T805.pdf

ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL.
FACULTAD
DE
INGENIERÍA
ELÉCTRICA
TESIS DE GRADO
•"AMPLIFICADOR ESTEREOFONICO DE ALTA FIDELIDAD'
C^lEe^
POR: FERNANDO CEVALLOS JACOME
TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE
INGENIERO ELÉCTRICO 'EN LA ESPECIALIZACION
DE INGENIERÍA ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES
QUITO, MARZO DE
1979
•RESUMEN DJ| LA TESIS PREVIA A LA OBTENCIÓN DEL TITULO DE
INGENIEROJELECTRICO EN LA ESPECIALIZACION DE INGENIERÍA
ELECTRÓNICA Y TELECOMUNICACIONES.
TEMA: AMPLIFICADOR ESTEREOFONICO DE ALTA FIDELIDAD
NOMBRE: Carlos Fernando Cevallos Jácome
En la tesis se desarrolla una discusión, lo más detallad
posible, acerca de algunas consideraciones de diseño
d
un amplificador» de audiofrecuencia de alta fidelidad. S
ha dividido en cinco capítulos.
i
En el primero se expone las especificaciones estándar de
equipos de alta fidelidad, y las especificaciones del e
quipo construido. Del segundo al cuarto capítulo, se di
cute el diseño de las distintas etapas constitutivas: Pr
amplificador, Amplificador de Potencia y Fuentes de pode
El quinto capítulo contiene los resultados experimentale
irue se obtuvieron'luego de construir el equipo.
«i
Las mediciones de polarización coinciden con los valores
esperados, lo que demuestra la validez del criterio de d
seño. Los valores del rango dinámico tienen mayor dife
rencia con las especificaciones, sin embargo son aceptables.
Certifico que el presente
trabajo ha sido realisado
por el señor
Fernando G£
vallos Jácome.
4
ING, NELSON DÍAZ MONCAY-0
Director de Tesis
DEDICATORIA
Al pueblo del Ecuador, quien ha
pagado mis estudios. Porque más
temprano* que
tarde
triunfe en
su lucha por la consecución del
socialismo.
vi-;;:
•>
j*¿;
-
AGRADECIMIENTO
Agradezco a fc todas las personas
que de
una u otra forma colaboraron en la rea_
lización del presente trabajo.
En for
ma particular al Ing.Hugo Banda, quien
corrigió los manuscritos
y
a la Srta.
Ana Viteri, quien lo mecanografió.
Í N D I C E
PAGINA
CAPITULO I
GENERALIDADES
1."1
Introducción
1.2
Especificaciones Estándar de
equipos de alta fidelidad
1) Ecualización de tocadiscos
'2) Controles operativos -
1.3
Especificaciones Generales de
diseño
CAPITULO II
•
PRE AMPLIFICADOR
2.1
Características del Preamplificador
6
2,1.a
Entradas
6
1) Entrada de Tocadiscos
6
2) Entrada de Grabadora
6
3) Entrada de Sintonizador
6
4) Entrada de Micrófono
6
2,1.b
Salidas
7
2.1.c
Controles operativos
7
1) Control de volumen
7
2) Control de altos
7
3) Control de bajos
7
4) Control de balance
7
PAGINA
2,2.
Ecualización. Análisis matemático
•
8
2.3
Diseño del Preamplificador
2.3.1
Consideraciones Generales de diseño
14
213.2
Entrada de Sintonizador
14
2.3.3
Entrada de Tocacintas
2.3.4
Entrada para Micrófono
17
2.3.5
Entrada para Tocadiscos
18
2.3.6
Diseño de la Segunda Etapa
20
.
13
'
16
k
2.3.7
Diseño de la Salida para Grabadora
22
2.3.8
Controles de Tono
24
2.3.9
Control d e volumen
-
.
Diagrama General del Preamplificador
CAPITULO III
2
4
26
AMPLIFICADOR DE POTENCIA
3.1
Características del Amplificador
3.2
Análisis de Amplificadores de
Simetría Complementaria
•
.
27
27
3.3
Diseño del Amplificador
28
3.3.1
Distorsión de cruce
29
3.3.2
Estabilización Térmica
30
3.3.3
Estabilización
del punto de
Operación
-
30
3.3.4
Circuito de Entrada
31
3.3.5
Desacoplamiento de Señales
33
• '••• '
CAPITULO I
GENERALIDADES
.1
Introducción:
El presente trabajo pretende exponer en u
ña forma detallada una discusión referente a algunas
consideraciones de diseño de un amplificador estereofó_
nico de alta fidelidad.
Se ha dividido en 5 capítulos.
En el primero se expondrán las características que
'be cumplir el equipo..
de_
Del segundo al cuarto se discu-
te sobre el diseño de los diferentes componentes ,
amplificador, amplificador de potencia y fuentes.
Fi_
nalmente se_^ exponen los resultados experimentales
que
se obtuvieron luego de construir el amplificador .
1.2
Especificaciones estandard de equipos de alta fideli-'
dad:
Ha sido muy difícil conseguir "especificaciones es_
tandar" de equipos de alta fidelidad por cuanto el tér_
mino "alta fidelidad" se encuentra todavía en discusión, sin embargo, se considera como "bueno" un
ampli^
ficador que tenga' una respuesta de frecuencia que vaya
de 25 Hz a 20 KHz a - 1 db
y que tenga una distorsión
armónica total menor q'ue el II .
He aquí algunas
las características que debe cumplir:.
de
PAGINA
b)
Regeneraciones Parásitas
52
c)
disipación de Potencia
52
Mediciones de Parámetros
52
a)
Mediciones de Polarización
52
^bl
Mediciones Dinámicas
55
5.2
1) Distorsión Armónica
55
2] Respuesta del Control de Volumen
56
/\W\ ' 3] Respuesta del Control de Tono
V J \\4) Separación
de Canales
57
•'
58
5) Desbalanceamiento
58
6) Relación Señal/Ruido
58
7) Distorsión de Intermodulacién
58
5.3
Análisis cualitativo de los
- Parámetros
5.4
Conclusiones y Recomendaciones
APÉNDICE
58
59
CARACTERÍSTICAS DE LOS ELEMENTOS
USADOS
CA 3048
61
2N 696
64
2N 1131
66
REFERENCIAS
68
BIBLIOGRAFÍA
69
PAGINA
I
3.3', 6
Compensación de Frecuencias
34
3.3.7
Red de Zobel
34
3.3.8
Cálculo de los Componentes
35
a)
Cálculo de las Fuentes
35"
b)
Transistores de Potencia
35
c)
Cálculo General
38
Diagrama General del Amplificador
de Potencia
CAPITULO IV
'
46
FUENTES DE ALIMENTACIÓN
Y PROTECCIONES
4.1
•
a)
. .
