Diseño y construcción de un electrocardiógrafo de 12 derivaciones

TECNOLÓGICO DE ESTUDIOS SUPERIORES DE IXTAPALUCA
ORGANISMO PÚBLICO DESCENTRALIZADO DEL GOBIERNO DEL ESTADO DE MÉXICO
PROYECTO DE INVESTIGACIÓN
TÍTULO
DISEÑO Y CONSTRUCCIÓN DE UN ELECTROCARDIÓGRAFO DE 12
DERIVACIONES
DIVISIÓN
INGENIERÍA ELECTRÓNICA
QUE PRESENTA:
CASTELLANOS DUEÑAS CESAR ULISES
_______________________________
_______________________________
M. en C. Rogelio Manuel Higuera González
Dr. Jesús Noé Rivera Olvera
ASESOR TÈCNICO
ASESOR METODOLÒGICO
______________________________________________________
Mtra. María Elena Orozco Alvarez
SUBDIRECTORA DE ESTUDIOS PROFESIONALES
IXTAPALUCA ESTADO DE MÈXICO, SEPTIEMBRE 2019
Agradecimientos y Dedicatorias
A mi asesor técnico, M. en C. Rogelio Manuel Higuera Gonzalez, por el gran apoyo y confianza brindados
durante el proceso para cumplir el objetivo del proyecto.
A mi asesor metodológico, Dr. Jesús Noé Rivera Olvera por el apoyo brindado para realizar este proyecto.
A todos los profesores que tuve durante mi estancia en el Tecnológico, por el conocimiento brindado en
cada una de las clases impartidas.
A mi familia y amigos, por todo el apoyo incondicional que me han brindado por siempre y que siempre
me han demostrado que siempre se puede.
Dedicado a mi familia y amigos quienes siempre confiaron en mi, que con su cariño y apoyo me han ayudado a seguir adelante y no dejarme vencer por absolutamente nada.
Índice general
Resumen
1
Abstract
2
I. Introducción
3
II. Estado del arte
4
III. Justificación
6
IV. Objetivos
7
Objetivo General
7
Objetivos Específicos
7
V. Planteamiento del problema
8
1. Marco teórico
1.1. Amplificadores Operacionales . . . . . .
1.1.1. Características de un OPAM . .
1.1.2. Aplicaciones de los OPAM . . .
1.1.3. Seguidor de voltaje . . . . . . .
1.1.4. Amplificador no inversor . . . .
1.1.5. Amplificador sumador . . . . . .
1.1.6. Amplificador de instrumentación
1.1.7. Filtros activos . . . . . . . . . .
1.1.8. Recortador de precision . . . . .
1.2. Multiplexor . . . . . . . . . . . . . . . .
1.3. Microcontroladores . . . . . . . . . . .
1.3.1. Microcontrolador PIC18F4550 .
1.3.2. Convertidor A/D . . . . . . . .
1.3.3. Interfaz USB . . . . . . . . . . .
1.4. Electrocardiógrafo (ECG) . . . . . . . .
1.4.1. Señales de ECG . . . . . . . . .
1.4.2. Formas de onda del ECG . . . .
1.5. Interfaz gráfica de usuario (GUI) . . . .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
9
9
9
10
10
10
11
11
12
16
18
19
19
21
21
22
22
23
26
2. Desarrollo del Proyecto
2.1. Diseño del proyecto . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.1.1. Acondicionamiento de señales . . . . . . . . .
2.1.2. Etapa de multiplexeo . . . . . . . . . . . . .
2.1.3. Etapa de adquisición y visualización de datos
2.2. Resultados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.2.1. Acondicionamiento de señales . . . . . . . . .
2.2.2. Pre-amplificacion . . . . . . . . . . . . . . .
2.2.3. Filtrado de las señales y amplificación final . .
2.2.4. Adquisicion y visualizacion de datos . . . . .
2.2.5. Construcción del PCB . . . . . . . . . . . . .
2.2.6. Presupuesto del prototipo . . . . . . . . . . .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
28
28
28
48
50
51
51
52
52
55
55
58
Conclusiones
59
Referencias
60
Anexos
62
Índice de figuras
1.1.
1.2.
1.3.
1.4.
1.5.
1.6.
Símbolo de un amplificador operacional. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Diagrama eléctrico de un seguidor de voltaje . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Diagrama eléctrico de un amplificador no inversor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Amplificador sumador no inversor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Diagrama eléctrico de un amplificador de instrumentación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
a)Diagrama eléctrico de un filtro pasa bajas. b)Respuesta en frecuencia de un filtro pasa bajas
ideal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.7. a)Diagrama eléctrico de un filtro pasa altas. b)Respuesta en frecuencia de un filtro pasa altas
ideal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.8. a)Diagrama eléctrico de un filtro pasa banda. b)Respuesta en frecuencia de un filtro pasa banda
ideal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.9. a)Diagrama electrónico de un filtro rechaza banda. b)Respuesta en frecuencia de un filtro notch.
1.10. Circuito de zona muerta de salida negativa . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.11. Circuito de zona muerta positiva . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.12. Circuito de zona muerta bipolar . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.13. Circuito recortador de precision . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.14. a)Diagrama de un multiplexor 2 a 1. b)Tabla de verdad de un multiplexor 2 a 1. . . . . . . .
1.15. Distribución de pines de un PIC18F4550 [1]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.16. Ubicación de las derivaciones donde se colocan los electrodos [2]. . . . . . . . . . . . . . . . .
1.17. Conjunto de las formas de onda P, Q, R, S, T y U [2]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.18. Forma de onda P [2]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.19. Complejo QRS [2]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.20. Algunas variaciones que se pueden generar en el complejo QRS [2]. . . . . . . . . . . . . . . .
