diseño y construcción de un inversor trifásico multinivel

PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE
ESCUELA DE INGENIERIA
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN
INVERSOR TRIFÁSICO MULTINIVEL
FELIPE EDUARDO RÍOS DÍAZ
Memoria para optar al título de
Ingeniero Civil Industrial, con Diploma en Ingeniería Eléctrica
Profesor Supervisor:
JUAN W. DIXON ROJAS
Santiago de Chile, 2003
PONTIFICIA UNIVERSIDAD CATOLICA DE CHILE
ESCUELA DE INGENIERIA
Departamento de Ingeniería Eléctrica
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN
INVERSOR TRIFÁSICO MULTINIVEL
FELIPE EDUARDO RÍOS DÍAZ
Memoria presentada a la Comisión integrada por los profesores:
JUAN DIXON R.
ÁNGEL ABUSLEME H.
JOSÉ RODRÍGUEZ P.
Para completar las exigencias del título de
Ingeniero Civil Industrial, con Diploma en Ingeniería Eléctrica
Santiago de Chile, 2003
A mi Familia, especialmente a mis
Padres, Hermanos y Novia, que
siempre creyeron y confiaron en mí.
ii
AGRADECIMIENTOS
Quiero agradecer a mi Familia por el apoyo brindado en todo sentido
durante estos años de estudio. Gracias por su paciencia y amor.
Mención especial merece el profesor Juan Dixon por su guía y apoyo en
este interesante proyecto que hemos emprendido juntos.
No puedo dejar de lado a mi Novia y amigos que siempre estuvieron ahí
cuando más lo necesitaba. Gracias.
Agradezco también la disposición y ayuda de los funcionarios del
departamento de ingeniería eléctrica, que brindaron su apoyo incondicional en todo
momento. Entre ellos menciono a Eduardo Cea, Betty Andonaegui, Elena Garrido,
Sra. Virginia Meza y don Carlos Álvarez.
iii
INDICE GENERAL
Pág.
AGRADECIMIENTOS ................................................................................................ iii
INDICE DE TABLAS ................................................................................................. vii
INDICE DE FIGURAS..................................................................................................ix
RESUMEN...................................................................................................................xvi
ABSTRACT............................................................................................................... xvii
I.
INTRODUCCIÓN.................................................................................................1
1.1. Los Inversores Multinivel .............................................................................2
1.1.1. Inversor Acoplado por Diodos (Diode-Clamped Inverter).................5
1.1.2. Inversor Acoplado por Capacitor (Capacitor-Clamped Inverter).......8
1.1.3. Inversor con Puentes “H” en Cascada (Cascade H-Bridges
Inverter) ............................................................................................11
1.2. Los inversores Multinivel versus otros tipos de inversores ........................18
1.3. Objetivos de la memoria .............................................................................22
II.
CARACTERÍSTICAS DE UN INVERSOR DE CUATRO ETAPAS Y
OCHENTA Y UN NIVELES..............................................................................24
2.1. Introducción ................................................................................................24
2.2. Características del Prototipo .......................................................................30
2.3. Control del Inversor ....................................................................................33
2.4. Aplicaciones del Inversor Multinivel Construido.......................................35
III.
SIMULACIONES DEL INVERSOR CONSTRUIDO .......................................39
IV.
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL PROTOTIPO ...........................................48
4.1. Introducción ................................................................................................48
4.1.1. Elección de Semiconductores y Circuito de Disparo .......................49
4.1.2. Características Técnicas del Prototipo..............................................50
4.2. Diseño Térmico Circuito de Potencia .........................................................52
iv
4.2.1. Diseño Térmico del Disipador..........................................................52
4.2.2. Diseño y Construcción del Disipador ...............................................54
4.3. Diseño y Construcción de la Tarjeta del Inversor.......................................56
4.4. Diseño y Construcción de las Fuentes DC de los Esclavos ........................61
4.4.1. Diseño y Construcción de las Fuentes ..............................................62
4.4.2. Diseño Térmico de las Fuentes.........................................................66
4.5. Distribución de Componentes .....................................................................66
V.
RESULTADOS EXPERIMENTALES ...............................................................72
5.1. Introducción ................................................................................................72
5.2. Tensiones de salida del inversor de 81 niveles ...........................................72
5.3. Corrientes de salida del inversor de 81 niveles...........................................75
VI.
CONCLUSIONES Y TRABAJO FUTURO .......................................................79
BIBLIOGRAFÍA...........................................................................................................81
Anexo A: Lista de Componentes Principales Utilizados en la Construcción del
Inversor................................................................................................................86
Anexo B: Programa de Control del Inversor ................................................................89
Anexo C: Diseño de las Fuentes DC por medio de Reguladores de Voltaje ..............101
Anexo D: Cálculo de los Transformadores de las Fuentes DC...................................108
Anexo E: Hoja de Datos Mosfet IRF 540 ...................................................................124
Anexo F: Hoja de Datos Mosfet IRFP 250 .................................................................127
Anexo G: Hoja de Datos Driver IR 2113....................................................................131
Anexo H: Hoja de Datos Optocupla 6N 137...............................................................135
Anexo I: Hoja de Datos Regulador LM 78XX ...........................................................140
Anexo J: Hoja de Datos Regulador LM 317...............................................................144
v
Anexo K: Hoja de Datos Regulador LM 338 .............................................................148
Anexo L: Hoja de Datos Negador 74LS04 .................................................................152
Anexo M: Cálculo de Temperaturas ...........................................................................155
Anexo N: Consideraciones Tarjeta de dISPARO .......................................................167
Anexo O: Detalle de la Distribución de Componentes y Conexiones Eléctricas .......171
Anexo P: Detalle de la Construcción del Disipador de Potencia................................177
vi
INDICE DE TABLAS
Pág.
Tabla 1.1: Voltaje de salida para cada conmutación.....................................................13
Tabla 1.2: Voltajes y correspondientes estados de los semiconductores de un
Inversor Puente “H” Acoplado por Diodos de 5 Niveles ....................................14
Tabla 1.3: Voltajes y correspondientes estados de los semiconductores de un
Inversor Acoplado por Capacitor de 5 Niveles ...................................................15
Tabla 1.4: Voltaje de salida para Vdc1 = Vdc2 = E ....................................................20
Tabla 1.5: Voltaje de salida para Vdc1 = 2*Vdc2 = 2E ...............................................20
Tabla 1.6: Voltaje de salida para Vdc1 = 3*Vdc2 = 3E ...............................................20
Tabla 1.7: Voltaje de salida para Vdc1 = 4*Vdc2 = 4E ...............................................20
Tabla 2.1: Tabla de estado de los puentes para obtener todos los voltajes...................34
Tabla 4.1: Voltajes, Corriente continua media, y Potencias Aparentes de cada
puente...................................................................................................................49
Tabla 4.2: Características de los reguladores usados....................................................62
Tabla 4.3: Diseño térmico de los reguladores...............................................................66
Tabla 5.1: Resumen de las bobinas empleadas en las pruebas .....................................75
Tabla A.1: Componentes necesarios para el inversor ...................................................86
Tabla C.1: Valores de las resistencias para las distintas fuentes. ...............................104
Tabla C.2: Resumen de resistencias y rangos de voltaje ............................................105
Tabla D.1: Resumen de los transformadores ocupados ..............................................122
vii
Tabla M.1: Resumen de los datos para calcular la potencia disipada.........................156
Tabla M.2: Resumen de los valores obtenidos. ..........................................................156
Tabla M.3: Resumen de los valores obtenidos prácticamente. ...................................158
Tabla M.4: Resumen de los valores obtenidos para el regulador de 21V...................163
viii
INDICE DE FIGURAS
Pág.
Figura 1.1: Esquema de un Inversor de (a) dos niveles, (b) tres niveles y (c) m
niveles....................................................................................................................3
Figura 1.2: Ejemplo de una onda de voltaje multinivel, usando 11 niveles ...................4
Figura 1.3: Inversor tipo Acoplado por Diodos de m niveles.........................................5
Figura 1.4: Configuración de un Inversor Acoplado por Diodos de 3 niveles. ..............6
Figura 1.5: Inversor tipo Acoplado por Capacitor de m niveles.....................................8
Figura 1.6: Configuración de un Inversor Acoplado por Capacitor de 3 niveles. ..........9
Figura 1.7: Puente “H” Generalizado, con n fuentes y m = 2n+1 niveles. ...................11
Figura 1.8: Configuración de un puente “H” de tres niveles. .......................................12
Figura 1.9: Configuración de un Puente “H” Acoplado por Diodos de 5 niveles. .......13
Figura 1.10: Configuración de un Inversor Puente “H” Acoplado por Capacitor
de 5 niveles. .........................................................................................................14
Figura 1.11: Formación de una onda de voltaje en un Inversor Multinivel del
tipo puentes “H” en cascada de 9 niveles (4 etapas). ..........................................16
Figura 1.12: Salida de un Inversor PWM de dos Niveles.............................................18
Figura 1.13: Esquema de un inversor multinivel usando sólo dos puentes “H”...........19
Figura 2.1: Inversor de tipo puentes “H” en cascada, de 4 etapas y 81 niveles
(una fase). ............................................................................................................25
Figura 2.2: Frecuencias de conmutación de los 4 puentes en el inversor de 81
niveles..................................................................................................................26
ix
Figura 2.3: Comparación de ondas de salida de inversores de 3, 11, 21, 31 y 81
niveles..................................................................................................................27
Figura 2.4: El efecto de la modulación por amplitud....................................................28
Figura 2.5: Esquema de un inversor con transformadores de salida.............................29
Figura 2.6: Distribución de potencias para una carga puramente resistiva
(Cosϕ=1)..............................................................................................................30
Figura 2.7: Distribución de potencias para distintitas frecuencias en un motor de
inducción de 20 kW por fase. ..............................................................................32
Figura 2.8: Esquema de una fuente DC-DC bidireccional............................................32
Figura 2.9: Esquema del Puente “H” usado..................................................................35
Figura 2.10: Sistema para alimentar motores con fuentes independientes. ..................36
Figura 2.11: Sistema para alimentar motores con fuentes DC-DC
bidireccionales. ....................................................................................................37
Figura 2.12: Diagrama de un motor con bobinas independientes.................................38
Figura 3.1: Modulación de voltaje de los cuatro puentes “H” del inversor
multinivel.............................................................................................................39
Figura 3.2: Formación de la onda de voltaje alterna del inversor de 81 niveles...........40
Figura 3.3: Corrientes de los puentes “H” para una carga (a) resistiva e (b)
inductiva. .............................................................................................................41
Figura 3.4: Corrientes de salida del inversor para una carga (a) resistiva e (b)
inductiva. .............................................................................................................42
Figura 3.5: Diagrama en PSIM de los inversores usados para las simulaciones. ........43
x
Figura 3.6: Voltajes de Salida de los Inversores; en rojo: PWM; en azul 81
niveles..................................................................................................................44
Figura 3.7: Corrientes de Salida de los Inversores PWM (arriba) y Multinivel
(abajo)..................................................................................................................45
Figura 3.8: Modelo del motor de inducción utilizado para las simulaciones. ..............46
Figura 3.9: Formas de onda generadas por el inversor multinivel: a) voltaje y
corriente del motor de inducción, b) potencia del motor en una fase..................46
Figura 3.10: Formas de onda generadas por el Inversor PWM: a) voltaje y
corriente del motor de inducción, b) potencia del motor en una fase..................47
Figura 4.1: Diagrama de las Actividades Realizadas....................................................48
Figura 4.2: Perfil de sección rectangular usado como disipador. .................................50
Figura 4.3: Modelo térmico. .........................................................................................53
Figura 4.4: Diseño de uno de los Puentes “H”..............................................................55
Figura 4.5: Esquema de conexiones entre disipadores de una fase. .............................55
Figura 4.6: Fotografía del sistema disipador terminado, para una fase. .......................56
Figura 4.7: Esquema de un puente “H” con sus circuitos de disparo. ..........................57
Figura 4.8: Configuración del “driver” IR2113 para dos transistores. .........................57
Figura 4.9: Circuito de Disparo con aislamiento mediante optocuplas. .......................58
Figura 4.10: Tarjeta de disparo para un par de MOSFETs. ..........................................59
Figura 4.11: Tarjeta de disparo para una Fase. .............................................................60
Figura 4.12: Foto de la Tarjeta de disparo ya instalada en el Disipador de
Potencia ...............................................................................................................61
xi
Figura 4.13: Esquema de las Fuentes DC para cada Esclavo. ......................................63
Figura 4.14: Tarjeta de las fuentes DC. ........................................................................64
Figura 4.15: Fotografía de la tarjeta de las fuentes antes de ser armada. .....................64
Figura 4.16: Fotografía de la tarjeta de las fuentes ya terminada. ................................65
Figura 4.17: Vista en planta del prototipo completo.....................................................67
Figura 4.18: Fotografía del Sistema Completo. ............................................................68
Figura 4.19: Fotografía del Sistema Completo desde distintas Vistas..........................69
Figura 4.20: Fotografías del Inversor instalado en su estructura definitiva..................70
Figura 5.1: Voltaje de salida escalonado del inversor ..................................................72
Figura 5.2: Semiciclo positivo del Voltaje de Salida....................................................73
Figura 5.3: Detalle de los peldaños de la onda de voltaje alterna de salida..................74
Figura 5.4: Corriente y Voltaje de la carga R-L antes descrita.....................................76
Figura 5.5: Simulaciones de Corriente y Voltaje de la carga R-L antes descrita. ........76
Figura 5.6: Comparación cualitativa entre tecnología PWM y multinivel (81
niveles).................................................................................................................77
Figura A.1: Componentes ocupados en el Inversor. .....................................................87
Figura C.1: Esquema para las Fuentes de 5 y 15 Volts...............................................101
Figura C.2: Esquema del circuito R-C de los reguladores ajustables para los
Esclavos. ............................................................................................................102
Figura C.3: Esquema del circuito R-C modificado de los reguladores ajustables......103
Figura C.4: Gráfico de la Corriente de Ajuste vs. Temperatura. ................................104
xii
Figura C.5: Esquema de las Fuentes DC para cada Esclavo.......................................105
Figura D.1: Circuito Simulado para la Fuente de 2,33 Volts (VAC = 10V). .............108
Figura D.2: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador .......................................................................................................109
Figura D.3: Circuito Simulado para la Fuente de 2,33 Volts (VAC = 9V). ...............110
Figura D.4: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador .......................................................................................................110
Figura D.5: Circuito Simulado para la Fuente de 7 Volts (VAC = 15V). ..................112
Figura D.6: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador .......................................................................................................112
Figura D.7: Circuito Simulado para la Fuente de 7 Volts (VAC = 15V). ..................113
Figura D.8: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador .......................................................................................................113
Figura D.9: Circuito Simulado para la Fuente de 21 Volts (VAC = 30V). ................114
Figura D.10: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador .......................................................................................................115
Figura D.11: Circuito Simulado para la Fuente de 21 Volts (VAC = 28V). ..............116
Figura D.12: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador .......................................................................................................116
Figura D.13: Circuito Simulado para la Fuente de 15 Volts (VAC = 15V). ..............117
Figura D.14: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador .......................................................................................................118
Figura D.15: Circuito Simulado para la Fuente de 5 Volts (VDCin = 15V). .............119
xiii
Figura D.16: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador .......................................................................................................119
Figura D.17: Circuito Simulado para la Fuente de 5 y 15 Volts (VAC = 15V). ........120
Figura D.18: a) Voltaje de Entrada a los dos Reguladores (Rojo: 15 y Azul: 5),
b) Corriente de Entrada del Rectificador...........................................................121
Figura M.1: Circuito térmico a resolver......................................................................157
Figura M.2: Curva Potencia disipada versus Temperatura .........................................158
Figura M.3: Esquema usado para las Fuentes DC ......................................................159
Figura M.4: Cálculo de RDA equivalente. .................................................................162
Figura M.5: Curva de Temperatura versus Potencia para calcular RDA....................164
Figura M.6: Disipadores Usados para las fuentes DC. ...............................................165
Figura N.1: Tarjeta Inversora para una Fase...............................................................167
Figura N.2: a) Disposición del MOSFET que será colocado en el Inversor b)
Esquema de la forma de apoyar la tarjeta sobre el disipador ............................168
Figura O.1: Esquema de la Estructura de Aluminio usada. ........................................171
Figura O.2: Vista Superior de la disposición utilizada. ..............................................172
Figura O.3: Bornes para alimentación externa de los Maestros. ................................173
Figura O.4: Bornes para voltaje de salida alterno.......................................................174
Figura O.5: Esquema de conexión a la red eléctrica...................................................174
Figura P.1: Diseño de un Puente.................................................................................177
Figura P.2: Esquema de la unión de perfiles para el disipador. ..................................178
xiv
Figura P.3: a) Materiales para un disipador b) Disipador Terminado ........................178
Figura P.4: Esquema de conexiones entre Disipadores. .............................................179
Figura P.5: Conexión de dos puentes en cascada........................................................180
Figura P.6: Esquema de conexiones entre Disipadores. .............................................181
Figura P.7: Esquema de circuito para calcular RDA. .................................................181
Figura P.8: Curva de Temperatura versus Potencia para calcular RTH. ....................182
xv
RESUMEN
Las técnicas de modulación PWM (Pulse-Width Modulation), usadas
actualmente en casi todos los convertidores estáticos, como compensadores de
reactivos, accionamientos para máquinas eléctricas, rectificadores de cuatro
cuadrantes o filtros activos de potencia, no generan una onda de voltaje y corriente
perfectas. Una de las principales causas de este efecto es la frecuencia de
conmutación a la que trabajan los semiconductores.
Los inversores multinivel son inversores de última tecnología que pueden
generar corrientes o incluso voltajes sinusoidales con mucho menor contenido
armónico. Si el número de niveles es lo suficientemente alto, se puede obtener un
voltaje (o corriente) casi perfecto. Más aún, se puede modular en amplitud en vez de
ancho de pulso (PWM), por lo que las pérdidas generadas por las armónicas de
corriente pueden ser eliminadas. Además, la frecuencia de conmutación y el nivel de
potencia de los semiconductores se reducen considerablemente. Dentro del contexto
de utilizar los inversores multinivel para obtener un bajo contenido armónico, se
diseñó y construyó un inversor trifásico de 81 niveles para controlar motores de
corriente alterna. Este inversor consta de cuatro puentes (un Maestro, y tres
Esclavos), con sus voltajes escalados en potencia de tres, lo que permite obtener el
elevado número de niveles ya mencionado.
El inversor diseñado es capaz de manejar corrientes de aproximadamente
14 A por fase, con un voltaje de salida de 66 Vaceff, dando una potencia nominal de
casi un kVA por fase. Para llevar a cabo este proceso, se tuvo que diseñar un sistema
de potencia muy compacto con inversores individuales aislados galvánicamente, con
sus sistemas de control de encendido y fuentes de alimentación independientes.
En síntesis, en esta Memoria se describe el proceso de diseño y
fabricación de un inversor trifásico multinivel. Una vez terminado y probado,
satisfizo todos los requerimientos especificados.
xvi
ABSTRACT
PWM techniques used today to control modern static converters such as
machine drives, power factor compensators or active power filters, do not yield
perfect waveforms, which strongly depend on switching frequency of the power
semiconductors.
Multilevel converters are a state-of-the-art converter technology, its way
of operation allows having almost perfect currents, and very good voltage
waveforms, eliminating most of the undesirable harmonics. If the number of levels is
high enough, the voltage (o current) waveform become almost perfect. Even more,
multilevel converters work more like amplitude modulation rather than pulse
modulation, and this fact makes the outputs of the converter very much cleaner.