Necesidad de Protección
47
Protección de Cortocircuitos
47
1) Fusibles y Llaves térmicas
47
2) Lámparas Fusibles
47
.
3) Protectores Electrónicos
48
b)
Protección de Sobretensión
48
c)
Protección de Desbalanceamiento DC
48
4.2
Características
49
4.3
Diseño de los Circuitos
CAPITULO V
5.1
a)
de las Fuentes
49
CONCLUSIONES
Consideraciones Generales de Montaje
51
Ruido
51
.
"
2.2.
'
I
•
.
PAGINA
•
8
'
' • !Ecualizacion.
• ' . .
Análisis matemático
2.3
Diseño del Preamplificador
.
13
2.3.1
Consideraciones Generales de diseño
14
213.2
Entrada de Sintonizador
14-
2.3.3
Entrada de Tocacintas
2.3.4
Entrada para Micrófono
2.3.5
Entrada para Tocadiscos
2.3.6
Diseño de la Segunda Etapa
2.3.7
Diseño de la Salida para Grabadora •
22
2.3.8
Controles d'e Tono
24
2.3.9
Control de volumen
"
16
17
'
18
.
20
-
.
.
'Diagrama General del Preamplificador
CAPITULO III
2
4
26
. AMPLIFICADOR DE POTENCIA
3.1
Características del Amplificador
3.2
Análisis de Amplificadores de
Simetría .Complementaria
3.3
Diseño del Amplificador-
3.3.1
Distorsión de crucé
3.3.2
Estabilización Térmica
3.3.3
Estabilización del punto de
27
-
27
.
28
i
Operación
\-
•
29
30
30
3.3.4
Circuito de Entrada
31
3.3.5
Desacoplamiento de Señales
33
1) Ecualización de Tocadiscos: Cuando se graba un
co, para evitar que sea demasiado grande el sur
se graba con una respuesta de frecuencia como
mostrada en la figura 1 . 1 .
.
Frecuencia (Hz)
.
- FIG.
1.1
Características RIAA de grabación de
.discos.
Por tanto el reproductor debe tener una respues
de frecuencia complementaria como la mostrada e
figura 1.2, para que se restituya la señal y la
binación resultante sea plana.
Frecuencia (Hz)
FIG. 1.2
Característica RIAA del reproductor de discos
2) Controles Operativos: Debido a muchas' razones entre
I
las cuales se cuentan las características acústicas
f
del local en donde va a usarse el amplificador, ca_
"i
racterísticas de los parlantes e incluso a problemas fisiológicos del oído, debe variarse a voluntad
la respuesta de frecuencia del amplificador*
Para
ello se dispone de los controles de tono, cuyas
ca.
racterísticas de respuesta se muestran en la figura
1.3.
c
Frecuencia (Hz)'
FIG. 1.3-
Acción de los Controles
de tono.
El control de intensidad sonora o volumen debe
te-
ner una respuesta logarítmica por cuanto el oído
percibe con mayor sensibilidad variaciones de
dos a bajo nivel y el control debe tener una
riencia de variación lineal.
soni_
apa-
Además, cuando se
es_
cucha música a un nivel inferior, que el normal ( se
toma como referencia el nivel de un concierto en vi_
vo), los oídos tienden a atenuar las frecuencias ex_
tremales'altas y bajas del espectro audible.
Po
esta razan, para tener una respuesta plana apare
debe variarse la respuesta de frecuencia conform
se varíe el nivel de salida. "Esto se logra con
Control de "Loudress", al cual he traducido
co
control de "presión sonora", el mismo que debe
ner una respuesta-como la mostrada en la figura
Este control va incorporado al control de volume
PQ
¡ K-J-: i-w/iTítth i "
1
.
~f
! ¡ j ~| [ [J |
L! 11 í
J~1
í"fTI!
a
rrrp
Frecuencia (líz)'
FIG. 1 . 4 '
Frecuencia de respuesta requerida a
diferentes niveles de audición para
una respuesta de frecuencia plana.
1.3
Especificaciones Generales de Diseño:
Como el amplificador que deseamos construir le hemo
denominado de "alta fidelidad", deberá cumplir con
curvas y datos anotados en la sección 1.2.
Las ca
terísticás generales d'e diseño son,
Potencia de salida:
25 W por canal sobre una
carga de 8 n.
Ancho de banda:
de 15 Hz a 25 KHz a -1 db
Distorsión armónica total:
menor"que 1 %
Respuesta del control de
tonos:
. 1.3
Respuesta de presión sonora: Fig. 1.4
Respuesta de la. Red
de
ecualización:
Fig. 1.2
Separación de canales:
mayor que 60 db
Relación señal/ruido:
mayor que 60 db
CAPITULO II
2.1
Características del Preamplificador
2.1.a
Entradas:
El Preamplificador tendrá cuatro entrad
por cada canal.
1)
Entrada de tocadiscos: Alta impedancia con ecual
ción.
2)
Estas son:
La sensibilidad será de 14 mV a 1 KHz.
Entrada de Grabadora: Alta impedancia, con sensib
dad variable entre 2 m V y 500 m V.
amplificación será de servicio.
El control
Ancho de banda
KHz a -3 db.'
3)
Entrada de sintonizador: Alta impedancia con sen
lidad variable entre 2 m V y 500 m V.
amplificación será de servicio.
El contro
Ancho de banda
KHz a -3 db.
4)
Entrada de Micrófono: Alta impedancia con sensib
dad de 1 m V. 'Ancho de banda 25 KHz a -3 db.
puesta de frecuencia plana'.
2.1.b
Salidas":
i»
- ; -Habrán dos salidas de baja impedancia
una auxiliar para grabadora, sin control de tonos ni
volumen y otra para el amplificador de potencia
controles de tonos y volumen.
de salida es 1 Vrms,
2.1.C
La amplitud
con
máxima
• '
Controles Operativos:
Habrán cuatro controles:
1) Control de volumen: Realmente d.ebería llamarse
con-
trol de "presión sonora" (Loudress) . Las curvas -del
control pueden verse en la sección 1.2, figura 1.4.
