5. Electronica de potencia

DISEÑO DE UN SISTEMA DE ALMACENAMIENTO DE ENERGÍA HÍBRIDO
BASADO EN BATERÍAS Y SUPERCONDENSADORES PARA SU
INTEGRACIÓN EN MICROREDES ELÉCTRICAS
AUTOR: Isaac Gil Mera
TUTOR: Sergio Vázquez Pérez
CAPÍTULO 5. ELECTRÓNICA DE POTENCIA
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1. INTRODUCCIÓN
En este capítulo se documentará el diseño y dimensionamiento de los convertidores
“DC/DC” indicados con trazo discontinuo en la Figura 5.1, asociados al sistema de
almacenamiento híbrido estudiado. El cometido de estos equipos es permitir la integración,
conexión y gestión de potencia entre la planta de aprovechamiento de energías renovables
con los almacenadores de energía estudiados.
Figura 5.1. Convertidores de potencia del sistema de almacenamiento
La potencia nominal del conjunto híbrido de almacenamiento es de 35kW. Por ello, según la
topología elegida para el sistema, cada convertidor debe dimensionarse en base a dicha
potencia nominal. Estos equipos deben permitir la consiguiente adaptación de tensión entre
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el bus de tensión dc al cual van conectados, y la tensión de almacenamiento, dada por las
especificaciones de diseño de los almacenadores de energía utilizados.
La electrónica de potencia del convertidor es la encargada de permitir el flujo bidireccional
de potencia desde la generación y/o la demanda hasta los dispositivos de almacenamiento
de energía, gobernado por el conjunto hardware/software de control, estudiado en el
siguiente capítulo.
Figura 5.2. Convertidor dc/dc elevador/reductor bidireccional
Como principio de un sistema de almacenamiento de energía, se pretende alcanzar un alto
rendimiento y eficiencia en la gestión de la energía. Por ello, se plantea la opción de
implementación de la tecnología “interleaving” para convertidores dc/dc, con notables
mejoras en las prestaciones eléctricas del convertidor de potencia, entre ellas, el
rendimiento eléctrico. Esta técnica consiste en el funcionamiento de “N” convertidores dc/dc
idénticos en paralelo, lo que supone un aumento de “N veces” el número de dispositivos
empleados en el equipo (semiconductores, bobinas, conductores…) aunque una
disminución en el tamaño y precio de cada uno de ellos.
La justificación del uso o no de dicha topología, y en su caso, del número de ramas
incluidas, incluye la realización de un estudio económico del equipo y el análisis de las
mejoras de prestaciones del mismo. Ello supone tanto el cálculo de la inversión inicial como
del ahorro energético a largo plazo, dado el mejor rendimiento del convertidor. Otros
aspectos a analizar son el volumen, la robustez y la fiabilidad del sistema.
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2. TECNOLOGÍA “INTERLEAVING”
La tecnología “interleaving” o “entrelazado” consiste en la inclusión de “N” ramas en paralelo
que definen convertidores idénticos con señales de control sincronizadas a la misma
frecuencia pero desfasadas uniformemente a lo largo del período de conmutación. El
desplazamiento de las fases de las corrientes de cada rama ocasiona que en las corrientes
de entrada y salida del circuito global se produzca una importante cancelación de armónicos
a la frecuencia de conmutación, con la consiguiente reducción de las amplitudes de rizado
de estas corrientes y en la tensión de salida. [1]
Figura 5.3. Tecnología Interleaving en convertidores dc/dc
La frecuencia de estos rizados de entrada y salida se ve multiplicada por “N”, por lo que, el
efecto “interleaving” permite cumplir las especificaciones de rizados con menores
capacidades de salida y menores valores de inductancia, para una frecuencia de
conmutación dada. O, de otra manera, se podrían cumplir especificaciones con mismos
valores de capacidad e inductancia para frecuencias de conmutación menores, con las
ventajas que ello conlleva.
Aplicando esta estrategia, la conexión en paralelo de “N” convertidores construidos lo más
idénticos posible permite distribuir la potencia nominal entre ellos distribuyéndose también
las pérdidas. La disminución de los niveles de corriente en cada convertidor permite
seleccionar dispositivos semiconductores de menor potencia. Por la misma razón, el diseño
de los inductores también es más favorable.
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Siendo “N” el número de ramas o convertidores idénticos conectados en paralelo y “f”, la
frecuencia de conmutación de los mismos, entre las ventajas de este tipo de tecnología, se
encuentran:
o
Realizando interleaving con desfase de “2π/N”, la frecuencia del rizado de la
corriente de salida del sistema es “f·N”, lo que permite disminuir el tamaño de
los componentes del filtro de salida.
o
Para una frecuencia “f” del rizado de salida, la frecuencia de conmutación de
cada módulo individual puede ser reducida a “f/N” con la consiguiente
reducción de las pérdidas de conmutación.
o
La amplitud del rizado de la corriente de salida se reduce en un factor de “1/N”.
o
Las corrientes circulantes por cada rama se reduce en “1/N”, por lo que los
dispositivos de conmutación son menores y se reducen las pérdidas por
conducción.
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3. TOPOLOGÍA Y ESPECIFICACIONES DE DISEÑO
La topología utilizada para los dos equipos de potencia es la misma. Se ha optado por el
diseño de un convertidor dc/dc bidireccional compuesto por tres ramas de “interleaving”,
cada una con su propia inductancia de línea, como se observa en la Figura 5.4.
El condensador conectado a la bornera de entrada corresponde al dc-link, que supone el
lado de alta tensión; y el condensador conectado a la salida, emulando al acumulador de
energía, el de baja tensión.
Figura 5.4. Convertidor de potencia dc/dc “Interleaving”
Las especificaciones de los convertidores vienen determinadas por la potencia de los
mismos, las tensiones de entrada y salida, las corrientes RMS y pico de entrada y salida, los
rizados de tensión y corriente admisibles, y la frecuencia de conmutación de los
interruptores de potencia. Estas características provienen del sistema primario al cual se
conectan y a los elementos de almacenamiento seleccionados.
Aunque son similares, cada equipo posee distintas características técnicas. En los
Apartados 3.1 y 3.2 se detallan las especificaciones de cada uno de los convertidores.
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3.1. Sistema de Supercondensadores
En la Tabla 5.1, se muestran las especificaciones técnicas del convertidor electrónico de
potencia asociado a la bancada de supercondensadores.
Parámetro
Valor
Potencia nominal en carga [PNOM]
35 kW
Potencia en sobrecarga de 10 segundos [PSOB]
120% PNOM
Nº de ramas de interleaving [N]
3
Tensión nominal de entrada [VI,NOM]
700 V
Rango de funcionamiento de tensión de entrada [VI]
650 - 750 V
Rango de funcionamiento de corriente de entrada [II]
±50 A
Rango de funcionamiento de tensión de entrada [VO]
250 - 350 V
Rango de funcionamiento de corriente de salida [II]
±140 A
Rizado máximo de corriente de salida [∆IO]
10% IO,NOM
Frecuencia de conmutación de interruptores de potencia [fC]
10 kHz
Tabla 5.1. Especificaciones técnicas del convertidor de potencia para Supercondensadores
Según especificaciones, en la Figura 5.5 se observa el esquema eléctrico simplificado del
equipo.
Figura 5.5. Esquema eléctrico simplificado del convertidor de Supercondensadores
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3.2. Sistema de Baterías
En la Tabla 5.2 se detallan las especificaciones técnicas del equipo de potencia
correspondiente al sistema de baterías.
Parámetro
Valor
Potencia nominal en carga [PNOM]
35 kW
Potencia en sobrecarga de 10 segundos [PSOB]
120% PNOM
Nº de ramas de interleaving [N]
3
Tensión nominal de entrada [VI,NOM]
700 V
Rango de funcionamiento de tensión de entrada [VI]
650 - 750 V
Rango de funcionamiento de corriente de entrada [II]
±50 A
Rango de funcionamiento de tensión de entrada [VO]
250 - 300 V
Rango de funcionamiento de corriente de salida [II]
±140 A
Rizado máximo de corriente de salida [∆IO]
5% IO,NOM
Frecuencia de conmutación de interruptores de potencia [fC]
10 kHz
Tabla 5.2. Especificaciones técnicas del convertidor de potencia para Baterías
Según especificaciones, en la Figura 5.6 se observa el esquema eléctrico simplificado del
convertidor en cuestión.