Also, the switching frequency and power level of each semiconductor are reduced. In
the context of using multilevel converter to obtain low harmonic contamination, a
81-level converter prototype was designed to operate a three phase motor drive. This
converter has four bridges or stages (one Master and three Slaves), with its dc
supplies scaled with levels of voltage in power of three, to obtain the 81-level.
The converter designed is able to handle currents of 14 A per phase, with
an ac voltage output of 66 Vaceff, thus yields a 1 KVA of nominal power per phase.
To put into practice this converter, a compact design is necessary, with four
independent “H”-bridge converters, their control systems and independent dc power
supplies.
In this work, the process of design and implementation of a three-phase
multilevel converter, is described. The work has been satisfactorily ended, and
laboratory experiments have demonstrated the excellent characteristics of this type of
converter.
xvii
1
I.
INTRODUCCIÓN
La técnica de modulación PWM (Pulse-Width Modulation) usada
actualmente en los convertidores estáticos, no entrega ondas limpias. Esta suciedad
es causada por las armónicas que producen las altas frecuencias de conmutación de
los semiconductores. Así, voltajes y corrientes no son los esperados. Esto significa
que existe contaminación producto de armónicas, pérdidas adicionales, rizado en la
corriente y gran cantidad de ruido que puede a llegar a contaminar los sistemas de
control [1]. Esto ha llevado a muchas investigaciones en el campo de la modulación
PWM [2, 3, 4, 5].
Los convertidores estáticos actuales, aplicados al control de motores
eléctricos, emplean un sistema de rectificación - inversión para manejar la frecuencia
y el voltaje. Daños y fallas en los motores han sido denunciados por la industria
debido a las altas frecuencias PWM de los inversores. Los principales problemas
denunciados son “fallas en los rodamientos del motor” y “pérdida de la aislación en
las bobinas del motor” causadas por corrientes circulantes, desgaste dieléctrico,
sobretensión y descargas corona [6, 7, 8]. Las corrientes circulantes son generadas
por capacidades parásitas que se generan en las distintas capas de las bobinas del
motor. Los bruscos cambios de voltaje (dV/dt) inducen corrientes y descargas corona
en las bobinas del motor lo que provoca su desgaste prematuro. Otro punto negativo
del control PWM actual es la eficiencia, debido a las pérdidas por conmutación de
los semiconductores por las altas frecuencias con las que operan.
La función principal de los convertidores multinivel es mejorar la onda
de voltaje alterno generada, usando diferentes niveles de voltaje continuo. Su
funcionamiento es tal que, al aumentar el número de niveles, el voltaje de salida, que
está formado por escalones de tensión, tiene mayor resolución porque aumenta el
número de escalones, acercándose a una onda sinusoidal con mayor precisión. A
mayor cantidad de escalones (o niveles) en la onda de salida, menos distorsión
armónica tiene la onda.
Los convertidores multinivel, diseñados para generar un gran número de
niveles, pueden trabajar con las técnicas convencionales de PWM, pero además
2
pueden ser modulados en amplitud, lo que produce salidas mucho más limpias. Este
método de operación permite obtener muy buenas ondas de voltaje y corriente,
eliminando la mayoría de las indeseadas armónicas. Mejor aún, cada puente del
convertidor funciona a baja frecuencia de conmutación, lo cual da la posibilidad de
poder trabajar con semiconductores de menor velocidad, generando menos pérdidas
por conmutación y haciendo más eficiente el convertidor estático. Estas
características han dado pie a numerosas investigaciones en este campo, entre las
cuales está el trabajo realizado en esta memoria.
Por estas razones, los inversores multinivel están siendo investigados en
los últimos años por sus ventajas en la calidad de las ondas de voltaje y corriente, por
sus bajas pérdidas de conmutación y por su capacidad de trabajar en alto voltaje.
Algunas aplicaciones de los inversores multinivel incluyen compensadores de
reactivos, control de velocidad en motores eléctricos, filtros activos de potencia y
rectificadores de cuatro cuadrantes.
Además, los inversores multinivel pueden ser usados para enlazar
sistemas de distinta frecuencia y enlazar tensiones de corriente continua con
tensiones alternas de cualquier frecuencia. También, y al igual que los convertidores
PWM convencionales, pueden controlar flujos de potencia activa y reactiva.
Las principales desventajas de este tipo de tecnología son la gran
cantidad de semiconductores requeridos y la necesidad de contar con fuentes de
tensión independientes para cada puente inversor.
1.1.
Los Inversores Multinivel
La función principal de los inversores es generar un voltaje alterno a
partir de una fuente de voltaje continua. Ahora, si esa fuente de voltaje continua se
dividiese en varias fuentes de menor valor, sería posible generar un voltaje de salida
alterno, con niveles de tensión escalonados utilizando Inversores Multinivel.
Los inversores multinivel, incluyen un arreglo de semiconductores y
fuentes de voltaje, para formar un voltaje de salida escalonado. Las conmutaciones
de los semiconductores permiten la suma o resta de las distintas fuentes de voltaje
3
continuo, generando una onda de voltaje de amplitud variable. Así también, los
semiconductores trabajan con voltajes más reducidos.
La Figura 1.1 muestra algunos diagramas esquemáticos de inversores con
diferente número de niveles, en los cuales, la acción del semiconductor está
representada por un interruptor ideal con distintas posiciones. Un inversor de dos
niveles, como el mostrado en la figura 1.1(a), genera una salida de voltaje con dos
valores (niveles) distintos, VC y Cero, con respecto al terminal negativo de la fuente
(“0”), mientras que un módulo de tres niveles genera tres voltajes distintos a la salida
(2·VC, VC y Cero), y así sucesivamente. Las distintas posiciones del interruptor ideal
se implementan en la práctica con una cantidad de semiconductores que está en
directa relación con el número de niveles.
Vc (m)
Vc
Vc (m-1)
a
a
Vc
Vc
Va
Va
0
(a)
a
.
.
.
Va
Vc (1)
0
0
(b)
(c)
Figura 1.1: Esquema de un Inversor de (a) dos niveles, (b) tres niveles y (c) m niveles.
Como se dijo anteriormente, los inversores multinivel constan de
pequeñas fuentes DC, las que son usadas para formar una onda AC escalonada que
se parezca a la onda deseada. Por ejemplo, si se tienen diez fuentes DC de
magnitudes iguales a 20 V cada una, se puede obtener una onda compuesta de 11
niveles (cinco positivos, cinco negativos y cero, con respecto a un punto intermedio
entre las diez fuentes) que se aproxima a una onda sinusoidal de amplitud 100V
como muestra la figura 1.2:
4
Figura 1.2: Ejemplo de una onda de voltaje multinivel, usando 11 niveles
Con esto se puede concluir, que a mayor número de niveles del inversor,
mayor es la cantidad de niveles de la onda, obteniendo menor distorsión armónica.
Algunas características de los Inversores Multinivel son [15]:
a) Pueden generar voltajes de salida con muy poca distorsión y bajo dv/dt.
b) Las corrientes de entrada son de muy baja distorsión.
c) Generan pequeños voltajes de modo común, protegiendo los motores. Más aún,
utilizando sofisticados métodos de modulación, el voltaje de modo común puede
ser eliminado.
d) Pueden operar con baja frecuencia de conmutación.
5
Para construir inversores multinivel como los mostrados en la figura 1.1,
existen dos topologías principales que veremos a continuación: Inversor Acoplado
por Diodos (Diode-Clamped Inverter) e Inversor Acoplado por Condensadores
(Capacitor-Clamped Inverter).
1.1.1. Inversor Acoplado por Diodos (Diode-Clamped Inverter)
Este inversor, también conocido como inversor de punto neutro (NPC
por sus siglas en inglés) consiste en una cadena de semiconductores en serie, en
paralelo con una cadena de condensadores, también en serie. Los condensadores
permiten generar una cadena de fuentes de tensión en serie a partir de una sola fuente
continua de alimentación. Existe una unión con diodos entre estas dos cadenas, que
conecta semiconductores superiores e inferiores tal como muestra la figura 1.3, para
un convertidor de m niveles.
+
S a1
D a1
Vdc
m -1
C (m -1 )
Vdc
m -1
C (m -2 )
S a2
D a2
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
D a (m -3 )
S a (m -2 )
D a (m -2 )
C ( m - 1 ) /2
S a (m -1 )
n
V dc
a
C m /2
.
.
.
.
S a ´1
D a ´(m -2 )
S a ´2
D a ´(m -3 )
.
.
.
.
.
.
Vdc
m -1
C2
Vdc
m -1
C1
.
D a ´2
D a´1
S a ´(m -2 )
S a ´(m -1 )
-
Figura 1.3: Inversor tipo Acoplado por Diodos de m niveles.
6
Una de las configuraciones más utilizadas con esta topología es la del
inversor de tres niveles, mostrada en la figura 1.4. Como se dijo anteriormente, los
condensadores actúan como fuentes DC, dividiendo el voltaje común en partes
iguales. Así, en el diagrama de la Figura 1.4, cada condensador acumula ½Vdc
pudiendo dar voltajes de salida de -½Vdc, Cero ó ½Vdc para Van. El punto medio n de
los dos condensadores se puede definir como el punto neutro, donde puede retornar
la carga.
Sa1
C1
½Vdc
Da1
Vdc
n
a
Da´1
½Vdc
Sa2
S
=
Sa´1
C2
Sa´2
Figura 1.4: Configuración de un Inversor Acoplado por Diodos de 3 niveles.
Se puede apreciar que, los pares de semiconductores de la primera
rama, es decir (Sa1 y Sa’1) y (Sa2 y Sa’2), son complementarios, así, cuando Sa1 está
conduciendo (Sa1=1), Sa’1 está bloqueado (Sa’1=0), y así para Sa2 y Sa’2.
Este tipo de inversor tiene algunas desventajas. Suponiendo diodos
iguales, el uso de diodos extras se transforma en impracticable si se quiere aumentar
el número de niveles, requiriendo (m-1)*(m-2) diodos por rama [9]. Por ejemplo, en
la Figura 1.3 el diodo Da2 requiere la conexión de dos diodos en serie ya que debe
bloquear el voltaje de dos condensadores, y Da(m-2) requiere (m-2) diodos en serie
para bloquear (m-2) voltajes de condensadores. Además, los condensadores no
comparten la misma corriente de carga y descarga provocando un desbalance de
voltaje en los condensadores en serie [10].
7
A continuación se presenta un resumen de las ventajas y desventajas de
este tipo de topología [9]:
Ventajas:
•
A mayor número de niveles, menor es la distorsión armónica.
•
Todas las ramas comparten el mismo bus DC.
•
El flujo de potencia Reactiva puede ser controlado.
•
Alta eficiencia por la menor frecuencia de conmutación.
•
El sistema de control es relativamente simple.
Desventajas:
•
Cantidad excesiva de diodos: se requieren (m-1)*(m-2) por fase.
•
El flujo de potencia Activa es complejo por el desbalance de los
condensadores.
•
Se requieren diferentes rangos de corriente para
semiconductor debido a sus diferentes ciclos de operación.
cada
8
1.1.2. Inversor Acoplado por Capacitor (Capacitor-Clamped Inverter)
Este inversor (conocido también como capacitor volante o “flyingcapacitor”) tiene una estructura similar al inversor acoplado por diodos. Al igual que
la topología de inversores acoplados por diodos antes descrita, los condensadores en
serie actúan como fuentes DC, dividiendo el voltaje común en partes iguales. Sin
embargo, esta topología permite mayor flexibilidad en la formación de la onda
sinusoidal y en el balance de voltaje en los condensadores en paralelo a Vdc. En la
Figura 1.5 se presenta un inversor de m niveles con esta topología:
+
S a1
S a2
.
.
.
… … … ..
C1
S a (m -2 )
S a (m -1 )
n
V dc
C a (m -2 )
C a (m -3 )
C a2
C a1
a
S a ´(m -2 )
S a ´(m -1 )
C2
… … … ..
.
.
.
S a ´2
S a ´1
-
Figura 1.5: Inversor tipo Acoplado por Capacitor de m niveles.
9
Análogamente como ocurre con el Inversor Acoplado por Diodo, el
Inversor Acoplado por Capacitor requiere un gran número de condensadores para
acoplar el voltaje. De esta forma, siempre que el rango de voltaje de cada
condensador usado sea el mismo, un inversor de m-niveles requerirá un total de
½*(m-1)*(m-2) condensadores de acople por fase, además de 2 condensadores
principales conectados a la barra DC.
La figura 1.6 ilustra un inversor multinivel Acoplado por Capacitor de 3
niveles.
Sa1
C1
½Vdc
Vdc
Sa2
n
Ca1
a
S
=
Sa´2
½Vdc
C2
Sa´1
Figura 1.6: Configuración de un Inversor Acoplado por Capacitor de 3 niveles.
A continuación se presenta un resumen de las ventajas y desventajas de
este tipo de topología [9]:
10
Ventajas:
•
A mayor número de niveles, los condensadores acumulan energía
extra durante largos transitorios de descarga.
•
Permite formas flexibles de disparar los semiconductores, para
obtener un mejor balance de voltaje en los condensadores.
•
A mayor número de niveles, menor es la distorsión armónica.
•
Los Flujo de potencia Activa y Reactiva pueden ser controlados.
Desventajas:
•
Requiere una cantidad excesiva de condensadores, pues se
requieren ½*(m-1)*(m-2) por fase, y como son más grandes y
caros que los diodos, resulta menos atractivo que el de
acoplamiento por diodo.
•
Un complejo sistema de control es necesario para mantener
balanceados los voltajes de los condensadores.
•
Presentan baja eficiencia para transmisión de flujo Real.
Una característica común de las dos tecnologías descritas anteriormente
es que persiguen emular la topología básica mostrada en la figura 1.1. Esto es, un
convertidor o inversor alimentado con voltajes iguales conectados en serie. La
topología de acoplamiento por diodos lo logra manteniendo la cadena de
condensadores ecualizada, en tanto que la topología de acoplamiento por
condensadores lo hace manteniendo cargados los condensadores Cai a niveles de
voltaje crecientes, de modo de emular el efecto de fuentes de alimentación en serie
de igual voltaje. El problema con la topología básica de la figura 1.1 y sus
correspondientes estructuras de implementación práctica, es que se limita el número
de niveles a n+1, en donde n representa el número de fuentes de tensión conectadas
en serie.
11
La limitación en el número de niveles mencionada anteriormente puede
subsanarse utilizando dos estrategias topológicas combinadas: el Puente “H” y la
conexión en cascada de estos mismos.
1.1.3. Inversor con Puentes “H” en Cascada (Cascade H-Bridges
Inverter)
Se puede aumentar el número de niveles de las topologías anteriores sin
hacer crecer el número de fuentes de voltaje, utilizando la estrategia de los Puentes
“H”. Estos puentes se construyen utilizando dos inversores multinivel idénticos, de
alguno de los tipos mostrados en la figura 1.1. Esto permite a la carga evitar el
retorno directo hacia las fuentes de tensión continua y elevar el número de niveles de
n+1 a 2n+1. Una configuración generalizada de un puente “H” como el mencionado
se ilustra en la figura 1.7.
CARGA
Figura 1.7: Puente “H” Generalizado, con n fuentes y m = 2n+1 niveles.
12
El puente “H” más sencillo es aquél formado por ramas de dos niveles y
una sola fuente, como el mostrado en la figura 1.8. Puede observarse que este puente
genera tres niveles sin necesidad de contar con una fuente de tensión de punto medio.
La configuración de este puente “H” se muestra en la figura 1.8.
S1
S2
+
Vdc
S3
Vab
S4
Figura 1.8: Configuración de un puente “H” de tres niveles.
El puente “H” de la Figura 1.8, genera tres voltajes de salida (Vab)
diferentes, +VDC, 0 y –VDC, conectando el voltaje de entrada al de salida con
diferentes combinaciones de los cuatro semiconductores S1, S2, S3 y S4. Para obtener
+VDC, los semiconductores S1 y S4 se ponen en conducción (1), mientras que S2 y S3
están en estado de no conducción (0). Encendiendo los semiconductores S2 y S3 y
apagando S1 y S4, se obtiene –VDC. Con las combinaciones S1 y S2 ó S3 y S4 en
estado encendido se obtiene un voltaje de salida de amplitud Cero. Cualquier otra
combinación no es permitida pues provocará un cortocircuito en la fuente DC del
módulo.
El funcionamiento de este puente “H” se resume en la tabla 1.1, con
estado uno (1) si el semiconductor está conduciendo, y cero (0) si no lo está:
13
Tabla 1.1: Voltaje de salida para cada conmutación
S1
S2
S3
S4
Vab
1
0
0
1
+VDC
1
1
0
0
0
0
0
1
1
0
0
1
1
0
-VDC
La figura 1.9 muestra un inversor Puente “H” de 5 niveles usando una
de las topologías descritas anteriormente de puente Acoplado por Diodos.
Sa1
C1
½Vdc
Da1
Vdc
n
Sa2
Db1
a
Da´1
½Vdc
Sb1
Sb2
VOUT
b
Sa´1
Db´1
Sb´1
C2
Sa´2
Sb´2
Figura 1.9: Configuración de un Puente “H” Acoplado por Diodos de 5 niveles.
Para controlar este Puente “H” (de cinco niveles) es necesario controlar
los semiconductores como se muestra en la Tabla 1.2:
14
Tabla 1.2: Voltajes y correspondientes estados de los semiconductores de un
Inversor Puente “H” Acoplado por Diodos de 5 Niveles
Sa1
Sa2
Sa’1
Sa’2
Sb1
Sb2
Sb’1
Sb’2
Vab
0
0
1
1
1
1
0
0
-Vdc
0
0
1
1
0
1
1
0
-½Vdc
1
1
0
0
1
1
0
0
0
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
0
1
1
½Vdc
1
1
0
0
0
0
1
1
Vdc
El mismo puente “H” de cinco niveles puede implementarse también con
la configuración de acoplamiento por capacitor que muestra la figura 1.10.
½Vdc
Sb1
Sa2
Sb2
C1
½Vdc
Vdc
Sa1
n
Ca1
a
Cb1
b
VOUT
Sa´2
Sb´2
Sa´1
Sb´1
C2
Figura 1.10: Configuración de un Inversor Puente “H” Acoplado por Capacitor de 5
niveles.
Para controlar este inversor (de cinco niveles) es necesario controlar los
semiconductores como se muestra en la siguiente tabla (Tabla 1.3):
15
Tabla 1.3: Voltajes y correspondientes estados de los semiconductores de un
Inversor Acoplado por Capacitor de 5 Niveles
Sa1
Sa2
Sa’1
Sa’2
Sb1
Sb2
Sb’1
Sb’2
Vab
0
0
1
1
1
1
0
0
-Vdc
0
0
1
1
0
1
0
1
-½Vdc
0
1
0
1
1
1
0
0
-½Vdc
0
1
1
1
1
1
0
0
-½Vdc
1
1
0
0
1
1
0
0
0
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
1
0
1
0
0
1
1
½Vdc
1
1
0
0
0
1
0
1
½Vdc
1
0
1
0
0
0
1
1
½Vdc
1
1
0
0
0
0
1
1
Vdc
Se puede apreciar que para generar la onda de salida, no se está obligado
a seguir un patrón rígido, como es el caso del Inversor Puente “H” Acoplado por
Diodo. El voltaje de salida puede ser formado usando diferentes combinaciones de
conmutaciones. De hecho, las conmutaciones pueden ser elegidas para cargar o
descargar los condensadores entre los semiconductores, lo que ayuda al balance de
voltaje.
Otro paso adelante para aumentar aún más el número de niveles sin hacer
crecer el número de fuentes de tensión independientes en forma desmesurada, es
haciendo uso de una topología de Convertidores en Cascada, es decir, la aplicación
combinada de inversores Puente “H”. La onda de salida del inversor se forma
mediante arreglos de conmutación en el tiempo de varios puentes “H” conectados en
cascada. Así, el voltaje de salida corresponde a la suma (o también diferencia) de los
voltajes de cada uno de los módulos puente “H”.
