Tema 8: Amplificación. Contenidos

Tema 8: Amplificación.
Contenidos
8.1 Objetivos
8.2 Conceptos Previos
8.3 Modelos H de un transistor bipolar
8.4 Modelo π o de Giacoletto
8.5 Conceptos sobre amplificadores
8.6 Características de las configuraciones del transitor
bipolar
8.7 Modelos de Pequeña Señal FET
8.8 Características de las configuraciones del transistor
MOS
8.9 Análisis de Amplificadores con realimentación
1
8.1 Objetivos
Una vez aprendidos los elementos básicos de la electrónica
(transistores y diodos) y los circuitos básicos de polarización
•El objetivo de este tema es aprender a analizar y diseñar
estructuras para amplificar señales tanto de tensión como de
intensidad, ya sean simples o diferenciales
•Aprenderemos cuales son las mejores características que
deben reunir estos amplificadores
2
8.2 Conceptos Previos. Notación.
va,ia
VA,IA
vA,iA
Pequeña Señal
Gran Señal
Cualquier Señal = Gran Señal + Pequeña Señal
3
8.2.2 Conceptos previos. Cuadripolos
para pequeña señal
•Es conveniente disponer de una representación sencilla de los circuitos y
componentes lineales que nos permita describir fácilmente su comportamiento
de cara al exterior cuando operamos con pequeñas señales
•Los cuadripolos representan estas características eléctricas sin necesidad de
preocuparnos por la topología y los componentes de un circuito concreto.
•Por ejemplo, el funcionamiento de un amplificador puede describirse por unos
parámetros de ganancia, impedancia de entrada y de salida, sin necesidad de
conocer el circuito y los componentes que lo integran.
Definición
Un cuadripolo es un circuito
con 4 nudos (polos)
accesibles desde el exterior
agrupados en 2 puertos
4
8.2.2 Conceptos Previos. Cuadripolos.
•Dependiendo de qué variables consideremos dependientes o independientes,
podemos tener distintos tipos de cuadripolos para un mismo circuito
•Usaremos los cuadripolos H que consideran variables independientes la i1 y v2,
siendo dependientes de estas v1 e i2, para describir, transistores, diodos o circuitos
complejos
v1  hi  i1  hr  v2
hi
i2  h f  i1  ho  v2
h f i2
v1
hi 
i1 v
hf 
hr v2
i2
i1
2
v1
hr 
v2
0
ho 
v2  0
i2
v2
ho
i1  0
5
i1  0
8.3 Modelos H de un transistor Bipolar.
• Un problema que tenemos a la hora de hallar el cuadripolo H de un transistor es que
este tiene 3 terminales mientras que, un cuadripolo tiene 4.
•Compartiremos un terminal como polo tanto de entrada como de salida
•Dependiendo de qué terminal compartamos hablamos de 3 configuraciones del
transistor
•Configuración EC
(Emisor Común)
•Configuración BC
(Base Común)
•Configuración CC
(Colector Común)
6
8.3.2 Modelo H de una configuración EC.
Nuestro
objetivo
v1  hi  i1  hr  v2
i2  h f  i1  ho  v2
•Configuración EC
(Emisor Común)
Partimos de las Ecuaciones de Ebers-Moll y de
las leyes de Kirchoff que permiten expresar
cualquiera 2 variables del transistor en función
de otras dos:
v1  vBE  vBE iB , vCE   f i1 , v2 
i2  iC  iC iB , vCE   g i1 , v2 
Pero estas ecuaciones son en general exponenciales de forma más o
menos complicada.
Sin embargo, desarrollándolas en serie en torno a un punto (Punto de
Operación de continua) vamos a ver que tienen la misma forma que las
expresiones de un cuadripolo H
7
8.3.2 Modelo H de una configuración EC.
El punto en torno al cual vamos a desarrollar las funciones vBE e
iC, es el punto de polarización dado por IB y VCE.
El desarrollo lo haremos mediante un polinomio de Taylor de
primer orden.
VBE

