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UNIVERSIDAD DE SEVILLA
ESCUELA SUPERIOR DE INGENIEROS
DPTO. TEORÍA DE LA SEÑAL Y COMUNICACIÓN
DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DE UN
VCO Y ACOPLADOR EN TECNOLOGÍA
HMIC PARA UN SINTETIZADOR DE
FRECUENCIAS
Autor: Cristina Ángela González Garrido
Tutor: D. Luis Javier Reina Tosina
Contenido
I.
INTRODUCCIÓN.............................................................................................................. 5
1.1.
CONSERACIONES GENERALES............................................................................... 5
1.2.
OBJETIVOS ................................................................................................................ 9
1.3.
ESTRUCTURA DE LA MEMORIA ........................................................................... 10
II. TECNOLOGÍAS PARA OSCILADORES Y ACOPLADORES ...................................... 11
2.1.
INTRODUCCIÓN A LA TECNOLOGÍA HMIC ......................................................... 11
2.1.1.
Comparativa de HMIC y MMIC......................................................................... 14
2.1.2.
Proceso de fabricación de HMIC .......................................................................... 16
2.2.
LÍNEAS PLANARES MICROSTRIP .......................................................................... 17
2.2.1.
Stub de λ/4 ........................................................................................................ 19
2.2.2.
Stub radial .......................................................................................................... 22
2.3.
LÍNEAS PLANARES MICROSTRIP .......................................................................... 22
2.3.1.
Transistor bipolar ................................................................................................ 22
2.3.2.
Diodo varactor .................................................................................................... 29
III. INTRODUCCIÓN TEÓRICA.......................................................................................... 32
3.1.
INTRODUCCIÓN AL DISEÑO DE OSCILADORES.................................................. 32
3.1.1.
Osciladores sinusoidales. Condiciones de oscilación .............................................. 33
3.1.2.
Parámetros característicos de los circuitos osciladores ........................................... 43
3.1.3.
Ejemplos de osciladores....................................................................................... 45
3.2.
OSCILADOR CONTROLADO POR TENSIÓN .......................................................... 51
3.2.1.
Introducción........................................................................................................ 51
3.2.2.
Elemento activo o amplificador de reflexión ......................................................... 51
3.2.3.
Resonador........................................................................................................... 56
3.2.4.
Amplificador de aislamiento ................................................................................ 58
3.2.5.
Ejemplo de oscilador ........................................................................................... 58
3.3.
ACOPLADORES DIRECCIONALES......................................................................... 59
3.3.1.
Acopladores de línea acoplada.............................................................................. 61
IV. DISEÑO DEL VCO Y EL ACOPLADOR........................................................................ 66
4.1.
HERRAMIENTAS DE SIMULACION ....................................................................... 66
4.1.1.
Microwave office ................................................................................................ 66
4.1.2.
Eagle .................................................................................................................. 66
4.2.
PROCESO DE DISEÑO............................................................................................. 67
2
4.2.1.
Calibración ......................................................................................................... 67
4.2.2.
Diseño de esquemáticos ....................................................................................... 75
4.3.
V.
RESULTADOS DE SIMULACIÓN ............................................................................ 93
4.3.1.
Amplificador de aislamiento ................................................................................ 94
4.3.2.
Oscilador controlado por tensión .......................................................................... 95
4.3.3.
Acoplador direccional.......................................................................................... 98
RESULTADOS .............................................................................................................. 100
5.1.
INTRODUCCIÓN.................................................................................................... 100
5.2.
DISEÑO DEL LAYOUT .......................................................................................... 100
5.2.1.
Layout del amplificador de aislamiento............................................................... 104
5.2.2.
Layout del VCO ................................................................................................ 105
5.2.3.
Layout del acoplador ......................................................................................... 107
5.2.4.
Montaje de la placa............................................................................................ 108
5.3.
RESULTADOS Y COMPARACIONES CON LA SIMULACIÓN ............................. 108
5.3.1.
Resultados del amplificador de aislamiento ......................................................... 109
5.3.2.
Respuesta del acoplador..................................................................................... 113
5.3.3.
Resultado del VCO............................................................................................ 117
5.4.
DISCUSIÓN DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS................................................ 122
VI. CONCLUSIONES Y LÍNEAS FUTURAS DE INVESTIGACIÓN ................................ 123
6.1.
RESUMEN .............................................................................................................. 123
6.2.
CONCLUSIONES.................................................................................................... 123
6.3.
ASPECTOS DE MEJORA ........................................................................................ 124
APÉNDICES ......................................................................................................................... 126
Apéndice 1…………………………………………………………………………………………..127
Apéndice 2…………………………………………………………………………………………..131
Apéndice 3…………………………………………………………………………………………..135
Apéndice 4…………………………………………………………………………………………..142
BIBLIOGRAFÍA…………………………………………………………………………………...148
3
4
Capítulo I:
I.
I ntroducción
INTRODUCCIÓN
1.1.
CONSERACIONES GENERALES
El presente Proyecto Fin de Carrera de carrera fue realizado en calidad de prácticas en la
empresa Krohne Messtechnik GbmH. Se trata de una multinacional fundada en 1921 en
Duisburg, (Alemania) líder en el diseño, fabricación y desarrollo de instrumentos de medida de
máxima precisión, fiabilidad y seguridad. Concretamente, todo el trabajo fue desarrollado en el
grupo de trabajo de “Hochfrequenzmesstechnik” (Técnicas de medida en alta frecuencia) en la
Ruhr-Universität Bochum (Universidad de Bochum, Alemania), donde la empresa posee su
departamento de investigación y desarrollo.
La tarea a desarrollar durante el periodo de prácticas viene representada en la figura 1.1.
Se trata básicamente del diseño y realización de un sintetizador de frecuencias para la
generación de una señal estable en un rango de frecuencia determinado.
Figura 1.1: diagrama de bloques del sintetizador de frecuencia
Como se observa, el proyecto consta de tres bloques fundamentales: el primero de ellos
consiste en el diseño de un oscilador controlado por tensión que trabaje en un rango de
frecuencias que varía desde 7 a 9 GHz.; el segundo bloque consiste en la realización de un
acoplador que servirá como señal de entrada al sintetizador PLL ADF4108 de Analog Devices,
ya que ofrece el nivel mínimo requerido por el PLL respecto a la frecuencia de salida del VCO,
sin degradar el nivel de potencia de salida, y la programación del mismo; por último el diseño
5
Capítulo I:
I ntroducción
de un multiplicador de frecuencias y un filtro paso bajo para obtener una señal cuya frecuencia
varíe entre 21 GHz. y 27 GHz.
Este sintetizador presenta uno de los bloques principales en el diseño y elaboración de un
radar. Concretamente su utilidad estará dirigida a la medida de la capacidad a la que se
encuentran en cada momento unos contenedores industriales. El funcionamiento de un radar se
basa en emitir un impulso de radio, que se refleja en el objetivo y se recibe típicamente en la
misma posición del emisor. A partir de este "eco" se puede extraer información de la distancia a
la que se encuentra el objetivo. Si adaptamos esta definición a nuestra aplicación, la señal de
barrido generada es transmitida y posteriormente mezclada con la señal reflejada en el
contenido de dichos contenedores (objetivo), el resultado de dicha mezcla nos dará información
de a qué distancia se encuentra el contenido, es decir, información sobre el estado de los
contenedores. Por motivos de confidencialidad, la empresa no nos ha facilitado más detalles
sobre el desarrollo del resto de los bloques que componen el dispositivo radar.
La síntesis en frecuencia es el proceso por el que se pueden generar un amplio rango de
frecuencias de señales estables y con un bajo ruido de fase, todas ellas derivadas de una
frecuencia de referencia de gran pureza espectral y estabilidad. Generalmente se usan
osciladores de cristal para generar dicha frecuencia [13]. La técnica de síntesis empleada en este
proyecto ha sido el método de síntesis indirecta, la cual es muy utilizada en equipos
transceptores, y se basa en sincronizar la frecuencia de un oscilador controlado por tensión a la
de referencia. El método más utilizado para la sincronización, es decir, el seguimiento y control
de la frecuencia de un oscilador, es el uso de un bucle de seguimeinto de fase PLL (Loop Phase
Locked), que actúa como un multiplicador de frecuencia, mediante un mecanismo de
realimentación negativa, para generar una frecuencia a su salida. El diagrama de bloques del
sintetizador PLL se muestra en la figura 1.2.
Figura 1.2: diagrama de bloques de un sistema sintetizador PLL
6
Capítulo I:
I ntroducción
Como se observa en dicha figura, la salida del VCO se lleva a un detector de fase donde
se compara con la señal de referencia, la cual ha sido previamente dividida por un factor R. La
señal de error, o de diferencia, generada una vez filtrada en el filtro de lazo paso-bajo actúa
sobre la tensión de control del oscilador, corrigiendo su frecuencia (incrementándola o
disminuyéndola) hasta anular la señal de error, momento en el que se dice que el PLL está
“enganchado”, es decir, las fluctuaciones de fase del VCO son idénticas a las de la referencia.
Cuando se produce el “enganche” se da la siguiente relación:
(1.1)
La única restricción que tiene esta frecuencia es que la mínima frecuencia de resolución,
o mínimo espacio entre canales, viene dado por:
(1.2)
El bloque PFD (Phase Frequency Detector) es un generador una señal proporcional a la
diferencia entre la fase y la frecuencia de la señal de referencia y la de salida del VCO. F(s) es
un filtro paso de baja y se usa para filtrar el ruido de la señal de entrada o del propio sistema. La
figura 1.3 muestra una de las posibles topologías que éste puede presentar.
Figura 1.3: esquema filtro de lazo
En el mercado existe gran variedad de integrados PLL para la síntesis de frecuencias.
Entre los que ofrecen las mejores prestaciones, se encuentran los fabricados por Analog
Devices. El sintetizador PLL usado para este proyecto fue el ADF4108, cuyo diagrama de
bloques funcional es el presentado en la figura 1.4. Este sintetizador tan sólo incluye el PFD y
los divisores programables de frecuencia N y R, es decir, para poder implementar un PLL
completo es necesario añadirle un filtro de bucle y un VCO externo. El diseño de dicho VCO
que sería conectado al integrado PLL constituye una de las tareas propuestas en este proyecto.
7
Capítulo I:
I ntroducción
Al tratarse de divisores programables, la frecuencia de salida que el sintetizador genera, puede
cambiarse con sólo variar el valor de N, a cuyo bloque se le ha añadido un preescalador y dos
contadores para poder abarcar valores mayores. Sin embargo, a medida que aumenta dicho
valor lo hace a su vez el ruido de fase de la señal.
Figura 1.4: diagrama de bloque del sintetizador PLL ADF 4108
. Este tipo de sintetizadores operan con una señal de referencia de bajo valor, para poder
generar una separación muy pequeña entre saltos de frecuencia, recordemos la ecuación (1.2), lo
que implica que el tiempo de establecimiento entre canales suele ser elevado. Muchos de los
sistemas de comunicaciones inalámbricos actuales requieren de un mayor tiempo de
establecimiento y menor ruido de fase. Para resolver estos problemas se ha desarrollado el
sintetizador fraccional, en los que la frecuencia de salida es un múltiplo fraccional de la de
referencia, por lo que el valor del divisor N puede reducirse considerablemente, y con ello el
ruido de fase. Al utilizarse frecuencias de referencia elevadas, el tiempo de establecimiento se
reduce. La figura 1.4 muestra el esquema de estos sintetizadores.
Figura 1.5: diagrama de bloque de un sintetizador fraccional
8
Capítulo I:
I ntroducción
1.2.
OBJETIVOS
Debido a la dificultad que el diseño del VCO presenta, casi la totalidad del periodo de
prácticas se utilizó para el diseño e implementación de del VCO y del acoplador utilizando
tecnología HMIC y líneas microstrip. Es por ello que en este documento tan sólo se tratarán los
aspectos que ambos circuitos implican.
En la figura 1.5 se muestra un diagrama de bloques del desarrollo de este proyecto:
Figura 1.5: diagrama de bloques del desarrollo del proyecto
Las especificaciones de partida que debían cumplir los circuitos finales se detallan a
continuación:
Amplificador de aislamiento: se debe garantizar una ganancia estable en todo el
rango de frecuencias
Banda de amplificación: de 7 a 9 GHz.
Polarización de los transistores: Vce = 2.5V y Ic = 20mA
Ganancia en la banda de amplificación:
= 13 dB
Pérdidas por retorno a la entrada y a la salida del amplificador:
9
Capítulo I:
I ntroducción
Oscilador controlado por tensión:
Rango de frecuencias: de 7 a 9 GHz
Potencia de salida: 10 dBm
Voltaje de control: de 0 a 5V
Polarización del transistor: Vce = 2.5V y Ic = 20mA
Acoplador:
Pérdidas de inserción:
Acoplamiento:
Impedancia del puerto aislado: 50 Ohm
1.3.
ESTRUCTURA DE LA MEMORIA
Este proyecto se va a dividir en 4 bloques. El primero de ellos agrupa el segundo y
tercer capítulo, y en ellos se presenta una introducción sobre los aspectos teóricos necesarios
para la comprensión del desarrollo de este proyecto. En primer lugar se verán los aspectos más
importantes de las tecnologías usadas en la implementación de los circuitos, es decir, se
abordará la tecnología HMIC y se describirán algunos de las características más destacadas de
las líneas de transmisión planares y de los elementos activos, como los transistores npn de unión
y los diodos varicap; y en segundo lugar se describirán los aspectos teóricos de los circuitos
implementados.
El segundo bloque se centrará en el proceso de diseño que se ha seguido para la
elaboración de los circuitos. Se comenzará con una breve introducción a las herramientas
software utilizadas (Microwave Office y Eagle). A continuación se expondrá el proceso de
calibración del analizador de redes para finalizar mostrando los esquemáticos obtenidos, a partir
de un diseño inicial, para cada uno de los circuitos y sus respectivas respuestas en simulación.
En el tercer bloque se mostrarán los distintos layouts diseñados y los circuitos una vez
montados. Se finalizará mostrando los resultados experimentales obtenidos en los distintos
equipos de medida y se compararán con los resultados esperados.
En el último capítulo se realizará una discusión de los resultados obtenidos y se
comentarán posibles aspectos que podrían mejorar dichos resultados.
10
Capítulo II:
II.
Tecnologías para osciladores y acopladores
TECNOLOGÍAS PARA OSCILADORES Y ACOPLADORES
Este capítulo estará estructurado en dos secciones principalmente. En la primera de ellas
se tratará de dar una visión general de la tecnología HMIC y se hará una introducción a las
líneas de transmisión microstrip. En la segunda sección se expondrán las características de los
transistores npn y del diodo variap, elementos principales para la implementación de los
circuitos.
2.1.
INTRODUCCIÓN A LA TECNOLOGÍA HMIC
MIC (circuitos integrados de microondas) es una técnica de implementación de circuitos
por la que los elementos discretos y componentes activos que lo forman se incorporan a un
substrato planar. Los objetivos con los que se desarrolló esta técnica iban dir igidos a obtener
una mayor complejidad de los circuitos con menor tamaño, peso y coste. Actualmente la
tecnología MIC es una de las más populares y extendidas entre los diseñadores a la hora de
implementar circuitos en frecuencias microondas. A continuación se analizarán algunos
parámetros que deben ser considerados cuando se utiliza la tecnología MIC.
Substrato
Una elección del material del substrato adecuada es un factor imprescindible a la hora de
diseñar un circuito integrado. Los siguientes parámetros deberán tenerse en cuenta en la
elección:
-
Espesor: es inversamente proporcional a la frecuencia de trabajo. A mayores
frecuencias éste debe disminuirse para prevenir pérdidas por radiación y otros efectos
indeseados.
-
Constante dieléctrica, εr : es aconsejable que el substrato tenga una εr elevada cuando se
va a trabajar con circuitos en baja frecuencia ya que el tamaño del circuito es menor.
-
Baja tangente de pérdidas, tan δ.
-
Estabilidad dieléctrica [kV /cm]: toma importancia cuando se trata de aplicaciones de
alta potencia.
-
Coste y conductividad térmica.
11
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
El substrato sobre el que montaron tanto el VCO como el acoplador en el desarrollo de
este proyctro fue el de la serie RO4003C de Rogers. Existen varios parámetros que diferencian
los substratos de esta misma serie como el grosor del dieléctrico y del conductor y su constante
dieléctrica. En particular se tomaron:
-
grosor del conductor ½ oz
Material conductor
Las características que debe cumplir un buen conductor son:
-
Alta conductividad
-
Alto coeficiente de expansión térmica
-
Escasa dependencia de la resistencia superficial con la temperatura
-
Baja resistencia a frecuencias RF y microondas
-
Buena adhesión al substrato.
Un circuito integrado de microondas híbrido (HMIC) es un circuito en el que existe una
capa de metalización para los conductores y líneas de transmisión, en que los componentes
discretos (resistencias, capacidades, transistores, diodos, etc.) son soldados superficialmente al
substrato.
Como se mencionó en el apartado anterior, el punto más importante a la hora de
implementar un circuito utilizando esta tecnología es la elección del substrato. Deben tenerse en
cuenta factores mecánicos, térmicos, eléctricos y económicos. Los siguientes aspectos deben ser
considerados:
-
Coste
-
Rango de frecuencias y tecnologías de capa fina o gruesa
-
Aspereza superficial (tendrá influencias sobre las pérdidas del conductor y la capacidad
de adhesión conductor-substrato)
-
Estabilidad mecánica, flexibilidad y conductividad térmica
-
Área de superficie
Los materiales más comunes usados en HMIC son: alúmina, cuarzo y teflón. La alúmina
al poseer un alto valor de εr reduce el tamaño del circuito; el cuarzo es adecuado para circuitos
que trabajen a altas frecuencias (>20 GHz) puesto que tiene un valor de constante dieléctrica
12
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
bajo, εr ≈ 4; por último el teflón, cuya εr varía entre 2-10, es adecuado para aquellos diseños en
los que no se requiera una fuerte rigidez y una buena transferencia térmica, adicionalmente este
material provee de una gran superficie de substrato a bajo coste. Respecto al material de los
conductores, los más comunes son el cobre y el oro.
Se pueden considerar dos clases de tecnologías hMIC:
-
Standard hybrid MIC’s: en el que tan sólo existe un nivel de metalización para los
conductores y líneas de transmisión con los elementos discretos adheridos al substrato.
-
Miniature hybrid MIC’s: usa procesos multinivel en los que los elementos pasivos son
fabricados sobre el mismo substrato, mientras que los activos (transistores, diodos, etc.)
se colocan en la superficie.
Presentan menores pérdidas, tamaño y peso que los Standard HMIC, pero a medida que
aumenta la frecuencia de trabajo el espesor del substrato disminuye y ello provoca
limitaciones de fabricación.
Desde principios de los años 70, se viene desarrollando la tecnología MMIC (circuito
monolítico integrado de microondas), en la que tanto los elementos pasivos como activos se
depositan sobre el mismo substrato semiconductor.