Por ejemplo, la figura 1.11 muestra un inversor monofásico, compuesto
por cuatro puentes “H” conectados en serie, y su respectiva onda de salida de voltaje,
que está formada por la suma de los distintos voltajes generados por los cuatro
16
módulos del inversor. Puede observarse que la tensión de salida generada resulta de
9 niveles: cuatro positivos, cuatro negativos y cero.
4Vdc
Vdc
Vdc
-4Vdc
Vac
Vdc
Vdc
Vdc
Figura 1.11: Formación de una onda de voltaje en un Inversor Multinivel del tipo
puentes “H” en cascada de 9 niveles (4 etapas).
Los inversores puentes “H” en cascada usan fuentes DC independientes
para cada etapa, como se muestra en la Figura 1.11. Como se dijo anteriormente, la
salida de cada puente “H” genera tres voltajes diferentes, que combinados con el
resto de los puentes H, genera una onda de salida sinusoidal escalonada.
Las fuentes DC independientes de cada etapa pueden ser de dos tipos:
iguales o escaladas. Un ejemplo de etapas con fuentes iguales (o no escaladas) fue
presentado en la figura 1.11, donde cada puente “H” está alimentado por una fuente
de igual magnitud. La opción de puentes con fuentes escaladas presenta la ventaja de
17
poder obtener una mayor cantidad de niveles. Por ejemplo, si las fuentes DC de la
figura 1.11 fueran escaladas en potencias de dos, se obtendrían hasta 31 niveles de
voltaje, si se opta por un escalonamiento en potencias de tres, se pueden obtener
hasta 81 niveles. Sin embargo, el escalonamiento elegido para las fuentes no es al
azar y requiere de un estudio previo que será presentado en la sección 1.3 de esta
memoria.
A continuación se presenta un resumen de las ventajas y desventajas de
este tipo de topología [9]:
Ventajas:
•
Dado que cada puente tiene la misma estructura, permite la
modularización de cada uno, lo que reduce tiempo y costo para
quienes los construyan. Esto es válido para inversores con
puentes “H” no escalados en voltaje. De otro modo, cada módulo
es distinto.
•
Requiere de menos componentes, ya que no se necesitan Diodos
ni Condensadores en paralelo con los semiconductores.
•
A mayor número de niveles, menor es la distorsión armónica.
•
Los Flujos de potencia Activa y Reactiva pueden ser controlados.
Desventajas:
•
La cantidad de Fuentes DC independientes (si se quiere controlar
flujo Activo y Reactivo, esas fuentes deben ser Bidireccionales).
18
1.2.
Los inversores Multinivel versus otros tipos de inversores
Hemos dicho que los inversores multinivel generan un bajo contenido
armónico, lo que los hace muy apetecidos. Sin embargo, esa no es la única ventaja
que tienen sobre los inversores tradicionales generalmente modulados en ancho de
pulso (PWM).
Por ejemplo, los inversores de tensión utilizando ramas de dos niveles
son los más usados para aplicaciones en media y baja potencia. Estos inversores
tienen una forma de onda que dista mucho de ser sinusoidal (Figura 1.12) por lo que
su contenido armónico es alto. Además, normalmente emplean frecuencias de
conmutación del orden de los 10 KHz o más, con el objeto de generar ondas de
corriente con poca distorsión armónica, lo que restringe su aplicación para grandes
potencias debido a la lenta velocidad de operación de grandes semiconductores como
el GTO y a las elevadas pérdidas por conmutación involucradas.
VDC
Vdc
-Vdc
Figura 1.12: Salida de un Inversor PWM de dos Niveles
Un inversor trifásico construido con la topología anterior permite tres
niveles de voltaje en la tensión fase-neutro de la carga. Una mejora a lo anterior son
19
los inversores construidos con ramas de tres niveles, obteniéndose cinco niveles de
voltaje en la carga en relación al neutro: +VDC, +½VDC, Cero, -½VDC y -VDC. Ello
representa una mejora pero dista mucho de tener la capacidad de generar una onda
sinusoidal sin la ayuda de la modulación PWM. Si el número de niveles puede
llevarse a valores elevados manteniendo cierta simplicidad en la topología, entonces
se puede pensar en modular en amplitud, dejando de lado el PWM. Aquí entonces
aparece otra ventaja: baja frecuencia de conmutación para los semiconductores.
Como se dijo anteriormente, los inversores multinivel utilizando puentes
“H” en cascada, pueden ocupar fuentes con voltajes iguales o escalados. Para ver la
importancia que tiene la elección de estos voltajes, se hará un análisis sobre un
puente en cascada de dos etapas (sólo dos puentes “H”), en función de los valores
relativos de sus fuentes Vdc1 y Vdc2. El puente de dos etapas se muestra en la figura
1.13 y los resultados de este análisis, para diferentes escalamientos de voltaje, se
muestran en las Tablas 1.4, 1.5, 1.6 y 1.7.
S1
S2
Vdc2
V2
S3
S4
Vout = V1 + V2
S1
S2
Vdc1
V1
S3
S4
Figura 1.13: Esquema de un inversor multinivel usando sólo dos puentes “H”.
20
Tabla 1.4: Voltaje de salida
para Vdc1 = Vdc2 = E
Tabla 1.5: Voltaje de salida
para Vdc1 = 2*Vdc2 = 2E
Vout
V1
V2
Vout
V1
V2
2E
E
E
3E
2E
E
E
0
2E
2E
0
0
E
2E
-E
E
-E
0
E
0
0
0
0
-E
E
-2E
E
-E
0
0
-E
0
-E
-2E
-2E
0
-E
-E
-3E
-2E
-E
E
0
-E
-2E
Tabla 1.6: Voltaje de salida
para Vdc1 = 3*Vdc2 = 3E
E
0
-E
Tabla 1.7: Voltaje de salida
para Vdc1 = 4*Vdc2 = 4E
Vout
V1
V2
Vout
V1
V2
4E
3E
E
5E
4E
E
3E
3E
0
4E
4E
0
2E
3E
-E
3E
4E
-E
E
0
E
2E
-
-
0
0
0
E
0
E
-E
0
-E
0
0
0
-2E
-3E
E
-E
0
-E
-3E
-3E
0
-2E
-
-
-4E
-3E
-E
-3E
-4E
E
-4E
-4E
0
-5E
-4E
-E
21
La tabla 1.4 muestra el caso en que Vdc1 = Vdc2 = E (inversor multinivel
con tensiones no escaladas). Se puede apreciar que en este caso sólo pueden
generarse cinco niveles: dos positivos, dos negativos y el cero. Además existe
redundancia en la forma en que pueden generarse algunos niveles, como por ejemplo
el “cero” que puede generarse de tres formas diferentes. Para la tabla 1.5, donde Vdc1
= 2·Vdc2 = 2E, se pueden formar siete niveles: tres positivos, tres negativos y el cero.
En este caso también existe redundancia en la formación de un nivel, el E. Para la
tabla 1.6, en que los voltajes se escalan multiplicados por tres, se pueden obtener
nueve niveles: cuatro positivos, cuatro negativos y el cero. En este caso en particular,
no existe redundancia. Por último, para la tabla 1.7, en que un voltaje es cuatro veces
mayor que el otro, también pueden formarse nueve niveles: cuatro positivos, cuatro
negativos y el cero, sin existir tampoco existen redundancias. Sin embargo, los
niveles de voltaje 2E y -2E no pueden ser generados. Cabe recordar sin embargo, que
en cada puente “H” individual, existe redundancia interna para generar el nivel cero,
lo que quedó de manifiesto en la Tabla 1.1, donde se ve que éste puede ser generado
de dos formas diferentes.
Entonces se puede concluir que hay una razón óptima de tensiones entre
cada puente, representada por la tabla 1.6. Basta con mirar la Tabla 1.7 para darse
cuenta que no se puede generar el nivel de voltaje 2E, por lo que esa configuración
de relaciones de voltaje no es apropiada. La siguiente ecuación (Ecuación 1.1) es
válida para encontrar la razón entre los voltajes que maximiza el número de niveles,
dado el número de estados de cada puente [11]:
Vdc (i −1) =
ni − 1
⋅ Vdc i , i = 1,3,....( N − 1)
ni ⋅ (ni −1 − 1)
donde,
(1.1)
N : número de puentes "H" del inversor
ni : número de niveles de voltaje que puede entregar el i-esimo puente
Vdc i : Fuente DC del i-esimo puente
De acuerdo con la ecuación anterior, para un inversor compuesto sólo de
módulos de tres estados (+Vdc, 0 y –Vdc) en cascada, como los puentes “H”, ni = 3,
ni-1 = ni, el número de niveles puede ser maximizado si 3·Vdc(i-1)= Vdci, es decir,
22
fuentes escaladas en potencias de tres. De este análisis se desprende que los
inversores multietapa con tensiones no escaladas no son aprovechados al máximo,
por lo que es preferible que las diferentes etapas sean escaladas en tensión,
lográndose el óptimo de niveles cuando los puentes se escalan en potencias de tres.
En este último caso, para una cascada de N puentes, el número de niveles resultantes
se eleva a los 3N.
1.3.
Objetivos de la memoria
Esta memoria trata sobre el diseño y construcción de un inversor trifásico
multinivel. Se utilizó la tecnología de puentes “H” en cascada, con tensiones de
alimentación escaladas en potencia de tres para maximizar el número de niveles. El
inversor desarrollado consta de cuatro etapas por fase (N = 4), por lo que el número
de niveles se eleva a 81 (34): cuarenta niveles de tensión positivos, cuarenta
negativos y el nivel “cero”. Como puede apreciarse, el número de niveles logrados es
enorme en relación a las fuentes independientes utilizadas en cada fase (sólo cuatro),
lo que permitirá el control de la tensión de este inversor sin usar modulación PWM,
es decir, sólo modulado por amplitud. De esta forma, se podrán aprovechar ventajas
tales como baja frecuencia de conmutación y fuentes de voltaje pequeñas utilizando
el escalamiento de las tensiones de alimentación.
Los capítulos siguientes explican las diferentes etapas de diseño,
construcción simulaciones y pruebas experimentales relacionados con el prototipo de
81 niveles anteriormente indicado.
En el Capítulo II se muestran las características del inversor construido,
el cual puede generar ochenta y un niveles de tensión diferentes. Se verá la
importancia que tiene el escalamiento en potencia de tres, tanto para las frecuencias
de conmutación como para la posibilidad de ligar las fuentes escaladas de baja
tensión.
En el Capítulo III se presentan algunas simulaciones computacionales
para mostrar el funcionamiento del inversor, tales como formas de onda de corrientes
voltajes y potencias en cada puente, para alimentar la carga trifásica. También se
23
hacen comparaciones con la modulación PWM para apreciar las enormes ventajas
que presenta esta nueva topología.
En el Capítulo IV se describen las diferentes etapas de diseño y
construcción del inversor antes mencionado, mostrando cada etapa de su elaboración
con figuras y fotografías.
En el Capítulo V se muestran los resultados experimentales obtenidos, y
se comparan con simulaciones bajo las mismas características de operación.
Finalmente, en el Capítulo VI se presentan las conclusiones del trabajo
realizado y se proponen trabajos a futuro con la tecnología multinivel.
24
II.
2.1.
CARACTERÍSTICAS DE UN INVERSOR DE CUATRO ETAPAS Y
OCHENTA Y UN NIVELES.
Introducción
Como se dijo en el capítulo anterior, los inversores multinivel pueden, si
el número de niveles es elevado, trabajar sólo con modulación de amplitud y
prescindir del PWM, permitiendo frecuencias de modulación de los semiconductores
muy bajas. Un elevado número de niveles de escalonamiento de tensión hace,
además, la salida del inversor más limpia, obteniendo ondas de corriente y voltaje
casi perfectas, reduciendo a valores despreciables las indeseadas armónicas.
Debido a que esta Memoria trata en particular sobre el diseño y
construcción de un inversor trifásico de 4 etapas y 81 niveles, se ha dedicado este
capítulo a explicar sus características relevantes. Un inversor del tipo puentes “H” en
cascada de cuatro etapas, es uno que consta de cuatro puentes “H” en serie, con una
fuente DC independiente para cada uno, como muestra la Figura 2.1. En la sección
1.3 de esta memoria, se habló de la maximización de los niveles en relación al
escalonamiento de los voltajes de un inversor multinivel, utilizando puentes “H” en
cascada y se dedujo que lo óptimo es utilizar una relación 3·Vdc(i-1)= Vdci. Aplicando
este escalonamiento en potencia de 3, con N = 4 puentes se obtienen 81 (34) niveles
de voltaje diferentes: 40 positivos, 40 negativos y el cero.
Debido al escalonamiento en potencia de tres, las fuentes de tensión que
alimentan los sucesivos puentes “H” de la cadena, decrecen rápidamente y con ello
la potencia que estos puentes entregan a la carga. De hecho, y como se verá mas
adelante, sólo un puente de la cadena maneja más del 80 % de la potencia
transferida, por lo que este puente en particular recibirá el nombre de Maestro. El
Maestro es el puente “H” que está en la parte inferior de la Figura 2.1, ya que
justamente es el que tiene el mayor voltaje. El resto de los puentes “H” serán
llamados Esclavos. El Maestro, además, es el que trabaja a menor frecuencia de
conmutación, mientras que el Esclavo superior de la cadena presenta las
características inversas, es decir, la mayor frecuencia de conmutación, pero el menor
voltaje, lo que es una ventaja en este tipo de topologías.
25
Esclavo 3
V dc
Esclavo 2
3·V dc
V ac
Esclavo 1
M aestro
9·V dc
27·V dc
Figura 2.1: Inversor de tipo puentes “H” en cascada, de 4 etapas y 81 niveles (una
fase).
La Figura 2.2 muestra las frecuencias de conmutación resultantes en cada
uno de los cuatro puentes de una fase del inversor, para una salida de tensión
sinusoidal con 81 escalones. Si las tensiones de la figura se suman, se obtendrá una
forma de onda aproximadamente sinusoidal, con 40 escalones positivos, 40
negativos y un nivel cero Volts.
26
Figura 2.2: Frecuencias de conmutación de los 4 puentes en el inversor de 81 niveles.
Nótese en la figura 2.2 el escalonamiento de tensiones. La simulación
muestra para el Maestro, un nivel máximo de alrededor de 60 Volts, para el Esclavo
1, de alrededor de 20 Volts, para el 2 en el entorno de 7 Volts y para el 1 de poco
mas de 2 Volts, es decir se aprecia claramente el escalonamiento en potencia de 3 de
las tensiones, en los cuatro puentes de la cascada. Con 81 niveles de voltaje, el
inversor puede obtener una onda sinusoidal casi perfecta, como se aprecia en la
Figura 2.3, en la que además se muestra el resultado con inversores de menor número
de niveles.
27
3Niveles
11Niveles
150,00
150,00
100,00
100,00
THD=24,6%
50,00
0,00
0,00
-50,00
0,01
0,01
0,00
0,02
0,00
-50,00
0,02
THD=4,6 %
50,00
-100,00
-100,00
-150,00
-150,00
0,01
0,02
0,02
31Niveles
21Niveles
150,00
150,00
100,00
100,00
THD=1,9 %
50,00
0,00
0,00
-50,00
0,01
0,01
0,01
0,02
THD=1,1 %
50,00
0,02
0,00
0,00
-50,00
-100,00
-100,00
-150,00
-150,00
0,01
0,01
0,02
81Niveles
150
100
THD=0,3 %
50
0
-50
0
0,005
0,01
0,015
0,02
-100
-150
Figura 2.3: Comparación de ondas de salida de inversores de 3, 11, 21, 31 y 81
niveles.
0,02
28
De la figura 2.3 se puede constatar lo que se dijo en 1.1: que a mayor
número de niveles, mejor es la forma de la onda y, por lo tanto, menor distorsión
armónica, por lo que los 81 niveles sintetizados en el inversor construido son
suficientes para mostrar las ventajas de esta topología. En la Figura 2.4, se aprecia la
modulación de amplitud de un convertidor de 81 niveles obtenida mediante el
apagado o encendido de cada uno de los cuatro puentes “H” que lo conforman. Las
formas de onda de las frecuencias de conmutación mostradas en la Figura 2.2
correspondían a una modulación del 100%.
100 %
VAC [%]
75 %
50 %
25 %
Figura 2.4: El efecto de la modulación por amplitud.
Otra configuración posible para un inversor de cuatro etapas y 81
niveles, es la que se muestra en la figura 2.5, en la que el uso de transformadores
independientes con sus secundarios conectados en serie es presentada. La ventaja
principal de esta configuración es que no requiere de fuentes independientes de
tensión continua. Todos los puentes, incluyendo las tres fases, pueden ir conectados
a una única fuente de alimentación continua Vdc.
29
a:1
a:3
Vac
a:9
a:27
Vdc
Figura 2.5: Esquema de un inversor con transformadores de salida.
Se observa en esta topología que el escalamiento en potencia de tres de
los voltajes continuos de alimentación queda ahora transferido a la relación
primario/secundario de los transformadores de cada uno de los puentes “H”. La
diferencia principal con el sistema mostrado en la Figura 2.1 es que esta
configuración es apta para sistemas de frecuencia fija (50 ó 60 Hz) por lo que se
presta perfectamente para ser ocupada como rectificador de frente activo,
compensador de reactivos o como filtro activo [1]. Detalles de esta configuración
pueden ser encontrados en la referencia [12].
30
2.2.
Características del Prototipo
Debido a la relación de potencia de tres entre los sucesivos voltajes de
los cuatro puentes o etapas, el inversor multinivel construido ha maximizado la
cantidad de niveles posibles, lográndose 81 niveles con sólo cuatro puentes “H” en
cascada.
Debido a que el puente que maneja mayor voltaje, opera a frecuencias
menores, y viceversa (figura 2.2), la distribución de potencia no es igual para todos
los puentes. Más aún, la mayor parte de esta se la lleva el Maestro, razón por la cual
lleva ese nombre. Para apreciar esta característica, la Figura 2.6 muestra las
potencias de los distintos puentes para una carga puramente resistiva. La explicación
de este fenómeno en la distribución de potencia se debe a que los esclavos modulan
la tensión de tal forma que entregan y reciben potencia activa desde su fuente de
tensión muchas veces en un período, lo que da como resultado potencias medias muy
reducidas en los esclavos, las que incluso pueden llegar a ser negativas bajo ciertas
condiciones de la carga (inductiva, negativa, etc.).
Figura 2.6: Distribución de potencias para una carga puramente resistiva (Cosϕ=1)
31
Como la potencia es tan desigualmente distribuida, se constata que las
fuentes DC requeridas por los Esclavos resultan ser pequeñas. Esta característica
permite pensar en el uso de fuentes de tensión para los Esclavos, alimentadas desde
la misma fuente del Maestro (fuentes conmutadas DC-DC). No obstante, y como ya
se ha mencionado, la potencia en los Esclavos fluye bidireccionalmente. Además, las
fuentes de cada uno de los cuatro puentes “H” deben ser independientes, es decir, sin
referencia común, pues lo que en principio se está haciendo con este inversor es
sumar, restar o sacar cada una de estas fuentes para ir generando la corriente alterna
escalonada. Por lo tanto, estas pequeñas fuentes DC-DC para alimentar los Esclavos
desde el Maestro, deben ser bidireccionales y al mismo tiempo aisladas
galvánicamente del Maestro y de los mismos Esclavos entre sí.
