Dispositivos electrónicos de potencia: diodos, Transistores y tiristores.

1.1 Introducción a los diodos y diodo ideal.
Las décadas que siguieron a la introducción del transistor en los años cuarenta han atestiguado
un cambio sumamente drástico en la industria electrónica. La miniaturización que ha
resultado nos maravilla cuando consideramos sus límites. En la actualidad se encuentran
sistemas completos en una oblea miles de veces menor que el más sencillo elemento de las
primeras redes. Las ventajas asociadas con los sistemas semiconductores en comparación con
las redes con tubos de los años anteriores son , en su mayor parte, obvias: más pequeños y
ligeros, no requieren calentamiento ni se producen pérdidas térmicas (lo que sí sucede en el
caso de los tubos), una construcción más resistente y no necesitan un periodo de
calentamiento.
La miniaturización de los últimos años ha producido sistemas semiconductores tan pequeños
que el propósito principal de su encapsulado es proporcionar simplemente algunos medios
para el manejo del dispositivo y para asegurar que las conexiones permanezcan fijas a la oblea
del semiconductor. Tres factores limitan en apariencia los límites de la miniaturización: la
calidad del propio material semiconductor, la técnica del diseño de la red y los límites del
equipo de manufactura y procesamiento.
El primer dispositivo electrónico que se presentará se denomina diodo. Es el más sencillo de
los dispositivos semiconductores pero desempeña un papel vital en los sistemas electrónicos,
con sus características que se asemejan en gran medida a las de un sencillo interruptor. Se
encontrará en una amplia gama de aplicaciones, que se extienden desde las simples hasta las
sumamente complejas. Aparte de los detalles de su construcción y características, los datos y
gráficas muy importantes que se encontrarán en las hojas de especificaciones también se
estudiarán para asegurar el entendimiento de la terminología empleada y para poner de
manifiesto la abundancia de información de la que por lo general se dispone y que proviene
de los fabricantes.
Antes de examinar la construcción y características de un dispositivo real, consideremos
primero un dispositivo ideal, para proporcionar una base comparativa. El diodo ideal es un
dispositivo de dos terminales que tiene el símbolo y las características especiales
En forma ideal, un diodo conducirá corriente en la dirección definida por la flecha en el
símbolo y actuará como un circuito abierto para cualquier intento de establecer corriente en la
dirección opuesta. En esencia:
Las características de un diodo ideal son las de un interruptor que puede
conducir corriente en una sola dirección.
En la descripción de los elementos que sigue, un aspecto muy importante es la definición de
los símbolos literales, las polaridades de voltaje y las direcciones de corriente. Si la polaridad
del voltaje aplicado es consistente con la que se muestra en la figura 1.1.a, la parte de las
características que se consideran en la figura 1.1.b, se encuentra a la derecha del eje vertical.
Si se aplica un voltaje inverso, las características a la izquierda son pertinentes. En el caso de
que la corriente a través del diodo tenga la dirección que se indica en la figura 1.1.a, la parte
de las características que se considerará se encuentra por encima del eje horizontal, en tanto
que invertir la dirección requerirá el empleo de las características por debajo del eje.
Uno de los parámetros importantes para el diodo es la resistencia en el punto o región de
operación. Si consideramos la región definida por la dirección de ID y la polaridad de VD en la
figura 1.1.a (cuadrante superior derecho de la figura 1.1.b), encontraremos que el valor de la
resistencia directa RF, de acuerdo a como se define con la ley de Ohm es
(corto circuito)
donde VF es el voltaje de polarización directo a través del diodo e IF es la corriente en sentido
directo a través del diodo.
El diodo ideal, por consiguiente, es un corto circuito para la región de
conducción.
Si consideramos la región del potencial aplicado negativamente (tercer cuadrante) de la figura
1.1.b,
(circuito abierto)
donde VR es el voltaje de polarización inverso a través del diodo e IR es la corriente inversa en
el diodo.
El diodo ideal, en consecuencia, es un circuito abierto en la región en la que no
hay conducción.
En general, es relativamente sencillo determinar si un diodo se encuentra en la región de
conducción o en la de no conducción observando tan solo la dirección de la corriente ID
establecida por el voltaje aplicado. Para el flujo convencional (opuesto al de los electrones), si
la corriente resultante en el diodo tiene la misma dirección que la de la flecha del mismo
elemento, éste opera en la región de conducción. Esto se representa en la figura 1.3a. Si la
corriente resultante tiene la dirección opuesta, como se muestra en la figura 1.3b, el circuito
abierto equivalente es el apropiado.
1.2 Materiales semiconductores tipo N y tipo P.
Enlace covalente: En este tipo de enlace los electrones se comparten, pero no se transfieren.
Un enlace covalente consiste en un par de electrones (de valencia) compartidos por dos
átomos.
El método más sencillo para liberar los electrones de valencia ligados consiste en calentar e
cristal. Los átomos efectúan oscilaciones cada vez más intensas que tienden a romper los
enlaces y liberar así los electrones. Cuanto mayor sea la temperatura de un semiconductor,
mejor podrá conducir.
Material Intrínseco
Cristal de Silicio
Material Intrínseco Tipo N
Cristal de Silicio "dopado" con átomos de Arsénico. Átomos "Donadores"
Las impurezas difundidas con cinco electrones de valencia se denominan átomos donadores.
Los materiales tipo N se crean añadiendo elementos de impureza (átomos) que tengan cinco
electrones de valencia, "Pentavalentes".
Material Extrínseco Tipo P
Cristal de Silicio "Dopado" con átomos o impurezas de Galio. Átomos "Aceptores"
Las impurezas difundidas con tres electrones de valencia se denominan átomos aceptores.
Los materiales tipo P se crean añadiendo elementos de impurezas (átomos) que tengan tres
electrones de valencia.
Por las razones antes expuestas, en un material tipo N el electrón se denomina portador
mayoritario y el hueco, portador minoritario.
Cuando el quinto electrón (electrón sobrante) de un átomo donador abandona al átomo padre,
el átomo que permanece adquiere una carga positiva neta: a éste se le conoce como ion
donador y se representa con un circulo encerrando un signo positivo. Por razones similares, el
signo negativo aparece en el ion aceptor.
Iones Donadores (Átomos de impurezas con 5 electrones).
- Portadores Mayoritarios.
+ Portador Minoritarios.
(Huecos generados cuando algunos electrones de átomos de silicio adquieren suficiente
energía para romper el enlace covalente y convertirse en electrones libres y/o portadores
Mayoritarios).
 - Iones Aceptores (Átomos de impurezas con 3 electrones).
+ Portadores Mayoritarios.
- Portadores minoritarios.
(electrones libres generados cuando estos adquieren suficiente energía para romper el enlace
covalente, el hueco que dejan se convierte en portado mayoritario).
Diodo Semiconductor
El diodo semiconductor se forma uniendo los materiales tipo N y tipo P, los cuales deben
estar construidos a partir del mismo material base, el cual puede ser Ge o Si.
Las dimensiones de los bloques de material tipo N y tipo P, así como las técnicas y
tecnologías que se utilizan para unirlos no son parte de los objetivos del curso y por esa razón
no se abordará el tema, si alguien desea saber un poco más de esto, puede consultar el capítulo
13, 20 y/o 21 del libro de texto.
Región de Agotamiento
En el momento en que dos materiales son unidos (uno tipo N y el otro tipo P), los electrones y
los huecos que están en , o cerca de, la región de "unión", se combinan y esto da como
resultado una carencia de portadores (tanto como mayoritarios como minoritarios) en la
región cercana a la unión. Esta región de iones negativos y positivos descubiertos recibe el
nombre de Región de Agotamiento por la ausencia de portadores.
Existen tres posibilidades al aplicar un voltaje a través de las terminales del diodo:
- No hay polarización (VD = 0 V).
- Polarización directa (VD > 0 V).
- Polarización inversa (VD < 0 V).
VD = 0 V. En condiciones sin polarización, los portadores minoritarios (huecos) en el material
tipo N que se encuentran dentro de la región de agotamiento pasarán directamente al material
tipo P y viceversa. En ausencia de un voltaje de polarización aplicado, el flujo neto de carga
(corriente) en cualquier dirección es cero para un diodo semiconductor.
La aplicación de un voltaje positivo "presionará" a los electrones en el material tipo N y a los
huecos en el material tipo P para recombinar con los iones de la frontera y reducir la anchura
de la región de agotamiento hasta desaparecerla cuando VD0.7 V para diodos de Silicio.
ID = Imayoritarios - IS
Condición de Polarización Inversa (VD < 0 V). Bajo esta condición el número de iones
positivos descubiertos en la región de agotamiento del material tipo N aumentará debido al
mayor número de electrones libres arrastrados hacia el potencial positivo del voltaje aplicado.
El número de iones negativos descubiertos en el material tipo P también aumentará debido a
los electrones inyectados por la terminal negativa, las cuales ocuparán los huecos.
El fenómeno explicado anteriormente, en ambos tipos de material N y P, provocará que la
región de agotamiento se ensanche o crezca hasta establecer una barrera tan grande que los
portadores mayoritarios no podrán superar, esto significa que la corriente ID del diodo será
cero.
Sin embargo, el número de portadores minoritarios que estarán entrando a la región de
agotamiento no cambiará, creando por lo tanto la corriente IS.
La corriente que existe bajo condiciones de polarización inversa se denomina corriente de
saturación inversa, IS.
El término "saturación" proviene del hecho que alcanza su máximo nivel (se satura) en forma
rápida y no cambia significativamente con el incremento en el potencial de polarización
inversa, hasta que al valor VZ o VPI, voltaje pico inverso.
El máximo potencial de polarización inversa que puede aplicarse antes de entrar en la región
Zener se denomina Voltaje Pico Inverso o VPI nominal.
Los diodos de silicio tienen generalmente valores nominales de VPI y de corriente más altos e
intervalos de temperatura más amplios que los diodos de germanio.
1.3 Curvas características (ideal, real y
aproximadas) de un diodo.
La curva de un diodo semiconductor (o diodo real) se puede definir por la siguiente ecuación:
-------- K = 11,600/--------1 para Ge
TK = TC + 273 -----------------------------------------------  para Si
Para un diodo de silicio la corriente de saturación inversa IS aumentará cerca del doble en
magnitud por cada 10 °C de incremento en la temperatura.
Debido a la forma que tiene la curva característica del diodo, mostrada anteriormente, y la
forma compleja de la ecuación, con frecuencia se utiliza un modelo simplificado:
El modelo simplificado se puede utilizar siempre que la resistencia de la red y/o de los
dispositivos junto a los cuales se conectará el diodo sea mucho mayor que la resistencia
promedio del diodo rd, la cual se podría calcular como rd, en promedio, la resistencia de un
diodo de pequeña señal es de 26. Red >> rd
1.4 Algunas imperfecciones del diodo y sus hojas
de especificaciones.
Los dispositivos electrónicos (entre ellos los semiconductores) son sensibles a frecuencias
muy elevadas. En los diodos se presentan dos efectos principales a altas frecuencias:


Capacitancias parásitas de Transición y de Difusión.
Tiempo de recuperación en Sentido Inverso.
En la región de polarización inversa se presenta principalmente la capacitancia de la región de
agotamiento (CT), en tanto que en la de polarización directa se presenta principalmente la
capacitancia de difusión o de almacenamiento (CD).
El tiempo de recuperación en sentido inverso se representa por trr. Cuando el diodo está
polarizado directamente y el voltaje aplicado se invierte repentinamente, idealmente se
debería observar que el diodo cambia en forma instantánea del estado de conducción al de no
conducción. Sin embargo, debido a un número considerable de portadores minoritarios en
cada material, el diodo se comportará como se muestra en la siguiente figura:
ts - Tiempo de almacenamiento. Tiempo requerido para que los portadores minoritarios
regresen a su estado de portadores mayoritarios en el material opuesto.
tt - Intervalo de Transición. Tiempo requerido para que la corriente inversa se reduzca al nivel
asociado con el estado de no conducción.
5ns trr1 s en diodos de recuperación muy rápida (trr 150 Pseg.)
Hojas de especificaciones del diodo.
1. El voltaje directo VF (a una corriente u temperatura específica).
2. Máxima Corriente Directa IF (Temp. específica).
3. Corriente de Saturación Inversa IR (voltaje y temperatura específicos).
4. Voltaje inverso Nominal VPI o VBR (Temperatura).
5. Máximo nivel de disipación de Potencia PDmáx (Temperatura).
6. Capacitancias parásitas.
7. Tiempo de recuperación en sentido inverso trr.
8. Intervalo de temperatura de operación.
1.5 El diodo Zener, el diodo emisor de luz (LED)
y otros tipos de diodos.
DIODOS ZENER
La corriente en la región Zener tiene una dirección opuesta a la d un diodo polarizado
directamente.
El diodo Zener es un diodo que ha sido diseñado para trabajar en la región Zener.
De acuerdo con la definición, se puede decir que el diodo Zener ha sido diseñado para trabajar
con voltajes negativos (con respecto a él mismo).
