Esteban barrantes vasquez - Escuela de Ingeniería Eléctrica

Universidad de Costa Rica
Facultad de Ingeniería
Escuela de Ingeniería Eléctrica
IE – 0502 Proyecto Eléctrico
Diseño y simulación de un inversor
Por:
Esteban Barrantes Vásquez
Ciudad Universitaria Rodrigo Facio
11 del 2007
Diseño y simulación de un inversor
Por:
Esteban Barrantes Vásquez
Sometido a la Escuela de Ingeniería Eléctrica
de la Facultad de Ingeniería
de la Universidad de Costa Rica
como requisito parcial para optar por el grado de:
BACHILLER EN INGENIERÍA ELÉCTRICA
Aprobado por el Tribunal:
_________________________________
Ing. Jaime Allen Flores
Profesor Guía
_________________________________
Ing. M.Sc. Geovanny Delgado Cascante
Profesor lector
_________________________________
Ing. Luis Golcher Barguil
Profesor lector
ii
DEDICATORIA
A mis padres
iii
RECONOCIMIENTOS
A todos los compañeros de Ingeniería Eléctrica
iv
ÍNDICE GENERAL
ÍNDICE DE FIGURAS..................................................................................vii
ÍNDICE DE TABLAS.....................................................................................ix
NOMENCLATURA......................................................................................... x
RESUMEN.......................................................................................................xi
CAPÍTULO 1: Introducción ........................................................................... 1
1.1 Objetivos...........................................................................................................................2
1.1.1Objetivo general......................................................................................................2
1.1.2Objetivos específicos ..............................................................................................2
1.2 Metodología ......................................................................................................................3
CAPÍTULO 2: Desarrollo teórico .................................................................. 4
2.1Historia de los inversores...................................................................................................4
2.2Topologías .........................................................................................................................4
2.3Relaciones matemáticas .....................................................................................................7
Inversor monofásico puente-H........................................................................................8
2.4Transistores de potencia...................................................................................................10
MOSFET de potencia ...................................................................................................10
IGBT .............................................................................................................................11
2.5Regulación de voltaje.......................................................................................................12
CAPÍTULO 3: Diseño.................................................................................... 15
3.1Diagrama de bloques del inversor ...................................................................................15
Fuente DC: ....................................................................................................................15
Inversor: ........................................................................................................................15
Transformador: .............................................................................................................16
Filtro: ............................................................................................................................16
Carga:............................................................................................................................16
Controlador: ..................................................................................................................16
3.2Circuito completo ............................................................................................................17
Diseño del inversor: ......................................................................................................17
Diseño del transformador: ............................................................................................19
Diseño del filtro: ...........................................................................................................21
v
Diseño del controlador PWM con histéresis cero:........................................................22
3.3Componentes ...................................................................................................................25
CAPÍTULO 4: Limitaciones del diseño y la simulación ............................ 26
4.1Limitaciones del diseño ...................................................................................................26
4.2Limitaciones de la simulación .........................................................................................26
4.3Diferencias entre el circuito diseñado y el simulado .......................................................27
CAPÍTULO 5: Resultados............................................................................. 28
5.1Modo estable con carga resistiva .....................................................................................28
5.2Simulación del circuito para diferentes voltaje de entrada variable y carga de 2kW:.....31
5.3Simulación del circuito para un voltaje de entrada variable y carga inductiva de 2.5
kVA:
37
5.4Simulación del circuito para un voltaje de entrada variable y carga capacitiva de 2.5
kVA
42
5.5Simulación del circuito para una carga variable entre 1 y 2 kW .....................................50
5.6Simulación del circuito para una carga inductiva variable entre 1.25 y 2.5 kVA ...........52
5.7Costos ..............................................................................................................................55
CAPÍTULO 6: Conclusiones y recomendaciones ....................................... 56
6.1Conclusiones....................................................................................................................56
6.2Recomendaciones ............................................................................................................58
Futuras líneas de investigación .....................................................................................58
Equipos .........................................................................................................................58
BIBLIOGRAFÍA............................................................................................ 59
APÉNDICES................................................................................................... 62
vi
ÍNDICE DE FIGURAS
Figura 2.1 Diagrama de bloques de un inversor de potencia..............................................5
Figura 2.2 Circuitos inversores básicos ..............................................................................5
Figura 2.2 Circuitos inversores básicos (continuación)......................................................6
Figura 2.3 Inversor H-bridge con tiristores GCT ...............................................................8
Figura 2.4 Comparación de transistores de potencia ........................................................12
Figura 2.6 Ejemplo de PWM ............................................................................................13
Figura 3.1 Diagrama de bloques del inversor ...................................................................15
Figura 3.2 Diagrama del circuito del inversor DC/AC .....................................................17
Figura 3.4 Controlador PWM del inversor .......................................................................21
Figura 3.5 Optoacoplador. ................................................................................................23
Figura 5.1 Modelo de Simulink del inversor con control PWM ......................................27
Figura 5.2 Voltaje en la carga de 2kW con entrada de 12 Vdc. .......................................28
Figura 5.3 Corriente en la carga de 2kW con entrada de 12 Vdc. ....................................28
Figura 5.4 Corriente en la fuente de 12 Vdc con carga de 2kW.......................................29
Figura 5.5 Voltaje en la carga de 2kW con entrada variable. ...........................................30
