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Formación Técnico Específica
ESCUELA DE EDUCACIÓN
SECUNDARIA TÉCNICA N° 1
“Manuel Belgrano”
Aplicaciones de Electrónica Analógica II
UNIDAD 3
TRANSISTORES
INTRODUCCIÓN: ..................................................................................................................2
PRIMER MODELO DE TRANSISTOR: AMPLIFICADOR DE CORRIENTE..............3
Distintas configuraciones:............................................................................................. 4
Tensiones y corrientes del transistor en continua ........................................................... 5
ESTADOS DEL TRANSISTOR .............................................................................................6
ALGUNOS CIRCUITOS BÁSICOS CON TRANSISTORES.............................................6
El transistor como llave (switch) ................................................................................... 6
Configuración en Colector Común o .............................................................................. 8
Seguidor de Emisor...................................................................................................... 8
Impedancias de las fuentes y de las carga ..................................................................................................... 9
Impedancias de entrada y salida de los seguidores de emisor....................................................................... 9
El Transistor Bipolar Como Elemento Amplificador ....................................................... 10
Polarización y Estabilización........................................................................................ 12
Inestabilidad.............................................................................................................. 13
Polarización Universal................................................................................................. 13
Circuito de entrada: Determinación de la corriente de entrada.................................................................. 15
Circuito de salida. Recta de carga estática.................................................................................................. 16
MODELO DE EBER´S MOLL.............................................................................................17
CARACTERISTICAS GRÁFICAS PARA LA CONF. EMISOR COMUN ....................18
Características de Salida: ........................................................................................... 19
Características de Transferencia ................................................................................. 20
Característica de Entrada: .......................................................................................... 21
Amplificador en Emisor Común ................................................................................... 22
Amplificador en emisor común, revisión ...................................................................... 23
Problemas al polarizar el emisor directamente a masa. .............................................................................. 23
Resistencia de emisor como realimentación ................................................................. 24
FUENTES DE CORRIENTE.........................................................................................................24
Fuentes Espejo .......................................................................................................... 25
ALGUNOS BLOQUES AMPLIFICADORES ..................................................................................26
Etapas de salida push-pull .......................................................................................... 26
Distorsión por cruce en etapas push-pull ..................................................................... 26
Estabilidad térmica en amplificadores push-pull clase................................................... 27
Conexión Sziklal – Darlington Complementario............................................................. 28
Bootstrapping ............................................................................................................ 29
Bootstrap de las resistencias de carga de colector........................................................ 30
AMPLIFICADORES DIFERENCIALES ...........................................................................30
Polarización con fuente de corriente............................................................................ 32
Uso del amplificador diferencial como amplificador de contínua ................................... 33
Espejo de corriente como carga activa ........................................................................ 34
REFERENCIAS ..........................................................................................................................35
Ing. Mario Alberto Fernandez
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UNIDAD 3
TRANSISTORES
INTRODUCCIÓN:
El transistor es el mejor ejemplo de lo que llamamos un “componente activo”, un dispositivo
que puede amplificar produciendo una señal de salida de mayor potencia que la señal de
entrada. Esa potencia adicional proviene de una fuente de potencia externa (la fuente de
alimentación, para ser exactos). Conviene advertir acá que la amplificación de tensión por si
misma no es lo que importa, dado que, por ejemplo, un transformador elevador también
aumenta la tensión de salida, sin embargo en este caso se trata de un componente pasivo tal
como un capacitor o una resistencia, ya que existe ganancia de tensión pero no de potencia.
Los dispositivos que ganan potencia se distinguen por su capacidad de volverse osciladores, al
realimentar algo de la señal de salida nuevamente a la entrada.
Es interesante hacer notar que la propiedad de amplificación de potencia les pareció de
suma importancia a los inventores del transistor. Prácticamente lo primero que hicieron para
convencerse de que habían inventado algo fue poner un parlante a la salida y observar que la
señal de salida sonaba mas fuerte que la de entrada.
El transistor es el ingrediente esencial de todo circuito electrónico, desde el mas simple
amplificador u oscilador a la mas elaborada de las computadoras digitales. Los circuitos
integrados, que han reemplazado largamente a circuitos construidos con transistores discretos,
son en si mismos arrays de transistores y otros componentes construidos en un único chip o
pastilla de material semiconductor.
Aún si la mayoría de los circuitos están basados hoy en día en circuitos integrados (CI) es
muy importante tener un buen entendimiento del funcionamiento del transistor, ello es así
debido a que se necesitan conocer las propiedades de entrada y salida del CI para poder
conectarlo al resto del circuito y del mundo exterior. Además, el simple transistor es el recurso
mas poderoso para usar como interfase, o sea, para interconectar distintos circuitos, bien sea
entre CIs y el resto de la circuitería o entre distintos subcircuitos. Finalmente, hay con
frecuencia (algunos podrían decir con demasiada frecuencia) situaciones donde no existe el CI
que se adapte a nuestra necesidades y no queda otra alternativa que confiar en circuitos con
transistores discretos para realizar el trabajo. Como se verá mas adelante, los transistores por
si solos tienen un terreno bastante interesante y aprender su funcionamiento puede ser
bastante entretenido.
El tratamiento del tema transistores que vamos a ver es algo diferente de que se ve en la
mayoría de los libros. Es muy común el uso del modelo de parámetros h y su circuito
equivalente. Ese es un acercamiento al tema innecesariamente complicado y anti-intuitivo. El
comportamiento del circuito no solo se nos aparece como algo que surge de elaboradas
ecuaciones, mas que como a partir de un claro entendimiento en nuestra mente de cómo el
circuito funciona; sino que también tiende a hacer perder de vista en cuales parámetros del
comportamiento del transistor se puede confiar y, mas importante, cuales son los que tienen
una gran dispersión como para hacerlos confiables.
En este capítulo, en cambio, construiremos a modo introductorio un modelo muy simple de
transistor, e inmediatamente resolveremos algunos circuitos con el. Ese modelo tiene algunas
limitaciones; llegado a ese punto se ampliará el modelo para incluir las convenciones del
respetado modelo de Ebers-Moll. Con las ecuaciones de Ebers-Moll y un modelo simple de 3
terminales, será suficiente para tener un buen entendimiento de cómo funcionan los
transistores. No será necesario de ese modo hacer cantidades de cálculos para lograr diseños
de buena calidad. En particular, se buscará realizar circuitos que sean bastante independientes
de parámetros pobremente controlados tales como la ganancia de corriente.
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Para comenzar a trabajar deben tenerse en cuenta algunas notaciones importantes. El
voltaje en el terminal del transistor (con respecto a tierra) se indica con único subíndice (C, B, o
E): Vc es la tensión de colector, por ejemplo. La tensión entre dos terminales se indica con un
subíndice doble: VBE es la caída de tensión entre la base y el emisor, por ejemplo. La misma
repetida, significa que se trata de la tensión de una fuente de alimentación: VCC es la tensión
positiva de la fuente de alimentación asociada con el colector, VEE es la tensión (negativa) de la
fuente asociada con el emisor.
PRIMER MODELO DE TRANSISTOR: AMPLIFICADOR DE CORRIENTE.
Un transistor es un dispositivo de 3 terminales disponibles en dos tipos (NPN y PNP).
Poseen ciertas propiedades que los hacen aptos para amplificar señales. Estas se pondrán
de manifiesto siempre que se cumplan las siguientes reglas para los transistores NPN (para los
PNP simplemente se invierten las polaridades):
1.
El colector debe ser mas positivo que el emisor.
2. Los circuitos base-emisor y base-colector se comportan como diodos (figura 2).
Normalmente el diodo base-emisor está conduciendo y el diodo base-colector está polarizado
en inversa, o sea que la tensión está en dirección opuesta al sentido normal o de fácil
circulación de la corriente.
3. Todo transistor tiene valores máximos de IC, IB, y VCE que no pueden excederse, de lo
contrario se destruye el mismo y hay que pagar el precio de uno nuevo. Existen además otros
límites que no pueden ser superados, tales como la potencia de disipación (IC.VCE), la
temperatura, VBE, etc. que hay que tener en cuenta para no destruir el dispositivo.
4. Siempre que se obedezcan las reglas precedentes, la corriente de colector IC será
proporcional a la corriente de base IB según la siguiente ecuación:
IC = hFE.IB = β.IB
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Donde hFE, la ganancia de corriente (también llamada β), es típicamente de un valor de 100.
Las corrientes IC e IB fluyen hacia el emisor. Nota: La corriente de colector no se debe a la
conducción en directa del diodo base-colector; dicho diodo está polarizado en inversa.