Es importante mencionar que la región Zener (en un diodo Zener) se controla o se manipula
variando los niveles de dopado. Un incremento en el número de impurezas agregadas,
disminuye el potencial o el voltaje de Zener VZ.
Así, se obtienen diodos Zener con potenciales o voltajes de Zener desde -1.8 V a -200 V y
potencias de 1/4 a 50 W.
El diodo Zener se puede ver como un dispositivo el cual cuando ha alcanzado su potencial VZ
se comporta como un corto. Es un "switch" o interruptor que se activa con VZ volts. Se aplica
en reguladores de voltaje o en fuentes.
En el circuito que se muestra, se desea proteger la carga contra sobrevoltajes, el máximo
voltaje que la carga puede soportar es 4.8 volts. Si se elige un diodo Zener cuyo VZ sea 4.8
volts, entonces este se activará cuando el voltaje en la carga sea 4.8 volts, protegiéndola de
esta manera.
EL DIODO EMISOR DE LUZ (LED)
El LED es un diodo que produce luz visible (o invisible, infrarroja) cuando se encuentra
polarizado.
El voltaje de polarización de un LED varía desde 1.8 V hasta 2.5 V, y la corriente necesaria
para que emita la luz va desde 8 mA hasta los 20 mA.
Principio de Funcionamiento:
En cualquier unión P-N polarizada directamente, dentro de la estructura y principalmente
cerca de la unión, ocurre una recombinación de huecos y electrones (al paso de la corriente).
Esta recombinación requiere que la energía que posee un electrón libre no ligado se transfiera
a otro estado. En todas las uniones P-N una parte de esta energía se convierte en calor y otro
tanto en fotones. En el Si y el Ge el mayor porcentaje se transforma en calor y la luz emitida
es insignificante. Por esta razón se utiliza otro tipo de materiales para fabricar los LED's,
como Fosfuro Arseniuro de de Galio (GaAsP) o fosfuro de Galio (GaP).
Otros diodos son:






Diodos Schottky (Diodos de Barrera).
Diodos Varactores o Varicap.
Diodos Tunel.
Fotodiodos.
Diodos emisores de luz infrarroja.
Diodo de inyección láser (ILD).
Los diodos emisores de luz se pueden conseguir en colores: verde, rojo, amarillo, ámbar, azul
y algunos otros.
En este punto del curso vale la pena tomar en cuenta los siguiente comentarios:
- ¿ Qué tan válido es utilizar las aproximaciones ?
- ¿ Qué tan exacto puede ser un cálculo y/o una medición realizada en el laboratorio ?
Hay que tener en cuenta que las características obtenidas de las hojas de especificaciones
pueden ser distintas para los diodos (p. e. 1N4001) aunque ambos hayan sido producidos en el
mismo lote.
También hay que tener en cuenta otro tipo de tolerancias como los resistores, uno marcado de
100 puede ser realmente de 98 o de 102 o tal vez si ser exacto, y una fuente "ajustada" a
10V puede estar ajustada realmente a 9.9V o a 10.1V o tal vez a 10V.
1.6 Comportamiento de CC de un diodo.
ANÁLISIS POR RECTA DE CARGA
La carga o la resistencia de carga (RL o R) aplicada a un circuito, tendrá un efecto importante
sobre el punto de región de operación de un dispositivo (en este caso el diodo).
Si se aplica la ley de voltajes de Kirchoff:
V - VD - VL = 0
V = VD + IDRL
Si se realiza un análisis en esta malla, de tal manera que pueda trazarse una línea recta sobre
la curva de características del diodo, entonces la intersección de éstas representará el punto de
operación de la red o punto Q.
Nótese que la recta de carga queda determinada en sus extremos por RL y V, de tal manera que
representa las características de la red. Si se modifica el valor de V o de RL o de ambos,
entonces la recta de carga cambiará también.
Los extremos de la recta de carga se obtienen buscando las intersecciones con los ejes (ID = 0
y después VD = 0):
Si VD = 0:
V = IDRL ó ID = V / RL
Si ID = 0:
V = VD ó VD = V
Como se mostró anteriormente, una línea recta trazada entre estos dos puntos define la recta
de carga.
Es muy válido también utilizar para el diodo, en lugar de la curva real, la curva del modelo
simplificado. En este caso, el punto Q no cambiará o cambiará muy poco.
Si en lugar del modelo simplificado se utilizara el modelo del diodo ideal, entonces sí
cambiaría mucho el punto Q.
COMPORTAMIENTO DE CC DE UN DIODO
En esta sección se utilizará el modelo simplificado, o modelo aproximado del diodo para
analizar el comportamiento en diversas configuraciones en serie y en paralelo con entradas de
CD.
Para cada configuración o circuito debe determinarse primero el estado de cada diodo
(Conducción o No Conducción). Después de determinar esto se puede poner en su lugar el
equivalente adecuado y determinar los otros parámetros de la red.
En lo subsecuente, se utilizará el modelo simplificado, o modelo aproximado del diodo para
analizar el comportamiento en diversas configuraciones en serie y en paralelo con entradas de
CC (Corriente Continua, Corriente Directa).
A continuación se abordarán algunos puntos y conceptos a tomar en cuenta previos y para el
análisis de un circuito con diodos:
1.- Un diodo estará en estado activo si VD = 0.7V para el Si y VD = 0.3 para el
Ge.
2.- Para cada configuración o circuito debe determinarse primero el estado de
cada diodo (conducción o no conducción).
3.- Después de verificar el punto anterior, en ocasiones es conveniente poner en
lugar del diodo, el circuito equivalente adecuado y posteriormente determinar
los otros parámetros de la red.
4.- Hay que tener en cuenta que:
o
o
Un circuito abierto puede tener cualquier voltaje a través de sus
terminales (hasta VPI en el caso de un diodo), pero la corriente
siempre es cero (IS en el caso de un diodo, aunque IS0).
Un corto circuito tiene una caída de cero volts a través de sus
terminales (0.7 volts para un diodo de Si, 0.3 volts para un diodo de
Ge, 0 volts para un diodo ideal) y la corriente estará limitada por la
red circundante.
1.7 El rectificador de media onda.
Si Vm es mucho mayor que VT Vcd 0.318Vm
Vpp = Valor pico a pico = 2Vp
Vp = Valor pico
Vpromedio = 0
a) con Vi = 20 sen t volts y con diodo ideal.
Con el diodo conectado de esta manera, éste conducirá únicamente en la parte negativa de Vi.
Vcd = -0.318Vm = -0.318(20)
Vcd = -6.36 volts
b)Repita el inciso anterior si el diodo se sustituye por uno de silicio.
Vcd = - 0.318(Vm - VT)
Vcd = - 0.318(20 -0.7)
Vcd = - 6.14V
c) Repita el inciso a) si el diodo ideal se sustituye por uno de silicio y Vi = 179.6 sen t volts.
d) Repita el inciso anterior con diodo ideal.
El voltaje pico inverso del diodo es de fundamental importancia en el diseño de sistemas de
rectificación.
El VPI del diodo no debe excederse (Vm < VPI) ya que de lo contrario, el diodo entraría en la
región de avalancha o región Zener.
La mayor parte de los circuitos electrónicos necesitan un voltaje de c.d. para trabajar. Debido
a que el voltaje de línea es alterno, lo primero que debe hacerse en cualquier equipo
electrónico es convertir o "rectificar" el voltaje de alterna (c.a.) en uno de directa (c.d.).
La tarea de la "fuente" o fuente de alimentación de cualquier equipo o aparato electrónico es
obtener el o los niveles adecuados de c.d. a partir del voltaje de linea (127 VRMS).
El transformador es un dispositivo que se utiliza para elevar o reducir el voltaje de CA, según
como sea necesario.
donde:
V1 = Voltaje en el devanado primario
V2 = Voltaje en el devanado secundario
N1 = # de vueltas en devanado primario
N2 = # de vueltas en el devanado secundario
P.e. Si la razón de vueltas es 6:1 y Vin es el voltaje de la línea:
1.8 El rectificador de onda completa (R.O.C.)
Se conocen y se utilizan dos configuraciones para rectificadores de onda completa. La
primera de ellas es el "Puente" rectificador de onda completa:
Para diodos reales: Vprom = Vcd = 0.636 (Vm-VT)
Para cada diodo: VPI  2V
2.1 Introducción al BJT y principios de
construcción.
Durante el periodo 1904-1947, el tubo de vacío fue sin duda el dispositivo electrónico de
interés y desarrollo. En 1904, el diodo de tubo de vacío fue introducido por J. A. Fleming.
Poco después, en 1906, Lee, De Forest agregó un tercer elemento, denominado rejilla de
control, al tubo de vacío, lo que originó el primer amplificador: el triodo. En los años
siguientes, la radio y la televisión brindaron un gran impulso a la industria de tubos
electrónicos. La producción aumentó de cerca de 1 millón de tubos en 1922 hasta
aproximadamente 100 millones en 1937. A principios de la década de los treinta el tétrodo de
cuatro elementos y el péntodo de cinco elementos se distinguieron en la industria de tubos
electrónicos. Durante los años subsecuentes, la industria se convirtió en una de primera
importancia y se lograron avances rápidos en el diseño, las técnicas de manufactura, las
aplicaciones de alta potencia y alta frecuencia y la miniaturización.
Sin embargo, el 23 de diciembre de 1947 la industria electrónica atestiguó el advenimiento de
una dirección de interés y desarrollo completamente nueva. Fue en el transcurso de la tarde de
ese día que Walter H. Brattain y John Bardeen demostraron el efecto amplificador del primer
transistor en los Bell Telephone Laboratorios. El transistor original (un transistor de punto de
contacto) se muestra en la figura 3.1. De inmediato, las ventajas de este dispositivo de estado
sólido de tres terminales sobre el tubo electrónico fueron evidentes: era más pequeño y ligero;
no tenía requerimientos de filamentos o pérdidas térmicas; ofrecía una construcción de mayor
resistencia y resultaba más eficiente porque el propio dispositivo absorbía menos potencia;
instantáneamente estaba listo para utilizarse, sin requerir un periodo de calentamiento;
además, eran posibles voltajes de operación más bajos. Obsérvese en la presentación anterior
que este capítulo es nuestro primer estudio de dispositivos con tres o más terminales. El lector
descubrirá que todos los amplificadores (dispositivos que incrementan el nivel de voltaje,
corriente o potencia) tendrán al menos tres terminales con una de ellas controlando el flujo
entre las otras dos.
CONSTRUCCION DEL TRANSISTOR
El transistor es un dispositivo semiconductor de tres capas, compuesto ya sea de dos capas de
material tipo n y una de tipo p o dos capas de material tipo p y una de tipo n. El primero se
denomina transistor npn, en tanto que el último recibe el nombre de transistor pnp. Ambos se
muestran en la figura 3.2 con la polarización de cd adecuada. En el capítulo 3 encontraremos
que la polarización de cd es necesaria para establecer una región de operación apropiada para
la amplificación de ca. Las capas exteriores del transistor son materiales semiconductores con
altos niveles de dopado, y que tienen anchos mucho mayores que los correspondientes al
material emparedado de tipo p o n. En los transistores que se muestran en la figura 3.2, la
relación entre el ancho total y el de la capa central es de 0.150/0.001 = 150:1. El dopado de la
capa emparedada es también considerablemente menor que el de las capas exteriores (por lo
general de 10:1 o menos). Este menor nivel de dopado reduce la conductividad (incrementa la
resistencia) de este material al limitar el número de portadores "libres".
En la polarización que se muestra en la figura 3.2, las terminales se han indicado mediante
letras mayúsculas, E para el emisor, C para el colector y B para la base. Una justificación
respecto a la elección de esta notación se presentará cuando estudiemos la operación básica
del transistor. La abreviatura BJT (bipolar junction transistor = transistor de unión bipolar) se
aplica a menudo a este dispositivo de tres terminales. El término bipolar refleja el hecho de
que los electrones y los huecos participan en el proceso de inyección en el material polarizado
opuestamente. Si sólo uno de los portadores se emplea (electrón o hueco), se considera que el
dispositivo es unipolar.
OPERACION DEL TRANSISTOR
La operación básica del transistor se describirá ahora empleando el transistor pnp de la figura
3.2a. La operación del transistor npn es exactamente igual si se intercambian los papeles que
desempeñan los electrones y los huecos. En la figura 3.3 se ha redibujado el transistor pnp sin
la polarización base a colector. Nótense las similitudes entre esta situación y la del diodo
polarizado directamente en el capítulo 1. El ancho de la región de agotamiento se ha reducido
debido a la polarización aplicada, lo que produce un denso flujo de portadores mayoritarios
del material tipo p al tipo n.
Eliminaremos ahora la polarización base a emisor del transistor pnp de la figura 3.2a como se
indica en la figura 3.4. Recuérdese que el flujo de portadores mayoritarios es cero, por lo que
sólo se presenta un flujo de portadores minoritarios, como se ilustra en la figura 3.4. En
resumen, por tanto:
Una unión p-n de un transistor está polarizada inversamente, en tanto que la otra presenta
polarización directa.
