cenidet Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico Departamento de Ingeniería Electrónica TESIS DE MAESTRÍA EN CIENCIAS Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Presentada por María del Carmen Juárez Martínez Ingeniero Electrónico por el I. T. de Ciudad Madero Como requisito para la obtención del grado de: Maestría en Ciencias en Ingeniería Electrónica Director de tesis: Dr. Mario Ponce Silva Cuernavaca, Morelos, México 25 de febrero de 2011 cenidet Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico Departamento de Ingeniería Electrónica TESIS DE MAESTRÍA EN CIENCIAS Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Presentada por María del Carmen Juárez Martínez Ingeniero Electrónico por el I. T. de Ciudad Madero Como requisito para la obtención del grado de: Maestría en Ciencias en Ingeniería Electrónica Director de tesis: Dr. Mario Ponce Silva Jurado: Dr. Jaime Eugenio Arau Roffiel - Presidente Dr. Carlos Aguilar Castillo - Secretario Dr. Mario Ponce Silva - Vocal Dr. Abraham Claudio Sánchez – Vocal Suplente Cuernavaca, Morelos, México 25 de febrero de 2011 Dedicatoria A Dios, mis padres Juan y Elvia, a mis Hermanos: Hugo, Brenda y Daniela, mi Abuelita Carmen y a Saúl por acompañarme en los momentos más alegres y difíciles de mi vida Agradecimientos A Dios por haberme guiado en el sendero de mi vida y por ser la fuerza que me impulsa a salir adelante. A mis padres que siempre trataron con esfuerzos incansables de dar lo mejor de sí mismos amándome y apoyándome en todo momento. Tratándome de enseñar que mi mundo no sólo se reduce a una pequeña parte, sino que se abre a las posibilidades, oportunidades y sueños. A mis hermanos: Hugo, Brenda y Daniela por ser no solo mis hermanos sino mis amigos y cómplices en algunas ocasiones, sino también porque siempre me han apoyado cuando los he necesitado. A mi abuelita por ser el ejemplo de fuerza, amor y experiencia en la vida. A Saúl por el apoyo incondicional, el amor y la comprensión que has estado continuamente dándome en todo este momento, no solo como mi novio sino como el amigo, compañero y cómplice, por lo que siempre estaré eternamente agradecida. Al Dr. Ponce por la amistad, enorme tolerancia, apoyo y consejos que me orientaron en mi crecimiento como profesionista. A mis revisores: el Dr. Aguilar por el apoyo y enseñarme que ante todo uno debe tener el valor de la humildad y al Dr. Arau por el apoyo que finalmente los dos fueron pieza clave con sus consejos para mejorar mi formación y trabajo. Al Dr. Guerrero por ser ejemplo de trabajo arduo, constancia y por infundir la “pasión por la educación”. Al Dr. Aguayo por su amistad, consejos, apoyo y por siempre fomentar como ser un “Soldado Cenidet”. Al Dr. Abraham por haber contribuido como una de las personas gratas con su amistad y consejos, que hicieron mi estancia en la maestría fuera placentera. A los profesores que me impartieron clases, los doctores: Ponce, Aguayo, Aguilar, Abraham, Calleja, Vela, Carlos Daniel y a los maestros en ciencias Loyde y José Martin Gómez, que proporcionaron las herramientas de mi crecimiento profesional. A mis amigos Leo, Rolando y José Antonio porque me incentivaron y apoyaron para ingresar a la maestría. A Irán Loeza por ser un gran amigo, dándome su apoyo, ejemplo de fuerza ante la adversidad y por aportar esa chispa de alegría que no solo me hizo más divertida mi estancia en la maestría, sino también a los que lo rodean. Al famosísimo “R” por ser más que una letra... siendo un invaluable amigo, proporcionándome su amistad, sinceridad, gentileza y apoyo. A Vicente Amador por su gran amistad, apoyo y a quien siempre admiré su respeto hacia las demás personas, con quien siempre pude contar y de quien siempre podré esperar: “Unas palabras…, unas palabras…” A Rodolfo Vargas un amigo con una gran personalidad, en quien confío y que me ha brindado su apoyo incondicional, en el que siempre pude contar hasta los últimos momentos de esta etapa. A Gabriel Beltrán por brindarme su amistad y ser ejemplo de esfuerzo y dedicación cuando existen las ganas de superarse. A Miguel Beltrán por que pude compartir una bonita amistad y de quien estoy agradecida por su apoyo en esta última faceta de la maestría. A Elena Campos por su amistad, consejos que me sirvieron en mi vida personal y profesional, así como también ser ejemplo de persistencia y amistad A mis amigos Edwing, Alex Estrada, Juan Francisco Aguilera por su amistad, ejemplo y consejos. A mis compañeros de control: Felipe, Julio, Abraham, Diego, Chuma, Vidal por su amistad y compañerismo. A mis compañeros de otras generaciones: Olga, Juan Manuel, Susana, Eligio, Aquí, Julio, Miriam, Alberto, Román, Armando, Josefa, Fabiola y Wendy por su amistad. A Mario Juárez por su amistad y los consejos que me dio en el desarrollo del proyecto. Al Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico (CENIDET) y al Departamento de Ingeniería Electrónica (DIE) por darme la oportunidad de realizar mi posgrado y haberme acogido como parte de una gran familia. Al Consejo Nacional de Ciencia y Tecnología (CONACYT) y a Dirección General de Educación Superior Tecnológica (DGEST) por el apoyo económico otorgado en la realización del proyecto. Resumen En la actualidad, los sistemas de iluminación fluorescentes son de gran popularidad debido a su gran eficacia lumínica, vida útil y bajo costo. La mayoría de las lámparas fluorescentes que se encuentran disponibles comercialmente son alimentadas con formas de onda sinusoidal. En la literatura se ha encontrado que otra forma de alimentarlas es por medio de formas de onda cuadrada, entre las principales ventajas se encuentra una mayor eficacia lumínica de la lámpara, una mayor vida útil, mayor estabilidad en el arco de descarga. Los balastros que alimentan con formas de onda cuadrada tienen la desventaja de estar conformados por varias etapas, comparados con los de alimentación con formas de onda sinusoidal. Este trabajo está enfocado a la construcción de un balastro que alimente lámparas fluorescentes con formas de onda cuadrada mediante una topología que integra dos etapas: estabilizador y corrector de factor de potencia. La integración de ambas etapas consiste en la utilización de un convertidor CD-CD en modo de conducción discontinuo que corrige el factor de potencia y al mismo tiempo estabiliza de forma natural a la lámpara. Esta estrategia contribuye a reducir el costo y tamaño en este tipo de balastros. El análisis, metodología de diseño y pruebas experimentales de la topología seleccionada proporcionan resultados satisfactorios en los parámetros de factor de potencia, distorsión armónica total, factor de cresta y eficiencia. Abstract Nowadays, fluorescent lighting systems are popular due to its high luminous efficiency, lifetime and low cost. The majority of the fluorescent lamps, that are available commercially, are fed with sinusoidal waveforms. In the literature has been found another way to feed it through square waveforms, the main advantages are: higher light efficacy of the lamp, a longer life and greater stability in the arc discharge. Ballasts that feed square waveforms have the disadvantage of being made up of several stages, compared those feeding it with sinusoidal waveforms. This work is focused on the construction of fluorescent lamp ballast fed with square waveforms with a topology that integrates two stages: stabilization and power factor correction. Integration of both stages consists in the use of a DC-DC converter in discontinuous conduction mode correcting the power factor and, at the same time, naturally stabilizes the lamp. This strategy helps reduce the cost and size in this type of ballast. The analysis, design methodology and pilot testing of the selected topology provide satisfactory results in the parameters of power factor, total harmonic distortion, crest factor and efficiency. Contenido Índice de Figuras ..................................................................................................................................... v Índice de Tablas ..................................................................................................................................... ix Nomenclatura ........................................................................................................................................ xi Acrónimos............................................................................................................................................. xv Capítulo 1. Introducción ......................................................................................................................... 1 1.1. Antecedentes.......................................................................................................................... 3 1.2. Lámpara eléctrica ................................................................................................................... 3 1.3. Sistemas convencionales de alimentación para lámparas fluorescentes .............................. 4 1.4. Alimentación de lámparas fluorescentes con formas de onda de corriente cuadrada ......... 5 1.5. Balastros que alimentan con formas de onda de corriente cuadrada ................................... 6 1.6. Planteamiento del problema .................................................................................................. 7 1.7. Estado del arte de los balastros que operan con formas de onda cuadradas ....................... 8 1.8. Propuesta de solución .......................................................................................................... 10 1.9. Objetivos .............................................................................................................................. 11 1.9.1. Objetivo general ............................................................................................................... 11 1.9.2. Objetivos particulares....................................................................................................... 11 1.10. Justificación ...................................................................................................................... 12 Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente ........................................................................................................................................... 13 2.1. Acerca de la Topología seleccionada .................................................................................... 15 2.2. Análisis del modelo promediado a 60Hz .............................................................................. 15 2.2.1. Relación de impedancias del convertidor e inversor-lámpara ......................................... 16 2.2.2. Potencias .......................................................................................................................... 19 2.2.3. Distorsión armónica total ................................................................................................. 22 2.2.4. Factor de potencia ............................................................................................................ 24 2.2.5. Factor de cresta ................................................................................................................ 26 2.2.6. Diseño del modelo promediado a 60 Hz. ......................................................................... 29 2.2.7. Simulación del modelo promediado a 60 Hz. ................................................................... 30 i Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro ................................................ 35 3.1. Etapas físicas de la topología seleccionada mediante la interpretación del modelo promediado...................................................................................................................................... 37 3.2. Funcionamiento de la topología seleccionada. ................................................................... 39 3.3. Análisis de los elementos de las etapas del convertidor e inversor de la topología seleccionada..................................................................................................................................... 41 3.3.1. Ciclo de trabajo del convertidor....................................................................................... 42 3.3.2. Inductancia del primario LP del transformador del convertidor flyback.......................... 43 3.3.3. Relación de vueltas del convertidor................................................................................. 45 3.3.4. Inductancia del secundario Ls del transformador del convertidor flyback ..................... 45 3.3.5. Capacitor Co de salida del convertidor flyback ................................................................ 46 3.3.6. Capacitores del inversor .................................................................................................. 46 3.4. Etapa del Ignitor ................................................................................................................... 48 3.4.1. Selección de la etapa del ignitor ...................................................................................... 48 3.4.2. Análisis de la etapa del ignitor ......................................................................................... 50 3.5. Metodología del cálculo de los elementos de la topología empleada. ............................... 52 3.6. Simulación del balastro con carga resistiva ......................................................................... 54 3.7. Simulación del balastro con ignitor integrado ..................................................................... 57 Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro ...................................................... 63 4.1. 4.1.1. Circuitos integrados de control ........................................................................................ 65 4.1.2. Interruptores .................................................................................................................... 66 4.1.3. Selección de los materiales para los transformadores del prototipo .............................. 66 4.1.4. Filtro EMI .......................................................................................................................... 67 4.2. Implementación del prototipo del balastro ......................................................................... 67 4.2.1. Circuitos de Control ......................................................................................................... 67 4.2.2. Circuito de Potencia ......................................................................................................... 70 4.3. Pruebas del prototipo .......................................................................................................... 72 4.3.1. Protocolo de pruebas ....................................................................................................... 72 4.3.2. Resultado de las pruebas experimentales del balastro con carga resistiva .................... 73 4.4. 4.4.1. ii Selección de los componentes ............................................................................................. 65 Análisis comparativo de las pruebas experimentales con el análisis teórico. .................... 76 Resultado de las pruebas experimentales del balastro con la lámpara fluorescente ..... 77 Capítulo 5. Conclusiones ...................................................................................................................... 79 5.1. 5.1.1. 5.2. Conclusiones ......................................................................................................................... 81 Problemática que se presentó durante el desarrollo del proyecto ................................. 81 Trabajos futuros ................................................................................................................... 84 Referencias ........................................................................................................................................... 85 Anexo A. Diseño del Transformador del Convertidor ..................................................................... 87 Anexo B. Diseño del Transformador del Ignitor .............................................................................. 91 Anexo C. Circuito de cambio de frecuencia ..................................................................................... 95 iii iv Índice de Figuras Figura 1.1 Etapas de un balastro electrónico para lámparas alimentadas con formas de onda cuadrada de corriente ............................................................................................... 6 Figura 1.2 Circuito de balastro utilizado en [5] ........................................................................ 8 Figura 1. 3 Topología utilizada en [12] ..................................................................................... 9 Figura 1.4 Topología de un convertidor Buck-Boost, propuesta en [13] .............................. 9 Figura 1. 5 Circuito de balastro utilizador en [5]. .................................................................. 10 Figura 2.1 Modelo promediado a 60 Hz del balastro en [5] 16 Figura 2. 2 Grafica de la relación de impedancias (q) en función de la variable m ............... 19 Figura 2.3 Grafica de la relación de potencias (Q) en función de la variable m .................... 20 Figura 2. 4 a) Flujo de potencia en el modelo promediado del balastro. b) Flujo de potencia de la fuente a la carga en un sistema convencional ................................................ 21 Figura 2.5 Grafica de la distorsión armónica total en función de la variable m .................... 