transferencia de la máxima potencia desde un panel

UNIVERSIDAD NACIONAL DEL CENTRO DEL PERU
FACULTAD DE INGENIERÍA ELÉCTRICA Y ELECTRÓNICA
“TRANSFERENCIA DE LA MÁXIMA POTENCIA
DESDE UN PANEL FOTOVOLTAICO A LA CARGA”
TESIS
Para optar el Título Profesional de:
INGENIERO ELECTRICISTA
Presentado por:
Bach. Yenner Manuel CORONEL ORIHUELA
Huancayo - 2011
II
DEDICATORIA
Dedico este trabajo a todas aquellas personas
que han compartido conmigo su tiempo y
comprensión. En especial y con todo cariño a mis
padres, muchas gracias por tu enseñanza y
dedicación.
III
RESUMEN
En este trabajo se presenta el diseño de un circuito que nos servirá para
minimización de las pérdidas de potencia en conmutación de un convertidor CDCD que se utilizan en el bloque de control de un sistema de energía fotovoltaica.
Después de haber calculado los dispositivos que se forman el convertidor reductor
resonante que debe ser alimentado por dos paneles fotovoltaicos, para contrastar
los resultados obtenidos se simuló en el programa de electrónica de potencia
PSIM y se obtuvieron resultados satisfactorios.
La técnica que se usó para minimizar los efectos de pérdidas de conmutación fue
ZCS (Conmutación a Corriente Cero) logrando una eficiencia en su
funcionamiento superior al de conmutación dura.
Para el diseño se tomo el sistema fotovoltaico domestico que se utiliza en la
mayoría de las zonas rurales de nuestro país que es de 53 W.
IV
ÍNDICE
CAPITULO 1. ENERGÍA SOLAR Y CELDA FOTOVOLTAICA
1.1 La Energía Solar
3
1.1.1 Calor
4
1.1.2 Electricidad
5
1.2 La Celda Fotovoltaica
8
1.2.1 Principio de funcionamiento de la celda fotovoltaica
1.2.2 Curva característica I-V de iluminación real
8
10
1.2.3 Influencia de la temperatura en los parámetros básicos de una celda
fotovoltaica
12
CAPITULO 2. INTERRUPTORES ELECTRÓNICOS
2.1 Diodo
13
2.2 Tiristor
15
2.3 TRIAC
18
2.4 Tiristores Auto Desactivables
20
2.5 Transistores BJT
24
2.6 MOSFET
26
2.7 IGBT
28
2.8 SIT
30
2.9 Selección de Semiconductores de Potencia
31
2.10 Clasificación de los Semiconductores de Potencia
31
V
CAPÍTULO 3. CONVERTIDOR CD-CD
3.1 Reguladores Lineales de Tensión
33
3.2 Convertidor Conmutado Básico
34
3.3 Convertidor Reductor
36
3.3.1 Relaciones entre la tensión y la corriente
36
3.3.2 Análisis con el interruptor cerrado
39
3.3.3 Análisis con el interruptor abierto
40
3.3.4 Rizado de tensión de salida
43
3.4 Consideraciones de Diseño
46
3.5 Efectos No Ideales en el Funcionamiento de un Convertidor
46
3.5.1 Caídas de tensión en los interruptores
46
3.5.2 Pérdidas por conmutación
47
3.6 Funcionamiento del Convertidor con Corriente Discontinua
3.6.1 Convertidor reductor con corriente discontinua
49
49
CAPÍTULO 4. CONVERTIDOR CD-CD EFICIENTE
4.1 Convertidores Resonantes
53
4.2 Circuito Resonante en Serie con Capacitor en Paralelo con la Carga
54
4.3 Convertidor Resonante Conmutado: Conmutación a Corriente Cero
56
4.3.1 Funcionamiento básico
56
4.3.2 Análisis para 0 < t < t1
58
4.3.3 Análisis para t1 < t < t2
58
4.3.4 Análisis para t2 < t < t3
60
4.3.5 Análisis para t3 < t < T
60
VI
4.3.6 Tensión de salida
61
CAPÍTULO 5. DISEÑO Y SIMULACIÓN DEL CONVERTIDOR
5.1 Sistema Fotovoltaico Domestico
63
5.2 Calculo de Componentes del Convertidor
64
5.2.1 Convertidor Reductor
65
5.2.2 Convertidor Resonante
65
5.2 Simulaciones
67
5.2.1 Corriente en Lo y corriente de salida
68
5.2.2 Corriente en Lr y tensión en Cr
69
5.2.3 Corriente y tensión en el interruptor
69
5.2.4 Tensión de excitación y corriente del interruptor
70
5.2.5 Tensión de salida
71
5.2.6 Corriente en Cr y Co
71
5.2.7 Tensiones en Lo y Lr
72
5.3 Dispositivos del Convertidor
72
5.3.1 MOSFET
72
5.3.2 Astable
73
5.3.3 Inductores
74
5.3.4 Capacitores
75
CONCLUSIONES
76
RECOMENDACIONES
78
BIBLIOGRAFÍA
79
ANEXOS
80
INTRODUCCIÓN
Dentro de las energías renovables la más importante en la actualidad es la energía
solar, y sin lugar a dudas, el aprovechamiento de esta energía es de suma
importancia en la producción de electricidad y para poder utilizarlo es necesario el
uso de convertidores CD-CD, nuestro trabajo está basado en casi eliminar las
pérdidas de potencia por conmutación del interruptor del convertidor. El trabajo se
encuentra dividido en cinco capítulos.
El capítulo 1 hace una revisión sobre la energía solar como productora de calor y
electricidad y de las celdas solares, su principio de funcionamiento y otras
características importantes dentro de la generación de la energía solar.
El capitulo 2 trata sobre la teoría de los interruptores electrónicos que
generalmente se usan en convertidores electrónicos de potencia.
El capitulo 3 comienza con el análisis de los Reguladores Lineales de Tensión,
para luego comprender el funcionamiento del Convertidor Conmutado Básico
y del Convertidor Reductor, también son tratados las consideraciones de diseño
del convertidor, los efectos no ideales en el funcionamiento y el funcionamiento
del convertidor con corriente discontinua.
En el capítulo 4 se analiza como modificar el convertidor reductor descrito en el
capitulo anterior de tal modo que la conmutación se produzca cuando la corriente
en el interruptor sea cero, utilizando la resonancia con el objetivo de eliminar las
pérdidas de potencia por conmutación.
2
En el capítulo 5 se indica el procedimiento de diseño del convertidor, tomando
como base un sistema fotovoltaico domestico utilizado en las zonas rurales.
También se simulada el convertidor mediante el PSIM (programa de electrónica
de potencia) comprobando que los cálculos teóricos realizados en el diseño son
congruentes.
CAPITULO 1
ENERGÍA SOLAR Y CELDA FOTOVOLTAICA
1.1
LA ENERGÍA SOLAR
El Sol, fuente de vida y origen de las demás formas de energía que el hombre ha
utilizado desde los albores de la historia, puede satisfacer todas nuestras
necesidades, si aprendemos cómo aprovechar de forma racional la luz que
continuamente derrama sobre el planeta. Ha brillado en el cielo desde hace unos
cinco mil millones de años, y se calcula que todavía no ha llegado ni a la mitad de
su existencia.
Durante el presente año, el Sol arrojará sobre la Tierra cuatro mil veces más
energía que la que vamos a consumir.
El Perú, por su privilegiada situación y climatología, se ve particularmente
favorecido, ya que sobre cada metro cuadrado de su suelo inciden al año unos
1.500 kilovatios-hora de energía. Esta energía puede aprovecharse directamente, o
bien ser convertida en otras formas útiles como, por ejemplo, en electricidad.
4
No sería racional no intentar aprovechar, por todos los medios técnicamente
posibles, esta fuente energética gratuita, limpia e inagotable, que puede liberarnos
definitivamente de la dependencia del petróleo o de otras alternativas poco
seguras, contaminantes o, simplemente, agotables.
Es preciso, no obstante, señalar que existen algunos problemas que debemos
afrontar y superar. Aparte de las dificultades que una política energética solar
avanzada conllevaría por sí misma, hay que tener en cuenta que esta energía está
sometida a continuas fluctuaciones y a variaciones más o menos bruscas. Así, por
ejemplo, la radiación solar es menor en invierno, precisamente cuando más la
solemos necesitar.
Es de vital importancia proseguir con el desarrollo de la incipiente tecnología de
captación, acumulación y distribución de la energía solar, para conseguir las
condiciones que la hagan definitivamente competitiva, a escala planetaria.
1.1.1 Calor
Básicamente, recogiendo de forma adecuada la radiación solar, podemos obtener
calor y electricidad.
El calor se logra mediante los captadores o colectores térmicos, y la electricidad, a
través de los llamados módulos fotovoltaicos. Ambos procesos nada tienen que
ver entre sí, ni en cuanto a su tecnología ni en su aplicación.
Hablemos primero de los sistemas de aprovechamiento térmico. El calor recogido
en los colectores puede destinarse a satisfacer numerosas necesidades. Por
ejemplo, se puede obtener agua caliente para consumo doméstico o industrial.
5
También, y aunque pueda parecer extraño, otra de las más prometedoras
aplicaciones del calor solar será la refrigeración durante las épocas cálidas
.precisamente cuando más soleamiento hay. En efecto, para obtener frío hace falta
disponer de una “fuente cálida”, la cual puede perfectamente tener su origen en
unos colectores solares instalados en el tejado o azotea. En los países árabes ya
funcionan acondicionadores de aire que utilizan eficazmente la energía solar.
Las aplicaciones agrícolas son muy amplias. Con invernaderos solares pueden
obtenerse mayores y más tempranas cosechas; los secaderos agrícolas consumen
mucha menos energía si se combinan con un sistema solar, y, por citar otro
ejemplo, pueden funcionar plantas de purificación o desalinización de aguas sin
consumir ningún tipo de combustible.
1.1.2 Electricidad
Las celdas fotovoltaicas, dispuestas en paneles solares, ya producían electricidad
en los primeros satélites espaciales. Actualmente se perfilan como la solución
definitiva al problema de la electrificación rural, con clara ventaja sobre otras
alternativas, pues, al carecer los paneles de partes móviles, resultan totalmente
inalterables al paso del tiempo, no contaminan ni producen ningún ruido en
absoluto, no consumen combustible y no necesitan mantenimiento. Además, y
aunque con menos rendimiento, funcionan también en días nublados, puesto que
captan la luz que se filtra a través de las nubes.
La electricidad que así se obtiene puede usarse de manera directa (por ejemplo
para sacar agua de un pozo o para regar, mediante un motor eléctrico), o bien ser
6
almacenada en acumuladores para usarse en las horas nocturnas. También es
posible inyectar la electricidad generada en la red general, obteniendo un
importante beneficio.
Si se consigue que el precio de las celdas fotovoltaicas siga disminuyendo,
iniciándose su fabricación a gran escala, es muy probable que, para la segunda
década del siglo, una buena parte de la electricidad consumida en los países ricos
en sol tenga su origen en la conversión fotovoltaica.
La energía solar puede ser perfectamente complementada con otras energías
convencionales, para evitar la necesidad de grandes y costosos sistemas de
acumulación. Así, una casa bien aislada puede disponer de agua caliente y
calefacción solares, con el apoyo de un sistema convencional a gas o eléctrico que
únicamente funcionaría en los periodos sin sol. El coste de la “factura de la luz”
sería sólo una fracción del que alcanzaría sin la existencia de la instalación solar.
Efecto fotovoltaico
Las aplicaciones de la energía solar fotovoltaica están basadas en el
aprovechamiento del efecto fotovoltaico. De forma muy resumida y desde el
punto de vista eléctrico, el “efecto fotovoltaico” se produce al incidir la radiación
solar (fotones) sobre los materiales que definimos al principio como
semiconductores extrínsecos. La energía que reciben estos provenientes de los
fotones, provoca un movimiento caótico de electrones en el interior del material.
Al unir dos regiones de un semiconductor al que artificialmente se había dotado
de concentraciones diferentes de electrones, mediante los elementos denominados
7
dopantes, se provocaba un campo electrostático constante que reconducía el
movimiento de electrones. Recordemos que este material formado por la unión de
dos zonas de concentraciones diferentes de electrones la denominábamos unión
PN, pues la celda fotovoltaica en definitiva es esto; una unión PN en la que la
parte iluminada será la tipo N y la no iluminada será la tipo P.
De esta forma, cuando sobre la celda fotovoltaica incide la radiación, aparece en
ella una tensión análoga a la que se produce entre los bornes de una pila. Mediante
la colocación de contactos metálicos en cada una de las caras puede “extraerse” la
energía eléctrica, que se utilizará para alimentar una carga.
Para que se produzca el efecto fotovoltaico debe cumplirse que:
E FOTON 
hc
 Eg

