Amplificador de pequeña señal y a frecuencias medias

Índice:
Introducción
Etapa 1 (JFET, Configuración de autopolaricación).
Análisis en continua.
Estudio en alterna.
Etapa 2 (Bipolar en emisor colector común, polarización mediante divisor de tensión).
Análisis en continua.
Análisis de recta de carga.
Estudio de zona de corte y saturación.
Análisis en alterna
Valores reales tomados en el laboratorio con el amplificador.
Etapa 3 (Configuración de emisor seguidor)
Análisis en continua.
Análisis de recta de carga.
Estudio de zona de corte y saturación.
Análisis en alterna.
Estudios de ganancias.
7) PSPICE
Fichero .OUT y Gráficas
INTRODUCCIÓN:
A continuación se expondrá una breve explicación sobre como se realizará el circuito y los datos asignados al
mismo efecto:
El diseño es el de un amplificador de pequeña señal y a frecuencias medias, con componentes discretos. El
amplificador debe cumplir las siguientes especificaciones:
• Impedancia de entrada > 1 M.
• Impedancia de salida < 75 .
• Ganancia de tensión > 45 dB.
• Se alimentará con un generador de corriente continua de 12 V.
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A tal efecto, se realizará el amplificador con tres etapas las cuales vendrán a realizarse como:
• La primera etapa será realizada con un jfet, ya que se necesitará para el caso, que la impedancia de entrada
sea bastante grande, lográndolo con una configuración de autopolarización. Esta impedancia de entrada no
se podría conseguir eficazmente con un bipolar sin deteriorar otros aspectos que se requerirán para hacer el
circuito.
• La segunda etapa se realizará con un bipolar, en emisor común (polarización mediante divisor de tensión),
con el objetivo de amplificar.
• La tercera y última etapa se realizarán con otro transistor bipolar, en configuración colector común.
A continuación se dará una breve explicación sobre la ganancia en voltaje a conseguir:
Para obtener la ganancia propuesta, que debe ser mayor de 45 decibelios se deberán realizar los siguientes
cálculos, a modo de aclaración:
Gv > 45 dB.
DB (decibelios) = 10 · log | P1 / P2 |.
Potencia disipada = V^2 / R.
P1 = V1^2 / R.
P2 = V2^2 / R.
DB = 10 · log | P1 / P2 | = 10 · log | (V1^2 / R) / ( V2^2 /R) | = 10 · | V1^2 / V2^2 |.
DB = 20 · log | V1 / V2 |.
Las medidas en decibelios con respecto a un miliwatio serían, a su vez:
DBm = 10 · log | P / 10^−3 |.
Las medidas en decibelios con respecto a tensiones serían:
DBv = 20 · log | V |.
Así los voltajes a alcanzar por el amplificador deberían ser superiores a:
45 = 20 · log | V |; V = 177.82 voltios;
El circuito multietapas a realizar es el siguiente:
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ETAPA 1 (JFET, CONFIGURACIÓN DE AUTOPOLARIZACIÓN):
Se ha realizado un estudio, del punto de polarización en alterna, teniendo en cuenta que, la condición más
favorable para obtener la máxima excursión de señal sin distorsión es que el punto de trabajo esté en el centro
de la recta de carga en alterna, ya que esta en la que limita la excursión de señal.
Este circuito no amplificará en demasía ( no tiene una ganancia en tensión muy grande, del orden de 2), se
utilizará para adaptar la impedancia de entrada y ponerla muy alta, ya que esta viene dada solo por la Rg.
El transistor utilizado para dicho circuito es el siguiente:
Modelo 2n3819, cuyas características son:
Pol N.
Package pinout T092 F.
1 Drain (Drenador).
2 Gate (Puerta).
3 Source ( Surtidor).
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Po (max.) 200 mW (Tª = 25 ºc).
Vgs (th)(max.) −8 V.
Vdg (max.) 25 V.
Vds (max.) 25 V.
Idss (min.) 2 mA.
Igs (max.) 2 nA.
Yps (min) 2 ms.
Cgs (max.) 8 pF.
Las aplicaciones de este transistor son de amplificación en general.
El circuito de esta etapa es el que a continuación se indica:
La configuración de autopolararización elimina la necesidad de tener dos fuentes de cd. El voltaje controlado
de compuerta−fuente se determina ahora por el voltaje a través de un resisitor Rs, introduciendo en la terminal
de la fuente de la configuración, como se muestra en la figura anterior.
ANÁLISIS EN CONTINUA:
Para el análisis en continua, los capacitores pueden reemplazarse por circuitos abiertos, y el resisitor Rg, por
un equivalente de corto circuito ya que Ig = 0 A. El resultado es la red de la figura siguiente:
La corriente a través de Rs es la corriente de fuente Is, pero Is = Id, por lo que la ecuación quedaría:
Vrs = Id · Rs;
Para la malla cerrada, tenemos que :
−Vgs − Vrs = 0;
Vgs = − Vrs;
Vgs = −Id · Rs;
Se debe tener en cuenta que, Vgs es una función de la corriente de salida Id y no un valor de magnitud
constante como ocurre para la configuración de polarización fija.
