Facultad de Ingenieria 86.06 Circuitos Electrónicos

Facultad de Ingenieria
86.06 Circuitos Electrónicos
Informe TL4
Diseño Analógico
Alumnos:
93544 - Fosco, Camilo Luciano
93451 – Schiffmacher, Christian
93117 – Tournour, Hugo Andrés
Introducción
En la presentación del TL4 se planteó hacer un Amplificador de Audio clase A de 0.25 Watts de
potencia sobre una carga de 16Ω.
Para dicho amplificador se propuso un diseño multietapa:
1ra Etapa: Amplificadora de tensión.
En esta etapa se utilizó una configuración emisor común polarizado con una fuente de corriente
para mayor estabilidad del punto de reposo.
2da Etapa: Amplificadora de corriente y de potencia. Se utilizó un Darlington con un transistor de
potencia a la salida en configuración colector común.
El circuito propuesto es el que se muestra a continuación:
Calculos Teóricos
Proponemos:
Peff =0.3W
con R L =16Ω
Etapa de potencia: Se utiliza una configuración colector común para obtener una ganancia de
potencia y amplificación de corriente. Para obtener una amplificación de corriente
suficientemente alta, se utilizó una disposición Darlington. El circuito propuesto es el siguiente:
Figura 1: Etapa amplificadora de corriente
Para determinar los valores de VCEQ , ICQ y RE se realizaron los siguientes cálculos.
2
V eff
→ V eff =2.19V
RL
V pico= √ 2V eff =3.1V
P eff =0.3W=
A partir de conocer la tensión pico necesaria sobre la carga, se puede calcular el VCEQ mediante la
siguiente ecuación:
CEQ =V picoRL+ vcemin = 3.1V+1.4V ≈ 4.5V (para no entr en saturación) Eq. A
V CEQ =V picorl+ vcemin = 3.1V + 1.4V ≈ 4.5V (para no entrar en saturación) - Eq. A
vcemin es la tensión mínima necesaria para que el transistor no entre en saturación. En este caso,
se tomó 1,4V, que sería la vcemin del transistor Darlington; que lleva a Q1 a saturación incipiente.
Para determinar RE e ICQ se buscó que en señal se consiga la tensión pico sobre la resistencia. Para
esto se verificó que la etapa no entre ni en corte ni en saturación.
Por lo que en señal tendremos que:
∣v ce∣=∣ic∣⋅R E // R L
luego, considerando el caso extremo:
vcep = vpicoRL =VCEQ −vcemin
de Eq. A:
y sabiendo que ∣i c∣⩽∣I CQ∣ obtenemos una cota para
I CQ ≥
I CQ
V CEQ −0,7
R L // R E Eq. 1
y de la polarización se tiene que
I CQ =
V CC +V EE −V CEQ
Eq. 2
RE
Y con estas dos ecuaciones se obtienen ICQ y RE para diferentes valores de alimentación.
Se tomaron 3 valores posibles de VCC y VEE
VCC: 12V
VCC: 9V
VCC: 12V
VEE:0V
VEE:-9V
VEE:-12V
Y se calculó la potencia que va a disipar el transistor y la resistencia RE en el punto de reposo.
En la siguiente tabla se muestran los valores obtenidos:
RE
ICQ
PotRE
PotTBJ
12/0V
23Ω
350mA
2.8W
1.4W
9/-9V
52Ω
270mA
3.78W
1.08W
12/-12V
81Ω
247mA
4.94W
0.988W
De estas 3 opciones elegimos la que tiene 9V simétricos. Ya que tenemos un buen equilibrio entre las
potencias disipadas en la resistencia y en el transistor. El transistor que utilizamos en la etapa de salida
es un TBJ TIP31C que puede disipar una potencia de 1.6W sin utilizar disipador.Este valor se obtuvo
considerando una resistencia térmica entre juntura y ambiente de 62.5oC/W y teniendo en cuenta que la
máxima temperatura de la juntura son 150oC y la temperatura ambiente máxima es de 50oC.
