DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS DE TRES TERMINALES (8 Hrs)

CAPITULO
3
DISPOSITIVOS ELECTRÓNICOS DE TRES TERMINALES
(8 Hrs)
Objetivo: El alumno explicará el funcionamiento básico de los principales dispositivos
electrónicos de tres terminales y conocerá algunas de sus aplicaciones.
3.1 El transistor Bipolar (BJT).…………………………………………………………………………………(2 Hrs)
Es un dispositivo formado por la unión de dos uniones PN ó NP formando un nuevo
dispositivo de tres zonas capas semiconductoras alternativas que serían NPN o PNP.
3.1.1Transistores NPN y PNP.
Historia del Desarrollo del Transistor BJT. Inventado en 1950 en los laboratorios Bell
(USA), su desarrollo se dio por los físicos W. Shockley, J. Bardeen y W. Brattain, allá en el
año 1947 Su nombre se deriva de “transfer resistor” (resistencia de transferencia),
primera denominación que recibieron.
Se le conoce también como BJT por las siglas del Ingles Bi Junction Transistor.
Su principal característica es que permiten amplificar voltaje o corriente. Antes esta
labor podía ser realizada solamente mediante tubos al vacío o “bulbos”.
Los transistores se encuentran hoy en día en forma “discreta” o formando parte de todo
circuito integrado existente.
En este último caso su tamaño es de sólo algunos micrómetros, de tal forma que
millones de ellos pueden ser incluidos al interior de un circuito integrado, no más
grande que una estampilla postal.
Construcción del Transistor Bipolar
(BJT). Internamente, el BJT se compone
de tres capas de silicio, según las
configuraciones mostradas en la Figura
3.1.
Figura 3.0: Fotografía del primer transistor
BJT y detalle de uno actual.
Como puede apreciarse en la Figura
3.2, la flecha que indica el tipo de transistor, apunta al sentido de la corriente
convencional o de cargas positivas en polarización directa del diodo BE.
En principio, parece una estructura simétrica,
en la que es imposible distinguir el emisor del
colector. Sin embargo la función que cumple
cada uno es completamente distinta, y en
consecuencia, se fabrican con diferentes
características. Por lo tanto no es un
componente simétrico.
Figura 3.1: Estructura interna del
transistor bipolar (BJT), PNP y NPN
En términos de cómo esta fabricado un transistor en sus diferentes zonas podemos
expresar sus características en la tabla 3.1.
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Emisor
Colector
Base
Volumen
Medio
Mayor
Pequeño
Dopado
Alto
Bajo
Medio
Tabla 5.1 Características de fabricación del BJ
En la figura 3.2 se muestran los símbolos que
se usan para representarlos en diagramas
esquemáticos y debemos de recordar que el
sentido de la Flecha en el símbolo representa
el sentido convencional de la corriente es
decir el sentido de los portadores positivos
Figura 3.2: Símbolo de los dos tipos de
transistor BJT
La principal característica del transistor es que el flujo de una pequeña corriente desde
la base al emisor (IB), permite controlar una corriente mucho más grande desde el
colector al emisor (IC).
Un transistor tiene dos formas principales de operación: como un interruptor o como
una resistencia variable (Amplificador).
En la figura 3.3 se muestra un modelo hidráulico análogo al funcionamiento de un
Transistor BJT tipo NPN.
Figura 3.3: Modelo Hidráulico de un transistor BJT NPN y PNP
3.12 BJT como amplificador.
Polarización de un BJT. Igual que en el caso de los diodos, para operar a los BJT se les
debe polarizar, pero a diferencia de ellos los BJT se polarizan solo con CD y tienen dos
usos principalmente:
Como Amplificadores.
Como Interruptores.
Para entender la polarización usaremos el circuito que se muestra en la figura 3.3
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A)B)C)
Figura 3.3 A) Circuito de Polarización B) Dibujo simplificado del circuito A) en el cual
las tierras se muestran separadas. C) Diagrama más simples donde se omiten las
Fuentes.
Debemos recordar que el principio de funcionamiento del transistor requiere hacer
circular una corriente en la base (IB) la cual a su vez hará circular una corriente en el
IC
Colector (IC) y la relación entre ellas se llama Beta
IB
Analizando el circuito de la Figura 3.3 vemos que la IB se genera de la Fuente VBB y de la
Resistencia RB.
Del mismo circuito de la Figura 3.3 vemos que la IC se genera por la IB, de la Fuente VCC
y de la Resistencia RC.
Para ver más clara la polarización transformaremos el transistor mostrando sus uniones
en un modelo de diodos como se muestra en la figura 3.4. Analizaremos el circuito para
un Transistor NPN y vemos de la figura que para que circule la corriente IB se requiere
Polarizar en Directa (PD) la unión BE y para que circule la IC se debe polarizar el circuito
donde esta el Colector y el Emisor haciendo mas positivo al Colector que al Emisor.
Figura 3.4 Modelo de un Transistor donde muestran las Uniones.
Para analizar la polarización observemos lafigura 3.5
Plantearemos las ecuaciones que se muestran en los
dos circuitos (entrada y salida):
Para el circuito de entrada es decir donde está la IB (ya
que esta genera a la IC) se tiene que usando la LKV:
VBB-VRB-VBE=0V ó también
VBB-IBRB-VBE=0V
Figura 3.5 Polarización del BJT
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Para el circuito de salida es decir donde está la IC(ya que la IC es generada por la IB) se
tiene que usando la LKV:
VCC-VRC-VCE=0v ó también
VCC-ICRC-VCE=0v
Adicionalmente a estas 2 ecuaciones se tiene que:
IC
Beta=
que expresa la relación entre I C(Salida) e I B (entrada), típicamente Beta
IB
es mucho mayor que 1.
Con esta ecuación y los anteriores y observando el circuito de la Figura 3.5 podemos
deducir que: IE=IC+IB
Ya que se conoce Beta que relaciona la corriente de salida (IC) y la de entrada (IB),
también podemos encontrar a Alfa que relaciona la corriente de Entrada (IC) y la de
salida (IE).
IC
Alfa=
que expresa la relación entre IC(Entrada) e IE (entrada), típicamente Alfa
IE
se aproxima a 1 si Beta es grande.
IC
IB
Expresando Alfa en función de Beta nos da que:
.
IE
1 IB
1
Con estas ecuaciones estamos listos para analizar las diferentes configuraciones que se
pueden armar con un BJT.
¿Cuáles son las razones de analizar circuitos de polarización como es este caso?
La respuesta puede ser simple: para ver cuáles son las condiciones de voltaje y corriente
en los terminales del BJT y en los elementos asociados con ellos.
Sin embargo el análisis va más allá y podemos decir que nos servirá para descubrir en
qué forma de operación está trabajando: como un interruptor o como una resistencia
variable (Amplificador).
Para descubrir en que región trabaja un BJT tendremos que recurrir a representar su
operación en una grafica X-Y (V-I) como se hizo para los diodos y ahí identificar esas dos
formas de operación, para ello considere el circuito de la Figura 3.5 y haciendo las
siguientes consideraciones tratemos de describir el funcionamiento en la salida del
mismo mediante una Gráfica.
De la ecuación de salida VCC-VRC-VCE=0v ó VCC-ICRC-VCE=0v. Obtendremos los valores
límite máximos y mínimos de la IC y del VCE
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Se observa que para IC
IC será máximo (ICmáx) cuando el VCE es mínimo (VCEmín) esto implica que VCEmín=0V
del circuito.
IC será mínimo (ICmín) cuando el VCE es máximo (VCEmáx) esto implica que VCEmáx=VCC
del circuito.
De las dos observaciones anteriores podemos deducir los valores máximo y mínimo de
IC:
El valor máximo de IC se obtiene de la ecuación VCC-ICRC-VCE=0v y considerando
VCC VCE VCC 0V VCC
VCEmín=0V por lo que: I Cmáx
RC
RC
RC
El valor mínimo de IC se obtiene de la ecuación VCC-ICRC-VCE=0v y considerando
VCC VCE VCC VCC 0V
0A
VCEmán=VCC por lo que: I Cmáx
RC
RC
RC
Si graficamos esto en plano V-I mejor dicho (VCE-IC) tendremos la grafica mostrada en la
figura 3.5.
Figura 3.5 Circuito de Polarización de un BJT y Gráfica de Salida
Esta gráfica que expresa el circuito de salida se denomina “Recta de Carga”.
Sin embargo la polarización del circuito con los valores que se muestran no está
especificado en dicha gráfica, la grafica muestra al par ordenado
0 A,VCC que se le llama corte que se le llama corte) unido por una línea al par ordenado
VCC
A, 0V que se le llama saturación .