Las siguientes ecuaciones definirán la configuración de la red , junto con la ecuación de shockley,
relacionando las cantidades de entrada y salida del dispositivo:
Id = Idss · ( 1 − Vgs / Vp )^2.
Vgs = −Id · Rs.
Id = Idss · ( 1 + (Id · Rs ) / Vp)^2.
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Obteniéndose así la ecuación de segundo grado:
Id^2 + K1 · Id + K2 = 0;
La ecuación cuadrática, puede resolverse para la solución apropiada de Id.
Gráficamente se podría hacer de la siguiente manera:
Utilizando las características de transferencia del dispositivo, se tiene que:
El nivel de Vds se puede determinar al aplicar la ley de voltaje de kirchoff al circuito de salida, con el
resultado:
Vrs + Vds + Vrd − Vcc = 0.
Vds = Vcc − Vrs − Vrd = Vcc − Is · Rs − Id · Rd.
Vds = Vcc − Id · (Rs + Rd).
Además tenemos que:
Vs = Id · Rs.
Vg = 0 V.
Vd = Vds + Vs = Vcc − Vrd.
Por lo que resta solo realizar los cálculos pertinentes:
Primeramente se deberán obtener ciertos datos a bien de resolver el circuito bien polarizado. Para ello se
deberá obtener la Vp y la Idss, pudiéndose adquirir mediante diversos métodos:
• Mediante el trazador, se obtienen los valores de Vgs = −1.050V, Vds=6V, Id = 3.6 mA.
• O bien cogiéndolos del catálogo, Vp = −8, Idss = 15 mA.
• La última forma de obtenerlo es midiéndolo en los siguientes circuitos:
Con este circuito se obtendrá la medición de la Id, para ello la Vgs está a 0V, y se medirá la Id, obteniendo así
su valor.
Aquí, tenemos que la Id = 0A, midiéndose la Vcc1 para obtener así el valor de Vp.
Vgs = −Vcc1
|Vcc1| > |Vp|.
Teniendo ya los valores de la Idss y la Vp se podrán obtener los otros valores faltantes:
Vgs = −Id · Rs;
Id = Idss ( 1 + (Id · Rs ) / Vp)^2; 3.75 = 15 ·(1 + (3.75 · Rs) / −8)^2
Rs = 1.06 K.
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Ahora se podría hallar la Rd de dos formas, o bien fijando la ganancia a tener el circuito, que sería de la
siguiente forma:
V = −gm · (Rd // rd);
V = (−2 · Idss / |Vp|) ·(Rd//rd).
O bien de la siguiente forma, indicando que el circuito trabaje en zona lineal:
Vds < Vgs − Vp;
Vds < −4 + 8 ;
Vdg < −Vp; Vdg < 4
Vds = Vcc − Id (Rs + Rd); 4 = 12 − 3.75 (1.06 + Rd)
Rd= 3.19 K.
Obteniendo así todos los datos de los que carecíamos.
ESTUDIO EN ALTERNA:
Cálculos para pequeña señal:
El circuito en pequeña señal queda tal que así:
Las impedancias de entrada y salida serán las siguientes:
Zi = Rg = 3 M.
La Rg se pondrá de 2 M para así tener una impedancia de entrada alta (especificada en los requisitos del
circuito), ya que la impedancia de entrada solo se ve afectada por la Rg.
Zo = rd // Rd => como rd >> Rd; Zo = Rd = 3.19 K.
La ganancia en tensión será:
Gv = Vo / Vi = ((rd // Rd) · gm · Vgs) / Vgs = (−Rd · gm · Vgs) / Vgs = −Rd · gm
Gv = 3.19 · −3.75 = −11.96.
Gm = −2 · Idss / |Vp| = −2 · 15 / 8 = −3.75.
El signo da negativo por estar la señal de salida, desfasada 180º con respecto a la de entrada.
ETAPA 2 (Bipolar en emisor colector común, polarización mediante divisor de tensión):
Lo primero que hacemos es calcular la intensidad de colector y la tensión colector−emisor, en el punto de
trabajo (Q), para que la amplitud de la señal sea máxima con el mínimo recorte posible. Ya que esta etapa es
la que amplifica la señal (es la etapa de mayor amplificación del circuito) y nos interesa que la señal
amplificada, tenga la mayor amplitud posible sin recorte.
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El punto de trabajo o polarización (Q), del amplificador de señal, se sitúa en el centro de la recta de carga para
alterna, ya que es la mejor consideración para la máxima excursión de señal sin corte.
Esto se hace con el objeto de que la salida del amplificador no nos recorte la señal de salida.