1.21. Forma de onda T [2]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.22. Forma de onda U[2]. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.23. Panel frontal del VI. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
1.24. Panel del diagrama de bloques del VI . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
15
16
16
17
18
18
19
20
23
23
24
24
25
25
26
27
27
2.1. Filtro pasa bajas pasivo de primer orden. . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.2. Seguidor de voltaje. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.3. Resultado de la simulación del seguidor de voltaje en Orcad lite. . . . . . .
2.4. Conexión en cascada del filtro pasivo y el seguidor de voltaje. . . . . . . . .
2.5. Circuito de la pierna derecha. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.6. Resultado de la simulación del circuito de la pierna derecha. . . . . . . . .
2.7. Circuito terminal de Wilson . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.8. Circuito del amplificador de instrumentación INA128. . . . . . . . . . . . .
2.9. Variación de la amplitud del voltaje de salida para diferentes valores de RG .
2.10. Diagrama electrónico del filtro pasa altas de segundo orden. . . . . . . . .
2.11. Respuesta en frecuencia del filtro pasa altas . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.12. Diagrama electrónico de un filtro pasa bajas. . . . . . . . . . . . . . . . . .
29
30
30
31
31
32
32
33
35
36
38
39
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
. .
. .
. .
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
.
9
10
11
11
12
14
14
2.13. Respuesta en frecuencia del diseño del filtro pasa bajas . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.14. Diagrama electrónico de un filtro Notch. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.15. Respuesta en frecuencia de un filtro Notch. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.16. Respuesta en frecuencia de la etapa de filtrado. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.17. Amplificador no inversor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.18. Respuesta en frecuencia de la amplificación final. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.19. Circuito recortador de precision. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.20. Diseño electrónico del sumador de voltaje. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.21. Respuesta en el tiempo del recortador de voltaje. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.22. Multiplexor CD4067BE. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.23. Diagrama de bloques para la interfaz de usuario. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.24. Interfaz de usuario. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.25. a)Señal de entrada del seguidor de linea. b)Señal de salida del seguidor de voltaje. . . . . . .
2.26. a)Señal de entrada del electrodo para la pierna derecha. b)Tierra virtual. . . . . . . . . . . .
2.27. a)Señal de entrada del INA128. b)Salida del INA128. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.28. a)Señal de entrada en el filtro pasa altas. b)Salida del filtro pasa altas. . . . . . . . . . . . . .
2.29. a)Señal de entrada en el filtro pasa bajas. b)Salida del filtro pasa bajas. . . . . . . . . . . . .
2.30. a) Señal de salida en el filtro Notch con una frecuencia de 10Hz. b)Señal de salida del filtro
Notch a 60Hz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.31. a)Respuesta en tiempo del filtro pasa banda a 10Hz. b)Respuesta en tiempo del filtro pasa
banda y filtro notch a 60Hz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.32. Respuesta en el tiempo del filtro pasa banda a 90Hz. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.33. a)Señal de entrada del amplificador final. b)Señal de salida del amplificador final. . . . . . . .
2.34. a)Señal de entrada del fijador de voltaje. b)Señal de salida del fijador de voltaje. . . . . . . .
2.35. Panel frontal del entorno de LabVIEW. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.36. PCB de la etapa de pre-amplificación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.37. a)PCB 1 de la etapa de filtrado. b)PCB 2 de la etapa de filtrado. . . . . . . . . . . . . . . .
2.38. PCB de la etapa de adquisición de datos. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
39. Programa para la comunicación USB y el control del microcontrolador. . . . . . . . . . . . .
40. Vista superior del diseño en 3D del PCB de la etapa de pre-amplificacion creado en ISIS de
Proteus. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
41. Vista del lado izquierdo del PCB de la etapa de pre-amplificación. . . . . . . . . . . . . . . .
42. Vista del lado derecho del PCB de la etapa de pre-amplificación. . . . . . . . . . . . . . . . .
43. Vista inferior del PCB de la etapa de pre-amplificación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
44. Vista superior del diseño del PCB 1 en 3D de la etapa de filtrado y amplificación final. . . . .
45. Vista inferior del diseño del PCB 1 de la etapa de filtrado y amplificación final. . . . . . . . .
46. Vista superior del diseño del PCB 2 de la etapa de filtrado y amplificación final. . . . . . . . .
47. Vista inferior del diseño del PCB 2 de la etapa de filtrado y amplificación final. . . . . . . . .
48. Vista superior del diseño del PCB de la etapa de adquisición de datos. . . . . . . . . . . . . .
49. Vista del lado derecho del diseño del PCB de la etapa de adquisición de datos. . . . . . . . .
50. Vista del lado izquierdo del diseño del PCB de la etapa de adquisición de datos. . . . . . . . .
51. Vista inferior del diseño del PCB de la etapa de adquisición de datos. . . . . . . . . . . . . .
41
42
44
45
45
46
47
48
48
49
50
51
51
52
52
53
53
53
54
54
55
55
56
56
57
58
69
70
71
71
72
73
73
74
74
75
76
76
77
Índice de tablas
1.1. Principales características del PIC18F4550 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
21
2.1. Variación de voltaje de salida de un amplificador
resistor RG . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
2.2. Tabla de verdad para la selección de canales. .
2.3. Lista de materiales y costos del prototipo. . . .
35
49
58
de instrumentación dependiendo del valor del
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .
Resumen
Este proyecto de investigación se centró en la construcción de un electrocardiógrafo de doce derivaciones con
el propósito de obtener posibilidades de desarrollo del dispositivo en un futuro mediante estudios y análisis
especializados en la materia para mejorar sus herramientas en base a las necesidades del usuario. Este equipo
se realizó mediante un análisis de funcionamiento en las ondas cardíacas y un extenso análisis electrónico en
el que se obtuvieron diversas etapas, tales como etapas de acoplamiento y protección, pre-amplificación para
que posteriormente las señales fueran bien interpretadas, filtros analógicos, una amplificación final para que
después de este procesamiento de señales, las señales sean enviadas a un multiplexor y un fijador de voltaje
para que los datos sean adquiridos mediante un microcontrolador sin que este se dañe. El microcontrolador
será capaz de interpretar las señales de entrada y que por vía USB serán enviadas a una interfaz gráfica de
usuario creada especialmente para mostrar el comportamiento de las señales que se obtienen.
Para cada una de las etapas se le realizó un análisis matemático para lograr un correcto funcionamiento
en cada uno de los circuitos. La interfaz gráfica de usuario se creó mediante el software LabVIEW que entre el
software y el microcontrolador se comunicaran para enviar datos y controlar el dispositivo desde la computadora
para elegir los canales seleccionables de un multiplexor.
Abstract
This research project focused on the construction of a twelve-lead electrocardiograph with the purpose of
obtaining development possibilities of the device in the future through studies and specialized analysis in the
matter to improve its tools based on the needs of the user. This equipment was made by means of an analysis of
operation in the cardiac waves and an extensive electronic analysis in which several stages were obtained, such
as stages of coupling and protection, pre-amplification so that later the signals were well interpreted, analogical
filters, a final amplification so that after this processing of signals, the signals are sent to a multiplexer and a
fixator of voltage so that the data are acquired by means of a microcontroller without this one being damaged.
The microcontroller will be able to interpret the input signals and that via USB will be sent to a graphical user
interface specially created to show the behavior of the signals that are obtained.
For each one of the stages, a mathematical analysis was carried out in order to achieve a correct operation in each one of the circuits. The graphical user interface was created through LabVIEW software that
between the software and the microcontroller will communicate to send data and control the device from the
computer. to select the selectable channels of a multiplexer.
Introducción
Creado por el medico holandés Willem Einthoven, en 1903, el electrocardiógrafo o ECG es uno de los dispositivos mas eficientes e importantes dentro de la medicina y el cuidado del paciente, desde su creación hasta
la actualidad, su principal función ha sido la de detectar problemas del corazón que puedan ser solucionados
con otro tipo de métodos o fármacos adecuados. El primer electrocardiógrafo examinaba al paciente mediante
cubetas con agua y una solución conductora en las extremidades, ademas de que el dispositivo era tan grande
que tenia que ser operado por aproximadamente cinco personas. Posteriormente, en 1912, Einthoven describe
un triángulo equilátero formado por las derivaciones estándar I, II y III; que posteriormente se conocerán como
”triángulo de Einthoven”, estas derivaciones estándar ayudaron a que, en 1942, Emanuel Goldberger aumentara el umbral de las derivaciones aVR, aVL y aVF, junto con las 6 derivaciones precordiales completaran el
electrocardiógrafo convencional de 12 derivaciones que actualmente se conoce.
Hoy en día existen una gran variedad de ECG en el mercado, desde los dispositivos mas comunes que dibujan los resultados en cintas de papel registro, hasta dispositivos portátiles, con pantallas integradas o incluso
con comunicación inalambrica donde a distancia se pueden visualizar los resultados y monitorizar al paciente
de manera cómoda. También existen ECG desde tres hasta doce canales, que son el medio por el cual las
señales viajarán las señales cardíacas emitidas los cuales ayudan a obtener información del corazón de manera
más detallada y así mismo, detectar arritmias y problemas cardíacos de manera rápida y eficaz.
A continuación se presentara el desarrollo de un electrocardiógrafo de doce derivaciones a nivel electrónico
que consistirá en el desarrollo de cálculos, simulaciones y resultados de circuitos electrónicos como filtros
analógicos, amplificadores, fijadores de voltaje y el uso de un microcontrolador que se comunicara mediante
USB con un software creado en LabVIEW que en conjunto lograran un correcto funcionamiento.
Estado del Arte
Después de que en 1856 y en 1911 se descubierta la actividad bioeléctrica directamente de los latidos cardíacos
gracias a los científicos Kolliker y Mueller, y que el científico Willem Einthoven descubriera, respectivamente, el
galvanómetro de cuerda que ayudaría a que las mediciones cardíacas fueran más exactas, el electrocardiógrafo
es una herramienta importante e interesante en la rama clínica, que hasta en la actualidad ayuda a medir las
señales eléctricas emitidas por el corazón, que cada vez se vuelve más precisa.
Con un rápido progreso en el campo de la electrocardiología de los aspectos científicos, tecnológicos y clínicos en los últimos años, la electrocardiología cubre una amplia gama de temas, desde genes y moléculas
como origen eléctrico del corazón hasta la patogénesis y las medidas diagnósticas y terapéuticas para las enfermedades cardiovasculares [3].
Existen tres principales tipos de detección de señales de ECG:
Electrocardiograma de reposo
Son pruebas que se le hace al paciente en reposo, generalmente en pacientes hospitalizados, utilizado
para proporcionar información general sobre las enfermedades cardíacas.
Electrocardiograma de esfuerzo
Son las pruebas que se realizan al paciente para detectar algún efecto del corazón mediante el esfuerzo
físico, realizado en bicicletas o en caminadoras.
Electrocardiograma ambulatorio
Son los dispositivos para detectar problemas cardíacos durante un periodo largo, aquellas anomalías o
problemas que no pueden ser detectables mientras duerme o se esfuerza físicamente.
Los desarrollos tecnológicos para esta aplicación siguen su curso, pues una de las ultimas novedades en torno
a esta aplicación es la implementación de un ECG en los Apple Watch de Apple, que genera un diagnostico con un valor predictivo. Esta aplicación del dispositivo únicamente esta habilitado en 19 países Europeos [4].