En el siguiente gráfico de la Figura 2.7 se pueden apreciar las potencias
de cada uno de los puentes, para distintas frecuencias de operación de un motor de
inducción. Del gráfico, y tal como se hizo ver anteriormente, se puede apreciar que
existen circunstancias donde las fuentes absorben potencia en vez de entregarla (en
el gráfico se aprecian como valores negativos). Es por esto que el uso de fuentes DCDC bidireccionales, para alimentar a los Esclavos, es una exigencia ineludible.
Además, como los Esclavos manejan potencias relativamente bajas en relación al
Maestro, la utilización de estas fuentes no involucra nuevos componentes pesados y
costosos. La Figura 2.8 muestra una fuente DC-DC bidireccional que puede ser
usada para este propósito. Este diseño cumple con el otro requisito obligatorio de
tener aislación galvánica (a través de un transformador de alta frecuencia), para
mantener las referencias independientes.
Debido a que en este trabajo de memoria las fuentes que se diseñaron y
construyeron no son bidireccionales, es necesario por ahora no operar el inversor
donde las fuentes absorban potencia, es decir, con factores de potencia pequeños o
con cargas que entreguen potencia hacia el lado de tensión continua. No obstante, en
otro trabajo de memoria se está trabajando en estas fuentes bidireccionales para
permitir al inversor operar con todas sus capacidades.
32
20000
Total Power
Master
Slave 1
Slave 2
Slave 3
Power (Watts)
15000
10000
5000
0
0
10
20
30
40
50
60
70
80
90
100
-5000
Frecuency (Hz)
Figura 2.7: Distribución de potencias para distintitas frecuencias en un motor de
inducción de 20 kW por fase.
a:1
Salida DC
para Esclavo
Entrada DC
del Maestro
Figura 2.8: Esquema de una fuente DC-DC bidireccional.
33
2.3.
Control del Inversor
A pesar que este tema está fuera del alcance de esta memoria, se hará una
pequeña explicación del control que se desarrolló para poner en funcionamiento el
inversor. Para esto se programó un DSP (Digital Signal Processor) de Texas
Instruments, modelo TMS320F241, el cual se encarga de generar las señales de
encendido de los transistores en los puentes “H”, para sintetizar la onda sinusoidal
deseada.
El control se basa en sacar una tabla predeterminada de 16 bits (uno para
cada uno de los cuatro transistores de los cuatro puentes “H”), grabada en la
memoria del DSP, por los puertos de salida de éste, a una frecuencia fija, dada por
interrupciones de timer. Debido a que los puertos del DSP son de 8 bits, se tuvo que
ocupar dos de estos para sintetizar la onda.
Como los puentes tienen tres estados (+Vdc, 0 y –Vdc) y están escalados
en potencia de 3, la tabla grabada en la memoria fue diseñada tal como muestra la
Tabla 2.1. Los valores de voltaje de salida que se observan en la tabla son porque se
ha elegido para el Maestro una fuente de voltaje DC de 63 volts. De allí resulta el
escalamiento de 63, 21, 7 y 2,33 volts. Los “peldaños” de la tensión resultante son
iguales a la tensión más pequeña que corresponde al Esclavo 3, es decir, de 2,33
volts. También el valor 2,33 es el valor más pequeño de tensión que se puede generar
después del cero. El valor máximo de tensión en la salida, es igual a la suma de las
tensiones continuas de los cuatro puentes, es decir, 63+21+7+2,33=93,33 volts. El
mismo valor mínimo negativo se alcanza cuando los cuatro puentes entregan las
tensiones continuas invertidas hacia la carga. Con la configuración de tensiones en
“base tres” (potencia de tres) implementada, cualquier valor de voltaje a la salida,
entre 93,33 y -93,33 volts, con escalones de 2,33 volts puede ser generado. Por lo
tanto, lo que hace el DSP es aproximar el valor análogo de una referencia al valor
escalonado más cercano posible. Por ejemplo, si la referencia instantánea es 54%,
este porcentaje corresponde a un valor de 93,33·0,54=50,4 volts. El escalón más
cercano a este valor es el 51,33, que es igual a 63-21+7+2,33 y tiene una diferencia
con la referencia de sólo 0,93 volts. Por lo tanto, el DSP generará una señal de salida
instantánea en la que se ordena al Maestro generar 63 volts, al Esclavo 1 -21 volts,
al Esclavo 2 7 volts y al Esclavo 3 2,33 volts.
34
Tabla 2.1: Tabla de estado de los puentes para obtener todos los voltajes.
Voltaje de Salida (V)
Maestro
Esclavo 1
Esclavo 2
Esclavo 3
0
0
0
0
0
2,33
0
0
0
1
4,66
0
0
1
-1
7
0
0
1
0
9,33
0
0
1
1
11,66
0
1
-1
-1
14
0
1
-1
0
16,33
0
1
-1
1
18,66
0
1
0
-1
21
0
1
0
0
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
51,33
1
-1
1
1
·
·
·
·
·
·
·
·
·
·
93,33
1
1
1
1
En base a esta tabla, se construye a su vez, la tabla binaria del DSP para
encender o apagar los semiconductores de cada puente “H”. La figura 2.9 muestra
nuevamente uno de los cuatro puentes “H” de la cascada, en donde los
semiconductores aparecen como S1, S2, S3 y S4. Para obtener una salida positiva en el
puente respectivo, se deben cerrar sólo las válvulas S1 y S4; para obtener una salida
cero, se deben cerrar S1 y S2 (ó S3 y S4) y para obtener una salida negativa se deben
cerrar sólo las válvulas S2 y S3. En el ejemplo del párrafo anterior, el DSP ordenará
al Maestro, al Esclavo 2 y al Esclavo 3 cerrar sus respectivas válvulas S1 y S4, en
tanto que ordenará al Esclavo 1 a cerrar (o encender) sus válvulas (o transistores) S2
y S3.
35
S1
S2
+
Vdc
S3
Vab
S4
Figura 2.9: Esquema del Puente “H” usado.
El detalle del programa, realizado en lenguaje ASSEMBLER, se adjunta
en el Anexo B de esta memoria.
2.4.
Aplicaciones del Inversor Multinivel Construido
Filtros activos de potencia, rectificadores de corriente sinusoidales,
accionadores de motores y compensadores de reactivos son algunas de las
aplicaciones de los inversores multinivel. Sin embargo, el inversor fue diseñado
específicamente para accionamientos trifásicos, sean estos con máquinas de
inducción o síncronas.
Una posible configuración para este tipo de aplicación es la que se
muestra a continuación (Figura 2.10)
36
V1S3
V1S2
V1S1
V1M
V2S3
V2S2
V2S1
V2M
Esclavo 3
Esclavo 2
Esclavo 1
Motor
Maestro
Esclavo 3
Esclavo 3
Esclavo 2
Esclavo 2
Esclavo 1
Esclavo 1
Maestro
Maestro
Figura 2.10: Sistema para alimentar motores con fuentes independientes.
Como se puede apreciar, el sistema consta de tres inversores
independientes, donde cada uno de los cuatro puentes “H” que forman una fase está
alimentado por fuentes DC independientes. Debido a esta característica, las bobinas
del motor usado pueden estar conectadas en estrella (neutro común) debido a la
independencia de las tierras de los tres inversores. Sin embargo, esta configuración
tiene un gran problema: la cantidad de fuentes DC independientes que se requieren.
Ahora, si se contara con las fuentes DC-DC bidireccionales antes propuestas en la
Figura 2.8, el sistema podría simplificarse y utilizar una sola fuente común de
tensión continua como el mostrado en la figura 2.11.
V3S3
V3S2
V3S1
V3M
37
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Esclavo 3
Esclavo 2
Esclavo 1
Motor
Maestro
Esclavo 3
Esclavo 3
Esclavo 2
Esclavo 2
Esclavo 1
Esclavo 1
Maestro
Maestro
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Figura 2.11: Sistema para alimentar motores con fuentes DC-DC bidireccionales.
Efectivamente se puede apreciar que con esta configuración sólo es
necesaria una fuente DC para todo el sistema, siendo reemplazadas todas las fuentes
DC independientes de la Figura 2.10, por fuentes DC-DC bidireccionales, aisladas
galvánicamente. Sin embargo, el uso de fuentes DC-DC bidireccionales en los
Maestros no debe permitirse, pues como ya se ha visto, ellos manejan más del 80%
de la potencia, lo que significaría construir enormes y costosas fuentes
bidireccionales. Una forma de eliminar estas fuentes es utilizando motores con sus
devanados trifásicos independientes, como se observa en la figura 2.12, lo que
permite que los Maestros de las tres fases sean directamente alimentados de la
misma fuente de tensión, sin necesidad de aislación galvánica.
38
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Esclavo 3
VMaster
Esclavo 2
Esclavo 1
Motor
Maestro
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Esclavo 3
Esclavo 3
Esclavo 2
Esclavo 2
Esclavo 1
Esclavo 1
Maestro
Maestro
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Fuente DC-DC
Bidireccional
Figura 2.12: Diagrama de un motor con bobinas independientes.
El sistema que se construyó en esta memoria, es capaz de utilizar
cualquiera de las configuraciones anteriores. Actualmente, y provisoriamente, se
tiene un sistema con fuentes DC fijas e independientes como el mostrado en 2.10,
pero una vez que se construyan las fuentes bidireccionales se puede ocupar
cualquiera de las configuraciones anteriores.
El próximo capítulo mostrará algunas simulaciones computacionales
realizadas en un inversor de cuatro etapas y 81 niveles como el que se ha descrito en
este capítulo. Allí se podrán apreciar las virtudes que posee este tipo de topología
frente a otras más convencionales.
39
III.
SIMULACIONES DEL INVERSOR CONSTRUIDO
En este capitulo, se presentan algunas simulaciones de la topología
propuesta. Estas simulaciones fueron obtenidas usando el programa PSIM (Power
Electronics Simulator), el cual presenta ventajas de velocidad de procesamiento en
relación al PSpice y también mayor número de componentes especializados [13].
En la sección 2.1 de esta memoria, se habló sobre la modulación de
voltaje de los inversores multinivel. También se mostró la modulación de voltaje de
cada uno de los cuatro puentes “H”, en la que se observaba el escalamiento en
potencia de 3 de las tensiones. Estos voltajes se muestran nuevamente en la Figura
3.1 con el objeto de apreciar, en la Figura 3.2, cómo la suma de estos cuatro
oscilogramas genera la tensión sinusoidal escalonada.
Figura 3.1: Modulación de voltaje de los cuatro puentes “H” del inversor multinivel.
40
Figura 3.2: Formación de la onda de voltaje alterna del inversor de 81 niveles.
La figura 3.2(a) muestra la salida del inversor si sólo fuese formada por
la fuente DC del Esclavo 3. Si a esa onda, se le suma el voltaje de salida del Esclavo
2 (característica de la configuración puentes “H” en cascada), se obtiene la figura
3.2(b). Ahora, si a la onda de la figura 3.2(b) se le suma la salida de voltaje del
Esclavo 1, se obtiene la forma de onda de la figura 3.2(c). Por último, si a esa onda
41
se le suma el voltaje del Maestro se obtiene la onda sinusoidal que se muestra en
3.2(d).
Las corrientes en el lado de la fuente DC de cada uno de los puentes “H”
se muestran en la figura 3.3, donde se comparan las corrientes para una carga
puramente resistiva con las corrientes de una carga R-L (f.p.=0,11). Hay que destacar
que los sistemas que se comparan, tienen el mismo valor de potencia activa.
Figura 3.3: Corrientes de los puentes “H” para una carga (a) resistiva e (b) inductiva.
La potencia de cada uno de los puentes “H”, tiene la misma forma de
onda que la figura 3.3 con la diferencia que cada una de las corrientes está
amplificada por un valor constante, que corresponde al valor de la fuente de
alimentación DC del puente respectivo. Se puede demostrar que las potencias de los
puentes “H” cambian de forma con la carga, pero los porcentajes de participación de
cada puente sobre la potencia total no. El puente Maestro coopera con casi el 81%, el
42
Esclavo 1 con casi el 16%, el Esclavo 2 con menos del 3% y el Esclavo 3 con menos
del 0,5%.
La forma de la corriente resultante para cada caso de la Figura 3.3 se
puede apreciar en la figura 3.4.
Figura 3.4: Corrientes de salida del inversor para una carga (a) resistiva e (b)
inductiva.
A pesar de que el intervalo de graficado es el mismo, se puede apreciar
que hay diferencias esperadas entre las corrientes: 1) el retraso de fase que presenta
la corriente inductiva y 2) el alisamiento de la corriente en el segundo caso por
efecto de filtrado de la carga inductiva.
Para ver las ventajas del inversor construido en relación a técnicas más
convencionales, se realizó una comparación bajo las mismas características, entre un
43
inversor monofásico PWM y una fase del inversor de 81 niveles construido. Ambos
diagramas de simulación generados para el PSIM se muestran en la Figura 3.5.
Figura 3.5: Diagrama en PSIM de los inversores usados para las simulaciones.
La Figura 3.6 presenta una comparación entre los voltajes de salida de
ambos inversores. La curva de voltaje de color rojo, corresponde al inversor PWM y
la azul al inversor Multinivel.
Se puede apreciar claramente que no hay ninguna comparación posible
en cuanto a calidad, entre la onda del inversor PWM y la del inversor multinivel.
Además, mirando la forma del voltaje de salida del inversor PWM, se puede concluir
que las frecuencias de conmutación de los semiconductores son mucho mayores en
esta topología. El PWM se ve prácticamente como una gran mancha roja en la figura,
lo que puede compararse con la baja conmutación apreciada para cualquiera de los
puentes “H” del multinivel en la Figura 3.1. Es por esta razón que las pérdidas por
conmutación resultan menores en el inversor multinivel.
44
Figura 3.6: Voltajes de Salida de los Inversores; en rojo: PWM; en azul 81 niveles.
A continuación, en la Figura 3.7, se comparan las corrientes para una
carga R-L del inversor PWM y del inversor Multinivel. En ambos casos la carga R-L
es la misma. Se aprecia una obvia diferencia en la calidad de la corriente generada
por el inversor de 81 niveles, la cual aparece a la vista como una sinusoide perfecta.
Además, las simulaciones muestran que el número de niveles elegido es más que
suficiente para lograr corrientes casi exentas de contenido armónico, por lo que
agregar un quinto puente a la cascada (para generar 243 niveles) no tendría ningún
sentido práctico. Por lo tanto, tal complejidad adicional no se justificaría. Con este
tipo de corriente, se elimina el torque pulsante de un motor, mejorando su eficiencia
y evitando su desgaste. En la simulación, el inversor PWM trabaja con una
frecuencia de la onda portadora de 10 kHz.
45
Figura 3.7: Corrientes de Salida de los Inversores PWM (arriba) y Multinivel
(abajo).
A continuación se presentan algunas simulaciones del inversor multinivel
aplicado a un motor de 3kW. Su circuito equivalente por fase se muestra en la Figura
3.8. El motor opera con un deslizamiento de 0,034, definido a la frecuencia de 50 Hz.
En la figura 3.9 se muestran las formas de onda de voltaje, corriente y potencia para
una fase del motor. Los resultados son tan buenos que casi parecen obtenidos desde
una alimentación sinusoidal convencional.
46
Figura 3.8: Modelo del motor de inducción utilizado para las simulaciones.
Figura 3.9: Formas de onda generadas por el inversor multinivel: a) voltaje y
corriente del motor de inducción, b) potencia del motor en una fase.
47
Las mismas ondas de la Figura 3.9 pueden ahora graficarse para el
inversor PWM, donde se obtienen las mostradas en la Figura 3.10.
Corriente
Voltaje
a)
b)
Figura 3.10: Formas de onda generadas por el Inversor PWM: a) voltaje y corriente
del motor de inducción, b) potencia del motor en una fase.
Se puede apreciar con claridad la diferencia en calidad de las ondas entre
ambos inversores. Por lo tanto, luego de estas comparaciones se puede ver la gran
ventaja de las formas de onda de la corriente y el voltaje del inversor multinivel
versus un típico inversor PWM, y se puede entender por qué es tan atractivo este tipo
de topología.
En el capítulo siguiente se describirán los detalles del diseño y
construcción del prototipo de 81 niveles ya explicado.
48
IV.
4.1.
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DEL PROTOTIPO
Introducción
En este capitulo se describe la forma en que se llevó a cabo la
construcción del prototipo: un inversor de 4 etapas y 81 niveles. El trabajo se dividió
principalmente en cuatro actividades: i) el diseño y construcción del circuito de
potencia, ii) el diseño y construcción de la tarjeta de control del circuito de potencia,
iii) el diseño y construcción de las fuentes DC para los Esclavos y iv) el diseño y
construcción de la base y distribución de componentes. Todo esto se muestra en el
diagrama de la Figura 4.1.
Diseño y
Construcción de un
Inversor Multinivel
Construcción del
Disipador
Construcción del
Inversor
Construcción de las
Fuentes DC
Instalacion en Base
y Conexiones
Figura 4.1: Diagrama de las Actividades Realizadas.
49
4.1.1. Elección de Semiconductores y Circuito de Disparo
Dada la escasez de recursos económicos del proyecto y debido a que se
quiere diseñar un inversor trifásico de cuatro etapas, las válvulas MOSFET
requeridas para el inversor, deberán ser de bajo costo y fácil adquisición en el
mercado nacional. De este modo se podrá contar con repuestos de rápido acceso en
caso de ser necesario. Por estas razones, los semiconductores seleccionados fueron:
el transistor MOSFET de potencia IRF540 (100 V – 28 A) para los puentes Esclavos,
y el MOSFET IRFP250 (200 V – 33 A) para el puente Maestro. Con estos
componentes, el inversor puede trabajar con una tensión máxima definida por los
MOSFETS utilizados en el puente principal, es decir, 200 Volts. Ello define una
tensión nominal de trabajo de este puente de unos 90 Volts para tener un margen de
seguridad adecuado. Sin embargo, se utilizó provisoriamente un voltaje de 63 Volts
en el Maestro pensando en la posibilidad de utilizar como fuente de alimentación un
banco de ultracapacitores de 63 Volts de tensión nominal existente en el laboratorio,
para experimentos de frenado generativo. La tabla 4.1 muestra los valores actuales y
los definitivos a los que el inversor podrá trabajar dadas las capacidades de los
semiconductores del sistema.
Tabla 4.1: Voltajes, Corriente continua media, y Potencias Aparentes de cada puente.
Voltaje (V)
Puente
Actual
Corriente (A)
Definitivo
Lado C.C.
Potencia (VA)
Actual
Definitiva
Esclavo 3
2,33
3,33
3
7
10
Esclavo 2
7
10
6
42
60
Esclavo 1
21
30
10
210
300
Maestro
63
90
16
1008
1440
93,33
133,33
1.267
1.810
Total
Por lo tanto, el inversor tiene ahora una capacidad de 3,8 kVA, lo que
permite controlar motores de hasta 3 kW a cosϕ=0,8. Una vez completadas las
diferentes etapas de su implementación, y con las fuentes bidireccionales definitivas,
podrá controlar motores de hasta 4,5 kW operando a cosϕ=0,82.
50
4.1.2. Características Técnicas del Prototipo
Los transistores MOSFET de potencia mencionados en la sección
anterior son los que definieron la capacidad en VA del inversor multinivel. Como
estos transistores deben disipar potencia, es necesario instalarlos sobre elementos
disipadores de calor. Estos elementos son generalmente de muy alto costo, por lo que
era necesario buscar alternativas económicas. Esta razón llevó a pensar en la
posibilidad de utilizar perfiles de aluminio de tipo estándar, como aquellos utilizados
en marcos de puertas o ventanas, y adaptarlos como disipadores. Buscando un perfil
adecuado para tal efecto, se llegó a uno de sección rectangular de 7,5 cm. x 2,5 cm.
Cada una de las tres fases del inversor de cuatro etapas está compuesta
de ocho rectángulos de aluminio como el descrito, de 20 cm. x 7,5 cm. x 2,5 cm.