2) Control de altos: Es parte del control de tonos,
la
respuesta de frecuencia puede verse en la sección
•
1.2, figura 1.3.
3) .Control de bajos: Es también parte del- control de t
nos.
Su respuesta de frecuencia puede verse en
sección'1.2, figura 1 .3 ,v
El control de tonos,
la
por
ser pasivo, tendrá una atenuación total de 20 db.
4) Control de balance: Este control podrá variar la
nancia de cada uno de los canales.
ga_
Al tiempo que au
menta la ganancia de un canal, deberá disminuir
la
del otro.
des_
La separación entre canales a máximo
balance será superior a 16 db.
'2.2
Señalización.
Análisis Matemático
Como se expuso en el capítulo I, la amplificación
tocadiscos deberá tener una respuesta de frecuenci
mo la que se muestra en la figura 1.2. esta curva
de aproximarse tal como se muestra en la figura 2.
•N
15
>
•n
10
5
"íd
0
Pá
-10
<d
•o
-15
X
i
x.
x
N•s,
s^]
*>
•-.,
\
"^
•H
—i
td
20
100
to
'
IK
10K
20K
Frecuencia (HZ)
. . . _ ' '
"
FIG. 2.2.1
• •
Respuesta de frecuencia aproximada
para un amplificador.
En un amplificador
operacional, como el mostrado
la figura 2.2.2. la ganancia está dada en la ecuac
(2.2.1), en donde 1\ Z2 pueden ser cualquier impedancia.
(2.2
FIG, 2.2.2
Configuración general de
un amplificador con AO's
SÍ'%2 hacemo.s una impedancia tan compleja como la
trada en-la. figura 2.2.3 * y Z L es una resistencia,
mos_
te_
nemos:
1
*2
i_.+
FIG.
2.2.3
i
(2.2.2)
Impedancia Z¿. del AO
R2
C'2.2.3)
JÜJC2R3
y la _ganancia será
R 2 (1
G =
(2.2.4)
Si hacemos que:
RI « R 2
«
y.
(2.2.5)
c2 <-
y definimos
R2
R3
(2.
R3 C2 =
ü)3
la ganancia será
T,
•
R2¿
D
0)
—
0)3
Ü3
—
CÜ2
(2.
G =
.
J
Ü)
0)1
W3
0)3
de ( 2 . 2 . 5 ) y (2 . 2 . 6) , .tenemos
(2.
CÜ2 « 0)3
y podemos considerar
a)
SÍ
ü)
a ( 2 . 2 . 7 ) en cuatro casos
« 03;
La ecuación 2 . 2 . 7 puede aproximarse a •
G -
G „ = 20 log
(2.
(2.2
-Á . ' • : - . ,
No depentie de la frecuencia.
La respuesta es plana
dentro djs los límites considerados,
b) Si
(DI « te « ü)2
.
.
La ganancia (2.2.7) puede apro.ximarse a
(2.2.11)
G db
z
. R2
. u
20 log — - 20 log
R!
tú
(2.2.12)
Ahora tenemos que la ganancia tendrá una caída de
20 db/década, a partir del valor dado por (2.2.10).
C) SÍ'
ü)2 « W « ÍÜ3
La ecuación
(2.2.7) puede reducirse a
ü)
tu 2
(2.2.13)
R i f 5L- + u
db
s 20
log —
(2.2.14)
y como wi y 0)2 son constantes, por serlo GI, R2 y -
R 3 , tenemos que la ganancia vuelve a ser consta
d) Finalmente, si hacemos
co » 0)3
la ecuación (2.2.7) puede escribirse como
(2.2
por tanto,
db " 20
20 log
20 log
CÜ2
(2.2
Como R2., RI , W2 7 ^3 son constantes , los dos pr
ros sumandos de la ecuación (2.2.16) serán
tam
constantes y la ganancia bajará (debido al
ter
sumando) con una pendiente de
20 db/década. •
Se deduce entonces, que la respuesta de frecuen
(uniendo los cuatro casos analizados) será como
mostrado en la figura 2.2.1
con:
- .76 Hz
(2.2.17)
~
530 Hz
(2.2.18)
3 KHz
(2.2.19)
2TT
—
27Í
'
(1)3
—
2ir
2.3
=
Diseño del Preamplificador:
En el diseño del
preamplificador se usaron amplifica-
dores operacionales (AO's) RCA del tipo CA 3048
dispone de cuatro AO's por cada integrado.
que
Este es un
dispositivo de uso especializado para circuitos de
diofrecuencia de bajo ruido.
Sus características
au
es-
tán dadas en el apéndice.
2.3.1
Consideraciones generales de diseño:
El AO CA 3048 nos da una ganancia de lazo abierto de
f
52 db.
La máxima ganancia requerida debido a la
en
trada de más bajo nivel y atenuación introducida por
el control de tonos es de 80 db.
Por tanto cada
trada del preamplificador tendrá dos etapas.
en
La pri_
mera es independiente para cada entrada y la segunda
común.
"
' .
Entre estas- dos etapas están los controles de
'.
y volumen.
t
•
de 34 db.
2.3.2
t
*.
- se _c±130
- - - una gana
Para -,la etapa
común
Entrada de Sintonizador :
•
La sensibilidad es varia
. de 2 m V a 500 m V.
Gomo se requiere una salida
1 Vrms , la ganancia total debe variar entre 54 d
6 db . La segunda etapa tiene ganancia de 34 db
los controles dan una atenuación de 20 db ; en co
cuencia la ganancia de la primera etapa debe
entre 40 db y -8 db .
es
El ancho de banda es de 15
El circuito utilizado es el mostrado en la figur
2.3.1, en donde Ri
es la resistencia de entrada
cual se asumió igual a 1 00 K ti +_ 5% Ci y GI
pacitores de paso.
son
CI se asumió igual a . 47yF/
Primera etapa preamplificadora
para entrada de sintonizador.
'
se controla el ancho de banda y con R! la
ga^
nanciaJ- -El valor mínimo de R L , para obtener la
ga_
nancia máxima se eligió igual a 47 ti, para disminuir
la resistencia equivalente para ruido.
Entonces tenemos:
= Resistencia de realimentación
R
|G db' = 40 db
G
= 100
•.