Simplemente debemos pensarla como una “acción, o propiedad, del transistor” que se da
siempre que se cumplan las reglas 1 a 3.
La propiedad o regla 4 es la que le da al transistor su utilidad: una pequeña corriente que
circula por la base controla el flujo de una corriente mucho mayor dentro del colector.
Advertencia: hFE no es un buen parámetro del transistor; sus valores pueden variar por
ejemplo entre 50 y 250 para un mismo modelo de transistor y eso está perfectamente dentro de
las tolerancias dadas por el fabricante. Además, es dependiente de la corriente de colector, de
la tensión colector-emisor y de la temperatura. Un circuito que depende de un particular
valor de hFE es un circuito mal diseñado.
Detengámonos un poco en el efecto de la propiedad 2. Esto significa que no se puede seguir
subiendo la tensión entre los terminales base-emisor, porque circularía una corriente enorme si
la base fuera mas positiva que el emisor en mas o menos 0.6 a 0.8 volt (caída de un diodo en
directa). Esta regla implica que un transistor en funcionamiento tiene VB ≈ VE + 0.6 volt (VB = VE
+ VBE). Nuevamente, estas polaridades son para transistores NPN; deben invertirse para
transistores PNP.
Pongamos nuevamente énfasis en que no se debe tratar de pensar la corriente de colector
como la de un diodo en conducción. No lo es, porque normalmente las tensiones en el diodo
colector-base están en el modo inverso. Además, la corriente de colector varía muy poco con la
tensión de colector (se comporta como una fuente de corriente), a diferencia de la conducción
de un diodo en directa, donde la corriente sube exponencialmente con la tensión aplicada.
Distintas configuraciones:
En principio, podemos analizar al transistor como un elemento amplificador capaz de
entregar a la salida una corriente proporcional a la entrada.
Como hemos visto, el modelo de amplificador tiene cuatro terminales, dos de entrada y dos
de salida, por lo tanto al tener el transistor tres terminales, no queda otra alternativa que usar
uno de ellos como elemento común entre la entrada y dos de salida, por lo tanto se podrán
realizar tres tipos de configuraciones diferentes: emisor común (EC); base común (BC) y
colector común (CC).
En la configuración base común la señal procedente del generador de entrada se aplica
entre el emisor y la base y la carga se coloca entre el colector y la base. La corriente de salida
es prácticamente igual que la de entrada. Por lo tanto su ganancia de corriente es este es
prácticamente igual a 1. La resistencia de entrada es muy baja y la de salida muy grande.
En el montaje de colector común o seguidor de emisor, la señal se aplica entre la base y el
colector, y la carga se coloca entre el emisor y el colector. La ganancia de corriente es en este
caso elevada, la resistencia de entrada muy grande y la de salida muy pequeña.
En la configuración emisor común el generador de entrada se coloca entre la base y el
emisor y la carga entre colector y emisor. La ganancia de corriente es elevada, la resistencia de
entrada es pequeña y la de salida grande.
El montaje que mas se parece a un amplificador ideal de corriente es el de EC, y por
consiguiente, el que mas se utiliza para amplificar. Las otras dos configuraciones se usan para
adaptar resistencia (o impedancia). La configuración BC para adaptar una fuente de baja
resistencia que debe alimentar una carga de alto valor de resistencia, y la de colector común
para adaptar una fuente de alta resistencia a una carga de bajo valor
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Tensiones y corrientes del transistor en continua
Para que el transistor bipolar pueda funcionar es necesario polarizar cada una de sus patas
como muestra la siguiente figura, independientemente del tipo de configuración que se utilice.
IC
IB
IB
IC
VCE
VBE
VCE
VBE
IE
IE
En el transistor NPN la base y el colector deberán ser siempre positivas con respecto del
emisor, mientras que en el PNP, las polaridades se invierten, o sea, la base y el colector serán
siempre negativos respecto del emisor. Cuando el transistor está correctamente polarizado se
originan tres corrientes diferentes, que son: la de la base IB, la de colector IC y la de emisor IE,
de manera que en todos los casos se cumple la siguiente igualdad.
I E = IC + IB
La corriente que circula por la base es muy pequeña respecto a la de colector, por lo tanto,
la corriente de colector es muy parecida a la de emisor.
Podemos definir:
1)
I
α= C
I
2) β = C
IB
IE
Las magnitudes α y β son conocidas como la ganancia de corriente para corriente continua
en las configuraciones BC y EC, respectivamente.
Nota: Si bien en este análisis usamos los términos α y β, en las hojas de datos es mucho
mas común el uso del término hFE en lugar de β. Se advierte por la ecuación (2) que β = hFE
Los valores de α y β varían mucho de un transistor a otro en función de la potencia entre
otras características. Existe incluso una gran dispersión entre transistores del mismo tipo y
fabricante. Se ve que existe una relación directa entre α y β, por ejemplo: si α = 0,98 -> β = 50
Pues si combinamos las ecuaciones 1 y 2 obtenemos:
β=
α
1−α
La ganancia de corriente de continua en la configuración CC es muy parecida a la de EC, ya
que
IE
IB
I
≅ C
IB
Si β = 50 -> la ganancia de corriente en colector común será β+1=51
En todos los casos la base y el emisor constituyen una unión PN, de modo que cuando se
polariza directamente se origina la misma caída de tensión que en un diodo, es decir, 0,7 V
aproximadamente, VBE representa dicha ddp, VCE es la tensión continua entre el colector y el
emisor. Su valor depende de muchas variables y puede variar entre aproximadamente 0,1V y la
tensión de la fuente de alimentación.
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ESTADOS DEL TRANSISTOR
Al transistor no solo se lo emplea como elemento amplificador sino que también puede ser
usado en circuitos de conmutación, funcionando como llave, haciéndolo trabajar en las zonas
extremas de sus características.
Los estados posibles del transistor son corte y conducción, y dentro de este último estado
puede estar trabajando en la zona activa, o en saturación. Como amplificador trabaja en la zona
activa, es decir, en la parte lineal de la característica de salida, y cuando se usa como
conmutador opera alternativamente en corte y en saturación.
Se dice que un transistor está al corte cuando el valor de las magnitudes de tensión y
corriente son las siguientes:
IC= 0 ;
IB = 0 ;
VCE = VCC y VBE < 0,6V
Un transistor se encuentra en la zona activa cuando sus tensiones y corrientes valen:
VCC > VCE > 0,2V ;
V BE = 0,6 a 0,7V
e I C = h FE ⋅ I B
Un transistor está saturado cuando:
VCEsat ≅ 0,05 a 0,2V ;
V BE = 0,7V
e
I C ≤ h FE ⋅ I B
El comportamiento de un transistor saturado es equivalente al de un interruptor cerrado.
Aunque aumente IB, la IC ya no puede aumentar mas, permanece constante.
Cuando un transistor opera como amplificador, es necesario evitar que se sature o que pase
al corte para que no distorsione por falta de linealidad.
ALGUNOS CIRCUITOS BÁSICOS CON TRANSISTORES
El transistor como llave (switch)
Observemos el siguiente circuito. Esta es una
aplicación muy común, en la cual una pequeña corriente
de control da lugar a la circulación de una corriente mucho
mayor en otro circuito, se la llama llave electrónica o el
transistor como llave. Este circuito puede analizarse
fácilmente a partir de las reglas anteriores. Cuando la
llave mecánica se encuentra abierta, no existe corriente
de base. De este modo, según la regla 4:
IC = hFE.IB
cuando la corriente de base es 0, la corriente de colector 0. La lámpara está apagada.
Al cerrarse la llave, la base alcanza una tensión de 0.6 volt (diodo base-emisor en
conducción directa). La caída de tensión en la resistencia de base es entonces de 9.4 volts, de
este modo la corriente de base es 9.4 mA. Una aplicación a ciegas de la regla 4 nos daría IC=
940 mA (para un beta típico de 100). Eso está equivocado. ¿Por qué? Porque estamos ante
una situación especial que se llama transistor en saturación. El circuito nos dice que con 100
mA ya tenemos 10V. sobre la lámpara y como la fuente es de 10V, es imposible que circulen
mas de 100mA. El transistor en saturación se comporta casi como un cortocircuito entre
Colector y Emisor, ya que la tensión en el colector, VC, es casi 0V, como puede verse en la
figura.
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0.05V
0.6V
0V
Lo que sucede tal como puede verse claramente en la figura de la derecha es que el diodo
colector-base queda también polarizado en directa, desobedeciendo la regla 1.