(Fig. 4.2). Estos perfiles, están unidos mediante separadores aislantes de madera de 3
cm. x 3 cm. para mantenerlos eléctricamente separados. Sobre cada disipador se
fueron montando los transistores MOSFET según se explicará más adelante.
Figura 4.2: Perfil de sección rectangular usado como disipador.
51
Como se mencionó anteriormente, para este proyecto se eligieron dos
tipos de MOSFET, el IRFP250 y el IRF540. A su vez, para controlar su encendido y
apagado se eligió un circuito de compuerta que permite manejar dos transistores de
una misma rama del puente “H” simultáneamente: el chip IR2113. A continuación se
detallan aspectos técnicos de los MOSFET y del controlador de compuerta
mencionado.
1. IRFP250: El inversor utiliza un total de doce de estas válvulas, cuatro
para cada uno de los tres puentes “H” Maestro de cada fase. Las
características principales de este semiconductor son:
•
33 Amperes
•
200 Volts
•
Máxima disipación de Potencia: 180 W
•
Temperatura de Operación (Tj): desde -55 a 150 °C
•
Retardo de encendido: 18 nS
•
Retardo de apagado: 70 nS
•
Encapsulado: TO-247
2. IRF540: Los tres puentes “H” Esclavos de cada una de las tres fases
utilizan este mismo semiconductor. Esto da un total de treinta y seis de
estos semiconductores, cuyas características principales son:
•
28 Amperes
•
100 Volts
•
Máxima disipación de Potencia: 120 W
•
Temperatura de Operación (Tj): desde -55 a 175 °C
•
Retardo de encendido: 15 nS
•
Retardo de apagado: 40 nS
•
Encapsulado: TO-220
52
3. IR2113: Los transistores necesitan de circuitos de disparo para poder ser
controlados. Específicamente, los MOSFETS necesitan un voltaje VGS
entre la Compuerta (Gate) y el Surtidor (Source), de entre 10 y 20 Volts
para un pleno encendido. Los dispositivos diseñados para tal efecto son
los controladores de compuerta, más conocidos por su nombre inglés de
“drivers”. Para este proyecto se ocuparán veinticuatro drivers IR2113,
ocho para cada fase. Las características principales de este chip son:
4.2.
•
Rango de Voltaje bus DC: -0,3 a 625 Volts.
•
Rango de Voltaje para Gate: -0,3 a 25 Volts.
•
Máxima disipación de Potencia: 1,6 W
•
Temperatura de Juntura Máxima (Tj): 150 °C
•
Retardo de encendido: 120 nS
•
Retardo de apagado: 94 nS
Diseño Térmico Circuito de Potencia
Para evitar la destrucción del semiconductor, es imprescindible que
nunca se sobrepase la temperatura de juntura máxima especificada por el fabricante
(125 ºC para el IRFP250 y 150 ºC para el IRF540). Así, para asegurar un
funcionamiento correcto y sin interrupciones se debe resguardar que, bajo
condiciones normales de operación, la temperatura de juntura nunca llegue a 125 ºC.
4.2.1. Diseño Térmico del Disipador
El modelo de temperaturas se confecciona con las resistencias térmicas
especificadas por el fabricante, la resistencia térmica del disipador y la temperatura
ambiente. Para el aparato en cuestión se confeccionó el modelo que se muestra en la
figura 4.3.
53
RJC
TJ
RCD
TC
RDA
TD
PDIS
TA
Figura 4.3: Modelo térmico.
En el modelo, PDIS representa la potencia de pérdida disipada por el
MOSFET. A su vez, RJC representa la resistencia térmica entre la juntura del
MOSFET y la carcasa del aparato, RCD la resistencia térmica entre la carcasa del
aparato y el disipador de calor y RDA la resistencia térmica entre el disipador y el
ambiente (disipador de aluminio propiamente tal). Por su parte, TJ representa la
temperatura de la juntura del MOSFET, TC la temperatura de la carcasa, TD la
temperatura del disipador y TA la temperatura ambiente.
Las temperaturas de la carcasa y de las junturas del MOSFET se calculan
en función de las resistencias térmicas y la potencia de pérdida. Estas temperaturas
se determinan en forma simbólica en las ecuaciones 4.1 y 4.2.
TC = TA + (RCD + RDA ) ⋅ Pdis
(4.1)
TJ = TA + (RCD + RDA + RJC ) ⋅ Pdis
(4.2)
Por otro lado, la potencia disipada total es igual a la potencia disipada
por conducción y la potencia disipada en el diodo (Ecuación 4.3). Según los datos
técnicos (Data Sheet) que se acompañan en el Anexo F, y asumiendo una potencia
media de 1.000 W para el Maestro (puente de mayor potencia), con las fuentes
provisorias actuales, se desprende un valor de potencia de pérdidas de 24 W.
54
PDIS = Max { PDIS (Conduc), PDIS ( Diodo)}
PDIS = Max {[VDS ·I D ·( Duty _ Cycle) + ( EON + EOFF )· f ],[VD ·I D ]}
(4.3)
PDIS = 24W
De la potencia disipada y las ecuaciones anteriores se puede concluir que
la resistencia térmica entre el disipador de calor y el ambiente debe ser menor que
3,3 ºC/W, para poder mantener todas las temperaturas dentro de los niveles
establecidos por el fabricante (Anexo M).
4.2.2. Diseño y Construcción del Disipador
Durante la operación de los semiconductores de potencia siempre se
producen pérdidas en la conmutación y conducción. Estas pérdidas se materializan
como calor eliminado desde las junturas del semiconductor hacia el ambiente. Si el
calor no encuentra una ruta expedita para transitar hacia el ambiente, la temperatura
del semiconductor se elevará, pudiendo incluso destruirse por este motivo.
Debido a que este proyecto es un prototipo, y debido a su bajo costo, el
material elegido como disipador fue el ya mencionado perfil de aluminio de 20 cm. x
7,5 cm. x 2,5 cm.
Lo primero que se tuvo que tener en cuenta, según diseño, fue que cada
puente tiene dos MOSFETS con Drenador común y dos con Surtidor común (Figura
4.4). Como la carcasa de cada MOSFET está eléctricamente conectada el Drenador,
se optó por dejar un perfil completo para los MOSFET con Drenador común,
seguido por un perfil cortado por la mitad para los MOSFET con Surtidor común,
unidos entre sí con separadores aislantes de madera para evitar cortocircuitos.
55
Disipadores
Drenador Común
S1
S2
VDC
Vout
S3
S4
Surtidor Común
Figura 4.4: Diseño de uno de los Puentes “H”.
Debido a que los perfiles de aluminio son conductores eléctricos, se
aprovecha esta característica para utilizarlos como parte del circuito de potencia y
conectar los puentes en cascada. La figura 4.5 muestra un esquema de estas
conexiones y la figura 4.6 muestra una fotografía del paquete de disipadores para una
fase, ya terminado.
+2,33V
+
+7V
+
+21V
+
+63V
+
-
Figura 4.5: Esquema de conexiones entre disipadores de una fase.
56
Figura 4.6: Fotografía del sistema disipador terminado, para una fase.
Los detalles del diseño del disipador y del por qué de las conexiones
entre los disipadores, se encuentran en el Anexo P.
4.3.
Diseño y Construcción de la Tarjeta del Inversor
Para el desarrollo de esta tarjeta se ocupó el programa “TraxMaker
2000”, un programa especializado en el diseño de circuitos impresos. Luego de la
elección de este software, el siguiente paso fue analizar y buscar las componentes
necesarias que cumplieran con los requisitos de diseño.
Se sabe que cada fase del inversor consta de cuatro puentes “H”
conectados en serie. A su vez, cada puente “H” está formado por dos circuitos de
disparo, uno para controlar S1 y S3 y el otro para controlar S2 y S4. Lo anteriormente
expuesto se ilustra en la Figura 4.7.
57
Vdc
Circuito
de
Disparo
o
“Driver”
S1
S3
Circuito
de
Disparo
o
“Driver”
S2
VOUT
S4
Figura 4.7: Esquema de un puente “H” con sus circuitos de disparo.
Como ya se ha mencionado, el “Circuito de Disparo”, o “Driver”, se ha
implementado utilizando el circuito integrado IR2113, de International Rectifier, tal
como muestra la Figura 4.8. Estos “drivers” tienen una notable característica, pues
pueden alimentar dos MOSFETs o dos IGBTs de una misma pierna o fase, desde una
referencia común. El IR2113 permite al par de MOSFETs (o IGBTs) trabajar con
tensiones de alimentación continua de hasta 600Vdc. No obstante, como la
configuración especial de puentes “H” en cascada del inversor multinivel utiliza
fuentes de tensión continua aisladas entre sí, se requiere en este caso de aislamiento
galvánico.
Figura 4.8: Configuración del “driver” IR2113 para dos transistores.
58
Debido a lo anterior, hubo que agregar al circuito driver, un sistema de
aislamiento mediante optocuplas. Así se llega a un sistema para los drivers, con
tierras independientes entre el control y los MOSFETs, tal como se muestra en la
Figura 4.9. Esta aislación óptica se realiza con la optocupla digital modelo 6N137
Vcc
5V
Control MOSFET
Superior
10k
150p
10k
680
Optocupla
6N137
10u
1000 -1500 uF
Driver
IR-2113
0.1u
47p
15V
10u
5V
Control MOSFET
Inferior
150p
10k
680
Optocupla
6N137
0.1u
Figura 4.9: Circuito de Disparo con aislamiento mediante optocuplas.
Una vez definido el circuito de la Figura 4.9, se hizo el diseño del
circuito impreso con ayuda del mencionado programa “TraxMaker 2000”. La tarjeta
de disparo desarrollada para una sola pierna del puente “H” se muestra en la Figura
4.10.
59
Figura 4.10: Tarjeta de disparo para un par de MOSFETs.
Para quienes no estén familiarizados con el programa TraxMaker, se dará
una breve reseña:
•
Línea Roja: Línea que pasa por la cara frontal de la tarjeta.
•
Línea Azul: Línea que pasa por la cara posterior de la tarjeta.
•
Línea Negra: Texto que estará impreso en la cara frontal de la tarjeta.
• Círculos Café: Pad o argollas de metal que conectan un lado de la
tarjeta con otro.
Las líneas más gruesas son obviamente para corrientes fuertes del
circuito de potencia. En este caso, ellas están reforzadas con un conductor soldado
sobre ellas para asegurar una buena conductividad eléctrica.
Ahora, para cada puente “H” se necesitan dos tarjetas impresas como la
mostrada en la figura 4.10. Por lo tanto, para una fase de cuatro etapas, se necesitan
ocho de estas tarjetas. La tarjeta completa para una fase del inversor se presenta en la
figura 4.11:
60
Figura 4.11: Tarjeta de disparo para una Fase.
Para apreciar como quedó el disipador con su respectiva tarjeta de
disparo sobre él, se presenta la fotografía de la Figura 4.12:
61
Figura 4.12: Foto de la Tarjeta de disparo ya instalada en el Disipador de Potencia
Las componentes utilizadas para la construcción de las tarjetas, se
describen en el Anexo A.
4.4.
Diseño y Construcción de las Fuentes DC de los Esclavos
Como ya se destacó en el capítulo anterior, una de las desventajas de las
topologías multinivel de puentes “H” en cascada, es el uso de fuentes DC
independientes para el Maestro y para cada Esclavo. Afortunadamente, en el capítulo
anterior quedó de manifiesto que las fuentes de poder que alimentan los Esclavos
pueden construirse tomado potencia del Maestro, pero manteniendo la
bidireccionalidad y aislación galvánica. Además, la tarjeta “driver” ya especificada,
necesita fuentes adicionales de 5 y 15 Volts para alimentar el circuito de disparo,
cada una referida a la tierra del voltaje de entrada correspondiente a cada puente.
62
Como se mencionó en el capítulo anterior, la implementación de fuentes
bidireccionales para los Esclavos implica un trabajo extra que quedó fuera de los
alcances de esta memoria, por lo que se diseñó un sistema provisorio
transformador/rectificador/regulador para alimentar los Esclavos y también para
crear las fuentes de 5 y 15 Volts.
Este diseño de las fuentes DC de los Esclavos se dividió en dos partes: el
diseño y construcción de las fuentes en sí, y el diseño térmico de cada regulador. A
continuación se explicarán ambas divisiones por separado.
4.4.1. Diseño y Construcción de las Fuentes
Como se dijo anteriormente, debido a que la cantidad de fuentes
independientes necesarias para esta topología, es excesivamente grande, fue
necesario hacer fuentes independientes para los Esclavos y para los 5 y 15 Volts
necesarios del circuito de disparo.
De acuerdo con los voltajes elegidos para este diseño preliminar del
puente multinivel, los reguladores elegidos para tales efectos se resumen en la Tabla
4.2:
Tabla 4.2: Características de los reguladores usados.
Aplicación
Voltaje
(V)
Regulador
Rango de Voltaje
(V)
Corriente Máxima
(A)
Esclavo 3
2,333
LM 317
1,2 - 37
1,5
Esclavo 2
7
LM 338
1,2 - 32
5
Esclavo 1
21
LM 338
1,2 - 32
5
Driver 1
5
LM 7805
5
1
Driver 2
15
LM 7815
15
1
En el Anexo C de esta memoria, se detalla el diseño de los sistemas
transformador/regulador para cada fuente.
63
Como se dijo anteriormente, el sistema de fuentes DC provisorias, consta
de un regulador para el Esclavo y sus respectivas alimentaciones para el circuito de
disparo. Así, el sistema diseñado queda como muestra la Figura 4.13:
Regulador
2,33; 7 ó
21 VDC
Alimentación
Esclavos
AC 1
Regulador
15 VDC
AC 2
Alimentación circuitos
del Driver
Regulador
5 VDC
Figura 4.13: Esquema de las Fuentes DC para cada Esclavo.
Lo que se construyó entonces, fue un circuito impreso con tres de las
fuentes mostradas anteriormente, para los tres Esclavos, incluyendo además las
fuentes de 5 y 15 Volts para el Maestro. Esta tarjeta de circuito impreso se muestra
en las Figuras 4.14 y 4.15.
64
Figura 4.14: Tarjeta de las fuentes DC.
Figura 4.15: Fotografía de la tarjeta de las fuentes antes de ser armada.
65
Por su parte, la Figura 4.16 muestra una fotografía de la tarjeta ya
terminada. Se pueden apreciar los reguladores montados en sus respectivos
disipadores y al lado izquierdo de la foto, las conexiones para las diferentes entradas
de corriente alterna aisladas galvánicamente y provenientes de transformadores
independientes.
Figura 4.16: Fotografía de la tarjeta de las fuentes ya terminada.
Estas tarjetas fueron ubicadas en la parte posterior de los disipadores
(paralela a la tarjeta inversora) aisladas galvánicamente del disipador, mediante unos
soportes plásticos, para no provocar cortocircuitos.
66
4.4.2. Diseño Térmico de las Fuentes
Análogamente a la sección 4.2 de esta memoria, se obtuvo el diseño
térmico del sistema de fuentes provisorias para asegurarse que todas las temperaturas
de los componentes utilizados estén dentro de los rangos que permite el fabricante.
La siguiente tabla resume el estudio térmico (Tabla 4.3) y los detalles de
estos cálculos pueden ser encontrados en el Anexo M.
Tabla 4.3: Diseño térmico de los reguladores.
Aplicación Regulador
Potencia Media
(W)
Potencia Disipada
(W)
Resistencia Térmica
(ºC/W)
Esclavo 3
LM 317
9,3
6,9
6,7
Esclavo 2
LM 338
42,5
6,6
10,2
Esclavo 1
LM 338
114.8
28,7
1,5
Driver
LM 7805
1,2
0,8
89,55
Driver
LM 7815
3,7
0,7
109,43
4.5.
Distribución de Componentes
La distribución de los componentes se realizó pensando en un uso óptimo
del espacio, resguardando las distancias necesarias para los componentes de
potencia.
En la figura 4.17 se puede apreciar una fotografía de la distribución
elegida de los componentes, la que luego se concretó en la construcción del inversor.
67
Tarjetas de
disparo
Fase “a”
Disipadores
de perfiles
de aluminio
Fase “b”
Paquete de
Transformadores
que alimentan las
fuentes DC de
drivers y Esclavos
Fase “c”
Tarjetas
Fuentes DC
Entrada
220V
Figura 4.17: Vista en planta del prototipo completo.
Detalles sobre la distribución de las componentes y sobre las conexiones
necesarias para el funcionamiento del inversor pueden ser encontrados en el Anexo
O de esta memoria. Algunas fotografías del sistema ya montado y armado pueden ser
observadas en las Figuras 4.18, 4.19 y 4.20:
68
Figura 4.18: Fotografía del Sistema Completo.
En la Figura 4.18 se aprecia el inversor de cuatro etapas y 81 niveles
completamente terminado. Se observan claramente los bloques disipadores al lado
derecho, y el paquete de transformadores de fuente al lado izquierdo. Estos
transformadores son de tipo provisorio y su función actual es permitir la
alimentación con aislación galvánica de los tres Esclavos de cada fase y de las
fuentes “driver”. Más adelante desaparecerán para dejar lugar a las fuentes DC-DC
bidireccionales que se alimentarán desde el Maestro para suplir a cada Esclavo. Al
frente del inversor se aprecian las salidas de tensión alterna de cada fase, separadas.
Esto permite conectar la carga (motor) con sus tres fases aisladas e independientes,
con el objeto de utilizar una sola fuente de alimentación continua para los tres
Maestros.
69
Figura 4.19: Fotografía del Sistema Completo desde distintas Vistas.
La Figura 4.19 muestra algunos otros detalles del inversor completo, en
los que se pueden apreciar nuevamente los transformadores y los terminales de
potencia. En la primera fotografía se muestran nuevamente dos de las tres fases de
salida del inversor trifásico. En la segunda (arriba a la derecha), se muestran las
entradas de alimentación continua a los Maestros, las que son independientes. En
este caso se alcanzan a observar dos de las tres alimentaciones. Cabe recordar que la
intención es alimentar los tres Maestros con una sola fuente, por lo que estas tres
entradas serán conectadas en paralelo, lo que obligará a utilizar máquinas con sus
devanados independientes como se mencionó en el párrafo anterior. Los Esclavos no
tienen entradas de alimentación pues cabe recordar que ellos están siendo
alimentados actualmente por fuentes de poder unidireccionales que se suplen de los
transformadores ya aludidos. Como ya se mencionó, las fuentes DC-DC
bidireccionales ocuparán el lugar que actualmente utilizan los transformadores.
70
Figura 4.20: Fotografías del Inversor instalado en su estructura definitiva.
La Figura 4.20 muestra el inversor instalado en una estructura
especialmente diseñada para ser acoplado con otro inversor multinivel de 4 etapas y
81 niveles con transformadores de salida, diseñado por el memorista Alberto Bretón
[12], con el fin de implementar un sistema integrado AC-AC. Este sistema trabajará
de la siguiente manera: el inversor multinivel con trasformadores de salida será
conectado a la red alterna y trabajará como rectificador de corriente sinusoidal, el
cual no ensucia la red como lo hace un rectificador de onda completa convencional.
La salida continua del proceso anterior en cuestión, servirá como entrada DC común
para los tres Maestros del inversor multinivel construido en esta memoria,
entregando, gracias al control, una onda de voltaje alterna de frecuencia variable que
será utilizada en el control de motores de corriente alterna, con sus devanados
independientes. Como se dijo anteriormente, la característica del inversor con
transformadores de salida es que trabaja a frecuencia fija (debido a los
71
transformadores), por lo que no puede ser usado en la etapa de inversión del sistema
AC-AC, mientras que el inversor construido en esta memoria no tiene ese tipo de
limitaciones. Este sistema puede operar en los cuatro cuadrantes de P y Q.