Figura 5.6. Esquema eléctrico simplificado del convertidor de Baterías
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4. DISEÑO DEL CONVERTIDOR DE POTENCIA PARA SUPERCONDENSADORES
En este apartado se pretende realizar el diseño y dimensionamiento del convertidor de
potencia asociado al sistema de supercondensadores. En la Figura 5.7, se muestra el
esquema eléctrico del equipo objeto de implementación.
Figura 5.7. Esquema eléctrico del convertidor de potencia para Supercondensadores
La función principal del equipo consiste en la transferencia bidireccional de potencia y
energía entre la entrada, conexión con el dc-link del sistema, y la salida, correspondiente al
lado de los acumuladores de energía.
En base a la Figura 5.7, las distintas partes que componen el equipo son:
o
Semiconductores de potencia: Consisten en seis transistores IGBTs con sus
respectivos diodos en antiparalelo. Se encuentran formando tres ramas, por
parejas, M1-M2, M3-M4, M5-M6. Son los dispositivos interruptores que
permiten la conmutación de potencia.
o
Inductancias de rama: Marcadas como L1, L2 y L3, suponen las inductancias
de salida de cada una de las ramas. Forman parte del filtro de salida cuando el
convertidor funciona en modo reductor; o elemento de almacenamiento de
energía transitoria en el modo elevador de tensión. Son bobinas de núcleo de
aire, específicas para corriente continua y para usos en topologías con
corrientes conmutadas.
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o
Condensadores snubber: Son dispositivos condensadores de respuesta en alta
frecuencia. Se encuentran en paralelo con los transistores de potencia, y son
los encargados del filtrado de las sobretensiones en bornes de estos
interruptores consecuencia de las conmutaciones.
o
Banco de condensadores: Consiste en una asociación de condensadores
situada a la entrada del convertidor. Se muestra como C1 y su cometido es la
estabilización de la tensión continua de entrada, como “imagen” de la tensión
del dc-link al cual tiene conexión el equipo.
o
Resistencias de precarga: Son dispositivos resistivos de potencia que permiten
la precarga no controlada del banco de condensadores. Ésta es posible bien,
desde el lado del dc-link por medio de R1, o desde el lado del almacenamiento
de energía, a través de R2.
o
Resistencias de descarga: Consisten en resistencias de potencia colocadas en
paralelo con los acumuladores de energía y su cometido es la descarga no
controlada de éstos por motivos de interés. Se han indicado como R3, R4 y R5.
o
Aparamenta
de
maniobra:
Permiten
la
conexión
eléctrica,
mediante
contactores, de las distintas partes del equipo bajo maniobra del sistema de
control, en función de las necesidades y/o protocolo de funcionamiento. Se
marcan como K1, K2, K3, K4 y K5.
o
Aparamenta de protección: Es la encargada de la protección del equipo frente a
sobrecorrientes y cortocircuitos. La componen los fusibles F1 y F2.
o
Sensores transductores: Permiten el conocimiento de medidas de parámetros
eléctricos de distintas partes del convertidor. Indicados como LV1, LV2 y LV3
se observan los sensores de tensión; y como LA1, LA2, LA3 y LA4, los de
corriente.
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A continuación se realizará la selección y adecuación de los distintos dispositivos y
componentes del modelo a implementar, los cuales son presentados:
o
Transistores de potencia
o
Controladores de disparo
o
Disipación térmica y refrigeración
o
Banco de condensadores de entrada
o
Filtro snubber
o
Resistencias de precarga
o
Resistencias de descarga
o
Aparamenta eléctrica de protección
o
Aparamenta eléctrica de maniobra
o
Sistema de cableado
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4.1. Transistores de potencia
Los componentes del convertidor que permiten la conmutación son los semiconductores de
potencia, señalados como M1, M2, M3, M4, M5 y M6 en el esquema de la Figura 5.8.
Existen varias familias o tecnologías de semiconductores utilizados para conmutaciones en
electrónica de potencia que permiten la apertura y cierre de forma controlada. Entre los más
importantes se encuentran los transistores mosfets, bipolares, IGBTs y GTOs. Los criterios
de selección de los mismos se muestran en la Tabla 5.3.
Figura 5.8. Transistores de potencia
Parámetro
Valor
Tensión máxima de funcionamiento [VCE]
750 V
Corriente máxima de colector [IC]
50 A
Frecuencia de conmutación [fC]
10 kHz
Tabla 5.3. Especificaciones de los semiconductores de potencia
Según las especificaciones de diseño se ha elegido la tecnología de IGBTs para los
semiconductores de potencia. Concretamente se ha seleccionado la familia SEMITRANS®
de SEMIKRON [1]. Se han elegido IGBTs que soportan 1200V de tensión colector-emisor,
corrientes de colector máximas admisibles de 150-200A y 10kHz de frecuencia de
conmutación. Comentar también que en un mismo encapsulado se encuentra la rama
completa formada por dos IGBTs. Dentro de la familia SEMITRANSTM existen subfamilias de
semiconductores, entre ellas, Fast IGBT 4, IGBT4, Trench y Ultrafast. Para cada una de
ellas se ha realizado un estudio térmico y el cálculo de las pérdidas totales en estos
dispositivos mediante la herramienta SEMISELTM [3] que proporciona el mismo fabricante.
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En condiciones potencia nominal, tensión de entrada nominal y tensión de almacenamiento
mínima, los resultados obtenidos se muestran en la Tabla 5.4.
Pérdidas totales
en Carga
Dispositivo
Pérdidas totales
en Descarga
Corriente nominal
del dispositivo
Fast IGBT 4
SKM150GB12T4
653 W
655 W
150 A
SKM200GB12T4
552 W
548 W
200 A
SKM200GB12E4
604 W
602 W
200 A
SKM200GB126D
884 W
908 W
150 A
SKM300GB126D
780 W
801 W
200 A
IGBT 4
Trench
UltraFast
SKM200GB125D
538 W
596 W
150 A
SKM300GB125D
525 W
568 W
200 A
Tabla 5.4. Pérdidas totales en los distintos dispositivos
Dado los resultados, con objeto de obtener un sistema lo más robusto y eficiente posible, se
ha escogido el semiconductor SKM300GB125D [4]. Con ello se obtiene una gran holgura en
cuanto a corriente nominal de funcionamiento; y una mejora considerable en el rendimiento
del convertidor, dado que se ha elegido el que menores pérdidas produce.
Figura 5.9. Transistor de potencia IGBT SKM300GB125D
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4.2. Controladores de disparo
La conmutación de los semiconductores es gobernada mediante un sistema de control. La
salida de un hardware de control convencional no es capaz de cumplir los requisitos de
niveles de corriente ni de inyección de carga suficientes para que conmuten correctamente
los IGBTs. Para este fin se usa el dispositivo denominado “driver”, el cual permite accionar
los interruptores. Además ofrece otras ventajas como un aislamiento entre la parte de
control y la parte de potencia, y aviso y actuación ante errores en el funcionamiento.
Para la selección del driver se ha usado una herramienta que facilita el fabricante
SEMIKRON [1] denominada DRIVERSELTM [5]. El acceso a la herramienta se realiza a
través de la página web de SEMIKRON. Los parámetros que necesita la aplicación para la
selección del driver se muestran en la Tabla 5.5, dados por las características del
semiconductor seleccionado.
Parámetro
Tensión máxima de funcionamiento
Familia del dispositivo
Dispositivo
Número de módulos en paralelo
Valor
1200 V
SEMITRANS
SKM300GB125D
1
Frecuencia de conmutación
10 kHz
Resistencia aplicada a la puerta
3 ohm
Tabla 5.5. Parámetros de selección para controlador de disparo
En el diseño, cada dispositivo será disparado por su driver asociado, por ello se indica como
número de módulos en paralelo el valor de 1. El valor de la resistencia aplicada a la puerta
del transistor de potencia se ha seleccionado por recomendación de las hojas de
características del mismo, suministradas por el fabricante [4]. La frecuencia de conmutación
viene establecida por especificaciones, en 10 kHz.
Los resultados arrojados por la aplicación se adjuntan en el Anexo 1.
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De entre los controladores recomendados por la herramienta, se ha seleccionado el driver
SKYPERTM 32 PROR [6], en conjunto con Evaluation Board 1 [7] de SEMIKRON para este
tipo de driver, mostrados en la Figura 5.10 y la Figura 5.11, respectivamente.
Figura 5.10. Driver SEMIKRON SKYPER
TM
32 PRO
Figura 5.11. Evaluation Board 1 SEMIKRON SKYPER
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TM
R
32 PRO
R
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4.3. Disipación térmica y refrigeración
En el ámbito de la electrónica de potencia, los interruptores y los diodos toman cuatro
estados posibles dentro de un ciclo de trabajo: apertura, cierre, conmutación durante la
apertura y conmutación durante el cierre. En cualquiera de dichos estados se produce una
disipación de calor que incrementa la temperatura de la unión entre el semiconductor y el
sustrato del módulo. Debido a éstas pérdidas es necesaria la introducción de un sistema de
refrigeración.
