El Transistor MOSFET según SPICE

El Transistor MOSFET según SPICE
Germán González Díaz e Ignacio Mártil de la Plaza
d
Adaptado, ampliado y formateado por Francisco J. Franco
d
ri
El modelado realista de los transistores MOS no ha sido nada fácil pues, a lo largo de los años,
M
a
han aparecido varias decenas de modelos que intentan representar con mayor o menor fortuna los
transistores MOS. Todos estos modelos presentan una serie de características en común:
e
Todos tienen cuatro terminales (Drenador, puerta, fuente y substrato), denidos en este orden
d
en la descripción circuital del dispositivo.
L
AS PS AD PD
) así como las áreas y perímetros de la fuente y el drenador (
de
la
W
(
lu
.e
te
s
n
se
A cada transistor se le puede asignar, en la descripción circuital, una longitud (
,
,
1
), una anchura
,
).
En todos ellos, algunos parámetros, que han sido denidos por defecto, pueden calcularse a
p
os
partir de otros. Sin embargo, ante la duda, SPICE mantiene el valor asignado por defecto.
m
c
m
COX
En caso de discrepancia, SPICE mantiene el valor inicial.
C
µN .
que se puede denir por defecto o bien puede calcularlo SPICE a partir de
de
y
KP ,
o
llamado
alu
m
a
d
n
Por ejemplo, la transconductancia de un transistor puede calcularse a partir de un parámetro
LEVEL=XX
). Veamos las características de los
w
w
w
id
e
rs
Pa
ra
u
so
modelos más comunes:
.u
Cada modelo de MOS corresponde a un nivel (
LEVEL = 1
Modelo de Shichman-Hodges (
): Es el modelo más sencillo (similar al usado en
/
iv
los problemas sobre el papel), que describe al transistor mediante una zona cuadrática y otra
:/
tt
p
U
n
con saturación. Solo es válido para transistores de gran tamaño.
LEVEL = 2
Modelo de Grove-Frohman (
): Versión mejorada del anterior pues incorpora fenó-
h
menos como la saturación de la movilidad de portadores, las corrientes por debajo del umbral,
etc. Es poco utilizado ya que el siguiente nivel es similar y puede representar transistores
cortos.
LEVEL = 3
: Modelo semiempírico basado en el anterior. A lo largo de los años, se ha mostra-
do particularmente robusto de tal modo que su uso en circuitos digitales (½no en analógicos!)
es factible.
1 Se
mantiene la convención de representar un parámetro SPICE en negrita.
1
El transistor MOSFET según SPICE
Modelos BSIM: Diseñados por la Universidad de Berkeley, comenzaron su andadura con la
LEVEL = 4
versión BSIM1v0 (
LEVEL=49
) siendo el modelo BSIM3v3 (
) el más popular
en la actualidad pues se ha revelado ecaz tanto para simulación analógica como digital hasta
tecnologías del orden de 180 nm. Actualmente, se desarrolla el modelo BSIM4 para describir
LEVEL = 54
dispositivos por debajo de 100 nm (
). Por otra parte, se ha desarrollado el
LEVEL = 58
modelo BSIM para adaptarlos a tecnologías SOI (BSIMSOI,
).
La mayor parte de los modelos son extraordinariamente complejos y su explicación no es sencilla.
Sin embargo, como todos están basados más o menos en las versiones 1-4, procederemos a explicar
1. Parámetros tecnológicos
M
a
d
ri
d
los parámetros de estos modelos.