 v
v
vBE  vBE iB , vCE   vBE I B ,VCE   BE  iB  I B   BE  vCE  VCE 
iB
vCE
IC

 i
iC
C






iC  iC iB , vCE  iC I B ,VCE 
 iB  I B 
 vCE  VCE 
iB
vCE
vBE
v
 ib  BE  vce
iB
vCE
iC
iC
ic 
 ib 
 vce
iB
vCE
vbe 
vbe  hie  ib  hre  vce
ic  h fe  ib  hoe  vce
Modelo H de pequeña señal
de un EC
8
8.3.2 Modelo H de una configuración EC.
vbe  hie  ib  hre  vce
ic  h fe  ib  hoe  vce
•Configuración EC
(Emisor Común)
•Válido tanto para
NPN como para PNP
•En cualquier
configuración el
transistor se puede
sustituir por este
modelo
Las demás configuraciones del transistor admiten el mismo
tratamiento, llegando a circuitos iguales cambiando el subíndice e
por c → CC o b → BC
9
8.3.2 Modelo H de una configuración EC.
•Los parámetros H de un transistor Bipolar pueden extraerse del
modelo Ebers-Moll del transistor, pero obviamente tienen valores
distintos para cada punto de operación y los cálculos no son
sencillos
•Por esto la mayoría de fabricantes los proporcionan para
distintos puntos de operación. De forma que, conocido el punto
de operación del transistor, podemos mediante tablas encontrar el
valor de los parámetros H
Búsqueda Tabulada
•Unicamente hfe es conocido de una forma sencilla, ya que los
transistores bipolares operan en Z. Activa cuando se utilizan
para amplificación:
h fe 
iC

iB
10
8.3.2 Modelo H simplificado
•Para un gran número de casos nos encontramos con que los
parámetros hre ~ 0 y hoe → ∞
Modelo de parámetros H
simplificado
•Válido tanto para
NPN como para PNP
•Este modelo ha sido derivado para una configuración de EC, sin
embargo, cualquier transistor sea cual sea su configuración
se puede sustitur por el modelo de parámetros H de EC.
11
8.4 Modelo π o de Giacoletto
•Para evitar el problema de la tabulación y poder encontrar los
parámetros de un modelo de pequeña señal de una forma
sencilla, Giacoletto desarrolló un modelo basándose en el
funcionamiento del transistor.
•Este modelo permite tener en cuenta los efectos de la frecuencia
Modelo de parámetros π
12
8.4.2 Modelos π simplificados
•Si no tenemos que tener en cuenta los efectos de la frecuencia,
el modelo π se puede simplificar eliminando los condensadores y
según la aplicación las resistencias rbb’, rμ e incluso ro
•El modelo más simple sería:
•Válido tanto para
NPN como para PNP
Modelo de parámetros π
simplificado
•Modelo válido
para cualquier
configuración
13
8.4.2 Modelos π simplificados
•Los principales valores del modelo π los podemos calcular
analíticamente de los datos del punto de operación (En el modelo
simplificado: todos)
•El resto serán suministrados por el fabricante
IC
VTE
g
1
I
g   B  m
r VTE

V
ro  A
IC
gm 
gm

g
14
8.5 Conceptos sobre Amplificadores
¿Qué es un amplificador?
Salida(t)=K*Entrada(t-t0)
K=>Ganancia del Amplificador (K>1)
Salida Entrada
K  cte  Distorsión de amplitud
t0  cte  Distorsión de fase
Tensión
(Potencia)
Corriente
15
8.5.2 Tipos de Amplificadores.
Amplificador de Tensión
VeA
Zi

VS Z S  Z i
VO
ZL

Av  VeA Z O  Z L
VO
Zi
ZL


 Av
VS Z S  Z i Z O  Z L
Z i  Z S ; Z i 
   V
O
 Av

V
S
Z O  Z L ; Z O 
 0
16
8.5.3 Tipos de Amplificadores.
Amplificador de Intensidad
I eA
ZS

IS ZS  Zi
IO
ZO

AI  I eA Z O  Z L
IO
ZS
ZO


 AI
IS ZS  Zi Z O  Z L
Z i  Z S ; Z i 
 0 
IO

 AI

I
S
Z O  Z L ; Z O 
  
17
8.5.4 RTh y Ganancias
Cualquier tipo de
amplificador
io
ii
v
Av  o
vi
v
Avs  o
vs
AI 
Av 
vo io  RL
R