La forma de obtener este punto de trabajo, es haciendo que la máxima excursión por el pico máximo sea igual
a la máxima excursión por el pico mínimo. Para ello se tiene que subir un poco más el punto de polarización
en la recta de carga en continua, de forma que lo situemos en el centro de la recta de carga en alterna, ya que
la recta de carga en alterna es la que nos limita la excursión de señal.
Se podría poner antes que esta, otra etapa, a modo de adaptador de impedancia (un emisor seguidor) de una
etapa a la otra. También, se podría adecuar la señal, es decir se pone a una Zi alta y una Zo baja de la 1º etapa
y la 2º etapa se le mete una Zi baja y una Zo alta.
Además, tenemos que la impedancia de salida de la 1ª etapa está en paralelo con la impedancia de entrada de
la 2ª etapa.
En definitiva la adaptación de impedancias sirve para la máxima transferencia de energía.
Dado el siguiente esquema, se le dará valores adecuados a los componentes y al dispositivo para que trabaje
como un amplificador de pequeña señal, a frecuencias medias. La condición de polarización, es la de obtener
la máxima excursión de señal sin distorsión.
El circuito es el siguiente:
Para la realización y posterior montaje de dicho amplificador se utilizará un transistor tipo Q2n2222, por
motivos que luego se comentarán.
Las características son las siguientes:
Package / pinout = T018 c.
Ic (máx.) = 800 mA.
P (máx.) = 500 mW. Tª = 25 ºC.
Vceo (máx.) = 40 V.
Vcbo (máx.) = 75 V.
Hfe (min.−máx.) = 100−300 = .
Ic = 150 mA.
Vce = 10 V.
Fr (typ.) = 300 Mhz.
Las aplicaciones de dicho transistor son, en general, para propósitos de interrupción de alta velocidad.
El patillaje del transistor es el siguiente:
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Donde:
• Emisor.
• Base.
• Colector.
Y cuyos valores obtenidos en el medidor de transistores son:
Ic = 1.96 mA.
Ib = 10 uA.
Para una Vce = 6 V.
= 196.
Análisis en continua:
A continuación se empezarán a realizar los cálculos teóricos en continua, para así poder obtener las
incógnitas, cuyos valores nos darán la posibilidad de hacer el circuito correctamente. Para ello eliminaremos
todos los generadores de alterna y realizaremos un estudio de polarización en DC. Además, simplificaremos el
circuito realizando thevenin, para así facilitarnos los cálculos:
Cuyo equivalente en thevenin es:
Y cuyos valores se han obtenido gracias a:
Rth = R1 // R2 = (429 · 42.9 ) / (429 + 42.9) = 39 K
Vth = Vcc · R2 / R1 + R2 = 12 · 42.9 / ( 429 + 42.9) = 1.09.
Se hará un breve inciso sobre la resistencia Rc, a modo de aclaración:
Como la RL está en paralelo con Rc, esta última cogerá el valor de 1K o algo menor, por que al estar las dos
en paralelo el resultado es menor que la más pequeña de las dos, además, la Rc debe ser más o menos igual o
menor que la RL ya que para la máxima transferencia de potencia, la Zout debe ser igual a la Zin del circuito
siguiente.
Más adelante se realizará otro breve inciso sobre el tema.
Seguiremos con el análisis en continua:
Se supondrá el transistor en activa, ya que no puede ser de otro modo para una amplificación óptima Vbe =
0.7 V.
Se aplicarán las leyes de kirchoff, para así, obtener resultados:
La primera se realizará en el circuito de entrada, cogiendo la malla de base−emisor:
Vth = Ib · Rth + Vbe; Ib = (Vth − Vbe) / Rth;
La segunda se realizará en el circuito de salida, cogiendo la malla de colector−emisor:
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Vce = Vc = Vcc − Ic · Rc;
Ya que al ser Ve = 0, la Vc será igual a la Vce Vce = Vc − Ve.
Además, teniendo las siguientes ecuaciones se podrán obtener el resto de las intensidades del transistor:
Ic = · Ib;
Ie = Ib + Ic;
Para la obtención de las dos resistencias que polarizarán el circuito se tendrá en cuenta la siguiente ecuación:
R1 = 10 · R2;
Y también, el punto de trabajo ( Vce, Ic), cuyo objetivo es hallar el centro de la recta de carga, para que el
amplificador no distorsione.
Se ve que el transistor está claramente en activa, ya que:
Vbe = 0.7 V> 0 V
Vbc = Vb − Vc = 0.7 − 6 = −5.3 V < 0 V.
Esto se halla gracias a los valores conseguidos en la recta de carga, que a continuación explicaremos:
Análisis de la recta de carga:
Donde:
VceQ = Vcc − IcQ · Rc.
IcQ · rc
(IcQ · rc) + (IcQ · Rc) = Vcc; sabiendo que rc = Rc // RL.
IcQ · (Rc + rc) = Vcc.