Este sistema, junto con las condiciones de operación de los semiconductores, debe
asegurar que la temperatura de la unión entre el semiconductor y el sustrato del módulo no
supere el límite de seguridad establecido por el fabricante, y así evitar la destrucción de los
dispositivos. La temperatura de funcionamiento máxima permitida de los semiconductores
seleccionados es, según fabricante, de 150ºC.
Para justificar el diseño del sistema de disipación de calor se ha realizado el cálculo de las
pérdidas en el convertidor. Este estudio se ha llevado a cabo mediante la herramienta de
simulación SEMISELTM [3] proporcionada por el fabricante.
Se deben realizar dos estudios térmicos independientes. Por un lado, el correspondiente al
modo de funcionamiento del convertidor como reductor de tensión (Buck), y por otro, como
elevador (Boost).
Se ha especificado como tensión del convertidor del lado del dc-link, la tensión que genera
el peor caso, 750V, para la cual la corriente de entrada es máxima. La tensión del lado de
los almacenadores de energía puede encontrarse en el rango de 250 a 350V. Para el
estudio térmico se ha utilizado el valor de tensión que genera el peor caso. Las pérdidas de
los semiconductores son máximas para la tensión de 250V. Se sabe que la potencia nominal
es de 35kW y que el convertidor posee tres ramas de “interleaving”. Por último, comentar
que se ha supuesto una temperatura ambiente de 40ºC.
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Los parámetros de entrada a la aplicación se indican en la Tabla 5.6 para cada uno de los
casos. Los estudios contemplarán dos escenarios de funcionamiento, uno a potencia
nominal y otro ante una sobrecarga del 20%.
Valor
Parámetro
Buck
Boost
Tensión de entrada [VIN]
750 V
250 V
Corriente de entrada [IIN]
46.67 A
140 A
Tensión de salida [VOUT]
250 V
750 V
Corriente de salida [IOUT]
140 A
46.67 A
Corriente por rama [IRAMA]
46.67 A
15.56 A
40 ºC
40 ºC
Temperatura ambiente
Número de interruptores por disipador
3
3
Número de interruptores en paralelo
1
1
Tabla 5.6. Parámetros para el estudio térmico
A partir del estudio térmico se obtienen los valores de las pérdidas del sistema. Ello se
muestra en la Tabla 5.7.
Parámetro
Pérdidas por conducción en transistores
Valor nominal
Valor sobrecarga
Buck
Boost
Buck
Boost
30 W
62 W
38 W
78 W
Pérdidas por conmutación en transistores
72 W
75 W
88 W
92 W
Pérdidas totales en transistores
103 W
137 W
126 W
170 W
Pérdidas por conducción en diodos
38 W
19 W
46 W
24 W
Pérdidas por conmutación en diodos
43 W
43 W
51 W
51 W
Pérdidas totales en diodos
81 W
63 W
97 W
74 W
Pérdidas totales
551 W
601 W
669 W
733 W
Tabla 5.7. Resultados del estudio de pérdidas
De acuerdo al sistema se ha elegido el siguiente disipador térmico en conjunto con el
ventilador que se indica, ambos del mismo fabricante que los semiconductores.
o
Disipador térmico de aluminio: SEMIKRON P16/300
o
Ventilador radial: SEMIKRON SKF16B-230-01
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Elegido el sistema de disipación de calor, las temperaturas de funcionamiento calculadas se
presentan en la Tabla 5.8.
Parámetro
Valor nominal
Valor sobrecarga
Buck
Boost
Buck
Boost
Temperatura del disipador térmico
57 ºC
59 ºC
58 ºC
60 ºC
Temperatura de la cápsula
64 ºC
66 ºC
66 ºC
69 ºC
Temperatura Transistores
72 ºC
77 ºC
76 ºC
82 ºC
Temperatura Diodos
79 ºC
78 ºC
84 ºC
82 ºC
Tabla 5.8. Resultados del estudio térmico
Se puede verificar que en ningún caso se alcanza la temperatura máxima de 150ºC en los
dispositivos semiconductores. Sabiendo que el conjunto disipador/ventilador inmediatamente
anterior no cumple estas especificaciones, se concluye que el sistema de disipación y
refrigeración es adecuado para su cometido.
Figura 5.12. Conjunto disipador/ventilador de SEMIKRON
Ambos estudios térmicos específicos se adjuntan en los Anexos 2 y 3 del presente
documento.
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4.4. Inductancias de rama
Cada rama del convertidor dc/dc “interleaving” posee una bobina o inductancia. Éstas
forman parte del filtro de salida cuando el convertidor funciona en el modo reductor; o
elemento de almacenamiento de energía transitoria para el modo elevador de tensión. Estas
bobinas son de núcleo de aire, específicas para corriente continua y para usos en topologías
con corrientes conmutadas. En el esquema de la Figura 5.13 se indican como L1, L2 y L3.
Figura 5.13. Inductancias de rama
Las especificaciones de las bobinas vienen determinadas por el valor de la inductancia de
las mismas; las corrientes máxima y nominal; y el valor de amplitud y frecuencia del rizado
de corriente que deben ser capaces de soportar.
La inductancia de las mismas es calculada mediante el cumplimiento de la especificación de
rizado de corriente a la salida del convertidor, cuando éste opera en condiciones nominales
de funcionamiento. En la Figura 5.14 se muestra una de las ramas y la forma de la corriente
que circula por la bobina de la misma.
IL
IL
V1
V2
DCu·T
T
Figura 5.14. Una rama del convertidor y corriente por la bobina
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El intervalo de tiempo en el que la corriente es ascendente es aquel en el cual está
conduciendo el transistor superior de la rama. Ello se expresa como DCu·T, siendo DCu el
ciclo de trabajo de dicho transistor y T, el período de conmutación en segundos. Operando
con la ecuación que muestra el comportamiento de una bobina, se obtiene:
VL = V1 − V2 = L ⋅
dI L
∆I
∆I L
≅ L⋅ L = L⋅
dt
∆t
DCu ⋅ T
DCu = V2 /V1
V1 − V2 = L
∆I L ⋅ f C
V2 / V1
Por tanto, la expresión que muestra la inductancia necesaria en función de las tensiones del
convertidor y el rizado de corriente en la bobina es la siguiente:
L=
V 2 / V1 ⋅ (V 1−V 2 )
∆I L ⋅ f C
Gracias a la tecnología “interleaving” de N ramas, el rizado de la corriente de salida del
convertidor es la enésima parte del rizado existente en cada una de las ramas por separado.
Por tanto, la expresión quedaría de la siguiente manera:
L=
V2 / V1 ⋅ (V 1−V2 )
N ⋅ ∆I O ⋅ f C
En condiciones normales, la tensión V1 es igual a 700V; pero en condiciones excepcionales
podría alcanzar los límites de 650V y 750V. Por otro lado, la tensión V2 varía entre 250V y
350V, función de la energía acumulada en los supercondensadores en cada momento.
La especificación marca un rizado máximo de corriente de salida del convertidor del 10% de
la corriente nominal. Esta corriente depende del valor de la tensión de almacenamiento en
ese instante. Siendo X el porcentaje de rizado permitido respecto de la corriente nominal, se
tiene:
∆I O = X ⋅ I O = X ⋅
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PO
P
=X⋅ N
VO
V2
89
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La expresión final que muestra la inductancia necesaria dadas las especificaciones de
tensiones y corrientes, quedaría:
L=
V22 / V1 ⋅ (V 1−V2 )
N ⋅ X ⋅ PN ⋅ f C
Mediante herramienta matemática, en la Figura 5.15 se muestra gráficamente la ecuación
anterior para distintas tensiones de funcionamiento.
Figura 5.15. Valores de inductancia de diseño
A la vista de los resultados, el peor caso se obtiene para V1=750V y V2=350V, siendo
necesaria una bobina de aproximadamente 650uH para estar dentro de las especificaciones.
Se ha decidido sobredimensionar las bobinas con un valor de inductancia de 1000uH.
Para el valor de inductancia seleccionado y en función de las condiciones de funcionamiento
explicadas, en la Figura 5.16 se muestra el rizado de corriente y, en la Figura 5.17, el
porcentaje que supone el mismo respecto de la corriente nominal.