En la figura 2.1 se muestra el layout de un circuito monolítico integrado.
Figura 2.1: Ejemplo de un circuito MMIC
Hoy en día la tecnología MMIC se utiliza en multitud de aplicaciones y en muchos casos
presenta mejores características que la HMIC, esto es debido a la gran evolución que ha tenido
desde que se empezó a trabajar con ella y también al uso de potentes herramientas de software
13
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
de diseño de circuitos, entre ellas se ha conseguido que se aumente la frecuencia de trabajo y se
disminuya el tamaño de los circuitos considerablemente.
Una vez mencionadas ambas tecnologías sería conveniente estudiar las ventajas y
desventajas que presentan respecto a la otra.
2.1.1. Comparativa de HMIC y MMIC
Las principales características que diferencian a estas tecnologías se pueden resumir en
los siguientes puntos:
Coste
Debemos distinguir entre el coste de inicio, que en un circuito MMIC resulta bastante
caro, puesto que requiere una gran inversión, y por otro el coste de producción, que en los
MMIC resulta muy bajo en comparación con los HMIC.
El coste de un circuito de microondas se puede relacionar con cinco factores:
o
Rendimiento
o
Tamaño
o
Material
o
Volumen de producción
o
Automatización
Para relacionar los costes entre ambas tecnologías se usa la siguiente ecuación:
fiabilidad
Los MMIC son más seguros que los circuitos híbridos, puesto que el proceso de
fabricación es controlado y calificado cuidadosamente.
Repetitividad
Es una de las principales ventajas de los circuitos MMIC. Generalmente los resultados
obtenidos en estos circuitos son muy reproducibles, especialmente si vienen de la misma oblea.
14
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
Esto es debido a que los componentes activos y pasivos son producidos en los pasos de
fabricación usando las mismas máscaras fotolitográficas.
Por otra parte, una vez que tengamos un circuito prototipo con un comportamiento
óptimo, es sencillo obtener todos los circuitos idénticos que se deseen. No obstante, existen
teorías que argumentan que se pueden producir pequeñas variaciones en los elementos activos
que pueden provocar que se modifiquen sensiblemente los valores de la ganancia, ruido e
intermodulación del montaje original.
Flexibilidad
Una ventaja que presentan los circuitos HMIC es su facilidad de ajuste y reparación una
vez que el circuito ha sido fabricado, esto es debido a que los componentes se han añadido
superficialmente sobre el substrato, y por lo tanto sus valores pueden ser ajustados mediante
pruebas.
Por otra parte, la flexibilidad de los MMIC puede acrecentarse, con un bajo coste, por la
facilidad que supone la fabricación de FET’s adicionales en el diseño de estos circuitos.
Ancho de banda y funcionamiento
Como resultado de implementar todos los componentes sobre el mismo substrato
semiconductor la frecuencia de operación de los circuitos MMIC se puede situar en el rango
entre 1GHz.-100GHz., siendo muy superior al que se obtiene en los circuitos híbridos (no muy
superior a los 20GHz.).
Generalmente, los MMIC ofrecen un mejor comportamiento en banda ancha, esto se debe
a que los componentes monolíticos integrados tienen mucha menor reactancia parásita que los
componentes discretos.
Tamaño y masa
La principal ventaja de los MMIC respecto a los HMIC es sin duda, que aquéllos tienen
un menor tamaño y masa, lo que conduce a que esta sea la tecnología utilizada cuando se
requiera un circuito de muy pocas dimensiones. Para poder equilibrar esta clara desventaja se
están llevando a cabo técnicas de miniaturización de los circuitos híbridos.
Un resumen de las ventajas y desventajas que presentan ambas tecnologías puede verse
claramente en la tabla 2.1 [6].
15
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
Propiedad
HMIC
MMIC
Tamaño y masa
Grande
Pequeño
Coste inicial
Bajo
Muy grande
Coste producción
Alto
Bajo
Coste de equipamiento
Bajo
alto
Ancho de banda
Limitado
Bueno
Repetitividad
Pobre
Buena
Fiabilidad
Buena
Excelente
Frecuencia de operación
< 20 GHz.
< 100 GHz.
Ajustes y reparabilidad
Posible
Imposible
Control de parásitos
No
sí
Producción en masa
Imposible
Posible
Tabla 2.1: Comparativa entre tecnologías HMIC y MMIC
Tras esta comparativa entre ambas tecnologías se exponen dos de las razones por las
cuales se optó la tecnología HMIC para los diseños de los dispositivos de este proyecto.
En primer lugar no resulta recomendable realizar resonadores en tecnología MMIC que
requieran un alto factor de calidad, lo que presenta un requisito en el diseño de los resonadores
en osciladores, debido a las inherentes pérdidas resistivas presentes en los materiales MMIC.
Además es preferible usar circuitos híbridos cuando se trata de aplicaciones de bajo ruido; y en
segundo lugar, y quizá más importante, el hecho de la capacidad de sintonización y de poder
trabajar con los valores de los elementos discretos añadidos al substrato supone una
característica indispensable a la hora de diseñar un oscilador controlado por tensión.
Adicionalmente, el rango de frecuencias de trabajo permite el uso de dicha tecnología.
2.1.2. Proceso de fabricación de HMIC
Una vez que el circuito ha sido diseñado, mediante herramientas CAD para el diseño de
layouts, comienza el proceso de fabricación de los HMIC.
16
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
El primer paso consiste en realizar una máscara sobre una fina lámina de cristal o
cuarzo para metalizar la capa. El substrato metalizador se recubre con fotoresistencia, cubierto
con una máscara, y expuestos a una fuente de luz. A continuación se ataca al substrato para
eliminar áreas de metal indeseadas. Para crear los via-hole se taladra el substrato. Por último se
sueldan los elementos a los conductores. Esta es la parte de la tarea más intensa en la
fabricación de los MIC híbridos.
2.2.
LÍNEAS PLANARES MICROSTRIP
Las líneas microstrip constituyen una de las líneas de transmisión planar más populares
utilizadas para el diseño de circuitos integrados de microondas, debido a su extenso ancho de
banda y a que es capaz de proporcionar circuitos compactos y ligeros, económicos y adaptables
a las tecnologías estudiadas anteriormente.
La geometría de las líneas microstrip se muestra en la figura 2.2, como puede verse se
trata de una línea conductora de anchura W, colocada sobre un material dieléctrico de espesor h,
el cual se sitúa a su vez sobre un plano de masa. Las dimensiones también pueden tratarse en
unidades de “mil”, como será el caso en este proyecto, donde 20 mil = 0.508mm. En cuanto a la
microtira, la cantidad de material se expresa normalmente en oz (cantidad de material por pie
cuadrado, 1 oz = 35.6 μm), y los valores típicos son ½, 1 ó 2 oz.
Figura 2.2: Línea microstrip sobre substrato dieléctrico
Algunas de las características que ofrece esta tecnología es:
-
Impedancia característica: 20-110 Ω
-
Alta Capacidad de potencia
17
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
-
Bajas pérdidas por radiación
-
Alto factor de calidad Q
-
Baja dispersión
Si observamos las líneas de campo de la línea microstrip ( véase figura 2.3), se puede ver
que la mayoría de ellas se concentran en la zona del dieléctrico, mientras que una pequeña parte
se encuentra en la región de aire que está sobre el substrato, por este motivo puede decirse que
las líneas microstrip no pueden soportar un modo TEM puro de propagación.
Figura 2.3: Líneas de campo en la microtira
En la mayoría de las aplicaciones se utiliza un substrato dieléctrico eléctricamente muy
delgado (h<< λ), por lo que los campos pueden considerarse cuasi-TEM, y el análisis de las
ondas se realizará mediante un análisis cuasi-estático [9], de las que se obtienen unas buenas
aproximaciones en el cálculo de los siguientes parámetros:
-
Velocidad de fase:
(2.1)
Siendo
la constante dieléctrica efectiva de la línea microstrip (1< < ). Este término se
interpreta como la constante dieléctrica de un medio homogéneo que reemplaza al aire y a la
región dieléctrica del microstrip y cuyo valor viene dado por:
(2.2)
-
Impedancia característica para unas dimensiones dadas:
(2.3)
18
Capítulo II:
-
Tecnologías para osciladores y acopladores
Relación W/h conocida la impedancia de la línea y su constante dieléctrica:
(2.4)
-
Constante de propagación:
(2.5)
donde
-
es el número de onda en el vacío y se define como:
Atenuación debida a las pérdidas en el dieléctrico y en conductor:
(2.6)
(2.7)
donde
es la resistividad superficial del conductor y
su conductividad
eléctrica.
Las pérdidas en el conductor son dominantes respecto a las pérdidas en el
dieléctrico o por radiación se usa en diseño con un valor elevado de
.
Una vez que se han expuesto los principios teóricos de las líneas de transmisión
utilizadas, es conveniente destacar algunas de las propiedades que poseen y que han sido útiles
en el diseño de los circuitos de este proyecto.
2.2.1. Stub de λ/4
La figura 2.4 muestra una línea de transmisión sin pérdidas terminada en una impedancia
de carga aleatoria.
19
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
Figura 2.4: Línea de transmisión de longitud terminada en carga ZL
La impedancia de entrada de una línea de transmisión sin pérdidas se representan como:
(2.8)
Si se considera una impedancia de carga en cortocircuito,
se tiene que
, sustituyendo en (2.8)
.
Si ahora se consideras una línea de transmisión terminada en circuito abierto,
,y
seguimos los mismos pasos que en el caso anterior, se obtendría una impedancia de entrada
.
Estas líneas de transmisión terminadas en circuito abierto o cortocircuito se las conoce
como stubs. Los stubs son elementos imprescindibles en los circuitos microondas, su usan
principalmente en las redes de adaptación de impedancias y en las redes de polarización. Su
anchura, que es inversamente proporcional a la impedancia característica de la línea, su longitud
y el efecto de su terminación son parámetros a considerar en cualquier diseño. Como puede
observarse la impedancia que el stub presenta cuando la carga representa un cortocircuito o un
circuito abierto es puramente imaginaria, lo que indica que se comportan como inductancias o
capacidades (dependiendo de la longitud y la terminación de la línea).
Si se supone una longitud eléctrica de la línea
, o lo que es lo mismo una longitud
de λ/4, las expresiones de impedancia de entrada serían:
-
, en el caso de tratarse de un stub terminado en cortocircuito.
-
, si se trata de un stub terminado en circuito abierto.
De estos valores obtenidos se puede deducir que una propiedad que los stubs de longitud
λ/4 tienen es la capacidad de convertir un circuito abierto (
en un cortocircuito (
,
en términos de la impedancia “vista” desde la entrada y viceversa. Si se supone una longitud de
o cualquier múltiplo suyo se tiene que
, esto implica que una línea con
no
altera la impedancia de carga. Esta propiedad es usada principalmente para el diseño de las
20
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
redes de polarización. La figura 2.5 muestra un ejemplo simple del uso de esta propiedad para
dicho uso. Se trata de dos stubs conectados en serie, de igual longitud eléctrica y diferente
impedancia característica [6].
Figura 2.5: Conexión de dos stubs en serie
El stub terminado en circuito abierto es usado para crear un choque en alta frecuencia en
la rama DC, es decir, permite el paso de la señal DC al mismo tiempo que aísla la señal RF de
la red de polarización. La línea de transmisión con impedancia Zc2 se usa para transformar un
cortocircuito en RF (que equivale a un circuito abierto en DC) en un circuito abierto en RF.
El uso de dos líneas con distinta impedancia característica tiene la finalidad de disminuir
su longitud y por lo tanto el tamaño del diseño. Usando la expresión de impedancia de entrada
(2.8) y aplicándola a Zin2 se tiene:
(2.9)
Si se desea tener una impedancia en cortocircuito en el puerto de entrada, esto es,
, tras hacer algunos cálculos y sustituir en la ecuación anterior se obtiene:
(2.10)
Si ambas impedancias fuesen iguales, entonces
longitud de un cuarto de lambda. Sin embargo si tomamos
, es decir, las líneas tendrían una
se tendría que
, de
lo que se deduce que mientras mayor sea la diferencia entre ambas impedancias, menor será la
longitud de las líneas. En tecnología microstrip el valor de la impedancia de las líneas se
encuentra limitado entre 20Ω-100 Ω. En la práctica la línea con impedancia
debe tener una
impedancia muy alta, por lo que una regla de diseño es que su ancho sea lo más pequeño
posible.
21
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
2.2.2. Stub radial
El stub radial es comúnmente usado en las redes de polarización de elementos activos en
alta frecuencia. Este tipo de stub se presenta como alternativa a la capacidad de bypass (stub
simple λ/4 terminado en circuito abierto). La mayor ventaja que presenta si se compara respecto
al stub simple es que posee una mejor respuesta en una banda más ancha de frecuencias.
Figura 2.6: Modelo de un stub radial
Como se observa en la figura 2.6 los parámetros de diseño de un stub radial son el ancho
de la línea de entrada (Wi ), la longitud (L) y el ángulo. Como es de esperar, mientras menor se
haga el ángulo el comportamiento en la banda de frecuencias se degrada y la geometría es
similar a la del stub simple. Otra de las ventajas es el stub radial presenta una longitud menor
que la de una línea de transmisión de un cuarto de longitud de onda, ello puede explicarse
teniendo en cuenta teniendo que su impedancia característica disminuye (el stub se hace más
ancho) y relación comentada en el apartado (2.10). Un inconveniente que tienen es que pueden
llegar a ocupar una gran superficie del substrato.
2.3.
LÍNEAS PLANARES MICROSTRIP
2.3.1. Transistor bipolar
Los transistores bipolares o BJT (Bipolar Junction Transistor) es uno de los elementos
activos más utilizado en los dispositivos de microondas y de RF, generalmente en el diseño e
implementación de amplificadores. Fue inventado en 1947 por W. H. Brattain y J. Bardeen de
los Bell Laboratories, y sustituyó a las válvulas de vacío, que hasta entonces habían
proporcionado soporte físico a los circuitos electrónicos, debido a su menor tamaño y consumo
22
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
de potencia. Poco después del descubrimiento del BJT se patentó el HBT (Heterojunction
Bipolar Transistor), que se diferencia del anterior por tener al menos una de sus dos regiones de
unión formada por semiconductores de materiales diferentes ( algunos ejemplos son GaAs, SiGe
o InP). Este tipo de transistores funciona como un BJT pero tiene mejor respuesta a mayores
frecuencias.
Los transistores BJT se fabrican fundamentalmente en Silicio y están formados por tres
zonas semiconductoras entre las que se forman uniones PN, denominadas base (B), colector (C)
y emisor (E), que deben estar dopadas tipo N y P alternativamente, tal y como se muestra en la
figura 2.7. Existen por lo tanto dos tipos de transistores bipolares: NPN y PNP . Debido a la
mayor movilidad electrónica de los electrones frente a los huecos y su mejor respuesta en alta
frecuencia, los primeros son preferidos cuando se trabaja en frecuencias microondas.
Como se observa en la figura 2.7 un transistor se construye con una estructura no
simétrica de forma que el emisor esté fuertemente dopado respecto a la base y ésta a su vez esté
más dopada que el colector. Se puede considerar por lo tanto una unión de tipo n +-p-n-. Además
las dimensiones del dispositivo son muy importantes para su correcto funcionamiento.
(a)
(b)
Figura 2.7: (a) Estructura transistor bipolar NPN adecuada para el análisis (b) Estructura real
Para usar el transistor como amplificador se polariza en directa la unión base-emisor
(VBE >VT) y en inversa la unión base-colector, a esta polarización se le conoce como activa.
Cuando esto ocurre un gran flujo de e - del emisor es inyectado por difusión en la base P. Como
ésta se encuentra poco dopada, sólo algunos portadores se recombinan con los portadores de
carga contraria de ésta, por lo que la corriente de la base es muy pequeña. Adicionalmente, el
grosor de la base se fabrica muy pequeño por lo que muchos portadores no se recombinan en
ella y son capaces de atravesar a la región del colector donde serán arrastrados al contacto
eléctrico debido a la polarización inversa, y por lo tanto contribuyendo a la corriente. La figura
23
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
2.8 muestra el flujo de corrientes que aparece cuando el transistor trabaja en activa. La corriente
que circula por la base será la encargada del control de la corriente de salida. Existen tres
configuraciones posibles: colector común, base común y emisor común. Las dos últimas son las
más utilizadas, en ellas la señal entra por el emisor y la base respectivamente y se ve
amplificada en el colector según las relaciones:
donde
y
, en base común
(2.11)
, en emisor común
(2.12)
representan las ganancias en base y emisor común. El valor de
(0,9…0,99) y el valor de
está en el rango
es generalmente muy elevado (>100). La correspondencia entre
ambas ganancias es:
(2.13)
(a)
(b)
Figura 2.8. (a) Flujo de corrientes en el transistor NPN (b) Dirección de las corrientes sobre el símbolo del
transistor NPN cuando opera en activa
Por lo general se considera la corriente inversa de saturación,
, circula entre el colector
y la base despreciable, sin embargo si se trabaja con pequeñas corrientes de polarización es
posible que no pueda tomarse esta aproximación, la ecuación anterior por lo tanto quedaría
como sigue:
(2.14)
24
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
A parte de la región de funcionamiento de activa, explicada en las líneas anteriores, e l
transistor puede trabajar en otras tres dependiendo de las tensiones aplicadas:
Corte
En este caso no circula corriente por el transistor (IB = IE = 0). Para trabajar en esta región
basta con que VBE = 0.
Saturación
En esta región las uniones base-emisor y base-colector se encuentran en directa. La
polarización BC provoca que la tensión VCE sea prácticamente nula (VCEsat ≈ 0,2V).
Tanto en saturación como en inversa el transistor opera como si fuese una resistencia
entre los terminales de colector y emisor. En corte con un valor muy alto (circuito
abierto) y en saturación con uno muy bajo, es decir,
(cortocircuito).
Inversa
En esta región las polaridades están invertidas con respecto a la región de activa, sin
embargo, la ganancia del transistor trabajando en esta zona es mucho menor puesto que
se desplazan los portadores minoritarios.
CURVA CARACTERÍSTICA
A la hora de diseñar un circuito y elegir un transistor u otro es conveniente conocer las
relaciones entre las corrientes y tensiones de entrada y salida de los mismos. Las figuras 2.9
representan las curvas características de un transistor en emisor común y se indican las distintas
zonas de funcionamiento. Asimismo se ha añadido la hipérbola de la potencia máxima que un
transistor puede soportar, viene definido por la relación P=VCE IC , y su gráfica varía en función
del tipo de transistor (fabricación, características y encapsulado), así como de las condiciones
ambientales.
