Proyecto Fin de Carrera
Ingeniería de Telecomunicación
Estudio por simulación de la técnica “Envelope
Tracking” para la mejora de la eficiencia en
amplificadores de potencia
Autor: César Augusto González Zúñiga
Tutor: Luis Javier Reina Tosina
Dep. Teoría de la Señal y Comunicaciones
Escuela Técnica Superior de Ingeniería
Universidad de Sevilla
España-Sevilla, 2015
Proyecto Fin de Carrera
Ingeniería de Telecomunicación
Estudio por simulación de la técnica “Envelope
Tracking” para la mejora de la eficiencia en
amplificadores de potencia
Autor:
César Augusto González Zúñiga
Tutor:
Luis Javier Reina Tosina
Profesor titular
Dep. de Teoría de la Señal y Comunicaciones
Escuela Técnica Superior de Ingeniería
Universidad de Sevilla
España-Sevilla, 2015
A Dios y a mi familia...
Índice
Índice de Tablas
I
Índice de Figuras
II
1
Presentación del proyecto
1.1 Motivación
1.2 Objetivos
1.3 Estructura del proyecto
1
1
2
2
2
Amplificadores de potencia
2.1 Introducción
2.2 Clasificación de los amplificadores de potencia
2.2.1 Conceptos generales
2.2.2 Clase A
2.2.3 Clase B
2.2.4 Clase AB
2.2.5 Clase C
2.3 Parámetros más importantes de los amplificadores de potencia
2.3.1 Ganancia
2.3.1.1 Ganancia de potencia
2.3.1.2 Ganancia de potencia disponible
2.3.1.3 Ganancia de transducción
2.3.2 Eficiencia
2.3.2.1 Eficiencia de drenador
2.3.2.2 Eficiencia de potencia añadida (PAE)
2.3.3 Linealidad
2.3.3.1 Punto de comprensión de 1 dB
2.3.3.2 Distorsión de intermodulación
2.3.3.3 Punto de intercepto
2.4 Técnicas de adaptación de impedancias Load/Source Pull
2.4.1 Introducción
2.4.2 Método Load Pull
2.4.3 Método Source Pull
2.4.4 Aplicación del método Load/Source Pull
2.5 Técnicas de aumento de eficiencia
2.5.1 Introducción
2.5.2 Técnica Envelope Elimination and Restoration (EER)
2.5.3 Técnica de Envelope Tracking (ET)
2.5.4 Conclusiones
3
3
3
3
4
5
6
6
7
7
7
7
7
7
8
8
8
8
9
9
10
10
10
11
11
11
11
12
13
13
3
Dispositivos HEMT de GaN
3.1 Introducción
3.2 Características del semiconductor de GaN
3.3 El transistor GaN HEMT
14
14
14
15
4
Diseño del amplificador de clase AB mediante ADS
4.1 Introducción
4.2 Herramienta de diseño ADS y transistor CGH40010
4.2.1 Advance Design System (ADS)
4.2.2 Transistor CGH40010 de Cree
4.3 Diseño del amplificador de potencia
4.3.1 Curvas I-V del transistor CGH400010
4.3.2 Punto de polarización del transistor CGH40010
4.3.3 Diseño el amplificador de pequeña señal
4.3.4 Diseño del amplificador de gran señal
4.3.4.1 Punto de comprensión de 1 dB
4.3.4.2 Técnicas de Load/Source Pull
4.3.4.3 Redes de adaptación con líneas de transmisión ideales
4.3.4.4 Redes de adaptación con líneas de transmisión Microstrip
4.3.5 Integración de la arquitectura Envelope Tracking en el amplificador de gran señal
4.3.5.1 Simulación de Envolvente con un tono a la entrada del amplificador
4.3.5.2 Simulación de Envolvente con dos tono a la entrada del amplificador
4.3.5.3 Simulación de Envolvente con la señal 3GPP a la entrada del amplificador
17
17
17
17
18
18
18
19
19
25
26
28
32
36
39
39
42
46
5
Resultados destacados
5.1 Resultados del amplificador de pequeña señal
5.1.1 Punto de polarización
5.1.2 Resistencias de estabilización y redes de adaptación de impedancias
5.1.3 Red de adaptación de entrada del amplificador de pequeña señal
5.1.4 Red de adaptación de salida del amplificador de pequeña señal
5.1.5 Resultados del esquema del amplificador de pequeña señal
5.2 Resultados del amplificador de gran señal
5.2.1 Técnicas de Load/Source Pull
5.2.2 Redes de adaptación con líneas de transmisión ideales
5.2.3 Redes de adaptación con líneas de transmisión Microstrip
5.2.4 Comparativa con ET y sin ET
51
51
51
51
51
51
51
53
53
53
56
57
6
Conclusiones y líneas futuras de investigación
6.1 Conclusiones del proyecto
6.2 Líneas futuras de investigación
61
61
62
7
Bibliografía
63
Índice de tablas
Tabla 2.1. Eficiencia de las distintas clases de amplificadores de potencia
7
Tabla 4.1. Valores del factor de estabilidad cuando se varía 𝑉𝐺𝑆
21
Tabla 4.2. Resultado de simulación de parámetros S sin redes de adaptación
22
Tabla 4.3. Resultado de simulación de parámetros S con redes de adaptación
25
Tabla 5.1. Resultado de simulación de parámetros S sin redes de adaptación
53
I
ÍNDICE DE FIGURAS
Figura 2.1. Clases de un amplificador de potencia en función del punto de operación. [9]
4
Figura 2.2. Polarización clase A. [8]
4
Figura 2.3. Polarización clase B. [8]
5
Figura 2.4. Polarización clase AB [8]
6
Figura 2.5. Punto de comprensión de 1dB. [10]
8
Figura 2.6. Productos de intermodulación. [10]
9
Figura 2.7. Punto de intercepto. [10]
10
Figura 2.8. Curvas de contorno Load Pull. [30]
11
Figura 2.9. Técnica ET (a) en la que la alimentación del amplificador de RF sigue la envolvente
de la señal. Y técnica EER (b) en la que la envolvente amplificada modula al
amplificador de RF.
12
Figura 2.10. Esquema de las topologías ET y EER para mejorar la linealidad y rendimiento
de amplificadores potencia de RF.
12
Figura 2.11. Esquema de la técnica ET usando la herramienta ADS.
13
Figura 3.1. Estructura típica de capas de un transistor HEMT AlGaN/GaN junto con el
diagrama de bandas. [22]
15
Figura 4.1. Esquemático en ADS para la obtención del punto de polarización.
19
Figura 4.2. Curva del punto de polarización del transistor CGH40010.
20
Figura 4.3. Esquemático de la simulación de parámetros S que proporciona
loscírculos de estabilidad.
20
Figura 4.4. Resultados de la simulación de parámetros S que proporciona los círculos de
estabilidad.
20
Figura 4.5. Esquema de simulación de parámetros S añadiendo las resistencias R1 y R2 para
estabilizar el transistor CGH40010.
21
Figura 4.6. Resultados de simulación de parámetros S añadiendo resistencias para estabilizar
el transistor CGH40010.
22
Figura 4.7. Esquema del transistor con redes de adaptación de impedancia.
23
Figura 4.8. Configuración de DA_SingleStubMatch1.
23
Figura 4.9. Configuración de DA_SingleStubMatch2.
24
Figura 4.10. Redes de adaptación a la entrada del transistor.
24
Figura 4.11. Redes de adaptación a la salida del transistor.
25
Figura 4.12. Esquema de simulación para obtener el punto de comprensión de 1dB.
26
Figura 4.13. Potencia de RF salida frente a potencia de RF entrada.
27
II
Figura 4.14. Resultado de simulación de balance armónico de un tono de 20 dBm de
potencia de la figura 4.12.
27
Figura 4.15. Resultado de simulación de balance armónico de un tono de 28 dBm de
potencia de la figura 4.12
28
Figura 4.16. Esquema de simulación para el análisis de Load Pull cuando ZG =50 Ohm
29
Figura 4.17. Resultado del análisis de Load Pull cuando ZG =50 Ohm.
29
Figura 4.18. Esquema de simulación para el análisis de Source Pull cuando ZL =9.430 + j9.130 Ohm.
30
Figura 4.19. Resultado del análisis de Source Pull cuando ZL =9.430 + j9.130 Ohm.
30
Figura 4.20. Esquema de simulación para el análisis de Load Pull cuando ZG =49.492 + j5.012 Ohm.
31
Figura 4.21. Resultado del análisis de Load Pull cuando ZG =49.492 + j5.012 Ohm.
31
Figura 4.22. Esquema de simulación para el análisis de Source Pull cuando ZL =14.365 + j4.160 Ohm. 32
Figura 4.23. Resultado del análisis de Source Pull cuando ZL =14.365 + j4.160 Ohm.
32
Figura 4.24. Red de adaptación de entrada usando líneas de transmisión ideales.
33
Figura 4.25. Resultado de la simulación de parámetros S de la red de adaptación de entrada.
34
Figura 4.26. Red de adaptación de salida usando líneas de transmisión ideales.
34
Figura 4.27. Resultado de la simulación de parámetros S de la red de adaptación de salida.
35
Figura 4.28. Esquema de balance armónico usando redes de adaptación con líneas ideales.
35
Figura 4.29. Resultado de la simulación de balance armónico usando las redes de adaptación
ideales y un tono de 35 dBm de entrada a la frecuencia 3.6 GHz.
36
Figura 4.30. Herramienta LineCalc para obtener las dimensiones físicas de las líneas
transmisión a partir de la longitud eléctrica E.
37
Figura 4.31. Red de adaptación de entrada usando l´neas de transmisión Microstrip.
38
Figura 4.32. Red de adaptación de salida usando l´neas de transmisión Microstrip.
38
Figura 4.33. Resultado de la simulación de balance armónico usando las redes de adaptación
Microstrio y un tono de 35 dBm de entrada a la frecuencia 3.6 GHZ.
38
Figura 4.34. Esquemático del amplificador de potencia sin incuir la arquitectura de Envelope
Tracking para un tono.
40
Figura 4.35. Resultado de la simulación de envolvente de la figura 4.34. (a) Representación de la
PAE frente a la potencia de la señal de entrada en dBm. (b) Representación de la
PAE frente a la potencia de salida del amplificador en dBm.
40
Figura 4.36. Representación temporal de la forma de onda de la alimentación del amplificador
cuando no se emplea el esquema de Envelope Tracking.
41
Figura 4.37. Esquema del amplificador de potencia incluido dentro de la arquitectura de
Envelope Tracking para un tono.
41
Figura 4.38. Resultado de la simulación de envolvente de la figura 4.37. (a) Representación
de la PAE frente a la potencia de la señal de entrada en dBm. (b) Representación
de la PAE frente a la potencia de salida del amplificador en dBm.
Figura 4.39. Representación temporal de la forma de onda de la alimentación
III
42
del amplificador cuando se emplea el esquema de Envelope Tracking.
42
Figura 4.40. Esquemático del amplificador de potencia sin incluir la arquitectura de
Envelope Tracking para dos tonos.
43
Figura 4.41. Resultado de la simulación de envolvente de la figura 4.40. (a) Representación
de la PAE frente a la potencia de la señal de entrada en dBm. (b) Representación
de la PAE frente a la potencia de salida del amplificador en dBm.
43
Figura 4.42. Representación temporal de la forma de onda de la alimentación del
amplificador cuando se emplea el esquema de Envelope Tracking con un tono.
44
Figura 4.43. Esquema del amplificador de potencia incluyendo la arquitectura Envelope
Tracking para dos tonos.
44
Figura 4.44. Resultado de la simulación de envolvente de la figura 4.43. (a) Representación
de la PAE frente a la potencia de la señal de entrada en dBm. (b) Representación
de la PAE frente a la potencia de salida del amplificador en dBm.
45
Figura 4.45. Representación temporal de la forma de onda de la alimentación del
amplificador cuando se emplea el esquema de Envelope Tracking con dos tonos.
45
Figura 4.46. Esquema del amplificador de potencia sin emplear la arquitectura Envelope
Tracking para una señal de entrada 3GPP.
46
Figura 4.47. Resultado de la simulación de envolvente de la figura 4.46. (a) Representación
de la PAE frente a la potencia de la señal de entrada en dBm. (b) Representación
de la PAE frente a la potencia de salida del amplificador en dBm.
46
Figura 4.48. Representación temporal de la forma de onda de la alimentación del
amplificador cuando no se emplea el esquema de Envelope Tracking
con una señal 3GPP.
47
Figura 4.49. Esquema del amplificador de potencia incluyendo la arquitectura
Envelope Tracking para una señal de entrada 3GPP.
47
Figura 4.50. Resultado de la simulación de envolvente de la figura 4.49. (a) Representación
de la PAE frente a la potencia de la señal de entrada en dBm. (b) Representación
de la PAE frente a la potencia de salida del amplificador en dBm.
48
Figura 4.51. Representación temporal de la forma de onda de la alimentación del amplificador
cuando se emplea el esquema de Envelope Tracking con una señal 3GPP.
48
Figura 4.52. PDF de la forma de onda de la alimentación del amplificador cuando se
emplea el esquema de Envelope Tracking para un tono como señal de entrada.
49
Figura 4.53. PDF de la forma de onda de la alimentación del amplificador cuando se
emplea el esquema de Envelope Tracking para dos tonos como señal de entrada.
50
Figura 4.54. PDF de la forma de onda de la alimentación del amplificador cuando se emplea
el esquema de Envelope Tracking para una señal 3GPP como señal de entrada.
Figura 5.1. Curva I-V del transistor CGH40010 de Cree
Figura 5.2. Esquema de parámetros S del amplificador de pequeña señal con sus resistenias de
IV
50
52
estabilización y redes de adaptación de impedancia.
52
Figura 5.3. Red de adaptación de entrada del amplificador de pequeña señal.
52
Figura 5.4. Red de adaptación de salida del amplificador de pequeñal señal.
53
Figura 5.5. Esquema de simulación para el análisis de Load Pull cuando ZG =49.492 + j5.012.
54
Figura 5.6. Esquema de simulación para el análisis de Source Pull cuando ZL =14.365 + j4.160.
54
Figura 5.7. Valor de la PAE=63.12% cuando ZG =49.492 + j5.012 y ZL =14.365 + j4.160 .
54
Figura 5.8. Red de adaptación de impedancia de entrada usando líneas de transmisión ideales
para el amplificador de gran señal.
55
Figura 5.9. Red de adaptación de impedancia de salida usando líneas de transmisión ideales
para el amplificador de gran señal.
55
Figura 5.10. Esquema de balance armónico del amplificador de gran señal usando las redes
de adaptación de entrada y de salida con líneas de transmisión ideales.
55
Figura 5.11. Resultado de la simulación de balance armónico del amplificar de gran señal
señal usando las redes de adaptación con líneas de transmisión ideales
PAE=65.519%.