RC
El circuito de polarización deberá de poner al transistor mostrado en algún punto de
dicha recta. Es decir debemos de encontrar que valor de VCE y de IC se obtiene en dicho
circuito de polarización, a este punto de operación se le denomina Punto Quisciente o
punto Q, por lo cual los valores a encontrar se podrán renombrar como VCEQ y de ICQ, la
forma de obtener estos valores lo veremos un poco después en este curso.
Además de esa gráfica es importante recordar que la IC depende de la IB y esa relación
la podemos obtener si polarizamos al transistor como se muestra en la figura 3.6(a) y
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variando IB como se muestra ahí mismo se obtendrían las gráfica de la misma figura
3.6(b).
Figura 3.6 Circuito para obtener las gráficas típicas que relacionan IC con IB.
Observando con mas detalles la figura 3.6(b) generamos la gráfica 3.7 en la cual se
muestran las tres zonas de operación de un BJT.
Figura 3.7 Zonas de operación de un BJT NPN
Figura 3.8 Línea de Carga sobre grafica de Ib Vs Ic
Para que un transistor funcione como amplificador debe polarizarse en la zona lineal. Y
existen varios circuitos que permiten al BJT funcionar como amplificador, las más
simples y comunes son: emisor común, colector común y base común
Emisor Común. Para analizar esta configuración consideremos de nuevo el circuito de la
figura 3.6 del cual haremos algunos agregados y la siguiente observación:
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Figura 3.7 Amplificador en Emisor Común.
Obsérvese que Circuito de entrada y el de salida tienen como punto común al emisor.
Visto de esta manera a este circuito se le conoce como EMISOR COMUN debido a esa
característica particular del circuito.
De esta manera las ecuaciones obtenidas en el inciso anterior se aplican para el análisis
de este circuito.
A este circuito si se usa para amplificador se le aplicará la señal de entrada entre base y
emisor y la salida entre colector y emisor.
Figura 3.8 Amplificador en Emisor Común con divisor de tensión y retroalimentación de
emisor.
Figura 3.8 Amplificador en Colector Común.
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Figura 3.9 Amplificador en Base Común.
3.1.3 BJT como Interruptor.
Figura 3.10 Transistores NPN y PNP como Interruptor
Transistor en saturación
Para obtener Ic se sigue el siguiente procedimiento:
Considere Vcc=12V, Transistor de Silicio con 200<β<300, Vbe=0.7V, Vcesat=0.2V,
motor de 12V y 1.2W de potencia
De la fórmula de Potencia:
Potencia del Motor=1.2W=>P = VxI.
Despejando I se obtiene: I=Ic=P/V= 1.2 watts/12 voltios = 100 mA
Se escoge el β (beta) menor (200) para asegurar de que eltransistorse sature.
La corriente de base es: Ib=Ic/β=100mA/200=0.5 mA.
Esta es la corriente de base necesaria para que eltransistorse sature y encienda el
motor.
ParacalcularRb se hace una malla en el circuito dela base:
12 V=Rb x Ib + Vbe
Rb= (12V–0.7V)/Ib= 11.3 V/0.5 mA = 2260 Ω.
Para efectos prácticos Rb= 2.2 KΩ valor comercial más cercano inferior al calculado
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Figura 3.11 Circuito mejorado de Transistor NPN como Interruptor
Para mejorar el tiempo que dura el transistor de pasar de corte a saturación se
acostumbra dividir la Rb en dos partes (Rb1 y Rb2) y colocar en una de ellas (Rb2 por
ejemplo) un capacitor Cb en paralelo esto permite que al momento de que Cb esta
descargado “momentáneamente” cortocircuita a la Rb2 aumentando instantáneamente
la Ib a un valor mayor que el calculado, esto hace que la Ic se eleve mas fuertemente y
de manera mas más rápida el BJT pasará de corte a saturación.
Para mejorar el tiempo que dura el BJT de pasar de Saturación a Corte y asegurar que la
Base se conecte a tierra se acostumbra conectar otra Rb3 entre Base y tierra.
Transistor en corte
Para que el motor se apague, basta que la corriente (Ic) que pase a través de él sea cero.
Para lograrlo se hace que la corriente de base Ib sea cero (Ic=βxIb) posición B de la
figura 3.11 de la figura, poniendo el voltaje que alimenta el circuito dela baseen cero (0
Voltios)
3.1.4 Circuitos Darlington con BJT
Figura 3.12 Par Darlington y Par Sziklai (Darlington complementario ó Darlington
compuesto)
Para el Par Darlington se obtiene
total
TR 1
TR 2
Vbe total VbTR1 VbeTR 2
Vce saturación total Vce saturación del TR2
Velocidad menor que TR1 y TR2
Para el Par Sziklai se obtiene:
total
TR 1
TR 2
Vbe total VbTR1
Vce saturación total Vce saturación del TR2
Velocidad menor que TR1 y TR2
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3.1.5 Circuito oscilador de onda cuadrada con BJT. Este circuito presenta una aplicación
no lineal de los BJT y está constituido por circuitos RC, amplificadores y
retroalimentación positiva.
Figura 3.13 Oscilador de onda cuadrada, Con leds para ver sus salidas
El circuito está basado en la carga y descarga de condensadores.
La corriente de la base del transistor provoca la carga del los condensadores, que luego
se descargarán a través de las resistencias de R-2 y R-3. El proceso de carga y descarga
es alternativo. Si R-1 estuviese energizada T1 estaría saturado (conduciendo) y T2
bloqueado o en corte (no conduce). El condensador de C-2 se carga con la corriente
de la base de T1 y de R-4 hasta alcanzar la máxima carga, mientras el condensador de
C-1 se descarga. Cuando el condensador C-1 se ha descargado, empieza a circular
corriente por la base de T2 lo que provoca su saturación y que la base de T1 queda
polarizada negativamente y por tanto en corte, apagando R-1.
Se pueden variar los tiempos variando los condensadores o las resistencias de descarga.
3.2 El Transistor de Efecto de Campo (FET)………………………………………………………………… (2 Hrs)
Construcción y Características de los JFET. El JFET es un dispositivo de tres terminales,
siendo una de ellas capaz de controlar el flujo de corriente entre las otras dos
terminales. En general hay dos tipos de JFET, denominadas de canal N y canal P. Para el
análisis utilizaremos fundamentalmente el JFET canal N y por analogía se darán
párrafos dedicados a los efectos resultantes del uso de un JFET de canal P.
3.2.1 El JFET canal N y Canal P
La construcción básica del JFET de canal N se muestra en la figura 3.14. Observe que la
mayor parte de la estructura es el material tipo N que forma el canal entre las capas
difundidas en material tipo P. El extremo superior del canal tipo N se conecta mediante
contacto óhmico a la terminal denominada como drenaje (drain) (D), mientras que el
extremo inferior del mismo material se conecta por medio de contacto óhmico a la
terminal llamada la fuente (source) (S). Los dos materiales tipo P se encuentran
conectados juntos y al mismo tiempo hacia la terminal de compuerta (gate) (G). Por
tanto, el drenaje y la fuente se conectan en esencia a los extremos del canal tipo N y la
compuerta, a las dos capas del material tipo P.
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En ausencia de cualquiera de los potenciales aplicados, el JFET tiene dos uniones p-n
bajo condiciones sin polarización. El resultado es una región de agotamiento en cada
unión, como se ilustra en la figura 3-1 a), que se parece a la misma región de un diodo
bajo condiciones sin polarización. Recuérdese también que una región de agotamiento
es aquella región carente de portadores libres y por lo tanto incapaz de permitir la
conducción a través de la región.
a) Estructura
b) Simbología
Figura 3.14: Transistor de unión de efecto de campo (JFET) canal N.
Muy pocas veces las analogías son perfectas y en ocasiones pueden ser engañosas,
pero la analogía hidráulica de la figura 3.15 proporciona un sentido al control del JFET
en la terminal de compuerta y a la conveniencia de la terminología aplicada a las
terminales del dispositivo. La fuente de la presión del agua puede asemejarse al voltaje
aplicado del drenaje a la fuente, el cual establecerá un flujo de agua (equivalente al
flujo de electrones) desde el grifo o llave (fuente). La "compuerta", por medio de una
señal aplicada (potencial), controla el flujo del agua (carga) hacia el "drenaje". Las
terminales del drenaje y la fuente están en los extremos opuestos del canal-n, como se
ilustra en la figura 1, debido a que la terminología se define para el flujo de electrones.
En la figura 3.16 se ha aplicado un voltaje
positivo VDS y a través del canal y la
compuerta se ha conectado en forma
directa a la fuente para establecer la
condición VGS=0 V. El resultado es que las
terminales de compuerta y fuente se hallan
al mismo potencial y hay una región de
agotamiento en el extremo inferior de cada
material p, semejante a la distribución de las Figura 3.15: Analogía hidráulica para el
condiciones sin polarización de la figura 1.
mecanismo de control del JFET.
