dispositivos y circuitos integrados de microondas estudios

DISPOSITIVOS Y CIRCUITOS INTEGRADOS DE MICROONDAS
23-02-05
DISPOSITIVOS Y CIRCUITOS INTEGRADOS DE MICROONDAS
ESTUDIOS: INGENIERÍA ELECTRÓNICA (OPTATIVA)
CRÉDITOS: 6(3T, 3P), 2º CUATRIMESTRE
PROFESOR: JUAN ANTONIO JIMÉNEZ TEJADA
Programa:
I. INTRODUCCIÓN
II. DISPOSITIVOS
CARACTERIZACIÓN
ESPECÍFICOS
DE
MICROONDAS.
HERRAMIENTAS
DE
ELEMENTOS PASIVOS DE CIRCUITOS MONOLÍTICOS
Configuraciones y modelos.
INTRODUCCIÓN A LA CARACTERIZACIÓN DE REDES
Parámetros S, diagramas de flujo, regla de Mason. Aplicación a los transistores de
microondas. Estabilidad.
CARACTERIZACIÓN DE TRANSISTORES DE MICROONDAS: MESFET DE GaAs.
TRANSISTOR BIPOLAR DE HETEROUNIÓN (HBT). TRANSISTOR DE EFECTO CAMPO
DE MODULACIÓN DEL DOPADO (MODFET).
Tecnología de fabricación. Principio de operación y modelos. Ruido. Caracterización
de transistores: baja y alta frecuencia. Configuraciones de polarización.
III. DISEÑO DE CIRCUITOS DE MICROONDAS
DISEÑO DE AMPLIFICADORES DE ALTA FRECUENCIA
Ganancia y figura de ruido.
Ejemplos de diseño
Herramientas de ayuda al diseño
CIRCUITOS ANALÓGICOS NO LINEALES
Generación de microondas con elementos activos de dos terminales (Diodo túnel.
Diodo IMPATT. Diodo Gunn)
Diseño de osciladores con transistores
CIRCUITOS DE CONMUTACIÓN Y CONTROL
Bibliografía
- Gonzalez, G., Microwave transistor amplifiers : analysis and design. Prentice Hall, 1997.
FCI/621 GON mic
- Pozar, D.M., Microwave engineering 2nd edition, John Wiley & Sons, 1998.
FCI/621 POZ mic
- Vendelin, G., Pavio, A.M., Rohde, U.L., Microwave circuit design using linear and nonlinear
techniques John Wiley & Sons, 1990. FCI/621 VEN mic
- Ishii, T. Koryu, Microwave engineering 2nd edition, Technology publications (Harcout Brace
Jovanovich) 1989. FCI/621 ISH mic
- Medley M. W., Microwave and RF Circuits. Analysis, synthesis and design. Artech House,
1993.
- Soares, R, GaAs MESFET Circuit Design Artech house 1988
- Sze S.M.,Semiconductor Devices. Physics and Technology. John Wiley & sons, 1985.
FCI/621 SZE sem (Ed. 1981- FCI/621 SZE phy)
- G. Matthaei, L. Young, E.M.T. Jones, “Microwave filters, Impedance matching networks, and
coupling structures”., Artech House, 1980
DISPOSITIVOS Y CIRCUITOS INTEGRADOS DE MICROONDAS
23-02-05
Objetivos:
1. Diseño de un circuito amplificador y otro oscilador en el rango de microondas y su
posterior comprobación experimental.
Metodología:
• Clases teóricas con transparencias mudas. Se aconseja la toma de notas de clase.
• Clases prácticas a cargo de los estudiantes que desarrollaran:
o Ocho problemas a lo largo del curso. Cuatro de ellos los presentaran en
clase al resto de los compañeros. Los otros cuatro los presentarán
individualmente en el despacho del profesor. La entrega de problemas
quedará fijada mediante un calendario.
o Diseños de dos circuitos que se adecuan a los objetivos de la asignatura. Se
presentarán de forma individual en el despacho del profesor.
o Dos sesiones de laboratorio. En la primera se enseñará un programa de
simulación de circuitos de microondas. En la segunda se verificarán
experimentalmente los montajes diseñados.