 AI  L
vi ii  Ri
Ri
Avs 
vo
io  RL
RL

 AI 
Ri  Rs 
vs ii  Ri  Rs 
18
8.5.5 Análisis General de un Circuito de
Amplificación a frecuencias medias
ZC  
•Pasivación de
fuentes
independientes
de Continua
+
19
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración EC con parámetros H. Ai, Av, Ri
Ri
io  h fe  ib
AI  
 h fe
ii
ib
vo io  RL
RL
Av  
 h fe
vi ib  hie
hie
vi
Ri   hie
ii
20
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración EC con parámetros H. Ro, R’o
Ro
Ro 
R’o
VTest
I Test
ib  0  h fe  ib  0  ITest  0 
R’o
Ro 
VTest

ITest
VTest hfeib0

   RL
I Test
21
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración CC con parámetros H. Ai, Av, Ri
vi ib  hie  1  h fe  ib  RL
Ri  
 hie  1  h fe  RL
ii
ib
io ib  h fe  ib
AI  
 1  h fe
ii
ib

1  h fe  ib  RL
vo
io  RL
hie
Av  

 1
vi ib  hie  io  RL ib  hie  1  h fe  ib  RL
Ri 22
Ri
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración CC con parámetros H. Ro, R’o
Ro
R’o
Ro 
VTest
I Test
VTest
 ib  hie
hie
Ro 


I Test  1  h fe  ib 1  h fe 
Si hubiese una etapa previa
con resistencia de salida
Ro,prev:
R'O  RO RL
RO 
RO , prev  hie
1  h 
fe
23
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración BC con parámetros H. Ai, Av, Ri
Ri
 ib  hie
hie
vi
Ri  

ii  1  h fe  ib 1  h fe
 h fe  ib
h fe
io
AI  

ii  1  h fe  ib 1  h fe
 h fe  ib  RL h fe  RL
vo
io  RL
Av  


vi  ib  hie
 ib  hie
hie
24
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración BC con parámetros H. Ro, R’o
Ro
Ro 
R’o
VTest
I Test
ib  0  h fe  ib  0  ITest  0 
R’o
Ro 
VTest

ITest
VTest hfeib0

   RL
I Test
25
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración EC con RE con parámetros H. Ai, Av, Ri
Ri
vi ib  hie  1  h fe  ib  RE
Ri  
 hie  1  h fe  RE
ii
ib
io  h fe  ib
AI  
 h fe
ii
ib
 h fe  ib  RL  h fe  RL
vo
io  RL
Av  


vi ib  hie  1  h fe  ib  RE
ib  Ri
Ri 26
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración EC con RE con parámetros H. Ro, R’o
Ro
Ro 
R’o
VTest
I Test
ib  hie  1  h fe  ib  0  ib  0  ITest  0 
R’o
Ro
VTest hfeib0

   RL
I Test
VTest


ITest
27
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración CC con parámetros π. Ai, Av, Ri
v  ib  r
Ri
Ri 
vi ib  r  ib  g m v   RL ib  r  ib  g m  ib  r   RL


 r  1     RL
ii
ib
ib
io ib  g m  v
AI  
 1 
ii
ib

vo
ib  g m  ib  r RL
RL
1
Av  

; re 
vi ib  r  ib  g m  ib  r RL re  RL
g m  g
28
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración CC con parámetros π. Ro, R’o
Ro
R’o
Ro 
VTest
I Test
VTest
 ib  r
r
Ro 


I Test  1  g m  r   ib 1   
Si hubiese una etapa previa
con resistencia de salida
Ro,prev:
R'O  RO RL
RO 
RO , prev  r
1   
29
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración CC con RC
•Se puede comprobar (realizar
como ejercicio) que las
características de esta etapa son
exactamente las mismas que las
de CC
Por lo que no tiene un estudio
propio y se suele denominar
también configuración CC
30
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración BC con parámetros π. Ai, Av, Ri
Ri
Transformación de Fuente de Corriente:
31
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Configuración BC con parámetros π. Ai, Av, Ri
Ri
vi
1
1
Ri   r

 re
ii
g m g m  g
io  g m  v
gm

AI  


 v
ii
g m  g   1
re
vo  g m  vi RL
Av  
 g m  RL
vi
vi
32
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Tabla Resumen (ro, 1/hoe) →∞
EC
AI
Ri
AV
 h fe
ECRE
 h fe
CC
1  h fe
BC
EC
ECRE
h fe