25
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
(a)
(b)
Figura 2.9: Curvas características del transistor en emisor común. (a) Curva V-I de entrada. (b) Curva V-I de
salida
En general, la curva en la zona lineal de la salida no es plana, sino que presenta una ligera
pendiente. Estos incrementos de la corriente IC a medida que aumenta la tensión V CE , es
conocido como Efecto Early o efecto de modulación de anchura de la base. Al aumentar la
tensión de inversa se provoca una disminución de la anchura efectiva de la base, por lo que el
camino de recombinación de portadores es menor y aumenta la corriente en el colector. Este
efecto es menos pronunciado cuando se tiene una configuración en base común, pero también
ocurre cuando se aumenta la tensión colector-base. Si la tensión colector-emisor aumenta tanto
que en el que desaparece completamente la anchura de la base se produce lo que se conoce
como perforación de la base, y el transistor se destruye al circular una corriente demasiado
elevada entre ambos terminales. Otra causa por la que se puede producir la destrucción del
dispositivo puede ser por efecto avalancha.
El punto de tensión donde todas las curvas de salida conf luyen es conocida como tensión
de Early, - VA , y suele tener un valor entre los 150 y 200V.
MODELO DE PEQUEÑA SEÑAL DEL TRANSISTOR
Cuando se emplea el transistor como amplificador de señales alternas, como es común en
gran cantidad de ocasiones, es necesario comprobar el comportamiento de estos dispositivos
frente a este tipo de señales, para ello es muy útil recurrir a los modelos lineales de pequeña
señal del transistor, modelos h ó π.
El modelo π del transistor bipolar viene dado en la figura 2.10.
26
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
Figura 2.10: Modelo híbrido π de pequeña señal del transistor
Las capacidades parásitas (Cb’e y Ccb’) y la resistencia rbb’ (resistencia óhmica entre el
contacto eléctrico del pin metálico al semiconductor y la base activa) representan el
comportamiento a alta frecuencia. El valor de la capacidad Ccb’ depende del punto de
polarización del transistor y viene dada generalmente como un dato por el fabricante, por otro
lado la capacidad Cb’e tiene la siguiente expresión:
(2.15)
El parámetro
es usado como figura de mérito para caracterizar un transistor en
microondas y se define como la frecuencia a la que la ganancia de corriente con salida en
cortocircuito se hace la unidad.
La transconductancia g m determina la ganancia del transistor, puesto que relaciona la
intensidad del colector en función de la tensión de la base y tiene la siguiente expresión 1 :
(2.16)
donde
es el voltaje térmico (aprox. 26mV a temperatura ambiente).
Otro de los factores que debe tenerse en cuenta a la hora de escoger un transistor para
algunas aplicaciones (como en la implementación de osciladores), es su figura de ruido, que
debe ser lo menor posible. Generalmente el ruido en los transistores es de naturaleza:
-
1
Térmica: generado en las resistencias de los electrodos
La expresión que relaciona la corriente del colector con la tensión de base se obtiene a partir de la
ecuación del diodo base-emisor :
colectora cuando
.
, donde
27
es la corriente de pérdidas en la un ión
Capítulo II:
-
Tecnologías para osciladores y acopladores
Ruido Shot (de disparo): debido a las fluctuaciones de los portadores al cruzar las
uniones semiconductoras.
-
Ruido flicker
La figura 2.11 muestra los espectros del ruido presente en los transistores:
(a)
(b)
Figura 2.11: (a) Ruido térmico y de disparo. (b) Ruido flicker
Tanto el ruido de disparo como el térmico son planos en el espectro, como el ruido
blanco, y además son proporcionales a las corrientes de polarización, por ello en microondas los
transistores se polarizan en una región con pequeña polarización DC.
CIRCUITO DE POLARIZACIÓN
El circuito de polarización se usará para poder situar el punto de polarización de forma
que el transistor ni se sature ni se corte, y por tanto, sin distorsionar la señal de salida, cuando
esté funcionando como un amplificador. A la hora de escoger un circuito de polarización se
deben tener en cuenta los siguientes aspectos:
-
La sensibilidad con la temperatura y las variaciones de los parámetros.
-
La sensibilidad con las variaciones de la tensión de alimentación.
-
Las tensiones de alimentación requeridas (bipolar, unipolar, etc)
-
Las corrientes de alimentación requeridas.
-
El número de componentes del circuito.
-
La resistencia de entrada del circuito para la señal de entrada.
-
La pérdida de ganancia.
El circuito que se usará en este proyecto para la polarización de todos los transistores
utilizados se muestra en la figura 5.7 del quinto capítulo.
28
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
En este proyecto se van a utilizar los transistores bipolares de Si BFP420 y BFP520f,
ambos diseñados por Infineon. El punto de polarización escogido para ambos ha sido de
VCE =2.5V e IC=20mA. Además de presentar una baja figura de ruido, es conveniente escoger un
transistor que presente una frecuencia de transición, f T, que sea mucho mayor a la frecuencia de
trabajo en la que se va a trabajar. Ambos transistores presentan una f T = 24 GHz, y a la
frecuencia a la que se va trabajar está en torno a los 9 GHz. Otra de las principales causas por
las que se optó por estos dispositivos se debió a su respuesta en ganancia frente a la frecuencia,
dato que puede observarse en las gráficas que el fabricante ofrece en el Datasheet del
componente (ver apéndices 2 y 3).
Aunque todos los detalles sobre estos dispositivos pueden encontrarse en dicho
Datasheet, añadido al final del documento, dos de las principales diferencias entre ellos estriban
por un lado en el encapsulado que presentan y por otro en que la respuesta del BFP520f es
mejor para frecuencias más altas.
2.3.2. Diodo varactor
En la mayoría de los casos éste será el elemento escogido para representar la capacidad
variable del circuito resonador en el diseño de VCO. Se trata de un diodo semiconductor de
unión PN capaz de variar su capacidad asociada entre terminales cuando está polarizado en
inversa (el diodo no conduce). El resultado es que mientras mayor sea la magnitud de la tensión
inversa a la que se somete el diodo, menor será su capacidad asociada.
Las figuras 2.12 presentan la estructura básica del diodo de unión PN y su circuito eléctrico
equivalente:
(a)
(b)
Figura 2.12: (a) Esquema del varicap. (b) Circuito equivalente.
29
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
donde los valores de Rs , Rp y Ls /2 varían con la frecuencia de trabajo, Cc es fija y Cj depende de
la amplitud de la tensión. Estos valores vienen determinados generalmente por el fabricante en
la correspondiente hoja característica.
La expresión de la capacidad de la unión PN inversamente polarizada es:
(2.17)
donde:
-
: potencial interno de contacto de la unión (depende del tipo de semiconductor).
-
: capacida de la unión a 0V.
-
: tensión inversa aplicada.
M: define la ley de variación del perfin de impurezas y determina cómo varia la
capacidad con la tensión. Puede tener los siguientes valores:
o
M=1/2: Unión abrupta
o
M=1/3: Unión lineal
o
M=1: Unión hiper-abrupta
o
M=2: Unión super hiper-abrupta.
La gráfica 2.13 presenta las respuestas en capacidad total e intensidad frente a la tensión
de ruptura aplicada en un diodo varicap.
Figura 2.13: Respuesta de la capacidad total del diodo varicap
30
Capítulo II:
Tecnologías para osciladores y acopladores
A la hora de escoger un diodo varicap para una aplicación concreta deben tenerse en cuenta los
siguientes aspectos:
-
Debe escogerse el diodo más apropiado en función de los márgenes de frecuencia
requerido y de las tensiones de control que se le vayan a dar (ver tablas ofrecidas por el
fabricante).
-
Factor de calidad (Q): este parámetro nos da una idea de cómo se asemeja el
comportamiento del varicap a un condensador ideal. Debe ser lo mayor posible puesto
que un factor de calidad demasiado bajo perjudica el ruido de fase del oscilador.
-
Relación entre capacidades o relación de sintonía (TR):
-
Factor de cobertura del VCO:
Para este proyecto se utilizó el diodo varactor de Si hyperabrupto de MACOM de la serie
MA4ST2000, concretamente el utilizado fue el MA4ST2200 . Este varicap está diseñado para
trabajar con un bajo voltaje de operación. Uno de los requisitos dados fue el voltaje de control
debía variar entre los 0 y 5V, si se observa su Datasheet (ver apéndice 4), los valores de
capacitancia de este elemento vienen ya dados para este rango de voltaje. Además de esto
también se incluyen tanto el modelo Spice, necesario para su implementación en el Microwave
Office, como los valores típicos de sus elementos y sus gráficas características.
31
Capítulo III:
III.
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
INTRODUCCIÓN TEÓRICA
3.1.
INTRODUCCIÓN AL DISEÑO DE OSCILADORES
Un oscilador se define como un sistema electrónico autónomo capaz de generar una señal
periódica a partir de una fuente continua de alimentación.
Los osciladores pueden clasificarse según distintos criterios: tipo de resonador que usen,
banda de frecuencias en la que trabajan, tipo de variación de frecuencia o según la forma de
onda que generen.
En el caso que nos ocupa, se considerará una clasificación dependiendo de la forma de
onda a la salida del oscilador, puesto que el desarrollo puesto de este proyecto exige la forma de
onda sinusoidal.
Osciladores de relajación:
Los osciladores de relajación son aquellos que generan una señal onda no sinusoidal
(cuadrada, triangular, tren de pulsos, exponencial, etc.) y son usados mayoritariamente en
circuitos de temporización. La idea básica de l funcionamiento de estos osciladores es la de
operar cargando y descargando alternativamente un elemento capaz de almacenar energía
(generalmente un condensador) entre dos valores definidos, resultando una forma de onda
periódica a la salida.
En la figura 3.1 se muestra un ejemplo de un circuito generador de onda cuadrada y su
señal de salida:
Figura 3.1: (a) Oscilador de relajación. (b) Respuesta del oscilador
32
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Osciladores armónicos:
Este tipo de osciladores generan una señal de onda sinusoidal, caracterizada por la
expresión:
(3.1)
Uno de los principales usos de los osciladores armónicos es el de generar una señal
portadora en aplicaciones de radar o en sistemas de comunicación inalámbricos (telefonía
móvil, transmisiones vía satélite, etc.). Asimismo, constituyen elementos clave en complejos
sistemas de procesamiento de señal, como los sintetizadores o PLL.
Como se comentó al comenzar esta clasificación, todos los apartados que siguen en este
capítulo se centrarán en el estudio de los osciladores sinusoidales.
3.1.1. Osciladores sinusoidales. Condiciones de oscilación
Los osciladores sinusoidales se pueden clasificar según dos categorías:
a) Osciladores de dos puertos o de realimentación
b) Osciladores de un puerto o de resistencia negativa.
Tras ambos conceptos se esconde el mismo principio: compensar las pérdidas de un
circuito oscilador mediante un dispositivo amplificador.
Ambos modelos se describen con más detalle a continuación.
3.1.1.1.
Osciladores realimentados
De forma general podemos representar un oscilador sinusoidal como un sistema
constituidos por dos bloques de circuitos básicos:
a) un amplificador (elemento activo)
b) una red pasiva de realimentación que devue lve una parte de la señal de salida del
amplificador a su entrada
La estructura básica de un oscilador sinusoidal realimentado viene representada en la
figura 3.2.
33
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Figura 3.2: esquema del oscilador realimentado
Para el análisis de los osciladores se seguirá el denominado “método de ganancia de
lazo”. Una de sus principales características es que permite el acceso a las distintas fuentes de
corriente y tensión que constituyen el circuito, es decir, realiza un estudio del comportamiento
interno del transistor y de su influencia en el espectro de ruido del oscilador, para de ese modo
poder controlar de forma más precisa su punto de funcionamiento.
A partir de este esquema se deduce fácilmente la expresión de la respuesta del sistema en
lazo cerrado como:
(3.2)
donde A(
A(
) β(
) representa la ganancia en lazo abierto, β(
es el factor de realimentación y
es la ganancia de lazo.
Si para una frecuencia determinada,
, se anulase el denominador se obtendría un valor
infinito en la función de transferencia de la ecuación 2.2 y por lo tanto, a dicha frecuencia el
circuito generaría una salida finita para una entrada nula. Según la Teoría de Sistemas esto
ocurre cuando los polos de
, o mejor dicho, las raíces de 2.3 estén situados en el eje
imaginario.
(3.3)
Para que exista oscilación la ganancia de lazo debe ser la unidad, por lo que la parte
activa del sistema debe compensar las pérdidas de la red pasiva de realimentación y ésta última
es la encargada de la elección de la frecuencia de oscilación.
Puesto que
A(
) y β(
son por lo general números complejos, deben darse
simultáneamente unas condiciones de módulo y fase que vienen descritas a continuación y son
conocidas como Condiciones de Barkhausen.
34
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
(3.4 a)
(3.4 b)
Atendiendo a la definición de la situación de los polos del sistema, podemos interpretar
las condiciones de Barkhausen de la forma
(3.5 a)
(3.5 b)
La ecuación (3.4 b) indica que la frecuencia a la que operará un oscilador armónico es
aquélla en la que el desfase total introducido por el bucle de realimentación sea 0 (o múltiplo de
2π) y la magnitud de la ganancia de bucle sea la unidad.
A continuación se describirá el comportamiento del circuito cuando el valor de la
ganancia tenga valores distintos al de la unidad:
, no se mantendrán las oscilaciones. En esta situación los ceros de
(3.5) están situados en el semiplano negativo (véase la figura 3.3).
Figura 3.3: Respuesta cuando la ganancia es menor que la unidad
, las oscilaciones tienden a amplificarse indefinidamente hasta que
comienza la saturación del amplificador. Puesto que la saturación es un fenómeno no
lineal da lugar a la aparición de armónicos en el sistema. En esta situación los polos se
encuentran en el semiplano positivo (véase la figura 3.4).
35
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Figura 3.4: Respuesta cuando la ganancia es mayor que la unidad
En el diseño de osciladores prácticos la ganancia de lazo se fija ligeramente mayor que la
unidad. Esto se denomina condición de arranque.
(3.6)
Esta condición implica, como se dijo anteriormente, que el sistema sea inestable,
provocando una situación mostrada en la figura 3.4. El fenómeno de arranque de la oscilación a
falta de una señal de entrada, responde al hecho que todos los componentes utilizados en el
circuito son generadores de “Ruido Blanco”, el cual se extiende por todo el espectro de
frecuencias. Aquellas componentes que coinciden con la frecuencia de oscilación se verán
amplificadas y realimentadas. A esto también debemos añadir el ruido inyectado en el momento
en que se polariza el circuito. Esta adición de ruidos, que en principio es muy pequeña, será
amplificada de forma exponencial creciendo indefinidamente hasta que la saturación de
amplificador o algún circuito externo (circuito limitador de amplitud) que consiga que para la
frecuencia de oscilación se llegue a la condición (3.4 a).
Si consideramos en la figura 3.2 una realimentación negativa en lugar de positiva las
condiciones de Barkhausen , quedarían del siguiente modo:
(3.7 a)
(3.7 b)
(3.7 c)
En esta ocasión el circuito oscilara cuando el desfase introducido por el bucle de
realimentación se de 180 º y la magnitud de la ganancia sea la unidad.
36
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
ESTABILIDAD DE LOS OSCILADORES
Uno de los objetivos más importante cuando se diseña un oscilador es obtener una
máxima estabilidad, tanto en amplitud como en frecuencia. En la práctica aparecen efectos que
dificultan que un oscilador se completamente estable. En este apartado se tratará de explicar
algunas de las posibles causas que provocan esta inestabilidad.
a) Estabilidad en frecuencia
Las desviaciones en frecuencia que aparecen en los osciladores son debidas
principalmente a los cambios en los valores de los componentes que forman el circuito (por
derivaciones térmicas, envejecimiento, etc.), puesto que de ellos dependen las características en
frecuencia del oscilador. Estas son conocidas como variaciones directas. Adicionalmente, como
resultado de reactancias parásitas que introduce el elemento amplificador, aparecen desfases
adicionales que afectarán a
, y que denominaremos
Las variaciones de frecuencia que se
dan por este motivo son conocidas como variaciones indirectas.
Recordando la condición de Barkhausen en fase, (3.7 c), observamos que la frecuencia de
oscilación,
, es aquélla a la que se produce que el cambio de fase en el bucle es 0 ó π (según
se trate de realimentación positiva o negativa).
Para que se mantenga la oscilación estas variaciones de fase deben compensarse, es decir,
(3.8)
Esta variación de fase en la red de realimentación necesaria para que se cumpla la
condición de oscilación producirá una variación en la frecuencia de trabajo (recordemos que
esta red fija
). Matemáticamente se expresa:
,
(3.9)
sustituyendo (3.8) en (3.9):
(3.10)
A la expresión del denominador se la conoce como factor de estabilidad en frecuencia, y
vienen dada por (3.11):
(3.11)
37
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Cuanto mayor sea más estable será la frecuencia del circuito, puesto que habrá que variar
menos la frecuencia, este hecho puede observarse en la figura 3.5 [3].
Figura 3.5: Variación de la frecuencia de oscilación (a) menor variación de pendiente (b) mayor variación de
pendiente
b) Estabilidad en amplitud
Como se mencionó anteriormente los osciladores necesitan de un circuito externo
encargado de estabilizar la ganancia del dispositivo. Normalmente este bloque no aparece
explícitamente en el esquema de un oscilador, pero implícitamente se encuentra presente.
Existen distintos métodos para el control de la amplitud [8]:
-
Uso de una o varias resistencias sensibles a la temperatura como atenuador. Este
elemento posee una atenuación λ que se incrementa proporcionalmente con la tensión a
su entrada. Se colocan en el bucle de realimentación, junto al elemento activo, tal y
como muestra la figura 2.6.
Figura 3.6: Uso de resistores para estabilizar la ganancia
-
Uso de un detector de amplitud que suministra una señal de control que actúa sobre un
amplificador interno del bucle de realimentación disminuyendo su ganancia si la
amplitud medida aumenta.
38
Capítulo III:
-
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Uso de un elemento activo no lineal que posea un efecto limitante en amplitud. Este
dispositivo irá seguido de un filtro de banda estrecha que tan solo dejará pasar la
frecuencia de oscilación eliminando los armónicos que aquél genere.
-
Uso de circuitos limitadores con diodos.
3.1.1.2.
Osciladores de resistencia negativa
Esta es la técnica de diseño más común a la hora de realizar estos circuitos a frecuencias
RF y microondas. Para entender este concepto haremos en primer lugar un análisis de un
circuito RLC como el de la figura 3.7.
Figura 3.7: circuito oscilador RLC
Si aplicamos las leyes de Kirchhoff a las corrientes del circuito obtendremos una
ecuación diferencial de segundo grado que equivale a la expresión de
en función del tiempo.
(3.12)
Si llamamos
y sustituimos en (3.12) obtendremos:
(3.13)
cuyas raíces vendrán dadas por
(3.14)
39
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Dependiendo del valor que tome R se obtienen distintas formas en la señal
.
Nosotros nos centraremos en aquellas que nos resulten de interés para obtener un circuito
oscilatorio.
Si
. Se obtendría una salida sinusoidal como
la mostrada en la figura 3.8 y la frecuencia de oscilación vendría dada por:
Figura 3.8: Respuesta estable del
oscilador
Si
, en este caso las
oscilaciones crecerían con el tiempo (véase la figura 3.9).