En el instante que el voltaje VDD (=VDS) se
(VGS=0V, VDS cualquier valor positivo)
aplica, los electrones serán atraídos hacia la
terminal de drenaje, estableciendo la corriente convencional ID con la dirección definida
de la figura 3.16. La trayectoria del flujo de carga revela con claridad que las corrientes
de fuente y drenaje son equivalentes (ID=IS). Bajo las condiciones que aparecen en la
figura 3.16, el flujo de carga es relativamente permitido y limitado únicamente por la
resistencia del canal-n entre el drenaje y la fuente.
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Es importante observar que la región de agotamiento es más ancha cerca del extremo
superior de ambos materiales tipo p. La razón para el cambio en la anchura de la región
se puede describir mejor considerando que entre Drain y Gate, se tiene un diodo
polarizado inverso, por tal razón, se tendrá una zona desierta en la juntura. Esta
situación es distinta con respecto al Source pues en el no se tiene un diodo inverso. El
hecho de que la unión p-n esté inversamente polarizada en la longitud del canal da por
resultado una corriente de compuerta (Gate) de cero amperes, como se ilustra en la
misma figura. El hecho que IG=0A es una importante característica del JFET.
Figura 3.16: JFET en la región VGS=0 V y VDS> 0 V.
En cuanto el voltaje VDS se incrementa de 0 a unos cuantos voltios, la corriente
aumentará según se determina por la ley de Ohm, pues el canal N representa a una
resistencia de bajo valor. La gráfica de ID versus VDS aparecerá como se ilustra en la
figura 3.18. La relativa linealidad de la gráfica revela que para la región de valores
inferiores de VDS, la resistencia es esencialmente una constante. A medida que VDS se
incrementa y se aproxima a un nivel denominado como VP en la figura 3.18, las
regiones de agotamiento de la figura 3.17 se ampliarán, ocasionando una notable
reducción en la anchura del canal. La reducida trayectoria de conducción causa que la
resistencia se incremente, y provoca la curva en la gráfica de la figura 3.18. Cuanto más
horizontal sea la curva, más grande será la resistencia, lo que sugiere que la resistencia
se aproxima a "infinitos" ohmios en la región horizontal. Si VDS se incrementa hasta un
nivel donde parezca que las dos regiones de agotamiento se "tocarían", como se ilustra
en la figura 3.19, se tendría una condición denominada como estrechamiento (pinchoff). El nivel de VDS que establece esta condición se conoce como el voltaje dé
estrechamiento y se denota por VP, como se muestra en la figura 3.18. En realidad, el
término "estrechamiento" es un nombre inapropiado en cuanto a que sugiere que la
corriente ID disminuye, al estrecharse el canal, a 0 A. Sin embargo, como se muestra en
la figura 3.18, es poco probable que ocurra este caso, ya que ID mantiene un nivel de
saturación definido como IDSS en la figura 3.18. En realidad existe todavía un canal muy
pequeño, con una corriente de muy alta densidad. El hecho de que I D no caiga por el
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estrechamiento y mantenga el nivel de saturación indicado en la figura 3.18, se verifica
por el siguiente hecho: La ausencia de una corriente de drenaje eliminaría la posibilidad
de diferentes niveles de potencial a través del canal de material n, para establecer los
niveles de variación de polarización inversa a lo largo de la unión p-n. El resultado sería
una pérdida de la distribución de la región de agotamiento, que ocasiona en primer
lugar el estrechamiento.
Figura 3.17:ID contra VDS para VGS=0V.
Figura 3.18: Estrechamiento (VGS=0V, VDS=VP).
A medida que VDS incrementa su valor más allá de VP, la región de estrechamiento
cubre las dos regiones de agotamiento y aumentará en longitud a lo largo del canal,
pero el nivel de ID continúa siendo fundamentalmente el mismo una vez que VDS>V. Por
lo tanto, se puede decir que el JFET posee las características de una fuente de corriente.
Como se muestra en la figura 6, la corriente está fija en ID=IDSS, pero el voltaje VDS (para
niveles VDS>VP) se determina por la carga aplicada.
La elección de la notación para IDSS se deriva del hecho de que es la corriente de
drenaje a fuente con una conexión en corto circuito de la compuerta a la fuente.
Relaciones de corrientes y voltajes:
Si consideramos el BJT, podemos obtener que IC=β*IB. Desgraciadamente, esta relación
lineal no existe entre las cantidades de salida y entrada de un JFET.
La relación entre ID y VGS se define por la ecuación de Shockley:
Ecuación. (1)
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El término cuadrado de la ecuación dará como resultado una relación no lineal entre ID
y VGS, produciendo una curva que crece exponencialmente con el incremento de los
valores de VGS.
Para el análisis de cd, será más fácil y directo en general aplicar un enfoque más gráfico
que matemático. Sin embargo, el enfoque gráfico requerirá una gráfica de la ecuación
anterior para representar el dispositivo y una gráfica de la ecuación de la red
relacionando las mismas variables. La solución está definida por el punto de
intersección de las dos curvas. Es importante tener en cuenta cuando se aplique el
enfoque gráfico, que las características del dispositivo no se afectarán por la red en la
que se emplea el dispositivo. La ecuación de la red puede cambiar junto con la
intersección entre las dos curvas, pero la curva de transferencia definida por la ecuación
de Shockley (1 ) no se afecta. Por lo tanto, podemos decir que “las características de
transferencia definidas por la ecuación de Shockley se mantienen sin afectarse por la
red en la que se emplea el dispositivo”.
La curva de transferencia puede obtenerse utilizando la ecuación de Shockley. En la
figura 3.18 se suministran dos gráficas con la escala vertical en miliamperes. Para cada
gráfica. Una es la gráfica de ID contra VDS, mientras que la otra es de ID contra VGS. Si
observamos las curvas, se puede trazar una línea horizontal desde la región de
saturación denotada por VGS=0 V hasta el eje de ID . El nivel de corriente resultante para
ambas gráficas es IDSS. El punto de intersección sobre la curva de ID contra VGS se
encontrará como se ilustra, ya que el eje vertical se define como VGS=0 V. En resumen:
Cuando VGS= 0 V, ID=IDSS.
Figura 3.18: Curva de transferencia a partir de las características de drenaje.
No polarices en directa (PD) las uniones del JFET, las corrientes de la compuerta en
directa mayores a 50 mA queman al JFET!
Cuando VGS=VP=-4 V, la corriente de drenaje es de 0 mA, y define otro punto sobre la
curva de transferencia. Es decir: Cuando VGS=VP, ID=0 mA.
Es importante indicar que las características de drenaje relacionan la corriente de salida
(o drenaje) con el voltaje de entrada (o compuerta). Ambos ejes se definen por
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variables en la misma región de las características del dispositivo.
Las características de transferencia son la gráfica de una corriente de salida (o drenaje)
contra una cantidad controlada de entrada. Existe, por lo tanto, una "transferencia"
directa de variables de entrada a variables de salida cuando se emplea la curva a la
izquierda de la figura 3.18. Si la relación fuera lineal, la gráfica de I D contra VGS resultaría
en una línea recta entre VDSS y Vp. Sin embargo, se obtendrá una curva parabólica
debido a que el espaciado vertical entre los pasos de VGS sobre las características de
drenaje de la figura 3.18 decrece notablemente a medida que VGS se hace cada vez más
negativo. Compárese el espaciado entre VGS=0 V y VGS=-1 V con el que se da entre
VGS=-3 V y el estrechamiento. El cambio en VGS es el mismo, pero el cambio resultante
en ID es muy diferente.
Si se dibuja una línea horizontal desde la curva para VGS=-1 V hasta el eje de ID y luego
se extiende hasta el otro eje, puede localizarse otro punto sobre la curva de
transferencia. Nótese que VGS=-1 V sobre el eje inferior de la curva de transferencia con
ID=4.5 mA.
Aplicación de la ecuación de Shockley La curva de transferencia de la figura 3.18,
puede obtenerse en forma directa mediante la ecuación de Shockley (1), dando
simplemente los valores de IDSS y VP. Los niveles de IDSS y VP definen los límites de la
curva sobre ambos ejes y dejan solamente la necesidad de encontrar unos cuantos
puntos intermedios de graficación. La validez de la ecuación (1) como una fuente para
la curva de transferencia de la figura 3.18 se demuestra mejor al examinar unos cuantos
niveles específicos de una variable y hallando el nivel resultante de la otra, en la forma
siguiente: Sustituyendo VGS=0 V se obtiene
ID
I DSS
ID
I DSS
2
V
1 GS
VP
I DSS
0
1
VP
2
I DSS 1 0
2
VGS 0
Al sustituir VGS=VP resulta que:
ID
I DSS
V
1 P
VP
2
I DSS 1 1
2
ó bien I D
0AV
GS
Vp
Como se muestra en la figura 3.18. Se debe advertir la precaución con la que se
manejan los signos negativos para VGS y VP en los cálculos anteriores, pues, la pérdida
de un signo daría un resultado totalmente erróneo.