23 Figura 2.6 Grafica comparativa de armónicos de la norma IEC 1000 3-2 y el modelo promediado a 60Hz.................................................................................................. 24 Figura 2.7 Grafica del factor de potencia en función de la variable m .................................. 26 Figura 2. 8 Formas de onda de voltaje de la etapa del inversor. a) Voltaje aplicado al inversor. b) Voltaje aplicado a la carga.................................................................... 27 Figura 2.9 Grafica del factor de cresta en función de la variable m ...................................... 29 Figura 2.10 Circuito empleado en la simulación del modelo promediado a 60Hz. ............... 30 Figura 2.11 Corrientes del modelo promediado. a) Corriente proporcionada por la fuente sinusoidal. b) corriente de la resistencia del inversor. c) corriente de la resistencia del convertidor ........................................................................................................ 31 Figura 2.12 Energía que demanda el convertidor a la fuente de alimentación .................... 32 Figura 2.13 Factor de Potencia obtenido en simulación del modelo a 60Hz ........................ 32 Figura 2.14 Factor de Cresta del Modelo a 60Hz simulado ................................................... 33 Figura 2.15 Potencias del modelo promediado ..................................................................... 34 Figura 3.1 Modelo promediado sustituido en la resistencia del convertidor ....................... 37 Figura 3.2 Modelo promediado sustituido en la resistencia inversor-lámpara ..................... 38 Figura 3. 3. Circuito de la topología seleccionada .................................................................. 38 Figura 3. 4 Topología del balastro cuando MC y M1INV conducen .......................................... 39 Figura 3. 5 Topología del balastro cuando MC está apagado y M1INV encendido. ................. 39 Figura 3. 6 Topología del balastro cuando M2INV está encendido.......................................... 40 v Figura 3. 7 Topología del balastro cuando se presenta la discontinuidad en el convertidor Flyback .................................................................................................................................... 40 Figura 3. 8 Circuito de la topología seleccionada con sus polaridades .................................. 41 Figura 3. 9 Formas de onda del convertidor flyback .............................................................. 41 Figura 3. 10 Circuito ignitor externo.[Imagen tomada de[5]] .............................................. 48 Figura 3.11 Topología del ignitor resonante serie (imagen tomada de [6]) ........................... 49 Figura 3. 12 Topología seleccionada para la etapa del ignitor ............................................... 50 Figura 3. 13 Lámpara NEC® FCL 32 EX N – HG ........................................................................ 52 Figura 3. 14 Esquemático del Balastro diseñado con carga resistiva ..................................... 54 Figura 3. 15 Voltaje y corriente de la fuente de alimentación sinusoidal .............................. 55 Figura 3. 16 Formas de onda de voltaje y corriente. a) Corriente en la resistencia de carga. b) Voltaje en la resistencia de carga ........................................................................................... 55 Figura 3. 17 Factor de Potencia obtenido del balastro........................................................... 56 Figura 3. 18 Potencia suministrada a la resistencia de carga ................................................. 56 Figura 3. 19 Eficiencia del balastro sin ignitor ........................................................................ 56 Figura 3. 20 Pérdidas presentada en el mosfet del convertidor ............................................ 57 Figura 3. 21 Pérdidas presentadas en el mosfet del inversor ................................................ 57 Figura 3. 22 Circuito esquemático del balastro electrónico con ignitor integrado ................ 58 Figura 3. 23 Voltaje y corriente de la fuente de alimentación ............................................... 58 Figura 3. 24 Voltaje y corriente en la carga en estado estable ............................................... 59 Figura 3. 25 Factor de potencia en balastro con ignitor ......................................................... 59 Figura 3. 26 Eficiencia del Balastro con el ignitor ................................................................... 60 Figura 3. 27 Pérdidas en el interruptor del convertidor ......................................................... 60 Figura 3. 28 Pérdidas en el interruptor del inversor ............................................................... 60 Figura 3. 29. Voltaje proporcionado por el ignitor cuando la lámpara está en la etapa del pre-encendido. ........................................................................................................................ 62 Figura 4. 1 Dispositivo de control TL494 ................................................................................ 65 Figura 4. 2 CI IR2153 ............................................................................................................... 65 Figura 4. 3 Configuración del IRF840 ...................................................................................... 66 Figura 4. 4 Configuración del diodo MUR860 ......................................................................... 66 Figura 4. 5 Núcleo y accesorio RM12 ...................................................................................... 67 Figura 4. 8 Esquemático del circuito de la etapa de control del dispositivo de conmutación del convertidor Flyback ........................................................................................................... 68 Figura 4.9 Esquemático del circuito del control de la etapa del inversor de medio puente.. 69 Figura 4. 10. Esquemático del circuito de potencia del balastro............................................ 70 Figura 4.11 Circuito del Balastro implementado .................................................................... 72 Figura 4.12 Señal de Corriente (superior) y Voltaje de la fuente de alimentación (inferior). 73 vi Figura 4. 13 Señales de VGS (superior), IDS (media) y VDS (inferior) del Mosfet del convertidor.............................................................................................................................. 74 Figura 4. 14 Voltaje Vc de salida del convertidor ................................................................... 74 Figura 4. 15 Voltaje (superior) y corriente (media en 2) en M1INV. Voltaje (media en 3) y corriente (inferior 4) de M2INV. ............................................................................................... 74 Figura 4. 16 Voltajes (superiores en 1 y 3) y corrientes de los mosfets M1 INV y M2INV (inferiores en 2 y 4). ............................................................................................................... 74 Figura 4. 17 Voltaje (superior) y corriente (inferior) en la carga ............................................ 75 Figura 4. 18 Voltaje VDS (superior), Voltaje en la carga (media) y corriente en la carga (inferior) .................................................................................................................................. 75 Figura 4. 19 Voltaje en la carga (rosa en 3), corriente en la carga (verde en 4). .................... 75 Figura 4. 20 Señales de voltaje del Control del inversor (superior) y de la salida del balastro (inferior) .................................................................................................................................. 76 Figura 4. 21 Señales de voltaje del control de inversor (superior) y la salida del balastro (inferior) .................................................................................................................................. 76 Figura 4. 22 Voltaje (superior) y corriente (inferior) en la lámpara ....................................... 77 vii viii Índice de Tablas Tabla 1.1 Valores de los parámetros de factor de cresta y factor de potencia para la alimentación con formas de onda cuadrada ............................................................. 6 Tabla 2.1 Límites de armónicos según la Norma IEC 61000-3-2 de acuerdo a la clasificación de equipo clase C. .................................................................................................................. 24 Tabla 2.2 Especificaciones de diseño ...................................................................................... 29 Tabla 2.3 Secuencia de diseño del modelo promediado a 60 Hz ........................................... 30 Tabla 2.4 Parámetros de los elementos del modelo promediado a 60Hz. ............................ 31 Tabla 2.5 Comparativa de valores calculados y obtenidos de la simulación .......................... 33 Tabla 2.6 Potencias del modelo promediado a 60Hz. ............................................................ 34 Tabla 3. 1 Ventajas y desventajas de los circuitos ignitores. ... 50 Tabla 3. 2 Especificaciones de diseño del balastro. ............................................................... 53 Tabla 3. 3 Secuencia del diseño de balastro .......................................................................... 53 Tabla 3. 4 Tabla comparativa de las características del balastro, que fueron simuladas en PSpice ....................................................................................................................... 61 Tabla 4. 1Características importantes del balastro ............................................................... 76 Tabla 5. 1 Pruebas que se realizaron para cada caso de posible falla en el balastro ................ ................................................................................................................................................ 82 Tabla 5. 2 Resultados de las modificaciones del prototipo ................................................... 83 Tabla A. 1 Especificaciones del diseño del transformador del convertidor Flyback. ............ 87 Tabla A. 2 Especificaciones del núcleo RM12/I ..................................................................... 87 Tabla B. 1 Especificaciones de diseño del transformador del ignitor .................................... 91 Tabla B. 2 Especificaciones del núcleo E25/10/6 ................................................................... 92 ix x Nomenclatura 1 1ig Coeficiente de la fracción de área de ventana para el devanado del primario del convertidor Coeficiente de la fracción de área de ventana para el devanado del secundario del convertidor Coeficiente de la fracción de área de ventana para el devanado del primario 2ig del ignitor Coeficiente de la fracción de área de ventana para el devanado del C secundario del ignitor Eficiencia del convertidor INV Eficiencia del inversor 2 total λ AWp Eficiencia total factor de potencia Área del calibre del alambre para devanado del primario el transformador del AWpig convertidor Área del calibre del alambre para devanado del secundario el transformador del convertidor Área del calibre del alambre para devanado del primario el transformador del AWsig ignitor Área del calibre del alambre para devanado del secundario el transformador C1INV C2INV CGS Cig CINV CO2 Co Cp Cs CTCI Cx D DC Dis del ignitor Capacitor flotado del inversor medio puente Capacitor a tierra del inversor medio puente Capacitancia compuerta-fuente del mosfet del convertidor Capacitor del ignitor externo Capacitor del inversor medio puente Dióxido de carbono Capacitor del convertidor flyback Capacitor de primario del transformador de pulsos Capacitor del secundario del transformador de pulsos Capacitor del control de los mosfets del inversor Capacitor del ignitor de respuesta natural Ciclo de trabajo Diodo del convertidor flyback Factor de discontinuidad AWs Dn Ds Distorsión armónica enésima Diodo de circuito de control del mosfet del convertidor xi Dx Dz Tiempo en que está apagado el mosfet Diodo zener del control del mosfet del convertidor Función del comportamiento la forma de onda cuadrada del inversor FL FS iac (t ) Frecuencia de la fuente de alimentación de línea Frecuencia de conmutación del convertidor. Corriente alterna instantánea en términos de series de Fourier f INV t iin t Corriente instantánea de entrada iLp pk Corriente pico de la inductancia del primario del convertidor flyback iRINV t Corriente instantánea en la resistencia que representa el inversor en el modelo promediado I1 Componente fundamental de corriente I AVGflyBF Corriente promedio de la resistencia del convertidor RF del modelo I CD IDS promediado a baja frecuencia Corriente promedio Corriente de drenaje-fuente del mosfet del convertidor In I PKBF Componente enésimo de corriente Corriente promedio del modelo promediado a baja frecuencia I rms Corriente eficaz I1rms Componente fundamental de corriente I RINV t Corriente del inversor medio puente I RINVrms Corriente eficaz de la resistencia del inversor medio puente I in pk Corriente pico de entrada I tot Corriente total del transformador del convertidor Entrehierro del transformador del ignitor lg LM K Kg Kgn La Lb LP LS M M1INV M2INV MC xii Inductancia magnetizante del transformador del convertidor Constante del divisor de voltaje entre la resistencia del convertidor y la resistencia del inversor Constante geométrica Constante geométrica del núcleo RM12/I Inductancia del primario del ignitor de respuesta natural inductancia del secundario del ignitor de respuesta natural Inductancia del primario del convertidor flyback Inductancia del secundario del convertidor flyback Relación del voltaje pico de entrada y el voltaje de salida del convertidor Mosfet flotado del inversor medio puente Mosfet a tierra del inversor medio puente Mosfet del convertidor flyback nig Relación de vueltas del transformador del ignitor np Número de vueltas del primario del transformador del convertidor n pig Número de vueltas del primario del transformador del ignitor ns Número de vueltas del secundario del transformador del convertidor Número de vueltas del secundario del transformador del ignitor nsig N NP NS P Relación del número de vueltas de las inductancias del transformador del convertidor flyback Número de vueltas del primario del transformador Numero de vueltas del secundario del trasformador Relación de la impedancia total de del transformador con respecto a la impedancia de la lámpara PC Potencia del convertidor PCin Potencia de entrada del convertidor PCO Potencia de salida del convertidor Pin Potencia de entrada PLamp Potencia de la lámpara Q Relación que existe entre la potencia de entrada del convertidor y la potencia de entrada Relación de la impedancia del inversor lámpara y la impedancia del convertidor Raíz media cuadrática q rms RF Rig RINV RL RLamp RT RTCI Ts U VBs VC Resistencia equivalente al convertidor CD-CD del modelo promediado Resistencia del ignitor externo Resistencia equivalente al inversor-lámpara del modelo promediado Suma de las resistencias del convertidor e inversor en el modelo promediado Resistencia de la lámpara Resistencia total Resistencia del control de los mosfets del inversor Periodo de conmutación Relación de la impedancia generada por los elementos pasivos y la resistencia de la lámpara Voltaje flotante en el control de los mosfets del inversor VCC VCs VC1INV Voltaje de salida del convertidor Voltaje de alimentación del control del mosfet del convertidor Voltaje del capacitor del secundario del transformador de pulsos Voltaje en el capacitor del mosfet flotado del inversor VC 2INV Voltaje del capacitor del mosfet a tierra del inversor xiii VDz VDS VGS Vin t Voltaje del diodo zener del mosfet del convertidor Voltaje de drenaje-fuente del mosfet del convertidor Voltaje de compuerta-fuente del mosfet del convertidor Voltaje sinusoidal de entrada Vin Voltaje pico de entrada VINV VINVpk Voltaje en el inversor medio puente Voltaje pico en el inversor VLp Voltaje en la inductancia del primario del transformador del convertidor Vrms flyback Voltaje eficaz vRINV t C Voltaje en la resistencia que representa el inversor en el modelo promediado X LS Frecuencia de corte Impedancia de la inductancia del secundario del transformador del ignitor X Cx Impedancia del capacitor del ignitor de respuesta natural X La Impedancia de la inductancia en el primario del transformador del ignitor X Lb Impedancia de la inductancia en el secundario del transformador del ignitor xiv Acrónimos CA Corriente alterna CD Corriente directa CENIDET Centro Nacional de Investigación y Desarrollo Tecnológico CFP Corrector de factor de potencia CI Circuito integrado DAT Distorsión armónica total FCC Factor de cresta FP Factor de potencia LED Diodo emisor de luz MCD Modo de conducción discontinua MOSFET Transistor de Efecto de Campo de Metal Óxido Semiconductor PWM Modulación de ancho de pulso SIDAC Diodo de silicón de corriente alterna xv xvi Capítulo 1. Introducción En el presente capítulo se dará a conocer algunos de los antecedentes de la importancia de la utilización de lámparas fluorescente y alimentación con formas de onda de corriente cuadrada, así una breve reseña de los trabajos encontrados en cuanto a los sistemas de alimentación que emplean este tipo de formas de onda. Posteriormente se definirán los objetivos y justificación de la realización del proyecto. 