Así también, se han desarrollado ECG portátiles de cuatro canales capaces de detectar estas señales cardíacas y enviarlas vía Bluetooth hacia un smartphone. ”Las tecnologías de MHealth están revolucionando la
medicina cardiovascular. Sin embargo, todavía no existe un electrocardiógrafo de bajo costo y fácil de usar
basado en teléfonos inteligentes. D-Heart R es un dispositivo portátil que permite la adquisición del ECG en
múltiples derivaciones que se transmite vía Bluetooth a cualquier smartphone. A causa del impacto potencial
de esta tecnología en entornos de bajos ingresos, se determinó la precisión de los trazados D-Heart R en la
estratificación de las anomalías morfológicas del ECG, en comparación con los ECG de 12 derivaciones” [5].
Del mismo modo, el ECG integrado en un smartphone se ha realizado en el área de la veterinaria, pues
se ha realizado pruebas con una aplicacion de smartphone donde realizaron un ECG de 6 canales, el cual
resulto que en el 97, 6 % de los perros con los que realizaron las pruebas tuvieron efectividad, pero tambien
mencionan que ”El ECG de smartphone proporcionó trazos que fueron adecuados para el análisis en la mayoría
de los perros, con una evaluación precisa de la frecuencia cardíaca, el ritmo y las arritmias comunes. El ECG
de smartphone representa una herramienta adicional en el diagnóstico de arritmias en perros, pero no es un
sustituto de un ECG de 6 derivaciones. Las arritmias identificadas por el ECG de smartphone deben ser seguidas
con un ECG estándar antes de tomar decisiones clínicas” [6].
Mientras tanto en México, en la universidad de Guadalajara (UdeG), un grupo de investigadores logro realizar
un dispositivo portatil que almacena y envia resultados de un ECG de 12 electrodos en tiempo real via internet.
Este equipo puede almacenar dichos datos de manera alambrica o inalambrica y asi mismo guardarlos en otra
computadora, pagina web o cualquier otro lado [7]. Así mismo, la empresa ”Orbest”, en Yucatan, desarrollo
un electrocardiógrafo de 12 derivaciones de precision wi-fi con aplicación móvil, lo cual hace que pueda realizar
diagnósticos en cualquier lugar donde se encuentre y que, también envia datos vía Internet [8].
Justificación
En México existen muchos problemas en caso de comunidades de bajos recursos, ya que los hospitales no cuentan con el equipo médico necesario debido al alto costo del mismo. Este alto coste se debe a que mucho del
equipo médico utilizado es diseñado por Alemania, Estados Unidos o Suiza. Esto genera una gran problemática
en México ya que las enfermedades cardiovasculares son las responsables del 54 % de las muertes que cada
año se registran en México, y algunas de ellas se deben a la falta de adherencia en el tratamiento.
En conferencia de prensa, la Asociación Nacional de Cardiólogos al Servicio de los Trabajadores del Estado (ANCISSSTE), destacó que el apego al tratamiento médico reduce hasta 80 % el riesgo de un evento
cardiovascular. La detección tardía y el mal manejo de estas enfermedades, son responsables de diversas complicaciones que repercuten en la calidad de vida y la capacidad laboral de las personas [9].
Cifras del INEGI detallan que las tres principales causas de muerte por problemas de salud son, en primer
lugar, las enfermedades del corazón, al sumar 141 mil 619 [10].
El diseño y fabricación del ECG se realizará en el Tecnológico de Estudios Superiores de Ixtapaluca, el cual,
en un futuro se podrá utilizar para implementar algoritmos para la detección de enfermedades cardíacas, así
como la implementación en instituciones de salud y educativas, con el beneficio de obtener la herramienta a
un menor costo y con más prestaciones que los ECG actuales que se encuentran en venta.
Objetivos
Objetivo General
Diseñar un electrocardiógrafo que sea capaz de visualizar y manipular las señales emitidas desde el corazón.
Objetivos Específicos
Diseñar, simular y construir la etapa de acondicionamiento de señales con circuitos electrónicos para la
correcta adquisición de señales del ECG.
Diseñar, simular y construir mediante un microcontrolador la etapa de adquisición de datos para manipular
de forma digital las señales del ECG.
Diseñar y construir la tarjeta impresa de circuito(PCB por sus siglas en ingles) del hardware del ECG.
Diseñar mediante LabVIEW una interfaz gráfica de usuario para visualizar y manipular las señales del
ECG.
Planteamiento del problema
El electrocardiografo es una herramienta muy útil en la rama de la medicina, debido a que ayuda a detectar
algunas fallas cardíacas que pueda tener el paciente, lo cual lo hace una herramienta muy importante para los
hospitales en México, ya que existe un alto numero de muertes y enfermedades cardíacas en el país. Pero existe
un gran problema en cuanto a esta herramienta, y es el hecho de que hacen que sean de difícil acceso a ellas
debido al alto costo que tienen los ECG. Tan solo los dispositivos que se encuentran a la venta en Internet
tienen un alto costo,por ejemplo, la venta de dispositivos ECG desde los $9,999 MXN hasta dispositivos ECG
con 12 canales que que se encuentran en $17,999 MXN [11]. Esto hace que cada una de las dependencias deba
tener un alto presupuesto para obtenerlas o únicamente las podrían tener en un numero limitado de dispositivos.
Mientras tanto, en las escuelas dedicadas a los estudios médicos y biomédicos, el obtener uno de estos dispositivos, es aun más difícil, pues el presupuesto de las universidades se vuelve limitado. Además de que un
dispositivo comercial y profesional como los que están a la venta, no ofrecen una gran extension de funciones
que ayuden a un desarrollo en el ámbito de la investigación.
