T197.pdf

ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
Facultad de Ingeniería Eléctrica
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN ELECTROESTIMULADOR
MUSCULAR
WASHINGTON ALEXIS BRACERO TOBAR
Tesis Previa a la Obtención del Título de
INGENIERO ELECTRÓNICO DE LA ESCUELA POLITÉCNICA NACIONAL
QUITO
1996
Dr. Luis Corrales
CERTIFICA
Que
el
presente
trabajo
ha
sido
prolijamente revisado. Por lo tanto,
autorizo
la
presentación
de
esta
tesis; la misma que está de acuerdo a
las
normas
establecidas
en
el
Reglamento Interno de la Universidad.
Quito, 21 de Marzo de 1996
Dr/. Lui/s Corrales
DIRECTOR DE TESIS
DEDICATORIA
A Dios, mi Esposa, Padres y
Hermanos
que
brindaron
compresión.
i
su
siempre
me
amor
y
AGRADECIMIENTO
A los profesores
de la Escuela
Politécnica Nacional, que durante
algunos años, me guiaron en el
camino de la ingeniería.
Mi especial agradecimiento al Dr.
Luis
Corrales
dirección.
111
por
su
acertada
ÍNDICE GENERAL
PAG,
INTRODUCCIÓN
CAPITULO 1
1.1. ANTECEDENTES Y JUSTIFICACIÓN
2
1.2. FISIOLOGÍA NEUROMUSCULAR
4
1.2.1.
FASE O
9
1.2.2.
FASE 1
11
1.2.3.
FASE 2
11
1.2.4.
FASE 3
13
1.3. DESCRIPCIÓN GENERAL DEL PROCESO DE ELECTROESTIMULACION
1.4. TIPOS
DE
SEÑALES
14
UTILIZADAS
EN ELECTRO-
ESTIMULACION MUSCULAR
1.4.1.
GALVÁNICA
16
PURA
O
CONTINUA
IONTOFORESIS
18
1.4.2.
GALVÁNICA INTERRUMPIDA
24
1.4.3.
CORRIENTE
FARADICA
RECTANGULAR
SINGULAR TRABERT
1.4.4.
GALVANJCA-FARADICA
PROGRESIVA
27
EXPONENCIAL
29
iv
PAG.
1.4.5.
FORMAS
MODULADAS
ELECTRO-
GIMNASIA.
1.4.6.
32
CORRIENTES
DIADINAMICAS
DE
BERNARD
36
1.5. DETERMINACIÓN DE LAS VARIABLES RELACIONADAS
CON
EL
PROCESO
DE
ELECTROESTIMULACION
MUSCULAR.
37
CAPITULO 2
DISEÑO DEL HARDWARE
2.1. DISEÑO
DE
LA
41
TARJETA
DE
CONTROL
ELECTRO-ESTIMULADOR.
DEL
42
2.2. DISEÑO DE LA SECCIÓN DE ESTIMULACIÓN.
61
CAPITULO 3
PRUEBAS Y RESULTADOS
77
3.1. PRUEBAS DEL EQUIPO.
77
3.2. RESULTADOS.
82
3.3. ANÁLISIS ECONÓMICO
83
v
PAG
CAPITULO 4
COMENTARIOS Y CONCLUSIONES
86
4.1. COMENTARIOS
86
4.2. CONCLUSIONES
87
BIBLIOGRAFÍA
90
ANEXOS
91
ÍNDICE DE TABLAS
PAG.
1.1.
CLASIFICACIÓN DE LAS FIBRAS NERVIOSAS
PERIFÉRICAS DE ACUERDO A LA VELOCIDAD
DE CONDUCCIÓN.
2.1.
16
DATOS PARA CADA UNA DE LAS ETAPAS DE
AMPLIFICACIÓN
2.2.
47
CORRIENTE DE CONTINUA Y VOLTAJE PICO
NECESARIOS PARA LA FUENTE DEL EQUIPO
2.3.
CAPACIDAD
DEL
CONDENSADOR
PARA
LAS
DIFERENTES FUENTES
3.1.
75
76
VALORES HALLADOS SOBRE RESISTENCIA DE
PRUEBA
78
3.2.
VALORES HALLADOS SOBRE PERSONAS
80
3.3.
VALOR PICO DE CORRIENTE APLICADA
81
3.4.
COSTOS
83
vil
ÍNDICE DE FIGURAS
PAG,
1.1.
SECUENCIA DEL ESTIMULO
1.2.
CURVAS
DE
APERTURA
5
TIEMPO
DE
LAS
COMPUERTAS DE CANALES DE Na RÁPIDOS
9
1.3.
FASE O Y FASE 1
10
1.4.
FASE 2
12
1.5.
FASE 3
13
1.6
NEURONA PERIFÉRICA Y PLACA MOTORA
15
1.7.
CORRIENTE GALVÁNICA
18
1.8.
CORRIENTE GALVÁNICA INTERRUMPIDA
25
1.9.
CAMPO GALVANO FARADICO
26
1.10.
FORMA
FARADICA
SINGULAR
ESPECIAL
DE
TRABERT
1.11.
27
REPRESENTACIÓN
DE
UNA
FORMA
EXPONENCIAL
29
1.12.
FORMA MODULADA
33
1.13.
FORMA MODULADA
33
1.14.
FORMA MODULADA
34
1.15.
FORMAS
GRÁFICAS
DE
LAS
CORRIENTES
DIADINAMICAS
1.16.
VARIABLES
DEL
37
PROCESO
DE
ELECTRO-
ESTIMULACION
1.17.
2.1.
VARIABLES
DEL
40
PROCESO
DE
ELECTRO-
ESTIMULACION
40
FORMAS DE ONDA BASE
42
viii
PAG,
2.2.
COMBINACIONES DE LAS FORMAS BASE
43
2.3.
DIAGRAMA DE BLOQUES DEL EQUIPO
43
2.4.
CIRCUITO OSCILADOR Y FILTRO
44
2.5.
ETAPA
AMPLIFICADORA
CON
CONTROL
DE
GANANCIA
2.6.
CURVA
46
DE
VARIACIÓN
DE
RESISTENCIA
DRENA JE - FUENTE DEL FET ANTE CAMBIOS EN
EL VOLTAJE DE COMPUERTA
2.7.
AMPLIFICADOR
EN
48
EMISOR
COMÚN
Y
DISTRIBUCIÓN DE VOLTAJES
48
2.8.
CIRCUITO DE POTENCIA
58
2.9.
CIRCUITO
SEGUIDOR
DE
EMISOR
Y
DISTRIBUCIÓN DE VOLTAJES
2.10.
CIRCUITO
DE
58
REALIMENTACION
DE
CORRIENTE
63
2.11.
CIRCUITO DEL VALOR DE REFERENCIA
64
2.12.
CIRCUITO DE CONTROL DE ERROR
66
2.13.
CIRCUITO DE RELOJ
67
2.14.
CIRCUITO AESTABLE
68
2.15.
CIRCUITO DE RESET
70
2.16.
CIRCUITO MONOESTABLE
71
2.17.
VALORES
DE
RESISTENCIA
REALES
DEL
TEMPORIZADOR COMO AESTABLE
2.18.
2.19.
CURVAS
DE
RESISTENCIA
REALES
73
DEL
TEMPORIZADOR COMO MONOESTABLE
73
CIRCUITO PARA MANEJO DE RELÉ
74
ix
INTRODUCCIÓN
Día a día presenciamos el avance tecnológico que con
pasos enormes y vertiginosos nos abocan a la imperiosa
necesidad de encontrar nuevos derroteros que nos sumerjan
en el maravilloso mundo científico actual; es por esto que
creo imprescindible que se aporte con algo a este costoso
y mágico mundo de la electro-medicina que, de una u otra
manera, hacen que la vida del ser humano sea más llevadera
y sepa salvar los obstáculos a los que se enfrenta.
El electro-estimulador construido tiene el propósito
de ayudar a pacientes que han sufrido traumatismos oseomusculares a quienes se les hace difícil la rehabilitación
con métodos tradicionales, teniendo aparatos que hagan el
mismo trabajo con mayor rendimiento; premisas del mundo
moderno en que vivimos.
Además, el presenta trabajo aporta con datos técnicos
que sean base para futuros equipos en esta rama de la
medicina.
CAPITULO 1
1.1.
ANTECEDENTES Y JUSTIFICACIÓN
Con
el
notable
avance
de
la
tecnología,
los
dispositivos y demás aparatos empleados diariamente en las
diferentes actividades humanas van haciéndose cada vez más
numerosos y necesarios. Obviamente, la medicina no podía
ser
la excepción
y,
de hecho,
al ir avanzando
en el
conocimiento de las funciones orgánicas, cada vez somos
capaces de imitar muy de cerca los mecanismos involucrados
en sus diferentes funciones. La ingeniería aplicada a la
medicina actual ha permitido mejorar en forma apreciable la
recuperación y terapia de los enfermos. Gracias a ella se
han
podido
desarrollar
las impresionantes
unidades de
cuidados intensivos, en donde prácticamente cada enfermo
grave está conectado a una serie de aparatos, desde el
respirador mecánico hasta el monitor cardíaco que vigila la
actividad eléctrica del corazón. Si bien esta concepción de
la ingeniería como apoyo sofisticado de la medicina es la
4
Siendo un método limpio, fácil de administrar, de
flujo controlable y eficiente, se propone el diseño y
construcción de un electro-estimulador muscular.
1.2.
FISIOLOGÍA NEUROMUSCULAR
Las estructuras musculares esqueléticas humanas están
diseñadas de tal manera que siempre unen 2 puntos óseos
separados por una articulación o, en casos especiales, un
punto óseo y una membrana o piel, determinando en cualquier
caso
que
ambos puntos
se
aproximen.
Esta
disposición
permite que al contraer nuestros músculos esqueléticos
originemos
movimientos.
Estas
contracciones
son
perfectamente sincronizadas y controladas en su secuencia
y potencia por la corteza cerebral y sus prolongaciones
llamadas nervios motores periféricos.
Tal como se han concebido, los movimientos necesitan
de una configuración secuencial que comienza en el sistema
nervioso
central
(especialmente
la
corteza
cerebral
motora) , una vía de transmisión de impulsos formada por los
nervios periféricos y un órgano efector constituido por los
músculos (ver Figura 1.1.).
Cada una de estas estructuras son tejidos altamente
especializados,
formados por unidades
individuales
que
trabaj an simultáneamente. Es suficiente estudiar a fondo
una
de
estas
unidades
o
células
para
comprender
el
principio general del trabajo de todo el tejido.
SISTEMA NERVIOSO CENTRAL
Corteza Cerebral Motora
NERVIOS Pl3RIFERICOS
MUSCIJLOS
FIGURA
1.1.
ESTIMULO
DEL
SECUENCIA
Dependiendo del tipo de célula, la aplicación de un
mismo estimulo origina diferente respuesta. Cada célula es
extremadamente
especifica
en
su
función;
así,
si
estimulamos una célula nerviosa esta conducirá el estimulo
a otras células. Si se estimula una célula muscular esta se
contraerá.
Estimulando
a
una
célula
endocrina
esta
secretará alguna hormona, etc. Si bien la respuesta es
diferente,
los
inmediatamente
mecanismos
luego
del
celulares
estímulo
son
que
se
activan
similares
para
cualquier célula. Estos no son más que flujo de iones,
iones que a su vez, al llevar carga eléctrica, determinarán
cambios de voltaje en la célula.
Se puede considerar a la célula como un compartimento
cerrado, separado de su medio externo por una membrana
semipermeable;
membrana
viviente,
activa,
capaz
de
responder a los estímulos cambiando su permeabilidad a los
iones.
La
membrana
tiene
estructuras
que
impiden
o
favorecen el paso de un ion determinado y que además se
influencian por las concentraciones iónicas a uno y otro
lado. Esto origina el denominado voltaje transmembrana o
Normalmente, la célula tiene gran concentración
de
sodio en el exterior de su membrana y de potasio en su
interior.
Esto origina
una
carga
interna
neta positiva
con
respecto al exterior de la célula. Numéricamente, puede
definirse
como
un
voltaje
negativo
de
reposo
si
se
considera como referencia al interior de la célula, lo cual
simplemente significa que la cantidad de cargas positivas
son mayores dentro de la célula.
La célula resuelve el problema de flujos iónicos en
base a la bomba de Na y K cuya función requiere la acción
del ATP
(adenosin trifosfato fuente básica de energía) .
Como resultado, los iones K tienden a difundirse fuera de
la célula y los iones Na tienden a difundirse hacia el
interior de la célula . Esta difusión ocurre a través de la
membrana proteica, por conductos llamados canalas de sodio
y potasio.
La bomba de sodio y potasio no solamente transporta
iones
de Na y
K.
Además,
sirve para
estabilizar
los
gradientes de concentración de otros iones en la célula. El
resulatado es que hay una diferencia de cargas a través de
la membrana.
Cada poro
que
(ionoforo) tiene un sistema de compuertas
se abren y
compuertas
o
cierran
rej as,
son
(activan y
cargas
desactivan) . Estas
eléctricas
positivas,
controladas a su vez por potenciales de reja que ocurren en
la matriz lipídica que rodea los conductos, de tal manera
que,
si el potencial
de reja es intenso,
cerrará
los
conductos al rechazar cargas positivas/ y a la inversa si
es débil.
Como las células tienen un voltaje de reposo, Vm, es
necesario que ese voltaje alcance un umbral mínimo a partir
del
cual obligadamente despolarice
definido
que
el
umbral
de
la membrana.
excitación
es
de
Se ha
-60
mV.
Cualquier condición que eleve el Vm a -60 mV, ocasionará
despolarización.
Los estímulos capaces de desencadenar despolarización
en base a elevar el Vm, pueden resumirse así:
1. -
Estimulación química. - Cualquier factor que estimule
el ingreso de sodio al interior de la membrana, iniciará el
mecanismo de realimentación positiva para los conductos de
sodio/
desencadenando
(despolarización) .
aumentan
Así,
un
potencial
algunos
de
productos
acción
químicos,
la permeabilidad de la membrana, tales como:
ácidos/ bases y cualquier solución salina hiperconcentrada.
Dentro
del
organismo/
la
noradrenalina
abre
poros
independientes de 0.6 a 0.7 nm, suficientes para que el
sodio y otros iones como el calcio pasen a través de ellos
con facilidad.
2.-
Estimulación
mecánica.-
El
pellizco,
pinchazo
o
aplastamiento, pueden ocasionar una brusca entrada de sodio
y el subsecuente potencial de acción.
3.-
Estimulación
eléctrica.-
Siempre y
cuando
sea la
correcta, puede originar cambio en el potencial del poro y
flujo posterior de iones sodio.
A estos datos hay que agregar que, durante el reposo,
las rej as de los conductos del sodio están cerradas; en
cambio las de potasio lo están parcialmente. Por ello/ el
potasio es 50 a 100 veces más permeable que el sodio. En la
despolarización,
los
conductos
del
sodio
aumentan
su
permeabilidad en 5.000 veces y los del potasio unas 50
veces.
FASES DE LA DESPOLARIZACION
1.2.1.
FASE 0:
-1 ms
CURVAS DE APERTURA /TIEMPO
Vm
-80 mv
MEMBRANA EN REPOSO
Vm
MEMBRANA CELULAR
VOLTAJES DE UNA
M E M B R A N A EN REPOSO
Na +
-60
-70
COMPUERTA DE PROTEINA
FIGURA 1.2. CURVAS DE APERTURA/TIEMPO DE LAS COMPUERTAS DE
CANALES DE Na RÁPIDOS
Los canales rápidos de sodio disponen de dos
tipos de compuertas: Unas externas/ o de activación,
formadas por 3 hojas (compuertas m o también llamadas
a por los españoles), que funcionan simultáneamente;
y, otras internas/ o de desactivación, (compuertas h
o también llamadas b) .
En reposo, se mantienen abiertas las compuertas h y
cerradas las m. Cuando la membrana alcanzó -60 mV, se
10
abren instantáneamente las compuertas m y lentamente
empiezan a cerrarse las h (se activó la membrana).
Este canal, así abierto permite, que debido al
gran gradiente electroquímico existente para el sodio,
se produzca una corriente extremadamente
activa y
rápida de este ion desde el exterior al interior de la
membrana; de tal manera que el Vm asciende rápidamente
hasta hacerse positivo (entre +20 y +40 mV) . El tiempo
que dura esta entrada masiva de sodio, es de alrededor
un milisegundo (ver Figuras 1.2. y 1.3.).
FASE O
Na +
FASE1
ENTRADA DE SODIO
FASE1
FASE O
Na
r
-60
Cl
ENTRADA DE CLORO Y SALIDA DE SODIO
FIGURA 1.3. FASE O Y FASE 1
11
1.2.2 .
FASE 1
El Vm, que por la entrada de sodio de la fase
anterior se hizo más positivo, debe, mientras aún no
terminan
de
cerrarse
las
compuertas h,
tender
a
equilibrar el Vm en O V (ver Figura 1.3.) .
Para lograr ésto se invierte el flujo de sodio
(es
decir,
sale
sodio
y
pierde
así
sus
cargas
positivas en exceso), o, en su defecto, entran cargas
negativas atraídas por la carga positiva interior,
originadas por el ingreso de cloro. Esto ocasiona la
caída del potencial hasta -20 mV, fenómeno que se
detiene
en
ese
voltaje
no
solamente
por
la
neutralización electroquímica, sino, más que nada,
porque las compuertas h terminan de cerrarse. Al final
de esta fase, el Vm queda estabilizado entre O y -20
mV.
En total el canal de sodio quedará abierto entre
1 y 2 milisegundos.
1.2.3.
FASE 2
Los canales de sodio se inactivan e inician y
alcanzan su máxima actividad los canales de potasio,
llamados
XI,
de
tal
manera
que, como
existe
un
12
gradiente químico enorme (el potasio intracelular es
de 140 meq/ y el extracelular es de 4 meq) el flujo de
potasio hacia el exterior permite que la membrana se
repolarice
hasta
-60 mV y, luego/
por este mismo
canal/ fluyan iones positivos adicionales/ de sodio/
volviendo más negativo el Vm (ver Figura 1.4.).
Este canal empieza a abrirse a -50 mV/ se abre
completamente a + 20 mV y alcanza su máxima actividad
300 milisegundos después de la fase 0.
PROTEINA ^
MEMBRANA
K2
X1
K1
i
n n n r
Canal
Lento
K
K
K
COMPUERTAS DE POTASIO
Vm
4- 20
O
-20
- 60
FIGURA 1.4. FASE 2
13
1.2.4.
FASE 3
Se inicia con. la desactivación de los canales
para el potasio XI. Además de lo cambios eléctricos,
y cerca de alcanzar su Vm de reposo entre -60 a - 70
mV, las compuertas m de los canales rápidos de sodio
se cierran, y las h lentamente empiezan a abrirse,
desde que el Vm alcanzo -50 tnV, para terminar
de
hacerlo cuando el Vm alcance su máxima valor negativo,
y
asi permanecen
hasta que
se dispare un
nuevo
estímulo (ver Figura 1.5.).
K2
K1
t,
X
K
K
COMPUERTAS DE POTASIO
FIGURA 1.5. FASE 3
En
esta
trabaj ando
es
etapa,
el
el
Kl,
único
cuyo
canal
f luj o
abierto
de
y
potasio
independiente del tiempo y de la fase es muy pequeño
y no importante para el mantenimiento del Vm.
14
1.3.
DESCRIPCIÓN GENERAL DEL PROCESO
DE ELECTRO-ESTIMULACION
Al aplicar corriente a un paciente, sustituimos los
estímulos fisiológicos naturales del organismo con los
eléctricos provocados desde el exterior con un adecuado
potencial y forma de corriente.
El nervio tiene la misma función que un conductor
eléctrico en forma nuclear; es decir, mientras la capa que
le envuelve le sirve de membrana con escasa y selectiva
permeabilidad, el núcleo tiene una buena conductibilidad
eléctrica. Igual sucede con el conductor eléctrico y su
funda protectora.
En el momento que le llega un estímulo eléctrico del
exterior se provoca un cambio de potencial entre el núcleo
central y su capa envolvente y automáticamente se origina
entre ambos una corriente que se manifiesta en forma de
contracción muscular. A esta contracción muscular se le
denomina "corriente de acción".
Esta
contracción
muscular
está
desencadenada,
fisiológicamente por una serie de estímulos eléctricos que
le llegan a través de las neuronas de los nervios y de sus
placas terminales (ver Figura 1.6.), donde la corriente de
acción natural
pone en marcha un complicado mecanismo
15
químico. Dej ando los detalles fisiológicos anteriormente
indicados,
llamamos
la
atención
sobre
el
hecho
que
realmente interesa: si bien la estructura de los nervios es
bastante complicada, no lo es su capacidad de conducción de
los impulsos
que le vienen ordenados desde los centros
motrices. Existen, por ejemplo, nervios con una velocidad
conductiva de hasta 80 metros/minuto; otros, apenas llegan
a velocidades de 10 metros/minuto. En la Tabla 1.1. se
muestra
la
clasificación
de
las
fibras
nerviosas
periféricas de acuerdo a la velocidad de conducción.
DENDRITA^
. SINAPSIS TERMINAL
NÚCLEO DE LA CÉLULA
DE SCHWANN
NUCLE
•TELODENDROGLIA
/
NUCLÉOLO
VAINA MIELINICA
NODULO DE RANVfER
PLACA MOTORA TERMINAL
FIGURA 1.6. NEURONA PERIFÉRICA Y PLACA
MOTORA
Igual sucede con los potenciales de acción; nervios
con una conducción lenta (fibras amielínicas) necesitan de
estímulos largos para activar la musculatura que inervan.
Otros, de conducción rápida, necesitan de estímulos cortos
de poca duración. Esta propiedad es una de las que más
interesa, ya que gracias a ella es posible la estimulación
selectiva en forma unipolar y, como se verá más adelante,
16
nos permitirá actuar aisladamente sobre los diferentes
puntos motores del organismo.
Se ha podido observar que estimulando estos puntos
básicos
o
reflejos
desde
el
exterior
con
aparatos
estimuladores de baja frecuencia. Se puede obtener una
mayor respuesta contráctil empleando menor intensidad de
corriente. A este fenómeno natural, que proporciona mayor
respuesta de contracción, se le denomina fenómeno de los
puntos motores.
TABLA
1.1.