2 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 1. Introducción 1.1. Antecedentes El consumo de la energía eléctrica en nuestro país es un tópico de mucha importancia, ya que repercute en la economía nacional y el medio ambiente, así que todos los esfuerzos enfocados a un mejor aprovechamiento de la energía serán siempre bien vistos. En la actualidad el ahorro de energía eléctrica es una necesidad imperante en nuestro tiempo, sobre todo cuando el 18% de la energía que se genera, según estadísticas del Fideicomiso para el ahorro de Energía Eléctrica en [1], es utilizado en la iluminación artificial. De acuerdo a los datos obtenidos por OSRAM® en [2], el 70% de la totalidad de la iluminación artificial del mundo se genera mediante lámparas fluorescentes. El éxito de estas lámparas puede atribuirse a su vida útil, y gran eficacia lumínica. Además consume alrededor de una quinta parte de la potencia de una lámpara incandescente (considerando lámparas que proporcionan el mismo nivel de iluminación). Otro aspecto importante de la utilización de lámparas fluorescentes, es que reducen hasta un 3% la contaminación de CO2 en la atmósfera, en comparación con el uso de lámparas incandescentes, según datos obtenidos por [3]. En [3] y [4], se comenta que los fabricantes de sistemas fluorescentes, hacen un esfuerzo constante para mejorar la eficiencia y costo de sus productos; mediante la optimización de dos factores: 1) El tubo fluorescente, con el fin de obtener un mejor rendimiento luminoso y 2) el sistema de alimentación conocido como balastro. 1.2. Lámpara eléctrica Una lámpara eléctrica es un cuerpo o dispositivo capaz de transformar la energía eléctrica en radiación electromagnética, dicho en otras palabras, realiza la conversión de la energía eléctrica en luz. Éstas se dividen en 3 tipos: las incandescentes, de descarga y de estado sólido (LED). En este trabajo nos enfocaremos en las lámparas de descarga pues las incandescentes están cayendo en desuso. Las lámparas de descarga presentan un cuerpo de vidrio de diferentes tamaños y formas que contienen un gas de relleno en su interior y uno o dos electrodos sostenidos por uno o dos casquillos. Para su funcionamiento, inicialmente se requiere la aplicación de un alto voltaje para iniciar la emisión de luz (encendido). Posteriormente, se aplica una Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 1.Introducción diferencia de potencial que genera una corriente circulante por la lámpara. Esta corriente eléctrica genera choques entre los electrones y los átomos del gas de relleno produciendo radiación electromagnética. En el CENIDET se han desarrollado varios trabajos que abordan la descripción del funcionamiento de las lámparas de descarga y sus sistemas de alimentación, como es el caso de [5], [6] y [7]. Este trabajo se enfocará específicamente en evaluar las alternativas para alimentar las lámparas fluorescentes con formas de onda cuadradas. 1.3. Sistemas convencionales de alimentación para lámparas fluorescentes El sistema de alimentación de una lámpara fluorescente es conocido como balastro. Este sistema es necesario para limitar la corriente en la lámpara y proporcionarle el suficiente voltaje para su encendido. Comercialmente, existen dos tipos: electromagnéticos y electrónicos, que son clasificados de acuerdo al tipo de componentes eléctricos usados en la construcción de balastros. Los balastros electromagnéticos consisten en un transformador, arrancador y capacitor para el precalentamiento de los electrodos facilitando así el encendido de la lámpara. Las desventajas de este sistema recaen en el tamaño del inductor, ya que operan a baja frecuencia (50-60Hz). Debido a esta frecuencia de operación la lámpara produce un efecto de parpadeo, el cual produce fatiga en la vista y dolor de cabeza. Además, no permiten el control de luminosidad, operan a una frecuencia fija, producen ruido y son de gran tamaño y peso. Por otra parte, su principal ventaja es que son económicos y simples. Los balastros electrónicos suelen trabajar en altas frecuencias y algunas de las ventajas importantes mencionadas en [8] de los balastros electrónicos con respecto a los balastros magnéticos convencionales con las siguientes: 4 Mejoran la eficiencia de la lámpara y del sistema. No producen efectos de parpadeo o estroboscópicos. Brindan un arranque instantáneo sin necesidad de un arrancador separado. Incrementan la vida de la lámpara. Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 1. Introducción Ofrecen excelentes posibilidades de regulación del flujo luminoso de la lámpara. No producen zumbido ni otros ruidos. Poseen menos peso y tamaño. Pueden ser utilizados en corriente continua. El diseño de los balastros está sujeto a normas y requerimientos. Los principales criterios que se evalúan y que deben apegarse los diseñadores de balastros son: distorsión armónica, factor de potencia, factor de cresta y eficiencia. Esto se debe a la contaminación de la corriente eléctrica por efectos de elementos pasivos o transitorios a la red eléctrica y para un aprovechamiento de la energía. Los sistemas de alimentación que actualmente se usan en el mercado son los que alimentan a la lámpara con formas de onda sinusoidales. Las ventajas de utilizar estos balastros son porque son más simples, tamaño reducido y menor costo de fabricación. 1.4. Alimentación de lámparas fluorescentes con formas de onda de corriente cuadrada Recientemente, se han reportado investigaciones en las cuales se recomienda la aplicación de formas de onda cuadradas de voltaje y corriente, en lámparas de alta intensidad de descarga, lo anterior con el objetivo de evadir el problema de resonancias acústicas que se presenta en este tipo de lámparas cuando se operan a frecuencias dentro del rango de 20 kHz<f<200 kHz, como se menciona en [9]. A raíz de la aplicación de formas de onda cuadrada en lámparas de alta intensidad de descarga (HID), en [10] se realizó un estudio sobre cómo afectaban, al comportamiento de las lámparas, las formas de onda cuadradas; en dicho estudio se reportaron beneficios en la eficacia de la lámpara, la vida útil y la estabilidad. Estos resultados motivaron a otro estudio realizado en [11] para observar el efecto de las formas de onda cuadradas en lámparas fluorescentes, los resultados fueron igual de alentadores. En la Tabla 1.1, se encuentran los valores máximos y mínimos de los parámetros de factor de cresta y factor de potencia que se obtuvieron en [11] para la frecuencia de 1 kHz. El factor de cresta que se obtuvo es cercano a la unidad, mientras que para el caso del factor de potencia, el valor logrado fue la unidad como máximo valor y 0.935 como mínimo, es decir que el comportamiento de la lámpara bajo estas condiciones es bastante lineal. 5 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 1.Introducción Tabla 1.1 Valores de los parámetros de factor de cresta y factor de potencia para la alimentación con formas de onda cuadrada Parámetro Factor de cresta Factor de potencia Valor máximo Valor mínimo 1.049 0.952 1 0.935 Por otra parte el valor de la Eficacia lumínica para alimentación con formas de onda cuadrada oscila entre 11.35% y 28.66%, mayor que la eficacia obtenida con la alimentación por formas de onda sinusoidales. Los resultados anteriores demuestran que la utilización de la alimentación con formas de onda cuadrada de corriente de lámparas fluorescentes tiene como beneficios: los incrementos de la vida útil de la lámpara, eficacia lumínica y un comportamiento más parecido al de una resistencia (más lineal). 1.5. Balastros que alimentan con formas de onda de corriente cuadrada Se ha encontrado en la literatura que los balastros que alimentan con formas de onda cuadradas a las lámparas, ya sean fluorescentes o de otro tipo, tienen la característica de estar constituidos de varias etapas, las cuales, de acuerdo a la Figura 1.1, son las siguientes: 1) corrector del factor de potencia (CFP), 2) convertidor CD-CD para estabilizar la corriente en la lámpara, 3) inversor y 4) ignitor. Lámpara CA Corrector de Factor de Potencia Convertidor CD-CD Inversor Ignitor Figura 1.1 Etapas de un balastro electrónico para lámparas alimentadas con formas de onda cuadrada de corriente 6 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 1. Introducción El corrector de Factor de Potencia se encarga de forzar a la corriente de alimentación a seguir el voltaje de línea, de tal manera que, las etapas subsiguientes se comporten como una resistencia, así mismo se encarga de entregar una componente de CD a la siguiente etapa. La etapa de corrección de Factor de Potencia se puede llevar a cabo mediante circuitos pasivos y circuitos activos. Los circuitos pasivos suelen ser arreglos LC, mientras que los circuitos activos son convertidores CD-CD y son conocidos como emuladores de resistencias. La etapa del convertidor CD-CD es la encargada de estabilizar de manera natural a la lámpara. Algunas de las topologías empleadas en esta etapa son las de los convertidores aislados CD-CD que aíslan una etapa de otra. El inversor para este tipo de lámparas generalmente trabaja a bajas frecuencias y es el encargado de convertir la señal de CD producida por el convertidor de CD, en una señal cuadrada alterna en alta frecuencia; esta señal es transferida a la etapa del ignitor. La etapa del ignitor es la encargada del encendido de la lámpara. Una de las características que posee es que tiene un elemento inductivo que debe estar conectado en serie con la lámpara, con la finalidad de proveer a la lámpara de un voltaje suficiente alto para su encendido sin dañar al resto de los elementos del circuito. Esta etapa es importante, ya que es la diferencia que existe entre un balastro alimentado con formas de onda sinusoidal, que maneja un tanque resonante. 1.6. Planteamiento del problema Aunque la alimentación de lámparas fluorescentes con forma de onda cuadrada provee de varios beneficios, tiene la desventaja de que los sistemas de alimentación de este tipo tienen gran cantidad de etapas. Esto ocasiona que el costo del balastro sea elevado y de mayor tamaño, comparado con los balastros electrónicos convencionales que aplican formas de onda sinusoidales a las lámparas fluorescentes. Por otra parte, algunos diseñadores han buscado la forma de disminuir la cantidad de etapas de estos balastros mediante la integración o supresión de etapas. Algunos de estos trabajos se mencionaran en el siguiente apartado. 7 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 1.Introducción 1.7. Estado del arte de los balastros que operan con formas de onda cuadradas A continuación se presenta la descripción de los artículos encontrados en la literatura, de algunas de las topologías de balastros que alimentan a las lámparas mediante ondas cuadradas. En la tesis de D. Balderrama en [12] se presenta una topología de balastro electrónico de formas de onda cuadradas que alimenta una lámpara de vapor de sodio. El circuito del balastro se basa en la integración del corrector del factor de potencia y del estabilizador, en una sola etapa por medio de la utilización de un convertidor flyback que trabaja en modo de conducción discontinuo (MCD). En tanto como inversor se utilizó un inversor medio puente. Esta topología es mostrada en la Figura 1.2. Figura 1.2 Circuito de balastro utilizado en [12] La carga se alimenta con ondas cuadradas de alta frecuencia moduladas en baja frecuencia. Por su simplicidad, el número reducido de etapas y componentes, esta topología cuenta con las siguientes ventajas: eficiencias por arriba del 90 %, alto factor de potencia, control simple (debido a la operación en lazo abierto), bajo factor de cresta y una distorsión armónica total (DAT) baja. Tiago B. Marchesan en [13] presenta un balastro, con una configuración de dos Convertidores Flyback, que alimenta a una lámpara de halogenuros metálicos, operando en MCD, con los cuales obtiene un alto Factor de Potencia de 0.996 y entre un 85% y 81% de eficiencia. Con la característica de que opera con ondas cuadradas a bajas frecuencias, para 8 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 1. Introducción evitar el fenómeno de las resonancias acústicas. En la Figura 1. 3 muestra la topología utilizada en [13]. Figura 1. 3 Topología utilizada en [13] En la topología que muestra J. Ribas en [14] presenta un balastro electrónico basado en un convertidor Buck-Boost seguido por un inversor de puente completo, que alimenta a una lámpara de halogenuros metálicos, como se muestra en la Figura 1.4. . El convertidor buck-boost se encarga de estabilizar el arco de descarga y el puente completo junto con el tanque resonante formado por LR y CR se encargan del encendido y de proporcionar una forma de onda cuadrada simétrica a la lámpara. Los límites para la operación estable obtenida son verificados usando un prototipo de laboratorio con una carga de 70W. Figura 1.4 Topología de un convertidor Buck-Boost, propuesta en [14] 9 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 1.Introducción 1.8. Propuesta de solución Después de haber realizado la comparación de las topologías del estado del arte, se llegó a la conclusión que la topología empleada en [12], soluciona el problema planteado anteriormente. Esta topología reduce el número de etapas de un balastro que alimenta con formas de onda cuadrada de corriente, ya que integra la etapa del corrector de factor de potencia y el estabilizador. Reduciendo las etapas se disminuye el costo de producción del balastro final, por lo que este tipo de balastros se vuelve una opción interesante para el manejo de lámparas fluorescentes. Así mismo proporciona una eficiencia alta, factor de potencia alto y un factor de cresta bajo lo que trae como consecuencia que se incrementa la vida útil de la lámpara. Figura 1. 5 Circuito de balastro utilizador en [12] 10 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 1. Introducción 1.9. Objetivos 1.9.1.Objetivo general Diseñar y construir un balastro electrónico que aplique formas de onda cuadradas a lámparas fluorescentes. 1.9.2.Objetivos particulares Los objetivos particulares para la realización de este proyecto son los siguientes: 1. Utilizar el análisis dado en [12] enfocado a los parámetros de una lámparas fluorescentes 2. Realizar la metodología de diseño dada en [12] 3. Utilizar la topología de [12] agregándole un circuito ignitor para el encendido de la lámpara. 4. Construcción del prototipo de la topología final. 5. Realización del protocolo de pruebas para la verificación del funcionamiento del prototipo. 6. Elaboración de las pruebas del prototipo. 11 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 1.Introducción 1.10. Justificación Hoy en día, las lámparas fluorescentes son las más usadas en el mercado para la iluminación artificial, principalmente en aéreas domesticas en el mundo. Los diseñadores de sistemas de alimentación de lámparas fluorescentes están dedicados su continua optimización. La elaboración de un balastro que mejore la eficiencia, aumente la vida útil de la lámpara y que cumpla con las normas establecidas mediante las formas de onda cuadradas, beneficiaría al usuario. Sin embargo, la utilización de un balastro que alimenta con ondas cuadradas tiene la desventaja de tener un gran número de etapas comparado con un balastro convencional y resultan ser costosos debido a la cantidad de elementos. Una manera de resolver el problema es mediante la simplificación de etapas, como estrategia que se encontró en la literatura. 12 Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente En el presente capítulo se describirá una breve reseña de la topología seleccionada, así como también el análisis del modelo promediado mediante los parámetros de estabilidad, potencias, factor de potencia, distorsión armónica y factor de cresta; posteriormente se mostrarán los resultados de la simulación de dicho modelo. 14 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente 2.1. Acerca de la Topología seleccionada La topología seleccionada integra las etapas del corrector de factor de potencia y el estabilizador de la corriente, de tal manera que ambas etapas pueden ser implementadas en un solo convertidor CD-CD El fundamento teórico que se utiliza en [5], para llevar a cabo la integración de etapas, parte del que se presenta en [15], en donde se demuestra que un convertidor CDCD que opera en modo discontinuo (MCD) y en lazo abierto, puede estabilizar la corriente en la lámpara. Por otra parte en [16], se explica que un convertidor CD-CD bajo las mismas condiciones de operación, se comporta como un emulador de resistencias permitiendo la corrección de forma natural del factor de potencia. Las etapas de esta topología están distribuidas en un arreglo serie para obtener una eficiencia más alta que la de una topología típica. Esta topología propone dos tipos de análisis: a baja frecuencia y alta frecuencia. El análisis a baja frecuencia se realiza mediante un modelo promediado que sirve para obtener resultados favorables en cuanto a los parámetros de eficiencia, factor de potencia, distorsión armónica y factor de cresta. Así mismo el análisis en alta frecuencia determina el funcionamiento y operación de cada una de las etapas que componen al balastro. 2.2. Análisis del modelo promediado a 60Hz La topología seleccionada propone la utilización de un modelo promediado, para facilitar el análisis del balastro. El modelo representa una simplificación del balastro, en donde se utiliza una resistencia libre de pérdidas para estabilizar la corriente de la lámpara, para que no sea dañada o afectada. El modelo promediado propuesto en [12] se presenta en la Figura 2.1, se compone de 2 resistencias y 2 fuentes de voltaje. La fuente de voltaje Vin t corresponde al voltaje sinusoidal de línea rectificado y la fuente VC es el voltaje de salida del convertidor CD-CD. La resistencia RF representa a la impedancia de entrada del convertidor CD-CD encargada de corregir el factor de potencia y estabilizar la corriente de la lámpara. Mientras que la resistencia RINV corresponde a la impedancia conformada por el inversor y la lámpara. 