Entonces se obtiene que:
o
P=
o
150 C −50 C
≈1,6 W
R tja
Sabiendo esto, se optó por colocar un disipador sobre el transistor para que funcione por debajo
de su máxima temperatura de juntura.
Para obtener la resistencia térmica del disipador necesaria se considera:
Rtjc: Resistencia termica entre juntura y carcasa.
Rtcd: R. term. entre carcasa y disipador.
Rrdis: R. term. disipador.
con las mismas consideraciones del caso anterior. Tenemos que:
150o C−50o C
>1.1W
P=
Rtjc+Rtcd +Rtdis
y sabiendo que:
Rtjc=3.125 o
Rtcd ≈3o
C
W
Dato del fabricante
C
W
Rtcd sirve para considerar la resistencia térmica que genera el acople con grasa siliconada que existe
entre el disipador y la carcasa.
Obtenemos que
Rtdis < 85ºC/W
Para obtener el valor de Re, se usaron dos resistencias de potencia (5W) de 100 Ohms en paralelo.
Luego se repitieron los calculos para dicha RE, y se obtuvo una corriente de polarización de 275mA,
por lo que la potencia disipada por el transistor es de 1.1W.
A continuación definiremos el divisor resistivo de la base para la etapa seguidora. Para calcular
RB=RB1//RB2 se consideró el criterio:
RE>
10R B
*
βmin
→ R B= RB1 // R B2<25K Ω
siendo β*=βT1 βT2 =200⋅25
Definidas todas las resistencias de la malla de salida y la corriente de colector, se calcula la tensión a
la que deberia estar la base para que los transistores funcionen en modo activo directo.Sobre las
junturas de base-emisor del los transistores TIP31C y BC548B caen aproximadamente 0.7V
Sabiendo que VE2Q=5V, se obtiene que VB1Q=6.4V.
Planteando un divisor resistivo con VB1Q, se obtiene una segunda ecuación relacionando las
resistencias de base:
6,4 V =
9V⋅R B2
R B1+R B2
Dicho divisor resistivo se plantea entre Vcc y tierra debido a que no necesitamos una tension
negativa.
A partir de estas dos ecuaciones se obtienen las siguientes 2 desigualdades
R B1<35K
R B2<86K
Se propone entonces RB1=5.6K RB2=15K
Se observó en la práctica que con estos valores la tensión V CEQ del TIP no era lo suficientemente
grande como para estar cómodos en la excursión de salida. Se optó entonces por usar RB1= 6,8k,
para bajar la tension de la base y obtener entonces una Vceq mayor.
Teniendo todos los valores del circuito, calculamos Av, Rin, Rout:
Av=
R E // R L
*
d
r +R E // RL
=
*
12,2
=0,98
0,18+12,2
*
Rin2 =R B1 // R B2 // (r π +β ⋅50 // 16)=4,7 k Ω
Rout2 =50 // r *d +
1,8 k // 4,7 k
=50 // (0,18+0,26)=0,45Ω
β*
Siendo r *Π , r *d y β* los parametros del transistor darlington equivalente.
Etapa de amplificación de tensión
Para lograr una correcta amplificación de tensión, se optó por la configuración emisor común,
utilizando una fuente de corriente espejo en el emisor para fijar el punto de polarización. El circuito
propuesto es:
Figura 2: Etapa amplificadora de tensión
Con la fuente de corriente siguiente:
Figura 3: Fuente de corriente
Los parámetros que hay que definir son ICQ3 y RC3.Se calculó que la resistencia de entrada de la
segunda etapa es Rin2=4.7KΩSe supuso que la caida de tensión en la fuente de corriente seria de
2.5V. Caen 1.5V en RE4 y 1V en VCEQ3 para que el transistor de la fuente de corriente trabaje en modo
activo directo.Para tener la potencia especificada en el parlante, es necesario que a la salida de la
primer etapa se tenga una señal de 3,3V pico.Para que la distorsion por alinealidad de la primera
etapa sea suficientemente baja se propone la condición:
V in1 <12mV pico
Por lo que la amplificación necesaria resulta:
abs( Av)=
V o1 3,40 V
≈
≈280
Vin1 12mV
Se sabe ademas que la ganancia de la configuración emisor común se obtiene como
Av =−g m⋅Rca =−40⋅I C3Q⋅( Rc3 // Rin2 )
A continuación se definio la tensión VCEQ necesaria para que el transistor no entre en corte o
saturación con la señal amplificada.