Dado IDSS y VP (Valor que proporcionan las hojas de especificaciones), el nivel de ID
puede hallarse para cualquier nivel de VGS. A la inversa, por medio del uso de álgebra
básica podemos obtener [de la ecuación (1)] una ecuación para el nivel resultante de
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VGS para un nivel dado de ID dando como resultado:
VGS
VP 1
ID
I DSS
Ejemplo. Calcule el nivel de VGS que resultará en una corriente de drenaje de 4.5 m A,
para el dispositivo con las características de la figura 3.18
VGS
4V 1
4.5mA
8mA
4V 1
0.5625
4V (0.25)
1V
El JFET VS EL TRANSISTOR (BJT):
La siguiente tabla, nos muestra las relaciones más importantes entre el transistor bipolar
de juntura (BJT) y el transistor de efecto de campo (FET). Lo cual muestra que ambos
elementos pueden ser utilizados en forma similar, sin embargo el JFET tiene una
impedancia más alta a la impedancia de entrada del transistor, sin embargo, los JFET
tienen la problemática de trabajar con potencias no muy altas.
Transistor MOSFET
Las prestaciones del transistor MOSFET son similares a las del JFET, aunque su principio
de operación y su estructura interna son diferentes. Existen cuatro tipos de transistores
MOS:
Enriquecimiento (incremental ) de canal N  (E-MOS Canal N)
Enriquecimiento (incremental ) de canal P  (E-MOS Canal P)
Empobrecimiento (Decremental ) de canal N  (D-MOS Canal N)
Empobrecimiento (Decremental ) de canal P  (D-MOS Canal P)
Los símbolos son:
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Figura 3.19: Transistores MOSFET
La característica de construcción común a todos los tipos de transistor MOS es que el
terminal de puerta (G) está formado por una estructura de tipo Metal-ÓxidoSemiconductor. El óxido es aislante, con lo que la corriente de puerta es prácticamente
nula, mucho menor que en los JFET. Por ello, los MOS se emplean para tratar señales de
muy baja potencia.
Principio de Operación
De entre todos los tipos de transistores MOS existentes se va a analizar el principio de
funcionamiento de dos de ellos: los NMOS de enriquecimiento y empobrecimiento.
NMOS de enriquecimiento
En la Figura 3.20 se presenta el esquema de un MOS de canal N de enriquecimiento.
Supongamos que se aplica una tensión VDS
mayor que cero mientras que VGS se mantiene en
cero. Al aplicar una tensión positiva a la zona N
del drenaje, el diodo que forma éste con el
sustrato P se polarizará en inversa, con lo que no
se permitirá el paso de corriente: el MOS estará
en corte.
Sigamos suponiendo, y pensemos ahora que
Figura 3.20: Esquema del transistor
aplicamos un potencial VGS positivo, mientras
NMOS de enriquecimiento
mantenemos la VDS positiva también. La capa de
aislante de la puerta es muy delgada, tanto que permite al potencial positivo aplicado
repeler a los huecos y atraer a los electrones del material P. A mayor potencial aplicado,
mayor número de electrones será atraído, y mayor número de huecos repelido. La
consecuencia de este movimiento de cargas es que debajo del terminal G se crea un
canal negativo, de tipo N, que pone en contacto el drenaje con la fuente. Por este canal
puede circular una corriente. Recapitulando, por encima de un valor positivo VGS = VTH
se posibilita la circulación de corriente ID (Figura 3.21). Nos encontramos ante una
región de conducción lineal.
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Si el valor de VDS aumenta, la tensión
efectiva sobre el canal en las proximidades
del drenaje (VGS - VDS) va disminuyendo,
con lo que el canal se estrecha en dicha
zona, y se pierde la linealidad en la
relación ID - VDS. Finalmente se llega a una
situación de saturación similar a la que se
obtiene en el caso del JFET.
NMOS de empobrecimiento (D-MOS)
Figura 3.21: Esquema del transistor NMOS
de enriquecimiento en conducción
En la Figura 3.22 se presenta el esquema de un
MOS de canal N de empobrecimiento.
En este caso el canal ya está creado. Por lo tanto,
si con VGS=0
aplicamos una tensión VDS
aparecerá una corriente de drenaje ID. Para que el
transistor pase al estado de corte será necesario
Figura 3.22: Esquema del transistor aplicar una tensión VGS menor que cero, que
expulse a los electrones del canal.
NMOS de empobrecimiento
También
en este caso, la aplicación de una VDS mucho
mayor que VGS provoca una situación de
corriente independendiente de VDS.
Curvas Características
Con los transistores MOS se manejan dos tipos
de gráficas: la característica VGS - ID, con VDS
constante, y la VDS - ID con VGS constante.
Figura 3.23: Esquema del transistor
NMOS de empobrecimiento en corte
Transistor NMOS de enriquecimiento
En la Figura 3.24 se pone de manifiesto cómo la
intensidad ID aumenta bruscamente cuando se
supera la tensión umbral VTH (Threshold
Voltage) y se crea el canal. Es un componente
idóneo para conmutación, puesto que pasa de
un estado de corte a uno de conducción a partir
de un valor de la señal de control. En los
dispositivos con el terminal de puerta de
aluminio y el aislante de óxido de silicio, la
tensión umbral está en torno a los cinco voltios.
Figura 3.24: Característica VGS-ID del
transistor NMOS de enriquecimiento
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La característica VDS - ID del transistor NMOS de
enriquecimiento es muy similar a la del JFET,
pero los valores de VGS cambian: en este caso la
conducción se da para voltajes positivos por
encima del umbral.
NMOS de empobrecimiento
El
NMO
Figura 3.25: Característica VDS-ID del
S de
empo transistor NMOS de enriquecimiento
brecimiento puede funcionar también como
transistor de enriquecimiento. Si la tensión
VGS se hace positiva se atraerán electrones al
canal. Además, a diferencia de los JFET, la
impedancia de entrada continua siendo muy
elevada.
Figura 3.26: Característica VGS-ID
del transistor NMOS de enriquecimiento
Parámetros Comerciales
Se presenta a continuación algunas de las
características de los transistores FET que ofrecen los fabricantes en las hojas de datos:
IDSS: Es la corriente de drenaje cuando el transistor FET se encuentra en configuración de
fuente común y se cortocircuita la puerta y la fuente (VGS=0). En la práctica marca la
máxima intensidad que puede circular por el transistor. Conviene tener en cuenta que los
transistores JFET presentan amplias dispersiones en este valor.
VP (Pinch-Off Voltage): es la tensión de estrangulamiento del canal. Al igual que IDSS,
presenta fuertes dispersiones en su valor.
RDS(ON): Es el inverso de la pendiente de la curva ID/VDS en la zona lineal. Este valor se
mantiene constante hasta valores de VGD cercanos a la tensión de estrangulamiento.
BVDS (Drain-Source Breakdown Voltage): es la tensión de ruptura entre fuente y
drenaje. Tensiones más altas que BVDS provocan un fuerte incremento de ID.
BVGS (Gate-Source Breakdown Voltage): es la tensión de ruptura de la unión entre la
puerta y la fuente, que se encuentra polarizada en inversa. Valores mayores de BVGS
provocan una conducción por avalancha de la unión.
Polarización del JFET Al igual que el transistor BJT, existen diferentes métodos de
polarización, entre los cuales se encuentran:
TABLA No. 3 Configuraciones polarización de FET
TIPO
CONFIGURACIÓN
ECUACIONES PERTINENTES
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TIPO
CONFIGURACIÓN
ECUACIONES PERTINENTES
VGSQ
VGG
JFET Con polarización fija
(Source Común)
VDSQ
JFET
Con autopolarización
(Source Común)
VDSQ
JFET
Con polarización mediante
divisor de voltaje.