Vcc − (IcQ · Rc) = IcQ · rc.
Vcc − IcQ · Rc = IcQ · (RL · Rc) / (RL + Rc).
1150.75 − 363.6 · Rc − 1.96 · Rc^2.
Rc = 3.06 K.
Rc = −188.77 K.
Como una resistencia no puede ser negativa, cogemos los 3.06
De esta manera, se observa que la excursión a la salida será prácticamente la amplitud de la recta de carga en
continua siendo ésta la máxima que se puede obtener.
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Al mismo tiempo, se puede comprobar que cuanto menor sea el nivel RC // RL, mayor será la pendiente y por
tanto menor será la ganancia de voltaje en alterna. Dicho de otra forma, si fijamos un valor de Rc, tenemos
que cuanto menor sea RL, menor será la ganancia.
(IcQ · Rc) + VceQ = Vcc.
VceQ = Vcc − (IcQ · Rc) = 12 − (1.96 · 3.06) = 6.
Ib = Ic / = 1.96 / 196 = 0.01 mA.
A continuación sacaremos los valores de las dos resistencias R1, R2:
Ib = (Vth − Vbe) / Rth = (((Vcc / R2) · R2) − Vbe) / ((R1 · R2) / (R1 + R2))
Como tenemos el valor de Ic podemos obtener la intensidad de base:
Ib = Ic / = 2.5 /196 = 12.7 A
Una vez obtenida la intensidad de base, podemos sustituir los valores en la ecuación anterior despejar R2.
12.7 = (((12 · R2) / (R1 + R2)) − 0.7) / ((R1 · R2) / (R1 + R2))
12.7 · ((R1 · R2) / (R1 + R2)) = (((12 · R2) / (R1 + R2)) − 0.7)
Si consideramos que R1 = 10 · R2 tenemos que:
R2 = 33.87 K.
Como sabemos la R2 tenemos establecida una relación entre R1 R2 que es la siguiente:
R1 = 10 · R2 = 338.7 K.
La recta de carga en alterna es la siguiente:
IcQ = 1.96 mA.
VceQ = 6 V:
Ic = Ic(t) + IcQ.
Vce = Vce(t) + VceQ.
Vce(t) = −Ic(t) · (Rc // RL).
Vce − VceQ = (Ic − IcQ) · (Rc // RL).
Vce = (−Ic + IcQ) · (Rc // Rl) + VceQ.
Se calculará la intensidad de colector para saturación y tensión de colector−emisor para el corte, para poder
establecer la recta de carga en continua; los cálculos son los siguientes:
Zona de corte:
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Vce = (−Ic + IcQ) · (Rc // Rl) + VceQ; Donde Ic = 0 por estar en corte, entonces queda que:
Vce = IcQ · (Rc // RL) + VceQ; como Rl es la impedancia de entrada de la etapa3, tenemos que Zi3 = 95.894.
Vce = 13.2 V.
Zona de saturación:
Vce = (−Ic + IcQ) · (Rc // RL) + VceQ; Donde Vce = 0 por estar en saturación:
Ic = (IcQ · (Rc // RL) + VceQ) / (Rc // RL) = IcQ + VceQ / (Rc // RL).
Como Rl = Zi3 = 95.894.
Ic = 5.09 mA.
También se podría calcular la pendiente de la recta de carga mediante:
Tg = −1 / ( Rc // RL).
Vth = Vcc · R2 / (R1 + R2)
Vth = Ib · Rth + Vbe
Uniendo las dos ecuaciones tenemos que:
Vcc · R2 / (R1 + R2) = Ib · Rth + Vbe
Como R1 = 10 · R2; lo sustituimos en la ecuación y queda que:
R2 = 33.87 K.
R1 = 338.7 K.
Así se obtendrán los valores de thevenin y las demás tensiones que faltan:
Rth = R1 · R2 / (R1 + R2) = 30.79 K.
Vth = Vcc · R2 ( R1 + R2) = 1.09 V.
Y de aquí salen los valores de la Vbe, Vce y de las intensidades del transistor:
Vbe = Vth − Ib · Rth = 0.7 V
Vce = Vc = Vcc − Ic · Rc = 12 − 6 = 6 V.
Ic = · Ib = 1.96 mA.
Ie = Ib + Ic = 1.97 mA.
Así, por tanto se ve que, efectivamente, el transistor está en activa, y el punto de trabajo es el Vce (Q), Ic (Q)
= (6 V, 1.96 mA).
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Otro punto a tener en cuenta son los condensadores, que deben ser altos, nosotros se los hemos puesto de 10
uf.
Hemos obtenido la Vce e Ic, de donde podemos calcular la potencia que será el producto de ambas y que
valdrá 0.012 W. La potencia que obtenemos nos sirve para escoger el transistor apropiado, además de
comprobar que sea compatible con la tensión de colector−emisor y colector−base.