56
Figura 5.12. Red de adaptación de entrada del amplificador de gran señal usando líneas
de transmisón Microstrip.
56
Figura 5.13. Red de adaptación de salida del amplificador de gran señal usando líneas
de transmisión Microstrip.
57
Figura 5.14. Resultado de la simulación de balance armónico del amplificador de gran
señal usando las redes de adaptación con líneas de transmisión
Microstrip PAE=61.490%.
57
Figura 5.15. Resultado de la eficiencia cuando usa un tono de 35 dBm a la entrada del
amplificador de potencia sin emplear la técnica de ET. Se pueden conseguir una
PAE máxima de 69.833% y ganancia de 3.8 dB si el tono de entrada tiene
una potencia RFpower de 38 dBm.
58
Figura 5.16. Resultado de la eficiencia cuando se usa un tono de 35 dBm a la entrada del
amplificador de potencia implementando la técnica de ET. Se obtienen los
mismos resultados de PAE cuando no se implementa ET.
58
Figura 5.17. Valor de la eficiencia del amplificador sin incluir la técnica de Envelope
Tracking para dos tonos de 35 dBm separados 5 MHz. Se pueden conseguir
una PAE máximade 33.879% y ganancia de 8.5 dB si los tonos de entrada
tienen una potencia RFpower de 29 dBm.
59
Figura 5.18. Valor de la eficiencia del amplificador de potencia cuanco incluye la técnica
de Envelope Tracking para dos tonos de 35 dBm separados 5 MHz. Se pueden
conseguir la una PAE máxima de 46.890% y ganancia de 8.5 dB si los tonos de
entrada tienen una potencia RFpower de 29 dBm.
Figura 5.19. Valor de la eficiencia del amplificador sin incluir la técnica de Envelope
V
59
Tracking cuando se usa una señal 3GPP a su entrada. Se pueden conseguir
una PAE de 44.191% y ganancia de 7 dB si la señal 3GPP tiene una potencia
RFpower de 32 dBm.
60
Figura 5.20. Valor de la eficiencia del amplificador cuando se incluye la técnica de Envelope
Tracking cuando se usa una señal 3GPP a su entrada. Se pueden conseguir
una PAE máxima de 46.981% y ganancia de 5.5 dB si la señal 3GPP tiene
una potencia RFpower de 32 dBm.
60
VI
1 PRESENTACIÓN DEL PROYECTO
1.1. Motivación
La evolución y el gran desarrollo experimentado en los últimos años por los sistemas de comunicaciones
móviles e inalámbricos hacen que la reducción de costes, manteniendo una alta calidad, se convierta en una
cuestión de gran importancia en el diseño de estas tecnologías.
La maximización de la eficiencia en el uso de la energía suministrada al sistema es una magnífica solución en
este aspecto, ya que nos proporciona un considerable ahorro en la energía de alimentación a la vez que se
reduce la disipación de la potencia en forma de calor, evitando la degradación de los componentes y alargando
el tiempo de vida útil de los mismos.
La maximización de la eficiencia en el manejo de la potencia de un enlace de comunicaciones viene
determinada por el amplificador de potencia del transmisor, ya que consume la mayor parte de la potencia
media disponible del sistema.
Veámoslo, por ejemplo, en un caso típico de comunicaciones por satélite [1], en el que el amplificador de
cabecera tiene un nivel de potencia de salida del orden de 40 W. Para suministrar este nivel de señal a la antena
el amplificador consume en promedio el 75% de la potencia total disponible. Si dicho amplificador trabaja con
una eficiencia aproximada del 30%, entonces el 52,5% de la potencia total del sistema se pierde
transformándose en calor en el propio amplificador.
En el caso de las comunicaciones móviles, las transmisiones de las señales de RF están fundamentalmente
limitadas por la distorsión generada por el amplificador de potencia y por la potencia en DC que consume. En
la mayoría de los casos la distorsión puede ser reducida, pero solo a expensas de la disipación de potencia
incrementada [2]. Para evitar la distorsión es importante que éstos mantengan un alto grado de linealidad.
Además de la alta linealidad en el diseño de los amplificadores de potencia, otro factor muy importante es la
reducción en la magnitud del consumo de la energía en los sistemas de comunicaciones móviles. Un ejemplo
de este hecho es la reducción en el voltaje de las baterías: desde 7V a 3V [3]
Sin embargo, los objetivos de máxima eficiencia y alta linealidad (mínima distorsión) suelen ser, en principio,
contrapuestos. Las técnicas clásicas de amplificadores de potencia de alta eficiencia pasan por la utilización de
condiciones de trabajo altamente no-lineales (Clases C, D y E). Las condiciones de trabajo esencialmente
lineales (Clases A y AB) no suelen alcanzar niveles de eficiencia muy elevados y se requiere añadir al
amplificador algún esquema que aumente su nivel de eficiencia. [4] [5]
El trabajo que aquí se presenta se centra fundamentalmente en el diseño de un amplificador de potencia de
clase AB, diseñado de tal manera que trabaje alcanzando su máxima eficiencia pero sin comprometer su
linealidad.
Para el diseño del amplificador de potencia de clase AB se utilizará el transistor CGH40010 del fabricante
Cree, construido con Nitruro de Galio (GaN), el cual representa mejor rendimiento en alta potencia que los
transistores habituales diseñados con Arseniuro de Galio (GaAs) o Arseniuro de Galio-Aluminio (AlGaAs).
Una vez diseñado el amplificador de potencia de clase AB se le incorporará una estructura que implementa la
1
técnica de Envelope Tracking con el propósito de aumentar la eficiencia que tiene el amplificador y, de esta
manera, demostrar la gran importancia que supone el uso de dicha técnica en los sistemas de comunicaciones
móviles e inalámbricos para contribuir a la reducción de costes de los mismos.
1.2. Objetivos
El objetivo principal de este proyecto consiste en el diseño mediante simulación de un amplificador de
potencia a partir de transistores de última generación (GaN) buscando un equilibrio entre eficiencia y
linealidad. Este objetivo se alcanzará mediante los siguientes objetivos específicos:
- Diseño de un amplificador de potencia con un dispositivo HEMT de GaN, clase AB, mediante la
herramienta de simulación ADS.
- Ajuste de las impedancias óptimas de entrada y salida mediante las técnicas de Load/Source Pull.
- Diseño de las redes de adaptación de impedancias de entrada y de salida.
- Integración del amplificador en una arquitectura Envelope Tracking.
- Evaluación de los resultados obtenidos mediante la herramienta de simulación ADS.
1.3. Estructura del proyecto
Una vez descritos los objetivos que se pretenden alcanzar con este proyecto, pasamos ahora a describir la
manera en la que se ha estructurado este trabajo.
En el capítulo 2 de esta memoria se hace una introducción a los amplificadores de potencia, en la que se
describirán las consideraciones más relevantes sobre el diseño de los amplificadores de potencia de clase A, B,
AB y C. También se describirán las técnicas Load/Source Pull que permiten obtener las terminaciones óptimas
de entrada y de salida en régimen de gran señal, y finalmente se detallará la técnica de Envelope Tracking que
permite aumentar la eficiencia de un amplificador.
En el capítulo 3 se ha destinado para describir los transistores de última generación GaN. Los dispositivos de
potencia en RF basados en GaN han hecho importantes progresos en la última década. En este capítulo se
comentará los principios de operación y características fundamentales de los dispositivos HEMT de GaN.
En el capítulo 4 se llevará a cabo la propuesta de diseño del amplificador de potencia de clase AB buscando un
equilibrio entre eficiencia y linealidad. En primer lugar se describirá brevemente la herramienta de simulación
ADS que se utilizará en todo el proyecto; A continuación se pasará a detallar el diseño del amplificador de
clase AB; posteriormente se diseñarán las redes de adaptación de impedancias y, finalmente, se integrará el
amplificador diseñado en una arquitectura de Envelope Tracking.
En el capítulo 5, tras haber diseñado el amplificador de potencia AB en el simulador de ADS, se presentarán
todos los resultados más destacados en el capítulo 4.
En el capítulo 6 se finaliza este proyecto numerando cada una de las conclusiones a las que se ha llegado
discutiendo, además, si se han alcanzado los objetivos marcados inicialmente, y nombrando las líneas futuras
de investigación.
En el capítulo 7 se detalla toda la bibliografía que se ha usado en el desarrollo de este proyecto.
2
2 AMPLIFICADORES DE POTENCIA
2.1. Introducción
Un amplificador de potencia es un dispositivo que recibe en su terminal de entrada una señal con un cierto
nivel de potencia y proporciona a su salida la misma señal con una gran cantidad de potencia. Por lo general la
señal que se inyecta en el terminal de entrada del amplificador de potencia es pequeña y es necesario
amplificarla lo suficiente para generar grandes señales de potencia a la carga conectada en su terminal de
salida.
Las características principales de un amplificador de gran señal o de potencia son la eficiencia de potencia, la
cantidad máxima de potencia que es capaz de generar el amplificador de potencia y el acoplamiento de
impedancias con la carga conectada a la salida del mismo [6].
Los amplificadores de potencia se clasifican de acuerdo a la fracción de tiempo que conducen los transistores.
Los amplificadores de clase A tienen transistores de salida en los que la corriente de señal circula todo el
tiempo. Para obtener un mayor rendimiento, el amplificador en clase B utiliza transistores que sólo conducen
la mitad del tiempo, quedando al corte el resto del tiempo. Los transistores de los amplificadores en clase AB
conducen algo más de la mitad del tiempo con rendimientos similares a los circuitos de clase B, pero producen
menor distorsión. Los amplificadores en clase C producen grandes cantidades de potencia con gran
rendimiento usando transistores que conducen sólo una pequeña fracción del ciclo. Los cortos pulsos de la
corriente de salida excitan un circuito resonante que elimina las componentes de la distorsión producidas por el
funcionamiento no lineal del transistor. Los amplificadores en clase D producen formas de onda de salida
binarias de muy alto rendimiento, próximo al 100% usando los transistores como interruptores. [7]
A continuación comenzaremos con el estudio de los amplificadores de potencia describiendo la clasificación y
los parámetros más importantes de los mismos, las técnicas de adaptación de impedancia Load/Source-pull y
la técnica de Envelope Tracking.
2.2. Clasificación de los amplificadores de potencia
2.2.1. Conceptos generales.
Los amplificadores de potencia se clasifican por clases en las cuales se representan la cantidad que varía la
señal de salida a lo largo de un ciclo de operación para un ciclo completo de la señal de entrada.
Cada una de las clases de los amplificadores de potencias difiere en términos de linealidad, potencia de salida
y eficiencia [8]. Así, para poder diseñar un amplificador de potencia es necesario determinar el factor más
importante para nuestro diseño y elegir la clase de amplificadores de potencia que más se adecúe a nuestros
propósitos. En este proyecto los factores más importantes son la linealidad y la eficiencia, ya que se desea
diseñar un amplificador de potencia que maximice su eficiencia pero sin comprometer su linealidad.
Las clases de operación del amplificador de potencia se pueden dividir en dos grupos: el primer grupo (Clases
A, B, AB) está formado por amplificadores de potencia altamente lineales usados en aplicaciones de
microondas y comunicaciones móviles, mientras que el segundo grupo (Clases D, E, F) contiene a los
amplificadores de gran eficiencia usados en aplicaciones de comunicaciones por satélite [8]. Para que el
amplificador opere en una determinada clase, los voltajes DC de puerta y drenador del transistor tienen que
polarizarse de manera que estén muy cerca del punto de operación. En la figura 2.1 se observan las clases más
típicas de operación en función del punto de operación.
3
Figura 2.1. Clases de un amplificador de potencia en función del punto de operación [9]
2.2.2. Clase A
Para poder distinguir las distintas clases de los amplificadores de potencia se usa el ángulo de conducción. Este
ángulo indica el periodo de tiempo que el amplificador de potencia está conduciendo (ciclo de operación).
Para la clase A, el amplificador posee un ángulo de conducción igual a 360º, por lo tanto esto nos indica que el
dispositivo conduce corriente durante todo el ciclo de operación. En la figura 2.2 se muestra la polarización
para la clase A [8]
Figura 2.2. Polarización clase A. [8]
4
Los amplificadores de clase A son los más lineales debido a que el transistor está polarizado en el centro de la
línea de carga, lo cual permite a la corriente y a la tensión llegar a sus máximos sin saturarse. El principal
inconveniente de estos tipos de amplificadores es su baja eficiencia provocada por la disipación de potencia
que se produce al conducir la corriente durante todo el ciclo. En la práctica se alcanzan sólo eficiencias
máximas alrededor del 25%. Por lo tanto podemos afirmar que la clase A no es adecuada para diseñar nuestro
amplificador de potencia debido a su alta disipación de potencia. Suelen usarse amplificadores de clase A en
aplicaciones en las cuales la linealidad es un requisito indispensable y la eficiencia puede verse comprometida
sin mayores perjuicios, como por ejemplo en el caso de modulaciones en amplitud en las que se requieren un
amplificador muy lineal.
2.2.3 .Clase B
Los amplificadores de clase B tienen un ángulo de conducción de valor 180º de manera que proporciona una
señal de salida que varía a lo largo de la mitad del ciclo de la señal de entrada, tal como se muestra en la figura
2.3 [8].
Figura 2.3. Polarización clase B [8]
El punto de polarización para la clase B debe estar en la tensión de ruptura. De esta manera sólo fluye corriente
por el dispositivo cuando el nivel de señal de entrada es mayor que la tensión de ruptura. Esta situación ocurre
durante el ciclo positivo de la señal de entrada, mientras que en el ciclo negativo el amplificador permanece
apagado. Gracias a este comportamiento no existe tanta disipación de potencia como en la clase A, sin
embargo la señal de salida que proporciona el amplificador es muy distorsionada ya que la reproducción de la
señal de entrada se realiza solamente durante 180º de la excursión de la señal de salida.
Cabe destacar que la operación en clase B, en ausencia de potencia de polarización de DC cuando no hay señal
de entrada, proporciona una eficiencia máxima que llega al 78.5% [6]. Esta mejora en la eficiencia se debe a
un empeoramiento de la linealidad ya que la señal de salida que proporciona el amplificador está
distorsionada, y además la transición que se produce entre el ciclo positivo y negativo del transistor no es lineal
(distorsión de cruce).
5
2.2.4. Clase AB
El ángulo de conducción de los amplificadores clase AB está comprendido entre 180º y 360º. Variando el
ángulo de conducción puede conseguirse que el amplificador tienda a comportarse en gran medida como clase
A o como clase B. En la figura 2.4 se muestra la polarización del amplificador de clase AB [8].
Figura 2.4. Polarización clase AB. [8]
La señal de salida aún aparece distorsionada, generando armónicos y efectos no lineales, aunque no tanto
como en clase B. Además, la eficiencia que se consigue es mayor que si se trabaja en clase A y está
comprendida entre 25% y 78.5%. Por lo tanto, los amplificadores en clase AB son muy buena elección para el
diseño de amplificadores de potencia, ya que presentan un buen compromiso entre linealidad y eficiencia.