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Figura 5.16. Rizado de corriente de salida para L=1000uH
Figura 5.17. Porcentaje de rizado de corriente de salida para L=1000uH
A la vista de la gráfica se puede concluir que el rizado de corriente se encuentra dentro de
especificaciones en cualquier posible situación de funcionamiento.
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En la Tabla 5.9 se recogen, además del valor de la inductancia calculada, los demás
parámetros de especificación para las bobinas.
Parámetro
Inductancia nominal [L]
Valor
1000 uH
Corriente nominal de funcionamiento [IN]
46,7 A
Corriente de pico máxima [IPICO]
56 A
Rizado máximo de corriente [∆I]
18,6 A
Frecuencia de rizado de corriente [fC]
10 kHz
Tabla 5.9. Especificaciones para las inductancias de rama
La corriente nominal de funcionamiento viene marcada por la corriente necesaria para que el
convertidor entregue la potencia nominal. Esta corriente es máxima cuando la tensión en el
almacenamiento de los supercondensadores es mínima. Para esta tensión de 250V, la
corriente supone 140A. La corriente por cada rama será la tercera parte, 46,7A.
El rizado de corriente por cada bobina es tres veces el rizado a la salida. Según la Figura
5.16, en el peor caso el rizado es de 6,2A. Por tanto, el rizado de corriente por cada rama es
de 18,6A. La corriente de pico máxima es la suma de la mitad de este rizado y la corriente
nominal de funcionamiento, 56A.
Figura 5.18. Bobina de SMP
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La bobina seleccionada es una inductancia para corriente dc de la marca SMP [14],
específica para este tipo de convertidores con corrientes conmutadas. Las características de
la misma se presentan en la Tabla 5.10.
Parámetro
Inductancia nominal [L]
Valor
1000 uH
Corriente nominal de funcionamiento [IN]
70 A
Corriente de pico máxima [IPICO]
75 A
Frecuencia de rizado de corriente [fC]
10 kHz
Resistencia serie equivalente del cobre [RCU]
10 mohm
Temperatura máxima de funcionamiento [TO]
100 ºC
Tensión efectiva de aislamiento [UP,EFF]
2500 V
Peso [P]
10 Kg
Tabla 5.10. Características técnicas de la inductancia elegida de SMP
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4.5. Banco de condensadores de entrada
Como ya se definió, la conexión entre el convertidor ac/dc de la fuente de energía renovable
y el inversor dc/ac se realiza mediante el bus denominado dc-link, al cual se conecta el
sistema de almacenamiento. De forma local, el convertidor de potencia asociado al sistema
de almacenamiento, en la conexión con el dc-link, posee un banco de condensadores para
asegurar estabilidad de tensión a la entrada, suponiendo una “imagen” de tensión del bus de
dc. Este banco de condensadores se ha indicado como C1 en el esquema de la Figura 5.19.
En esta sección se dimensionará éste último, sin tener en cuenta la capacidad del dc-link ni
la conexión con otro convertidor.
Figura 5.19. Banco de condensadores de entrada
El valor de la capacidad total se determina en base a las variaciones de tensión admisibles
en dicho bus dc ante cambios en las condiciones de funcionamiento (respuestas ante
escalones de carga, variaciones de generación de potencia…). Por ejemplo, ante un escalón
de incremento de la demanda de potencia, el bus dc tenderá a bajar su tensión, originando
un hueco con una amplitud de tensión y un tiempo de duración. Ello depende de la
capacidad del banco y también, en gran parte, de la dinámica del control implementado. En
base a ello, se dimensiona la capacidad del bus.
El banco de condensadores debe ser capaz de suministrar la potencia nominal del sistema
durante el tiempo de respuesta del control implementado. Mediante simulaciones de
diversos controles propuestos se ha determinado un tiempo de respuesta de 1ms
aproximadamente. Debido a la incertidumbre del cálculo y para un dimensionamiento del
lado de la seguridad, se tomarán 3ms, tiempo durante el cual, el banco de dc será el
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encargado de proporcionar la potencia nominal más las pérdidas del inversor, una potencia
de 32kW aproximadamente. La energía entregada responde a la siguiente expresión:
E = PN ⋅ t = 32kW ⋅ 3ms = 96 J
Sabiendo que la tensión nominal del bus es de 700V y que la profundidad máxima permitida
del hueco de tensión es de 50V, de la siguiente expresión se deduce el valor de la
capacidad del banco capacitivo:
∆E=
(
)
(
)
1
1
⋅ C ⋅ V12 − V22 = ⋅ C ⋅ 700 2 − 650 2 = 96 J
2
2
El cálculo conduce a un valor de capacidad total del banco de 2850uF. Se tomará como
valor de especificación 3000uF. Con este valor de condensadores y un algoritmo de control
genérico se ha simulado el hueco de tensión producido en el dc-link, en respuesta a un
escalón de potencia nominal del sistema, mostrado en la Figura 5.20.
Figura 5.20. Simulación del hueco de tensión
Mediante software de simulación se han determinado los parámetros necesarios para el
correcto dimensionamiento del banco de condensadores, para el valor de capacidad
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anteriormente calculado. Se ha realizado a la potencia nominal del equipo. En la Figura 5.21
se muestra la tensión en el banco de dc y en la Figura 5.22, la forma que toma la corriente y
su correspondiente valor RMS.
Figura 5.21. Simulación de tensión del bus de dc
Figura 5.22. Simulación de corriente del bus de dc
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Dado el análisis de funcionamiento en simulación, las especificaciones resultantes se
indican en la Tabla 5.11
Parámetro
Capacidad nominal [C]
Valor
3000 uF
Tensión máxima de funcionamiento [VMAX]
750 V
Rizado máximo de tensión [∆V]
<1V
Corriente eficaz [IRMS]
30 A
Corriente de pico máxima [IPICO]
70 A
Rizado máximo de corriente [∆I]
100 A
Frecuencia de rizados de tensión y corriente [fC]
10 kHz
Tabla 5.11. Especificaciones de banco de condensadores
Se han tomado condensadores del fabricante ARCOTRONICS [8] recomendados para este
tipo de aplicaciones. Son condensadores MKP de altas densidades de capacidad y altos
rizados de corrientes. Revisando el catálogo se ha elegido la asociación en paralelo de 6
condensadores C44UQGQ6500F8SK [9]. Las características técnicas de cada dispositivo se
muestran en la Tabla 5.12.
Parámetro
Valor
Capacidad nominal [C]
500 uF
Tensión máxima de funcionamiento [VMAX]
1100 V
Corriente eficaz [IRMS]
Corriente de pico máxima [IPICO]
50 A
6000 A
Tabla 5.12. Características técnicas del condensador C44UQGQ6500F8SK
Figura 5.23. Condensador de ARCOTRONICS
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4.6. Filtro snubber
Debido a las inductancias parásitas de dispositivos, conexiones y cableado, durante las
conmutaciones de los dispositivos semiconductores, aparecen en bornes de los mismos
unas sobretensiones que perjudican en parte al funcionamiento del convertidor.
Estas sobretensiones son perjudiciales para los semiconductores, suponen pérdidas de
potencia, producen ruido eléctrico, etcétera. Mediante la adición de una red de Snubber
como filtro de conmutación, las citadas sobretensiones son reducidas considerablemente.
Genéricamente, los filtros snubber suelen ser redes RC aunque, dependiendo del diseño, se
pueden encontrar redes C exclusivamente. Los valores de estos componentes pasivos se
calculan mediante expresiones matemáticas, en función de frecuencias de conmutación,
resistividades, inductancias y capacidades del circuito, tensiones y corrientes de
funcionamiento, tiempos de respuesta, etcétera.
En el presente diseño se ha colocado una red basada exclusivamente en un condensador
conectado en paralelo con el IGBT en conmutación. Por tanto, se tienen seis dispositivos,
dos en cada rama, uno por cada semiconductor. En la Figura 5.24 se muestran con
conexión paralelo a los transistores de potencia M1, M2, M3, M4, M5 y M6.
Figura 5.24. Filtro snubber
Condensadores adecuados para este tipo de filtros son los MKP, de polipropileno. Éstos
tienen buena respuesta en alta frecuencia, además de operar correctamente en un amplio
rango de temperaturas.
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La selección de la capacidad de estos condensadores pasa por calcular o estimar las
inductancias parásitas de los dispositivos y elementos de conexión asociados a los
interruptores semiconductores. Este cálculo complejo e inexacto. En principio se podrían
conocer inductancias parásitas aproximadas de dispositivos, pero las asociadas a la
circuitería de conexión es muy dependiente del esquema mecánico y de otros muchos
factores. En [10] se referencia una nota de aplicación proporcionada por SEMIKRON [1] en
el cual se documenta este cálculo.