CLASIFICACIÓN
DE
LAS
FIBRAS
NERVIOSAS
PERIFÉRICAS DE ACUERDO A LA VELOCIDAD DE CONDUCCIÓN
TIPO DE
FIBRA
MIELINIZADA
DIÁMETRO
Mieras
VELOCIDAD
FUNCIÓN
m/s
SENSIBILIDA
D
al bloqueo
A
ALFA
BETA
GAMA
DELTA
densa
densa
densa
densa
6-22
6-22
3-6
1-4
30-120
30-120
15-35
6-25
motora
táctil
tono
dolor
B
C
•*•
++
+-*-
ligera
3
3-15
fibras
auCómicas
pregangliona
res
4- 4-++
ninguna
0.3-1.3
0.5-2
dolor
persistente
tacto
temperatura
prurito
4-4-4- +
•f-t-4-
1.4. TIPOS DE SEÑALES UTILIZADAS EN ELECTRO-ESTIMULACIÓN
MUSCULAR
Las corrientes que componen toda la gama de electroterapia, se clasifican en tres grandes grupos:
BAJA FRECUENCIA
(DC a 800 Hz)
17
MEDIA FRECUENCIA
(de 800 a 20.000 Hz)
ALTA FRECUENCIA
(DE 20.000 Hz a 5 MHz)
Se las ha clasificado según sus efectos y clase de
aplicaciones. Se agrupan en las de Baj a Frecuencia todas
las
formas
paciente
que
por
podían
medio
metálicas y cuyos
de
ser
directamente
electrodos
en
aplicadas
forma
efectos se obtienen por
al
de placas
disociación
electroquímica: "Itnpulsoterapia" . En la Media Frecuencia se
incluyen todas las que no pueden aplicarse directamente
mediante
el
sistema
tradicional
de placas
y
se
usa
únicamente como medio de acción para conseguir efectos
terapéuticos diferentes: "Interferenciales". Y, por último,
en la Alta Frecuencia se reúnen todas las que no pueden
aplicarse
por
el sistema tradicional
de placas y sus
efectos son del tipo calorífico y en forma de irradiación:
"Termoterapia".
Se seleccionan las primeras por ser las que nos ocupan
en el presente trabajo. Estas se clasifican en:
GALVÁNICA PURA O CONTINUA
GALVÁNICA INTERRUMPIDA O RECTANGULAR
FARADICA RECTAGULAR - TRÁBERT
GALVANO FARADICA EXPONENCIAL PROGRESIVA
FORMAS MODULADAS - ELECTROGIMNASIA
DIADINAMICAS DE BERNARD
18
1.4.1.
GALVÁNICA PURA O CONTINUA: IONTOFORESIS.
Es una corriente de valor constante. La polaridad de
sus dos conductores se mantiene también igual (ver Figura
1.7. ) .
DOSIS
t = ms
FORMA GALVÁNICA PURA
FIGURA 1.7. CORRIENTE GALVÁNICA
Los generadores
capaces de producir una
corriente
galvánica son: las pilas eléctricas, los acumuladores o
baterías de coches/ barcos y aviones. En forma industrial
se obtiene mediante circuitos electrónicos por medio de
rectificadores o mediante la producción directa por medio
de dinamos o magnetos.
La corriente galvánica tiene dos formas de aplicación:
LA GALVANIZACIÓN
LA IONTOFORESIS
Las
dos
técnicas
se
consiguen
por
el
sistema
tradicional de aplicación bipolar, dos electrodos de metal
19
enfundados en spontex humedecidos.
Estos electrodos pueden ser de forma rectangular,
cuadrada o circular según la zona del cuerpo a aplicar y
los materiales empleados son normalmente el zinc, antimonio
y mezclas de estos dos metales.
Las fundas de spontex o material poroso adecuado
tienen que estar humedecidos con agua. La presencia de la
humedad
en
aplicaciones
las
de
baja
frecuencia,
es
al paso
la
necesaria para:
Vencer
la
resistencia de
la piel
de
corriente.
Absorber los productos cáusticos y proteger a la piel
'de quemaduras por disociación iónica.
Mantener un contacto eléctrico perfecto y regular.
Anteriormente
salada
a una
se humedecían
concentración
los
spontex
aproximada
del
con
2%.
agua
En
la
práctica, hoy en día, este aditamento de cloruro sódico no
es necesario, ya que colocándolos bajo el grifo del lavabo,
se
empapa de
suficientes
sustancias
alcalinas
por
el
proceso obligado a que se someten las canalizaciones
Como la regularidad del paso de la corriente depende
del
buen
contacto de
los
electrodos
con
la piel, es
21
1.
Efectos
fisioguiífticos:
Calor
Por
el
transporte
galvánica
actuar
de
la
descompuesta en
el
agua
de
en
electrolito
la
corriente
iones
funda
contacto
al
como
con
la
tiene
la
resistencia de la piel.
Disociación
La
corriente
continua
propiedad de dividir a los componentes
químicos del tejido
cutáneo
que en
estado normal están neutralizados.
Endosmosis
Los radicales químicos disociados se
trasladan por norma general hacia el
cátodo y, en consecuencia, se acumula
en esta zona una mayor cantidad de
agua. A esta propiedad se la denomina
endosmosis y es aprovechada en algunos
tratamientos.
Tonicidad
La excitabilidad y conductibilidad del
tejido tratado en la zona inversa a la
anterior o esa en el ánodo, produce un
estiramiento
propiedad
se
de
le
la piel
llama-.
electrotono o tonicidad.
y
a
esta
cambio
de
22
Efectos biológicos
Polarización
El
cuerpo
humano
actúa
como
una
resistencia al paso de la corriente
eléctrica y con una resistencia muy
alta
(2000 a 3000 ohmios) . Por este
motivo/
se crea un voltaje entre los
electrodos
y
es
la
"sensación
de
corriente" que nota el paciente. Esta
sensación o polarización por el efecto
galvánico, es como si le
pinchando
al
estuvieran
con finísimas agujas todas
unísono/
al
principio,
transformándose luego en calor.
Reacciones vitales
Hiperemia
La hiperemia aparece normalmente en la
zona del cátodo por el efecto fisioquímico ya explicado de la endosmosis.
En
cambio,
aparece
un
en
la
zona
efecto
del
ánodo
contrario
o
tonificante por el efecto electrotono.
Parestesias
En algunos tratamientos de corriente
galvánica, con intensidades medias de
12-15
mA,
aparece
por
lo
general
hormigueo, adormecimiento o ardor de
p-a
la
piel
que
tanto
pueden
ser
subjetivas corno reales, .
Narcosis
Si situamos el electrodo positivo en
posición
cefálica
(frente
del
paciente) y el negativo en los pies o
parte inferior, se logra una narcosis
o analgesia que se denomina comúnmente
narcosis galvánica y es debida a la
forma descendente del sentido dado a
la corriente de arriba a abajo.
Excitación espástica
Si, por
el contrario,
negativo
es el que colocamos
frente
y
inferior,
el positivo
lo
estimulación
que
o
el electrodo
en
en la
la
parte
logramos
es
una
excitación
de
la
espasticidad por el sentido ascendente
dado
a
la
corriente;
de
abaj o
a
arriba.
Estas dos propiedades de la corriente galvánica sirven
de pauta para todos los tratamientos con corrientes, tanto
si son de baja como de media frecuencia.
Vasodilatación
Otra de las reacciones que se consigue
con la práctica de la galvanización es
24
la
vasodilatador!.
empleando
de
forma
Se
obtiene
prolongada
la
corriente galvánica a dosis 'activas de
15 y 20 mA y, muy especialmente, para
que se muevan pequeños trombos en los
problemas
cardiovasculares
circulatorios
de las extremidades
inferiores.
Efectos varios
Se han descubierto además, con el paso
de
los
años,
otros
efectos
o
propiedades en las aplicaciones de la
galvanización propiamente dicha, pero
actualmente han sido reemplazados por
otras
técnicas
más
avanzadas.
Los
efectos que pueden conseguirse, además
de
los
comentados,
son
los
bactericidas y los antiinflamatorios.
El paso a las formas galvano-farádicas que veremos más
adelante ha hecho que la galvanización se emplee más que
nada, corno preparador o complemento de otras técnicas y muy
especialmente en sus aspectos tonificador y vasodilatador.
1.4.2
GALVÁNICA INTERRUMPIDA
Si mediante un circuito electrónico conseguimos cortar
25
la corriente galvánica normal durante un tiempo denominado
pausa
, y devolver después esta corriente
a su forma
habitual durante su tiempo de impulso y asi sucesivamente,
habremos conseguido una corriente galvánica interrumpida o
más
comúnmente
conocida
por
corriente
rectangular.
Obsérvese en la figura 1.8. la forma de sus rectángulos y
el origen de su nominación.
Con la práctica de las primeras aplicaciones de la
corriente pulsante, pronto fue necesaria una división según
el número
de impulsos por segundo debido al diferente
comportamiento
que
presentaban
los
grupos
musculares
sometidos a estas formas de corrientes:
Las
del
campo galvánico
interrumpido
(ver
1.8.) .
Las del campo farádico (ver Figura 1.9.).
t = ms
FORMA RECTANGULAR SINGULAR
FIGURA
1.8.
INTERRUMPIDA
CORRIENTE
GALVÁNICA
Figura
26
Tipo de campo eléctrico
Galvánico
Faradico
Por su forma
20-10000 mseg
0-20 mseg.
Actuación fisiológica
pistón
serpenteo
Aplicación terapéutica
neurológico
muscular
Sensación corriente
fuerte
débil
Serán corrientes del tipo galvánico interrumpido, las
que presenten
tiempos de impulso
superiores
a los 20
milisegundos de duración y serán del tipo farádico, las
corrientes pulsantes en las que esta duración sea inferior
a los 20 milisegundos.
t — ms
40
faradico
galvánico
FIGURA 1.9. CAMPO GALVANO-FARADICO
Las
corrientes
pertenecientes
al
campo
galvánico
interrumpido actúan sobre el árbol circulatorio en forma de
pistón que empuj a a la sangre a través de sus venas y
arterias.
Las
del
tipo
farádico,
actúan
en
forma
de
vibración sobre estos elementos y hacen que el nervio
27
tratado acuse una forma de "serpenteo" que obliga a la
sangre a aumentar su riego sanguíneo.
1.4.3.
CORRIENTE
FARADICA
RECTANGULAR
SINGULAR
TRABERT
Por lo explicado en el apartado anterior, la corriente
Farádica rectangular en forma simple o singular, pertenece
al
campo
de
la
galvánica
interrumpida,
pero
con
la
condición límite de que los tiempos de los impulsos no
excedan de los 20 ms. fijados en la clasificación galvanofarádica.
Su
representación
galvánica
interrumpida, pero
gráfica
es
similar
sus rectángulos
a
la
son menos
alargados al tener el tiempo de impulso tan pequeño.
ti = 2 ms
12 = 5 ms
t1
t2
t2
FORMA RECTANGULAR FARADICA
t = ms
t1 < t2
FIGURA 1.10. FORMA
TRABERT
FARADICA
SINGULAR
ESPECIAL
DE
Este tipo de corrientes farádicas rectangulares solo
28
tienen aplicación para fines de electrodiagnóstico precoz
y no se usan para fines terapéuticos.
El problema de estas formas rectangulares galvanofarádicas es que siempre hacían lo mismo y por lo tanto
eran "estáticas". En busca de una forma dinámica, que más
tarde descubriría Bernard, encontró una forma cuyo secreto
sólo estaba en combinar la escala de tiempos de la forma
rectangular farádica. La teoría más generalizada y que por
lógica parece ser la mas acertada, es la que afirma que el
efecto relajante de las corrientes de Trábert y a la vez
excitante, se consigue por la relación de 2,5 veces entre
una pausa y un impulso.
Con esta forma, denominada de Trábert, la zona tratada
obtiene un efecto fisiológico parecido e imitando a la
kinesia,
al
conseguir
manualmente
este
mismo
efecto
combinado de contracción-relajación. Por tal motivo, esta
forma
ultra-excitante
consigue
efectos
altamente
satisfactorios en las lesiones traumáticas, ya que activan
la irrigación sanguínea alterada y a la vez logra una
fuerte sedación que calma el dolor provocado por la propia
lesión.
Hoy en día por el uso tan generalizado de este tipo de
corriente rectangular
farádica singular, la mayoría de
aparatos de baja frecuencia ya disponen de esta posición
29
preparada a 2.5 ms.
1.4.4.
GALVANO-FARÁBICA EXPONENCIAL PROGRESIVA
Al describir la forma de Trábert la interrupción se
produce con un tiempo que empieza prácticamente desde cero,
lo que es perjudicial para la mayoría de indicaciones del
tipo inflamatorio. Por esto el impulso quedó modificado de
su
forma
rectangular
primitiva
por
otra
de
subida
progresiva y gradual con imitación de reacción fisiológica.
I = mA
Gradiente
Dosis
t = ms
FORMA EXPONENCIAL PROGRESIVA
FIGURA 1.11. REPRESENTACIÓN DE UNA FORMA EXPONENCIAL
Las aplicaciones fisioterapéuticas de la corriente
exponencial progresiva son exhaustivas; prácticamente el
80% de las aplicaciones con corrientes de baja frecuencia
son ocupadas por esta forma de impulsos. Como formas de
aplicaciones
siguientes:
más
sobresalientes
podemos
destacar
las
500 ms.
Los estímulos producidos por la corriente
galvánica
interrumpida
con
impulso
progresivo o exponencial con una duración
de 500 ms. y pausa de igual duración, son
indicados
muy
favorablemente
en
las
lesiones graves de la musculatura lisa y en
los
casos
de
parálisis
con
una
fuerte
acción degenerativa.
200 ms.
Los -estímulos de la misma serie pero con
solo 200 ms. de tiempo de impulso e igual
pausa,
se usan muy acertadamente
en las
lesiones musculares en fase de regeneración
y en las denervaciones del tipo medio.
100 ms.
La forma particular de corriente igual que
las anteriores pero con solo 100 ms. de
tiempo de impulso, se aplican con éxito en
las
lesiones
denervados
de
nervios
recientemente
degenerados
y
en
o
estados
débiles de lesión.
30-50 ms. Esta
forma
mixta
de
corriente
galvano-
exponencial con 30 ms. de tiempo de impulso
y 50 ms. de pausa, consigue unos efectos
muy parecidos a la forma de Trábert, o sea
una
fuerte
acción
analgésica
y un
gran
estimulo vasodilatador en las afecciones
por trastornos circulatorios de todo tipo y
muy especialmente los de origen arterial.
31
50-70 ms. Si aumentamos algo los tiempos de la forma
anterior
logramos
con
galvánica
interrumpida
predominio
del efecto
esta
forma
de
exponencial,
un
analgésico
activación más leve y actuando
y una
a nivel
venoso en vez de arterial. Además/
por
consecuencia de los tiempos más prolongados
de aplicación singular, su efecto es más
acentuado en la eliminación de los edemas
postraumáticos
especialmente
por
en
inactividad
los
procesos
y
post-
operatorios .
La ventaja del tipo farádico sobre las de galvánica
interrumpida, está más que nada en su efecto de sensación
de corriente más tolerable para el paciente debido al
efecto del gradiente progresivo más suave. Por esta razón,
a veces son preferidas a las de impulsos tan largos a pesar
de que sus resultados sean menos satisfactorios. Por otro
lado/ este menor efecto también queda compensado por la
ventaja
de poder dosificar
algo más y lograr
iguales
resultados. Su función básica es que todas actúan sobre el
árbol circulatorio provocando una contracción y dilatación
muy
suave
de
acuerdo
al
tiempo
de
impulso
y
pausa
regulable.
En forma general al aplicar las formas exponenciales
32
hay que tener en cuenta lo siguiente:
Cuanto más cortas son las duraciones de los tiempos de
impulso y de pausa (formas farádicas) más rápida es la
acción del efecto estimulante y más nos acercamos a
los problemas del aparato circulatorio haciendo que se
contraiga la fina capa muscular que lo envuelve.
Cuanto más largas estas duraciones o parámetros de la
forma galvánica interrumpida, actúan como bombas de
presión
y
descompresión
contrayendo
los
grandes
músculos y expeliendo con ellos la sangre que circula
por la región tratada entre los electrodos.
El aparato
clásico es el que se puede regular
a
voluntad tanto los tiempos de impulso como de pausa y la
forma rectangular o exponencial.
1.4.5
FORMAS MODULADAS - ELECTROGIMNASIA
Las formas son tres y su representación gráfica se
puede ver en las Figuras 1.12. 1.13. 1.14.. En las tres
formas representadas se puede observar que todas persiguen
el mismo fin terapéutico: realzar los efectos de las formas
simples o singulares dotándolos de una modulación en forma
acompasada o rítmica/ que haga que el efecto estimulante de
la forma base original quede modificada según la forma del
ritmo o tren.
33
CORRIENTE FARADICA MODULADA
EN FORMA RÍTMICA
ELECTROGIMNASIA
u
JU
FIGURA 1.12. FORMA MODULADA
Asi, la primera tiene un ritmo interrumpido igual que la
tercera en forma rectangular y la segunda lo tiene en forma
exponencial.
FARADICA MODULADA RÍTMICA EXPONENCIAL
1Í
í
n
ELECTROGIMNASIA
••,
r
,'
>d
h
)
, 1L
J
í ií
r
j LÜL
Al
FIGURA 1.13. FORMA MODULADA
A la forma interrumpida sin modificar su estructura
básica (primero y tercera) se las denomina ELECTROIMPULSOS
o TRENES DE IMPULSOS. A las otras dos formas modificadas
por
el
ritmo
o
modulo
exponencial
se
las
denomina
34
ELECTROGIMNASIA o de GIMNASIA PASIVA.
Recordemos que a estas modulaciones se les valora por
el número de ritmos por minuto.
FARAD ICA MODULADA
EXPONENCIAL INTERRUMPIDA
FIGURA 1.14. FORMA MODULADA
Estas formas moduladas de corrientes
tienen
mucha
importancia en las aplicaciones fisioterapéuticas, ya que
las estimulaciones logradas por este doble sistema es más
vigorosa al dar tiempo a la musculatura y a su inervador a
que se recupere de la excitación recibida por la forma
básica o fundamental entre cada pausa o módulo rítmico. La
imitación fisiológica provocada por este sistema de trenes
de impulsos, es prácticamente igual a la que se realiza en
forma natural al hacer ejercicio de gimnasia a cualquier
paciente.
resultados
Hoy
en
día
se
en recuperación
están
consiguiendo
funcional/
grandes
al aplicar estas
corrientes a personas que necesitan del ejercicio físico.
La onda modulada consigue los mismos efectos sin que el
35
paciente tenga que ejecutar ningún esfuerzo por su parte.
Los principales gimnasios, centros de maternidad, centros
médicos
de
cirugía
plástica
e institutos
de
estética
corporal, cada día están usando más este tipo de corrientes
o lo que ellos llaman "placas".
La ventaja terapéutica de estas formas de corriente
modulada es principalmente su característica farádica, ya
que al ser tiempo del impulso tan rápido no da tiempo a que
la corriente llegue a cero y al no aparecer la reacción
característica
de
las acciones polares
anunciadas
por
PFLUGER, la sensación de corriente es menos molesta y se
puede dosificar con mayor intensidad y, por lo tanto de
efecto, estimulante mayor; además, en la pausa del ritmo,
el músculo excitado tiene tiempo de recuperarse al fluir la
sangre normalmente durante este tiempo; esto favorece la
siguiente excitación al ser nuevamente estimulado.
La forma segunda a base de conservar la forma farádíca
exponencial es la que todos los electroterapéutas conocen
como "recreación muscular" y que está incluida junto con
otra
de
pausas
más
largas
de
modulación,
en
los
estimuladores clásicos de baja frecuencia.
De las tres formas disponibles, la tercera forma es la
más empleada. Su efecto fisiológico es la que más se parece
al
natural
ya
que
combina
el
efecto
farádico
básico
36
exponencial con una modulación en forma de senoide, que le
da por un lado una menor sensación de corriente en cuanto
a sensación de piel y por el otro, una fuerte estimulación
acompasada que hace pensar en los efectos característicos
que se consiguen de los ejercicios físicos naturales en la
gimnasia normal.
Por tal motivo a esta forma farádico modulada se la
denomina también electro-gimnasia o gimnasia pasiva.
Los aparatos empleados en la gimnasia pasiva, disponen
de varias salidas que suelen oscilar entre un mínimo de
cuatro y un máximo de diez, con regulador independiente de
intensidad de cada uno.
1.4.6.
CORRIENTES DIADINAMICAS DE BERNARD
Los
impulsos
senoidales
de
todas
estas
formas
dinámicas (ver Figura 1.15.), pertenecen al campo de las
corrientes
farádicas, ya
como puede apreciarse
en las
gráficas, el tiempo de impulso de cada onda es de diez
milisegundos.
Las
corrientes diadinámicas
quedaron
cuatro tipos fácilmente diferenciables.
MF Monofásica fija
formadas
por
37
BIFÁSICA DF
PERIODO 10rns
MONOFÁSICA MF
PERIODO 20 ms
MODULADA EN CORTO PERIODO CP
MONOFÁSICA INTERMITENTE R3
PERIODO 2:
2s
FIGURA 1.15. FORMAS GRÁFICAS DE LAS CORRIENTES DI ADINÁMICAS
DF Difásica fija
CP Modulada a corto período
RS Ritmo Sincopado
1.5. DETERMINACIÓN
DE LAS VARIABLES RELACIONADAS
CON EL
PROCESO DE ELECTROESTIMULACION MUSCULAR.
Los parámetros relacionados con las corrientes de
baja frecuencia en aplicación normal bipolar por electrodos
de placa que hemos de manejar son:
1.
Dosis o Volumen de Impulso
A la cantidad de corriente eléctrica que aplicamos a
38
un paciente en un tratamiento normal de electroterapia
se la denomina: Dosis o Volumen de Impulso.
2.
Tiempo de Impulso
Al tiempo milisegundos (ms) que dura un impulso se lo
denomina: "Tiempo de Impulso".
Normalmente se lo representa por la letra "T".
3.
Pausa de Impulso
Al intervalo o pausa de descanso entre un impulso y
otro de una forma de corriente pulsatoria o singular
se la denomina: "Pausa de Impulso".
Se representa por la letra "I".
4.
Período o Ciclo
Al tiempo total transcurrido para que se efectúe un
tiempo
de
impulso
y
una
pausa,
se le
denomina:
"Periodo o Ciclo".
Se la representa con la letra "P".
5.
Frecuencia
Al número de periodos o ciclos dados en un segundo se
lo denomina: "Frecuencia".
39
6.
Gradiente
Al ángulo de progresión ascendente que determina la
tangente de una corriente de tipo exponencial se la
denomina: "Gradiente".
Puede ser de tres clases:
7.
Ritmo de Modulación
Al
número
de
modulaciones
superpuestas
al
una
corriente pulsatoria singular a base de sistemas de
trenes de impulso periódicos, es a lo que se llama:
"Ritmo de Modulación"
8.
Representación Gráfica
Esto no corresponde a un parámetro de las formas de
las corrientes, pero es necesario su inclusión ya que
en algún momento se tiene que representar algún tipo
de estas ver Figuras 1.16. y 1.17..