2.2.5. Clase C
La salida de un amplificador de clase C está polarizada para operar a menos de 180º del ciclo y solamente con
un circuito sintonizado que proporciona un ciclo completo de operación para la frecuencia sintonizada. Por lo
tanto su ángulo de conducción es mejor que 180º. De este modo, la corriente de salida es nula en más de la
mitad de un ciclo de la señal de entrada consiguiéndose así una alta eficiencia pero comprometiendo la
linealidad del amplificador.
La clase C de los amplificadores de potencia se usan frecuentemente en sistemas de modulación de envolvente
constante ya que estas aplicaciones no requieren unos requisitos estrictos sobre la linealidad.
En la Tabla 2.1 se refleja la eficiencia de cada uno de las distintas clases de amplificadores de potencia que
hemos descrito.
6
Clase
A
Ciclo
de 360º
Operación
Eficiencia
25%-50%
AB
B
C
180º-360º
180º
<180º
25%-78.5%
78.5%
*
de potencia
Tabla 2.1 Eficiencia de las distintas clases de amplificadores de potencia.
*Por lo general, la clase C no es usada para proporcionar gran cantidad de potencia y por eso no se da la
eficiencia.
2.3 Parámetros más importantes de los amplificadores de potencia.
Una vez definidas las distintas clases de amplificadores operacionales en este apartado se pretende definir los
parámetros más importantes de los amplificadores de potencia como son la ganancia, eficiencia y la linealidad.
2.3.1 Ganancia
En el diseño de los distintos dispositivos de microondas existen numerosas definiciones para la ganancia
aunque la más representativa es la ganancia de transducción.
2.3.1.1 Ganancia de potencia
Es el cociente entre la potencia entregada a la carga y la entregada a la red:
<𝑃 >
𝐺𝑃 = <𝑃 𝐿 >
(I)
𝑖𝑛
2.3.1.2 Ganancia de potencia disponible
Es el cociente entre la potencia máxima que se puede entregar a la red y la potencia disponible en el generador:
<𝑃
>
𝐺𝑑𝑖𝑠𝑝 = <𝑃𝑚𝑎𝑥 >
𝑑𝑖𝑠𝑝
(II)
2.3.1.3 Ganancia de transducción
Es el cociente entre la potencia entregada a la carga y la disponible en el generador:
<𝑃𝐿 >
𝑑𝑖𝑠𝑝 >
𝐺𝑇 = <𝑃
(III)
2.3.2 Eficiencia
La eficiencia es uno de los parámetros más importantes en el diseño de amplificadores de potencia y
representa la cantidad de potencia de RF entregada por la fuente de alimentación en DC. Existen dos figuras de
mérito representativas de la eficiencia:
7
2.3.2.1 Eficiencia de drenador
Se define como la relación de potencia de RF transferida a la carga (𝑃𝑜𝑢𝑡 ) y el consumo de potencia de la
alimentación en DC (𝑃𝐷𝐶 ).
𝜂=
𝑃𝑜𝑢𝑡
𝑃𝐷𝐶
(IV)
2.3.2.2 PAE (Power Added Eficciency)
PAE representa la eficiencia total del dispositivo y se define de la siguiente manera, siendo 𝑃𝑖𝑛 la potencia de
entrada en RF:
𝑃𝐴𝐸 =
𝑃𝑜𝑢𝑡 −𝑃𝑖𝑛
𝑃𝐷𝐶
(V)
2.3.3 Linealidad
El diseño de los amplificadores de potencia está basado en transistores (BJT, FET, MOS,…) y, por lo tanto,
son dispositivos no lineales. La potencia que generan a su salida depende de la ganancia del amplificador y, a
su vez, la ganancia depende de la potencia de entrada al mismo:
𝑃𝑜𝑢𝑡 (𝑑𝐵𝑚) = 𝐺(𝑃𝑖𝑛 )(𝑑𝐵) + 𝑃𝑖𝑛 (𝑑𝐵𝑚)
(VI)
A continuación se detallará el concepto de punto de comprensión de 1dB con el objetivo de caracterizar la
respuesta de la ganancia en función de la potencia de entrada y, además, se estudiará a través de la distorsión
de intermodulación y del punto de intercepto los efectos perjudiciales que producen los amplificadores cuando
se comportan de forma no lineal [10]
2.3.3.1 Punto de comprensión de 1 dB
La respuesta no lineal de un amplificador aparece cuando a la salida del mismo está cerca de la saturación. A
medida que se va incrementando el nivel de la potencia de la señal de entrada, el nivel de potencia a la salida
del amplificador va aumentando hasta tal punto que el dispositivo deja de amplificar, dando lugar a la salida de
potencia de saturación. En la figura 2.5 se observa la gráfica del punto de comprensión de 1 dB.
Figura 2.5. Punto de comprensión de 1 dB. [10]
8
El punto de comprensión de 1 dB permite distinguir la zona lineal y la no lineal de un amplificador y se define
como el nivel de potencia de la señal de entrada (o salida) para el cual la ganancia real está 1 dB por debajo de
la ganancia ideal, como bien se puede comprobar en la figura 2.5.
2.3.3.2 Distorsión de intermodulación
La distorsión de intermodulación es un fenómeno que consiste en la generación de productos de mezcla
indeseados que pueden distorsionar los tonos fundamentales. La distorsión de intermodulación puede medirse
colocando a la entrada del amplificador dos señales senoidales a frecuencias muy cercanas. A la salida del
mismo se obtienen los dos tonos senoidales amplificados y otros tonos producidos por los productos de
intermodulación y sus armónicos.
Si llamamos f1 y f2 a las frecuencias de los tonos introducidos, los productos de intermodulación aparecen a
las frecuencias dadas por:
𝑓 = 𝑚𝑓1 ± 𝑛𝑓2
(VII)
Donde ‘𝑚’ y ‘𝑛’ son valores enteros y varían entre 1 a ∞.
De todos los productos de intermodulación, los de tercer orden (correspondientes a las frecuencias 2f2-f1 y
2f1-f2) son los más críticos debido a que están más cerca a los tonos fundamentales. Además normalmente
caen dentro de la banda de paso del filtro del receptor. En la figura 2.6 se puede observar los tonos
fundamentales y los productos de intermodulación de segundo, tercer, quinto y séptimo orden.
Figura 2.6. Productos de intermodulación. [10]
2.3.3.3 Punto de Intercepto
El punto de intercepto es el punto donde la pendiente de la componente fundamental se cruza con la pendiente
del producto de intermodulación de un determinado orden en una representación logarítmica potencia de salida
frente a potencia de entrada. Como la distorsión de intermodulación más importante es la de tercer orden, el
punto de intercepto de tercer orden (IP3) es, a su vez, el más relevante.
9
Figura 2.7. Punto de Intercepto. [10]
El punto de intercepto es un parámetro muy importante en el funcionamiento del amplificador, ya que a mayor
IP3 menor distorsión a altos niveles de potencia. Es decir, un punto de intercepto grande indica linealidad. En
la figura 2.7 se puede ver representado el punto de intercepto de tercer orden.
2.4 Técnicas de adaptación de impedancias Load/Source-Pull.
2.4.1 Introducción
En el diseño de amplificadores de pequeña señal los transistores son caracterizados a través de los parámetros
S del transistor ya que permiten una descripción completa de una red de dos puertas y de los parámetros
característicos del comportamiento del amplificador como son: ganancia, ancho de banda y eficiencia, entre
otros.
Sin embargo, para dispositivos que operan en régimen de alta potencia (gran señal) y, consecuentemente, de
forma no lineal, los parámetros S dejan de ser útiles y es necesario el uso de las técnicas Load/Source-pull para
caracterizarlos.
2.4.2 Método de Load-pull
La técnica de Load-pull consiste en ir variando el valor de la impedancia de carga que se conecta a la salida del
amplificador a medida que se va calculando la potencia de salida. En cada variación de la impedancia de carga
se reajusta la impedancia de entrada para maximizar la ganancia. Como resultado de todo esto se obtiene una
serie de curvas de contorno de diferentes niveles de potencia (ver figura 2.8)
La impedancia óptima de carga a la frecuencia de trabajo se encuentra en el punto central del conjunto de
contornos obtenidos por el método de Load-pull. Las demás curvas representan potencias relativas a la
máxima. Así, según la figura 2.8, la primera curva de contorno corresponde a una potencia 0.5 dB por debajo
de la máxima, la segunda corresponde a 1 dB por debajo de la máxima y así sucesivamente.
En el caso más general, los contornos no son únicamente obtenidos en términos de potencia de salida.
Dependiendo de la aplicación final del amplificador de potencia, las curvas de Load-pull pueden ser relativas a
otros parámetros como la eficiencia o la ganancia.
10
Figura 2.8. Curvas de contorno de Load Pull. [30]
2.4.3 Método de Source-pull
Para aplicar el método de Source-pull, en lugar de ir variando la impedancia de carga, se varía la impedancia
de fuente. La curva de contornos que se obtiene al aplicar el método de Source-pull se obtiene de manera
análoga a la obtenida por el método Load-pull, de manera que la impedancia óptima de fuente a la frecuencia
fundamental sigue siendo el punto central del conjunto de contornos.
2.4.4 Aplicación del método Load/Source-pull
Hemos visto que el método de Load/Source-pull proporcionan las impedancias óptimas de carga y de fuente
cuando el amplificador opera en régimen de gran señal. Para ello es necesario realizar un barrido de
terminaciones sobre la carta de Smith con el propósito de trazar los contornos de máxima ganancia, o los
contornos de potencia de salida constante, o bien los contornos de máxima eficiencia.
Dependiendo de la aplicación del amplificador de potencia, se tendrán terminaciones óptimas para maximizar
su ganancia, otras para obtener una potencia de salida constante y otras para maximizar su eficiencia. En este
proyecto nos centraremos en diseñar un amplificador de potencia clase AB que trabaje a su máxima eficiencia
para, posteriormente, incrementarla aplicando las técnicas de Envelope Tracking que se describirán en el
siguiente apartado.
Para poder aplicar el método de Load/Source-pull en este proyecto se seguirá el siguiente proceso iterativo:
-
1. Colocar la impedancia de fuente a un valor de 50 Ohm y aplicar el método Load-pull.
2. Como terminación de carga se coloca el valor obtenido en el paso 1 y se procede a calcular la
impedancia de fuente con el método de Source-pull.
3. Volver a repetir el paso 1 utilizando como terminación de fuente el valor hallado en el paso 2 y
calcular nuevamente la impedancia de carga con el método de Load-pull.
4. Se repiten los pasos hasta llegar a una situación de convergencia en los valores de impedancia de
carga y de fuente.
2.5 Técnicas de aumento de eficiencia
2.5.1 Introducción
En los últimos años, los sistemas de comunicación modernos utilizan modulaciones con envolvente variable.
11
Para amplificar estas señales es necesario hacer uso de los amplificadores lineales como las clases A o B. Sin
embargo, estas técnicas tienen el inconveniente de que consiguen eficiencias muy bajas y conviene conseguir
amplificadores de alto rendimiento para reducir el consumo de potencia y minimizar el calentamiento de los
dispositivos.
Para conseguir aumentar el rendimiento se usan técnicas como EER (Envelope Elimination and Restoration)
[11, 12] o ET (Envelope Tracking) [4, 5]. Estas técnicas consisten en alimentar al amplificador de RF (𝑉𝐷𝐷 )
con la envolvente amplificada de la señal de RF modulada. En el caso de la técnica ET (Figura 2.9.a) se
requiere un amplificador de RF lineal y la tensión de alimentación sigue la envolvente de la señal de RF
modulada, de esta forma se aumenta el rendimiento del sistema. Por otro lado en la técnica EER (figura 2.9.b)
se puede emplear una clase de amplificación no lineal de alto rendimiento, así la tensión de alimentación es la
que se encarga de modular en amplitud al amplificador de RF, obteniendo la señal de RF a la salida
amplificada y modulada en amplitud.
Figura 2.9. Técnica ET (a) en la que la alimentación del amplificador de RF sigue la envolvente de la señal. Y
técnica EER (b) en la que la envolvente amplificada modula al amplificador de RF.
2.5.2 Técnica de Envelope Elimination and Restoration (EER)
En 1952 Kahn [13] propone la arquitectura de un transmisor capaz de eliminar y restaurar la envolvente de una
señal de entrada. Su esquema se puede ver en la figura 2.10.
La rama superior se encarga de detectar la envolvente mediante un detector de AM con el propósito de obtener
la componente de amplitud para su posterior amplificación utilizando un amplificador de envolvente.
La rama inferior elimina la envolvente de la señal mediante un limitador, obteniendo así una portadora
modulada en fase con amplitud constante. Esta componente es amplificada hasta el nivel de potencia deseado
mediante un amplificador de potencia de RF.
En una implementación moderna, tanto la envolvente como la portadora modulada en fase son generadas por
medio de un Procesador Digital de Señal.
Figura 2.10. Esquemas de las topologías ET y EER para mejorar la linealidad y rendimiento de amplificadores
de potencia de RF.
12
2.5.3 Técnica de Envelope Tracking (ET)
El esquema que implementa la técnica de Envelope Tracking para aumentar el rendimiento del amplificador
de potencia se puede observar en la figura 2.10.
Esta técnica consiste en alimentar al amplificador de potencia con la envolvente amplificada de la señal de RF
modulada.
Para obtener la señal de envolvente es necesario, en primer lugar, demodular en amplitud la señal de entrada al
sistema con un detector de envolvente. Y, en segundo lugar, hay que amplificar esta señal mediante el llamado
amplificador de envolvente, el cual debe funcionar en un rango de frecuencias que debe ir desde DC hasta
varias veces el ancho de banda de la señal modulada. Además, la señal amplificada por el amplificador de
potencia debe conservar la información de fase a la salida que debe estar sincronizada con la envolvente de la
misma.
Un esquema práctico para simular la técnica ET en la herramienta de simulación ADS se muestra en la figura
2.11. Dicha figura se utilizará en las simulaciones que se llevarán a cabo en apartados posteriores de esta
memoria, pero en este apartado se pretende explicar de una manera más específica cada uno de los bloques que
conforman la esquema ET.
Si observamos la figura 2.11, el bloque MOD permite obtener una señal modulada, similar a la señal de
entrada al amplificador. Dependiendo del tipo de señal de entrada al amplificador (es decir, si es un tono, dos
tonos, señal 3GPP, etc) en F1 y en F2 colocaremos distintas fuentes. En el apartado 5 de esta memoria se
especifican el tipo de señales que irán a la entrada del modulador. La idea principal es que el bloque MOD
permite obtener una señal modulada. Posteriormente dicha señal modulada se demodula en amplitud con el
bloque DEMOD1 para obtener la envolvente de la señal modulada. Por último, el bloque MULT1 sirve para
amplificar la envolvente de la señal modulada. De esta manera implementaremos la técnica ET con la
herramienta ADS.