-
RR = 100 x 47 ti = 4.7 K ti
R^ es el paralelo entre R
y la resistencia interna
de realimentación del AO (17.5 Kíí) .
R
=
RR
RÍ - RR
2
4 . 7 KÍ7 x 1 7 . 5 Kíí
R2
=
= 6.4
[17.5 - 4.7)
R2 = 6 . 8
Para calcular
coc =
51
KU
Luego •
1 '
2 u fc.R R
= 2 . 3 nF
C2 =
2ü x 15 KHz x 4 . 7
C 2 = 2.2 nF/100 V
El capacitor C\s de paso.
Se eligió un valor
de
500 y F / 5 0 V.
Para ganancia" mínima
R-R
max
G db = -8 db
G =
0,4
4 . 7 Kíí
= 12 K íí
R!
0.4 .
R! está compuesta por una resistencia de 47 Q en
rie con un potenciómetro de alta resolución de 1
2.3.3
Entrada de Tocacintas;
Es igual a la entrada del
tonizador excepto por el ancho de banda que sube
a
18 KHz; ~por lo tanto todo es lo mismo excepto C2,
1
E.
= 1 .9 nF
C 2 .=
2ir x 18 KHz x 4.7
C2 =
2.3.4
2 nF/100 V
Entrada para Micrófono:
*
Como la ganancia debe ser 46
db, con. RÍ igual a 47 ti +_ 51, se calcula R2
RR = G
RR = 200 x 47 n = 9.4 K
R2 =
RÍ- R R
17.5 KQ x 9.4 Kfi
= 20.3
17,5 Kíi - 9.4 Kfi
R2 = 20 M + U
El capacitor C2 debe cortar ahora en 25 KHz.
1_
2ir fe R R
1
x 25 KHz x 9.4
C2 =
= 677 pF
C2 - 680 PF/100V
2.3.5
Entrada para Tocadiscos:
. El circuito es el mostrad
en la' figura 2.3.2.
•
Ifi/tr
FIG. 2.3.2.
Primera etapa preamplificadora con red de
ecualización para entrada de tocadiscos.
Como la entrada es 2 mV a 20 Hz, la ganancia es
40'db.
.
G|db = 40 db
G = 100
'
•
Sabemos que R¿ = 1 7 . 5 Kfi , por tanto
C2 =
= • 0 . 1 2yF
2-rr x 76 Hz x 1 7 . 5
C2 = 0 . 1 2y F / 1 0 0 V
C2
= 2.5
R2 =
K Sí
2ir x 530 Hz x 0 . 1 2 u F
R 2 = 2 . 4 Kíí + 2 (
Ci =
f .
= 2 1 . 2 nF
2ir x 3 KHz x 2 . 5 K
! = 22 nF/100V
Y, finalmente, si la ganancia de 40 db tenemos a
cuencias b a j a s '
R i —-
RÍx
17-. 5
= 170 fí
Ri =
100
= 180 n + 2
2.3.6
Diseño de la segunda etapa:
En esta etapa estará
control de balance.
db.
La ganancia media se fijó en
Ganancia máxima tendremos con el potenciómet
en cero (figura 2.3.3).
Su valor se escogió igua
46 db.
del
control
e
[00 -i"2- ^^
1
+
Al ampli
\.^
_ / ~
-
\^
R2
cador de
potencia
500)$'
n
•
.C
P
Al otro
Canal
FIG. .2.3.3
Segunda etapa preamplificadora,
RR
"G
X
G l d b = 46
G
Si
=
200
= 10Q + 5'
R R = 200
x -10Q = 2
Rz
R± - R R
2 KQ x 1 7 . 5 KÍ2
R2 =
= 2 . 2 6 Kfí
( 1 7 . 5 - 2) Kfl
R2 = 2 . 2 KQ +_. 5 %
El ancho de banda de esta etapa será de 25 K H z , por
tanto,
1
C =
= 3.18 nF
2-ir x 25 KHz
x 2 Kfl
C = 3.3 nF/IOOV
Para ganancia media, el potenciómetro está en su valor medio, por tanto tenemos
G db - 34
G
=
'
50
P
RR
2
G
P
2
= 40
2
50
P = 2 (40- 10)íl = 60
P = 50 n
lineal.
La ganancia mínima será de
RT
G =
P
2 K íí
G =
=28.5
70 fl
G db = 29 db.
Lo cual da una diferencia de 17 db entre las seña
de los dos canales, cuando se tiene el máximo des
lance.
2.3.7
Diseño de la salida para grabadora:
Como esta sal
-no tiene los 20 db de atenuación ocasionados- por
controles operativos, la ganancia es solamente d
db.
En la figura 2.3.4, se muestra el circuito
se uso.
En este circuito tenemos
|G db = 14 db
G =
5
•
R-
FIG. 2 . 3 . 4
Salida de grabadora,
Para b a j o ruido, hacemos
= 47 fí + 5%
Por tanto
RR = G
R_ = 5 x 47 íí - 235 íí
R
y de aquí
R2 =
RÍ
RÍ
RR
"
RR
1 7 . 5 KQ x 235 n
R2 =
= 258 Sí
1 7 . 5 Kíí - 235-n-
R2 = 240-ÍÍ + 5'
Para que el ancho de banda sea de 18 KHz, hacemos
C =
1
2-iT x 18 KHz x 235
= 37.6 nF
C = 33 nF/100V
2.3.8
Controles de tono
La respuesta de frecuencia debe ser la mostrada
la figura 1.3.
El circuito utilizado con sus val
res se muestra en la figura 2.3.5. (Referencia 2
de la
1- etapa
preampl^i
ficadora
12KH^
4=.01yF
Al c
trol
volu
lOOKfi
logarítmico
100KQ
log.
FIG. 2.3.5
JOT*>
2.3.9
Circuito de control de tonos
Control de volumen:
Más bien debería llamarse cont
de preslión sonora (Loudress) .
La respuesta de
fre-
¥
cuencia debe ser la mostrada en la figura 1.4, el cir_
cuito utilizado, con sus valores, se muestra en la
figura 2.3.6, (Referencia 2.2).
del control
de tonos
<r
=
<^
. 18uF
.
lOOKfi
jOg m
iwa
°ma
•* 1 . 2 K Í 2
FIG. 2.3.6
Circuito de control de
presión sonora.