Evaluación:
• Trabajos de clase más los dos diseños prácticos.
• Examen opcional.
Criterios de evaluación:
• Puntualidad en la entrega de los trabajos.
• Capacidad para la presentación de los trabajos atendiendo a:
o Planteamiento de los problemas: enunciado y herramientas a utilizar.
o Exposición y desarrollo de los problemas.
o Resultados.
o Capacidad de síntesis.
Capacidad
para enfrentarse a problemas nuevos y búsqueda de soluciones.
•
Dispositivos y circuitos
integrados de microondas.
Introducción
Dispositivos y circuitos integrados de microondas
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0.2
Fotografía de un amplificador con BJT a 0.9 GHz.
Stubs en
cortocircuito
Polarización del transistor
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0.3
1
A) Línea de transmisión microstrip.
¿Por qué se utilizan las líneas de transmisión?
Análisis del conmutador mediante teoría de circuitos elemental
50 Ω
50 V
t<0
I=0 A
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0.4
¿Por qué se utilizan las líneas de transmisión?
Análisis del conmutador mediante teoría de circuitos elemental
50 Ω
50 V
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t=0
I=1 A
0.5
1
Separemos la bombilla de la fuente 300.000 Km.
50 Ω
50 V
t<0
300.000 Km
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0.6
Separemos la bombilla de la fuente 300.000 Km.
¿Cuánto tiempo tardará en encenderse la bombilla?
50 Ω
50 V
t=0
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300.000 Km
0.7
2
Separemos la bombilla de la fuente 300.000 Km.
¿Cuánto tiempo tardará en encenderse la bombilla?
50 Ω
50 V
t>1 s
300.000 Km
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0.8
¿Qué corriente circula cuando se cierra el conmutador en t=0?
• No se sabe con la información que se dispone.
• Como la tensión tarda al menos un segundo en llegar a la bombilla,
la corriente inicial dependerá de alguna característica de los hilos.
• Siempre que se haga uso de esa característica los hilos se tratarán
como líneas de transmisión.
• El tiempo que tarda la tensión en llegar al destino (tiempo de
propagación) determina si los hilos se clasifican o no como líneas de
transmisión.
¿Cuál es ese tiempo de propagación que permite distinguir un hilo
normal de una línea de transmisión?
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0.9
3
Aplicaciones digitales.
Tiempo de transición
Un hilo se considera línea
de transmisión si el tiempo
de propagación es mayor o
igual que el tiempo de
transición de un pulso.
Entrada A
Entrada B
Tiempo de propagación
A
Señal propagándose
B
Hilo conductor
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0.10
Tiempos de transición típicos en circuitos digitales:
•CMOS
5 – 20 ns
• TTL
1 – 10 ns
• ECL
0.5 – 3 ns
• GaAs
100 – 200 ps
Velocidad de propagación típica en circuitos impresos:
• 150 mm/ns = 1.5·108 m/s
Ejemplo: en un diseño de circuitos ECL se utilizan líneas impresas de
750 mm. ¿Se consideran líneas de transmisión?
Solución: tiempo de propagación = (750mm)/(150mm/ns) = 5 ns
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0.11
4
Aplicaciones analógicas.
Periodo
Un hilo se considera línea
de transmisión si la
longitud del conductor es
mayor de la décima parte
de la longitud de onda de la
señal o el tiempo de
propagación es mayor de la
décima parte del periodo.
Señal entrante
Señal saliente
Tiempo de propagación
Señal entrante
Hilo conductor
Señal saliente
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0.12
Equivalencia entre frecuencias y longitud de onda en un
hilo conductor donde la velocidad de propagación es el
60% de la velocidad de la luz en el vacío.