Por ello, la estrategia a seguir consiste en la colocación de condensadores con una
capacidad típica en estos equipos. Tras la construcción, durante la puesta en
funcionamiento del convertidor, se realizarán pruebas experimentales con distintas
capacidades de filtro. Según los resultados obtenidos se ajustará la red a la capacidad
óptima.
El componente utilizado es del fabricante VISHAY [11]. Se trata de un condensador de
polipropileno MKP de hasta 1000V.
Figura 5.25. Condensadores MKP Vishay
Se partirá en un primer diseño con la capacidad de 100nF. Tras pruebas, se ajustará el valor
de capacidad según resultados experimentales.
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4.7. Resistencias de precarga
El hardware del convertidor de potencia debe incluir los elementos necesarios para permitir
una precarga no controlada del banco de condensadores del mismo. Esto interesa o es
necesario en puestas en marcha o en ciertas maniobras de funcionamiento. La precarga de
los condensadores se realiza a través de resistencias de precarga, desde las dos posibles
Almacenador
-
R5
R4
-
R3
DC-Link
K5
+
+
fuentes, la de entrada o por medio del sistema de almacenamiento.
Figura 5.26. Resistencias de precarga
En el esquema eléctrico de la Figura 5.26 se muestran como R1 y R2. El primer dispositivo
permite la precarga del bus desde la fuente de entrada; y el segundo, desde la bancada de
supercondensadores, a través de los diodos de los semiconductores de potencia.
A continuación se dimensionarán en cuanto al valor resistivo y a la potencia que son
capaces de evacuar. Ello se realizará en base a la tensión y tiempo de precarga, y a
potencias de disipación. Este tiempo pretendido será del orden de segundos, no más de
10s, para realizar una precarga del banco hasta el 95% de su tensión nominal.
La ecuación de carga del condensador a través de una resistencia responde a la siguiente
expresión:
Vt = V f ⋅ (1 − e
−t
R⋅C
)
Vt corresponde a la tensión del dispositivo en el instante t; Vf, a la tensión de entrada; t, al
tiempo; R, a la resistencia de precarga; y C, a la capacidad del condensador. La capacidad
del banco es de 3000µF. Se ha tomado como tiempo de precarga unos 4 segundos. Como
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puede observarse, el cálculo es independiente del valor de tensión Vf, si se refiere el fondo
de precarga como porcentaje de la tensión de entrada.
Vt = 0,95 ⋅ V f = V f ⋅ (1 − e
0,95 = 1 − e
−t
R⋅C
)
− t R⋅C
El cálculo, por tanto, es el mismo para ambas resistencias, independientemente de la
tensión, quedando de la siguiente manera:
0,95 = 1 − e
−4
R⋅0 , 003
→
R = 445Ω
Se ha decidido tomar como valor resistivo para ambas resistencias de precarga el de 470
ohmios. En la Figura 5.27 se muestran las gráficas obtenidas en la precarga a través de R1
y, en la Figura 5.28, las correspondientes a la precarga mediante R2.
Figura 5.27. Precarga de condensadores mediante R1=470Ω
Como se puede observar en las mencionadas figuras, la tensión de condensadores alcanza
el 95% de la tensión de la fuente de precarga en menos 4 segundos aproximadamente. El
banco queda cargado completamente en aproximadamente 7 segundos.
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Figura 5.28. Precarga de condensadores mediante R2=470Ω
Se han elegido resistencias de potencia de aluminio del fabricante TYCO ELECTRONICS
[15], en concreto la resistencia HSC100-470R-J [16]. La potencia nominal de la misma es de
100W si funcionan en conjunto con un disipador; si no es así, es de 50W.
Figura 5.29. Resistencias Tyco Electronics HSC
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Estas resistencias, según fabricante, permiten sobrecargas acotadas de potencia. En la
Figura 5.30 se muestra el gráfico que indica el factor en el que puede verse multiplicada la
potencia de disipación del dispositivo en función de la duración de la sobrecarga. En la
Figura 5.31 se muestran los valores de sobrecarga en las resistencias R1 y R2. Como se
puede comprobar, el funcionamiento de las mismas está dentro de los límites marcados por
el fabricante.
Figura 5.30. Sobrecarga admisible en resistencias Tyco HSC
Figura 5.31. Sobrecarga en resistencias de precarga
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4.8. Resistencias de descarga
En el diseño del presente convertidor de potencia se ha incluido un banco de resistencias de
descarga para el sistema de almacenamiento de energía. Ello permite una descarga forzada
del sistema de supercondensadores, ya sea de manera automática, comandada por el
sistema de control; o de manera manual, gobernada por el operario. Estas resistencias
vienen indicadas como R3, R4 y R5 en el esquema eléctrico presentado en la Figura 5.32.
Figura 5.32. Resistencias de descarga
Esto ofrece la posibilidad de descargar los supercondensadores hasta niveles requeridos
por algún motivo de interés, o incluso, llevarlos a la descarga total.
Esto resulta muy útil como actuación ante un posible funcionamiento anómalo del sistema,
en el cual podría existir una sobrecarga del sistema de almacenamiento y sea inevitable el
tener que descargarlo hasta valores normales de funcionamiento.
A continuación se dimensionarán en cuanto al valor resistivo y a la potencia que son
capaces de evacuar. Ello se realizará en base a las tensiones y tiempos de descarga, y a
potencias de disipación.
La ecuación de descarga del condensador a través de una resistencia responde a la
siguiente expresión:
Vt = V f ⋅ e
−t
R⋅C
Vt corresponde a la tensión del dispositivo en el instante t; Vf, a la tensión de entrada; t, al
tiempo; R, a la resistencia de precarga; y C, a la capacidad del condensador.
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La capacidad total de la bancada de supercondensadores es de 21F. Dicho banco debe ser
descargado desde su tensión nominal hasta el 2% de la misma en 30 minutos.
Vt = 0,02 ⋅ V f = V f ⋅ e
0,02 = e
0,02 = e
−1800
R⋅21
→
−t
R⋅C
− t R⋅C
R = 22,91Ω
Por tanto, sabiendo que el banco de descarga lo forman tres resistencias en paralelo, el
valor resistivo de cada una de ellas debe ser de 68,73 ohmios.
Se ha decidido tomar como valor resistivo el de 68 ohmios para cada una de las tres
resistencias. En la Figura 5.33 se muestran las gráficas obtenidas de descarga total desde la
tensión máxima de supercondensadores.
Figura 5.33. Descarga de supercondensadores mediante 3xR=68Ω
Como se observa en la mencionada figura, el banco de condensadores queda
prácticamente descargado en aproximadamente 30 minutos, desde el valor nominal hasta
tensión nula.
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Se han elegido resistencias de potencia del fabricante TECNOMEGA [17] en concreto el
modelo TSK60.550-15R [18]. La potencia máxima de disipación de las mismas es de
1800W. Como se muestra en la Figura 5.33, cada resistencia deberá disipar hasta 1800W
como máximo, estando dentro de los límites del fabricante.
Figura 5.34. Resistencia de potencia Tecnomega
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4.9. Aparamenta eléctrica de protección
El equipo posee la adecuada aparamenta eléctrica de protección para garantizar la
desconexión del convertidor en caso de un posible funcionamiento anómalo. La aparamenta
utilizada es capaz de cortar sobrecorrientes por sobrecarga y por cortocircuito. Por un lado
protege a la instalación, y por otro y más importante, al personal humano. Los dispositivos
que la componen son fusibles para corriente continua. En el esquema de la Figura 5.35
pueden observarse como F1 y F2.
Figura 5.35. Aparamenta eléctrica de protección
La potencia del equipo es de 35kW estando dimensionado para trabajar con una sobrecarga
del 20%. La presente aparamenta de protección debe permitir el flujo de las corrientes
resultantes de la misma. La intensidad de diseño para cada uno de los fusibles se tomará
como la corriente nominal mayorada en un 40%. En la Tabla 5.13 se recoge el cálculo.
Dispositivo
INOM
IDISEÑO
F1
50 ADC
70 ADC
F2
140 ADC
196 ADC
Tabla 5.13. Dimensionamiento de fusibles de protección
Los dispositivos seleccionados para la implementación se indican a continuación:
o
F1: SEMIKRON FUSE30 30146087 [IN=80A/UN=660V] [19]
o
F2: SEMIKRON FUSE30 30146082 [IN=200A/UN=660V] [19]
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Según el presente diseño, el convertidor de potencia queda protegido por encima del 140%
de la potencia nominal del mismo a través de la aparamenta seleccionada.