Figura 5.6 Corriente en la carga de 2kW con voltaje variable en la entrada. ...................31
Figura 5.7 Voltaje variable en la fuente con carga de 2kW..............................................31
Figura 5.8 Corriente en la fuente con voltaje variable y carga de 2kW............................32
Figura 5.9 Voltaje de salida para una entrada de 9 Vdc y carga de 2kW. ........................32
Figura 5.10 Voltaje de salida para una entrada de 9.5 Vdc y carga de 2kW. ...................33
Figura 5.11 Voltaje de salida para una entrada de 10 Vdc y carga de 2kW. ....................33
Figura 5.12 Voltaje de salida para una entrada de 10.5 Vdc y carga de 2kW. .................34
Figura 5.13 Voltaje de salida para una entrada de 11 Vdc y carga de 2kW. ....................34
Figura 5.14 Voltaje de salida para una entrada de 12 Vdc y carga de 2kW. ....................35
vi
Figura 5.15 Voltaje de salida para una entrada de 13 Vdc y carga de 2kW. ....................35
Figura 5.16 Voltaje de salida para una entrada de 30 Vdc y carga de 2kW. ....................36
Figura 5.17 Voltaje en la carga inductiva de 2.5 kVA con entrada variable. ...................37
Figura 5.18 Corriente en la carga inductiva de 2.5 kVA con voltaje variable en la entrada.37
Figura 5.19 Voltaje variable en la fuente con carga inductiva de 2.5 kVA. .....................38
Figura 5.20 Corriente en la fuente con voltaje variable y carga inductiva de 2 kVA.......38
Figura 5.21 Voltaje en la carga inductiva de 2.5 kVA con entrada de 10.5 Vdc. ............39
Figura 5.22 Voltaje en la carga inductiva de 2.5 kVA con entrada de 11 Vdc.................39
Figura 5.23 Voltaje en la carga inductiva de 2.5 kVA con entrada de 11.5 Vdc. ............40
Figura 5.24 Voltaje en la carga inductiva de 2.5 kVA con entrada de 12 Vdc.................40
Figura 5.25 Voltaje en la carga inductiva de 2.5 kVA con entrada de 13 Vdc.................41
Figura 5.26 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada variable...................42
Figura 5.27 Corriente en la carga capacitiva de 2 kVA con voltaje variable en la entrada.42
Figura 5.28 Voltaje variable en la fuente con carga capacitiva de 2 kVA........................43
Figura 5.29 Corriente en la fuente con voltaje variable y carga capacitiva de 2 kVA. ....43
Figura 5.30 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 7.5 Vdc. .............44
Figura 5.31 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 8 Vdc. ................44
Figura 5.32 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 8.5 Vdc. .............45
Figura 5.33 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 9 Vdc. ................45
Figura 5.34 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 10 Vdc. ..............46
Figura 5.35 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 11 Vdc. ..............46
Figura 5.36 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 12 Vdc. ..............47
Figura 5.37 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 13 Vdc. ..............47
Figura 5.38 Voltaje en la salida para carga variable con fuente de 12 Vdc......................49
Figura 5.39 Corriente en la salida para carga variable con fuente de 12 Vdc. .................50
Figura 5.40 Corriente en la fuente con carga variable y fuente de 12 Vdc.......................50
Figura 5.41 Voltaje en la salida para carga inductiva variable. ........................................52
Figura 5.42 Corriente en la salida para carga inductiva variable......................................52
Figura 5.43 Corriente en la fuente con carga inductiva variable. .....................................53
vi
ÍNDICE DE TABLAS
Tabla 3.1 Componentes. ...................................................................................................24
Tabla 5.1 Costo de los componentes. ...............................................................................54
ix
NOMENCLATURA
Vac
Voltaje en corriente alterna
Vdc
Voltaje en corriente directa
AC
Corriente alterna
DC
Corriente directa
R
Resistencia
C
Capacitor
L
Inductor
IGBT
Insulated Gate Bipolar Transistor
MOSFET
metal oxide semiconductor field-effect transistor
PWM Power width modulation
x
RESUMEN
Este proyecto tiene como objetivo general diseñar un inversor sencillo pero
moderno 12Vdc/120Vac capaz de alimentar una carga de 2 kW.
La metodología utilizada consiste en una investigación bibliográfica de las
topologías de inversores más simples, seguida por una investigación de la teoría de
transistores de potencia y el método más adecuado de control.
El diseño se realizó con un controlador analógico PWM, tomando en cuenta la
disponibilidad de componentes en el mercado así como sus respectivos modelos de
Simulink, que son esenciales para sustentar el diseño. De no existir algún modelo en
Simulink, se buscó un equivalente en bloques para realizar la simulación.
Se realizaron pruebas con cargas resistivas, inductivas y capacitivas, para los casos
en que el voltaje de entrada disminuyera con respecto al tiempo y en el caso en que se
tuvieran cambios en la carga.
Se hizo un estudio de mercado para determinar el costo aproximado del circuito y se
sugirieron alternativas para bajar dichos costos.
Finalmente se llegó a la conclusión de que el circuito es realizable y estable antes
cambios en la fuente y la carga así mismo lo es para cargas resistivas, capacitivas e
inductivas.
xi
CAPÍTULO 1: Introducción
Los circuitos de conversión de potencia por lo general se clasifican en 4 tipos de
convertidores: AC-AC (convertidores de frecuencia), AC-DC (rectificadores), DC-DC
(convertidores) y DC-AC (inversores). Todos estos pueden ser de lazo abierto o
retroalimentados para proveer rectificación.
El presente trabajo tiene como objetivo diseñar y simulador un inversor monofásico
capaz de entregar 2 kW, con un circuito cuya topología sea de la mayor sencillez posible
sin abandonar su eficiencia, tal como se especifica en los objetivos específicos.
Un inversor es un circuito electrónico que convierte corriente directa (DC) en
alterna (AC). Los inversores se utilizan en un amplio rango de aplicaciones, desde las
pequeñas como fuentes de poder para computadora, hasta aplicaciones industriales para
manejar alta potencia.
Es debido a esta amplia gama de aplicaciones que es de gran importancia para todo
ingeniero poseer cierto conocimiento del tema. Además este proyecto sirve como base para
determinar si es posible implementar el diseño con propósitos productivos o educativos.
1
1.1
Objetivos
1.1.1
Objetivo general
Diseño y simulación de un inversor de 2 kW que sea de fabricación sencilla y
diseño moderno.
1.1.2
Objetivos específicos
Análisis de las estructuras de inversores más utilizadas en la actualidad de
acuerdo a: diagrama de bloques, nivel tecnológico y costo de fabricación.
Basados en la estructura escogida y en los voltajes 12 Vdc / 120Vac,
definición de las especificaciones del inversor en cuanto a eficiencia,
regulación de voltaje y soporte de picos de carga.
Diseño de inversor de acuerdo a las especificaciones definidas.
Simulación del circuito, rediseño y nueva simulación hasta lograr los valores
especificados.
2
1.2
Metodología
Para el desarrollo de este proyecto se utilizó la siguiente metodología.
1. Investigación bibliográfica:
Se utilizan las fuentes de información disponibles como libros, revistas, hojas de
fabricante, internet; para establecer el marco teórico necesario para el diseño del inversor
así como los componentes necesarios para el mismo.
2. Diseño:
Con la teoría recopilada se escoge el método de diseño apropiado que permita
simular el circuito con las herramientas disponibles.
Ya que no existe un convertidor que satisfaga todas las posibles aplicaciones, se
diseña del inversor de modo que se mantenga una estructura simple pero flexible para su
implementación en múltiples aplicaciones.
Se estudian los componentes a utilizar considerando su nivel tecnológico y precio,
finalmente se procede al diseño.
3. Simulación:
Aprovechando el software disponible, como Cadence® PSpice® o Simulink® de
Matlab®, se realiza la simulación del circuito.
4. Rediseño y simulación:
Si no se obtienen los resultados deseados o no es posible simular una parte
específica del circuito se le realizan los cambios necesarios al diseño y se intenta de nuevo.
3
CAPÍTULO 2: Desarrollo teórico
2.1
Historia de los inversores
Desde finales del siglo 19 hasta mediados del siglo 20 la conversión de DC-AC se
lograba utilizando convertidores rotacionales o un motor-generador. No fue sino hasta la
introducción en 1957 del tiristor o SCR (“silicon-controlled rectifier”) que se inicio la
transición a inversores de circuitos de estado sólido.