V CE3Q =V o1+0,7V +Δ V ≈3,4 V +0,7V +Δ V ≈4,5 V
Por lo que la tensión de colector del transistor 3 queda definida por:
V C3 =V EE+V RE4 +V CE4Q +V CE3Q =−9V+1,5 v+1V+4,5 V =−2V
Planteando la corriente que pasa por la resistencia de colector, se obtiene la ecuación
V CC −V C3
=I C3Q
RC3
Con esta ecuación y la de la ganancia de tensión se pueden despejar la corriente y la resistencia de
colector.
Luego de cálculos y normalización del valor de la resistencia, se llego a los valores
IC3Q=6mA
RC3=1,8K
Con esta corriente, para que se cumpla la condición VRE4,5=1,5V, la resistencia debe ser de 180Ω.
Para que la corriente sea 6mA, la resistencia de referencia de la fuente espejo debe ser tal que
V −V EE−0,7 V
Rref = CC
− Re5=2,7 K Ω
I C3Q
Para finalizar el diseño del circuito, se calculan las resistencias de base de la etapa amplificadora de
tensión.
Teniendo la corriente de polarización se puede calcular, con el βmin , la corriente de base del
transistor Q3, ésta sera de aprox. 30µA. Entonces necesitaremos que por el divisor resistivo circule
una corriente al menos 10 veces mayor para que dicho punto se mantenga a una tension casi
constanteindependientemente del beta del transistor. Proponemos una corriente de al menos 500µA.
Entonces resulta:
R Pol1+R Pol2 =
V CC +V EE
IB
→ R Pol1+R Pol2<36K Ω
Ademas, VB3=VE3+0,7, entonces resulta VB3= -5,6V, por lo que se pueden tomar los siguientes
valores para las resistencias de polarización de base: RPol1=15KΩ; Rpol2=3,3KΩ
Revisando lo cálculos con estos valores de resistencia se obtiene un VCE3Q teórico de 4,65V.
Respuesta en frecuencia:
Analizamos la respuesta en frecuencia del circuito completo, con el objetivo de determinar el valor
de los capacitores de acople y desacople.
El circuito es el siguiente:
Figura 4: Circuito completo
Se consideró que la Rs1 es 100 ohm ya que se pensaba utilizar un atenuador y dicha resistencia es
del orden de la resistencia de salida de un Amplificador Operacional
Bajas frecuencias:
Buscamos cotas para C1, C2, C3 y C4 de forma tal que la frecuencia de corte sea de menos de
20Hz. Observamos la frecuencia de corte generada por cada capacitor por separado.
Para C1:
τC1 =C1⋅(100+2,7 k // r π1 ) s
τC1 =C1⋅636 s
1
f L1 =
Hz
2 π C1⋅636
Para C2:
τC2 =C2⋅(4+0,5) s
τC2 =C2⋅4,5 s
f L2 =
1
Hz
2 π C1⋅4,5
Para C3:
//Rib1
τC3= C3⋅[(1,8 k // Va/6mA) + (4,7 k // Rib1)] s
τC3 =C3⋅6,2 k s
1
f L3 =
Hz
2 π C3⋅6,2 k
Para C4:
τC4 =C4⋅(16+50 // 0,44)s
τC4 =C4⋅(16,4) s
f L4 =
1
Hz
2 π C4⋅16.4
Ahora se plantea:
f L1 <20Hz → C1>
1
2 π⋅20⋅2,8 k
f L2 <20Hz → C2>
1
→
2 π⋅20⋅4,5
f L3 <20Hz → C3>
1
→
2 π⋅20⋅6,2 k
C3>1,28 μ F
f L4 <20Hz → C4>
1
→
2 π⋅20⋅16.4
C4>484μ F
→
C1>2,8μ F
C2>1770 μ F
Se observa que el capacitor 2 es dominante, y va a ser determinante en el valor de la frecuencia de
corte en bajas.