E FOTON eV  
1240
 nm 
Por otro lado y dando una explicación desde un punto de vista cuántico, su
funcionamiento se basa en la capacidad de transmitir la energía de los fotones de
la radiación solar a los electrones de valencia de los materiales semiconductores,
de manera que estos electrones rompen su enlace que anteriormente los tenía
ligado a un átomo. Por cada enlace que se rompe queda un electrón y un hueco
(falta de electrón en un enlace roto) para circular dentro del semiconductor. El
movimiento de los electrones y huecos en sentidos opuestos (conseguido por la
existencia de un campo eléctrico como veremos posteriormente) genera una
corriente eléctrica en el semiconductor la cual puede circular por un circuito
8
externo y liberar la energía cedida por los fotones para crear los pares electrónhueco. El campo eléctrico necesario al que hacíamos referencia anteriormente, se
consigue con la unión de dos semiconductores de diferente dopado, como vimos
al principio de esta sección: Un semiconductor tipo P (exceso de huecos) y otro
tipo N (exceso de electrones). Que al unirlos crea el campo eléctrico E.
1.2
LA CELDA FOTOVOLTAICA
Una celda fotovoltaica es un dispositivo capaz de convertir la energía proveniente
de la radiación solar en energía eléctrica. La gran mayoría de las celdas
fotovoltaicas que actualmente están disponibles comercialmente son de Silicio
mono o policristalino. El primer tipo se encuentra más generalizado y aunque su
proceso de elaboración es más complicado, suele presentar mejores resultados en
cuanto a su eficiencia.
Por otra parte, la experimentación con materiales tales como el Telurio de Cadmio
o el Diseleniuro de Indio-Cobre está llevando a las celdas fabricadas con estas
sustancias a situaciones próximas ya a aplicaciones comerciales, contándose con
las ventajas de poderse trabajar con tecnologías de láminas delgadas.
1.2.1 Principio de funcionamiento de la celda fotovoltaica
Cuando conectamos una celda fotovoltaica a una carga y la celda está iluminada,
se produce una diferencia de potencial en extremos de la carga y circula una
corriente por ella (efecto fotovoltaico).
La corriente entregada a una carga por una celda fotovoltaica es el resultado neto
de dos componentes internas de corriente que se oponen. Estas son:
9
Corriente de iluminación: debida a la generación de portadores que produce la
iluminación.
Iph = IL
Corriente de oscuridad: debida a la recombinación de portadores que produce la
tensión externa necesaria para poder entregar energía a la carga.


eV
I D V   I 0 exp
 1
KTC


Los fotones serán los que formaran, al romper el enlace, los pares electrón-hueco
y, debido al campo eléctrico producido por la unión de materiales en la celda de
tipo P y N, se separan antes de poder recombinarse formándose así la corriente
eléctrica que circula por la celda y la carga aplicada.
Algunos fotones pueden no ser aprovechados para la creación de energía eléctrica
por diferentes razones:
-
Los fotones que tienen energía inferior al ancho de banda prohibida del
semiconductor atraviesan el semiconductor sin ceder su energía para crear
pares electrón-hueco.
-
Aunque un fotón tenga una energía mayor o igual al ancho de banda prohibida
puede no ser aprovechado ya que una celda no tiene la capacidad de
absorberlos a todos.
-
Además, los fotones pueden ser reflejados en la superficie de la celda.
10
1.2.2 Curva característica I-V de iluminación real
La curva I-V de una celda fotovoltaica representa pares de valores de tensión e
intensidad en los que puede encontrarse funcionando la celda. Los valores
característicos son los siguientes:
Tensión de circuito abierto (Voc): que es el máximo valor de tensión en extremos
de la celda y se da cuando esta no está conectada a ninguna carga.
Corriente de cortocircuito (Isc): definido como el máximo valor de corriente que
circula por una celda fotovoltaica y se da cuando la celda está en cortocircuito.
Figura 1.1. Circuito equivalente de una celda fotovoltaica
La siguiente ecuación representa todos los pares de valores (I/V) en que puede
trabajar una celda fotovoltaica.
11

eV  IRS   V  IRS
I  I L  I 0 exp
 1 
KTC
RP


También se puede expresar con:
  VOC V 


I  I SC 1  e mKT 


Punto de máxima potencia "PMP" (PM): Es el producto del valor de tensión
máxima (VM) e intensidad máxima (IM) para los que la potencia entregada a una
carga es máxima.
Factor de forma (FF): Se define como el cociente de potencia máxima que se
puede entregar a una carga entre el producto de la tensión de circuito abierto y la
intensidad de cortocircuito, es decir:
FF 
I M VM
VOC I SC
Eficiencia de conversión energética o rendimiento: Se define como el cociente
entre la máxima potencia eléctrica que se puede entregar a la carga (PM) y la
irradiancia incidente (PL) sobre la celda que es el producto de la irradiancia
incidente G por el área de la celda S:

PM I M VM

PL
PL
Dichos parámetros se obtienen en unas condiciones estándar de medida de uso
universal según la norma EN61215.
Irradiancia: 1000W/m2 (1 KW/m2)
12
Distribución espectral de la radiación incidente: AM1.5 (masa de aire)
Incidencia normal.
Temperatura de la celda: 25ºC
TONC o temperatura de operación nominal de la celda: Dicho parámetro se define
como la temperatura que alcanzan las celdas fotovoltaicas cuando se someten a las
siguientes condiciones de operación:
Irradiancia: 800W/m2
Distribución espectral de la radiación incidente: AM1.5 (masa de aire)
Incidencia normal
Temperatura ambiente: 20ºC
Velocidad del viento: 1m/s
1.2.3 Influencia de la temperatura en los parámetros básicos de una celda
fotovoltaica
Al aumentar la temperatura de la celda empeora el funcionamiento de la misma:
-
Aumenta ligeramente la Intensidad de cortocircuito.
-
Disminuye la tensión de circuito abierto, aproximado: -2.3 mV/ºC
-
El Factor de Forma disminuye.
-
El rendimiento decrece.
CAPITULO 2
INTERRUPTORES ELECTRÓNICOS
2.1
DIODO
Es el dispositivo más básico de la electrónica de potencia, está constituido por una
juntura semiconductora NP su encendido se realiza cuando la tensión entre su
ánodo y cátodo supera la tensión de ruptura de la componente (vak _ vto). Esta
tensión de ruptura se encuentra en baja potencia alrededor de 0,7V para
componentes en silicio y en 0,3V para germanio. En electrónica de potencia los
diodos son de silicio y su tensión de ruptura esta en el rango de 1 V a 2 V. En la
figura 2.1, se presenta el símbolo eléctrico del dispositivo y su esquema como
semiconductor.
(a) Símbolo
(b) Esquema
Figura 2.1. Diodo
(c) Foto
14
El apagado de esta componente se realiza cuando la corriente cruce por cero (iD =
0) lo cual origina la restitución de la barrera de potencial en la juntura NP. En la
figura 2.2, se presenta la curva de tensión corriente del diodo, esta característica
depende de la temperatura de operación de la componente. En la gráfica se puede
observar que la componentes no comienza a conducir corriente hasta que la
tensión entre sus terminales no es mayor a la tensión de ruptura (vak _ vto),
generalmente este dato así como el inverso de la pendiente de curva en la zona de
conducción (RD) son suministrados por el fabricante en la hoja de datos del
dispositivo.
Figura 2.2. Característica real del diodo
En la tabla 2.1, se presentan las principales características de los diodos que
existen actualmente en el mercado:
15
Tabla 2.1. Tipos de diodos
Tensión Corriente Frecuencia
(kV)
(kA)
(kHz)
5.0
5.0
1.0
6.0
3.5
1.0
Uso General
0.6
9.57
1.0
2.8
1.7
20.0
4.5
1.95
20.0
Alta Velocidad
6.0
1.1
20.0
0.6
.017
30.0
Schottky
0.15
0.08
30.0
Tipo
Debido a que la tensión de ruptura de los diodo es inferior al 0.1% de la tensión en
conducción se puede idealizar la curva característica de la componente mostrada
en la figura 2.2, para los fines de análisis y consideraciones del efecto sobre la
carga y red de alimentación, a la característica que se muestra en la figura 2.3.
Figura 2.3. Característica ideal del diodo
2.2
TIRISTOR
El Tiristor o SCR está conformado por tres junturas NP en serie, este dispositivo
reemplazo al los tiratrones y posee controlo de encendido a través del suministro
16
de un pulso de corriente en el orden de los 20mA en la compuerta de disparo o
gate, adicionalmente requiere polarización ánodo cátodo positiva (vak > 0). Su
apagado al igual que los diodos depende de que la corriente cruce por cero.
En la figura 2.4, se presenta su simbología, terminales y esquema como
semiconductor. Adicionalmente, en la figura 2.5 se presenta la forma de construir
un tiristor a partir de dos transistores BJT (PNP y NPN).
(a) Símbolo
(b) Esquema como Semiconductor
(c) Foto
Figura 2.4. Tiristor o SCR
(a) Esquema Semiconductor
(b) Esquema por Componentes
Figura 2.5. Tiristor a partir de transistores
En la figura 2.6, se presenta la característica tensión corriente del dispositivo, la
tensión de ruptura de los tiristores se encuentra entre 1V y los 2V
aproximadamente.
17
Figura 2.6. Característica de los tiristores
En la tabla 2.2, se presentan las principales características de los tiristores que
existen actualmente en el mercado:
Tabla 2.2. Tipos de tiristores
Tensión Corriente Frecuencia
(kV)
(kA)
(kHz)
4.5
3.0
20.0
Bloque Inverso
6.0
2.3
20.0
4.5
3.7
20.0
6.5
4.2
0.06
2.8
1.5
0.06
Conmutados por línea
5.0
4.6
0.06
5.0
3.6
0.06
5.0
5.0
0.06
2.8
1.85
20.0
Alta Velocidad
1.8
2.1
20.0
Bidireccionales
4.2
1.92
20.0
RCT (Con diodo en antiparalelo)
2.5
1.0
20.0
Conducción Inversa
2.5
1.0
5.0
Gatt (Tracción)
1.2
0.40
20.0
Fototiristor o Lumínicos
6.0
1.5
0.400
Tipo
18
Al igual que los diodos, la tensión de ruptura de los tiristores es inferior al 0.1%
de la tensión en conducción, esto permite idealizar la curva característica de la
componente mostrada en la figura 2.6, para los fines de análisis y consideraciones
del efecto sobre la carga y red de alimentación, a la característica que se muestra
en la figura 2.7.
Figura 2.7. Característica ideal del tiristor
2.3
TRIAC
El Triac está conformado por dos tiristores en antiparalelo, también se le conoce
como relé de esta sólido y su aplicación más común es la del los dimer de luz para
bombillos incandescentes. Ambos tiristores se construyen sobre la misma pastilla
de silicio con la finalidad que tengan características similares a fin que la onda sea
simétrica en ambos semi ciclos de operación, esta componente es bidireccional en
corriente. En la figura 2.8, se presenta el símbolo del dispositivo.
19
(a) Símbolo
(b) Foto
Figura 2.8. TRIAC
La ventaja de utilizar este dispositivo en lugar de dos tiristores en configuración
antiparalelo es que solo se requiere un circuito de disparo. En la figura 2.9, se
presenta la característica de tensión corriente del dispositivo.
Figura 2.9. Característica del TRIAC
En la tabla 2.3, se presentan las principales características de los triac que existen
actualmente en el mercado:
Tabla 2.3. Tipos de TRIAC
Tensión Corriente Frecuencia
(kV)
(kA)
(kHz)
Uso General
1.2
0.3
0.4
Tipo
20
En la figura 2.10, se presenta la característica ideal de la componente que se
utilizara para el análisis tanto en la carga como en la fuente de alimentación.
Figura 2.10. Característica ideal del TRIAC
2.4
TIRISTORES AUTO DESACTIVABLES
Estos dispositivos tienen control de encendido y apagado a través de la
compuerta, dependiendo la tecnología de diseño los requerimientos de encendido
y apagado difieren entre uno y otro. Para el caso del GTO que se basa en la
tecnología de los tiristores se requiere para su encendido tensión positiva ánodo
cátodo y un pulso de corriente por el gate de 20mA, mientras que para el apagado
se requiere un pulso de corriente que puede oscilar hasta un 10% de la corriente de
conducción. El MCT que se basa en la tecnología de los transistores BJT requiere
para su encendido y apagado, la existencia o no de un pulso de corriente, este
pulso depende de la ganancia hfe del componente y de la corriente de conducción.
El SITH está basado en la tecnología de los MOSFET y requiere para el
21
encendido y apagado un pulso de tensión en el gate adicionalmente de la
polarización en directo al igual que el MCT. Otros tiristores auto desactivables de
tecnología híbrida son: el MTO fue desarrollado por Silicon Power Company y es
una combinación de un GTO y un MOSFET para realizar el apagado de la
componente. El ETO es un dispositivo que combina el MOS y GTO tomando las
ventajas de ambas componentes, el manejo de potencia del GTO y el encendido y
apagado por tensión del MOS. El ETO fue inventado en el Virginia Power
Electronics Center, en colaboración con SPO. El IGCT es la combinación de un
GTO de conmutación permanente, con un activador de compuerta en tarjeta de
circuito impreso multicapa que toma la corriente del cátodo por un 1µs y la aplica
en el gate para el apagado de la componente. En la figura 2.11, se presenta el
símbolo de los diferentes tiristores auto desactivables. En la figura 2.12 se
presenta la foto de un GTO.
(a) GTO
(b) IGCT
(c) MCT
(d) SITH
22
(e) MTO
(f) ETO
Figura 2.11. Tiristores auto desactivables (símbolo y esquema)
Figura 2.12. GTO
En la figura 2.13, se presenta la característica de tensión corriente de los tiristores
autodesactivables.
En la tabla 2.4, se presentan las principales características de los tiristores
autodesactivables que existen actualmente en el mercado:
Figura 2.13. Característica de los tiristores auto desactivables
23
Tabla 2.4. Tipos de tiristores auto desactivables
Tensión Corriente Frecuencia
(kV)
(kA)
(kHz)
GTO
4.5
4.0
10.0
HD-GTO
4.5
3.0
10.0
Pulso-GTO
5.0
4.6
10.0
4.5
0.25
5.0
MCT
1.4
0.065
5.0
MTO
4.5
0.5
5.0
ETO
4.5
4.0
5.0
IGCT
4.5
3.0
5.0
SITH
4.0
2.2
20.0
Tipo
A igual que los tiristores la tensión de ruptura de los componentes auto
desactivables son menores al 0,1%de la tensión de diseño por lo cual la
característica de la figura 2.13, se puede idealizar a fines de realizar lo análisis del
impacto en la carga y fuente de alimentación de convertidores construidos con
este tipo de dispositivo. Se puede destacar que estos componentes solo permiten la
conducción unidireccional de la corriente. En la figura 2.14, se presente la
característica ideal de los tiristores autodesactivables.
Figura 2.14. Característica ideal de los tiristores auto desactivables
24
2.5
TRANSISTORES BJT
Los transistores BJT más utilizados en la electrónica de potencia son los NPN, y
su operación se centra en corte y saturación, es decir, como interruptor
electrónico. En la figura 2.15, se presenta es símbolo de un transistor NPN
destacando sus terminales. Recordemos que para que un transistor NPN se
encuentre polarizado es necesario que la tensión del colector sea mayor a la de la
base y esta mayor que la del emisor (vC > vB > vE) en por lo menos 0,7V. La
polarización de este dispositivo se realiza por corriente y es de la forma:
ibase 
icolector
i
 emisor
hhe  1
hhe
(7.1)
Figura 2.15. Transistor NPN
Para operar el transistor en corte es necesario suministra cero corriente por la
base, generalmente para evitar operaciones no deseadas que pudiesen colocar el
dispositivo en la zona activa de operación por corrientes inducidas en los circuitos
de disparo se coloca corriente negativa en la base a fin de garantizar la operación
en corte de la componente. La condición para operar el transistor en saturación es
que la corriente de la base debe ser mayor o igual a la del colector en conducción
entre la ganancia de corriente del dispositivo o hfe.
25
Figura 2.16. Característica del transistor NPN
Figura 2.17. Característica ideal del transistor en corte y saturación