Las corrientes diadinámicas de Bernard son las más
utilizadas por los Fisiatras ya que hacen trabajar la parte
motora y relajan la parte sensitiva, además satisfacen las
exigencias
terapéuticas
características
técnicas
y
de
reúnen
las
las
formas
ventajas
rectangular
y
y
exponencial combinada. Es por esto que se ha seleccionado
40
la generación de las mismas como objetivo de esta tesis
f:
I
FIGURA 1.16. VARIABLES DEL PROCESO DE
ELECTROESTIMULACION
J^UUU
ui
J~u
-RITMO
5
FIGURA 1.17. VARIABLES DEL PROCESO DE
ELECTROESTIMULACION
1. Duración del período o frecuencia
2. Duración del impulso
3. Duración de la pausa
4. Volumen del impulso
5. Ritmo de modulación o trenes de impulso
CAPITULO 2
DISEÑO DEL HARDWARE
Considerando que el equipo que se va a fabricar es de
baja frecuencia, las ondas utilizadas son las diadinámicas
de Bernard. Para trabajar con estas hay que tomar en cuenta
que:
No
importa el valor promedio
de la onda
de
corriente sino más bien el valor pico.
La sección de estimulación debe estar aislada
eléctricamente del resto del equipo.
El equipo debe ser capaz de controlar el valor
pico de la corriente de estimulación entre un
±10% del punto de trabajo.
42
La frecuencia de oscilación de la onda senoidal
debe estar entre los 50 a 60 Hz .
El tiempo de terapia variable de 2 a 20 minutos
en pasos de 2 minutos.
Debe
generar dos formas
de onda
(ver Figura
2.1.); poder mezclar estas entre sí (ver Figura
2.2.) y con una pausa en tiempos variables de 1
a 10 segundos en pasos de 1 segundo.
FIGURA 2.1. FORMAS DE ONDA BASE
El diagrama de bloques del estimulador se observa en la
Figura 2.3.
2.1. DISEÑO DE LA TARJETA DE CONTROL DEL ELECTROESTIMULADOR
El circuito completo se encuentra en el plano 1,
Para el circuito oscilador teniendo en cuenta que su
frecuencia va a ser de 50 a 60 Hz,senoidal, se diseño el
43
siguiente circuito
(ver Figura 2.4.):
ti
ts
FIGURA 2 . 2 . COMBINACIONES DE LAS FORMAS BASES
DIAGRAMA DE BLOQUES DEL EQUIPO
OSCILADOR
AMPLIFICADOR CON
CONTROL DE GANANCIA
AMPLIFICADOR
DE POTENCIA
REflLIMENTACION
DE CORRIENTE
FIGURA 2 . 3 . DIAGRAMA DE BLOQUES DEL EQUIPO
El
circuito
es
un oscilador puente
de Wien
más un
44
filtro pasabajos. El fabricante del chip a utilizar sugiere
que para obtener ondas senoidales se haga una onda cuadrada
y
luego
se la filtre, por lo que del puente de wien
obtenemos una onda senoidal saturada en las puntas y la
filtramos. El valor pico de la onda de salida debe estar
alrededor de 100 mV.
OSCILADOR
+Vcc
•*xUC
R4
4
R4
,
3
2
S C2
•^s.
*
^
1
1
<
Pi <
-Vcc
GRÁFICO 2 . 4 . CIRCUITO OSCILADOR Y FILTRO
Las ecuaciones para el oscilador y el filtro son
OSCILADOR
JT
J-
A=-
1
45
FILTRO
1
La onda senoidal para estimulación es de 60 Hz, se
asume el valor
del capacitor C¿ como de 0.01 uF,
por
existir en el mercado; el valor de la amplificación A es
igual a 2.4 para cumplir con la condición.
Calculamos R2
f0 = 50 Hz
A
=2.4
GÍ =
0.01
uF
R, = 320 K
R2 = 120 K
R3 = 50 K
Ya
que
interesa
una
onda
completamente
senoidal
experimentalmente se llegó a que la frecuencia de corte del
filtro sea de 35 Hz. Se asume el valor del capacitor C2
igual a O.01 uF.
Calculamos:
fG = 35 Hz
C2 =
0. 01 uF
R4 = 32 K
El operacional
compensado el offset.
utilizado es el LF 347 por
tener
47
cuenta que la amplificación total es de 960 y la relación
de transformación del transformador es de 5, se seleccionó
una amplificación fija de 3 para el operacional y de 64
para las tres etapas con control de ganancia. Para estas
etapas la ganancia que se seleccionó se muestra en la Tabla
2.1. en donde también se muestra el voltaje de entrada pico
y salida pico para el cálculo de cada etapa.
TABLA 2.1. DATOS
AMPLIFICACIÓN
ETAPA
PARA
CADA
Vpico in
UNA
DE
LAS
Vpico out
ETAPAS
DE
Amin
Amax
1
4
MIN
MAX
MIN
MAX
Ira . ETAPA
0.050
0. 050
0 .050
0.200
2 da. ETAPA
0 . 050 0 .200
0 .015
0 . 800 0 .3
4
3ra. ETAPA
0. 015
0 .800
0.015
3 .200
1
4
AMPLIFICADOR
0.015
3 .200
0.045
9.400
3
3
La forma como varía la resistencia drenaje-fuente
cuando
se
varía
el
voltaje
compuerta-fuente
del
fet
utilizado se ve en la Figura 2.6..
Se observa en la figura que se puede considerar lineal
la zona de 25 a 150.
Las ecuaciones para un transistor
trabajando como
amplificador en emisor común (ver Figura 2.7) son:
Se supone para el desarrollo un voltaje AC de entrada,
•vif de forma triangular y la salida amplificada, v0.
48
VARIACIÓN DE LA RESISTENCIA DEL NTE466
800-
700600500O
400-
co
g
300200100-
o-
o
1.5
2
-VGS [VOLTIOS]
O.í
2.Í
FIGURA 2.6. VARIACIÓN DE LA RESISTENCIA DRENAJE-FUENTE DEL
FET ANTE CAMBIOS EN EL VOLTAJE DE COMPUERTA
AMPLIFICADOR EN EMISOR COMÚN
Vcc
DISTRIBUCIÓN DE VOLTAJES
DE LA CONFIGURACIÓN
Vcc
Vcc'
RB1
FIGURA
2.7.
AMPLIFICADOR
DISTRIBUCIÓN DE VOLTAJES
EN
EMISOR
COMÚN
Y
Para que el transistor no se sature en el semiciclo
negativo del voltaje de salida v0:
= v + V
ve = v± + VE
(1)
(2)
49
vc
voltaje AC de colector
Vc
voltaje DC de colector
ve
voltaje AC de emisor
VE
voltaje DC de emisor
(1) - (2) vce « VCE 4- v0 - Vi
(3)
Las ondas del emisor y colector están en contrafase y
cuando estas llegan al punto máximo se tiene el VCEMIH.
De:
(3)
V C E M I N = VCE -
( Vpicoi + Vpicoo )
(4)
v
pico i
Voltaje pico AC de entrada a la etapa
v
pico o
Voltaje pico AC de salida de la etapa
v
GE MIN
Voltaje colector emisor mínimo
Si la ganancia del amplificador es :
A = V picoo / V picoi
(5) •* (4) V C E M I N = VCE -
. Los
voltajes de
( 1 -i-
(5)
A|
) Vpicoi
saturación para
(6)
un transistor
consideran entre:
Entonces para que no haya saturación se tiene
De:
(6)
VCE = V CESAT + ( l + |A|
) Vpicoi
(7)
se
50
Para que el transistor no se corte en el semiciclo
positivo de la señal de salida ic debe ser mayor que cero.
Vcc > VCE + VE + VRC
(8)
ic = I c + i c , > O -> Ic > Ipico G. -* ±c, « - v0 / RL,
-^-pico c'
~~
v pico
o
/
^L1
RL, = RLL -L Rcc
Ic > Vpico o / RL'
*c = VRC / Rc
(9) = ( 1 0 )
O)
(10)
VRC>Vpicoo
(11)
A = RL, / RE,
, = Rg
RDS
La impedancia de entrada al circuito es :
El circuito equivalente AG de entrada del transistor
tiene Z^ en serie con C±/ planteando la ecuación f asorial
y considerando que:
Z, » XPÍ
c,»
El circuito equivalente AC de salida del transistor
tiene RL/ Rc y G0 en serie, planteando la ecuación f asorial
y considerando que:
51
R
+ R
Para hallar el valor de Ce siguiendo un procedimiento
igual al anterior se llega a:
O,»
i
En las etapas amplificadoras
se considera que
la
resistencia de colector es mucho menor que la resistencia
de carga para que la etapa no se vea afectada por la
resistencia de carga; la resistencia de carga para la etapa
de atrás va a ser la impedancia de entrada de la etapa' de
adelante.
Calculando los valores desde la última etapa hacia
adelante tenemos:
Para la etapa con amplificador operacional:
Amplificador operacional LF 347
Se supone:
Rx = 33 K
Calculamos :
Px = 15 K
y
A = 3 de la Tabla 2.1.
La resistencia de entrada al circuito amplificador va
a ser aproximadamente el valor de P1.
Para la tercera etapa de amplificación:
52
Transistor T3 -> EGG 268
B = 1000
RL = 10 K
De la Tabla 2.1.:
Vpico ¿ = 0.8 V
Vpico o = 3 . 2 V
Se escoge las resistencias R33 y R34 considerando que:
la ganacia máxima de la etapa es cuando el transistor T31
presente la mínima resistencia igual a 25 omh, la ganancia
mínima cuando el transistor presente la máxima resistencia
(circuito abierto) . El valor de la resistencia de emisor
debe ser comparable con la resistencia que presenta el
transistor f et ver Figura 2.6.
Si :
R34 « R--T31
R33 « RL
RL, =
Por lo que:
^^ =
R33 / R34
Olí
"^
'
™
R33 « RL
Por lo que :
^^ =
R33 / RE,
Se supone:
R33 = R34 = 100
Con lo que:
A^ = R33 / R34
A^ín = 100 / 100 = 1
RE, = 20
Iw
53
Se supone :
VRC = 5 V > V pico
Se calcula:
I c = VRC / R33
TC
0 máx
I E = 50 mA
=
VE = I E * RE
VB > Vpico
±
VE = 5 V
IB = IB / B
I B = 50 UA
IR32
IB
>:>
I R32 = 1 mA
VB = 0 . 6 + VE
VB = 5 . 6 V
-^•32
=
^B
/
-Í-R32
R32 = 5.6
K
1/4
w
IRSI ™ IB + Isz
IR31 = 1.05 mA
"^"cG
>
VCE
sat
+
"^R34
Se ocupa una fuente de:
+
^R33
+
"
Vcc = 18 V
=
^
"
VR31 = 12.4 V
R31 = 12 K
Zi
La
valores
frecuencia
de
los
1/4 w
= 3. 2 K
de oscilación fm£n es de
capacitores
encontrados en el mercado .
se
hacercan
60 Hz
a
los
valores
54
Transistor T,-, ~> EGG
G33 = 2 .2 uF
16 V
C31 = 10 uF
16 V
C32 = 1000 uF
16 V
466
Para la segunda etapa de amplificación:
Transistor T, -* ECG 172A B = 7000
RL = 3 .2 K
De la Tabla 2 . 1 . :
Vpico i = 0.2 V
Vpico
0
= O. 8 V
« 0.3
De una forma igual al cálculo de la primera etapa
Se supone:
Con lo que:
R23 = 100
l/2w
R24 = 300
l/2w
A^ = R23 / R24
A^^ = 100 / 300 = 0 . 3 3
R E , = 23 .1
Anáx = 4 . 3 3
Se supone:
VRC
= 2 V > V pico 0 máx
Calculamos:
Ic = IE = 20 mA
VE = I c * RE
VE
> vpico i
VE = 6 V
IB = I B / B
55
I B « 2 . 8 uA
-I-R22
->>
-^B
I R22 = 0 . 2 mA
= 0 . 6 + VE
V
= 6.6 V
R 22 «
33 K
1/4
w
IR21 = 0 . 2
VCE
sat
+ VR24 + VR23 + Vpico i + Vpico 0
Se ocupa una fuente de:
Vcc = 18 V
VR21 = 11.4
-K-21
~
VR21
V
/
J-R21
R21 = 51 K
1/4
w
Z ± = 17 .8 K
La frecuencia
valores
de
los
de oscilación
capacitores
fmín es de
se
hacercan
encontrados en el mercado .
Transistor T
C21 = 2 .2 uF
16 V
C32 = 1000 uF
16 V
-> ECG 466
Para la primera etapa de amplificación:
60 Hz
a
los
valores
56
Transistor Tx •* EGG 172A B = 7000
RL = 17.8 K
De la
Tabla 2 . 1 . :
Vpico ¿ = 0.05 V
Vpico = 0 , 2 V
Anín
=
1
De una forma igual al cálculo de la primera etapa
Se supone:
Con lo que:
R13 = 100
l/4w
R14 = 100
l/4w
A^ = R13 / R14
An£n
=
1
R E , = 20
Anáx
=
5
Se supone :
VRC
= 3 V > V pico 0 máx
Calculamos:
Ic = 30 mA
VE = Ic * RE
VE > vpico i
VE = 3 V
IB = IB / B
I B = 4 . 2 8 UA
IR12
>:>
IB
IR12 = 0 . 1 mA
VB = O . 6 -i- VE
tí
E.
VB = 3 . 6 V
R12 = VB /
R12 =
1R12
33 K
1/4
w
57
IR11 = O .05 mA
VCE
sat
+
VR14
Se ocupa una fuente de:
-!-
VR13
+
Vpico
i
+
Vpico
o
Vcc = 18 V
V
= Vcr - V
VR11 = 14.4 V
K-II
=
VR11
/
IR11
RX1 = 150 K
1/4
w
Z¿ = 2 3 . 4 K
La
valores
frecuencia
de
los
de oscilación fm£n es de
capacitores
se
hacercan
60 Hz
a
los
valores
encontrados en el mercado.
Cu = 2.2 uF
C12 = 1000 uF
16 V
16 V
Transistor T1X -> ECG 466
Para el bloque amplificador de potencia tenemos el
circuito que se ve en la Figura 2.8..
El circuito consta de dos etapas seguidoras de emisor,
la primera a la que llega la señal del operacional sirve
para acoplar las impedancias.
Según la Tabla 2.1. el máximo voltaj e en C1:L es una
onda senoidal con:
Vpico = 9 v
f = 50 Hz
58
CIRCUITO DE SPLIDft DE POTENCIA
Vcc
Cli
CIRCUITO DE ESTIMULACIÓN
R13 >
R2H >
RS3
CIRCUITO DE ESTIMULACIÓN >
GRÁFICO 2 . 8 . CIRCUITO DE POTENCIA
DISTRIBUCIÓN DE VOLTAJES
DE Lfi CONFIGURACIÓN
SEGUIDOR DE EMISOR
Vcc
¡ vce
Vcc
RB1
VE
Ci
Ce
RB2S
> RE
RL vo
V
FIGURA
2.9. CIRCUITO
DISTRIBUCIÓN DE VOLTAJES
La
primario
mínima
del
carga
SEGUIDOR
hallada
transformador de
DE
EMISOR
experimentalmente
salida
es de
Y
en
el
2.5 K la
relación de transformación es de 5.
Las ecuaciones para un transistor trabajando como
seguidor de emisor (ver Figura 2.9) son:
Se supone para el desarrollo un voltaje AC de entrada,
±/
de forma triangular y la salida/ v0.
59
Para que el transistor no se sature en el semiciclo
positivo del voltaje de salida v0:
ve = v0 + VE
(1)
ve
voltaje AC de emisor
VB
voltaje DC de emisor
Entonces: Vcc > VCE
v
pico o
v
CE MIN
+ 2 Vpico
MJN
(1)
D
Voltaje pico AC de salida de la etapa
Voltaje colector emisor mínimo
Los voltajes de saturación
para un
transistor se
consideran entre:
V < VCE MIN < 2 V
Para que el transistor no se corte en el semiciclo
negativo de la señal de salida ie debe ser mayor que cero.
Íe
=
IB + Íe'
> ° ->
'
~~
IB > ípico e'
^pico o /
-» Í 6 '
-^-L'
= RL -I- RE
> Vaco /
= VRE /
RB
RL'
(2)
(3)
=
-
V0
/
RL,
60
o
(4)
La impedancia de entrada al circuito es
El circuito equivalente AC de entrada del transistor
tiene Z¡_ en serie con Ci/ planteando la ecuación fasorial
y considerando que:
C,».
Para hallar el valor de Ce siguiendo un procedimiento
igual al anterior se llega a:
Calculando los valores desde la última etapa hacia adelante
tenemos :
Para la segunda etapa:
Transistor T2 -> ECG 261
B = 1000
RL = 100
Si:
Se supone:
R23 = 15
lOw
61
Se supone:
VE = 11 V > V pico 0
Se calcula:
I E = VR23 / R23
IB = 0 . 7 3 A
^B
I
=
^E
/
B
= 0.73
mA
IR32 = 11 mA
VB = O . 6 + VE
VB = 11.6 V
R32 = 1 K
1/4 w
= 11.7 mA
VCC
>
VCE
Se ocupa una fuente de:
sat
+
2
Vpico
Vcc = 26 V
^
~
=
VR21 = 14.4 V
R21 = 1.5 K
Z¿
La
valores
frecuencia
de
los
de
= 573
oscilación
capacitores
1/4 w
fmin es
se hacercan
de
a
encontrados en el mercado.
C21 = 47 uF
16 V
C22 = 470 uF
16 V
Para la primera etapa:
60 Hz
los
los
valores
62
Transistor Tx -> ECG 268
B = 1000
RL =
573
SÍ:
R13 « RL
Se supone :
R13 = 5 O
5w
VE = 11 V > V pico 0
Se calcula:
I E = VR13 / R13
I E = O .22 A
IB = IE / B
IB = O . 2 2
IRIZ
>;>
mA
IB
IR12 = 2 mA
VB = O . 6 + VE
VB = 11. 6 V
^-12
-
VB
/
IR12
R12 = 5. 8 K
1/4 w
IR31 = 2 .22 mA
VpiCQ
Se ocupa una fuente de:
Vcc = 26 V
VR21
=
"^CC
~
VB
VR21 = 14.4 V
•"•21
" ^R21
/
R21 = 6 . 7 K
1/4
w
de oscilación fmln es
de
Z¿
La
valores
frecuencia
de
IR21
= 3 K
60 Hz
los capacitores se hacercan a los
los
valores
encontrados en el mercado.
Clx = 47 uF
16 V
El bloque de realimentación de corriente consta del
siguiente circuito (ver Figura 2.10.):
RETñLIMENTACIÓN DE CORRIENTE
<ELECTRODO I
•fVcc
01
+5 VDC
REftLIMENTftCIQN DE
?IENTE>
FIGURA 2.10. CIRCUITO DE REALIMENTACIÓN
DE CORRIENTE
El optoacoplador Oí es el NTE 3044 y su corriente de
transferencia es del 100 %, la corriente pico máximo va a
ser de 12 mA y para que el voltaje pico de realimentación
sea de 12 V sobre R± entonces :
=V
Rl = 1 K
1/4 w
El optoacoplador O2 es "el TIL 116 y funciona como un
interruptor y experimentalmente para que funcione como tal
se llegó al valor de resistencia de:
64
R2 = 220
1/4 w
El bloque del valor de referencia es el circuito de la
Figura 2.11..
CIRCUITO PPRft EL VftLOR DE REFERENCIA
R10
•H/cc
VPLOR DE~T~
REFERENCIA I
<A
PJL
H-5VDC
.CE
-Vcc
~~r
HDISPLftY>
OFFSET L
P2 <j
-Vcc
RS
RI
IDEL TRftFQ DE SftLIDfí
GRÁFICO 2.11. CIRCUITO DEL VALOR DE REFERENCIA
El operacional usado es el LF 347.
El circuito con el timer es para acelerar la respuesta
del circuito/ el cual deja de actuar cuando aparece una
señal de 0.5 V pico en el primario del transformador. El
tiempo del timer es de 10 segundos. La resistencia R3 es
para dar la referencia cero.
El un operacional
comparador.
es un sumador y el otro es un
"La"écuácl6n"para "el" Tiempo' del
- -• • monoestable es:
t
Ri
= 1 .-X
Y R2 son un divisor ' de'1, tensión en donde el voltaje
/sobre Rx debe ser áe 0.5 V asi:
« 10 K
._
1/4 w
1/4 w L"'"
1N4001
-E:l valor de R3 se encontró- experimentalmente:
R3 =
Se supone:
1 K
1/4 w
C2 = 470 uF
6 V
Según el fabricante:
C-3, = 0.01 .uF
6 V
cerámico
Consid'er ando que la ganancia ..d:el. sumador es -:1 -iira'iLl-amo-s los
rpes- -dé-;
.
;
.
. ;" -
R5 = R¿; = -R7 = R8 = 33 K
R10 = 10 K
Suponemos.-;
t• .t -
-
1/4 w
1/4 w
Px = P2 =-.-5.0 K
El valor hallado para el optóinterruptor 0^ es. ; •:• w
R9 = 220
1/4 w
Ox ^ TIL 116
El bloque sumador, es el circuito de la Figura 2.12..
R5 = 1 M
DISEÑO DE LA SECCIÓN DE ESTIMULACIÓN
2 .2
La sección de estimulación utiliza un transformador y
optoacopladores para aislar eléctricamente la salida. El
circuito completo puede mirarse en el plano 2.
Las señales DI y D2 controlan la forma de onda de la
salida y esta es sincronizada por medio de un flip-flop
D
con el cruce por cero de estas.
La señal del reloj del f lip-f lop D se tomará del
primario
del
transformador
de
salida
por
medio
del
siguiente circuito (ver Figura 2.13.):
CIRCUITO DE RELOJ
4-5UDC
GRÁFICO 2.13. CIRCUITO DE RELOJ
Los valores de resistencias se calculan considerando
que el circuito va a trabajar en corte y saturación.
Tx -> NTE
123AP
1N4001
= 1 K
R, = 10 K
Para el circuito que controla los tiempos tx y t2 (ver
Figura 2.2.) se escogió un LM 555 trabajando como aestable
con la configuración de la Figura 2.14..
CIRCUITO AESTABLE
+5VDC
Rl
+5VDC
GRÁFICO 2.14. CIRCUITO AESTABLE
Las fórmulas para el circuito son:
Tv = O .69 R nn C,
TL = 0.69 R!
TH
tiempo en nivel alto
TL
tiempo en nivel bajo
69
Reemplazando valores tomando en cuenta que TH y TL
variables
de
1
a
10
segundos
en pasos
obtenemos:
Cx = 470 uP
16 v
R-L
=
3 .84 K
R1:L =
3 .84
K
R2
=
6.17
K
R12 =
6.17 K
R3
=
9.25 K
R13 =
9 .25 K
R4
= 12.33
K
R14 = 12.33
R5
= 15.42
K
R1S = 15.42 K
R6
= 18.50
K
R16 = 18.50 K
R7
« 21.58
K
R17 = 21.58 K
R8
= 24.67 K
R18 = 2 4 . 6 7 K
R9
= 27.75 K
R ig = 2 7 . 7 5 K
R10 = 3 8 . 4 0 K
R 20 = 3 8 . 4 0 K
K
Los valores reales que se emplearon son:
R-L
=
4.44 K
RH =
3 .93 K
R2
=
9.39 K
R12 =
7.50 K
R3
= 14.74 K
R13 = 11.10
R4
= 18.00 K
R14 = 13.74 K
R5
= 20.00 K
R1S = 19.87 K
R6
= 24.70 K
R16 = 23.18
R7
« 29.19 K
R17 = 30.10 K
R8
= 32.58 K
R18 = 3 2 . 7 0 K
R9
= 39.00 K
R19 = 3 6 . 8 0 K
R10 = 4 3 . 0 0 K
R 20 = 4 2 . 1 0 K
K
K
de
1
segundo
70
ECG 123AP
D.,. = D2 -* 1W4001
D3 LED VERDE
R31 « 560
1/4 w
R,
1/4 w
220
C2 = O . 01 uF
6 v
La red del reset en el encendido del equipo se ve en
la Figura 2 . 1 5 . .