El ECG a realizar sera capaz de manipular señales cardíacas para que en un futuro se pueda profundizar
en el desarrollo del procesamiento de señales de ECG. La reducción de costos de fabricación y mantenimiento
son también alguna de las ventajas que se pueden tener en este dispositivo.
Capítulo 1
Marco teórico
1.1.
Amplificadores Operacionales
El amplificador operacional es probablemente el bloque mas popular que se utiliza en la construcción de circuitos electrónicos. Este dispositivo es capaz de desempeñar múltiples funciones, que incluyen operaciones tanto
lineales como no lineales, sobre señales eléctricas.
Un OPAM (del ingles ”operational amplifier”) es un amplificador de alta ganancia con dos terminales de
entrada, una sola terminal de salida y un acoplamiento directo interno [12]. Se representa convencionalmente
por el símbolo de la Figura 1.1. Donde se puede observar la entrada inversora (Vin (−)), la entrada no inversora
(Vin (+)) y la salida (Vout ).
Figura 1.1: Símbolo de un amplificador operacional.
1.1.1.
Características de un OPAM
Algunas de las características ideales de un amplificador operacional son:
Impedancia de entrada infinita.
Para minimizar la atenuación de la señal aplicada, es necesario que su impedancia de entrada sea muy
alta en relación a la impedancia de salida.
Impedancia de salida nula.
Es necesario que la impedancia de salida del amplificador sea muy baja para poder obtener toda la señal
de salida sobre la carga.
Ganancia de lazo abierto.
El amplificador sera viable solo si este posee una ganancia de lazo abierto alta, o idealmente infinita,
apta para señales de poca amplitud.
Respuesta de frecuencia infinita.
Un amplificador debe de tener un ancho de banda sumamente amplio, para que cualquier tipo de frecuencias en las señales puedan ser amplificadas sin ningún problema o cambio en ellas como cortes o
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
10
atenuaciones de las mismas. Un amplificador ideal se extendería desde los 0Hz hasta frecuencias muy
altas.
Insensibilidad a la temperatura.
Idealmente un amplificador operacional no debería de presentar ninguna sensibilidad que pueda hacer
que varíen las señales que se les inducen.
Estas características pertenecen a un amplificador operacional ideal, ya que cada fabricante agrega en sus hojas
de datos, sus características más específicas.
1.1.2.
Aplicaciones de los OPAM
Los amplificadores operacionales tienen demasiadas aplicaciones en múltiples áreas, en las cuales pueden ser
en sistemas de control industrial, instrumentación nuclear, instrumentación médica, ordenadores analógicos,
telecomunicaciones, audio, entre otras aplicaciones [13].
Un amplificador operacional puede ejercer múltiples tareas y funciones sumamente efectivas y practicas. Algunas de estas funciones, serán utilizadas para el desarrollo del proyecto y que a continuación se darán a
conocer.
1.1.3.
Seguidor de voltaje
El seguidor de voltaje (Figura 1.2) también denominado como seguidor de fuente, amplificador de ganancia
unitaria o amplificador de aislamiento, es un circuito que presenta las características más aproximadas a las
ideales en términos de impedancias de entrada y salida.
Se utiliza por que su impedancia de entrada es alta. Por tanto, extrae una corriente despreciable de la fuente
de señal. Dado que, por la terminal de entrada del amplificador operacional fluye una corriente despreciable,
la caída de voltaje es 0V [14]. Así que, el voltaje que entra por el amplificador operacional, será el mismo que
saldrá de el.
Figura 1.2: Diagrama eléctrico de un seguidor de voltaje
El seguidor de voltaje se puede utilizar en las siguientes aplicaciones:
Aislamiento de etapas.
Refuerzo de corriente.
Adaptación de impedancias, entre otros [13].
1.1.4.
Amplificador no inversor
El amplificador no inversor (Figura 1.3) es una configuración en el cual el voltaje de salida tiene la misma
polaridad que el voltaje de entrada. La impedancia de entrada es extremadamente alta [14]. Es de notar que
la conexión de tipo no inversora se utiliza debido a que es estable en frecuencia [15].
1.1. AMPLIFICADORES OPERACIONALES
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
11
Figura 1.3: Diagrama eléctrico de un amplificador no inversor
1.1.5.
Amplificador sumador
Se le integran uno o mas voltajes en la entrada no inversora del OPAM, esto es, que un amplificador no inversor,
pasa a ser un sumador no inversor, donde los voltajes de entrada mostrados en la Figura 2.20 son sumadas y
amplificadas según el resistor Rf .
Figura 1.4: Amplificador sumador no inversor
1.1.6.
Amplificador de instrumentación
El amplificador de instrumentación (Figura 1.5) es uno de los dispositivos más útiles, precisos, y versátiles
disponibles en la actualidad. Esta hecho de tres amplificadores operacionales y siete resistores.
Sin embargo, esta configuración tiene un resistor de ganancia, RG , que esta conectado entre las uniones
de las dos entradas inversoras de los amplificadores, la ganancia del amplificador puede ser modificada cambiando el valor del resistor RG [16]. En cuanto al resto de resistores, se contemplan de un valor igual entre ellos.
La mayoría de los amplificadores de instrumentación comerciales vienen en encapsulados los cuales solo sera
necesario modificar el resistor RG para manipular la ganancia.
1.1. AMPLIFICADORES OPERACIONALES
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
12
Figura 1.5: Diagrama eléctrico de un amplificador de instrumentación
Características de un amplificador de instrumentación
Para que un amplificador de instrumentación pueda ejercer bien sus funciones, debe de cumplir con las siguientes
características:
Impedancia de entrada extremadamente alta.
Impedancia de salida menor que la de los OPAM’s normales.
