Frecuencia intermedia. Televisor CLARIVOS Z-960

1.− INTRODUCIÓN GENERAL DEL TEMA.
1.− INTRODUCIÓN GENERAL DEL TEMA.
La finalidad de la etapa de frecuencia intermedia, es la de obtener a su salida ya demoduladas las señales de
audito y vídeo, una por cada lado para seguir cada una a sus respectivos circuitos.
La frecuencia intermedia se obtiene mediante la selección de la diferencia entre la frecuencia portadora y del
oscilador.
1.2− ESTUDIO TEÓRICO DEL TEMA.
LA ETAPA DE FI
La frecuencia intermedia deriva de la etapa de mezclador oscilador del sintonizador. El oscilador local se hace
oscilar en una frecuencia que es 39.5 MHz mayor que la frecuencia portadora seleccionada. La frecuencia
intermedia se obtiene. entonces, mediante la selección de la diferencia entre las frecuencias portadora y del
oscilador. El espectro de frecuencias para una portadora modulada de 51 1,25 MHz se muestra en la
figura4.la. El ancho de banda de 8 MHz se extiende desde fmin a fmáx donde
fmin = 511.25 − 1,75 = 509.5 MHz
fmáx = 511,25 + 6,25 = 517,5 MHz
Y la portadora de sonido está 6 MHz por encima de la portadora de imagen y tiene una frecuencia de 511,25 +
6.00 = 517.25 MHz.
EL ESPECTRO DE FI
Después de la etapa del mezclador−oscilador, la portadora de imagen se reemplaza por una f.i. de 39.5 MHz
dando el espectro de frecuencia intermedia mostrado en la figura 1b. en donde cada frecuencia es la diferencia
entre fo, la frecuencia del oscilador local y la original en la figura 1a. Por tanto, la portadora de sonido se
convierte en una f.i. de sonido de.
fo − portadora de sonido − − 550.75 − 517.25 = 33,5 MHz
La f.i. de sonido está. ahora, 6 MHz por debajo de la FI. de imagen.
Fig 1 (a) Espectro de frecuencia para una portadora modulada de 511'25 MHz, (b) espectro de frecuencia
intermedia.
Similarmente, todas las demás frecuencias invertirán su posición cuando se conviertan a sus equivalentes en el
espectro de FI, como se muestra en la figura 1b.
CURVA DE RESPUESTA DE LA FI.
Aparte de proporcionar la suficiente amplificación a la FI, para excitar al detector, la etapa de FI, se requiere
para dar forma a la respuesta en frecuencia de la se5al recibida como se muestra en la figura 2. Las finalidades
de la curva de respuesta de f.i. son:
1
Rechazar la FI, de imagen del canal adyacente superior. La FI, de imagen adyacente cae 8 MHz por debajo de
la FI, de imagen con 39,5 − 8 = 31,5 MHz.
Rechazar la FI, de sonido del canal adyacente inferior. La FI, de sonido adyacente está 8 MHz por encima de
la interportadora de sonido a 33,5 + 8 = 41 ,5 MHz.
Fig 2 Curva de respuesta de la frecuencia intermedia.
Proporcionar una atenuación de 26 dB a 33,5 MHz. Esto es necesario para evitar cualquier interferencia
causada por un batido entre las FI, de sonido e imagen. Se proporciona un pequeño escalón como se muestra,
para acomodar la desviación de FM de la interportadora de sonido. El escalón de FM evita la modulación de
amplitud de la portadora de sonido que podría detectarse por el demodulador de imagen o vídeo, causando un
espectro visible en la pantalla y un zumbido en el sonido, un síntoma conocido como sonido sobre imagen.
4. Proporcionar una caída mantenida en amplitud desde los 38 MHz a los 41 MHz en el extremo de FI, de
imagen.
La subportadora de crominancia de 4,43 MHz cae en el extremo superior del espectro de imagen y cuando
éste se convierte a una frecuencia intermedia pasa a 39,5 − 4.43 = 35,07 MHz que es sólo 1,57 MHz diferente
de los 33,5 MHz de la FI. de sonido.