Figura 2.11. Esquema de la técnica ET usando en la herramienta ADS.
2.5.4 Conclusiones
En los apartados anteriores, se han descrito dos técnicas posibles para aumentar la eficiencia de los
amplificadores de potencia. Sin embargo para cumplir con los objetivos de este proyecto se utilizará la técnica
Envelope tracking con el propósito de ver sus ventajas en los sistemas de comunicaciones móviles e
inalámbricos.
13
3 DISPOSITIVOS HEMT DE GAN
3.1 Introducción
Durante los últimos años las comunicaciones en la banda de microondas (1 GHz – 300 GHz) han
experimentado un gran crecimiento, motivado principalmente por el auge de las comunicaciones móviles (3G,
Wifi, WiMAX), las comunicaciones por satélite, TV de alta definición y diversas aplicaciones militares.
Para el sector de las telecomunicaciones es necesario disponer de una tecnología de amplificadores de potencia
que sustituya los dispositivos fabricados con tecnologías de Si, GaAs y de vacío, que hasta hace pocos años
eran fundamentales en la fabricación de los amplificadores de baja y alta potencia de microondas.
Las tecnologías de Si y GaAs permiten disponer de unos transistores capaces de alcanzar frecuencias de
trabajo hasta 300 GHz debido a la gran velocidad de sus portadores (107 cm/s) [14]. El problema que
presentan estas tecnologías es la imposibilidad de su uso como amplificadores de alta potencia debido a tres
importantes factores [14, 15]:
-
Baja tensión de ruptura a causa de su escasa banda prohibida que las imposibilita para trabajar a los
voltajes necesarios para suministrar la adecuada potencia de salida.
-
Pobre conductividad térmica que impide el diseño de dispositivos de alta potencia.
-
Los dispositivos de potencia deben suministrar corrientes elevadas, por lo que el diseño físico del
dispositivo requiere de un gran ancho de canal, lo cual da lugar a bajas impedancias que imposibilitan
una correcta adaptación.
Estos problemas han sido solucionados con la tecnología de GaN cuyas características se presentan a
continuación.
3.2 Características del semiconductor GaN
Las características fundamentales del semiconductor de GaN que permiten diseñar dispositivos de alta
potencia son las siguientes [14]:
-
-
-
Amplia banda prohibida de los semiconductores de la familia de GaN, dos o tres veces superiores a
los semiconductores tradicionales de GaAs y Si.
Una constante dieléctrica cuyo valor es 20% menos que los dispositivos de GaAs, como consecuencia
de la elevada energía de gap lo que permite disponer de unas áreas un 20% mayor para una misma
impedancia dada. Debido al incremento de estas áreas se pueden alcanzar mayores corrientes y, por
tanto, habrá mayor potencia de salida.
Elevada conductividad térmica en contraposición a los semiconductores convencionales, lo que
permite operar a grandes temperaturas. Esto evita la necesidad de disponer de disipadores permitiendo
así su uso en multitud de aplicaciones móviles.
Elevada tensión de ruptura, haciéndolo ideal para los sistemas comerciales, por ejemplo Estaciones
Base Wireless, que operan con tensiones de 28 V, incluso siendo fácil para esta tecnología alcanzar
los 48 V. Para estas tensiones tan elevadas se consigue una elevada eficiencia que reduce los
requerimientos de potencia de los dispositivos.
14
-
Movilidad de los electrones sustancialmente inferior a los semiconductores de GaAs lo que
imposibilita su uso para muy altas frecuencias, aún así en heteroestructuras de ALGaN/GaN se han
podido alcanzar frecuencias de 100 GHz.
3.3 El transistor GaN HEMT
El primer transistor de efecto de campo (FET) basado en Nitruro de Galio (GaN) fue un MESFET (Metal
Semiconductor Field Effect Transistor) fabricado en 1993 [16]. Se obtuvieron densidades de corriente de 175
mA/mm con una transconductancia máxima de 23 mS/mm y con características de salida de RF que son 𝑓𝑇 de
11 GHz y 𝑓𝑀𝐴𝑋 de 35 GHz, lo que confirmó la hipótesis acerca del gran potencial de los FET de GaN.
Posteriormente se introdujo una barrera 𝐴𝑙𝑥 𝐺𝑎𝑁𝑥−1 para la obtención de dispositivos HEMT de AlGaN/GaN
que han surgido en la última década como los dispositivos más prometedores para aplicaciones de alta
potencia y alta temperatura.
La primera idea, que ha dado como fruto el transistor GaN HEMT, surgió intentando mejorar las prestaciones
de MOSFET de GaAs [17], buscando aumentar la movilidad de los portadores. Pero el modelo no acabó de
tomar forma hasta que se conocieron los primeros resultados de estructuras GaAs/AlGaAs con modulación de
dopaje [18] y el primer estudio del transporte en gas de electrones [19]. Así se propuso el principio de
funcionamiento de este nuevo dispositivo, el cual consistía en una capa de GaAs y otra dopada tipo-n AlGaAs
para poder modular la acumulación de carga, que tiene lugar en la interfaz GaAs/AlGaAs, mediante una
barrera Schottky formada en la superficie de AlGaAs. Un poco después, un dispositivo HEMT vio luz [20].
Estos dispositivos iniciales de GaAs/AlGaAs fueron evolucionando e introduciéndose nuevos materiales
(InGaAs, InGaP) con la única finalidad de mejorar las prestaciones aumentando la potencia y la frecuencia de
trabajo [21]. Desde entonces se ha avanzado mucho, no sólo desde el punto de vista de la calidad del material
sino tecnológicamente, lo que ha hecho aumentar considerablemente las prestaciones finales del dispositivo.
Tal y como se ha comentado anteriormente, la concepción de este tipo de dispositivos se basa en la unión de
dos semiconductores con distinto gap. La discontinuidad en la banda de conducción determina una
transferencia de carga que modifica el potencial a lo largo de la estructura, dando lugar a un pozo de potencial
de forma casi triangular, donde se confinan los electrones (Figura 3.1). El material de gap ancho es lo que hace
de barrera, mientras que al de gap más estrecho se le denomina canal, ya que es por donde circulan los
portadores.
Figura 3.1. Estructura típica de capas de un transistor HEMT AlGaN/GaN junto con el diagrama de bandas.
[22]
En un dispositivo de heterounión, la carga que se induce en el canal está determinada fundamentalmente por la
diferencia de la banda prohibida entre los dos semiconductores que forman la unión, y por la distribución de
dopantes, si los hubiera.
En el caso particular del sistema AlGaN/GaN aparece una carga adicional en el canal debida a la existencia de
campos de polarización.
15
En tal situación, los niveles energéticos son discretos y los electrones confinados forman un gas que se podría
considerar bidimensional [22]. La movilidad del 2DEG es muy superior a la de los portadores en un material
en volumen (dispositivo MESFET tradicional), donde la región del canal debe estar dopada para obtener los
portadores, lo que reduce la movilidad de éstos considerablemente.
Una de las características de los HEMT de AlGaN/GaN es que no es necesario dopar la estructura para obtener
una alta densidad de carga 2DEG. Esta característica de los nitruros simplifica el diseño de la estructura, ya
que no es necesario hacer una modulación de dopaje como ocurre en otros dispositivos HEMT. Por ejemplo,
en los HEMT de AlGaAs/GaAs es necesario dpar la barrera de AlGaAs tipo-n en una región próxima a la
interfaz AlGaAs/GaAs, para transderir carga a la región sin dopar el canal. La región de la barrera próxima a la
interfaz se vacía de carga móvil, y los electrones correspondientes se acumulan en el pozo triangular, dando
lugar así a un 2DEG. En el caso de los nitruros este proceso es ligeramente diferente. Así, para saber de dónde
vienen los electrones del 2DEG en estructuras sin modulación de dopaje, caben varias propuestas. Así, la
justificación fue el “dopaje piezoeléctrico” [23], por la alta concentración residual de portadores libres tanto en
el GaN como en el AlGaN [24], o por una combinación de efectos piezoeléctricos y generación térmica [25].
16
4 DISEÑO DE UN AMPLIFICADOR DE POTENCIA
CLASE AB MEDIANTE EL SOFTWARE ADS
4.1 Introducción
En este capítulo se describirá la propuesta de diseño de un amplificador de potencia de clase AB basado en el
transistor CGH40010. Para ello se utilizará la herramienta de simulación denominada “Advanced Design
System” (ADS) de la compañía Cree.
Este capítulo comienza describiendo brevemente la herramienta de simulación utilizada y nombrando las
características más destacadas del transistor CGH40010. A continuación se procederá al diseño del
amplificador de potencia de clase AB en pequeña señal y en gran señal detallando sus respectivas redes de
adaptación de impedancia y añadiendo la arquitectura de Envelope Tracking al diseño del amplificador de gran
señal. Para finalizar este capítulo se presentarán los resultados más importantes del diseño del amplificador de
potencia.
4.2 Herramienta de diseño ADS y transistor CGH400010
4.2.1 Advanced Design System (ADS)
La herramienta de diseño que se ha utilizado para este proyecto es el software de simulación Advanced Design
System (ADS) de Agilent. Se trata de un software de diseño electrónico para aplicaciones de RF, microondas
y de integridad de señales. Abarca las tecnologías más actuales en campos como las comunicaciones
inalámbricas, redes, aplicaciones aeroespaciales o aplicaciones militares.
El software ADS organiza los diseños en una estructura jerárquica de proyectos para guardar automáticamente
los datos generados en la creación, simulación y análisis de los diseños. Un proyecto incluye una serie de
diseños relacionados, junto con cualquier enlace a otros proyectos o diseños que se hayan añadido. A su vez,
los diseños disponen de la posibilidad de realizarse a partir de un esquemático o de un layout, teniendo la
capacidad de crear el otro por asociación. Los diseños pueden someterse a diversos tipos de simulación como
análisis de DC, AC, transitorio, de parámetros S, de balance armónico o de envolvente. Y, por último, los
resultados de estos análisis se llevan a una interfaz separada de Data Display que permite la representación,
análisis y tratamiento de los datos obtenidos [26].
En este proyecto, concretamente, vamos a ser uso de las siguientes simulaciones que ofrece la herramienta
ADS:
- Simulación DC: Permite calcular las características de funcionamiento en DC de nuestro diseño. En
nuestro caso será útil para obtener las curvas I-V de nuestro transistor y poder, así, determinar su punto de
operación.
- Simulación de parámetros S: Permite caracterizar la respuesta de un componente eléctrico de ‘n’ puertos a
una frecuencia dada. En nuestro caso será útil para obtener los parámetros S del amplificador de pequeña señal
que se pretende diseñar y, con dichos parámetros, calcular el factor de estabilidad, las redes de adaptación de
impedancias y la máxima ganancia que puede aportar el amplificador en pequeña señal.
-Simulación de balance armónico: Es una técnica de análisis en el dominio de la frecuencia que realiza
simulaciones de distorsión en circuitos y sistemas no lineales, siendo el mejor método para realizar
simulaciones de circuitos de RF y microondas. En este proyecto, la simulación de balance armónico se llevará
a cabo para diseñar el amplificador de gran señal ya que nos proporciona resultados tales como punto de
17
comprensión de 1 dB, aplicar las técnicas de Load/Source-pull y obtención de resultados cuando se aplican
señales de RF a la entrada del amplificador de potencia.
- Simulación de envolvente: Utiliza una combinación de técnicas de análisis en frecuencia y tiempo para
proporcionar un análisis rápido y completo de señales complejas como señales RF moduladas digitalmente. En
este proyecto usaremos la simulación de envolvente para aplicar la técnica de Envelope Tracking.
4.2.2 Transistor CGH40010 de Cree
El transistor que se utilizará para el diseño del amplificador de potencia de clase AB es del modelo CGH40010
de Cree. Se trata de un transistor de alta movilidad de electrones (HEMT) de nitruro de galio (GaN) sin
precedentes. El transistor CGH40010, que funciona desde un riel de 28 voltios, ofrece una solución de banda
ancha de uso general para una variedad de aplicaciones de RF y microondas. Los HEMT de GaN ofrecen alta
eficiencia, alta ganancia y amplias capacidades de ancho de banda, lo cual hace que CGH40010 sea el diseño
de nuestro amplificador de potencia [27].
Las características más importantes del transistor CGH40010 son:
-
Funcionamiento hasta 6 GHz
Baja ganancia de señal de 16 dB a 2.0 GHz
Baja ganancia de señal de 14 dB a 4.0 GHz
PSAT típico de 13 W (41dBm)
65% de eficiencia a PSAT
Funcionamiento de 28 V
Aplicaciones:
-
Radio privada bidireccional
Amplificadores de ancho de banda
Infraestructura celular
Instrumentación de prueba
Amplificadores lineales clase A, AB ideales para formas de onda OFDM, W-CDMA, EDGA, CDMA
4.3 Diseño del amplificador de potencia
A continuación se empieza a detallar el proceso a realizar para el diseño del amplificador de potencia de clase
AB a partir del transistor CGH40010 con el fin de buscar un equilibrio entre eficiencia y linealidad.
4.3.1 curvas I-V del transistor CGH40010
En primer lugar se empieza obteniendo las curvas I-V del transistor en cuestión para poder determinar su
punto de polarización y, por tanto, conocer la clase de operación del amplificador de potencia.
Teniendo en cuenta que el transistor CGH40010 opera a una tensión de 28 V, inicialmente la tensión drenadorfuente Vds será constante y de valor 28 V. Luego, más adelante, cuando se aplique la técnica de Envelope
Tracking veremos que el valor Vds no es constante. Para obtener el punto de polarización del transistor
CGH40010 se hará un barrido de la tensión Vgs desde -4 V hasta 0 V, y se tomará como valor de Vgs aquel
punto que proporcione una intensidad Ids de valor 100 mA (hay que tener en cuenta que la corriente del
drenador Ids debe estar entre 10 y 100 mA)
En la figura 4.1 se representa el circuito utilizado para la simulación DC que proporciona las curvas I-V. En
esta figura se puede observar que se han añadido otros elementos, además del transistor CGH40010, como
bobinas y condensadores. Estos elementos sirven para desacoplar el transistor del resto de elementos, es decir,
cuando se trabaja en DC las bobinas actúan como cortocircuitos y los condensadores como circuitos abiertos.
También hay un amperímetro con el propósito de medir la corriente del drenador Ids y, además, se han puesto
cargas de 50 Ohm en el puerto de entrada y de salida. Los resultados de la simulación DC y las gráficas I-V se
muestran en la figura 4.2.
18
Figura 4.1 Esquemático en ADS para la obtención del punto de polarización.