Para nuestro caso, y revisando el catálogo de transistores podemos coger el transistor Q2n2222, a cuyas
características me pueden valer para el diseño:
Q2n2222 A = 196 (100 − 300);
Vcb (máx.) = 75 V.
Vce (máx.) = 40 V.
Ic (máx.) = 800 mA.
Pw (máx) = 500 mW.
Nuestro objetivo es obtener la máxima excursión de señal a la salida. Esta me viene delimitada por la recta de
carga en alterna, por tanto, tenemos que hacer que la pendiente de la recta de carga de alterna sea lo más
parecida posible a la recta en continua.
Para ello resolvemos el circuito en alterna:
Vce = −Ic · (Rc // RL);
Ic = iC + ic iC = Ic − ic;
Vce −vce = −(Ic − ic) · (Rc // RL)
Vce = vce + ic · (Rc //RL) − iC · (RC // RL);
Hemos obtenido la ecuación de la recta en alterna y tenemos que la pendiente de esta es −1 / (Rc // RL).
De esta forma tan solo hay que igualar ambas pendientes y tenemos que:
Para Vce = 0; Ic = ic + Vce + Vce / (Rc // RL);
Para Ic = 0; Vce = vce + ic · (Rc // RL);
1 / Rc = 1 / (Rc // RL) ; Rc = Rc // RL, de donde RL = 1K y por tanto Rc << RL para que se cumpla la
igualdad.
De esta forma, se podría fijar la resistencia de colector a unas 10 veces menor que la resistencia de carga,
obteniendo la Rc, que sería entorno a unos 100 o 200 .
La máxima excursión de señal a la salida sin distorsión viene dada por la menor diferencia entra Vce (Q) y el
eje de Ic, en nuestro caso 6 V y el punto de corte de la recta de carga en alterna 9 V. Aplicando lo dicho
tenemos que 9 − 6 = 3 V.
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Este último es el menor y es el que limita la máxima excursión de señal a la salida y que en nuestro caso, y en
las condiciones de diseño, habíamos impuesto que esta fuese entre la zona de saturación y de corte
aproximándose a la recta de carga en continua.
Análisis en alterna:
Eliminaremos las fuentes en continua y sustituiremos el transistor por su modelo de pequeña señal (modelo de
transconductancia):
Tenemos que la ro esta en circuito abierto al ser muy grande (casi infinito)
A partir de ahí se hallaran todos los valores:
Re = Vt / Ie = 26 / 1.97 = 13.19.
R = · re = 196 · 13.19 = 2586.8
Vo = −Io (Rc // RL) = − · Ib (Rc // RL); ya que como ro es infinito, el circuito esta abierto; Vo = 5.8 V.
Iin = Vin / Zin = 20 / 12.82 = 1.56
A continuación hallaremos las impedancias, tanto de entrada como de salida y las ganancias, tanto las de
tensión como la de intensidad:
Impedancia de entrada:
Zin = Rth // · re = 30 // 196 · 13.19 = 29.6.
Impedancia de salida:
Zout = Rc = 3.06K.
Ganancia de tensión:
Gv = Vo / Vi = − · Ib · Rc / re · Ib · =− Rc / re = 3.09 / 13.19 =
= 234.
Ganancia de intensidad:
Gi = Io / Ii = 2.94 / 1.56 = 1.88.
Una vez obtenidos todos los valores solicitados y como suplemento al diseño del amplificador, vamos a
calcular la máxima tensión Vi en alterna que se puede aplicar a la red para la zona activa:
Sabemos que en pequeña señal la tensión de base−emisor debe ser menor a 10mV; Vbe<10 mV. Atendiendo
al modelo de pequeña señal, tenemos que la tensión Vbe=Vi<10 mV.
La otra condición para que el transistor este en activa es que la tensión de base−colector sea mayor que cero.
Para ello, la tensión de colector debe ser mayor a la tensión de base y por tanto:
Vbc > 0
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Vc > Vb = 0.7 V; por tanto Vc (t) + Vc > Vb y obtenemos la inecuación Vc(t)>0.7−6.
Para resolver esta ecuación, tenemos que resolver Vc (t) en función de Vi(t) y para ello tomamos:
Vc (t) Vo
V0 / Vi (t) = Gv
Por tanto Vc (t) = Gv · Vi(t)
Sustituimos en las ecuaciones dadas y obtenemos que:
Vc (t) > 0.7 − 6;
Gv · Vi (t) > −5.3;
Vi (t) < −5.3 / −234 = 0.022 mV.
Siendo esta la tensión máxima que se puede aplicar a la entrada del amplificador en alterna.
Por tanto, para la tensión que se aplica desde el generador, con Vi = 20 mV, se podrá trabajar con el
amplificador sin ningún problema y para cualquier tensión de entrada menor a 0.022 mV.
VALORES REALES TOMADOS EN EL LABORATORIO CON EL AMPLIFICADOR:
Estudio en continua:
Ie = mA.