Figura 3.9: Respuesta inestable
Inicialmente debe darse esta condición de resistencia negativa (condición de arranque),
para obtener oscilaciones en amplitud creciente, pero después hay que conseguir que la señal se
mantenga constate tanto en amplitud como en frecuencia, es decir, es necesario compensar
exactamente las pérdidas introducidas por las resistencias parásitas del condensador y la bobina
para que no existan pérdidas óhmicas en el circuito (
). Para poder obtener este resultado
será necesario el uso de un dispositivo activo que presente entre sus bornas un valor de
resistencia negativa y de igual en módulo a la del tanque LC paralelo (en este ejemplo).
40
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
La figura (RLC) y su análisis ayudan a entender el principio de resistencia negativa para
el diseño de circuitos osciladores. Sin embargo, para el estudio de estos circuitos en RF nos
basaremos en el esquema de la figura 3.10, que muestra un oscilador con resonancia en serie.
Figura 3.10: Esquemas circuito oscilador de resistencia negativa
donde
=
representa la impedancia del dispositivo activo y
la del
circuito resonante.
La ecuación que representa a la figura 3.10 (a), aplicando la ley de Kirchoff sería:
(3.15)
Asumiendo los postulados de Kurokawa [2], cuyo desarrollo no se demostrará en este
proyecto, las ecuaciones que relacionan las impedancias
y
y que determina la condición
de oscilación, asumiendo oscilaciones libres en estado estacionario son:
(3.16 a)
(3.16 b)
(3.16 c)
donde A representa la amplitud de las oscilaciones.
Teniendo en cuenta que
>0, para que pueda existir oscilación debe darse que
<0.
Otro modo de ver la condición de oscilación en estado estacionario se puede obtener al
desarrollar (3.16 a) en términos de coeficiente de reflexión, definido como:
41
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
(3.17)
Cuyo desarrollo resultaría:
(3.18)
Puesto que 0< <1, esta relación indica que
debe ser mayor que la unidad para que se
produzcan las oscilaciones.
Como se mencionó anteriormente, para que las oscilaciones comiencen es necesario que
el circuito sea inestable a cierta frecuencia, esto es
. Será el ruido presente en los
elementos del circuito y la polarización, el que se encargue de causar la oscilación, y a medida
que la corriente del circuito aumenta
debe hacerse menos negativa, hasta llegar a cumplir la
condición (3.16 b).
El hecho de considerar un elemento con resistencia negativa en un ancho de banda finito,
hace referencia a la capacidad de éste de absorber potencia en dicho rango o entorno a un cierto
punto de trabajo. Para entender este término es conveniente distinguir entre resistencia estática,
la cual nunca puede ser negativa, y resistencia dinámica o diferencial, que tiene en cuenta las
variaciones de las corrientes y tensiones en bornas del elemento respecto a un punto de trabajo.
La figura 3.11 muestra la característica de salida de un elemento activo con resistencia negativa
y puede darnos una idea gráfica de ambos términos, donde Q1 y Q2 presentan dos puntos de
trabajo del componente.
Se observa que en Q 1 al aumentar la tensión en bornas se produce un incremento de la
intensidad, por lo que se da una resistencia dinámica positiva. Por el contrario en Q 2 lo que
ocurre al aumentar la tensión es que la intensidad disminuye, esto implica que la resistencia
dinámica es negativa.
De forma cuantitativa, definimos la resistencia dinámica como:
(3.19)
42
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Figura 3.11: S alida V-I de un elemento activo con resistencia dinámica negativa
3.1.2. Parámetros característicos de los circuitos osciladores
En este apartado se mencionan algunos de los parámetros más importantes que
caracterizan el comportamiento de los osciladores.
-
Frecuencia de oscilación (f o ) y rango de sintonía (tuning) si es controlada externamente.
-
Pushing o deriva de alimentación: cambio de la frecuencia del oscilador debido a
variaciones del punto de funcionamiento de los transistores. Se mide en Hz/V.
-
Pulling o deriva de carga: cambio de la frecuencia de oscilación debido a variaciones
de la fase de la impedancia de carga del circuito. Se mide en Hz/ o .
-
Estabilidad con los cambios ambientales: la frecuencia de trabajo de un oscilador puede
verse afectada debido principalmente a cambios en las características de los elementos
por envejecimiento o cambios atmosféricos.
-
Señales de salida no deseadas (pureza espectral): son señales que aparecen en el
espectro de salida del oscilador a frecuencias distintas a la fundamental de la portadora.
Se clasifican en:
o
Armónicas: su frecuencia es múltiplo de la fundamental.
o
No armónicas: su frecuencia no está relacionada con f o.
o
Paramétricas: su frecuencia es la resultante de adición o sustracción de
otras.
-
Ruido: es considerado como toda aquella modificación espontánea que aparece en la
señal de salida del oscilador. Se distinguen tres tipos de ruido:
o
Ruido AM: variación de la amplitud de salida.
o
Ruido FM: variaciones en frecuencia alrededor de la fundamental.
o
Ruido de fase
43
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
El ruido se mide en dBc/Hz2
-
Estabilidad de frecuencia: este parámetro se medirá por la capacidad de un oscilador en
mantener su frecuencia de oscilación lo más constante posible. Las variaciones de
frecuencia que sufre el oscilador se deberán a las variaciones de los valores de los
componentes del circuito, que son los que fijan la frecuencia de oscilación. La
estabilidad de frecuencia viene descrita en unidades de PPM/ o C.
RUIDO DE FASE
El ruido de fase se refiere a variaciones en la frecuencia o fase en la señal de un oscilador.
Aunque represente otro tipo de ruido se estudiará por separado y más profundamente, puesto
que constituye uno de los principales problemas en los sistemas de comunicaciones y puede
perjudicar enormemente el funcionamiento de los radares o sistemas receptores en
comunicaciones.
Si se observase el espectro en frecuencia de un oscilador ideal aparecería una función
delta en su frecuencia de oscilación, sin embargo el espectro de un oscilador real presenta una
forma como la que puede verse en la figura 3.12 (b)
Figura 3.12: Espectro de ruido de fase de un oscilador. (a) ideal. (b) real.
El ruido introducido por los componentes del circuito (transistores y resto de elementos
ruidosos) en el bucle de realimentación es el causante de las modulaciones aleatorias de fase en
la frecuencia de salida.
La medida del ruido de fase se define como la relación entre la potencia de ruido de fase
en un ancho de banda de 1 Hz a fm hertzios lejos de la frecuencia central de operación
2
dBc/Hz: d B relative to the carrier per Herz. Esto es, dB de la potencia del ruido, considerando un ancho
de banda de 1 Hz, con respecto a la potencia de la portadora a una frecuencia dada a part ir de la
fundamental
44
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
considerando únicamente una de las bandas laterales alrededor de f o y la potencia de la señal
total del oscilador y se denota como (fm ). En la figura 3.13 se representa el espectro del ruido,
puede observarse que es simétrico respecto a la frecuencia de oscilación y decrece a medida que
nos alejamos de ésta.
Figura 3.13: Espectro del ruido de fase
Para minimizar el ruido de fase en un oscilador deben aplicarse los siguientes criterios de
diseño [12]:
1. Maximizar el factor Q del resonador.
2. Maximizar la energía reactiva en términos de un alto voltaje RF a través del
resonador y obtener un bajo valor del producto LC.
3. Escoger un dispositivo activo con baja figura de ruido, bajo ruido flicker (su efecto
puede ser reducido en la realimentación RF) y alta impedancia (tales como los FET’s)
4. Evitar la saturación del dispositivo activo.
3.1.3. Ejemplos de osciladores
En este apartado se presentan algunos de los ejemplos más representativos que forman
parte del grupo de osciladores sinusoidales.
3.1.3.1.
Osciladores RC
En este tipo de osciladores los elementos la red pasiva está compuesta por resistencias y
condensadores. Este tipo de osciladores suelen emplearse cuando se va trabajar en frecuencias
45
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
menores a 100KHz, para evitar el uso de bobinas que a estas frecuencias puesto que su factor de
mérito Q será demasiado bajo y la estabilidad en frecuencia será pobre.
Se pueden distinguir principalmente dos estructuras básicas de estos osciladores:
Oscilador por desplazamiento de fase
Es uno de los circuitos osciladores más sencillos de implementar. La estructura básica de
este oscilador se presenta en la figura 3.14.
Figura 3.14: Oscilador por desplazamiento de fase
Como puede observarse está compuesto por un amplificador y tres células RC en cascada
cuya función es la producir rotaciones de fase así cumplir el Criterio de Barkhausen. Es decir,
este circuito oscilará a la frecuencia a la que el desplazamiento de la red de realimentación sea
de 180o (360 o de desfase en el bucle completo).
Aunque no se van a realizar los cálculos necesarios, la frecuencia de oscilación viene
dada por:
La ganancia obtenida a dicha frecuencia es y tomando la señal de V i aquella que entra en
el A.O es:
Según las condiciones de Barkhausen, la expresión de la ganancia en un principio debe
ser mayor que 1 para que exista oscilación. Esto nos indica que debemos tener un amplificador
inversor con ganancia mayor que 29.
46
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Una de las principales ventajas de este oscilador es que presentan menor distorsión que
los osciladores con puente de Wien, dado que las cascadas RC actúan como filtros de distorsión.
Una de las desventajas que ofrecen es su baja estabilidad en frecuencia.
Osciladores con puente de Wien
Su estructura es muy similar a la del oscilador por desplazamiento de fase, simplemente
consiste en sustituir su red de rotación por un circuito conocido como puente de Wien.
Su esquema básico del oscilador se presenta en la figura 3.14.
Figura 3.14: Oscilador de puente de Wien
Como puede observarse en este esquema existen dos vías de realimentación marcadas en
rojo, a través de la red de realimentación positiva se determinará la frecuencia de trabajo,
mientras que la realimentación negativa por medio de R 1 y R2 se encargará de fijar la amplitud
de la oscilación y la ganancia de la etapa amplificadora.
La frecuencia de oscilación de este circuito vendrá dada por:
Aunque tampoco vaya a desarrollarse, la condición de equilibrio del puente implica que:
En la práctica, el valor de
se escogerá ligeramente superior al doble del valor de
47
.
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Este oscilador presenta buenas características de estabilidad de frecuencia, sin embargo la
dificultad del ajuste de los componentes para que haya baja distorsión obliga al uso de circuitos
no lineales de realimentación para controlar la amplitud.
3.1.3.2.
Osciladores LC
Este tipo de osciladores son usados para frecuencias mayores que 100KHz. En la figura
3.15 (a) se muestra la estructura básica de un oscilador LC, compuesto por dos impedancias en
paralelo a la salida y entrada de la etapa amplificadora y una tercera en la cadena de
realimentación, y su modelo de pequeña señal, que se empleará para calcular las propiedades
que los elementos deben cumplir para que se den las condiciones de oscilación.
Figura 3.15: Oscilador LC. (a) Estructura básca. (b) Modelo de pequeña señal
En este esquema se ha utilizado un amplificador operacional, sin embargo, a menudo se
hace uso de transistores (FET, BJT, etc.), puesto que presentan unas posibilidades mayores en
cuanto al rango dinámico. En caso de utilizar transistores habría que añadirle un circuito de
polarización del transistor.
Desarrollando las ecuaciones que definirán el criterio de Barkhausen, se llega a la
conclusión de que las impedancias
y
deben ser reactancias puras, es decir,
.
Además para que la ganancia sea real debe darse que:
Aunque no se analizará este resultado, para que se produzca la oscilación debe cumplirse:
donde
es la transconductancia del amplificador.
48
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Existen dos tipos de configuraciones, dependiendo de cómo se distribuyan las
reactancias:
-
Oscilador de Colpitts: si hay 2 condensadores (
-
Oscilador de Hartley: si por el contrario
y una inductancia (
y
).
son inductancias y
es un
condensador.
(a)
(b)
Figura 3.16: (a) Oscilador LC de Colpitt. (b) Oscilador LC de Hartley
3.1.3.3.
Oscilador de cristal de cuarzo
El diseño de este tipo de osciladores consiste básicamente en el uso de un cristal,
normalmente cuarzo, que presenta un efecto piezoeléctrico y que posee una frecuencia de
resonancia mecánica con un valor de Q muy alto para fijar la frecuencia de oscilación.
Cuando a un cristal piezoeléctrico se le adosan unos electrodos entre sus caras opuestas
formando una placa de electrodos paralelos, puede aparecer una resonancia electromecánica con
un alto Q cuando el sistema el excitado apropiadamente. La frecuencia de resonancia y el factor
de calidad dependerán de propiedades físicas como dimensión del cristal, orientación de las
superficies respecto a los ejes y del montaje del circuito. Debido a la gran estabilidad del cuarzo
frente al tiempo y temperatura, y de su elevado valor de Q, estos osciladores son muy útiles
cuando se desea obtener una frecuencia fija y muy estable.
El circuito equivalente, el símbolo y la reactancia respecto a la frecuencia de los
resonadores de cristal se muestran en la figura 3.17, donde
y
representan las frecuencias
de resonancia paralelo y serie respectivamente. El condensador C o representa la capacidad del
cristal entre los electrodos.
49
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Los valores de dichas frecuencias y la función de la reactancia vienen dados por las
siguientes expresiones:
Teniendo en cuenta que
y que
, se de que las dos frecuencias son muy
próximas.
Figura 3.17: Oscilador de cuarzo. (a) Símbolo. (b) Modelo. (c) Reactancia
Como puede observarse en 3.17(c), entre ambas frecuencias,
el cristal tiene un
comportamiento inductivo, por lo que puede remplazarse por la inductancia en el oscilador de
Colpitts, conocido entonces como oscilador de Pierce, o por una de la inductancias en el
oscilador de Hartley.
50
Capítulo III:
3.2.
3.2.1.
Un
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
OSCILADOR CONTROLADO POR TENSIÓN
Introducción
oscilador controlado por tensión (VCO=Voltage Controlled Oscillator) es un
oscilador capaz de variar su frecuencia de salida mediante un voltaje de control. En el diseño de
los VCO uno o varios de los elementos reactivos que determinan la frecuencia de oscilación se
reemplazan por elementos de valor variable dependiente de su tensión de polarización, por
ejemplo, un diodo varactor o capacidades MOS. Esta última no es la más empleada debida a la
incertidumbre del valor inicial de su capacidad a causa de las tolerancias en el proceso de
fabricación, a pesar de tener un mayor rango de sintonía con menor variación del valor de la
capacidad.
Para explicar el desarrollo de diseño de estos sistemas nos centraremos en el modelo de
osciladores de resistencia negativa. El motivo es que la condición de oscilación debida al
desplazamiento de fase que introduce la red de realimentación en los osciladores de dos puertos
no es realizable en banda ancha a frecuencias de microondas.
Este bloque del oscilador sigue las mismas reglas de diseño que las de los osciladores
anteriormente estudiados. En los siguientes apartados se detallarán los tres bloques básicos que
componen un VCO y se mostrarán los pasos teóricos seguidos a la hora de la implementación
del oscilador en el desarrollo de este proyecto, a la vez que sirve como ejemplo de aplicación y
finalmente se añadirán algunos ejemplos de osciladores controlados por tensión ya conocidos.
3.2.2.
Elemento activo o amplificador de reflexión
En el diseño de VCO se emplean normalmente transistores bipolares, FET’s,
amplificadores operacionales, etc. para la etapa de amplificación. Si se va a utilizar un
transistor, es conveniente considerar sus propiedades de ruido, frecuencia y potencia en el rango
de frecuencias en el que se desea operar.
A continuación, y como se dijo en líneas anteriores, se mostrarán como ejemplo los
conceptos teóricos utilizados en el diseño del oscilador basado en una estructura concreta [10].
51
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Figura 3.19: Modelos simplificado de elemento activo del oscilador
Como puede observarse se va a hacer uso de un transistor bipolar, como elemento activo
que aporta la resistencia negativa. La estructura resonante se conectará al emisor del mismo. Los
valores
e
representan las admitancias conectadas a la base y al colector respectivamente.
En primer lugar reescribiremos las condiciones de oscilación por 3.16 en términos de
admitancias, puesto que nos facilitarán los cálculos. Recordemos que el subíndice L se refiere al
resonador e in al elemento activo.
(3.20)
(3.21)
(3.22)
Para poder realizar los cálculos en primer lugar se representará el transistor por su modelo
de pequeña señal, y puesto que se trata de un análisis para alta frecuencia se añadirán las
capacidades parásitas que aparecen. El diagrama de bloque de esta situación se muestra en la
figura 3.20.
52
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Figura 3.20: Modelo de pequeña señal del amplificador de reflexión
A partir de este esquema se calcula la matriz de admitancias del transistor:
(3.23)
Por simplicidad se tomará:
(3.24)
Como puede observarse esta matriz considera al transistor como un elemento de dos
puertas, sin embargo es usado en los circuitos como elemento de tres puertas. Es necesario por
lo tanto realizar una transformación de la matriz (3.24) a una de tres componentes y de ese
modo poder añadir las entradas que serán necesarias para nuestro cálculo, es decir,
Este proceso y sus ecuaciones correspondientes vienen detallados a continuación.
Figura 3.21: Modelo de la red de 3 puertas
53
e
.
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
(3.25 a)
(3.25 b)
(3.25 c)
(3.25 d)
(3.25 e)
A partir de las relaciones 3.25 se puede obtener la matriz de impedancias de tres puertos
describe el comportamiento del transistor.
(3.26)
Si tenemos en cuenta las relaciones
(3.27a)
(3.27b)
Podemos desarrollar la matriz 3.26 de la siguiente forma:
(3.27)
Para resolver el valor de la admitancia de, es decir, el cociente entre
y
, es
necesario realizar una serie de cálculos sencillos llegándose a la expresión:
(3.28)
Para obtener un valor cualitativo en la elección de las impedancias
distinguir entre los valor real e imaginario de la impedancia de entrada
e
, debemos
, para de ese modo
comprobar bajo qué condiciones se da una parte real negativa. Para este propósito se va a volver
a simplificar el modelo de pequeña señal del transistor (véase la figura 3.22):
54
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Figura 3.22: Modelo de pequeña señal simplificado
Haciendo uso del esquema de la figura 3.22 y de las siguientes igualdades:
(3.29 a)
(3.29 b)
(3.29 c)
(3.29 d)
resulta la matriz simplificada de
con su respectivo determinante como:
(3.30)
(3.31)
Sustituyendo 3.29 y 3.31 en 3.28 Se obtiene el valor de la admitancia buscada:
(3.32)
Consideramos
como una reactancia con
y separamos
en su
parte real e imaginaria, y se obtiene
(3.33)
Una parte real negativa implicaría de la impedancia de entrada se cumple en el caso que
, por lo tanto la base del transistor debe ir conectado a un elemento inductivo. Una vez
obtenida la ecuación de la impedancia de entrada, el objetivo radica ahora en obtener un valor
de dicha reactancia para que exista oscilación.