CIRCUITO PfiRfi EL RESET
+5VDC
RESET
Cl
GRÁFICO 2.15. CIRCUITO DE RESET
La ecuación de cálculo para este circuito se establece
considerando
que el punto de toma de la señal de reset
tiene alta impedancia de entrada y la red va a ser una RC:
C-
ce
Para que alcance el valor de 0.6 v en el capacitor
71
desde el encendido en un tiempo t de 3 segundo con un
voltaje de alimentación de 5 v tenemos:
C
=
6 v
47 uF
RÍ -
500 K
1/4 w
Para el tiempo de estimulación que va de 2 a 20 min en
pasos de 2 minutos utilizamos el LM 555 como monoestable
(el circuito se ve en la Figura 2.16.).
CIRCUITO MONOESTftBLE
+5VDC
Ci
R10
GRÁFICO
MONOESTABLE
2.16.
CIRCUITO
La fórmula para el cálculo del tiempo del circuito
monoestable es:
= iX . iJL üK-L í~iL.-L
Donde se supone un valor de capacitancia,
Reemplazando valores tenemos:
72
-L = 4 7 0 0 uF
16 v
R!
=
23.21 K
R6
= 139,26 K
R2
=
46.42 K
R7
= 162.48 K
R3
=
69.63 K
R8
= 185.69 K
R4
=
92.84 K
R9
=208.90 K
Rc
= 116.05 K
R i n = 232.11 K
Los valores reales que se emplearon son:
RI
=
20.00 K
R6
= 119.20 K
R2
=
41.30 K
R7
= 139.70 K
R3
=
62.10 K
R8
= 157.10 K
R4
=
8O . 5 O K
R9
= 182.00 K
Rc
= 101.30 K
R10 = 198 .50 K
En los Figuras 2.17. y 2.18. pueden verse las curvas reales
con los experimentales para los tiempos del timer LM 555.
El flip-flop D escogido es el 7474, los optoaisladores que
están
en
el
puente
rectificador
del
secundario
del
transformador es el ECG 3044.
El circuito que manej a el relé que da inicio a la
estimulación está en el Figura
transistor
funciona
como
un
2.19.
interruptor
siguientes valores:
I?! -> ECG
í-i = 330
123
Sabiendo
AP
1/4 w
que
tenemos
el
los
73
CURVAS DELTIMER COMO AESTABLE
ce
5
6
TIEMPO [S]
TIEMPO EN BAJO
10
TIEMPO ENALTO -*- TEÓRICA
GRÁFICO
2.17.
VALORES
DE
TEMPORIZADOR COMO AESTABLE
RESISTENCIA
REALES
DEL
CURVAS DELTIMER COMO MONOESTABLE
200
20
5
6
7
TIEMPO [S]
TIEMPO ENALTO
TEÓRICA
GRÁFICO 2 .18 . CURVAS DE RESISTENCIA REALES DEL TEMPORIZADOR
COMO MONOESTABLE
74
CIRCUITO DEL RELÉ
+Í2VDC
JD1
E
D2
HT
¿_
Rl
Ti
-z=-
GRÁFICO 2.19.
MANEJO DEL RELÉ
CIRCUITO
D.,. -> 1N4001
D2 -* LED
PARA
Jt
ROJO
Para el circuito que va ha indicar de una forma
cuantitativa la corriente utilizamos el que se observa en
el Figura 2.20.
CIRCUITO IND:CCftDOR
<r
L4
LS,
*Y
1&
^
,v
i,v
LS,
Í2VDC
GND
VIN
VRMIN
VRMfiX
VOi
VDD
V02
VOiQ
V03
V09
V04
VOS
VOS
V07
DIMMER
VOG
DE CORRIENTE
<F
^DISPLfíYl
GND
VRMIN
VIN
VRMAX
—<DI BPLftYI
Í2VDC
i2VDC
LV
LÍ2 L151
M
/V , _ii LIS1
M
_10 LÍ7
M
/V , L3 LÍ8J
7 LÍ4
\3
VOi
VDD
V02
V010
VOS
V09
V04
VOS
V0S
V07
/ L23
J_22
/V| |_2i
J_20
DIMMER VOG
/
^
Í2VDC
/v
[_Í3
7
^
GRÁFICO 2.20. CIRCUITO INDICADOR DE CORRIENTE
«•
La fuente de alimentación para todos los circuitos
puede verse en el plano 3.
75
La fuente de 26 V de continua es de potencia para las
etapas de salida, las fuentes de +18 y -18 v de continua
para las etapas de pre-amplificación y alimentación a los
operacionales, la fuente de +5 v de continua para todo el
circuito de control de forma de onda, la fuente de 12 v de
continua
para
manejo
de
relés
circuito
indicador
de
corriente.
Las corrientes de continua y voltajes pico necesitados
se detallan a continuación
(ver tabla 2.2.):
TABLA 2.2.
CORRIENTES DE CONTINUA
NECESARIOS PARA LA FUENTE DEL EQUIPO.
Y
VOLTAJES
FUENTE
I
Vpico
[Vcc]
[A]
[v]
+ 26
0.8
35
+18
0.5
24
-18
0 .5
24
+5
0 .5
24
+12
0 .5
24
PICO
La fórmula para el cálculo de los capacitores para
cada fuente conocido el valor pico de la onda de entrada
la corriente de continua necesitada y el porcentaje de
rizado es:
r=-
Icc
Suponiendo un rizado del 10% ya que este valor se lo
considera despreciable:
TABLA 2,3. CAPACIDAD DEL CONDENSADOR PARA LAS DIFERENTES
FUENTES
FUENTE
C
[Vcc]
[uF]
+5
500
+12
500
+18
500
-18
1500
+26
1500
CAPITULO 3
PRUEBAS Y RESULTADOS
3 .1
PRUEBAS DEL EQUIPO
Para
realizar
las
pruebas
de
funcionamiento
se
observan los siguientes puntos fundamentales:
Verificación
del
funcionamiento
sobre
cargas
que
simulen la resistencia de piel.
Verificación del funcionamiento sobre cargas reales.
En las pruebas se busca determinar si el equipo puede
mantener su corriente constante al variar la carga aplicada
al mismo.
Para realizar la prueba
del funcionamiento sobre una
carga que simule la resistencia de piel, se coloca un
potenciómetro variable en la salida del equipo. Se varió la
78
resistencia para una corriente determinada y se anotó los
valores de corriente y voltaje picos para cada forma de
onda del equipo. Se utilizó un t1 = l s y t
2
=
ls.
Los valores hallados se tabulan en la siguiente tabla:
TABLA 3.1. VALORES HALLADOS SOBRE RESISTENCIAS DE PRUEBA
FORMA DE ONDA
RDS
RS
"• MBDIDA
CP
PICO SBCUHDARIO
•*•
PICO SBCUBDARIO
"
CALCULADA
[K]
[V]
[mA]
[K]
4.5
21.1
4.7
4 . 49
4 .0
19.0
4.7
4 . 04
3 .5
16.5
4.7
4.51
3 .0
14 .0
4.7
2 .98
2.5
11.8
4 .7
2 .51
2.0
9.5
4 .7
2 . 02
4.5
21.2
4.7
4.51
18 . 9
4.7
4.02
3 .5
16.3
4.7
3 .47
3 .0
14 .1
4.7
3 . 00
2.5
11.7
4 .7
2 .49
2 .0
9.4
4 .7
2 . 00
4 .5
21.1
4.7
4.49
4.0
19.0
4. 7
4 .04
3 .5
16.4
4 .7
3 .49
3 .0
14. 0
4.7
2.98
2.5
11.7
4.7
2 .49
2.0
9.5
4.7
2 . 02
4.5
21.2
4.7
4.51
4. 0
18.9
4.7
4.02
3.5
16.3
4. 7
3 .47
3 .0
14.1
4 .7
3 . 00
2.5
11.7
4.7
2 .49
2.0
9.4
4.7
2 . 00
4.0
MF
V
.
•
79
FORMA DE ONDA
DF
p
"• MEDIDA
" PICO aECUNCARIO
[K]
[V]
[tnA]
[K]
4.5
21.2
4 .7
4.51
4. 0
18 .9
4 .7
4. 02
3 .5
16.4
4.7
3 .49
3 .0
14.0
4.7
2 .98
2 .5
11.8
4 .7
2.51
2 .0
9.4
4 .7
2 . 00
I
PICO SHCUHDAJUO
"• CALCUtADA
En la Figura 3.1. se puede observar el comportamiento
del equipo ante variaciones de resistencia.
CORRIENTE CONSTANTE
2.5
5
5.5
R MEDIDA [K]
RSD
CP
FIGURA 3.1.
RESISTENCIA
VARIACIÓN
RS
DF
DE
4.5
MF
VOLTAJE
ANTE
CAMBIOS DE
La verificación sobre cargas reales se las hizo con la
forma de onda DF, los datos hallados se los tabula en la
80
Tabla 3.2.:
TABLA 3.2. VALORES HALLADOS SOBRE PERSONAS
SUJETO
I
II
III
IV
V
VI
I
V
V
V
V
V
V
[tnA]
[V]
[V]
[V]
[V]
CV]
[V]
1.6
14. 0
12 . 0
10.5
11.9
9.8
10 . 0
2,8
17.2
18 .8
17 .3
4.0
18.0
22 . 0
19 .1
20.1
7.0
23 . 0
27.7
22 . 0
25.9
21.0
19. 0
10 . 0
32 .3
34.8
28 .7
33 . 0
28.1
26,7
39 .0
38,1
34. 0
37.3
32.9
32 . 0
12.0
18 . 0
12.2
16.0
16.0
15.5
Gomo se puede observar en la Tabla 3.2. manteniendo el
mismo valor de referencia el equipo responde con diferentes
niveles de voltaje lo cual es debido a que cada persona
tiene una resistencia de piel diferente.
En el Figura 3.2.
resistencia
de piel
se observa la variación
de la
al aplicarle voltaje, lo cual
se
gráfica en caso sea de interés para futuros trabajos.
El diseño de cuantificación de la corriente pico, se
la hizo por medio de leds, ya que luego de
escuchar
opiniones de médicos sobre la forma de aplicación de la
terapia,
esta se la da por
el nivel de sensación
de
corriente que tenga el paciente y el valor de la corriente
sirve tan solo de guía para no provocar una
sensación
desagradable en el paciente; es por esto que en todas las
terapias al médico le interesa saber que está con lo que
81
ellos denominan una dosis alta, media o baja.
VARIACIÓN DE LA RESISTENCIA DE PIEL
6
7
8
9
10
11
12
SUJETO 1 —•— SUJETO 2 -*- SUJETO 3
SUJETO 4 —*- SUJETO 5 -+- SUJETO 6
FIGURA 3.2. VARIACIONES DE VOLTAJE DEL EQUIPO ANTE CARGAS
REALES
En la Tabla 3.3. se observa el nivel de corriente pico
indicado por medio del led encendido.
TABLA 3.3. VALOR PICO DE CORRIENTE APLICADA
LED #
ENCENDIDO
RSD
DF
CP
MF
RS
[mA pico]
[mA pico]
[mA pico]
[mA pico]
[mA pico]
POSICIÓN I
0
0
0
0
0
1
1.4
1.4
1.4
1.8
1.8
2
2.4
2 .4
2 .4
3 .4
3 .4
3
3 .0
3 .0
3 .0
4.6
4.6
4
3 .6
3 .6
3 .6
5.6
5.6
5
4.2
4.2
4.2
7.0
7.0
6
4.8
4.8
4. 8
8 .0
8 .0
82
LED #
ENCENDIDO
RSD
DF
CP
MF
RS
[mA pico]
[mA pico]
[mA pico]
(mA pico]
[mA pico]
7
5.4
5.4
5.4
9.2
9.2
8
6.0
6.0
6.0
10 .5
10 .5
9
6.6
6.6
6.6
12.0
12 . 0
10
7.2
7.2
7.2
11
7.8
7.8
7.8
12
8.4
8.4
8.4
13
9.0
9.0
9.0
14
9.6
9.6
9.6
15
10.2
10.2
10 .2
16
10. 8
10 . 8
10.8
POSICIÓN II
12
12
12
RESULTADOS
3 .2
Como podemos observar en la Tabla 3.1., el equipo,
ante variaciones de la resistencia/
variaciones
en
el voltaje
para
da como resultado
mantener
constante
la
corriente en las cinco formas de onda del equipo. En la
Figura
3.1. se puede
voltaje responden
observar
que las variaciones
de
en forma lineal a las variaciones de
resistencia.
En la Tabla 3.2. puede verse que para cargas reales el
equipo
con un mismo nivel
de referencia
responde
con
diferentes niveles de voltajes esto es para compensar la
diferencia
personas.
de
resistencia
que
hay
en
las
diferentes
83
Con
cargas
verdaderas
podemos
observar
que
para
voltajes bajos la resistencia es alta (Figura 3.2.}, pero
conforme el punto de trabajo en corriente
aumenta, se
produce un decaimiento de la resistencia, luego de lo cual
esta tiende a mantenerse constante, esto debido a que la
piel trabaja como un dieléctrico.
3.3 .
ANÁLISIS ECONÓMICO
COSTOS
TABLA 3.4. COSTOS
DETALLE
CAN
VALOR UNIT.
VALOR TOTAL
[SUCRES]
[SUCRES]
1
TRANSFORMADOR 120/24 V 3 A
20
1
TRANSFORMADOR 120/6 V 3 A
20 . 5 0 0
20.500
1
TRANSFORMADOR 120/18 V I A
12 . 000
12 . 0 0 0
1
TRANSFORMADOR 120/18 V Í A
12 . 0 0 0
12 . 000
1
TRANSFORMADOR 120/12 V 1A
12 . 000
12 . 0 0 0
1/4
LAMINA ACRILICA 3mm
51.500
51.500
27
LED
300
8 .100
4
POTENCIÓMETROS 50 K MULTIVUELTA
109
RESISTENCIAS 1/4 w
50
4
RESISTENCIAS 1/2 w
200
800
1
RESISTENCIA 1 w
300
300
1
RESISTENCIA 5 w
700
700
1
POTENCIÓMETRO 10 K
2. 2 0 0
2 .200
1
RESISTENCIA 15 50 w
12 . 000
.12 . 0 0 0
5
CAPACITORES CERÁMICO 0.01 uF 25 v
1. 600
8.000
3
CAPACITORES CERÁMICO 0.33 uF 100 v
2.400
7.200
2
CAPACITORES 2 2 0 0 uF 35 v
3 .500
7. 000
4
CAPACITORES 47 uF 16 v
250
1. 000
4
CAPACITORES
1.970
7.880
470 uF 10 v
.500
2 .500
20 . 5 0 0
10.000
5 .450
84
CAN
DETALLE
VALOR UNIT.
VALOR TOTAL
[SUCRES]
[SUCRES]
2
CAPACITORES 2 2 0 0 uF 16 v
3 .250
6.500
1
CAPACITOR 3300 uF 50 v
5 .500
5 .500
1
RELÉ 12 v
5 .100
5.100
7
DIODOS 1N4001
250
1.750
3
PUENTES RECTIFICADORES 1 A 200 v
500
1.500
3
SELECTOR 10 POSICIONES
3 .840
11.520
1
JUEGO DE 6 TECLAS
5.800
5.800
2
BANANAS
2.500
5 . 000
2
PLUG
1.750
3 .500
1
PULSADOR
1.500
1.500
2
TERMINALES DE 12 PUNTOS
3 .500
7.000
1
BAKELITA 15x20
6.600
6.600
1
BAKELITA 20x30
10.000
10. 0 0 0
7
CONSCTORES HEMBRA 24 PINES
2 . 032
14 . 2 2 4
7
CONECTORES MACHO 16 PINES
389
2 .723
1
METRO CABLE PLANO
3 .520
3 .520
7
SÓCALOS 8 PINES
400
2 .800
5
SÓCALOS 16 PINES
600
3. 0 0 0
1
SOCALO 14 PINES
500
500
1
LM 7812
2.500
2 .500
1
LM 7805
2.500
2 .500
1
LM 7818
2.500
2 .500
1
LM 7918
2.500
2 .500
1
LM 317T
2.800
2 .800
2
ECG
4.110
8 .220
4
TIL 116
4.500
4.500
1
ECG 3044
10.300
10 . 3 0 0
2
LM
2.500
5 . 000
1
SN 74H74
5 . 800
5 . 800
5
LF 347
5.500
27.500
3
ECG 466
7. 000
21. 000
2
ECG 172A
1.200
2.400
1519
555
85
DETALLE
CAN
VALOR UNIT.
VALOR TOTAL
[SUCRES]
[SUCRES]
2
ECG 268
3 . 800
7. 600
1
ECG 261
5. 800
5.800
8
ECG 123AP
300
2 .400
SUBTOTAL
GRABADOS EN BAQUELITA
MOVILIZACIÓN
PRUEBAS
ARMADO DEL EQUIPO
IMPREVISTOS
$100.000
$100.000
$ 30 .000
$100.000
$ 75 . 000
TOTAL
El
equipo
ha
sido
$423.987
construido
con
$828 .987
materiales
que
existen en el mercado nacional y los costos que se detallan
en la tabla anterior están referidos a NOV/95
CAPITULO 4
COMENTARIOS Y CONCLUSIONES
4.1
COMENTARIOS
Se podría disminuir
circuito de salida
salida
de potencia)
la potencia
consumida por el
(circuito con control de ganancia y
si se puede utilizar un
chip de
amplificación de audio con control de ganancia.
Ya que se amplifica la onda desde un valor de 100 mV
a 50 V pico, es necesario, para probar el circuito de
amplificación, se tuvo necesidad de realizar las pruebas
con la menor cantidad de cables y conexiones.
No se puso un medidor de corriente por el uso clínico
que los médicos dan al equipo. Pero, si se trabajaría con
corriente DC pura, se debería añadir un medidor, ya que el
87
uso de la corriente DC pura es para administrar medicación.
Se
puede
mejorar
el
equipo
si
se
utiliza
un
microprocesador ya que con éste se reduciría el circuito de
control; además, que se podrían implementar nuevas formas
de onda para la estimulación. El costo aumentaría, pero el
fabricado con toda la gama de ondas de electroestimulación
estaría
muy por
debajo
del
equipo
comercial
que
está
alrededor de los $16"000.000 .
Los equipos actuales que trabajan con microprocesador
presentan
toda la gama de ondas mencionadas, lo que con
elementos discretos seria un poco más complicado conseguir
por el tamaño del equipo.
4.2
CONCLUSIONES
La primera condición impuesta para la construccción de
este
equipo
fue
independientemente
de
electrodos,
estén
o
humedecidos
sobre
la
lograr
la
no
corriente
resistencia
estén
piel.
bien
Esto
constante
aplicada
a
los
apretados
o
mal
fue
logrado
en
su
totalidad.
Todos los equipos antiguos miden la corriente media de
estimulación y la lectura la muestran en un miliamperímetro
analógico.
Se
puede,
de
ser
necesario,
conectar
un
miliamperímetro al equipo en los terminales que para tal
efecto posee.
La sensación de corriente en todos los pacientes de
prueba fue molesta llegando a causar dolor en corrientes
altas/ aunque la sensación no fue igual en todos ya que
algunos toleraban mejor la terapia.
Los equipos que se encuentran
en el mercado para
rehabilitación tienen las ondas de Bernard pero con los
periodos
fijos,
como
se muestran
en la Figura
1.15.;
además, poseen onda continua (sin rizado) para introducir
medicación. El equipo construido no da la posibilidad de
introducir medicación pero si se puede cambiar la duración
del período de la onda.
El trabajo realizado cumple el objetivo propuesto; es
decir, diseñar y construir un equipo electroestimulador que
preste apoyo a la rama médica dedicada a la Fisiatría.
Además, que el costo del equipo está muy por debajo del
costo de un equipo importado que está alrededor de los $
6"000.000,00 .
En la construcción
de este equipo se ha tomado en
cuenta la facilidad de manejo así como también que el
Fisiatra podría probar con combinaciones de tiempos para
las ondas propuestas y no solo con las ya conocidas.
La resistencia de piel para ondas entre 100 a 120 Hz
está alrededor de los 3000 .
Para corrientes bajas, aproximadamente alrededor de 4
89
mA, la resistencia de piel permanece alta pero conforme
aumenta el voltaje la resistencia tiende a estabilizarce
de los 3000, lo cual indica que la piel se
alrededor
comporta como un dieléctrico.
El
equipo
corriente
electroestimulador
constante
muy
seguro,
es
un
circuito
pues mantiene
de
aislado
eléctricamente al paciente por medio de un transformador a
la salida.
El problema de ruido en las etapas amplificadoras se
eliminó cuando ya se construyeron las tarjetas y se separan
las tierras de potencia y de control.
La sensación de corriente en las personas se da por
acostumbramiento. Para evitar reacciones alérgicas hay que
comenzar los tratamientos con dosis bajas.
El equipo construido con la posibilidad de variar los
tiempos de 1 a 10 segundos puede conseguir terapias más
efectivas.
Al término de la construcción de este equipo se ha
conseguido
una
gran
experiencia
desarrollo profesional.
que
servirá
para
el
90
BIBLIOGRAFÍA
BOYLESTAD, Robert. Electrónica Teoria de Circuitos.
3ra. Edición. Ed. Dossat. S. A. 1983.
GONZÁLEZ, Bernaldo. Electrónica General. Ed. Paraninfo
S. A. Madrid. 1984.
GUYTON, Arthur. Tratado de Fisiología Médica. 8va.
Edición. Ed. Interamericana - McGraw Hill. 1995
MALVTNO,Paul. Principios de Electrónica. 2da. Edición.
Ed. McGraw Hill. México. 1982.
SAMANIEGO, Edgar. Fundamentos Farmacología Médica.
4ta. Edición. Ed. Universidad Central.
SIEGENTHALER,
Walter.
Fisiopatolocría
Clínica.
Ed.
Toray S. A. Barcelona.
RIVERA, Augusto. Compendio de Histología Humana. Ira.
Edición. Ed. Eugenio Espejo. Quito Ecuador.
ANEXO 1
(V
91
PLANOS
ANEXO 2
DATOS TÉCNICOS
zKia^:r?33pq'.r^r^:^^^,-r^rz7-:T^^
ÍITÜ
; Typo
j Ho.
Polnilly
ñutí
MMeiIal
Descrlplicn
nnd
Cs-.e
Dífifj.
Applictilton
Styl'i
ílo.