VDD
I D RS
VGSQ
I D RS
VDD
I D ( RD
VG
VDD
R2
R1 R2
VGSQ
VG
RS )
I D RS
(Source Común)
VDSQ
VDD
VGSQ
I D RD
VSS
RS
I D RS
Compuerta común
JFET
VDSQ
VDD VSS
I D RD
RS
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TIPO
CONFIGURACIÓN
JFET
(VGSQ = 0 V)
ECUACIONES PERTINENTES
VGSQ
0V
I DQ
I DSS
VGSQ = -IDRS
JFET (RD = 0 Ω)
VD = VDD
(Drain Común)
V S = ID R S
VDS =VDD - IDRS
MOSFET de tipo decremental
(DMOS) (todas las
configuraciones de arriba)
MOSFET de tipo decremental
(DMOS) polarización mediante
divisor de voltaje
MOSFET de tipo incremental
(EMOS) configuración por
retroalimentación
VGSQ = + VGG
VDS = VDD - IDRS
VG = R2 VDD/(R1 + R2)
VGS = VG - ISRS
VDS =VDD - ID(RD + RS)
VGSQ = VDS
VDS = VDD - IDRS
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TIPO
CONFIGURACIÓN
ECUACIONES PERTINENTES
MOSFET de tipo incremental
(EMOS) Polarización mediante
divisor de voltaje
VG = R2 VDD/(R1 + R2)
VGS = VG - IDRS
TABLA No. 4: Zi Zo Av para las diferentes configuraciones FET
CONFIGURACIÓN
Zi
Vo
Vi
Zo
AV
Media (2 KΩ)
Media (-10)
Alta (10 MΩ)
=RD || rd
= -gm (rd || RD)
= RG
≈ RD
≈ -gm RD
Si: rd
SI: (rd
≥10RD
≥ 10RD)
Media (2 KΩ)
Media (-10)
Alta (10 MΩ)
=RD || rd
= -gm (rd || RD)
= RG
≈ RD
≈ -gm RD
Si: (rd ≥10RD)
SI: (rd ≥10RD)
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CONFIGURACIÓN
Zi
Vo
Vi
Zo
AV
Media (2KΩ)
Media (-2)
g m RS
RD
1 g m Rs
RD
Alta (10 MΩ)
1 g m Rs
RD
Rs
rd
Rs
rd
= RG
≈ RD/(1 + gmRs)
Si: (rd ≥ 10(RD+Rs))
Media (2 KΩ)
Alta (10 MΩ)
= R1 || R2
Alta (10 MΩ)
= RG
=RD || rd
≈ RD
Si: (rd ≥ 10RD)
Baja (100 kΩ)
1
rd || RS ||
gm
1
RS ||
gm
Si: (rd ≥ 10RS)
Baja (1 KΩ)
Media (2 KΩ)
rd RD
RS ||
1 g m rd = RD || rd
1
gm
Si: (rd ≥ 10RD)
RS ||
g m RS
1 g m Rs
Si: (rd ≥ 10(RD+Rs))
Media (-10)
= -gm (rd || RD)
≈ -gm RD
Si: (rd ≥ 10RD)
Baja (<1)
gm
rd || RS
1 g m rd || RS
g m RS
1 g m RS
Si: (rd ≥10RS)
Media (+10)
g m RD
≈ RD
SI: (rd
≥ 10RD)
RD
rd
RD
1
rd
g m RD
Si: (rd ≥ 10RD)
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CONFIGURACIÓN
Zi
Zo
AV
Media (2 kΩ)
Media (1 kΩ)
= (RF + rd ||
= RF || rd || RD
RD)/(1+gm(rd
|| RD))
≈ RD
» RF/(1+gm·RD)
Si: (RF rd ≥ 10RD)
Media (2 KW)
Media (1 MW) =RD || rd
= R1 || R2
» RD
(rd ³ 10RD)
Vo
Vi
Media (-10)
= - gm (RF || rd || RD)
≈ - gmRD
Si: (RF rd ≥ 10RD)
Media (-10)
= -gm (rd || RD)
» -gm RD
(rd ³10RD
PRINCIPALES APLICACIONES DE ESTE DISPOSITIVO PODEMOS DESTACAR:
APLICACIÓN
PRINCIPAL VENTAJA
USOS
Aislador o
separador (buffer)
Impedancia de entrada
alta y de salida baja
Uso general, equipo de medida,
receptores
Amplificador de RF
Bajo ruido
Sintonizadores de FM, equipo para
comunicaciones
Mezclador
Baja distorsión de
intermodulación
Receptores de FM y TV, equipos para
comunicaciones
Amplificador con
CAG
Facilidad para controlar
ganancia
Receptores, generadores de señales
Amplificador
cascodo
Baja capacidad de entrada
Instrumentos de medición, equipos
de prueba
Troceador
Ausencia de deriva
Amplificadores de cc, sistemas de
control de dirección
Resistor variable por
Se controla por voltaje
voltaje
Amplificadores operacionales,
órganos electrónicos, controlas de
tono
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APLICACIÓN
PRINCIPAL VENTAJA
USOS
Amplificador de
baja frecuencia
Capacidad pequeña de
acoplamiento
Audífonos para sordera,
transductores inductivos
Oscilador
Mínima variación de
frecuencia
Generadores de frecuencia patrón,
receptores
Circuito MOS digital Pequeño tamaño
Integración en gran escala,
computadores, memorias
MANEJO DE LOS MOSFET
La delgada capa de SiO2 entre la compuerta y el canal de los MOSFET tiene el efecto
positivo de proporcionar una característica de alta impedancia de entrada para el
dispositivo, pero debido a que es extremadamente delgada introduce una inquietud
acerca de su manejo, la cual no se hizo presente para los transistores BJT o JFET. Con
frecuencia hay suficiente acumulación de electricidad estática (la cual recogemos de
nuestro entorno) para establecer una diferencia de potencial a través de la delgada
capa que puede acabar con ella y establecer la conducción a través de la misma. Es
imperativo, por tanto, que dejemos la laminilla (o anillo) de cortocircuitado (o
conducción) conectando las terminales del dispositivo juntas hasta que éste se inserte
en el sistema. El anillo o segmento de corto circuito previene la posibilidad de que se
aplique un potencial a través de cualquiera de las dos terminales del dispositivo. Con el
anillo la diferencia de potencial entre cualquiera de ellas se mantiene a O V. Como
mínima precaución, tóquese siempre un conducto a tierra para permitir la descarga de
la electricidad estática acumulada antes de manejar el dispositivo, y siempre tome el
transistor por su encapsulado.
A menudo existen transitorios (cambios bruscos en voltaje o corriente) en un circuito
cuando son removidos o insertados elementos y la fuente de energía está encendida,
los niveles transientes pueden ser con frecuencia más de lo que el dispositivo puede
soportar y, por lo tanto, la fuente de energía siempre deberá apagarse cuando se
efectúen cambios en el circuito.
El máximo voltaje de compuerta-fuente por lo general es proporcionado por el
fabricante del dispositivo. Un método para asegurarse de que no se exceda este voltaje
(quizás a causa de efectos transitorios) para cualquier polaridad es introducir dos diodos
Zener. Una desventaja introducida por la protección Zener es la resistencia de entrada,
puesto que la resistencia del diodo zener en estado de bloqueo es menor a la
establecida por la capa de SiO2 que tiene el MOSFET.
El resultado es una reducción en la resistencia de entrada, pero aun así es lo
suficientemente alta para la mayoría de las aplicaciones.
CMOS Un circuito lógico muy efectivo se puede establecer al construir un MOSFET de
canal p y un MOSFET de canal n sobre la misma compuerta o Gate, como se muestra en
la figura 18. La configuración denominada arreglo MOSFET complementario, abreviada
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CMOS, tiene una extensa aplicación en el diseño de computadoras. La impedancia
relativamente alta, rápidas velocidades de conmutación y bajos niveles operativos de
energía de la configuración CMOS han ocasionado el surgimiento de una disciplina
completamente nueva conocida como diseño lógico de CMOS.
Figura 18: Inversor CMOS.
3.3 Los Tiristores (Elementos de electrónica de Potencia)………………………………………….. (2
Hrs)
Durante muchos años ha existido la necesidad de controlar potencia eléctrica en los
sistemas de tracción y en los controles industriales impulsados por motores eléctricos;
esto ha llevado a un temprano desarrollo de sistemas que tengan por objeto controlar
el flujo de energía eléctrica, por ejemplo obtener un voltaje de CD variable para el
control de motores.
La electrónica de potencia es una rama de la electrónica encaminada a manejar
grandes cantidades de energía para lo cual los transistores normales BJT y FET no son
adecuados. Los elementos básicos de esta área se les llama TIRISTORES, los cuales son
una versión semiconductora de una familia de válvulas al vacío capaces de manejar
grandes potencias denominados TIRATRONES.
La electrónica de potencia combina la energía (sistemas de potencia), la electrónica y el
control como se muestra en la figura.
En donde:
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LA ELECTRONICA: Se ocupa de los dispositivos y circuitos de estado sólido requeridos
en el procesamiento de señales para cumplir con los objetivos de control deseados.