Para finales de la década de los setenta ya se había popularizado el MOSFET en la
electrónica de potencia. Durante los ochenta se creó el IGBT (“Insulated Gate Bipolar
Transistor”), el cual se volvió ampliamente popular al llegar los noventa. El IGBT combina
la capacidad de manejar rangos de potencia comparables a un transistor bipolar pero con la
ventaja de tener una alta impedancia de entrada como los MOSFET.
2.2
Topologías
Existen muchos tipos de topologías de circuitos de potencia y estrategias de control
en el diseño de inversores. El diseño se escoge dependiendo de las especificaciones y usos
que se le vayan a dar.
En la figura 2.1 se aprecia el diagrama de bloques básico de un inversor cuyos
voltajes de entrada y salida son los que se desean en este trabajo.
4
Figura 2.1 Diagrama de bloques de un inversor de potencia1
Existen 4 tipos básicos de topologías que son: “Center-Tap”, “Half-bridge”, “Fullbridge” y “Three-phase bridge”. En la figura 2.2 se comparan estos 4 modelos.
Figura 2.2 Circuitos inversores básicos2
1
2
S. Gibilisco. “Manual portátil de electrónica”, (México: McGraw-Hill, , 2001), p. 148
F. Christiansen. “Eletronics Engineers' Handbook”, (2da ed., USA: McGraw-Hill, 1982), p. 15-36
5
Figura 2.2 Circuitos inversores básicos (continuación)3
Center-Tap es un tipo de conexión que se hace en el punto medio del enrollado de
un transformador o inductor, funciona mejor para aplicaciones que requieran una alta
corriente DC. Este tipo de conexión permite la transformación de voltajes AC con el
propósito de conversión de potencia, en cuyo caso se les llama “autotransformadores”.
También se utiliza junto con dos diodos para crear un rectificador, como se aprecia en la
figura 2.2, estos permite un ahorro en la cantidad de dispositivos semiconductores, pero al
tener estos un costo tan bajo en la actualidad no se utiliza el center-tap en muchas
aplicaciones.
3
Ibid., p.15-37
6
Half-bridge se puede encontrar en aplicaciones que requieren una potencia de hasta
1 kW, el half-bridge puede ser uno de los circuitos convertidores más difíciles de diseñar
correctamente, por lo general se utiliza para rangos de potencia entre lo que puede
proporcionar un center-tap y un full-bridge, pero proporcionando un flujo de onda completo
al transformador, disminuyendo a la mitad su tamaño. El diseño de este inversor utiliza dos
capacitores que pueden complicar el funcionamiento.
El full-bridge o H-bridge, por la forma de su circuito, en este inversor los
interruptores se cierran y abren en pares: 1A con 2B y 1B con 2A, según la figura 2.2. Al
cerrar 1A y 2B se aplica un voltaje positivo a la carga, al abrir los anteriores y cerrar 1B y
2A se aplica un voltaje inverso. Los interruptores 1A y 1B nunca se deben cerrar al mismo
tiempo que se provoca un corto circuito, lo mismo sucede con 2A y 2B, a esta condición se
le conoce en inglés como “shoot-through”.
2.3
Relaciones matemáticas
Un inversor con fuente de voltaje, o VSI por sus siglas en inglés, es aquel en el cual
el voltaje de entrada DC es constante e independiente de la corriente que se le debe brindar
a la carga. El inversor especifica el voltaje de salida mientras la corriente es determinada
por la carga. Es posible que sea necesario algún tipo de control de voltaje en la salida
cuando la regulación del voltaje DC de entrada sea pobre.
La calidad de la salida de un inversor por lo general se evalúa en términos del factor
de harmónicas ρ, factor de distorsión µ y distorsión total de harmónicas THD. Estos
términos se definen como:
7
Vn
ρ=
= nρ n
Vl
(2.3-1)
El factor de distorsión de una sola harmónica es
µ n=
Vn
∞
∑
thd=
n≥ 2
Vl
n
Vn
nV l
=
ρn
(2.3-2)
n
2
∞
=
∑
n≥ 2
∞
µ 2n =
∑
n≥ 2
ρn
2
(2.3-3)
n
Inversor monofásico puente-H
La figura 2.3 muestra un inversor puente-H (o H-bridge) que produce un voltaje AC
y utiliza transistores que pueden ser MOSFET o IGBT o en altas potencias tiristores GTO o
GCT, este corresponde a un circuito más detallado que el full-bridge de la figura 2.2.
Figura 2.3 Inversor H-bridge con tiristores GCT4
4
B. Wayne “Power Electronics: Devices, Drivers, Applications, and Passive Components”,
(University of Strathclyde), p. 424
8
El circuito obedece las siguientes ecuaciones:
Î=
Vs
R
tanh
t1
(2.3-4)
2τ
[
Vs
1 Vs
I s=
t 1+ τ
+Î
t2 R
R
−t
e
1
τ
−1
]
(2.3-5)
Donde Î corresponde a la corriente inicial en estado permanente e Is es la corriente
DC de la fuente.
El voltaje de salida instantáneo y la corriente de carga se pueden expresar con series
de Fourier.
∞
4
1
V L= V s ∑
sen nω o t
π n− impar n
(2.3-6)
∞
i L ωt =
∑
n− impar
In
4 Vs
I
=
=
>
I
=
Donde n n nZ
n,rm s
2
n
I n sen nω o t − φn
2
y Z n= R
nω o L
(2.3-7)
2
−1
, φ n = t an
nω o L
R
.
La potencia de salida fundamental es:
P1 =
V 2s 2 2
R
π
9
2
cos2 φ 1
(2.3-8)
La potencia de la carga está dada por la suma de cada componente harmónica de la
potencia i2R:
∞
PL=
i L,rm s=
∑
n− impar
Vs
1−
R
I2n,rm s R
t1
2τ
t anh
t1
2τ
(2.3-9)
(2.3-10)
El factor de potencia de la carga es:
pf= 1 −
2.4
t1
2τ
tanh
t1
2τ
(2.3-11)
Transistores de potencia
MOSFET de potencia
Comparado a otros dispositivos semiconductores de potencia el MOSFET cuenta
con la ventaja de tener una alta velocidad de conmutación y una buena eficiencia en
voltajes bajos. Es el interruptor de bajo voltaje (menos de 200 V) más utilizado.
Posee las siguientes características:
•
Son rápidos dado que casi no hay carga almacenada en la región n-.
•
Tienen una alta resistencia de encendido, especialmente en dispositivos de
más de 100 V.
•
Se restringe a niveles de potencia bajos, de 1 a 2 kW como se ve en la figura
2.4, aunque se pueden poner en paralelo para alta potencia.
•
Es capaz de disipar grandes cantidades de potencia.