L W AD PD AS PS
Además de los parámetros descritos en la introducción ( ,
,
,
,
), es posible
TOX
). Expresado en metros, su valor por defecto es 100
la
nm.
lu
.e
te
s
n
se
Espesor del óxido de puerta (tOX ,
d
e
denir:
,
de
Profundidad de la unión de fuente y drenador (XJ ,
XJ
): Penetración de las regiones de fuente
p
os
y drenador en el interior del sustrato. Por defecto, se supone que vale cero o, lo que es los
m
alu
m
a
d
n
mismo, que las impurezas permanecen en la supercie. Se utiliza para modelar los efectos de
LEVEL = 1
).
c
m
C
LD
Difusión lateral (LD ,
o
canal corto. No tiene sentido en el nivel básico del transistor MOS (
): Penetración de las impurezas de los terminales en el canal. A
RS ,
/
Resistencias parásitas (RD ,
iv
w
w
w
id
e
rs
Pa
ra
u
so
longitud efectiva del canal es
.u
de
resultas de esto, se reduce el tamaño efectivo del canal de tal modo que, en la práctica, la
LEF F = L − 2·LD
(1)
RD RS
,
): Como podía ser previsible, se puede añadir un par
:/
n
de resistencias a cada terminal para modelar las caídas de tensión en ellos. Por otro lado,
tt
p
U
es posible denir un parámetro llamado
RSH
RSH
(
) o resistencia de hoja, medida en
Ω/.
Al conocer la anchura del canal y su área o perímetro, se pueden calcular las longitudes
h
efectivas del drenador y la fuente (P.e.,
LX = AX /W )
y calcular las resistencias parásitas
RX = RSH ·LX/W . Evidentemente, si se han dado los valores de RD
cálculo a partir de RSH .
como
el
Dopado del sustrato (NSU B ,
Material de puerta (
•
NSUB
): Se expresa en cm
y
RS , no se realizará
-3
TPG
): Este parámetro puede tener tres valores:
0: Si la puerta es de metal (Por defecto, aluminio).
Electrónica Analógica
Ingeniería Superior en Electrónica
2
El transistor MOSFET según SPICE
•
-1: Si la puerta es de polisilicio dopado de igual modo que el sustrato
•
+1: Si la puerta es de polisilicio con dopado opuesto al sustrato.
2. Comportamiento DC del transistor MOSFET
Supondremos que, en todo momento, el canal del transistor es tipo N.
2.1.
Nivel 1
d
ri
d
En este modelo, se considera que la corriente de puerta (IG ) es nula y que existe una fuente
corriente que circula del drenador a la fuente, que está controlada por las tensiones
VGS > VT H
nos encontraremos en la región de corte y, por tanto,
VGS − VT H > VDS ,
y
y
IDS = 0.
estaremos en la zona lineal e:
W
VDS
= KP ·
· VGS − VT H −
·VDS · (1 + λ·VDS )
LEF F
2
(2)
VGS > VT H
VGS − VT H < VDS ,
y
el transistor ha pasado a zona de saturación e:
os
3. Si
de
la
IDS
VDS
d
2. Si
y
lu
.e
te
s
n
se
VDS > 0
y
e
VGS − VT H < 0,
1. Si
M
a
cuyo valor es:
VGS
p
m
o
(3)
c
m
VDS < 0,
se intercambian los roles de drenador y fuente.
de
4. Si
KP W
·
· (VGS − VT H )2 · (1 + λ·VDS )
2 LEF F
C
alu
m
a
d
n
IDS =
y
λ.
De estos, solo
w
KP , V T H
id
so
se han introducido son
.u
Varios parámetros de los indicados ya han sido denidos previamente. Los parámetros nuevos que
KP LAMBDA
y
son parámetros SPICE pues
w
w
:/
/
e
rs
U0
tt
p
U
n
iv
Pa
ra
u
VT H se calcula a partir de otros más básicos, como se verá posteriormente.
KP es un parámetro que puede calcularse a partir de las características tecnológicas del material
(KP = COX · µ0 ). El parámetro µ0 , simbolizado en SPICE como
, es la movilidad supercial
2
de los portadores expresada en cm /V·s. Como estos parámetros se especican o bien dependen
de parámetros físicos sobradamente conocidos, SPICE puede calcular
si no se proporciona
h
previamente.