SISTEMAS DE POTENCIA: Se ocupa de la generación, transmisión distribución y
utilización de grandes cantidades de energía eléctrica.
CONTROL: Se encarga del régimen permanente y de las características dinámicas de los
sistemas de lazo cerrado.
La electrónica de potencia se basa, en primer término, en la conmutación de
dispositivos semiconductores de potencia. Con el desarrollo de la tecnología de los
semiconductores de Potencia, las capacidades del manejo de energía y la velocidad de
conmutación de los dispositivos de potencia se han incrementado tremendamente.
APLICACIONES:
La electrónica de potencia ha alcanzado ya un lugar importante en la tecnología
moderna y se utiliza en una gran cantidad de productos de alta potencia que incluyen:
Controles de calor.
Controles de Iluminación.
Control de Motores.
Fuentes de alimentación.
Sistemas de C.D. de alto Voltaje (HVDC).
Control de Potencia Reactiva.
Control de Hornos.
Balastros para lámparas gaseosas de descarga eléctrica.
Arranque y control de máquinas sincronas.
Etc.
Dispositivos electrónicos que funcionan como interruptores, se les considera la versión
de estado sólido de los Tiratrones, que eran en base a válvulas al vacio. Solo funcionan
en dos estados: On y Off.
Hay tres tipos de tiristores
1. No controlados. Aquellos cuyo cambio de Off a On (Encendido) y sus cambios
de On a Off se llevan a cabo por medio de las condiciones de polarización del
circuito en donde estén conectados.
2. Semicontrolados:
o Con control de Off a On y sin control de On a Off.
3. Controlados.
o Con control de Off a On y con control de On a Off.
Dispositivos semiconductores de potencia
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3.1.1 El Rectificador Controlado de Silicio (SCR). Es el primer dispositivo de electrónica
de potencia, es básicamente un diodo rectificador con un terminal de control mediante
el cual podemos encenderlo cuando deseemos y este polarizado adecuadamente.
Circuito Cerrojo=modelo del SCR con BJT, dispositivo de 4 capas
SCR (Silicon Controlled Rectifier)
Rectificador Controlado de Silicio
l Curvas reales
l Curvas ideales
Características:
Dispositivo semicontrolado: sólo puedo forzar el turn-on (de OFF a ON ).
Corriente unidireccional y tensión bipolar.
Usos: Altas potencias. y bajas frecuencias. (I < 5kA, V < 6kV, f < 500Hz).
3.1.2 El Tiristor de Apagado por Compuerta (GTO).
GTO (Gate Turn-off Thyristor)
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Tiristor Activado/desactivado por Compuerta
Curvas reales
Curvas ideales
Características:
Dispositivo controlado: se puede cortar con un pulso iG <0 (grande iA/4), pero también
se corta cuando la corriente pasa por cero.
Corriente unidireccional y tensión bipolar.
Usos: menos potencia y más frecuencia que tiristor (f < 5kHz).
3.1.3 El Tríodo de Corriente Alterna (TRIAC)
TRIAC (triode for alternating current),
TRIODO DE CORRIENTE ALTERNA
I Curvas reales
l Curvas ideales
Características:
Dispositivo semicontrolado: un pulso iG >0 o iG <0 pasa de OFFa ON.
Corriente bidireccional y tensión bipolar.
Usos: menos potencia y misma frecuencia que tiristor (P < 1kVA).
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3.1.4 FOTOSCR =LASCR
LASCR son las siglas para Light Activated Silicon Controlled Rectifier. En otras palabras,
un LASCR es un rectificador controlado de silicio común con la característica de que su
funcionamiento se ve afectado por la potencia en longitudes de onda efectiva que
excita sus uniones pn.
En esencia, la respuesta espectral del LASCR es la del propio silicio, cuya energía de
brecha es de 1.2 eV. Para un dispositivo de este tipo la curva es bastante similar a la de
un LED o un fototransistor, siendo sensible a un ámbito de frecuencias con un pico de
recepción en una longitud principal:
Capacitancias de las uniones del LASCR
Por su geometría, al igual que el rectificador de silicio común, el LASCR presenta dos
capacitancias principales: la capacitancia ánodo-compuerta y la capacitancia
compuerta-cátodo. Como en cualquier dispositivo semiconductor, la capacitancia es
aproximadamente inversamente proporcional al cuadrado del voltaje, y en base a esta
característica se obtienen otras como los tiempos de conmutación y las curvas de
respuesta en frecuencia.
Disparo de una LASCR
El LASCR es en el fondo un diodo cuya
polarización se ve impulsada por la presencia de
luz en sus uniones. Por eso el análisis del
funcionamiento básico se puede hacer mediante
un gráfico que define el disparo o no disparo del
LASCR según la potencia irradiada y la
temperatura de trabajo de la unión.
En la siguiente figura se nota que el disparo no
Respuesta Espectral
está exactamente definido para un valor de H
específico, sino se define una región de no disparo, una región de posible disparo y una
región de disparo seguro. De esta manera, de acuerdo a la temperatura de la unión se
obtiene cuánta potencia es necesaria para disparar el LASCR. Es importante mencionar
que esta curva difiere para distintos valores del voltaje de ánodo del rectificador, la
curva mostrada es un ejemplo para una polarización de ánodo de 6V.
3.4 Reguladores de Voltaje de 3 terminales………………………………………………………………… (2
Hrs)
La tensión continua disponible a la salida del filtro del rectificador puede que no sea lo
suficientemente buena, debida al rizado, o que varíe su valor ante determinado tipo de
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perturbaciones, como variaciones de la tensión de entrada, de la carga o de la
temperatura.
En estos casos se necesitan circuitos de regulación o estabilización para conseguir que
la tensión continua a utilizar sea lo más constante posible.
Lo ideal sería que la tensión de salida fuera constante para cualquier condición del
circuito, pero esto es imposible debido a:
a) La tensión de red puede tener variaciones de hasta el 20% de su valor nominal.
b) El circuito de carga conectado al rectificador puede absorber más o menos
corriente. Al aumentar la corriente por la carga, la tensión de salida disminuirá
debido a la caída en la resistencia del transformador y la de los diodos.
c) En la salida aparece un rizado.<
d) Cuando se utilizan dispositivos semiconductores, la tensión de salida varía con la
temperatura
FUENTE ESTABILIZADA O REGULADA.
Para iniciar el tema consideraremos el caso más general en donde la mayor parte de las
fuentes de poder obtienen su energía de la red eléctrica de CA., por esta razón se
considerara para el análisis de este tema, el diagrama a bloques que se muestra en la
Figura 1.1
Una fuente de tensión estabilizada o regulada es aquella que cumple:
Una fuente de corriente estabilizada o regulada es aquella que cumple:
Figura 1.1
REPASO DE RECTIFICADORES DE ONDA COMPLETA.
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Por ser el rectificador más eficiente, solo se considera a los circuitos Rectificadores de Onda
Completa (ROC) en sus dos variantes que son: el Tipo Puente y Derivación Central como se
muestra en la Figura 1.2.
Figura 1.2 Rectificador Onda Completa (ROC) Tipo Puente y Derivación Central.
Para estos ROC tenemos que:
Vcd
Icd
2
2
Vm
Im
2 2
Vrms
2 Vm
RL
0.636Vm 0.9Vrms
2 2 Vrms
RL
Vcd
RL
0.636
Vm
RL
0 .9
Vrms
RL
Vm = Voltaje máximo o Voltaje Pico de la onda Senoidal, también lo podemos
denotar como Vp.
Vrms = Voltaje de alterna (Senoidal) en unidades RMS.
RECTIFICACION Y FILTRADO. Se observa de la figura anterior que aunque el rectificador
produce una señal de CD, en realidad está formada por una señal de CD más una señal
de CA. Por esta razón se le debe agregar al rectificador una etapa encaminada a
obtener solamente una señal de CD y eliminar la componente de CA, a esa etapa
adicional se le llama FILTRO.
1.1.2 FILTRO SIMPLE CON CAPACITOR En la Figura 1.3 se observa un ROC tipo
Derivación Central con una etapa de filtrado que en este caso será un Capacitor.
Figura 1.3 Filtro de CA con Capacitor
Las ecuaciones anteriormente descritas ya no funcionan para este nuevo circuito por lo
que procedemos a obtener algunas adecuadas para el mismo, para lo cual tendremos
que analizar la forma de onda de salida que se produce al agregar al circuito
rectificador el filtro C. Como se muestra en la Figura 1.4 donde se muestra el cambio de
la señal de voltaje y en la Figura 1.5 lo concerniente a los cambios en la señal de
corriente.
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Figura 1.4 Gráfica de Voltajes del circuito 1.2
Figura 1.5 Gráfica de Corrientes del circuito 1.2
Es necesario definir algunos términos:
Regulación de Voltaje:
VSC VPC
voltaje sin carga voltaje a plena carga
R.V .