ibasesaturación  icolectoroperación
 h1
(7.2)
fe
En la figura 2.16, se presenta la característica de operación del transistor NPN, se
puede observar como la zona de operación de la componente depende de la
corriente de base utilizada para su polarización. La ganancia (hfe) típica de los
transistores de potencia en corriente esta alrededor de 50.
En la figura 2.17, se presenta la característica ideal de la componente como
interruptor electrónico, es decir, en la zona de corte y saturación. Esta componente
26
es unidireccional en corriente y requiere siempre la presencia de la señal en la
base para su operación.
En la tabla 2.5, se presentan las principales características de los transistores BJT
de potencia que existen actualmente en el mercado:
Tabla 2.5. Tipos de transistores BJT de potencia
Tensión Corriente Frecuencia
(kV)
(kA)
(kHz)
0.4
0.25
25.0
Individual
0.4
0.04
30.0
0.63
0.05
35.0
Darlington
1.2
0.40
20.0
Tipo
2.6
MOSFET
Los MOSFET más utilizados en electrónica de potencia son los canal N, su
símbolo se presentan en la figura 2.18, al igual que los transistores BJT su
operación se reduce a interruptor electrónica, es decir, en corte y operación. La
ventaja de este dispositivo en relación con el BJT es su polarización en tensión y
alta impedancia de entrada.
(a) Símbolo
(b) Foto
Figura 2.18. MOSFET
27
En la figura 2.19, se presenta la característica de operación de los MOSFET en
función de la tensión gate source.
En la tabla 2.6, se presentan las principales características de los transistores
MOSFET de potencia que existen actualmente en el mercado:
Tabla 2.6. Tipos de transistores MOSFET de potencia
Tensión Corriente Frecuencia
(kV)
(kA)
(kHz)
Individual
0.8
0.0075
100.0
0.8
0.0078
125.0
COOLMOS
0.6
0.04
125.0
1.0
0.0061
125.0
Tipo
En la figura 2.20, se presenta la característica ideal del componente como
interruptor electrónico,
Figura 2.19. Característica de operación del MOSFET
Es decir, en la zona de corte y saturación. Esta componente es unidireccional en
corriente y requiere siempre la presencia de la señal en el gate para su operación.
28
Figura 2.20. Característica ideal de corte y saturación del MOSFET
2.7
IGBT
Los transistores de compuerta aislada o IGBT combinan las características de los
MOSFET de alta impedancia de entrada y polarización en tensión con la baja
impedancia de salida de los BJT lo que ocasiona alta ganancia de corriente. Esta
componente se construye colocando en cascada un MOSFET que polariza un par
de BJT, su símbolo y esquema interno se presenta en la figura 2.21.
(a) Símbolo
(b) Esquema Interno
(c) Foto
Figura 2.21. IGBT
En la figura 2.22, se presenta la característica de operación del IGBT, en función
de la tensión base emisor de polarización (vBE).
29
Figura 2.22. Característica de operación del IGBT
En la tabla 2.7, se presentan las principales características de los transistores
IGBT de potencia que existen actualmente en el mercado:
Tabla 2.7. Tipos de transistores IGBT de potencia
Tensión Corriente Frecuencia
(kV)
(kA)
(kHz)
2.5
2.4
100
1.2
0.052
100
Individual
1.2
0.025
100
1.2
0.08
100
1.8
2.2
100
HVIGBT (Sencillo)
6.5
1.2
100
HVDIODE (Dual)
6.5
1.2
100
Tipo
En la figura 2.23, se presenta la característica ideal de operación del IGBT como
interruptor electrónico de potencia, es decir en corte y saturación.
Figura 2.23. Característica ideal de corte y saturación del IGBT
30
2.8
SIT
El SIT es el FET de electrónica de potencia, su símbolo se presenta en la figura
2.24, su aplicación se reserva para altas frecuencias.
Figura 2.24 SIT
En la figura 2.25, se presenta la característica de operación del dispositivo en
función de la tensión de polarización gate source y su característica ideal como
interruptor electrónico.
(a) Real
(b) Interruptor Electrónico
Figura 2.25. Características de operación del SIT
En la tabla 2.8, se presentan las principales características de los transistores SIT
de potencia que existen actualmente en el mercado:
31
Tabla 2.8. Tipos de transistores SIT de potencia
Tensión Corriente Frecuencia
(kV)
(kA)
(kHz)
Individual
1.2
0.30
100.0
Tipo
2.9
SELECCIÓN DE SEMICONDUCTORES DE POTENCIA
La selección de un dispositivo de potencia, para una determinada aplicación, no
depende únicamente de los niveles de la tensión y corriente requeridos, también
dependen de su característica de conmutación, niveles de perdidas en los tres
estados de operación (conducción, bloqueo y conmutación), y del grado de
controlabilidad y frecuencia para encendido y apagado que requiera la aplicación.
Los niveles de pérdidas que pueden manejar la componente dependen de su
capacidad de disipación de calor al medio ambiente que está estrechamente ligada
con su disipador.
2.10
CLASIFICACIÓN DE LOS SEMICONDUCTORES DE POTENCIA
Los semiconductores de potencia se pueden clasificar de acuerdo a su grado de
controlabilidad para el encendido y apagado, así como por su capacidad de
soportar corriente y tensión unidireccional o bidireccional como:
-
Activación y desactivación sin control.
-
Activación controlada y desactivación sin control.
-
Activación y desactivación controlada.
-
Requerimiento de encendido por nivel de compuerta.
-
Requerimiento de encendido por flanco de compuerta.
-
Capacidad de tensión bipolar.
32
-
Capacidad de tensión unipolar.
-
Corriente bidireccional.
-
Corriente Unidireccional.
En la tabla 2.9, se presentan las características de conmutación de cada uno de los
semiconductores de potencia de acuerdo a su grado de controlabilidad.
Tabla 2.9. Características de conmutación de los semiconductores de potencia
Señal de Compuerta
Control
Tensión
Corriente
Dispositivo
Continua
Pulso
Diodo
Encendido
Apagado
X
Unipolar
Bipolar
Unidireccional
X
X
X
BJT
X
X
X
X
MOSFET
X
X
X
X
IGBT
X
X
X
X
X
SIT
X
X
X
X
X
Bidireccional
X
SCR
X
X
X
RCT
X
X
X
X
TRIAC
X
X
X
X
GTO
X
X
X
X
X
MTO
X
X
X
X
X
ETO
X
X
X
X
X
IGCT
X
X
X
X
X
SITH
X
X
X
X
X
X
X
X
X
MCT
X
X
CAPÍTULO 3
CONVERTIDOR CD-CD
Los convertidores CD-CD son circuitos electrónicos de potencia que convierten
una tensión continua en otro nivel de tensión continua y, normalmente,
proporcionan una salida regulada.
Para comenzar con el diseño del convertidor propuesto en este trabajo, es
importante en primer lugar estudiar el funcionamiento de un convertidor reductor
con conmutación dura, analizando sus características de la tensión y corriente, y
sobre todo las pérdidas que se presentan en la conmutación del interruptor.
3.1
REGULADORES LINEALES DE TENSIÓN (1)
Un método para convertir una tensión directo a otro de valor más bajo es utilizar
el sencillo circuito de la Figura 2.1. La tensión de salida es:
V0 = IL RL
Donde la corriente de carga está controlada por el transistor. Ajustando la
corriente de base del transistor se puede controlar la tensión de salida en el rango
comprendido entre 0 y VS.
1
Pag. 201. Daniel W. Hart. Electrónica de Potencia. 2001
34
También, ajustando la corriente de base del transistor se pueden compensar las
variaciones de la tensión de entrada o las variaciones de la carga y, así, regular la
salida. A este circuito se le llama convertidor CD - CD lineal o regulador lineal de
tensión debido a que el transistor opera en la región lineal.
Figura 2.1. Regulador lineal básico
Aunque esta es una manera muy sencilla de reducir la tensión de entrada directa y
regular la salida, la baja eficiencia de este circuito es una desventaja importante en
las aplicaciones de potencia. La potencia absorbida por la carga es V0IL y la
potencia absorbida por el transistor es VCEIL, suponiendo una corriente de base
pequeña. La pérdida de potencia en el transistor es la causante de la baja eficiencia
del circuito.
3.2
CONVERTIDOR CONMUTADO BÁSICO (2)
Una alternativa más eficiente al regulador lineal es el convertidor conmutado. En
un convertidor conmutado, el transistor funciona como un interruptor electrónico,
al estar completamente activado o completamente desactivado. A este circuito
también se le conoce como troceador de continua (dc chopper).
Para ejemplificar a un convertidor conmutado se tiene el circuito de la Figura 2.2.
2
Pag. 202. Daniel W. Hart. Electrónica de Potencia. 2001
35
Se supone que el circuito es ideal, entonces la salida es igual a la entrada cuando
el interruptor está cerrado y cero cuando está abierto. La apertura y cierre
periódicos del interruptor producen la salida de pulsos mostrada en la Figura 2.2c,
la media o componente directa de la salida es:
T
V0 
DT
1
1
v0 (t )dt   V S dt  V S D

T 0
T 0
(2.1)
La componente directa de la salida se controla ajustando el ciclo de trabajo D, que
es la fracción del periodo en la que el interruptor está cerrado:
D
t conduccion
t
 conduccion  t conduccion f
t conduccion  t corte
T
(2.2)
Siendo f la frecuencia de conmutación en Hertz.
Figura 2.2. (a) Convertidor CD-CD básico conmutado. (b) Equivalente para
conmutación. (c) Tensión de salida
36
La potencia absorbida por el interruptor ideal es cero. Cuando el interruptor está
abierto no pasa corriente por él; y cuando está cerrado, no hay caída de tensión.
Por tanto, la carga absorbe toda la potencia y la eficiencia de energía es del 100%.
Sin embargo, en un interruptor real se producen pérdidas debido a que la tensión
en el interruptor no será cero cuando conduzca y el interruptor deberá pasar por la
región lineal al pasar de un estado a otro (ver Figura 2.6).
3.3
CONVERTIDOR REDUCTOR (3)
En algunas aplicaciones puede ser suficiente controlar la componente de directa
de una salida de pulsos, pero muchas veces el objetivo es producir una salida
continua pura. Una manera de obtener una salida directa en el circuito de la figura
2.2 es insertar un filtro pasa bajas después del interruptor.
En la figura 2.3 se muestra un filtro pasa bajas con un inductor y un capacitor (LC) añadido al convertidor básico. El diodo proporciona un camino a la corriente
del inductor cuando el interruptor se encuentra abierto y se polariza en inversa
cuando el interruptor está cerrado. Este circuito se llama convertidor reductor,
porque la tensión de salida es menor que el de entrada.
2.3.1 Relaciones entre la tensión y la corriente
Sí el filtro es ideal, la tensión de salida es la media de la tensión de entrada del
filtro. La entrada del filtro vx, es VS cuando el interruptor está cerrado y cero
cuando está abierto, siempre que la corriente en el inductor sea positiva y el diodo
3
Pag. 202. Daniel W. Hart. Electrónica de Potencia. 2001
37
conduzca. Si el interruptor se cierra de forma periódica con un ciclo de trabajo D,
la tensión media en la entrada del filtro es VSD.
Para el análisis, se supone que el diodo está activado siempre que el interruptor
esté abierto, y que la corriente en el inductor es positiva. A una corriente en el
inductor que es positiva en todo intervalo de conmutación se le denomina
corriente permanente. Por el contrario, la corriente discontinua se caracteriza por
que la corriente en el inductor pasa por cero en cada período.
Otra forma de analizar el comportamiento del convertidor reductor es examinando
la corriente y la tensión en el inductor. Este método de análisis será útil para
diseñar el filtro.
A continuación se enumeran las propiedades del convertidor reductor cuando
funciona en régimen permanente:
1. La corriente en el inductor es periódica:
IL(t+T) = iL(t)
2. La tensión media en el inductor es cero:
VL 
1
T
t T
 v  d  0
L
t
3. La corriente media en el capacitor es cero:
IC 
1
T
tT
 i  d  0
C
t
4. La potencia entregada por la fuente es igual a la suministrada por la carga.
38
Cuando los componentes no son ideales, la fuente también suministra las
pérdidas:
PS = P0
(ideal)
PS = P0 + pérdidas
(no ideal)
Figura 2.3. (a) Convertidor CD-CD reductor. (b) Circuito equivalente cuando el
interruptor está cerrado. (c) Circuito equivalente cuando el interruptor está abierto.
39
Para analizar el convertidor reductor, también se supone que:
1. El circuito opera en régimen permanente.
2. La corriente en el inductor es permanente (siempre positiva).
3. El valor del capacitor es muy grande y la tensión de salida se mantiene
constante a V0.
4. El periodo de conmutación es T; el interruptor estará cerrado en un tiempo
DT y estará abierto el resto del tiempo, (1-D)T.
5. Los componentes son ideales.
3.3.2 Análisis con el interruptor cerrado
El diodo se polariza en inversa y el circuito equivalente es el mostrado en la
Figura 2.3b. La tensión en el inductor es:
v L  VS  V0  L
di L
dt
di L VS  V0

