1 Introducción a la Electrónica de Potencia y dispositivos de disparo 1.1 Antecedentes Históricos

1 Introducción a la Electrónica de Potencia y dispositivos de disparo
1.1 Antecedentes Históricos
1902 Patente del rectificador de vapor de mercurio (P. Cooper-Hewiit=
1904 Diodo termoiónico (J.A. Fleming)
1907 El triodo (Lee de Forest)
1911 Mutador: Rectificadores de cátodo de Hg y cubeta metálica (Hartmann & Braun,
B. Schäfer)
1912 Amplificador magnético (GE, E.F.W. Alexanderson)
1922 Principio del cicloconvertidor (Meyer-Hazeltine)
1924 Principio del chopper (Burnstein)
1926 Thratron (I. Langmuir-Hull)
1946 Desarrollo del ENIAC: Electronic Numerical Integator and Computer (J.W.
Mauchly – J.P. Eckert Jr)
1948 Transistor de punta de contacto (Bell Labs, J. Bardeen-W.H. Brattain-w.
Schockley)
1951 Transistor de unión (w. Schockley)
1957 Rectificador controlado de silicio (Bell Labs)
1958 Thyristor (GE) Primer circuito integrado (J. Kilby- R.Noyce)
1960 GTO: Gate Turn-Off Thyristor (GE, H. Ligten – D. Navon)
1964 TRIAC (GE, Gentry et al)
1969 CI MOS
1971 Microprocesador de 4 bit (4004, Intel)
1972 Principio del control vectorial de motores asíncronos (F. Blaschke – K. Hasse)
1974 Microprocesador de 8 bit (8008, Intel)
1979 Control vectorial digital con inversor transistorizado (W. Leonhard)
1980 Convertidor matricial (M. Venturini) DSP µ7720, NEC
1981 NPC : Neutral-Point Clamped (A. Nabae – I. Takahashi – H. Akagi)
1983 IGBT: Insulated Gate Bipolar Transistor –(B.J. Baliga) DSP TMS320C10, Texax
Instruments
1984 Creación del World Wide Web
1986 Sistemas Flexibles de transmisión AC (FACTS) (Ignoran) DTC: Direct torque
control (M. Depenbrock – I.Takashi)
1990 Dsipositivos de Smart Power
1994World Wide Web Consortium en el MIT
2001 ECONOMAC: Modulo de potencia para convertidores matriciales
(EUPEC/Siemens)
1.2 Terminología
1.3 UJT, PUT, DIAC, SCR, TRIAC, SUS, SBS, LASCR, GTO, SCS, IGBT, Mosfet
de potencia.
El transistor uniunión (UJT)
Es un tipo de transistor compuesto por una barra de silicio tipo N o P en cuyos
extremos se tienen los terminales Base 1 (B1) y Base 2 (B2). En un punto de la barra
más próximo a B2 se incrusta un material de tipo P o N dando lugar al terminal de
emisor.
Símbolo de un UJT de
Circuito equivalente de un transistor
uniunión tipo N
Cuando se polariza el transistor la barra actúa como un divisor de tensión
apareciendo una VEB1 de 0,4 a 0,8v. Al conducir el valor de RB1 se reduce
notablemente. Observa el circuito equivalente.
Observando el circuito de polarización de la figura se advierte que al ir aumentando
la tensión Vee la unión E-B1 se comporta como un diodo polarizado directamente. Si
la tensión Vee es cero, con un valor determinado de Vbb, circulará una corriente entre
bases que originará un potencial interno en el cátodo del diodo (Vk). Si en este caso
aumentamos la tensión Vee y se superan los 0,7v en la unión E-B1 se produce un
aumento de la corriente de emisor (IE) y una importante disminución de RB1, por lo
tanto un aumento de VBE1. En estas condiciones se dice que el dispositivo se ha
activado, pasando por la zona de resistencia negativa hacia la de conducción,
alcanzando previamente la VEB1 la tensión de pico (Vp).
Para desactivar el transistor hay que reducir IE, hasta que descienda por debajo de la
intensidad de valle (Iv).De lo anterior se deduce que la tensión de activación Vp se
alcanza antes o después dependiendo del menor o mayor valor que tengamos de
tensión entre bases VBB.
APLICACIONES
Se utiliza en circuitos de descarga en generadores de impulso, circuitos de bases de
tiempos y circuitos de control de ángulo de encendido de tiristores.
El encapsulado de este tipo de transistores son los mismos que los de unión.
EL DIAC
Es un componente electrónico que está preparado para conducir en los dos sentidos
de sus terminales, por ello se le denomina bidireccional, siempre que se llegue a su
tensión de cebado o de disparo(30v aproximadamente, dependiendo del modelo).
Símbolo del diac
Estructura interna de un diac
Hasta que la tensión aplicada entre sus extremos supera la tensión de disparo VBO;
la intensidad que circula por el componente es muy pequeña. Al superar dicha
tensión la corriente aumenta bruscamente y disminuyendo, como consecuencia, la
tensión anterior.
La aplicación más conocida de este componente es el control de un triac para regular
la potencia de una carga.
Los encapsulados de estos dispositivos suelen ser iguales a los de los diodos de
unión o de zener.
EL TRIAC
Al igual que el tiristor tiene dos estados de funcionamiento: bloqueo y conducción.
Conduce la corriente entre sus terminales principales en un sentido o en el inverso,
por ello, al igual que el diac, es un dispositivo bidireccional.
Conduce entre los dos ánodos (A1 y A2) cuando se aplica una señal a la puerta (G).
Se puede considerar como dos tiristores en antiparalelo. Al igual que el tiristor, el
paso de bloqueo al de conducción se realiza por la aplicación de un impulso de
corriente en la puerta, y el paso del estado de conducción al de bloqueo por la
disminución de la corriente por debajo de la intensidad de mantenimiento (I H).
Está formado por 6 capas de material semiconductor como indica la figura.
Símbolo del triac
Tiristores en antiparalelo
Estructura interna de un
triac
La aplicación de los triacs, a diferencia de los tiristores, se encuentra básicamente
en corriente alterna. Su curva característica refleja un funcionamiento muy parecido
al del tiristor apareciendo en el primer y tercer cuadrante del sistema de ejes. Esto es
debido a su bidireccionalidad.
La principal utilidad de los triacs es como regulador de potencia entregada a una
carga, en corriente alterna. El encapsulado del triac es idéntico al de los tiristores.
Para conocer la nomenclatura de los dispositivos de potencia, pulsa aquí,
El Tiristor
Es un dispositivo electrónico que tiene dos estados de funcionamiento: conducción y
bloqueo. Posee tres terminales: Anodo (A), Cátodo(K) y puerta (G).
Símbolo del tiristor
Estructura interna del tiristor
La conducción entre ánodo y cátodo es controlada por el terminal de puerta. Se dice
que es un dispositivo unidireccional, debido a que el sentido de la corriente es único.
CURVA CARACTERÍSTICA
La interpretación directa de la curva característica del tiristor nos dice lo siguiente:
cuando la tensión entre ánodo y cátodo es cero la intensidad de ánodo también lo es.
Hasta que no se alcance la tensión de bloqueo (VBO) el tiristor no se dispara.
Cuando se alcanza dicha tensión, se percibe un aumento de la intensidad en el
ánodo (IA), disminuye la tensión entre ánodo y cátodo, comportándose así como un
diodo polarizado directamente.
Si se quiere disparar el tiristor antes de llegar a la tensión de bloqueo será necesario
aumentar la intensidad de puerta (IG1, IG2, IG3, IG4...), ya que de esta forma se
modifica la tensión de cebado de este.
Este seria el funcionamiento del tiristor cuando se polariza directamente, esto solo
ocurre en el primer cuadrante de la curva.
Cuando se polariza inversamente se observa una débil corriente inversa (de fuga)
hasta que alcanza el punto de tensión inversa máxima que provoca la destrucción del
mismo.