Figura 4.2 Curva del punto de polarización del transistor CGH40010
4.3.2 Punto de polarización del transistor CGH40010
En la figura 4.2 se puede apreciar que el punto “m1” señala la condición tal que a una intensidad de drenadorfuente de valor 100 mA se obtiene un valor de tensión puerta-fuente Vgs igual a –2.925 V. Por lo tanto el
punto de polarización del transistor CGH40010 que elegiremos es Vds=28 V, Vgs=-2.925 V, Ids=100 mA.
En la figura 2.1, como bien se ha indicado, se observan las clases más típicas de operación de los
amplificadores de potencia en función del punto de polarización para un transistor MOS. Si comparamos esta
figura con la figura 4.2 se observa que la clase de nuestro amplificador operacional es AB.
4.3.3 Diseño del amplificador de pequeña señal.
Una vez conocido el punto de polarización del transistor CGH40010 pasaremos a caracterizar dicho transistor
mediante los parámetros S con el fin de determinar su estabilidad.
19
La figura 4.3 muestra el esquemático de la simulación de parámetros S. Los resultados de esta simulación se
puede observar en la figura 4.4.
Figura 4.3. Esquemático de la simulación de parámetros S que proporciona los círculos de estabilidad.
De la figura 4.4 se observa que nuestro amplificador, trabajando a la frecuencia de trabajo de 3.6 GHz, no es
incondicionalmente estable ya que el factor de estabilidad es menor que la unidad. En esta situación no se
puede realizar el diseño del amplificador para ganancia máxima (adaptación conjugada) ya que para ello se
necesita que el factor de estabilidad sea mayor que la unidad.
Una posible solución es modificar el punto de polarización. Sabiendo que la corriente de drenador Ids debe
estar entre 10 y 100 mA vamos a hace un barrido de Vgs entre -3.5 V y -2.9 V, y buscaremos el punto de Vgs
tal que el factor de estabilidad, K, sea mayor que la unidad. En la tabla 4.1 quedan reflejados los resultados de
la simulación de parámetros S para distintos valores de Vgs.
Figura 4.4. Resultados de la simulación de parámetros S que proporciona los círculos de estabilidad.
20
VGS (V)
IDS (A)
K
-3.320
0.002
0.498
-3.230
0.009
0.510
-3.160
0.02
0.586
-3.020
0.06
0.778
-2.930
0.097
0.897
-2.925
0.1
0.903
Tabla 4.1. Valores del factor de estabilidad cuando se varía VGS
En la tabla 4.1 se puede apreciar que no hay ningún valor de K superior a la unidad para los valores de Ids
comprendidos entre 10 mA y 100 mA. Por lo tanto se concluye que, en este caso, modificar el punto de
polarización no es adecuado.
La solución que se propone para conseguir la condición de estabilidad es añadir elementos resistivos a nuestro
diseño del amplificador [28]
En la figura 4.5 se muestra el esquema de simulación que se utilizará para obtener nuevamente los parámetros
S habiendo añadido dos resistencias en serie denominadas “RstabIn” y “RstabOut”. Los valores de estas
resistencias se toman siguiendo la regla “prueba y error”, es decir, se van tomando valores tal que el factor de
estabilidad sea mayor que la unidad. En dicho esquema se han utilizado los siguientes bloques: MaxGain (que
nos aporta la máxima ganancia del amplificador), PwrGain (que nos aporta la ganancia de transducción),
Smz1 y Smz2 (que nos aportan las impedancias óptimas de entrada y salida).
En la figura 4.6 se muestra el resultado de la simulación de los nuevos parámetros S para un valor de RstabIn
de 1 Ohm y un valor de RstabOut de 1 Ohm.
Figura 4.5. Esquema de simulación de parámetros S añadiendo las resistencias R1 y R2 para estabilizar el
transistor CGH40010.
21
Figura 4.6. Resultados de simulación de parámetros S añadiendo resistencias para estabilizar el transistor
CGH40010.
Si observaos los resultados de la figura 4.6 se observa que el factor de estabilidad es superior a la unidad, por
lo tanto nuestro amplificador, trabajando a una frecuencia de 3.6 GHz y con la polarización obtenida
inicialmente, es incondicionalmente estable y podemos diseñar el amplificador para máxima ganancia.
Una vez que se ha estabilizado el transistor CGH40010 ahora se implementará un diseño para conseguir
máxima transferencia de potencia hacia la entrada del transistor y desde el transistor hacia la carga. Esta
máxima transferencia de potencia se consigue cuando existe adaptación conjugada de impedancias a la entrada
y a la salida del transistor.
En la tabla 4.2 se puede observar los resultados de la simulación del esquema de la figura 4.5. Dichos
resultados reflejan los valores de las impedancias óptimas de entrada (SmZ1) y salida (SmZ2) para tener
máxima transferencia de potencia y, también, el valor de ganancia de transducción (PwrGain1) y el valor de
máxima ganancia (MaxGain1).
Freq
3.6 GHz
Var(S)
(1,1)
0.861/149.197
(1,2)
(2,1)
0.021/-40.850
2.573/19.909
(2,2)
0.463/-160.946
Freq
MaxGain1
PwrGain1
SmZ2
Smz1
3.6 GHz
16.720
8.209
8.881+j7.002
2.287-j13.903
Tabla 4.2. Resultado de simulación de parámetros S sin redes de adaptación de impedancias.
Si se hace una primera simulación del transistor ya estabilizado y sin usar redes de adaptación de impedancia a
la entrada y salida del mismo, se obtiene que el valor de la ganancia de transducción (8.209 dB) es casi la
mitad del valor de la máxima ganancia del amplificador (16.720 dB) y por lo tanto no se cumple la condición
de adaptación conjugada. Por esta razón es necesario diseñar las redes de adaptación a la entrada y salida del
transistor.
22
Para calcular estas redes de adaptación en ADS se utilizará la herramienta “Impedance Matching Utility” que
nos ayudará en el diseño y análisis de redes de redes de adaptación de impedancias. En la figuro 4.7 se muestra
el esquemático para el diseño de estas redes de adaptación. En dicha figura se han añadido los bloques
“DA_SingleStubMatch1” y “DA_SingleStubMatch2” de la librería “Impedance Matching”. La configuración
de dichos bloques se muestra en la figura 4.8 y 4.9.
Figura 4.7 Esquema del transistor con redes de adaptación de impedancia.
Figura 4.8. Configuración de DA_SingleStubMatch1.
23
Figura 4.9. Configuración de DA_SingleStubMatch2.
Como se puede observar en la figura 4.8 se ha elegido una impedancia de fuente de valor 50 Ohm (que es la
que se debería de ver a la entrada de la red) y una impedancia de carga (𝑍𝐿 ) de valor 2.287+j13.903 (el valor
complejo conjugado del valor de SmZ1 obtenido en la figura 4.7). Para la figura 4.9 se ha elegido una
impedancia de fuente (𝑍𝐺 ) de valor 8.881-j7.002 (el valor complejo conjugado del valor de SmZ2 obtenido en
la figura 4.7) y una impedancia de carga de valor 50 Ohm.
Para calcular las redes de adaptación se pulsa el botón en “Design” tanto en la figura 4.8 como en la figura 4.9
y se obtienen varias posibles redes de adaptación. Se ha elegido aquellas que tienen stubs en circuito abierto ya
que son más sencillos de diseñar. La figura 4.10 y 4.11 muestran las redes de adaptación que usaremos en el
diseño para conseguir adaptación conjugada.
Figura 4.10. Red de adaptación a la entrada del transistor.
24
Figura 4.11. Red de adaptación a la salida del transistor.
El siguiente paso consiste en simular los parámetros S del esquemático de la figura 4.7 para comprobar que la
ganancia de transducción coincide con la máxima ganancia que puede darnos el transistor. La tabla 4.3
muestra los resultados de la simulación de parámetros S utilizando las redes de adaptación obtenidas
anteriormente.
Freq
PwrGain1
MaxGain1
StabFact1
3.6 GHz
16.720
16.720
1.476
Tabla 4.3. Resultado de la simulación de parámetros S usando redes de adaptación con transistor estabilizado.
Como se muestra en la tabla 4.3 se ha conseguido que la ganancia de transducción (PwrGain1) sea igual a la
máxima ganancia que puede dar el dispositivo (MaxGain1). Por lo tanto se ha conseguido un diseño del
amplificador en pequeña señal que proporciona máxima ganancia.
4.3.4 Diseño del amplificador de gran señal.
Con las impedancias óptimas de entrada (SmZ1) y de salida (SmZ2) obtenidas en la tabla 4.2 se ha conseguido
un diseño para que el amplificador trabaje a la máxima ganancia, pero este diseño sirve solamente para
pequeña señal. Para gran señal el transistor se puede comporta de forma no lineal de manera que el valor de
ganancia obtenido en pequeña señal no es igual al que se obtendría en gran señal. Por lo tanto será necesario
obtener las impedancias óptimas de entrada y de salida en régimen de gran señal mediante las técnicas
Load/Source-pull.
Es necesario destacar que para el diseño del amplificador en gran señal existe un determinado rango de
potencias de señal de entrada para el cual nuestro amplificador se comporta de forma lineal de manera que el
nivel de potencia que proporciona a su salida va aumentando. Sin embargo existe otro rango de potencias de
señal de entrada para el cual la potencia proporcionada por el amplificador no aumenta. En este caso se dice
que el amplificador se comporta de forma no lineal. Por lo tanto, dependiendo de la forma en que se comporte
nuestro amplificador, tendremos un valor de ganancia diferente o igual a la máxima ganancia que nuestro
amplificador puede proporcionar en régimen de gran señal.
Según se explicó en el capítulo 1 el objeto de este proyecto consiste en diseñar un amplificador de potencia
buscando maximizar la eficiencia de potencia añadida (PAE) pero sin comprometer demasiado su linealidad.
Es decir, el amplificador que se pretende diseñar con el transistor CGH40010 debe cumplir con el valor 65%
de eficiencia a 41 dBm de potencia de salida [27], sin comprometer su linealidad. Para ello, en primer lugar,
vamos a calcular la máxima potencia de RF que puede haber a la entrada de nuestro amplificador para que
trabaje de forma lineal y con la máxima ganancia posible. De esta manera, a partir del máximo nivel de
potencia a la entrada del amplificador (PmaxIN) y con las impedancias óptimas de entrada y salida que
25
obtendremos con las técnicas de Load/Source-pull, podremos calcular el valor de eficiencia que tendría el
amplificador. En caso de no alcanzar el valor de eficiencia deseado, iremos aumentando el nivel de potencia a
la entrada del amplificador (PdesIN) hasta alcanzar dicho valor deseado, y veremos el valor de ganancia que se
tendría. En segundo lugar se aplicarán las técnicas de Load/Source-pull para obtener los valores de
impedancias óptimas, a la frecuencia de trabajo, de entrada (𝑍𝐺 ) y salida (𝑍𝐿 ) del amplificador. Con dichos
valores de impedancias óptimas, en tercer lugar, diseñaremos las redes de adaptación de entrada y de salida
usando líneas de transmisión ideales y, también, líneas de transmisión microstrip. Finalmente, se realizarán
simulaciones de balance armónico de un tono con PmaxIn y PdesIN, y se discutirán los resultados.
4.3.4.1 Punto de polarización de 1 dB
En la figura 4.12 se muestra el esquemático de simulación que nos proporcionará el punto de comprensión de
1 dB. El resultado de esta simulación se puede ver en la figura 4.13.
Figura 4.12. Esquema de simulación para obtener el punto de comprensión de 1 dB.
Como se puede observar en la figura 4.13, el punto de comprensión de 1 dB se encuentra para una potencia de
entrada de 20 dBm. Con este valor se alcanzará la máxima potencia a la salida del amplificador sin
comprometer su linealidad (ver figura 4.14). A partir de los 20 dBm de señal a la entrada del amplificador, éste
deja de ser lineal y, por tanto, su ganancia de transducción disminuye drásticamente (y aumenta el valor de la
PAE) según se ve en la figura 4.15.
26
Figura 4.13.Potencia de RF salida frente a Potencia de RF entrada.
Figura 4.14. Resultado de simulación de balance armónico de un tono de 20 dBm de potencia de la figura
4.12.
27
Figura 4.15. Resultado de simulación de balance armónico de un tono de 28 dBm de potencia de la figura
4.12.
4.3.4.2 Técnica de Load/Source-Pull
El uso de la técnica Load/Source-pull requiere de prefijar inicialmente las impedancias de los distintos
armónicos a un valor determinado (ya sea circuito abierto, cortocircuito o una combinación de ambas).
Dependiendo del valor de las impedancias armónicas vamos a determinar unas impedancias 𝑍𝐺 y 𝑍𝐿 que
proporcionan un valor PAE determinado. Como definición convencional de los amplificadores de alta
eficiencia, las impedancias de todos los armónicos deben de estar cortocircuitadas [29], por esta razón al
aplicar la técnica de Load/Source-pul, las impedancias de los armónicos 2 al 5 deben estar a cortocircuito.
Para obtener las impedancias 𝑍𝐺 y 𝑍𝐿 vamos a seguir un proceso iterativo. Es decir, en primer lugar vamos a
terminar el puerto de entrada con 50 Ohm y, simulando el esquemático de la figura 4.16, vamos a obtener un
valor de impedancia de carga 𝑍𝐿 . Después vamos a usar una terminación en el puerto de salida usando el valor
𝑍𝐿 obtenido anteriormente y, al simular el esquemático de la figura 4.18, se obtendrá un valor de impedancia
de fuente 𝑍𝐺 . Luego se usará este nuevo valor de 𝑍𝐺 para terminar el puerto de entrada y volveremos a
calcular un nuevo valor de 𝑍𝐿 simulando el esquemático de la figura 4.16. Finalmente se harán sucesivas
simulaciones con los valores hallados en las distintas simulaciones hasta que los valores de 𝑍𝐿 y 𝑍𝐺 converjan.
La figura 4.16 muestra el esquema de simulación para el análisis de Load-pull cuando la impedancia de fuente
𝑍𝐺 vale 50 Ohm.
La figura 4.17 muestra el resultado del análisis de Load-pull cuando 𝑍𝐺 vale 50 Ohm. En esta figura se observa
que para una impedancia 𝑍𝐿 de valor 9.430+j9.130 Ohm se obtiene una PAE de 69.13%.
28
Figura 4.16. Esquema de simulación para el análisis de Load-pull cuando 𝑍𝐺 =50 Ohm.
Figura 4.17 Resultado del análisis de Load-pull cuando 𝑍𝐺 =50 Ohm.
La figura 4.18 muestra el esquema de simulación para el análisis de Source-pull cuando la impedancia de
carga 𝑍𝐿 vale 9.430+j9.130 Ohm.