íi-:
VoHago
GalP lo
Sónico
(Volts)
Culo»
Vollano
Güto lo
Soiircc
(Volta)
Dialn
Curronl
tcro-Gnlc
Draln
Cuircnt
Draln lo
Cap
3 nú ico
Input
Cap
(mAJ
(Olims)
(pl)
0")
Tranr.conduclonco
(junlioa)
Power
DlKSp
(inA)
U!n
Wnx(OFP)
MIn - Max
MakfOFF)
Max(OH)
Max
Moa
Typ
Max
IDSS
ÍD
russ
c,33
gis
PU
DVCSS
1
™- -«--™p-™
13^
•
"ToToG™ "zgTT
— ™™ ^.«™,™«,
N-CH
VHF Árnp/Mix.,
. NF4dBMax
al400MH2
133
JFET
N-Cl-l
Gen Ptirp AF Amp
Switcii
TOI06
29b
25
6
0.5-15
221
Dual Gate
MOSFET
N-CH
VHF Amp/Mix
NFSdBMax
at 200MHz
1O72
31d
20
6
1BTyp
222
Dual Gate
MOSFET
. M-CII
VHF Amp/Mix, •
NF 6dB Max at
200MHZ
Galo Prometed
TO72^
31d
20
4
5-35
_
- ~~
(mV/J
h™^^-3- Tío"*"
G
2
4000
300
5.5
0.03
15000
400
6Typ
0.03
12000.
330
4.5
1
5500
360 I
7
2
3000
310
1
4000
310
0.8 • • 5500
300
t
.- 5-15
JFET
N-CH
. VHF Amp/Mix, NF
4dB Max ai 400MHZ
TO92
9d
30
6
326
JFET
P-CH
Gen Purp AF Arnp,
NF 2.5dB Max al
100H2
TO92
9o
60
7.5
2-9
151
JFET
N-CH
UHF/VHI-Amp. NF
4dB al 400MHZ
TÜ92
9o
25
4
4-10
452
JFET
N-CH
VHF Amp/Mix
NF 4dB al 400MHZ
TO72
31e
30
6
5-15
453
JFET
N-CH
r-M Tuner/VHF
Amp, NF
2dBal10QMHz
TO98M/
TO92
36/
9e
18
3Typ
12-24
Dual Gate
MOSFET
N-CH
UHFA'HF Preanip.
NF 4.5dB ai
200MHZ
Gaie Protected
TO72
31d
25
(DSX)
Dual Gato
MOSFET
N-CH
TV UHF/RF Amp
900MHZ Ranga,
Gale Prolecled
•156
JFET
N-CH
Gen Purp Amp/Sw
NF 2.5dB al
100KHZ
TO72
457
JFET
N-CH
Gen Purp Amp/Sw
458
JFET
N-CH
459
—
'
™.
—
—
5
~"
—.
4
5
;
0.65
7000
200
6-30
0.03
15000
360
2.5
0.03
22000
200
I
6
2
3500
300
!
7
3
3000
310
13
2.6
Typ
12000
250
4500
300
2500
300
3.3
Typ
0.5-8
25
6
2-G
15
6
1-5
-
50
1.5
0.5-12
20
31e
50
6
2-10
10
~
6
TO72
31¡
20
G
2-6
10
800
20
DC Amp/Sampler/
Chopper
(0.95 raíio)
TO71
44
50
4.5
0.5-8
30
JFET
N-CH
Chopper/Sw
TO1B
28C
40
10
50 Min
250pA
JFET
N-CH
Chapper/Hígh
Speed Switching
TO92
Se
30
12
SOMin
l.OnA
G2 = 0.7
31C
30
TO92
9e
25
GenPurp Low
Noise
NF S.OdB at
100KHZ
TO92
9f
JFET
N-CH
AF Amp/Chopper/
Sw
TO72
4GO
JFET
AF Amp, AC Inpul
Impedance
5M @ 1 KC
46i
Dual
Malched Pr
JFET N-CH
456
467
12
|
-
20
(DSX)
'1 55
iíav
Trnns
J^,
"TF"
™^20™
312
454
Res
G,=2
.
1-41
400
. •-
•
3 -
6
2
3500
250
(Each)
400 .
(Total)
18
-
-
360
467
30
10
4
-
310
See Diagrams, beginning on Page
¡
MaximLJfr.fi resiiilown Valtaga
^^
Polariiy
NTE .
Ot-acripllof)
'
-..• . .;
Ap(f!(caSló.n' .
Cfjílíícior
Currant
<Amp»)
Caso '
anü
No.' .
•„
Colicclor
Coüocior '
to,
lo
Emlttor
EhiHtar
íiaao
(Vblín)
to
(Voltó)
""*B-iri""5
"1
MflxJmum
j
"lypiciit 3 Coliactor
Fctnwurtl
Cuiruní
üiiln
Powwr
Dlaulpollon
FIÜCJ.
[Wat U)
r
PNP-éf
2S4
NPN-51
265
266
NPf^f.
! .
'
.TQ220
Darüngion Pwr Amp $wilch
TO202
10a -1
Oarlínrjton PwrAmpSwiích
I T0202 ,
toa :
TÓ202"
10a-
T0202
1.0a •;
267 • •
NPN-SÍ
DaíÜnQtoii (Hvr Amp Swilch
20» :
WPN-Sí
•barfington Pwr Anip
; (Compl ¡o NTE269)
•'• !
PNP-SI
_
:•
'•'•":" .
.,
273 """"
.
Darilngton Pwr Arrip Swiích
; (Comp! to ítfTE273)
PNP-Si
Darlinglqn Pwr Amp Switcíi
• (Compl to NTE27S) • '
•TO216-
TO202N
"
65
~| •"TpHpCsT1"
:
50
50.
13
10000
Min
6,25 -
0.5
50
50
13
40000
fóln,
. 6^5 ;
-
. „,,
o:s:.
-
30
90000
Min- ¡
;'13'50.
. 5 0 -V
1000
Min'
13.'"
6.25 :
j ~"TcT!""
T066
'. »-.
\"
¿uéT j l^iíí^Sí"
"
1 £.'£5J'iíi£fP . 1 Píí')íti|/l"'l'(i£|
¡
IJ_L—i.-i--Vi .—.
'"*'
i-r .- i
TTNPNUir ~|
;
'
-Jija
. TO39
'5 . .
.125
'
•
Min!
/
3^1
2
50
40
6a
4
80
80
25000
Min
12 .
5
300Ü
3
•10 Min
1.0 -
- ' -50
:
í™.—™.™,».,^
0.-}
21 a
40
20
TOS
la '
12 .
150
150
""~5
70
T03
"lá~
hi™ ,
150
150
.5
70
._
fTToiT
i
Matched Pair oí MTE200
J
Audio Power Amp
(Compl lo NTE260)
1
T
-. /^udio Ariplifior Output.
'(Conípl lo NT&2e)5)"
-_.
..
-
~"^üT"" "la*"
EH
^o™
" "" 8QO"~"
__..
:•
1
16
'~*Tao
16
180
""TÍO™
- —"^5
Mr~
1
6
i
A>jciií AfTipÍ¡íi¿r Outpuí
.(Cofoplto.NT£204)
""""TO3*™" ""i~
-1 ..
Mál^crFüTm'WH^s""^
Mmcn^ct Compl Pnir Contáina
lEa.N7fc26<a.NTE28S
High .Voiiaso, i.ov/ "Saigratton, T""*TO9£°" ~"9a" "
low Ciip, Osnoral Ruroosü Anip
{Ccimpí lo NTE2B8)
i
--_,.
H!gü!VciUo(j. Loy/;Sáturulión, | TG9¿
Cioiíatíü Pur'poGp Amp.
(Goínp! lo N'f Ü2Ü7J:
•
"Donoiaa Surfssce Mouní Tycos
1-16
""lUF"1
] • • • ¡' ' •
oJ™ r
fi '' — Tyg
i • -•
soo r~5oo
o
40 Min
"¡Qssr
1 ' "
i
j™.
~j"5ÓQ~
"7'"'"
|""~T5cT"
i .
i
!
,v4-w»»-«tsir~T'íj
!•« «<»*t»«tnH»)KM>«JVIMUBIKHKM- H
MP •» Matched Paira
-100,..
100
'•
'
Audio Amp Ouiput •
(Conlplto NTE261)
í 291MCÍ» Í ívi'-'iMW j iviatcíied Compl Palr Coniaina
!
É;J
í
1 Ea:WTE280&NTR281
._™_..;L™-.^,-.
Hiflh
Voliago, .H'gh Current
í . . \*
Svrllcn &. Honípníal puípur
| /.'• * *• í
._,_J,_.
„
55a .
Dflríinylon Pwr Arnp Switch
(Oompl to MTE274J
¡
"Sel'" "T^íT^r
j
i
^ ... J...
"
™
j
0.5 •
.1 ' .- •
. Darlingion Pwr Amp Swítch
(Compl lo NTE275)
1
~2aoíip'""fi í"rv"-ñ;""'
Y
MTcoowr"B
t)
: -'
"BíoadBandRPAmp,
• CATV/MA7V Anip •
267
"Too^"'"
Dailinglon Pv/r Amp Swilch
; <Conipl to NTE270)
NPfí-sT
274 • ¡ Nr-J'4-Si
rnr¡
100
1
P»
Min
Danington Pwr Amp Swítch
(CompMoNTE27"ij .
PNP-S)
"Y
10
BVetf
1
'
™ jjjg
BVCÜ(5
Dartlngton Pwr Amp
;. (Compilo NTE268)
.
_
11a
Darlíngtori Pwr Anip
(Compl lo NTE26;j)
lc
, . , * , ,
300
j
5
•""ípS"~"¡o"¿iB""
i
n¿>^iUI»»HIYI
, bagínntng orí Pago 1--4Ü
?
*'!; .^^^'''^'r/^'icitóíií^iíí^i
A"
, ;',«/._..
^
.Mnxlmum Smnkdown \ Masímum ¡ Colector
¡. Olnfl.
-
(Voltn)
Coílecior
io
Emfttar
(Voll»)
BVcoo
OVCEO
Colíeclor
• Cuminl
:
No.
fAntpn)
lo
Heaa
:
fe
Emttlar
Máximum
Colffíctcr
Powor
DlBslpfttfon
{Wntín)
Typteni
Fotwnnl
Curre ni
Gnln
lo
BOBO
(Vollí)
M «•I»VM~» Aumai^ fw-i* ittffm-t+tH »j»m njiip.^ ntmn
:B .'"TSaao^Mia Í"Bputear
'i
(OER)
njoMínT
23
.vise
10*
I 80Min I
40
yrT5oo""!"T5oo í .5.
|.
1
Audio,Powor Arnp, Sw •
.{CofnplloNTE242)'
.
—r
(CEX)
High Voltage, Low •.Saturalion, ViÜoo Ouíput
• (Compita NTE191)
Audio pówe'r Arnp, Sw
(CompJ.'tpfÍfrÉ24.1).
parlinglon Pwr Amp"
(Compl to
Darlingíon Pwr Arnp"
(Compita NTE243)
"
. -
246
-
.'
uaningíon rwr arrip
(Compito -NTE24 6)
"°.
-PNP-Si
Darlíngton Pwr Amp
(Compl to NTE245)
NPN-SI
Darlington Pwr Amp
(Compl to NTE248)
J
:
_
ÍUJ
1U
TO3
12
ÜU
n
-ÍUUU
,,iqo
100
S
3000
150
100
100
5
4000
150
¡
-
Darlfnglon Pwr Amp
(CompltoNTE2'17J
k
249
NPN-Sf
Darlington Pwr Amp
(Compl ío NT£250}
250
PNP^i
Darlington Pwr Amp
(Compl ío MTE249)
NPN-Si
Darllngíon Pwr Amp
(Compl ío NTE252)
252
PNP-Si
Darlington Pwr Amp
(Compito NTE251)
253
NPN-SÍ
Darlington Pwr Amp
(Compl to NTE254)
"•'
251 ¡
' •
!
!
|
• TOS
1a
20
100
100
5
2500
160
TO126
7a
4
00
80
5
2500
40
...
'
254
""PNP-SI. ]
255
NPN-%Í j
-
Horteür, Amp
T0237 •
413a
0.5
i
325
I 300
0
110
?.56
NPN-Si
Darlinalon w/Damper Dlode
. " t f « o.sona
T0210
55a
28
I 60.0
400
10
30M!n
ÑPN-SI j
Darlington Pwr Amp
T0127
259
?^JPN-Si
Darfinglon Pwr Amp
T0127
.201
hJPM-SI
Darllngíon Pwr Amp
(CompHo NTE262)
; 257
(
16
NPH/PNP i
SI
Matched Compl Pair Contains
i Ea: NTE253 & NTE254
Darllngton Pwr Amp
(Compl lo NTE253) .
j
í
1a
253MCP
í
]
TO3
262 '
í ' 263
PWP-Sí ]
•ÑPN-St
!
|
MP » Malched Palrs ,
Dariínoton Pwr Amp
•
.
Darllngton Pwr Amp
(Comp! to NTH264)
...
.
1
1
j
2"
'
5
80
so
5
750 Mío
70
33a
•
3
ÍOO
100
5
4000
75
8
Too
5
10QO
Mír»
65
5
1000
Mín
65
3
1la
,
i
íoíT"
j
100
60
iso,
33a
TO220
í TO22Ó
"'DenclosSurfaceMouníTypes
i
i
- í
"
^
Sea Oiíigrams, bogínnlng on PJQO 1-42
polortiy
Bnd
D«Bcrfptlotl
129MCP
mftpW
- si
Matched Compi Pair Contains
1 Ea.NT6128$.NTE129.
129P
PNP-SÍ
Gen purposo Amp
(Compi toNTE128P)'
130
"Ñp?£sr
Audio Power Amp,' •".
Médium Spoed'Switch
(Comp|loNTE219)
«nd
Appllcullon
Matched Pair of;:NTE1 30
•!3pMP
Audio Power Amp
(Compito NTE1 55}'
13.MP
PNP-Ge
Matched Pair ofNTEl 31
152
NPN-Sí
•Audio Power Arnp, '
Médium Spaed Swiích
.'(ConipltoNTE153);.
NPM-Si
Matched Pair NTE152
153
PNP-Si
Audio Power Amp
(Compi toNTEI 52)-
153MCP
NPN/PNP
Si
Matched Compi Pair Contains
' 1 Ea. NTEÍ52&NTEt53
Hifjh Voltage Video OutputCcb - 2.5 pf @ 2.0V
í Audio Power Amp
(Compito NTE131)
155
.157
NPN-Si
158
PNP-Ge
Audio Power Amp
159
PNP~Si:
Low Noise Audio Amp, Swllch
NF-3dB@iJ<Hsi
' (Compito NTE123AP)
-4 153MCP IPNP/NP.N i
fí
'
i
SI :
Audio Power Amp, High.VoIlage
Converter (Compi to NTE39)
Matched Compi Palr, Containp
1 Ea. NTE159&NTE123AP"
PNP-SS
lovj Noiso Audio Amp
(Compito NTE123A)
PNP-Ge
RF-IF Arnp, FM MÍxer/Osc
N.PN-Si .
VHF-UHF Amp, Míxer/Osc
162
HPN-SÍ
TV Vertical pellection
163A
- -NPN-Sl
.ColorTV
• Horizontal Deílectiojí
í Í50M
|
br
P
NPN-Si
NPM-S!
Color TV Horizontal Output •
171
NPH-Si
Audio-Video Amp, Reg
(Conipl to NTE296)
172A
NPN-SI
Darlington'Pre-Amp,
Medium-Speed Switch
175
NPN-SI
Linear S, Audio Power Amp
(Compi to NTE38)
165
{
MP - Mátchííd Palrs
v *Denotos
•
Suríaco MountTypes
12
See Diagrama, begfríning on Page 1-^42 •
' •^**^",ií.'í**'"'''?'"';J£Tífí?*l!?í'W
. - . " - .
;
Hnü
TVPO
. Numbo/
' Mnlorfal
T™"97"~"n " NPN-Si
!
98 .'•
NPN-SI
.
í . NPN-Si
í)9
100
1
Doacrlptlon
•nnd .
Application'
• Polartty
. wre
,-ÍV Darlington Pwr Amp, Fast Sw 1
TO3
Ta
HV. Darlington Pwr Amp, Fasí Sw
TO3
.
.PNPr-Ge
1Q2A
TOS .
Oscillator, Mixer fo'r AM Radio,.
Médium Spead Swíích
- (GompltoNTElOO)
TO5 •
Power'OutDUt, Driver, Switch
(CompltoNTE103)
TOS
NPN-Ge •
Power OutptJt Dríver, Sv;iích '
(Gomp;toNTEl02)
•pNP-Ga
104
lo
104MP
|
i
j
PNP-Ge
Audio Power Amp
TO3
MaÍchodPairo(NTE104
.
Audio Pov^r Amp
PNP-Go
106
PNP-Si
Amp, Ose, FM Mixer,
Ultra Hi Speed Swítch
107
NPN-Si
UHFOscillátOfíforTuner,
HIgh Freqúency ;
RF-ÍF Amp and Ose
10Í :
NPN-Si
108- -1
NPN-Si
121
PNP-X30
121 MP
PNP-Ge
Matchod Pair Of NTE121
NPN-Si
Amp, Audio to VHF Freq., Sw
123
123 A
f.íaxlmum
Collector
Power .
>lsBlpft(Ion
(Walls)
typlcn!
Forv/nrd
Current
Gnln
fe'
8 Veno"
3VC60
«VEHO
hre
PD
500
400
0
40 Mln
150
500
8
40MÍn
400
0
25 Mln,
20
12
40 @ '
455KH2
0.15
20
(CEB)
20
. 40 @
455KHz
0.15
16
(CER)
. 25
100
32
;. 32
(CES)
10
. 30
• 16
(CSR)
25
32
10
20
700
'
. 600
¡
~5~~"
-(CER)
0.3
25
25a -
0.3
30
26
TO5
T01
105
to .
10
. 1
25a
.
26
' •
0.3
32
1
'
Froc|.
(iMHz)
'
™
'"•
wwjt- •»•***tía
|
175'"
". .
250
:
'
¡
5
i
1a
10
TO36
27
15
TO1B
28a
.
.'<
.;
TO92 ;
.TO92'
.
120
• 0.65
0.15
™
115
110
i : O.GS
*~
.
50
35
(CERJ
.10
«0
100
10KHZ
50
35
(CER)
20
90
150
"lOKH'z
0.05
35
15
4.5
50 Mln
0.35
650
Min
9c
0.05-
30'.
,12
.3
75
0.2
1000
9a ;
o;os
30 ,
;i5 •
2
20 Mln
0.625
800
60
30
30
75 Min
106
4kHz
6
200
G
200
•
TO106
29a
TO3
la
5
TO39
21a
0.8
75
40
T010
28a
.
.
!: 0.8
75
40
Audio Power Amp
.0.15
¿£M$ •
(CEES)
•
!
Eml»«»r
Bnse
(Vollí)
_1LL..
25a
.-TO1
Médium Power Ampllfier
(Compito NTE102A}
;
Collpclor
io.
Da en
E
Médium Power Amplifiar
(Con-iplto.NTEl03A) . ¡
:
Coflnctor
•i-
[
. •
Emllter
(Vollí)
* | "~O3"
25a
i
TO15
PNP-Go
t
-
''
(Volt*)
50.
Oscillator,. Mb£G.rlor AM Radio, .
Médium 'Speed Switch
(CornpltoMtE10l)-
NPN-Ge
103A
Stylo
la
t
102
1 vfnXfm'uin
Colloctor
DlnQ,
Cuirant
lío.
(AmpaJ
TO3
NPN-Ge
101
• '.
'
Miixlmum Orenhdown Volluflo
t
\e ' i
HV Darllngton Pwr Amp, Fast Sw
~~r PNP-Ga
-
.
\a
NPN-Si ) Amp, Audio to VHF Freq., Switch
(Compilo NTE159MJ :
300
Mln
0.4
j
i
300
Mln
. '
|
123AP
124 :
NPN-Si
126;,'
PNP-Go
\V
.-• •
127"-'*
\8 i-
.TO92
NPN-Sr • Amp, Audio to VHF Freq., Driver
(Cqmpt ta NTEÍÉs)
PNP-G.G
PNP-£0
NPN-Sí
j
128Í3 '
NPNrSÍ
i '•.'.-.-
j
129
j PNP-Si
MP =• Málched Pairs •
Hígh Vpltag6:Rov/er OutpUi
'Une Óperéiíéd EqütpmenV
j
- ..'RF^IFAmpiTV, pádia,
,;
Htflh S'péóü Swltch-
9a
TOGS;
TO18
'
6a
015
,28a
' 0.2
TOlO
28a
.Afnp, PowGrOuiput, Horizontal
.-' and ;Veri[caí ;Do'iec|ion
TOJ
""Ta"
f
Audio Duíput,;iVídebi Drívef
• ,. . (Cbmpi tdNTE129)
• Ger\e Anip,
-.. :(Comprío,.NTE129P)
^ÍÍSÍfáSíÉ^C'°°l Dr'V8r
"Donotes Surfaco Mount Pypes
"
75 ; •-.
j
300 ..
40
300
•_
6!:
... 200
'•-:
0,625
;
5;.
-. 100
20
1'
60
3;
40
• -2:
15
25 _'\5 ,;: •18 :
;-{GES);
RF-|FAmp;,;.MIxerrHigh
; - Speod Switch
.
06
1O39
TO237 >
;0.05
1
¿j
320
¿1a
1
120
413a
1
100;'
isk
«^
T°3JÉÉJ
10
1
' 320
:fCES);
:
80
: ;80
^"oT"~~r^w~
- ••
56
'
1
. .7'
90 Mirt
•
1 00 Mln ' • .
5: .
•í '7
, -wm
:
""'^
.;
0.2
f ,.
0.3
'
.-,15 -
:
•i •
300
: Mln
•;
10
250
250
:
-
'
100
>iin
1i'
150
'.
.150
Min
1
Se'e Diagrama, beginhih'g on Pago 1-42
s o s
^EVIAflOH ImV]
EUKftíHT InAl
- a a
cuirui VDLTADE
BUTHIT loas
I.i4
Characteristlcs
#'•
_
——
r»
f-
T¡-7S"
- CI-D.I
—
•^
—
iü U 1= 121 K
*- •<^
1
JUNCTIO» ILUPEfUHjHE. TCl
OUirUTVQLTAGESOlíE
f\A L
LOSB TRIÜSIEUT RESPUNSE
ViN-1 V
-
—
s -M -:i o íí
1
„
~
•
A
M - l flV
r* ^
.
'L
_
M
v,
OUT/UT YOlTACE I Vi
.
í
\
í'
I
1
í
íi
1
1
í
~
<J
ts'enerSi DGSCnptíOn
.
.
.
3esicies replacing íixcd regulators, the U.111
0
'_
C
'
v
.....
package aria á 1U-2UZ psckotie. rcspcclfvíily.
:
í
'
•
• xlí " -'
,
o— VDUI"
JIV1 - ,
*ouil--o
IUM;
v ;_JMCÍ. .
v¡H
1.2V— 25V Adju:Uble ReQUÍator
•
Typical Appiicaíions- •
•
.