10
IGBT
Se utiliza en aplicaciones de media a alta potencia. El IGBT es una invención
relativamente reciente. La primera generación de dispositivos de los ochentas y principios
de los noventas eran relativamente lentos y tendían a fallar. La segunda generación mejoró
mucho, y la tercera rivalizó con los MOSFET en velocidad además de ser tolerantes a
sobrecargas.
Características:
•
Logra baja resistencia de encendido con la desventaja de tiempos de
conmutación más bajos que el MOSFET pero más rápido
que los
Darlington, GTO y SCR.
•
Es utilizado en aplicaciones de entre 500 y 1700 V con niveles de potencia
de entre 1 y 1000 kW, figura 2.4.
•
Posee un coeficiente de temperatura positivo en alta corriente.
•
Frecuencias de conmutación de 3 a 30 kHz.
11
Figura 2.4 Comparación de transistores de potencia5
2.5
Regulación de voltaje
Como se mencionó en la sección 2.3 si el voltaje de entrada es pobre es necesario
algún tipo de control, una de las técnicas más utilizadas actualmente es la modulación por
ancho de pulsos, o PWM por sus siglas en inglés, la cual es una técnica en la que se
modifica el ciclo de trabajo de una señal periódica ya sea para el envío de información en
un canal de comunicación o el voltaje que se le da a una carga.
5
Wikipedia. “Power Semiconductor Device”.
http://en.wikipedia.org/wiki/Power_semiconductor_device
12
La construcción típica de un circuito PWM se lleva a cabo mediante un comparador
con dos entradas y una salida. Una de las entradas se conecta a un oscilador de onda
triangular, mientras que la otra queda disponible para la señal moduladora. En la salida la
frecuencia es generalmente igual a la de la señal triangular y el ciclo de trabajo esta en
función de la portadora.
Figura 2.6 Ejemplo de PWM6
Algunos parámetros importantes de un PWM son:
•
La relación de amplitudes entre la señal portadora y la moduladora, siendo
recomendable que la última no supere el valor pico de la portadora y esté
centrada en el valor medio de ésta.
6
Wikipedia. “Pulse-width modulation”. http://en.wikipedia.org/wiki/Pulse-width_modulation
13
•
La relación de frecuencias, donde en general se recomienda que la relación
entre la frecuencia de la portadora y la de señal sea de 10 a 1.
El PWM se utiliza en inversores para regular el voltaje, alternando en ciclo de
trabajo se puede aproximar el voltaje de salida al deseado.
Primero se mide el voltaje de salida, si es menor a la referencia se enciende el
interruptor, si el voltaje es mayor se apaga el interruptor.
14
CAPÍTULO 3: Diseño
Tomando en cuenta las topologías y dispositivos disponibles en el mercado que se
describieron en el marco teórico es ahora posible escoger aquellas que se adapten a los
objetivos propuestos.
3.1
Diagrama de bloques del inversor
El diagrama de bloques del circuito es el siguiente:
Fuente DC
Inversor
Transformador
(conjunto de transistores)
(elevador)
Filtro
Carga
Controlador
Figura 3.1 Diagrama de bloques del inversor
Fuente DC:
La fuente del circuito es de 12 Vdc, los cuales pueden ser aportados por un conjunto
de baterías en paralelos, ya que el voltaje de una batería disminuye con respecto al tiempo
es necesario simular esta condición para determinar el voltaje mínimo de operación.
Inversor:
15
Después de analizar las diferentes topologías de inversores y considerando los
requisitos de diseño tales como economía, sencillez y eficiencia, se escogió para el diseño
un “puente H” o “full bridge”. A pesar que tradicionalmente este tipo de circuito se utiliza
para el control de motores, se puede implementar para cargas puramente resistivas al
mismo tiempo que se deja cierto grado de libertad para su uso en cargas inductivas o una
combinación de ambas, de modo que se incrementa el número de aplicaciones que se le
puede dar.
Considerando que se va a alimentar una carga de 2 kW es necesario utilizar
transistores de potencia capaces de soportar la corriente que pase a través de ellos, de
acuerdo al desarrollo teórico la potencia máxima de los MOSFET es de 2 kW, como esto
que da en el límite de los requerido por la carga es preferible utilizar IGBT que a su vez
tienen menos pérdidas por lo cual se mejora la eficiencia.
Transformador:
En esta etapa se utiliza un transformador para elevar el voltaje de 12 a 120 Vac,
además de servir como aislamiento entre la carga y el inversor. Debido a que el inversor
genera una gran cantidad de armónicos es necesario un tipo especial de transformador.
Filtro:
El filtro pasivo pasa bajos está compuesto por una inductancia en serie y una
capacitancia en paralelo.
Carga:
16
Puede ser resistiva, inductiva o ambas, esto gracias a la flexibilidad que ofrece el
diseño del inversor.
Controlador:
Se utiliza un controlador PWM para manejar los IGBT, este funciona como un
oscilador que enciende y apaga los transistores, comparando la salida del inversor y
ajustando el ciclo de trabajo para obtener los resultados deseados.
17
3.2
Circuito completo
El circuito completo sería:
Z1
Z2
BSM150GB60DLC
BSM150GB60DLC
L1
TX1
R8
V1
2mH
12Vdc
100k
C1
RL
1u
2kW
R9
Z4
10k
BSM150GB60DLC
4
1
2
1
R3
+
3
1k
OUT
1k
+
3
1
R4
1k
4
V-
3
U2A
TL084
-
+
2
OUT
R1
3
1k
4
3
74LS05
+
2
OUT
11 4
2
-
1k
OUT
V+
11
-
1
-
1
4
1
R6
V+
2
12Vdc
U5
PS2501
1k
U4A
TL084
V-
R7
U6A
V-
V6
U3A
TL084
R2
2
V+
11
1k
5V
U1A
TL084
11
R5
V-
BSM150GB60DLC
V+
Z3
V5
12Vdc
V2
VOFF = 0
VAMPL = 10.9
FREQ = 60
Figura 3.2 Diagrama del circuito del inversor DC/AC
Además de la fuente DC de 12 voltios se necesita un generador de señales para la
señal de referencia que se aplica al controlador de manera que se pueda obtener en la salida
la misma señal. También es necesario alimentar los amplificadores operacionales del
controlador PWM a 12 Vdc.
Diseño del inversor:
El diseño del inversor consiste en el cálculo de la corriente que pasa a través de los
transistores. Entonces se tiene:
I salida=
P 2e3
=
= 16 . 67 A
V 120
18
(3.2-1)
La corriente en la salida es de 16.67 A pero ya que es mejor que para cargas de 2
kW el circuito no trabaje en su límite máximo se diseña para una salida de hasta 20 A.