La figura 4.19 muestra el resultado del análisis de Source-pull cuando 𝑍𝐿 vale 9.430+j9.130 Ohm. En esta
figura se observa que para una impedancia 𝑍𝐺 de valor 49.492+j5.012 se obtiene una PAE de 64.68%.
29
Figura 4.18. Esquema de simulación para el análisis de Source-pull cuando 𝑍𝐿 =9.430+j9.130 Ohm.
Figura 4.19. Resultado del análisis de Source-pull cuando 𝑍𝐿 vale 9.430+j9.130 Ohm.
La figura 4.20 muestra el esquema de simulación para el análisis de Load-pull cuando la impedancia de fuente
𝑍𝐺 vale 49.492+j5.012 Ohm.
La figura 4.21 muestra el resultado del análisis de Load-pull cuando 𝑍𝐺 vale 49.492+j5.012 Ohm. En esta
figura se observa que para una impedancia 𝑍𝐿 de valor 14.365+j4.160 Ohm se obtiene una PAE de 57.72%.
30
Figura 4.20. Esquema de simulación para el análisis de Load-pull cuando 𝑍𝐺 =49.492+j5.012 Ohm.
Figura 4.21 Resultado del análisis de Load-pull cuando 𝑍𝐺 vale 49.492+j5.012 Ohm.
La figura 4.22 muestra el esquema de simulación para el análisis de Source-pull cuando la impedancia de
carga 𝑍𝐿 vale 14.365+j4.160 Ohm.
La figura 4.23 muestra el resultado del análisis de Source-pull cuando 𝑍𝐿 vale 14.365+j4.160 Ohm. En esta
figura se observa que para una impedancia 𝑍𝐺 de valor 49.492+j5.012 se obtiene una PAE de 63.12%.
31
Figura 4.22. Esquema de simulación para el análisis de Source-pull cuando 𝑍𝐿 =14.365+j4.160 Ohm.
Figura 4.23 Resultado del análisis de Source-pull cuando 𝑍𝐿 vale 14.365+j4.160 Ohm.
Como se puede observar, ya hemos llegado a una situación de convergencia en los valores de 𝑍𝐿 y de 𝑍𝐺 Por
lo tanto se concluye que las impedancias óptimas buscadas son 𝑍𝐺 igual a 49.492+j5.012 Ohm y 𝑍𝐿 igual a
14.365+j4.160 Ohm. Con estos valores de 𝑍𝐺 y 𝑍𝐿 , además de cortocircuitar los armónicos del 2 al 5 y con
una señal de entrada cuya potencia es de 35 dBm, podemos alcanzar un valor de PAE igual a 63.12%.
A continuación se pasará al diseño de las redes de adaptación usando, por un lado, líneas de transmisión
ideales y, por otro, líneas microstrip. Para ambos diseños se esperan obtener un valor de PAE alrededor del
63%.
4.3.4.3 Redes de adaptación con líneas de transmisión ideales
Con el método de Load/Source-pull que hemos aplicado anteriormente hemos obtenido unos determinados
valores de impedancias a los distintos armónicos tales que podemos conseguir un valor de eficiencia deseado
(alrededor del 63%). Para ello, el valor de impedancia de los armónicos 2, 3, 4 y 5 deben estar a cortocircuito
mientras que la impedancia del armónico fundamental (a 3.6 GHz) debe valer 𝑍𝐺 =49.492+j5.012 Ohm o
𝑍𝐿 =14.365+j4.160 Ohm obtenidos con el método de Load/Source-pull.
32
En este apartado vamos a diseñar las redes de adaptación de entrada (RA entrada) y de salida (RA salida) de
manera que podamos obtener el valor deseado de la impedancia de los cinco primeros armónicos y así
conseguir el valor de eficiencia deseado.
En primer lugar se diseñará la red de adaptación de entrada con líneas de transmisión ideales que proporcione
un valor de cortocircuito en las impedancias de los armónicos 2, 3 ,4 y 5, y además proporcione 49.492+j5.012
Ohm de impedancia de entrada a la frecuencia de 3.6 GHz. En segundo lugar se diseñará la red de adaptación
de salida con líneas ideales que también proporcione impedancias de cortocircuitos a los armónicos 2, 3, 4 y 5,
y además proporcione 14.365+j4.160 Ohm de impedancia de salida a la frecuencia fundamental. Por último, se
realizará una simulación de balance armónico que use ambas redes de adaptación y nos proporcione el valor de
PAE que tendrá nuestro amplificador cuando se le inyecta a su entrada un tono de 35 dBm de potencia y 3.6
GHz.
La figura 4.24 muestra el esquemático en ADS que implementa la red de adaptación a la entrada de nuestro
amplificador. En dicha figura se observa que nuestra red de adaptación está compuesta por dos líneas de
transmisión (TL2 y TLIN2) y por 5 stubs a circuito abierto (TL10, TL11, TL14, TL15, TL16).
Figura 4.24. Red de adaptación de entrada usando líneas de transmisión ideales.
Para poder cortocircuitar la impedancia de los armónicos 2, 3, 4 y 5 se usan las líneas TLIN2, TL10, TL11,
TL15 y TL16. Estas últimas 4 líneas son stubs a circuito abierto con una longitud eléctrica E igual a 90 grados
e impedancia característica de 50 Ohm, mientras que TLIN2 tiene una longitud eléctrica E igual a 180.
Por una parte, los stubs de longitud eléctrica 90 grados tienen la finalidad de cortocircuitar la impedancia a su
determinada frecuencia. Así, pues, es posible conseguir cortocircuitar los armónicos 2, 3, 4 y 5.
Por otra parte, la línea TLIN2 al tener una longitud eléctrica de180 grados permite tener el mismo valor de
impedancia en ambos lados de la línea. De esta manera el cortocircuito obtenido con TL15 (o TL10) se puede
trasladar hasta la impedancia de terminación TERM2 a través de TLIN2. Igualmente sucede con el valor de
impedancia a la frecuencia fundamental, que se traslada su valor hasta TERM2 a través de TLIN2.
Para poder obtener el valor 𝑍𝐺 óptimo de valor 49.492+j5.012 Ohm a la frecuencia fundamental se usan la
línea de transmisión TL2 y el stub en circuito abierto TL14. Ambas líneas poseen una impedancia
característica de 50 Ohm y está fijadas a 3.6 GHz. Sin embargo el valor de longitud eléctrica E se ha obtenido
realizando varias simulaciones en las cuales se ha ido variando los valores de E hasta encontrar el valor 𝑍𝐺
deseado.
La figura 4.25 muestra el resultado de simulación de parámetros S de la figura 4.24. Se puede observar que
nuestra red de adaptación de entrada con líneas ideales prácticamente cortocircuita los armónicos 2,3 4 y 5, y
además a la frecuencia fundamental obtenemos aproximadamente el valor de impedancia 𝑍𝐺 óptima.
33
Frecuencia (GHz)
Zout (Ohm)
3.60
49.494 + j5.014
7.20
2.500e-9 – j5.00e-4
10.80
2.500e-9 – j 2.703e-15
14.40
2.500e-9 – j 5.000e-4
18.00
2.500e-9 – j 2.703e-15
Figura 4.25. Resultado de la simulación de parámetros S de la red de adaptación de entrada.
La figura 4.26 muestra un nuevo esquemático en ADS que implementa la red de adaptación a la salida de
nuestro amplificador. En dicha figura se observa que nuestra red de adaptación está compuesta por dos líneas
de transmisión (TL2 y TLIN2) y por 5 stubs a circuito abierto (TL10, TL11, TL14, TL15, TL16).
Para poder cortocircuitar la impedancia de los armónicos 2, 3, 4 y 5 se sigue usando las líneas TLIN2, TL10,
TL11, TL15 y TL16 diseñadas en la red de adaptación de entrada debido a que en la red de adaptación de
salida también es necesario cortocircuitar dichos armónicos. La diferencia con respecto a la red de adaptación
de entrada es que ahora las líneas TL2 y TL14 tienen un valor de longitud eléctrica E tal que se consigue el
valor de 𝑍𝐿 deseado. Para esto se han llevado a cabo diversas simulaciones de manera que encuentren los
valores de E que en conjunto proporcione 14.365+j4.160 Ohm de impedancia de salida a la frecuencia
fundamental.
En la figura 4.26 muestra el resultado que se obtiene al simular el esquema de la figura 4.27. Se puede
observar que nuestra red de adaptación de salida con líneas ideales prácticamente cortocircuita los armónicos
2,3 4 y 5, y además a la frecuencia fundamental obtenemos aproximadamente el valor de impedancia 𝑍𝐺
óptima.
Figura 4.26. Red de adaptación de salida usando líneas de transmisión ideales.
34
Frecuencia (GHz)
Zin (Ohm)
3.60
14.366 + j4.161
7.20
2.500e-9 – j3.531e-15
10.80
2.500e-9 – j5.000e-4
14.40
2.500e-9 – j3.531e-15
18.00
2.500e-9 – j5.000e-4
Figura 4.27. Resultado de la simulación de parámetros S de la red de adaptación de salida.
Una vez diseñadas las redes de adaptación de entrada y salida con líneas de transmisión ideales vamos a
realizar una simulación de balance armónico que consiste en inyectar a la entrada un tono de 35 dBm de
potencia a la frecuencia de 3.6 GHz.
Figura 4.28. Esquema de balance armónico usando redes de adaptación.
La figura 4.28 muestra nuestro amplificador de potencia usando las redes de adaptación de entrada y salida. En
los bloques DA_SingleStubMatch 1 y DA_SingleStubMatch 2 se encuentran las redes de adaptación de
entrada (de la figura 4.24) y de salida (de la figura 4.26), respectivamente. El resultado de ejecutar este
esquema de balance armónico se puede observar en la figura 4.29.
35
Figura 4.29. Resultado de la simulación de balance armónico usando las redes de adaptación ideales y un tono
de 35 dBm de entrada a la frecuencia 3.6 GHz.
Se concluye, finalmente, que con las redes de adaptación de entrada y salida diseñadas anteriormente con
líneas ideales se puede alcanzar un valor de eficiencia de 65% y 6 dB de ganancia cuando a la entrada del
amplificador existe un tono de 35 dBm. El valor de eficiencia de 65% conseguido es superior al valor indicado
en la técnica de Load/Source-pull.
4.3.4.4 Redes de adaptación con líneas de transmisión Microstrip
A continuación vamos usar las mismas redes de adaptación de entrada y salida diseñadas con líneas ideales
para realizar el mismo diseño pero usando líneas de transmisión Microstrip. Con este diseño se pretende
incorporar todas las pérdidas que pueden existir en un diseño real considerando, pues, los efectos del sustrato
así como longitud y la anchura de cada línea.
El Software ADS posee una herramienta denominada “LineCalc” que proporciona el ancho W y la longitud L
de cada línea de transmisión a partir de su longitud eléctrica E, y viceversa. Para ello es necesario indicar el
tipo de substrato con el que se quiere trabajar. En nuestro caso se ha seleccionado un substrato de teflón,
disponible en el laboratorio del grupo de investigación, y que presenta las siguientes características:
-
Constante dieléctrica relativa: Er=2.17
Grosor del sustrato: H=0.508 mm
Espesor del cobre: T=0.018 mm
Tangente dieléctrica de pérdidas del material: TanD=0.0008
Conductividad del cobre: Cond=5.8e7
En la figura 4.30 se muestra un ejemplo de uso de la herramienta LineCalc. De esta manera se han calculado la
longitud (L) y ancho (W) de cada línea de transmisión que componen las redes de adaptación de entrada y
salida. En la tabla 4.4 se recogen estas dimensiones físicas de cada línea.
36
Figura 4.30. Herramienta LineCalc para obtener las dimensiones físicas de las líneas de transmisión a partir de
la longitud eléctrica E.
RED
DE LÍNEA
ADAPTACIÓN
Entrada
Sada
LONGITUD
ELÉCTICA E (º)
ANCHURA
(mm)
W LONGITUD
(mm)
TL14
292.4697
1.553550
49.687200
TL2
180.0002
1.553550
30.579900
TLIN2
180
1.553550
30.579900
TL10
90
1.555090
7.632190
TL11
90
1.559090
5.077720
TL15
90
1.565930
3.799410
TL16
90
1.575770
3.031710
TL14
65.478
1.553550
11.124000
TL2
30.245
1.553550
5.138270
L
Tabla 4.4. Dimensiones W, L de cada línea de transmisión.
A continuación, en las figuras 4.31 y 4.32 se muestran, respectivamente, el esquema con las redes de
adaptación de entrada y salida usando líneas de transmisión Microstrip. Cada una de estas redes de adaptación
se usará para realizar nuevamente la simulación de balance armónico de la figura 4.28 cuyo resultado se puede
observar en la figura 4.33.
37
Figura 4.31. Red de adaptación de entrada usando líneas de transmisión Microstrip.
Figura 4.32. Red de adaptación de salida usando líneas de transmisión Microstrip.
Figura 4.33. Resultado de la simulación de balance armónico usando las redes de adaptación Microstrip y un
tono de 35 dBm de entrada a la frecuencia 3.6 GHz.
38
A la vista de los resultados de la figura 4.33 se concluye finalmente que usando las redes de adaptación con
líneas de transmisión Microstrip podremos obtener una eficiencia de 61.4% y 5.7 dB de ganancia cuando a la
entrada del amplificador se inyecta un tono de 35 dBm.
Hasta ahora hemos diseñado un amplificador de potencia clase AB de gran señal en el que se maximiza la
eficiencia. Para ello, en primer lugar, se ha estabilizado el transistor CGH40010F añadiéndole dos resistencias
de valor 1 Ohm. En segundo lugar se aplica el método Load/Source-pull con el fin de obtener unos valores de
impedancia armónica 𝑍𝐺 y 𝑍𝐿 que maximiza la eficiencia. A continuación, usando dichos valores de
impedancia a los distintos armónicos, se diseñan las redes de adaptación y, finalmente, se ha comprobado por
medio de simulaciones que se obtiene un valor de eficiencia de 61% y 5.7 dB de ganancia cuando a la entrada
del amplificador hay un tono de 35 dBm.
Para finalizar este proyecto vamos a integrar el amplificador diseñado en una arquitectura de Envelope
Tracking y veremos las ventajas que presenta dicha arquitectura con respecto a la eficiencia.
4.3.5 Integración del amplificador de Gran Señal en una arquitectura Envelope Tracking
Una vez finalizado el diseño del amplificador de gran señal en el que se maximiza la eficiencia sin
comprometer demasiado su linealidad veremos, a continuación, la ventaja que supone integrar nuestro
amplificador en una arquitectura que implementa la técnica de Envelope Tracking.
La idea fundamental de utilizar la técnica de Envelope Tracking en nuestro amplificador de gran señal consiste
en ver la gran ventaja que puede ofrecer dicha técnica, por ejemplo, en los sistemas de comunicaciones
móviles e inalámbricos.