55
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Tras calcular el valor de la admitancia del elemento activo debe asegurarse que la
condición de oscilación se cumpla en todo el rango de frecuencias. Recordando la condición de
oscilación dada por (3.16) y la expresión de la admitancia de entrada del transistor (3.33), para
garantizar la oscilación en un rango determinado de frecuencias se escogerá un factor de
amplificación que cumpla con la condición (3.34), que relaciona la parte real de la admitancia
de entrada del amplificador,
, con la del resonador,
,
.
con
(3.34 a)
Por otra parte, este valor no debe escogerse demasiado elevado, puesto que ello puede
llevar a un empeoramiento del ruido de fase del oscilador.
La parte imaginaria de la admitancia de entrada del amplificador,
que debe ser los
más constante posible, debe ser exactamente igual en módulo que la parte imaginaria de la
admitancia del resonador,
, para que se cumplan las condiciones de oscilación.
(3.34 b)
Las ecuaciones (3.34) representan las condiciones que deben darse para que exista la
oscilación.
3.2.3. Resonador
Es ya conocido que la frecuencia de trabajo de un oscilador quedará determinada por el
circuito resonante, y particularmente, de los valores de los componentes LC. De esto cabe
esperar que una variación de estos parámetros lleve consigo una variación de la frecuencia de
oscilación.
Generalmente el estudio del circuito resonador de un VCO se realiza sobre un esquema
que tiene la siguiente topología:
Figura 3.23: Modelo del resonador
56
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
La admitancia de entrada de este circuito tiene la forma:
(3.35)
Donde la frecuencia de resonancia es:
(3.36)
y su factor de calidad a la frecuencia de resonancia viene dado por:
(3.37)
Una vez definida la admitancia del resonador y del circuito que contiene al elemento
activo (ecuaciones sólo es necesario calcular los parámetros que hacen posible que se den las
condiciones de oscilación. Puesto que en el diseño del VCO se desea provocar la oscilación en
un rango de frecuencias determinado se optará por sustituir la capacidad por otra de valor
variable, que en este caso puede tratarse de un diodo varicap, obligando a que dicho valor
cumpla en todo momento las condiciones de oscilación.
Existe también una topología de diseño de un circuito resonador formada por dos diodos
varicap en oposición, conocida como configuración en anti-paralelo.
Figura 3.24: Configuración en antiparalelo de los diodos varicap
Una de las principales ventajas de este montaje es que acepta una mayor tensión en
radiofrecuencia, a la vez que puede mejorar la linealidad y no se pierde rango dinámico. La
linealidad de un VCO viene referida a la curva tensión-frecuencia. En la mayoría de las
ocasiones interesa que ésta sea lineal.
Para esta topología los valores máximos y mínimos de capacidad se simplifican a:
y
57
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Si la variación de capacidades no es suficiente para cubrir todo el rango de frecuencias es
posible utilizar resonadores conmutados o bien usar múltiples diodos varicap en
antiparalelo+paralelo.
3.2.4. Amplificador de aislamiento
Es el amplificador conectado tras el bloque del oscilador para desacoplar su señal. Se
trata generalmente de un amplificador de bajo ruido (LNA) cuyos objetivos son, por un lado
amplificar la señal que genera el VCO y por otro producir un aislamiento entre el oscilador y la
carga a fin de que las variaciones de ésta no afecten a la frecuencia de oscilación y así mantener
la estabilidad en frecuencia. Asimismo disminuyen las señales que retroceden por posibles
reflexiones hacia el oscilador, por posibles efectos de un mal acoplamiento a la salida de éste.
3.2.5. Ejemplo de oscilador
En la práctica existen numerosos diseños ya conocidos de VCO. Con el fin de dar una
idea de la topología que presentan se va a mostrar el VCO basado en el oscilador de Colpitts
(véase la figura 2.25).
Figura 2.25: VCO basado en el oscilador de Colpitts
Se observa que se trata de una configuración anti-paralelo de los varactores. Las
capacitancias C3 y C4 se pueden ajustar y optimizar para conseguir una respuesta en ganancia
lo más plana posible en el rango de frecuencias. La alimentación en corriente DC se realiza a
través de R5 y R6.
58
Capítulo III:
3.3.
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
ACOPLADORES DIRECCIONALES
Un acoplador direccional es un componente pasivo que se encarga de hacer un reparto de
la potencia de entrada. El modelo mostrado en la figura 3.26 representa un acoplador de 4
puertos:
Figura 3.26: Modelo genérico del acoplador direccional
Como puede deducirse de la figura, la mayor parte de la potencia de la señal se transmite al
puerto through, mientras que una parte minoritaria se transmite al puerto coupled y el puerto
isolated queda totalmente aislado.
La matriz [S] de las redes recíprocas (
) con todos sus puertos adaptados tiene la
siguiente forma:
(3.38)
Si se trata además de una red sin pérdidas, la matriz de dispersión será unitaria. Si se toma
, lo cual ocurre en los acopladores direccionales, las condiciones que deben
cumplirse para que se trate de una matriz unitaria y cuyo desarrollo viene dado por [9] son:
(3.39 a)
(3.39 b)
(3.39 c)
(3.39 d)
59
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Las relaciones (3.39) implican que
,
(3.40)
Para simplificar estos resultados se escogen referencias de fase en 3 de los 4 puertos.
Tomamos
,
y
. En tal caso las condiciones (3.40) se
reducen a:
(3.41)
Existen dos altertivas:
-
Acoplador simétrico:
-
Acoplador antisimétrico:
y
Observando la figura 3.26 y se deduce que la potencia que el puerto 1 aplica al puerto 3
viene dada por el factor de acoplamiento
sigue la relación
, mientras que la que se aplica al puerto 2
. En un acoplador ideal no existe traspaso de potencia al
puerto 4, el cual queda aislado.
Las relaciones de potencia que describen el comportamiento de un acoplador direccional
son las siguientes:
-
Acoplamiento:
(3.42)
-
Directividad:
(3.43)
-
Aislamiento:
(3.44)
60
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
La relación entre ellas es:
(3.45)
El acoplador ideal tendría una directividad y aislamiento infinito (
), por lo que los
valores de α y β se obtendrían a partir del acoplamiento.
3.3.1. Acopladores de línea acoplada.
Cuando dos líneas de transmisión se colocan lo suficientemente juntas, puede aparecer un
acoplamiento de potencia debido a la interacción de los campos electromagnéticos de cada una
de ellas. La figura 3.27 muestra el esquema de las líneas acopladas en tecnología microstrip y el
circuito equivalente de su sección transversal.
(a)
(b)
Figura 3.27: (a) Líneas microstrip acopladas. (b) Modelo de capacidades
La figura 3.27 (b) determina las características eléctricas de las líneas acopladas
asumiendo que las líneas operan en un modo de propagación cuasi TEM. C11 y C22 representan
la capacidad existente entre la línea conductora y el plano de masa del circuito microstrip. Si las
líneas son idénticas en tamaño y en posición relativa respecto a masa entonces C 11 = C22 .
La línea microstrip presenta dos modalidades de excitación: el modo par, en el que las
corrientes en las líneas tienen igual amplitud y dirección, y el modo impar, donde su amplitud es
también la misma sin embargo circula en direcciones opuestas. El comportamiento de estos dos
modos y su red de capacitancia respectiva son vienen dados en la figura 3.28 [1].
A partir de los circuitos anteriores se pueden calcular las capacitancias respectivas. En el
caso de modo par se trata de la capacidad existente entre la línea y el plano de masa, y en el de
modo impar se calcula la capacidad existente entre ambas líneas.
61
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
,
modo par
,
modo impar
Figura 3.28: (a) Excitación par. (b) Excitación impar
Las impedancias características de la línea cuando opera en modo par e impar son:
Donde
,
modo par
,
modo impar
representa la velocidad de propagación en la línea.
Una vez se mencionadas las definiciones de las impedancias características del modo parimpar, aplicaremos este método de análisis al circuito de la figura 3.29 (a), que representa una
red de 4 puertos de líneas acopladas para calcular sus ecuaciones de diseño y relacionarlas con
las correspondientes al diseño de un acoplador Como puede observarse en la red, tres de los
cuatro puertos terminan en una impedancia de
y por el puerto 1 se inyecta la señal mediante
un generador de voltaje y una impedancia interna también de valor
.
El estudio del circuito se realizará utilizando las técnicas de análisis del modo par-impar
mediante la superposición de las excitaciones ambos modos mostradas en 3.29 (b) y (c), en
conjunto con la impedancia de entrada de la línea, que viene definida como:
62
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
(3.46 a)
(3.46 b)
Figura 3.29: (a) Modelos del acoplador con líneas acopladas. (b) Modelo par. (c) Modelo impar
Para conseguir una adaptación de todos los puertos se debe imponer que
,
lo que conllevará a la siguiente relación:
(3.47)
Según el análisis realizado en [9] las tensiones obtenidas a la salida de los puertos tras
aplicar la superposición viene dada por las siguientes relaciones:
(3.48)
(3.49)
(3.50)
(3.51)
63
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Donde C, o factor de acoplamiento, se define como
(3.52)
La gráfica que representa las relaciones del voltaje por los puertos through y coupled
frente a
es:
Figura 3.30: Respuesta V-
Cuando
de los puertos de through y acoplado
, se cumple que la longitud del acoplador es λ/4, el acoplamiento en el
puerto 3 es máximo y las ecuaciones 3.50 y 3.49 se simplifican a
(3.52)
(3.53)
la matriz de dispersión resultante sería:
(3.54)
64
Capítulo III:
Introducción a la teoría de los osciladores y acopladores
Estos acopladores presentan un desfase de 90º entre sus dos puertos de salida además de
una gran directividad.
Para todos estos cálculos se supuso que los modos par e impar de la estructura de líneas
acopladas tienen la misma velocidad de propagación, sin embargo esto no se cumple cuando se
trabaja con, por ejemplo, tecnologías microstrip (no TEM). La consecuencia es que el acoplador
con líneas microstrip presenta una directividad muy pobre. Para solventar este efecto y provocar
que las velocidades de fase de ambos modos se igualen se tiende a usar substratos con un alto
valor de constante dieléctrica efectiva y substratos anisotrópicos.
Un inconveniente y limitación de estos acopladores residen en realizar un acoplamiento
fuerte las líneas deben situarse muy próximas entre sí, y en la práctica, debido a restricciones
tecnológicas, puede no ser realizable.
65
Capítulo IV:
IV.
Diseño del VCO y el acoplador
DISEÑO DEL VCO Y EL ACOPLADOR
Este capítulo se comenzará dando una breve introducción sobre los programas
Microwave Office (AWR) y Eagle, ya que han sido los software de diseño utilizados en la
implementación de los circuitos. A continuación se mostrarán los esquemáticos obtenidos con el
AWR de cada uno de ellos.
4.1. HERRAMIENTAS DE SIMULACION
4.1.1. Microwave office
El programa utilizado para la simulación fue AWR microwave office versión 2009. Se
trata de un software de diseño de AWR (Applied Wave Research) Corporation, fundada por el
DR. Joseph E. Pekarek y
dedicada al desarrollo de software EDA (Electronic Design
Automation) para RF, microondas y alta frecuencia.
Entre otros de sus productos
se
encuentran Visual System Simulator, Analog Office, APLAC, AXIEM y Analyst.
Microwave Office incluye todas las herramientas esenciales para el diseño de circuitos
integrados de alta frecuencia y PCB (Printed Circuit Board):
-
Simuladores de circuitos lineales y no lineales
-
Herramientas de análisis EM
-
Esquemáticos integrados y layout
-
Librerías de parámetros con una función DRC (Design Rule Check)
-
Manuales de uso
4.1.2. Eagle
Para el diseño del layout de los circuitos simulados previamente se va a utilizar el
programa EAGLE (Easily Aplicable Graphical Layout Editor). Se trata de una potente
aplicación desarrollada por Cadsoft Computer, Inc. con la que se pueden delinear esquemas
electrónicos y PCB’s con la opción de un Autorouter, es decir, se automatiza el dibujo pistas en
la placa de circuitos impresos.
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
4.2. PROCESO DE DISEÑO
4.2.1. Calibración
Antes de comenzar con el diseño de los circuitos fue necesario realizar una medición de
los parámetros- S tanto de los elementos pasivos (resistencias y condensadores) como de los
transistores para conocer su comportamiento en radiofrecuencia en el substrato sobre el que se
realizará el VCO, y especialmente en el ancho de banda deseado, en este caso entre 7 y 9GHz.
Para ello se hizo uso del analizador de redes HEWLETT PACKARD 8510C .
Figura 4.1: Analizador de redes HP8510C
4.2.1.1. Analizador de redes
Un analizador de redes es un instrumento que permite una medida exhaustiva de redes o
componentes en RF y microondas, especialmente de los parámetros asociados a la reflexión y
transmisión de señales eléctricas (parámetros de dispersión ó parámetros S), pero también se
pueden medir otros tales como los parámetros Z, Y ó H.
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Existen dos tipos principales de analizadores de redes, los escalares (SNA) y los
vectoriales (VNA). Los primeros miden únicamente los parámetros en amplitud, mientras que
los segundos permiten su medida en amplitud y en fase.
En la figura 4.1 se muestra el diagrama de bloque básico generalizado de un analizador de
redes vectorial:
Figura 4.2: Diagrama de bloques de un analizador de red
El motivo por el que la caracterización de redes a alta frecuencia se define en términos de
parámetros S es que ofrecen una buena descripción de aquéllas a partir de sus coeficientes de
transmisión y reflexión con respecto a las ondas de tensión y corriente que sobre él inciden, y
cuyos valores totales son difíciles de calcular a estas frecuencias. Además se evitan las posibles
oscilaciones que puedan sufrir dispositivos activos, o incluso su destrucción, al conectarse a
circuitos abiertos o cortocircuitos para poder realizar las medidas que describan la red.
Los parámetros S se describen en forma de onda viajera y tienen las expresiones que se
muestran en la figura 4.3.
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Figura 4.3: Descripción de los parámetros de scattering medidos en el analizador
4.2.1.2. Calibración TRL y estándares de calibración
El objetivo de la calibración es el de eliminar los errores sistemáticos debidos a la propia
arquitectura interna del sistema para así lograr una medida más precisa.
Para el desarrollo de este proyecto se llevo a cabo una calibración Thru-Reflect-Line
(TRL) Full 2-Port. Este proceso de calibración debe ser realizado siempre que se desee hacer
una serie de mediciones sobre el fixture.
El concepto Full 2-Port hace referencia al cálculo y eliminación de 12 términos de error
sistemáticos debidos a la directividad, impedancia de carga y dispersión, medidos tanto en la
transmisión como la reflexión. En la siguiente figura se ilustran estos errores:
Figura 4.4: Errores sistemáticos
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
El concepto de calibración TRL es especialmente útil cuando se trata de medidas de
redes en entornos de microondas o no coaxiles, como fixtures o guías de ondas. La principal
ventaja de esta técnica reside en que los estándares de calibración son relativamente fáciles de
realizar y definir a altas frecuencias. Estos estándares consisten en una línea de transmisión
Through (línea microstrip uniforme de 50 Ohm), Reflect (típicamente una línea microstrip en
cortocircuito o circuito abierto), y otra línea de longitud ligeramente mayor a la de through
(Line).
En la figuran 4.5 se muestra el kit de calibración usado para este proyecto. Se trata de
unas líneas microstrip montadas sobre el substrato RO4003C, que serán medidas entre las
frecuencias 0.5 MHz. Y 26 GHz y posteriormente optimizadas en el rango de 7-9 GHz.
Figura 4.5: Kit de calibración sobre el substrato RO4003C de Rogers
Los tres pasos básicos en el proceso de calibración son los siguientes (ver figuras 4.5 y 4.6):
-
THRU: se conecta entre los dos puertos del analizador una línea corta de
transmisión.
-
REFLECT: se conecta una línea idéntica a cada puerto con un alto coeficiente de
reflexión.
-
LINE: se inserta entre los puertos una línea de transmisión corta. Se requiere una
longitud distinta entre THRU y LINE.
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Figura 4.6: Conexión de Line al analizador de redes
4.2.1.3. Secuencia de calibración
A continuación se describe el proceso de calibración para la medida sobre el fixture
utilizado.
1. Seleccionar el menú CAL
2. Seleccionar la frecuencia de inicio y final para la medida.
3. Presionar TRL Full 2-PORT. Las calibraciones THRU, S11 RFLECT, S22 REFLECT y
LINE, pueden realizarse en cualquier orden, sin embargo es aconsejable que la de
ISOLACIÓN se haga una vez las anteriores hayan finalizado.
4. Conectar el fixture al analizador y presionar THRU, S11 REFLECT, S22 REFLECT,
LINE o ISOLATION, según la calibración que se desee realizar. El orden no es en
principio importante, sin embargo es aconsejable que la ISOLATION se haga una vez
las anteriores hayan finalizado, en nuestro caso se seleccionará OMIT ISOLATION,
ISOLATION DONE. Cuando las medidas de los parámetros sean completados
aparecerá la correspondiente calibración subrayada, y podrá seguirse el proceso hasta
realizar las c inco. Es muy importante que la conexión del fixture a analizador se haga
correctamente.
En la figura 4.7 se muestra la correspondencia de nuestro kit de calibración utilizado
con sus respectivas medidas de calibración.
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Figura 4.7: Menú de calibración TRL Full 2 Port
5. Presionar SAVE TRL CAL y seleccionar el canal dónde se desea guardar la calibración,
CAL SET.
4.2.1.4. Parámetros S de los elementos discretos con el analizador de redes
Una vez realizada la calibración del test fixture, el siguiente paso es el de calcular los
parámetros S de un conjunto de resistencias
y condensadores comerciales de valores
comprendidos entre 10 y 150 Ohm y 1pF y 15pF respectivamente, así como de varios
transistores BFPxxx de Infineon, para caracterizar su comportamiento sobre el substrato y de
ese modo poder simularlos en el diseño y comprobar cuál de ellos es el que mejor se adapta a
las especificaciones de éste.
Como se puede observar en la figura 4.8 sobre el substrato de calibración se han añadido
una serie de líneas microstrip adicionales a las que se soldarán los DUT (Device Under Test)
correspondientes. Para realizar las medidas se conecta cada extremo de la línea al analizador, de
igual modo que en la calibración y a continuación se selecciona el parámetro de medida
deseado, es decir, los parámetros S en magnitud.
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Figura 4.8: Resistencias colocadas sobre el fixture de calibración
POLARIZACIÓN DEL TRANSISTOR
En el caso de los transistores, se debe primeramente ajustar el punto de polarización, que
para este proyecto será de Ic=20mA y Vc=2.5V. En las siguientes gráficas representadas en 4.9
se muestran los resultados obtenidos en el analizador de redes de las respuestas de los
transistores BFP420 y BFP520f una vez fijado el punto de polarización de los mismos.
Figura 4.9: Parámetros S de los transistores una vez polarizados medidos en el analizador de redes.
(a)BFP420. (b)BFP520f.
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
La línea rosa de las gráficas presenta la ganancia de los transistores una vez polarizados.