APLICACIONES
En amplificación se utiliza en las etapas de potencia en clase D cuando trabaja en
conmutación. También se utilizan como relés estáticos, rectificadores controlados,
inversores y onduladores, interruptores....
ENCAPSULADOS
Como en cualquier tipo de semiconductor su apariencia externa se debe a la
potencia que será capaz de disipar. En el caso de los tiristores los encapsulados que
se utilizan en su fabricación es diverso, aquí aparecen los más importantes.
T0 200AB
TO 200AC
d2pak
TO 209AE (TO 118)
TO 208AD (TO 83)
TO 247AC
TO 220AB
TO 208AC (TO 65)
TO 209 AB (TO 93)
2 Circuitos de disparo
2.1 Circuitos de disparo sin aislamiento: Redes pasivas, RC
2.2
Circuitos de disparo con aislamiento
Necesidad de aislamiento de la Señal Lógica de Control:
 Tensiones elevadas (lineas rojas). Necesidad de protección del personal
que maneja los equipos de control.
 Diferentes niveles de tensión dentro del convertidor y por tanto
diferentes referencias para las salidas Base-Emisor (Puerta-Fuente) de
los drivers.
 Se necesitan diferentes fuentes de alimentación auxiliares para los
diferentes niveles de tensión. Existen diferentes métodos que se
estudiarán en los próximos apartados
 El aislamiento galvánico se consigue empleando optoacopladores
transformadores de pulsos.
2.2.1 Acoplados Óptimamente





El fotoacoplador permite conseguir un buen aislamiento eléctrico entre
el circuito de control y el de potencia.
Este tipo de aislamiento ofrece como inconveniente la posibilidad de
disparos espúreos en las conmutaciones del interruptor de potencia,
debido a la capacidad parásita entre el LED y el fototransistor.
Otro problema se debe a la diferencia de potencial entre las tierras del
fotodiodo y del fototransistor que no debe superar la tensión de ruptura.
Para minimizar estos dos inconvenientes se pueden usar fibras ópticas,
(inmunidad al ruido EMI, aislamiento de alta tensión y evitan el efecto
inductancia de los cables largos).
No permiten transportar potencia, sólo señal, por lo que será necesario
una fuente de alimentación auxiliar y un amplificador.
Circuito de Control de Base, con Aislamiento Optoacoplado de la Señal de
Control
El diodo DA sirve para evitar la saturación completa del BJT de potencia y
así acelerar su conmutación.

Circuito de Control de Puerta, con Aislamiento Optoacoplado de la Señal
de Control
 Este circuito es útil para hacer funcionar interruptores MOS a
velocidades bajas (Los circuitos integrados digitales CMOS tienen una
impedancia de salida alta).
 Para velocidades mayores pueden usarse circuitos especializados con
impedancia de salida mucho menor, por ejemplo IXLD4425, 3Amp y +/15v
2.2.2 Acoplados magnéticamente
Señal de Control de Alta Frecuencia, Aislada con Transformador de Pulso



El transformador de pulsos permite transportar una señal de cierta
potencia, y a veces puede evitarse el uso de una fuente de alimentación
auxiliar
El problema es que no pueden usarse pulsos de baja frecuencia debido a
la inductancia de magnetización
Para pulsos de frecuencias superiores a la decena de kHz y con D˜0.5
pueden conectarse directamente, conectándose bien a la puerta de
transistores de potencia, o en circuitos análogos a los vistos
sustituyendo a fotoacopladores
Señal de Control de Baja Frecuencia Aislada con Transformador de Pulso
La frecuencia del oscilador podría ser por ejemplo de 1MHz, y los diodos
rectificadores serán de alta frecuencia, pero de señal.
Circuito de Base con Señal de Control Aislada mediante Uso de
Transformadores de Pulso. Aplicación para Frecuencias de Trabajo Elevadas y
Ciclo de Trabajo Aproximadamente Constante. Evita Fuente de alimentación.
Si T1 está conduciendo, ib sería negativa y por tanto, T2 se cortará. La
corriente de magnetización por el transformador (por Lm) será transcurrido un
tiempo:
ip≈VBB/Rp.
Al cortar T1 cuando por Lm circula ip, se hace circular una corriente por la base, y por tanto por el colector, de
forma que al interactuar los devanados 2 y 3 será:
ib=icN3/N2.
Además, durante el tiempo que está cortado T1 Cp se descargará por Rp. Si en estas condiciones se vuelve a
saturar T1, la tensión aplicada al devanado 1 es VBB y la corriente ip por el transformador podrá ser muy alta, de
forma que:
ib= icN3/N2- ipN1/N2
Si se eligen adecuadamente las relaciones de transformación, podrá hacerse la corriente de base negativa y se
cortará el transistor de potencia.
Señal de Control de Baja Frecuencia Aislada con Transformador de Pulso
La frecuencia del oscilador podría ser por ejemplo de 1MHz, y los diodos rectificadores serán de alta frecuencia,
pero de señal.
2.3
Circuitos de disparo con dispositivos digitales
2.3.1 Timer
El temporizador 555.
Como se muestra en el diagrama de la figura 1, los bloques básicos de el temporizador 555 son
una cadena de 3 resistencia del mismo valor, dos comparadores de voltaje, un flip - flop, y un
transistor BJT. Las resistencias se colocan en las entradas de los comparadores (este es el pin
6, threshold) en VTH = (2/3) Vcc y VTL = (1/3)Vcc.
Figura 1. Temporizador NE555.
2.3.2 Divisores de Frecuencia y detectores de cruce por cero (comparadores)
Microcontroladores
Podemos utilizar como referencia a el multiplicador discutido es este tutorial, ya que puede ser
usado como un divisor analógico empleando circuitos de retroalimentación como se muestras
en las figuras 1(a) y (b).
Figura 1.Técnicas de división análoga. (a) Voltaje positiio en el denominador, (b) voltaje
negativo en el denominador.
Notemos que en sólo dos cuadrantes esta operación es posible porque el voltaje e4 debe ser de
una polaridad opuesta a e1. Para e1 < 0, el multiplicador debe proveer una polaridad inversa
mientras que para e1 > 0 el multiplicador debe generar +e1e0/10 = -e2 para asegurar una
operación estable (retroalimentación negativa).
La principal limitación de tal retroalimentación en el divisor es el gran período de error como
por ejemplo sería que el valor de e2 tienda a cero.
Este error limita severamente el rango dinámico de el divisor; especialmente donde el error de
el multiplicador alcance su valor máximo, este se produce cuando le señal de entrada es
pequeña.
2.3.3 Modulador de Ancho de Pulso (PWM)
Especificaciones
• Frecuencia de PWM de 400 Hz
• Capacidad de corriente de 3 amperios con un
MOSFET IRF521
• Voltaje de 12V
• Control por potenciómetro o por voltaje de entrada
• Voltaje de control entre 0 y 10 voltios
Un modulador por ancho de pulso (PWM) es un dispositivo que puede
usarse como un eficiente dimmer de luz o para controlar la velocidad en
motores DC. Los motores DC grandes son controlados más eficientemente
con tiristores de alta potencia, mientras los motores DC pequeños y
medianos de imán permanente, son controlados más exitosamente con
transistores de conmutación por ancho de pulso. El circuito descrito es un
dispositivo para controlar motores que manejen unos cuantos amperios o
también se puede utilizar para controlar el brillo en lámparas.
Un circuito PWM arroja como resultado una onda cuadrada con ciclo
variable de ON y Off, variando en el tiempo del 0 al 100 %. De esta
manera, una cantidad variable de potencia es transferida a la carga.
La principal ventaja de un circuito de PWM sobre un controlador que se
base en la variación lineal de la potencia suministrada a una carga
mediante cambio resistivo es la eficiencia. A una señal de control del 50%,
el PWM usará cerca del 50% de la potencia total, de la cual casi tosa será
transferida a la carga . En un controlador tipo resistivo, de un 50% de
potencia que se quiera transferir a la carga se estima que le puede llegar
cerca de un 71%. El otro 21% se pierde en forma de calor.