1MHz
10 MHz
100 MHz
1 GHz
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200 m
20 m
2m
20 cm
0.13
5
Ondas electromagnéticas
Ondas largas
30-300 kHz
10-1 km
Ondas medias
300-3000 kHz
1000-100 m
Ondas cortas
3-30 MHz
100-10 m
Ondas ultra cortas
30-300 MHz
10-1 m
Microondas
0.3-30 GHz
100-1 cm
Ultramicroondas
30-3000 GHz
10-0.1 mm
(milimétricas, submilimétricas)
Infrarrojos
0
3-416 THz
50
100
0.1mm-720 nm
150
200
250
300
f(GHz)
EHF
SHF
Rango no muy explorado
UHF, VHF, HF (suprautilizada)
Radio frecuencias
High frequency
HF
3-30 MHz
100-10m
Very High frequency
VHF
30-300MHz
10-1 m
Ultra High frequency
UHF
0.3-3 GHz
100-10 cm
Super High frequency
SHF
3-30 GHz
10-1 cm
Extreme High frequency
EHF
30-300GHz
10-1 mm
Bandas de
Frecuencia (GHz)
microondas
Bandas de
Frecuencia (GHz)
microondas
L
1.12-1.7
K
18-26.5
LS
1.7-2.6
V(R)(KA)
26.5-40
S
2.6-3.95
Q(V)
33-50
C(G)
3.95-5.85
M(W)
50-75
XN(J) (XC)
5.85-8.2
E(Y)
60-90
XB(H) (BL)
7.05-10.0
F(N)
90-140
X
8.2-12.4
G(A)
140-220
KU(P)
12.4-18.0
R
220-325
Aplicaciones: comunicaciones, radar, control de calidad industrial, análisis de
materiales, hornos domésticos, investigación en física atómica.
1.2
CIRCUITOS INTEGRADOS MONOLÍTICOS DE MICROONDAS (MMIC)
Objetivo: integrar funciones complejas de microondas de bajo coste.
Aplicaciones: Inicialmente militares, hoy en día comerciales.
Definición: Integración conjunta de elementos de circuito activos y pasivos para
formar componentes o subsistemas.
Dispositivos activos: MESFET, diodo Schottky.
Pasivos: elementos de adaptación localizados y distribuidos,
redes de polarización e
interconexiones entre elementos activos, pasivos y tierra.
Ventajas:
- menor coste por el proceso en serie
- Fiabilidad al eliminar cables y elementos discretos
(cable: fuente incontrolada de elementos parásitos)
- Pequeño tamaño y peso.
- Flexibilidad en el diseño y operación multifunción en el mismo chip.
1.3
ELEMENTOS DE CIRCUITOS MONOLÍTICOS
Interconexiones de baja inductancia
• Minimización de inductancias en:
- Terminal de fuente de FETs de potencia.
- Dispositivos de ondas milimétricas.
• Conexiones al plano de tierra
- "wrap around": metalización en los
bordes del chip
- "via holes": hendiduras realizadas en
la parte posterior del sustrato hasta
alcanzar la metalización superior.
• Conexiones aéreas "crossovers"
- Entre celdas individuales de FETs de potencia
- En inductores
- Se satisface criterio de circuito monolítico.
1.4
Sustrato de los circuitos integrados monolíticos de microondas.
GaAs: debido a sus ventajas frente al Si.
- Movilidad electrónica 6 veces superior y velocidad de deriva máxima 2 veces
mayor
=> reducción de resistencias parásitas,
aumento de transconductancias y
reducción de tiempo de tránsito
=> aumento de ganancia y frecuencias máximas de operación y disminución
de figuras de ruido.
- Resistividad del GaAs superior a 107Ω
cm
=> utilización como sustrato semiaislante,
menores capacidades parásitas.
- Existencia de regiones donde dv/dE < 0
=> dispositivos con resistencia negativa
Limitaciones al grosor del sustrato
• Imponen un máximo ( 125µm):
- Resistencia térmica
- Tamaño del "via hole"
- Inductancia asociada al "via hole" ( 0.5pH/µm)
• Imponen un mínimo ( 50µm)
Fragilidad
Pérdidas por conducción.
1.5
Tipos de sustratos en un diseño MIC
Alumina (Al2O3):
el más popular, alta εr, bajas pérdidas eléctricas, fácil
metalización.
Duroid: soporte blando, baja εr=2.2, muy bajas pérdidas, combinación de Teflón y
Fiberglas, se metalizan solo con cobre. Los soportes blandos son útiles
en aplicaciones que usan encapsulados (aplicaciones de bajo ruido).