Se puede observar que la ganancia del transistor BFP520f, es claramente mayor en el rango de
frecuencia de nuestro interés.
4.2.1.5. De-embedding
Para corregir los efectos del fixture y de los pads y ajustar los datos medidos a unos
planos de referencia más útiles se van a añadir a los esquemáticos que posteriormente se
realizarán de los modelos de la resistencia y del condensador unas líneas de transmisión
adicionales de anchura y longitud fijas. Este proceso se conoce como de-embedding.
Figura 4.10: De-embedding. Posición de los planos de referencia de interés y los de medida real
La forma resultante del esquemático se muestra en la figura 4.11.
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Figura 4.14: Esquemático con líneas para la simulación de de-embedding
4.2.2. Diseño de esquemáticos
Como se dijo anteriormente, para la simulación de los circuitos que se vayan creando
durante el desarrollo del proyecto se va a utilizar el programa Microwave Office, una
herramienta software que permite simular y optimizar la respuesta de un circuito en tecnología
planar: stripline, microstrip, etc. Los parámetros físicos del circuito serán descritos a priori
mediante un “esquemático” (circuit schematics) donde se definirá el tipo de substrato a emplear
y las dimensiones físicas del diseño, tales como longitudes, anchuras y grosores de las líneas,
así como la forma global del circuito o la disposición de las interconexiones entre los distintos
componentes. Una vez se accede al programa de Microwave Office aparece el entorno de
trabajo sobre el que se va a simular (ver figura 4.12) de un proyecto en blanco, el cual se puede
guardar el proyecto en cualquier momento, sea cual sea el estado en el que se encuentre su
desarrollo. Para hacerlo, basta con desplegar el menú “File” (barra superior del interfaz) y
seleccionar “Save Project”.
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Figura 4.15: Entorno de trabajo del Microwave Office3
Antes de comenzar con el diseño propio se van a describir los grupos de elementos más
importantes del interfaz principal:
Menús: menús desplegables donde aparecen todas las opciones y comandos.
Barra de herramientas: fila iconos donde se encuentran los comandos de uso más
frecuente.
Project Browser: columna principal a la izquierda de la interfaz. En esta columna se
encuentran todos los datos y componentes que forman el proyecto. En particular,
interesan las siguientes carpetas para comenzar:
o Project Options: para definir las frecuencias de simulación, las unidades
globales y la impedancia de referencia, entre otras cosas.
o Circuit Schematics: Página de diseño en la que se realiza el esquemático o
implementación de los elementos que componen el circuito a simular.
o Graphs: Carpeta de la que van a colgar los gráficos que se definirán cuando se
desee simular el circuito.
o Optimizer Goals: para definir los objetivos del optimizador.
o EM Structures: página en la que se implementan los circuitos para poder hacer
sobre éstos una simulación electromagnética.
3
Este entorno de trabajo es de una versión anterior, pero al contener los mis mos componentes en su
interfaz resulta útil para la definición de ésta.
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Workspace: área central de la ventana, en la que se visualizan los diferentes elementos
activos sobres los que se trabaja en cada instante: esquemáticos, gráficas, etc.
Tabs: lengüetas situadas en la parte inferior izquierda de la ventana, que permiten elegir
el tipo de browser a visualizar en el área izquierda del interfaz. El browser que aparece
por defecto es el del proyecto, o Project Browser, denominado “Proj” en el tab
correspondiente. Los otros browsers, son:
o Element: Despliega los elementos definidos en el entorno de trabajo del programa
Microwave Office para implementar los circuitos, tanto en tecnología stripline como
en microstrip. Estos elementos son, desde tramos de líneas, hasta líneas acopladas,
pasando por uniones en T, divisores Wilkinson, etc. También aquí se encuentran
definidos los distintos tipos de substratos.
o
Var: Permite un acceso rápido a los valores de todos los parámetros del circuito
definidos por el usuario (dimensiones de las líneas, parámetros eléctricos del
substrato,
etc). Permite activar las opciones “tune”, para el ajuste manual, y
“optimize”, para la optimización automática de los valores de estos parámetros.
o Layout: Muestra las opciones para diseñar y representar el layout del circuito.
A continuación se van a detallar los pasos seguidos para comenzar el proceso de
simulación de nuestros circuitos una vez se haya abierto un nuevo proyecto:
OBTENCION DE FICHEROS
En primer lugar debemos importar los archivos con los parámetros de scattering de los
elementos discretos obtenidos con el analizador de redes, para poder añadirlos en la simulación.
Para obtener el formato de fichero Touchstone, que es con el que trabaja el Microwave Office,
se utilizará el programa Spara (ver figura 4.17).
Para realizar la conversión se selecciona del cuadro superior izquierdo el fichero que
queremos convertir, presionamos la opción Touchstone *.S?P erzeugen y 201 Punkte (puntos de
frecuencia discreta donde se realiza la medida) y finalmente guardamos (Ergebnis speichern…).
A partir de este momento se obtiene una tabla que contiene los datos de los parámetros de
scattering comprensibles por el AWR Microwave Office.
La importación de ficheros es una tarea sencilla pero tediosa puesto que se debe hacer
fichero a fichero. Para ello hacemos click en Data Files situado también en el Project Browse,
seleccionamos Import Data File, y desde allí se busca el fichero que se desea añadir.
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Figura 4.16: Entorno de trabajo del programa de conversión S para
DEFINICIÓN DEL PROYECTO
Para implementar un esquemático o circuito antes que nada se debe definir tanto el barrido
de frecuencia para la posterior simulación (definir una frecuencia Start y una Stop), el salto
entre puntos de frecuencia consecutivos (Step), y unidades globales con las que se va a trabajar
(Global Units). Todo esto se realiza dentro del cuadro de diálogo que aparece al seleccionar
Project Options (ver figura 4.14), dentro del menú Project Browser.
Figura 4.17: Cuadro de diálogo para definir las opciones del proyecto
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Para este proyecto se ha escogido un barrido entre 4GHz y 10GHz, dejando cierto margen
en las frecuencias límites de trabajo (7GHz y 9GHz). Para la elección del salto hay que tener en
cuenta que un bajo número puede dar una idea no fiable de la simulación y uno elevado puede
ralentizar el proceso demasiado.
Una vez realizados los dos pasos anteriores se van a ir describiendo los distintos
esquemáticos necesarios para el diseño del VCO. Para crear un esquemático basta con ir al
Project Browser
Circuit Schematics, y abrir el menú correspondiente haciendo click con el
botón derecho. En el menú desplegable que aparece hay que seleccionar la opción New
Schematic.
El primer elemento que hay que definir al crear un esquemático es el substrato. En este
proyecto se trabajara con el substrato RO4003C fabricado por Rogers y que podemos encontrar
en Element Browser
libreries
Rogers
Substrates. Al seleccionar la opción RO4003C
aparecerán varios tipos de substratos con igual constante dieléctrica (εr=3,38), pero con distinto
grosor, H, y distinto espesor del conductor, C n . El substrato sobre el que se basará este proyecto
es el que se corresponde con H= 8 mil y C n =1/2 oz.
La elección de un substrato adecuado es también muy importante para la respuesta en
frecuencia del circuito. En un principio el circuito se diseño sobre el substrato Rogers RO4003C
con grosor H=20 mil, mostrado en la figura 4.19. Al simular el esquemático pudo verse como la
respuesta en frecuencia no alcanzaba a funcionar correctamente en el rango de frecuencias en el
que los diseños debían trabajar, por lo que se tomó la opción de simular el mismo circuito
utilizando en esta ocasión el mismo substrato con un grosor de 8 mil. El resultado fue un
desplazamiento de la respuesta a las frecuencias deseadas, por ese motivo la elección del
substrato fue el mencionado anteriormente. Esto conduce a deducir que a frecuencias mayores el
grosor del substrato debe reducirse para obtener una mejor respuesta en frecuencia, puesto que
se previenen pérdidas por radiación y otros efectos espúreos.
Tras definir el substrato con los valores eléctricos y geométricos de acuerdo a las
especificaciones de diseño, ya se pueden añadir al esquemático los diferentes elementos y
tramos de línea que componen el circuito, e interconectarlos entre sí. Al trabajar en tecnología
microstrip, este será el grupo que se seleccione dentro del Element Browser.
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Figura 4.18: S ubstrato RO4003C de Rogers
4.2.2.1. Modelos en alta frecuencia de r , c y el varactor diodo
Los primeros esquemáticos que se van a realizar son los circuitos equivalentes en alta
frecuencia de la resistencia y del condensador. La realización de estos modelos es a su vez útil
para los procesos de optimización, puesto que facilita el ajuste de los valores adecuados sin
necesidad de ir probando cada valor por separado (opciones de optimización y tune).
Modelo del condensador: Un condensador real no presenta sólo una capacidad sino que
tiene asociadas una resistencia e inductancia, debidas a los terminales y a la estructura
del componente. Los elementos parásitos tienen un valor fijo de C=0.2pF, L=1nH y
R=1Ω.
Figura 4.19: Esquemático del modelo en alta frecuencia de la capacidad
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Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Modelo de la resistencia: su circuito equivalente está formado por una capacidad
distribuida y una inductancia parásita. Su valor es pequeño a bajas frecuencias, sin
embargo resultan predominantes a altas, afectando de ese modo al comportamiento de
la resistencia. Los valores de los elementos parásitos son C=0.09pF (capacidad
distribuida) y L=0.9nH.
Figura 4.110: Esquemático del modelo en alta frecuencia de la resistencia
Modelo del diodo varactor: como se comentó en el apartado 3.2.2 el diodo varactor
utilizado es el diodo fabricado por MACOM de la serie MA4SY2000. El modelo que se
va a seguir y los valores de sus componentes vienen especificados en el modelo Spice
que se incluyen en la ficha del fabricante. Como puede observarse también en esta
ocasión deben añadirse las líneas de simulación de de-embedding.
Figura 4.111: Modelo S pice del diodo varactor MA4S Y2200 de MACOM
81
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
4.2.2.2. Diseño amplificador de aislamiento
En la figura 4.19 se muestra el diseño final del amplificador. Como puede observarse se
trata de un amplificador de dos etapas. El objetivo principal obtener a su salida una ganancia
(s21 ) aproximada de 10dB lo más plana posible en todo el rango de frecuencias de trabajo y unas
pérdidas por inserción de entrada y salida (s 11 y s22 respectivamente) menores a 20dB.
El diseño de este circuito activo se llevó a cabo experimentalmente, es decir,
los
elementos que lo componen y sus respectivos valores se han ido variando en función de los
resultados obtenidos tras el proceso de optimización del mismo, hasta llegar al resultado final.
En la figura puede observarse el uso de acoples de entrada y salida de 50 Omh, para lo
que han utilizado líneas de transmisión de ancho de 18 mil., y de longitud es irrelevante. Para la
obtención de este grosor se han utilizado la ecuación (2.4). Conociendo los valores de h= 8 mil ,
de la constante dieléctrica del substrato, εr = 3.38, y de la impedancia característica, Z 0 =50Ω,
tan sólo hay que sustituir valores obteniendo:
-
A = 1.3758
-
B = 6.4421
-
W/h = 2.3186 → W = 18.53 mil
También se han añadido un condensador de desacoplo entre las dos etapas de
amplificación, para evitar que las corrientes de polarización de ambos transistores se acoplen, y
otros dos condensadores en las etapas de entrada y salida del amplificador cuya función es la de
provocar la barrera de aislamiento de la señal (C 1 y C2 ). Es importante no olvidar colocar el
condensador de desacoplo a la entrada, puesto que otra de sus funciones es la de hacer posible
las medidas del circuito en el analizador de redes evitando el paso DC al circuito.
La estructura y valores de las líneas que componen las redes de adaptación también se
han ido variando para obtener un resultado óptimo. Las resistencias R1 , R2 y R3 se han utilizado
para obtener una salida lo más constante posible. Aunque en la figura no pueda verse claramente
los valores obtenidos son de:
-
R1 = R3 = 82 Ω
-
R2 = 150 Ω
Las partes del circuito nombradas como L1, L2, L3 y L4, que formarán parte del circuito
de polarización del transistor están compuestas por unas líneas microstrip y por un stub radial
82
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
cuyas longitudes son de aproximadamente λ/4 respecto a la frecuencia central de trabajo (8
GHz.). El análisis de esta red de polarización viene dado en el apartado 2.2.1.
Para calcular la longitud equivalente a λ/4 de una frecuencia central se tiene en cuenta la
definición de λ.
Recordando la relación 20mil = 0.508 mm se obtiene:
Estas son las medidas que teóricamente deberían tener estos componentes, pero puesto
que se trabaja con un ancho de banda de 2 GHz. respecto a la frecuencia central, la longitud que
se obtiene tras la optimización puede distar de la esperada.
83
C1
C2
Figura 4.112: Esquemático del amplificador de aislamiento
84
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
En la figura 4.20 se muestra la ventana de optimización utilizada en el diseño del
amplificador. Como puede observarse las especificaciones que se deseen obtener del circuito se
añadirán en la opción Optimizer Goals, situada en el Project Browser. Para poder variar los
elementos que se deseen optimizar (longitudes y grosores de las líneas, valores de resistencias,
condensadores, etc) es necesario en primer lugar seleccionar el elemento en cuestión y hacer un
doble click sobre él para que aparezca una tabla con las propiedades del elemento. En dicha
tabla deben ser seleccionadas las opciones de Opt, para que pueda tenerse en cuenta a la hora
de optimizar, y de Limit, para limitar los va lores a optimizar entre unos máximos y unos
mínimos (por ejemplo, el valor de los condensadores varía entre 1 y 15pF)
Dentro de la opciones de optimización es importante destacar que a cada condición se le
puede dar un peso, es decir, un valor de la importancia que ocupan en del diseño del circuito.
Asimismo, el método de optimización que se usará será el de Random Local.
Un resultado ideal se obtiene cuando el valor de Cost se anula.
(a)
(b)
Figura 4.20: Opción de optimización. (a) Parámetros optimizados. (b) Coste de optimización
85
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
4.2.2.3. Diseño del circuito oscilador
Para el diseño del circuito oscilador es necesario construir dos circuitos: un resonador y
un amplificador que compense las pérdidas del circuito resonante.
Como se comentó en el tercer capítulo durante todo el rango de frecuencias de trabajo
debe cumplirse la condición de oscilación, es por ello que el diseño de ambos debe ir variándose
simultáneamente, puesto que el cambio de algunos parámetros en un circuito puede afectar de
forma trágica al funcionamiento del oscilador si no se ajustan algunos en el otro.
Tal y como ocurrió con el diseño del amplificador el resultado final de ambos circuito fue
resultado de diversas pruebas, de añadir y eliminar elementos y variar sus valores para asegurar
que su respuesta en admitancias cumpliese la condición de oscilación en todo el rango de
frecuencias de aplicación.
Circuito amplificador
La figura 4.21 representa el circuito utilizado como amplificador en el diseño del oscilador
controlado por tensión. Como puede observarse, en este caso se ha utilizado en transistor
BFP420 de Infineon. Se ha añadido una línea microstrip conectada a su emisor, con la que
variando sus valores de anchura y longitud es posible variar la parte real de la admitancia de
entrada del circuito sin alterar prácticamente el valor imaginario. También se observa que se ha
añadido a su salida el esquemático del amplificador de aislamiento diseñado anteriormente
(amp_prueba).
El circuito de polarización del transistor sigue el mismo esquema que el utilizado
anteriormente en el diseño del amplificador de aislamiento, aunque puede observarse en este
caso a la base del transistor viene conectado directamente el stub semicircular. Fue conveniente
la eliminación de la línea para obtener una mejor respuesta. Este resultado fue de nuevo
consecuencia de una prueba experimental.
El subcircuito nombrado “squematic 1” de la figura es una resistencia cuya función era la
de conseguir unos valores de la parte imaginaria de la respuesta en admitancia del circuito lo
más constante posible.
86
Figura 4.21: Esquemático del circuito activo del oscilador
87
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Resonador
El circuito resonante estará conectado al emisor del circuito amplificador. Se trata de un
circuito extremadamente sensible puesto que cualquier mínima variación de las características
de las líneas que lo forman afectan en gran medida a la admitancia que presenta y, por lo tanto,
a las condiciones de oscilación.
El primer paso que debe realizarse cuando se desea simular el resonador es el de limitar
los valores de la capacidad variable de éste a los valores con los que se trabajará, en este caso
ajustamos sus valores máximos y mínimos a 0.5pF y 7.5pF respectivamente (estos valores son
obtenidos de la ficha del fabricante).
Para el diseño del circuito resonador se trabajó principalmente con dos tipos de
estructuras ya comentadas en el segundo capítulo. Una basada en el uso de un solo diodo
varactor, y la otra en el uso de dos varactores.
-
Diseño con un varactor:
Dos de los esquemáticos que se diseñaron para realizar este tipo de estructura vienen
representados en la figura 4.22.
(a)
88
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
(b)
Figura 4.22: Dos ejemplos de esquemáticos del circuito resonador con un único varactor
-
Diseño con dos varactores:
En esta ocasión también se diseñaron varios esquemáticos, sin embargo tan sólo se
mostrará el utilizado para el diseño final, puesto que el resto tenían prácticamente la misma
topología y lo único que variaba eran las propiedades de las líneas y stubs que lo formaban.
Como puede observarse los diodos están conectados en oposición, a esto se le denomina
configuración en anti-paralelo o “back-to-back”. A efectos de tensión continua de polarización o
control ambos diodos quedan en paralelo y sus capacidades se suman.
Figura 4.23: Esquemático del circuito resonador con dos diodos varicap en oposición
89
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
4.2.2.4. Diseño del acoplador
El acoplador direccional se realizará mediante líneas de transmisión acopladas. Como ya
se comentó se trata de un circuito de cuatro puertos, en el cual uno de ellos estará aislado. Para
diseñar el puerto adaptado se conectará a éste un esquemático que represente una impedancia
de adaptación o match. Para implementarlo simularemos un circuito que presente un valor de
. El diseño se presenta en la figura 2.24, donde cada una de las “cajas”
representa una resistencia de 68 Ohm.
Figura 4.24: Esquemático de la impedancia de adaptación o Match
El resultado de simulación del match se puede ver en la siguiente gráfica.
Figura 4.25: Respuesta del Match
90
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Una vez realizado dicho paso se procede al diseño del acoplador direccional. El
diagrama general de estos acopladores ya era representado en la figura 3.26. El principal
objetivo es el de realizar una división de potencia de la señal de entrada (puerto 1) entre el
puerto acoplado y el de salida. El esquemático final fue el resultado de la optimización de dicho
circuito a las siguientes especificaciones en todo el rango de frecuencias de trabajo:
Las dos últimas especificaciones deben ser lo más constantes posibles.
La siguiente figura muestra el esquemático obtenido, al que se ha añadido en el puerto
adaptado el match anteriormente diseñado.