La principal desventaja de los circuitos de PWM es la posibilidad de que
exista interferencia por radiofrecuencia (RFI). El RFI puede minimizarse
ubicando el controlador cerca de la carga y utilizando un filtrado de la
fuente de alimentación. Este circuito posee una pequeña protección contra
RFI y produce una mínima interferencia.
3 Rectificación no controlada y controlada
3.1 Conceptos Básicos de rectificación
3.1.1 No controlada y controlada
Rectificación no controlada
Los rectificadores no controlados proporcionan a su salida voltajes contínuos no
variables, En estos no se permite variar el ángulo de disparo. Estos se pueden dividir
en:
a) rectificador no controlado de ½ onda
b) rectificador no controlado de onda completa
c) rectificador trifasico no controlado
Rectificación controlada
Los rectificadores controlados proporcionan a su salida voltajes contínuos
variables. Los rectificadores controlados también son conocidos como
convertidores, debido a que convierten ca en cd. Los convertidores
alimentados por una fuente de alimentación trifásica, son conocidos como
convertidores trifásicos. Estos convertidores trifásicos pueden subdividirse
en:
(a). Semiconvertidor. Es un convertidor de un cuadrante y su corriente y
voltaje de salida tienen una misma polaridad.
(b). Convertidor completo. Son convertidores de dos cuadrantes y la
polaridad de su voltaje de salida puede ser positiva o negativa.
(c) Convertidores duales. Son convertidores capaces de operar en cuatro
cuadrantes y tanto su voltaje como su corriente pueden ser de polaridad
positiva o negativa.
Los convertidores trifásicos proporcionan una potencia de salida más alta
que los convertidores monofásicos, además; la frecuencia de la
componente ondulatoria del voltaje de salida es mayor en comparación con
la de los convertidores monofásicos, esto permite que el filtrado necesario
para suavizar la corriente y el voltaje de carga sea un poco más sencillo
3.2 Tipos de rectificadores:
3.2.1 No controlados, monofásicos y trifásicos
Los sistemas rectificadores electrónicos polifásicos son de gran utilidad en la
industria, ya que estos son capaces de proporcionar las grandes cantidades de
potencia de c.c. que éstas requieren, además; la salida de estos rectificadores
presenta una baja ondulación o rizo.
Al igual que en la rectificación monofásica, en la trifásica, el rectificador más simple
es el de media onda presentado en la siguiente figura:
Como se puede apreciar, la fuente de alimentación del circuito utiliza un
transformador trifásico, en conexión estrella-triángulo. La utilización de esta fuente de
alimentación trifásica incrementa la tensión media de salida a un valor dado por la
siguiente ecuación:
El funcionamiento del circuito es el siguiente: se tienen tres fases (r, y, b) que
proporcionan la tensión neccesaria para conmutar a los diodos. Cuando el diodo D1
se encuentra en conducción, es por que el potencial de la fase r (Vr) es superior al
potencial de las otras dos fases. Debido a lo anterior, el diodo se polariza
directamente permitiendo el paso de la corriente a través de él y hacia la carga.
Cuando el potencial de la fase y (Vy) es mayor que el potencial de las otras dos, el
diodo D2 se conmuta, permitiendo el paso de la corriente a través de él y hacia la
carga. En ese mismo instante el diodo D1 es polarizado inversamente, es decir; su
cátodo se encuentra a un potencial mayor que el ánodo, por lo que la corriente a
través de él cae a cero. Cuando Vb se hace superior a Vy, D3 se conmuta y conduce.
Posteriormente, D1 vuelve a conducir, iniciándose con esto un nuevo ciclo.
La magnitud de la ondulación en la salida de estos rectificadores es muy inferior en
relación con los rectificadores monofásicos y la frecuencia de ondulación es más
elevada.
CIRCUITO TRIFASICO DE ONDA COMPLETA.
El circuito que se presenta a continuación es un circuito rectificador en puente
trifásico, el cual se utiliza con mucha frecuencia debido a que no requiere de un
transformador con toma central y a que es un circuito simple.
El funcionamiento es descrito a continuación: La parte superior de la carga se une o
conecta a la línea de alimentación por medio del diodo apropiado. Esto es, cuando la
tensión de una fase es más positiva que las tensiones de las otras dos fases, el
diodo que se encuentra conectado a esa fase se polariza directamente, motivo por el
cual permite el paso de la corriente hacia la carga, uniéndola con la línea. Por
ejemplo, si D1 se polariza directamente, D2 y D3 se polarizan inversamente. D1
permite el paso de la corriente hacia la carga y D4 con D5, sirben para que la
corriente vuelva a la fuente a través de ellos.
La tensión de salida de este circuito se encuentra dada por la siguiente ecuación:
VL = 2.3 VS
donde:
VL = Voltaje en la carga.
VS = Voltaje de la fuente.
RECTIFICACION HEXAFASICA DE MEDIA ONDA
Los principios de funcionamiento de los rectificadores trifásicos de media onda son
válidos para la explicación del rectificador hexafásico de media onda que se presenta
en la siguiente figura.
La figura muestra un transformador trifásico el cual tiene por arrollamientos primarios
a P1, P2 y P3. P1 tiene un secundario con toma central constituído por Q1>Q4; Q2Q5
es el secundario con toma central de P2 y Q3Q6 forman el secundario con toma
central de P3. La letra N designa al conductor común o neutro, el cual se encuentra
conectado a la toma central de cada uno de los arrollamientos secundarios. Los
secundarios del transformador se encuentran distribuídos de tal manera que se
pueden indicar las relaciones de fase de tensión existentes entre los extremos de
cada mitad del arrollamiento con respecto al punto neutro. Debido a lo anterior,
podemos deducir que las tensiones senoidales presentes en los extremos de Q 1, Q2
y Q3 se encuentran desfasadas 120 grados entre sí. De esta manera podemos ir
deduciendo los grados de desfasamiento entre cada mitad de los arrollamientos
secundarios.
El inciso (b) de la figura muestra las tensiones de los tres secundarios, se puede
observar que los extremos de Q1, Q6, Q2, Q4, Q3, Q5, en el orden mencionado,
presentan un desfase de 60 grados entre sí. En este inciso también puede apreciarse
que cada 30 grados a cada lado del máximo valor del semiciclo positivo cada forma
de onda de tensión es más positiva que cualquiera de las otras. Por ejemplo, en el
intervalo t1, la tensión Q1 es más positiva que cualquier otra; en el periodo t2, es Q6 la
que es más positiva que las demás.
El funcionamiento de este rectificador es análogo al del rectificador trifásico de media
onda. Esto es, sólo uno de los diodos se encontrará en conducción cada vez, como
es de esperar, el diodo que se encuentre polarizado en directa es el que podrá
proporcionar corriente a la carga. Durante el periodo t1, el diodo que conducirá será
D1, mientras que en el periodo t2, el diodo D6 será el que se encargue de
proporcionar corriente a la carga y así sucesivamente.
En el inciso (c) de la figura se observa la corriente de carga, la cual presenta un
factor de rizado pequeño. Esto permite que la tensión media de c.c. y que la corriente
a través de la carga sean de una magnitud mayor que el que proporciona un
rectificador trifásico de media onda.
A continuación se definirán dos términos que indican la distorsión:
DISTORSION ARMONICA TOTAL (THD). Este valor es una medida de la similitud
existente entre la forma de onda original y su componente fundamental. Este valor
proporciona el contenido armónico total. La siguiente ecuación nos proporciona este
valor:
en donde
es el valor rms de la componente fundamental para un inversor de medio puente.