"_ •
•. " •
!„" s
" ' • ,v
•
"'
. .- . -
:
5
iwiu
•
|
Oigitnlly Sslfrcictl Outputt
«,
, .
.-
o Current limit constant wi:h tempernture
" T00% clcctrtcal burn-in
T
|
-
'
i.
.-
Sl
f»«7
L,
uiitj
5V Lca¡c Rcg-Jtaiof v/i
Elceuonic Shutdown
'
Por applications rccjuíting grcater output c
excess of 3 A and 5 A. see LMiSO series an
senes data shcets, rcípecttvrly. For ihc ne^jtív
f Elimlnates the need to stock many voitages.
• •'" ,
neni. see LM 137 series data shect.
..
B Standard 3-Iead transistor packagc '
' .:•-' -•'-.••' y •- - " - . - . . .
L.M117 Scticí Paclíjgtts and Power Capjbillt
c GOdB ripple rcjeciion
. - "
'
"
RATEO
D
Normslly, no capacitor* are needed unless the device is
DSVlCH
PACKAGE
POWER
L
situaliíd íar from ihe input íilter capacitors in-which
D1SSIPATION
CU
case an input bypass is needed. An optíonal outpui
UW1Í7 ,
7O-3
20VV
capacitor can .be addcd to improve transient response.
".
The adjustmcní terminal can- be bypassed to achíeve
L'"t317
' T°'3G
2W
LM317T
TO-2JO
15W
ven/ high rippie rejections fatios which are riíffícult
L.M317M
I
TO-202
|
7.5W
to achieve with üandard 3-terminal rcgulators.
' •
fc Load rogulation typicalfy 0.1%
U
The LM117/LM217/LM317 are odjustable 3-ierminal
in a wide vari(ítY G! olhBÍ applicationj. Si'-.cc
positive voltagc regulators capablc of supplyingin exccss
l3IQr is ""oating" and sees on!y the ¡npu
• of 1.5A ovcr a 1.2V to 37V output r.ingo. They are ' differential voitase. supplics of several hun
cxceptionally easy to use and rcquirc only two external
can ** 'cgu'ated as long as the máximum
- rcsistors to set the output voltnge. Furlher, bojh linc
outpu! differeniial is not cxccedcd. k
••'•and load rogulation are bettcr than standard (ixed regula-»
,,
,
' • „ - . , •
^,
..
. . . ,, , _ .
,
..
, .
.
Also. u makes an espectaüy simple adiusia
tors. Also, the LM1 17 ts oackagcd in standard transistor
,
J
.
'
.
...
.,
, ,,
„ ,
- reguiator, a programmüblc output rcculai
- packages which a r e easily inountcd a n d handled.
•
=
.
,V , ,
,
.
- '
J.
...
_ - ; coni>ectmg a fixed rtsi'-tor l)ei\vccn thc adjus
V iic./tv—••>-.
•
0
1 In addilion W hichor performance -than íixe'd regulators, •
ouípul' the LMU7 C3n ** uscd as a precisión
".'"the-LMín serles • ofíers full overload protoction - «9«l«or. Suppl.es with eiccuonic iliutdow
availablc only in iC's. tncluded on the chip ate current'
schteved by ciamp.ng the adjuitmcnt terminal
, limít. íhermo! overload protection and safe arsa protccwhith_prograrns the output to 1.2V whcre
tion.'AIl overload protection circuhrv remains fuüy*
drawlutlecurrent.
•functional oven, if the adjustmcnt terminal is.
.The LMH7K. LM217K and LM3í7K'are p
disconnected.
_. -'
•
•
• •
"handard TO-3 transisior packages vvhüe the
OllIPUTVOUACEfY)
•••'.. •
' ' .
<• - -'LM217H and LM317H are packagcd in a s
rj
t ^ ' ;
'
'.
,
--.base TO-5 transistor packagc. The LM117 is
rt,aíUieS •
.
.
operaiion from -G5JC to +150°C, ihe LM
a "Adjustáblé'outpuidoivn to 1.2V
.
- :" -256C to -H50°C-ar>d the LM317 from 0WC t
e GuarantcccJ l.GAoútput current
"
. . -• . The LM317T and LIv'.317MP. rated for opera
U
,
LWI117/LW!217/LM317 3-Termsna! Adjusiabíe Begulator
Semiconductor
.
ilute. Jufiction 10 Case
'.v,5.vo(VOUT
¡S-.Í.I.W '
-:-
p
i
PM AX
1
2.3
K PacKútie
P Packaao
T Pacfcage
12
0.3
H Packagc
T A " 125;C .'
1
3
2
^ .
.3
0.3
SO
65
%
65
80
VUUT: 10V.I- 120 H/
CADJ" iQfp
0.003
Go
0.20
0.0 7 5
'•
0.003
0.20
0.4
0.8
0.5
0..15
2.2
1.5
TA • 25" C. 10Hí<l < IQV.HÍ
;G6
0.15
H and P P.íKrt.je
0.8
0.5
0.1-
2.2
3.5
5 . ''
3.5
0.3
1 *
0.3
1
1
,20
50
20
0.02
1.25
0.05
' 1.20
0.02
1.30
5
0.2
1.25
100
50
0.2:
.0.07
Q.Q-l
. f
50
0.07
0-03
3 '
15 "'
1
10 :
1.5
70
0.07
1.30
5
'
100..
0.5
25 '
O.W
MAX
0.1
5.
0.01
TV
LM317
15
• -
MIN
.
03
»
.
.
'
0.1
002
MAX
,
•'
'
6
0.01
TYP
'
-
LM117/217
.
.
-
•
.
.
.
'
•.
"
-
.
1.5
1.20
WIN
-
-
0.30
.
-
K and T PacK-ige
VIN-VOUT - 4Qv. T| * <25kc
H and P Packaqc
VIN-VQUT*' 15V
3v {_. VIM VOUT C "ov- íHote 21
IOrnA-;i O U T -.;i» A x .(Note2)-
1 0 mA < IQUT V '«MAX
21ÍV--, (V||g VouT'V'iOV
T A - 25" C. 20n>sPl,l«
VQUTÍ 5V. IHoit 21
rA - 25"c. 10 mA.^ ipuT < IMAX
TA • 25 c. 3v •; v¡tj - VQUT S ''O
(Note 21
CONDITIOMS
•Seal Characíeristícs INOIC u .
1
•
-
:
100% All Diivices
Q'CKnl2S'C
-G5''Cto-M50'C
300"'C
i
I-., n.'t
• i .•.•i^Meirní]. lOst-canciil
f ntfr-.nl Lioiit
f
-25 C lo MDO''C
I
"Jidilioning
55 C í o *150"C
,
l'tl'.'inaily limitccl
.
40V '; ',
i
1 n .... ,
I .. • ., ij.i-D'tlr-tfiít'iil
1. -•• Trmpcuiurc n¿n«¡r
l.lb
»•'
:°
»s -oí
, ,. .
*CAH
Uc%
°CÍ
*c/JS
'1
K
v|
1
E
!
1
«
í
''
¡ ¡
1
"~
^^^
^1£
iwn/F
^^>h
—
1 ie-2 ^
—^^
--t^zi:-y-'—~i^
rf — Vi
;
~j£.
•/ 1
our • isv ^^E
1_-X
~~¿
:
"
ourput VOLIASEIVI
!
Ou;put Impodancg
1_
"FMÍOHí
'
. '
-
17S :SB.
!
—
.—
—i
^FB§
i !
1 ""- ™
T
.' '
.Ríppta Rujecliun "" " ~
-
TE.VPIRATUHE i n
¡5 59 JS 1B3
|
^i i
!pamA "
-Ti -ÍO -ií 0
~í:^
s io° ¡;—J—^_
a
t¡
E
(j
5
? „.
•' Í
$
í.O
H'
.5
%«¡ i'.
M
^F
it
/
3
I2S 1ifl
• SOO mA
TEWERATURt ! C)
- 30
•' . •
'£ z - s
S '
4-
75 -SO -2i 0 " Jb -50 Í5 'C13
1
'
i_
»* -L i
•:/• Díapout Volluae
?
!
í '
•
•
s
o
1-.
§
« — - 38
!!
--
—¡c
-I.S
-1,B
-•
"j-
^
'{
vj
-
' *9
1
- -L
í~
~T~\C
75 C
.V 0u r * ' o
ífa•
I
k
.,'-t'
•10
.''
—
,f|•
F-H
í
\/
AD
Llntf Transicnt Hcípanití
_
• '• '
.
•
_
C
I
' "' ' ' 3
¡
4-
—\T
V
rníout.'jcviii;)
|
-5a O J - 10. Lxl
_'
Ñ^ íSr?
T^~^-
S
u?
~
.- -
TEMftRAlüBEI CP
Rip^Io na|eclioni
¡3
C ,
fl '°
|S _ 3S
-•í
í>=
D 0
££
. n.
2
.
iHPÜT-oiíipür oirrEREuriAi ¡vi
I.ZI8 ' •
'• ! 1
¡ 1 1 J
-ÍS -M -IS 3 ÍS W ÍS 100 US ISO
"""
u
, -^
.
« i.Sio
2 -
14
' í
"
- '"
• O ' - — [0'_
FAC
*w
i
,-p\V*ACSAGEüfVICIS
4J4\. r '
Current Limil
- . ! • ' . .
•. '
TornperMurs SíBbílilv
-
;'
.^"!V..U j.-í J . ..- . ... , .
-if
1
• i s*H
T"l-1Ui^^
.,-J. -^
—•—-^.
1 -i
-U
.1
L.aad Rogiilation
i
1|
rf
2
'
¡ >-:,."
,.J0
.
¡-'
i.
•o
• fc
.
°
yi • § - ID
y
iIÍ1i
J'1
i'J
*1
t
y
af
'
.•• i .
O'JIPüI CimCNT ,«
-.-ni
pplu Rejection
Load Tranilent R.:poni
'
BOI
;0
IKPUT-OUTPUT Dlf F E R E
,E
Mínimum OpcraÜno C
iiMPtRAiuncí
-Ti -M -2S D » W 7b
Atljmtmcnt Cunont
"
'
itral. the best type oí capac'nors to'use aro solid
uní. Solid lantalum capncHors have low impcitance
at high frequencies, Dependíng upon capacitor
rcuori. it tafces aboui 2G/iF in aluminum skctroto ctiual IjiF solid untatum ai high frequencies.
amaging ihe deuice.
wit ictminal can be bypasscd to ground on
t? to improvu ripplf; rcjcction. This bypass
¡oí pievents ripple from being amplificd as tlie
[ vdlüge is increased. With a 10;iF bypass capaS;i (IB ripple níjcclion is obtainahte ai any output
IncreasES over 10/ií7 do nol appreciably iniprove
ppU rejeciion ai freciucncics abuve 120 Hz. !f the
i cspsciior is uscd, it is sometimes necessjry to
¡c ¡irotection diodos to pievtínt the capacitor
iJijcharging through. internal low currcnt paths
Vjt bi'PMS capacitor is recornmnndcd. A O.lí/F
,í l^f ulid tant3!um on thc inpul is \uit.5lsle input
u i] for ilmosi 3ll applicauons. The tU'vice is more
AS io the íbsencc of input bypassint) whon adjustK cutpui capaciiors are used bul the abovc valúes
i.,mnate iha jiossibility of problems.
Irtil CipJCÍlO/l
•w< IADJ ir'¿ fiU''íC " ver Y C1-">tl!tanl wiih lina
,t*j thJ'Kjfí TU tío ibis, ali quteicent opproiiny
n it itiuiwi 10 ihe QUtput cstablishing a miniL,.jJ cunen! roquiremaní, lí thcre is insuliicient
<i tl.í ouiput, ihe outpul will risg.
tíu ICC^A cunen t (rom the adiustmcnt terminal
ír.n tn tnot temí, thc LMI17 v/as desígntd ta
FIGURE U
FM/
H2\2
si Hl ¡fui. lince the voltaga is con/(rrnl 1] thcn flows lluough thb
R3 $¡vmg an outpul vcltagc of
Hinís
U tí
1
.
ioí f¡Í\h Uno Rc¡siítanc6
ipuí t,csd
.
r
When externa! capacitors are used with any !C regulaíor
it is sometimes necesssry to zdd ¡irotection diodes to
prevent the capacitors fiom discharging íhrough lov/
current points into the rcgulator. Mqst 10/jF capacitors
havií lovj enough interna! ssrios resistance te delivsr
2QA spíkes when shorted. Although thc surge is short,
thcrc is cnoucjh cnergy to domage parts of íhe 1C.
Protectio» Diodes
With the TO-3 package, it is easy te minímiiG the rcsislance from the case to the sct resistor, by using tvvo
sep3ta;c leads to the cata. Hov/flver,- \viih the TO-5
pdckage, care should be laken to minimiza the wíre
lengih of tha output leat). The ground of R2 can be
rcturncd ncar the Qrount] oí iho load to províde remóte .
groimd scnsing and improve load regulation.
FIGUftS 2.
latar and 2<10£7 set.rcsisior.
Figura 2 shows the effect of resistanct bctv/ecn the regu-
Thc LMl 17 is capablu of providíng extrcmely good losd
rcgulation bul a fcw precaulions are needed lo obtain
máximum performance. The curren* sct resistor connected bctwucu the adjustmcnt terminal and thc output
terminal íusually 240H1 shouiü be tted dírcctly to the
ouiput o) the rcgulator rathcr thsn near ihe load. This..
eliminaícs lint drops from appearíns eífocivcly in series
with the raferonce and dsgradinr] reguUiiion, For exampie. a 1GV rcgulator with O.OSfí rcsístancc' between ihu
rogulütor and lond will have a load regutaíion dúo 10
tina rcsistance oí 0.05H ¿ Íi_. If the sel resistor is connccted ncar the load the cítectivc línc resisíance will be
0.05ÍZ (1 + R2/R1) or in this case, 11.5 tímo*s \vorse.
Load Rcguiatior»
Although the LM117 is stablc with no outpul capacitors, üke any ¡trcdback circuh. certain valúes oí
externa! capacitancc can cause excessive ringing. This
or.curs with valúes between 500 pF and GOOO pF.
A IjjF ioÜd tantalum (or 25pF aluminum eltcírolytic)
on thc output iv.-adips ilits eífcct and insures stabifity.-
occurs when eithcr the input o' cuinut is shorted.
Intcrnal to thc LM117 is a 50Í2 rcs.stor wh¡ch limits thc
peáis discharrje current. No proicctio" ¡i neodcd for
oiilput voltanüs oí 25V or Ir».and lOyr capacitante.
Figure 3 shows .in LM117 wi:H protection dio'Jcs'
includcd for use v/ilh ouiputs gre.iter íhan 25V and
high valúes of output capacitance.
FIGURE 2. Rgg«UU»_wiHi^FOtcctipn
Thc bypass capacitor on the adjusimcnt termina! can
discharge through a iov/ curronl ¡unction. Discharge
• cur rcnl dcpends on the valué of ihe capacitor, thc
output voltagc of thc regulaior. and thc rato oi dccreasc
of VjfvJ. ln the LÍP/1117- thi: dtotonP Pfllh is IíiroiJ9h
o large junction that is ablc to sustain 15A surge víith no
problcm. This is not uue of other jypcs of positivo
riigubtort. For output capacitors of 2W- oí IDJS, thcrc'
¡s no r.eed lo use diodes.
?
I
—VxAi—O—lv'lH
jj
v OUIi
I
A Svvitchtng RegtJlator wllh Ovarlofitl ProicctJon
"
* A!l outpuis witfiin ' 10
Aríjuiliog Múltiple Cn-Card riogul*tutí
v.'iih Singlo Control*
Lew Casi 3A Swiichit»; Regutaior
nS
dif Numher:
ILM117KSTEEL
IM217K STEEL
UK STEEL
(TO 3 Sutil
¡sciion Diagrams
U "*
\/
• Odict Numbnr:
LW117M
LM217H
LM317H
1T0391
Metal Can Pa=ka-;a
I 10 mA Contint Curroní Ealler/ Chargur
|;,culDuliroE«:tfaii=cof charoer 2oUT"
'BH S jl!o.-rtlo>,vclia(gittgra!Mwii4!ully
AC Voli*g» RogulLloi
)
(TO-2201
'Plástic Pnctta
....
o
[TO-2021
Ptavtíc Pacha
-Sen peak current (0.6A for"lili
*iF is rccommended lo filter
cui ony ¡nput iransionti.
1 " 5000
Current Llmíictl CV C!iar9«
.
•
.
fJocdod íf devico ií far írom
rciiwrisc
' Optiona I—improves Tfatisicnt
1JZV-45V Adiusiahlo Rnsulnlsr
¡ypical Applications
O-Jtputs
The LM117HV/LM277HV/LM317HV aro' adjusiabío' • Normally, TÍO capaciiors are nccded unicss ¡
- 3-terminaf positiva volíageregulatorscapablooísupplying- T-— siluatcd far from the ¡nput filter capacito
case an "¡nput bypass is. ncodcd. An optio
in BXCGS5 of 1.5A overa 1.2V to 57V output rango. Trie y;'
capacitor can be addcd lo improve transie
arta exceptionally easy ío" use and require only.two
- external resístors to ssí thc ouípui vollage. Fuaher, both - j-Thc adjusimcnt terminal can be bypassed
. very high ripple rejccíions rallos v/hich a
lina.and load regulation are betler íhan standard íixed
to achíave wiih standard 3-torminaI
regulators. Also, tho LM117HV is packaged In síandard"
transistor paclíagas whicht are easiiy rnountod and
2esidcs replacínfj ítxt-d rogglators, thc L
; handlcd.
,.
'
•
• ,., .
useíui in a vvidc variety oí oíher spplícation
In addiíion to higher performance than fíxcd reguiators,
rcgutator Ís "floating" snd sees.on-ty the inpu
ihs LM117HV series offers íuli 'ovorload proíection
diífercntial vottage, suppücs of scvcral hu
can be rcgulaicd es long as the máximu
available only In IC's. Included on thc chip are current..
output díffercntial i; not exceedcd.
limit, thermal overload proteciion and safe srca protec-..
tion. Alf overload proteciíon cfrcuitry rcmaíni-fully.
Also, ít makes an cspecially simple adjustnbl
íunctiona! cven if , tho_ . adjustment " terminal ís.
' regulaior, a programmsble outpui regula
disccnnected. .
.
- * ; . . ; •
connecting a fixcd resistor between thc adju
the LM117HV can be ussd as a precisi
Feaiurfis -• '• -" - - ,
' ; - T : ; - - - • "*" : ' : : ~ output,
fcgulator. Supplics wííh electroníc Ehtitdo
"achieved by damping ihe adjustment terminal
o Adjusiable outpuí dovvn to 1.2V
which proí¡.-ams tíie oulput :o 1.2V where
c Gtisranicod 1.5A output current
draw Mttle current.
a Line regiilation íypícally 0.0!%^ .
.The LM117HVK STEEL, LM217HVK ST
a Load regularían typically 0.1% i
_LM3í7HVK STEEL are packogíd in standard
_o_Currcnt lirnit constant.with jernpcraturc —
sistor packages whilc tht; LMH7HVH. LM21
P; 100% electrical burn-ín
LM317KVH are packaged in a solid Kovsr
=> Elimínatcs the nced to stock tnany voltages
transistor packatje. The LM117HV ¡s ratcd for
o Standard 3-lcad transistor packoce
;from -55°C to +150*0, ih« LM217HV fram
B 80 dB ripple rejoction
' '
d:thB LM317HV from 0°C to +125~
Genera! Descripíion
LM117HV/LM217HV/LM317HV High Voltage 3-Terrnin
Adjustable Reguistor ...."•; ' .
i
r
richomalic and
uci-e Regulators
Output curren! in oxcess oí 1A
.
,
LM7805C
LM7812C
LM7815C
LM7805CK
LM7B12CK
LM7B15CK
Ofriar Numbors:
10IIO"VIÍYI
Metal Can Pflck
TO-3 [X]
Ordsr (Jumbírf:
Plaític Packs^o
TO-220 [TJ
Saa NS Pcckaflo KC02A
O
15V"
5V
12V
Volíage Ránge
" Interna! short circuit current limit
n Avaílable ín tlie aluminum TO-3 package
" Output transistor safe área protection
a t-Jo externa! components requíred
o -intcrnal thurma! ovcrload protection
E
Feaiures
•
•
" .
u • • "••'
§
Outísccnl Cuncnl
Oanoo
íñ E* "^
1A
' -
. •'
VMIN < VIH * VMAX
•• "
IQ < 500 mA, 0"C < Tj í +125 'C
VWI.N < VIN « VMAX '
T| = 25 -C, I0 fi 1A
5mA < IQ í 1A
io<
T¡ = 25-c. IQUT = IA
' •
• ••
( = 1 kHr
•• •
.
T¡ = 25-C
Tf = 25'C
0 * 0 4 T¡<-H25'C.lo = 5mA
< V!N < VMAX
0 ' C < T| -i* 1 25 *C '
!Q < 500 mA
l»DuI Vollago
F»CQuired lo M,iint.iln Tj = 25'C. IQ< 1A
Imc Rcgulation
Diopout Voltage
Oulpul Hcslstancc
Cfiori-Circuil Cuffcnl
PcJk Oulput Cur/enl
Avpfage-TCoí VOUT
VMIN
Í=120H;
IQÍ 1A,T] = 25'Cor
'
'
.-'••
',"
Tj = 25'C
0'C< Tj«.--í-125'C
3
50
12 12.5
TYP MAX
í
120
(U.5 í VJN •: 30]
15
TYP
4
(1?.5< V ( f J
1
(17.5 < V ! H
U.25
U.-J
Mlfí
1SV
23V
-•
10
80
7.3
2.0
B
2.t
2,-i
O.C
(8 < V t N < 18)
62
C2
-10
(7 e v I N <as>.
1.0
72
U. 6
-
1.5
2.-!
2.0
10
1.5 '
(15 < V,N< 25)
55
55
70
90
7.7
2.0
19
1.2
2.4
1.8
8.5 C V,N <
54
5-1
17.5 < VIH
75
17.9 < V|N
1.0
(1Í.5C V|H < 30}
12
(20 < VIN
1.0
(14.8 < VIN< 27)
0.5
8
8.5
0.5
120
'
120
50
3
8-5
12
GO
(16 < VIH 4 22)
50
50
25
25
O < IH < 12)
50 120
(15 < V| N < 27)
(lfl.5< V ] W
,{8< V,N<20)
•
- 50
120
{7.3 < V, N < 20)
(14.6 < V , N C 2 7 ) (17.7 C VIN
tr'< V|M < 25)
1.0
(7.5 < VIN < 20)
.
11.5
Mlíí
-í.75
' 5.25 11.4
12.6
(14.5 < VI.M < 27)
(7 < VIH < 20)
5.2
TYP MAX
'5
19V
13V
\?