Rechazo al modo común (CMRR, del inglés Common Mode Rejection Ratio) superior a 100dB.
Ganancia de voltaje en lazo abierto muy superior a la de los OPAM’s normales.
Bajo voltaje OFFSET de entrada.
Sensibilidad a la temperatura muy bajo [13].
1.1.7.
Filtros activos
Un filtro activo es una red de elementos pasivos R, C y uno o más elementos activos. Su función es emular la
acción de los filtros pasivos RLC habituales. El elemento activo suele ser uno o más OPAM’s.
Los filtros activos ofrecen precisión, sintonía estable y alta inmunidad a las interferencias electromagnéticas. La alta impedancia de entrada y baja impedancia de salida que se encuentra en los filtros activos permite
combinaciones de dos o más etapas sin la interacción que se encuentra en las cascadas pasivas.
Los filtros activos funcionan de forma similar a los sistemas de control simples y selectivos de frecuencia;
como tal, cualquier característica de filtro deseada puede generarse a partir de la interconexión de integradores,
inversores, amplificadores sumadores e integradores de pérdidas. Por lo tanto, un diseño de filtro activo eficiente
y de bajo costo depende de la realización de una función de transferencia deseada en un circuito que utilice el
menor número de componentes y que mantenga todos los requisitos de rendimiento [17].
Ventajas de los filtros activos
En comparación con los filtros pasivos, los filtros activos poseen una serie de ventajas, las cuales son:
Permiten eliminar las inductancias que, en bajas frecuencias, son voluminosas, pesadas y caras.
1.1. AMPLIFICADORES OPERACIONALES
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
13
Facilitan el diseño de filtros complejos mediante la conexión en cascada de etapas simples.
Proporcionan una gran amplificación de la señal de entrada (ganancia), lo que es importante al trabajar
con señales de niveles muy bajos [13].
Funciones prácticas
Los filtros activos tienen una grandísima gama de aplicaciones. Algunas de ellas son:
Señalización de tono.
Los sistemas telefónicos ”touch-tone” utilizan filtros activos para decodificar el tono dual generado en el
teléfono en los caracteres 0-9, ”#” y ”*”.
Biofeedback.
Las cuatro ondas cerebrales comúnmente reconocidas, delta, theta, alfa y beta, pueden ser separadas
utilizando técnicas de filtrado activo de pasa banda. Se pueden emplear varias técnicas gráficas para
monitorear las transiciones entre las ondas y la referencia como respuesta a los estímulos. Se debe
prestar especial atención a la característica de ruido de baja frecuencia del amplificador.
Instrumentación.
Las aplicaciones de los filtros activos a la instrumentación son las más diversas de todos los campos.
El filtro pasa bajas se utiliza a menudo como acondicionador de señales. En mediciones de distorsión
armónica, permiten determinar con precisión la interferencia armónica.
Sistemas de adquisición de datos.
El ruido causado por los interruptores de entrada o la lógica de alta velocidad se elimina con filtros
activos pasa bajas. Las señales reproducidas a partir de información digital a través de un convertidor
digital-analógico suelen aparecer como escaleras. En casos más extremos, debido al muestreo limitado,
la reproducción aparece sólo en unos pocos niveles discretos; sin embargo, los filtros sofisticados pueden reconstruir con precisión la señal de entrada. La teledetección, en entornos ruidosos, requiere las
propiedades de rechazo de ruido de los filtros activos.
Audio.
La música electrónica y los ecualizadores de audio utilizan un gran número de filtros activos. Los sintetizadores combinan varias funciones de pasa bajas, pasa altas y pasa banda para generar formas de onda
que tienen densidades espectrales similares a las de los instrumentos de orquesta [17].
Clasificación de filtros activos
Los filtros activos se pueden clasificar en los siguientes cuatro tipos:
Filtro pasa bajas (Figura 1.6)
Solo permite el paso de las frecuencias inferiores a una determinada fc (frecuencia de corte). Las frecuencias superiores resultan atenuadas.
Filtro pasa altas (Figura 1.7)
Deja pasar las frecuencias que se hallan por encima de una determinada fc atenuando las inferiores.
Filtro pasa banda (Figura 1.8)
Permite el paso de las frecuencias situadas dentro de un ancho de banda delimitado por una frecuencia
de corte inferior (fcl ) y otra superior (fch ). Las frecuencias que estén fuera de esta banda son atenuadas
[13].
1.1. AMPLIFICADORES OPERACIONALES
14
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
Filtro notch (Figura 1.9)
Permite el paso de las frecuencias inferiores o superiores a una frecuencia de corte determinada fc , la
frecuencia delimitada sera atenuada mientras que las superiores e inferiores, serán frecuencias que el filtro
les permitirá fluir adecuadamente.
(a)
(b)
Figura 1.6: a)Diagrama eléctrico de un filtro pasa bajas. b)Respuesta en frecuencia de un filtro pasa bajas
ideal.
(a)
(b)
Figura 1.7: a)Diagrama eléctrico de un filtro pasa altas. b)Respuesta en frecuencia de un filtro pasa altas ideal.
1.1. AMPLIFICADORES OPERACIONALES
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
15
(a)
(b)
Figura 1.8: a)Diagrama eléctrico de un filtro pasa banda. b)Respuesta en frecuencia de un filtro pasa banda
ideal.
1.1. AMPLIFICADORES OPERACIONALES
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
16
(a)
(b)
Figura 1.9: a)Diagrama electrónico de un filtro rechaza banda. b)Respuesta en frecuencia de un filtro notch.
1.1.8.
Recortador de precision
Un circuito recortador limita todas las señales arriba de un voltaje positivo de referencia y todas las señales
abajo de un voltaje negativo de referencia. Los voltajes de referencia pueden hacerse simétricos o no respecto
a cero [14].