La curva de respuesta no debe permitirse que caiga demasiado cerca de este extremo restringiendo, por tanto,
la información de crominancia, mientras que, al mismo tiempo, debe proporcionar el suficiente rechazo a la
FI, de sonido. El no cumplir esto produce modulación cruzada entre la subportadora de crominancia de 4.43
MHz y la interportadora de sonido de 6 MHz.
Esta modulación cruzada aparece como un espectro de 1.57 MHz (6.00 − 4,43) en la pantalla que se conoce
como diagrama en espiga.
EL AMPLIFICADOR DE FI.
Normalmente. los amplificadores de FI, emplean transistores de alta frecuencia conectados en configuración
de emisor común como se muestra en la figura 3 en donde el inductor L3 se sintoniza mediante su propia
autocapacidad.
Fig 3 Amplificador de frecuencia intermedia.
Un amplificador de emisor común tiene baja impedancia de entrada que deriva la señal de entrada desde la
etapa previa; este efecto se conoce como efecto amortiguador. Para minimizar esto, se utiliza un acoplamiento
por condensador con derivaciones o un acoplamiento por inductor con tomas. En la figura 3, la cadena de
condensadores C3/C4 actúa como red de acoplamiento por condensador con derivaciones para reducir el
efecto amortiguador en el circuito sintonizado L2\C2. Si Rp es la resistencia de entrada del transistor,
entonces la derivación efectiva o resistencia de amortiguación Rs que aparece entre terminales del circuito
sintonizado es:
La cadena C6/C7 es otro acoplamiento por condensador con derivaciones en la salida.
Para un acoplamiento por inductor con tomas (figura 4), la relación entre Rs y Rp es la siguiente
SINTONIZACIÓN ESCALONADA.
Los amplificadores de FI, de imagen son necesarios para tener una alta ganancia sobre un amplio ancho de
2
banda. Esto no se puede satisfacer mediante la utilización de circuitos sintonizados simples que tengan la
curva de respuesta mostrada en la figura 5. Como el producto de ganancia y ancho de banda es constante, se
puede considerar que cualquier intento de incrementar el ancho de banda dará como resultado una reducción
de la ganancia y viceversa. Un circuito sintonizado de alto Q proporciona una ganancia elevada con un ancho
de banda estrecho, mientras que un circuito de bajo Q dará un ancho de banda mayor con una ganancia menor.
Para obtener el adecuado ancho de banda con la suficiente amplificación se puede utilizar una sintonización
escalonada.
Fig 4 Acoplamiento inductor con tomas.
En lugar de utilizar circuitos sintonizados idénticos para cada amplificador de FI, las frecuencias de
sintonización son escalonadas sintonizando cada etapa a una frecuencia diferente, El efecto de esto para una
platina de FI, de tres etapas se muestra en la figura.6. Las curvas de respuesta se superponen dando una curva
de respuesta completa que combina tanto la alta ganancia como un ancho de banda amplio. Mediante el
espaciado de las frecuencias de sintonización y la utilización de diferentes factores Q se puede producir varias
respuestas.
SOBREACOPLAMIENTO
Fig 5 Respuesta en frecuencia de un circuito sintonizado.
Una alternativa a la sintonización escalonada es la utilización de sobreacoplamiento inductivo o capacitivo. La
figura 7 muestra dos tipos de sobreacoplamiento por condensador. El acoplamiento por condensador en serie
se muestra en (a) donde C3 se utiliza para incrementar el acoplamiento entre el primario y secundario del
transformador. En (b), el condensador C2 proporciona el acoplamiento entre los dos devanados del
transformador. Este método se conoce como acoplamiento por condensador en paralelo o shunt. Como el
acoplamiento se incrementa, la curva de respuesta «se abre» como se muestra en la figura 8. Un
subacoplamiento produce una respuesta ancha con un solo pico, mientras que un sobreacoplamiento produce
una respuesta más amplia con dos picos. Los circuitos sintonizados sobreacoplados también se utilizan como
filtros de paso de banda o transformadores.
CIRCUITO ELIMINADORES Y ACEPTADORES.