Utilizando valores de capacitores comerciales, se decidió
definir:
C1 = 100μ
C2 = 1000μ
C3 = 100μ
C4 = 1000μ
Con estos valores, se calcula la frecuencia definitiva en bajas:
1
f L1 =
=0,57 Hz
2 π 100μ⋅2,8 k
f L2 =
1
Hz=35 Hz
2 π 1000μ⋅4,5
f L3 =
1
Hz=0,26 Hz
2 π 100μ⋅6,2 k
f L4 =
1
Hz=9,7 Hz
2 π 1000 μ⋅16,4
Se observa que la frecuencia minima garantizable será fL = fL2 + fL3 = 45Hz.
Frecuencia de corte superior:
Llamamos T1 al transistor de la etapa amplificadora de tensión, T2 al BC548 del Darlington y T3 al
TIP del Darlington.A continuación se muestran los calculos realizados para obtener la frecuencia
de corte superior de manera teórica.Algunos de los valores utilizados para los cálculos se detallan a
continuación
rΠ1=833Ω
rΠ2=454Ω
rΠ3=2Ω
rd1=4,16Ω
rd2=2,27Ω
rd3=0,09Ω
fTBC548=300MHz fTTIP=3MHz
CΠ1=0,64pF CΠ2=220pF CΠ3=55nF
CμBC548=1,7pF CμTIP=100pF
rxBC548=150Ω rxTIP=165Ω
Base Transistor 1
Realizando las simplificaciónes correspondientes se obtiene el circuito
Figura 5: Circuito equivalente Base T1
El capacitor equivalente se obtiene de la suma de CΠ1 y CμBC548 reflejado a la entrada.
El τB1 se obtiene mediante el siguiente calculo:
τ B1=(((r x +(r s \\ R B )) \\ r π1 ) ) (C π +Cμ ·(1−Av1 ))
τ B1=((150 Ω+(100Ω \\ 2,7 K Ω)) \\ 833Ω ) (0,64 pF +1,7 pF ·( 1−(−280)))
τ B1=192 Ω· 478pF=92nS
Colector transistor 1
Figura 6: Circuito equivalente Colector T1
El circuito equivalente se obtiene reflejando Cμ1 al colector.
Debido a que la ganancia en inversa del colector es muy pequeña, se realiza la aproximación que el
capacitor reflejado es de la misma magnitud que el capacitor original.
La resistencia equivalente se obtiene mediante el calculo de la resistencia vista desde el colector del
T1 que se muestra a continuación
Req =r o \\ RC1 \\ RB1 \\ R B2 \\ (r x2 +r π 2+β1 ( r π 3+β2 ·( R E3 \\ R L )))
Req =10K Ω \\ 1,8 K Ω \\ 6,8 K Ω \\ 15K Ω \\ (150 Ω+452 Ω+200( 2 Ω+25 ·(50 Ω \\ 16 Ω)))
Req=1,3 K Ω
Por lo tanto el τC2 resulta
τ=1,7 pF · 1,15 K Ω=1,96 nS
Base Transistor 2
Figura 7: Circuito equivalente Base T1
A la izquierda de la base se ve una resistencia equivalente de 1.3KΩ que resulta de los paralelos con
ro, la resistencia de colector y las resistencias de base sumadas con rx.
A la derecha de la base se ve:
r eq=r π 2+β1(r xTIP+r π +β2 ( R E \\ R L ))≈95K Ω
El capacitor equivalente resulta ser Cμ ya que la ganancia del colector común es muy cercana a 1
por lo que Cπ* resulta muy chica.