El circuito recortador consta de una combinación de dos circuitos, un circuito de zona muerta de salida
negativa (Figura 1.10) y un circuito de zona muerta de salida positiva (Figura 1.11).
Figura 1.10: Circuito de zona muerta de salida negativa
1.1. AMPLIFICADORES OPERACIONALES
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
17
Figura 1.11: Circuito de zona muerta positiva
La función de ambos circuitos, es permitir el paso de corriente positiva para el caso del circuito de zona muerta
negativa y, corriente negativa en el caso del circuito de zona muerta positiva, esto a partir de una fuente regulada +V para el caso del circuito de zona muerta con salida negativa y −V para el circuito de zona muerta
con salida positiva y un resistor mR quienes establecen un voltaje de referencia.
El diodo DN conducirá para todos los valores positivos en de Vin para el caso del circuito de zona muerta con salida negativa fijando a Vout en 0V. Por tanto todas las entradas positivas se eliminan sin afectar la
salida. El diodo Dp conducirá solo si la corriente de Vin /R, debido a Vin exceda la corriente que hay en V /mR
a través del resistor mR.
Asi, todos los valores de Vin por arriba del voltaje de referencia negativo (−Vref ) se encontraran en la zona
muerta donde no se transmitirán, así que Vout sera cero.
Cuando Vin esta por debajo de Vref ; Vin y Vref se suman y el total se invierte en la salida del primer
amplificador y ésta se vuelve a invertir por medio del segundo amplificador operacional. Por tanto, Vout tiene
solo salida cuando Vin cae abajo de Vref .
Para el caso del circuito con zona muerta y salida positiva, se consigue el mismo procedimiento con la diferencia de que ahora se toma −Vref , entonces, Vin debe de estar por encima de −Vref [14].
Si se juntan ambos circuitos a un amplificador sumador, se crea un circuito de zona muerta bipolar (Figura
1.12), el cual su función sera permitir el paso de únicamente las diferencias de ambos voltajes de referencia.
1.1. AMPLIFICADORES OPERACIONALES
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
18
Figura 1.12: Circuito de zona muerta bipolar
Para realizar un circuito recortador de precision se utiliza el circuito de zona muerta bipolar pero a diferencia
de este, el recortador de precision hace que se le agregue un resistor más al circuito denominado como RC ,
este resistor hace que el voltaje que hay en Vin se reste de la salida del circuito de zona muerta lo cual genera
el recortador de precision (Figura 1.13).
Figura 1.13: Circuito recortador de precision
1.2.
Multiplexor
Un multiplexor es un circuito combinacional que selecciona información binaria de una de muchas líneas de
entrada y la envía a una sola línea de salida. La selección de una línea de entrada dada se controla con un
conjunto de líneas de selección. Normalmente, hay 2n líneas de entrada y n líneas de selección cuyas combina1.2. MULTIPLEXOR
19
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
ciones de bits determinan cuál entrada se selecciona.
Los multiplexores también se denominan selectores de datos, pues seleccionan una de varias entradas y dirigen la información a la línea de salida. El tamaño del multiplexor se especifica con el número de líneas de
entrada de datos que tiene (2n ) y la única línea de salida. El número de líneas de selección (n) está implícito
en el número de líneas de datos (2n ) [18]. Por ejemplo, si se toma una selección de 2 lineas (n = 2), quiere
decir que se obtendrá una linea de datos de 4 (22 = 4).
En la Figura 1.14 se muestra un multiplexor de 2 entradas y 1 salida, donde E0 y E1 son entradas eléctricas
que al ser seleccionadas por Sl mediante combinaciones de bits, irán por el canal de salida del multiplexor.
(b)
(a)
Figura 1.14: a)Diagrama de un multiplexor 2 a 1. b)Tabla de verdad de un multiplexor 2 a 1.
1.3.
Microcontroladores
Un microcontrolador es un circuito integrado en cuyo interior posee toda la arquitectura de una computadora,
esto es, un CPU, memorias RAM, EEPROM y circuitos de entrada y salida.
Un microcontrolador de fabrica, no realiza tarea alguna, este debe de ser programado para que realice desde
un simple parpadeo de un LED, hasta un sofisticado control de un robot. Un microcontrolador es capaz de
realizar la tarea de muchos circuitos lógicos como compuertas AND, OR, NOT, NAND, conversores A/D,
temporizadores, decodificadores, entre otras.
1.3.1.
Microcontrolador PIC18F4550
Los microcontroladores PIC (Peripherial Interface Controller), son fabricados por la empresa MICROCHIP
Technology INC. cuya central se encuentra en Chandler, Arizona, esta empresa ocupa el primer lugar en venta
de microcontroladores de 8 bits desde el año 2002. Su gran éxito se debe a la gran variedad (más de 180
modelos), gran versatilidad, gran velocidad, bajo costo, bajo consumo de potencia y gran disponibilidad de
herramientas para su programación [19].
El PIC18F4550 (Figura 1.15) ofrece las ventajas que tiene esta familia de micrococontroladores 18F, es decir,
un alto rendimiento computacional a un precio económico, con la adición de una memoria de programa Flash
mejorada de alta resistencia. Además de estas características, el PIC18F4550 introduce mejoras de diseño que
hacen de estos microcontroladores una elección lógica para muchas aplicaciones de alto rendimiento y sensibles
a la potencia.
1.3. MICROCONTROLADORES
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
20
Figura 1.15: Distribución de pines de un PIC18F4550 [1].
El dispositivo incorpora un módulo de comunicaciones USB con todas las funciones que cumple con la clasificación 2.0 de las especificaciones USB. El módulo soporta tanto la comunicación de baja velocidad como la
de máxima velocidad para todos los tipos de transferencia de datos soportados.