Un eliminador es un circuito sintonizado paralelo en el cual la impedancia es un máximo en la frecuencia de
resonancia. Un aceptador, por otro lado, es un circuito sintonizado serie con una impedancia mínima en la
frecuencia de resonancia. En la
Fig 6 Sintonía escalonada.
figura 9a, el circuito sintonizado paralelo LI/Cl situado entre dos etapas de amplificación, presenta una alta
impedancia en la frecuencia de resonancia, por tanto, «rechaza» esta frecuencia. Para frecuencias, que no sean
la frecuencia de resonancia, el circuito sintonizado presenta una baja impedancia, permitiendo que estas
señales fluyan sin que sean afectadas. El mismo efecto se puede producir mediante el circuito sintonizado en
serie conectado como se muestra en la figura 9b. En la resonancia, el circuito sintonizado presenta una
impedancia muy baja cortocircuitando, por tanto, estas frecuencias hacia el chasis. El resto de frecuencias
permanecen inalteradas. Estos circuitos se conocen generalmente como trampas. Para mejorar la precisión del
circuito trampa, se utilizan circuitos sintonizados en serie−paralelo o en paralelo−serie como se muestra en la
figura 10.
Fig 7 Sobreacoplamiento (a) acoplamiento en serie. (b) acoplamiento por condensador en paralelo.
En la figura 10a, LIC2 se eligen para tener una reactancia inductiva en la frecuencia de rechazo. Esta
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reactancia inductiva resuena con Cl para formar un aceptador, capturando las señales en esa frecuencia. La
frecuencia de resonancia del circuito sintonizado en paralelo Ll C2, se acentúa a sí misma, ya que ofrece una
muy alta impedancia a las señales en esa frecuencia. Un efecto similar se obtiene con el circuito de la figura
10b con Ll Cl formando un aceptador y Ll Cl C2
Fig 8 Curva de respuesta producida por Sobreacoplamiento.
formando un eliminador.
Otros circuitos eliminadores utilizando combinaciones de puentes en T se muestran en la figura 11.
Así. se puede obtener un alto grado de atenuación junto con una respuesta muy precisa.
La realimentación negativa puede ser utilizada en circuitos eliminadores como muestra la figura 12. En la
frecuencia de resonancia, LICl presenta una muy alta impedancia que introduce una gran cantidad de
realimentación negativa, dando como resultado una ganancia muy baja. En todas las demás frecuencias la
ganancia es normal.
Fig 9 Circuitos eliminadores.
La eliminación por inductancia mutua se muestra en la figura 13. L2C2 ofrece, un camino de muy baja
impedancia a las señales en la frecuencia de resonancia que, l debido a la inductancia mutua entre Ll y L2,
absorbe una gran cantidad de la energía que sale del circuito sintonizado de colector LICl. Así, una señal muy
pequeña se desarrolla entre terminales de L1Cl en la frecuencia de resonancia de L2C2. La salida normal se
obtiene en la frecuencia de resonancia de LlCl.
Fig 10 Circuitos trampa de frecuencia serie/paralelo
La figura 15 muestra una etapa completa de FI, que se utiliza en un receptor monocromo. La señal de
amplitud modulada es alimentada por la red conformadora o selectiva antes de ir a la etapa amplificadora de
ancho de banda que utilizan los circuitos integrados MC1352. C4/R7 proporciona la adaptación entre el
sintonizador y la etapa de FI. La red R8/C15/C16/C17/L9 forma un puente en T de eliminación sintonizada
para las FI, adyacentes de sonido de 41,5 MHz. El condensador C17 se incluye para mejorar la precisión de la
trampa, C18/C19/L10 es la trampa de, imagen adyacente con L10 sintonizada a 31,5 MHz y Lll es una bobina
de acoplamiento interetapas. El puente eliminador en T C20/C21/L12 proporciona la atenuación
Fig 11 Circuitos eliminadores en puente T.