En la figura 3.5 ambos potenciales de polarización se han aplicado a un transistor pnp, con un
flujo de portadores mayoritario y minoritario que se indica. En la figura 3.5 nótense los
anchos de las regiones de agotamiento, que indican con toda claridad qué unión está
polarizada directamente y cuál inversamente. Como se indica en la figura 3.5, un gran número
de portadores mayoritarios se difundirán a través de la unión p~n polarizada directamente
dentro del material tipo n. La pregunta es entonces si estos portadores contribuirán en forma
directa a la corriente de base IB o pasarán directamente hacia el material tipo p. Puesto que el
material tipo n emparedado es sumamente delgado y tiene una baja conductividad, un número
muy pequeño de estos portadores seguirá la trayectoria de alta resistencia hacia la terminal de
la base. La magnitud de la corriente de base es por lo general del orden de microamperes en
comparación con los miliamperes de las corrientes del emisor y del colector. El mayor
número de estos portadores mayoritarios se difundirá a través de la unión polarizada
inversamente dentro del material tipo p conectado a la terminal del colector, como se indica
en la figura 3.5. La causa de la relativa facilidad con la que los portadores mayoritarios
pueden cruzar la unión polarizada inversamente puede comprenderse si consideramos que
para el diodo polarizado en forma inversa, los portadores mayoritarios inyectados aparecerán
como portadores minoritarios en el material tipo n. En otras palabras, ha habido una inyección
de portadores minoritarios al interior del material de la región base de tipo n. Combinando
esto con el hecho de que todos los portadores minoritarios, en la región de agotamiento
cruzarán la unión polarizada inversamente, se explica el flujo que se indica en la figura 3.5.
Aplicando la ley de corriente de Kirchhoff al transistor de la figura 3.5 como si fuera un solo
nodo, obtenemos
IE = IC + I B
y descubrimos que la corriente en el emisor es la suma de las corrientes en el colector y la
base, Sin embargo, la corriente en el colector está formada por dos componentes: los
portadores mayoritarios y minoritarios como se indica en la figura 3.5. La componente de
corriente minoritaria se denomina corriente de fuga y se simboliza mediante ICO (corriente IC
con la terminal del emisor abierta = open). Por lo tanto, la corriente en el colector se
determina completamente mediante la ecuación (3.2).
IC = ICmayoritaria + ICOminoritaria
En el caso de transistores de propósito general, IC se mide en miliamperes, en tanto que ICO se
mide en microamperes o nanoamperes. ICO como Is para un diodo polarizado inversamente, es
sensible a la temperatura y debe examinarse con cuidado cuando se consideren aplicaciones
de intervalos amplios de temperatura. Si este aspecto no se trata de manera apropiada, es
posible que la estabilidad de un sistema se afecte en gran medida a elevadas temperaturas. Las
mejoras en las técnicas de construcción han producido niveles bastante menores de ICO, al
grado de que su efecto puede a menudo ignorarse.
2.2 Configuración de base común.
La notación y símbolos que se usan en conjunto con el transistor en la mayor parte de los
textos y manuales que se publican en la actualidad, se indican en la figura 3.6 para la
configuración de base común con transistores pnp y npn, La terminología relativa a base
común se desprende del hecho de que la base es común a los lados de entrada y salida de la
configuración. Además, la base es usualmente la terminal más cercana o en un potencial de
tierra. A lo largo de estos apuntes todas las direcciones de corriente se referirán a la
convencional (flujo de huecos) en vez de la correspondiente al flujo de electrones. Esta
elección se fundamenta principalmente en el hecho de que enorme cantidad de literatura
disponible en las instituciones educativas y empresariales hace uso del flujo convencional, de
que las flechas en todos los símbolos electrónicos tienen una dirección definida por esta
convención. Recuérdese que la flecha en el símbolo del diodo define la dirección de
conducción para la corriente convencional. Para el transistor:
La flecha del símbolo gráfico define la dirección de la corriente de emisor (flujo
convencional) a través del dispositivo.
Figura 3.6 Notación y símbolos en la configuración de base común.
Todas las direcciones de corriente que aparecen en la figura 3.6 son las direcciones reales,
como se definen con base en la elección del flujo convencional. Nótese en cada caso que IE =
IC + IB. También adviértase que la polarización aplicada (fuentes de voltaje) es de modo que
se establezca la corriente en la dirección indicada para cada rama. Es decir, compárese la
dirección de IE con la polaridad o VEE para cada configuración y la dirección de IC con la
polaridad de ICC.
Para describir por completo el comportamiento de un dispositivo de tres terminales, tales
como los amplificadores de base común de la figura 3.6, se requiere de dos conjuntos de
características, uno para los parámetros de entrada o punto de manejo y el otro para el lado de
salida. El conjunto de entrada para el amplificador de base común, como se muestra en la
figura 3.7, relacionará una corriente de entrada (IE) con un voltaje de entrada (VBE ) para varios
niveles de voltaje de salida (VCB).
El conjunto de salida relacionará una corriente de salida (IC) con un voltaje de salida VCB para
diversos niveles de corriente de entrada (IE), como se ilustra en la figura 3.8. El conjunto de
características de salida o colector tiene tres regiones básicas de interés, como se indican en la
figura 3.8: las regiones activa, de corte y de saturación. La región activa es la región
empleada normalmente para amplificadores lineales (sin distorsión). En particular: En la
región actíva la unión colector-base está inversamente polarizada, mientras que la unión
base-emisor se encuentra polarizada en forma directa.
La región activa se define por los arreglos de polarización de la figura 3.6. En el extremo más
bajo de la región activa la corriente de emisor (IE) es cero, la comente de colector es
simplemente la debida a la corriente inversa de saturación ICO , como se indica en la figura
3.8. La corriente ICO es tan pequeña (del orden de microamperios) en magnitud comparada con
la escala vertical de IC (del orden de los miliamperios), que aparece virtualmente sobre la
misma línea horizontal que IC = 0. Las condiciones del circuito que existen cuando IE = 0 para
la configuración base común se ilustran en la figura 3.9. La notación usada con más
frecuencia para ICO, en hojas de datos y de especificaciones es ICBO como se indica en la figura
3.9. A causa de las técnicas mejoradas de construcción, el nivel de ICBO para transistores de
propósito general (especialmente silicio) en los intervalos de potencia bajo y medio es por lo
general tan reducido que su efecto puede ignorarse. Sin embargo, para unidades de mayor
potencia ICBO aún aparecerá en el intervalo de los microamperios. Además, recuérdese que ICBO
para el diodo (ambas corrientes inversas de fuga) es sensible a la temperatura. A mayores
temperaturas el efecto de ICBO puede llegar a ser un factor importante ya que se incrementa
muy rápidamente con la temperatura.
Nótese, en la figura 3.8, que conforme la corriente del emisor aumenta sobre cero, la corriente
del colector aumenta a una magnitud esencialmente igual a la corriente del emisor
determinada por las relaciones básicas del transistor-corriente. Adviértase también el casi
desdeñable efecto de VCB sobre la corriente del colector para la región activa. Las curvas
indican claramente que una primera aproximación a la relación entre IE e IC en la región
activa la da
IC  IE
Como se deduce de su nombre, la región de corte se define como aquella región donde la
corriente de colector es de 0 A, como se demuestra en la figura 3.8. En suma:
En la región de corte ambas uniones, colector-base y base-emisor, de un transistor están
inversamente polarizadas.
La región de saturación se define como la región de las características a la izquierda de VCB =
0 V. La escala horizontal en esta región se amplió para mostrar claramente el gran cambio en
las características de esta región. Nótese el incremento exponencial en la comente de colector
a medida que el voltaje VCB se incrementa más allá de los 0 V.
En la región de saturación las uniones colector-base y base-emisor están polarizadas
directamente.
Las características de entrada de la figura 3.7 muestran que para valores fijos de voltaje de
colector (VCB), a medida que el voltaje de base a emisor aumenta, la corriente de emisor se
incrementa de una manera que se asemeja mucho a las características del diodo. De hecho, los
niveles de aumento de VCB tienen un efecto tan insignificante sobre las características que,
como una primera aproximación, la variación debida a los cambios en VCB puede ignorarse y
se dibujan las características como se ilustra en la figura 3.10a. Si aplicamos entonces el
método del modelo de segmentos lineales del diodo ideal, se obtendrán las características de
la figura 3.10b. Adelantando un paso más e ignorando la pendiente de la curva y por tanto la
resistencia asociada con la unión directamente polarizada, se obtendrán las características de
la figura 3. lOc. Para los siguientes análisis en estos apuntes, el modelo equivalente de la
figura 3.l0c se empleará para todos los análisis de cd para redes de transistores. Es decir, una
vez que el transistor esta en el estado "encendido" o de conducción, se supondrá que el voltaje
de base a emisor será el siguiente:
VBE = 0.7 V
Alfa ( )
En el modo de cd los niveles de IC e IE debidos a los portadores mayoritarios están
relacionados
por una cantidad denominada alfa y que se define por medio de la siguiente ecuación:
 cd = IC / IE
donde IC e IE son los niveles de corriente al punto de operación. Aun cuando las características
de la figura 3.8 parecen sugerir que  = 1, para dispositivos prácticos el nivel de alfa se
extiende típicamente de 0.90 a 0.998, aproximándose la mayor parte al extremo superior del
intervalo. Ya que alfa se define únicamente por los portadores mayoritarios, la ecuación (3.2)
se convierte en
IC =  IE + ICBO
Para las características de la figura 3.8 cuando IE = 0 mA, IC es por tanto igual a ICBO, pero
como se mencionó con anterioridad el nivel de ICBO es por 1o general tan pequeño que es
virtualmente indetectable en la gráfica de la figura 3.8. En otras palabras, cuando IE = 0 mA
en la figura 3.8, IC aparece también con 0 mA para el intervalo de valores de VCB.
Para las situaciones de ca en donde el punto de operación se mueve sobre la curva de
características, un alfa de ca se define por
El alfa de ca se denomina formalmente el factor de amplificación de base común en corto
circuito, por razones que serán obvias cuando examinemos los circuitos equivalentes de
transistor en el capitulo 4. Por el momento, admitamos que la ecuación (3.7) especifica que un
cambio relativamente pequeño en la corriente de colector se divide por el cambio
correspondiente en IE manteniendo constante el voltaje colector a base. Para la mayoría de las
situaciones las magnitudes de  ca y de  cd se encuentran bastante cercanas, permitiendo usar
la magnitud de una por otra.
Polarización
La polarización adecuada de la base común puede determinarse rápidamente empleando la
aproximación IC  IE y suponiendo por el momento que IB  0 uA. El resultado es la
configuración de la figura 3.11 para el transistor pnp. La flecha del símbolo define la
dirección del flujo convencional para IC  IE. Las alimentaciones de cd se insertan entonces
con una polaridad que sostendrá la dirección de la comente resultante. En el transistor npn las
polaridades estarán invertidas.
A algunos estudiantes les parece que pueden recordar si la flecha del símbolo del dispositivo
apunta hacia afuera haciendo corresponder las letras del tipo de transistor con las letras
apropiadas de las frases "apuntando hacia adentro" o "apuntando hacia afuera".
ACCION AMPLIFICADORA DEL TRANSISTOR
Ahora que se ha establecido la relación entre IC e IE, la acción básica de amplificación del
transistor se puede introducir en un nivel superficial utilizando la red de la figura 3.12. La
polarización de cd no aparece en la figura puesto que nuestro interés se limitará a la respuesta
de ca. Para la configuración de base común, la resistencia de entrada de ca determinada por
las características de la figura 3.7 es bastante pequeña y varía típicamente de 10 a 100 ohms.
La resistencia de salida determinada por las curvas de la figura 3.8 es bastante alta (cuanto
más horizontal esté la curva mayor será la resistencia) y varía normalmente de 50 kohms a 1
Mohms, La diferencia en resistencia se debe a la unión polarizada directamente en la entrada
(base a emisor) y la unión polarizada inversamente en la salida (base a colector). Usando un
valor común de 20 ohms para la resistencia de entrada, encontramos que
Si suponemos por el momento que  ca = 1,
IL = Ii = 10 mA
VL = ILR
= (10 mA)(5 kohms)
= 50 V
La amplificación de voltaje es
Los valores típicos de amplificación de voltaje para la configuración de base común varían de
50 a 300. La amplificación de corriente (IC/IE) siempre es menor que 1 para la configuración
de base común. Esta última característica debe ser evidente ya que IC =  IE y  siempre es
menor que 1.