Al
ampli
f icador
de p o t e n
cía .
FIG. 2 . 3 . 7 .
•
'-,
•
CAPITULO III
' AMPLIFICADOR DE POTENCIA
3.1
Características del Amplificador:
a) Entrada: Máximo 1 Vrms,
b) Salida: 25 vatios sobre una carga de 8 íí (por canal)
c) Ancho de banda: de 15 Hz a 25 KHz a -1 db.
' d) Distorsión armónica:' menor que 1 \
3.2
1 KHz y
25 W
Análisis de Amplificadores de simetría complementaria:
El circuito de la figura 3.1
muestra un amplificador
de simetría complementaria.
7777T
(2a
J
FIG. 3.1
Amplificador de simetría complementa_
ria y emisor común. Se han emitido .
los circuitos de p o l a r i z a c i ó n de entra
Este tipo de .circuito .tiene las mismas ventajas que
los amplificadores en contra-fase, esto es, la elim
•
ción de las armónicas pares y la no existencia de
ponente continua en la carga cuando se excita con
fuentes y un rendimiento de alrededor de 751 para
diciones ideales (Figura 3.1) .(Ref.3.1).
Por otro lado, por estar conectados los transistore
en colector común, su impedancia de salida es pequ
lo que permite conectar directamente la carga (parl
te) .
3.3
Diseño d e l Amplificador:'
'•
Un amplificador de simetría complementaria como el
trado en la figura 3.1
requiere un excitador clase
que proporcione una considerable corriente, y por
siguiente la disipación de potencia en su punto de
ración alta.
Por esta- razón, no se usan sino para
tencias de salida hasta unos 20 W.
. Por otro lado, el transistor pnp de potencia en el
complementario de salida es más caro que el n-p-n,
en general tiene regímenes de seguridad más reducid
que su compañero n-p-n.
Un modo de evitar estos problemas es emplear un cir
to en simetría semicomplementaria 'como el mostrado
i
la figura' 3.2.
en
. FIG. 3.2
Amplificador básico de
Simetría semicomplemantaria.
En este tipo de circuito se acopla un transistor p-n-p
de baja corriente y un n-p-n de alta corriente para si_
mular un transistor p-n-p de alta corriente.
3.3.1 Distorsión de cruce:
La resistencia R B2 polariza
los
transistores en clase AB para eliminar la distorsión
de cruce producida por la no linealidad de los
sistores en la región de baja corriente.
tran
Para que la
eficiencia del circuito sea la más alta posible,
polarización debe ser muy cerca de clase B, por
razón es preferible que RB
la'
esta
sea variable para calibrar
experimentalmente la -polarización.
3.5.2 Estabilización térmica:
Con el aumento de la tempera
ra varía el voltaje de la juntura base-emisor de ''
transistores, con lo cual la polarización es inesta
ble.
Para solucionar este problema se polarizan
bases de los transistores Q^ y Q2 con diodos en
lelo con la resistencia RB
(Figura 3.3).
l
pa
De esta
ñera la polarización variará de igual forma, como
• hacen las características de base-emisor de los
sistores y se
estabilizó
el circuito.
Si los
tr
di
dos se acoplan térmicamente a los transistores de s
lida, la eficiencia de la estabilización es mayor.
FIG. 3.3
' Polarización de las bases Qj y Q2 con estabilizació
. .
térmic
3.3.3 Estabilización del punto de Operación:
Es necesario
raritizar que los dos transistores complementarios t
• bajen exactamente en la misma zona.
Para lograrlo
.„.• polarizan las bases con una fuente de corriente
CQs
con lo Güal la corriente que entra a la base, de Qj se
¡
hace igual a la que sale de la base de Q2 (figura 3.4)
FIG. 3.4
•
Amplificador de simetría semicomple_
mentarla con fuente de
corriente
para polarización de base.
El excitador (Qs) debe tener una corriente de colector igual a la de Qs.
3.3.4 Circuito de Entrada:
La entrada del amplificador
conveniente que sea de alta impedancia.
Debe
es
ser
muy estable térmicamente puesto que si existen varia-
cionés allí, éstas serán amplificadas hasta llega
la salida, a tal punto que podrían desbalancear e
plificador de potencia.
Por esta razón, para gar
zar estabilidad total del circuito se requiere un
alimentación negativa desde la salida hasta la en
da.
Es, entonces, conveniente que la ganancia en lazo
bierto sea la mayor posible de tal manera que sea
red de realimentación la que defina la ganancia
amplificador, independizando en esta forma, los p
metros internos del circuito, a manera de un ampl
cador operacional.
Todas estas condiciones se pueden lograr utilizan
«
en la entrada un circuito diferencial alimentado
fuente de corriente (Figura 3.5).
FIG. 3.5
Amplificador de potencia usando salida semicomple
ria y entrada diferencial.
3.3.5 Des acoplamiento de señales:
Debido a la resistencia in
í
•'
terna de las fuentes, el voltaje de polarización
riara cuando exista señal en el amplificador.
va-
Por es_
ta razón se debe desacoplar las fuentes de polarización para lo cual se usan capacitores electrolíticos
.cuyos valores.típicos están alrededor de 1000 u F,
en
paralelo con capacitores de . 1 u F , con el propósito
de eliminar el efecto inductivo del
capacitor
elec-
trolítico en altas frecuencias.
Por otro lado, como la etapa de entrada y el excitador trabajan con bajas corrientes, es necesario
descí
copiarlas de la etapa de salida para evitar efectos
regenerativos.
Esto se logra con un filtro pasa-ba-
jos de tipo RC (Figura 3.6).
FIG. 3.6
Circuito de des acoplamiento
entre.la entrada y la salida,
3.3.6 Compensación de Frecuencia:
Un amplificador con entr
da diferencial y salida semicomplementaria generalm
te tiene un ancho de banda grande y tiende a oscila
en altas frecuencias (del orden de algunos.MHz). Pa
limitar la ganancia a frecuencias fuera del rango
interés se conecta un capacitor de bajo valor entre
la base y el colector en el transistor Qg .
3.3.7 Red de Zobel:
Si la señal de entrada es de una ampli
tud demasiado alta, se saturará Qi mientras se
abr
Q2, en el semiciclo positivo y viceversa en el nega
vo.
Esto produce una señal cuadrada a la salida.
mo el parlante presenta una carga inductiva, esto p
vocará picos inversos de tensión en los transistore
de salida durante los instantes de conmutación.