15 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente Convertidor CD-CD Vin(t) Iin(t) RF RINV VC Inversor-lámpara Figura 2.1 Modelo promediado a 60 Hz del balastro en [5] Para obtener el comportamiento del modelo promediado de 60 Hz en [5], [12] y [17] se realizarán 5 tipos de análisis evaluando la relación de impedancias del convertidor e inversor-lámpara, potencias, distorsión armónica, factor de potencia y factor de cresta. Con la finalidad de determinar si la topología es factible y cumple con los requerimientos de las normas internacionales a estos parámetros. Para realizar estos análisis se designó una variable capaz asociar los diferentes parámetros que se manejan. La variable designada es la que se presenta en (2.1), donde se relaciona el voltaje de entrada sinusoidal y el voltaje salida del convertidor. m Vin Equation Section 2 VC (2.1) Cabe señalar que el modelo promediado es utilizado en la representación del funcionamiento en estado estable de la lámpara y para la frecuencia correspondiente a la proporcionada por la fuente de alimentación de línea. 2.2.1. Relación de impedancias del convertidor e inversorlámpara Como ya se mencionó existen varias técnicas de estabilización de la corriente de la lámpara debido a su comportamiento de impedancia negativa. La técnica que se utiliza en el modelo promediado es mediante una resistencia serie libre de pérdidas (convertidor CD-CD). 16 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente El análisis de estabilidad presentado en [5] del modelo promediado se realiza de acuerdo a la relación de las impedancias del convertidor RF e inversor-lámpara RINV . En la ecuación (2.2) se presenta esta relación definida con la variable q. q RINV RF (2.2) En base al criterio de la relación de impedancias se procede a calcular la potencia de entrada y salida del convertidor con el fin de diseñar una resistencia adecuada para la estabilización de la corriente. Para obtener la expresión de la potencia de salida del convertidor se parte de la definición de potencia que es mostrada en (2.3). T P 1 v t i t dt T 0 (2.3) La variable i t para este caso está dada por la corriente instantánea la cual es la siguiente: iin t Vin t VC RF RINV (2.4) Sustituyendo (2.4) y v t con el voltaje de salida del convertidor VC en (2.3) se obtiene la potencia de salida del convertidor PCO 1T qVC PCO VC Vin t dt R 1 q INV T 0 (2.5) En donde el voltaje de entrada rectificado es dado por la función (2.6) Vin t Vin sen t (2.6) Se realizan las operaciones algebraicas necesarias al sustituir (2.1) y (2.6) en (2.5). Posteriormente de la resolución de la integral se obtiene: PCO Vin2 2m 1 2 m RINV RF (2.7) Para obtener la expresión de la potencia de entrada del convertidor se aplica la definición de potencia en función de la resistencia, ya que se considera al convertidor como una resistencia. 17 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente T 2 1 PCin iin t RF dt T0 (2.8) Se reemplaza (2.2) y (2.4) en (2.8), la integral de la potencia de entrada que se adquiere es: 1T 2 1 PCin V Vin t dt R 1 q 2 T 0 C INV (2.9) Nuevamente se modifica (2.9) al suplir las variables de (2.6) y (2.1) que finalmente al resolver la integrar se logra: PCin m2 8m 2 2 2m 2 1 q RF Vin2 (2.10) Una vez adquiridas las expresiones de las potencias de entrada y salida del convertidor, se procede a obtener la eficiencia del convertidor partiendo de la definición C PCo PCin (2.11) Al realizar las operaciones necesarias sustituyendo (2.7) y (2.10) en (2.10) se tiene que la eficiencia del convertidor es la siguiente: C 2 2m 1 q m2 8m 2 (2.12) Despejando de la ecuación anterior a q de la expresión anterior se tiene que: q m 2 8m 2 C 2 2m 1 (2.13) En [11] se presenta el valor de la relación de impedancias donde q varía en un rango de 3.75 como límite máximo de la estabilidad de la corriente en la lámpara. El valor que se escogió para q es de 3.48 como se muestra en la Figura 2. 2, para disminuir las posibilidades de que la lámpara presente inestabilidades durante su operación en estado estable. El valor obtenido de m en esta figura es de 4.9. 18 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente 5 Límite de estabilidad 4 q=3.48 m=4.9 q 3 2 1 0 0 1 2 3 4 5 6 m Figura 2. 2 Gráfica de la relación de impedancias (q) en función de la variable m 2.2.2.Potencias Se realiza el análisis de potencias con la finalidad de saber cuál es la potencia que demanda la etapa del convertidor. Esto se determina de acuerdo a la relación entre la potencia del convertidor y la potencia entregada por la fuente de alimentación. Para calcular la potencia de entrada se parte de la definición que se muestra en (2.14). T 1 Pin Vin (t )iin (t )dt T 0 (2.14) Se sustituye la expresión iin t de (2.4) en (2.14) para obtener (2.15). V (t ) Vc 1 Vin (t ) in T 0 RINV RF T Pin dt (2.15) Al realizar las manipulaciones matemáticas y asumiendo que el voltaje de entrada rectificado Vin(t)= Vin sen wt y reemplazando VC= Vp/m se obtiene la siguiente expresión para la potencia de entrada. Pin Vin 2 RF m 4 2(2m ) 2 C ( m 8m 2 ) 2m (2.16) 19 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente La relación de potencias dada por el cociente de la potencia de entrada al convertidor flyback y la potencia de entrada se define con la variable Q , como se muestra en (2.17). Q PCin (2.17) Pin Sustituyendo (2.10) y (2.16) en (2.17) se obtiene la expresión de Q en función de la variable m, como se aprecia en (2.18). Q 2(2m ) C m( m 4) (2.18) En la Figura 2.3 se observa que para un valor de m=4.9, la variable Q es igual a 0.283. Esto significa que el convertidor flyback demanda cerca de un 28% de la energía a la fuente de alimentación, mientras que el resto pasa directamente de la fuente a la carga. 1 Q 0.8 0.6 Q=0.283 m=4.9 0.4 0.2 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 5 5.5 m Figura 2.3 Gráfica de la relación de potencias (Q) en función de la variable m Una forma de expresar el flujo de energía en el modelo promediado es como se muestra en la Figura 2. 4 a). A diferencia de un sistema convencional (Figura 2. 4 b)) el modelo procesa la potencia de entrada mediante las etapas del convertidor e inversor. Pin PC PINV 20 (2.19) Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente Figura 2. 4 a) Flujo de potencia en el modelo promediado del balastro. b) Flujo de potencia de la fuente a la carga en un sistema convencional Al reemplazar la potencia del convertidor flyback PC tomada de (2.17) en (2.19) y despejando PINV se tiene que: PINV 1 Q Pin (2.20) Por otra parte la potencia de la lámpara en función de las eficiencias del convertidor C e inversor INV en el diagrama de bloques de la Figura 2. 4 a) es la siguiente: PLamp INV PINV INVC PC (2.21) Al sustituir PC de (2.17) y PINV de (2.20) en (2.21) se obtiene que: PLamp Pin INV 1 Q C Q (2.22) La eficiencia total está dada por la relación que existe entre la potencia de salida y la potencia de entrada. En este caso la potencia de salida es igual a la potencia de la lámpara, por lo que: total PLamp Pin INV 1 Q C Q (2.23) En la Figura 2. 5 se muestra los valores de eficiencias en función de la variable Q, en el caso en donde las eficiencias del convertidor e inversor tuvieran un valor de 0.98, se observa que para el valor de Q =0.28, la eficiencia tiene un valor de 0.97. Si se tuviera un 21 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente sistema convencional la eficiencia total seria igual al producto de las eficiencias de las etapas que conforman el sistema. Retomando el caso anterior de las eficiencias, en un sistema convencional mostrado en la Figura 2. 4 b), el valor de la eficiencia de un sistema convencional será de 0.94. Comparando los dos sistemas se puede apreciar que se adquieren mejor eficiencia con la topología de [12]. 1 Eficiencia 0.98 0.96 Q=0.28 n=0.97 0.94 0.92 0.9 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 Q Figura 2. 5 Gráfica de eficiencia en función de la variable Q 2.2.3.Distorsión armónica total Para encontrar el contenido armónico se utilizan técnicas en donde se describen las formas de onda distorsionadas, una de ellas es mediante el análisis de Fourier. Este análisis se aplica a la corriente instantánea para calcular los componentes armónicos de la corriente de línea de entrada. La expresión de la corriente instantánea en términos de series de Fourier es la siguiente: iac (t ) ICD n1,2,3.. (anCos(nt ) bn Sen(nt )) (2.24) El contenido armónico en la forma de onda de corriente es usualmente nombrado como distorsión armónica total (DAT) de corriente. Para obtener el porcentaje de contenido armónico se parte de la definición de la distorsión armónica total, la cual es mostrada en la expresión (2.25). 22 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente DAT n 1.2.3... Dn2 *100 (2.25) Donde Dn se considera como la distorsión armónica de la corriente para el enésimo armónico, como se presenta a continuación. Distorsión armónica enésima = Dn In I1 (2.26) La corriente de entrada tiene una componente fundamental la cual es representada con la variable I1 y el enésimo componente de frecuencia es I n . La distorsión armónica de la componente enésima debe estar en función de la variable m, para relacionar el voltaje pico rectificado de entrada Vin y el voltaje del convertidor flyback VC. La ecuación seria la mostrada en (2.27). In 4 I1 n(m 4) (2.27) Sustituyendo (2.27) en (2.25) la ecuación que representa la distorsión armónica total es la siguiente: 2 4 DAT *100 n 3 n( m 4) 100 (2.28) En donde se evalúa la distorsión armónica total con los armónicos impares, desde el tercer armónico hasta el armónico número 100. Porcentaje de distorsión armónica total(%) 50 40 30 DAT=9.86 m=4.9 20 10 0 0 1 2 3 4 5 6 m Figura 2.6 Gráfica de la distorsión armónica total en función de la variable m 23 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente La Tabla 2.1 presenta los valores máximos del porcentaje de amplitud de la componente fundamental de la corriente de entrada establecidos por la Norma IEC 610003-2. Tabla 2.1 Límites de armónicos según la Norma IEC 61000-3-2 de acuerdo a la clasificación de equipo clase C. Número de Armónico (n) 3 5 7 9 11≤ n ≤39 Valor máximo expresado en porcentaje de la corriente de entrada fundamental (%) 30*λ 10 7 5 3 Porcentaje de la amplitud de la armónica con respecto a la fundamental(%) Cabe señal que la variable λ es el factor de potencia, según [18].En la gráfica de la Figura 2.7 se aprecia que el porcentaje de la amplitud de la armónica del modelo promediado a 60 Hz es menor al de la Norma IEC 61000-3-2. Cabe señalar que el modelo promediado cumple con el porcentaje para cada número de armónico, desde el 3º hasta el 23º, en comparación con [5]. 30 Norma IEC 61000-3-2 Modelo promediado a 60Hz 25 20 15 10 5 0 3 5 7 9 11 13 15 17 19 Número de armónico con respecto a la fundamental 21 23 Figura 2.7 Gráfica comparativa de armónicos de la norma IEC 61000 3-2 y el modelo promediado a 60Hz 2.2.4.Factor de potencia Un aspecto muy importante en el diseño de sistemas de alimentación es el factor de potencia. Esto es debido a que representa un indicador de aprovechamiento de energía, el cual está definido de acuerdo al retraso de las variables de voltaje y corriente mediante su 24 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente ángulo de desplazamiento, así como también el contenido armónico que provee a la red eléctrica. En [19] se define al factor de potencia total es el producto de dos componentes las cuales son el factor de desplazamiento y el de distorsión. Este se evaluará de acuerdo a la corriente y voltaje de entrada de la fuente de corriente alterna de línea, así como también el tipo de carga que se considera. Cuando se tiene una carga sinusoidal cuyas características son que el voltaje y la corriente son sinusoidales, se dice que el factor de potencia esta dado por la ecuación (2.29) . T 1 v t i t dt T 0 FP cos Vrms I rms (2.29) En donde θ es el ángulo de desplazamiento entre el voltaje y la corriente. Por otra parte, el factor de potencia para formas de onda de voltaje sinusoidales y de corriente no sinusoidales pero periódicas se obtiene de la relación que existe entre la componente fundamental de corriente eficaz ( I1rms ) y la corriente instantánea eficaz total obtenida de la serie de Fourier representada por I rms . La expresión para el factor de distorsión es la siguiente: FP I1rms I rms (2.30) El factor de distorsión expresado en función del porcentaje de distorsión armónica total (DAT) es el siguiente: FP 1 DAT 1 100 (2.31) 2 Para el caso del modelo promedio, el voltaje de entrada es sinusoidal y la corriente es una señal con dos componentes: alterna y directa. Esto en base a que la corriente es afectada por la componente de corriente directa de la fuente VC . Por otra parte, se considera que el modelo posee cargas resistivas y como consecuencia no se tiene un ángulo de desplazamiento entre voltaje y corriente. 25 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente En la Figura 2.14 se presenta la variación de la magnitud del factor de potencia ante del cambio de valor de la variable m. Entre mayor sea el valor de m, el factor de potencia será más cercano a la unidad. Factor de potencia 1 FP=0.995 m=4.9 0.98 0.96 0.94 0.92 0 1 2 3 4 5 6 m Figura 2.8 Gráfica del factor de potencia en función de la variable m Observando la gráfica anterior, se aprecia que para el valor de m=4.9, el factor de potencia obtenido es de 0.986. 2.2.5.Factor de cresta El factor de cresta (FCC) está definido como la relación que existe entre el valor pico de corriente y el valor rms o eficaz de la señal de corriente, como se observa en la ecuación (2.32). FCC I pk I rms (2.32) Las corrientes que designan el factor de cresta están dadas por el conjunto inversorlámpara que se considera que tiene un comportamiento resistivo. En la ecuación (2.33) se muestra esta corriente. iRINV t vRINV t RT La resistencia total RT está determinada por la ecuación (2.34). 26 (2.33) Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente RT RINV RF (2.34) El voltaje aplicado al inversor es el expresado en la ecuación (2.35), en donde K se define como la constante del divisor de voltaje entre la resistencia del convertidor y la resistencia del inversor de acuerdo con [5] KVin sen wt KVC (2.35) Por otra parte el voltaje proporcionado a la lámpara es una señal cuadrada oscilando a la frecuencia de conmutación influenciada por una envolvente proporcional a la amplitud de la señal corriente alterna, como se observa en la Figura 2. 9 b). KVin (t)+KVC KVC a) KVin (t)+KVC b) Tiempo (s) Figura 2. 9 Formas de onda de voltaje de la etapa del inversor. a) Voltaje aplicado al inversor. b) Voltaje aplicado a la carga De manera que el comportamiento de la forma de onda de voltaje del inversor está dado por la ecuación (2.36). vRINV t KVC KVin sen wt f INV t (2.36) 27 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente En donde fINV (t) es la función del comportamiento la forma de onda cuadrada del inversor. Sustituyendo RT y vRINV t de la ecuación (2.36) en (2.33) la expresión de la corriente en el conjunto inversor-lámpara está dada en (2.37). I RINV t KV C KVin sen wt RINV RF f INV t (2.37) Para obtener la expresión de la corriente rms se parte de la definición mostrada en la ecuación (2.38) T I rms 2 1 i t dt T 0 (2.38) Por medio de la manipulación algebraica, la expresión resultante de la I rms en función de la variable m es la siguiente: I RINVrms I in2 m m2 8m 2 2 (2.39) La corriente de entrada pico en función de la variable m está dada por la ecuación (2.40) I in pk I in m 1 m (2.40) Sustituyendo (2.39) y (2.40) en (2.32) la ecuación resultante del factor de cresta en función de la variable m se presenta en (2.41). FCC 2 (m 1) m2 8m 2 (2.41) En la Figura 2.10 se muestra que entre mayor sea la magnitud de la variable m, el factor de cresta presentará un incremento. 28 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente 1.5 FCC=1.345 m=4.9 Factor de cresta 1.4 1.3 1.2 1.1 1 1 2 3 4 5 6 m Figura 2.10 Gráfica del factor de cresta en función de la variable m Este parámetro influye en el área de iluminación, debido a que estima el tiempo útil de la lámpara. En [5] se explica la importancia de tener un valor de factor de cresta bajo, cercano a la unidad, ya que entre menor sea el factor de cresta la vida útil de la lámpara aumentará. De otra forma habría que ser comparado con los factores de cresta que proporciona una señal sinusoidal de valor aproximadamente 1.414. 2.2.6.Diseño del modelo promediado a 60 Hz. Para calcular los elementos y parámetros del modelo promediado a 60 Hz se utilizan los valores de la caracterización de la lámpara fluorescente a utilizar. Además se pretende alimentar el circuito con el voltaje de línea, el cual se presenta en las especificaciones mostradas en la Tabla 2.2. Tabla 2.2 Especificaciones de diseño Parámetro Voltaje de alimentación Potencia de la lámpara Relación del voltaje de CD con el voltaje de AC pico Relación entre la resistencia equivalente del inversor y la resistencia equivalente del flyback Símbolo VCA PLamp m q Magnitud 180 32 Unidad V W 4.9 3.48 El valor de la potencia de la lámpara fue tomado de las especificaciones de la lámpara FCL32EXN–HG de la marca NEC utilizada y caracterizada en [20]. Así mismo se escogió el valor de q de acuerdo a la relación de resistencias para la estabilidad de la corriente de la lámpara. 