En el próximo capítulo se mostrarán algunos resultados experimentales
obtenidos con el prototipo construido, en los cuales podrá apreciarse la calidad de la
operación de estos convertidores.
72
V.
5.1.
RESULTADOS EXPERIMENTALES
Introducción
En este Capítulo, se mostrarán algunos resultados obtenidos con el
prototipo implementado. Estos resultados son preliminares, pues el sistema de
control para operar las tres fases simultáneamente, el cual corresponde a otro trabajo
de Memoria de Titulación, no alcanzó a estar terminado. Por esta razón, hubo que
probar las tres fases independientemente, utilizando un sistema de control provisorio,
ya descrito en el Capitulo 2.3, el cual sólo permite controlar una fase a la vez. Todos
los detalles en relación a este control, basado en tecnología DSP, están explicados
con mayor detalle en el Anexo B de esta memoria.
5.2.
Tensiones de salida del inversor de 81 niveles
En la Figura 5.1 se presenta la onda de voltaje sintetizada por el inversor
de 81 niveles, en tanto que en la Figura 5.2 se muestra en más detalle un semiciclo
positivo de la onda de voltaje obtenida, donde se pueden apreciar los peldaños de
tensión de la onda escalonada. La sinusoide obtenida es claramente muy limpia.
Figura 5.1: Voltaje de salida escalonado del inversor
73
Figura 5.2: Semiciclo positivo del Voltaje de Salida.
74
Los pequeños errores de las curvas anteriores (pequeños peaks en los
escalones) son producto de un mal manejo de los tiempos muertos en el control.
Estos peaks se producen debido a que dos o más puentes “H” no generan su voltaje
de salida simultáneamente, produciendo salidas de voltajes mayores (o menores) a
las deseadas por un periodo de tiempo muy pequeño.
La Figura 5.3 muestra en mayor detalle aún, los escalones de tensión que
va generando el inversor de 81 niveles. Puede notarse la excelente calidad de los
peldaños de tensión que se producen para formar la onda sinusoidal mostrada en las
figuras anteriores. Cada peldaño debe tener la misma altura y de ello depende el
perfecto escalonamiento en potencia de tres que deben tener las tensiones de cada
uno de los cuatro puentes del inversor.
Figura 5.3: Detalle de los peldaños de la onda de voltaje alterna de salida.
75
5.3.
Corrientes de salida del inversor de 81 niveles.
Teniendo en consideración la limitante indicada en la sección 5.1
(Introducción), cada fase del inversor de cuatro etapas y 81 niveles fue probada
separadamente. Para las pruebas de corriente se utilizó una carga monofásica R-L,
implementada con dos inductancias no acopladas conectadas en serie existentes en el
laboratorio. Las características de la carga utilizada se muestran en la Tabla 5.1.
Tabla 5.1: Resumen de las bobinas empleadas en las pruebas
Bobina
L [mH]
X[Ω]
Bobina 1
65,32
20,52
Bobina 2
65,20
20,48
Bobina 1 + Bobina 2
130,52
41,0
RTOTAL [Ω]
ZTOTAL [Ω]
67,7
79,15∠31,2°
Las pruebas fueron hechas al voltaje máximo que puede generar el
inversor de acuerdo a las fuentes escaladas de alimentación que, como ya se sabe es
de 93,33 volts de cresta. La frecuencia de operación se fijó en 50 Hz lo que, con la
carga R-L antes mencionada, da el valor de impedancia ZTOTAL mostrado en la Tabla
5.1. La Figura 5.4 muestra el resultado de esta prueba experimental, la que puede
compararse con una simulación realizada en las mismas condiciones, mostrada en la
Figura 5.5.
76
Corriente (0,5 [A/div])
Voltaje (50 [V/div])
Figura 5.4: Corriente y Voltaje de la carga R-L antes descrita.
Corriente (0,5 [A/div])
Voltaje (50 [V/div])
2 [ms/div]
Figura 5.5: Simulaciones de Corriente y Voltaje de la carga R-L antes descrita.
77
Se puede apreciar que las curvas de voltaje y corriente obtenidas en la
prueba práctica y en la simulación, son de características similares, lo que nos
demuestra la veracidad de las simulaciones realizadas en esta memoria.
La Figura 5.6 muestra, aunque no a la misma escala, una comparación
cualitativa entre los voltajes y corrientes generados en un inversor PWM, y los
generados por el inversor trifásico de 81 niveles desarrollado en esta memoria.
Obviamente que no hay punto de comparación, pues las ondas que genera el
multinivel están muchísimo más cerca de las ondas producidas por generadores
sinusoidales. Con esta comparación, no cabe duda que la tecnología multinivel
representa un gran salto en el perfeccionamiento de los inversores estáticos, no sólo
para el control de máquinas eléctricas, como es el caso del inversor fabricado y
mostrado en esta memoria, sino también para toda aplicación en la que se requiera
generar ondas, sinusoidales o de otro tipo, muy limpias.
Figura 5.6: Comparación cualitativa entre tecnología PWM y multinivel (81
niveles).
78
En el próximo capítulo se darán las conclusiones finales a este trabajo de
Memoria y se presentarán algunas ideas en relación a posibles trabajos futuros que
pueden llevarse a cabo con el inversor de 81 niveles desarrollado.
79
VI.
CONCLUSIONES Y TRABAJO FUTURO
El desarrollo de tecnología en Chile no es una práctica entre las
empresas, lo que nos condena siempre a ser compradores de tecnología extranjera,
por lo que esta memoria representaba un beneficio muy grande: realizar un proyecto
concreto y con tecnología de punta, demostrando que se pueden realizar proyectos
interesantes que representen un aporte a la sociedad y al país en general, sin tener
una visión de retorno de beneficios a corto plazo.
En esta memoria se diseñó y construyó un inversor de potencia trifásico,
de cuatro etapas y ochenta y un niveles, basado en la configuración de puentes “H”
en serie. Su aplicación está orientada al uso y control de motores eléctricos trifásicos.
El diseño de este Inversor permitió construir un equipo de potencia compacto y
robusto. Dentro del Inversor, se cuenta con cuatro puentes “H” conectados en serie,
que son los responsables, junto al control, de formar la onda de voltaje alterno de
salida. Aunque no era parte de esta Memoria, se diseñó y programó un software de
disparo para poder controlar los puentes “H”. También se diseñaron fuentes de
tensión continua para alimentar los puentes Esclavos.
Los resultados de las pruebas fueron satisfactorios en todo sentido. Las
fuentes DC de los Esclavos funcionaron correcta y eficientemente, entregando ondas
suficientemente planas como para no echar a perder el escalonamiento de la onda de
voltaje alterno a la salida del inversor. Más importante aún fue que se obtuvo una
onda de voltaje similar a las simulaciones propuestas en el capítulo III, con mínima
distorsión armónica, tanto para el voltaje como para la corriente del inversor. De
hecho, se puede apreciar claramente el efecto que tienen los escalones sobre la onda
de voltaje.
Se puede concluir que se lograron todos los objetivos planteados para el
desarrollo de este equipo, en cuanto a tamaño, potencia y operación. Por otro lado,
los resultados experimentales obtenidos muestran un excelente comportamiento.
Parte del desarrollo de este equipo, que no se consideró dentro del
alcance de esta memoria, queda propuesto como trabajo a realizar en el futuro. Un
trabajo que se realizará con este prototipo de inversor multinivel junto con el
inversor multinivel con transformadores de salida, es un sistema AC-AC como el
80
descrito en la sección 4.5, para el control de motores eléctricos. Además de la
aplicación antes señalada, se puede agregar el diseño y construcción de un
compensador estático de reactivos.
Con respecto a los semiconductores que pueden ser utilizados en la
construcción de convertidores multinivel de gran potencia se puede decir que, debido
a las bajas potencias y frecuencias medias de conmutación de los Esclavos, se
pueden ocupar IGBT’s, y debido a la alta potencia pero baja frecuencia de
conmutación del Maestro, se pueden ocupar GTO’s.
La iniciativa de implementar un inversor trifásico multinivel en la PUC
existía desde hace un tiempo, y hoy en día se convirtió en una realidad gracias a las
gestiones y proyectos realizados por el profesor Sr. Juan Dixon en el Departamento
de Ingeniería Eléctrica. El proyecto sigue adelante, en investigación, además de una
etapa de difusión del mismo dada la actualidad y aplicación a corto plazo de esta
tecnología a nivel masivo. El alumno se siente absolutamente satisfecho y orgulloso
de haber participado en la realización de este inversor, agradeciendo al profesor por
su entusiasmo, confianza y alientos brindados.
81
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Technology for Traction Drive Systems, Electric Vehicle Symposium
20, EVS-20, 15-19 Nov. 2003.
84
ANEXOS
85
ANEXO A
LISTA DE COMPONENTES PRINCIPALES UTILIZADOS EN LA
CONSTRUCCIÓN DEL INVERSOR.
86
ANEXO A: LISTA DE COMPONENTES PRINCIPALES UTILIZADOS EN
LA CONSTRUCCIÓN DEL INVERSOR.
A continuación se presenta una tabla con los principales componentes
que fueron necesarios para la creación del inversor y fuentes DC (Tabla A.1 y Figura
A.1):
Tabla A.1: Componentes necesarios para el inversor
Componente
Por Puente
Por Tarjeta
Sist. Completo
IRF540 (MOSFET Esclavos)
4
12
36
IRFP250 (MOSFET Maestro)
4
4
12
IR 2113 (Driver)
2
8
24
6N137 (Optocuplas)
4
16
48
KBPC8 (Puente Rectificador 8A)
1
3
KBPC10 (Puente Rectificador 10A)
2
6
LM7805 (Regulador de Voltaje 5V)
8
24
LM7815 (Regulador de Voltaje 15V)
4
12
LM317 (Regulador Ajustable 1,5A)
1
3
LM338 (Regulador Ajustable 5A)
2
6
87
Figura A.1: Componentes ocupados en el Inversor.
88
ANEXO B
PROGRAMA DE CONTROL DEL INVERSOR
89
ANEXO B: PROGRAMA DE CONTROL DEL INVERSOR
A continuación se presenta el código del programa de control usado para
las pruebas, escrito en ASSEMBLER. Éste código es válido para los DSP de Texas
Instruments modelo TMS320F241. Este programa permitió generar las tensiones
escalonadas para el inversor.
************************************************************************************
*
;
;
;
Programa de tablas, pruebas de inversor multinivel
;
TMS320F241
;
************************************************************************************
*
; Este programa entregará una tabla en secuencia para disparar las compuertas de
; un inversor multinivel. La frecuencia de salida se puede dejar fija (modificable
; en el programa si el pinXXX del puerto XX se encuentra en 0) o se puede modificar
; variando la entrada del conversor Analogo/Digital Nº1.
;
; Para indagar acerca de los detalles de configuración consultar manual: "systems
; and periferals" del TMS320F241
************************************************************************************
*
.include "243_dsk.h"
; Incluye la librería que contine las definiciones
; de los nombres para este DSP. Con esta el copilador
; interpreta cada nombre o instrucción como el número
; correspondiente.
;===========================================================================
;;; Definición de variables.
; Estas variables se manejarán en la memoria RAM, se ubicarán en la misma posición
; correlativa en que se ponen aquí, pero en la mem RAM, comenzando desde la dirección
; inicial del bloque que les corresponde (B1B2, expresado en el linker), 0202hex en
; este caso.
.bss
CONTADOR1, 1
.bss
.bss
.bss
.bss
.bss
.bss
.
TEMP, 1
TEMP1, 1
TEMP2, 1
ACCBAJO, 1
ACCALTO, 1
ANA0, 1
bss
.bss
.bss
ANA1, 1
ANA2, 1
ANA3, 1
; El 1 después de la coma indica que
; la variable ocupa un registro (16 bits)
90
;===========================================================================
; Definición de variable global. Esta es visible desde cualquier parte del programa. INICIO
; indica el comienzo del programa de usuario.
.global INICIO
;===========================================================================
; Definición de vectores de reset e interrupciones.
; RSVECT es el vector de reset, cuando se inicia el funcionamiento del DSP, este parte
; en la posición que indica este vector. En este caso la posición 1F00h es la posición
; del punto de partida del bootloader, este detecta el estado del BIO pin y según esto
; pasa al modo de programación de la mem. flash o pasa al punto inicial del programa
; grabado anteriormente.
; Los vectores INIT1..INIT6 inican las posiciones de las rutinas de interrupción de
; cada una de las 6 distintas interrupciones posibles.
RSVECT
.sect "vectors"
B
1F00h
INT1
B
PHANTOM
INT2
B
RUTINA_INT2
INT3
B
PHANTOM
INT4
B
PHANTOM
INT5
B
PHANTOM
INT6
B
PHANTOM
;===========================================================================
; Inicio del programa.**************************************************************
;===========================================================================
.text
;===========================================================================
; Configuraciones generales.
INIC
LDP
SETC
CLRC
CLRC
CLRC
SPLK
LDP
SPLK
CLRC
#0h
INTM
;Interrupt mode, 0=todas las mascarables deshabilitadas.
CNF
;DARAM config, 1=RAM para datos.
SXM
;Sign extension, 0=supress extension.
OVM
;Overflow mode, 0=resultado de overfl va al acc.
#0000h, IMR ;Mascaras de interrupción (1-6).
#0E0h
#068h, WDCR
;Desabilita el Watch Dog timer.
XF
91
;===========================================================================
; Configuración Timers
LDP
SPLK
SPLK
SPLK
SPLK
SPLK
SPLK
#0E8h
#00000h, T1CNT
#00000h, T2CNT
#00031h, T1PR
#00000h, T2CON
#01540h, T1CON
#00000h, GPTCON
;Inicializo contadores en 1.
;Seteo Período timer a 650 ciclos
;Seteo de control del contador 2. Deshabilitado
;Seteo de control del contador 1.
;enciendo los pwm.
;===========================================================================
; Bloque de Configuración Puertos I/O
LDP
SPLK
SPLK
SPLK
SPLK
#0E1h
#00000h, OCRA
;Registro de control de puertos de entrada y
#00003h, OCRB
; salida.
#0FF00h, PBDATDIR
#0FF00h, PCDATDIR
;===========================================================================
; Bloque de Configuración Conversores A/D
LDP
SPLK
SPLK
ESPERA10 BIT
BCND
LACL
LACL
LACL
LACL
#00E0h
#00000h, ADCTRL2
#3910h, ADCTRL1
;Se inicia conversión de datos 0 y 1
ADCTRL1, 7
ESPERA10, NTC
ADCFIFO1
;Clear ADC FIFOs
ADCFIFO1
ADCFIFO2
;Clear ADC FIFOs
ADCFIFO2
;================================================================
; Seteo de interrupciones
LDP
#0h
LACC
IFR
;Load ACC with Interrupt flags
SACL
IFR
;Clear all pending interrupt flags
CLRC
INTM
;Enable interrupts
SPLK
#000010b, IMR
;Desenmascaro INT2
LDP
#0E8h
SPLK
#080h, EVIMRA
;habilita interrupción de periodo1.
92
;===========================================================================
; Loop principal.
LDP
SPLK
SPLK
#04h
#0FDh, CONTADOR1
#00, TEMP
B
LOOP
LOOP
;===========================================================================
; Rutina de iterrupción de timer 1.
RUTINA_INT2
MAR
lAR
SST
SST
LDP
SACL
SACH
LDP
LDP
SPLK
B
*,AR0
;Almacenaje de datos para la int.
AR0,#0200h
#1, *+
; save ST1
#0, *
; save ST0
#04h
ACCBAJO
ACCALTO
#0E1h
#0E8h
#00031h, T1PR
FINRUT
MANUAL
NEXT1
ESPERA1
ESPERA2
LDP
SPLK
SPLK
BIT
BCND
SPLK
BIT
BCND
LACC
LDP
SACH
LDP
LACC
LDP
SACH
LDP
LACC
LDP
SACH
LDP
LACC
LDP
SACH
#0E0h
#00000h, ADCTRL2
#3910h, ADCTRL1
;Se inicia conversión de datos 0 y 1
ADCTRL1, 7
ESPERA1, NTC
#3934h, ADCTRL1
;Se inicia conversión de datos 2 y 3
ADCTRL1, 7
ESPERA2, NTC
ADCFIFO1, 10
;Se guardan datos 0 y 2
#04h
ANA0
#0E0h
ADCFIFO1, 10
#04h
ANA2
#0E0h
ADCFIFO2, 10
;Se guardan datos 1 y 3
#04h
ANA1
#0E0h
ADCFIFO2, 10
#04h
ANA3
LACL
ANA0
93
FINRUT
RESET
NORESET
ADD
LDP
SACL
#09h
#0E8h
T1PR
LDP
LACL
SUB
BCND
SACL
B
SPLK
LACC
ADD
TBLR
#04h
CONTADOR1
#1
RESET, NC
CONTADOR1
NORESET
#0FDh, CONTADOR1
#TABLA
CONTADOR1
TEMP
LACL
TEMP1
XOR
TEMP
XOR
#0FFFFh
AND
TEMP1
SACL
TEMP1
OR #0FF00h
LDP
#0E1h
SETC
XF
SACL
PBDATDIR
LDP
#04h
LACL
TEMP1
RPT
#07
SFR
OR #0FF00h
LDP
#0E1h
SACL
PCDATDIR
LDP
#04h
LACL
TEMP
OR #0FF00h
SACL
TEMP1
LACL
TEMP
RPT
#07
SFR
OR #0FF00h
SACL
TEMP2
LACC
TEMP2,16
OR TEMP1
LDP
#0E1h
CLRC
XF
SACL
PBDATDIR
SACH
PCDATDIR
LDP
#04
LACL
TEMP
SACL
TEMP1
LDP
#0E8h
LACL
EVIFRA
;este pedacito de rutina es el que finaliza
;la interrupción, borra los flags y ese
94
SACL
LDP
LACL
LACC
MAR
LAR
LST
LST
CLRC
RET
TABLA
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
39321
39321
39321
39321
39321
39321
39321
39317
39317
39317
39317
39318
39318
39318
39318
39257
39257
39253
39253
39253
39254
39254
39273
39273
39269
39270
39270
38297
38297
38293
38294
38294
38233
38229
38230
38230
38249
38245
38246
38553
38553
EVIFRA
#04h
ACCBAJO
ACCALTO, 16
*, AR0
AR0,#0201h
#0, *#1, *
INTM
;tipo de cosas.
;recupera el acumulador y los registros
;de estado
95
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
38549
38550
38489
38485
38486
38505
38501
38502
38502
22937
22933
22934
22873
22869
22870
22889
22885
22886
21913
21909
21910
21849
21845
21846
21865
21861
21862
22169
22165
22166
22105
22101
22102
22121
22117
22118
27033
27029
27030
26969
26965
26965
26966
26985
26981
26982
26009
26005
26005
26006
25945
25941
25941
96
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
25942
25961
25957
25957
25958
25958
26265
26261
26261
26262
26262
26201
26201
26197
26197
26198
26198
26198
26217
26217
26217
26213
26213
26213
26213
26213
26214
26214
26214
26214
26214
26214
26214
26214
26214
26214
26214
26214
26214
26214
26213
26213
26213
26213
26217
26217
26217
26217
26198
26198
26197
26197
26197
97
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
26201
26201
26262
26262
26261
26265
26265
25958
25958
25957
25961
25961
25942
25941
25945
25945
26006
26005
26009
26982
26982
26981
26985
26966
26965
26969
27030
27029
27033
27033
22118
22117
22121
22102
22101
22105
22166
22165
22169
21862
21861
21865
21846
21845
21849
21910
21909
21913
22886
22885
22889
22870
22869
98
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
.word
22873
22934
22933
22937
38502
38501
38505
38486
38485
38485
38489
38550
38549
38553
38246
38245
38245
38249
38230
38229
38229
38233
38294
38293
38293
38297
38297
39270
39269
39269
39273
39273
39254
39254
39253
39253
39257
39257
39257
39318
39318
39318
39317
39317
39317
39317
39317
39321
39321
39321
39321
39321
39321
99
.word 39321
;===========================================================================
PHANTOM
RET
Lo que aparece con la palabra “.word” es la tabla comentada en el
capitulo 2.2 y está en hexadecimal. Aquí se encuentran los 16 bits que controlan cada
fase del Inversor.