La regla 4 solo se cumple siempre que se cumplan las anteriores, en este caso no se
cumpliría la regla 1; Esto significa que el colector alcanza casi el mismo valor que el emisor
(valores típicos de saturación están entre 0.05 y 0.2 volts) y permanece allí. En este caso la
lámpara se enciende, con los 10 volts especificados sobre ella.
Al sobrecargar la base (nosotros usamos 9.4 mA cuando con 0.1 mA hubiera sido suficiente)
hace al circuito conservador; en este caso particular es una buena idea, dado que una lámpara
consume mayor corriente cuando está fría que en funcionamiento (la resistencia de una
lámpara fría es de 5 a 10 veces mas baja que su resistencia en funcionamiento). Por otro lado
la ganancia del transistor cae a bajos niveles de tensión colector-base, de modo que es
necesario asegurarse de llevar al transistor a plena saturación. En un circuito real sería también
conveniente colocar una resistencia de unos 10K desde base a masa para asegurarse que la
base esté siempre a mas aún con la llave abierta. Esto no afectaría en nada su funcionamiento
ya que solo drenaría una corriente de solo 0.06 mA.
Hay una serie de precauciones a ser observadas cuando se diseñan llaves electrónicas o
switches.
Se debe elegir la resistencia de base bastante conservador, esto es, que pueda entregar
bastante corriente de base en exceso, especialmente cuando se manejen lámparas, debido a la
muy baja ganancia cuando se trabaja con valores muy bajos de VCE (saturación). Esto también
es una buena idea para llaves (switching) de alta velocidad, debido a los efectos capacitivos y la
reducción de la ganancia que se produce a muy alta frecuencia. A menudo se coloca un
pequeño capacitor sobre el resistor de base para mejorar su respuesta a alta velocidad.
Si la carga se vuelve negativa por alguna razón (carga inductiva, por ejemplo) se debe usar
un diodo en serie con el colector (diodo en dirección inversa con respecto a tierra) para prevenir
conducción colector-base o tensiones negativas en colector.
Para cargas inductivas, proteger al transistor con un diodo sobre la carga, como se ve en la
figura. Sin el diodo, el inductor someterá al transistor a una elevada tensión positiva cuando se
abra la llave, casi seguramente excediendo el voltaje de ruptura colector-emisor, debido a que
el inductor trata de mantener la corriente de circulación hacia el colector.
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Las llaves hechas con transistores permiten conmutar muy rápidamente, típicamente en una
pequeña fracción de microsegundo. Además se pueden conmutar diferentes circuitos con una
única señal. Una posibilidad adicional es la posibilidad de conmutar en frío (cold switching) de
modo remoto, en la cual solo es necesario tirar cables de las tensiones de control hacia los
paneles de control, en vez de que las señales deban viajar hacia los paneles de control a través
del cableado, donde se producen efectos capacitivos y degradaciones de la señal.
Configuración en Colector Común o Seguidor de Emisor
+10V
VEntrada
VSalida
La figura muestra un ejemplo de un seguidor de emisor. Se lo llama de ese modo debido a
que el terminal de salida es el emisor el cual sigue a la entrada (la base), menos la caída de un
diodo:
VE ≈ VB – 0.6 volt
Vemos entonces que la salida es una réplica de la entrada, salvo que es entre 0.6 a 0.7 volt
menos positiva. Para este circuito, VEntrada debe ser +0.6 volt o mas, caso contrario la salida
será 0 volt.
Si conectáramos la resistencia de emisor a una fuente de alimentación negativa, también
podrían admitirse voltajes negativos en la entrada. Advierta que no hay resistencia de colector
en un seguidor de emisor.
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A primera vista un circuito de este tipo puede parecer de ninguna utilidad, hasta que
advirtamos que la impedancia de entrada es mucho mayor que la de salida, como quedará
demostrado en breve. Esto significa que el circuito requiere menos potencia de la fuente de
señal para manejar una determinada carga que si la tuviera que manejar directamente. O que
una señal de alguna impedancia interna (en el sentido de Thévenin) puede ahora, con este
circuito, manejar un carga comparable o aún de mas baja impedancia sin pérdida de amplitud
(debido al efecto divisor de voltaje). En otras palabras, un seguidor de emisor tiene ganancia de
corriente aunque no tenga ganancia de tensión. Tiene sí, ganancia de potencia.
Impedancias de las fuentes y de las cargas
Este último punto es muy importante y merece alguna discusión antes de que calculemos en
detalle los beneficios de los seguidores de emisor. En circuitos electrónicos, siempre vamos a
estar enganchando la salida de algo con la entrada de otra cosa, como se sugiere en la figura.
La señal fuente bien podría ser la salida de una etapa amplificadora (Con el equivalente
Thévenin de la impedancia de salida ZO), alimentando la próxima etapa o quizás una carga (de
impedancia Zin). En general, el efecto de la carga de la siguiente etapa causa una reducción de
la señal. Por esta razón se trata siempre de mantener ZO << Zin (a grosso modo se suele usar
un factor de 10).
En alguna situación está bien dejar de lado este objetivo general de tener una fuente fija
comparado con la carga. En particular, si la carga está siempre conectada (dentro de un circuito
p.ej.) y si presenta una Zin conocida y constante, no es demasiado grave si se “carga” algo la
fuente. Sin embargo es siempre mas elegante si los niveles de señal no cambian cuando se
conecta la carga. Además, si Zin varía con el nivel de señal, entonces una fuente fija (ZO <<
Zin) asegura linealidad, de otro modo al ser nivel-dependiente del divisor de voltaje causaría
distorsión.
Finalmente, hay dos situaciones donde es totalmente incorrecto adaptar impedancias
usando ZO << Zin: En circuitos de radiofrecuencia lo que se busca es igualar la impedancias
(ZO = Zin), por razones que se verán al estudiar radiofrecuencia. Una segunda excepción se
aplica cando la señal a acoplar es una corriente mas que una tensión. En ese caso la situación
es completamente al revés y lo que se busca es Zin << ZO (ZO es ∞ para fuentes de corriente).
Impedancias de entrada y salida de los seguidores de emisor
Como ya se ha visto el seguidor de emisor es útil para adaptar impedancias de señales y
cargas. Para decirlo crudamente, ese es el principal uso del seguidor de emisor.
Vamos a calcular las impedancias de entrada y salida del seguidor de emisor. Del circuito
anterior, consideramos que R es la carga (en la práctica a veces es así, otras veces la carga
está en paralelo con R, pero con R dominando siempre el valor de la resistencia paralelo). Si
hacemos una variación en el voltaje en la base ∆VB; en el emisor se producirá también un
cambio de la misma magnitud ∆VE = ∆VB. Entonces, el cambio en la corriente de emisor será:
∆IE = ∆VB / R
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ΔI B =
ΔV B
1
ΔI E =
R (h fe + 1)
h fe + 1
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(usando IE = IC + IB)
La resistencia de entrada es ∆VB / ∆IB
Por lo tanto:
rin = (hfe + 1)R
El beta del transistor es típicamente 100, de modo que una baja impedancia en la carga se
ve mucho mayor en la entrada; por lo tanto la base la puede manejar muy fácilmente.
En el cálculo precedente, se usó símbolos en minúsculas, tal como para el hfe, eso quiere
significar que se tratan de cantidades incrementales de baja señal. Por lo general uno se
concentra en los cambios de corriente y tensión del circuito, mas que en los valores fijos (Vcc).
Esto es mas común cuando estas pequeñas variaciones representan una señal, tal como en
amplificadores de audio montadas sobre la polarización en contínua. Esta distinción entre la
ganancia de corriente en continua (hFE) y la ganancia de corriente en pequeña señal (hfe). Sin
embargo esto no es un gran problema, ya que hfe ≈ hFE (salvo para muy altas frecuencias), y de
todos modos nunca asumiremos que conocemos su valor con precisión
Aunque en lo visto precedentemente usamos resistencias, la misma regla puede aplicarse
para el caso de impedancias:
Z in = (h fe + 1) Z c arg a
Debido a estas propiedades los seguidores de emisor (colector común) encuentran muchas
aplicaciones en situaciones donde, por ejemplo, se precisan fuentes de señal de baja
impedancia dentro de un circuito o a su salida, y en general como separadores (buffers) que
aíslan a fuentes de señal de los efectos de cargarlas con las etapas siguientes.
El Transistor Bipolar Como Elemento Amplificador
Analizaremos el transistor NPN en emisor común
RC
RB
IB
IC
Circuito polarizado mediante un solo generador.