Fig 12 Eliminador por realimentación negativa.
necesaria de 26 dB para la FI, de sonido con L12 sintonizada a 33,5MHz. El circuito integrado MC1352 es un
amplificador de ancho de banda de FI, consistente en varias etapas de amplificación que no requieren
sintonización. El chip también contiene un amplificador de ganancia controlada que se utiliza para el control
automático de ganancia (patilla 6). La salida del chip (patillas 7 y 8) es alimentada al detector mediante una
unidad de acoplamiento por capacidad en serie L131/C33/L14 y el diodo D2 es un diodo recortador que
elimina la mitad positiva de la FI, modulada.
Fig 13 Circuito eliminador por inductancia mutua Fig 14 Circuito eliminador L1C1 se sintoniza
a la frecuencia a la frecuencia que se ha de
eliminar
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Fig 15 Etapa de FI utilizada en un receptor monocromo.
Fig 16 La utilización de un filtro SAW en una etapa de FI.
FILTRO DE ONDAS ACÚSTICA SUPERFICIAL, SAWF.
Los tipos de redes de aceptador/eliminador se van sustituyendo, cada vez más, por filtros de onda acústica
superficial. Los filtros SAW son muy fiables, no requieren ninguna sintonización, son fácilmente
reemplazables y comparativamente baratos. La figura 16. muestra una sección de una etapa de FI, en que CFl
es el filtro de onda acústica superficial que proporciona toda la selectividad y eliminación necesarias para la
f.i.
CONTROL AUTOMATICO DE GANANCIA
El propósito del CAG es variar la ganancia de la etapa de FI y, en la mayoría de los casos, la del amplificador
de RF, para compensar los posibles cambios en la intensidad de la señal recibida en la antena. La figura 17
muestra un diagrama de bloques de un sistema de CAG. La intensidad de la señal recibida se controla en la
etapa del amplificador de vídeo, y se alimenta a la red del CAG para producir un potencial de control de cc.
Esta tensión se utiliza, entonces, para cambiar la ganancia de la primera etapa de FI. La tensión de control del
CAG puede también ser aplicada al sintonizador, en cuyo caso se emplea una unidad de retardo para asegurar
que la ganancia del amplificador de RF, se reduzca sólo después de que se haya obtenido una reducción
suficiente en la ganancia de la etapa de FI. Así. con señales débiles, el amplificador de RF funcionará con
máxima ganancia con una buena relación señal ruido. El punto preciso en que el CAG del sintonizador
comienza a trabajar se determina mediante una red divisora controlada por un potenciómetro de ajuste.
Fig 17 Control automático de ganancia.
El control automático de ganancia posibilita tres funciones básicas en un receptor de TV. Primero, permite la
conmutación desde un canal fuerte a otro débil o viceversa sin tener que ajustar el receptor. Segundo, evita la
sobrecarga de las etapas amplificadoras de RF\FI, que de otra forma producirían graves distorsiones. Tercero,
permite reducir las fluctuaciones causadas por las reflexiones de las señales transformándolas desde objetos
móviles tales como aviones.
Fig 18 Principios del CAG directo.
Hay dos tipos de CAG: inverso y directo. El CAG inverso utiliza el hecho de que la ganancia de un
amplificador en emisor común puede reducirse al reducir su corriente. El CAG directo, por otro lado, utiliza el
hecho de que la ganancia de un amplificador también se puede reducir reduciendo la tensión entre el colector
y el emisor como resultado de un incremento de corriente a través del transistor. El CAG directo en que la
ganancia decrece con un incremento en la corriente del transistor es utilizado universalmente en los receptores
de TV ya que tiene unas características más lineales en comparación con el CAG inverso. Además, como las
señales débiles se amplifican en un transistor de baja corriente, tiene una mejor relación señal ruido.
Un ejemplo de CAG directo se muestra en la figura 18 en donde R3 es una carga de cc y Cl es su condensador
de desacoplo. Cuando se incrementa la corriente del transistor, se desarrolla una tensión de cc entre terminales
de R3 que reduce la tensión de colector y con ella la ganancia del amplificador. El condensador de desacoplo
asegura que la señal completa se desarrolle entre los terminales del circuito sintonizado L1/C2, y nada entre
terminales de R3. La corriente a través del propio transistor se determina mediante el potencial de control del
CAG. Un incremento en la tensión de control produce un incremento en la corriente y, en consecuencia, una
reducción en la ganancia y viceversa.