Pa
evitar esto se conectan diodos limitadores de pico
verso (DI , Ü2) en los transistores de salida y se
• necta una red R-C (Red dé Zobel) en paralelo con
e
. parlante para que la carga presentada a los transis
I/-
res sea puramente resistiva. "Por otro lado, en alt
frecuencias el parlante presenta una impedancia
citiva.
cap
Por esta razón se conecta una bobina (1^)
serie para que actúe a estas frecuencias y la neutr
lice, presentando a los transistores una carga resi
tiva, (figura 3.7).
FIG. 3.7
Salida con diodos limitadores
de pico inverso y redes de
acoplamiento.
3.3.8 Cálculo de los Componentes:
a) Cálculo de las Fuentes: Como la potencia de salida
es 25 W y la carga 8 ü, la tensión sobre la
.
es;
V rms
Vpico
carga
25W
= 14.2V
= 20V.
Para que los transistores no lleguen a saturación
durante los-picos de la señal, se polarizó la
eta.
pa de salida con fuentes de +_ 26,5 V.
b) Transistores de potencia: Se polarizan en clase AB,
diferencial y salida complementaria.
Amplificador de Potencia con entrada
FIG. 3.7.
Cada uno entrega la mitad de la potencia a la car^
ga.
La.corriente por cada transistor es:.
Se escogen entonces transistores que puedan conducir 3 amperios, con voltaje de ruptura entre colec_
tof y emisor de 70 V.
Para determinar la mínima
disipación de potencia, se considera la eficiencia
del circuito, así como también la disipación
del
transistor a máxima corriente.
Si; n ~ 75'
CE(min)
V
.
cc
" Pico'
= 26,-SV- 20V= 6,5 V
6.5V x 1.8 A
25W
topr . , = 0.25 x
L
+
= 9 W
Para el presente diseño se utilizaron los transis-
tores 2N3-055 disponibles en el Laboratorio.
c) Cálculo -general: El cálculo de los diversos ele
tos que conforman el circuito se lo realizo
as
miendo el valor de 3 de los transistores de
po
cia igual a 20 y para el resto de transistores
gual a 50.
Los voltajes base-emisor se tomaron
gual a 0.6 V.
Para las resistencias RE
y R4
escogieron valores típicos.
= 0.22
RE
La tensión en el emisor de Qa a máxima potencia
salida es ,
V
= 0.22 Sí x 1 .8 A
^3
E
= .4 V
Por tanto
VB
= VE
= 0.6 V + 0.4 V - 1 V.
La corriente en la base de Qa es,
1 .-8 A
'B3
= 90 mA
20
Las resistencias R^E1 Jy R^
E2
sirven
para
acelera
.
.
la reéombinación dé los portadores en los transís¡
tores'Qs y Q^. A través de las resistencias se asumió una corriente igual a la décima parte de
la
corriente de base de Qa , luego,
1 V
= 100 Q
RC 2
10 mA
además ,
I
= 90 mA + 10 mA = 100 mA,
ci
La 'resistencia R
sirve para ajustar la impedan-
cía de entrada del transistor Q2 de tal manera que
sea igual a la de Qi.
Qi es 3 1
veces el paralelo de R
-tj i
tencia de entrada de
KT
Z
x3
= 2 0 x .22 ti +
Qi B3
K T
0.27 íí
Qi B3
Z Q3 =
4"6
Luego,
r
E2
La impedancia de entrada de
= 4,7 n + 5 1
con la resis-
Esta última es:
La corriente de ba-se de Qi es £1
veces menor q
la corriente de colector del mismo transistor.
100 mA
=
81
= 2 mA.
so
Puesto que el excitador Qg debe trabaj ar polari
do en
clase A, la corriente de polarización
señal) deberá ser 3 mA.
La caída de tensión co
tor-emisor aproximadamente es 26,5 V, por consi
guiente la potencia que disipa en el punto de
ración es
P
.
= 26,5 V x 3 mA = 80 m W
Se usó un transistor del tipo 2N113l.Para Qg
2N696 para Q 5 .
y
Por el potenciómetro de calibración se asumió
circularán 2 mA mientras por los diodos lo hace
1 mA»
El valor máximo del potenciómetro, con
caída de tensión en los diodos igual a 1.8 V, e
1 .8 V
Pa =
= 900
2 mA
Pa = 1 Kíí
Las corrientes de base de Q5 y Q6 son,
3 mA •
T B5 = IB 5
=
=
°-06
Para que las variaciones de la corriente que entra
a la base de QG , cuando existe señal de entrada, no
cambien excesivamente el voltaj e base-emisor de Qs
y se produzca distorsión debido a la no-linealidad
de la característica de entrada, se escogió una cp_
/
rriente por R
mucho mayor de la que entra en la
^7
bas.e de Qg .
Esta corriente es igual a 1 mA.
0.6 V
=
= 600
1 mA
C7
R_
C7
= 560 íí + 5(
La corriente de colector de Qy y Qs es, entonces,
1 mA.
2 mA
La corriente de colector de Qg es igual
a
y la corriente de base 50 veces menor.
•2 mA
= 0.04 mA.
50
La corriente que circula por R
IT>BS > IT,
B9
rriente
será la suma
7 ^-e l°s diodos de polarización.
por los diodos se asumió un valor
La
de
co—
igual
a l O mA para que la caída de tensión de los mismos
sea constante y aproximadamente igual a 0.7 V.
I
.
Con esto-, la resistencia R_
es,
.
B9
'
53V
R
- .1 ,4V
=
= 5.1 K ti
10.1 mA
B9
= 5.1 K ti +_ 5°í_
RB
La resistencia R ' es limitadora, y se'escogió
valor, de 1 K ti
5
= 1 K ti + 10 ti
—
La caída de tensión en la resistencia R_,_
es . 0,7
E5
y la. corriente 3 mA.
E5
0.7 V.
=
= 233 fí
. 3 mA
^,
- 240 ti + 5(
,
ES
Su valor es,
—
La resistencia R^A es,
E9
0.7 V
= 350
R,, "=
E9
íí
2 mA
En el caso real, los valores de 3 de los transist
res van a ser diferentes a los asumidos .
librar las polarizaciones la resistencia R
Para
se
la conexión en serie de un potenciómetro de alta
resolución de 250 .ti con una resistencia de 100 ti. •
La resistencia Rp debe ser pequeña para que la caí_
da de tensión sea la menor posible.