VCC
VCE
VBE
La corriente de base en continua se puede
calcular mediante la siguiente ecuación:
IB =
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VCC − V BE
RB
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La corriente de base dará origen a una corriente de colector de valor:
I C = hFE • I B
Esta corriente de colector provocará una d.d.p. en la RC de forma que la tensión del
generador se repartirá entre el transistor y la resistencia según la ecuación:
VCC = VCE + I C • RC
Como criterio de diseño se toma que VCE ≅
VCC
2
Analizando las ecuaciones escritas hasta ahora, podemos decir que:
IC depende de la corriente de base.
VCE depende de la corriente de colector y como consecuencia indirecta de la base.
v1(V)
VCC
RC
RB
RB
RC
v1
v2
Vcc
v2
VCC
2
Si debido a la aplicación de una señal de alterna entre la base y el emisor, v1
= Δv BE , tal
como se muestra en la figura anterior, se produce un incremento en la corriente de base,
también se producirá un incremento en la corriente de colector
ΔIc = h fe ⋅ ΔI B
ΔIc , cuyo valor será:
ΔI B ,
Al aumentar la corriente de colector, la caída de tensión en la resistencia de carga, Rc,
sufrirá un incremento, que será:
ΔI C ⋅ RC
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Como la tensión VCC permanece constante, la tensión colector emisor VCE disminuirá en la
proporción que aumente la caída en RC:
ΔvCE = v 2 = −ΔI C ⋅ RC
El signo “-“ indica que para un incremento en la señal de entrada se produce una
disminución en la salida, es decir, la señal amplificada se encuentra desfasada 180º
El capacitor C permite el paso de la corriente alterna hacia la base del transistor, pero impide que la
corriente continua que atraviesa RB circule por la fuente que genera la señal V1-
Polarización y Estabilización
Cuando se construye un amplificador es necesario, en primer lugar, polarizar el transistor de
forma adecuada con el generador de CC para obtener los valores de tensión y corriente
correctos. Una vez realizada esta operación, los valores IB , IC , VCE determinan el punto de
reposo o de funcionamiento en contínua Q. Deberá ser lo mas estable posible. Una vez logrado
esto, el dispositivo está preparado para aplicar la señal alterna a su entrada.
El circuito visto hasta ahora en RB , RC y EC recibe el nombre de polarización fija, es el mas
sencillo pero también el mas inestable, y por consiguiente es el menos indicado cuando el
transistor trabaja en la zona activa, como amplificador.
Recta de Carga
Sabemos que:
VCC = VCE + I C ⋅ RC
Esta expresión se conoce como la ecuación de la recta de carga.
En ella la tensión del generador EC y la resistencia de carga RC son constantes y VCE e IC
son las variables.
La recta de carga tiene gran interés pues la intersección de ésta con la característica de
salida del transistor determina el punto de reposo Q. Para trazarla en el plano solo es necesario
establecer los puntos de corte con los ejes de coordenadas.
1. Cuando la corriente de colector vale cero
2. Cuando VCE
V
= 0  I C = CC
RC
VCC

RC
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 VCE = VCC
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La figura muestra la recta de carga para determinados valores de RC y VCC. El punto Q deberá
estar equidistante de los cortes de la recta con los ejes de tensión y de corriente. Existe una
recta de carga para cada valor de VCC o RC.
Si mantenemos constante VCC pero variamos RC vemos que cambia la pendiente de la recta
de carga.
Si mantenemos RC pero variamos VCC lo que se observa es otra recta de carga paralela a la
anterior.
Inestabilidad.
El punto de reposo Q debe estar ubicado lo mas centrado posible respecto a los extremos de la
recta de carga para evitar que el transistor salga de la zona activa y pase a la saturación o al
corte, provocando distorsión cuando la señal de salida es elevada.
La estabilidad del punto de trabajo puede perturbarse por el efecto de la temperatura, por
ejemplo. Para generar una polarización mas estable será necesario cambiar el tipo de circuito
de polarización.
Polarización Universal
La figura muestra un circuito con polarización universal capaz
de compensar los desequilibrios producidos. El circuito está
formado por un divisor de tensión constituido por R1 y R2,
conectado a la base del transistor, y por una resistencia de
emisor RE.
La variación de temperatura se traduce en el transistor como un aumento de la corriente de
colector, por lo cual la caída en RE tiende a aumentar lo que hace que IB disminuya, con lo cual
el aumento de la IC queda compensado por la disminución de la corriente de base.
La ecuación de la recta de carga será:
VCC = VCE + I C ( RC + R E )
Para
VCE = 0  I C =
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VCC
RC + R E
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VCC
RC
Polarización Fija
Polarización
VCC
RC + RE
VCC
Análisis del circuito
Las R1 y R2 proporcionan una tensión en la base del transistor. Aplicamos Thevenin para
calcular el valor.
R • R2
RB = 1
R1 + R2
ET =
EC
• R2
R1 + R2
El circuito de Thevenin equivalente será:
RC
RB
ET
EC
RE
ET = I B .R B + V BE + I E .R E
Si I B .R B << ET y I E = I C podemos escribir.
E − V BE
IC = T
RE
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Esta ecuación nos indica que la corriente de colector IC es independiente de la ganancia de
corriente del transistor y por lo tanto la sustitución de uno por otro no genera cambio en el punto
Q.
Supongamos el circuito amplificador con un transistor npn en la configuración emisor común,
polarizado en la región activa mediante, polarizado en la región activa mediante las fuentes de
alimentación VBB y VCC.
Para estudiar el funcionamiento del amplificador es conveniente examinar primero su
comportamiento en corriente continua y determinar al mismo tiempo el punto de funcionamiento
del transistor.
Circuito de entrada: Determinación de la corriente de entrada
En las condiciones de polarización típicas del transistor en la región activa, la corriente de base
IB es una magnitud que puede tener una gran variación en el circuito de entrada, el cálculo de
IB así como de la tensión VBE se pueden calcular a partir de la ley de Kircchoff para las
tensiones:
En la figura se muestra la determinación del punto de funcionamiento en el circuito de entrada.
La zona sombreada muestra el rango de variación útil de la corriente IB y el voltaje VBE (0.6V
para el Si).
La relación entre IB y VBE se puede obtener a partir de la curva intensidad-voltaje característica
del transistor para el circuito de entrada. La figura anterior nos muestra dicha curva
característica.
Trazamos una recta de pendiente igual a -1/RB que corta a los ejes en los puntos VBB y VBB /
V
= 0.9V
y
R = 5 × 10 3 ohms
B
RB. Para este caso en particular será BB
La intersección de esta recta con la curva característica permite la determinación independiente
de los valores de IB y VBE, y con ello del punto de funcionamiento, Q. En el ejemplo dado, las
coordenadas del punto Q vienen dadas por IB ≈ 60µA y VBE ≈ 0.6V.
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En dicho gráfico puede advertirse que debido al carácter cuasiexponencial de la corriente de
base, el valor de VBE tienen una variación muy pequeña (incluso menor a una décima de voltio)
dentro del rango de variación útil del punto de trabajo (zona lineal). Por esta razón, para
cálculos aproximados, se suele tomar un valor fijo de VBE (0.6V para el Si). Esta aproximación
permite hacer una determinación rápida de la corriente IB a través de la utilización directa de la
ecuación anterior.
Circuito de salida. Recta de carga estática
La determinación del punto de funcionamiento en el circuito de salida requiere del cálculo de
la tensión VCE y la corriente IC. Nuevamente aplicando la ley de Kirchoff tendremos:
IC.RL + VCE –VCC = 0
También se puede escribir como:
IC =
VCC − VCE
RL
Esta ecuación representa una recta que se denomina recta de carga estática, esta
representada en la figura junto con las curvas características de un transistor típico. La
pendiente de la recta de carga es -1 / RL, mientras que los puntos de cruce con los ejes vienen
determinados por los valores VCC y VC / RL. En la figura está representado para el caso
particular de VCC = 30 V y RL = 1.000 ohms.
La recta de carga corta a las curvas características del transistor en una serie de puntos Q.
En el ejemplo que estamos viendo, se obtuvo IB ≈ 60 μA, por lo tanto el punto de operación
corresponde a Q3.
Este punto de trabajo, se lo denomina punto de reposo y se lo suele tomar cercano al centro
de la línea de carga pues lo que se busca es que las desviaciones debido a la señal sean los
mas simétricas posibles. En electrónica digital es todo lo contrario los puntos de trabajo se
ubican en los extremos de la línea de carga, o sea, fuera de la zona activa.