\& r*" J: Ih4frnal 'eslslance oí Ihe TO-3 packaoo (K, KC) )s typlcaüy *'CM Juncllon lo caso and 35'CAV caso lo amülant. Thermal rosl
fó; • W c/oefcaoo fT) la lyplcally -í'C/VV Juncllon to caso and SO'CAV coso lo amblont.
jf^;.-. **• j. AII characlcrbtlca aro mcasurod wtlh capacitor across tholnput oíOJZ^F, antí a capacitor serosa Ihgoulput oí 0.1 ^F. Allcharo
í^íIT* "OIa<l WIIJÍ()0 and f'Ppl° foJoclion rallo oro mnasufaO uslng pulso iBChnlquos (l^slG ms, duty cycla s5'/.J. Output vollcc" cíi
>t.»í *'"-** l<l l"l«'rtal lemparnlura muatba lakon Inlo accounl aepwaloly.
fe?
|M¿ " 'i
Ifa
Ri
fc^| "o
í|£
^
G
-|^
.
5mA C IQ < 1.5A
250 mA < I0 < ?50 mA
0* C Tj S +125-C
AV ( N
5 mA <I IQ « l A . O ' C í Tj<-í-125-C
Ti = 25'C
I0 < 1A
0 * C < - T J < + Í25*C • •
¿V|N
.
.
-,
Tj = 25-C
¿V,N
VMIH< VIM< VMAX"
-..-.• ' • '
T| = 25*C' >' ; ' .'•
--' ' •
lo = 500mA A VIH
PD-< 15W. 5rnA < \Q < 1A
4.8
-. - M!N
10V
sv
"(Nota2) : 0"C< Tj < 125 'C unloss otherwlsc note
' - ' ' . , * ''
COKD1T10NS ,
Tj = 25*C. S m A í \ f -\A
OuiDL'l Nolao Vollage T A = 25*C. 1 0 H z < 1 fi 100 kHz
n^ouríllt)oleRe|CCl'ori
fe -',
" ' •
Ouicsccnl Curren!
Load RoQuIalion
Lina Ragulaliofi' * -
|«j i^
^5 '.VQ
S
^ ,-iVQ
Oulput Vollage'
PÁRAMETE»
:i¥" OUTPUT VOLTAGG
1-^" tMPUT VOLTAOE (unlo=s nlfierwlso notctí)
I Eíectricaí Characteristscs LÍVÍ78XXC
t^ •-
• P
4
.
. 35V
InlernallyLImftod
O'Cío +70'C ;
u«lmumJuncilon Temperatura
- • - lao'c
¡KPnckage) •
125'C''
(TPackage)
".
-6S*Cto+lSO'C
SiorageTemperaluroRango
Load Tamperature (Soldering, 10 socondsj
' - . 300'C
TO-3 Packags K
: 230*C
TO-220 PacttagoT-
Iniornsí r&ww< "—.,.-..-.-,
.
Oporailng Temperatura Range (TA)
• • • - lí?
'^' vo
..
For applications rcquíring other voltages, sce LM117
data sheet.
.
'
__
"
of external componcnts. It ¡s not necessary to bypass the
output, although ihis does improve transient responsc.
Input bypassing is necdud only if the regulator is iocated
far from the filter capacitor of the power supply.
Connection Diagrams -
table eííort \vas expended lo makc the LM78XX
I regulaiors easv to me and minimizo the number
ÍOXA seríes ¡s avaiiable in an aluminum TO-3
Atiich will allow ovcr 1.0A load curren! if
jjy hejt sinking is prcvidt;d. Curren! limiiing is
iini 10 limil the pcak ouiput curren! 10 a safe valué,
protection íor the ouiput transistor is provided
iniernal power dissipalion. H intcrn.il povvcr
i becomcs too high ícr the hcat sinking
Ihe thcrmal shmdown circuí! takes ovcr
3 Ihe IC from overheating.
Isrr"
iciies oí three termina! rcgulaiors is
^erat fixcd ouipui volt ages making ihem
i v.»oe rancie of applications. One of ihese is
cjtd icQuhtíon, climinaiing iliu tíistribution
n «jociaietl with single point regulation. The
j (.j.lible altow thesc rcgulators to be used in
instiumcniaiion, MiFi, anü- oiher salid
raomc ccjuipmcnt. Although ciesigned primarily
t ftlugc regulator-s ihose deviccs cun be used
¡KM! componcnts to obtain adjuuable volíagos
| Description
BXX Series Voltage Regulators
Nationa!
Semiconductor
\.\3C
ctirrenls. Tho LF307 is
• IF347H.LF347AN
Lf347BM
pjtkeijaíJi-lA
;íion Diagram
-v lt O
vO—í-l
VccO-
iSchematic
Low input noisc voltage
•
Lov/1/{ noisc córner
Dual-ln-Lir.B Package
.
2ps
SO Hz-
Ordar Numbor LF347J. LF347AJ
•
- ort.F3.l7BJ
Sao NS Paeka^fl J14A
= FastMttling time to 0.01%
u
Low total harmonio dislortion AV = 10,
<Q.02%
R L » lOk, VQ c 20 Vp.p, BW = 20 Hz-20 k'Hí
c
7.2 mA
13 V/jis
4 MHz
SYMDOL
PSRR
¡
i
•
.
CONDITIONS
(NoteG)
'.
Equivalen! Input Noiie Voltjge
Equivalen! Input Noilfi Curten!
<n
'n
Ti-25'C, f • 1000 H:
1 -. 1000 Mi
VS-ÍISV.TA-JS'C
TA» 25"c. RS- loon.
V S -Í15V.TA-2S°C
TA-25"C.
1- 1 Hr-20V.Hi
(Iniíui Referted)
¡
,
Coniinuous
±15V
±30V
115°C
0*0 to i70°C
.
13
-120
TYP
LF3Í7B
7.3
100
100
-12
ti 3.0
0.0 1
0.01
1G
Mtf)
1Q12
;oo
16
j
EO
SO
ill
H2
35
SO .
M
25
10
3
TVP
11
200
B
'
100
7
MAX
.
.
MAX
LF347B
4
'
MAX
11
A
200
7
100
2
.
MI U
4'
13
-120
TYP
- UF3Í7A
MI U
^
100
ao
•7.2
100
-12
+ 15
±13.5
100
1012
so'
25
10
1
LF3Í7A
TYP
í.'.AX
.--."•*• -
80
ill
'.12
25
50
MIÍJ
'
.
••
....,-...,
. . -- -. -. • • - . -
300°C
'
.'•
MIN
•70
70
111
•12
15
20
MIN
. •
0.01
50
A
13
-120
LF347
TYP
7.2
ICO
100
-!j
¿135
100
1013
50
35
10
5
TYP
LF3-Í7
'
PQ max raiing cannot be excccded.
, .
.
oiu 4: Thete jpüciiicaiions apply forVg • ±15V nnd Cr*C< T/^ < +70° C. VQS. 'B antl 'osaro m""J't!d at Vrjy " 0.
•: ota 5¡ 7jie input bias currents ore junction leakage currems whích apDrcjjitmately double lor every 10"C ¡ncrcate in the ¡unction «
ue to Jimhed production lest time, tho inpul bias curren» meamteü are correlated to junction tempernture. In normal operati
icmp(,raítJrc rjsci abcve tfo nniblent lemperaturu ai a result oí Intcrnal powcr diliipaúon, PQ. Ti •* T^ + O¡^ PQ whorc <$JA ¡i the
ÍJ otn3:
"oto 2: Unleij otherwise spccified tne absoluta máximum ncgative ínputvoltagc is cqual to tho negativo powcr supply voltage.
Noto i: por opcrating at clnvated tempera tute, the device musí be deratcd based on a thcrmal rosiuance o¡ 1250CAV junction
95*C/W ¡unction to caso.
.
'
Gain-Bandwid'.h Pfotíuct
Slew Rjts
Ampliflcr 10 Aniplilief Coupling
PARAMETER
Suppty Cuftem
Supply Vnlia^e Rejcciion n»tin
ltS<10Ml
Vs - 1 1 5V
Irsput Common-MocJe Voltage
tlanQe
Common-Mnde Rejeciion Ritió
vs- ÍISV.RL- i05<n
OutputVoliageSvíir.g
G8W
SR '
SYMBOL .
""
..
I," -J t.
VS" -15V, T/t - 25°C
VQ ' ilOV, R^- 3 kíl
Ovcr Tempe raime
Large Signa! Voliagí Gain
T- H ll'f
T¡-25"C. (Hotíi-1,5)
Input Reiisiaiice
Input Biai Cutrcnl
T¡<70'C
T¡ - 25'C. IIJoici 4. 5)
RS- 10 vn
Average TC oí Input Ollwt
Vollage
Input DfÍMt Current •
RS- IOkn.TA-25'C
0»e( Tínipiííaiu'e
COMDIT100S
±18V
500 mW
-G5°C to +150°C
Input Qffiei Voltagc
PÁRAMETE»
AC Eléctrica! Characieristics (Note 4)
• "
; >s '
CMRñ
[
1
VCM
AVOL
l
|
RIN
IB
ios
í
5
Í
i
|
1
'
•
DC Eiecíricat Characieristics tNoic 4)
1 ~^os •
1
1
';
*3
Lead Temperature (Soldcring, 10 seconds)
1
16 nVA/Hz
0.01 pAA/Hz
Outpuí Short Circuit Duraiion (Note 3)
Input Voltago Rangc (Noto 2)
Storage Tcmperaiurc Range
Lowsupply currcnl
.
OperaOng Temperature Range .
TjtMAXl
'
'
Differeniial Input Voltage
«
Hiyh tnput impedancB .
'
"
p 0 wcr DUsipation [Note 1} •
S-jpp'y Voltogo.
50 pA
Í
1
3
|
|
$
d
t
J-3
1
2mV
Toclinologv
ui»«ít>
o
» High slcw ratc
« \Vidc gain bandwidth
Lov/ inpul noisc currcnt
Low input bias currcnt
»
Bl-FET U
Internally Uimmed oífsctvahnge
e
c
Features
1/4 Qtiad
^ othtí circuits rccjuiring low input
1 bias curren:. hÍQh input impedinw ind wiríe bandwidth. The device
IU liifd in applicaiions such as high
i O/A convcners, samplc-and-hoUi
rj
•i trtt jundard LM348. This íeatüre
mmcdiaielv upgrade thc overali'
^3ir; IM348 and LM324 dusigns,
fr .t,(fict
imJ) fjit stew rate. In addition,
^jPET inpul dcvices proviclc
líitnt añil yct tnaintains a lanjo
¡h jn inlernallv trimmed input
llTM (cchnology). The dfivicc
il. higii ipeerf quad JFET Input
plion
'Bandwidth Quad JFET
aliona! Ampiifier
Aductor
peraíionti
1 II
: 1
! i
i ¡
i i
11
V! X
]'
3í
<D
,
•^-i
10
(1
"^,
\v
^
1
t-l
•71
• ti V
70
_
10
15
BodK Plot
10
SUÍPUVOITAGE^V]
S
103
ID
Negativo Common-Morfo Input
Voltagc Limit
S
' 10
1S
¿"
V s -!lSV
O
10,
70
RL-JI -
V S -:1SV
Av-1
1
36
«3
£í
eO
Jl L -OimUUOAOW3J
Slcw Ratü
0.1
3S . 7 A - Z 5 C
30
Outpuí Voltaje Swing
H,
,>
;-;j
70
QUTPUT SOUaCE CURREHT (t.Al
r\0
, í/'cr-nmrr
Poiiiívo Cur.-ent Limit
.' . .. .SUFflYVQUAGEl-V) -.
O
r~
' ¿U'--™ C
—i
Supply Ciirrcnl
JO
•n
FREQÜENCYIHll
ion
ü»
•
U . tOk
1CCI
FHtQUÍNCYlHr)
1U
SUFPLYVQLTAGEI-V)
Opon Loop Vottasc Ga¡n {V/VJ
IDE
Common-Modc Rcjcctíon
natío . -'
10
ti
la
Diitortíon vi Ffcquency
5
>•
|
c
h
SD
..
'
100
10V
lODk
rREQUEIlCYtUfl
1K
u
íes*
{
FREQUINCY(Hi)
ioi
;ftyio/—y
i
m
))J • 1CM
U-s-iisv_
Output Impedancc
ID
ion
18
*»
£0
\!
\I
_m-7t
r* - is'c
v AVI
\<ismsi
K
Vj.,lSV
FHíüUENCVIHiJ • .
!! 1
Power Supply nüjcction ••'
Ratio
—
1 t
Undislonod Output Voltage
Swíng
'
.
m \*K w to
fn[QU£NCY(H¡)
t a IH u
.' 1N
;v
fREQUEHCYfHi!
loo
Invortcr Scnling Time
ID
101
Equivalen: Input fv'olse
, Voltaga .
1
1001 . , . .
en Loop Frequency Rci
TIME (S
TlMEl2íH/DIV]
allowed to exceed the negative supply as ihis will cause
largc currents to flow which can rcsult in a destroyed,
unit.
Currenl Limit (RL* 10011)
í ¡i an ap amp with an internally irimmed
itwUaseandJFETinputdeviccsIBl-FETlI™).
^fÉTshavelarge reverso |-;, aakdown voltaaes frorn
'•Vx-ttí and drain oliminating the need íor clamps
¡fcalion Hints
TlMEUiu/DIV)
LarQe Signal Non-lnvcníng
TIME (0.2 pi/OW)
VCE O—
Deiailed Schematic
Prccautions should be takcn to cniurc ihat the powcr
supply For the integralcd circuít never bccomes reversed '
in polarity or thr.i the unit is not insdvencmly instslled
The LF347 will drive a 2 kÜ lond resistance to ±10V
over the (ull icmperaiurc rango oí 0°C to H-70°C. !í tho
amplificr is forced to drive ¡icavier' load currents, how
cvcr, an increase in input offset voltage may occur on
ihe negativo voliage swing and finolly reach an active
curront limii on bolh posilive and negative swings.
EEach amplificr ís indivíduallv biascd by 3 zencr rcfcrcnce
.which allows normal círcuit opcration on ±4V power
supplies. Supply vohages less than thesc may result in
lower gain bandwidih and stew rale.
The amplitiors will opérate with a common-mode input
voltage equal la thc posilive supply; howcvcr, ihe gain
bandwidth and slew rate may be dccrcascd in this condition. When the negative common-modc voltoge swíngs
to wiihin 3V of the negative supply, an 'mercase in inpul.
oífset voltage may occur.
Excecding thc positivo common-mode limit on a single
inpul will not chgnge ihc phase of tho output; however,
if bolh ínputs exceed the limit, ihe output of the amplificr will be forccd lo a high sute.
high state. In nciihcr caic docs
occui since
raising ihc inpul back wiiíiin thc common-mode rangc
again puti the input stagu and thus the amplificr in a
normal operating madu.
A fecdback pote is created whcn ihc fcedback a
any amplifícr ¡s resísiive. The parallel resistsnce
capacitancc frorn thc inpul of the devicé (uiua'.l
• inverting inpuO ío AC ground sel thc írc^jency c
pole. tn many instancos the frcqucncy of this p
rnuch grcater ihan thü expected 3 dB frequoncy o
c'osed loop gain and consoqucntly there ¡s negl
eífect on stabítity morgin. However. if the foípolc.is less than approximatc¡y 6 timos the exp
3 dB frequcncy a lead capacitor should be placee
the output to the input o( :he op amp. The va'u? o
added capacitor should be such tliat thc RC tima
síant of this capacitor and iho icsistance i; par
is greater than or equa! lo thc original feedbjc'<
time constani.
As with most ampliliers, care should be taken v/ii
dress, component placomcnt and supply dccouoli
order to ensure stability. Por cxamplc, rcsistors íro
output to ati input should be placed v/ith the bo<í/
to ihe input lo minimizo "pick-up" and ma-xímiz
írequency of the ¡cedback pole by'minimizin
capacitance from thc inpul lo ground..
Because thcse empüficrs are JFET rather than M.O
input op amps they d.o roí require spccial han
bacV,wards in 3 sockct ai an br.liinitbd cunen:
through the rcsulting fo'vvarri diodc wlthin the IC
cause íusing of Ihc interna! conductor! and reíul
dosuoyed unit.
0
1
1
1
-7 (IB
*
•
Eypandable lo nny nutnbsr oí «nsei'
Very high ínpui ímpodunce
" Accurncy of better than 0.-1% v>lth nar.díítJ 1% v^Iua rcsinors
* • No oífítt adjuit-Tient ncctsiary . -- - - •
-•_ ..'
MU»UA1IQ* lílttl IKMJII
UI1
*t af ts
(rom icro and ii equal lo ihe integral o( ilio inpui volingc wíth rcspcct 10 ihc thrcshold voltaoc:
^«
-ih
r"
U*, Ti™ In^or «hh R«... Hold Znd «.rdn, Throshold AJiun.cn.
VOUT
1
•1 1 • o
0
I
^6 (IB
1
0
~2úK
-5 tlU
1
D
-I tíB
1
0
D
-3 ilO
—i d B
0
0
Oifjitíiily SalecMLiio I'rcciston AuanuMor
vo
A3 ATTEtlUATION
0
0
1
0
1
.0
A2
A)
ácstion:;
3. ¿o
For circult shown:
o
•
»
-AVv-
" • ' ' IMl -
f0 x Q < 200 kHi"
;
10V pcak íinusoidal output jwing vvithout ilew llmitrna to 200 kHz
Scc LM34S daia sheet for dciign equnlioni
0-3.-Í
Passband gain:
Highpass - 0.1 :
3andpasi — 1
Lovvpsis - 1
Noich -10
-
Universal Stnte Variable Filtcr
t'¡
ftclion Diagram
1
í ir-
i,
;i5?
Otiil-In-Litia
!
i» _^_ [u
Fea^ures
n
Inpuls opérate down to ground
LED driver outputs are current regulated.
colleciors
fj
/V
QV to 5V Bar Grsph Meter
I»
|i!
[ií
Reí Ouí V - 1.25
_ji_n -
M+
Molo 1: Grounding meihotl is lyoical
til usei. The 2.2 yF tnrualum or 10
aluminum elcctfolylic capocilor ií need
if Icadi to thc LED supply are 6"
longcr.
,
The following typical spplication illustrates adj'u
thc reference to a desired valué, and propor gro
für accurate operation, and avoiding oscillatíons.
The LM3914 is rated for operau'on from 0"C to
The LM3914N ¡s available ¡n an 18-lead mold
packasc and the LM3914J comes in the 18-lcad c
.DIP.
= Outpuls can intcrface with TTL or CMOS logic
" The interna! Í0-step divider is floating and
reíerenccd to a widc rango of voltace;
11
B No multípiex switching or interacíion between
« ¡nput withstands ±35V without damage
outputs
= Ouíput current programmablo from 2 to 30 m
R
" Operslos v/íth single supply ofJess ¿han 3V
» Interna! voltagc referencc from 1.2V 10 12V
' " 'Expsndable to displays oi 100 stops
e . Bar or dot display mocje cxtcriially select-ihlo
.'" Drtvcj LSDs, LCDs or vscuum íluomíconts
/ v ^ y g v v
T T T T T T"
«...
Typlca! Appiicaticns
When in the dot mode, títere is a small amount of
overlap or "fade" (about 1 mV) betwecn segments. This
assures that at no time will all LEDs be "OFF", snd
Tile LM39H is very easy lo apply as an analog meter
circuit. A 1.2V full-scale meter rcquires only í resistor
and a single 3V to 15V supply in addition to the 10
display LEDs. If thc 1 resistor is a pot, U becomes.the
LED brightness control. The simpliíicd block diagram
ilhistrates this cxtremcly simple external circuitry.
Versatílity was designad ¡nio the LM3914' so. Ihat .
controller, visual alarm, and expanded scale ¡unctions
are easÜy added on to the display system. The circuil
can drive LEDs of many colors, or low-current incandesccnt Ismps. Many LM39í*4s can be "chained" to íorm
displays of 20 to over 100 segmenís. Both ends of ihe~
voítage divider are externally avnilablu so that 2 drivcrs
can be msde inlo a joro-center meter.
The circuit contains its owrt 'adjustablo reíurence and
accurntc I0-síep voítagc divider. The low-bias-currcnt
¡nput buffcr accepts signáis down 10 ground, or V , yat
needs no prolcction against inpuvs of 35V above or
bñlow ground. The bufíer orives 10 individual com-'
paraiors rqferenced to ihe precisión dívider. Indication
non-lincarity can thus be held typically to 1/2%, even.
„ ovar a wide temperature range..
thuj ariy ambiguous display is avoidsd, Vario;i
displays are possible.
Much of the display flexibility derives from
that all outputs ore individual, DC-regulated c
Various efíects can be nchicvcd Ijy modulctin
currents. The individual outpuls can drive a tran
woll as a LED at the same tírnc, so controller f
— íncluding • "siaging"-control -can -be-pcrforme
LM3914 can also act as a programmcr, or 5ec;iien
The LM3914 is a monolHhic integraied circuit thai
sanses analog voltage levéis and drives 10 LEDs, providing a linear anatog display. A single pin changos the " '
display from a moving dot to a bar graph. Current dríve
i¿ thc LEDs ¡s rogulatcd and programmablc, eliminating""
the nccrí for resisíors. This feature is one that ollows
'
operation of ihc whole system from icss than 3V..
General Description
Blocks/Telecommunicat
LM3914 Dot/Bar Display Driver
PAHAMETER
'«*"
'
•
1*—
C-.coutVolUjc
S
1
1
10-18
ILED • 2 mA
ILED • 20 mA
íCltv <V RL Q < 12 Voc
•
G.1'
V* • 20V. 'HflEF) " 1-0 mA
'
_
.
•
«í
P
•• P
. g
; • ' Sj{.
M
"~*|
.
M
--
mÁ
mA
P*
' F*
... . |:
'
._
-
.
. • - - • -
ti 1
ii
——-1 1
—-"1 '
—8 Í
"-
.
•
1
.' '
.'
'
• • • " . - . . •
•
: ' -
•• •
-,l- : " .:'- - . - : • • .
' -
. . .
!
'.
;
1
.• Curront".
'
' Currcnt flowing out of thc signa!
inpuí
BÍ2s
input when the input buffer Ís in íhe linear región, - -
j- •-•• • -.- - • -v • • • --•
J
,•
Oropout Vottaga: The voltage maasured at the currcnt
jource outputs requíred to makc thc output cúrtent
¡,llby 10%.
. . . . .
• . . .
!_.._
i-.1-..;' fj
— " fl
• .
Compa''3tor Gain: The ratio of the changc" in outpuí
current (iLEü) *° lnc changc ín inpui voltagu (Vi(sj)
nuJred Vo produce it for a comparator. in thc linear
fitliust Pin Currcnt: Current flowing out of thc reíerence
jj,js[ pin whcn the reference amplificr is in tho linear
región.
......
•v:.:_ Sf regio"-
.-:,-•§
~R|
^^^S
•:'•• 8
••'••• I
sy, a
'^l
•- *
. \
curatr/: Thedifferénceboiwecn the observcd threshold
Hage snd the ideal ihrcshold voltage íor cach comV° ¡jtor.Speciíied and tcsied with 1QV across thc interna!
itsge divider so that resistor ratio maicliiny error
domínales Otfer comparator offset voltage.