- Los sustratos duros se metalizan por sputtering (delgados) o con una pasta
(gruesos). Hay varios tipos de capas metálicas, cada una con su función (tabla)
1.6
ELEMENTOS PASIVOS LOCALIZADOS
• Aplicaciones: redes de polarización, ecualización de ganancia, terminaciones
resistivas
• Rango: banda X-20GHz (dimensiones < 0.1λ)
Condensadores
• Aplicaciones: entre bloques dc, camino paralelo, adaptación.
• Geometrías:
- a,b,c:
· acoplamiento con el sustrato.
· Limitado a valores bajos <1.0pF
· Pérdidas en los bordes Q≈40-80
(banda X)
- d,e:
· uso de dieléctrico
· aplicaciones de baja impedancia
(potencia), bloqueo y camino paralelo
(bypass).
· Pérdidas en dieléctrico Q≈50-100
(banda X)
· C≈1pF-40pF
Condensadores entrelazados
Med: Q=75-50, f=10-15GHz, C=0.3pF, T=5µm, l=10µm, d met=1.5µm
1.7
Condensadores de capas superpuestas
• Modelo equivalente
• Pérdidas
• Propiedades del dieléctrico:
(1) cte dieléctrica
(2) capacidad
(3) pérdidas de microondas
(4) campo de ruptura
(5) coef. de temperatura
(6) integridad de la lámina
(7) método y temperatura de deposición.
• Figuras de mérito
Producto capacidad-tensión de ruptura: Fcv=(C/A)Vb=εrε0Eb=8-10·103 pF·V/mm2
Producto capacidad-factor Q: Fcq=(C/A)Qd=C/(A·tgδd)=εrε0/(t·tgδd)=103-106 pF/mm2
Campo de ruptura típico: Eb=1-2 MV/cm
εr=4-20
tgδd=10-1-10-3
1.8
Inductores
• Aplicaciones: como elementos de adaptación y para introducir la polarización "RF
chokes".
• Valores típicos: 0.5 - 10 nH (mayores valores a menores frecuencias)
•Geometrías:
• Modelo de Podell para el inductor circular espiral:
D=diámetro del inductor, T=grosor de la metalización
• Inductores rectangulares o cuadrados: menor Q pero más fáciles de fabricar.
• Modelo distribuido para inductor espiral (l ≥0.1 λ)
γ=constante de propagación compleja
1.9
Resistencias
• Aplicaciones: circuitos de ecualización, elemento de terminación de
componentes, elemento de realimentación negativa.
• Consideraciones de diseño: (1) resistencia laminar, (2) coeficiente de
temperatura, (3) resistencia térmica, (4) elementos parásitos que afecten a la
respuesta en frecuencia.
• Tipos de resistencias: (1) lámina semiconductora, (2) lámina de metal, (3)
mezcla metal-aislante (cermet)
• Elementos parásitos: capacidad con el plano de tierra (similar a microstrip) e
inductancia distribuida de la lámina.
• Resistencia térmica baja => área de la lámina grande. La anchura fijada por la
línea que la alimenta => longitud grande => comportamiento distribuido
• Láminas metálicas preferibles a semiconductoras por su menor dependencia
térmica y mayor linealidad a altas corrientes dc
1.10
1.11
1.12
LÍNEAS DE TRANSMISIÓN
- Uso: elementos de interconexión y de adaptación de impedancias.
- Configuraciones básicas:
- Microstrip
Facilidad para conexión en serie
Plano de tierra como superficie de montaje y disipador
Pérdidas y dispersión bajas.
Dificultad: conexión paralelo
⇒ conexiones a tierra "via hole" o "wrap around"
⇒ inducción parásita, limitación a alta frecuencia <40GHz
- Modelo de línea de transmisión con sección uniforme
R
+i
L
C
G v
-
L·dz
C·dz
Sin pérdidas
i+ Mi dz
Mz +
v+ Mv dz
Mz
-
1.13
- Líneas excitadas por generadores senoidales.
- Constante dieléctrica e impedancia característica de un microstrip.