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MODELO DE EBER´S MOLL
Hasta aquí pensamos al transistor como un amplificador de corriente cuyo circuito de
entrada se comporta como un diodo. Eso es correcto a grandes trazos, y funciona bien para
muchas aplicaciones. Pero para resolver problemas que se nos presentan en amplificadores
diferenciales, el funcionamiento de conversores logarítmicos, compensación de temperatura, y
otras aplicaciones, se puede pensar al transistor como un dispositivo de transconductancia,
donde la corriente de colector es controlada por el voltaje base-emisor.
IC está relacionada con VBE con la siguiente forma:
I C = I S (e
V BE
VT
− 1)
Donde VT = kT / q = 25.3mV a temperatura ambiente (20OC), q es la carga del electrón (1.60
x 10-19 coulombs), k es la constante de Boltzmann (1.38 x 10-23 joules/ºK), T es la temperatura
en grados Kelvin (ºK = ºC + 273.16), e IS es la corriente de saturación para un transistor en
particular (depende de T). De este modo, la corriente de base, que también depende de VBE,
puede escribirse aproximadamente como:
I B = I C / hFE
Donde la “constante” hFE tiene un valor típicamente dentro del rango de 20 a 1000, pero que
es muy dependiente del tipo de transistor, de IC, de VCE, y de la temperatura. IS representa la
corriente inversa de pérdidas (juntura polarizada en inversa). En la región activa IC >> IS , de
este modo el término -1 puede ser despreciado en comparación con la exponencial.
La ecuación vista para IC es conocida como la ecuación de Ebers-Moll. También describe
aproximadamente la corriente versus tensión para un diodo si VT es multiplicado por un factor m
de corrección entre 1 y 2. Para transistores es importante destacar que la corriente de colector
queda determinada con precisión por el voltaje base-emisor, más que por la corriente de base,
y que esta ley exponencial es precisa sobre un amplio rango de corrientes.
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Valores importantes a tener en cuenta para el diseño con transistores.
De la ecuación de Ebers-Moll podemos extraer algunos valores importantes que se suelen
usar a menudo en el diseño de circuitos:
1. La pendiente de la curva del diodo. ¿Cuánto necesitamos incrementar la tensión VBE
para que IC se incremente 10 veces? De la ecuación de Ebers Moll, es simplemente VT . loge
∆V/25
10, o sea 60mV por década a temperatura ambiente. De un modo equivalente, IC = IC0 . ℮
donde ∆V está en milivolts.
2. La impedancia para pequeña señal vista desde el emisor, con la base mantenida a una
tensión fija. Si tomamos la derivada de VBE con respecto a IC, se obtiene:
remisor = VT / IC = 25 / IC ohms
Donde IC esta en miliamperes. El valor numérico 25 /IC es para temperatura ambiente. Esta
resistencia intrínseca del emisor, re, actúa como si estuviera en serie con el emisor de cualquier
circuito transistorizado. Es la que limita la ganancia de un emisor común con emisor a masa, es
la que hace que un colector común (seguidor emisivo) tenga una ganancia de tensión
ligeramente menor que 1, e impide que la impedancia de salida de un colector común sea cero.
Advierta que la trasconductancia de un emisor comun es
. gm = Ic /VT
o lo que es lo mismo: gm = 1/re
3. Dependencia de la temperatura de VBE. A simple vista la ecuación de Ebers-Moll sugiere
que VBE tiene un coeficiente positivo de temperatura. Sin embargo, debido a que IS depende
fuertemente de la temperatura, la VBE disminuye a razón de 2.1mV/ºC.
Hay una magnitud adicional que a veces debe ser tenida en cuenta, aunque no surge la
ecuación de Ebers-Moll. Es el efecto Early, que impone importantes límites a las fuentes de
corriente y la perfomance de amplificadores.
4. Efecto Early. La VBE varia levemente a medida que cambia VCE y permanece constante
la IC. Este efecto es causado por la variación del ancho efectivo de la base, y viene dado
aproximadamente por:
∆VBE = -α∆VCE
Siendo α ≈ 0.0001.
Con estos valores se puede manejar la mayoría de los problemas que se presentan al
diseñar circuitos con transistores, y raramente tendremos que volver a referirnos a la ecuación
de Ebers-moll en si misma.
CARACTERISTICAS GRÁFICAS PARA LA CONFIGURACION EMISOR COMUN
Tanto para los transistores NPN como para los PNP se puede obtener las distintas
características para cada tipo de montaje. Analizaremos la curva característica del transistor
NPN en emisor común. Para el PNP es lo mismo, simplemente se invierten las polaridades.
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IC
RC
RB
VCC
VCE
IB
VBE
Características de Salida:
Nos proporciona la variación de la corriente de colector IC cuando varía la tensión entre
colector y emisor VCE, permaneciendo constante la corriente de base.
IC (mA)
110
I B = 500 μA
100
90
I B = 400 μA
80
70
I B = 300 μA
60
50
I B = 200 μA
40
30
I B = 100 μA
20
10
0
0
0,1
0,2
0,3
0,4
0,5
0,6
0,7
0,8
VCE (V)
0,9
1
Características de salida de un transistor NPN en configuración emisor común.
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Las características de salida son un conjunto de curvas, como muestra la figura anterior, de
tal forma que cada una de ellas corresponde a una corriente de base diferente. Se observa que
para pequeños valores de la tensión Colector-Emisor, la corriente IC crece rápidamente, pero
posteriormente se estabiliza, permaneciendo casi paralela al eje de abscisas. Esta última parte
recibe el nombre de zona activa. Esta zona activa en donde los gráficos son prácticamente
rectas son las que se utilizan en la amplificación, para reducir lo mas posible la distorsión
alineal.
El valor de la resistencia de salida del transistor será la relación entre
para una IB determinada.
RS =
Zona de
Saturación
ΔVCE
ΔI C
ΔVCE
y ΔI C
IB
Zona Activa
R
Características de Transferencia
Esta relaciona los valores de la corriente de colector y la corriente de base cuando VCE
permanece constante.
En transistores de pequeña potencia se aproxima a una recta, tal como lo muestra la siguiente
figura, a medida que aumenta la potencia se va perdiendo la linealidad.
A partir de esta característica de transferencia se puede obtener la ganancia de corriente en
continua β, a la que los fabricantes representan como hFE, y que se obtiene dividiendo la
corriente de colector (IC) con la de base (IB), de la ganancia de corriente β' en alterna, llamada
también ganancia de corriente para pequeñas señales, representada en los catálogos con la
letra hfe. La diferencia entre ambos parámetros se debe a la falta de linealidad de la
caracteristica. Para valores bajos de la corriente de colector, hfe>hFE, y para valores altos de IC,
hfe<hFE
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Característica de Entrada:
La entrada de un transistor en EC es un diodo polarizado en sentido directo. Esta se muestra
en la figura siguiente. La misma se obtiene manteniendo constante la tensión VCE.
Caracteristica de Entrada
rentrada = rbe = =
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ΔVBE
ΔI B V
CE
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Amplificador en Emisor Común
Consideremos una fuente de corriente con una resistencia como carga, tal como se vé en la
siguiente figura:
La tensión de colector es: VC = VCC - ICRC
Podemos acoplar capacitivamente una señal a la base para hacer variar la tensión de
colector. Consideremos el siguiente caso:
Se elige C de modo tal que permita el paso de todas las frecuencias de interés.
El calculo del divisor resistivo (R1; R2) dá un valor de 1.6 volts, lo que lleva la tensión de
emisor a 1 volt (VE = 1.6V – VBE).
Esto nos dará una corriente de colector de 1 mA. IC ≈ IE = 1V / 1000Ω = 1 mA
Lo que lleva la tensión de colector a +10 volts. Ya que VC = 20V – ICRC
Imaginemos ahora una señal en la base que produce una variación v E . Si recordamos lo
que vimos en la configuración de colector común, el emisor sigue esta variación de modo que
se produce v E = v B , la cual causa una variación en la corriente de emisor, dada por:
i E = v E / RE =v B / RE
Y prácticamente se da la misma variación en el colector (hfe grande). De este modo la
variación inicial de tensión en la base causa finalmente una variación en la tensión de colector.
v
vC = −iC RC = − B RC = −v B ( RC / RE )
RE
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¡Bien! Eso es un amplificador de tensión, con una amplificación de tensión (o ganancia) que
viene dada por:
ganancia =
vsalida
= − RC / RE
ventrada
Para nuestro ejemplo la ganancia será -10.000/1.000 = -10. El signo menos significa que una
variación positiva a la entrada produce una variación negativa a la salida.