Como bien se indicó en el apartado 2.5 de esta memoria, usar Envelope Tracking supone aumentar la
eficiencia del amplificador de potencia. En este apartado realizaremos diversas simulaciones de envolvente
utilizando nuestro amplificador de gran señal con la arquitectura de Envelope Tracking y discutiremos los
casos en los que utilizar dicha arquitectura resulta beneficioso.
En primer lugar se realizarán dos simulaciones de envolvente cuando a la entrada de nuestro amplificador de
potencia existe una señal de un único tono. En una de las simulaciones el amplificador de gran señal no tiene
integrada la técnica de Envelope Tracking, mientras que en la otra sí la implementa.
En segundo lugar se vuelven a realizar las mismas simulaciones pero, en este caso, habrá dos tonos a la
entrada del amplificador de gran señal.
Por último, veremos los resultados que obtendremos si utilizamos la señal 3GPP como señal de entrada al
amplificador de gran señal.
4.3.5.1 Simulación de envolvente con un tono a la entrada
Para realizar la simulación de envolvente con y sin la arquitectura de Envelope Tracking se usará un tono cuya
potencia es de 35 dBm y de frecuencia 3.6 GHz.
En la figura 4.34 se muestra el esquemático del amplificador de Gran Señal sin la arquitectura de Envelope
Tracking. El resultado de ejecutar la simulación de envolvente de dicho esquemático se puede observar en la
figura 4.35.
39
Figura 4.34. Esquemático del amplificador de potencia sin incluir la arquitectura de Envelope Tracking para
un tono.
Figura 4.35. Resultado de la simulación de envolvente de la figura 4.34. (a) Representación de la PAE frente a
la potencia de la señal de entrada en dBm. (b) Representación de la PÂE frente a la potencia de salida del
amplificador en dBm.
Los resultados de la figura 4.35 nos indican que, tomando el valor óptimo de potencia de la señal de entrada 38
dBm, se obtiene a su salida el mismo tono amplificado 3.8 dB y, además, el valor de la eficiencia es del
69.833%.
En la figura 4.36 se muestra la representación temporal de la forma de onda de alimentación del amplificador
diseñado. En este caso, se está alimentando al amplificador con 28 V en cada instante de tiempo.
40
Figura 4.36. Representación temporal de la forma de onda de la alimentación del amplificador cuando no se
emplea el esquema de Envelope Tracking.
Ahora vamos a añadirle el esquema de Envelope Tracking a nuestro amplificador de potencia y realizaremos
una simulación de envolvente con el mismo tono de entrada de 35 dBm de potencia.
En la figura 4.37 se muestra el esquema del amplificador de potencia incluyendo la arquitectura Envelope
Tracking. Para generar el tono en este esquema se usa una forma de onda constante (SRC9 a +2V y SRC10 a
+1V). El resultado de simular dicho esquema se puede observar en la figura 4.38.
Figura 4.37. Esquema del amplificador de potencia incluido dentro de la arquitectura de Envelope Tracking
para un tono.
41
Figura 4.38. Resultado de la simulación de envolvente de la figura 4.37. (a) Representación de la PAE frente a
la potencia de la señal de entrada en dBm. (b) Representación de la PÂE frente a la potencia de salida del
amplificador en dBm.
Comparando los resultados de la figura 4.35 y 4.38 vemos que se obtienen los mismos valores de eficiencia
cuando el amplificador de potencia implementa o no la técnica de Envelope Tracking. Esto es así debido a
que, para generar la señal de un tono, se está inyectando una forma de onda constante en el bloque del
modulador de manera que la tensión de drenador Vdc no se modifica y siempre vale +28 V (ver figura 4.39).
En definitiva, el uso de una forma de onda constante (señal de un tono) provoca que la envolvente de la señal
siempre sea constante de valor +28V y, como consecuencia de ello, la arquitectura de Envelope Tracking no
aumenta la eficiencia.
Figura 4.39. Representación temporal de la forma de onda de la alimentación del amplificador cuando se
emplea el esquema de Envelope Tracking.
4.3.5.2 Simulación de envolvente con dos tonos a la entrada
A continuación vamos a utilizar dos tonos separados 5 MHz a la entrada del amplificador de potencia con y
sin la estructura de Envelope Tracking.
En la figura 4.40 se muestra el esquemático que usaremos para obtener el valor de eficiencia cuando el
amplificador no incluye la estructura de Envelope Tracking. En la figura 4.41 se puede observar el resultado
42
de la simulación de envolvente de la figura 4.40.
Figura 4.40. Esquemático del amplificador de potencia sin incluir la arquitectura de Envelope Tracking para
dos tonos.
Figura 4.41. Resultado de la simulación de envolvente de la figura 4.40. (a) Representación de la PAE frente a
la potencia de la señal de entrada en dBm. (b) Representación de la PÂE frente a la potencia de salida del
amplificador en dBm.
Los resultados de la figura 4.41 nos indican que, tomando el valor óptimo de potencia de la señal de entrada 29
dBm, se obtiene a su salida los mismos tonos amplificados 8.5 dB y, además, el valor de la eficiencia es del
33.8%.
En la figura 4.42 se muestra la representación temporal de la forma de onda de alimentación del amplificador
diseñado. En este caso, al no implementar la técnica ET, se vuelve a tener una señal constante de 28V en todo
instante de tiempo.
43
Figura 4.42. Representación temporal de la forma de onda de la alimentación del amplificador cuando no se
emplea el esquema de Envelope Tracking con un tono.
A continuación, en la figura 4.43 se muestra el esquema del amplificador de potencia incluyendo la
arquitectura Envelope Tracking. Para generar los dos tonos en este esquema se usa el fichero DAC1 que
contiene una forma de onda sinusoidal. El resultado de simular dicho esquema se puede observar en la figura
4.44.
Figura 4.43. Esquema del amplificador de potencia incluyendo la arquitectura Envelope Tracking para dos
tonos.
44
Figura 4.44. Resultado de la simulación de envolvente de la figura 4.43. (a) Representación de la PAE frente a
la potencia de la señal de entrada en dBm. (b) Representación de la PÂE frente a la potencia de salida del
amplificador en dBm.
Comparando los resultados obtenidos en la figura 4.41 y 4.44, se observa que el valor de eficiencia del
amplificador sin usar la arquitectura de Envelope Tracking es menor (33.879 %) que cuando se utiliza dicha
arquitectura (46.890%). Además, utilizando la técnica de ET se obtiene una ganancia de 8.5 dB.
En la figura 4.45 se muestra la representación temporal de la forma de onda de alimentación del amplificador
diseñado. En este caso, no se alimenta al amplificador con una tensión constante de 28 V sino que se alimenta
siguiendo la forma de onda de un coseno rectificado que varía entre 0V y 28V y, de esta manera, se consigue
aumentar notablemente la eficiencia de nuestro amplificador.
Figura 4.45. Representación temporal de la forma de onda de la alimentación del amplificador cuando se
emplea el esquema de Envelope Tracking con dos tonos.
Por lo tanto vemos que la técnica de Envelope Tracking es bastante útil ya que aumenta un 13% la eficiencia
de nuestro amplificador de potencia cuando no implementa dicha técnica.
45
4.3.5.3 Simulación de envolvente con la señal 3GPP a la entrada del amplificador
Por último vamos a obtener el valor de la eficiencia de nuestro amplificador de potencia con y sin la
arquitectura de Envelope Tracking pero tomando como señal de entrada la señal 3GPP.
El modelo 3GPP que usaremos genera una señal de radiofrecuencia modulada digitalmente similar a los
sistemas WCDMA.
En la figura 4.46 se muestra el esquemático que usaremos para obtener el valor de eficiencia cuando el
amplificador no incluye la estructura de Envelope Tracking. En este esquema, a diferencia de los esquemas
anteriores, no aparece el bloque modulador ya que la señal 3GPP es una señal que ya está modulada y
directamente se conecta a la entrada del amplificador. En la figura 4.47 se puede observar el resultado de la
simulación de envolvente de la figura 4.46.
Figura 4.46. Esquema del amplificador de potencia sin emplear la arquitectura Envelope Tracking para una
señal de entrada 3GPP.
Los resultados de la figura 4.47 nos indican que, tomando el valor de potencia de la señal de entrada 32 dBm,
se obtiene a su salida el mismo tono amplificado 6.9 dB y, además, el valor de la eficiencia es del 44.191%.
En la figura 4.48 se muestra la representación temporal de la forma de onda de alimentación del amplificador
diseñado. Nuevamente se está alimentando al amplificador de potencia con 28 V en cada instante de tiempo.
Figura 4.47. Resultado de la simulación de envolvente de la figura 4.46. (a) Representación de la PAE frente a
46
la potencia de la señal de entrada en dBm. (b) Representación de la PÂE frente a la potencia de salida del
amplificador en dBm.
Figura 4.48. Representación temporal de la forma de onda de la alimentación del amplificador cuando no se
emplea el esquema de Envelope Tracking con una señal 3GPP.
A continuación, en la figura 4.49 se muestra el esquema del amplificador de potencia incluyendo la
arquitectura Envelope Tracking. En este caso se conecta directamente la señal modulada 3GPP a la entrada del
amplificador de potencia y a la entrada del demodulador. El resultado de simular dicho esquema se puede
observar en la figura 4.50.
Figura 4.49. Esquema del amplificador de potencia incluyendo la arquitectura Envelope Tracking para una
señal de entrada 3GPP.
47
Figura 4.50. Resultado de la simulación de envolvente de la figura 4.49. (a) Representación de la PAE frente a
la potencia de la señal de entrada en dBm. (b) Representación de la PÂE frente a la potencia de salida del
amplificador en dBm.
Comparando los resultados obtenidos en la figura 4.47 y 4.50, se observa que, al tomar el valor óptimo de
potencia de la señal de entrada cuando se implementa la arquitectura Envelope Tracking (32 dBm), se obtiene
44.191% de eficiencia y 6.9 dB de ganancia en el esquema sin Envelope Tracking, y 46.981% de eficiencia y
5.5 dB de ganancia en el esquema con ET. Se observa, además, que para valores de potencia de entrada
inferiores a 32 dBm siempre se obtiene un valor de PAE superior cuando se usa Envelope Tracking que
cuando no se implementa en el amplificador de potencia diseñado. Por tanto, esto demuestra la gran ventaja
que supone incluir la estructura ET en el amplificador para lograr aumentar la eficiencia del amplificador de
potencia.
Figura 4.51. Representación temporal de la forma de onda de la alimentación del amplificador cuando se
emplea el esquema de Envelope Tracking con una señal 3GPP.
En la figura 4.51 se muestra la representación temporal de la forma de onda de alimentación del amplificador
diseñado. En este caso, no se alimenta al amplificador con una tensión constante de 28 V sino que se alimenta
siguiendo la forma de onda que varía entre 0V y 28V y, de esta manera, se consigue aumentar la eficiencia del
amplificador de potencia.
Por último, se concluirá este capítulo justificando la reducción de la PAE cuando a la entrada del amplificador
48
de potencia se inyecta dos tonos o una señal 3GPP. Comparando las figuras 4.44 y 4.50 con la figura 4.38 en el
punto óptimo de la curva de la PAE (a), vemos que para un tono de señal de entrada al amplificador se logra
un valor de eficiencia mucho mayor que para el caso de tener dos tonos o una señal 3GPP en la entrada del
amplificador de potencia. Esto es debido a que la PAE es proporcional a la eficiencia del drenador 𝜂𝑑 y ésta, a
su vez, está relacionada con la función densidad de probabilidad de la eficiencia del drenador, PDF,
(𝜂𝑑 (𝐴). 𝑝(𝐴)) [31]. Dependiendo de la forma de onda que tenga la función densidad de probabilidad, se
obtiene un valor de PAE diferente para el caso de un tono, dos tonos y 3GPP como señales de entrada al
amplificador.
𝐴
𝜂𝑑 = ∫0 𝑚𝑎𝑥 𝜂𝑑 (𝐴). 𝑝(𝐴). 𝑑𝐴
(VIII)
En las figura 4.52, 4.53 y 4.54 se muestran la función densidad de probabilidad de la tensión de alimentación
del amplificador para el caso de tener como señal de entrada un tono, dos tonos y 3GPP, respectivamente.
Figura 4.52. PDF de la forma de onda de la alimentación del amplificador cuando se emplea el esquema de
Envelope Tracking para un tono como señal de entrada.
49
Figura 4.53. PDF de la forma de onda de la alimentación del amplificador cuando se emplea el esquema de
Envelope Tracking para dos tonos como señal de entrada.
Figura 4.54. PDF de la forma de onda de la alimentación del amplificador cuando se emplea el esquema de
Envelope Tracking para una señal 3GPP como señal de entrada.
50
5 RESULTADOS DESTACADOS
Para concluir la realización de este proyecto pasaremos a resumir los resultados más destacados que se ha
obtenido durante el diseño del amplificador de potencia de clase AB.
En primer lugar se ilustrarán las gráficas más importantes a la hora de diseñar el amplificador de pequeña señal
entre ellas la curva I-V del transistor CHG40010, el esquema del amplificador con sus resistencias de
estabilización y redes de adaptación de impedancias y, por último, el resultado de la simulación de parámetros
S.
En segundo lugar, partiendo del punto de polarización y del transistor CGH40010 estabilizado, se destacarán
las gráficas más importantes a la hora de diseñar el amplificador de gran señal entre ellas los esquemas de
simulación y resultados de la técnica de Load/Source-pull, y el diseño de las redes de adaptación de
impedancias con líneas ideales y con líneas Microstrip.
Por último se realizarán las comparativas existentes en el amplificador de potencia cuando se usa y no la
arquitectura de Envelope Tracking.
5.1 Resultados del amplificador de pequeña señal
5.1.1 Punto de polarización
En la figura 5.1 se puede apreciar que el punto “m1” es el punto tal que a una intensidad de drenador-fuente de
valor 100 mA se obtiene un valor de tensión puerta-fuente Vgs igual a –2.925 V. Por lo tanto el punto de
polarización del transistor CGH40010 que elegiremos es Vds=28 V, Vgs=-2.925 V, Ids=100 mA.
5.1.2 Resistencias de estabilidad y adaptación de impedancias
En la figura 5.2 se muestra el esquema de simulación de parámetros S con resistencias de estabilización igual a
1 Ohm y redes de adaptación de entrada y salida.
5.1.3 Red de adaptación de entrada del amplificador de pequeña señal
En la figura 5.3 se muestra la red de adaptación de entrada que se debe de implementar en el amplificador de
pequeña señal.
5.1.4 Red de adaptación de salida del amplificador de pequeña señal
En la figura 5.4 se muestra la red de adaptación de salida que se debe de implementar en el amplificador de
pequeña señal.
5.1.5 Resultados del esquema del amplificador de pequeña señal
En la tabla 5.1 se muestra el resultado de la simulación de parámetros S. En dicha figura se puede observar el
valor de la máxima ganancia del amplificador de pequeña señal.