Fig 19Circuito de CAG directo.
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Tanto la polarización directa como la amortiguación por diodo pueden utilizarse simultáneamente como se
muestra en la figura 19. Con una señal fuerte, el potencial del CAG es alto produciendo un incremento en la
corriente de TR2 y reduciendo su ganancia. Al mismo tiempo, un aumento en la corriente producirá un
descenso en la tensión de colector de TR2 que polarizará directamente al diodo de amortiguación D1. Cuando
D1 conduce, sitúa la resistencia R2 entre terminales de la carga sintonizada L2C2 para una mayor reducción
de la ganancia del amplificador de FI. La resistencia R5 es la carga de cc para TR2 y C5 es su condensador de
desacoplo. Si bien R5 es necesaria para el CAG directo, a menudo se incorporan resistencias de carga de
desacoplo de cc en los amplificadores de FI, para conseguir la reducción de la disipación de potencia de cc del
transistor, como, por ejemplo, la resistencia Rl para TRl. Tales cargas de cc como R1 no toman parte en la
variación de la ganancia del transistor, ya que para que existan las condiciones de cc, es decir, la tensión y
corriente de colector, tienen que cambiar primero.
CAG DE NIVEL DE CRESTA.
Los receptores de radio emplean lo que se conoce como CAG de nivel medio
Fig 20
en donde el nivel medio de la señal recibida se utiliza como medida de la intensidad de la señal. Esto no es
satisfactorio para la recepción de vídeo porque el nivel medio de las señales de vídeo no proporciona una
medida precisa de la intensidad de la señal. Como puede verse en la figura 20, el valor medio de una señal de
vídeo refleja el brillo, es decir, el contenido de luminancia, de la señal. Por esta razón, se emplea el CAG de
nivel de cresta (o punta del impulso de sincronismo), donde se controla la cresta de la señal, es decir, la punta
de los impulsos de sincronismo. Como dicha punta de impulsos de sincronismo siempre tiene el mismo nivel
independientemente del brillo de la imagen, entonces cualquier variación de la amplitud refleja la intensidad
de la señal y nada más.
Fig 21 CAG de nivel de cresta.
El CAG de nivel de cresta puede obtenerse con la utilización de un circuito de recorte con un simple diodo (o
transistor) para permitir que sólo las puntas de los impulsos de sincronismo pasen a través de un filtro de paso
bajo como se muestra en la figura 21. TRl es el amplificador de luminancia que actúa como un seguidor de
emisor que alimenta el amplificador del CAG TR2. La cadena de polarización RI/R2/R3 está dispuesta para
asegurar que TR2 está en corte con su base a potencial más alto que el del emisor. Como TR2 conduce cuando
su tensión de base cae por debajo del potencial del emisor, entonces sólo las partes más negativas de la señal
de entrada, es decir, las puntas de los impulsos de sincronismo de línea y campo, determinarán la polarización
directa de TR2 y lo harán conducir. Los impulsos que aparecen en la salida de TR2 se suavizan mediante un
filtro de paso bajo R7 /R8/C2/Cl. La carga entre terminales de C2 es proporcional a la magnitud de los
impulsos de sincronismo, proporcionando la tensión de control del CAG. El diodo Dl asegura que C2 no se
descarga a través de R5 durante el periodo de imagen entre un impulso de sincronismo y otro. El CAG de
nivel de cresta tiene el inconveniente de que se necesita una constante de tiempo larga para suavizar los
impulsos de campo de baja frecuencia de 50 Hz.
CAG CONTROLADO POR PUERTA.
El CAG de nivel de cresta tiene tres desventajas. Primera, la constante de tiempo larga del filtro hace al
sistema menos sensible a las fluctuaciones de intensidad de señal. Segunda, se vuelve inútil si hay una
sobrecarga en cualquier etapa antes del amplificador de vídeo. Esto sucede porque las sobrecargas recortan la
amplitud de los impulsos de sincronismo produciendo potenciales de CAG incorrectos. Tercero, el CAG de
nivel de cresta se ve afectado por el ruido aleatorio.