Por lo tanto resulta que la constante de tiempo es:
τ B2=1,3 K Ω· 1,7 pF =2.2nS
3
Emisor Transistor 3:
Se refleja el capacitor Cπ3 de la forma:
r +1,3 k // r o1
r x3+r d2 + x2
R
200
B2
C *=C π 3(1−
)=C π 3⋅(1−
)
r π +R B2
2,3+R B2
*
C =23nF⋅0.013
*
C =300 pF
y las resistencias observadas son las de la figura siguiente:
por lo tanto:
τ e3=C *⋅(r d3+
r x3 +r d2+
25
1,3 k
200
) // R E3
τ e3=300 pF⋅7 Ω // 12 Ω
τ e3=1,32 ns
Base Transistor 3:
El capacitor reflejado es de la forma:
C *=C μ 3+C π3⋅(1−
V e3
)
V b3
C *=100pF+23nF⋅(1−
R E3
)
r d3+ RE3
C *=100pF+23nF⋅(1−
12
)
0,09+12
*
C =290pF
Y las resistencias relacionadas son:
Entonces:
τb3=C *⋅(25⋅RE3+r π 3) //( r x3+r d2 +
r x2+1,3 k // r o1
)
200
τb3=290pF⋅302 Ω // 174 Ω
τb3=31ns
Emisor Transistor 2:
El capacitor presente en este nodo es:
V b2
r x2+1,3 k // r o1
)=1,2 pF (1−
)
V e2
r π2 +r x2 +1,3 k // r o1
C *=1,2 pF (1−0,743)
C *=0,309 pF
*
C =C π 2 (1−
Las resistencias observadas son las correspondientes con la figura siguiente:
Por lo tanto:
1,3 k
)// (r x3+r π 3+R E⋅25)
200
τ e2=0,309 pF⋅8,8 Ω // 467Ω
*
τ e2=C ⋅(r d2+
τ e2=2,65 ps
Por lo que concluiremos que los nodos dominantes son la base de T1 y la base de T3.
Al tener τ del mismo orden, tendremos que sumarlos para sacar la frecuencia de corte superior.
τT =τ B1+τ B3=92ns+31ns=123ns
Entonces:
f H=
1
≈1.3MHz
2⋅π⋅τT
Simulaciones
Se simuló el circuito completo con LTspice, observando polarización, análisis en frecuencia y en
tiempo. El circuito es el siguiente:
Polarización:
--- Operating Point --V(vb1):
V(ve1):
V(ve2):
V(vout):
V(vin):
V(vc3):
V(vb3):
V(ic1):
V(n001):
V(ve4):
V(n002):
Ic(Q2):
Ic(Q5):
Ic(Q4):
Ic(Q3):
Ic(Q1):
I(Re4):
I(Re5):
I(Rc5):
I(Rpol2):
I(Rpol1):
I(Rc3):
I(Rs1):
I(Rb2):
I(Re2):
I(Rb1):
I(Rl1):
I(Vee1):
I(Vcc1):
I(Vin1):
5.91364
5.1781
4.30414
6.88662e-014
-5.84322e-014
-1.62512
-5.84322
-6.55901
-7.20848
-7.92541
-7.92558
0.255749
0.00593466
0.00593579
0.00590284
0.0102745
0.00596994
0.00596899
0.00600314
0.000956601
0.000989548
0.00590284
-5.84322e-016
0.000394243
0.266083
0.000453876
4.30414e-015
-0.278978
-0.279373
-5.84322e-016
voltage
voltage
voltage
voltage
voltage
voltage
voltage
voltage
voltage
voltage
voltage
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
device_current
Av:
Se puede observar un Av de aproximadamente 200
Observando una frecuencia de corte de 31Hz en bajas y 1,3MHz en altas.
Dividiendo la tensión de entrada Vin por la corriente que circula por el generador de señal,
obtenemos la Rin:
Que presenta un valor de 707 Ohms.
Para la Rout, se coloca un generador de señal en la salida, poniendo la entrada a masa con una
resistencia de 50Ω, y se divide la tensión Vout por la corriente circulando por la fuente de prueba:
Se observa una Rout de 1,1 Ohm.