dt
L
Como la derivada de la corriente es una constante positiva, la corriente aumenta
linealmente como se muestra en la Figura 2.3b. La variación de corriente cuando
el interruptor está cerrado se calcula modificando la ecuación anterior:
di L i L i L VS  V0



dt
t
DT
L
i L cerrado   VS  V0  DT

L

40
Figura 2.4. Formas de onda del convertidor reductor. (a) Tensión en el inductor.
(b) Corriente en el inductor. (c) Corriente en el capacitor.
3.3.3 Análisis con el interruptor abierto
El diodo se activa para dejar pasar la corriente del inductor y se aplica el circuito
equivalente de la Figura 2.3c. La tensión en el inductor es:
v L  V0  L
di L
dt
di L  V0

dt
L
La derivada de la corriente en el inductor es una constante negativa, y la corriente
disminuye linealmente como puede observarse en la Figura 2.3b. La variación de
corriente en el inductor cuando el interruptor está abierto es:
41
 V0
i L
i L


1  D T L
t
i L abierto
V
  0
 L

1  D T

En la operación en régimen permanente es necesario que la corriente en el
inductor sea la misma al final y al principio de cada ciclo de conmutación, por lo
que la variación neta de iL en un periodo será cero. Para ello se debe cumplir:
i L cerrado  i L abierto
0
 V S  V0 
V 

 DT   0 1  D T  0
 L 
 L
Despejando V0
Vo = VSD
Que es el mismo resultado que el proporcionado por la ecuación 2.1. Una forma
alternativa de calcular la tensión de salida se basa en la tensión del inductor como
se muestra en la Figura 2.4a. Dado que la tensión media en el inductor es cero en
régimen permanente,
VL = (VS – Vo)DT + (-Vo)(1 - D)T = 0
Al despejar V0 en la ecuación anterior se obtiene el mismo resultado de la
ecuación anterior.
La tensión de salida sólo depende de la entrada y del ciclo de trabajo D. Si la
tensión de entrada fluctúa, la tensión de salida puede regularse ajustando el ciclo
de trabajo adecuadamente. Se tiene que colocar un bucle de retroalimentación
42
para muestrear la tensión de salida, compararla con una referencia y configurar
correctamente el ciclo de trabajo del conmutador.
La corriente media en el inductor debe ser igual a la corriente media en la
resistencia de carga, porque la corriente media en el condensador debe ser nula
cuando opera en régimen permanente:
IL  IR 
V0
R
Los valores máximo y mínimo de la corriente en el inductor se calculan de la
siguiente manera:
I max  I L 
 1 1  D  
iL V0 1 V0


  1  D T   V0  
2
R 2 L
2 Lf 

R
I min  I L 
 1 1  D  
iL V0 1 V0


  1  D T   V0  
2
R 2 L
2 Lf 

R
(2.4)
Siendo f = 1/T la frecuencia de conmutación en Hz.
Para que todo el análisis anterior sea válido, es necesario verificar que existe
corriente permanente en el inductor. Una forma sencilla de realizar esta
comprobación es calcular la corriente mínima en el inductor. Como el valor
mínimo de la corriente en el inductor debe ser positivo para tener una corriente
permanente, no está permitido que el mínimo calculado sea negativo, debido al
diodo y dicha situación indicará que la corriente es discontinua. El circuito
funcionará con corriente discontinua en el inductor pero se debe realizar otro
análisis.
43
Para determinar la combinación de L y f que producirán una corriente permanente
se toma como condición que Imín = 0, este es el límite entre corriente permanente y
corriente discontinua,
 1 1  D  
I min  0  V0  
2 Lf 
R
Lf min  1  D R
2
Lmin 
1  D R
2
(2.5)
Siendo Lmín la inductancia mínima necesaria para que exista corriente permanente
en el circuito de la Figura 2.3a.
3.3.4 Rizado de tensión de salida
Para el análisis anterior se ha supuesto que el capacitor es muy grande para que la
tensión de salida fuese constante. En la práctica no será posible mantener
perfectamente la tensión de salida con una capacitancia finita. La variación
periódica de la tensión de salida, o rizado, se calcula a partir de la relación entre la
tensión y la corriente en el capacitor. La corriente en el capacitor es:
iC = iL - iR
dicha corriente se muestra en la Figura 2.4a.
El capacitor se cargará mientras la corriente en el mismo sea positiva. Aplicando
la definición de capacidad,
Q = CVo
44
ΔQ = CΔVo
V0 
Q
C
la variación de la carga, ΔQ, es el área del triángulo situado por encima del eje de
tiempo:
1  T  i  Ti L
Q    L  
2  2  2 
8
Figura 2.5. Formas de onda del convertidor reductor. (a) Corriente en el
capacitor. (b) Tensión de rizado en el capacitor.
con lo que obtenemos
V0 
Ti L
8C
45
En esta ecuación, ΔV0 es la tensión de rizado pico a pico en la salida, mostrada en
la Figura 2.4b. También es útil expresar el rizado como una fracción de la tensión
de salida:
V0 
TV0
1  D T  V0 1  D2 
8CL
8LCf
V0
1 D

V0
8LCf 2
si el rizado no es muy grande (inferior al 1% de la tensión de salida en directa), la
suposición de que la salida es constante es razonable, y el análisis anterior será
válido.
Dado que se supone a los componentes del convertidor ideales, la potencia
entregada por el generador debe ser igual a la potencia absorbida por la resistencia
de carga:
PS = P0
VSIS = V0I0
V0 I S

VS I 0
Se observa que la relación anterior es similar a la relación tensión - corriente de un
transformador en las aplicaciones de alterna. Por lo tanto, el circuito convertidor
reductor de la Figura 2.3a es equivalente a un transformador de continua.
46
3.4
CONSIDERACIONES DE DISEÑO (4)
Los valores nominales del alambre del inductor deben poder tolerar la corriente
eficaz, y el núcleo no deberá saturarse para la corriente de pico de la bobina. Debe
seleccionarse un capacitor para limitar el rizado de la salida en función de las
especificaciones de diseño, de manera que soporte la tensión pico de salida y
conduzca la corriente eficaz necesaria.
El interruptor y el diodo deben soportar la tensión máxima cuando estén
desactivados y la corriente máxima cuando estén activados. No deben superarse
los valores nominales de temperatura, por lo que posiblemente será necesario
utilizar un disipador de calor.
3.5
EFECTOS NO IDEALES EN EL FUNCIONAMIENTO DE UN
CONVERTIDOR (5)
3.5.1 Caídas de tensión en los interruptores
Todos los cálculos anteriores se han realizado suponiendo que los interruptores
eran ideales. Las caídas de tensión en los transistores y diodos cuando están
conduciendo pueden afectar significativamente el funcionamiento del convertidor,
en especial cuando las tensiones de entrada y de salida son bajas. En el diseño de
convertidores CD-CD hay que tener en cuenta los componentes no ideales. Se
utilizará el convertidor reductor para mostrar los efectos de caídas de tensión en
los conmutadores.
4
5
Pag. 211. Daniel W. Hart. Electrónica de Potencia. 2001
Pag. 228. Daniel W. Hart. Electrónica de Potencia. 2001
47
Basándonos de nuevo en el análisis del convertidor reductor de la Figura 2.3a, las
relaciones de entrada-salida se han determinado utilizando la tensión y la corriente
del inductor. Cuando se producen caídas de tensión distintas de cero en los
interruptores en conducción, la tensión en el inductor con el interruptor cerrado
es:
vL = VS – V0 – VQ
siendo VQ la tensión del interruptor en conducción. Con el interruptor abierto, la
tensión en el diodo es VD y la tensión en el inductor es:
vL = – V0 – VD
la tensión media en el inductor es nulo en el periodo de conmutación:
VL = (VS – V0 – VQ)D + (-V0 – VD)(1 - D) = 0
V0 = VSD – VQD- VD(1 – D)
(2.6)
3.5.2 Pérdidas por conmutación
Además de las caídas de tensión y las pérdidas de potencia en conducción, se
producen pérdidas adicionales en los interruptores cuando conmutan en los
estados de conducción y corte. En la Figura 2.6a se ilustran las transiciones entre
conducción y corte de los interruptores. En este caso, se supone que las
variaciones de tensión y de corriente no son lineales y que la secuencia en el
tiempo es la mostrada en tal figura. En la Figura 2.6a se muestra la potencia
instantánea disipada en el interruptor. En la Figura 2.6b se muestra otra posible
transición entre conducción y corte de un interruptor. En este caso, las
transiciones de tensión y corriente no se producen simultáneamente. Esto se
48
aproxima a los procesos de conmutación reales, y la pérdida de potencia
provocada por la conmutación es mayor en este caso.
(a)
(b)
Figura 2.6. Tensión, corriente y potencia instantánea del interruptor.
(a) Transición simultánea de V e I. (b) Transición en peor caso
La pérdida de energía en una transición del interruptor es el área situada bajo la
curva de potencia. Dado que la potencia media es la energía dividida por el
periodo, cuanta más alta son las frecuencias de conmutación, mayores son las
pérdidas de conmutación y la eficiencia del convertidor (P0/PS) se reduce debido a
que una parte importante de la potencia de entrada es absorbida por el interruptor.
49
3.6
FUNCIONAMIENTO DEL CONVERTIDOR CON CORRIENTE
DISCONTINUA
En los análisis anteriores se ha supuesto que la corriente en el inductor era
permanente. Cuando la corriente es permanente, la corriente en el inductor será
positiva durante todo el periodo de conmutación. No es necesario que la corriente
sea permanente para que funcione un convertidor, pero cuando la corriente es
discontinua es necesario realizar un análisis diferente al de la Sección 2.4.
3.6.1 Convertidor reductor con corriente discontinua
En la Figura 2.7 se muestran la corriente en el inductor y la corriente de la fuente
cuando el convertidor de la Figura 2.3a funciona con corriente discontinua. Se
determinan las relaciones entre las tensiones de salida y de entrada teniendo en
cuenta que la tensión media en el inductor es nula en régimen permanente. A
partir de la tensión en el inductor que se muestra en la Figura 2.7c,
(VS – Vo)DT – VoD1T = 0
(VS – Vo)D = VoD1
en donde D1 es el intervalo de tiempo en el cual la tensión en el inductor es
negativo.
Reordenando los términos, obtenemos la relación
V0  D 