La protección desde el 100% hasta el 140% de la potencia nominal del equipo se realizará a
través del software de control, teniéndose en cuenta la posibilidad del funcionamiento de
sobrecarga.
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4.10. Aparamenta eléctrica de maniobra
El equipo dispone de aparamenta de apertura y cierre que permite las maniobras oportunas
en cada uno de los modos de funcionamiento (parada general, precargas, descargas,
funcionamiento normal, etc.).
Figura 5.36. Aparamenta eléctrica de maniobra
Los dispositivos que la componen son contactores para corriente continua. En la Figura 5.36
se muestra el esquema, indicándose como K1, K2, K3, K4 y K5.
Debido a que el equipo debe ser capaz de funcionar ante una sobrecarga del 20%, los
contactores K2 y K4 se dimensionarán para corrientes de sobrecarga. Los restantes serán
dimensionados para la intensidad nominal correspondiente.
En la Tabla 5.14 se indica el cálculo para los contactores K2 y K4.
Dispositivo
INOM
IDISEÑO
K2
50 ADC
60 ADC
K4
50 ADC
60 ADC
Tabla 5.14. Dimensionamiento de contactores de maniobra K2 y K4
Las intensidades de diseño para los dispositivos K1 y K3 son dependientes del
dimensionamiento de las resistencias de precarga asociadas, realizado en el Apartado 4.7.
Por tanto, las corrientes máximas a soportar son 1.5A y 0.8A, respectivamente.
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Por otro lado, el dimensionamiento del contactor K5 viene determinado por el valor resistivo
de la red de descarga. Según el Apartado 4.8, la corriente máxima circulante será de 16A.
En la Tabla 5.15 se muestra el dimensionamiento de estos dispositivos.
Dispositivo
Inom
Idiseño
K1
1.5 ADC
1.5 ADC
K3
0.8 ADC
0.8 ADC
K5
16 ADC
16 ADC
Tabla 5.15. Dimensionamiento de contactores de maniobra K1, K3 y K5
Los dispositivos seleccionados para la implementación del aparamenta eléctrica de
protección se indican a continuación:
o
K1: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-10 [IN=10A] [20]
o
K2: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-70 [IN=70A] [20]
o
K3: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-10 [IN=10A] [20]
o
K4: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-70 [IN=70A] [20]
o
K5: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-20 [IN=20A] [20]
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4.11. Sistema de cableado
En este apartado se dimensionarán los conductores que componen el cableado del equipo.
Ello se realizará en cuanto a sección y naturaleza del aislamiento de los mismos.
En el presente convertidor existen cuatro tipos de cableados, los cuales se indicarán en
distintos esquemas. En la Figura 5.37, Figura 5.38, Figura 5.39 y Figura 5.40, se localizan
los cuatro tipos de conexiones mencionados.
Figura 5.37. Sistema de cableado TIPO 1
Figura 5.38. Sistema de cableado TIPO 2
Figura 5.39. Sistema de cableado TIPO 3
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Figura 5.40. Sistema de cableado TIPO 4
La corriente máxima que debe ser capaz de soportar cada uno de los tipos de conductores
se adjunta en la Tabla 5.16. Se ha sobredimensionado un 20% estas corrientes para el
cálculo de la intensidad de diseño, con redondeo de la cifra a la unidad siguiente.
Conductor
Corriente nominal
Corriente de diseño
TIPO 1
60 A
72 A
TIPO 2
168 A
202 A
TIPO 3
2A
3A
TIPO 4
16 A
20 A
Tabla 5.16. Corrientes del sistema de cableado
Siguiendo el Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión (REBT) se han dimensionados los
conductores de la forma que indica la Tabla 5.16.
Conductor
Sección
TIPO 1
10 mm
2
TIPO 2
50 mm
2
TIPO 3
1.5 mm
TIPO 4
2
2
6 mm
Aislamiento
Imax REBT
XLPE
76 A
XLPE
250 A
PVC
21 A
PVC
44 A
Tabla 5.17. Dimensionamiento del sistema de cableado
Como se observa, se ha indicado la sección elegida para cada uno de los tipos de cableado
y la naturaleza del aislante de los mismos. En la última columna se indica el valor de la
corriente máxima admisible por el correspondiente conductor, dada su sección y
aislamiento, según el REBT.
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5. DISEÑO DEL CONVERTIDOR DE POTENCIA PARA BATERÍAS
En este apartado se realiza el diseño y dimensionamiento del convertidor de potencia
asociado a la bancada de baterías. Dado que ello se realiza de manera similar a como se
hizo con el convertidor para supercondensadores, se obviarán explicaciones detalladas y, en
ocasiones, se harán referencias a este anterior dimensionamiento. En la Figura 5.41, se
muestra el esquema eléctrico del sistema.
Figura 5.41. Esquema eléctrico del convertidor de potencia para baterías
En base al esquema, las distintas partes que componen el equipo son:
o
Semiconductores de potencia: Transistores IGBTs con sus respectivos diodos
en antiparalelo, indicados como M1-M2, M3-M4, M5-M6.
o
Inductancias de rama: Marcadas como L1, L2 y L3, suponen las inductancias
de salida de cada una de las ramas.
o
Condensadores snubber: Condensadores de respuesta en alta frecuencia para
filtro de conmutación en semiconductores de potencia.
o
Banco de condensadores: Asociación de condensadores de entrada del
convertidor, mostrado como C1.
o
Resistencias de precarga: Dispositivos de potencia, R1 y R2 que permiten la
precarga no controlada del banco de condensadores.
o
Aparamenta de maniobra: Contactores para maniobra eléctrica. Se marcan
como K1, K2, K3 y K4.
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o
Aparamenta de protección: Encargada de la protección del equipo frente a
sobrecorrientes y cortocircuitos, compuesta por los fusibles F1 y F2.
o
Sensores transductores: Permiten la medición de parámetros eléctricos de
distintas partes del convertidor, a través de los sensores de tensión LV1, LV2 y
LV3, y los de corriente LA1, LA2, LA3 y LA4.
Como puede observarse, el presente convertidor lo componen las mismas partes que el
anterior, con la salvedad de que éste no posee el sistema de descarga.
A continuación se seleccionarán los correspondientes dispositivos y elementos de conexión
para el diseño del convertidor para la bancada de baterías, los cuales son presentados:
o
Transistores de potencia
o
Controladores de disparo
o
Disipación térmica y refrigeración
o
Inductancias de rama
o
Banco de condensadores de entrada
o
Filtro snubber
o
Resistencias de precarga
o
Aparamenta eléctrica de protección
o
Aparamenta eléctrica de maniobra
o
Sistema de cableado
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5.1. Transistores de potencia
Los semiconductores de potencia del presente convertidor se indican en el esquema de la
Figura 5.42, como M1, M2, M3, M4, M5 y M6.
Figura 5.42. Transistores de potencia
Los criterios de selección de los mismos se ha realizado de la misma manera como se hizo
para los transistores del convertidor asociado a la bancada de supercondensadores. Se ha
elegido la tecnología de IGBTs para los semiconductores de potencia. Concretamente se ha
seleccionado la familia SEMITRANS® de SEMIKRON [1].
Tras el estudio térmico realizado se ha escogido el semiconductor SKM300GB125D [4].
Corresponden a IGBTs capaces de soportar 1200V de tensión colector-emisor, corrientes de
colector de 150-200A y 10kHz como frecuencia de conmutación. Un mismo encapsulado
compone la rama completa, formada por dos IGBTs.
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5.2. Controladores de disparo
Los controladores de disparo de los semiconductores de potencia se han seleccionado
mediante la herramienta DRIVERSELTM [5] de SEMIKRON, como ya se realizó para el
convertidor asociado a supercondensadores. Los parámetros introducidos en la aplicación
se muestran en la Tabla 5.18, dados por las características del semiconductor seleccionado.
Parámetro
Tensión máxima de funcionamiento
Familia del dispositivo
Dispositivo
Número de módulos en paralelo
Valor
1200 V
SEMITRANS
SKM300GB125D
1
Frecuencia de conmutación
10 kHz
Resistencia aplicada a la puerta
3 ohm
Tabla 5.18. Parámetros de selección para el controlador de disparos
Dado que los parámetros son los mismos para este convertidor, el driver elegido es el
mismo que aquél. Concretamente se ha seleccionado el driver SKYPERTM 32 PROR [6], en
conjunto con Evaluation Board 1 [7] de SEMIKRON.