Amplificador en emisor común, revisión
La ecuación de Ebers-Moll nos dice que el transistor posee una resistencia intrínseca (interna)
de emisor re, y que vale 25 / IC(mA) omhs. Esta resistencia es significativa solo cuando la
resistencia de polarización de emisor RE es muy baja o directamente no existe.
Si al circuito visto anteriormente le eliminamos la resistencia de
emisor nos quedaría:
Si hacemos nuevamente el cálculo de ganancia en el circuito de
emisor solamente nos queda la resistencia de emisor del transistor, re
Para 1 mA
re =
25mV
= 25ohms
1mA
Entonces, la ganancia sería = -10.000/25 = -400
Problemas al polarizar el emisor directamente a masa.
Vemos que obtenemos una importante ganancia de tensión, sin
embargo esto se logra a expensas de otras importantes propiedades del amplificador.
1.
Alinealidad. Como vimos la ganancia es G = − RC
ganancia resulta fuertemente dependiente de la corriente
de colector. Entonces para una corriente de reposo de
1mA la ganancia es -400. Sin embargo, dado que IC varía
con la señal de salida cuando IC valga 2mA la ganancia
valdrá -800 y cuando IC sea casi 0mA la ganancia será
casi cero. Para una señal diente de sierra la señal tendrá
una forma como la de la figura.
/ re = − RC I C / 25
por lo que la
Esto nos dice que el amplificador tiene una alta distorsión
o una linealidad muy pobre. El amplificador sin resistencia de polarización de emisor sin ningún
tipo de realimentación solo es útil para pequeñas variaciones de la señal alrededor del punto de
reposo. Por el contrario si ponemos una RE >> re, tiene una ganancia independiente de la
corriente de colector y puede ser usado para amplificar tensión dentro de un amplio rango de
variación de la señal.
Impedancia de entrada. La impedancia de entrada es aproximadamente:
Z in = h fe re = 25 h fe / I C (mA) . Otra vez, la impedancia de entrada varía a medida que varía
la corriente de colector. Por el contrario, usando una resistencia de emisor se logra una
impedancia de entrada constante y de valor mas elevado.
2.
3.
Polarización. Debido a que, para una determinada IC, la tensión VBE disminuye a razón
de 2.1mV / ºC. Esto significa, que si dejamos fija la tensión VBE, la corriente de colector se
incrementerá 10 veces para un aumento de temperatura de 30ºC. Esto nos daría que un
transistor con el colector polarizado a VCC / 2 entraría en saturación si la temperatura aumentara
8ºC.
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Resistencia de emisor como realimentación
Con el amplificador con resistencia de emisor se logra una polarización estable al aplicar una
tensión a la base, la mayor parte de la misma aparece sobre la resistencia de emisor,
determinando de este modo la corriente de reposo.
Al agregar una resistencia en serie a la intrínseca del emisor re se mejoran muchas de las
propiedades del amplificador en emisor común, y eso se logra a expensas de la ganancia. Se
profundizará mas adelante sobre el tema cuando se vea realimentación negativa, una técnica
muy importante usada para mejorar las características de los amplificadores. Si pensamos en el
transistor como un dispositivo de transconductancia, donde la corriente de colector (y por lo
tanto al tensión de salida) queda determinada por la tensión aplicada entre la base y el emisor;
sin embargo la tensión de entrada aplicada al amplificador está entre la base y tierra. De este
modo la tensión entre base y emisor, sería: la tensión de entrada menos una muestra de la
salida (IERE). Eso es lo que se conoce como realimentación negativa, y es la causa porque la
resistencia en emisor mejora la mayoría de las propiedades del amplificador: mejora la
linealidad, estabilidad e incrementa la impedancia de salida.
Fuentes de Corriente
Las fuentes de corriente tienen varias aplicaciones, una de ellos es que son una excelente
forma de polarizar transistores, también se usan como carga activas para etapas amplificadoras
con una elevada ganancia, también se las usa como fuentes de corriente de emisor en
amplificadores diferenciales. También son necesarias en circuitos integradores, generadores
diente de sierra y generadores rampa.
En la figura se muestra una fuente de corriente con un transistor.
Funciona del siguiente modo:
Al aplicar una VB a la base, tal que VB > 0.6 volt, lo que asegura
que el transistor esté siempre conduciendo:
VE = VB – 0.6 volt de este modo
V
V − 0.6volt
IE = E = B
RE
RE
Pero, como para valores grandes de hFE, puede considerarse: IE ≈
Nos queda entonces:
IC
V − 0.6volt
IC ≈ B
RE
Esto muestra que IC es independiente de VC, siempre que el el
transistor no esté en saturación.
La polarización de la base puede lograse de distintas formas. Puede ser con un divisor de
tensión (fig. A), siempre la tensión de base sea fija y estable, esto se logra haciendo la
impedancia del divisor mucho menor que la impedancia que se ve desde la base (hFE.RE).
Puede usarse también un diodo zener (fig. B), o unos diodos en serie entre la base y la fuente
del emisor (fig. C).
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Fuentes Espejo
El circuito de la figura es lo que se conoce como fuente espejo, se requiere que los dos
transistores sean de características similares. En este circuito se carga al transistor Q1 de modo
que su corriente de colector IP resulta reflejada en la corriente de colector de Q2. En la figura
podemos ver que al colocar una resistencia de 14.4kΩ generamos una corriente de IP = 1mA.
La ecuación de Ebers-moll nos dice que esa IP aparece como resultado de una VBE
determinada. Dado que eso misma VBE queda aplicada a Q2, tendremos que I = IP,
independientemente de la carga que le pongamos Q2 (siempre que Q2 esté en la zona de
trabajo activa). Un requisito muy importante para que todo lo supuesto funcione, es que ambos
transistores tengan las mismas características, algo bastante difícil de conseguir, con
componentes discretos, pero muy fácil de lograr si ambos transistores fueran parte de un
circuito integrado. Es por eso que las fuentes y espejos de corriente son muy comunes en
circuitos integrados.
El usuario puede
prograrmar la
corriente IF
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Algunos Bloques Amplificadores
Etapas de salida push-pull
La figura muestra una salida colector común pushpull. Q1 conduce en la parte positiva de la señal y Q2 en
la negativa. Cuando no existe señal a la entrada,
tampoco habrá corriente de colector ni disipación de
potencia. Se puede calcular que para 10 watts de
potencia de salida hay menos de 10 watts de disipación
en cada transistor.
Distorsión por cruce en etapas push-pull
El circuito mostrado anteriormente tiene un
importante problema. La salida copia la entrada
salvo por una caída de VBE; en las variaciones
la salida es 0.6 volt menos positiva que la
entrada, y 0.6 volt menos negativa para
variaciones negativas. Esto hace que para
señales, por ejemplo, senoidales la salida se
vería como muestra la siguiente figura:
En amplificadores de audiofrecuencia, esto se lo llama
distorsión por cruce. La mejor solución a este problema es
polarizar la etapa de la siguiente forma. de De este modo
el transistor se encuentra en la zona activa aún sin señal
a la entrada.
Las resistencias de polarización R mantienen a los
diodos en conducción directa, manteniendo la base de Q1
0.6 volt por encima de la seña de entrada y la base de Q2
0.6 volta por debajo de la señal de entrada. Ahora,
cuando la señal de entrada cruza los 0 volts, deja de
conducir Q2 y ya conduce Q1. Por lo tanto, siempre estará
conduciendo al menos 1 de los 2 transistores, evitándose
la discontinuidad antes vista. R se debe elegir para
proveer suficiente corriente de base para alimentar los
picos de corriente de los transistores de salida. Por
ejemplo, con ±15 volt de alimentación y una carga de 8Ω que pueda manejar una potencia de
10 watts de potencial senoidal. La tensión pico en la base debe ser de aproximadamente 13.5
volts, y el pico de corriente de 1.6 amper aprox. Suponiendo un hFE de 50 (los transistores de
potencia tienen menos ganancia que los de pequeña señal), esto nos dará unos 32mA de
corriente de base, lo que requerirá resistencias de base de 47Ω, o sea:
R=
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VCC −VBMAX
I BMAX
=
15v − 13.5v 1.5volt
=
= 47Ω
I C MAX / hFE 32mA
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Estabilidad térmica en amplificadores push-pull clase B
El amplificador precedente tienen una característica bastante mala: No es estable
térmicamente. A medida que los transistores de salida elevan su temperatura (calientan debido
a que ellos disipan potencia cuando se aplica una señal), su VBE cae, y su corriente de colector
de reposo aumenta. Al circular mas corriente, los transistores calientan mas y se produce lo que
se llama una corrida térmica. Aún en el caso de que no se produzca una corrida térmica es
importante que el circuito esté mejor controlado.