La acción básica de amplificación se produjo transfiriendo una corriente I de un circuito de
baja resistencia a uno de alta. La combinación de los dos términos en cursivas produce el
nombre de transistor, es decir,
transferencia + resistor —> transistor
2.3 Configuración de emisor común.
La configuración de transistores que se encuentra con mayor frecuencia se muestra en la
figura 3.13 para los transistores pnp y npn. Se denomina configuración de emisor común
porque el emisor es común tanto a las terminales de entrada como a las de salida (en este caso,
es también común a las terminales de la base y del colector). De nuevo se necesitan dos
conjuntos de características para describir en forma completa el comportamiento de la
configuración de emisor común: una para la entrada o circuito de la base y una para la salida
o circuito del colector. Ambas se muestran en la figura 3.14.
Las corrientes del emisor, colector y la base se muestran en su dirección de comente
convencional real. Aun cuando la configuración del transistor ha cambiado, siguen siendo
aplicables las relaciones de comentes desarrolladas antes para la configuración de base
común.
En la configuración de emisor común las características de la salida serán una gráfica de la
corriente de salida (IC) versus el voltaje de salida (VCE) para un rango de valores de la corriente
de entrada (IB). Las características de la entrada son una gráfica de la comente de entrada (IB)
versus el voltaje de entrada (VBE ) para un rango de valores del voltaje de salida (VCE).
Obsérvese que en las características de la figura 3.14 la magnitud de IB es del orden de
microamperes comparada con los miliamperes de IC. Nótese también que las curvas de IB no
son tan horizontales como las que se obtuvieron para IE en la configuración de base común, lo
que indica que el voltaje de colector a emisor afectará la magnitud de la corriente de colector.
La región activa en la configuración de emisor común es aquella parte del cuadrante superior
derecho que tiene la linealidad mayor, esto es, la región en la que las curvas correspondientes
a IB son casi líneas rectas y se encuentran igualmente espaciadas. En la figura 3.14 a esta
región se localiza a la derecha de la línea sombreada vertical en VCEsat por encima de la curva
para IB igual a cero. La región a la izquierda de VCEsat se denomina región de saturación. En la
región activa de un amplificador emisor común la unión colector-base está polarizada
inversamente, en tanto que la unión base-emisor está polarizada directamente.
Se recordará que éstas fueron las mismas condiciones que existieron en la región activa de la
configuración de base común. La región activa de la configuración de emisor común puede
emplearse en la amplificación de voltaje, corriente o potencia.
La región de corte en la configuración de emisor común no está tan bien definida como en la
configuración de base común. Nótese, en las características de colector de la figura 3.14 que
IC no es igual a cero cuando IB = 0. En la configuración de base común, cuando la corriente de
entrada IE = 0, la corriente de colector fue sólo igual a la corriente de saturación inversa ICO,
por lo que la curva IE = 0 y el eje de voltaje fueron (para todos los propósitos prácticos) uno.
La razón de esta diferencia en las características del colector puede obtenerse mediante la
manipulación adecuada de las ecuaciones (3.3) y (3.6). Es decir,
Ecuación (3.6): IC =  IE + ICBO
La sustitución da Ecuación (3.3): IC =  ( IC + IB) + ICBO
Reordenando obtenemos:
Si consideramos el caso discutido anteriormente, donde IB = 0 A, y sustituimos un valor típico
de a
tal como 0.996, la corriente de colector resultante es la siguiente:
Si icbo fuera de 1 uA, la corriente de colector resultante con IB = 0 A sena 250 (1 pA) = 0.25
mA, como se refleja en las características de la figura 3.14.
Para referencia futura, a la corriente de colector definida por la condición IB = 0 uA se le
asignará
la notación indicada por la ecuación (3.9):
En la figura 3.15 las condiciones que envuelven a esta corriente definida nuevamente se
muestran con su dirección de referencia asignada.
Para propósitos de amplificación lineal (la menor distorsión) el corte para la configuración
de emisor común se determinará mediante IC = ICEO
En otras palabras, la región por debajo de IB = 0 uA deberá evitarse si se requiere una señal de
salida sin distorsión.
Cuando se emplea como interruptor en la circuitería lógica de una computadora, un transistor
tendrá dos puntos de operación de interés: uno en el corte y el otro en la región de saturación.
La condición de corte, en el caso ideal, sería IC = O mA para el voltaje VCE elegido. Puesto que
ICEO es por lo general de pequeña magnitud para los materiales de silicio, el corte existirá para
propósitos de conmutación cuando IB = O uA o IC = ICEO únicamente en el caso de
transistores de silicio. En los transistores de germanio, sin embargo, el corte para propósitos
de conmutación se definirá como aquellas condiciones que existen cuando IC = ICBO. Esta
condición puede obtenerse normalmente en los transistores de germanio polarizando
inversamente la unión de base emisor, polarizada por lo regular en forma directa a unos
cuantos décimos de volt.
Recuérdese para la configuración de base común que el conjunto de características de entrada
se aproximó por una línea recta equivalente que resultó en VBE = 0.7 V para cualquier nivel de
IE mayor de O mA. Para la configuración de emisor común puede tomarse la misma
aproximación, resultando en el equivalente aproximado de la figura 3.16. El resultado apoya
nuestra anterior conclusión de que para un transistor en la región "activa" o de conducción el
voltaje de base a emisor es 0.7 V. En este caso el voltaje se ajusta para cualquier nivel de la
corriente de base.
Beta(  )
En el modo de cd los niveles de IC e IB se relacionan por una cantidad denominada beta y
definida por la siguiente ecuación:
 cd = IC / IB
El nombre formal para  ca es factor de amplificación de corriente directa de emisor común.
Puesto que la corriente de colector es por lo general la corriente de salida para una
configuración de emisor común y la corriente de base es la corriente de entrada, el término
amplificación se incluye en la nomenclatura anterior.
Aunque no son exactamente iguales, los niveles de  ca, y de  cd están por lo general
razonablemente cercanos y con frecuencia se utilizan en forma intercambiable.
Se puede desarrollar una relación entre  y  empleando las relaciones básicas presentadas
con anterioridad. Utilizando  = IC /IB obtenemos IB = IC /  , y de  = IC/IE tenemos que IE =
IC /  Sustituyendo en
IE = IC + IB
IC /  = IC + (IC /  )
y dividiendo ambos lados de la ecuación por IC resultará en
IC /  = 1 + (1 /  )
de modo que
encontramos que
ICEO = ( + 1) ICBO
ICEO   ICBO
como se indica en la figura 3.14a. La beta es un parámetro particularmente importante porque
proporciona un enlace directo entre niveles de corriente de los circuí Los de entrada y salida
para una configuración de emisor común. Es decir,
IC   I B
Y puesto que
IE = IC + IB
=  IB + IB
IE = ( + 1) IB
2.4 Configuración de colector común.
La tercera y última configuración de transistores la de colector común, mostrada en la figura
3.20 con las direcciones apropiadas de corriente y la notación de voltaje. La configuración de
colector común se emplea fundamentalmente para propósitos de acoplamiento de impedancia
ya que tiene una elevada impedancia de entrada y una baja impedancia de salida, que es lo
opuesto a las configuraciones de base común y de emisor común.
La configuración del circuito de colector común se muestra en la figura 3.21 con la resistencia
de carga del emisor a tierra. Nótese que el colector está conectado a tierra aun cuando el
transistor está conectado de manera similar a la configuración de emisor común. Desde el
punto de vista de diseño, no es necesario elegir para un conjunto de características de colector
común, los parámetros del circuito de la figura 3.21. Pueden diseñarse empleando las
características de emisor común de la sección 3.6. Para todos los propósitos prácticos, las
características de salida de la configuración de colector común son las mismas que las de la
configuración de emisor común. En la configuración de colector común las características de
salida son una gráfica de IE versus VEC para un intervalo de valores de IB. Por ellos, la corriente
de entrada es la misma tanto para las características de emisor común como para las de
colector común. El eje de voltaje para la configuración de colector común se obtiene
cambiando simplemente el signo de voltaje de colector a emisor de las características de
emisor común. Por último, hay un cambio casi imperceptible en la escala vertical de IC de las
características de emisor común si IC se reemplaza por IE en las características de colector
común (puesto que  = 1). En el circuito de entrada de la configuración de colector común,
las características de la base de emisor común son suficientes para obtener la información que
se requiera.
2.5 Límites de operación del transistor.
Para cada transistor existe una región de operación sobre las características, la cual asegurara
que los valores nominales máximos no sean excedidos y la señal de salida exhibe una
distorsión mínima. Una región de este tipo, se ha definido para las características de transistor
de la figura 3.22. Todos los límites de operación se definen sobre una típica hoja de
especificaciones de transistor descrita en la sección 2.6.
Algunos de los límites se explican por sí mismos, como la corriente máxima de colector
(denominada, por lo general, en la hoja de especificaciones, como corriente continua de
colector) y el voltaje máximo de colector a emisor (abreviada a menudo como vCeo.) Para el
transistor de la figura 3.22, ICmáx se especificó como de 50 mA y vCeo como de 20 V. La linea
vertical de las características definida como vCEsat especifica la mínima vCE que puede
aplicarse sin caer en la región no lineal denominada región de saturación.
El nivel de VCEsat está regularmente en la vecindad de los 0.3 V especificada para este
transistor. El máximo nivel de disipación se define por la siguiente ecuación:
PCmáx = VCEIC
Para el dispositivo de la figura 3.22, la disipación de potencia de colector se especificó como
de 300 mW. Surge entonces la cuestión de cómo graficar la curva de disipación de potencia
de colector especificada por el hecho de que
PCmáx = VCEIC = 300 mW
En cualquier punto sobre las características el producto de VCE e IC debe ser igual a 300 mW.
Si elegimos para IC el valor máximo de 50 mA y lo sustituimos en la relación anterior,
obtenemos
VCEIC = 300 mW
VCE(50 mA) = 300 mW
VCE = 6 V
Como un resultado encontramos que si IC = 50 mA, entonces VCE = 6 V sobre la curva de
disipación de potencia, como se indica en la figura 3.22. Si ahora elegimos para VCE su valor
máximo de 20 V, el nivel de IC es el siguiente:
(20 V)IC = 300 mW
IC = 15 mA
definiendo un segundo punto sobre la curvatura de potencia. Si ahora escogemos un nivel de
IC a la mitad del intervalo como 25 mA, resolvemos para el nivel resultante de VCE obtenemos
VCE(25 mA) = 300 mW
VCE = 12 V
como también se indica en la figura 3.22. Una estimación aproximada de la curva real puede
dibujarse por lo general empleando los tres puntos definidos con anterioridad. Por supuesto,
entre más puntos tenga, más precisa será la curva, pero una aproximación es generalmente
todo lo que se requiere. La región de corte se define como la región bajo IC = ICEO. Esta región
tiene que evitarse también si la señal de salida debe tener una distorsión mínima. En algunas
hojas de especificaciones se proporciona solamente ICBO. Entonces uno debe utilizar la
ecuación ICEO =  ICBO para establecer alguna idea del nivel de corte si la curva de
características no está disponible. La operación en la región resultante de la figura 3.22
asegurará una mínima distorsión de la señal de salida y niveles de voltaje y corriente que no
dañarán al dispositivo. Si las curvas de características no están disponibles o no aparecen en la
hoja de especificaciones (como ocurre con frecuencia), uno simplemente debe estar seguro
que IC, VCE y su producto caigan dentro del intervalo que aparece en la siguiente ecuación:
ICEO  IC  Icmáx
VCEsat  VCE  VCEmáx
VCEIC  PCmáx
Para las características de base común la curva de potencia máxima se define por el siguiente
producto de cantidades de salida;
PCmax = VCBIC
2.6 Hoja de especificaciones del transistor.
Puesto que la hoja de especificaciones es el enlace de comunicación entre el fabricante y el
usuario, es de particular importancia que la información proporcionada sea reconocida y
correctamente comprendida. Aunque no se han presentado todos los parámetros, un amplio
número será ahora familiar. Los parámetros restantes se introducirán en los capítulos
siguientes. Se hará referencia a esta hoja de especificaciones para revisar la manera en la cual
se presenta el parámetro.
La información proporcionada en la figura 3.23 se ha tomado directamente de la publicación
Small-Signal Transistors, FETs, and Diodes preparada por Motorola Inc. El 2N4123 es un
transistor npn de propósito general con el encapsulado y la identificación de terminales que
aparecen en el extremo superior derecho de la figura 3.23a. La mayoría de las hojas de
especificaciones se dividen en valores nominales máximos, características térmicas v
características eléctricas. Las características eléctricas se subdividen además en
características en estado "encendido", en estado "apagado" y de pequeña señal. Las
características en estado activo y pasivo se refieren a los limites de cd, mientras que las
características de pequeña señal incluyen los parámetros de importancia para la operación de
ca.
Nótese en la lista de valores nominales máximos que vcemax = VCEO = 30 V con ICmax = 200 mA.
La máxima disipación de colectora . = 625 mW. El factor de degradación bajo los valores
nominales máximos especifica que el valor nominal máximo debe descender 5 mW por cada
grado de incremento en la temperatura sobre los 25°C. En las características durante el estado
"apagado" ICBO se especifica como de 50 nA y durante el estado "encendido" VCEsat = 0.3 V. El
nivel de hFE tiene un intervalo de 50 hasta 150 a una IC = 2 mA y VCE =1 V y un valor mínimo
de 25 a una corriente mayor de 50 mA para el mismo voltaje.