FACTOR DE DISTORSION (DF). Este factor indica la cantidad de distorsión
armónica que queda en una forma de onda particular después de que las armónicas
de dicha forma de onda hayan sido sujetas a un proceso de filtrado de segundo
orden (es decir, divididas por n2). De lo anteriormente expuesto, se puede decir que
este factor es una medida de la eficacia en la reducción de las componentes
armónicas no deseadas, sin necesidad de especificar valores de un filtro de carga de
segundo orden. Se encuentra definido por la ecuación siguiente:
El factor de distorsión de una componente armónica individual (o d orden n) se define
como
DFn = Vn / V1n2
3.2.2 Controlados, monofásicos y trifásicos (Media onda y onda completa)
Los rectificadores controlados proporcionan a su salida voltajes contínuos
variables. Los rectificadores controlados también son conocidos como convertidores,
debido a que convierten ca en cd. Los convertidores alimentados por una fuente de
alimentación trifásica, son conocidos como convertidores trifásicos. Estos
convertidores
trifásicos
pueden
subdividirse
en:
(a). Semiconvertidor. Es un convertidor de un cuadrante y su corriente y voltaje de
salida
tienen
una
misma
polaridad.
(b). Convertidor completo. Son convertidores de dos cuadrantes y la polaridad de su
voltaje
de
salida
puede
ser
positiva
o
negativa.
(c) Convertidores duales. Son convertidores capaces de operar en cuatro cuadrantes
y tanto su voltaje como su corriente pueden ser de polaridad positiva o negativa.
Los convertidores trifásicos proporcionan una potencia de salida más alta que los
convertidores monofásicos, además; la frecuencia de la componente ondulatoria del
voltaje de salida es mayor en comparación con la de los convertidores monofásicos,
esto permite que el filtrado necesario para suavizar la corriente y el voltaje de carga
sea
un
poco
más
sencillo.
En la siguiente figura se muestra un circuito rectificador controlado trifásico.
Como se puede apreciar, éste circuito convertidor trifásico se encuentra constituído
por tres convertidores monofásicos de media onda. El funcionamiento es
básicamente el mismo que el de un rectificador trifásico no controlado, la única
diferencia y de ahí el término controlado, es que el elemento rectificador es un SCR
al cual se le puede variar su ángulo de disparo.
El funcionamiento es como sigue: de acuerdo a las formas de onda mostradas en la
figura, se puede apreciar que el tiristor T1 se dispara en omegat = pi / 6 + alfa, por lo
tanto; el voltaje de fase Van se encuentra entre las terminales de la carga. Cuando T 2
se dispara (en omegat = 5pi / 6 + alfa), T1 es polarizado inversamente ya que el
voltaje de línea a línea Vab(= Van - Vbn) es negativo y por lo tanto se desactiva.
Cuando T2 se encuentra en conducción, la tensiónn de fase Vbn aparece a través de
la carga hasta que el tiristor T3 se dispare en omegat = 3pi / 2 + alfa, según se puede
apreciar en lafigura. El disparo de T3 ocasiona que T2 se desactive y ahora es la
tensión de fase Vcn la que aparece en la carga hasta que T 1 se dispare, lo que dá
inicio al siguiente ciclo. El inciso (b) de la figura muestra las características v-i de este
convertidor, también se observa que dicho convertidor es de dos cuadrantes. El
inciso (c) muestra los voltajess de entrada, el voltaje de salida y la corriente a través
de el tiristor 1 en el caso de una carga altamente indutiva. Con una carga resistiva y
un ángulo de disparo mayor a pi/6, la corriente de carga sería discontínua y
presentaría inversión en la polaridad de su fase, cada tiristor se autoconmutaría. Este
convertidor presenta una frecuencia del voltaje de la componente ondulatoria de
salida de tres veces el valor de la frecuencia de entrada. Debido a que las
componentes de alimentación contienen componentes de cd, este tipo d convertidor
no es utilizado en sistemas prácticos.
A continuación se pesenta la ecuación que representa a la tensión promedio de
salida para una corriente de carga contínua, para lo cual se supone que el voltaje de
fase es Van = Vm sen wt
donde: Vm = voltaje pico de fase.
Con un ángulo de retraso cero, se obtiene un valor máximo de voltaje promedio
definido por la siguiente ecuación:
siendo el voltaje promedio normalizado
El voltaje rms a la salida se encuentra dado por la siguiente ecuación:
Las siguientes ecuaciones son aplicables en el caso de que la carga sea resistiva y
el ángulo de retraso de disparo alfa>= pi/6:
SEMICONVERTIDORES TRIFASICOS
Como ya se mencionó anteriormente, este tipo de convertidores trabajan en un
cuadrante y son utilizados en aplicaciones industriales en las cuales se requieren
potencias menores a 120 Kw. En este tipo de convertidores, el aumento del ángulo
de retraso, reduce el factor de potencia.
En la siguiente figura se muestra un circuito de este tipo con carga altamente
inductiva, así como las formas de onda para los voltajes de entrada, salida, de la
corriente de entrada y de la corriente a través de los tiristores y diodos. La frecuencia
del voltaje de salida es de 3fs y el ángulo de retraso (alfa) se puede variar de 0 a pi.
El funcionamiento es el siguiente: El tiristor T1 presenta una polarización directa
durante el intervalo pi/6<=wt<7pi/6. En wt = pi/6 + alfa, T 1 es disparado, por lo cual
conduce, al igual que D1, motivo por el cual,la tensión de línea a línea vca aparece a
través de la carga. El diodo de marcha libre Dm conduce cuando el voltaje de línea a
línea vac se hace negativo, lo cual ocurre cuando wt = pi/6.
En caso no existir el diodo de marcha libre, el tiristor 1 conducirá hasta que el tiristor
2 sea disparado en wt = 5pi/6 + alfa. En el caso de que el ángulo de retraso de
disparo sea menor o cuando mucho igual pi entre tres, cada tiristor conducirá por un
espacio de 2pi/3 y el diodo de marcha libre no conducirá. En la siguiente figura se
muestran las formas de onda para este caso.
Definiendo los voltajes de línea a neutro de la siguiente manera
van = Vm sen wt
vbn = Vm sen (wt - 2pi/3)
vcn = Vm sen (wt + 2pi/3)
los voltajes de línea a línea se pueden obtener de la siguiente manera:
vac = van - vcn = 31/3Vm sen (wt - pi/6)
vba = vbn - van = 31/3Vm sen (wt - 5pi/6)
vcb = vcn - vbn = 31/3Vm sen (wt + pi/2)
vab = van - vbn = 31/3Vm sen (wt + pi/6)
en donde Vm es el voltaje pico de fase de una alimentación conectada en estrella.
El voltaje promedio de salida para un ángulo de retraso mayor o cuando mucho igual
a pi/3 y un voltaje a la salida discontínuo, se determina a partir de la siguiente
ecuación:
Vdm = 331/2 Vm/pi es el valor máximo del voltaje promedio de salida para un ángulo de
retraso igual con 0, siendo el voltaje promedio de salida normalizado igual a
El voltaje rms para un ángulo de disparo menor o cuando mucho igual a pi/3 se
calcula mediante la siguiente ecuación:
el voltaje de salida contínuo es
CONVERTIDORES TRIFASICOS COMPLETOS
Este convertidor opera en dos cuadrantes y es utilizado en aplicaciones industriales
en las que se requieren potencias de salida por debajo de 220 Kw.
La siguiente figura muestra un circuito de este tipo (el cual, también es conocido
como puente trifásico) con una carga altamente inductiva, en el cual cada tiristor es
disparado en intervalos de pi/3. Al tener el voltaje de la componente ondulatoria de
salida una frecuencia de 6fs, el filtrado requerido es menor que el necesario en los
convertidores trifásicos semi y de media onda.