29 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente En la Tabla 2.3 se presenta una secuencia de pasos como metodología para el diseño del modelo promediado, en donde de manera práctica se obtienen los valores de diseño para la resistencia del inversor-lámpara, del convertidor y la del voltaje de salida del convertidor Flyback. Esta metodología se desarrolla a partir de las ecuaciones del análisis del modelo. Tabla 2.3 Secuencia de diseño del modelo promediado a 60 Hz Paso 1º. Cálculo de la resistencia del inversor Fórmula RINV 2º. Calculo de la resistencia del convertidor m2 8m 2 (qVin )2 PLamp (m(q 1))2 2 q RF RINV VC 3º. Cálculo del voltaje de salida del Flyback Valor RINV=489.95 Ω Vin m RF=140.6 Ω VC = 36.73 V 2.2.7.Simulación del modelo promediado a 60 Hz. En base a los valores que se obtuvieron del diseño del modelo promediado a 60 Hz se realizó la simulación del circuito que muestra la Figura 2.11 en el software PSpice versión 10.5. Cabe señalar que se utilizaron elementos ideales en la simulación, debido a que no se consideraron pérdidas o perturbaciones. R1 VCA R2 VC Figura 2.11 Circuito empleado en la simulación del modelo promediado a 60Hz. En la Tabla 2.4 se presenta los parámetros que se consideraron para la simulación del modelo promediado a 60 Hz. Las magnitudes de los parámetros VC, R1 y R2 fueron obtenidas de acuerdo al análisis desarrollado en [5]. 30 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente Tabla 2.4 Parámetros de los elementos del modelo promediado a 60Hz. Parámetro VCA VC R1 R2 F Magnitud 180 36.73 140.6 487.51 60 Unidad V V Ω Ω Hz El parámetro VCA corresponde a la fuente de alimentación sinusoidal, VC es el voltaje de salida del convertidor Flyback, R1 es la resistencia del convertidor, R2 es la resistencia del inversor-lámpara y F es la frecuencia de la fuente de alimentación. A continuación se muestra las figuras que se obtuvieron como resultado de la simulación del modelo promediado. Corriente(A) En la Figura 2.12 se observa la simulación de las formas de onda de las corrientes del circuito simulado. En la Figura 2.12 a) se muestra la forma de la corriente de entrada compuesta por una componente sinusoidal y una componente directa, con un valor pico de 342.69 mA. En el b) y c), se presenta las señales de corriente sinusoidal rectificadas con una componente directa, de las resistencias del convertidor e inversor-lámpara. 0.5 0 -0.5 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.02 0.025 0.03 0.035 0.02 0.025 0.03 0.035 Corriente(A) a) 0.4 0.2 0 0 0.005 0.01 0.015 Corriente(A) b) 0.4 0.2 0 0 0.005 0.01 0.015 c) Tiempo (s) Figura 2.12 Corrientes del modelo promediado. a) Corriente proporcionada por la fuente sinusoidal. b) corriente de la resistencia del inversor. c) corriente de la resistencia del convertidor 31 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente Para el caso del parámetro Q mostrado en la Figura 2.13, el resultado en simulación de la diferencia que existe de la potencia del convertidor Flyback y la potencia de entrada es de 0.281. 1 0.8 Q 0.6 0.4 0.2 0 0.005 0.01 0.015 0.02 Tiempo (s) 0.025 0.03 0.035 Figura 2.13 Energía que demanda el convertidor a la fuente de alimentación El valor registrado de la simulación del modelo promediado a 60Hz, según la Figura 2.14 es de 0.995, el cual es cercano a la unidad. 1 Factor de potencia 0.98 0.96 0.94 0.92 0.9 0.88 0.005 0.01 0.015 0.02 Tiempo (s) 0.025 0.03 0.035 Figura 2.14 Factor de Potencia obtenido en simulación del modelo a 60Hz El factor de cresta registrado es de 1.346 según la simulación que se observa en la Figura 2.15. En donde se tomó la diferencia del voltaje pico y el voltaje rms de la resistencia inversor-lámpara. 32 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente Factor de cresta 1.6 1.5 1.4 1.3 1.2 1.1 1 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 Tiempo (s) 0.4 0.45 0.5 0.55 Figura 2.15 Factor de Cresta del Modelo a 60Hz simulado A continuación se muestra en la Tabla 2.5 el error de los valores de Q , Factor de potencia (FP) y factor de cresta (FCC) calculados en el análisis matemático del modelo promediado a 60Hz con los obtenidos en simulación. El porcentaje de error mayor mostrado en la tabla se presenta en el parámetro de c. Tabla 2.5 Comparativa de valores calculados y obtenidos de la simulación Parámetro Valor Analítico Valor de Simulación Porcentaje de Error Q 0.283 0.281 0.7% Factor de Potencia(FP) 0.995 0.9954 -0.04% Factor de Cresta(FCC) 1.345 1.346 -0.07% En la Figura 2.16 se presenta las potencias de entrada, de salida de convertidor Flyback y de la resistencia inversor-lámpara con respecto a la variación de tiempo. 33 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 2. Análisis y diseño de la topología seleccionada mediante el modelo promediado equivalente 45 Potencia de salida del convertidor flyback Potencia de entrada Potencia de Rinv 40 35 30 P 25 20 15 10 5 0 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 Tiempo (s) Figura 2.16 Potencias del modelo promediado En la Tabla 2.6 se observan los valores calculados y de la simulación del modelo de las potencias de entrada, de salida del convertidor y de la resistencia inversor-lámpara. Destacando que se obtuvo un porcentaje de error de 1.56% en la potencia de la resistencia inversor-lámpara. Tabla 2.6 Potencias del modelo promediado a 60Hz. Parámetro Valor Analítico Valor de Simulación Porcentaje de Error Potencia de salida del convertidor flyback 8.81 W 8.77 W 0.45% Potencia de entrada 32.36 W 32.13 W 0.71% 32 31.5 W 1.56% Potencia de la resistencia inversor-lámpara 34 Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro En este capítulo se presenta la interpretación del modelo promediado al circuito eléctrico, así como también el análisis y las consideraciones que se tomaron para el procedimiento del diseño. Así mismo se presenta la simulación del balastro. 36 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro 3.1. Etapas físicas de la topología seleccionada mediante la interpretación del modelo promediado. Mediante el modelo promediado se sustituyen cada uno de sus elementos por dispositivos que simulen o asemejen el comportamiento que se espera a baja frecuencia. Para el caso de la resistencia del convertidor RF, la topología seleccionada está sometida a la utilización del convertidor Flyback en MCD, para emular una resistencia libre de pérdidas. Por otra parte, el autor de la topología menciona que la selección de este convertidor fue debido a su simplicidad y flexibilidad en la ubicación de sus componentes. En la Figura 3.1 se presenta la sustitución de la RF por el convertidor Flyback. RF Mc LpC Vin(t) Convertidor CD-CD Flyback RINV CO Dc LsC Figura 3.1 Modelo promediado sustituido en la resistencia del convertidor La resistencia inversor-lámpara es reemplazada por el inversor Medio Puente como se muestra en la Figura 3.2, tiene la cualidad de que sus interruptores (M1INV y M2INV) tienen menor esfuerzo debido a que el esfuerzo de voltaje en ellos es VINV 2 así como dos capacitores (C1INV y C2INV) que filtran y promedian la corriente. La carga que está conectada al inversor es una resistencia que representa el estado estable de la lámpara considerada como RLamp. 37 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro RINV RF M1INV Vin(t) Inversor Medio Puente C1INV RLamp C2INV M2INV CO Figura 3.2 Modelo promediado sustituido en la resistencia inversor-lámpara En la Figura 3. 3¡Error! No se encuentra el origen de la referencia. se observa la topología final que representa al modelo promediado a 60Hz, el cual es alimentado con una fuente de alimentación rectificada. Cabe señalar que circuito no muestra la etapa del ignitor debido a que se considera que la lámpara se encuentra en estado estable y que posteriormente se comentara la selección del ignitor en otro apartado. Convertidor Flyback LpC Mc Inversor Medio Puente C1INV M1INV Vin(t) RL M2INV CO Dc LsC Figura 3. 3. Circuito de la topología seleccionada 38 C2INV Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro 3.2. Funcionamiento de la topología seleccionada. El balastro empieza a funcionar cuando el interruptor del convertidor MC se activa permitiendo la conducción de la corriente al devanado primario L P del transformador del convertidor que a su vez almacenará energía. En este lapso el diodo del convertidor D C no conduce debido a que se polariza inversamente. Por otra parte, los capacitores C1INV y C2INV se cargan a un nivel de CD y promedian la corriente. El Mosfet del inversor M1 INV conduce y permite que la corriente pase a la carga. Este proceso se muestra en la Figura 3. 4. LpC Vin(t) Mc C1INV Iin (t) M1INV RL M2INV C2INV CO Dc LsC Figura 3. 4 Topología del balastro cuando MC y M1INV conducen Después el interruptor MC cambia de estado a apagado y DC al encendido, el devanado LP transfiere la energía al devanado del secundario LS del transformador del convertidor, como se muestra en la Figura 3. 5. El interruptor M1INV sigue conduciendo debido a que el inversor trabaja a una frecuencia menor que el convertidor y trae como consecuencia que su tiempo de encendido sea mayor, permitiendo que el capacitor C1 INV transfiera su energía de carga a la resistencia de la lámpara. LpC Vin(t) Mc C1INV Iin (t) M1INV RL M2INV C2INV CO Dc LsC Figura 3. 5 Topología del balastro cuando MC está apagado y M1INV encendido. 39 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro Cuando el interruptor M1INV se apaga, permite de acuerdo a la operación del inversor que el interruptor M2INV encienda. En este lapso, permite que el capacitor C2INV descargue la energía a la que se había cargado. El diodo D C sigue conduciendo, como se presenta en la Figura 3. 6. LpC Mc C1INV M1INV Vin(t) RL C2INV M2INV IC2INV CO Dc LsC Figura 3. 6 Topología del balastro cuando M2INV está encendido En el momento en el que se presenta la discontinuidad en el convertidor, el capacitor C2INV termina de descargarse en la carga del inversor. Cuando se descarga este capacitor, el interruptor M2INV se apaga y posteriormente vuelve a presentarse que MC y M1INV conduzcan, como se muestra en la Figura 3. 7. LpC Mc C1INV M1INV Vin(t) RL C2INV M2INV CO Dc IC2INV LsC Figura 3. 7 Topología del balastro cuando se presenta la discontinuidad en el convertidor Flyback 40 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro 3.3. Análisis de los elementos de las etapas del convertidor e inversor de la topología seleccionada El análisis para cada uno de los elementos se basa mediante la operación del convertidor e inversor. En base a esto se obtienen las ecuaciones de diseño para la elaboración del balastro. En la Figura 3. 8 se muestra el circuito de la topología seleccionada con las polaridades correspondientes a los elementos del convertidor y la polaridad del voltaje del inversor. LpC + Vin(t) + Mc VMc VLpC - + C1INV M1INV + iin(t) RL M2INV - VC + O VINV C2INV - - CO Dc LsC Figura 3. 8 Circuito de la topología seleccionada con sus polaridades Las formas de onda del convertidor flyback se muestra en la Figura 3. 9. Cuando el interruptor Mc conduce, la corriente de devanado primario del convertidor evolucionará durante el tiempo DTs. Mientras que el secundario se descargara en el tiempo DxTs. Figura 3. 9 Formas de onda del convertidor flyback 41 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro 3.3.1. Ciclo de trabajo del convertidor El ciclo de trabajo será designado de acuerdo al MCD del convertidor. Primero se evalúa el circuito cuando el interruptor Mc conduce la corriente para ser almacenada en el devanado del primario del convertidor. Aplicando la ley de voltajes de Kirchoff y despejando para obtener el voltaje pico VLp pk en primario de transformador del convertidor se tiene que: VLp pk Vinpk VC VINVpk Equation Section 3(3.1) En donde: VINVpk = Voltaje pico en el inversor Vin pk = Voltaje sinusoidal rectificado pico VC = Voltaje de salida del convertidor Reemplazando el voltaje del devanado primario por su definición se tiene que: LP diLP Vin (t ) VC VINV (t ) dt (3.2) Sabiendo que el tiempo máximo en el que el devanado primario almacena energía esta dado por DTs y la corriente del primario iLppk está dada por. iLPpk (Vin VC VINVpk ) DTs LP (3.3) Donde Ts según muestra la Figura 3. 9 es el periodo de conmutación y D es el ciclo de trabajo cuando Mc está conduciendo. Cuando el interruptor Mc está apagado y el diodo Dc conduciendo, el devanado primario Lp transfiere la energía al devanado secundario Ls, mediante la siguiente relación: iLPpk NS iLSpk NiLSpk NP (3.4) Igualando (3.3) y (3.4) para realizar un balance de energía, se tiene que: (Vin VC VINVpk ) DTs LP 42 NS iLSpk NP (3.5) Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro Por otra parte, la inductancia del secundario del transformador se descarga en el tiempo DxTs, tal como se muestra en: iLspk VC DxTs LS (3.6) En donde Dx = 1-Dis-D como se muestra en la Figura 3. 9. Al sustituir la variable Dx y (3.6) en (3.5), realizando las operaciones algebraicas correspondientes se obtiene que: D VC 1 Dis NVin NVC NVINV VC (3.7) Cabe señalar que la variable Dis representa el tiempo en el que la corriente es discontinua y N representa la relación de vueltas del secundario con respecto al primario del transformador. El ciclo de trabajo en función de la variable m se expresa de la siguiente manera: D 1 Dis V Nm N N INV 1 VC (3.8) 3.3.2. Inductancia del primario LP del transformador del convertidor flyback Durante el tiempo de encendido del Mosfet MC, la corriente del devanado primario Lp está dada por (3.3). De esta ecuación se despeja la inductancia del devanado primario Lp como se muestra a continuación: LP (Vin VC VINVpk ) DTs I LP (3.9) La corriente pico del devanado primario es dada por la siguiente expresión: I LP DiLp pk 2 (3.10) 43 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro Por otra parte, la corriente pico del devanado primario ILP se obtiene asociándola con la corriente promedio ( I AVGflyBF (m) ) de la resistencia del convertidor RF del modelo promediado, que se muestra a continuación: I AVGflyBF (m) Vin 2m 1 ( RINV RF )m (3.11) La corriente promedio ( I PKBF ) del modelo promediado a 60Hz, en función de la corriente pico es la siguiente: I AVGflyBF (m) I PKBF 2m 1 (m 1) (3.12) Despejando al variable I pkBF de (3.12) se tiene la siguiente expresión: I pkBF (m) I AVGflyBF (m 1) 2m (3.13) Igualando (3.10) y (3.13), para despejar la corriente pico del devanado primario I Lp pk (m) . I Lp pk (m) 2 I AVGflyBF (m 1) 2m D (3.14) Al reemplazar I AVGflyBF de (3.11) en (3.14) y simplificar la expresión en función de las variables q y m, se tiene que: I LPpk 2Vin q(m 1) RINV m q 1 D (3.15) Al sustituir (3.15) en (3.9) Lp es la siguiente: RINV m q 1 (Vin VC VINV ) D 2Ts LP 2Vin q(m 1) (3.16) El voltaje pico del inversor VINV obtenido de su divisor de voltaje y en función de las variables q y m, se presenta a continuación: q(m 1) VINV Vin m(q 1) 44 (3.17) Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro Sustituyendo (3.17) en (3.16) y realizando las operaciones algebraicas necesarias para simplificar la expresión, se obtiene que: RINV D 2Ts LP 2q (3.18) 3.3.3. Relación de vueltas del convertidor La relación de vueltas del devanado primario y secundario está en función de los voltajes Vc y VLp, como se muestra a continuación: N VLS VLp (3.19) El voltaje VLS es igual al voltaje de salida del convertidor Vc. Mientras que el voltaje VLp se obtiene del esfuerzo de voltaje del Mosfet Mc del convertidor, mediante el análisis de voltajes de Kirchoff. La expresión queda de la siguiente forma: VMC Vin VLP VC VINV (3.20) Despejando VLp de (3.20) y sustituyéndolo en (3.19), se tiene que la relación de vueltas está dada por: N VC VMC VINV Vin VC (3.21) 3.3.4. Inductancia del secundario Ls del transformador del convertidor flyback Después de haber obtenido la expresión de Lp en (3.18) y la relación de vueltas entre los dos devanador del transformador de (3.21), se procede a obtener una expresión para el devanado secundario Ls, la cual es la siguiente: Ls LpN 2 (3.22) 45 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro 3.3.5. Capacitor Co de salida del convertidor flyback El valor del capacitor de salida del convertidor Co, se analizó en base al tiempo de carga y descarga manteniendo el voltaje se salida Vc filtrado con un menor rizo de voltaje. Por aproximación y con base en consideraciones empíricas se considera un tiempo de T/32 veces el periodo de la señal de alimentación. Si se pretende que el voltaje de salida cuente con un rizo de 0.05 Vc, el capacitor se calcula de la siguiente forma: Co 40 2 20 RT FL RT FL (3.23) En donde RT representa la suma de las resistencias equivalentes de las etapas del convertidor e inversor y FL es la frecuencia de la fuente de alimentación de línea. 3.3.6. Capacitores del inversor El voltaje de los capacitores C1INV y C2INV mediante el análisis del inversor medio puente es el siguiente: VC1INV VC 2INV VINV 2 (3.24) Debido a que el voltaje VINV se divide en los capacitores, provoca que el inversor actué como un amplificador de impedancias. Por otra parte, la potencia entregada a la resistencia del inversor RINV en el modelo promediado PINV 2 VINV RINV (3.25) Por otra parte la potencia de la carga del inversor RLamp, está dada por: PLamp 46 V 2 INV RLamp 2 (3.26) Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro Sin embargo la potencia entregada a la resistencia del inversor R INV es la misma potencia que recibe la carga del inversor RLamp, de tal forma que igualando (3.25) y (3.26), se tiene que: VINV 2 RLamp 2 2 VINV RINV (3.27) Realizando las operaciones algebraicas necesarias y despejando RINV, la expresión que la define, se muestra a continuación: RINV 4RLamp (3.28) De la expresión anterior se concluye que RINV vista por la fuente de alimentación es 4 veces mayor que la resistencia de la lámpara. Los capacitores se calculan en base a la frecuencia de conmutación y la resistencia de carga del inversor. Para que cumplan con la finalidad de promediar la corriente de alta frecuencia que proviene del convertidor, para que la corriente aplicada a la resistencia R Lamp sea cuadrada. Se considera que la resistencia de la lámpara y el capacitor de inversor forman una red RC, al momento en el que uno de los interruptores del inversor esta encendido. Partiendo de la definición que la frecuencia de corte en una red RC está dada por: C 1 RC (3.29) Para que el capacitor promedie la señal es necesario que la frecuencia de corte de la red RC deba estar al menos una década antes de la frecuencia de conmutación. Además se considera que la resistencia y el condensador de la red RC son el condensador del inversor y la resistencia equivalente de la lámpara, el valor del condensar se obtiene con: CINV 100 2 FS RLamp (3.30) En donde RLamp es la resistencia de la lámpara que va conectada como carga al inversor y FS es la frecuencia de conmutación del convertidor. 