51
Figura 5.1. Curva I-V del transistor CGH40010 de Cree.
Figura 5.2. Esquema de parámetros S del amplificador de pequeña señal con sus resistencias de estabilización
y redes de adaptación de impedancia.
Figura 5.3. Red de adaptación de entrada del amplificador de pequeña señal,
52
Figura 5.4. Red de adaptación de salida del amplificador de pequeña señal.
Freq
PwrGain1
MaxGain1
StabFact1
3.6 GHz
16.720
16.720
1.476
Tabla 5.1. Resultado de la simulación de parámetros S del amplificador de pequeña señal con sus resistencias
de estabilización y redes de adaptación de impedancia.
5.2 Resultados del amplificador de gran señal
5.2.1 Técnica de Load/Source-pull
Aplicando el método de Load/Source-pull se ha concluido que las impedancias óptimas buscadas son 𝑍𝐺 igual
a 49.492+j5.012 Ohm y 𝑍𝐿 igual a 14.365+j4.160 Ohm. Con estos valores de 𝑍𝐺 y 𝑍𝐿 , además de
cortocircuitar los armónicos del 2 al 5 y con una señal de entrada cuya potencia es de 35 dBm, podemos
alcanzar un valor de PAE igual a 63.12%.
En la figura 5.5 se muestra el esquemático del método load-pull mientras que en la figura 5.6 se muestra el del
source-pull. En la siguiente figura, 5.7, se muestra el valor de eficiencia que se puede obtener si se utiliza
terminaciones óptimas de carga y de fuente indicadas anteriormente.
5.2.2 Redes de adaptación con líneas ideales
En la figura 5.8 se muestra la red de adaptación de impedancia de entrada con líneas de transmisión ideales
que proporciona un valor de cortocircuito en las impedancias de los armónicos 2, 3, 4 y 5, y además
proporciona 𝑍𝐺 =49.492+j5.012 Ohm de impedancia de entrada de 3.6 GHz.
En la figura 5.9 se muestra la red de adaptación de impedancia de salida con líneas de transmisión ideales que
proporciona un valor de cortocircuito en las impedancias de los armónicos 2, 3, 4 y 5, y además proporciona
𝑍𝐿 =14.365+j4.160 Ohm de impedancia de salida a la frecuencia fundamental.
En la figura 5.10 se muestra el esquema de la simulación de balance armónico usando las redes de adaptación
de las figuras 5.8 y 5.9. La figura 5.11 proporciona el valor de PAE que tiene nuestro amplificador cuando se
le inyecta a su entrada un tono de 35 dBm de potencia a 3.6 GHz.
Como resultado final, observando la figura 5.11, podemos concluir que con las redes de adaptación de
impedancia usando líneas de transmisión ideales el amplificador de gran señal que se ha diseñado tiene un
valor de eficiencia de 65.5%.
53
Figura 5.5. Esquema de simulación para el análisis de Load Pull cuando 𝑍𝐺 =49.492+j5.012 Ohm
Figura 5.6. Esquema de simulación para el análisis de Source Pull cuando 𝑍𝐿 =14.365+j4.160 Ohm
Figura 5.7. Valor de la PAE=63.12% cuando 𝑍𝐺 =49.492+j5.012 Ohm y 𝑍𝐿 =14.365+j4.160 Ohm
54
Figura 5.8. Red de adaptación de impedancia de entrada usando líneas de transmisión ideales para el
amplificador de gran señal.
Figura 5.9. Red de adaptación de impedancia de salida usando líneas de transmisión ideales para el
amplificador de gran señal.
Figura 5.10. Esquema de balance armónico del amplificador de gran señal usando las redes de adaptación de
entrada y de salida con líneas de transmisión ideales.
55
Figura 5.11. Resultado de la simulación de balance armónico del amplificador de gran señal usando las redes
de adaptación con líneas de transmisión ideales. PAE=65.519%.
5.2.3 Redes de adaptación con líneas microstrip
En la figura 5.12 se muestra la red de adaptación de impedancia de entrada con líneas de transmisión
microstrip que proporciona un valor de cortocircuito en las impedancias de los armónicos 2, 3, 4 y 5, y además
proporciona 𝑍𝐺 =49.492+j5.012 Ohm de impedancia de entrada de 3.6 GHz.
En la figura 5.13 se muestra la red de adaptación de impedancia de salida con líneas de transmisión microstrip
que proporciona un valor de cortocircuito en las impedancias de los armónicos 2, 3, 4 y 5, y además
proporciona 𝑍𝐿 =14.365+j4.160 Ohm de impedancia de salida a la frecuencia fundamental.
En la figura 5.10 se muestra el esquema de la simulación de balance armónico usando las redes de adaptación
de las figuras 5.12 y 5.13. La figura 5.14 proporciona el valor de PAE que tiene nuestro amplificador cuando
se le inyecta a su entrada un tono de 35 dBm de potencia a 3.6 GHz.
Como resultado final, observando la figura 5.14, podemos concluir que con las redes de adaptación de
impedancia usando líneas de transmisión microstrip el amplificador de gran señal que se ha diseñado tiene un
valor de eficiencia de 61.490%.
Figura 5.12. Red de adaptación de entrada del amplificador de gran señal usando líneas de transmisión
Microstrip.
56
Figura 5.13. Red de adaptación de salida del amplificador de gran señal usando líneas de transmisión
Microstrip.
Figura 5.14. Resultado de la simulación de balance armónico del amplificador de gran señal usando las redes
de adaptación con líneas de transmisión Microstrip. PAE=61.490%.
5.2.4 Comparativa con ET y sin ET.
En este último apartado mostraremos los distintos resultados de la simulación de envolvente cuando se añade
la arquitectura en Envelope Tracking (ET) en nuestro amplificador de gran señal y cuando no. Para ello
reflejaremos los distintos resultados obtenidos en las simulaciones de envolvente cuando a la entrada del
amplificador hay un tono de 35 dBm, dos tonos de 35 dBm separados 5 MHz y, por último, cuando se usa la
señal 3GPP.
Así, por un lado, en la figura 5.15 se muestra el valor de PAE obtenido cuando se utiliza un tono de 35 dBm de
señal y no se emplea la arquitectura ET. En la figura 5.16 se muestra el valor de PAE pero empleando la
arquitectura ET. Comparando ambas figuras se concluye que la arquitectura de Envelope Tracking no aporta
ninguna ventaja ya que el valor de eficiencia es el mismo cuando se utiliza un tono como señal de entrada al
amplificador de gran señal. Esto es debido a que la tensión de alimentación del amplificador es siempre
constante de valor 28V.
Por otro lado, empleando dos tonos de 35 dBm y separados 5 MHz entre sí, la figura 5.17 muestra el valor de
57
la PAE cuando no se emplea la arquitectura ET y la figura 5.18 muestra el valor de PAE cuando sí se emplea la
arquitectura ET. Comparando ambas figuras se puede observar la ventaja que supone integrar la arquitectura
de ET en el amplificador de gran señal ya que aporta valores de eficiencia superiores que sin emplear la
arquitectura ET.
Por último, realizaremos la misma comparativa pero usando la señal 3GPP en la entrada del amplificador de
potencia diseñado. En la figura 5.19 se muestra el resultado cuando no se usa ET y en la figura 5.20 cuando sí
se implementa ET. Efectivamente, en este nuevo ejemplo, se vuelve a comprobar la gran ventaja que ofrece la
técnica de Envelope Tracking en los sistemas de comunicaciones móviles ya que obtenemos un valor de
eficiencia del amplificador superior que cuando sin ET y, por lo tanto, supondría una reducción de costes en
dichos sistemas.
Figura 5.15. Resultado de la eficiencia cuando se usa un tono de 35 dBm a la entrada del amplificador de
potencia sin emplear la técnica de ET. Se pueden conseguir una PAE máxima de 69.833% y ganancia de 3.8
dB si el tono de entrada tiene una potencia RFpower de 38 dBm.
Figura 5.16. Resultado de la eficiencia cuando se usa un tono de 35 dBm a la entrada del amplificador de
potencia implementando la técnica de ET. Se obtienen los mismos resultados de PAE cuando no se
implementa ET.
58
Figura 5.17. Valor de la eficiencia del amplificador sin incluir la técnica de Envelope Tracking para dos tonos
de 35 dBm separados 5 MHz. Se pueden conseguir una PAE máxima de 33.879% y ganancia de 8.5 dB si los
tonos de entrada tienen una potencia RFpower de 29 dBm.
Figura 5.18. Valor de la eficiencia del amplificador de potencia cuando incluye la técnica de Envelope
Tracking para dos tonos de 35 dBm separados 5 MHz. Se pueden conseguir una PAE máxima de 46.890% y
ganancia de 8.5 dB si los tonos de entrada tienen una potencia RFpower de 29 dBm.
59
Figura 5.19. Valor de la eficiencia del amplificador de sin incluir la técnica de Envelope Tracking cuando se
usa una señal 3GPP a su entrada. Se pueden conseguir una PAE de 44.191% y ganancia de 7 dB si la señal
3GPP tiene una potencia RFpower de 32 dBm.
Figura 5.20. Valor de la eficiencia del amplificador de potencia cuando incluye la técnica de Envelope
Tracking cuando se usa una señal 3GPP a su entrada. Se pueden conseguir una PAE máxima de 46.981% y
ganancia de 5.5 dB si la señal 3GPP tiene una potencia RFpower de 32 dBm.
60
6 CONCLUSIONES DEL PROYECTO Y LÍNEAS
FUTURAS DE INVESTIGACIÓN
6.1. Conclusiones del proyecto
La motivación principal que me ha permitido diseñar un amplificador de potencia de clase AB a partir del
transistor de última generación HEMT de GaN ha sido poder demostrar que la implementación de la técnica
de Envelope Tracking en los amplificadores de potencia tiene como gran ventaja poder reducir el consumo de
potencia en los sistemas de comunicaciones móviles e inalámbricos como por ejemplo en las estaciones bases
inalámbricas que requieren amplificar la señal.
A menudo la condición de alta linealidad en los amplificadores de potencia en las aplicaciones de
infraestructura inalámbrica requiere pagar un costo en cuanto a baja eficiencia. La alta linealidad es
indispensable para asegurar que el transistor no interfiere con otros canales de comunicación mientras que la
baja eficiencia implica aumentar el consumo de potencia del mismo. Sin embargo es posible incrementar la
eficiencia sin perjudicar demasiado la linealidad del amplificador de potencia mediante la implementación de
la técnica de Envelope Tracking.
Para poder justificar el beneficio que aporta implementar la técnica de Envelope Tracking en cuanto a la
reducción de costes en los sistemas de comunicaciones móviles e inalámbricos ha sido necesario diseñar, en
primer lugar, un amplificador de potencia de gran señal para, posteriormente, poder incluir la arquitectura de
Envelope Tracking en el mismo. Para ello se ha utilizado el transistor comercial CGH40010F del fabricante
Cree y la herramienta de simulación Advanced Design System (ADS)
Con respecto a la herramienta de simulación ADS quiero destacar que ha sido de gran ayuda para el desarrollo
de este proyecto. Su manejo es muy intuitivo y el entorno de trabajo es agradable. Además dispone tanto de
ayuda online como de manuales, guías de diseño y plantillas que son muy útiles para facilitar y simplificar el
trabajo, reduciendo considerablemente el tiempo de desarrollo y diseño.
El amplificador de potencia de clase AB ha sido diseñado a partir del transistor CGH40010F. Al tratarse de un
transistor de electrones de alta movilidad (HEMT) de nitrito de galio (GaN), nos ofrece una alta eficiencia, alta
ganancia y alta capacidad de ancho de banda permitiendo que podamos utilizar dicho dispositivo en las
aplicaciones inalámbricas.
Según el fabricante, con el CGH40010F es posible diseñar un amplificador de potencia que ofrezca un nivel de
eficiencia de 65%. Conseguir estos niveles de eficiencia (o por lo menos aproximarnos) ha sido el objetivo a la
hora de diseñar el amplificador de gran señal y, para ello, ha sido necesario aplicar la técnica de Load/Sourcepull que proporciona el programa de simulación ADS con el fin de obtener las terminaciones óptimas a la
entrada y a la salida del transistor para poder diseñar las redes de adaptación de impedancias. Estas redes de
adaptación de impedancias se han diseñado utilizando tanto líneas de transmisión ideales como Microstrip.
Como resultado final, el amplificador de gran señal que se ha construido tiene un nivel de eficiencia cercano al
65% y posee aproximadamente 6 dB de ganancia cuando a su entrada hay un tono de 35dBm de potencia. Por
lo tanto se concluye que el amplificador de gran señal que he diseñado cumple con el nivel de eficiencia que se
puede alcanzar utilizando el transistor CGH40010F.
Sin embargo, nuestro objetivo principal no es diseñar un amplificador de potencia que ofrezca alta eficiencia
sin disminuir su linealidad. Recordemos que el interés principal de este proyecto es incluir en dicho
amplificador una arquitectura que implemente la técnica de Envelope Tracking para ver sus beneficios.
A partir de nuestro amplificador de potencia que opera en régimen de gran señal se han realizados
simulaciones para distintas señales (entre ellas la señal 3GPP de comunicaciones móviles) a la entrada
incluyendo la arquitectura de Envelope Tracking y se ha demostrado que la eficiencia del amplificador
aumenta sin disminuir drásticamente su linealidad.
61
Por lo tanto se concluye que utilizando las técnicas de Envelope Tracking en el diseño de los amplificadores de
potencia basados en nitrito de galio es posible mejorar el rendimiento global del amplificador y, por
consiguiente, disminuir el coste que supone implementar sistemas de comunicaciones móviles e inalámbricos.
De esta manera se cumple con el objetivo principal del presente proyecto.
6.2 Líneas futuras de investigación
La primera vía de ampliación de la investigación realizada en este proyecto consistirá en la implementación
física del amplificador de gran señal con y sin la arquitectura de Envelope Tracking en el Laboratorio de
Radiocomunicación de la Universidad de Sevilla. Para ello, previamente será necesario realizar un estudio de
cuál sería el “layout” óptimo de los circuitos a implementar. Esta labor puede realizarse, nuevamente,
utilizando la herramienta de ADS ya que permite la creación de layouts a partir de las plantillas de diseño de
nuestro amplificador de gran señal.
Una vez obtenido, por un lado, el layout del amplificador de gran señal incluyendo la arquitectura de Envelope
Tracking y, por otro, el layout del amplificador sin incluirla, se pasará a fabricar las placas impresas de ambos
circuitos para poder estudiar su respuesta de funcionamiento. Los resultados que se obtendrían en el
laboratorio sería interesante compararlos con los calculados teóricamente con el software de simulación ADS.
Para ello será necesario disponer del equipamiento adecuado para realizar las medidas correspondientes en la
frecuencia de trabajo del amplificador.
62
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