Fig 22 Circuito CAG controlado por puerta en un receptor monocromo.
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El efecto del ruido aleatorio se puede anular mediante la utilización de una puerta que se abra sólo durante la
duración del impulso de sincronismo, en consecuencia su nombre es CAG controlado por puerta. una
constante de tiempo más corta para mejorar la sensibilidad a las fluctuaciones y otros cambios rápidos en la
intensidad de la señal.
Un circuito CAG controlado por puerta que se utiliza para los receptores monocromos está mostrado en la
figura 22, El transistor VT3 es la puerta (controlador) del CAG y VT5 es el excitador de CAG. VT5 conduce
sólo cuando un impulso de línea de pendiente positiva que viene del transformador de salida de línea, llega a
su colector. Al mismo tiempo, el impulso de línea de pendiente negativa procedente del excitador de vídeo
polariza directamente VT3 haciéndole conducir, permitiendo que aparezca una salida en el colector de VT5.
De esta forma, sólo se controla el nivel del impulso de sincronismo de línea. La red R16/C18/R10 es el filtro
de alisado. La carga en C14 que proporciona la cadena en serie R3/R39 se varía mediante el cambio en el
nivel de los impulsos de sincronismo. Esta carga determina la polarización de base del amplificador de CAG
VT2 que proporciona la tensión de control del CAG para la etapa de FI. Se proporciona un CAG retardado
mediante el diodo D2 que se conecta cuando la etapa de FI, requiere la máxima ganancia. El punto de cruce se
ajusta mediante RVl.
1.3.− ESTUDIO CONCRETO DEL MODULO UTILIZADO EN EL LABORATORIO.
Las etapas contenidas en el modulo de FI son las siguientes:
• Filtro de onda superficial.
• Integrado amplificador de FI y demodulador de vídeo
• Circuito de salida de vídeo
• FI de sonido y discriminador FM
• Conmutación.
a) FILTRO DE ONDA SUPERFICIAL.
Se trata de un resonador cerámico de alta precisión y estabilidad. Entrega la portadora de imagen a −6db de la
frecuencia central de la banda de FI y la portadora de sonido a −20db.
Esta compuesto por 5 patillas , las mas importantes son las siguientes:
• Patilla 1 entrada de FI.
• Patillas 4 y 5, salida de vídeo de FI.
b) AMPLIFICADOR DE FI Y DEMODULADOR DE VIDEO
La etapa amplificadora consta de cuatro pasos de alta ganancia con CAG, escalonado. La detección de la señal
de vídeo se obtiene por producto a la inserción de la portadora a 38'9 previamente extraído de la señal FI
mediante un circuito sintonizado en paralelo (C24, L4) conectado a las patillas 10 y 11 del integrado
TDA5400−2.
La señal detectada se amplifica y se lleva al exterior por medio de dos seguidores de emisor cuya impedancia
de salida es de 150 ohmios. La salida vídeo + (impulsos de sincronismo hacia negativo) es la que se
aprovecha como información de vídeo compuesto en modo PAL. La salida por la patilla 4 se utiliza para la
extracción de la interportadora a 5'5 MHz de sonido.
La tensión CAG se obtiene en un detector de coincidencia entre impulsos de sincronismos y los de retroceso
de líneas, previamente conformados por el zener D1 y que son aplicados a la patilla 1 del integrado TDA5400.
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La tensión de CAG diferido para el sintonizador se obtiene de un amplificador interno umbral regulable desde
el exterior con el potenciómetro R24. Este umbral es en la patilla 10 y se ha fijado en 1mV de la señal de
antena.
La corrección de sintonía (CAF) se obtiene de la patilla 6 del integrado. Cuando la sintonía es exacta, la señal
de corrección es cero y la tensión disponible en la línea de CAF es la de reposo (unos 6V que está
determinada por el divisor R25−R27. Las desviaciones de sintonía, en mas o menos, que se originen en el
sintonizador, se traducirán en la aparición de una señal de corrección en sentido contrario que sacará a la
tensión CAF de su punto de reposo y, por tanto, corregirá la sintonía.
c) CIRCUITO DE SALIDA DE VIDEO.