Ib = mA.
Ic = mA.
Vbe = V.
Vce = V.
Ve = V.
Vb = V
Vc = V
Vbc = V.
Estudio en alterna:
Iin = mA.
Iout = mA.
Impedancias y ganancias:
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Ganancia de tensión:
Gv = Vo / Vi = .
Ganancia de corriente:
Gi = Io / Ii = .
Impedancia de entrada:
Zin = −−>Rth [Author:A] / · re = K.
Impedancia de salida:
Zout = Rc = K.
A modo de aclaración se dirá que las impedancias se han tomado de la siguiente forma:
La impedancia de salida se ha medir poniendo en paralelo a la resistencia de carga (RL) un potenciómetro, el
cual se va regulando hasta obtener la mitad de la tensión que había en las bornas de la resistencia. A
continuación se saca el potenciómetro y se mide el resultado en un polímetro, el cual nos dará el valor de la
impedancia de salida.
La impedancia de entrada se medirá igual, solo que esta vez se pondrá el potenciómetro a la entrada del
circuito y en serie.
ETAPA 3 (Configuración de emisor seguidor):
Esta etapa se realiza para adecuar la impedancia de salida, pedida para realizar el circuito. Esta debe ser menor
a 75 .
La etapa viene dado por el siguiente circuito:
A modo de aclaración se realizará una explicación de cómo funciona dicha configuración:
Cuando la salida se toma desde el terminal del emisor del transistor, la red recibe el nombre de emisor
seguidor. El voltaje de salida siempre es un poco menor que la señal de entrada, debido a la caída de la base al
emisor, aunque la aproximación V = 1 casi siempre es satisfactoria. A diferencia del voltaje de colector, el
voltaje de emisor está en fase con la señal Vi. Esto es, tanto Vo como Vi alcanzan sus valores pico positivo y
negativo al mismo tiempo. El hecho de que Vo siga la magnitud de Vi con una relación en fase, explica el uso
de la terminología emisor seguidor.
En realidad, puesto que el colector está conectado a tierra en el análisis de ca, ésta es de hecho una
configuración de colector común.
La configuración de emisor seguidor se utiliza a menudo con propósitos de acoplamiento de impedancia.
Presenta una elevada impedancia en la entrada, así como un valor bajo en la salida, lo que es por completo
opuesto a la configuración estándar de polarización fija. El efecto resultante es muy similar al que se obtiene
con un transformador, donde la carga se acopla a la impedancia de la fuente para la transferencia máxima de
potencia a través del sistema.
A continuación se realizarán los cálculos del punto de polarización y recta de carga en alterna:
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Lo primero que hacemos es calcular la intensidad de colector y la tensión colector emisor, en el punto de
trabajo (Q), para que la amplitud de la señal de salida sea máxima con el mínimo recorte posible. Ya que esa
etapa es la que se va a situar a la salida del amplificador (para obtener, como hemos dicho antes, una
impedancia de salida baja) y nos interesa que la señal amplificada, tenga la mayor amplitud posible sin
recorte.
El punto de trabajo o polarización (Q), del amplificador de señal, se sitúa en el centro de la recta de carga para
alterna, ya que es la mejor consideración para la máxima excursión de señal sin recorte. Esto se hace con el
objetivo de que la salida del amplificador no nos recorte la señal de salida.
La forma de obtener este punto de trabajo, es haciendo que la máxima excursión por el pico máximo sea igual
a la máxima excursión por el pico mínimo. Para ello se tiene que subir un poco más el punto de polarización
en la recta de carga en continua, de forma que lo situemos en el centro de la recta de carga en alterna, ya que
la recta carga en alterna es la que nos limita la excursión de señal.
A continuación se expondrán las rectas de carga, tanto en continua como en alterna:
Vce(t) = −Ic · rc.
VceQ = Vcc − (IcQ · Re).
Vcc = Ib · Rb + Ie · Re.
Ic = Ie.
Ic = · Ib.
Ie = Ic + Ib.
La gráfica sería tal que así:
Como rc = Re, tenemos que:
(IcQ · rc) + (IcQ · Re) = Vcc.
IcQ · (Re + rc) = Vcc.
IcQ = Vcc / (rc + Re) = 12 / ( 1 + 1 ) = 6 mA.
A continuación se hallará el valor de VceQ:
(IcQ + Re) + VceQ = Vcc.
VceQ = Vcc − ( IcQ · Re ) = 12 − (1 · 6 ) = 6 V.
Al tener Ic y Vce podremos obtener, acto seguido todas las otras incógnitas:
Ic = Ib · .
Ib = Ic / = 6 / 204 = 0.0294 mA
= 204.
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Y teniendo que el transistor va a estar en activa Vbe = 0.7 V.
Ib · Rb + Vbe + Ve = Vcc; Ib · Rb = Vcc − Vbe − Ve; Rb = (Vcc − Vbe − Ve) / Ib.