Los limites de operación se han definido ahora para el dispositivo y se repiten a continuación
en el formato de la ecuación (3.17) empleando hFE = 150 (el límite superior). En realidad, para
muchas aplicaciones, los 7.5 uA = 0.0075 mA se pueden considerar como 0 mA sobre una
base aproximada.
Límites de Operación
7.5 uA  IC  200 mA
0.3 V  VCE  30 V
VCEIC  650 mW
En las características de pequeña señal el nivel de hfe ( ca) se proporciona junto con una
gráfica de cómo varía con la corriente de colector en la figura 3.23f. En la figura 3.23j se
demuestra el efecto de la temperatura y la comente de colector sobre el nivel de hFE ( ca). A
temperatura ambiente (25°C), adviértase que hFE ( cd) tiene un valor máximo de 1 en la
vecindad alrededor de los 8 mA. A medida que IC, se incrementa más allá de este nivel, hFE
cae a la mitad de su valor con IC igual a 50 mA. También decae a este nivel si IC disminuye al
nivel inferior de 0.15 mA. Puesto que esta es una curva normalizada, si tenemos un transistor
con  cd = hFE = 50 a temperatura ambiente, el valor máximo a 8 mA es de 50. A IC = 50 mA
habrá decaído a 50/ 2 = 25. En otras palabras, la normalización revela que el nivel real de hFE
a cualquier nivel de IC se ha dividido por el valor máximo de hFE a esa temperatura e IC = 8
mA.
Figura 3.23 Hoja de especificaciones del transistor.
3.1 Punto de operación o punto Quiescente.
El análisis o diseño de un amplificador de transistor requiere del conocimiento de la respuesta
del sistema, tanto de cd como de ca. Con demasiada frecuencia se supone que el transistor es
un dispositivo mágico que puede alcanzar el nivel de la entrada aplicada de ca sin la asistencia
de una fuente de energía externa. En realidad, el nivel mejorado de potencia de salida de ca es
resultado de una transferencia de energía de las fuentes aplicadas de cd. Por lo tanto, el
análisis o diseño de cualquier amplificador electrónico tiene dos componentes: la parte de cd
y la correspondiente de ca. Afortunadamente, el teorema de superposición es aplicable y la
investigación de las condiciones de cd puede separarse por completo de la respuesta de ca. Sin
embargo, hay que tener presente que durante el diseño o etapa de síntesis, la selección de los
parámetros para los niveles de cd requeridos afectarán la respuesta de ca, y viceversa.
El nivel de cd de operación de un transistor se controla por varios factores, incluyendo el
rango de posibles puntos de operación sobre las características del dispositivo. Una vez que se
han definido los niveles deseados de corriente y voltaje de cd, debe construirse una red que
establecerá el punto de operación deseado (algunas de estas redes se analizan en este
capítulo). Cada diseño también determinará la estabilidad del sistema, es decir, qué tan
sensible es el sistema a las variaciones de temperatura (otro tema que se investiga en una
sección posterior de este capítulo). Aunque se analizan diversas redes en este capítulo, existe
una similitud fundamental en e) análisis de cada configuración, debida al uso recurrente de las
siguientes relaciones básicas importantes para un transistor:
VBE = 0.7 V
IE = ( + 1)IB  IC
IC =  I B
De hecho, una vez que el análisis de las redes iniciales se comprenda con claridad, la ruta por
seguir hacia la solución de las redes comenzara a ser más evidente. En la mayoría de los casos
la corriente de base IB es la primera cantidad que se determina. Una vez que IB se conoce, las
relaciones de las ecuaciones anteriores pueden aplicarse para encontrar las restantes cantidad
de interés. Las similitudes en el análisis serán inmediatamente obvias a medida que
avancemos en este capítulo. Las ecuaciones para IB son tan similares para diversas
configuraciones que una ecuación puede derivarse de otra sencillamente quitando o agregando
un término o dos. La función primordial de este capitulo es desarrollar cierto nivel de
familiaridad con el transistor BJT, el cual permitiría un análisis de cd de cualquier sistema que
deba emplear el amplificador BJT.
PUNTO DE OPERACIÓN
El término polarización que aparece en el titulo de este capítulo es un vocablo que incluye
todo lo referente a la aplicación de voltajes de cd para establecer un nivel fijo de corriente y
voltaje. Para amplificadores de transistor, el voltaje y la comente de cd resultantes establecen
un punto de operación sobre las características, el cual define la región que se empleará para
la amplificación de la señal aplicada. Ya que el punto de operación es un punto fijo sobre las
características, se le conoce también como punto quiesciente (abreviado punto Q). Por
definición, quiesciente significa quieto, inmóvil, inactivo. La figura 4.1 muestra una
característica general de salida de un dispositivo con cuatro puntos de operación indicados. El
circuito de polarización puede diseñarse para establecer la operación del dispositivo en
cualquiera de estos puntos o en otros dentro de la región activa. Los valores nominales
máximos se indican sobre las características de la figura 4,1, por una linea horizontal para la
corriente de colector máxima ICmáx y por una línea vertical para el voltaje de colector-emisor
máximo VCEmax. La máxima potencia de operación máxima se define por la curva Pcmáx en la
misma figura. En el extremo inferior de las escalas se localizan la región de corte, definida
por IB  0 uA, y la región de saturación, definida por VCE  VCEsat.
El dispositivo BJT podría polarizarse para operar fuera de estos puntos limite máximos, pero
el resultado de tal operación causaría ya sea el acortamiento de la vida de servicio del
dispositivo, o bien su destrucción. Concentrándonos en la región activa es posible elegir
muchas áreas o puntos de operación diferentes. El punto Q depende a menudo del uso que se
dará al circuito. No obstante, es posible considerar algunas diferencias entre la operación en
puntos diferentes de la figura 4.1 para presentar algunas ideas básicas en tomo al punto de
operación y, por ello, al circuito de polarización.
Si no se utilizara la polarización, el dispositivo estaría al principio totalmente cortado
(desactivado), lo cual produciría la A, esto es, corriente cero a través del dispositivo (y voltaje
cero a través del mismo). Es necesario polarizar el dispositivo de modo que pueda responder o
cambiar sus valores de corriente y voltaje en todo el intervalo de una señal de entrada. En
tanto que el punto A no resultara apropiado, el punto B proporciona esta operación deseada.
Si se aplica una señal al circuito, ademas del nivel de polarización, el dispositivo variará sus
valores de corriente y voltaje a partir del punto de operación B, lo que permite que el
dispositivo reaccione (y posiblemente amplifique) tanto la parte positiva como la parte
negativa de la señal de entrada. Si, como podría suceder, la señal de entrada es pequeña, el
voltaje y la corriente del dispositivo variarán, pero no lo suficiente para llevarlo al nivel de
corte o saturación. El punto C permitiría cierta variación positiva y negativa de la señal de
salida, pero el valor pico a pico sería limitado por la proximida de vCE = 0V/IC = 0mA. La
operación en el punto C también tiene algo que ver con las no linealidades introducidas por el
hecho de que el espacio entre las curvas IB cambia rápidamente, en esta región. En general, es
preferible operar donde la ganancia del dispositivo es más constante (o lineal), de tal modo
que la cantidad de amplificación en toda la excursión de la señal de entrada es la misma. El
punto B es una región de espaciamiento más lineal y, por consiguiente, su operación tiene un
mayor grado de linealidad, como se indica en la figura 4.1. El punto D fija el punto de
operación del dispositivo cerca del valor de voltaje y potencia máximo. La excursión del
voltaje de salida en la dirección positiva está de este modo limitada si no se excede el voltaje
máximo. En consecuencia, el punto B aparece como el mejor punto de operación en términos
de la ganancia lineal o de la excursión de voltaje y corriente más grande posible. Esta es casi
siempre la condición que se desea en los amplificadores de pequeña señal, pero no
necesariamente para los amplificadores de potencia. En este análisis, nos concentramos
fundamentalmente en la polarización del dispositivo para la operación de amplificación de
señales pequeñas.
Debe considerarse otro factor de la polarización muy importante. Habiendo seleccionado y
polarizado un BJT en un punto de operación deseado, también debe tomarse en cuenta el
efecto de la temperatura. La temperatura provoca cambios en las características del
dispositivo, tales como la ganancia de corriente ( ca) y la corriente de fuga del transistor
(ICEO). Las altas temperaturas conducen a un incremento de corrientes de fuga en el
dispositivo, por lo que cambian la condición de operación establecida por la polarización de
la red. El resultado es que el diseño de la red también debe proporcionar un grado de
estabilidad de temperatura de modo que los cambios de temperatura resulten en cambios
mínimos en el punto de operación. Este mantenimiento del punto de operación puede
especificarse por un factor de estabilidad, S, el cual indica la magnitud del cambio en el punto
de operación debido a una variación de temperatura. Es deseable un circuito altamente estable
y se comparará la estabilidad de algunos circuitos de polarización básicos. Para el BJT que se
polarizará en su región de operación lineal o activa debe cumplirse:
1. La unión de base a emisor debe estar polarizada directamente (voltaje de la
región p más positivo) con un voltaje resultante de polarización directa entre la
base y el emisor de aproximadamente 0.6 a 0.7 V.
2. La unión de base a colector debe estar polarizada inversamente (región n más
positiva), estando el voltaje de polarización inversa en cualquier valor dentro de
los límites máximos del dispositivo.
[Nótese que en la polarización directa el voltaje en la unión p-n es p-positivo, en tanto que en
la polarización inversa es opuesto (inverso) con n-positiva. El énfasis que se hace sobre la
letra inicial debe brindar un medio que ayude a memorizar la polaridad de voltaje necesaria.]
La operación en las regiones de corte, de saturación y lineal de la características del BJT se
obtienen de acuerdo con lo siguiente:
1. Operación en la región lineal: Unión base-colector con polarización directa, Unión
base-colector con polarización inversa
2. Operación en la región de corte: Unión base-emisor con polarización inversa
3. Operación en la región de saturación: Unión base-emisor con polarización directa,
Unión base-colector con polarización directa
3.2 Circuito de polarización fija.
El circuito de polarización fija de la figura 4.2 proporciona una introducción relativamente
directa y simple al análisis de polarización de cd de transistor. Aun cuando la red emplea un
transistor npn, las ecuaciones y cálculos se aplican en forma correcta por igual a una
configuración pnp con sólo cambiar todas las direcciones de corriente y polaridades de
voltaje. Las direcciones de corriente de la figura 4.2 son las direcciones de corriente reales, y
los voltajes se definen por la notación estándar de subíndice doble. Para el análisis de cd la
red puede aislarse de los niveles de ca indicados, remplazando los capacitores por un circuito
abierto equivalente. Además, la fuente de cd VCC puede dividirse en un par de fuentes (para
propósitos del análisis solamente), como se ilustra en la figura 4.3, para permitir una
separación de los circuitos de entrada y de salida. Esto reduce también el enlace entre las dos
a la corriente de base IB. La separación es ciertamente válida, como observamos en la figura
4.3, ya que VCC se conecta directamente a RB y RC del mismo modo,que en la figura 4.2.
POLARIZACIÓN DIRECTA DE BASE-EMISOR
Considérese primero la malla circuito base-emisor que se muestra en el diagrama de circuito
parcial de la figura 4.4. Escribiendo la ecuación de voltaje de Kírchhoff para la malla
obtenemos
VCC -IBRB - VBE = 0
Nótese la polaridad de la caída de voltaje a través de RB, como se establece por la dirección
indicada de IB. Resolviendo la ecuación para la corriente IB se tendrá el siguiente resultado:
IB = (VCC - VBE) / RB
En realidad, la ecuación (4.4) no es difícil de recordar si se considera simplemente que la
corriente de base es la corriente a través de RB y, por la ley de Ohm, esa corriente es el voltaje
a través de RB dividido entre la resistencia RB. El voltaje a través de RB es el voltaje aplicado
VCC en uno de los extremos menos la caída a través de la unión base-emisor (VBE).
Ademas, puesto que la fuente de voltaje VCC y el voltaje de base a emisor VBE son constantes,
la selección de un resistor de base, RB, establece el nivel de la corriente de base para el punto
de operación.
Malla de colector-emisor
La sección de colector-emisor de la red aparece en la figura 4.5 con la dirección indicada de la
corriente IC y la polaridad resultante a través de RC. La magnitud de la corriente de colector se
relaciona directamente con IB por medio de
IC =  I B
Es interesante notar que, en vista de que la corriente de base se controla por el nivel de RB e IC
se relaciona con IB por una constante  la magnitud de IC no es una función de la resistencia
RC. El cambio de RC a cualquier nivel no afectará el nivel de IB o IC en tanto que
permanezcamos en la región activa del dispositivo. Sin embargo, como veremos
posteriormente, el nivel de RC determinará la magnitud de VCE, el cual es un parámetro
importante.