KP
VT H
es la tensión umbral del transistor y se calcula de la siguiente manera. En primer lugar, es
necesario conocer el valor de la tensión umbral con polarización nula entre sustrato y fuente (VT H,0 ,
VTO
φ PHI
), el parámetro de efecto sustrato (γ ,
o
GAMMA
) y el potencial supercial de inversión fuerte,
). A partir de estos parámetros se calcula la tensión umbral como:
VT H
p
p φ + VBS − φ
= VT H,0 + γ·
VT H,0 = VF B + φ
Electrónica Analógica
Ingeniería Superior en Electrónica
(4)
(5)
3
El transistor MOSFET según SPICE
kT
NSU B
φ = 2·φF = 2· · ln
q
ni
√
2·Si ·NSU B
γ=
COX
Puede verse que, si no se proporciona
φ,
(6)
(7)
puede calcularse a partir del dopado del canal.
Con todos estos parámetros, se puede modelar el núcleo fundamental de un MOSFET. Asimismo, hay que tener en cuenta que pueden aparecer uniones PN inversamente polarizadas entre
drenador/fuente y substrato. Como era previsible, estas uniones se modelan como diodos aunque no
se tiene en cuenta que existen corrientes de generación-recombinación. Cada una de estas uniones
d
ri
d
tendría la siguiente corriente de fuga:
IDD
e
ISS
son algo más complejos pues dependen de las características geométricas de los terminales.
lu
.e
te
s
n
se
e
) vale por defecto 1 y es idéntico en ambos casos. Los cálculos de
d
N
El parámetro de idealidad N (
(8)
M
a
h
i
IBS = ISS · exp NVBS
−
1
i
h
·VT VBD
IBD = IDD · exp N ·VT − 1
Sin embargo, en cualquier caso, se pueden utilizar estos parámetros:
la
JS
) o corriente de saturación inversa de estas uniones.
(
) o densidad de corriente de saturación inversa a través de la supercie inferior de
p
2.
IS
JS
(
de
IS
os
1.
) o densidad de corriente de saturación inversa a través del perímetro lateral.
c
m
JSSW
m
(
o
JSSW
C
3.
alu
m
a
d
n
contacto entre el terminal y el sustrato.
.u
w
IS , el término AX ·JS
/
Sin embargo, si se proporciona
iv
ISS = AS ·JS + PS ·JSSW
IDD = AD ·JS + PD ·JSSW
w
w
id
e
rs
Pa
ra
u
so
de
En este caso, el valor de las corrientes serían los siguientes:
se reemplaza por
(9)
IS , cuyo valor es, por defecto,
:/
Nivel 2
h
2.2.
tt
p
U
n
10 fA aunque puede variarse si fuera necesario.
Este modelo es muy similar al anterior aunque incorpora la degradación de la movilidad, la
corriente subumbral, etc. Requiere parámetros adicionales como la densidad interfacial de cargas
atrapadas entre el semiconductor y el óxido (NSS ,
NSS
-2
, expresada en cm ), con el que se puede
calcular la tensión umbral si no se proporcionara. Por otra parte, para modelar la dependencia de la
2
movilidad de portadores respecto al campo eléctrico, se incorporan nuevos parámetros
como
µCRIT
las primeras versiones del modelo, existía un parámetro adicional llamado UTRA o coeciente de degradación
transversal, que ha sido deshabilitado en las versiones posteriores.
2 En
Electrónica Analógica
Ingeniería Superior en Electrónica
4
El transistor MOSFET según SPICE
UCRIT
µ
UEXP
(
), o campo crítico en el que aparece la degradación de la movilidad y que se mide en V/cm;
EXP (
vM AX
), que es el exponente necesario en la función pertinente y
VMAX
(
), que es
la máxima velocidad que pueden alcanzar los portadores mayoritarios en m/s.
Otro fenómeno incorporado en este modelo es el efecto de la anchura del canal en la tensión
umbral. Para ello, se debe añadir un parámetro llamado
DELTA
(δ ) que permite corregir el valor
de la tensión umbral del transistor por efectos de canal estrecho por medio de
∆VT H = δ·
π·εSi
· (φ − VBS )
2·COX ·W
(10)
d
Por otra parte, debe tenerse en cuenta que este parámetro está relacionado con el acortamiento de
2
q·NSU B ·XDS
2·εSi ·φ
de modo que, una vez denido DELTA, es posible determinar
XDS ,
parámetro utilizado en el nivel
d
e
3 para calcular la modulación del canal.