Si se tienen 20 A en la salida estos también se tendrán en el secundario del
transformador, entonces en el primario se tiene:
I p rimario= 10 I secun da rio= 200 A
(3.2-2)
Una vez que se conoce la corriente en el primario del transformador es necesario
escoger un transistor capaz de conducir la misma. Ya que por la naturaleza de
funcionamiento del controlador PWM los transistores deben conmutar a alta frecuencia, por
lo cual es necesario escoger un modelo diseñado con tal propósito, este tipo de transistores
IGBT tienen la característica de poder conducir el doble de su corriente nominal si se
operan en modo de conmutación, por lo cual no es necesario usar un transistor de 200 A si
no uno de 100 A.
En el mercado existen un sin fin de modelos que cumplen con estos requisitos
como: el Fuji 2MBI100N-120 o el Mitsubishi CM100TF-12H, etc, desafortunadamente
estos alcanzan precios de hasta $200 lo cual no cumple con el objetivo de economía de este
trabajo, en lugar de esos se puede utilizar el Eupec BSM150GB60DLC que solamente
cuesta $497 y tiene una corriente nominal de 150 A y 300 A en modo de conmutación.
7
http://theelectrostore.com/shopsite_sc/store/html/BSM150GB60DLC-eupec-new.html
19
Diseño del transformador:
El transformador necesario para este tipo de aplicación es un Buck-Boost que
funcione como boost para subir el voltaje, por lo general es de tipo seco diseñado y
embarcado como transformador de aislamiento, debe cumplir con las siguientes
especificaciones:
Voltaje primario/secundario: 12/120 Vac.
Potencia nominal: 3 kVA
Frecuencia: 60 Hz
Monofásico.
Para obtener un voltaje 120 Vrms en el secundario del transformador, el mismo
debe ser capaz 12 Vpico-pico a 170 Vpico-pico, lo cual se especifica al fabricante.
El diseño se especificó para un factor de potencia de 0.8 con lo cual se obtiene una
potencia aparente de 2.5 kVA los cuales se sobredimensionan a 3 kVA debido al
sobrecalentamiento por cargas no lineales.
Como se mencionó en la sección 3.1 se tiene una gran cantidad de armónicos por lo
cual es necesario un “transformador de factor k”, estos presentan algunas peculiaridades
constructivas respecto de los convencionales:
Sobredimensionamiento de los conductores primarios para soportar las corrientes de
circulación reflejadas de los armónicos “triplen”.
20
El núcleo está diseñado para una menor densidad de flujo. Se emplea menor
cantidad de material, pero de mejor calidad, por ejemplo acero magnético M6.
Las pérdidas por corrientes de Foucault en los conductores de los transformadores
se pueden reducir empleando varios conductores paralelos aislados entre sí. A veces
se utilizan conductores de tipo fleje y otras técnicas de interpolación y transposición
de conductores.
Tienen una capacidad térmica especial.
Los transformadores se eligen con un factor K correspondiente a la media
ponderada del factor K de los distintos receptores. Dicho valor suele valer entre 14 y 20.
Determinar un factor K de los receptores realista es importante, porque, si no
aparecen problemas similares a los conocidos por sobredimensionar el transformador, en el
caso de este diseño no se conoce el factor K de las cargas ya que estas no fueron
especificadas y no se realizó un análisis de armónicos, por lo cual no es posible escoger el
factor K del transformador de manera exacta. En el mercado los valores más recomendables
después de experiencias en las que se mide el verdadero valor eficaz son de K13 para baja
tensión.
Como no se cuenta con un transformador que cumpla con las especificaciones
mencionadas sería necesario construir uno bajo pedido. Como no se conocen las
características internas de un transformador que cumpla con los objetivos del diseño en la
simulación se utilizan las predefinidas por Simulink:
Devanado primario: V = 12 V, R1 = 0.002 pu, L1 = 0.08pu
Devanado secundario: V = 120 V, R1 = 0.004 pu, L1 = 0.16pu
21
Resistencia y reactancia de magnetización: Rm = 50 pu, Lm = 50 pu
22
Diseño del filtro:
Debido a que forma de onda del devanado secundario es un tren de pulsos con ciclo
de trabajo variable es necesario filtrarla para obtener una señal analógica.
Para el cálculo de L y C se utiliza la ecuación:
f c=
1
2π LC
(3.2-3)
Donde fc se escoge de modo que se filtren las frecuencias más altas, ya que los
amplificadores operacionales TL084 en modo diferencial tienen una frecuencia máxima de
operación de de 9 kHz se escoge una fc de 3.5 kHz que corresponde a un tercio de la
frecuencia máxima pero no es tan baja como para forzar una inductancia y capacitancia
muy grandes mientras se mantiene una onda aceptable en la salida.
Se escoge entonces un valor de inductancia que sea fácil de encontrar en el mercado
o si fuera necesario que sea posible fabricarlo para esta aplicación en específico.
L = 2 mH
De la ecuación 3.2-3 se obtiene C = 1 µF.
23
Diseño del controlador PWM con histéresis cero:
La mejor forma para controlar el inversor es utilizar PWM, de modo que se pueda
ajustar el ciclo de trabajo para obtener una señal senoidal,
Salida del inv ersor
R8
50k
V-
-
+
5k
OUT
11 4
R3
3
3
3
1
R4
1k
U2A
TL084
V-
+
-
V+
OUT
+
4
2
OUT
R1
3
1k
4
4
+
2
R9
1k
V+
11
V-
1
1k
OUT
V+
1
-
2
1
-
U3A
TL084
R2
2
V+
V-
11
1k
U4A
TL084
U1A
TL084
11
R5
V2
VOFF = 0
VAMPL = 10.9
FREQ = 60
Figura 3.4 Controlador PWM del inversor8
Este controlador funciona encontrando la diferencia entre el voltaje de referencia y
el voltaje en la carga. Se escogieron los amplificadores operacionales TL084 por su
capacidad de adaptarse a múltiples aplicaciones y su bajo costo.
8
Fredy E. Hoyos y otros. Diseño e Implementación de un Inversor Monofásico Usando una
Topología Back (Simposio internacional sobre calidad de la energía eléctrica, SICEL 2007).
24
Las resistencias R8 y R9 funcionan como divisor de voltaje para censar sólo 10,9
Vac y poder compararlo con el generador de señales. Se escogen valores altos para limitar
la corriente que entra al amplificador U1A.
V sensado = R9
V salida
R8+ R9
= 10 k
120
= 10 .9V
100 k+ 10 k
(3.2-3)
Como el voltaje que se va a medir en la carga es de 10.9 Vac es necesario que el
generador de señales opere a la misma amplitud.
Se coloca la resistencia R1 en el generador de señales para limitar la corriente que
entra al amplificador U2A.
Los amplificadores operacionales U1A y U2A se utilizan seguidores de tensión en
las entradas del comparador para evitar caídas de tensión y funcionan como acoples de
impedancia.
El amplificador operacional U3A funciona como comparador encontrando la
diferencia entre el voltaje de U1A (V1) y U2A (V2) con la siguiente ecuación (depreciando
pérdidas):
V 2 R4
V o=
R3 + R4
−
V 1 R5
R2 + R5
R2
= V 2 − V 1 = er r or
(3.2-3)
R2 + R5
El amplificador U4A funciona con histéresis cero conmutando lo más rápido
posible para mantener el voltaje deseado en la salida del inversor.