P*
•
•t - .
v - • ;i !
•M
I
1'
v
T^- 4 25 e C,li_(nEF) * 0.2 mA, VLED "3.QV. pin 3 connectcd to pin
0.2
4.2
450
10
ID
0.1
150
0.4
0.15
0.1
1.5
3
1
'¿f
«* ' . • •'-'• á
' triA
n
mA
3
1.2
0.25
mA
0.1
mA
13
0.4
(¡A
10
120
>•
-ÍÓOmV'hy |
A
j.
3
......
• •,'
mA/mV
mv
'." V
UMITS
-
0.12
2.4
50
7
75
1
V* -5V. lL[R£Fl-0- 2mA
[Dot Mtxle) {Nota J)
•
lL[R6Fl ' 0.4 mA
(Bar Mode) Itlotr 4)
l LEO"~QinA.
^D(QTmA°mA'VLED"5V'
2V < VLED < uv
VLEo-BV.lLED-JO'nA
VLED-5V.ILED-2mA
V f -V L c 0 -5V.H. ( R E F ) -lmA
V*-~fiV
0°C<T^<*70*C, iLtnEFl * í n1^-
e iUled.oll specilicationi apply wiih tho folloiving conditioni;
t'jíPLV CURREHT
'ni
L
*
í.ri
iVjJl Ltíkíje
I
I
í fr.->t Urakigí. Each Collector
i
U ittl ind Smtlhit UED Cufftnn)
l£3 Cuiccnt n^QuUtiotí
1
UD Cui'tr.i DÜIciencc [Bctvyecn
—— - "
I
3,
rJIPUTDBlVERS
|
liJCufitnt
J-: -ii P>A Cuttcnl
I
»
0 --M Vollsfií Own^e \Vilh
T,^titu'«
f
I
'2
0.4
o.i mA < ILSÍÍCTI S 4 m'1-
lirf Rt^iUlion
'«ir1
V* - VLED • W
0.03
U4
•2
15
35
£0
0.0 1.
1.28
0.5
• 10 ,
' 10
B
3V< V 4 < 18V
1
1.2
S.S
-35
3 •
'
15
10 .
•
. ,
MAX
U'< RroijIJlion
0. 1 mA < ll_(HEF) S ^ 'n^<
(Nati 21
Tot»l, Pin 6 lo 4
tío Chtngt In DkpUy
10rnA
' 3
3 ..
TYP
'P,
'—*~~
l L ( ñ E F ) - 2 m A . ÍLEO"
\ED ' 1 mA
OV<VRLO-VRHI<nV.
"LED-lmA
ov<Vnto-v mi iS»zv.
MIN
•
.. .
.
Lsad Tcmpítoiurs (Solclcrinn, IQiocondj)
~
CONDITIOMS (Non 11
••
35V
V* • VLED - 5V
0.!MtVü)»9B
YOLIAGE HEFSHENCE
fctjricy
Ov*tftMHiM« '
'
VÜUAGE-DIVIDEn
~
"
'jll'
¡ÍL~
:M|:
jl» —
!*• -
'*'
í*:
'
Ice-1! Sffwl DvetvoItíSi
í»
"
Vwi Bilí OJirwit (it Pin 5)
• j».:,
''
Cin IfillED'^" ItJl
Ccnvtnor
ClmVolUge, Bulhr tnd Any Oíhtt
' '
¡® '
'•MÍ'
<ffi
tff'tlr
St .
rl» "
.ífi^ «W? A BATOR
i'Bfr*
— -—
jgf- ' O^ulVolUoí Buliei »nd FIMI
rfi"'•)• Cjffipiiilot
jjl
w
•«bical Characteristics. (NOWII
m
m
.*»
'fÜtO^lDiIvcfi
lnpUiSi0n.lOv*nfoll.g«tNoi*ai
IW
S25 mW
Dividir Voliaga
- .
Reí erence Load Currem
"
jlilMMlHotaS)
XptGiHfl
'ffllH!^' (¡O
9. IOS
Offset Voltaje: The tiilfcrcntía! input volt
musí be npplicd to each cotriparator to biss t
» in lm linear región, Most signíficant error
voltage t across thc. intcrnal voltsge dividsr
Specíficd snd lestcd with pin G voltage [Vr
to pin 4. voltage (VRLQ}.
;
_ Load Rcgulation: Tlie diange in refcrence outp
ovcr ttie spcciiitíd rango of loa
• Line Regulation: Tho avcríigc changc in relercn
• voltage ovcr tiic spccified range of supply voli
! LEO Current Rcgulation; The change in outp
' "ovcr thc spectfied rangs of LED supply voltag
. as mcasured at thc current sourcc output
' forward voltago oí an LED does not changs si
,; wílh a smnll change in for\vard currcnt, ihis Ís
r to changing thc voltage at thc LED anod
', same aniount.
ID
U
11
Sí
-Jt-lt I II
10
ít 43
0.5
?! 10a
!Ctrr«il Qeyond
jjflwje IP¡»5}
t
rrr
I
¡1
ttKKt Ad¡uH Pin
unMíi Ttmpciature
t
|i;pY Curten! vi
r=
„
-OS
V'
30
s -?n
z
3
^ -1-S
o
K -I.D
>
C
U
U
1.S 2.0 2j 3.U 3J 1.0
1
1
!
i
i
1/
! surriYvoL
—
AGE
RlfíHREDTOf OSII1V
1
1
Common-Mode Lnnits
O
LEO CiinciU vj
Rcfercncu Loading
LEO Cimeiu-RegulBiion
Dropout
Qperating Input Bias
Cunent vs Temperatura
Í.ED Dnver Saturaíion " : ....'.•:•
Voltage
- -
Rcforcnce Voltngc vs
Tcnipefaturc
The simplified LM3914 block diagram Ís to givc the
genera! ¡dea of the círcuit's operatíon. A high input
ímpedance buffor operatcs wíth signáis from ground to
12V, and is proteclcd against reverse and ovorvoltagc
signáis. The stgnal is thcn appüed to a series oí 10comparators; csch oí which is biased to a different
cornparison leve! by tho resistor string.
Functionai Descripíion,
r
I
, I TYPEOf
—ÍO OISPIAY.EAB
resistor divider can be connecied betwcen any 2 voltages,
providíng íhat they aro 1.5V below V and no less than
V~. If an expandod scale meter display ¡s dcsired, the
total divider voltsge can be-as little as 200 mV. Ex-'
panded-scale meter dlsplays are more accurnte and the
seoments liglit uniforrnly only ¡í bar mode Ís uied. At
SO mV or moro per step, dot mode is usable.
. i •i
7i) oí Moto LEDs: Coimcct pin 9 of the
r. \tt .r nci d.e.. the one with the lowc&t
c^n»c<:iKin poiiiti) to pin 1 of the next
H J' •"- Continuo connecimg pin 9 of
. Single LM3914 Driver: Leave thc Mode
á¡ÍíWt»Oiipliy: \V.r« Modc Seloct (pin 9) dircctly
1*ft*
put controls chóininri of multiple
i Ijar or dot modo oporation. Tho
Itinl-tt i.n \hOfrt the baiic v.-ays oí using this
**' ^'"'s fí-Mpie'í useí will bu illustratcd in
'••' .s'J "*i íonip'ttcly illusuated by Uic blcck
- <!lí *< LHD tirjghtnns control. The cuncnt
>!*MÍÍ W ft'nenievoltagc pin (pin 7} d-;li:tmines
sl, Afluoiídutely IQ limes ihis currcnt will
th liijhtcd LED, and this curren*.
"¡ ÍPtü'í:.**!/ tonuüit díspits supply vollngo and
^^TdJ'í11 Ctiiiíni cJrav.-n by ihc intcrnal 10'í.'} 'tfp-k', n v.tll ¿i by tlie cxiernal currcnt and
.I'>S':r; u ,.Jer ihoutc] Ixs iriCltidjd in calcuiatini]
^'í^* ?•>"'*' * ^he al«l'tv to modulaic LED
'!r «••'•»*•, «.?» !.•!.«. c' «> tiroportion to input vohage
'"
'o ^.^-*t ifi i-jil to a numbcr of novel displays
'i*ííí-t;ij; ••g mpui overvoliages, alarms, etc.
l (rom the ad¡usi terminal
.t;5:<>iíti»r1 fe* itrm. Ihe tefcrcnce \vas diisignud to
[lr-(ú;:;í tk*--xi oí ttiu current' with V f and load
í :emiin.ils. The rclcrencc voliíign ¡s
t,iuj:jrn resistor Rl and. s¡m:e (he
"!. a consiam currcnt I) ilion Hows
cutput jet 'cmior H2 giving an ouinut
Tiic LM3914 is rclativcly low-powercd itsclf, and since
sny number of LEDs can be povvercd from about 3V, ií
is a very efficient display driver. Typical standby supply
currenl (aii LEDs OFF) ¡s 1.6 rnA {2.5 mA max}.
However, any reíerence loading adds 4 times líial current
drain to íhc V [pin 3) supply inpuí. For cxampie, an
LM3914 with a 1 mA refercnce pin load (1.3k), would
supply almost 10 mA to overy LED while drawingcnly
5.6 mA from its V* pin supply. At full-scale, the IC if
typtcally drawing hss ihan 7% of the currunl supplicd (o ,
the disptay.
Othcr Device Chnracleristícs
Ihc modc pin of ihc iirst LM3914 is connectéd to pin i - • - . ts
oí ihe sccontl cievice (which ¡s sciuaHy cirivmg LEO No. •>
11 of the entire display). Even if this LEO is QFF, tí"
any LED numbered 12 through 20 is ON, abovit 100/iA ;•
will be sunk by pin 1 of this sccond device (mínimum
60 pA). This is nol enough ta lighi LED No. II
significantly, but is sufficicnt to be sensed by the mcde
pin and íurn OFF LED No. 10 of the íirsl device ÍQÍ ..
proper dispiay.
in "chaining" display drivers, somo íurthcr choractfirisiicj
mus: be considered. 8ar groph displays of 20 orinare- scgniL-nls are simple. AH thai ic needcd is to connacttte r-:'.
modc pin oí cach device to pin 3 oí the sams devíca "••
(thc V* pin). It should be noted that ihe Mode Sclect: •
Amplificr looks ni 3 inpuis lo determine whelfier tói'í:
show a bar display, a dot display, or a doi display "_"£'
using mulliple LM3914 deviccs. This last action is the.'V;
"chaining" orcarry function thai turns OFF LED No. 10 ;
of one LM3914 whcn thc firsl LED of ihe next dévics )
up the chain tumi ON. The3neoded iiipuls to Uie Moda ~'
Select Amplifierare;pín 9, thc devices V"1" pin and pin 11 >;
(íhe cathode oí LSD No. 9).
"*~"
Thc conncclíons for using Ihis pin fiavc nlready been
summarized. Thc modc pin will cause the bar grapf,
display to íippear if within 20 mV of V voliage (pin3].";.
The dot LED display -.Mil occur if the mode pin ;t
2QO mV or more be low V voliage. LED No. 10 will be .
turncd OFF if pin 9 is pulled 0.9V bclow
20k 5% resistor musí be in place from pin 11 to
(i.e., Ín parallel with LED No. 91 íor dot displays us7rg
2 or more LM3914s. The less than 100 ^A shunicd away
by this resistor will makc a ncgligible difference in tfobrighlncss of almosi any red LED display. For olher
colors of LEDs, ihc resistor valué can mercase in'direct '
proporlion 10 the lyprcal LED voltage drop. ..
..j-j.
Characttrisiici oí Mode Sclect Pin (Pin Si
The display driver does not have buiU-in hysteres's 10
that the display does not jump insiantly from one LEO
to the next. Under rapidly changing stgnal condiiitxu
this cuis down high írequency noise and ofien an annoy
ing flicker. An "overlap" is buift in so thai at no tiff-í
bctwcen sügments aro al I LEDs completely OFF in tí*
u*
Typical Applications (Continuad)
A/
V*
A/
The LM3914 fealurcs índívidunlly currciu rcgulated LED
tiiivcr transís(or¡. Further inlcrnal circuilry detecti whcn
• any driver transistor gocs inlo soliiraiion.'and prevents
olher circuitry Irom drawing excess currenl. This rcsutts
ín Ihe abilíW of the LM3D14 to drivc and regúlale LEDs
powcrcd from a pulsating DC power sourcc, i.c., largeíy
unfiltcred. (Due to possiWo oscillatíons al low voltagcs a
R10
A/
SIG
LM3914
A/
aKI
í
REFCUI RÍF ADJ «00l_
-SV DC
nominal bypa;; capacitor conshting of a 2.? ^F
tantalum conncclcd from thc puliating LEO sur>
' pin 2 of thc LM3914 is rccommcndcd.) This abil
opérate with lov/ or fluctualing vohageí also allo
display drívcr to intertace with Itxjic circuitry,
couplcd solid-state relays, and low-currcnl incand
lamps.'
1
v'
&
'
UB
KO t
j
jt
ni
IV
Ll_
JL
~
Gtceñ
nc IN p—WV-
KJF
V*
RLO
SIC
LM3S14
«Kl
-
396 >
REF
OUT
R£f
AOJ
-
-
Í v v i' V1 v -¿ y
V~T~1
V _J
L_
«
WODE
Reri
\t
LED
NO.13
Red
Yellow
Green
GV
Gtecn
1
3
4
S
• r
7
6
• 'Red
Yellow
Red
COLOR
10
9
8
ItlGHESTNO.
LED ON '
s
-UG
4.58
•i.7
4.83
¿.Sí
5.05
5.18
5.30
5.42
5.54
:
'
">
-
" . .
VOUTIMINÍ
: Application Examplc: Grading i
^-OiAR .
cor
"Excbmation Poínt" Oisplay
.
ADJ MQOt
r.Er
M
3.4»
7 ÍS,,
1 \X
<"iuu
REFOUT
' i?
_>
K»l
. -
r
/t/
i—?—?—t—?—?—?—?—r~
*/
/V
/l/
/!/
/f
/!/
/I/
/f
*.*;'!» * 54 V lo pin 5. and
!., UO Uo b juil lijjhis.
tUtM*^-1'!''
1'
1
SIO
LMJflW
.;/ U/
/I/
& 4r
^
Expamlcd Scaíe Moler, Doi or Bar
(*sv-iwv
«10
ifr
i'o't 1(01 ihc LED
Iy «u filtcrmg
tír
I l.vj Í tJ.wtt H 1 fOf tollas*
í; *
íltUMS
5.114
.írijl
LEO
no. i
A/.
/í/.
\M
A/
A/
MA
l/l/
A/ .' A/'.
M/
/!/
L_
U/
-L
1
> ica
The ¡nput 10 ihc Dot-Bar Swiicli
be íctico from calhodci of oihcr L
w|l changa 10 bar ii ;oo
*.-. . ihe LED so icíccted begini 10 lighi.
U/ . M/
BarDispJay wiih Alarm rfashcr'
M/.-./l/
Full-ícale cause: trie ful! bar disptay 10
flnsh. If ihe ¡unction of Rl and Cl I:
connccied to o difíercnt LSD cathodc,
A/
\AS
Indícator and Alarm, Full-Scale Changos Display From Dot to Bar
S.í'6
'-
~3
ir
V*
SIG
I/
^T
»LD
LM391-1
RW
•HEF
ADJ
'.
HEF
DUT
The LED cur reñís are approxtmasely 10
mA, and Ihe LM39I4 oulptm opurate ín
saiuraUan for mínimum dissipaiion.
Operaling wltli a High Voltaga Supply (Dot Mode Oniy}
LW3914
r
7
Adding Hyitcrciii [Single Supply, Bar Mode OnlyJ
*Th s oomt u parliaMy regúlale:! and
(xt'Oíci in voltage wiih icmpciafirc.
je fequlfemcncí oí tlie UM39M
r'fiHiui
9.HG
'
MODE
,
•.•14:«
l^SÍÍ
. :
ir~
II
: .
Ilí
If LED turn OW secms siow (bar mode) or several LEDs
Long wircs from VLEQ lo ^^^ anode common can
cause oscillations. Depending on the severiiy of, the
problom 0.05 ¿iF ío 2.2 ^F decouplíng capncitors írom
LSD anode common to pin 2 will damp thc circuti. If
LED anode line wiring is ínaccessible, oíten similar
decoupüncj from pin 1 to p¡n%2 will be sufficient.
Three oí the most commoniy needed precaulions for
using ihc LM39H are shown in the íirsi typícal apptlcation drawing (see paga 9-108) showing s OV—5V bar
graph meter. The most dífíicult probleni occurs \vhen
larga LED currcnts are being drawn, espccially in bar
graph mode, These currents flowing out of the ground
pin cause voltagc drops Ín extcrnal wíring, and thus
errors and oscillations. Brínging the return wires írom
signal sourccs, reíarcncc ground and bottom oí ths
resistor síring {as illustrated) to a single point vcry near
pin 2 is the bcst solution.
Application Hints
TIis ex¡ic( xviringí ananijC'
meni oí t*iii schematic?
itiowí the need lor Mode
Setcct [pin S) ¡o »=nsc the
V1 voltage exactly ei il
appcafi on pin 3.
\A/
II
'
I
SIG '
REÍ
Olir
HEF
.JL.
oui
ABJ
StF
i
MI
,„
,n
Programs Leus tn 10
UOQE
*_
MODE
ABJ
Rtr
MI
I..,' :
ü=E
fiHl
"ni
1}
. •
Qther spccíal íealures and appíícations charactsristic
be illusirntcd in the íollowing applications scho
. a transistor sv/Ítch.
Turning OFF oí most of the ínternal currcnt sou
accomplished by pulling positive on the rcfercncc
. curren: source or rcsistance supplying 100 fíA
AltefnatQly, the input, signal can be $3ted OFF
Power dissípation, espocially in bar mode should b
consideraron. For example, with a 5V supply
LEDs programmed lo 20 mA the driver will di
over 600 mW. In this case a 7.5H resistor in serie
• the LED supply wil! cut devíce -heating in hal
negativa end of the resistor should be bypassed
2.2 fíP solid tanialum capacitor ío pin 2 o f Ihe L
tívely high valué rcsistors. These high-impcdanc
should be bypassed to pin 2 wíth at least a 0.
capacitor, or up to 0.1 ^F in noísy cnvirontnents.
IS
IIG'
\fí/
20-Segment Meter vvííh Mode Swiích
t
„
>
i »i
<«
Sal
O
]'
.
',
Noti-lnieíacíina Adjuitments for Expanticd Scsle Me!« -:
(4.5V íoGV, Bar or Dot Modc)
-.-.y_-
If an independent LED brightriess control ís desired \K'
in ihe previous npplícation), a unity gatn buífer, suchaj'
the LM310, shouid be placed betwcen pin 7 and Ri,:
similar to The previous applícation.' . . . . •.:
The references associaifid v/ith LMSQl^s^Jo. 1 and No.2"
siiould have thsír Rsf Adj pins (pin 8} v,-ircd toground/
íind iheir Rcf Ouípuís looded by a 6200. fesisíario.:
-ground. This niakcs availablc limilar i-ímA curreni,
outpuis to all the LEDs in the systeni. '•. i ¡ ,
. '• V
Throe internal volt age dividen are shown connccied ¡Ü
series to provide a 30-siep display. lí the resuliingan¿og'J
moler h to be accurate and linear the voltags on czcíi
dividcr musí be adjustcd, proferably withoui aMeciing*
any other adjuslmcnts. To do thís, adjust R2 finí, M
thüt (he voliage across R5 is exactly W. Thcn the
voltagesacross R3 and R4 can be indepcndentlv adjusied
by shuntíng ^cach with sclected resistors of 6 kílV
'higlicr rcsístance. This is possiblc bccousc ihc referencé
" bf LM3914 No_3 i: actlng as a constan i curren rsource"
Adjusting Linearíty of Sevcrat Stackcd Dividen
Adjutiins Lincariiy of Soveral Stackcd D¡vidCrS
r¿r
"
*£'
O, fias 01
I1 IU1IH
tpandecJ Scalc (Bar Mode Only)
.'ííSíí* LED cunen» v/iihin a rango of 2.2 mA lo
£*¿rw-^ ibcvesetlingi are niade.
lo 5V. uííng R2. Thcn thc span
n bu ndjusied 10 CXDCÜV 0.5V
mg thc previous adjustment. ;
- adjustment oí LED
independen!
r span and zero z
lm*nl1 íor Expandcti 6cale Meter
Dot Modo)
' ------
l feiisior divide r in parsticl
; «festón )5?30líl of a ilablü, low rcsiitance
»t ititfi voft&rje chimge: duc to 1C resistor
i *'!" ttrnpcf ature. Voltagc V ] should be
1 IV I"H by «te of R2. Tlicn ihe volt age V2
be adjustcd lo 200 mV,
ílfectmrj V j . LED current will be
[BDi Mode Only)
TirSFOR THE LM3914i ADJUSTABLE REFERENCE
j
SICKALINPUT'—.
.
OIVIUEH _¡>
5
-
Moving "hole" display-índicator LEO Ís dark, r
bar lít
., _ . ,
;
=> Orives vacuunvftuorrsccm and LCDs uiing
passivc parts
• i
i;
,,
— UOKQ 2
•
.
TQPVIEW
_
''r
_ _
;
-I í ,
•
;
...
-: .
t 3.
-
• i.
. -
';..'-.
•;
-v; '.-.:.:>.t: r .
— LEQfiO.10
10
—'LED S0. 3
tz .
— l£0«0. 1
13 ' " '
— UDK0.7
1í
— LEDíjrj.j
— LEOHO.&
15
1E
'' '
— LÍO KO 4
-,' •',.-'-•• ". — LEDÍJ0.3
...-.-•. — .., - .
.
Soo NSPacVapa N18A
ardor fjumbor LM391<U
Soo NS P^knsa J18A
. .OrderNumbcrLM39UN
MQDtStLECI —
3
HEFEBEKCE ADJUST —
REFÍRENCE OUTPUT —
- • -.t
•
*3
v* —
\
I
LEO (JO. 1 —<
•
•
Dual-In-L¡nc Package
DivmEfl *
'• • ILOWENE»
Connecíion Diagrarn^:__
Exclamation point displny for power snving
Dírcction and rate indicator (to add lo DVMsí •
Combined controllar and proccss dcviation meter •
Multi-stcp or "it.ngihg" controller
*
» ElDCttoníc "metcr-telay"-displav could be circí
' semi-círcle
•
'
•• •
• '
10-step (or múltiples) pforjrsnimer
" '
* ' Graduatioris can i>e oddcd to dot displays. D
light cvery oihcr LEO using a resistor to ground
20-step meter with single pot brightncss control
"Slow" — fade bar or dot display tdoubles rcsolutionj'1" '
f
ANEXO 3
95
FOTOS DEL EQUIPO
FOTOS
po&irrvtj
INTENSIDAD
POLARItACKjtJ
FOTO 1
EQUIPO Y ADITAMENTOS
FOTO 2
VISTA FRONTAL DEL EQUIPO
FOTO 3
VISTA LATERAL
FOTO 4
VISTA INTERIOR