Aplicando la ley de voltaje de Kirchhoff en la dirección de las manecillas del reloj a lo largo
de la malla indicada en la figura 4.5, se obtendrá el resultado siguiente
VC + ICRC - VCC = 0
VCE = VCC - ICRC
el que establece en palabras que el voltaje a través de la región de colector-emisor de un
transistor en la configuración de polarización fija es la fuente de voltaje menos la caída a
través de RC. Como un breve repaso de la notación de subíndice y doble subíndice, recuérdese
que
VCE = VC - VE
donde VCE es el voltaje de colector a emisor y VC y VE son los voltajes de colector y emisor a
tierra, respectivamente. Pero en este caso, ya que VE = 0 V, tenemos
VCE = VC
Además, puesto que
VBE = VB - VE
y VE = 0 V, entonces
VBE = VB
Téngase en cuenta que los niveles de voltaje como el de VCE se determinan situando la punta
roja (positiva) del voltímetro en la terminal de colector con punta negra (negativa) en la
terminal del emisor, como se ilustra en la figura 4.6. VC es el voltaje del colector a tierra y se
mide como se muestra en la misma figura. En este caso, las dos lecturas son idénticas, pero en
las redes que se verán más adelante, ambas pueden llegar a ser bastante diferentes.
Comprender con claridad la diferencia entre las dos mediciones probará ser de suma
importancia en la detección de fallas de las redes de transistores.
Saturación del transistor
El termino saturación se aplica a cualquier sistema, donde los niveles han alcanzado sus
valores máximos. Una esponja saturada es aquella que no puede contener una gota más de
liquido. Para un transistor que opera en la región de saturación, la corriente es un valor
máximo para el diseño particular. Modifíquese el diseño y el correspondiente nivel de
saturación podrá elevarse o decaer. Por supuesto, el mayor nivel de saturación se define por la
máxima corriente de colector, tal como se proporciona en la hoja de especificaciones.
Las condiciones de saturación se evitan por lo general debido a que la unión de base a
colector ya no está inversamente polarizada y la señal amplificada de salida estará
distorsionada. Un punto de operación en la región de saturación se representa en la figura
4.8a. Nótese que se encuentra en una región donde se unen las "curvas de características y el
voltaje de colector a emisor se halla en o sobre VCEsat . Además, la corriente de colector es
relativamente alta sobre las características.
Si juntarnos las curvas de la figura 4.8a con las que aparecen en la figura 4.8b, se llegará a un
método rápido y directo para determinar el nivel de saturacion.Enlafigura4.8b la corriente es
relativamente alta y se supone que el voltaje VCE es de cero voltios. Al aplicar la ley de Ohm,
la resistencia entre las terminales de colector y emisor se puede determinar como sigue:
RCE = VCE / IC = 0 V / ICsat = 0 ohms
Aplicando los resultados al esquema de la red resultaría la configuración de la figura 4.9.
Por consiguiente, en el futuro, si hubiera necesidad inmediata de conocer la corriente máxima
de colector aproximada (nivel de saturación) para un diseño en particular, simplemente inserte
un corto circuito equivalente entre el colector y el emisor del transistor y calcule la corriente
de colector resultante. En resumidas cuentas, haga VCE = 0V. Para la configuración de
polarización fija de la figura 4.10, se utilizó el corto circuito, ocasionando que el voltaje a
través de RC sea el voltaje aplicado VCC. La corriente de saturación resultante para la
configuración de polarización fija es:
ICsat = VCC / RC
Una vez que se conoce ICsat, tenemos una idea de la máxima corriente de colector posible para
el diseño elegido y del nivel bajo el cual permanecer si esperamos una amplificación lineal.
Análisis por recta de carga
Hasta aquí, el análisis se ha realizado haciendo uso de un nivel de  correspondiente con el
punto Q
resultante. Ahora investigaremos cómo los parámetros de la red definen el posible rango de
puntos
Q y cómo se determina el punto Q real. La red de la figura 4.11a establece una ecuación. para
la
salida que relaciona las variables IC y VCE de la siguiente manera:
VCE = VCC - ICRC
Las características de salida del transistor también relacionan las mismas dos variables IC y
VCE,
como se ilustra en la figura 4.11b. Por Ío tanto, tenemos, en esencia, una ecuación de red y un
conjunto de características que utilizan las mismas variables. La solución común de las dos
ocurre
donde las restricciones establecidas por cada una se satisfacen simultáneamente. En otras
palabras,
esto es similar a encontrar la solución de dos ecuaciones simultáneas: una establecida por la
red y otra por las características del dispositivo.
Las características del dispositivo de IC contra VCE se proporcionan en la fígura 4.11b. Ahora
debemos sobreponer la linea recta definida por la ecuación 4.12 sobre las características. El
método más directo para trazar la ecuación (4.12) sobre las características de salida es
empleando el hecho de que una recta está definida por dos puntos. Si elegimos IC con un valor
de 0 mA, estaremos especificando el eje horizontal como la línea sobre la cual se localizará un
punto. Al sustituir IC = 0 mA en la ecuación (4.12), encontraremos que
VCE = VCC para IC = 0 mA
definiendo un punto para la linea recta, como se ilustra en la figura 4.12.
Si ahora escogemos el valor de 0 V para VCE, con el que se establece el eje vertical como la
línea sobre la cual se definirá el segundo punto, encontraremos que IC se determina por la
siguiente ecuación: como aparece en la figura 4.12. La línea resultante sobre la gráfica de la
figura 4.12 se denomina recta de carga, puesto que está definida por el resistor de carga RC.
Al resolver para el nivel resultante de IB, el punto Q real se puede establecer como se ilustra
en la figura 4.12, Si el nivel de IB se modifica al variar el valor de RB, el punto Q se mueve
hacia arriba o hacia abajo de la recta de carga, como se muestra en la figura 4.13. Si VCC se
mantiene fijo y RC cambia, la recta de carga subirá como se representa en la figura4,14. Si IB
es la que se mantiene constante, el punto Q se trasladará como se ilustra en la misma figura.
Si RC se fija y VCC varía, la recta de carga se desplazará como se muestra en la figura 4,15.
3.3 Circuito de polarización estabilizada de
emisor.
La red de polarización de cd de la figura 4.17 contiene un resistor en el emisor para mejorar el
nivel de estabilidad sobre el de la configuración de polarización fija. La estabilidad mejorada
se demostrará más adelante en esta sección mediante un ejemplo numérico. El análisis se
realizará examinando, en primer lugar, la malla de base a emisor y luego, con los resultados,
se investigará la malla de colector a emisor.
Malla de base-emisor
La malla de base a emisor de la red de la figura 4.17 se puede volver a dibujar, como se ilustra
en la figura 4.18. Al aplicar la ley de voltaje de Kirchhoff alrededor de la malla indicada en
dirección de las manecillas del reloj, obtendremos como resultado la siguiente ecuación:
VCC - IBRB - VBE - IERE = 0
Recordando del capitulo 2 que
IE = ( + 1)IB
Sustituyendo a IE en la ecuación (4.15) da por resultado
VCC - IBRB - VBE - ( + 1)IBRE = 0
Agrupando términos, nos da lo siguiente:
-IB(RB + ( + 1)RE) + VCC - VBE = 0
Multiplicando todo por (-1), obtenemos
IB(RB + ( + 1)RE) - VCC + VBE = 0
y resolviendo IB llegamos a
IB = (VCC - VBE)/(RB +  (RC+RE))
Nótese que la única diferencia entre esta ecuación para IB y la obtenida para la con figuración
de polarización fija es el término ( + 1) RE. Hay un resultado interesante que puede derivarse
de la ecuación (4.17) si la ecuación se utiliza para trazar una red en serie que resultaría en la
misma ecuación. Tal es el caso para la red de la Figura 4.19. Resolviendo para la corriente IB
resultará la misma ecuación obtenida anteriormente. Adviértase que al lado del voltaje de base
a emisor VBE el resistor RE es reflejado a la entrada del circuito de base por un factor ( + 1).
En otras palabras, el resistor de emisor, el cual es parte de la malla de colector-emisor,
"parece como" ( + 1 )RE en la malla de base-emisor. Puesto que  es por lo general 50 o
más, el resistor de emisor parece ser mucho más grande en el circuito de base; tanto, para la
configuración de la figura 4.20.
La ecuación (4.18) probar su utilidad en los análisis que siguen. De hecho, proporciona una
manera bastante fácil de recordar la ecuación (4.17). Empleando la ley de Ohm, sabemos que
la corriente a través de un sistema es el voltaje dividido entre la resistencia del circuito. Para
el circuito de base-emisor, el voltaje neto es VCC - VBE. Los niveles de resistencia son RB más
RE reflejado por ( + 1). El resultado es la ecuación (4.17).
Malla de colector-emisor
La malla de colector-emisor se vuelve a dibujar en la figura 4.21. Aplicando la ley de voltaje
de Kirchhoff para la malla indicada en dirección de las manecillas del reloj, resultará que
IERE + VCE +ICRC - VCC = 0
Sustituyendo IE =IC y agrupando términos, se obtiene
VCE - VCC + IC(RC + RE) = 0
VCE = VCC + IC(RC + RE)
El voltaje con subíndice sencillo VE es el voltaje de emisor a tierra y se determina por
VE = IERE
mientras que el voltaje de colector a tierra puede determinarse a partir de
VCE = VC - VE
VC = VCC - ICRC
E1 voltaje en la base con respecto a tierra puede determinarse a partir de
VB = VCC - IBRB
VB = VBE + VE
Estabilidad de polarización mejorada
La adición de la resistencia de emisor a la polarización de cd del BJT proporciona una mejor
estabilidad; esto es, las corrientes y voltajes de polarización de cd se mantienen más cerca de
los puntos donde fueron fijados por el circuito aun cuando cambien las condiciones externas
como el voltaje de alimentación, la temperatura e incluso la beta del transistor. Aunque el
análisis matemático se brinda en la sección 4.12, puede obtenerse cierta comparación del
mejoramiento como lo muestra el siguiente ejemplo.
Ejemplo
Elabore una tabla en la que se comparen el voltaje y las corrientes de polarización de las
figuras 4.7 y 4.22 para el valor de  = 50 y para un nuevo valor de  = 100. Compare los
cambios en IC. para el mismo incremento en  .
Solución
Empleando los resultados obtenidos en el ejemplo 4.1 y repitiendo después para un valor de 
= 100, se produce lo siguiente:
Se observa que la corriente de colector del BJT cambia en un 100% debido a un cambio de
100% en el valor de  . IB es igual y VCE se decrementa en un 76%.
Utilizando los resultados que se calcularon en el ejemplo 4.4 y repitiendo después para el
valor de  = 100, obtenemos lo siguiente: La corriente de colector del BJT aumenta a cerca
del 81% debido al cambio del 100% en  . Nótese que el decremento de IB ayuda a mantener
el valor de IC, o al menos a reducir el cambio total en IC. debido al cambio en  .
Nivel de saturación
El nivel de saturación del colector o la comente del colector máxima para un diseño
polarizado de emisor puede determinarse mediante el mismo enfoque empleado en la
configuración de polarización fija: aplicar un corte circuito entre las terminales colectoremisor, como se ilustra en la figura 4.23, y calcular la corriente del colector resultante. Para la
figura 4.23:
ICsat = VCC / (RC +RE)
La adición del resistor de emisor reduce el nivel de saturación del emisor debajo del nivel que
se obtiene con una configuración de polarización fija por medio del mismo resistor del
colector.
3.4 Polarización con divisor de voltaje.
En las configuraciones polarizadas precedentes, la comente de polarización ICQ y del voltaje
Vceq eran una función de la ganancia de corriente ( ) del transistor. Sin embargo, ya que  es
sensible a la temperatura, especialmente para transistores de silicio, y el valor real de beta
normalmente no está bien definido, sería deseable desarrollar un circuito de polarización
menos dependiente, de hecho, independiente de la beta del transistor. La configuración de
polarización con divisor de voltaje de la figura 4.25 es una red de ese tipo. Si se analiza sobre
una base exacta, la sensibilidad a los cambios en beta es bastante pequeña. Si los parámetros
del circuito se escogen apropiadamente, los niveles resultantes de ICQ y vCEQ pueden ser casi
totalmente independientes de beta. Recuerde, de las discusiones anteriores, que un punto Q se
define por un nivel fijo de ICQ y VCEQ, como se ilustra en la figura 4.26. El nivel de IBQ se
modificará con el cambio en beta, pero el punto de operación sobre las características,
definido por ICQ y VCEQ puede permanecer fijo si se utilizan los parámetros apropiados del
circuito.
Como se observó anteriormente, existen dos métodos que se pueden aplicar al análisis de la
configuración con divisor de voltaje. La razón para la elección de los nombres para esta
configuración se hará evidente en cuanto avancemos en los análisis siguientes. El primero que
se demostrará es el método exacto que puede aplicarse a cualquier configuración con divisor
de voltaje. El segundo se denominará como método aproximado, y puede aplicarse sólo si se
satisfacen ciertas condiciones especificas. El enfoque aproximado permite un análisis más
directo con un ahorro en tiempo y energía. Es también particularmente útil en el modo de
diseño que se describirá en una sección posterior. Sobre todo, el enfoque aproximado puede
aplicarse a la mayoría de las situaciones; por ello, debe examinarse con el mismo interés que
el método exacto.