La salida de vídeo compuesto por la patilla 3 del integrado se aplica a la base de T1 montado como seguidor
de emisor. Entrega la señal de vídeo al circuito de croma con una amplitud de 1'5 Vpp, desprovista de la
componente de sonido merced a la trampa L2.
d) FI DE SONIDO Y DISCRIMINADOR DE FM.
El integrado TBA120T dispone a la entrada de ocho pasos amplificadores con limitación para AM, seguidas
de un detector de coincidencia mediante desfasador variable en función de las desviaciones de frecuencia. El
desfasador esta constituido por el resonador cerámico B3.
La salida de señal de BF regulada por el volumen, se produce por la patilla 8 del integrado. Dispone éste de
otra salida BF, (patilla 12) a nivel fijo, de mV, que se utiliza para la salida del televisor a través del
euroconector.
La patilla 3 del TBA120T corresponde a una entrada de audio de BF que puede producirse desde una fuente
exterior a través del euroconector.
• CONMUTACIÓN.
Esta compuesto por el circuito integrado TEA2014A, las patillas mas importantes son las siguientes:
1.− Masa.
2.− Salida de vídeo (75 ohmios)
3.− Entrada interna de vídeo
5.− interruptor de entrada
6.− Interruptor de salida de vídeo
7.− + 12V.
8.− Entrada interna de video.
1.4.− Dibujar la curva de respuesta de FI, a la salida del FOS. Situando en ella los valores de frecuencia más
significativos. Razonar de forma detallada la misión de cada valor y explicar en cada caso a que se debe su
nivel.
1.5.− Dibujar un esquema de bloques del modulo de FI
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1.6.− Sobre el esquema del modulo dibujar las señales de entrada y salida y circuitos a los que atacan y
numero de patilla.
Realizado en las paginas siguientes.
1.7.− Dibujar el integrado de FI, indicando la misión de cada patilla y explicar el funcionamiento razonando
su tipo de detección.
PATILLA 1: Esta patilla es la del impulso de gatillo
PATILLA 2: Esta es la patilla de la constante de tiempo del CAG.
PATILLA 3: Esta es la patilla de la salida positiva de vídeo, es la salida de imagen.
PATILLA 4: Esta es la patilla de la salida negativa de vídeo, es la que saca la señal de sonido para llebarla al
demodulador.
PATILLA 5: Esta es la patilla del interruptor de polarización del CAF.
PATILLA 6: Esta es la patilla de la salida del CAF
PATILLA 7: Esta es la patilla de control de nivel de blanco.
PATILLA 8: Esta es la patilla del CAF, es la de sintonía fina que se selecciona mediante un circuito tanque.
PATILLA 9: Esta es la patilla del CAF, es la de sintonía fina que se selecciona mediante un circuito tanque.
PATILLA 10: Esta es la patilla del CAF, es la de sintonía fina que se selecciona mediante un circuito tanque.
PATILLA 12: Esta es la patilla de masa.
PATILLA 13: Esta es la patilla de alimentación.
PATILLA 14: Esta es la patilla de voltaje de referencia, este voltaje se regula con la resistencia variable R24.
PATILLA 15: Esta es la patilla de sintonizador de CAG
PATILLA 16: Esta es la patilla de la salida del CAG diferido.
PATILLA 17: Esta es la patilla de la entrada de FI de vídeo.
PATILLA 18: Esta es la patilla de la entrada de FI de vídeo.
La detección es del tipo por coincidencia entre impulsos de sincronismos y de retroceso de líneas,
previamente conformados por el zener D1 y que son aplicados a la patilla1 del integrado TDA5400.
1.8.− Explicar la misión de las bobinas siguientes: L2, L3, L4 y L5.
L2, es la bobina de la trampa de vídeo, que esta compuesta por un circuito tanque.
L3, esta es una bobina desparasitadora de la tensión de alimentación, es para que no cause interferencias.
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L4, esta bobina es un circuito sintonizado que extrae la portadora de 38'9 MHz de la señal de FI.
L5, es la bobina selectora de la sintonía fina.