CC
BC
1 

1  h fe
1 
hie
h 
1
r 
hie 
r

r


hie (1  hie ) R
r
g  g
(1   ) RE (1   ) R
fe
E (1  h ) R 1  h
fe
L
L
fe
RL
RL
hie
RL
RL
RL
 h fe
h fe
1
 h fe
g m RL
 g m RL  
Ri
hie
Ri
hie
Ri RL  re
e
m
Ro
∞
∞
R’o
RL
RL
Ro , prev  hie
1  h fe
∞
∞
∞
RO RL
RL
RL
RL
Ro , prev  r
1 
RO RL
∞
RL
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Tabla Resumen
EC
AI
Ri
AV
 h fe
ECRE
 h fe
CC
1  h fe
BC
EC
ECRE
h fe


CC
BC
1 

1
1  h fe
1 
hie
h 
1
r 
hie 
r

r


hie (1  hie ) R
r
g  g
(1   ) RE (1   ) R
fe
E (1  h ) R 1  h
fe
L
L
fe
RL
RL
hie
RL
RL
RL
 h fe
h fe
1
 h fe
g m RL
 g m RL  
Ri
hie
Ri
hie
Ri RL  re
e
m
1
Ro
∞
∞
R’o
RL
RL
Ro , prev  hie
1  h fe
∞
∞
∞
RO RL
RL
RL
RL
Ro , prev  r
1 
RO RL
∞
RL
8.6 Características de las configuraciones
del transistor Bipolar
Resistencia de Salida si ro o 1/hoe < ∞
Aunque se modifican más casillas, sólo lo tendremos
en cuenta para las resistencias de salida
Ro
EC
ECRE
CC
BC
1
hoe
f ( RE )
Ro , prev  hie 1
1  h fe
hoe
f ( Ro, prev )
R’o
RO RL
f ( RE ) 
h fe 
1 
hie RE 
 1 
hoe  hoe  hie 
EC
ro
ECRE
g ( RE )
CC
Ro , prev  r
1 
BC
ro
RO RL
g ( RE )  ro  1  g m  ro r RE 
g ( Ro, prev )
8.7 Modelos de pequeña señal FET.
Transistor MOS.
Se procede de igual forma que en el caso de transistores bipolares:
ID

 i
i
i
iD  iD vGS , vDS , vSB   iD VGS ,VDS ,VSB   D  vGS  VGS   D  vDS  VDS   D  vSB  VSB 
vGS
vDS
vSB
i
i
i
id  D  vgs  D  vds  D  vsb
vGS
vDS
vSB
gm 
iD
1 i
i
; gO   D ; g mb  D
vGS
rO vDS
vSB
id  g m  vgs  gO  vds  g mb  vsb
Modelo de pequeña señal de
un transistor NMOS o PMOS
36
8.7 Modelos de pequeña señal FET.
Transistor MOS.
Los transistores MOS operan en zona de saturación cuando se
utilizan como amplificadores:
iD 
n
vGS  VT 2  1    vDS 
2
VT  VTO  

2F  VSB  2F

iD
gm 
 2   ID
vGS
i
i V

g mb  D  D  T   g m 
vSB VT vSB
2 2F  VSB
1 i
I
gO   D    I D  D
rO vDS
VA
id  g m  vgs  gO  vds  g mb  vsb
Modelo de pequeña señal de
un transistor NMOS o PMOS
37
8.7 Modelos de pequeña señal FET.
Transistor MOS.
Generalmente gm >> gmb por lo que podemos simplificar el modelo:
Modelo de pequeña señal
simplificado (NMOS o
PMOS) (versión Norton)
Modelo de pequeña señal
simplificado (NMOS o
PMOS) (versión Thevenin)
  g m  rO
38
8.7.2 Modelos de pequeña señal FET.
Transistor JFET.
Los modelos de pequeña señal de un transistor JFET son idénticos a
los de un transistor MOS ya que sus ecuaciones en zona de saturación
son similares
Modelo de pequeña señal
simplificado (nFET o pFET)
La única diferencia está en el valor de los parámetros:
iD
 2   ID
vGS
1 i
I
gO   D    I D  D
rO vDS
VA
gm 
39
8.7.3 Modelos de pequeña señal con efectos
capacitivos de transistores MOS y JFET.
Para tener en cuenta los efectos de los condensadores en un transistor
MOS o JFET, simplemente basta considerar los condensadores que
aparecen en la estructura entre G - D, y entre G - S
40
8.8 Características de las configuraciones
del transistor MOS
Configuración SC. Ai, Av, Ri
Ri
Ri 
vi