Rb = (12 − 0.7 − 6) / 0.0294 = 180.272 K.
Para la recta de carga en alterna sería:
Tenemos que los valores de intensidad de colector en el punto de trabajo y de tensión colector−emisor en el
punto de trabajo son:
IcQ = 6mA.
VceQ = 6 V.
Con lo que tenemos que:
Ic = Ic(t) + IcQ.
Vce = Vce(t) + VceQ.
Vce(t) = −Ic(t) · rc.
Vce − VceQ = (Ic − IcQ) · rc.
Vce = (−Ic + IcQ) · rc + VceQ.
Para poder calcular la intensidad de colector en alterna, se deben hallar la intensidad de colector en saturación
y la tensión de colector−emisor para el corte:
Zona de corte:
Vce = (−Ic + IcQ) · rc + VceQ; donde Ic = 0 por estar en corte.
Vce = 0 · rc + IcQ · rc + VceQ; Vce = IcQ ·rc + VceQ =6 · 1 + 6 = 12 V.
Vce = 12 V.
Zona de saturación:
Vce = (−Ic + IcQ) · rc + VceQ; donde Vce = 0 para que esté en saturación
0 = −Ic · rc + IcQ · rc + VceQ.
Ic = IcQ + ( VceQ / rc).
Ic = 6 + 6 / 1 = 12 mA.
Ic = 12 mA.
La gráfica en alterna quedaría así:
17
Como se puede ver en el esquema y en los cálculos de la recta de carga anteriores, la recta de carga en alterna
coincide con la recta de carga en continua, esto es debido a que no tiene el circuito amplificador una
resistencia de carga (RL) a la salida.
La pendiente de la recta de carga y demás cálculos se podrían haber realizado también como:
Tg = −1 / rc.
A continuación se realizará el estudio de la etapa en alterna, en pequeña señal, que queda de la siguiente
manera:
Ic = Ie = 6 mA.
Ie = ( + 1) · Ib.
Impedancia de entrada:
Zi = Rb // Zb.
Zb = · re + ( + 1) · Re; Zb = · (re + Re) = 204 · ( 4.3 + 1) = 204.8772.
Determinaremos re = 26 / Ie = 26 / 6 = 4.3 .
· re = 204 · 4.3 = 883.9 .
Por lo que la impedancia de entrada queda que es:
Zi = Rb // Zb = 180.272 // 204.8772 = 95.894 K.
Impedancia de salida:
La impedancia de salida se describe mejor escribiendo primero la ecuación para la corriente Ib.
Ib = Vi / zb.
Y luego al multiplicar por ( + 1) para establecer Ie, es decir:
Ie = ( + 1) · Ib = ( + 1) · Vi / Zb.
Al sustituir por Zb obtenemos que:
Ie = (( +1) · Vi ) / ( ·re + ( + 1) · Re).
Ie = Vi / ( re + Re).
Obteniéndose la configuración siguiente:
Para determinar Zo, Vi se hace igual a cero:
Zo = Re // re.
Puesto que Re es generalmente mucho más grande que re, se aplica con frecuencia la siguiente aproximación:
18
Zo = re.
Zo = 4.3 .
Ganancia de tensión:
Aplicando la regla del divisor de voltaje tenemos que:
Vo = (Re · Vi) / ( Re + Vi).
V = Vo / Vi = Re / ( Re + re).
Ya que Re es comúnmente mucho mayor que re, Re + re = Re:
V = Re / Re = 1.
Ganancia de intensidad:
Ib = (Rb · Ii ) / ( Rb + Zb).
Ib / Ii = Rb / ( Rb + Zb).
Io = −Ie = −( + 1) · Ib.
Io / Ib = − ( + 1).
De modo que:
i = Io / Ii = (Io / Ib ) · ( Ib / Ii).
i = −( +1) · Rb / ( Rb + Zb).
i = ( · Rb ) / ( Rb + Zb) = (204 · 180.272) / (180.272 + 204.8772) = 95.483.
i = −V · Zi / Re.
ANALISIS CON PSPICE
A continuación de adjunta el esquema y las graficas más representativas de la practica, con el fin de poder
comprobar de forma visual los resultados obtenidos de forma teóricos para después compararlos con las
obtenidas en el laboratorio.
Esquema.
El esquema del circuito se ha realizado mediante un programa de esquemáticos tipo ORCAD.
19
Fichero .OUT.
Tras ejecutar PSPICE, el programa nos facilita una primera información en el fichero .OUT, el cual ya ha sido
comentado en el Anexo número 1 de las practicas de PSPICE de esta misma asignatura.