100
ANEXO C
DISEÑO DE LAS FUENTES DC POR MEDIO DE REGULADORES DE
VOLTAJE
101
ANEXO C: DISEÑO DE LAS FUENTES DC POR MEDIO DE
REGULADORES DE VOLTAJE
Los reguladores LM 7805 y LM 7815 solo requieren de un condensador
a la entrada para obtener una onda DC limpia. Para que estos reguladores funcionen,
necesitan, a lo menos, 3 Volts sobre el voltaje que regulan, así, el regulador LM 7815
necesita una entrada continua de a lo menos 18 VDC, y el regulador LM 7805
necesita una entrada continua de al menos 8 Volts. Ahora, antes se dijo que el voltaje
de entrada DC de los reguladores era obtenido mediante un sistema transformadorpuente rectificador, sin embargo, para el regulador de 5 Volts, se ocupó como voltaje
de entrada, el voltaje de salida del regulador de 15 Volts en serie con una resistencia,
así solo debemos ocupar un transformador para obtener estos dos voltajes. El
diagrama del sistema diseñado es el siguiente (Figura C.1):
15V
Vin
Vout
Adj
AC
5V
Vin
6,8 Ω
Vout
Adj
Figura C.1: Esquema para las Fuentes de 5 y 15 Volts.
La resistencia fue calculada considerando 1 Ampere como carga para
ambos reguladores. Así, por ley de Ohm, para dejar el voltaje de entrada del
regulador LM 7805 en 8 volts, se necesita una resistencia de 7Ω. Sin embrago, en el
mercado nacional, el valor para la resistencia que más se le aproxima es de 6,8Ω.
102
Por otra parte, los reguladores ajustables en voltaje para alimentar los
Esclavos, necesitan de un circuito resistivo externo para poder regular al voltaje
deseado. (Además de los 3 Volts de entrada sobre el voltaje que regulan). A
diferencia del esquema anterior, aquí no se pueden poner los reguladores
alimentados del mismo transformador por dos razones: por la potencia necesaria en
cada uno de los puentes y por que necesitan tierras independientes. El diagrama del
sistema diseñado es el siguiente (Figura C.2):
LM338/317
Vin
Vout
R1
240
Adj
Iadj
220 Vac
C1
0.1 uF
Vref
Radj
+ C2
1 uF
R2
Figura C.2: Esquema del circuito R-C de los reguladores ajustables para los
Esclavos.
Esta configuración entrega un rango de voltajes entre 1,2 y 20 Volts para
el regulador LM 317 y entre 1,2 y 25 Volts para el regulador LM 338. Esto hace que
la precisión del ajuste de voltaje de salida no sea muy fina, ya que con el
potenciómetro de 5 KΩ (R2) se recorre el rango antes especificado. Para tener un
rango de voltajes más preciso y acotado, al circuito resistivo antes mostrado, se le
hace una pequeña variación (Figura C.3):
103
LM338/317
Vin
Vout
R1
240
Adj
Iadj
C1
0.1 uF
Vref
Radj
+ C2
1 uF
R2
Figura C.3: Esquema del circuito R-C modificado de los reguladores ajustables.
Aquí, el valor de la resistencia de ajuste (Rad) debe ser calculado
mediante la siguiente forma:
 R + Rad 
Vout = Vref ⋅  1 + 2
 + I adj ⋅ ( R2 + Rad )
R1 

Así, un aumento de la resistencia, implica un aumento del valor mínimo
del rango de voltaje.
Cabe resaltar que la corriente de Ajuste (Iadj) varía dependiendo del
voltaje de salida, a una corriente de carga (Iload) constante. Esta corriente es del
orden de 48uA (dato práctico).
104
Figura C.4: Gráfico de la Corriente de Ajuste vs. Temperatura.
El valor de Vref es de aproximadamente de 1,2 Volts (según DataSheet).
En resumen, los valores de las resistencias de ajuste (Radj) son los
mostrados en la Tabla C.1:
Tabla C.1: Valores de las resistencias para las distintas fuentes.
Fuente
Voltaje (V)
R1 (Ω)
R2 (Ω) [Potenciómetro]
Radj (Ω)
Esclavo 3
2,333
240
500
100
Esclavo 2
7
120
1000
100
Esclavo 1
21
120
2000
1000
A continuación se presenta una tabla resumen de los valores de cada una
de las resistencias, y los valores de voltaje mínimo y máximo de cada una de las
fuentes DC (Tabla C.2):
105
Tabla C.2: Resumen de resistencias y rangos de voltaje
Fuente de 2,33 V
Vref
R1
R2 (Pot)
Radj
Iadj
Fuente de 7 V
1,2
240
123
100
4,80E-05
Vref
R1
R2 (Pot)
Radj
Iadj
Vout
2,33
Vout
Vout_min
Vout_max
1,70
4,23
Vout_min
Vout_max
Fuente de 21 V
1,2
120
477
100
4,80E-05
7,00
2,20
12,25
Vref
R1
R2 (Pot)
Radj
Iadj
1,2
120
971
1000
4,80E-05
Vout
21,00
Vout_min
Vout_max
11,25
31,34
Entonces, el sistema diseñado queda de la siguiente manera (Figura C.5):
2,33; 7 ó 21 V DC
Regulador
Alimentación
Esclavos
1500 uF
AC 1
15 VDC
Regulador
1500 uF
AC 2
5 VDC
Alimentación circuito
de disparo del
Esclavo
Regulador
6,8 Ω
Figura C.5: Esquema de las Fuentes DC para cada Esclavo.
106
Se puede apreciar que la alimentación DC de los Esclavos, y la
alimentación DC del circuito de disparo de los Esclavos, ocupan transformadores
distintos debido a que los reguladores ocupan distintos valores de voltaje alterno de
entrada (Anexo C) y al conectarle un voltaje de entrada mucho mayor, esa diferencia
de voltaje se transforma en energía disipada y puede llegar a elevar la temperatura de
los reguladores a valores prohibitivos. Así, un total de tres transformadores con
múltiples devanados en el secundario fueron necesarios (Anexo D).
107
ANEXO D
CÁLCULO DE LOS TRANSFORMADORES DE LAS FUENTES DC
108
ANEXO D: CÁLCULO DE LOS TRANSFORMADORES DE LAS FUENTES
DC
Para calcular los transformadores, fue necesario hacer un pequeño
estudio, debido a que los reguladores necesitan de 3 Volts sobre el voltaje que se
quiere regular, para un correcto funcionamiento. Los cálculos y simulaciones
realizadas se presentan a continuación.
I. Fuente de 2,33 V
Los puentes rectificadores usados, tiene una caída de voltaje (la de los
diodos que lo componen), que no es la esperada de 0,7 Volts por diodo, sino que de
1,1 Volts por diodo. Por esta razón, en las simulaciones, al lado de cada diodo se
pone una fuente DC de 1,1 Volts para hacer la simulación lo más real posible.
Para esta fuente, se proponen dos fuentes de voltaje: una de 10 VAC y
otra de 9 VAC. A continuación, se detalla el estudio de cada una.
i)
Transformador de 10V de Salida:
Figura D.1: Circuito Simulado para la Fuente de 2,33 Volts (VAC = 10V).
109
a)
b)
Figura D.2: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador
De la figura D.1, se puede apreciar el uso de un Condensador de 1500uF. De
la figura D.2, se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 7,17A, y una
corriente efectiva de 2,88A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de
12,1V y el voltaje mínimo es de 5,63V.
En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 2,34A (para
ILOAD = 1,493A). Sus voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son
12,8V y 5,6V respectivamente.
110
ii) Transformador de 9V de Salida:
Figura D.3: Circuito Simulado para la Fuente de 2,33 Volts (VAC = 9V).
a)
b)
Figura D.4: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador
111
En este caso, se ocupa un Condensador de 2200uF para compensar la baja de
voltaje en el transformador. De la figura D.4 se obtiene una corriente máxima en el
rectificador de 8,55A, y una corriente efectiva de 3,18A. El voltaje máximo a la
salida del rectificador es de 10,69V y el voltaje mínimo es de 5,98V.
En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 2,29A (para
ILOAD = 1,493A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador son
9,6V y 4,4V respectivamente.
Debido a que los dos funcionan correctamente, se optó por el transformador
de 10 Volts, debido a que necesitaba un condensador más pequeño (la prueba con
una fuente de 9V y condensador de 1500uF no fue factible), lo que implica menos
volumen y menor temperatura de trabajo por los golpes de voltaje que entrega el
condensador.
112
II. Fuente de 7 V
Para las simulaciones se ocupará una fuente de voltaje de 15 VAC, y se
determinará el condensador a ocupar.
i) Condensador del rectificador de 1500uF:
Figura D.5: Circuito Simulado para la Fuente de 7 Volts (VAC = 15V).
a)
b)
Figura D.6: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador
113
En este caso, con un condensador de 1500uF, el voltaje de salida del
rectificador de menor valor es de 8,67V, lo que no nos entrega una diferencia de 3V
para que el regulador funcione correctamente, así que esta idea es desechada.
ii) Condensador del rectificador de 2200uF:
Figura D.7: Circuito Simulado para la Fuente de 7 Volts (VAC = 15V).
a)
b)
Figura D.8: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador
114
En este caso se ocupa un Condensador de 2200uF, y se obtiene una
corriente máxima en el rectificador de 13,91A, y una corriente efectiva de 5,37A. El
voltaje máximo a la salida del rectificador es de 19,15V y el voltaje mínimo es de
11,31V.
En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 3,94A
(para ILOAD = 2,515A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador
son 18,8V y 8,8V respectivamente.
III. Fuente de 21 V
Para las simulaciones se ocupará un condensador de 2200uF, y se determinará el
valor del transformador
i) Transformador de 30V de Salida:
Figura D.9: Circuito Simulado para la Fuente de 21 Volts (VAC = 30V).
115
a)
b)
Figura D.10: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador
En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de
26,98A, y una corriente efectiva de 10,14A. El voltaje máximo a la salida del
rectificador es de 40,3V y el voltaje mínimo es de 25,87V.
En la práctica funciona correctamente (aunque el condensador se caliente
un poco) y su corriente efectiva es 6,44A (para ILOAD = 4,492A). Los voltajes
máximos y mínimos a la salida del rectificador son 38V y 20V respectivamente.
116
ii) Transformador de 28V de Salida:
Figura D.11: Circuito Simulado para la Fuente de 21 Volts (VAC = 28V).
a)
b)
Figura D.12: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador
117
En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 26A, y
una corriente efectiva de 9,84A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de
37,48V y el voltaje mínimo es de 23,25V.
En la práctica no funciona correctamente (tiene unos pequeños picks) y
su corriente efectiva es 7,04A (para ILOAD = 4,528A). Los voltajes máximos y
mínimos a la salida del rectificador son 34V y 16V respectivamente.
IV. Fuentes de 15 y 5 V
Para las simulaciones se ocupará un condensador de 1500uF, y se
determinará el valor del transformador.
i) Fuentes de 15V:
Figura D.13: Circuito Simulado para la Fuente de 15 Volts (VAC = 15V).
118
a)
b)
Figura D.14: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador
En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 3,51A,
y una corriente efectiva de 0,67A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de
19,15V y el voltaje mínimo es de 17,96V.
En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 0,41A
(para ILOAD = 0,1999A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador
son 20V y 15,2V respectivamente.
119
ii) Fuentes de 5V:
Figura D.15: Circuito Simulado para la Fuente de 5 Volts (VDCin = 15V).
a)
b)
Figura D.16: a) Voltaje de Entrada del Regulador, b) Corriente de Entrada del
Rectificador
120
En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 2,21A,
y una corriente efectiva de 0,334A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es
de 18,6V y el voltaje mínimo es de 18,1V.
En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 0,20A
(para ILOAD = 0,0794A). Los voltajes máximos y mínimos a la salida del rectificador
son 20V y 16V respectivamente.
iii) Ambas fuentes funcionando al mismo tiempo:
Figura D.17: Circuito Simulado para la Fuente de 5 y 15 Volts (VAC = 15V).
121
a)
b)
Figura D.18: a) Voltaje de Entrada a los dos Reguladores (Rojo: 15 y Azul: 5), b)
Corriente de Entrada del Rectificador
En este caso se obtiene una corriente máxima en el rectificador de 3,56A,
y una corriente efectiva de 0,7A. El voltaje máximo a la salida del rectificador es de
19,15V y el voltaje mínimo es de 17,91V. El voltaje máximo a la entrada del
regulador de 5V es de 18,73V y el voltaje mínimo es de 17,5V.
En la práctica funciona correctamente y su corriente efectiva es 0,44A
(para las mismas cargas de la simulación). Los voltajes máximos y mínimos a la
salida del rectificador son 19,2V y 15,6V respectivamente.
122
V. Resumen
Los datos antes descritos, se resumen en la siguiente tabla (Tabla D.1)
Tabla D.1: Resumen de los transformadores ocupados
Fuente
Voltaje Transformador
Corriente Efectiva Trafo
Corriente Trafo
2.33V
10 V
2.34 A
4A
7V
15 V
3.94 A
6A
21V
30 V
6.44 A
8A
5 y 15V
15 V
0.44 A
1A
123
ANEXO E
HOJA DE DATOS MOSFETS IRF 540
124
ANEXO E: HOJA DE DATOS MOSFET IRF 540
125
126
ANEXO F
HOJA DE DATOS MOSFETS IRFP 250
127
ANEXO F: HOJA DE DATOS MOSFET IRFP 250
128
129
130
ANEXO G
HOJA DE DATOS DRIVER IR 2113
131
ANEXO G: HOJA DE DATOS DRIVER IR 2113
132
133
134
ANEXO H
HOJA DE DATOS OPTOCUPLA 6N137
135
ANEXO H: HOJA DE DATOS OPTOCUPLA 6N 137
136
137
138
139
ANEXO I
HOJA DE DATOS REGULADOR LM 78XX
140
ANEXO I: HOJA DE DATOS REGULADOR LM 78XX
141
142
143
ANEXO J
HOJA DE DATOS REGULADOR LM 317
144
ANEXO J: HOJA DE DATOS REGULADOR LM 317
145
146
147
ANEXO K
HOJA DE DATOS REGULADOR LM 338
148
ANEXO K: HOJA DE DATOS REGULADOR LM 338
149
150
151
ANEXO L
HOJA DE DATOS NEGADOR 74LS04
152
ANEXO L: HOJA DE DATOS NEGADOR 74LS04
153
154
ANEXO M
CÁLCULO DE TEMPERATURAS
155
ANEXO M: CÁLCULO DE TEMPERATURAS
I. Disipador del Circuito de Potencia
El cálculo de temperatura del disipador de potencia depende de la
potencia disipada del semiconductor y de los valores de las resistencias térmicas del
semiconductor, de la superficie de contacto del semiconductor y del disipador.
Debido a que se quiere calcular la resistencia térmica del disipador, se debe conocer
la potencia disipada del semiconductor. Esta se calcula encontrando el valor máximo
entre la potencia disipada por conducción y la potencia disipada en el diodo del
Mosfet,
La potencia disipada por conducción, se calcula de la siguiente forma:
Pdis _ conducion = Pdis _ conducion _ semiconductor + Pdis _ conmutacion
Pdis _ conducion _ semiconductor = VDS ·I D ·Dutty _ Cycle
(M.1)
Pdis _ conmutacion = ( EON + EOFF )· frecuencia
Las siguientes fórmulas nos permiten calcular la potencia disipada en la
conmutación:
VS ·I O ·TON
+ VS ·Qrr + VS ·Trr ·I O
2
V ·I ·T
= S O OFF
2
EON =
EOFF
Todos los valores son obtenidos de los DataSheet
semiconductores, y se resumen en la siguiente tabla (Tabla M.1):
(M.2)
del
los
156
Tabla M.1: Resumen de los datos para calcular la potencia disipada.
Dato
Valor
VDS
0,6 V
ID
16 A
Dutty Cycle
0,8
VS
63 V
IO
16 A
TON
3·10-8 s
Qrr
8,1·10-6 C
Trr
6,3·10-7 s
TOFF
1·10-7 s
Frecuencia
50 Hz
Así, los valores obtenidos se resumen en la siguiente tabla (Tabla M.2):
Tabla M.2: Resumen de los valores obtenidos.
Dato
Valor
EON
1,16·10-3
EOFF
5,04·10-5
VCAIDA_DIODO
1,4
IDIODO
16
Potencia Conducción
7,74 W
Potencia Diodo
22,4 W
Potencia Disipada
22,4 W
157
Con estos valores, más los mostrados en la figura M.1, se debe resolver
la siguiente ecuación (M.3) para calcular el valor máximo de la resistencia térmica
del disipador:
0,7
RJC
150
TJ
RCD
TC
0,1
RDA
??
TD
PDIS
TA
50
22,4
Figura M.1: Circuito térmico a resolver
RDA =
TJ − TA
− RJC − RCD
Pdis
(M.3)
Resolviendo se tiene que RDA no debe ser mayor a 3,7 ºC/W.
Con respecto a las pruebas prácticas para calcular el valor de la
resistencia térmica del disipador (RDA), se obtuvieron los siguientes datos prácticos
(Tabla M.3 y Figura M.2):
158
Tabla M.3: Resumen de los valores obtenidos prácticamente.
Voltaje Corriente
[V]
[A]
32,4
35,1
37,8
40,2
44,5
46,9
48,5
50,1
53,5
56,4
57,8
59,7
60,3
63,8
66,5
67,1
Potencia Sistema
[W]
0,61
0,66
0,70
0,74
0,80
0,84
0,87
0,90
0,94
0,99
1,01
1,04
1,06
1,10
1,15
1,16
Potencia Disipada
[W]
19,79
23,17
26,46
29,75
35,60
39,40
42,20
45,09
50,29
55,84
58,38
62,09
63,92
70,18
76,48
77,84
Temperatura medida
[C]
9,89
11,58
13,23
14,87
17,80
19,70
21,10
22,55
25,15
27,92
29,19
31,04
31,96
35,09
38,24
38,92
Diferencia Temperatura
[C]
53,1
58,0
62,1
67,0
75,9
79,6
84,4
92,5
100,3
106,7
109,7
114,1
115,0
121,4
126,0
130,5
35,1
40,0
44,1
49,0
57,9
61,6
66,4
70,0
77,8
84,2
87,2
91,6
92,5
98,9
103,5
108,0
Cálculo de Resistencia Térmica
Temperatuta (C)
120,0
100,0
80,0
60,0
40,0
20,0
0,0
5
10
15
20
25
30
35
40
Potencia (W)
Figura M.2: Curva Potencia disipada versus Temperatura
De la tabla M.3, en amarillo se muestran los valores obtenidos para la
potencia disipada calculada, por lo que si se divide la variación de temperatura
(Diferencia de Temperatura en la tabla) por la potencia disipada (Potencia Disipador
en la tabla) se obtiene el valor de la resistencia térmica del disipador, que es de 3,0
ºC/W.