ii
RL
   vi 
vO 
rO  RL
io
AI   
ii
vo    RL   gmro
Av  
 
  g m  rO RL 
vi rO  RL
41
8.8 Características de las configuraciones
del transistor MOS
Configuración SC. Ro, R’o
Ro
R’o
VTest
Ro 
 rO
I Test
R'O  rO RL
42
8.8 Características de las configuraciones
del transistor MOS
Configuración DC. Ai, Av, Ri
Ri
Ri 
vi

ii
io
AI   
ii
vo
  RL
Av  
vi   1RL  rO
vO 
RL
 vi  vO 
rO  RL
43
8.8 Características de las configuraciones
del transistor MOS
Otras Configuraciones
Configuración GC
Configuración SC con RS
Configuración DC con RD
44
8.8 Características de las configuraciones
del transistor MOS
Tabla Resumen
SC
AV
Ro
R’o
SCRS
 g m  rO RL  
   RL
   RL
1   RS  RL  rO
rO  RL
rO
1   RS  rO
DC
DCRD
  RL
1   RL  rO
  RL
1   RL  RD  rO
rO
1   
rO  RD
1   
GC
g m  rO RL  
  RL
rO  RL
rO 
1   RO, prev
RO RL
45
8.8 Características de las configuraciones
del transistor MOS
Tabla Resumen
SC
AV
Ro
R’o
SCRS
 g m  rO RL  
   RL
   RL
1   RS  RL  rO
rO  RL
rO
1   RS  rO
DC
DCRD
GC
  RL
1   RL  rO
1
  RL
1   RL  RD  rO
1
g m  rO RL  
  RL
rO  RL
rO
1   
rO  RD
1   
rO 
1   RO, prev
RO RL
46
8.9 Análisis de Amplificadores con
Realimentación
Teorema de Miller
=
Z1 
Demostración
V1  V2 V1 1  K  V1


Z
Z
Z1
 1
V2 1  
V2  V1
K  V2

I2 


Z
Z
Z2
Z K
Z2 
K 1
Z
1 K
K
V2
V1
I1 
47
8.9 Análisis de Amplificadores con
Realimentación
Realimentación CB •Entre otras cosas,
mejora las estabilidades del circuito
h fe  50
hie  1.1 k
200
1 K
vO
K
v1
200  K
K 1
48
8.9 Análisis de Amplificadores con
Realimentación
Realimentación CB
200
1 1/ K
200
1 K
RL
K  h fe
 50
hie
10
200
1 1/ K
1.1
•Configuración EC
entre vo y v1
K=vo/v1= -432.85
¡¡Este valor de K es válido para calcular
Av, Ai, y Ri, pero NO para Ro !!
49
8.9 Análisis de Amplificadores con
Realimentación
Realimentación CB
Ri
0,46
k
200,46
k
0,46 1,1
vO vO v1
Av     432,85 
 13,6
vi v1 vi
10  0,46 1,1
Ri  10  0,46 1.1  10,32 k
io
Ri
10,32
AI   Av
 13,6 
 14,74
ii
RL
200,46 10
50
8.9 Análisis de Amplificadores con
Realimentación
Realimentación EB
•Evita la disminución en la Ri
debida a la red de polarización
Circuito de
Continua
Circuito de
Pequeña señal
51
8.9 Análisis de Amplificadores con
Realimentación
Realimentación EB
•Configuración CC
entre vo y v1
vO
Av  K 
v1
R3
1 K
R3
RB1 RB 2
1 1/ K
K
RL
;
RL  1 /( g m  g )
RL 
R3
RB1 RB 2 RE
1 1/ K
52
8.9 Análisis de Amplificadores con
Realimentación
Condensador de Emisor
• RE Mejora las estabilidades del circuito
de polarización
•Disminuye la ganancia del Circuito
•Para mantener elevada la ganancia y
las estabilidades, introducimos CE
Hidalgo López, José A.; Fernández Ramos Raquel; Romero Sánchez,
Jorge (2014). Electrónica. OCW-Universidad de Málaga.
http://ocw.uma.es. Bajo licencia Creative Commons AttributionNonCommercial-Share-Alike 3.0 Spain
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