Figura 4.26: Esquemático del acoplador direccional
91
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
SIMULACIÓN ELECTROMAGNÉTICA
Además del diseño del esquemático, AWR ofrece una herramienta de simulación
electromagnética, que da una idea más aproximada del comportamiento de dicho circuito. Para
realizar la simulación electromagnética (EM), en primer lugar hay que crear una estructura EM,
que se encuentra en el Project Browser. A continuación hay que introducir las características del
substrato.
Figura 4.27: Cuadro de diálogo para la descripción de las propiedades del material utilizado
Las pestañas que se utilizarán serán:
-
Enclosure: donde se detallará el tamaño que ocupará el circuito a simular y el grid de
dicha estructura.
-
Material Defs.: aquí se detallarán las características del dieléctrico usado, como puede
observarse en la figura 4.27 se ha añadido la constante dieléctrica del substrato con el
que trabajamos.
-
Dielectric Layers: aquí se definirán las capas o Layers y su altura (h), en este caso se
trata del propio dieléctrico (h=8) y el aire.
92
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
La estructura EM del acoplador se presenta en la figura 4.28. En principio se crea un
diseño basado en las medidas obtenidas del esquemático. Sin embargo, es probable que deba
variarse el tamaño de las líneas, puesto que al hacer una simulación EM puede observarse que
los resultados varían respecto a los obtenidos según el esquemático. Puesto que la respuesta de
la simulación EM dará una idea más aproximada de lo que ocurre en realidad, a la hora de crear
el layout del acoplador se tendrán en cuenta las medidas obtenidas según el análisis EM.
Figura 4.28: Estructura del acoplador para su simulación electromagnética
El puerto 4 representa el puerto aislado. En el layout, se añadirá el match diseñado
anteriormente (ver la figura 4.24), sin embargo para poder realizar la simulación EM se
representará dicha carga por una línea de transmisión de ancho 18 mil, es decir, una línea que
representa una impedancia de 50 Ohm, puesto que no es posible simular elementos discretos en
este tipo de estructuras.
4.3. RESULTADOS DE SIMULACIÓN
Los puertos de entrada/salida, estarán situados en aquellos puntos del circuito desde los
que se desee realizar la respuesta del mismo. Para simular los circuitos lo primero que hay que
hacer es crear una nueva gráfica. Para ello pinchamos el botón derecho sobre la opción Graph
(Project Browser), y a continuación Add Graph. Entonces aparece un cuadro de diálogo donde
se seleccionará el nombre del gráfico que vamos a crear. Pinchando de nuevo el botón derecho
93
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
del nuevo gráfico se selecciona Add Mesurement para añadir las medidas deseadas: para ello
hay que definir el esquemático deseado en el campo Data Source Name. Por defecto, en dicho
campo aparece el valor All Sources, pero hay que cambiar esta opción por el nombre del
esquemático creado. A continuación hay que definir qué parámetros se desean medir (S, Y, Z,
etc.) Para ello, se selecciona el tipo de parámetro en la columna denominada Measurement.
También hay que especificar si la medida se desea en magnitud, fase, o en parte real o
imaginaria, y si de desea en dB.
A continuación se van a presentar los resultados obtenidos con el AWR de los distintos
circuitos simulados.
4.3.1. Amplificador de aislamiento
Para esta primera simulación nos basaremos en el esquemático de la figura 4.29.En esta
ocasión se seleccionará una medida de los parámetros S del circuito. La respuesta se simuló
entre 7 y 9 GHz, y los valores esperados eran los siguientes:
El resultado obtenido se muestra en la gráfica 4.29. Como puede observarse los resultados
de simulación son bastante satisfactorios, puesto que se obtiene una ganancia prácticamente
plana de 13 dB en el rango de frecuencias y un rechazo a reflexiones del amplificador (
) que cumple las especificaciones.
94
y
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Figura 4.29: Respuesta del amplificador de aislamiento
4.3.2. Oscilador controlado por tensión
Para simular el VCO debemos añadir en una misma gráfica las
medidas de las
admitancias (parte real e imaginaria) de entrada tanto del circuito amplificador como el del
resonador (ver figuras 4.21 y 4.23). Es importante que en todo el rango de frecuencias se
cumpla la condición de oscilación (3.34), por lo que es necesario seleccionar la opción Tune en
la capacidad variable del diodo varactor, para observar los efectos que su variación provocan en
la respuesta en todo el rango de frecuencias de trabajo del oscilador.
A continuación se muestras los resultados obtenidos a las frecuencias de 7GHz, 8GHz y
9GHz (ver figuras 4.30). Las admitancias representadas por el puerto 2 se corresponden con las
del resonador, y las de puerto 3 con el circuito amplificador.
Puede observarse como a 7GHz, que corresponde a una capacitancia de 0.5 F, la
condición (3.34 b) no se cumple exactamente a la frecuencia deseada, si no que se pierden
aproximadamente 100 MHz de ancho de banda (punto A en la figura 4.30 (a)). Asimismo, las
condiciones de oscilación tampoco se consiguen exactamente a 9 GHz (punto B en la figura
4.30 (c)). Sin embargo estos fueron los resultados más aproximados a lo esperado que lograron
obtenerse. Experimentalmente se podía comprobar que un resultado exacto en la frecuencia
inferior, debido a la fuerte sensibilidad de los circuitos a cambios en valores de sus elementos,
suponía un fuerte descenso de ancho de banda del oscilador a la frecuencia límite superior (9
95
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
GHz) y viceversa. Por ese motivo, se decidió el diseño de una respuesta compensada en ambos
límites.
En la figura 4.30 (c) también puede observarse como a 5 GHz aparece un nuevo pico en
la respuesta de la admitancia en el resonador, para evitar que ocurra una oscilación indeseada, es
necesario variar la respuesta del circuito amplificador a dicha frecuencia, para provocar que las
condiciones de oscilación no se cumplan. En este ejemplo, se ha forzado que a la frecuencia
exacta donde se cumple la condición de la parte real de la admitancia (aproximadamente 5.3
GHz.), la parte imaginaria del amplificador sea menor en módulo que la del resonador y de esa
forma no cumplir la condición para la oscilación.
En la figura 4.30 (b) se han añadido unas flechas que nos muestran la variación que sufre
la respuesta del resonador a medida que se varía la capacitancia del diodo varactor. También
pueden verse los valores
numéricos obtenidos a la frecuencia de 8GHz, y asimismo se
comprueba cómo éstos cumplen las condiciones de oscilación.
(a)
96
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
(b)
(c)
Figura 4.30: Respuestas de simulación en admitancias de entrada de los circuitos activo y resonador en
función del valor del valor de la capacidad variable del diodo varicap. (a) 0.5 pF. (b) 1.06 pF. (c) 7.5 pF.
97
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
4.3.3. Acoplador direccional
La figura que se va a simular en esta ocasión se corresponde con el esquemático de la
figura 4.25. Como en este caso nos interesa calcular la porción de señal que se transmite al
puerto 2 y la que es acoplada al puerto 3, es decir, una relación de potencia, se realizará de
nuevo una medida de los parámetros S del circuito, y que en un principio deberían ser lo más
cercanos posible a los dados por las especificaciones del apartado 4.2.2.4.
La respuesta que presentaba el esquemático del acoplador, tras su optimización se
muestra en la figura 4.31. Aunque los datos no estén explícitamente dados, puede observarse
que son muy aproximados a los que se deseaba conseguir.
Figura 4.31: Respuesta de simulación del acoplador direccional
Como ya se mencionó, para la simulación del acoplador también se recurrió a la
herramienta de análisis EM, que ofrece una idea más acertada de la respuesta de circuitos
pasivos con una geometría dada. La simulación EM se realizará a partir de la estructura de la
figura 4.28. Aunque no pueda observarse a simple vista, las medidas de las líneas que las
componen difieren de las obtenidas en el esquemático de la figura 4.26. Los valores del diseño
final se consiguieron de forma experimental, tras variar algunas líneas se observaba los efectos
que cada uno de ellos generaba y a partir de ahí, se intentaba conseguir una respuesta lo más
aproximada a la posible a la deseada.
98
Capítulo IV:
Diseño del VCO y el acoplador
Figura 4.32: S imulación EM del acoplador direccional
99
Capítulo V:
V.
Resultados
RESULTADOS
5.1.
INTRODUCCIÓN
En este capítulo se pretenden mostrar principalmente los resultados finales obtenidos una
vez creados los distintos circuitos y realizar una comparativa con los obtenidos en la simulación
con el AWR. El capítulo está divido en dos bloques. En un primer bloque se presentará el layout
de los distintos diseños realizados con el programa Eagle, que ya fue presentado en el anterior
capítulo, y en el segundo bloque se mostrarán los circuito ya montados y las respuestas medidas
en los equipos correspondientes.
5.2.
DISEÑO DEL LAYOUT
Una vez diseñados y simulados los esquemáticos de los distintos circuitos a realizar, el
siguiente paso consiste en diseño de los layout.
En primer lugar se debe crear un nuevo proyecto en el entorno de trabajo, donde podrán
añadirse tantos Boards o interfaces para el diseño de layouts como se deseen. La figura 5.1
muestra el panel de control del programa, desde donde se crearán los proyectos.
Figura 5.1: Panel de control de Eagle
100
Capítulo V:
Resultados
El siguiente paso consiste en establecer las características de Grid a la pizarra, es decir, se
seleccionará el tamaño de la cuadrícula que divide la pizarra y la unidad de medida de la misma
(mil), para facilitar el desarrollo del diseño. La ventana que permite esta opción, incluida en el
menú Draw, de la barra de herramientas es la mostrada en la figura 5.2:
Figura 5.2: Ventana de selección del Grid
A continuación se procede al diseño del layout de los circuitos. La implementación del
layout se realizará teniendo en cuenta los valores obtenidos en los esquemáticos y colocando
uno a uno los distintos elementos.
La conexión de los componentes se realizará mediante líneas microstrip situadas en la
capa 0. Una vez seleccionado el icono de línea o wire, todos los parámetros de este comando
deberán establecerse en la barra de herramientas para parámetros (ver figura 5.3).
Figura 5.3: Barra de herramientas para la opción Wire
101
Capítulo V:
Resultados
Para insertar los elementos discretos como los transistores, condensadores y resistencias
se acudirá a los elementos de librería, donde se escogerá el tipo de encapsulado de cada uno de
ellos. Para añadirlos seleccionamos e l icono de librería (ver figura 5.4) y a continuación el
desplegable “pm_krohne”. Para insertar una resistencia se seleccionará el encapsulado
R0603RF, para los condensadores C0603RF. Los encapsulados de los transistores de unión
BFP405 y BFP520f de Infineon también puede encontrarse en dicha librería.
Figura 5.4: Desplegable de librería
Otro aspecto que debe tenerse en cuenta cuando se diseña una placa es que se cumplan
una serie de reglas de diseño. Concretamente estas reglas de diseño son aquellas que tienen que
ver con la separación entre componentes, anchura y separación de las líneas de transmisión y la
distancia mínima entre dos “vías-holes”. Para definir nuestras reglas seleccionamos el icono
DRC, y las redefinimos en el cuadro de diálogo que aparece, puesto que ya existen unos valores
dados por defecto. Para la implementación de los layouts se fijarán las distancias mínimas según
las indicadas en la figura 5.5.
102
Capítulo V:
Resultados
Figura 5.5: Ventana para la definición de reglas de diseño
Para las conexiones a tierra de los elementos se usarán las Via-Holes, que son los orificios
que permiten la conexión entre ambas caras de la placa, de las cuales la inferior representará el
plano de masa del circuito. El diámetro de estos elementos también puede ser definido de forma
que se adecúe al tamaño de los componentes.
En el diseño de layouts es importante tener en cuenta diversos aspectos que pueden
afectar negativamente al comportamiento final del sistema, como por ejemplo:
-
Evitar colocar las líneas demasiado cercanas entre sí para que no existan acoplamientos
indeseados de la señal. En este proyecto se ha intentado mantener una distancia
aproximada de 80 mil, debido a la frecuencia a la que los circuitos trabajan.
-
También se deberá evitar que las líneas conectadas en cualquier puerta del transistor no
se encuentre muy cercana a la adyacente para impedir que el transistor no se comporte
correctamente.
-
Aproximar las longitudes y grosores de las líneas lo máximo posible a las obtenidas
según sus respectivos esquemáticos.
-
Evitar trazar líneas que formen esquinas al doblarlas. Es preferible realizar giros
circulares, puesto que son más fieles a las longitudes de la línea y además las
propiedades de la línea microstrip varía en menor proporción.
-
Colocar las uniones de líneas de distinto grosor o con los componentes discretos y los
cruces centrados.
-
Diseñar un circuito del menor tamaño posible, teniendo en cuenta los puntos anteriores,
y a ser posible que ofrezca un contorno lo más compacto posible para evitar que la falta
de robustez de la placa pueda provocar efectos indeseados.
103
Capítulo V:
Resultados
Con todas estas consideraciones ya se puede comenzar con el diseño del Layout. Hay que
destacar que este programa no ofrece la posibilidad de simulación del circuito, por lo que es
muy importante antes de pasar a la fabricación del mismo asegurarse que no existe ningún tipo
de error como la falta de elementos o de líneas, comprobar que todas las medidas son correctas,
etc.
A continuación se pasará a mostrar los layouts obtenidos de cada uno de los circuitos
simulados.
5.2.1. Layout del amplificador de aislamiento
El layout implementado para el amplificador (ver figura 5.6) se obtiene a partir del
esquemático representado en la figura 4.19.
Figura 5.6: Layout del amplificador de aislamiento
Como puede observarse se ha añadido al layout el circuito de polarización de los
transistores y la toma de alimentación necesaria para aplicar la tensión DC al circuito. Todos los
componentes que formarán parte del circuito de polarización se conectarán entre sí mediante
líneas microstrip de ancho 5 mil. El esquema básico de polarización se representa en la figura
5.7, y debe ser añadido para cada transistor existente en el circuito. También se han colocado
condensadores de desacople de fuentes de valor 10nF, con el fin de evitar que la señal de alta
frecuencia interfiera con el circuito de polarización.
104
Capítulo V:
Resultados
Figura 5.7: Circuito de polarización de los transistores
El cálculo del valor de las resistencias se realizó manualmente, considerando que
la
intensidad que recorre las resistencias R2 y R4 es de ≈ 2mA, y prácticamente nula la que llega a
la base del transistor. De esto se deduce que la caída de voltaje en R4 debe ser aproximadamente
la misma la tensión VBE del transistor ( ≈ 0,8V). Puesto que las resistencia R3 y R5 son ya
conocidas, ya que coinciden con los valores de R 2 y R3 del esquemático de la figura 4.19 (R 1
equivaldría a R5 del segundo transistor), a partir de esos datos podemos comenzar a desarrollar
los cálculos utilizando las ecuaciones de nudos y mallas. En caso de no existir ninguna, como es
el caso de R3 en el primer transistor, se colocará una resistencia de valor muy pequeño, por
ejemplo de 10 Ohm.
5.2.2. Layout del VCO
El layout correspondiente al circuito oscilador se muestra en la figura 5.8. Esta figura
representa el circuito que finalmente dio unos resultados válidos, sin embargo se han diseñado,
fabricado y medido numerosos layouts, que por distintas razones no ofrecían una respuesta que
se ajustase a los requisitos buscados.
De esta implementación hay que destacar los siguientes puntos:
-
Se han añadido al circuito todos los bloques necesarios: el resonador, conectado al
emisor del transistor, el amplificador del oscilador y el de aislamiento.
105
Capítulo V:
-
Resultados
También se añadió el circuito de polarización correspondiente al amplificador del
propio oscilador y el circuito que polariza a los diodos varactores, que consiste en una
resistencia de 33 Ohm y un condensador de desacople.
-
La línea microstrip, cuyos parámetros afectan a la respuesta de la parte real de la
admitancia del amplificador (ver apartado 4.2.2.3), en el diseño del layout ofrece una
longitud variable, sin más que realizar la conexión a tierra en cualquier par de vías
añadidas. Puesto que los resultados reales no serán exactamente los mismos que los
obtenidos en la simulación, este procedimiento ofrecerá la posibilidad de fijar la
longitud que más convenga para un resultado lo más óptimo posible sobre la placa ya
montada.
-
El diseño del resonador utilizado es el que contenía dos diodos varactores. Seguramente
por las características propias del diodo varactor, al realizar las medidas del oscilador en
el analizador de espectros se observaba como la variación del voltaje de control entre
0V y 5V era insuficiente para cubrir el rango de frecuencias que el diseño debía cubrir.
- En esta ocasión se ha reducido el tamaño del amplificador para realizar una placa lo más
compacta posible.
Figura 5.8: Layout del oscilador controlado por tensión
106
Capítulo V:
Resultados
5.2.3. Layout del acoplador
A continuación se muestran las implementaciones tanto de la carga o match como del
acoplador. Es necesario realizar un layout del match antes de añadirlo al del acoplador para
comprobar que su respuesta será la esperada.
Figura 5.9: Layout del Match
Figura 5.13: Layout del acoplador
107
Capítulo V:
Resultados
5.2.4. Montaje de la placa
Una vez realizados los diseños de layout, el siguiente paso consiste en fabricar la placa 4 .
Sobre ella se soldarán en primer lugar
los elementos discretos y finalmente se sueldan
directamente unos cables para las conexiones DC. El cable que conecta la tierra se soldará a la
parte inferior de la placa y el de alimentación a los planos correspondientes. La figura 5.11 (a)
muestra una de las placas del oscilador ya fabricada tal y como llega de laboratorio, y la figura
5.11 (b) muestra una placa ya montada.
(a)
(b)
Figura 5.14: (a) Placa antes del montaje. (b) Placa después del montaje
5.3.
RESULTADOS Y COMPARACIONES CON LA SIMULACIÓN
Finalizado el montaje de las placas se procederá a la medición de los resultados. Las
medidas realizadas sobre el amplificador, el match y el acoplador se llevarán a cabo mediante el
analizador de redes. De estos circuitos se desea calcular sus parámetros S.
Todas las medidas fueron realizadas con los equipos disponibles en el laboratorio del
departamento de “Schaltungs- und Hochfrequenztechnik” de la Universidad de Bochum
(Alemania):
4
-
Analizador de redes HP 8510C ( ver figura 4.1)
-
Analizador de espectros Rohde & Schwarz FSEM (figura 5.12)
La fabricación no formaba parte de este proyec to, puesto que se mandaba realizar en laboratorio.
108
Capítulo V:
Resultados
Figura 5.15: Analizador de espectros Rhode & S chwarz FS EM
-
Fuente de alimentación Hewlett Packard 66312 (figura 5.13):
Figura 5.16: Fuente de alimentación Hewlett Packard 66312A
5.3.1. Resultados del amplificador de aislamiento
Para estas medidas se utilizó el analizador de redes, ya que se desea calcular los
parámetros S del circuito. En primer lugar, se muestra el circuito del amplificador ya montado y
listo para ser medido:
109
Capítulo V:
Resultados
Figura 5.17: Circuito amplificador de aislamiento
Como ya se mencionó en el apartado de 4.2.1, antes de realizar cualquier tipo de medida
sobre el fixture fue necesario realizar una calibración del analizador, siguiendo los mismos
pasos que los expuestos en dicho apartado.