La conducción subumbral se modela con un parámetro llamado
(11)
M
a
δ=
d
ri
la longitud del canal ya que
NF S
(
NFS
), llamado densidad
-2
NEFF
la
en el canal, tanto ja como móvil, (NEF F ,
lu
.e
te
s
n
se
de estados rápidos de supercie, cuya unidad es el cm . Finalmente, el coeciente de carga total
) permite calcular el valor del coeciente de
LAMBDA
. Este método, que implica
p
o
Nivel 3
c
m
m
alu
m
a
d
n
2.3.
LAMBDA
, ha sido continuada en modelos más avanzados.
os
la desaparición de
de
modulación del canal por lo que es innecesario proporcionar
C
Las principales diferencias entre este modelo y los dos anteriores radica en la descripción de
id
,
,
y
w
,
.u
UCRIT UEXP UTRA LAMBDA NEFF
so
parámetros
de
la degradación de la movilidad de los portadores y en el efecto de modulación del canal. Así, los
no tienen sentido en este modelo.
), ya vistos con anterioridad, y el parámetro
θ
(
THETA
µ0
U0
(
),
vM AX
), de tal modo que la movilidad
/
:/
tt
p
h
U
n
iv
efectiva de portadores es
donde
w
w
Pa
ra
u
VMAX
(
e
rs
La degradación de la movilidad se considera dependiente de los parámetros
µ0
µEF F =
(1 + θ· (VGS
VDE = min (VDS , VGS − VT H ).
− VT H )) · 1 +
µ0 ·VDE
vM AX ·LEF F
(12)
Por otra parte, el nivel 3 de SPICE incorpora un fenómeno
llamado realimentación estática , que relaciona el valor de la tensión umbral de un transistor con
la caída de tensión entre drenador y fuente. Para modelarla, se incorpora un parámetro llamado
ETA
(
η
), que permite corregir la tensión umbral un factor
∆VT H = −η·
Electrónica Analógica
B
·VDS
COX ·L3EF F
Ingeniería Superior en Electrónica
(13)
5
El transistor MOSFET según SPICE
Siendo
LAMBDA
B = 8,15 · 10−20 (F · cm). Para terminar, el parámetro
es reemplazado por
−1
(κ), también medido en V
. En el caso de que se desprecie el efecto de la degradación de
KAPPA
la movilidad, que es el caso más sencillo, se produce un incremento en la corriente entre drenador y
fuente de valor
r
∆IDS =
sobre el valor de
calculado a partir de la ecuación 3 suponiendo
(14)
λ = 0.
Modelos BSIM
d
2.4.
IDS
2·εSi ·κ
· [VDS − (VGS − VT H )]
q·NSU B
d
ri
Los modelos descritos hasta ahora tienen un problema serio: Son modelos basados en funciones
denidas en intervalos pues, en primer lugar, se determina la región de trabajo del transistor y,
M
a
a continuación, se calcula la corriente asociada. Esto implica que las funciones derivadas de las
corrientes respecto a las tensiones podrían no ser funciones continuas, hecho que daría lugar a
e
problemas de convergencia durante la resolución de las ecuaciones no lineales. Para evitarlo, existen
d
modelos mejorados (BSIM) en los que se ha conseguido que las funciones que asocian
y
VBS
la
cuyas derivadas enésimas son continuas.