Analizamos ahora si, con una entrada de 18mV pico, se obtiene la condición de potencia buscada
(PLeff= 0,25W).
La salida es de la forma:
Para obtener la potencia eficaz entregada, calculamos:
2
2
V
V
P Leff = Leff = Lpico
RL
2R L
Entonces
con V Lpico=
P Leff =0,284 W
V pap 3,18+2,85
=
=3,015
2
2
Armado y mediciones
Se armó el circuito en protoboard y se midió cada una de las etapas por separado.
Luego de verificar su correcto funcionamiento, se monto todo el circuito en placa experimental.
Se controlaron los puntos de reposo del circuito que resultaron ser muy similares a la simulación.
A continuación se muestra una tabla con los valores medidos.
Punto
Tensión
Punto
Tensión
VB1
6,07V
VRE2
13,87V
VE2
4,93V
VRref
16,18V
VB3
-5,76V
VC3
-1,82V
Se calcula la corriente que esta pasando por cada uno de los transistores
V Rref 16,18 V
=
=5,99 mA
Rref 2.7 K Ω
V C3Q 9−(−1,82)V
I C3Q =
=
=6,01 mA
RC3
1,8 K Ω
V
13,87 V
I C2Q = RE2Q =
=277mA
R E2
50 Ω
I C5Q =
Se puede ver el correcto funcionamiento de la fuente espejo por la similitud de las corrientes I C5Q e
IC3Q.
Debido a que la mayoria de los generadores disponibles no pueden entregar una señal tan pequeña
(aprox. 15mV) con una cantidad de ruido aceptable, se propuso utilizar un atenuador en la entrada
del circuito.
Luego de varios intentos, decidimos no usar el atenuador ya que no funcionaba como nosotros
esperamos.
Luego de repetidos intentos con los instrumentos disponibles, pudimos generar la señal necesaria.
Midiendo la salida nos dimos cuenta que el amplificador recortaba la señal en 3V
aproximadamente.
Para solucionar el problema decidimos cambiar la resistencia R B1 de 6.8KΩ a 5.6KΩ, esto resulta
con una tensión de base mayor en el Darlington.
Las mediciones del punto de polarización resultaron:
Punto
Tensión
Punto
Tensión
VB1
6,3V
VB2
5,68V
VE3
4,96V
VRE2
14,1V
VRref
16,48V
VB3
-5,88V
VC3
-1,9V
VCC
9,15V
VEE
-9,11V
VCE1
3,44V
VCE2
4,04V
VCE3
4,66V
Las corrientes obtenidas son:
Punto
Corriente
IRref
6,1mA
IRC3
6,05mA
IRE2
282mA
Durante el proceso de medición se encontraron que las tensiones del punto de reposo no tenian
sentido, la corriente de la etapa colector común aumentaba y que la VBE1 era menor a 0.3V o incluso
negativa.
Luego de varias pruebas, se descubrió que el problema fue causado por la interferencia que
generaba una diferencia de potencial a la entrada del circuito lo que hacia oscilar los puntos de
reposo. El problema se solucióno conectando la entrada a potencial 0V.
Luego se procedió a medir la ganancia, la distorsión, el ancho de banda, la resistencia de entrada y
la resistencia de salida y la potencia sobre la carga con un generador de funciones que entregue una
señal pequeña con poco ruido.
La ganancia se midió poniendo a la entrada una señal tal que el circuito no entre en saturación o
corte.
En la figura 5 se puede ver que la ganancia obtenida es de
Av =
v out 5,40 V pap
=
=182,4
v in 29,6 mV pap
Figura 8: Entrada/Salida del amplificador
La potencia sobre la carga se calcula de la siguiente manera
V 2R eff V 2R pico 2,98V 2
P L eff =
=
=
=277mW
RL
2 RL
2· 16 Ω
L
L
Subiendo un poco la señal de entrada, se encuentra que el transistor de la segunda etapa entra en
saturación a una tensión de 3.2V como se muestra en la figura 6.