Un valor típ:L
co es 10 ti.
Rp = 10 ti +_ 5'
Los capacitores Cp y C^ son de 1000 u F electrolíti
co y .1 y F respectivamente (Valores típicos).
La resistencia RT determina la impedancia de entra_
da del amplificador.
Su valor, es igual a 10 K ti.
RT = 10 K ti + 2'
.L
~~
La resistencia R^ es limitadora.
B?
100 ti.
^
•B7
Su valor es
de
= 100 ti + 5'
—
Como la resistencia que deben presentar a la corriente de polarización las entradas del ampll£ica_
dor diferencial deben ser iguales para lograr un
mínimo desbalance, R
debe ser igual a R .
Debido a la configuración del amplificador, la
nancia de voltaje esta dada por:
ga_
^
n
b —
salida
_ -iI "*"." —I
R.R
~~
V entrada
14.2 V
G =
= 14.2
1 V
por lo tanto, la resistencia R R
" será
RR
" G-1
10
757,6
13.2
R_ = 760 fi + 2'
R
—
El capacitor de realimentación C
debe ser cort
circuito para la frecuencia más baja.
1
x 1 Hz
R
~ 200 y F
x 760
£1
= 200 y F/50 V.
El capacitor Cg debe ser cortocircuito para la
cuencia más alta con respecto a la resistencia
colector de Q g -
Si se asume esta resistencia
gual a 50 K tit el capacitor CG es:
C 6 •=
= 31 .5
pF
ÍTT x 25 KHz x SO K íí
C 6 = 33 p F / 1 0 0 V.
Valores típicos de la red de Zobel y de la inductancia de compensación son:
RZ = 1 0 n
C
Z
= . 1
U
•
F
L^ - 5 u H
RD = 2.7 fl
'
Diagrama
general
FIG. 3.
del
-26.
26, 5V
FUENTES DE ALIMENTACIÓN Y PROTECCIONES
4.1
Necesidad de Protecciones:
El amplificador de potencia requiere varios tipos de
protecciones.
Los más importantes son:
. a) Protección de cortocircuito: Debido a la baja impedancia de salida del amplificador, si se cortocircuitan los parlantes, se forzará una corriente exce_
siva en los transistores de. salida (Qs y Q^) con pe_
ligro de destruirlos.
Para evitar que tal caso
ceda se usan varios tipos de protecciones.
comunes soi?:
su
Las más
.
1) Fusibles y llaves térmicas: Se los conecta en la
fuente de alimentación o directamente en la sali_
da a los parlantes. ^ El inconveniente que tienen
es la lentitud de funcionamiento.
2) Lámparas-fusibles: Se conectan en serie con
el
emisor de los transistores de salida lamparitas
con filamento de tungsteno, el mismo que aumenta
"la resis-tencia (que está en el orden de 0,3 a 0,7
ft) con el aumento de corriente, limitando de es_
ta manera la que'pasa por los transistores. C
do la corriente es excesiva se abren.
El inconveniente
es el mismo: la baja rapidez
acción.
3) Protectores electrónicos: Diversos son los si
mas que se han desarrollado.
Básicamente su
ción es limitar la corriente por los transist
res de potencia.
La velocidad de reacción
d
ser < 0.1 seg.
b) Protección de sobre-tensiones: Como se describió
el capítulo tercero, sección 3.3.6, una señal ex
siva en la entrada puede también producir destru
ción de los transistores de potencia.
Para solu
nar este problema se usan diodos limitadores de
co inverso, y la red de Zobel.
c] Protección de desbalanceamiento DC.: Esta es más
bien una protección para los parlantes.
Como el
plificador usa dos fuentes de alimentación, una
sitiva y otra negativa, puede suceder que se pro
can desbalanceamiento DC en la salida, lo que
p
dría provocar destrucción de los parlantes.
E
fenómeno se produce principalmente en el momento
encendido hasta cuando accione el amplificador d
rencial de entrada, quien corregirá el problema.
Todos Ips tipos de protección para evitar este
prp_
blema usan sensores de corriente continua que
man
tienen desconectados los parlantes hasta cuando
se
balancee la componente DC.
4.2
Características de las Fuentes:
Necesitamos'dos fuentes, una de 14V con capacidad
corriente de 100 mA
de
para polarizar los tres•integra-
dos del preamplificador y otra de +_ 26,5 & para el am
plificador de potencia con capacidad de corriente
de
2.6 A, para que pueda suministrar suficiente potencia
en los picos de señal.
La fuente de 14V debe ser con un rizado muy pequeño
con el proposito de no introducir ruido excesivo (Hum)
a
El rizado de la fuente de +_ 26,5 V, aunque no es tan
crítico, conviene mantenerlo bajo por la razón expuesta.
4.3
Diseño de los Circuitos:
.Las fuentes de +_ 26,5 V no fueron diseñadas por cuanto
en el laboratorio hubieron fuentes modulares
marca
TRANSPAC modelo TR28B, las mismas que son reguladas,
con voltaje de salida de 26,5 V a 28V y limitación
de
corriente a 2 A.
La fuente de 14 V se- diseñó en base a un diodo Zener.
La figura 4.1- muestra el circuito usado
\
FIG. 4.1
.Fuente de alimentación
del preamplificador.
La corriente en la carga es 100 mA.
Por el zener se
sume una corriente de 20 mA, para garantizar que
trabaja en la parte lineal del mismo.
sistencia
R
Con esto, la
es:
26.5 V - 14 V
R =
=. 104
se
íi
1 O O mA + 2 O mA
R = 100
El capacitor es de un valor típico igual a 1000 \V
, -
CAPITULO V
CONCLUSIONES
5.1
''
'
Consideraciones Generales de Montaj e:
'Tres problemas básicamente fueron considerados para el
diseño de los circuitos impresos y el montaj e del
am-
plificador; estos son:
a) Ruido: Debido a la magnitud de las señales de entra_
da, el ruido'que puede inducirse en el cableado
de
los circuitos, puede resultar comparable con los
mismos.
Para reducir, en lo posible, esta -induc-
ción, se uso, en todas las conexiones externas
a
los circuitos impresos en el preamplificador, alambre blindado,
Los componentes de los controles operativos se
mon
taron sobre los potenciómetros correspondientes para
reducir la longitud de las conexiones y minimizar
la inducción de ruido.