Algunos parámetros se han heredado sin ninguna modicación como
,
de
XJ UO
TOX RSH RD RS
,
,
,
,
, ... así como los parámetros que describen las capacidades parásitas (Ver Sección 3) o la
p
VTHO VSAT
m
, que se han transformado en
alu
m
a
d
n
VMAX
os
temperatura de caracterización (Ver Sección 4). Otros se han modicado parcialmente, como
y
con
sean funciones analíticas (pero muy complicadas, lamentablemente)
lu
.e
te
s
n
se
VDS , VGS
las tensiones
IDS
y
VTO
aunque el signicado se mantiene. Por otra
c
m
C
o
parte, se han introducido muchos nuevos parámetros que anan tanto el modelo de los transistores
.u
de
que pueden ser utilizados para tecnologías por debajo de los 100 nm.
w
w
w
id
e
rs
Pa
ra
u
so
3. Comportamiento AC del transistor MOSFET
El comportamiento en frecuencia de los transistores MOSFET se puede modelar fácilmente en
:/
/
iv
los transistores MOS teniendo en cuenta que, en un transistor MOSFET, aparecen capacidades
tt
p
U
n
parásitas entre el drenador y fuente con el sustrato (Tipo PN invertido) y entre la puerta y las
secciones de drenador o fuente sobre las que se solapa aquella. Estas capacidades describen tan bien
h
el comportamiento en frecuencia que se han conservado en los modelos más avanzados.
3.1.
Capacidades de solapamiento
Hay tres, no dependen de la tensión de polarización, y se modelan en SPICE mediante tres
parámetros:
1.
CGS0
(
CGSO
): Se utiliza para calcular la capacidad asociada al solapamiento entre la puerta
y la fuente. Típicamente, la distancia que penetra el óxido de puerta sobre la fuente es propia
Electrónica Analógica
Ingeniería Superior en Electrónica
6
El transistor MOSFET según SPICE
de cada tecnología por lo que la capacidad total solo dependería de la anchura del canal. Es
por ello que
como
CGSO
tiene unidades de F/m y se relaciona con la capacidad real parásita,
CGS ,
CGS = CGS0 · W .
CGDO
2.
CGD0 (
CGD0 · W .
3.
CGB0
CGBO
(
): Similar a la anterior, reemplazando la fuente por el drenador. Por ello,
CGD =
): Solapamiento de la puerta sobre el sustrato y se expresa en F/m. A diferencia
de los anteriores, no aumenta con la anchura de la puerta sino con su longitud. Por ello, la
CGB = CGB0 · L.
Capacidades de unión
M
a
3.2.
d
ri
d
capacidad efectiva sería
Están asociadas a las uniones PN entre drenador/fuente y sustrato. En principio, las capacidades
d
e
totales pueden modelarse siguiendo estas fórmulas:
CBD,T = CJ,S,BD + CJ,L,BD + CD,BD
CBS,T = CJ,S,BS + CJ,L,BS + CD,BS
la
lu
.e
te
s
n
se
(15)
CJ,S,BX la capacidad de vaciamiento asociada a la supercie de contacto entre el terminal X
y el sustrato, CJ,L,BX a la capacidad perimetral entre X y sustrato y, nalmente, CD,BX la capacidad
c
m
m
o
:
C
CJ,S,BX
alu
m
a
d
n
3.2.1.
os
de difusión.
p
de
siendo
de
En primer lugar, es necesario calcular la capacidad con potencial aplicado nulo,
CJ,S,BX,0 .
Hay
CBS CBD
id
w
, que se miden en faradios y están asociados, respectivamente, a la fuente y al sustrato.
so
y
.u
dos maneras de hacerlo. En primer lugar, puede denirse de manera directa mediante los parámetros
w
w
CJ
AD AS
e
rs
Pa
ra
u
Si no estuvieran denidos en el modelo del transistor, SPICE puede calcularla mediante el parámetro
, que es la capacidad a potencial nulo por unidad de supercie, y las supercies de cada terminal
:/
tt
p
CJ,S,BS,0 = CBS ó AS·CJ
CJ,S,BD,0 = CBD ó AD·CJ
(16)
h
U
/
). En consecuencia, se verica que:
iv
y
n
(
Sin embargo, recordemos que estas capacidades no son constantes sino que dependen de la tensión
aplicada. Por ello, es necesario introducir tres parámetros adicionales llamados
signicado ya se explicó en la sección del diodo (Aunque
se llamó allí simplemente
1. Si
M
,
y
, cuyo
, que es el coeciente de gradualidad,
). Así, en el caso del drenador (D), la capacidad parásita sería:
VBD < F C · P B ,
CJ,S,BD =
Electrónica Analógica
MJ
FC PB MJ
CJ,S,BD,0
(1 − VBD/P B )M J
Ingeniería Superior en Electrónica
(17)
7
El transistor MOSFET según SPICE
2. Si
VBD > F C · P B ,
CJ,S,BD = (1 − F C)
−(1+M J)
VBD
· 1 − F C· (1 + M J) + M J·
PB
·CJ,S,BD,0
(18)
Análogamente, se calcula la resistencia parásita asociada a la fuente.