R1 ahora cumple la doble función, de ser la resistencia
de colector de Q1 y entregar la corriente de polarización
para los diodos y la resistencia de polarización a la base
del circuito push-pull. R3 y R4, por lo general de menos de
1Ω, proveen una compensación para la crítica polarización
de la corriente de reposo: ahora la tensión entre las bases
de los transistores de salida debe ser levemente mayor
que la caída de dos diodos, R2 sirve para ajustar esta
polarización (a veces se lo reemplaza con un tercer diodo
en serie). Las pocas décimas de volt que caen sobre R3 y
R4 hacen que la variación de VBE debida a la temperatura
no permiten que la IC aumente tan rápidamente (al
aumentar la caída sobre R3 y R4 disminuye la VBE), y el
circuito se vuelve estable. Para mejorar la estabilidad los
diodos deben estar en contacto físico con los transistores
de salida (sobre sus disipadores).
Este circuito tiene la ventaja adicional, que al ajustar la
corriente de reposo, también se controla la distorsión por
cruce. A este tipo de amplificador, que tiene una nada
despreciable corriente de reposo en el punto de cruce, se lo suele llamar amplificador clase AB,
ya que ambos transistores conducen simultáneamente durante una porción del ciclo.
Conexión Darlington
Si conectamos dos transistores como en la figura, el
comportamiento resultante será como el de un único transistor con un β
(hFE) igual al producto de los betas de ambos transistores. Esto resulta
muy útil cuando hay involucradas grandes corrientes (como en etapas
de salida).
A esta conexión se la llama directamente transistor Darlington. La
caída base-emisor es el doble que para un transistor normal, y la
tensión de saturación es de por lo menos la caída sobre un diodo (esto
es porque el emisor de Q1 debe estar un diodo sobre el emisor de Q2).
Esta combinación, funciona sin embargo
como un transistor lento ya que Q1 no es
capaz de llevar al corte a Q2 lo
suficientemente rápido.
Este problema es generalmente tenido en cuenta, por lo que se
incluye una resistencia entre la base y el emisor de Q2. Esta
resistencia, sirve también para que la corriente de pérdidas de Q1
no alcance a polarizar la base de Q2 llevándolo al estado de
conducción. Este valor de esta resistencia está relacionado con la
corriente de pérdidas de Q1, que es del orden del los nanoamperes
para transistores de baja señal, y de microamperes para los de
potencia, por lo que su valor es unos pocos cientos de ohms para
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transistores de potencia y de algunos miles de ohms para transistores de baja señal.
Los transistores Darlington se venden por lo general con esta resistencia base-emisor ya
incluida.
Conexión Sziklai – Darlington Complementario
Una configuración similar para aumentar la ganancia es la
conexión Sziklal, también llamada Darlington complementaria,
como muestra la figura. Esta combinación se comporta como un
transistor npn, también con una ganancia elevada. En este caso la
caída a la entrada es la una juntura base-emisor, a diferencia que
la anterior que vimos era de dos junturas base-emisor. Pero, en
este caso tampoco la tensión colector emisor de saturación puede
ser menor a la caída de un diodo. También en este caso se
aconseja colocar una resistencia entre la base y el emisor de Q2.
Esta configuración es muy común en etapas de salida de
potencia donde el diseñador prefiere usar transistores de salida de
la misma polaridad, tal como se muestra en la siguiente figura.
Como en el caso anterior, R1 actúa como
resistencia de colector de Q1. El par Darlington
Q2-Q3 se comporta como un transistor npn con
elevada ganancia. El par Darlington
complementario (o conexión Sziklai) Q4-Q5, se
comporta como un transistor de potencia pnp de
alta ganancia. Igual que en el caso anterior R3 y
R4 deben ser de pequeño valor (menos de 1Ω).
Este circuito suele llamarse push-pull
pseudocomplementario. Una etapa
verdaderamente complementaria debería usar
un par Darlington pnp para los transistores Q4Q5.
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Bootstrapping
Al polarizar un colector común, se elijen las
resistencias de base de modo que el divisor
presente una tensión fija a la base. De este
modo se busca que la impedancia del divisor sea
mucho menos que la que se ve desde la propia
base del transistor.. Por esta razón se obtiene un
circuito cuya impedancia de entrada queda
dominada por el valor de las resistencias del
divisor de tensión.
Se puede calcular muy fácilmente que la
resistencia de entrada de este circuito es de
aproximadamente 9kΩ, dominada principalmente
por impedancia del divisor de tensión, que como
puede verse es de 10kΩ.
Es muy común el requerimiento de tener una impedancia de entrada lo mas elevada posible.
Para resolver este problema se usa una técnica denominada bootstrapping, cuya configuración
se ve en la siguiente figura:
El transistor es polarizado por el divisor R1R2
a través de la resistencia serie R3. C2 se elige
de modo que ofrezca baja impedancia a la
frecuencia de trabajo comparada con las
resistencias de polarización.
Como siempre, la polarización será estable
si la impedancia de la polarización en continua
(en este caso 9.7kΩ) es mucho menor que la
impedancia que se ve desde la base del
transistor, que en este caso (suponiendo un hFE
=100) será ≈ RE . hFE = 1kΩ . 100 = 100kΩ.
Sin embargo ahora, la impedancia de
entrada en alterna ya no será igual que para
continua. Si tenemos en cuenta que a la
frecuencia de trabajo C2 presenta una
impedancia despreciable, podemos considerar
XC2 ≈ 0. Esto nos lleva al siguiente análisis: Una variación en la tensión de entrada vin resulta en
una variación de la tensión de emisor vE ≈ vin. De este modo la variación de corriente a través
de la resistencia de polarización R3 es: i3
v − vE
= in
≈0
R3
por lo tanto la impedancia de
entrada que presenta la red de polarización será Z3 = vin / i3 ≈ infinito. Esto significa que la
impedancia de la red de polarización se ha hecho muy elevada a la frecuencia de trabajo. Otro
modo de verlo sería notando, que a la frecuencia de trabajo, siempre tenemos el mismo valor
de tensión sobre R3 (ambos extremos de la resistencia varían su tensión al mismo tiempo)
comportándose como una fuente de corriente, pero una fuente de corriente ideal tienen
impedancia infinita. En la práctica esta impedancia no es infinita debido a que la ganancia es
menos que uno. El valor efectivo de de R3 a la frecuencia de trabajo es R3 / (1 – A). En la
practica A ≈ 0.99 de modo que Z3 ≈ 100.R3.
De este modo la influencia de la polarización en la impedancia de entrada del circuito resulta
ahora despreciable y su valor queda dominado ahora por la impedancia de base del transistor.
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Bootstrap de las resistencias de carga de colector
El principio de bootstrap también puede usarse para aumentar el valor efectivo de la
resistencia de carga de colector de un transistor que sea la etapa previa de un colector común.
Con esto se logra aumentar substancialmente la ganancia de esta etapa. Recordemos que la
ganancia de tensión en un emisor común es:
GV = − g m RC
donde g m = 1 /( R E + re )
La figura muestra un ejemplo de una etapa de salida
donde se usa un capacitor C de bootstrap.
Puede verse que salida acompaña las variaciones de
señal en la base de Q2, de este modo C “levanta”
(bootstrap) la carga de colector de Q1, manteniendo
constante la tensión sobre R2 a pesar de que a señal varía
(se debe elegir C de modo que su impedancia, a la
frecuencia de trabajo, sea baja comparada con R1 y R2).
Esto hace que R2 aparezca como una fuente de corriente,
elevando la ganancia de tensión de Q1 a la vez que se
logra mantener bien alimentado a Q2 aún en los picos
máximos de señal. Cuando el pico de la señal se acerca a
VCC, la unión R1 y R2 en realidad sobrepasa el valor de VCC
debido a la carga almacenada en C. En el caso de que R1
= R2 la unión entre R1 y R2 alcanza un valor de tensión
igual 1.5 x VCC. Esta configuración es bastante popular en
etapas de salida de amplificadores comerciales, sin
embargo con el uso de una fuente de corriente el lugar del
capacitor bootstrap se logra una calidad superior ya que
mantiene la mejora aún en las frecuencias mas bajas.
AMPLIFICADORES DIFERENCIALES
El amplificador diferencial es una configuración muy común usada para amplificar la
diferencia de tensión entre dos señales.