El funcionamiento es como sigue: de acuerdo a la figura, lo tiristores actúan por
pares y la secuencia de disparo es 1-2, 2-3, 3-4, 4-5, 5-6 y 6-1. Cuando el tiristor 6 se
encuentra conduciendo (wt = pi/6 + alfa), el tirisstor 1 se activa. Este par de tiristores
conducen durante el intervalo comprendido entre (pi/6 + alfa)<=wt<=(pi/2 + alfa), por
lo tanto; el voltaje de línea a línea vab(= van - vbn) aparece entre las terminales de la
carga. Cuando el tiristor 2 se dispara (wt = pi/2 + alfa), el tiristor 6 invierte su
polaridad y se desactiva debido a la conmutación natural. Los tiristores 1 y 2
conducen durante el intervalo comprendido entre (pi/2 + alfa)<=wt<=(5pi/6 + alfa), por
lo que el voltaje de línea a línea, Vca, aparece entre las terminales de la carga.
Definiendo los voltajes de línea a neutro de la siguiente manera
van = Vm sen wt
vbn = Vm sen (wt - 2pi/3)
vcn = Vm sen (wt + 2pi/3)
los voltajes de línea a línea se pueden obtener de la siguiente manera:
vab = van - vbn = 31/3Vm sen (wt + pi/6)
vbc = vbn - vcn = 31/3Vm sen (wt - pi/2)
vca = vcn - van = 31/3Vm sen (wt + pi/2)
El voltaje promedio de salida se encuentra dado por la siguiente ecuación:
Para un ángulo de retraso de cero, el máximo voltaje promedio que se puede obtener
a la salida se obtiene por medio de la siguiente ecuación:
siendo el voltaje promedio normalizado igual a
El valor eficaz del voltaje a la salida se determina a partir de la siguiente ecuación
El inciso (b) de la figura muestra las formas de onda para un ángulo de retardo de
tiempo alfa = pi/3, se observa que el voltaje instantáneo de salida vo tiene una parte
negativa. La corriente a través de larga siempre será positva debido a que la
corriente a través d los tiristores no puede ser negativa. por lo que, cuando se tanga
una carga resistiva, el voltaje de carga instantáneo será positivo y el convertidor se
comportará como un semiconvertidor.
Los convertidores en puente trifásicos proporcionan un voltaje de salida de seis
pulsos.
CONVERTIDORES TRIFASICOS DUALES
Son convertidores que operan en cuatro cuadrantes y son capaces de proporcionar
potencias de salida por debajo de 2000Kw. En la siguiente figura se muestran
convertidores trifásicos duales en los que dos convertidores trifásicos se encuentran
conectados espalda con espalda.
Una corriente circulante debida a las diferencias instantáneas de voltaje entre los
voltajes de salida fluye por los convertidores, la cual, generalmente se encuentra
limitada por el reactor circulante Lsub>r. Estos convertidores se encuentran
controlados de manera que si alfa1 es el ángulo de retraso del convertidor 1, el
ángulo de retraso del convertidor 2 es alfa2 = pi - alfa1. La operación de cada
convertidor es idéntica a la de un convertidor trifásico completo. Mientras que el
voltaje de línea a línea vab aparece en la salida del convertidor 1, el voltaje de línea a
línea vbc aparece en el convertidor 2. Esto ocurre en el intervalo comprendido entre
(pi/6 + alfa1)<=wt<=(pi/2 + alfa1).
Definiendo los voltajes de línea a neutro de la siguiente manera
van = Vm sen wt
vbn = Vm sen (wt - 2pi/3)
vcn = Vm sen (wt + 2pi/3)
los voltajes de línea a línea se pueden obtener de la siguiente manera:
vab = van - vbn = 31/3Vm sen (wt + pi/6)
bc
= vbn - vcn = 31/3Vm sen (wt - pi/2)
vca = vcn - van = 31/3Vm sen (wt + 5pi/6)
Definiendo a vo1 y vo2 como los voltajes de salida de los convertidores 1 y 2,
respectivamente, el voltaje instantáneo en el inductor durante el intervalo (pi/6 +
alfa1)<=wt<=(pi/2 + alfa1) se encuentra dado por la ecuación siguiente:
=
vr = vo1 + vo2 = vab - vbc
sen (wt + pi/6) - sen (wt - pi/2)]
= 3 Vm cos (wt - pi/6)
31/3Vm[
La corriente circulante se determina por medio de la siguiente ecuación:
Esta corriente depende del ángulo de retardo alfa1 y de la inductancia L r. En wt =
2pi/3 y un ángulo de retardo de fase alfa1 = 0, la corriente circulante experimenta su
máximo valor. En el caso de ausencia de carga externa, y debido a la corriente
circulante producida por el voltaje de componente ondulatoria a través del inductor,
los convertidores se encontrarían activados contínuamente; lo cual permite que al
pasar el convertidor de la operación de un cuadrante al otro, la inversión de la
corriente sea suave, lo que permite que se tengan respuestas dinámicas rápidas.
4 Troceadores
4.1 Troceador por modulación de ancho de pulso (PWM)
Este tipo de control consiste en variar el tiempo de encendido/apagado del
dispositivo utilizado como interruptor, dependiendo del voltaje que presente el circuito
regulador en su salida, con el fin de mantener esta salida constante a un valor
determinado. Este tipo de control trabaja a frecuencia fija, manteniendo el periodo de
conmutación constante y regulando el tiempo de encendido.
La figura siguiente muestra un circuito PWM utilizado para controlar la conmutación
del MOSFET en una topología reductora.
Como se puede apreciar, se toma una muestra del voltaje de salida para ser
procesado junto con un voltaje de referencia por un amplificador de error, la salida de
este amplificador de error es proporcionada como una señal de control a un
comparador en donde dicha señal es comparada con la señal proveniente de un
oscilador. La salida del comparador genera un pulso que controla el tiempo de
encendido/apagado del interruptor. Como se puede apreciar en las formas de onda
de la figura, la forma de onda del oscilador es una señal triangular que es cortada por
el voltaje de control, de tal forma que cuando la tensión de salida del regulador se
incrementa, el voltaje de control diminuye, ocasionando que el tiempo de encendido
disminuya; por el contrario, si la salida del regulador disminuye, el voltaje de control
aumenta y con él, el tiempo de encendido. Esto permite que el interruptor esté más
tiempo cerrado y que el regulador compense las variaciones en el voltaje de salida.
4.2 Configuraciones básicas
4.2.1 Reductor
En un regulador reductor, el voltaje promedio de salida Va, es menor que el voltaje
de entrada, Vs, de ahí la palabra reductor, el cual es muy popular. En la figura 1(a)
aparece un diagrama de un circuito que utiliza un regulador reductor que utiliza un
BJT de potencia, y que es parecido a un pulsador reductor. La operación del circuito
se puede dividir en dos modos. El modo 1 empieza cuando se conecta el transistor
Q1 en t = 0. La corriente de entrada, que se eleva, fluye a través de el inductor L, del
capacitor de filtro C y de la resistencia de la carga R. El modo 2 empieza cuando se
desconecta el transistor Q1 en t = t1. El diodo de marcha libre Dm conduce debido a
la energía almacenada en el inductor y la corriente del inductor continúa fluyendo a
través de L, C, la carga y el diodo Dm. La corriente del inductor se abate hasta que el
siguiente ciclo el transistor Q1 se vuelve a activar. Los circuitos equivalentes
correspondientes a los modos de operación se muestran en la figura1(b). Las formas
correspondientes a los voltajes y las corrientes aparecen en la figura 1(c) para un
flujo continuo de corriente en el inductor L. Dependiendo de la frecuencia de
conmutación, de la inductancia del filtro y de su capacitancia, la corriente del inductor
puede ser discontinua.
Figura 1. Regulador reductor con iL continua.