1.9.− Explicar los diferentes tipos de CAG y CAF que se emplean en el modulo.
La tensión de CAG se obtiene en un detector de coincidencia entre impulsos de sincronismos y los de
retroceso de líneas, previamente conformados por el zener D1 y que son aplicados a la patilla 1 del integrado
TDA5400.
La tensión de CAG diferido para el sintonizador se obtiene de un amplificador interno con umbral regulable
desde el exterior con el potenciómetro R24. Este umbral se ha fijado en 1mV de señal de antena.
El CAF se obtiene de la patilla 6 del integrado. Cuando la sintonía es exacta, la señal de corrección es cero y
la tensión disponible de la línea de CAF es la de reposo.
Las desviaciones de sintonía, es mas o menos, que se originen en el sintonizador, se traducirán en la aparición
de una señal de corrección de sentido contrario que sacara a la tensión CAF de su punto de reposo y, por lo
tanto corregirá la sintonía.
2.− EJERCICIO PRACTICO
2.1.− MEDIDA DE TENSIONES CONTINUAS EN CADA UNO DE LOS CIRCUITOS INTEGRADOS Y
TRANSISTORES DE FI. Se realizaran con señal y sin señal de RF en antena.
2.1.1.− Medir tensiones en las siguientes patillas de los integrados: TDA5400 (4, 6, 7, 8, 9, 10, 12, 15, 16, 17
y 18)
2.1.2.− Medir tensiones en emisor, base colector de T1 de FI (nota todas las tensiones se realizaran en CC y
entre la patilla indicada y masa).
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2.1.3.− Medir tensiones en las siguientes patillas del integrado: TEA2014A de conmutación (2, 3, 5, 6, 7, y 8)
2.2.− VISUALIZACIÓN DE LOS OSCILOGRAMAS FUNDAMENTALES DE FI.
Condiciones: el televisor deberá estar sintonizado en el canal 3 con señal de escalera de grises e imagen
perfectamente sincronizada.
2.2.1.− Medir oscilogramas en los siguientes puntos de el integrado TDA5400 (1, 3 y 4)
Realizadas en las paginas siguientes.
2.2.2.− Medir los oscilogramas de base, colector y emisor de T1.
Realizadas en las paginas siguientes.
2.2.3.− Medir los oscilogramas del integrado TEA2014A.
Realizadas en las paginas siguientes.
2.3.− VERIFICACIÓN DE LA ENTRADA Y SALIDA DE LA SEÑAL DE VIDEO. (CONMUTACIÓN DEL TV
A POSICIÓN DE MONITOR A VIDEO).
2.3.1.− Verificación del circuito de salida de vídeo. Condiciones: Aplicar señal de RF, canal 3, procedente de
una mira con escales de grises.
• Medir el nivel de salida de vídeo en la patilla 2 del TEA2014A.
El nivel de salida es de 2'8V.
2.3.3.− En la situación de la practica anterior, aplicar una señal de vídeo de 1Vpp, Z=75 ohmios con barras
de color, directamente en el euroconector para el TDA5400. Sobre la pantalla del TV aparecerá la imagen
aplicada. En esta situación el TV está como monitor de vídeo.
Realizada en la practica.
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2.3.4.− Explicar que es lo que ha ocurrido, razonando el funcionamiento del circuito mediante un pequeño
diagrama de bloques.
Cuando metemos por el euroconector una señal de vídeo, el televisor se conmuta en modo monitor y se
visualiza la señal aplicada, eliminando la señal procedente de la sintonía y FI.
2.4.− ESTUDIO DEL CIRCUITO DEL CAG.
2.4.1.− Estudio del CAG directo: voltímetro a pin 3 del TDA5400. Variar el nivel de RF en antena y obtener
las variaciones de CC sobre dicho pin, trazando la curva correspondiente sobre el papel milimetrado.
Realizado en las paginas siguientes.
2.4.2.− Estudio del CAG diferido: voltímetro a pin 5 del sintonizador UV712. Obtener la curva de CAG
diferido de forma similar a la del apartado anterior.
Realizado en las paginas siguientes.
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