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5.3. Disipación térmica y refrigeración
El sistema de evacuación de las pérdidas por calor de los dispositivos semiconductores se
ha dimensionado de la misma manera que como se hizo para el convertidor anterior. Se han
realizado los cálculos mediante la herramienta de simulación SEMISELTM [3] proporcionada
por el fabricante, uno para el funcionamiento del equipo en modo reductor de tensión (Buck)
y otro como elevador de tensión (Boost). Los parámetros de entrada a la aplicación se
indican en la Tabla 5.19 para cada uno de los casos.
Parámetro
Valor
Buck
Boost
Tensión de entrada [VIN]
750 V
250 V
Corriente de entrada [IIN]
46.67 A
140 A
Tensión de salida [VOUT]
250 V
750 V
Corriente de salida [IOUT]
140 A
46.67 A
Corriente por rama [IRAMA]
46.67 A
15.56 A
40 ºC
40 ºC
Temperatura ambiente
Número de interruptores por disipador
3
3
Número de interruptores en paralelo
1
1
Tabla 5.19. Parámetros para el estudio térmico
De la misma manera que en el convertidor asociado a supercondensadores, se han elegido
los siguientes dispositivos:
o
Disipador térmico de aluminio: SEMIKRON P16/300
o
Ventilador radial: SEMIKRON SKF16B-230-01
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El estudio térmico asociado entrega los resultados que se presentan en la Tabla 5.20.
Parámetro
Pérdidas por conducción en transistores
Valor nominal
Valor sobrecarga
Buck
Boost
Buck
Boost
30 W
62 W
38 W
78 W
Pérdidas por conmutación en transistores
72 W
75 W
88 W
92 W
Pérdidas totales en transistores
103 W
137 W
126 W
170 W
Pérdidas por conducción en diodos
38 W
19 W
46 W
24 W
Pérdidas por conmutación en diodos
43 W
43 W
51 W
51 W
Pérdidas totales en diodos
81 W
63 W
97 W
74 W
Pérdidas totales
551 W
601 W
669 W
733 W
Temperatura del disipador térmico
57 ºC
59 ºC
58 ºC
60 ºC
Temperatura de la cápsula
64 ºC
66 ºC
66 ºC
69 ºC
Temperatura Transistores
72 ºC
77 ºC
76 ºC
82 ºC
Temperatura Diodos
79 ºC
78 ºC
84 ºC
82 ºC
Tabla 5.20. Resultados del estudio térmico
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5.4. Inductancias de rama
En el esquema de la Figura 5.43 se indican las inductancias de rama como L1, L2 y L3,
pertenecientes al convertidor dc/dc interleaving. Son bobinas de núcleo de aire, específicas
para corriente continua y para usos en topologías con corrientes conmutadas.
Figura 5.43. Inductancias de rama
El cálculo de la inductancia necesaria se realiza mediante el cumplimiento de la
especificación de rizado de corriente a la salida del convertidor, cuando éste opera en
condiciones nominales de funcionamiento.
Mediante el desarrollo matemático explicado en el anterior diseño del convertidor para
supercondensadores se obtiene la expresión:
L=
V2 / V1 ⋅ (V 1−V2 )
N ⋅ ∆I O ⋅ f C
El rango de tensión de V1 es de entre 650V y 750V. Y por otro lado, la tensión V2 varía entre
250V y 300V, función del estado de acumulación energética del banco de baterías.
La especificación marca un rizado máximo de corriente de salida del convertidor del 5% de
la corriente nominal, indicada como X.
∆I O = X ⋅ I O = X ⋅
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PO
P
=X⋅ N
VO
V2
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En la Figura 5.44 se muestra gráficamente la ecuación final resultante:
V22 / V1 ⋅ (V 1−V2 )
L=
N ⋅ X ⋅ PN ⋅ f C
Figura 5.44. Valores de inductancia de diseño
A la vista de los resultados, el peor caso se obtiene para V1=750V y V2=300V, siendo
necesaria una bobina de 1050uH para cubrir especificaciones. Se ha decidido
sobredimensionar las bobinas con un valor de inductancia de 1500uH.
En la Figura 5.45 y Figura 5.46 se muestra el rizado de corriente resultante.
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Figura 5.45. Rizado de corriente de salida para L=1500uH
Figura 5.46. Porcentaje de rizado de corriente de salida para L=1500uH
A la vista de la gráfica se puede concluir que el rizado de corriente se encuentra dentro de
especificaciones en cualquier posible situación de funcionamiento.
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En la Tabla 5.21 se recogen, además de la inductancia calculada, los demás parámetros de
especificación para las bobinas.
Parámetro
Inductancia nominal [L]
Valor
1500 uH
Corriente nominal de funcionamiento [IN]
46,7 A
Corriente de pico máxima [IPICO]
52,7 A
Rizado máximo de corriente [∆I]
12 A
Frecuencia de rizado de corriente [fC]
10 kHz
Tabla 5.21. Especificaciones para las inductancias de rama
La bobina seleccionada es una inductancia para corriente dc de la marca SMP [14],
específica para este tipo de convertidores con corrientes conmutadas. Las características de
la misma se presentan en la Tabla 5.22.
Parámetro
Inductancia nominal [L]
Valor
1500 uH
Corriente nominal de funcionamiento [IN]
70 A
Corriente de pico máxima [IPICO]
75 A
Frecuencia de rizado de corriente [fC]
Resistencia serie equivalente del cobre [RCU]
10 kHz
15 mohm
Temperatura máxima de funcionamiento [TO]
100 ºC
Tensión efectiva de aislamiento [UP,EFF]
2500 V
Peso [P]
15 Kg
Tabla 5.22. Características técnicas de la inductancia elegida de SMP
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5.5. Banco de condensadores de entrada
El dimensionamiento del banco de condensadores de entrada al convertidor, indicado como
C1 en el esquema de la Figura 5.47, se realizará sin tener en cuenta la capacidad del dc-link
ni la conexión con otro convertidor.
Figura 5.47. Banco de condensadores de entrada
El valor de la capacidad se ha determinado de la misma manera que se hizo para el anterior
equipo. Tomando un tiempo de respuesta del control implementado de 3ms y sabiendo que
la potencia a entregar durante el hueco es de 32kW, la energía a entregar por el banco
sigue la siguiente expresión:
E = PN ⋅ t = 32kW ⋅ 3ms = 96 J
Sabiendo que la tensión nominal del bus es de 700V y que la profundidad máxima permitida
del hueco de tensión es de 50V, quedaría:
∆E=
(
)
(
)
1
1
⋅ C ⋅ V12 − V22 = ⋅ C ⋅ 700 2 − 650 2 = 96 J
2
2
El cálculo conduce a un valor de capacidad total del banco de 2850uF. Se tomará como
valor de especificación 3000uF.
Mediante herramienta de simulación, como ya se explicó, se han determinado los restantes
parámetros necesarios para el dimensionamiento del banco de condensadores. En la Tabla
5.23 se muestran las especificaciones del mismo.
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Parámetro
Capacidad nominal [C]
Valor
3000 uF
Tensión máxima de funcionamiento [VMAX]
750 V
Rizado máximo de tensión [∆V]
10 V
Corriente eficaz [IRMS]
50 A
Corriente de pico máxima [IPICO]
200 A
Rizado máximo de corriente [∆I]
300 A
Frecuencia de rizados de tensión y corriente [fC]
10 kHz
Tabla 5.23. Especificaciones de banco de condensadores
Se han tomado condensadores de la marca ARCOTRONICS recomendados para este tipo
de aplicaciones. Son condensadores MKP de altas densidades de capacidad y altos rizados
de corrientes. Revisando el catálogo se ha elegido la asociación en paralelo de 6
condensadores C44UQGQ6500F8SK. Las características técnicas de cada condensador se
muestran en la Tabla 5.24.
Parámetro
Valor
Capacidad nominal [C]
500 uF
Tensión máxima de funcionamiento [VMAX]
1100 V
Corriente eficaz [IRMS]
Corriente de pico máxima [IPICO]
50 A
6000 A
Tabla 5.24. Características técnicas del condensador C44UQGQ6500F8SK
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5.6. Filtro snubber
El filtro snubber seleccionado para la reducción de las sobretensiones en dispositivos
semiconductores en conmutación ha sido una red basada exclusivamente en un
condensador conectado en paralelo con el IGBT. Se tienen seis dispositivos, dos en cada
rama, uno por cada semiconductor. En la Figura 5.48 se muestran con conexión paralelo a
los transistores de potencia M1, M2, M3, M4, M5 y M6.