Análisis exacto
La parte de entrada de la red de la figura 4.25 puede volverse a dibujar, como se muestra en la
figura 4.27, para el análisis de cd. La red de Thévenin equivalente para la red a la izquierda de
la terminal de base puede hallarse entonces de la siguiente manera:
RTh: La fuente de voltaje se reemplaza por un corto circuito equivalente, como se ilustra en la
figura 4.28.
RTh = R1  R2
ETh: La fuente de voltaje VCC se reintegra a la red y el voltaje Thévenin del circuito abierto de
la figura 4.29 se determina como sigue: Aplicando la regla del divisor de voltaje:
ETh = VR2 = R2VCC / (R1 + R2)
La red Thévenin se vuelve a dibujar entonces, como se ilustra en la figura 4.30,e IBQ se puede
determinar al aplicar en primer lugar la ley de voltaje de Kirchhoff en dirección de las
manecillas del reloj para la malla indicada:
ETh - IBRTh - VBE -IERE = 0
Sustituyendo IE = ( + 1)IB y resolviendo IB, llegamos a
Aunque inicialmente la ecuación (4.30) parece distinta de las desarrolladas con anterioridad,
nótese que el numerador es de nueva cuenta una diferencia de dos niveles de voltaje, mientras
que el denominador es la resistencia de base más el resistor de emisor reflejado por ( + 1), en
verdad muy parecido a la ecuación (4.17).
Una vez que se conoce IB, las cantidades restantes de la red pueden encontrarse del mismo
modo que se hizo para la configuración polarizada de emisor. Esto es:
VCE = VCC - IC(RC + RE)
que es exactamente igual que la ecuación (4.19). Las ecuaciones restantes para VE, VC y VB son
también las mismas que se obtuvieron para la configuración polarizada de emisor.
Análisis aproximado
La sección de entrada de la configuración con divisor de voltaje puede representarse por
medio de la red de la figura 4.32. La resistencia R¡ es la resistencia equivalente entre base y
tierra para el transistor con un resistor de emisor RE. Recuerde que la resistencia reflejada
entre la base y el emisor se define por Ri = ( + 1) RE, Si Ri es mucho mayor que la resistencia
R2, la corriente IB será mucho menor que I2 (la corriente siempre busca la trayectoria de menor
resistencia) e I2 será aproximadamente igual a I1. Si aceptamos la aproximación de que IB es
de 0 amperios comparada con I1 o I2 entonces I1 = I2 y R1 y R2 pueden considerarse elementos
en serie. El voltaje a través de R2, que es en realidad el voltaje de base, puede determinarse
por medio de la regla del divisor de voltaje (y de aquí proviene el nombre para la
configuración). Es decir,
VB = R2VCC / (R1 + R2)
Puesto que R1 = ( + 1) RE =  RE la condición que definirá si el enfoque aproximado puede
aplicarse será la siguiente:
 RE  10 R2
En otras palabras, si el valor de beta multiplicado por RE es al menos 10 veces el valor de R2,
el enfoque aproximado puede aplicarse con un alto grado de precisión. Una vez que se
determina VB, el nivel de VE se puede calcular a partir de
VE = VB - VBE
y la comente de emisor se puede determinar a partir de
IE = VE / RE
ICQ  IE
El voltaje de colector a emisor se determina por
VCE = VCC - ICRC - IERE
pero, ya que IE = IC,
VCEQ = VCC - IC(RC + RE)
Advierta que en la secuencia de los cálculos, de la ecuación (4.33) a la ecuación (4.37), no
aparece beta e IB no fue calculada. El punto Q (como se determina por ICQ y VCEQ) es por tanto
independiente del valor de beta.
Saturación del transistor
El circuito colector-emisor de salida para la configuración con divisor de voltaje tiene el
mismo aspecto que el circuito polarizado de emisor analizado en la sección 4.4. La ecuación
resultante para la corriente de saturación (cuando VCE se establece a cero voltios en el
diagrama) es, por tanto, la misma que se obtiene para la configuración polarizada de emisor.
Es decir,
ICsat = ICmáx = VCC / (RC + RE)
Análisis por recta de carga
Las similitudes con el circuito de salida de la configuración polarizada de emisor resultan en
las mismas intersecciones para la recta de carga de la configuración con divisor de voltaje. La
recta de carga tendrá por consiguiente el mismo aspecto que la de la figura 4.24, con
El nivel de IB se determina, por supuesto, por una ecuación distinta para la polarización con
divisor de voltaje y las configuraciones polarizadas de emisor.
3.6 Conmutación con transistores.
La aplicación de los transistores no se limita solamente a la amplificación de las señales. Por
medio de un diseño adecuado pueden utilizarse como interruptor para aplicaciones de control
y computadoras. La red de la figura 4.52a puede emplearse como un inversor en circuitos
lógicos de computadoras. Nótese que el voltaje de salida VC es opuesto al que se aplica a la
base o terminal de entrada. Además, adviértase la ausencia de una fuente de cd conectada al
circuito de base. La única fuente de cd está conectada al extremo de colector o salida, y para
las aplicaciones de computadoras es típicamente igual a la magnitud del flanco de subida de la
señal de salida, en este caso. de 5 V.
El diseño adecuado para el proceso de inversión requiere que el punto de operación cambie
desde el estado de corte hasta el de saturación, a lo largo de la recta de carga trazada en la
figura 4.52b. Para nuestros propósitos supondremos que IC = ICEq = 0 mA cuando IB = 0 uA
(una excelente aproximación a la luz de las técnicas mejoradas de construcción), como se
muestra en la figura 4.52b. Además, supondremos VCE = vcesat = 0 V en lugar del nivel típico
de 0.1 a 0.3 V.
Cuando Vi = 5 V, el transistor estará en estado "encendido" y el diseño debe asegurar que la
red está completamente saturada con un nivel de IB mayor que el asociado con la curva de IB
que aparece cerca del nivel de saturación. En la figura 4.52b esto requiere que IB > 50 uA. El
nivel de saturación para la comente de colector del circuito de la figura 4.52a se define como
ICsat = VCC / RC
El nivel de IB en la región activa, justo antes de que se presente la saturación puede
aproximarse mediante la siguiente ecuación:
IBmáx = ICsat /  cd
Por tanto, para el nivel de saturación, debemos asegurar que se satisfaga la condición
siguiente:
IB > ICsat /  cd
Saturación Suave
BJT saturado ligeramente
RB = (Vi - 0.7V)/IB
IB  ICsat /  mín
RB = (Vi - 0.7V) mín /ICsat
Saturación Dura
BJT debe saturarse para cualquier valor de beta.
 = 10
RB = (Vi - 0.7V)10 /ICsat
Para ICsat hay que tomar en cuenta la caida de voltaje de la carga
ICsat = (VCC - Vcarga)/RC
3.7 El transistor PNP.
Hasta este punto el análisis se ha limitado exclusivamente a los transistores npn para asegurar
que el análisis inicial de las configuraciones básicas fuera lo más claro posible y sin
complicaciones al intercambiar entre diferentes tipos de transistores. Afortunadamente, el
análisis de los transistores pnp sigue el mismo patrón establecido para los transistores npn. El
nivel de IB se determina en primer lugar, seguido por la aplicación de las relaciones de
transistor apropiadas para determinar la lista, de cantidades desconocidas. De hecho, la única
diferencia entre las ecuaciones que se obtienen para una red en la que se ha reemplazado un
transistor npn por otro de tipo pnp es el signo asociado a cantidades particulares.
Como se advierte en la figura 4.63, la notación de subíndice doble continúa como fue definida
normalmente. Sin embargo, las direcciones de la corriente se han invertido para reflejar las
direcciones de conducción reales. Empleando las polaridades definidas de la figura 4.63, tanto
VBE como VCE serán cantidades negativas.
Aplicando la ley de voltaje de Kirchhoff a la malla de base a emisor obtendremos la siguiente
ecuación para la red de la figura 4.63:
-IERE + VBE -IBRB +VCC = 0
Sustituyendo IE = ( + 1 )IB y resolviendo para IB, llegamos a
La ecuación resultante es la misma que la ecuación (4.17), a excepción del signo para VBE Sin
embargo, en este caso VBE = -0.7 V y la sustitución de los valores resultará en el mismo signo
para cada término de la ecuación (4.49), como la ecuación (4.17). Recuérdese que la dirección
de IB se define ahora como opuesta a la de un transistor pnp, como se ilustra en la figura 4.63.
Para VCE, la ley de voltaje de Kirchhoff se aplica a la malla de colector a emisor, lo que da por
resultado la siguiente ecuación:
-IERE + VCE -ICRC +VCC = 0
Sustituyendo IE = IC, obtenemos
VCE = -VCC + IC(RC +RE)
La ecuación resultante tiene el mismo formato que la ecuación (4.19), pero el signo enfrente
de cada término a la derecha del signo de igualdad ha cambiado. Puesto que VCC será mayor
que la magnitud del término siguiente, el voltaje tendrá un signo negativo, como se advirtió
en un párrafo anterior.
Ejemplo:
Determine VCE para la configuración de polarización con divisor de voltaje de la figura 4.6
Solución
Probando la condición
 RE  10 R2
132 k  100 k (satisfactorio)
Resolviendo para VB, tenemos que
Nótese la similitud en el formato de la ecuación con el voltaje negativo resultante para VB.
Aplicando la ley de voltaje de Kirchhoff a lo largo de la malla de base a emisor, nos lleva a
VB - VBE -VE = 0
VE = VB - VBE
VE = -3.16 V - (-0.7 V)
= -2.46 V
Advierta que en la ecuación anterior se emplea la notación estándar de subíndice sencillo y
doble Para un transistor npn la ecuación VE. = VB - VBE sería exactamente la misma. La única
diferencia surge cuando se sustituyen los valores. La corriente
IE = VE / RE = 2.46 V / 1.1 k = 2.24 mA
Para la malla de colector a emisor:
-IERE + VCE -ICRC +VCC = 0
Sustituyendo IE = IC y agrupando términos, tenemos que
VCE = -VCC + IC(RC +RE)
Sustituyendo valores, obtenemos
VCE = -18 V + (2.24 mA)(2.4 k + 1.1 k ) = -10.16 V
4.1 Amplificador en el dominio de CA.
La construcción básica, aspectos y características del transistor se presentaron en el capitulo 1.
Después, en el capitulo 2 se examinó en detalle la polarización de cd del dispositivo.
Empezaremos ahora a estudiar la respuesta ca a pequeña señal del amplificador BJT
revisando los modelos que se utilizan con mayor frecuencia para representar el transistor en el
dominio de ca senoidal.
Una de nuestras primeras inquietudes en el análisis de ca senoidal en redes de transistores es
la magnitud de la señal de entrada. Ello determinará si deben aplicarse técnicas de pequeña
señal o técnicas de gran señal. No existe una línea divisoria entre las dos, peso la aplicación,
así como la magnitud de las variables de interés relativas a las escalas de las características
del dispositivo, determinarán casi siempre con bastante claridad cuál método es el apropiado.
La técnica de pequeña señal se presenta en este capitulo.
Hay dos modelos que se utilizan por lo común en el análisis de ca de pequeña señal de redes
de transistor: el modelo equivalente híbrido y el modelo re. Este capitulo no sólo presenta
ambos modelos, sino que define el papel que cada uno desempeña y la relación que existe
entre ellos.
En el capítulo 1 se demostró que el transistor puede emplearse como un dispositivo
amplificador. Es decir, la señal de salida senoidal es mayor que la señal de entrada o,
estableciéndolo de otra manera, la potencia de ca de salida es mayor que la potencia de ca de
entrada. La pregunta que surge entonces es ¿cómo la salida de potencia de ca puede ser mayor
que la potencia de ca de entrada? La conservación de la energía dicta que en función del
tiempo, la salida de potencia total, Po de un sistema no puede ser mayor que su entrada de
potencia, Pi y que la eficiencia definida por  = Po/P¡ no puede ser mayor que 1. El factor
que no se considera en la discusión anterior, que permite una salida de potencia de ca mayor
que la potencia de entrada de ca, es la potencia aplicada de cd. Representa una contribución a
la potencia de salida total aun cuando parte de ella se disipa a través del dispositivo y los
elementos resistivos. En otras palabras, existe un intercambio" de potencia de cd al dominio
de ca, el cual permite establecer una muy alta potencia de salida de ca. De hecho, una
eficiencia-de conversión se define por medio de  = Po(ca)/Pi(cd) donde Po(ca) es la potencia
de ca en la carga, y P¡(cd) la potencia suministrada de cd.