47 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro La expresión con la cual se calcula el capacitor en función de la resistencia del inversor RINV, tomando en cuenta la ecuación (3.28) es la siguiente: CINV 3.4. 400 2 FS RINV (3.31) Etapa del Ignitor 3.4.1.Selección de la etapa del ignitor Para el encendido de la lámpara fluorescente, se pretende el uso de un ignitor, ya que la lámpara por naturaleza tiene dos tipos de operación: el pre-encendido de la lámpara y el estado estable. En el pre-encendido la lámpara presenta una alta impedancia por lo que se requiere que sea alimentada con alto voltaje. Una vez que la lámpara está encendida, se dice que pasa al estado estable en donde presenta una menor impedancia. Para el caso de la lámpara fluorescente NECFCL 32 EX-N – HG, según [11], la impedancia en estado estable es de 150 Ω. Otra de las cualidades que se busca en el ignitor, es que no interfiera con las características de operación del balastro. En [5] se muestra un ignitor externo que se muestra en la Figura 3.1. Este ignitor está formado por una resistencia (Rig), un capacitor (Cig), un SIDAC y un transformador diseñado a alta frecuencia, alimentado por una fuente de voltaje (Vin(t)). Opera de tal forma que proporciona pulsos de alto voltaje y alta frecuencia para el encendido de la lámpara fluorescente, sin que pueda interferir en la operación del balastro. Figura 3. 10 Circuito ignitor externo.[Imagen tomada de[5]] 48 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro En el caso del cálculo del capacitor Cig, se toma en cuenta la energía que manejaran los elementos pasivos, ya que el capacitor se descarga a través del transformador proporcionando así pulsos de alto voltaje y alta frecuencia a la salida del transformador. Una de las desventajas del empleo de este ignitor es que al considerar el circuito externo, aumentaría el número de componentes y por consiguiente el tamaño del mismo. En la Figura 3.11, se muestra la topología utilizada en [6] para el encendido de la lámpara, en donde utiliza un circuito resonante, capaz de incrementar la ganancia de voltaje a una alta frecuencia, en el estado de pre-encendido. Una vez logrado que la lámpara opere en estado estable, se cambia la frecuencia por medio del control del inversor a una más baja. Cabe señalar que el cambio de frecuencia es una desventaja por que al momento de implementarse, puede resultar complejo para el diseñador. Figura 3.11 Topología del ignitor resonante serie (imagen tomada de [6]) Por otra parte la topología antes mencionada se puede implementar, pero bajo otro principio, no utilizando el principio de resonancia entre sus componentes sino en el que se utilizara la respuesta natural no forzada del circuito LC para el pre-encendido de la lámpara, logrando sobretiros de voltaje altos que enciendan la lámpara. Esto con el fin de que el inversor no cambie la frecuencia en los estados de operación y no se tenga el detalle de una programación compleja o adherir más componentes al circuito de control del inversor para un cambio de frecuencia. De las anteriores topologías se puede concretar las ventajas y desventajas de los tipos de ignitores mostradas en la Tabla 3. 1 y se resume que de acuerdo a sus características que el ignitor que se seleccionará para encender la lámpara es el ignitor de respuesta natural. 49 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro Tabla 3. 1 Ventajas y desventajas de los circuitos ignitores. Tipo de inversor Ignitor externo Ignitor resonante serie Ignitor de respuesta natural Ventajas Desventajas - Menor tamaño del transformador - Picos de voltaje altos - Alimentación con voltajes altos en la carga - Simplicidad - Menor cantidad de componentes - Sobretiros de voltaje altos de acuerdo a la respuesta natural - Simplicidad - Menor cantidad de componentes - Circuito externo - Mayor número de componentes. - Cambio de Frecuencia programación o circuitos asociados incrementan el circuito o lo vuelven más complejo. - El tamaño del transformador puede variar de acuerdo a la respuesta natural 3.4.2.Análisis de la etapa del ignitor El ignitor de respuesta natural encenderá a la lámpara de acuerdo a la respuesta natural no forzada de una red LC, la cual está compuesta por el primario del transformador La y el capacitor Cx. En la Figura 3. 12, se muestra el circuito de la topología de la etapa del ignitor que será utilizada para el encendido de la lámpara. Figura 3. 12 Topología seleccionada para la etapa del ignitor Para fines de que el circuito ignitor no interfiera en el circuito del balastro, en el análisis se considera que la impedancia capacitiva es mucho mayor que la impedancia proporcionada por el secundario del autotransformador, como se muestra a continuación. X LS X Cx (3.32) Por otra parte se designa a Q como la relación que existe entre la impedancia generada por los elementos pasivos y la resistencia de la lámpara, la cual se obtiene: U 50 R R 2 X C2x (3.33) Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro En la ecuación (3.34), se muestra la expresión para obtener la impedancia capacitiva en relación con la resistencia de la lámpara y U. X Cx R 1 1 U2 (3.34) Después de haber obtenido la impedancia capacitiva, se procede a obtener el valor del capacitor Cx. Cx 1 wBF RX C (3.35) A partir de la obtención del valor del capacitor Cx del ignitor, se adquiere la magnitud de la inductancia del primario del transformador La y el capacitor Cx tengan un comportamiento de respuesta natural no forzada en función de una alta frecuencia, como se comporta una red RL, el cual se desarrolla de las siguientes expresiones: wHF La 1 La Cx 1 w Cx 2 HF (3.36) (3.37) Para efectos de diseño del transformador, para que su impedancia no influya en la carga, se considera la siguiente expresión: X La X Lb R (3.38) Por otro lado, se considera que la variable P representa la relación que existe en la impedancia total del transformador con respecto a la impedancia de la lámpara dada en la ecuación (3.39). P R X La X Lb (3.39) Desarrollando la ecuación (3.39), mediante la sustitución de X La y X Lb por sus definiciones, se tiene que: P R wBF La Lb (3.40) 51 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro Sabiendo que Lb=n2La y sustituyendo en (3.40), el valor de la variable P sería: P R wBF La n 2 1 (3.41) Para el cálculo de la inductancia del segundario Lb se toma en consideración que su diseño tiene que ser a una alta frecuencia, para que su valor no posea gran efecto en el estado estable de la lámpara. La relación de vueltas del transformador del ignitor está dada por la ecuación (3.42). n R 1 wBF PLa (3.42) Por lo tanto la expresión para la magnitud del devanado secundario Lb esta dado por la ecuación: Lb n2 La (3.43) 3.5. Metodología del cálculo de los elementos de la topología empleada. A continuación se presenta el diseño del balastro electrónico integrado para la lámpara NEC® FCL 32 EX N – HG (Figura 3. 13), la cual fue caracterizada en [11]. En la Tabla 3. 2 se muestran las especificaciones que se toman en consideración para elaboración del prototipo del balastro. Figura 3. 13 Lámpara NEC® FCL 32 EX N – HG 52 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro Tabla 3. 2 Especificaciones de diseño del balastro. Parámetro Voltaje sinusoidal rectificado pico Potencia de la lámpara m q Resistencia de la lámpara Voltaje máximo en interruptor MC Frecuencia de conmutación del convertidor Símbolo Vin PLamp Valor 180 32 4.9 3.48 150 100 100 RLamp VMC FS Unidad Volts Watt Ω Volts kHz En la Tabla 3. 3 se muestra la secuencia de pasos como resumen del análisis realizado en anteriores apartados para el de diseño del balastro. Para aplicar el procedimiento de diseño, se tienen las siguientes especificaciones: Tabla 3. 3 Secuencia del diseño de balastro Paso Símbolo 1º. Cálculo de la resistencia del inversor RINV 2º. Cálculo del voltaje de salida del flyback VC 3º.Cálculo del voltaje pico del inversor VINV 4º. Cálculo de la relación de vueltas n Fórmula general RINV Valor Unidad m2 8m 2 (qVin )2 2 PLamp (m(q 1)) 2 489.95 Ω Vin m 36.73 V 48.32 V VC q(m 1) VINV Vin m(q 1) n VC VMC VINV Vin VC 1 Dis D 5º. Cálculo del ciclo de trabajo del convertidor flyback D 6º. Corriente pico en la bobina LP ILPpk 7º. Inductancia del primario LP 8º. Inductancia del secundario LS 9º. Cálculo del condensador del convertidor CO 10º.Cálculo del condensador del inversor CINV 1 nm n n VINV Vc 0.41 2Vin q(m 1) RINV m q 1 D 1.66 A (Vin VC VINV ) DTS I LPpk 120 µH 60.71 µH 52.86 mF 4.2 uF I LPpk LP 0.71 Ls LP * n * n Co 2 R INV R F f Linea CINV 100 2 FS RLamp 53 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro 3.6. Simulación del balastro con carga resistiva A continuación se presentan los resultados obtenidos en simulación del balastro con carga resistiva. Estas simulaciones se realizaron en PSPICE (versión 10.5). En la Figura 3. 14, se presenta el esquemático en del balastro diseñado: M33 IRF840 L2 1 2 177.5uH D1 MUR460 VCC1 D2 MUR460 M34 L6 1 2 5.3mH V1 VOFF = 0 VAMPL = 180 FREQ = 60 VCC2 2 L7 C7 47n VP34 R4 10 C8 1n V4 C6 4.2u IRF840 V1 = 0 V2 = 15 TD = 0 TR = 10n TF = 10n PW = 5u PER = 10u GP34 R12 1 150 5.3mH D3 MUR460 K K3 K_Linear COUPLING = 1 L1 = L2 D4 MUR460 L2 = L5 C10 4.2u M35 VP35 IRF840 GP35 C5 52.8u 0 VP34 R10 0.5 VP35 D10 2 MUR820 L5 35.9uH 1 R5 10 R6 10 V5 V1 = 0 V2 = 15 TD = 0 TF = 10n TR = 10n PW = 0.47m PER = 1m GP34 GP35 V6 V1 = 0 V2 = 15 TD = 0.5m TF = 10n TR = 10n PW = 0.47m PER = 1m Figura 3. 14 Esquemático del Balastro diseñado con carga resistiva En la Figura 3. 15 se muestran las formas de ondas de la corriente de línea y del voltaje de línea. Se puede ver la forma de onda de la corriente de línea tiende a seguir durante la mayor parte del ciclo de línea a la forma de onda de voltaje de la fuente sinusoidal. La forma de onda de la corriente de entrada es similar a la predicha en los cálculos teóricos. 54 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro Voltaje(V) 200 100 0 -100 -200 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 a) Corriente(A) 0.4 0.2 0 -0.2 -0.4 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 b) Tiempo (s) Figura 3. 15 Voltaje y corriente de la fuente de alimentación sinusoidal En la Figura 3. 16 se muestran las formas de onda de corriente y voltaje en la resistencia de carga vistas desde baja frecuencia. Se puede apreciar que estas formas de onda presentan una modulación en la amplitud de baja frecuencia correspondiente a una señal sinusoidal más una componente de corriente directa. El voltaje máximo en la carga es de 104.5 V, mientras que la corriente máxima es de 697 mA. 200 Voltaje (V) 104.5 100 0 -100 -200 0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.01 0.012 0.014 0.016 a) 1 Corriente(A) 0.697 0.5 0 -0.5 -1 0 0.002 0.004 0.006 0.008 b) Tiempo (s) Figura 3. 16 Formas de onda de voltaje y corriente. a) Corriente en la resistencia de carga. b) Voltaje en la resistencia de carga 55 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro En la Figura 3. 17 se observa que el factor de potencia obtenido en la alimentación del balastro, con un valor de 0.97. 1 0.9 0.97 Factor de potencia 0.8 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 Tiempo (s) Figura 3. 17 Factor de Potencia obtenido del balastro En la Figura 3. 18 se presenta la potencia promedio en la resistencia de carga. La potencia que se le suministra a la resistencia es de 31.87 W, la cual difiere de la potencia que necesita la lámpara de 32 W. 40 35 30 P(W) 31.81 25 20 15 10 5 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 Tiempo (s) Figura 3. 18 Potencia suministrada a la resistencia de carga La eficiencia del balastro sin ignitor es presentada en la Figura 3. 19, con un valor de 97.2 % y se considera eficiencia se considera alta. 1.2 1 0.972 Eficiencia 0.8 0.6 0.4 0.2 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 Tiempo (s) Figura 3. 19 Eficiencia del balastro sin ignitor 56 0.08 0.09 0.1 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro Las pérdidas presentadas en el mosfet del convertidor flyback tienen un valor de 122 mW y se muestra en la Figura 3. 20, estas pérdidas se consideran que son mínimas. 0.3 Perdidas (W) 0.25 0.2 0.122 0.15 0.1 0.05 0 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 Tiempo (s) Figura 3. 20 Pérdidas presentada en el mosfet del convertidor Por parte de la etapa del inversor se considera que los mosfets que lo integran presentan pérdidas de 63.3 mW. 0.08 0.07 Perdidas (W) 0.06 0.0633 0.05 0.04 0.03 0.02 0.01 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 Tiempo (s) Figura 3. 21 Pérdidas presentadas en el mosfet del inversor 3.7. Simulación del balastro con ignitor integrado A continuación se presentan los resultados obtenidos en simulación del balastro con el circuito ignitor y la carga resistiva que representa la lámpara. Estas simulaciones se realizaron en PSPICE (versión 10.5). En la Figura 3. 22 se presenta el esquemático en del balastro diseñado. 57 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro M33 IRF840 L2 R11 1 2 177.5uH D1 MUR460 VCC1 D2 MUR460 M34 2 5.3mH V1 VOFF = 0 VAMPL = 180 FREQ = 60 VCC2 2 C7 47n VP34 R4 10 L6 1 1 V4 V1 = 0 V2 = 15 TD = 0 TR = 10n TF = 10n PW = 5u PER = 10u C8 1n K K4 K_Linear COUPLING = 1 IRF840 L2 = L9 GP34 L1 = L8 L8 C11 1 L7 1 2 59.7uH 2 K K3 K_Linear COUPLING = 1 L1 = L2 D4 MUR460 10.6n L9 954.8uH 5.3mH D3 MUR460 C6 4.2u 1 R12 150 L2 = L5 C10 4.2u M35 VP35 IRF840 GP35 C5 R13 0.01 52.8u VP34 R10 0.5 0 VP35 D10 2 MUR820 L5 1 R5 10 I 35.9uH R6 10 V5 V1 = 0 V2 = 15 TD = 0 TF = 10n TR = 10n PW = 0.47m PER = 1m GP34 GP35 V6 V1 = 0 V2 = 15 TD = 0.5m TF = 10n TR = 10n PW = 0.47m PER = 1m Figura 3. 22 Circuito esquemático del balastro electrónico con ignitor integrado En la Figura 3. 23 se observa las formas de onda de la fuente de alimentación en donde se aprecia que la señal de voltaje casi está en fase con la señal de corriente. Cabe señalar que el pico de corriente que se alcanza es de 308 mA y la señal de voltaje es de 180 V. Voltaje(V) 200 180 0 -200 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 0.07 0.08 0.09 0.1 Corriente(A) a) 0.5 0.308 0 -0.5 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 b) Tiempo (s) Figura 3. 23 Voltaje y corriente de la fuente de alimentación 58 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro Voltaje(V) En la Figura 3. 24 se presentan las formas de onda de la corriente y el voltaje en la carga en estado estable. El voltaje del pulso máximo de la carga es de 96.4 V sin considerar los sobretiros, mientras que en la corriente tiene un valor de 665mA. 96.4 331.7 200 0 -200 0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 0.016 0.018 0.016 0.018 Corriente(A) a) 2 0.665 2.27 0 -2 0 0.002 0.004 0.006 0.008 0.01 0.012 0.014 b) Tiempo (s) Figura 3. 24 Voltaje y corriente en la carga en estado estable El factor de potencia obtenido en simulación del prototipo con ignitor integrado se muestra en la Figura 3. 25, con un valor de 0.953. 1 0.9 0.953 Factor de potencia 0.8 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 Tiempo (s) Figura 3. 25 Factor de potencia en balastro con ignitor Al realizar la simulación, se obtuvo que el valor del factor de cresta es de 1.39, por lo que se observa que es aproximado a la unidad. 59 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro La eficiencia obtenida del balastro con el circuito ignitor es de 95.5% como se muestra en la Figura 3. 26. 1.2 1 0.955 Eficiencia 0.8 0.6 0.4 0.2 0 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 Tiempo (s) Figura 3. 26 Eficiencia del Balastro con el ignitor Las pérdidas en el interruptor del convertidor como se muestra en la Figura 3. 27 es de 165mW como valor máximo. 0.18 0.16 0.14 0.165 0.101. Pérdidas (W) 0.12 0.1 0.08 0.06 0.04 0.02 0 -0.02 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 Tiempo (s) Figura 3. 27 Pérdidas en el interruptor del convertidor Las pérdidas en los interruptores de la etapa del inversor son de 64.8 mW y con un valor máximo de 74 mW como se muestra en la Figura 3. 28 0.08 0.0648. 0.074 0.07 Pérdidas (W) 0.06 0.05 0.04 0.03 0.02 0.01 0 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 Tiempo (s) Figura 3. 28 Pérdidas en el interruptor del inversor 60 0.09 0.1 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro La topología permite que las pérdidas en los mosfets del convertidor e inversor sean relativamente bajas. La selección de un circuito ignitor, fue desarrollado analizado y diseñado para que proporcione un alto voltaje para el encendido de la lámpara y así mismo que no tuviera mayor influencia en la operación del balastro. Los resultados comparativos entre los valores obtenidos del balastro sin circuito ignitor y con ignitor son mostrados en Tabla 3. 4 en donde se observa que la influencia que tiene el circuito ignitor, repercute en la eficiencia del balastro. Otro de los aspectos importantes que cabe resaltar es que con el uso el circuito ignitor seleccionado, no se tienen que incrementar el número de componentes, tamaño o realizar un cambio de frecuencia, como en [6]; los cuales representan desventajas para el diseño del balastro. Tabla 3. 