V S  D  D1 
50
La corriente media en el inductor es igual a la corriente media en la resistencia, ya
que la corriente media en el capacitor es cero. Suponiendo que la tensión de salida
es constante,
IL  IR 
V0
R
Figura 2.7. Corriente discontinua en el convertidor reductor de la Figura 2.3a. (a)
Corriente en el inductor. (b) Corriente de entrada. (c) Tensión en el inductor
Calculando la corriente media en el inductor usando la Figura 2.7a,
IL 
1 1
1
 1
 I max DT  I max D1T   I max ( D  D1 )
T 2
2
 2
51
con lo que tenemos
V
1
I max ( D  D1 )  0
2
R
Como la corriente es inicialmente cero, la corriente máxima es igual a la variación
de corriente producida cuando el interruptor está cerrado. Cuando el interruptor
está cerrado, la tensión en el inductor es
vL = VS – Vo
con lo que se obtiene
di L VS  V0 i L i L I max




dt
L
t
DT DT
Despejando Imáx y utilizando el valor de (VS – V0)D,
V DT
 V  V0 
I max  i L   S
 DT  0 1
L
 L 
Sustituyendo Imáx,
V
1
1 V D T 
I max D  D1    0 1 D  D1   0
2
2 L 
R
Con lo que se obtiene
D 2  DD1 
2L
0
RT
Despejando D1,
8L 

 D   D2 

RT 

D1 
2
52
Sustituyendo D1,






 D 
2D
  VS 
V0  VS 

 D  D1 
 D   D 2  8 L  

RT  


(2.6)
El límite entre la corriente permanente y la corriente discontinua se produce
cuando D1 = 1-D. Recuerde que también se cumple otra condición en este límite,
Imín = 0 (ver ecuación 2.4).
CAPÍTULO 4
CONVERTIDOR CD-CD EFICIENTE
Para reducir las pérdidas de potencia por conmutación se modifica el convertidor
reductor descrito en el capítulo anterior, de tal forma que la conmutación se
produzca cuando la corriente en el interruptor sea cero, utilizando la resonancia
como técnica para lograr dicho objetivo.
4.1 CONVERTIDORES RESONANTES
La conmutación imperfecta es uno de los mayores contribuyentes a la pérdida de
potencia en los convertidores. Los dispositivos de conmutación absorben potencia
cuando se encienden o se apagan, si la transición se produce cuando tanto la
tensión como la corriente son distintas a cero. A medida que aumenta la
frecuencia de conmutación, esas transiciones suceden más a menudo y la pérdida
de potencia media en el dispositivo aumenta. Además las altas frecuencias de
conmutación son deseables a causa de menor tamaño de los componentes de
filtrado y de los transformadores, lo que a su vez reduce el tamaño y peso de los
convertidores.
54
En los circuitos de conmutación resonantes, la conmutación tiene lugar cuando la
tensión y/o la corriente son cero, evitando las transiciones simultáneas de la
tensión y la corriente, y eliminando por tanto las pérdidas de conmutación. A este
tipo de conmutación se le denomina conmutación “suave” (soft switching).
4.2 CIRCUITO RESONANTE EN SERIE CON CAPACITOR EN
PARALELO CON LA CARGA
La Figura 4.1a muestra un circuito resonante en serie en el cual un capacitor se
encuentra en paralelo con la corriente de salida I0, que representa la carga.
Figura 4.1. Circuito resonante con capacitor en paralelo con la carga (a) Circuito.
(b) Vco = 0, ILo = Io = 0.5; iL y vc están normalizadas
En este circuito, Vd e Io son señales de CD. Las condiciones iniciales son ILo y Vco
para un tiempo inicial t0, además se tiene que:
v c  V d  Lr
i L  ic  I 0
di L
dt
(4.2)
Derivando la ecuación 4.1
(4.1)
55
ic  C r
dvc
d 2iL
  Lr C r
dt
dt 2
(4.3)
Sustituyendo ic de la ecuación 4.2 en la ecuación 4.1
d 2iL
  02 i L   20 I 0 (4.4)
2
dt
en donde
 0  2f 0 
1
Lr C r
La solución para estas ecuaciones para t ≥ t 0 es la siguiente:
iL ( t )  I 0  ( I L 0  L0 ) cos 0 ( t  t 0 ) 
Vd  Vc 0
sen0 ( t  t0 )
Z0
Vc ( t )  Vd  ( Vd  Vc 0 ) cos 0 ( t  t 0 )  Z 0 ( I L 0  L0 )sen0 ( t  t0 )
en donde ω0 es la frecuencia resonante angular y Z 0  Lr / C r es la impedancia
característica.
En el caso especial de que Vc0 = 0 e IL0 = I0,
iL ( t )  I 0 
Vd
sen0 ( t  t0 )
Z0
vc ( t )  Vd 1  cos 0 ( t  t 0 )
Para este caso especial, la Figura 4.3 muestra la gráfica de iL y vc. IL0 = I0 = 0.5 por
unidad. Una vez examinado el comportamiento de un circuito resonante, es
preciso adaptar dicho circuito al convertidor con conmutación dura para
establecer, con esto, un convertidor con conmutación suave, específicamente un
Convertidor Reductor Resonante con Conmutación a Corriente Cero que se
56
encargará de reducir las pérdidas por conmutación y, por lo tanto, de aumentar la
eficiencia. En seguida se estudia la operación de este convertidor.
4.3 CONVERTIDOR RESONANTE CONMUTADO: CONMUTACIÓN A
CORRIENTE CERO (6)
4.3.1 Funcionamiento básico
El circuito de la figura 4.2 muestra un convertidor reductor resonante, la
inductancia Lr y el capacitor Cr forman un circuito L-C adicional al tradicional
esquema de un convertidor CD/CD reductor. La adición de éste circuito resonante
muestra la forma de aprovechar las oscilaciones que provoca un circuito L-C para
reducir perdidas de potencia por conmutación en un convertidor de este tipo.
Figura 4.2 .Convertidor resonante con conmutación a corriente cero.
Para comprender el funcionamiento del convertidor resonante, se supone que la
corriente en la inductancia de la salida Lo no tiene rizado y es igual a la corriente
de salida Io.
Cuando el interruptor está abierto, el diodo se polariza en directo para dejar pasar
la corriente de salida de la inductancia y la tensión en Cr es cero. Cuando el
interruptor se cierra, el diodo permanece inicialmente polarizado en directa para
dejar pasar Io, y la tensión en Lr es la misma que la tensión de la fuente VS (figura
6
Pag. 366. Daniel W. Hart. Electrónica de Potencia.
57
4.4). La corriente en Lr aumenta en forma lineal, y el diodo permanece polarizado
en directa mientras que iL sea menor que Io. Cuando iL alcanza el valor de Io, el
diodo se apaga y el circuito equivalente es el de la figura 4.5. Si Io es constante, la
carga permanece como una fuente de corriente, y el circuito subamortiguado L-C
oscila. En consecuencia iL vuelve a cero y se mantiene allí, suponiendo que el
interruptor sea unidireccional. El interruptor se abre después de que la corriente
llega cero, lo que da lugar a una conmutación a corriente cero y sin que se
produzcan pérdidas de potencia debidas a la conmutación.
Después de que la corriente en el interruptor llega a cero, la tensión positiva del
capacitor mantiene al diodo polarizado en inversa, con lo que la corriente de carga
Io fluye por Cr, con iC = -Io (Figura 4.6). Si Io es constante, la tensión del capacitor
disminuye de manera lineal. Cuando la tensión del capacitor llega a cero, el diodo
se polariza en directa para permitir el paso de Io (Figura 4.7). Entonces el circuito
vuelve al punto de comienzo.
En la figura 4.3 se muestran las formas de onda correspondientes al convertidor
resonante con conmutación a corriente cero.
Figura 4.3 .Formas de onda de corriente y tensión en conmutación a corriente
cero.
58
A continuación se describe el comportamiento del convertidor resonante en cada
uno de los intervalos de tiempo que se muestra en la figura 4.2.
4.3.2 Análisis para 0 < t < t1
El interruptor está cerrado en t = 0, el diodo es un cortocircuito debido a que la
corriente Io circula través de él y tensión en Lr es VS (Figura 4.4).
Figura 4.4. Interruptor cerrado y diodo en conducción.
En este caso, el inductor se encuentra en paralelo con la fuente de alimentación
VS. La variación de la corriente que fluye a través del inductor seguirá una
trayectoria lineal debido a la alimentación constante. El instante t = t1 se alcanza
cuando la corriente del inductor Lr es igual IO, el instante t1 se calcula a partir de:
t1 
I 0 Lr
VS
(4.5)
La tensión del capacitor es cero durante este intervalo.
4.3.3 Análisis para t1 < t < t2
Después del instante t = t1 la corriente en Lr es superior al valor de la corriente
Io y la diferencia entre estas dos corrientes fluye a través de Cr, el diodo sigue
polarizado inversamente (figura 4.5). La corriente en Lr alcanza su valor máximo
59
cuando la tensión en Cr es VS y después comienza a decrecer hasta llegar a cero,
en este momento el interruptor ya se puede abrir.
Figura 4.5. Interruptor cerrado y diodo en corte.
La figura 4.4 muestra un circuito resonante compuesto por la fuente VS, Lr y Cr.
La variación de la corriente iL y la tensión VC tendrá un comportamiento
sinusoidal hasta el momento en que anula la corriente iL. La corriente que describe
este circuito queda expresado como:
iL ( t )  I 0 
VS
sen0 ( t  t1 )
Z0
(4.6)
En t2 = t1 la corriente iL se anula. Despejando ésta última ecuación se tiene que:
t2  t1 