Quizás el papel que juega la fuente de cd se describa mejor al considerar primero la red
simple de cd de la figura 7.1. La dirección resultante del flujo se muestra en la figura con una
gráfica de la corriente i contra el tiempo. Insertemos ahora un mecanismo de control, como se
muestra en la figura 7.2. El mecanismo de control se constituye de tal forma que la aplicación
de una señal relativamente pequeña al mecanismo de control puede resultar en una oscilación
mucho más grande en el circuito de salida.
Para el sistema de la figura 7.2 el valor pico de la oscilación se controla mediante el nivel
establecido de cd. Cualquier intento de exceder el límite establecido por el nivel de cd
resultará en un "recorte" aplanado de la región pico de la señal de salida. Por lo tanto, en su
totalidad, un diseño apropiado de amplificador requiere que los componentes de cd y de ca
sean sensibles a cada uno de los otros requerimientos y limitaciones. Sin embargo, es en
verdad un hecho afortunado que los amplificadores de pequeña señal de transistor puedan
considerarse lineales para la mayoría de las aplicaciones, permitiendo el uso del teorema de
superposición para separar el análisis de cd del análisis de ca.
LÍNEA DE CARGA DE CA.
Excursión máxima de salida de ca al voltaje de ca pico a pico máximo, sin recortes, que puede
proporcionar un amplificador.
La línea de carga de ca es una ayuda visual para entender la operación con señales grandes.
4.2 Modelado del transistor BJT.
La clave del análisis de pequeña señal de transistor es el empleo de los circuitos equivalentes
(modelos) que serán introducidos en este capítulo. Un modelo es la combinación de elementos
de circuito, seleccionados adecuadamente, que mejor aproximan el comportamiento real de
un dispositivo semiconductor en condiciones específicas de operación,
Una vez determinado el circuito equivalente de ca, el símbolo gráfico del dispositivo puede
sustituirse en el esquema mediante este circuito, y se pueden aplicar los métodos básicos del
análisis de circuitos de ca (análisis de nodos, análisis de mallas y el teorema de Thévenin)
para determinar la respuesta del circuito.
Hay dos teorías actuales acerca de cuál será el circuito equivalente que ha de sustituir al
transistor. Durante muchos años la industria y las instituciones educativas confiaron
ampliamente en los parámetros híbridos (que se presentarán en breve). El circuito equivalente
de parámetros híbridos seguirá siendo muy popular, aun cuando en la actualidad debe
competir con un circuito equivalente derivado directamente de las condiciones de operación
del transistor, el modelo re. Los fabricantes siguen especificando los parámetros híbridos para
una región de operación particular en sus hojas de especificaciones. Los parámetros (o
componentes) del modelo re pueden derivarse directamente de los parámetros híbridos en esta
región. Sin embargo, el circuito equivalente híbrido adolece de estar limitado a un conjunto
particular de condiciones de operación si se considerara preciso. Los parámetros del otro
circuito equivalente pueden determinarse para cualquier región de operación dentro de la
región activa y no están limitados por un solo grupo de parámetros incluidos en la hoja de
especificaciones. A su vez, no obstante, el modelo re no tiene un parámetro que defina el nivel
de impedancia de salida del dispositivo y el efecto de retroalimentación de la salida a la
entrada.
Puesto que en la actualidad ambos modelos se emplean de manera extensa, los dos se
examinan en detalle en este libro. En algunos análisis y ejemplos se empleará el modelo
híbrido, en tanto que en otros se utilizará en forma exclusiva el modelo re. No obstante, en el
texto se hará todo lo necesario para mostrar la forma tan estrecha en que se relacionan los dos
modelos y cómo la habilidad en el manejo de uno de ellos conduce a una destreza natural en
el manejo del otro.
Con el fin de mostrar el efecto que tendrá el circuito equivalente de ca sobre el análisis que
sigue, considérese el circuito de la figura 7.3. Supongamos por e] momento que el circuito
equivalente de ca de pequeña señal para el transistor ya ha sido determinado. Puesto que sólo
nos interesa la respuesta de ca del circuito, todas las alimentaciones de cd pueden sustituirse
por equivalentes de potencial cero (corto circuito), ya que determinan únicamente el nivel de
cd (nivel quiesciente) o de operación del voltaje de salida y no la magnitud de la excursión de
la salida de ca. Esto se muestra claramente en la figura 7.4. Los niveles de cd fueron
importantes simplemente para determinar el punto Q de operación adecuado. Una vez
determinado, es posible ignorar los niveles de cd en el análisis de ca de la red. Además, los
capacitores de acoplamiento C1 y C2 y el capacitor de desvío C3*** se eligieron de modo que
tuvieran una reactancia muy pequeña a la frecuencia de aplicación. Por lo tanto, es posible
también reemplazarlos para todos los propósitos prácticos por medio de una trayectoria de
baja resistencia (corto circuito). Nótese que esto producirá el "corto circuito" de la resistencia
de polarización de cd, RE. Recuérdese que los capacitores tienen un equivalente de circuito
abierto en condiciones de estado estable cd, permitiendo un aislamiento entre etapas en los
niveles de cd y las condiciones de operación.
La conexión común de tierra y el rearreglo de los elementos de la figura 7.4 dará como
resultado una combinación en paralelo de los resistores R1, R2, y RC que aparecerá del colector
al emisor como se muestra en la figura 7.5. Como los componentes del circuito equivalente
del transistor insertado en la figura 7.5 son aquellos con los que ya nos hemos familiarizado
(resistores, fuentes controladas, etc.), las técnicas de análisis tales como superposición y el
teorema de Thévenin, entre otras, pueden aplicarse para determinar las cantidades deseadas.
Examinaremos aún más la figura 7.5 e identifiquemos las cantidades importantes que se
determinarán en el sistema. Puesto que sabemos que el transistor es un dispositivo
amplificador, esperaríamos alguna indicación de cómo se relacionan el voltaje de salida Vo y
el de entrada Vi, es decir, la ganancia en voltaje. Note en la figura 7.5 que para esta
configuración Ii = Ib, e Io = Ic lo cual define la ganancia en corriente Ai = Io / Ii. La impedancia
de entrada Zi y la impedancia de salida Zo probarán ser de particular importancia en el análisis
que se detalla a continuación. Se proporcionará mucha más información acerca de estos
parámetros en las secciones siguientes. Por tanto, el equivalente de ca para una red se obtiene
por medio de:
1. El establecimiento de todas las fuentes de cd a cero y su reemplazo por un corto
circuito equivalente
2. El reemplazo de todos los capacitores por un corto circuito equivalente
3. La eliminación de todos los elementos sustituidos por los corto circuitos
equivalentes introducidos en los pasos 1 y 2
4. El dibujar de nuevo la red en una forma más lógica y conveniente.
En las secciones siguientes se presentarán los circuitos equivalentes re e híbrido para
completar el análisis de ca de la red de la figura 7.5
4.3 Parámetros importantes: Zi, Zo, Av, Ai, Vi,
Vo, Ii, Io. (Redes de dos puertos).
Antes de investigar los circuitos equivalentes para BJT con más detalle, concentrémonos en
los parámetros de un sistema de dos puertos que son de capital importancia desde un punto de
vista de análisis y diseño. Para el sistema de dos puertos (dos pares de terminales) de la figura
7.6, el extremo de entrada (el lado donde normalmente se aplica la señal) se encuentra a la
izquierda y el extremo de salida (donde se conecta la carga) se halla a la derecha. De hecho,
para la mayoría de los sistemas eléctricos y electrónicos el flujo general se tiene normalmente
de izquierda a derecha. Para ambos conjuntos de terminales la impedancia entre cada par de
terminales en condiciones normales de operación es bastante importante.
Impedancia de entrada, Zi
Para el extremo de entrada, la impedancia de entrada Zi se define por la ley de Ohm como se
indica a continuación:
Zi = Vi / Ii
Si se modifica la señal de entrada Vi, la corriente Ii, puede calcularse mediante el uso del
mismo nivel de impedancia de entrada. En otras palabras:
Para el análisis de pequeña señal una vez que se ha determinado la impedancia de entrada,
el mismo valor numérico puede utilizarse para modificar los niveles de la señal aplicada.
De hecho, en las secciones siguientes encontraremos que la impedancia de entrada de un
transistor puede determinarse aproximadamente por medio de las condiciones de polarización
de cd, condiciones que no cambian sólo porque la magnitud de la señal aplicada de ca se haya
modificado.
Es particularmente interesante que para las frecuencias en el intervalo de los valores bajos a
los medios (normalmente <100 kHz):
La impedancia de entrada de un amplificador de transistor BJT es de naturaleza puramente
resistiva y, dependiendo de la manera en que se emplee el transistor, puede variar de unos
cuantos ohms hasta el orden de los megaohms.
Además:
No puede emplearse un óhmetro para medir la impedancia de entrada de pequeña señal de
ca puesto que el óhmetro opera en modo de cd.
La ecuación (7.1) es particularmente útil en la medida en que proporciona un método para
medir la resistencia de entrada en el dominio de ca. Por ejemplo, en la figura 7.7 se ha
agregado un resistor sensor al extremo de entrada para permitir una determinación de Ii***
empleando la ley de Ohm. Un osciloscopio o un multimetro digital (DMM) sensible puede
utilizarse para medir el voltaje Vs y V¡. Ambos voltajes pueden ser de pico a pico, pico o
valores rms, siempre que ambos niveles empleen el mismo patrón. La impedancia de entrada
se determina entonces de la siguiente manera:
Ii = (Vs - Vi) / Rsensor
y
Zi = Vi / Ii
.
La importancia de la impedancia de entrada de un sistema puede demostrarse mejor mediante
la red de la figura 7.8. La fuente de señal tiene una resistencia interna de 600  el sistema
(posiblemente un amplificador de transistor) tiene una impedancia de entrada de 1.2 k .
.
Impedancia de salida, Zo
La impedancia de salida se define en forma natural para el conjunto de salida de las
terminales, pero la manera en la cual se define es bastante diferente de la correspondiente a la
impedancia de entrada. Es decir,
La impedancia de salida se determina en las terminales de salida viendo hacia atrás. dentro
del sistema con la señal aplicada fijada en cero.
En la figura 7.10, por ejemplo, la señal aplicada se ha establecido a cero voltios. Para
determinar Zo, se aplica una señal, Vs, a las terminales de salida, y el nivel de Vo se mide con
un osciloscopio o DMM sensible. La impedancia de salida se determina entonces de la
siguiente manera:
Io = (V - Vo) / Rsensor
y
Zo = Vo / Io
En particular, para las frecuencias de rango bajo y medio (normalmente < 100 kHz): La
impedancia de salida de un amplificador de transistor BJT es resistiva por naturaleza y
depende de la configuración y de la colocación de los elementos resistivos, Zo puede variar
entre unos cuantos ohms y un nivel que puede exceder los 2M .
Además:
No puede utilizarse un óhmetro para medir la impedancia de salida de pequeña señal de ca
debido a que el óhmetro opera en modo de cd.
Ganancia de voltaje Av
Una de las características más importantes de un amplificador es la ganancia de voltaje de
pequeña señal de ca, que se determina por
Av = Vo / Vi
Para el sistema de la figura 7.13, no se ha conectado una carga a las terminales de salida y el
nivel de ganancia determinado por la ecuación (7.6) se denomina como la ganancia de voltaje
sin carga. Es decir,
Para amplificadores de transistor, la ganancia de voltaje sin carga es mayor que la ganancia
de voltaje con carga.
Ganancia de corriente, Ai
La última característica numérica por discutir es la ganancia de corriente definida por
Ai = Io / Ii
Aunque por lo regular recibe menos atención que la ganancia de voltaje, es, sin embargo, una
cantidad importante que puede tener un impacto significativo en la eficiencia global de un
diseño. En general:
Para amplificadores BJT, la ganancia de corriente oscila entre los valores apenas menores
que I y un nivel que puede exceder los 100.
Para la situación con carga presente de la figura 7.15,
Ii = Vi / Zi
y
Io = Vo / RL
Ai = -Av(Zi / Ii)
La ecuación anterior permite la determinación de la ganancia de corriente a partir de la
ganancia de voltaje y los niveles de impedancia.
Relación de fase
La relación de fase entre las señales senoidales de entrada y salida es importante por una
variedad de razones prácticas. Sin embargo y por fortuna: Para el amplificador de transistor
típico, a frecuencias que permiten ignorar el efecto de elementos reactivos, las señales de
entrada y salida están ya sea en fase o desfasadas por 180°.
La razón de esta situación ambivalente con respecto a la fase se aclarará en los capítulos
siguientes.
Resumen
Los parámetros de principal importancia para un amplificador ya se han presentado; la
impedancia de entrada Zi, la impedancia de salida Zo, la ganancia de voltaje Av, la ganancia de
corriente Ai y las relaciones de fase resultantes. Otros factores, tales como la frecuencia
aplicada para los límites inferior y superior del espectro de frecuencias, afectarán algunos de
estos parámetros. En las secciones y capítulos siguientes, todos los parámetros se
determinarán para una variedad de redes de transistores con el fin de permitir una
comparación de las ventajas y desventajas de cada configuración.