El voltaje a través del inductor L es, en general,
Si suponemos que la corriente del inductor se eleva linealmente desde I1 hasta I2 en
el tiempo t1,
Es decir,
Y la corriente del inductor se abate linealmente desde I2 hasta I1 en el tiempo t2
o bien
– I1 es la corriente de la componente ondulatoria pico a pico del
Si sustituimos t1 = kT y t2 = (1 – k) obtenemos el voltaje promedio de salida como
Si suponemos un circuito sin pérdidas, VsIs = VaIa = kVsIa y la corriente promedio
de entrada
El período de conmutación T se puede expresar como
lo que nos da la corriente de la componente ondulatoria pico a pico como:
es decir,
Utilizando la ley de corrientes de Kirchhoff, podemos escribir la corriente del inductor
iL como
iL = ic + io
or, que fluye
para t1/2 + t2/2 = T/2, es
El voltaje del capacitor se expresa como
y el voltaje de la componente ondulatoria pico a pico del capacitor es
obtenemos
es decir,
El regulador reductor requiere de un solo transistor, es sencillo y tiene una alta
eficiencia, mayor del 90%. El di/dt de la corriente de carga está limitado por la
corriente del inductor L. Sin embargo, la corriente de entrada discontinua y por lo
general se requiere de in filtro suavizante de entrada.
Proporciona una polaridad de voltaje de salida y corriente unidireccional de salida. En
caso de un posible corto circuito a través de la trayectoria de el diodo, requiere un
circuito de protección.
4.2.2 Elevador
En un regulador elevador, el voltaje de salida es mayor que el voltaje de entrada, de
ahí la palabra elevador. En la figura 1(a) aparece un regulador elevador que utiliza un
MOSFET de potencia. La operación del circuito se puede dividir en dos modos. El
modo 1 empieza cuando se activa el transistor M1 en t = 0. La corriente de entrada,
que se eleva, fluye a través del inductor L y del transistor M1. El modo 2 empieza
cuando se desconecta el transistor M1 en t = t1. La corriente que estaba fluyendo a
través del transistor fluirá ahora a través de L, C, la carga y el diodo Dm. La corriente
del inductor se abate hasta que se vuelve a activar el siguiente ciclo el transistor M1.
La energía almacenada en el inductor L es transferida a la carga. Los circuitos
equivalentes para estos modos de operación se muestran en la figura 1(b). Las
formas de onda correspondientes a los voltajes y las corrientes aparecen en la figura
1(c), para una corriente de carga continua.
Figura 1. Regulador elevador con iL continua.
Si suponemos que la corriente del inductor se eleva linealmente desde I1 hasta I2 en
el tiempo t1,
o bien,
y la corriente del inductor se abate linealmente desde I2 hasta I1 en el tiempo t2,
o bien,
– I1 es la corriente de la componente ondulatoria de pico a pico del
inductor L. De las ecuaciones 1 y 3
Si sustituimos t1 = kT y t2 = (1 – k)T obtenemos el voltaje promedio de salida.
Si suponemos un circuito sin pérdidas, VsIs = VaIa = VsIa/(1 – k) y la corriente
promedio de entrada es
El período de conmutación T se puede determinar a partir de
y esto nos da la corriente de la componente ondulatoria pico a pico
o bien,
Cuando el transistor está activo, el capacitor suministra la corriente de carga para t =
t1. La corriente promedio del capacitor durante el tiempo t1 es Ic = Ia y el voltaje de la
componente ondulatoria de pico a pico del capacitor es,
La ecuación 5 da t1 = (Va – Vs)/(Vaf), sustituyendo t1 en la ecuación 10 obtenemos
es decir,
Un regulador elevador puede subir el voltaje de salida sin necesidad de un
transformador. Debido a que sólo tiene un transistor, su eficiencia es alta. La
corriente de entrada es continua. Sin embargo, a través del transistor de potencia
debe fluir un corriente pico alta. El voltaje de salida es muy sensible a cambios en el
ciclo de trabajo k y puede resultar difícil estilizar el regulador. La corriente promedio
de salida es menor que la corriente promedio del inductor en un factor (1 – k), y la
corriente rms mucho más fluirá a través del capacitor y un inductor de mayor tamaño
que los correspondientes en un regulador reductor.
4.2.3 Reductor elevador
Un regulador reductor – elevador suministra un voltaje de salida que puede ser
menor o mayor que el voltaje de entrada, de ahí el nombre reductor – elevador; la
polaridad del voltaje de salida es opuesta a la del voltaje de entrada. Este regulador
también se conoce como regulador inversor. En la figura 1(a) aparece la disposición
de circuito para un regulador reductor – elevador.
La operación del circuito se puede dividir en dos modos. Durante el modo 1, el
transistor Q1 está activo y el diodo Dm tiene polarización inversa. La corriente de
entrada, que se eleva, fluye a través del inductor L y del transistor Q1. Durante el
modo 2, el transistor Q1 es conmutado y la corriente, que fluía a través del inductor
L, fluirá de L, C, Dm y la carga. La energía almacenada en el inductor L se transferirá
a la carga y la corriente del inductor se abatirá hasta que el transistor Q1 vuelva a
activarse en el siguiente ciclo. Los circuitos equivalentes para los modos se muestran
en la figura 1(b). Las formas de onda para los regímenes en estado permanente de
corrientes y voltajes del regulador reductor – elevador aparecen en la figura 1(c) para
una corriente de carga continua.
Figura 1.Regulador regulador - elevador con iL continua.
Si suponemos que la corriente del inductor se eleva linealmente desde I1 hasta I2 en
el tiempo t1,
o bien,
y la corriente del inductor se abate linealmente desde I2 hasta I1 en el tiempo t2,
es decir,
donde
– I1 es la corriente de la componente ondulatoria pico a pico del
inductor L. A partir de las ecuaciones 1 y 3,
Si sustituimos t1 = kT y T2 = (1 – k)T, el voltaje promedio de salida es
Si suponemos un circuito sin pérdidas, VsIs = -VaIa = VsIak(1 – k) y la corriente
promedio de entrada Is está relacionada con la corriente pormedio de salida Ia
mediante la fórmula.
El período de conmutación T puede determinarse a partir de
Y esto nos da la corriente de la componente ondulatoria pico a pico
o bien,
cuando el transisitor Q1 está ctvo, el capacitor de filtro proporciona la corriente de
carga durante t = t1. la corriente promedio de descarga del capacitor es Ic = Ia y el
voltaje de la componente ondulatoria pico a pico del capacitor es
la ecuación 5 da t1 = Va/[(Va – Vs)f] y la ecuación 10 se convierte en
es decir,
Un regulador reductor – elevador suministra inversión de polaridad de voltaje de
salida sin necesidad de un transformador. Tiene alta eficiencia. En caso de falla del
transistor, el di/dt de la corriente falla quedando limitado por el inductor L y será Vs/L.
Sería fácil poner en práctica la protección en corto circuito de la salida. Sin embargo,
la corriente de entrada discontinua y a través del transistor Q1 fluye una corriente de
pico alta.
4.2.4 Flyback
La topología del circuito para el convertidor flyback se muestra en la figura 1(a). La
explicación de este circuito se muestra a continuación.
Figura 1. (a) Convertidor fly - back. (b) convertidor fly - back con bobinado de
restablecimiento.
Cuando el transistor Q1 se activa, el voltaje de alimentación aparece a través del
primario de el trasformador y se induce un voltaje correspondiente en el secundario.
Cuando Q1 está inactivo, se induce un voltaje de polaridad opuesta en el primario
por el secundario, debido a la acción de transformación. El voltaje mínimo del circuito
abierto del transistor es Voc = 2 Vs. Si Is es la corriente promedio de entrada con
componente ondulatoria despreciable y el ciclo de trabajo es K = 50%, la corriente
pico de el transistor es Ip = Is/k = 2Is. La corriente de entrada es pulsatoria y
discontinua.
Sin la presencia del diodo D2, fluiría una corriente de cd a través del transformador.
Cuando Q1 está inactivo, el diodo D2 y el capacitor C1 restablecen el núcleo de el
transformador. C1 se descarga a través de R1, cuando D2 está inactivo y en cada
ciclo se pierde energía. Este circuito es muy sencillo y está restringido a aplicaciones
por debajo de 500 W. Se trata de un convertidor directo que requiere de un lazo de
retroalimentación de control de voltaje.