4 Tabla comparativa de las características del balastro, que fueron simuladas en PSpice Parámetro P(W) Eficiencia (%) Factor de Potencia(FP) Factor de Cresta(FCC) Balastro sin ignitor que alimente la carga 31.8 97.2 0.97 1.38 Balastro con ignitor que alimente la carga 31.6 95.5 0.953 1.39 Diferencia 0.6 1.74 1.75 -0.7 Por otra parte, se realizó una simulación tomando en cuenta el comportamiento de la lámpara en el estado de pre-encendido, la cual se comporta como una gran impedancia. La simulación se llevo a cabo quitando la carga de 150Ω (que representa a la lámpara en estado estable) y dejando el circuito sin carga para que simule el comportamiento de la lámpara en el preencendido. En la Figura 3. 29 se presenta el voltaje que es proporcionado por el ignitor, que es de 1.15kV. 61 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 3. Análisis y diseño de las etapas del prototipo del balastro 1195 800 400 0 -400 -800 -1111 0.01300 0.01304 0.01308 0.01312 0.01316 0.01320 0.01324 0.01328 0.01332 0.01336 Tiempo (s) Figura 3. 29. Voltaje proporcionado por el ignitor cuando la lámpara está en la etapa del pre-encendido. 62 Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro En este capítulo se lleva a cabo la implementación del prototipo mediante una selección de componentes y posteriormente probado mediante un protocolo de pruebas para el correcto funcionamiento. Los resultados del funcionamiento del prototipo son presentados en este apartado. 64 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro 4.1. Selección de los componentes 4.1.1.Circuitos integrados de control Para el circuito de control del interruptor del convertidor flyback se designó el CI TL494, el cual es un circuito de control de modulación de ancho de pulso. El máximo voltaje de alimentación de este integrado es de 40V y la máxima frecuencia que puede proporcionar es de 200kHz. En la ¡Error! No se encuentra el origen de la referencia. se presenta el circuito integrado TL494 en su forma física. En este dispositivo se puede configurarse de tal forma que varíe el ancho de los pulsos de salida de un 0 a 90%. Figura 4. 1 Dispositivo de control TL494 En el caso del control de los interruptores de inversor, se utilizó el CI IR2153 que es un controlador medio puente auto-oscilante. Este dispositivo se ha elegido por su sencillez y de acuerdo a su configuración puede operar hasta una frecuencia máxima de conmutación de 200kHz. La técnica que emplea en los interruptores del inversor medio puente es mediante la técnica boostrap. El voltaje de alimentación máximo es de 15.6V y una frecuencia máxima de conmutación de 200kHz, según sus hojas de especificaciones. Figura 4. 2 CI IR2153 Por otra parte, este dispositivo está sujeto a proporcionar casi el 50% de ciclo de trabajo en los interruptores y un tiempo muerto entre cada pulso de 1.2µs. 65 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro 4.1.2. Interruptores Para la selección de los dispositivos de conmutación en el convertidor flyback y el inversor, tomó en cuenta los esfuerzos de tensión de ambas etapas, los cuales son de 130V y 84.2V. El Mosfet que se seleccionó es el de matrícula IRF840 que soporta un voltaje drenaje fuente máximo que soporta es de 500V y una corriente máxima de drenaje de 8A. En la Figura 4. 3 se muestra la apariencia física del mosfet y su configuración. Figura 4. 3 Configuración del IRF840 Para el caso del diodo del convertidor flyback, el esfuerzo de tensión calculado que soporta es de 36.73 V. El diodo que se seleccionó en esta etapa es el MUR860 que soporta es de 600V y la corriente máxima de 8A. En la Figura 4. 4 se presenta la estructura del diodo MUR860 Figura 4. 4 Configuración del diodo MUR860 4.1.3.Selección de los materiales para los transformadores del prototipo El núcleo que se empleó para la construcción del transformador del convertidor es el RM12/3C85. El material 3C85 soporta una frecuencia máxima de 100kHz, según su hola de especificaciones. La constante geométrica proporcionada por el RM12 es de 0.262cm 5 es superior, comparada con el valor de 0.000510cm5 que se calculo para el diseño del transformador del convertidor. En la Figura 4. 5 se muestra la forma física del núcleo RM12/3C85. En el Anexo A se encuentra el procedimiento que se llevo a cabo para el diseño del transformador del convertidor flyback. 66 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro Figura 4. 5 Núcleo y accesorio RM12 Para el diseño del Transformador del Ignitor, se empleo el núcleo y accesorios del E25/10/6-3F3. Este núcleo tiene una constante geométrica de 0.01392cm5 adecuada para la construcción del transformador del ignitor. La frecuencia de operación máxima del material 3F·es de 500kHz. En el Anexo B se presenta el procedimiento de diseño del transformador del ignitor. 4.1.4.Filtro EMI El filtro EMI se utiliza para lograr tener un factor de potencia alto. en el caso, se utilizo una aproximación para calcularlo mediante la ecuación utilizada por [5] y [21]. En la ecuación (4.1), se propone el valor del capacitor y la frecuencia. L 4.2. 1 2 f 2 C 10 Equation Section 4 (4.1) Implementación del prototipo del balastro Después de haber realizado la selección de los dispositivos óptimos para la realización de cada etapa del balastro, se prosiguió a la implementación de dichas etapas que a continuación se describirán en las siguientes secciones. 4.2.1.Circuitos de Control En la Figura 4. 6 se muestra el esquemático del circuito de control para el Mosfet del convertidor Flyback, que se utilizó para el manejo de la conmutación del mismo. Este circuito proporciona una frecuencia de oscilación de 100 kHz. 67 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro El circuito de control está integrado por el CI TL494, configurado según su hoja de especificaciones, para entregar pulsos en alta frecuencia transfiriéndolos a las bases de dos transistores que se encuentran configurados como un arreglo “Tótem Pole”, el cual según [22] es capaz de suministrar y disipar corrientes grandes. El arreglo de transistores NPN y PNP actúan como seguidores de emisor y ofrecen baja impedancia a la salida. Estos transistores operan en la región lineal en lugar del modo de saturación y como resultado minimizan el tiempo de retardo. El capacitor Cp tiene como finalidad el promediar la señal PWM, eliminando la componente de CD, y que posteriormente se transferirá al primario del transformador de pulsos. 0.1µF IN + 2 IN+ 16 2 IN- 2 IN- 15 3 FED BACK RFE 14 4 1nF DTC 5 CT 6 RT 7 GND 100kΩ 8 150Ω CI TL949 100kΩ 1 OUT 13 CONTROL VCC 12 C2 11 E2 10 E1 Vin VCC Q3 BD135 Ds 1N4937 VCC Cp D Cs 1:1 S 150Ω 0.1µF Mc G 0.1µF 10 Dz 1N4742 Q4 BD136 9 10kΩ Transformador de pulsos VCC Figura 4. 6 Esquemático del circuito de la etapa de control del dispositivo de conmutación del convertidor Flyback El papel que juega el transformador de pulsos aparte de aislar las tierras, es el transferir la señal PWM para el disparo del dispositivo de conmutación. Una de las ventajas del uso del transformador es que se evita el uso de una fuente de alimentación auxiliar para que funcione, sin embargo, este dispositivo solo puede utilizarse en señales PWM superiores a 20 kHz. Por otra parte, el capacitor Cs y el diodo zener Dz, actúan en el circuito como un doblador de voltaje. El capacitor Cs se carga con el voltaje VCC/2, durante el pulso positivo de la señal PWM; cuando se tiene el pulso negativo de la señal, el voltaje V Dz se suma al voltaje VCs, para transferirlo a la resistencia de compuerta. El diodo Ds se utiliza para descargar la capacitancia parasita CGS, del Mosfet. El circuito de control elegido para la etapa de del inversor de medio puente se muestra en la Figura 4.7. La tensión (VCC) que se emplea en este circuito de control es de 68 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro 15V y está en función de la tensión que necesita el Mosfet para asegurar su operación en zona de saturación y así conmute a la frecuencia proporcionada por el CI IR2153. Uno de los aspectos que se tomaron en cuenta al configurar el CI IR2153 para suministrar la frecuencia al inversor, es la tensión en el pin Vs, la cual es igual a la tensión que se le aplica en la terminal de drenaje del Mosfet M1INV (cuando el Mosfet Flotado (M1INV) conduce y el Mosfet referido a tierra (M1INV) está apagado). Esta tensión forma parte de la diferencia de potencial entre los pines VB y Vs (VB-Vs) que alimentan y excitan al arreglo de transistores que internamente tiene el circuito integrado, logrando así que se proporcione la tensión en el Mosfet M1INV. Según [23] la tensión VBS (VB-Vs), es una tensión flotante que se expresa tomando como referencia Vs. Cuando se propone que M1INV este conduciendo, la tensión en Ho tomara un valor superior a la tensión VDS, dado por la expresión ¡Error! No se encuentra el origen de la referencia.. VHo VDS VGS (on ) (4.2) Para conseguir la tensión VHo, se tienen varios métodos de los cuales el más recurrido es mediante la técnica de Bootstrap. VCC Dbs VCC 1N4937 1 15kΩ 3 47µF RT CT VB IR2153 2 VCC HD VS 0.1µF 5 6 Cbs D 10Ω S 7 D 10Ω 0.1µF 4 COM Lo M1INV G 8 G M2INV S Figura 4.7 Esquemático del circuito del control de la etapa del inversor de medio puente. La técnica de Boostrap, consiste en el arreglo del diodo Dbs y el capacitor Cbs y opera cuando M1INV está apagado y M2INV encendido; el condensador Cbs se carga a un valor de tensión aproximadamente Vcc. La carga deberá ser rápida debido a que la constante de tiempo es muy pequeña. 69 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro Cuando M2INV está apagado y M1INV esta encendido, la energía almacenada en el capacitor Cbs se descarga en el circuito integrado, ya que el diodo es polarizado inversamente, logrando asi la excitación de los componentes internos del circuito integrado y éste a su vez proporcione la tensión suficiente para que M1INV entre en conducción. Por otra parte la frecuencia de conmutación que proporciona el CI IR2153, según la configuración obtenida de las hojas de especificaciones, será regida por la ecuación ¡Error! No se encuentra el origen de la referencia. f 1 1.4 RT 150 CT (4.3) 4.2.2.Circuito de Potencia El circuito de potencia del balastro contempla las etapas del convertidor, el inversor y el ignitor. Cada etapa fue implementada de acuerdo a las especificaciones de cada elemento para su óptimo funcionamiento. El circuito implementado de potencia se muestra en la Figura 4. 8. D1-D4 1N4937 D1 LpC 176.7µH Mc IRF840 D2 Control del Mosfet del Convertidor Filtro EMI LpIg 60.8µH Control de los Mosfets del Inversor CA 180V D3 C1INV 4.7µF M1INV IRF840 LsIg 948µH RLamp 160Ω D4 CO 68µF Dc MUR860 M2INV IRF840 LsC 32.5µH Figura 4. 8. Esquemático del circuito de potencia del balastro. 70 CIg 10nF C2INV 4.7µF Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro Una de las características que se consideró para el diseño del transformador del convertidor Flyback, como se menciona en [24], es que el transformador actúa como un inductor con dos bobinas. El devanado primario se utiliza durante el intervalo de conducción del transistor, almacenando energía, y el secundario se utiliza durante el intervalo de conducción del diodo. La densidad de flujo para este transformador es dada de acuerdo al modo de conducción discontinuo, por lo que las pérdidas en el núcleo serán significativas. En el Anexo A se presentan los pasos que se llevaron a cabo para el diseño del transformador del convertidor. Por otra parte, la etapa del ignitor fue implementada de acuerdo a la labor que desempeña, en función de la impedancia de la lámpara para su encendido, ya que presenta dos estados: a) Cuando la impedancia de la lámpara es infinita y se considera un circuito abierto. b) Cuando la lámpara se enciende ésta conduce y por lo tanto el circuito cambia sus características. Para lograr que la lámpara cambie de impedancia se necesita que ésta reciba voltajes relativamente altos. El diseño del ignitor se basa en utilizar la respuesta natural de un circuito LC, que está conformado por el devanado primario del transformador y el capacitor del ignitor. El devanado primario almacena esa energía y la transfiere al secundario proporcionándosela a la lámpara. El sobretiro de voltaje que presente la respuesta natural debe ser lo suficientemente grande y durar cierto tiempo para lograr que la lámpara se estabilice y encienda. Para el diseño del transformador se consideró que el devanado primario debe de tener cierto valor a la frecuencia de 200 kHz, ya que ésta frecuencia es la que fue seleccionada como frecuencia natural del circuito, mientras que el devanado secundario estará construido a la frecuencia del inversor. En el Anexo B se presentan los pasos que se siguieron para el diseño del transformador del ignitor. En la Figura 4.9 se muestran señaladas las etapas que integran el circuito del balastro implementado. 71 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro Cto. De Control del convertidor Flyback Cto. Del Convertidor Flyback Cto. De Control del Inversor de medio puente Cto. Del Inversor de Medio Puente Cto. Del Ignitor Figura 4.9 Circuito del Balastro implementado 4.3. Pruebas del prototipo Para la realización de las pruebas del balastro, se llevó a cabo un protocolo para verificar el correcto funcionamiento del mismo. 4.3.1.Protocolo de pruebas El protocolo consta de los siguientes pasos: 1º. Montar los circuitos de control del convertidor y del inversor en la placa y comprobar el funcionamiento de ambos. 2º. Probar el funcionamiento óptimo de la etapa del convertidor Flyback utilizando una resistencia de carga de 489.5Ω, que representara la resistencia inversor-lámpara. 3º. Colocar los elementos que integran el inversor de medio puente, el ignitor y la resistencia de 150Ω, que representa el comportamiento de la lámpara fluorescente en estado estable, en la placa del circuito impreso y realizar las pruebas de comportamiento del balastro. 72 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro 4º. Retirar la carga de 150Ω y realizar las pruebas al balastro, con la finalidad de observar el funcionamiento del balastro, simulando que la lámpara se encuentra en el estado de pre-encendido. 5º. Conectar la lámpara y verificar que el ignitor proporcione a la lámpara el voltaje que necesita y que no se apague. 4.3.2.Resultado de las pruebas experimentales del balastro con carga resistiva Después de haber realizado la metodología de pruebas se prosiguió a tomar las señales de corriente y voltaje de la fuente de alimentación, que se muestra en la Figura 4.10. En esta figura se observa que la corriente de entrada proporcionada por la fuente es afectada por los armónicos de corriente, mientras que la señal de voltaje es puramente sinusoidal. Así mismo cabe señalar que ambas señales no presentan un gran desplazamiento. La señal de corriente pico tiene un valor de 290 mA y la señal de voltaje pico presenta un valor de 176 V. Figura 4.10 Señal de Corriente (superior) y Voltaje de la fuente de alimentación (inferior). En la Figura 4. 11 se muestran las señales de voltaje VGS, voltaje VDS y corriente IDS, que se tomaron durante las pruebas. Cabe señalar que el voltaje VGS tiene un valor de 12 V el cual es proporcionado por el circuito de control del mosfet del convertidor. La señal de corriente del mosfet presenta un valor máximo de 1 A, mientras que el voltaje del mosfet 108 V con un transitorio de 80 V. 73 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro La señal de la Figura 4. 12 es el voltaje de salida de CD del convertidor flyback el cual tiene un valor de 37.2 V. Figura 4. 11 Señales de VGS (superior), IDS (media) y VDS (inferior) del Mosfet del convertidor Figura 4. 12 Voltaje Vc de salida del convertidor Las señales de voltaje y corriente en los Mosfet del inversor son mostradas en la Figura 4. 13 y Figura 4. 14. Las señales de voltaje para ambos mosfets del inversor tienen un valor máximo de 160 V, mientras que las corrientes 800 mA. Figura 4. 13 Voltaje (superior) y corriente (media en 2) en M1INV. Voltaje (media en 3) y corriente (inferior 4) de M2INV. Figura 4. 14 Voltajes (superiores en 1 y 3) y corrientes de los mosfets M1INV y M2INV (inferiores en 2 y 4). Las señales de voltaje y corriente que se obtuvieron en la resistencia de carga de 150Ω, que representa la lámpara en estado estable se muestran en la Figura 4. 15, con valor en el voltaje pico de 100V y en la corriente pico de 700 m A. 74 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro Figura 4. 15 Voltaje (superior) y corriente (inferior) en la carga Las señales obtenidas de la etapa del ignitor son las que se muestran en la Figura 4. 16. La corriente en esta figura muestra sobretiros de 1.9 A, mientras que el voltaje presenta un sobretiro 1.05 kV. La Figura 4. 17 se presenta el transitorio de la respuesta natural obtenida por el circuito ignitor, cabe señalar que se obtuvo un sobretiro máximo de 720 V. Figura 4. 16 Voltaje VDS (superior), Voltaje en la carga (media) y corriente en la carga (inferior) Figura 4. 17 Voltaje en la carga (rosa en 3), corriente en la carga (verde en 4). Por otra parte, se realizaron pruebas al balastro sin carga y sin lámpara, obteniéndose los resultados mostrados en la Figura 4. 18, donde se observa que el ignitor sigue proporcionando el transitorio de la respuesta natural aunque no se tenga una carga. En Figura 4. 19 se observan que el valor máximo del transitorio es de 940 V. La señal de voltaje proporcionada por el control del inversor en ambas figuras es de 15 V. Cabe señalar que el balastro no tuvo complicaciones de pérdidas por calentamiento en los dispositivos, ni pérdidas por esfuerzos grandes. 75 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro Figura 4. 18 Señales de voltaje del Control del inversor (superior) y de la salida del balastro (inferior) Figura 4. 19 Señales de voltaje del control de inversor (superior) y la salida del balastro (inferior) La prueba que se llevó a cabo sin carga y sin lámpara tuvo el objeto de simular el estado de pre-encendido de la lámpara, en donde se considera que la carga presenta una alta impedancia. De esta forma concluyen las pruebas con la resistencia simulando el comportamiento de la lámpara en estado estable. 