:
Esta capacidad parásita depende del perímetro de cada terminal (
CJSW
MJ
(
). Se necesita un parámetro SPICE adicional, llamado
, que desempeña un papel similar a
CJ,L,BD =
CJ,L,BS =
VBD < F C · P B
CJSW ·AD
(1−VBD/P B )M JSW
CJSW ·AS
(1−VBS/P B )M JSW
o, en caso contrario,
lu
.e
te
s
n
se
si se verica que
de tal modo que
M
a
CJSW
) y de una capacidad
(19)
e
MJSW
3
y
d
por unidad de longitud llamada
PS PD
d
CJ,L,BX
d
ri
3.2.2.
la
CJ,L,BD = (1 − F C)−(1+M JSW ) · 1 − F C· (1 + M JSW ) + M JSW · VPBD
·AD·CJSW
B
−(1+M JSW )
CJ,L,BS = (1 − F C)
· 1 − F C· (1 + M JSW ) + M JSW · VPBS
·AS·CJSW
B
:
de
p
CD,BX
os
3.2.3.
(20)
m
alu
m
a
d
n
Capacidad de difusión asociada al terminal X. Evidentemente, solo adquiere importancia cuando
c
m
o
estas uniones están directamente polarizadas, hechos que no se deben producir en caso de una
C
polarización correcta del componente. En cualquier caso, se puede introducir en el modelo SPICE
.u
w
w
w
id
) tal que:
∂IBD
CD,BD = τT · ∂V
BD
∂IBS
CD,BS = τT · ∂V
BS
(21)
/
:/
U
TT
está recogida en la ecuación 8.
iv
IBX
n
donde
e
rs
Pa
ra
u
so
de
un parámetro llamado tiempo de tránsito, (τT ó
h
tt
p
4. Inuencia de la temperatura
A diferencia de los otros dispositivos, la evolución de los parámetros en función de la temperatura
requiere conocer un solo parámetro,
TNOM
, que debe incorporarse al modelo del MOSFET y que
indica la temperatura a la que fue caracterizado el componente. Si se especica una temperatura
distinta en cada dispositivo o por medio de la sentencia
.OPTIONS TEMP = XXX
, el programa
recalcula los parámetros mediante procedimientos implementados por defecto.
algunas versiones de SPICE, se puede utilizar un parámetro equivalente a PB, llamado PBSW. Sin embargo,
no se recomienda hacer esta distinción.
3 En
Electrónica Analógica
Ingeniería Superior en Electrónica
8
El transistor MOSFET según SPICE
5. Ruido
En un transistor MOS, el ruido puede aparecer debido al ruido térmico de las resistencias parásitas
o al ruido de disparo o centelleo. Suponiendo que nos centramos en una frecuencia f y con un ancho
de banda de 1 Hz, las fuentes de ruido presentes en el MOSFET son:
1. Ruido térmico en las resistencias parásitas, con densidades espectrales de corriente
y
2
IRS
=
2
IRD
=
4·k·T
RD
4·k·T
, situadas en paralelo a estas resistencias.