Por esta misma razón,
las
tomas de entrada se dispusieron muy cerca del pream
plificador.
Por otra parte, y para evitar el mismo problema, se
localizaron las fuentes, que son potenciales genera^
dores de ruido, alejadas del preamplificador.
b) Regeneracrones parásitas: Con el fin de evitar reg
neraciones por retorno a tierra de la señal, los
circuitos impresos fueron construidos con la
mayo
superficie de tierra que permitieron los circuitos
Así mismo, las placas impresas del preamplificador
.
se montaron con blindaje.
c) Disipación de Potencia: En el amplificador de pote
cia, el problema es el de la disipación del
generado durante la operación.
calo
Los transistores
del par complementario de salida (Ch y Q¿)
fueron
montados en él circuito impreso correspondiente
e
una disposición tal que tengan una buena circulación de aire.
Los transistores de salida (Qs y Qi
. se montaron sobre un disipador, el mismo que se di
puso en la parte exterior del equipo. *
5.2
Mediciones de parámetros:
Se hicieron mediciones de polarización (sin señal}
en regímenes dinámicos.
y
Los- resultados son los sigui
tes :
a) Mediciones de polarización: Las polarizaciones
d
amplificador fueron realizadas con el multímetro
marca FLUKE, modelo 8000A, el mismo que tiene un
rror (según especificaciones) de +.• (0*1$ de la entrada + 1 dígito).
Los resultados se muestran
e
Mediciones- de Polarización en el Preamplificador
FIG. 5,1.
Mediciones de Polarización en el
FIG. 5.2.
-25. 5
las figuras 5.1
y
5.2.
b) Mediciones dinámicas: La respuesta de frecuencia de
la red ecualizadora en la entrada de
tocadiscos,
fueron realizadas con esta etapa desconectada
resto del circuito.
del
Se usó el generador marca HEW-
LETT-PACKARD, modelo 3310A que-tiene una impedancia
de salida igual a 50.fi y con el osciloscopio
marca
"TEKTRONIX, modelo 5110. Los resultados se muestran
en la figura 5.3,
CP
N
'
15
t 10
•¿
«tí
5
o
—fc,
V
s
^
^ •^
—-- ^v
<y -5
* -10
"N
i
NV\.
10 -1 5
T3
iQ
b
•rt -20
5 -25
r/~i
loo
IK
IOK
í'recuencia(Hz)
FIG. 5.3
Respuesta de frecuencia medida
de la red de ecualización
Las demás mediciones se realizaron usando la entrada de sintonizador.
Los resultados son los siguien
tes :
1) Distorsión armónica: Con el control de tonos
el punto medio y con el control de volumen al
en
•máximo, a diferentes frecuencias y distintas
tencias de salida, la DA se muestra en el cua
5-1.
Frecuencia
(Hz)
20
1 K
10 K
' 20 K
Potencia
de
Salida (W)
Distorsión
Armónica ($)
1
10
18
1
10
18
1
10
18
1
10
18
1
1
1
1
1
1
.58
.58
.65
.29
.26
.25
.6
.4
.35
.35
.25
.18
CUADRO 5-1
DA medida a diferentes frecuencias
y distintas potencias.
2) Respuesta del Control de volumen: Las medicio
se realizaron con el equipo descrito y con
control de tonos en el punto medio.
dos se muestran en la Figura 5.4.
e
Los resu
CP
-10
-25
-30
¡-45
H
w
10°
.
1K
10K
Frecuencia (Hz)
' FIG. 5.4
-Respuesta del control de presión
sonora medida, con el control de
tonos'en el punto medio.
3) Respuesta del Control de tonos: Con el control
de volumen en el punto máximo, la respuesta
frecuencia de los controles de tonos se
en la Figura 5.5.
10K
Frecuencia (Hz)
FIG. 5.5
Respuesta del control de tonos
medido con el control de volumen en el punto máximo.
de •
muestra
4) Separación de canales: Se efectuó la medición
con los controles de tono y de balance en el
to medio y el de volumen en el punto máximo.
señal de entrada en el un canal igual a 13 mV
(1 KHz) y la e'ntrada del otro canal cortocirc
.tada, la relación entre las señales•obtenidas
salida de cada-uno de los canales fue de 45 d
5) Desbalanceamiento: Con los controles operativ
excepto el. control de balance^ en los puntos
critos en el párrafo anterior, el. control de
lance en un extremo y las entradas en paralel
con una señal de 1 KHz , la relación de potenc
en la salida fue 14 db.
:6) Relación Señal/Ruido: Se midió la relación se
•ruido con 8 W a la salida porque esa es la po
cía rms que proporciona un nivel normal de
a
ción en una sala de dimensiones regulares. La
• lación fue de 51 db .
7) La distorsión de intermodulación no pudo ser
dida por no disponer del equipo necesario en
laboratorio.
5.3
Análisis cualitativo de los parámetros:
En general puede decirse que los parámetros medido
encuentran dentro de los rangos preestablecidos.
La
polarización del amplificador de potencia son los
pre_
•' vistos, lo cual justifica el criterio utilizado en
el
diseño.
En regímenes dinámicos, los parámetros medidos son
tisfactoríos.
sa_
Las mediciones de distorsión armónica
total son un poco mayores que la distorsión que introduce el amplificador por cuanto el generador usado pre_
senta una DA igual a .221, y el medidor de distorsión
armónica usado [Marca HEWLETT-PACKARD, modelo 3306)' in
troduce, por su-parte, también cierta distorsión, como
pudo comprobarse al analizar la señal de referencia
del medidor en el osciloscopio.
5.4
Conclusiones y Recomendaciones:
Podría mejorarse notablemente el amplificador si se es_
coge con mayor cuidado los elementos constitutivos; así, por ejemplo, en la actualidad existen amplificadores operacionales para audiofrecuencia de mucha
mejor
calidad que el-usado, en el preamplificador, con estos
amplificadores, se logra bajar notablemente la DAT, aumenta la separación de canales y mejorar la relación
señal a ruido.
En el amplificador de potencia deben conectarse tran-
.sistores apareados de tal forma que se disminuya la DAT
A P É N D I C E
CARACTERÍSTICAS' DE LOS ELEMENTOS USADOS
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Especificaciones de diversos equipos de alta fidelidad