El núcleo de el transformador también se puede restablecer instalando un
embobinado de restablecimiento tal y como se muestra en la figura 1(b), donde la
energía almacenada en el núcleo del transformador es devuelta a la alimentación
aumentando así al eficiencia. El voltaje en circuito abierto del transistor de la figura
1(b), es:
donde Np y Nr son el número de vueltas en los bobinados primario y de
restablecimiento, respectivamente. La relación de vueltas de restablecimiento está
relacionado con el ciclo de trabajo según la fórmula.
Para un ciclo de trabajo k = 0.8, Np = 0.8/(1-0.8) = 4 y el voltaje en circuito abierto se
convierte en Voc = Vs(1+4) = 5Vs. El voltaje en circuito abierto del transistor es
mucho más alto que el voltaje de alimentación.
5
Inversores (CD/AC) y Cicloconvertidores (AC/AC)
5.1 Inversores y Cicloconvertidores por modulación
de ancho de pulso
1 INTRODUCCION
Los inversores cd-ca se emplean en fuentes de energía ininterrumpida y controles de
velocidad para motores de ca. Esto se aplica en el control de la magnitud y la
frecuencia de la señal de salida. En la mayor parte del tiempo, el flujo de potencia se
da desde el lado de cd hacia el lado de ca, requiriendo una operación en modo
inversor, lo cual más comúnmente es conocido como inversor controlado.
Los inversores controlados son de dos tipos: los VSI o inversores fuente de voltaje y
los CSI o inversores fuente de corriente. En nuestro caso, el primer tipo será motivo
de atención debido a su mayor aplicación dentro de la ingeniería industrial. Existen
tres categorías en las que se dividen los VSI, ellas son:
a) Los inversores PWM o de ancho de pulso modulado. Este tipo es capaz de
controlar la magnitud y frecuencia de la señal de salida mediante la modulación del
ancho del pulso de los interruptores del inversor. Para ello existen varios esquemas
que se encargan de producir voltajes de ca con forma de onda seno y bajo contenido
de armónicos.
b) Los inversores de onda cuadrada. Este tipo controla la frecuencia de la señal de
salida y la magnitud de salida es controlada por otro dispositivo en la entrada cd del
inversor. Sin embargo, la forma de onda lograda a través del mismo es una onda
cuadrada.
c) Los inversores monofásicos con inversión de voltaje. Este tipo combina las
características de las dos primeras agrupaciones de inversores mencionados y no es
aplicable a dispositivos trifásicos
2 CONCEPTOS BASICOS
Los inversores controlados son en realidad convertidores de cuatro cuadrantes, es
decir, el flujo de potencia instantánea (Po= Vo Io) durante dos intervalos no continuos
de cuatro posibles viaja del lado de cd al lado de ca correspondiéndole un modo de
operación de inversor. Sin embargo, durante los dos intervalos restantes no
continuos, la potencia instantánea fluye del lado de ca al lado de cd, lo cual
corresponde a un modo de operación de rectificador. Las variables empleadas para
detectar dicho comportamiento son las correspondientes a la salida del inversor Vo e
Io, como se aprecia en la siguiente gráfica:
2.1 FUNCIONAMIENTO BASICO DE UN PWM
Con el propósito de obtener una señal de voltaje a la salida del inversor con la
frecuencia deseada, se compara una señal de control senoidal a la frecuencia
deseada con una señal de onda triangular. La frecuencia de la onda triangular
corresponde a la frecuencia de interrupción del inversor y por lo general se mantiene
constante. La frecuencia de la señal de control es conocida como la frecuencia
modulante, mientras que la frecuencia de interrupción es conocida como frecuencia
de acarreo. La señal de control se utiliza para modular la razón de servicio del
interruptor. De lo anterior, se desprende que en la señal de salida es inevitable la
presencia de armónicos y por tanto existen ciertas desviaciones de la señal de onda
seno según nuestro interés. La razón de modulación de la amplitud se verifica por la
fórmula:
Vcontrol : amplitud pico de la señal de control
Vtri : amplitud pico de la señal triangular.
La razón de modulación de la frecuencia se describe por la siguiente fórmula:
Fs : frecuencia de conmutación en los interruptores
F1 : frecuencia modulante.
Los voltajes de salida que se obtienen dependen de la comparación de las señales y
de la condición de los interruptores como se muestra a continuación:
cuando vcontrol > vtri y S1 está encendido, entonces vo= Vdc/2
cuando vcontrol < vtri y S2 está encendido, entonces vo= -Vdc/2
Para este inversor PWM no es posible obtener condiciones de encendido simultánea
en los interruptores S1 y S2 y su voltaje siempre oscilará entre Vdc/2 y -Vdc/2. El
espectro de sus armónicas presenta las siguientes características:
a) El valor pico a la frecuencia fundamental es un múltiplo de Vdc/2, donde el factor
de multiplicación es la razón de modulación de las amplitudes. Sin embargo, esto
solo es cierto para ma < 1.0 tal como lo indica la siguiente ecuación:
b) Las armónicas se identifican como anchos de banda muy cerca y alrededor de la
frecuencia de acarreo como los múltiplos de ésta, siempre y cuando se respete la
condición ma < 1.0 como lo indican las siguientes tablas:
Donde el orden de la armónica se obtiene por: h = j*mf ± k
h: orden la armónica deseada
j: tiempo al que ocurre la armónica
mf: razón de modulación de la frecuencia
k: k-ésimo ancho de banda a izquierda y derecha. Es posible determinar la
frecuencia armónica utilizando la fórmula a continuación: fh = (j*mf ± k)* f1
f1: la frecuencia de la componente fundamental de la señal de voltaje.
c) La razón de modulación de la frecuencia debe tener un valor entero impar, puesto
que las armónicas impares están presentes en la señal de salida y las armónicas
pares desaparecen.
Las frecuencias de interrupción no pueden ser tan altas porque tienen el
inconveniente de incrementar proporcionalmente las pérdidas por interrupción dentro
del inversor. Esto se evita seleccionando frecuencias de interrupción por debajo de
6kHz o por arriba de 20KHz al rango audible. En las aplicaciones de 50 o 60Hz,
donde se requieren frecuencia de salida en el inversor de 200Hz, se seleccionan
razones de modulación menores que 9 para frecuencias de interrupción menores de
2kHz, mientras que valores mayores de 100 son típicos a frecuencias de interrupción
por arriba de 20KHz.
Las relaciones entre la señal triangular y la señal de control dependen del valor
correspondiente de mf. Si dicho valor es muy pequeño (mf < 21), se requiere la
sincronización de las señales adoptando un entero impar para mf y pendientes de
polaridad opuesta al coincidir en el cruce por el cero para ambas señales. Por otro
lado, si el valor es grande (mf > 21), entonces debemos evitar emplear PWM
asíncronos porque los subarmónicos de secuencia cero provocan grandes corrientes,
a pesar de que su magnitud es pequeña.
2.1.1 LA SOBREMODULACION
Para incrementar la amplitud máxima disponible a la componente de frecuencia
fundamental en el voltaje de salida, la razón de modulación de la amplitud se lleva
más allá de uno, a lo cual se le denomina sobremodulación. Esto causa un mayor
contenido de armónicos en los anchos de bandas y no necesariamente son los
armónicos dominantes en la condición de modulación normal. Además, las
amplitudes de la componente de frecuencia fundamental no varían linealmente con
ma y la forma de onda para el voltaje a la salida del inversor degenera en una onda
cuadrada.
2.2 ESQUEMA DE INTERRUPCION DE ONDA CUADRADA
Cada interruptor del inversor se mantiene encendido medio ciclo de la frecuencia de
salida deseada, lo cual produce una señal de onda cuadrada a la salida, como se
muestra a continuación:
La ventaja de un esquema como éste, es que el estado de cada interruptor cambia
una sola vez por ciclo, algo muy apreciado en aplicaciones de alto nivel de voltaje.