25
Como es necesario mantener por separado las tierras del circuito de control y de
potencia, se coloca un optoacoplador en la salida del circuito de control, este se muestra en
la figura 3.5.
5V
Salida de control
R11
U6A
U5
PS2501
100
Salida de control neg
2
1
R10
4
1
2
Entrada
1k
3
74LS05
Figura 3.5 Optoacoplador.
La resistencia R10 limita la corriente que entra al optoacoplador, Iin,opto= error/1k, a
la salida del optoacoplador se conecta la primer salida de control a que va a los transistores,
para garantizar que se obtendrá un voltaje lo suficientemente alto para controlar los
transistores IGBT y para que el inversor funcione de manera correcta. Para limitar la
corriente se utiliza R11 de modo que so sobre pase los 50 mA.
26
3.3
Componentes
El inversor requiere los siguientes componentes.
Tabla 3.1 Componentes.
Componente
R1
R2
R3
R4
R5
R6
R7
R8
R9
R11
C1
L1
PS0521
74LS05
TL084
BSM150GB60DLC x 2
Transformador
Valor
1 kΩ
1 kΩ
1 kΩ
1 kΩ
1 kΩ
1 kΩ
1 kΩ
50 kΩ
5 kΩ
100 Ω
1 µF
2 mH
600 V, 150 A
12/120 V
Tolerancia y potencia
±5%, ¼ W
±5%, ¼ W
±5%, ¼ W
±5%, ¼ W
±5%, ¼ W
±5%, ¼ W
±5%, ¼ W
±5%, ¼ W
±5%, ¼ W
±5%, ¼ W
60 Hz, 3 kVA
Las resistencias se utilizan en el controlador PWM por lo cual no requieren ser de
alta potencia. Debido a la alta potencia requerida por la carga, el transformador y los IGBTs
deben conducir corrientes muy altas. Los amplificadores operacionales TL084 vienen en 4
por dispositivo por lo cual sólo es necesario 1, los transistores IGBT vienen en pares por lo
cual sólo se necesitan 2 BSM150GB60DLC.
27
CAPÍTULO 4: Limitaciones del diseño y la simulación
4.1
Limitaciones del diseño
Este diseño no incluye cálculos de disipación de potencia lo cual toma mayor
importancia en los transistores IGBT que estarán operando en modo de conmutación por
arriba de su corriente nominal y en este caso es necesario el diseño adecuado de un
disipador de calor.
Este diseño no cuenta con un control de apagado que permita iniciar el circuito en
un momento deseado ni cuando se retire la carga o esta sea nula.
A pesar de que el diseño del controlador PWM con histéresis cero fue tomado de un
trabajo experimental, este es en realidad inestable por lo cual debería incluirse una red de
compensación.
4.2
Limitaciones de la simulación
Para realizar las simulaciones no se utilizó Pspice ya que este tiene dificultades
simulando un control retroalimentado como el ya diseñado. Entonces se hace una
aproximación del circuito en Simulink de Matlab, de tal manera que se obtenga un
comportamiento similar al circuito real. Ya que no se incluyó una red de compensación
algunas de las simulaciones arrojan errores como la falta de simetría en la onda de
corriente.
Para la simulación de Simulink se utilizó una fuente DC ideal ya que este no era
capaz de simular la inductancia de una batería y al simular con una resistencia los
resultados eran los mismos que sin ella.
28
Simulink no cuenta con amplificadores operacionales por lo cual fue necesario
utilizar su equivalente en bloques.
Ya que no se cuenta con una limitante en la frecuencia de los amplificadores en la
simulación es posible hacer que los transistores IGBT conmuten más rápido haciendo el
circuito más eficiente de lo que es.
Simulink no cuenta con un potenciómetro incorporado y no puede simular la
disipación de calor.
4.3
Diferencias entre el circuito diseñado y el simulado
Ya que en Simulink cuenta con un generador de señales y un comparador ideales no
es necesario incluir en la simulación el divisor de voltaje ni los seguidores de voltaje. En
cuanto al comparador ese realiza la siguiente función:
e= v ref − v
(4.3-1)
Para lograr esto en Simulink se utiliza un bloque que reste ambas entradas con lo
cual se obtiene el mismo resultado.
Para simular el control con histéresis cero se utiliza en bloque “generador PWM”
que en modo de control externo realiza la misma función pero a una mayor frecuencia
como se mencionó en la sección 4.2.
Aunque en las gráficas se tiene 120 Vpico-pico ya que Simulink no diferencia entre
rms y pico-pico, estos se pueden interpretar como 120 Vrms sólo para fines de simplificar el
análisis de los datos obtenidos ya que tener un rango de 170 Vpico-pico se vuelve confuso,
para fines de diseño esto se especificó en la sección 3.2.
29
Los demás dispositivos son iguales a los diseñados y sus características ya fueron
mencionadas en el capítulo 3.
30
CAPÍTULO 5: Resultados
El modelo del circuito en Simulink de Matlab sería:
Figura 5.1 Modelo de Simulink del inversor con control PWM
A pesar de que este se ve diferente al circuito diseñado su comportamiento es el
mismo y las pocas diferencias entre ambos ya fueron explicadas en el capítulo 4. Por lo
tanto se puede asumir que los resultados obtenidos son confiables.
5.1
Modo estable con carga resistiva
Para el caso ideal en el cual se tienen 12 Vdc en la entrada y una carga fija de 2 kW
se obtiene:
31
Figura 5.2 Voltaje en la carga de 2kW con entrada de 12 Vdc.
Figura 5.3 Corriente en la carga de 2kW con entrada de 12 Vdc.
32
Figura 5.4 Corriente en la fuente de 12 Vdc con carga de 2kW.
En las figuras 5.2 y 5.3 se puede observar que el circuito es capaz de suplir de
manera correcta los 120 V requeridos con una onda senoidal que sólo tiene una distorsión
casi imperceptible. Tal como era de esperarse esta distorsión sigue el patrón de la figura 2.6
donde la onda resultante no es una señal senoidal exacta si no aproximada.
En la figura 4.4 se observan pequeños picos de corriente negativa en la fuente, estos
se producen durante el cruce por cero cuando todos los transistores se encuentran apagados.
33
5.2
Simulación del circuito para diferentes voltaje de entrada variable
y carga de 2kW:
Se puede determinar el mínimo voltaje para el cual la salida es estable colocando en
la entrada una fuente que varíe con respecto al tiempo. Ya que la fuente debe simular una
batería se escoge una señal de entrada tipo rampa con pendiente negativa. Durante la mayor
parte de su vida útil el voltaje de una batería cae de manera casi constante, en la simulación
este efecto se muestra en un tiempo muy corto por comodidad y tiempo de simulación. Para
comprobar el voltaje mínimo obtenido se simula por separado con diferentes valores.