Una vez finalizada la calibración el primer paso consistió en definir el barrido en
frecuencia útil para las medidas a realizar, entre 6 GHz. y 10 GHz. A continuación se procedió a
la polarización del circuito, conectando el plano de masa de la placa a una tensión nula y el de
alimentación a una tensión de 5V de una fuente alimentación.
Los resultados obtenidos de la ganancia en la banda del amplificador (S21 ) y su rechazo
de entrada (S11 ) y de salida (S22 ) se presentan a continuación. Nótese que para poder ver más
claros dichos los valores numéricos obtenidos se ha añadido además la respuesta de la ganancia
simulada con el Microwave Office, sin más que importando y simulando el fichero que el
analizador generó.
110
Capítulo V:
Resultados
(a)
(b)
Figura 5. 18: Ganancia del amplificador. (a) En el analizador de redes. (b) En el AWR
Cabría esperar que los resultados obtenidos de la figura 5.15 se asemejasen a los
presentados por la figura 4.29, sin embargo las diferencias son obvias:
-
La amplificación no responde a una ganancia plana en la banda de frecuencias. De
hecho existe una variación de algo más de 2 dB entre la ganancia máxima y mínima.
111
Capítulo V:
-
Resultados
Existe una disminución de ganancia. La ganancia esperada era de 13 dB, mientras que
el máximo obtenido en el este montaje es de 11,8 dB.
-
El comportamiento fuera de banda, aunque en principio no es relevante, no se
corresponde con el de la simulación del esquemático.
El principal motivo que se baraja como posible causa de esta variación, a parte del
comportamiento no ideal de los componentes pasivos, reside en la polarización del transistor.
El circuito de polarización y los elementos que lo componen pueden provocar un
desplazamiento del punto de polarización del transistor, y por lo tanto también un cambio en la
respuesta.
Para intentar mejorar esto se optó por cambiar algunos de los valores de las
resistencias.
A pesar de que la respuesta distaba mucho de la esperada, este fue el amplificador que se
añadió al circuito del oscilador.
Las gráficas de rechazo no requieren explicación, puesto que es fácilmente observable
que cumplen con los requisitos de diseño (en las figuras 5.16 y 5.17 se realiza la medida con
10dB/división).
Figura 5.16: Rechazo de entrada (S 11)
112
Capítulo V:
Resultados
Figura 5.17: Rechazo a la salida (S 22)
5.3.2. Respuesta del acoplador
Las medidas del acoplador también se realizaron mediante el analizador de redes. El
objetivo es medir el paso de potencia de la señal de entrada a los puertos through y coupled
respectivamente.
El montaje final sobre el que se realizarán las medidas se muestra en la figura 5.18.
(a)
(b)
Figura 5.18: (a) Match. (b) Acoplador
113
Capítulo V:
Resultados
Una vez calibrado el analizador y seleccionado el rango de frecuencias de barrido, se
tomarán medidas de los dos bloques que se diseñaron. En primer lugar del match (ver figura
5.18 (a)), y en segundo del propio acoplador.
Figura 5.19: Medida de la respuesta del Match
La respuesta ideal correspondería a un valor S22 < -20 dB, que como puede observarse no
se cumple. Sin embargo, y como podrá verse a continuación, la respuesta del acoplador cuando
contiene este diseño del match es muy aproximado al esperado, por lo tanto, y como la
respuesta que interesa para este proyecto es la que ofrece el acoplador, se mantendrá este diseño
del match.
Antes de comenzar con el acoplador, para poder hacer unas medidas correctas, es
necesario adaptar el puerto sobre el que no se están realizando medidas. Para ello necesitamos
añadir un nuevo conector que presente una carga con admitancia de 50 Ohm para adaptar dicho
puerto. La figura 5.20 presenta el aspecto cuando se calcula la potencia de transmisión (S 21 ) de
acoplador.
114
Capítulo V:
Resultados
Figura 5.20: Conexión para la medida de S 21 del acoplador
A continuación se muestran los resultados obtenidos:
-
Transmisión: se mide la potencia transmitida entre los puertos 1 y 2. La medida S 33 se
corresponde con S11 y S66 con S22 .
Figura 5.19: Medidas cuando se adapta el puerto 3. Transmisión
115
Capítulo V:
-
Resultados
Acoplamiento: se mide la potencia acoplada entre los puertos 1 y 3. La medida S33 se
corresponde con S11 y S66 con S33 y por último S21 con S31 .
Figura 5.20: Medidas cuando se adapta el puerto 2. Acoplamiento
Esta correspondencia de los parámetros S es debida a que la simulación de los datos
obtenidos por el analizador de redes se llevo a cabo en AWR siguiendo los siguientes esquemas:
Figura 5.21: Correspondencia de puertos del analizador en el AWR
116
Capítulo V:
Resultados
Si comparamos los estos resultados con los esperados (ver figura 4.31) se observa como
las señales transmitida y acoplada cumplen perfectamente las características especificadas en el
diseño. Las señales de rechazo sin embargo son mayores de lo que deberían, pero están dentro
de un margen aceptable, por lo que se considerará el diseño del acoplador ha conseguido
cumplir sus especificaciones con un resultados muy bueno.
5.3.3. Resultado del VCO
A diferencia de en los apartados anteriores, en esta ocasión el equipo utilizado para la
medición de oscilador controlado por tensión diseñado será el analizador de espectros FSEM de
Rohde & Schwarz.
Como primer paso se definirán los parámetros del analizador de redes como el rango de
frecuencias que de inicio y fin y el Span, que varía la anchura del espectro en frecuenc ia a
visualizar (span/div.). El siguiente paso consiste en polarizar el circuito. En esta ocasión son
necesarias tres fuentes de alimentación: una para el amplificador de aislamiento, otra para el
amplificador del oscilador y la última será el voltaje de control de los diodos varactores. Los
valores iniciales serán los siguientes:
-
Alimentación del amplificador de aislamiento: 5V
-
Alimentación del amplificador del oscilador: 5V
-
Alimentación de control: 0-5V
Al alimentar el circuito, la respuesta ideal vendría dada por la aparición de un pico de
potencia a 7 GHz, eso indicaría que el circuito oscila a dicha frecuencia, y a medida que la
alimentación de control aumenta hasta llegar a los 5V el pico se desplaza de forma continua, y
con ganancia constante, hasta la frecuencia de 9 GHz.
Experimentalmente se comprobó que la realidad difiere mucho de lo esperado, y son
necesarios muchos cambios (valores de los elementos, parámetros de las líneas, punto de
polarización de los transistores, etc.) hasta obtener un resultado lo más satisfactorio posible.
117
Capítulo V:
Resultados
Los inconvenientes que más se daban cuando se medía la respuesta del circuito eran:
-
Aparición de armónicos, lo que significaba que existía oscilación en frecuencias no
deseadas.
-
Saltos en la frecuencia de oscilación a medida que se variaba la tensión de control.
-
Variaciones en la ganancia, que en principio debe mantenerse constante.
-
Dificultades para fijar el ancho de banda del oscilador a los valores requeridos
Para solventar o, por lo menos, intentar mejorar estos efectos se recurrió a distintos
procedimientos.
-
Asegurarse que todos los elementos estaban correctamente conectados.
-
Comprobar que la polarización de los transistores era la correcta. Mediante el uso de un
voltímetro se medían las caídas V be y Vce, que como se sabe deben ser
aproximadamente 0,8V y 2,5V respectivamente. En caso de no ser las correctas, se
reemplazaban las resistencias que formaban parte del circuito de polarización por otras
con unos valores más adecuados.
-
Variar las tensiones de polarización.
-
Variar las longitudes de las longitudes o grosores de las líneas microstrip o de los stubs
y observar el efecto que producía. Para ello se aplicaba una capa de plata que en caso de
no resultar efectiva podía eliminarse fácilmente.
Tras muchas pruebas y medidas sobre numerosos diseños elaborados (osciladores con
distintos estructuras resonadoras o distintos amplificadores), del circuito que finalmente ofrecía
las mejores características se obtenía la respuesta mostrada en la figura 5.24. La línea amarilla
describe el contorno que el pico va formando a medida que se realiza el barrido de la
alimentación de control. Como puede observarse en la esquina superior derecha de la figura, se
han medido los valores de frecuencia de comienzo y fin de la oscilación. Dichos valores son:
-
Frecuencia inicial: 6,7 GHz
-
Frecuencia final: 8,75 GHz
-
Ancho de banda: 2GHz
A pesar que la ganancia obtenida, que varía entre los 3dBm y aproximadamente los
7dBm, no ha sido lo más satisfactoria posible (lo ideal eran unos 10dBm), se considera que los
resultados finales han sido muy favorables y aproximados y los requerimientos de l diseño.
Como también muestra la figura 5.24 en el último tramo del rango de frecuencias de aplicación
118
Capítulo V:
Resultados
aparece un descenso abrupto de la ganancia, que puede ser debida a un inesperado
comportamiento del varactor.
Figura 5.22: Respuesta de VCO medida en el analizador de espectros
RUIDO DE FASE
Aunque no se dieron requerimientos específicos respecto al ruido de fase del oscilador, es
siempre importante que sea lo menor posible. Éste mide la pureza espectral de los tonos. La
unidad de medida en el analizador de espectros es dBc/Hz.
El resultado de la medida de ruido de fase de nuestro oscilador se muestra en la figura
5.25.
119
Capítulo V:
Resultados
Figura 5.23: Medida del ruido de fase
En la figura se han recalcado valores como RBW (Resolution Bandwidth Filter = Ancho
de Banda de Resolución), que debe escogerse lo más estrecho posible para poder ver el espectro
con más resolución. El valor f m , se corresponde con la frecuencia de offset respecto señal de
salida (ver apartado 3.1.2). Los valores típicos de esta frecuencia suele ser de 10kHz, sin
embargo, al reducir la frecuencia a ese valor, se dificultaba mucho la visualización.
Para disminuir el ruido introducido en el circuito e intentar obtener unos mejores
resultados en este aspecto, se añadieron condensadores entre las tomas de alimentación y tierra
y asimismo entre las bornas de las fuentes de alimentación ya que actúan como filtros LP.
Aunque se observó una mejoría en la medida del ruido de fase (un contorno más claro en la
gráfica del ruido), los resultados seguían sin ser los deseados.
Para finalizar con este capítulo se añaden las figuras que representan los voltajes fijados
para la polarización de los transistores y el montaje final del circuito oscilador.
120
Capítulo V:
Resultados
Figura 5.24: Valores de polarización de los transistores
Figura 5.25: Montaje final del VCO
121
Capítulo V:
Resultados
5.4.
DISCUSIÓN DE LOS RESULTADOS OBTENIDOS
A pesar de no diseñarse todos los bloques de los que constaba el proyecto en un
principio, se han obtenido unos resultados satisfactorios de los subsistemas realizados:
El acoplador cumple con muy buena aproximación los requisitos de diseño que se
pedían y no fue necesaria la implementación de un nuevo circuito, por lo que se
considerarán unos resultados obtenidos muy satisfactorios.
Respecto a los resultados logrados del oscilador, en líneas generales han sido buenos, ya
que el objetivo inicial de obtener un ancho de banda de 2 GHz se ha conseguido,
aunque ligeramente desplazado en el rango de frecuencias. Uno de los aspectos que
afectaron con mayor fuerza al ancho de banda que cubría el oscilador vino dado por las
propiedades de las líneas que componían el circuito resonador, puesto que cualquier
mínima variación de sus valores repercutía de forma obvia a su respuesta en admitancia
influyendo con ello al rango de frecuencias en las que se lograba la oscilación. Si
además se tiene en cuenta que el comportamiento de cualquier componente utilizado en
el software de diseño difiere ligeramente del que en la realidad tiene, este
desplazamiento en el ancho de banda del circuito resulta un hecho bastante probable.
Para ajustar esta especificación a un valor más adecuado resultaba complicado variar los
elementos que componían el resonador debido a su tamaño y sensibilidad, por lo tanto
fue necesario trabajar con el punto de polarización de los transistores y con los valores
del resto de los elementos discretos.
La ganancia del VCO tenía una magnitud algo por debajo de la esperada y ha sido
complicado lograr que se mantuviera constante en el rango de frecuencias, un posible
motivo de esta consecuencia viene dado por las características del amplificador de
aislamiento, cuya ganancia era menor y menos plana a la esperada como ya se observó
en el apartado 5.3.1.
Por último hay que añadir que la presencia del ruido. Como ya es conocido los
propios componentes del circuito y las fuentes de alimentación son generadores de
ruido, sin embargo otra posible causa del empeoramiento del ruido de fase puede darse
si no se hizo una elección acertada del factor , presente en la relación de diseño
, como ya se comentó en el apartado 3.2.2.
122
Capítulo Vi:
VI.
Conclusiones y líneas futuras de investigación
CONCLUSIONES Y LÍNEAS FUTURAS DE INVESTIGACIÓN
6.1.
RESUMEN
El desarrollo de este proyecto se ha realizado en tres etapas:
El diseño: esta etapa consistía en realizar todos los esquemáticos y layouts de los
circuitos que el proyecto requería. Para dicho fin fue necesario familiarizarse con
los softwares de diseño que se iban a emplear. Asimismo esta etapa requería un
estudio de los fundamentos de la teoría de osciladores y acopladores,
concretamente para circuitos implementados con tecnología microstrip. Otro
propósito de esta etapa fue la familiarización con el analizador de redes para
realizar las calibraciones necesarias.
Montaje: una vez fabricadas las placas se fueron montando sobre ella todos los
elementos que la componían.
Evaluación: esta tercera etapa consistió en la realización de todas las medidas de
las distintas placas fabricadas. Para ello se utilizaron distintos equipos del
laboratorio como el analizador de redes y analizador de espectros. Asimismo esta
etapa incluye
la obtención del circuito final, ya que antes de lograrse dicho
montaje con los valores adecuados fueron necesarias muchas medidas y cambios
respecto a los de partida.
6.2.
CONCLUSIONES
El objetivo principal, que era el de diseñar un VCO y un acoplador que trabajasen
correctamente en el rango de frecuencias especificado se ha logrado de forma bastante
satisfactoria. En el caso del montaje de un oscilador controlado por tensión, la mayor dificultad
que se presenta, una vez diseñada su estructura, reside en logar el equilibrio necesario para su
correcto funcionamiento, y este proceso suele requerir tiempo y experiencia en el diseño de
estos circuitos.
123
Capítulo Vi:
Conclusiones y líneas futuras de investigación
Una vez hecha esta aclaración, de la realización de este proyecto hay varias conclusiones
que deben ser mencionadas:
Se ha aprendido a utilizar una herramienta muy potente en el diseño y análisis de
circuitos en alta frecuencia como es el Microwave Office y otra para el diseño de
layouts (Eagle).
Se ha comprobado experimentalmente que un buen calibrado de los componentes
es indispensable para obtener unos resultados acertados o próximos a la realidad.
A pesar de conocer a priori que el comportamiento durante las simulaciones
difiere del que en realidad tienen sobre el circuito una vez montado, unos datos
erróneos de los parámetros S de los elementos discretos y de las líneas sobre el
substrato utilizado puede provocar efectos irreparables sobre el circuito obligando
a realizar un nuevo diseño del mismo.
Se ha profundizado en los conocimientos teóricos de los c ircuitos implementados
en tecnología microstrip y principalmente en teoría de osciladores.
Familiarización y manejo de los instrumentos de medida en frecuencias
microondas más utilizados en la práctica para estos fines.
El montaje de los componentes sobre placa se ha realizado manualmente, por lo
que ha sido necesario aprender a trabajar con elementos de tamaño muy reducido
que requieren de gran precisión cuando se sueldan a la placa, ya que cualquier
imperfección en la soldadura puede influir negativamente en los resultados.
6.3.
ASPECTOS DE MEJORA
A continuación se expondrán algunos de los aspectos que hubiesen podido resultar útiles
para la creación de un circuito con mejores resultados. La mayoría de ellos se ofrecen como una
posibilidad, ya que debido a las exigencias de la propia empresa con la que se desarrollo este
proyecto, el uso de los componentes estaba limitado a aquéllos de los que disponía o con los que
trabajaba normalmente.
Se podrían haber implementado otro tipo de estructura para el diseño del oscilador,
como el uso de un oscilador de Colpitts, una estructura balanceada, etc.
El uso de máquinas que facilitasen la soldadura y posicionamiento de los elementos
sobre la placa, podría haber evitado los efectos adversos que se hayan podido producir
si el montaje no ha sido lo limpio que debiese.
124
Capítulo Vi:
Conclusiones y líneas futuras de investigación
El estudio y posible uso de otro tipo de transistores que pudiesen ofrecer un mejor
comportamiento en el rango de frecuencias de aplicación del diseño. Para este proyecto
se han usado transistores npn de Si-Ge, sin embargo sería interesante comprobar cómo
afectaría el uso de transistores HEMT o de efecto de campo, muy utilizados en
aplicaciones en alta frecuencia, en esta implementación.
Se podría haber optado por la utilización de otro diodo varactor o incluso el diseño y
fabricación de uno que cumpliese las especificaciones dadas. Asimismo existe gran
variedad de estructuras posibles para el diseño del resonador, como por ejemplo, el uso
de múltiples diodos varicap en anti-paralelo + paralelo o el uso de resonadores
conmutados, etc. y observar y valorar si su comportamiento mejora el logrado por el
circuito inicial.
125
Apéndice 1
Datasheet del susbtrato RO4003C
Apéndices
126
Apéndice 1
Datasheet del susbtrato RO4003C
APÉNDICE 1: Datasheet del substrato RO4003C
127
Apéndice 1
Datasheet del susbtrato RO4003C
128
Apéndice 1
Datasheet del susbtrato RO4003C
129
Apéndice 1
Datasheet del susbtrato RO4003C
130
Apéndice 2
Datasheet BFP520f
APÉNDICE 2: Datasheet BFP520f
131
Apéndice 2
Datasheet BFP520f
132
Apéndice 2
Datasheet BFP520f
133
Apéndice 2
Datasheet BFP520f
134
Apéndice 3
Datasheet BFP420
APÉNDICE 3: Datasheet BFP420
135
Apéndice 3
Datasheet BFP420
136
Apéndice 3
Datasheet BFP420
137
Apéndice 3
Datasheet BFP420
138
Apéndice 3
Datasheet BFP420
139
Apéndice 3
Datasheet BFP420
140
Apéndice 3
Datasheet BFP420
141
Apéndice 4
Datasheet del diodo varactor MA4ST2200
APÉNDICE 4: Datasheet del diodo varactor MA4ST2200
142
Apéndice 4
Datasheet del diodo varactor MA4ST2200
143
Apéndice 4
Datasheet del diodo varactor MA4ST2200
144
Apéndice 4
Datasheet del diodo varactor MA4ST2200
145
Apéndice 4
Datasheet del diodo varactor MA4ST2200
146
Apéndice 4
Datasheet del diodo varactor MA4ST2200
147
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