1  1  I 0 Z 0 
  
 sen 
0 
 VS 

donde Zo es la impedancia característica
Z0 
Lr
Cr
(4.8)
y o es la frecuencia de resonancia
0 
1
(4.9)
Lr C r
La tensión máxima del capacitor es 2VS.
(4.7)
60
4.3.4 Análisis para t2 < t < t3
Después de t = t2, el interruptor puede abrirse solo existirá tensiones en los
terminales del interruptor, la corriente no fluye más a través de él, las perdidas por
conmutación serán prácticamente nulas.
Figura 4.6. Interruptor abierto y diodo en corte.
El circuito equivalente para este intervalo de tiempo se ve en la figura 4.6. Cr
descarga entonces en la salida y la tensión en él cae linealmente a cero, el diodo
sigue desactivado, la variación de tensión del capacitor Cr queda descrita por:
vC ( t ) 
I0
( t 2  t )  vC ( t 2 )
Cr
(4.10)
Donde VCr(t2) es la condición inicial de la tensión en el capacitor justo en el
momento en el que se anula la corriente iL. En t = t3, la tensión en Cr se anula. De
la ecuación anterior se deduce:
t3  t2 
C r VS 1  cos  0 ( t 2 t 1 )
I0
(4.11)
4.3.5 Análisis para t3 < t < T
En este intervalo de tiempo, la corriente de salida fluye a través del diodo, la
corriente iL sigue siendo nula, la tensión en Cr también es nula. El circuito está
61
nuevamente listo para un nuevo ciclo de conmutación. El circuito equivalente se
nuestra en la figura 4.7.
Figura 4.7. Interruptor abierto y diodo en conducción.
4.3.6 Tensión de salida
La tensión de salida se puede calcular a partir del equilibrio de energía. La energía
suministrada por la fuente es igual a la energía absorbida por la carga durante el
periodo de conmutación. La energía suministrada por la fuente en un periodo es
T
T
WS   pS ( t )d ( t )  VS  iL ( t )dt
0
(4.12)
0
La energía absorbida por la carga es
T
W0   p 0 ( t )dt  V0 I 0T 
0
V0 I 0
fS
(4.13)
donde fS es la frecuencia de conmutación.
Utilizando WS = W0 y resolviendo para hallar V0 se tiene.
t

V C
V0  VS f S  1  t 2  t1   S r 1  cos t 2  t1 
I0
2

(4.14)
A partir de la ecuación 4.11 se puede expresar la tensión de salida en términos de
los intervalos de tiempo para cada condición del circuito:
62
t

V0  VS f S  1  t2  t1   t3  t2 
2

(4.15)
donde los intervalos de tiempo se calculan a partir de las ecuaciones 4.5, 4.7 y
4.11.
La ecuación 4.15 muestra que la tensión de salida está en función de la frecuencia
de conmutación. Al aumentar fS, aumenta Vo. El periodo de conmutación debe ser
mayor que t3, y la tensión de salida es menor que el tensión de entrada, como
sucede con el convertidor reductor. Se observa que los intervalos de tiempo están
en función de la corriente de salida Io, por lo que la tensión de salida de este
circuito depende de la carga. Cuando cambia la carga, se debe ajustar la
frecuencia de conmutación para mantener una tensión de salida constante.
Un convertidor resonante con conmutación a corriente cero, tiene teóricamente
cero pérdidas de conmutación. Sin embargo, las capacitancias parásitas de unión
en los dispositivos de conmutación almacenan energía que se disipa en el
dispositivo, lo que produce pequeñas pérdidas.
Se observa que la tensión de salida es la media de la tensión del capacitor vC, lo
que ofrece un método alternativo para deducir la ecuación 4.15.
CAPÍTULO 5
DISEÑO Y SIMULACIÓN DEL CONVERTIDOR
5.1 SISTEMA FOTOVOLTAICO DOMESTICO
En la figura 5.1, se muestra un sistema fotovoltaico domestico que generalmente
utilizan habitantes de zonas rurales de nuestro país, en base a este sistema se
diseñara el convertidor CD-CD que se ubica dentro del bloque de control, la
potencia necesaria para cubrir esta demanda es de 53 W.
Control
Lámparas 3x9 W
1 Televisor B/N 14 W
Panel Fotovoltaico
Batería
1 Radio-Reproductor CD
10 W
Figura 5.1. Sistema fotovoltaico domestico utilizado en zonas rurales.
64
Se tiene dos paneles solares Kyocera KC175GT (Anexo), que proporciona una
tensión de 20.9 V y una corriente de 5.99 A en un día soleado a medio día.
5.2 CALCULO DE COMPONENTES DEL CONVERTIDOR
En primer lugar se modela el convertidor reductor que nos permita obtener la
potencia deseada, y posteriormente se adapta el circuito resonante para minimizar
las pérdidas. Es importante mencionar que la tensión suministrada por las celdas
disminuye de acuerdo a la cantidad de corriente demandada, todo esto para que
siempre exista un equilibrio en la energía entregada por estos módulos
fotovoltaicos. En este caso, se exige una corriente de aproximadamente 2.2 A, con
lo que la tensión cae a 32 V, así que el diseño se realiza con este valor de entrada.
Nótese que es necesario reducir la tensión a 24 V para lograr la salida de 53 W.
5.2.1 Convertidor Reductor
Este convertidor se modela bajo los siguientes parámetros:
VS = 32 V
(Tensión de proporcionado por el panel solar)
Vo = 24 V
(Tensión de salida del convertidor)
Io = 2.2 A
(Corriente de salida del convertidor)
fS = 75 kHz
(Frecuencia de conmutación del MOSFET)
ΔIo = 0.01 A
(Variación de corriente de salida)
ΔVo = 0.001 V
(Rizado de tensión de salida)
El ciclo de trabajo para operación en corriente permanente es:
65
D
V0 24 V

 0 ,75
VS 32 V
La resistencia de carga es:
R
V0 V0 24 V


 11 
I L I 0 2 ,2 A
Para hallar el valor de L se tiene que:
 V  V0  D
I 0   S

 L  f
Entonces:
 V  V0
L   S
 I 0 f
 D ( 32  24 )0 ,75 
 
 0 ,8 mH



f
0
,
1
75
000

éste valor supera por mucho Lmin= (1-D)R/2f = 18,3 µH para asegurar que la
corriente será siempre positiva.
Para encontrar el valor de C se tiene que:
V0 
V0 1  D 
8 LCf 2
por lo tanto,
C
V0 ( 1  D )
241  0.75 

 17 ,3 F
2
2
8 L V0 f
8 0 ,8 m 1m 75 K 
5.2.2 Convertidor Resonante
Las principales ecuaciones que gobiernan el comportamiento del convertidor
resonante son:
66
t1 
I 0 Lr
,
VS
 1  I 0 Z 0
 sen 

 VS


    ,


t 2  t1 
1
0
t3  t 2 
C r vC ( t 2 ) C rVS 1  cos 0 ( t 2  t1 )

I0
I0
y
t

V0  VS f S  1  t 2  t1   t 3  t 2 
2

Se observa que VS, Vo, Io, y fS aparecen en las ecuaciones de ambos convertidores,
siendo Lr y Cr los únicos parámetros desconocidos.
Para hallar el valor de ωo se toma en cuenta que Vo/Vs=fs/fo, y se halla
ωo=2π(0.9fo), la ecuación ωo=1/(Lr.Cr)0.5 se despeja Lr en términos de ellos,
después se decidió Cr = 0,18 µF 100V, quedando con esto una ecuación con una
sola incógnita para encontrar que Lr = 17.3 µH.
Ya obtenido el valor de los elementos que componen el convertidor resonante, se
procede a comprobar, por medio de las ecuaciones correspondientes, que la
conmutación se llevará a cabo cuando la corriente en el interruptor sea cero.
En primer lugar se tiene que:
0 
1
0 ,18  17 ,3  
f 0  90 kHz
Z0 
17 ,3
 9 ,82 
0 ,18
y
 565488 rad / s ;
67
El tiempo t1 se calcula a partir de:
t1 
I 0 Lr 2 ,217 ,3  

 1,19 s
VS
24
El intervalo de tiempo t2 – t1 es:
t 2  t1 
1
0
 1  I 0 Z 0
 sen 

 VS


1
 1  2 ,2 x 9 ,82 

    
sen 
     6 ,87 s

 32 
 565488 


Después:
C rV S
1  cos  0 t 2  t 1   0 ,18  32 1  cos565488( 6 ,87  )  4 ,55s
I0
2 ,2
Por último se calcula Vo:
t3  t 2 
t