Figura 5.5 Voltaje en la carga de 2kW con entrada variable.
34
Figura 5.6 Corriente en la carga de 2kW con voltaje variable en la entrada.
Figura 5.7 Voltaje variable en la fuente con carga de 2kW.
35
Figura 5.8 Corriente en la fuente con voltaje variable y carga de 2kW.
Figura 5.9 Voltaje de salida para una entrada de 9 Vdc y carga de 2kW.
36
Figura 5.10 Voltaje de salida para una entrada de 9.5 Vdc y carga de 2kW.
Figura 5.11 Voltaje de salida para una entrada de 10 Vdc y carga de 2kW.
37
Figura 5.12 Voltaje de salida para una entrada de 10.5 Vdc y carga de 2kW.
Figura 5.13 Voltaje de salida para una entrada de 11 Vdc y carga de 2kW.
38
Figura 5.14 Voltaje de salida para una entrada de 12 Vdc y carga de 2kW.
Figura 5.15 Voltaje de salida para una entrada de 13 Vdc y carga de 2kW.
39
De las gráficas 5.5 y 5.11 se observa que el voltaje y la corriente en la carga se
comportan de manera estable para voltajes mayores a 10 V, por debajo de este el error se
vuelve demasiado grande y el sistema no es capaz de suplir el voltaje deseado. Para voltajes
mayores a 12 Vdc la salida se mantiene con la misma amplitud como en el siguiente caso
donde se ha exagerado el voltaje de entrada para comprobar la estabilidad.
Figura 5.16 Voltaje de salida para una entrada de 30 Vdc y carga de 2kW.
5.3
Simulación del circuito para un voltaje de entrada variable y carga
inductiva de 2.5 kVA:
Igual que en el caso del apartado 5.2 pero con una carga de 2.5 kVA y factor de
potencia 0.8.
40
Figura 5.17 Voltaje en la carga inductiva de 2.5 kVA con entrada variable.
Figura 5.18 Corriente en la carga inductiva de 2.5 kVA con voltaje variable en la
entrada.
41
Figura 5.19 Voltaje variable en la fuente con carga inductiva de 2.5 kVA.
Figura 5.20 Corriente en la fuente con voltaje variable y carga inductiva de 2 kVA.
42
Figura 5.21 Voltaje en la carga inductiva de 2.5 kVA con entrada de 10.5 Vdc.
Figura 5.22 Voltaje en la carga inductiva de 2.5 kVA con entrada de 11 Vdc.
43
Figura 5.23 Voltaje en la carga inductiva de 2.5 kVA con entrada de 11.5 Vdc.
Figura 5.24 Voltaje en la carga inductiva de 2.5 kVA con entrada de 12 Vdc.
44
Figura 5.25 Voltaje en la carga inductiva de 2.5 kVA con entrada de 13 Vdc.
Si se comparan las gráficas 5.5 y 5.17 se nota una mayor sensibilidad a una caída en
el voltaje de entrada ya que en el caso de una carga inductiva el circuito sólo mantiene el
voltaje de salida deseado si en la fuente se tiene más de 11.5 Vdc, lo cual representa 1 V
más que en caso anterior, esto se puede comprobar con la gráfica 5.23.
5.4
Simulación del circuito para un voltaje de entrada variable y carga
capacitiva de 2.5 kVA
Del mismo modo que en la sección 5.3 pero para una carga capacitiva, para
comprobar el voltaje mínimo también se realizan pruebas a diferentes voltajes.
45
Figura 5.26 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada variable.
Figura 5.27 Corriente en la carga capacitiva de 2 kVA con voltaje variable en la
entrada.
46
Figura 5.28 Voltaje variable en la fuente con carga capacitiva de 2 kVA.
Figura 5.29 Corriente en la fuente con voltaje variable y carga capacitiva de 2 kVA.
47
Figura 5.30 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 7.5 Vdc.
Figura 5.31 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 8 Vdc.
48
Figura 5.32 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 8.5 Vdc.
Figura 5.33 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 9 Vdc.
49
Figura 5.34 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 10 Vdc.
Figura 5.35 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 11 Vdc.
50
Figura 5.36 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 12 Vdc.
Figura 5.37 Voltaje en la carga capacitiva de 2.5 kVA con entrada de 13 Vdc.
51
En este caso se obtiene un resultado inverso al de la carga inductiva, mientras que
con una carga puramente resistiva el mínimo valor de voltaje era 10 V y en la inductiva era
11.5 V, para una carga capacitiva se puede mantener una salida de 120 Vac con 8.5 Vdc en
la fuente. Esto se debe a la característica de los capacitores de almacenar energía eléctrica
de modo que si se disminuye el nivel de voltaje en la entrada los mismos evitan una caída
rápida en el voltaje.
La distorsión que se presenta en la primera cresta de la onda es debido a que al
iniciar el circuito los capacitores de la carga no tienen energía almacenada y al cargarse
provocan una pequeña caída en el voltaje.
En todos los casos el voltaje de salida se mantiene constante para voltajes superiores
a 12 Vdc como se observa en las gráficas 5.15, 5.16, 5.25 y 5.37, en las cuales no hay
cambios significativos en la salida.
52
5.5
Simulación del circuito para una carga variable entre 1 y 2 kW
A pesar de que el circuito está diseñado para operar con una carga de 2 kW es
necesario garantizar que este pueda operar a si se agrega o quita carga así como si se retira
la misma por completo. En esta simulación se inicia el circuito sin carga alguna en el
tiempo 0.01 s se agrega la primera carga de 1 kW, a los 0.04 se entra una segunda carga de
1 kW, en 0.07 s la primer carga es retirada y a los 0.1 s la segunda también lo es,
regresando así a su estado original.
Figura 5.38 Voltaje en la salida para carga variable con fuente de 12 Vdc.
53
Figura 5.39 Corriente en la salida para carga variable con fuente de 12 Vdc.
Figura 5.40 Corriente en la fuente con carga variable y fuente de 12 Vdc.
54
En las gráficas 5.38 y 5.39 se puede observar picos de voltaje y corriente cuando se
cambia la carga de manera drástica pero estos duran tan poco tiempo que su efecto es
despreciable.
En la gráfica 5.40 se observa que aun en el caso de que no haya una carga presente
se tiene un alto consumo de corriente, debido a que el circuito no cuenta con una forma de
saber que no hay una carga presente y el controlador PWM intenta mantener siempre un
voltaje de salida constante y debido a que la resistencia del inductor y capacitor que quedan
en serie es muy baja se tiene esta situación.
5.6
Simulación del circuito para una carga inductiva variable entre
1.25 y 2.5 kVA
En caso de que se desee utilizar el inversor para alimentar uno o varios motores con
factor de potencia 0.8, se simula un cambio en la carga de 0 a 1.25 kVA luego a 2.5 kVA y
finalmente de regreso a 1.25 kVA y 0.