El transistor que esta saturando es el BC548 de la etapa seguidora de tensión ya que la VCEQ es
cercano a 3.3V.
Figura 9: Señal de salida saturada
A continuación se intento medir la resistencia de salida.
Se propuso el siguiente banco de medición.
Figura 10: Banco de medición Rout
Se opto por una resistencia de 1Ω ya que la resistencia de salida teórica es de 0.45Ω
Al intentar medir con el osciloscopio, las señales tenian mucho ruido por lo que se opto dejar de
lado la medición.
Luego se midio la resistencia de entrada con el siguiente banco de medición que es parecido al
anterior.
Figura 11: Banco de medición Rin
Se obtuvo que la resistencia de entrada es de 1.5KΩ
Este valor es mayor a la simulación y al calculo teórico. Este error se le puede atribuir al ruido de
las señales entregadas por el generador de funciones.
A continuación se muestra una imagen de la FFT de la salida del circuito. Los valores de los
armónicos se utilizaran para calcular la distorsión del circuito.
Figura 12: FFT de la salida del circuito
En la tabla se muestran los valores de los primeros armónicos en dB
Armónico
Valor (dB)
Valor
Fundamental V0
7,03
2,25V
1º armónico V1
-17,4
134mV
2º armónico V2
-30,6
29,5mV
3º armónico V3
-33,8
20,4mV
4º armónico V4
-37
14,1mV
5º armónico V5
-40,6
9,33mV
6º armónico V6
-46,2
4,90mV
7º armónico V7
-49,4
3,39mV
8º armónico V8
-49,4
3,39mV
La distorsión armónica total se calcula como
√
8
( ∑ V 2i )
THD=
1
V0
=6,218%
Para la medición del ancho de banda, se puso una señal de entrada de amplitud conocida y
fracuencia 1KHz. Se midió la amplitud de la salida del circuito (2V) y se tomo como referencia.
Luego se fue variando la frecuencia de entrada hasta que la salida caiga 3dB (a 1.4V) con respecto a
la referencia.
Para la medición de la baja frecuencia, se utilizo una entrada de 23mV pico-pico.
Figura 13: Respuesta a bajas frecuencias
Se observa que a una frecuencia de 200Hz la ganancia es mucho menor. Ademas tambien existe un
defasaje entre la entrada y salida producida por el efecto de los capacitores externos. Para audio la
frecuencia de corte inferior es generalmente los 20Hz. Los calculos realizados buscaban que la
frecuencia de corte sea menor a la misma, pero durante las mediciones se cambio el capacitor
electrolítico que separaba las 2 etapas (100μF) por uno de 220nF para intentar encontrar la razón del
problema de los puntos de polarización.
A continuación se muestran los resultados de la medición de la frecuencia de corte superior.
Figura 14: Respuesta a altas frecuencias
La frecuencia de corte superior debe ser mayor a 200KHz. Las mediciones indican que la frecuencia
de corte superior es de 230KHz
Es decir, que se cumple la especificación de frecuencia de corte superior para un amplificador de
audio.
Conclusión
Se logró diseñar y construir un amplificador de audio en dos etapas con un THD menor al 10%. Se
sortearon problemas de temperatura y de ruido, asi como ciertos detalles de medición que impedian
obtener resultados correctos. A partir de lo que se aprendió, se destacan las siguientes conclusiones:
•
Es importante en la etapa de diseño tener en cuenta como una etapa afecta a la otra, ya que
pequeñas modificaciones en algunos de los componentes nos pueden afectar diferentes
parámetros del diseño. Ya sea la amplificación, las resistencias de entrada/salida o la
respuesta en frecuencia.
•
Considerar las fuentes de ruido, sean la fuente de alimentación, o del entorno mismo. Ya
que pequeñas señales de 3 ó 4 mV en la entrada nos pueden generar señales considerables en
diferentes puntos del circuito alterando las mediciones. También se debe tener en cuenta las
posibles oscilaciones mismas del circuito.