**** 01/06/2000 10:46:37 ******** NT Evaluation PSpice (July 1997) *******
AMPLIFICADOR CON TRES ETAPAS
**** CIRCUIT DESCRIPTION
**************************************************************************
VIN 1 0 AC 10M SIN(0 10M 1K)
C1 1 2 3.3U
RG 2 0 3.3MEG
J1 4 2 3 J2N5457
.MODEL J2N5457 NJF(VTO=−6 BETA=0.138M)
RS 3 0 1K
CS 3 0 100U
RD 4 5 2.33K
C2 4 6 3.3U
20
VCC 5 0 12
R1 5 6 344K
R2 6 0 34.4K
Q1 8 6 0 Q2N2222
.MODEL Q2N2222 NPN (BF=200 IS=4E−15)
RC 8 5 2.43K
C3 8 9 3.3U
RB 9 5 151.54K
Q2 5 9 10 Q2N2222
RE 10 0 1K
C4 10 11 3.3U
RL 11 0 15K
.OP
.TRAN 1.000U 5.000M 0
.AC DEC 101 10 10.000K
.PROBE
.END
_
**** 01/06/2000 10:46:37 ******** NT Evaluation PSpice (July 1997) *******
AMPLIFICADOR CON TRES ETAPAS
**** BJT MODEL PARAMETERS
**************************************************************************
Q2N2222
NPN
IS 4.000000E−15
BF 200
21
NF 1
BR 1
NR 1
**** 01/06/2000 10:46:37 ******** NT Evaluation PSpice (July 1997) *******
AMPLIFICADOR CON TRES ETAPAS
**** Junction FET MODEL PARAMETERS
**************************************************************************
J2N5457
NJF
VTO −6
BETA 138.000000E−06
**** 01/06/2000 10:46:37 ******** NT Evaluation PSpice (July 1997) *******
AMPLIFICADOR CON TRES ETAPAS
**** SMALL SIGNAL BIAS SOLUTION TEMPERATURE = 27.000 DEG C
**************************************************************************
NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE
( 1) 0.0000 ( 2) 30.45E−06 ( 3) 2.0995 ( 4) 7.1081
( 5) 12.0000 ( 6) .7023 ( 8) 5.9614 ( 9) 7.1542
( 10) 6.4274 ( 11) 0.0000
VOLTAGE SOURCE CURRENTS
NAME CURRENT
VIN 0.000E+00
VCC −1.104E−02
TOTAL POWER DISSIPATION 1.33E−01 WATTS
**** 01/06/2000 10:46:37 ******** NT Evaluation PSpice (July 1997) *******
AMPLIFICADOR CON TRES ETAPAS
22
**** OPERATING POINT INFORMATION TEMPERATURE = 27.000 DEG C
**************************************************************************
**** BIPOLAR JUNCTION TRANSISTORS
NAME Q1 Q2
MODEL Q2N2222 Q2N2222
IB 1.24E−05 3.20E−05
IC 2.49E−03 6.40E−03
VBE 7.02E−01 7.27E−01
VBC −5.26E+00 −4.85E+00
VCE 5.96E+00 5.57E+00
BETADC 2.00E+02 2.00E+02
GM 9.61E−02 2.47E−01
RPI 2.08E+03 8.09E+02
RX 0.00E+00 0.00E+00
RO 1.00E+12 1.00E+12
CBE 0.00E+00 0.00E+00
CBC 0.00E+00 0.00E+00
CJS 0.00E+00 0.00E+00
BETAAC 2.00E+02 2.00E+02
CBX 0.00E+00 0.00E+00
FT 1.53E+18 3.94E+18
**** JFETS
NAME J1
MODEL J2N5457
ID 2.10E−03
VGS −2.10E+00
23
VDS 5.01E+00
GM 1.08E−03
GDS 0.00E+00
CGS 0.00E+00
CGD 0.00E+00 _
**** 01/06/2000 10:46:37 ******** NT Evaluation PSpice (July 1997) *******
AMPLIFICADOR CON TRES ETAPAS
**** INITIAL TRANSIENT SOLUTION TEMPERATURE = 27.000 DEG C
**************************************************************************
NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE NODE VOLTAGE
( 1) 0.0000 ( 2) 30.45E−06 ( 3) 2.0995 ( 4) 7.1081
( 5) 12.0000 ( 6) .7023 ( 8) 5.9614 ( 9) 7.1542
( 10) 6.4274 ( 11) 0.0000
VOLTAGE SOURCE CURRENTS
NAME CURRENT
VIN 0.000E+00
VCC −1.104E−02
TOTAL POWER DISSIPATION 1.33E−01 WATTS
JOB CONCLUDED
TOTAL JOB TIME .35
Graficas
Gráfica de señal de entrada
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Grafica de tensión de salida
25
En estas gráficas se puede observar de forma visible el nivel de amplificación que se obtiene en este circuito,
ya que las escales en cada gráfica son distintas
Análisis en frecuencia
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En esta gráfica se observa que para frecuencias medias, la ganancia permanece constante, ya que la máxima
ganancia se obtiene a partir de los 50Hz, cumpliendo el circuito los requisitos solicitados.
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