V0  V S f S  1  t 2  t 1   t 3  t 2   3275 K 12 ,05    28 ,83 V  24 V
2

La tensión de salida es de 24 V para tener un margen de error que permita que el
convertidor siempre entregue 53 W o más.
El periodo de conmutación TS es de 13,33 µs, y el ciclo de trabajo D = 10 µs.
Nótese que la corriente en el interruptor es cero desde el tiempo t2 = (t2 – t1) + t1
= 8,06 µs, y permanece así hasta t3 = (t3 – t2) + t2 = 12,61 µs, entonces se asegura
la conmutación a corriente cero debido a que el interruptor se abre en un instante
(10 µs) contenido dentro del intervalo t3 – t2.
5.3 SIMULACIONES
Para comprobar que el diseño del convertidor es coherente, se procedió a simular
el circuito del convertidor calculado en el PSIM (software de electrónica de
potencia). El circuito es el de la figura 5.2.
68
Figura 5.2. Convertidor Resonante propuesto
5.2.1 Corriente en Lo y corriente de salida
En la Figura 5.3 aparece la gráfica de la corriente en el inductor de salida Lo, esto
se hizo con la intención de demostrar que el valor de este inductor es el indicado
para que exista una corriente permanente en el circuito. De acuerdo a la gráfica se
puede observar que en efecto la corriente es siempre positiva. En esta Figura
también aparece la corriente de salida que como se observa, es constante.
Figura 5.3. Corriente en Lo y de salida del convertidor resonante
69
5.2.2 Corriente en Lr y tensión en Cr
En la Figura 5.4 se muestra la gráfica obtenida de la corriente en el inductor
resonante Lr y la tensión en el capacitor resonante Cr, y como se observa, esta
gráfica coincide con el análisis teórico (figura 4.3).
Figura 5.4. Corriente en Lr y tensión en Cr del Convertidor Resonante con
Conmutación a Corriente Cero.
5.2.3 Corriente y tensión en el interruptor
En la figura 5.5 aparece la gráfica en la que se aprecian la corriente y la tensión en
el interruptor. Y como puede verse, la corriente es cero en el momento de la
conmutación cumpliéndose, con esto, una minimización de las pérdidas de
potencia.
70
Figura 5.5. Corriente y tensión en el interruptor del Convertidor Resonante con
Conmutación a Corriente Cero.
5.2.4 Tensión de excitación y corriente del interruptor
En la Figura 5.5 se observa claramente que el interruptor se abre (la tensión del
pulso cae a cero) cuando la corriente es cero.
Figura 5.6. Tensión de excitación y corriente del interruptor.
71
5.2.5 Tensión de salida
La Figura 5.7 muestra la tensión de salida. Puede observarse que es una tensión de
corriente directa constante y de un valor aproximadamente de 24 V (sección 5.2).
Figura 5.7. Tensión de salida
5.2.6 Corriente en Cr y Co
Las corrientes en los capacitores, resonante y de salida, se muestran en la figura
5.8. Es notable que la corriente promedio en ellos sea cero.
Figura 5.8. Corriente en los capacitores Cr y Co
72
5.2.7 Tensiones en Lo y Lr
Por último, en la Figura 5.9 aparecen las gráficas de la tensión en los inductores,
resonante y de salida. Se aprecia que la tensión promedio en cada uno de ellos es
cero.
Figura 5.9. Tensiones en los inductores Lo y Lr
5.3 DISPOSITIVOS DEL CONVERTIDOR
5.3.1 MOSFET
Es un dispositivo controlado por tensión que resulta relativamente fácil de activar
y desactivar, lo cual es una ventaja respecto al BJT. El estado de conducción se
consigue cuando la tensión compuerta – fuente (vGS) sobrepasa de forma
suficiente la tensión de umbral del dispositivo, lo que fuerza al MOSFET a entrar
en la región de trabajo ohmica. Para el caso del MOSFET se puede utilizar el
IRFIZ34E de International Rectifier, su tensión de umbral es de 4V.
Es importante mencionar que las corrientes de puerta para los estados de
encendido y apagado son esencialmente cero. Sin embargo, es necesario cargar la
73
capacidad de entrada parásita para poner al MOSFET en conducción, y
descargarla para apagarlo. Las velocidades de conmutación vienen determinadas
básicamente con la rapidez con que la carga se puede transferir hacia y desde la
compuerta. Entonces, un circuito de excitación para el MOSFET debe ser capaz
de absorber y generar corriente rápidamente, para conseguir una conmutación a
alta velocidad.
Tomando en cuenta las especificaciones anteriores para la activación adecuada del
MOSFET, se debe utilizar un Timer MC1455 para generar la señal cuadrada de
excitación. Y para cargar la capacitancia de entrada parásita para poner al
MOSFET en conducción y descargarla para apagarlo se debe conectar un Driver
IR4427 también de de International Rectifier que proporciona la corriente
apropiada para una buena conmutación.
A continuación se detalla la operación del Timer MC1455, así como también se
presentan los cálculos realizados para generar la señal que conmutará al MOSFET
a la frecuencia obtenida anteriormente.
5.3.2 Astable
El timer MC1455 de Motorola es el que se debe utilizar en la configuración
multivibrador astable. En la figura 5.10 se presenta al MC1455. En este modo el
condensador varía su tensión entre 1/3VCC y 2/3VCC. El proceso de carga se realiza
a través de RA+RB y el de descarga a través de RB. Como resultado se genera a la
salida una onda cuadrada no simétrica definido por dos tiempos T1 y T2.
T1=(RA+RB) C ln2R ≈ 0.69( RA+RB)C y T2=RB C ln2 ≈ 0.69RBC
74
Figura 5.10. Temporizador MC1455 en configuración astable y diagrama
temporal.
El porcentaje de ocupación del ciclo (duty cycle) viene definido por:
Duty cycle 
T1
R  RB
 A
T1  T2 R A  2 RB
Obsérvese que el duty cycle es mayor que 0.5 (50%) lo que significa que la onda
cuadrada no es simétrica y la duración del estado lógico alto es mayor que el bajo
(T1 > T2).
Para lograr la frecuencia de 75kHz con un ciclo de trabajo de 66%, se tiene que:
RA ≈ 1.2KΩ, RB ≈ 900Ω, C ≈ 5nF y VCC ≈ 15V.
Con esta configuración del astable se produce la señal cuadrada de excitación del
MOSFET.
5.3.3 Inductores
Hay muchos modos de proceder en la elaboración de inductores, aquí se tiene un
ejemplo de cómo se puede elaborar los inductores que se necesitan en el
convertidor.
75
Tomando la tabla 5.1 de un determinado fabricante que proporciona la siguiente
información sobre sus núcleos de ferrita toroidales de polvo de hierro se puede
construir los inductores.
Tabla 5.1. Núcleos toroidales de polvo de hierro.
Código
NTH12
NTH13
NTH17
NTH20
NTH21
NTH26
NTH33
NTH35
NTH39
ΔL[μh/100vueltas] Diam.Ext.[mm] Diam.Int.[mm] Altura[mm]
356±10%
12,7
7,62
4,75
476±10%
12,7
7,62
6,35
539±10%
17,27
9,65
6,35
440±10%
20,32
12,7
6,35
659±10%
20,32
12,7
9,35
981±10%
26,92
14,7
11,18
828±10%
33,02
19,94
11,18
706±10%
33,02
19,94
9,53
1068±10%
39,8
24,13
14,48
De donde deducimos que, utilizando el material NTH 12 obtendremos una
inductancia L = 356 µH aproximadamente cuando el número de espiras N = 100.
Como nosotros necesitamos una inductancia L = 17.3 µH podemos determinar el
número de espiras necesarias aplicando la relación N=356x10-6 L/100 que este
caso será: N=(17x10-6)(100)/ 356x10-6=4.85 ≈ 5 espiras, con el núcleo NTH 12.
Del mismo modo para la inductancia L = 800 µH podemos determinar el número
de espiras necesarias aplicando la relación N=981x10-6L/100 que este caso será:
N=(800x10-6)(100)/981x10-6=81.54 ≈ 82 espiras, con el núcleo NTH 26.
5.3.4 Capacitores
El capacitor de 0.18 µF es comercial y el de 167 µF se puede llegar a implementar
con dos de 120 µF y 47 µF.
CONCLUSIONES
1. Mediante celdas solares podemos generar electricidad a partir de la incidencia
de los rayos solares, la tensión y la corriente que pueda tener una celda solar
son variables, éstas están en función a la incidente diaria de la energía solar
que varía durante el día y durante las estaciones del año. Para adaptar la
variabilidad de la tensión y corriente a un nivel de tensión requerido es
necesario conocer las técnicas de conversión CD-CD.
2. En el regulador lineal de voltaje, convertidor reductor con conmutación dura y
convertidor conmutado básico, existen pérdidas de potencia por conducción y
por conmutación y éstas aumentan cuando mayor es la frecuencia de
conmutación en los últimos. La eficiencia de ellos se ve afectada
significativamente debido a las pérdidas, nuestro trabajo fue atenuarlas para
hacerlos más eficientes
3. Para comprobar el cálculo del convertidor eficiente realizado en base a las
teorías expuestas en los primeros capítulos se realizó la simulación del mismo,
llegando a comprobar que las pérdidas de potencia por conmutación en el
interruptor se eliminan casi por completo a utilizar la conmutación a corriente
cero (ZCS).
4. Los convertidores de celdas solares en la mayoría de los casos son diseñados
para funcionar a una determinada corriente, si se aumenta la frecuencia de
conmutación de MOSFET se disminuye el tamaño del capacitor que limita el
rizado de salida y el tamaño del inductor que produce una corriente
permanente, consecuentemente se reduce el tamaño del convertidor.
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5. El sistema puede ser adaptado a aplicaciones que operen potencias mayores,
para realizar esto se debe hacer nuevos cálculos para hallar los dispositivos del
convertidor y usar paneles de otras características que se encuentran en el
mercado.
6. El circuito aprovecha completamente la energía solar, debido a que no
requiere de otra fuente de energía como la energía eléctrica comercial.
7. Se puede encaminar otras aplicaciones como cargas que usan corriente alterna,
esto requerirá de una adaptación del nivel de tensión de salida del convertidor,
o sea otra conversión de CD-AC.
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RECOMENDACIONES
1. Se debe tener cuidado al seleccionar el dispositivo que se va usar como
interruptor debido a que por él circula una corriente mayor al de la corriente
de salida para evitar un mal funcionamiento.
2. Es recomendable que en todo sistema fotovoltaico debe almacenarse la
energía en baterías, debido a que las variaciones ambientales hagan que varíen
la tensión y la corriente de entrada, de esa manera las baterías alimentarían al
convertidor para evitar fluctuaciones en la entrada.
3. Se debe tener en cuenta el ciclo de trabajo del astable que gobierna al
interruptor, hay un rango de ciclo de trabajo en el que no se podría cumplir la
conmutación con corriente cero.
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BIBLIOGRAFÍA
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DE INSTALACIONES SOLARES FOTOVOLTAICAS”. Publicaciones
Técnicas, 2005
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ANEXOS
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