100%
100%
voltaje a plena carga
VPC
voltaje de rizo Vr(rms )
Se define el Rizo como: r
100%
voltaje de cd
Vcd
Vr (p - p)
Y el voltaje de directa: Vcd V p
2 3
Una ecuación para la señal de voltaje de rizado presente expresada en unidades rms es:
Icd V p
Vr (rms )
4 3 fC Vcd
Para cargas ligeras Vp Vcd y para f=60Hz se tiene que:
2.4 Icd 2.4 Vcd
Vr(rms )
C
RLC
Para estas ecuaciones:
Icd=mA, RL =K
, C= fd, Vcd =V
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De la gráfica de corriente de la Figura 1.5 se observa que la corriente de conducción en
los diodos se ve alterada debido a que estos solo conducen durante un cierto intervalo
de tiempo del ciclo de la señal de alterna de frecuencia = 60 Hz.
Esta nueva forma de conducción en forma de pico se le denomina Ipico la cual se puede
calcular a partir de la siguiente ecuación:
Ipico
Icd x
180
Donde:
C
= ángulo de conducción del diodo en grados
C
C
2
2
180
1
tan
1
2r 3 (1 r 3 )
1 3
1
3
Esta Ipico deberá de ser soportada por los diodos rectificadores, por lo cual se
seleccionaran diodos que cumplan con este parámetro
1
Sen
Sin embargo otro parámetro de interés es expresar esta Ipico en una corriente en
unidades rms es decir se debe saber cuál será la Isec(rms)) (corriente del secundario del
transformador en rms).
I sec(rms )
180 Para ROC tipo puente
Icd
C
I sec(rms )
Icd
180 Para ROC tipo Tab Central
2 C
También es importante expresar el Vcd requerido en unidades rms es decir Vsec(rms)
(Voltaje del secundario del transformador en rms)
Vp V de diodo/s
V sec(rms )
2
Finalmente la potencia del transformador en watts:
P sec(rms ) V sec(rms ) I sec(rms )
Tipos de Fuentes:
Además de la clasificación en fuentes de corriente y fuentes de tensión, cabe distinguir
dos tipos:
a) Fuentes estabilizadas: Consiguen la estabilización de la magnitud de salida (tensión
ó corriente) utilizando directamente la característica no lineal de un dispositivo
electrónico. (Sin retroalimentación o en lazo abierto)
b) Fuentes reguladas: consiguen la estabilización de la magnitud de salida mediante
un sistema de control o de realimentación negativa que corrige automáticamente
dicha magnitud de salida. (Con retroalimentación negativa o lazo cerrado)
Otras clasificaciones:
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De acuerdo a la posición con respecto a la carga
a) Paralelo
b) Serie
De acuerdo a su voltaje de salida
a) Fijas
b) Ajustables
De acuerdo a la polaridad e de voltaje
a) Positivos
b) Negativos
3.4.1 Reguladores Serie y Paralelo. Esta clasificación se hace en función de como se
encuentra el elemento regulador con respecto a la carga (RL) como se muestra en la
Figura 1.6, donde presenta en diagramas a bloques los dos tipos de reguladores
mencionados:
Figura 1.6 Diagrama a bloques de un regulador serie y paralelo.
La Figura 1.7 muestra circuitos típicos con elementos electrónicos de ambos
reguladores:
Regulador Serie: VSAL=VD1-Vbe
Regulador Paralelo: VSAL=VD1+Vbe
Figura 1.7 Diagrama eléctrico un regulador serie y paralelo a transistores.
REGULADORES DE VOLTAJE CON Y SIN RETROALIMENTACIÓN.
Figura 1.8 Diagrama a bloques de un regulador con y sin retroalimentación
3.4.2 Reguladores Positivos y Negativos.
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Figura 1.19 Reguladores de voltaje, Positivos y negativos, de 2 Terminales
3.4.3 Reguladores Fijos y Ajustables.
Figura 1.10 Reguladores de voltaje, fijos y ajustables, positivos y negativos.
Para los reguladores ajustables la ecuación para el voltaje de salida o el Voltaje en RL es:
Vout
Vref 1
R2
R1
IQ
R2
Vref es el voltaje mínimo de salida del regulador y es el que se mide entre el terminal OUT y el
terminal ADJ
Si I1 >> IQ entonces I2 I1 y la ecuación se puede reducir a:
Vout
Vref 1
R2
R1
Los Reguladores ajustables se pueden usar como reguladores fijos, si el resistor ajustable se
reemplaza por un resistor fijo del valor adecuado para el voltaje fijo deseado.
Los Reguladores Fijos también se pueden hacer variables si le colocamos resistores como a los
ajustables.
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3.4.4 Reguladores de Corriente. Las aplicaciones de los reguladores de voltaje se amplían
cuando de manera ingeniosa se usan en aplicaciones para las cuales inicialmente parecían no
haber sido hechos.
Figura 1.11 Regulador de corriente variable con BJT y fijo con CI
Este el caso de cómo un Regulador de Voltaje de CI se puede transformar “fácilmente” en un
regulador de corriente. Considere el circuito de la Figura 1.11 en la cual se observa la forma de
conexión de un Regulador de voltaje en una aplicación como regulador de corriente.
Para el caso del Regulador de Corriente con CI la Corriente de Salida es:
Isal
Vref
R1
Donde Isal está en Amperes si Vref está en Volts y R1 está en Ohms
La potencia en:
Isal
Vref
R1
Donde PR1 está en Watts, si Vref está en Volts y Isal está en amperes
3.4.5 Cargador de Baterías. Existen baterías que pueden ser recargadas o regeneradas y
utilizarse por varias veces hasta finalmente agotarse o reducirse enormemente su
capacidad de recarga.
Comunes
General
Zinc carbón
General
Alcalina de
manganeso
General
Óxido de
mercurio
Primarias
Botón
Gran mayoría en el mercado
Aparatos auditivos y equipos fotográficos.
Óxido de Calculadoras, relojes electrónicos y cámaras fotográficas
plata
.
Zinc-aire
Aparatos auditivo.
Litio
Relojes y equipos fotográficos, sistemas de soporte de
memoria, aplicaciones industriales y militares.
Níquel-Cadmio
Secundarias
(recargables)
litio-ion
Se desarrolló para sustituir a la pila de óxido mercúrico
utilizada en los audífonos.
Herramientas electro-portátiles, cámaras de video,
Más común y más usadas: Cerca del 80 % de las baterías
teléfonos celulares, dispositivos de seguridad,
recargables son de níquel cadmio (Ni-Cd). Pueden recargarse
iluminación de emergencia, equipos médicos. También
cientos de veces, lenta o muy rápidamente.
en satélites que están en la órbita de la Tierra.
productos de alta tecnología: terminales para
computadoras laptop y teléfonos celulares, donde lo
importante es el tamaño pequeño, alta capacidad de
energía con baja tasa de descarga.
Es la tecnología más nueva que ha incorporado la industria
de pilas. El proceso de recarga esconsiderablemente más
complicado que el de las Ni-Cd o Ni-MH, y requiere un sistema
de recarga mucho más caro.
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níquel-hidruro
metálico
productos donde son importantes una capacidad de
energía alta o un tamaño físico pequeño.
(computadoras laptop, celularesy videocámaras).
Electro-portátiles, juguetes, luces de emergencia, suministro de
Plomo ácido selladas energía continuopara telecomunicaciones y sistemas de alarmas,
sistemas solares, etc.
Alcalinas recargables
Sólo compiten con las NiCd en aplicaciones de bajo consumo
(laptops y notebooks, celulares)
La carga adecuada es uno de los factores más importantes a considerar al usar baterías
recargables de acido-plomo libres de mantenimiento. El desempeño y la vida de servicio
de las baterías serán directamente afectados por la eficiencia del cargador utilizado. Los
3 métodos de carga más común son los siguientes:
Carga a voltaje constante
Carga a corriente constante
Carga a voltaje constante en dos etapas
Carga a voltaje constante
La carga de voltaje constante es la más conveniente y más comúnmente usada para la
carga de baterías de acido-plomo selladas. Las figuras 1 a 6 muestran las características
de carga de la batería cuando son cargadas con cargadores de voltaje constante a 2.30
Volts/celda, 2.40 Volts/celda y 2.50 Volts/celda cuando la corriente de carga inicial es
controlada a 0.1 CA y 0.25 CA.
En la siguiente figura se muestra un ejemplo de un circuito para carga a voltaje
constante. En el circuito la corriente de carga inicial es limitada por la resistencia en
serie R1.