RS
2. Ruido de disparo y centelleo: Equivale a una fuente de corriente situada entre el drenador y la
I AF
∂IDS 2
2
fuente, con un valor igual a ID = ·4·k·T ·
+ KF · f ·KDSCH , donde KF ( ) y
son
3
∂VGS Q
2 ·
L
parámetros proporcionados en el modelo SPICE y KCH = EF F Si .
tOX
M
a
d
ri
d
KF AF
IRF250 e IRF9540
lu
.e
te
s
n
se
6.1.
d
e
6. Ejemplos de transistores reales
Transistores discretos de potencia de canal N y P fabricados por IRF. Ambos corresponden a un
p
IRF250 NMOS (LEVEL=1 IS=1e-32 VTO=4.06407 LAMBDA=0.00201725
os
.MODEL
+
.MODEL
+
de
la
modelo que de nivel 1. No se incluye el diodo parásito situado entre fuente y sustrato.
m
o
alu
m
a
d
n
KP=11.459 +CGSO=3.36193e-05 CGDO=1e-11)
c
m
C
IRF9540 PMOS (LEVEL=1 IS=1e-32 VTO=-4.05693 LAMBDA=0.0384732
.u
de
KP=7.85359 +CGSO=1.22212e-05 CGDO=1e-11)
w
w
w
e
rs
Pa
ra
u
.MODEL
+
+
id
so
Un ejemplo de nivel 1 más completo es el del transistor DMN2170U, fabricado por DIODES
DI_DMN2170U NMOS( LEVEL=1 VTO=1.00 KP=15.7 GAMMA=1.24 PHI=.75
/
:/
n
iv
LAMBDA=133u RD=9.80m RS=9.80m + IS=1.15p PB=0.800 MJ=0.460 CBD=92.7p
6.2.
tt
p
h
U
CBS=111p CGSO=408n CGDO=340n CGBO=1.42u )
BSH103 y BSH201
Transistores discretos fabricados por NXP con modelos de nivel 3 muy completos. No se ha
incluido el diodo parásito presente en los transistores MOSFET discretos.
.MODEL
+
+
BSH103 NMOS(Vto=0.844653308583916 Kp=2.0492e+00 Nfs=0 Eta=0
Level=3 L=1e-4 W=1e-4 Gamma=0 Phi=0.6 Is=1e-24 Js=0 Pb=0.8 Cj=0 Cjsw=0
Cgso=7.24E-11 Cgdo=1E-12 Cgbo=0 Tox=1e-07 Xj=0 U0=600 Vmax=4000
Electrónica Analógica
Ingeniería Superior en Electrónica
9
El transistor MOSFET según SPICE
+
.MODEL
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Rd = 0.13798)
BSH201 PMOS(Vto=-1.9033423414524 Kp=3.7372e-01 Nfs=0 Eta=0
Level=3 L=1e-4 W=1e-4 Gamma=0 Phi=0.6 Is=1e-24 Js=0 Pb=0.8 Cj=0 Cjsw=0
Cgso=7.0833e-11 Cgdo=1E-12 Cgbo=0 Tox=1e-07 Xj=0 U0=600 Vmax=2000
Rd = 1.7621)
Transistores integrados
d
6.3.
d
ri
MOSIS es una empresa que ofrece modelos reales de transistores en varias tecnologías. Se
M
a
han seleccionado algunos ejemplos BSIM que, dependiendo de la escala de integración, utilizan
un nivel SPICE u otro. Al ser modelos tan largos, se preere adjuntar los enlaces a los ejemplos
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te
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se
http://www.mosis.com/test/
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Página general:
Tecnología de 180 nm, LEVEL = 49:
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representativos.
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http://www.mosis.com/cgi-bin/cgiwrap/umosis
/swp/params/ibm-018/v13a_7wl_4lm_ml_hk-params.txt
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de
Tecnología de 90 nm, LEVEL = 54:
http://www.mosis.com/cgi-bin/cgiwrap/umosis
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m
alu
m
a
d
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/swp/params/ibm-90/t96w_9sf_9m_lb_3-params.txt
http://www.mosis.com/cgi-bin/cgiwrap/umosis
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Tecnología de 65 nm, LEVEL = 54:
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/swp/params/ibm-65/v08a_10lprfe_9lb_30_01_00-params.txt
Electrónica Analógica
Ingeniería Superior en Electrónica
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