159
II. Disipador de las Fuentes DC
Como se mencionó en la sección 4.4.2. el sistema
transformador/regulador consta de reguladores de voltaje provisorios para alimentar
los distintos puentes “H” del inversor. El sistema ocupado se muestra en la figura
M.3
Regulador
+
-
AC
Figura M.3: Esquema usado para las Fuentes DC
Análogamente a la sección 4.2.1, se procede a calcular los valores
térmicos de cada uno de los reguladores. Nuevamente, el modelo de temperaturas se
confecciona con las resistencias térmicas especificadas por el fabricante, la
resistencia térmica del disipador y la temperatura ambiente (Figura 4.3)
En general, para que los reguladores funcionen correctamente, éstos
necesitan, a lo menos, 3 Volts sobre el voltaje que van a regular.
a) Regulador de 5 Volts
Debido a que el voltaje de entrada debe ser al menos 3 unidades mayor al
voltaje de salida, y que además, el regulador de 15 Volts consume muy poca
corriente, se diseñó un sistema que tiene como entrada el voltaje de salida del
regulador de 15 Volts (Figura 4.22). Así, a la entrada del regulador de 5 V hay 14,9
160
V y su corriente máxima de la carga, en el peor de los casos, es de 80 mA, por lo que
su potencia disipada (PDIS) es de 800 mW.
Con los valores obtenidos del DataSheet, y la fórmula 4.2 el valor de la
resistencia térmica RDA es 89,5 ºC/W. Un disipador del tipo TO-220c (Figura M.6),
tiene una resistencia térmica de 17 ºC/W aproximadamente, por lo que este disipador
es apropiado para este regulador.
b) Regulador 15 Volts
Para el caso del regulador de 15 Volts, se diseñó un sistema
transformador/regulador que entrega un voltaje de entrada es 18,3 Volts y su
corriente de carga se divide en lo que necesita el circuito de disparo y lo que
necesitan los reguladores de 5 Volts, y, en el peor de los casos, esa corriente de carga
es 200 mA (se asume este valor como máximo), por lo que su potencia disipada
(PDIS) es de 660 mW. Así, con la fórmula 4.2 se obtiene un valor para RDA de 109,4
ºC/W. Debido a que este valor es muy grande, se decidió dejar este regulador sin
disipador.
c) Regulador de 2,33 Volts
Para este regulador, el sistema consta de dos componentes que se
calientan y hay que cuidar: el puente de diodos y el regulador.
Para el puente rectificador, según datasheet, el voltaje de caída es de cada
uno de los diodos es de 1.2 Volts máximo, y como al mismo tiempo conducen dos
diodos, el voltaje de caída máximo del puente es de 2,4 Volts. La fuente,
funcionando a plena carga, debe entregar una corriente máxima de 1 A, por lo que la
potencia disipada (PDIS) es de 2,4 W, dando un valor para RDA de 29,6 ºC/W. Se
decidió dejarlo sin disipador, ya que el valor obtenido así lo permite.
Para
el
caso
del
regulador,
se
diseñó
un
sistema
transformador/rectificador tal que el voltaje de entrada sea 9,2 Volts. Así, la potencia
disipada es el producto de la diferencia entre el voltaje de entrada y el de salida, por
la corriente de la carga. Como se dijo anteriormente, la corriente máxima de la carga
es de 1 A, por lo que su potencia disipada (PDIS) es de 6,9 W.
161
Con los valores obtenidos de su DataSheet, y la fórmula 4.2 el valor de la
resistencia térmica RDA es 6,7 ºC/W. Un disipador del tipo TO-220g (Figura M.6),
tiene una resistencia térmica de 4 ºC/W aproximadamente, por lo que este disipador
es suficiente para este regulador.
d) Fuente de 7 Volts
Nuevamente para esta fuente, dos cálculos de temperaturas son
necesarios: puente rectificador y regulador.
Para el puente rectificador, nuevamente el voltaje de caída de cada uno
de los diodos es de 1.2 Volts máximo, y como al mismo tiempo conducen dos
diodos, el voltaje de caída máximo del puente es de 2,4 Volts. La fuente,
funcionando a plena carga, debe entregar una corriente máxima de 2,2 A, por lo que
la potencia disipada (PDIS) es de 5,28 W, dando un valor para RDA de 12,8 ºC/W. Por
seguridad, se le puso un disipador del tipo TO-220c (Figura M.6), que tiene una
resistencia térmica de 6 ºC/W, por lo que no tendría problemas de temperatura a
futuro.
Para el regulador, el voltaje de entrada es de 10 Volts y su corriente
máxima a plena carga es de 2,2 A, por lo que su potencia disipada (PDIS) es de 6,6 W.
Con los valores obtenidos de su DataSheet, y la fórmula 4.2 el valor de la
resistencia térmica RDA es 10,2 ºC/W. Un disipador del tipo TO-3g (Figura M.6),
tiene una resistencia térmica de 6 ºC/W aproximadamente, por lo que este disipador
es apropiado para este regulador.
e) Regulador de 21 Volts
Por último, dos cálculos de temperaturas son necesarios: puente
rectificador y regulador.
Para el puente rectificador, nuevamente el voltaje de caída es de cada uno
de los diodos es de 1.2 Volts máximo, y como al mismo tiempo conducen dos
diodos, el voltaje de caída máximo del puente es de 2,4 Volts. La fuente,
funcionando a plena carga, debe entregar una corriente máxima de 4,5 A, por lo que
162
la potencia disipada (PDIS) es de 9,90 W, dando un valor para RDA de 6,2 ºC/W . Así,
se le puso el mismo disipador tipo TO-220c (Figura M.6), que tiene una resistencia
térmica de 6 ºC/W, por lo que no tendría problemas de temperatura.
Para este regulador, su voltaje de entrada es de 28 Volts, y su corriente,
funcionando a plena carga es de 4,1 A, por lo que su potencia disipada (PDIS) es de
28,7 W.
Con los valores obtenidos de su DataSheet, y la fórmula 3.4 el valor de la
resistencia térmica RDA es 1,5 ºC/W. Un disipador del tipo TO-3g (Figura M.6), tiene
una resistencia térmica de 6 ºC/W aproximadamente, por lo que este disipador no es
suficiente para este regulador. Si se le coloca otro disipador del tipo TO-3c (Figura
M.6), unido a través de pasta térmica, se obtiene una resistencia RDA de 4 ºC/W
(Figura M.4), que sigue siendo mayor que la RDA necesaria. Por esta razón, fue
necesario el uso de un ventilador de tipo CPU apuntando directamente al regulador.
RPasta Térmica
RDisipador 2
RDA
RDisipador 1
Figura M.4: Cálculo de RDA equivalente.
Mediante otro cálculo experimental se pudo calcular la resistencia
térmica del sistema disipador/ventilador. Este consistía en ver el aumento de
temperatura del sistema disipador, con respecto a una variación de potencia disipada.
Este proceso consiste en variar la corriente de carga del regulador (a través de un
potenciómetro conectado como carga), y medir el voltaje de entrada al regulador, el
voltaje de salida del mismo y la corriente que pasa a través de él (Tabla M.4).
163
Tabla M.4: Resumen de los valores obtenidos para el regulador de 21V.
Voltaje Entrada
[V]
28,1
28,1
28,1
28,1
28,1
28,1
28,1
28,1
28,1
28,1
28,1
28,1
28,1
28,1
28,1
Voltaje Salida
[V]
21,006
21,042
21,112
21,156
21,209
21,256
21,297
21,341
21,391
21,437
21,472
21,517
21,56
21,599
21,627
Diferencia
Corriente Pot. Disipada Temperatura Dif. Temperatura
Voltaje [V]
[A]
[W]
[C]
[C]
7,094
4,11
29,16
58,5
40,0
7,058
3,82
26,96
56,1
37,6
6,988
3,63
25,37
53,4
34,9
6,944
3,43
23,82
52,2
33,7
6,891
3,22
22,19
49,4
30,9
6,844
3,03
20,74
47,2
28,7
6,803
2,84
19,32
45,3
26,8
6,759
2,62
17,71
43,8
25,3
6,709
2,42
16,24
42,6
24,1
6,663
2,20
14,66
40,7
22,2
6,628
2,03
13,45
39,1
20,6
6,583
1,81
11,92
36,6
18,1
6,540
1,61
10,53
35,2
16,7
6,501
1,41
9,17
33,3
14,8
6,473
1,27
8,22
31,6
13,1
En amarillo se muestran los valores obtenidos para la potencia disipada
calculada, por lo que si se divide la variación de temperatura (Diferencia de
Temperatura en la tabla) por la potencia disipada (Potencia Disipador en la tabla) se
obtiene el valor de la resistencia térmica del disipador, que es de 1,3719 ºC/W.
∆T °
mediante la
Pot
variación de la corriente de carga, y la medición de temperatura en el sistema
disipador (Figura M.6):
Entonces se procedió a la obtención de la curva
164
Cálculo de Resistencia Térmica
45,0
Temperatura (C)
40,0
35,0
30,0
25,0
20,0
15,0
10,0
5,00
10,00
15,00
20,00
25,00
30,00
35,00
Potencia (W)
Figura M.5: Curva de Temperatura versus Potencia para calcular RDA.
Para encontrar el valor de la resistencia térmica del inversor para cierta
∆T °
potencia, se calculó la razón
, donde ∆T° es la diferencia entre la temperatura
Pot
medida en el disipador y la temperatura ambiente.
Se evaluó la curva anterior para un valor de potencia igual al calculado
anteriormente, y se obtuvo un valor para la resistencia térmica RDA de 1,4 ºC/W. La
resistencia térmica práctica del disipador es menor que la resistencia mínima de 1,5
ºC/W, lo que asegura el mantenimiento de la temperatura de los componentes dentro
de los márgenes establecidos por el fabricante.
165
Figura M.6: Disipadores Usados para las fuentes DC.
166
ANEXO N
CONSIDERACIONES TARJETA DE DISPARO
167
ANEXO N: CONSIDERACIONES TARJETA DE DISPARO
Para entender algunos puntos del diseño de la tarjeta de disparo, se
presenta la figura N.1 con algunos cometarios relevantes, relacionados con las letras
mayúsculas que aparecen en esta figura.
Figura N.1: Tarjeta Inversora para una Fase.
168
A: Alimentación de cada puente. Esta alimentación proviene de las
fuentes que han sido implementadas dentro de la memoria. El grosor de las líneas se
debe a una seguridad para la corriente que circulará [14].
B: Conector para 15 y 5 Volts. En la figura 4.14 se pueden apreciar
voltajes de 5 y 15 Volts para alimentar los distintos componentes del circuito
(optpcuplas, negadores, etc.). Estas alimentaciones provienen de las fuentes que han
sido implementadas, y sirven para alimentar las Optocuplas, negadores, etc.
C: Es un agujero para poder apernar el MOSFET al disipador, ya que la
forma de afirmar la tarjeta es la que se muestra en la Figura N.2:
Figura N.2: a) Disposición del MOSFET que será colocado en el Inversor b)
Esquema de la forma de apoyar la tarjeta sobre el disipador
D: Debido a que el control se basa en una señal para la válvula superior,
otra para la inferior y una tierra, y puesto que no todos provienen de la misma parte
física, se necesitan muchos conductores que converjan en una misma área para el
control. Y justamente eso son. Para evitar problemas de radiaciones parásitas, las
169
líneas de control se encuentran rodeadas por líneas de tierra (una línea de tierra a
cada lado de una de control).
E: Conector con todas las tierras y líneas de control para el encendido y
apagado de todas los semiconductores.
170
ANEXO O
DETALLE DE LA DISTRIBUCIÓN DE COMPONENTES Y
CONEXIONES ELÉCTRICAS
171
ANEXO O: DETALLE DE LA DISTRIBUCIÓN DE COMPONENTES Y
CONEXIONES ELÉCTRICAS
Para colocar los transformadores e inversores en un mismo espacio
físico, se ocupó una estructura de aluminio ya existente como se muestra en la
siguiente figura (Figura O.1):
39.5 cm
7.5 cm
70 cm
Figura O.1: Esquema de la Estructura de Aluminio usada.
Debido a que se necesita poner en ese espacio, las tres fases del inversor
y los tres transformadores de las fuentes DC, se tomó la siguiente disposición que
resultó óptima (Figura O.2):
172
Manillas
Tarjeta de
disparo
Aisladores de
Madera
Barra de
Acero
Entrada DC
Maestros
Salida AC
Paquete de
Transformadores
Tarjeta
Fuente DC
Manillas
Entrada
220V
Figura O.2: Vista Superior de la disposición utilizada.
En la figura, el paquete de transformadores consta de tres
transformadores: uno con tres secundarios, de 30 Volts cada uno, para alimentar al
Esclavo 1 (el de abajo a la izquierda), otro con seis secundarios: tres de 15 Volts para
el Esclavo 2 y tres de 10 Volts para el Esclavo 3 (el de abajo a la derecha), y otro
transformador con doce secundarios de 15 Volts para alimentar los reguladores de 5
y 15 Volts (el que está sobre los otros dos). La forma de cómo se calcularon estos
transformadores se encuentran en el Anexo D.
173
Como se dijo anteriormente, las fuentes DC son sólo para los Esclavos,
por lo que la fuente DC del Maestro debe ser incorporada externamente. Es por esta
razón que existen bornes de entrada DC para alimentar el Maestro (figura O.3),
donde la referencia está conectada a la tierra de las fuentes de 5 y 15 Volts del
circuito de disparo del Maestro para dejarlos con la misma referencia que la fuente
externa. Además existen bornes de salida AC (figura O.4), que son los que entregan
el voltaje alterno de salida de los inversores.
Fuente Maestro
Fase 1
Fuente Maestro
Fase 2
Fuente Maestro
Fase 3
Figura O.3: Bornes para alimentación externa de los Maestros.
174
Salida AC
Fase 3
Salida AC
Fase 2
Salida AC
Fase 1
Figura O.4: Bornes para voltaje de salida alterno.
La entrada de 220 Volts (Figura O.5) consta de un botón de encendido o
apagado, y se ocupa para alimentar todos los transformadores (todos tienen primarios
a 220 Volts), de manera de apagar la alimentación de los Esclavos y de los circuitos
de disparo, dejando apagado todo el sistema inversor (independiente si tengo
alimentados los Maestros externamente).
Alimentación 220V para
los Trasnformadores
Interruptor
Figura O.5: Esquema de conexión a la red eléctrica.
175
Los aisladores de madera de la figura O.2 son usados por dos razones:
i) para que la barra de acero lateral no toque las tarjetas del inversor (éstas son un
poco más grandes que el disipador) y ii) para aislar la barra de acero de los
disipadores, ya que estos últimos conducen.
El sistema consta además de un juego de cuatro manillas de aluminio
para poder ser transportado con mayor facilidad. Cabe resaltar que el mayor peso del
sistema se lo lleva la parte donde se encuentran los transformadores, por lo que una
vez que las alimentaciones puedan ser reemplazadas por fuentes DC-DC
bidireccionales, el peso se reducirá considerablemente.
176
ANEXO P
DETALLE DE LA CONSTRUCCIÓN DEL DISIPADOR DE POTENCIA
177
ANEXO P: DETALLE DE LA CONSTRUCCIÓN DEL DISIPADOR DE
POTENCIA
Para ahondar el tema tratado en la sección 4.2, se procede a explicar paso
a paso el diseño y construcción del disipador.
Como se dijo en la sección 4.2.2, lo primero que se tuvo que tener en
cuenta, fue que cada puente tiene dos MOSFETS con Drenador común y dos con
Surtidor común (Figura P.1). Como en la base de la empaquetadura de cada
MOSFET está el Drenador, se optó por dejar un perfil completo para los MOSFET
con Drenador común seguido por un perfil cortado por la mitad para los MOSFET
con Surtidor común, unidos entre sí con separadores aislantes de madera para evitar
cortocircuitos. Esto se puede apreciar en el diagrama de la Figura P.2:
Drenador Común
S1
S2
VDC
Vout
S3
Surtidor Común
Figura P.1: Diseño de un Puente.
S4
178
Aislantes de Madera
Vista Frontal
Vista Superior
Aluminio
Aire
Figura P.2: Esquema de la unión de perfiles para el disipador.
Los materiales usados para la construcción del disipador, y el disipador
ya terminado, se pueden apreciar en la siguiente fotografía (Figura P.3):
Figura P.3: a) Materiales para un disipador b) Disipador Terminado
179
Luego de terminados los tres disipadores, se procedió a unir los perfiles
que tienen Surtidor común para obtener la característica de puentes “H” en serie. Las
conexiones para obtener puentes en cascada se pueden apreciar en la figura P.4.
+2,33V
+
+7V
+
+21V
+
+63V
+
-
Figura P.4: Esquema de conexiones entre Disipadores.
Como se muestra en la figura P.5, para poner dos puentes “H” en
cascada, el Drenador del MOSFETS inferior del “circuito de disparo 2” está
conectado con el Drenador del MOSFETS inferior del “circuito de disparo 1” del
otro puente “H”. En otras palabras, es necesario conectar el perfil de aluminio “(-)”
con el perfil de aluminio “(+)” del otro puente “H”.
180
S1
VDC1
VDC2
(+)
S2
Perfil de Alumnio
completo
(-)
S3
S4
S1
S2
(+)
Perfil de Alumnio
cortado
(-)
S3
Circuito de
disparo 1
S4
Circuito de
disparo 2
Figura P.5: Conexión de dos puentes en cascada.
Esta configuración ensamblada se puede apreciar en la fotografía de la
Figura P.6:
181
Figura P.6: Esquema de conexiones entre Disipadores.
Mediante un cálculo experimental se pudo calcular la resistencia térmica
del disipador. El experimento consistió en ver el aumento de temperatura de un
disipador, con respecto a una variación de potencia disipada. Para esto, se construyó
un “emparedado” con dos disipadores pequeños y una resistencia de plancha, a la
cual se le puede medir la potencia de entrada (Figura P.7)
Amperímetro
A
Resistencia
de Plancha
Voltímetro
V
Disipador
Chico
Figura P.7: Esquema de circuito para calcular RDA.
Vac
182
Luego de la construcción, el siguiente paso fue medir la temperatura
ambiente, ya que se debe obtener la variación de la temperatura con respecto a la
potencia disipada en la resistencia. El proceso consiste en variar el voltaje de entrada
(Vac) y medir la potencia de entrada de la resistencia (por medio del amperímetro y
voltímetro) y la temperatura del disipador. Resaltar que debido a la configuración
mostrada, la potencia aplicada a uno de los disipadores, es la mitad de la potencia
medida (suponiendo disipadores iguales).
∆T °
Entonces se procedió a la obtención de la curva
mediante la
Pot
variación del voltaje de entrada, y la medición de temperatura en el disipador (Figura
P.8):
Cálculo de Resistencia Térmica
Temperatuta (C)
120,0
100,0
80,0
60,0
40,0
20,0
0,0
5
10
15
20
25
30
35
40
Potencia (W)
Figura P.8: Curva de Temperatura versus Potencia para calcular RTH.
Para encontrar el valor de la resistencia térmica del inversor para cierta
∆T °
potencia, se calculó la razón
, donde ∆T° es la diferencia entre la temperatura
Pot
medida en el disipador y la temperatura ambiente. El detalle de estos cálculos se
encuentra en el Anexo M.
183
Se evaluó la curva anterior para un valor de potencia igual al calculado
en la sección 3.1, obteniéndose un valor obtenido para la resistencia térmica RDA de
aproximadamente 3,9 ºC/W. La resistencia térmica práctica del disipador es menor
que la resistencia mínima de 4,56 ºC/W calculada anteriormente, lo que asegura el
mantenimiento de la temperatura de los componentes dentro de los márgenes
establecidos por el fabricante sin el uso de un sistema de enfriamiento, como
ventiladores. Sin embargo, el uso de éstos fue considerado por razones de seguridad
en el diseño de las fuentes DC para los Esclavos, por lo que no se deberían presentar
problemas de esta índole en un fututo.