Carga a corriente constante
Este método de carga no es normalmente utilizado para baterías selladas de acidoplomo, pero es un método efectivo para la carga de múltiples baterías al mismo tiempo,
y como una carga ecualizadora para corregir variaciones en capacidad entre baterías
en grupo. Se deben tomar precauciones cuando se carga en corriente constante. Si la
carga es continua a la misma frecuencia por un periodo de tiempo prolongado después
que la batería ha alcanzado un estado de carga completa, una sobrecarga severa
podría ocurrir resultando en un daño a la batería. La figura 8 muestra las características
de una batería bajo condiciones continuas de carga.
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Carga a voltaje constante en dos etapas
Este tipo de carga es recomendado para cargar baterías selladas de acido-plomo en un
periodo de tiempo corto, y manteniendo la batería en carga completa en estado de
espera o en carga flotante. La figura 10 muestra las características de un cargador a
voltaje constante en dos pasos.
En la etapa inicial de carga, la batería es cargada por corriente constante. El voltaje de
carga aumenta al mismo tiempo que la carga continua hasta que alcanza los 2.4
Volts/celda, en este punto el modo de carga automáticamente cambia a carga en
voltaje constante. Durante la etapa de carga en corriente constante (A-B) la corriente
de carga, que ha descendido al punto de cambio, es detectada, y el voltaje de carga es
cambiado a un nivel flotante de 2.275 Volts/celda.
Este método de carga es uno de los más eficientes. El tiempo de recarga es minimizado
durante la etapa de carga inicial mientras la batería es protegida de sobrecargas por el
sistema cambiando a carga flotante en el punto de cambio. La figura ilustra un ejemplo
de un cargador de voltaje constante de dos etapas y corriente constante. Básicamente
este es un circuito de una fuente de poder estabilizada, con una función de corriente
limitante, utilizando un circuito integrado hibrido de voltaje constante. La diferencia
entre este circuito y el circuito de voltaje constante mostrado en la figura 6 es la adición
del circuito VD el cual sirve para incrementar o disminuir el voltaje de salida como una
función de la variación en la corriente de entrada. En otras palabras, el voltaje de salida
es establecido cambiando, junto con la resistencia R6, la proporción potencial del
voltaje detectado del circuito IC el cual detecta la reducción de voltaje en ambas
terminales de la resistencia R1.
Al usar este método de carga, se deben tomar en cuenta los siguientes valores:
Corriente inicial de carga: 0.25CA a 1.0CA máx.
Voltaje de carga:
o 1ra etapa 2.40V/celda (2.35 a 2.43V/celda, máx.)
o 2da etapa 2.275V/celda (2.25 a 2.30V/celda, máx.)
Corriente de cambio de: 1ra Etapa a 2da Etapa: 0.05CA (0.04 a 0.08CA)
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Nota: Este método de carga no puede ser usado en aplicaciones donde la carga y la
batería están conectadas en paralelo.
Voltaje de carga
El voltaje de carga debe ser regulado de acuerdo al tipo de servicio en el cual la batería
será usada. Generalmente, los siguientes voltajes son usados:
Para uso flotante o en stand by 2.275 a 2.30 volts por celda
Para uso cíclico 2.35 a 2.45 volts por celda
En un sistema de carga a voltaje constante, una gran cantidad de corriente fluirá
durante la etapa inicial de carga, y disminuirá mientras el proceso de carga continúe. Al
cargar a 2.30 volts por celda, la corriente de carga al final de la etapa de carga
descenderá hasta la cantidad de 0.002 CA.
Cuando una batería ha sido cargada hasta un nivel de 100% de los amperes-horas
descargados, la energía eléctrica almacenada y disponible para la descarga será de
90%, o más, de la energía aplicada durante la carga.
El voltaje de carga debe ser regulado en relación a la temperatura ambiente. Cuando la
temperatura es alta, el voltaje de carga debe ser más bajo. Cuando la temperatura es
baja, el voltaje de carga debe ser más alto. Similarmente, el volumen de carga accesible
de la batería (medido en amperes-horas) variará con el tiempo en relación directa con la
temperatura ambiente. El volumen de carga en un periodo de tiempo determinado
será mas grande a altas temperaturas y mas pequeño a bajas temperaturas
Limite inicial de corriente de carga
Una batería descargada aceptara una corriente de carga inicial más alta en la etapa
inicial de carga. Altas corrientes de carga pueden causar calentamiento interno
anormal que podría dañar la batería. Por lo tanto es recomendado que la corriente de
carga sea normalmente limitada a 0.25CA. Sin embargo, en uso stand by, las baterías
son diseñadas que aun cuando la corriente de carga es más alta que el limite
recomendado, no aceptaran mas de 2CA, y la corriente de carga será reducida a un
valor relativamente pequeño en un corto periodo de tiempo. Por lo tanto, en uso stand
by, no se requiere límite de corriente.
Al diseñar un cargador, es recomendable que una función limitante de corriente sea
puesta en el cargador para prevenir fallas del cargador debido al sobrecalentamiento
del transformador u otro daño resultado de maltrato, por ejemplo cortocircuito o
polaridad inversa.
Carga tope (Carga suplementaria)
Ya que cualquier batería pierda capacidad por su auto descarga, es recomendado que
una carga tope sea aplicada a cualquier batería que haya sido almacenada por un largo
periodo de tiempo antes de conectar la batería. Exceptuando condiciones en las cuales
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la temperatura de almacenamiento ha sido inusualmente altas, la carga de tope es
recomendada dentro de los siguientes parámetros:
Edad de batería
Recomendaciones
Hasta 6 meses después 4 a 6 horas a corriente constante de 0.1 CA o 15 a 20 horas a
de fabricada
voltaje constante de 2.40 volts por celda
Hasta 12 meses
8 a 10 horas a corriente constante de 0.1 CA, o 20 a 40 horas a
después de fabricada
voltaje constante de 2.40 volts por celda
Para realizar una carga tope exitosa en una batería almacenada por más de 12 meses,
el circuito abierto de voltaje debe ser más alto que 2.0 volts por celda. En ese caso,
siempre cheque el circuito abierto de voltaje antes de aplicar la carga tope.
Carga de recuperación después de una descarga profunda
Una batería que ha sido sobre
descargada requiere un periodo de
carga mayor al normal. En la figura 14
se muestra que la corriente de carga
aceptada por una batería sobre
descargada durante la etapa inicial de
carga será bastante pequeña como
resultado de la resistencia interna, pero
incrementara rápidamente sobre los
primeros 30 minutos hasta que se
sobrepase la resistencia interna.
En vista de la anterior, se debe
considerar el hecho de que si el
método de carga usado es por voltaje
constante en el cual el cargador emplea sensado de corriente por indicación del estado
de carga o ya sea por reducción de voltaje (Cargador de dos etapas), durante la etapa
inicial de carga de una batería sobre descargada el cargador podría dar una indicación
de carga completa falsa o podría iniciar una carga a voltaje flotante.
En vista de la anterior, se debe considerar el hecho de que si el método de carga usado
es por voltaje constante en el cual el cargador emplea sensado de corriente por
indicación del estado de carga o ya sea por reducción de voltaje (Cargador de dos
etapas), durante la etapa inicial de carga de una batería sobre descargada el cargador
podría dar una indicación de carga completa falsa o podría iniciar una carga a voltaje
flotante.
Compensación de temperatura
La actividad electroquímica de una batería incrementa al mismo tiempo que la
temperatura. Similarmente, mientras la temperatura descienda, la actividad
electroquímica descenderá. Por lo tanto, opuestamente, mientras la temperatura
aumenta, el voltaje de carga debe ser reducido para prevenir sobrecargas e
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incrementarla cuando la temperatura descienda para prevenir cargas bajas. En general,
para asegurar una vida optima de la batería, es recomendable el uso de cargadores con
compensadores de temperatura. El factor de compensación recomendado para baterías
es de -3 mV por celda en modo stand by y -4 mV por celda para uso cíclico. El punto
central estándar para la compensación de la temperatura es 20 ºC.
Al diseñar un cargador equipado con un compensador de temperatura, el sensor de
temperatura debe sensar solo la temperatura de la batería. Por lo tanto, se debe
considerar aislar la batería y el sensor de temperatura de otros componentes del
sistema que generen calor.
Eficiencia de carga
La eficiencia de carga de una batería es expresada por la siguiente fórmula:
μ = Ah descargados después de carga / Ah entregados a la batería durante la carga
La eficiencia de carga varía dependiendo del estado de carga de la batería,
temperatura, y tasa de carga. La figura de la izquierda muestra el concepto de estado
de carga y eficiencia de carga. Como es mostrado en la figura de la derecha, la batería
muestra una alta eficiencia de carga aun cuando es cargada a tasas de carga bajas.
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