Figura 5.48. Filtro snubber
Se tratan de condensadores MKP, de polipropileno, con una buena respuesta en alta
frecuencia, además de operar correctamente en un amplio rango de temperaturas.
Como se explicó en el diseño del convertidor asociado a supercondensadores, la estrategia
a seguir consiste en la colocación de condensadores con una capacidad típica. Tras la
construcción, durante la puesta en funcionamiento del convertidor, se realizarán pruebas
experimentales con distintas capacidades de filtro. Según los resultados obtenidos se
ajustará la red a la capacidad óptima.
El componente utilizado es de la marca VISHAY [11]. Se trata de un condensador de
polipropileno MKP de hasta 1000V. Se partirá en un primer diseño con la capacidad de
100nF. Tras pruebas, se ajustará el valor de capacidad según resultados experimentales.
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5.7. Resistencias de precarga
La precarga de los condensadores de entrada del equipo se realiza a través de resistencias
de precarga, desde las dos posibles fuentes, la de entrada o por medio del sistema de
-
-
DC-Link
Almacenador
+
+
almacenamiento, indicadas como R1 y R2 en el esquema de la Figura 5.49.
Figura 5.49. Resistencias de precarga
Tal y como se realizó en el diseño del equipo asociado a supercondensadores, el cálculo de
los valores de las resistencias de precarga sigue las siguientes expresiones. Se ha tomado
como profundidad de precarga el 95% de la tensión de entrada, y 4 segundos como tiempo
de la misma.
Vt = V f ⋅ (1 − e
0,95 = 1 − e
−4
R⋅0 , 003
→
−t
R⋅C
)
R = 445Ω
Las resistencias de precarga serán de 470 ohmios. Se han elegido resistencias de potencia
de aluminio del fabricante TYCO ELECTRONICS [15], concretamente el dispositivo
HSC100-470R-J [16].
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5.8. Aparamenta eléctrica de protección
La aparamenta eléctrica de protección incluida en el convertidor son fusibles para corriente
continua. En el esquema de la Figura 5.50 pueden observarse como F1 y F2. Estos
dispositivos son capaces de proteger ante sobrecorrientes por sobrecarga y por
cortocircuito.
Figura 5.50. Aparamenta eléctrica de protección
Siguiendo la misma línea de diseño explicada en el anterior equipo, en la Tabla 5.25 se
recoge el cálculo de dimensionamiento de estos dispositivos.
Dispositivo
INOM
IDISEÑO
F1
50 ADC
70 ADC
F2
140 ADC
196 ADC
Tabla 5.25. Dimensionamiento de fusibles de protección
De la misma manera, los dispositivos seleccionados se indican a continuación:
o
F1: SEMIKRON FUSE30 30146087 [IN=80A/UN=660V] [19]
o
F2: SEMIKRON FUSE30 30146082 [IN=200A/UN=660V] [19]
Según el presente diseño, el convertidor de potencia queda protegido por encima del 140%
de la potencia nominal del mismo a través de la aparamenta seleccionada.
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La protección desde el 100% hasta el 140% de la potencia nominal del equipo se realizará a
través del software de control, teniéndose en cuenta la posibilidad del funcionamiento de
sobrecarga.
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5.9. Aparamenta eléctrica de maniobra
Los elementos de maniobra del equipo son contactores para corriente continua. En la Figura
5.16 se muestra el esquema, indicándose como K1, K2, K3 y K4. Siguiendo la misma línea
de diseño explicada en el anterior equipo, en la Tabla 5.26 se recogen los cálculos de
dimensionamiento para dichos dispositivos.
Figura 5.51. Aparamenta eléctrica de maniobra
Dispositivo
INOM
IDISEÑO
K2
50 ADC
60 ADC
K4
50 ADC
60 ADC
K1
1.5 ADC
1.5 ADC
K3
0.8 ADC
0.8 ADC
Tabla 5.26. Dimensionamiento de contactores de maniobra
De la misma manera, los dispositivos seleccionados se indican a continuación:
o
K1: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-10 [IN=10A] [20]
o
K2: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-70 [IN=70A] [20]
o
K3: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-10 [IN=10A] [20]
o
K4: SIEMENS SIRIUS SC 3RF23-70 [IN=70A] [20]
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5.10. Sistema de cableado
En el presente convertidor existen tres tipos de cableados, los cuales se indicarán en
distintos esquemas. En la Figura 5.52, Figura 5.53 y Figura 5.54, se localizan los tres tipos
de conexiones mencionados.
Figura 5.52. Sistema de cableado TIPO 1
Figura 5.53. Sistema de cableado TIPO 2
Figura 5.54. Sistema de cableado TIPO 3
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La corriente máxima que debe ser capaz de soportar cada uno de los tipos de conductores
se adjunta en la Tabla 5.27. Se ha sobredimensionado un 20% estas corrientes para el
cálculo de la intensidad de diseño, con redondeo de la cifra a la unidad siguiente.
Conductor
Corriente nominal
Corriente de diseño
TIPO 1
60 A
72 A
TIPO 2
168 A
202 A
TIPO 3
2A
3A
Tabla 5.27. Corrientes del sistema de cableado
Siguiendo el Reglamento Electrotécnico de Baja Tensión (REBT) se han dimensionados los
conductores de la forma que indica la Tabla 5.28.
Conductor
Sección
Aislamiento
Imax REBT
TIPO 1
10 mm
2
XLPE
76 A
TIPO 2
50 mm
2
XLPE
250 A
TIPO 3
1.5 mm
2
PVC
21 A
Tabla 5.28.Dimensionamiento del sistema de cableado
Como se observa, se ha indicado la sección elegida para cada uno de los tipos de cableado
y la naturaleza del aislante de los mismos. En la última columna se indica el valor de la
corriente máxima admisible por el correspondiente conductor, dada su sección y
aislamiento, según el REBT.
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6. REFERENCIAS
[1]
Retegui, Rogelio Garcia; Benedetti, Mario; Petrocelli, Roberto; Wassinger, Nicolas;
Maestri, Sebastian, “New Modulator for Multi-Phase Interleaved DC/DC Converters”,
IEEE 2009.
[2]
SEMIKRON
http://www.semikron.com/
[3]
SEMIKRON SEMISELTM
http://semisel.semikron.com/DriverSelectTool.asp
[4]
SEMIKRON IGBT Ultrafast SKM300GB125D
http://www.semikron.com/internet/ds.jsp?file=365.html
[5]
SEMIKRON DRIVERSELTM
http://www.semikron.com/internet/index.jsp?sekId=347
[6]
SEMIKRON Driver SKYPER 32 PROR
http://www.semikron.com/internet/webcms/online/pdf/SKYPER_32PRO_R_rev04.pdf
[7]
SEMIKRON Evaluation Board 1 SKYPER 32 PROR
http://www.semikron.com/internet/webcms/online/pdf/Board_1_SKYPER_32PRO_rev
02.pdf
[8]
ARCOTRONICS GROUP
http://www.arcotronics.com/cms/index.php
[9]
ARCOTRONICS CAPACITORS C44U
http://www.arcotronics.de/produkte/power_electronics_capacitors/C44U_2007.pdf
[10] SEMIKRON Application Note. PeakVoltage_Snubber
http://www.semikron.com/internet/webcms/objects/pdf/AN7006_IGBT_PeakVoltage_Snubber.pdf
[11] VISHAY CAPACITORS
http://www.vishay.com/capacitors/
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[12] SEMIKRON Heatsink SEMIKRON P16/300
http://www.semikron.com/internet/ds.jsp?file=657.html
[13] SEMIKRON Fan SKF16B-230-01
http://www.semikron.com/internet/webcms/objects/pdf/fans_radial.pdf
[14] SMP
http://www.smp.de
[15] TYCO ELECTRONICS
http://www.tycoelectronics.com
[16] TYCO ELECTRONICS Aluminium Housed Power Resistors [HSC]
http://www.tycoelectronics.com/prodimages/pdf/THS-1006.pdf
[17] TECNOMEGA
http://www.tecnomega.es
[18] TECNOMEGA Resistencias Bobinadas TSK
http://www.tecnomega.es/tsk.htm
[19] SEMIKRON FUSES 30
http://www.semikron.com/internet/webcms/objects/pdf/Fuses_30_33.pdf
[20] SIEMENS SIRIUS SC
http://www.automation.siemens.com/mcms/low-voltage/en/industrialcontrols/controls/solid-state-switching-devices/resistive-inductive-loads/solid-statecontactors/3rf23/Pages/default.aspx
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CAPÍTULO 6. ELECTRÓNICA DE CONTROL
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