Sin embargo, la desventaja que presenta tal esquema es su incapacidad para
controlar la magnitud del voltaje de salida, requiriendo otros procedimientos para
llevarlo a cabo.
Cicloconvertidor de seis SCR
En el cicloconvertidor de la figura, tres SCR en particular son causantes de la
producción del semiciclo positivo de la forma de onda de salida. Son los SCR 1, 3, 5.
Los tres SCR restantes 7, 9 y 11, son causantes de la producción del semiciclo
negativo. Es conveniente agrupar mentalmente los SCR de esta manera.
Si el circuito de disparo entrega sólo pequeño número de pulsos secuenciales de
compuerta a una terna antes de cambiar para entregar la misma cantidad a otra
terna, entonces cada terna permanecerá en conducción sólo durante un tiempo
corto. Esto corresponde a una duración corta para cada semiciclo del a forma de
onda de salida, provocando que la frecuencia de salida sea alta. Por otra parte, si el
circuito de disparo un número grande de pulsos secuenciales de compuerta a cada
terna antes de cambiar, entonces cada terna permanecerá en conducción durante un
tiempo largo, haciendo que la frecuencia de salida sea baja.
Para clarificar esto vea la siguiente figura:
En la figura anterior, el circuito de disparo está entregando cuatro pulsos
secuenciales de compuerta a cada terna, los pulsos son entregados en orden
ascendente. Los pulsos están sincronizados para producir un ángulo de retardo de
disparo constante de 30°, esto, cada SCR es disparado a encendido 30° después de
que su fase de línea de ca asociada cruce por cero. Para mantener sencillas las
cosas por ahora, supongamos que el circuito de disparo constante de 30°, esto es,
cada SCR es disparado a encendido 30° después de que su fase de línea de ca
asociada por cruce por cero. Para mantener sencillas las cosas por ahora,
supongamos que el circuito de disparo del ciclo convertidor opera de esta manera,
dando un ángulo de retardo de disparo constante.
A la izquierda de la figura de las ondas, los cuatro pulsos secuenciales de compuerta
encienden un SCR a la vez, en el orden 1, 3 ,5, 1. Entonces, la forma de onda del
voltaje de carga consiste en segmentos de los voltajes de fase, con segmentos de
una amplitud de 120 °, y centrados en sus picos positivos. La conmutación de los
SCR es natural, ya que el disparo a 30° o después permite que el nuevo SCR aplique
una polarización inversa al SCR previamente encendido.
Cicloconvertidor de doce SCR
En la figura se muestra un cilcloconvertidor de 12 SCR. Los SCR permiten al
cicloconvertidor producir seis pulsaciones de voltaje de carga por cada ciclo de la
línea de ca, en lugar de sólo tres pulsaciones por ciclo de la línea de ca que
obtuvimos en las formas de onda del cicloconvertidor de seis SCR.
Este aumento en la razón de pulsaciones de 180Hz a 360Hz provoca que el
contenido armónico de la forma de onda de carga se concentre a mayores
frecuencias, más alejado de la frecuencia fundamental de salida. Por tanto, se vuelve
más sencillo filtrar el contenido armónico para obtener una salida senoidal, si se
desea.
La figura siguiente es una gráfica de forma de onda del voltaje de salida de un
cicloconvertidor de doble banco.
Suponemos un ángulo de retardo de disparo constante a 60°. Esto es, cada SCR es
disparado a encendido 60° después de que su línea de ca asociada cruce por cero.
Por tanto, no se requiere un alambre neutro, como fue el caso del cicloconvertidor de
un solo banco (seis SCR). De hecho, la fuente trifásica puede conectarse en delta o
estrella
Si la fuente trifásica está conectada en estrella, los voltajes a los que acceden
sucesivamente los SCR son voltajes de línea, no voltajes de fase. Esto es, el
cicloconvertidor nunca accede al voltaje A a neutro (el punto de unión de la estrella)
para formar una parte del voltaje de carga. En cambio, si accediese a la línea A,
deberá tomar el voltaje de línea a línea entre A y B, o el voltaje línea a línea entre A y
C.
5.2 Inversores monofásicos y trifásicos PWM senoidal
3 INVERSORES MONOFÁSICOS DE MEDIO PUENTE
Este circuito es el más básico de todos y su funcionamiento ha sido expuesto a
través de nuestra teoría, por tanto haremos un resumen gráfico de su
comportamiento.
4 INVERSORES MONOFÁSICOS DE PUENTE COMPLETO
Este inversor monofásico puede funcionar como PWM en los siguientes modos: a)
PWM con conmutación de voltaje bipolar
Para modulación normal (ma < 1), tenemos los valores eficaces de la componente
fundamental y de todos sus armónicos a continuación:
En condición de sobremodulación (ma > 1), tenemos que la magnitud de la
componente fundamental se obtiene dentro del siguiente intervalo:
b) PWM con conmutación de voltaje monopolar
Las ventajas de este esquema son el doblado efectivo de la frecuencia de
interrupción tan distante como los armónicos de salida sean afectados y la reducción
de los saltos de salida a Vcd comparado a los 2Vcd del esquema previo. La ventaja
del doblado efectivo a la frecuencia de interrupción se aprecia en el espectro
armónico de la forma de onda de voltaje a la salida. Se selecciona una razón de
modulación de frecuencia con valor par y las formas de onda de voltaje de cada pata
del inversor quedan desplazadas por 180° de la componente de frecuencia
fundamental f 1, con respecto a la de cada uno. El resultado es la cancelación de la
componente armónica a la frecuencia de interrupción en el voltaje de salida vo = vAN
- vBN. Los anchos de banda de las armónicas a la frecuencia de interrupción
desaparecen y los armónicos dominantes a dos veces la frecuencia de interrupción
se cancelan manteniendo una parte de sus anchos de banda. Las siguientes
fórmulas aplican:
5 INVERSORES TRIFÁSICO
Es posible alimentar cargas trifásicas por medio de inversores monofásicos
separados y cada inversor produce una salida a la frecuencia fundamental por 120°
con respecto a otra. Este arreglo requiere un transformador 3ø.
El circuito inversor 3ø más frecuente consiste de tres patas, una para cada fase.
Para obtener voltajes 3ø balanceados a la salida del inversor PWM, una señal
triangular se compara con tres voltajes de control seno con 120° fuera de fase. En
este tipo de inversor, los armónicos en los voltajes de línea a línea son los más
importantes. Los armónicos en la salida de cualquier de las patas son impares y
existen como anchos de bandas, centrados alrededor de mf y de sus múltiplos,
siendo mf impar. La diferencia de fase entre el armónico mf en van y vbn está dado
por la relación 120° * mf. La diferencia de fase llega a ser cero si mf es impar y un
múltiplo de 3. En consecuencia, el armónico en mf es suprimido en el voltaje de
línea a línea vab. La misma situación ocurre con los armónicos múltiplos impares de
mf.
5.1 MODULACION LINEAL (ma <1.0)
El valor pico de la componente de frecuencia fundamental en una de las patas del
inversor es:
<Imagen>
El voltaje rms línea a línea a la frecuencia fundamental es:
Los componentes armónicos de los voltajes de salida línea a línea son calculados
con la siguiente tabla:
5.2 SOBREMODULACION (ma >1)
Para grandes valores de ma , los PWM degeneran en inversor con forma de onda
cuadrada a la salida. En esta región, más armónicos de banda aparecen centrados
alrededor de los armónicos de frecuencias mf y de sus múltiplos. Aun así, los
armónicos dominantes no tienen una gran amplitud como en la región lineal. La
pérdida de energía en la carga debido a las frecuencias armónicas no es tan alta,
dependiendo de la naturaleza de la carga sobre la frecuencia de interrupción pueden
ser menores.
La componente de voltaje línea a línea a la frecuencia fundamental en la salida se
obtiene como:
Los armónicos de la forma de onda del voltaje a la salida no dependen de la carga y
se obtienen por:
Donde h=6n ± 1 y n= 1, 2, 3,&&