En el caso ideal, la salida es completamente independiente de los niveles individuales de
señales, solo importa la diferencia entre ambas. Cuando ambas señales cambian en modo
simultaneo, se lo llama cambio en entrada de modo común. A un cambio diferencial, se lo
llama modo normal o modo diferencial. Un buen amplificador diferencial tiene un alto factor de
rechazo en modo común, ó CMRR (common mode rejection ratio) que es la relación entre la
respuesta de una señal en modo diferencial y de una señal en modo común de la misma
amplitud. El CMRR se especifica por lo general en decibeles.
Los amplificadores diferenciales son importantes en donde el ruido interfiere en señales muy
débiles. Algunos ejemplos incluyen señales digitales transferidas sobre cables largos (por lo
general cables de par trenzados), señales de audio (entradas “balanceadas” significa
diferenciales), señales de radiofrecuencia, señales de electrocardiogramas y muchísimas mas
mas aplicaciones, siendo el amplificador diferencial una parte fundamental de los amplificadores
operacionales que veremos mas adelante. Un amplificador diferencial es entonces muy útil para
restaurar señales, siempre que la señal en modo común no sea excesivamente grande.
El amplificador diferencial es muy importante en el diseño de amplificadores de continua
(amplificadores que amplifican desde continua, típicamente aquellos que usan capacitores de
acoplamiento) dado que su diseño simétrico los hace intrínsecamente compensados contra
variaciones de temperatura.
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La figura muestra un circuito básico de amplificador diferencial. La salida se toma de uno de
los colectores con respecto a masa; a esta se la llama de salida asimétrica y es la configuración
mas común. Se lo puede pensar como un dispositivo que amplifica una señal de tipo diferencial
y la convierte en una señal de una sola salida de modo los circuitos comunes (emisor común,
colector común, etc) pueden hacer uso de esta señal a la salida del diferencial. Si, en cambio lo
que precisamos es una señal diferencial, esta se toma entre ambos colectores)
¿Como será la ganancia? Es bastante fácil de calcular. Imagine una variación de señal de
entrada simétrica, en la cual la entrada 1 aumenta vin (una variación pequeña de la señal) y que
la entrada 2 cae en la misma magnitud. Suponiendo que ambos transistores están en la región
activa de trabajo, el punto A permanece fijo. La ganancia queda entonces determinada, como
en el caso del amplificador con un único transistor, teniendo en cuenta que el cambio en la
entrada es el doble de la variación en cada base:
Gdif = RC / 2(re + RE)
RE es de un valor pequeño, del orden de los 100Ω o menos, incluso puede ser ignorada.
Valores de ganancia diferencial mayores a 10 son bastante típicos.
La ganancia de modo común puede determinarse poniendo señales iguales, vin , en ambas
entradas. Si lo pensamos un poco (recordemos que por R1 circula la corriente de ambos
emisores), encontraremos que GMC = -RC / (2R1 + RE). En esta ecuación se ha ignorado el
aporte de re, dado que a R1 se la supone de un valor mucho mayor, suele estar en el orden de
los kilo-ohms. Incluso también podríamos haber ignorado a RE. Por otro lado CMRR ≈ R1 / (re +
RE).
Miremos el siguiente ejemplo para
familiarizarnos con lo visto hasta aquí:
Se ha elegido RC de modo de obtener una
corriente de reposo de 100μA. Como siempre,
ponemos el colector a 0.5VCC para obtener una
excursión de la señal lo mas amplia posible.
La resistencia de colector de Q1 puede ser
omitida, dado que no tomamos ninguna salida
de ese transistor. R1 se elige para obtener una
corriente total de emisor de 200μA, repartida
por igual entre ambos lados cuando la entrada
(diferencial) está en cero.
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v
RC
75k
Gdif = salida =
=
= 30
v1 − v2 2( RE + re ) 2.5k
RC
75k
GMC =
=
≈ 0.5
2 R1 + RE + re 150k + 2k + 0.5k
CMRR ≈
R1
75k
=
= 60
RE + re 1.25k
Tengamos en cuenta que:
re = VT / I C ≈ 25mV / I C ( mA) = 25mV / 0.1mA = 250Ω
A partir de las fórmulas anteriores, vemos que este amplificador tendrá una ganancia
diferencial de 30 en modo común de 0.5.
Si elimináramos RE la ganancia diferencial se eleva hasta 150, pero la impedancia de
entrada diferencial cae de 250k a aproximadamente 50k.
Polarización con fuente de corriente
La ganancia en modo común de un amplificador
diferencial se puede reducir enormemente si sustituimos
R1 por una fuente de corriente. Esto hace que el
equivalente de R1 sea muy grande, haciendo que la
ganancia en modo común baje prácticamente a cero.
Veamos el siguiente ejemplo, usando el LM394 (par
diferencial integrado) para Q1 y Q2 y un 2N5963 como
fuente de corriente. Puede demostrarse que la
resistencia que presenta Q3 a la salida es
RO3 = ro (1 + h FE
R3
)
R3 + re .h FE + R B
donde rO y hFE son datos dados por el fabricante; R3
es la resistencia de emisor = 1k RB es la resistencia de
Thevenin de la polarización de base. Puede apreciarse
entonces que RO3 >> R1. Haciendo los cálculos esto nos
dá un CMRR para este circuito de 100.000:1 (100db).
De las curvas del fabricante rO ≈ 54k y hFE = 100
Para 2mA → re = 12.5Ω
1k
) = 1250k = 1250000Ω
1k + 1.25k + 2.25k
RO3 1250000Ω
=
= 100000
CMRR ≈
12.5Ω
re
RO3 = 54k (1 + 100
El rango de señal en modo común va desde -12 a +7 volts; el mínimo esta limitado por la
fuente de corriente y el máximo por la tensión de reposo del colector.
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En este ejemplo no debemos olvidar que falta tener en cuenta la polarización de las bases.
Otro cosa que no debemos olvidar para este ejemplo sin resistencias en los emisores, es que
los transistores no admiten un gran valor de tensión inversa entre emisor y base, del orden de
los 6 volts. Por lo tanto aplicar un valor mayor en la entrada diferencial puede destruir al
transistor (cuando no hay resistencias de emisor). Al colocar resistencias de emisor se limita la
corriente de ruptura inversa de emisor, sin embargo en cualquier caso la impedancia de entrada
cae dramáticamente durante la conducción inversa.
Uso del amplificador diferencial como amplificador de continua.
Un amplificador diferencial funciona muy bien como amplificador de continua, aún para los
casos que no tengamos una entrada diferencial (balanceada). Simplemente conectamos a
masa una de las entradas y conectamos la señal en la otra entrada, tal como se ve en la figura.
Podría pensarse en eliminar el transistor “no usado”. ¡No es asi! La configuración diferencial
es inherentemente compensada en lo que respecta a desvíos de temperatura, y aún cuando
una de las entradas esté a masa, ese transistor sigue realizando su trabajo: Un cambio en la
temperatura hace que ambas VBE varíen la misma cantidad, de modo que no se produce
cambio alguno en la salida debido a la temperatura. De este modo, estos cambios de VBE no
resultan amplificados por la Gdif (sí por GMC, la cual puede llevársela casi a cero). La calidad de
este tipo de amplificador queda limitada por el hecho que debemos encontrar transistores
perfectamente apareados en sus VBE o en sus coeficientes de temperatura. Existen para ello
pares de transistores en un mismo encapsulado, así como amplificadores diferenciales
integrados, donde se logra un excelente grado de apareamiento, ya que ambos están
construidos en un mismo “chip”. Se podría haber puesto a masa cualquiera de las dos entradas
del circuito visto. La elección se basa principalmente en si queremos que el amplificador invierta
la señal o no. La conexión vista es no-inversora, la entrada puesta a masa es la inversora.
Debido al efecto Miller para altas frecuencias se prefiere la configuración no-inversora.
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Espejo de corriente como carga activa
Cuando se requiere un amplificador diferencial con alta ganancia, una muy buena solución
es el uso de espejo de corriente como carga activa:
Podemos ver el par diferencial Q1Q2 con una fuente de corriente en el emisor. Mientras que
el espejo de corriente Q3 y Q4 forman la carga de colector. La alta impedancia de carga efectiva
de colector provista por el espejo, permite lograr ganancias del orden de 5000 y aún mayores,
sin carga en la salida. Este tipo de amplificadores dentro un lazo de realimentación o como
comparador (se verá mas adelante). Es importante verificar que la carga tenga una impedancia
muy alta, caso contrario la ganancia caerá fuertemente.
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REFERENCIAS
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Física
y
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INACAP, 2002
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de la Universidad de Cantabria, 2002
Texas Instruments. Manual de Semiconductores de Silicio. DIPOL, 1983
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