W
,r
t’
t
1.14
- Caracterización de elementos pasivos
• Coeficiente de reflexión: calidad de adaptación entre impedancias y la
impedancia característica de la línea.
+i
v
ZL
-
Z0
-
V1+
V2
• Elemento de 2 puertas.
+
Z0
-
Elemento de
microondas
Z0
-
V1
Z0
+
V2
Razón de onda estacionaria "VSWR": amplitud de tensión máxima entre amplitud
de tensión mínima en la línea de transmisión
•Parámetros S: coeficientes de transmisión y reflexión con una carga de referencia
S11=Γ1, S21=T, en redes multipuerta Spq=Vp-/Vq+
Redes pasivas, salvo ferritas, recíprocas: Spq=Sqp
Red pasiva sin pérdidas: ∑p|Spq|2=1, conservación potencia
Diseño de circuitos: minimizar energía reflejada y maximizar transmisión
(altas pérdidas de retorno y VSWR≈1)
1.15
Impedancia de una línea cargada.
l
Zin
ZL
Z0
En el cálculo vamos a omitir la dependencia temporal por ser un término común.
Donde l es la longitud de la línea y se ha realizado el cambio de variable x -> d
x=0
x=l
->d=l-x
d=l
d=0
1.16
- Impedancia de una línea cargada
l
Zin
ZL
Z0
Zin /j
8/4
8/2
38/4
l
1.17
DISEÑO DE CIRCUITOS DE ALTA FRECUENCIA
CARACTERIZACIÓN DE REDES
- Parámetros H, Y, Z.
Medida experimental: cortocircuito o circuito abierto.
Problemas a frecuencias elevadas:
I.- no se pueden medir corriente y tensiones totales
II.- cortocircuitos y c. abiertos difíciles de conseguir
III.- Oscilaciones en dispositivos activos (transistores, diodos túnel)
Solución: trabajar con ondas viajeras.
LÍNEAS DE TRANSMISIÓN
Corriente, tensión y potencia como
ondas
viajeras
en
líneas
de
transmisión: inciden y se reflejan en
fuente y carga -> ondas estacionarias
1.18
PARÁMETROS S
Definiendo:
ai
2
potencia incidente, bi
2
potencia reflejada
(ver apéndice)
MEDIDA DE PARÁMETROS S
S11, coeficiente de reflexión de entrada de la red
S21, coeficiente de transmisión. Indica ganancia o atenuación.
S12, coeficiente de transmisión inversa
S22, coeficiente de reflexión de la salida (entrada con ZL=Z0)
1.19
1.20
REDES MULTIPUERTA
n puertas: n2 parámetros, igual concepto de medida, [bi]=[Sij][ai]
TIPOS DE REDES
. Red recíproca: matriz de parámetros S = a su traspuesta (S12=S21)
. Red sin pérdidas: no disipa potencia
matriz I unitaria: I-S*S=0
.Red con pérdidas: potencia reflejada menor que incidente. Autovalores en plano
complejo izquierdo
CAMBIO EN EL PLANO DE REFERENCIA
. Útil al medir dispositivos activos de pequeño tamaño: no existen conectores de
ese tamaño => insertado entre líneas de transmisión.
1.21
ANÁLISIS DE REDES CON PARÁMETROS S
Ejemplo de determinación de parámetros S:
Normalización de la admitancia y terminación con admitancia característica:
1.22
1.23
Apéndice: Potencia incidente y reflejada.
Relaciones entre ondas de tensión y corriente incidente y reflejada con las
variables a y b. Como el término ejωt se puede omitir de todos los miembros de las
igualdades nos queda una relación fasorial (amplitud de la señal y fase).
Para calcular la potencia de la señal, tanto instantánea como promedio, hay que
trabajar con señales reales, no complejas (no tiene sentido una potencia
compleja). Con esta salvedad, la potencia media incidente y refejada referidas a la
notación fasorial es:
Nota: si en la notación fasorial se utiliza como convenio el valor eficaz de una
señal en lugar de su amplitud el factor 1/2 de las dos ecuaciones anteriores no
aparecería. ¡Cuidado con esto.!
1.24