55
Figura 5.41 Voltaje en la salida para carga inductiva variable.
Figura 5.42 Corriente en la salida para carga inductiva variable.
56
Figura 5.43 Corriente en la fuente con carga inductiva variable.
Con una carga inductiva el sistema se comporta de manera similar en la salida que
en el caso de que la carga fuera resistiva. La mayor diferencia se presenta comparando las
gráficas 5.4 y 5.43, es esta última se observa un considerable incremento en los picos de
corriente en la fuente, lo cual no es una situación deseable.
Si se hace referencia a la sección 5.3, en aquellas situaciones donde se alimenta una
carga inductiva el inversor es menos estable, además de presentar una mayor distorsión en
la salida de voltaje como se ve al comparar las gráficas 5,38 y 5.41 sino que la corriente de
entrada es mucho más susceptible a picos de corriente.
57
5.7
Costos
Parte del objetivo del proyecto es el de crear un inversor de bajo costo por lo cual se
realizó un estudio de mercado para determinar los costos de los componentes, no se incluyó
el costo de fabricación ya que los proveedores de este servicio sólo dan los presupuestos
bajo pedido. El costo más grande del inversor lo representan los dispositivos
semiconductores.
Tabla 5.1 Costo de los componentes.
Componente
Cantidad
Resistencias
10
Capacitor
1
Inductor
1
PS2501
1
74LS05
1
TL084
1
BSM150GB60DLC
2
Transformador
1
Caja y cableado
1
Subtotal
19
Total
19
Valor por unidad ($)
0.18
16.25
4.78
1.2
2.08
0.57
49
249
20
393.68
393.68
Debido a la dificultad de encontrar un transformador con las características
necesarias se tendría que ordenar uno específicamente para esta aplicación, el precio del
transformador de la tabla 5.1 corresponde a un modelo de producción en masa que tiene la
misma potencia y frecuencia pero con diferente voltaje nominal.
58
CAPÍTULO 6: Conclusiones y recomendaciones
6.1
Conclusiones
Este trabajo cumple con los objetivos propuestos y se extiende más allá de ellos al
diseñar un circuito capaz de suplir cargas inductivas y capacitivas así como dejar margen
para cargas mayores a 2kW.
Es posible diseñar un inversor sencillo, controlado analógicamente por histéresis
que mantenga un voltaje deseado a través de la modulación de ancho de pulsos (PWM),
con componentes de última tecnología capaz de suplir 2.5 kVA con un factor de potencia
de 0.8, es capaz de alimentar cargas resistivas, inductivas y capacitivas.
Para aplicaciones de alta potencia los transistores IGBT superan en gran manera a
los clásicos MOSFET al poder conducir una corriente mucho mayor al mismo tiempo que
tienen una alta velocidad de conmutación.
El entorno de simulación Matlab-Simulink destaca por su versatilidad al poder
simular el circuito de manera exitosa aun cuando no se pudo hacer en Pspice.
La señal de voltaje resultante de un inversor PWM no es una senoidal exacta ya que
tiene una forma escalonada casi imperceptible que es característica de todos los inversores
controlados por PWM. Para este caso la señal se puede mejorar con amplificadores
operacionales que operen a una frecuencia más alta.
El inversor es capaz de mantener un voltaje de salida constante aun cuando la
entrada caiga entre 1 y 3 V dependiendo del tipo de carga que se tenga. Si se tiene una
carga puramente resistiva el voltaje de entrada mínimo es de 10 Vdc, para una carga
59
inductiva de 2.5 kVA el voltaje mínimo para el cual el inversor es funcional es de 11.5 Vdc
y para el caso de una carga capacitiva es de 9 Vdc siendo este el menor voltaje obtenido.
El circuito es estable ante variaciones en la carga, cuando estas ocurren se producen
picos en el voltaje y la corriente que dependiendo de la carga es necesario medir su
amplitud y duración para determinar si afectará de alguna manera.
Es posible mantener una señal de voltaje aun en el caso de que la carga sea nula
pero debido a que el controlador sigue operando los transistores IGBT y el filtro consumen
corriente.
60
6.2
Recomendaciones
Futuras líneas de investigación
Considerando las altas corriente que deben conducir los transistores es
recomendable hacer un estudio detallado de disipación de potencia para determinar la
temperatura máxima que se alcanzará así como los disipadores de calor (radiador,
ventilador, etc.) necesarios para evitar que el circuito se sobrecaliente.
Además se puede realizar un estudio detallado del espectro y la distorsión armónica
en el circuito, así como los un diseño para eliminarlas
Equipos
Para comprobar este diseño es recomendable probarlo de manera experimental.
Existen controladores PWM mucho más sofisticados en el mercado que se pueden
implementar para un diseño más eficiente. Los más recomendables son los programables
que permiten el censado de múltiples variables que son procesadas por una computadora y
permiten un alto grado de control sobre el dispositivo. Estos se pueden programar de tal
modo que se apague el circuito cuando no hay carga para evitar pérdidas innecesarias y
mantener un mayor control sobre el encendido y apagado de los transistores
61
BIBLIOGRAFÍA
Artículos de revistas:
1. “Texas A&M University Fuel Cell Inverter- 10 kW Design & Cost Analysis, 2001
Future Energy Challenge. Texas A&M University, College Station, Texas August
27, 2001.
2. Casanellas, F. “Circuit makes simple high-voltage inverter”, Desing Ideas.
EDN.com, Mayo 27, 2004.
3. Kukaratna, N. “Inverter offers design flexibility”, Desing Ideas. EDN.com, Junio 5,
2000.
Libros:
4. Christiansen, F. “Eletronics Engineers' Handbook”, segunda edición, McGrawHill, USA, 1982.
5. Erickson, R., Maksimović, D. “Fundamentals of Power Electronics”, segunda
edición, Kluwer Academic Plublishers, USA, 2003.
6. Gibilisco, S. “Manual portátil de electrónica”, primera edición, McGraw-Hill,
México, 2001.
7. Horenstein, M. “Microelectrónica: Circuitos y Dispositivos”, segunda edición,
Prentice-Hall, México, 1997.
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Components”, University of Strathclyde, http://www.eee.strath.ac.uk/%7Ebww
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62
Páginas web:
9. “12 Vdc - 120 Vac Inverter Schematic”, http://www.i4at.org/lib2/inverter.htm.
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11. “Inverter (electrical)”, http://en.wikipedia.org/wiki/Inverter_%28electrical%29.
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www-k.ext.ti.com/srvs/cgi-bin/webcgi.exe?Company={5761bcd8-11f5-4e08-84e08167176a4ed9},kb=analog,case=25378,new.
13. “Modulación por ancho de pulsos”, http://es.wikipedia.org/wiki/PWM.
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APÉNDICES
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