4.4. Análisis comparativo de las pruebas experimentales con el análisis teórico. Al concluir las pruebas del prototipo con la resistencia, se realizó una comparación de las especificaciones de diseño del balastro para la confirmación de los valores de voltajes y corrientes de cada etapa. En la Tabla 4. 1, se muestra la comparación de los aspectos importantes en el diseño del balastro. Tabla 4. 1Características importantes del balastro Parámetro Valor calculado Valor simulado Valor del prototipo % Error entre el valor del prototipo y el calculado Potencia en la carga 32W 31.87W 31.6W 1.25 Eficiencia del balastro 96% 93.8% 91.9% 4.27 Factor de Potencia 0.99 0.963 0.979 1.1 76 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro 4.4.1.Resultado de las pruebas experimentales del balastro con la lámpara fluorescente Cabe señalar que al realizar las pruebas con la lámpara, se obtuvieron las señales que se muestran en la Figura 4. 20. En esta figura se muestran el voltaje aplicado a la lámpara (señal superior) y la corriente a través de la misma (señal inferior) en la señal de corriente se puede observar que se lograba producir el arco der descarga, pues en los voltajes altos se observan picos de corriente en la lámpara. Sin embargo, se logra apreciar que la corriente se amortiguaba hasta que el arco se extinguía. Lo cual indicaba que el balastro no lograba estabilizar el arco de descarga. Figura 4. 20 Voltaje (superior) y corriente (inferior) en la lámpara Ante esta situación, no se tenía la certeza de si la extinción del arco de descarga se debía estrictamente al balastro o al ignitor utilizado, por lo que se procedió a utilizar otro ignitor probado en [6] y se hicieron algunos cambios en la estructura del balastro, los resultados de estas pruebas se comentan en el siguiente capítulo. 77 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 4. Implementación y pruebas del prototipo del balastro 78 Capítulo 5. Conclusiones En el presente capítulo se exponen las conclusiones a las que se llegaron en base al desarrollo de la tesis. Así mismo se presentan las dificultades que se tuvieron en la estabilización del arco de la lámpara, aportaciones y trabajos futuros. 79 80 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 5. Conclusiones 5.1. Conclusiones Este trabajo tuvo como objeto elaborar un balastro electrónico de ondas cuadradas para lámparas fluorescentes a fin de aprovechar las ventajas de reducir costos mediante la integración de etapas y al no utilizar un tanque resonante, mediante la topología empleada por [12]. Por otra parte, se obtiene un incremento en la eficacia lumínica y vida útil con este tipo de onda de acuerdo a [11]. Cabe señalar que esta topología no logró estabilizar la lámpara y como resultado, no se comprobó que funcionara como balastro para este tipo de lámpara. Sin embargo, cabe resaltar que con este circuito, se obtuvieron resultados favorables los cuales se mencionan a continuación: Los valores de los parámetros de factor de potencia y eficiencia del circuito del balastro superan a los valores reportados en [12]. El factor de cresta que proporciona esta topología entra dentro del rango permitido de vida útil. Aprueba la norma de armónicos IEC 61000-3-2, en equipos de clase C. Con el circuito ignitor de respuesta natural se logran voltajes altos del orden de kV, mediante la respuesta natural de una red LC. Por otra parte, en el siguiente apartado se mencionará la problemática que se tuvo al querer estabilizar la lámpara. 5.1.1.Problemática que se presentó durante el desarrollo del proyecto Al observar que el arco de la lámpara no se estabilizaba se llevaron a cabo una serie de pruebas, que partieron de considerar algunas suposiciones que a continuación se enumeran: 81 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 5. Conclusiones 1. El tiempo de la respuesta natural no era suficiente para darle oportunidad a la lámpara de que se estabilizara el arco. 2. El ignitor no le proporcionaba el suficiente voltaje para el encendido de la lámpara. 3. La lámpara no lograba estabilizarse debido a no recibe la suficiente potencia como consecuencia a los cruces por cero, cuando se somete a la lámpara a una alimentación con una portadora de formas de onda de corriente cuadradas a la frecuencia de 1kHz y una moduladora de 60Hz (frecuencia de línea). 4. El convertidor Flyback no realizaba la función de resistencia estabilizadora de la corriente de la lámpara. 5. Fallas en la etapa del inversor medio puente debido a que los capacitores que constituyen al mismo, actúan como una impedancia en serie que afecta la estabilidad de la lámpara. Para descartar las posibles fallas anteriores se realizaron pruebas correspondientes para verificar el correcto funcionamiento del balastro. En la Tabla 5. 1 se muestra las modificaciones que se realizaron al prototipo para descartar la posibilidad de falla. Tabla 5. 1 Pruebas que se realizaron para cada caso de posible falla en el balastro Posible causa Modificación de prototipo. 1 Se realizó la manipulación del cambio de frecuencia manualmente en el control de los interruptores del inversor, con la finalidad de proporcionarle el voltaje en un tiempo suficiente que estabilice el arco y una vez encendida regresara a operar a la frecuencia de 1 kHz (estrategia utilizada en [6]) 2 Se cambiaron los parámetros de diseño del ignitor como el número de vueltas del transformador para que proporcionara picos de voltaje mayores. 3 4 5 Se hizo el cambio de alimentación de voltaje de CA a CD, con el motivo de descartar la posibilidad de que la lámpara no recibiera la suficiente potencia en consecuencia de los cruces por cero. Para descartar la posibilidad de que el convertidor no funcionaba como una resistencia estabilizadora de la corriente de la lámpara se reemplazó por una resistencia la cual se varió para ver el comportamiento de la lámpara. Se cambiaron los capacitores del inversor medio puente. Al haber realizado las modificaciones en el prototipo por las posibles fallas, los resultados que se obtuvieron, son mostradas en la Tabla 5. 2. 82 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 5. Conclusiones Tabla 5. 2 Resultados de las modificaciones del prototipo Posible causa 1 2 3 4 5 Actividad realizada Se logró que la lámpara se encendiera, pero solamente cuando se le aplicaba la alta frecuencia. Posteriormente que se cambiaba la frecuencia a una más baja, la lámpara se apagaba. Se llegaron a cambiar los parámetros para que los picos de voltaje fueran más altos, obteniendo como resultado que el ignitor proporcionara picos hasta de 1.2kV. a. Se alimentó al balastro con voltaje de CD, cambiando el voltaje de entrada de tal forma que la potencia de salida fuera la indicada para el tipo de lámpara. b. Se varió el voltaje de entrada. Se reemplazó el convertidor y se conectó una resistencia equivalente a la resistencia del convertidor según el modelo promediado. Posteriormente se varió la resistencia para ver el comportamiento de la lámpara. Se cambiaron los capacitores del inversor medio puente a unos de una magnitud inferior. Resultado de modificación No se mantenía estable el arco de la lámpara. La lámpara encendía pero seguía sin estabilizarse. La lámpara no se estabilizó. La lámpara no se estabilizó La lámpara encendió y estabilizó pero las formas de onda eran no cuadradas, no se entregaba la potencia nominal y el factor de cresta era mayor de 10 Debido a que se encontró que el cambio de capacitores en el inversor tenía como resultado que la lámpara encendiera, se formuló como hipótesis en la que posiblemente encendería la lámpara si el inversor no fuera la topología de medio puente. Por lo que, se propone como trabajo futuro, el cambio de inversor medio puente a puente completo, con el propósito de descartar la posibilidad de falla del inversor. La finalidad de utilizar un inversor puente completo es porque su implementación es de armado sencillo y no requiere la elaboración de un diseño magnético. 83 Diseño y Construcción de un Balastro Electrónico de Ondas Cuadradas para Lámparas Fluorescentes Capítulo 5. Conclusiones 5.2. Trabajos futuros Dentro de los trabajos futuros se propone que se realicen pruebas complementarias a la topología cambiando la etapa del inversor y observar si se logra estabilizar el arco de descarga. Otro trabajo complementario a las pruebas sería buscar alternativas al análisis de la topología realizando un análisis a gran señal para descartar la posibilidad de la inestabilidad por parte de convertidor flyback (resistencia estabilizadora). Una de las actividades que quedaron pendientes en la evolución de este proyecto por efecto de que no se estabilizó la lámpara es la comprobación de que la topología empleada es capaz de aumentar la eficacia lumínica de la lámpara fluorescente. Por otra parte, la topología final que brinde la estabilización de la lámpara deberá ser comparada en costos con un balastro convencional de lámpara fluorescente, para descartar si puede o no competir en el mercado. 84 Referencias [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] [9] [10] [11] [12] [13] [14] [15] (2009, Uso Racional de Energía y Medio Ambiente. Nuevas Tecnologías, Cogeneración y Energía Renovable. Available: http://www.fide.org.mx/info_pdf/energia1.pdf. (2010, Lámparas Fluorescentes. Available: http://www.osram.com.ar/osram_ar/Productos_Profesional/Iluminacion_general/Lamparas _fluorescentes/index.html. S. J. Alcolea, "El potencial de ahorro energético del alumbrado," ed, 2008. D. A. 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Parámetro Magnitud Unidades VLp 63.9 V iM 1.03 A Ip 0.426 A Is 0.532 A 0.5 0.44 1.5 1.72E-06 1.2566E-06 0.1 100000 W Ω-cm H/m T Hz D N Pcu Ρ µo Bmax Fs Ku 0.25 Descripción Voltaje del devanado primario del transformador (Parámetro obtenido del simulación) Corriente magnetizante=i1pk (Parámetro obtenido del simulación) Corriente RMS del devanado primario del Transformador (Parámetro obtenido del simulación) Corriente RMS del devanado secundario del Transformador (Parámetro obtenido del simulación) Ciclo de Trabajo Relación de Transformación del transformador Perdidas en el cobre Resistividad del alambre magneto Permeabilidad del aire = 4π*10-7 H/m Máxima densidad de flujo magnético Frecuencia de conmutación Factor de utilización que representa la fracción del área de ventana del núcleo que se rellena con el alambre de cobre. En la Tabla A. 2, se muestra las especificaciones del núcleo RM12/I. Tabla A. 2 Especificaciones del núcleo RM12/I Parámetro Magnitud Ac 1.46 WA 0.75 MLT 6.1 Lm 5.66 Unidades cm2 cm2 cm cm Descripción Sección del área transversal del núcleo Área de ventana Longitud media por vuelta Longitud de la trayectoria magnética A continuación se muestra la metodología por pasos del diseño del transformador del convertidor Flyback 87 1º. Calcular la inductancia magnetizante con la siguiente ecuación: LM Vin D 155.09 H 2ii p , pk fs (A. 1) 2º. Obtener los esfuerzos totales de corriente a los que se someterá el transformador, mediante la siguiente fórmula: Itot I p NI s 660mA (A. 2) 3º. Establecer la Kg, para determinar el tamaño del núcleo necesario de acuerdo a la siguiente ecuación: L2M Itot2 iM2 8 Kg 2 10 0.000510cm5 Bmax Pcu Ku (A. 3) 4º. Determinar la Kgn correspondiente a un núcleo en específico, para corroborar que el tamaño del núcleo es el adecuado para el transformador. La Kgn del núcleo RM12/I obtenida es superior a la calculada anteriormente. El cálculo de la K gn se realizó con la siguiente fórmula: Ac 2WA K gn 0.262cm5 MLT (A. 4) Con el valor anterior se concluye que la Kgn del núcleo es mayor a la Kg calculada y por lo tanto el núcleo RM12/I puede ser utilizado. Cabe señalar que la selección del núcleo se afectada por la poca variedad en existencia del material magnético que se tiene en CENIDET. 5º. Se procede a calcular el tamaño del entrehierro que tendrá el transformador. lg o LM iM2 0.1416mm 2 Bmax Ac (A. 5) 6º. Cálculo del número de vueltas del devanado del primario, con la siguiente fórmula. np LM iM 104 10.9 vueltas Bmax AC 7º. Calcular el número de vueltas del secundario, mediante la fórmula siguiente: 88 (A. 6) ns Nn p 4.8 vueltas (A. 7) 8º. Calcular la fracción del área de ventana que será ocupada por cada uno de los devanados, mediante la obtención de los coeficientes α1 y α2. Para el devanado primario la fórmula será: I1 0.645 I tot 1 (A. 8) La fracción del devanado secundario será: 2 N I2 0.354 I tot (A. 9) Por lo tanto, el porcentaje que ocupara el devanado primario será de un 64.5% y el secundario 35.4% del área de ventana. 9º. Calcular el calibre de alambre magneto que será utilizado por cada uno de los devanados del Transformador. Para el devanado del primario: AWp 1 KuWA 0.011cm2 np (A. 10) De acuerdo con el valor obtenido el calibre # 21 es el adecuado para el devanado primario Para el devanado del secundario: AWs 2 KuWA 0.0138cm2 ns (A. 11) El calibre del secundario será del # 20. 89 90 Anexo B. Diseño del Transformador del Ignitor Para encender la lámpara requiere que el inversor opere en alta frecuencia, en la cual, los elementos del ignitor se encuentran en resonancia; transfiriendo una tensión a la lámpara lo suficientemente grande para encenderla. Una vez encendida la lámpara la frecuencia de operación del inversor disminuye y las impedancias de los elementos del ignitor cambian, de manera que sus efectos sobre la operación de la lámpara son insignificantes. En la Tabla B. 1 se muestran las especificaciones de diseño para el transformador del ignitor. Tabla B. 1 Especificaciones de diseño del transformador del ignitor Parámetro Magnitud Unidades Descripción ip 2.6 A Corriente del devanado primario del Transformador del ignitor µo 1.26E-06 H/m Permeabilidad del aire LM 5.97E-05 H Ac 0.395 cm2 Bmax 0.27 T N 4 Ku 0.2 Densidad de flujo Relación de vueltas del transformador ILpp 0.743 A ILse 0.46 A 1.72E-06 Ω-cm ρ Inductancia magnetizante= a la inductancia del devanado primario, ya que la inductancia de dispersión se considera despreciable Sección del área transversal del núcleo Factor de utilización que representa la fracción del área de ventana del núcleo que se rellena con el alambre de cobre. La corriente rms aplicada al devanado primario, en estado de pre-encendido. Este valor se tomo de las simulaciones La corriente rms aplicada al devanado secundario, en estado estable. Este valor se tomo de las simulaciones Resistividad del alambre magneto En la Tabla B. 1 se muestran las especificaciones que se utilizaron para el diseño del transformador del ignitor con el núcleo E25/10/6. 91 Tabla B. 2 Especificaciones del núcleo E25/10/6 Parámetro Ac= WA= MLT= Lm= Magnitud 0.395 0.474 5.31 4.9 Unidades cm2 cm2 cm cm Descripción Sección del área transversal del núcleo Área de ventana Longitud media por vuelta Longitud de la trayectoria magnética A continuación se muestra la metodología por pasos del diseño del transformador del ignitor. 1º. Se procede a calcular el tamaño del entrehierro que tendrá el transformador. lg o LM iM2 0.17mm 2 Bmax Ac (B. 1) 2º. Cálculo del número de vueltas del devanado del primario, con la siguiente fórmula. n pig LM iM 104 14.5 vueltas Bmax AC (B. 2) 3º. Calcular el número de vueltas del secundario, mediante la fórmula siguiente: nsig Nnpig 58.1vueltas (B. 3) 4º. Calcular los esfuerzos totales de corriente a los que se someterá el transformador, mediante la siguiente fórmula: Itot npig I Lpp nsig I Lse 37.58 A (B. 4) 5º. Calcular la fracción del área de ventana que será ocupada por cada uno de los devanados, mediante la obtención de los coeficientes α1 y α2. Para el devanado primario la formula será: 1ig n pig I Lp I tot 0.287 (B. 5) La fracción del devanado secundario será: 2 nsig 92 I Ls 0.712 I tot (B. 6) Por lo tanto, el porcentaje que ocupara el devanado primario será de un 28.7% y el secundario 71.2 % del área de ventana. 6º. Calcular el calibre de alambre magneto que será utilizado por cada uno de los devanados del Transformador. Para el devanado del primario: AWpig 1ig KuWA n pig 0.00187cm2 (B. 7) El calibre que se aproxima a esta magnitud es calibre # 25. Para el devanado del secundario: AWsig 2 KuWA 0.00116cm2 nsig (B. 8) Por lo que se utilizaría el calibre # 27. 93 94 Anexo C. Circuito de cambio de frecuencia Para designar la frecuencia a la que operará el CI IR2153, según sus hojas de especificaciones es mediante la resistencia RT y el capacitor CT. Inicialmente la frecuencia que maneja el circuito que se encuentra delimitado, en la Figura C 1, está dada por la capacitancia resultante: CT C1C 2 C1 C 2 (C. 1) Esta capacitancia determina la alta frecuencia (200kHZ) a la que operara el control para que el circuito ignitor entre en resonancia. VCC Dbs VCC 1N4937 1 2 15kΩ 47µF Cx 220µF 1N4740 BD135 3 C1 0.1µF 4 RT CT COM VB IR2153 Rx 27Ω VCC HD VS Lo 0.1µF 5 6 Cbs D M1INV G S 7 8 D G M2INV S C2 220pF Figura C 1 Circuito de control del inversor que cambia de frecuencia El voltaje de salida del circuito RC está dado por la siguiente expresión: t vo t Vcc 1 e (C. 2) Por otra parte, el voltaje de salida estará ligado de acuerdo con: vo t VZ VBE (C. 3) En donde Vz será dado por el diodo zener y V BE por el voltaje base-emisor del transistor NPN. El capacitor Cx estará dado por: 95 Cx Rx (C. 4) En donde τ determina el tiempo de carga del capacitor, que es el tiempo en el que se mantiene la alta frecuencia. Cuando el capacitor Cx se cargue, el transistor BD135 conduce y trae como consecuencia que la capacitancia que recibe el CI IR2153 es igual a la capacitancia de C1 (kHz). En la Figura C 2 se muestra la implementación del circuito de cambio de frecuencia, en la placa del prototipo. Circuito para el cambio de frecuencia Figura C 2 Implementación del circuito 96