El PIC18F4550 ofrece doce opciones de osciladores diferentes, lo que permite al usuario una amplia gama
de opciones en el desarrollo de aplicaciones en el hardware. Estos incluyen:
Cuatro modos de cristal, usando cristales o resonadores cerámicos.
Cuatro modos de reloj externo, que ofrecen la opción de usar dos pines (entrada de oscilador y una salida
de reloj dividida en 4) o un pin (entrada del oscilador, con el segundo pin reasignado como E/S general).
Un bloque de oscilador interno que proporciona un reloj de 8 MHz (±2 % de precisión) y medio INTRC,
el comando que se utiliza para activar el oscilador interno del microcontrolador (aproximadamente de 31
kHz, estable a sobre la temperatura y VDD ), así como una gama de 6 frecuencias de reloj seleccionables
por el usuario, de entre 125 kHz y 4 MHz, para un total de 8 relojes de frecuencias. Esta opción libera
un pin del oscilador como E/S de propósito general adicional.
Un multiplicador de frecuencia de lazo de bloqueo de fase (PLL, del inglés phase-locked loop), disponible
tanto para el cristal de alta velocidad como para los modos de oscilador externo, lo que permite un
amplio rango de velocidades de reloj desde 4 MHz a 48 MHz.
Funcionamiento asíncrono de doble reloj, lo que permite que el Módulo USB pueda funcionar a alta
frecuencia mientras que el resto del microcontrolador es cronometrado desde un oscilador interno de
baja potencia [1].
En la Tabla 1.1 se muestran las funciones y características con las que cuenta el PIC18F4550 que nos permitirán
un uso adecuado para el proyecto.
1.3. MICROCONTROLADORES
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
21
Tabla 1.1: Principales características del PIC18F4550
Funciones
Frecuencia de operacion
DC- 48 MHz
Memoria de programa (Bytes)
32768
Memoria de programa (Bytes)
16384
Memoria de datos (Bytes)
2048
Datos de memoria EEPROM (Bytes)
256
Fuentes de interrupciones
20
Puertos E/S
Puertos A, B, C, D, E
Timers
4
Modulos CCPM
1
Comunicación Serial
MSSP, USART mejorado
Modulo USB
1
Modulo analogico a digital de 10 bits
13 canales de entrada
Comparadores
2
1.3.2.
Convertidor A/D
Un convertidor A/D se utiliza para convertir una señal analógica, como por ejemplo un voltaje, a una forma
digital, de forma que puede ser leído y procesado por un microcontrolador. Algunos microcontroladores tienen incorporado un convertidor A/D. También es posible conectar un convertidor A/D externo a cualquier
tipo de microcontrolador. Los convertidores A/D de los microcontroladores son generalmente de 10 bits de
ancho, con 1024 niveles de cuantificación. La mayoría de los microcontroladores PIC tienen convertidores
A/D multiplexados donde se proporciona más de un canal de entrada analógica. Por ejemplo, El microcontrolador PIC18F4550 tiene 13 canales de convertidores A/D, cada uno de 10 bits de ancho. El proceso de
conversión A/D debe ser iniciado por el programa de usuario y puede tardar varias decenas de microsegundos para una conversión completa. Los convertidores A/D suelen generar interrupciones cuando se completa
una conversión, para que el programa de usuario pueda leer los datos convertidos rápidamente y eficientemente.
Los convertidores A/D son muy útiles en aplicaciones de control y monitorización ya que la mayoría de
los sensores (p. ej. sensor de temperatura, sensor de presión, sensor de fuerza, entre otros.) producen voltajes
de salida analógicos [20].
1.3.3.
Interfaz USB
El Bus Serie Universal fue creado en los años 90 por una asociación de empresas con la idea, entre otras, de
mejorar las técnicas plug-and-play, es decir permitir a los dispositivos conectarse y desconectarse sin necesidad
de reiniciación, configurándose automáticamente al ser conectados; ademas se le doto de transmisión de energía eléctrica para los dispositivos conectados.
Se puede clasificar según su velocidad de transferencia de datos (desde kilobits hasta megabits): baja velocidad (1.0) utilizado para los dispositivos de interfaz humana (HID) como ratones, entre otros; velocidad
completa (1.1) y alta velocidad (2.0) para conexiones a internet, entre otros.
Físicamente, los datos del USB se transmiten por un par trenzado (D+ y D-) ademas de la tierra (GND)
y alimentación (+5v). Los conectores están sujetos al estándar (tipo A, tipo B y tipo C) [21].
1.3. MICROCONTROLADORES
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
1.4.
22
Electrocardiógrafo (ECG)
Los dispositivos de registro electrocardiográfico más comunes utilizados son los de inscripción directa con papel
termosensible. Hoy en día, los dispositivos de grabación digital son los más utilizados, mientras que los dispositivos de ECG inalámbricos son cada vez más comunes. El electrocardiógrafo registra la actividad eléctrica
cardíaca conducida a través de cables a placas de metal colocadas en diferentes puntos llamados derivaciones.
El electrocardiograma estándar de 12 derivaciones (I, II, III, VR, VL, VF y V1-V6) debe realizarse simultáneamente con 3, 6 o 12 derivaciones registradas al mismo tiempo, dependiendo del número de derivaciones del
electrocardiógrafo [22].
1.4.1.
Señales de ECG
Derivaciones bipolares y monopolares
Las señales del ECG constan de dos tipos: derivaciones bipolares y monopolares.
Derivaciones bipolares estándar.
Registran la diferencia que se produce entre dos puntos. Para su registros colocan cuatro electrodos,
uno en el brazo derecho, otro en el izquierdo, otro en la pierna izquierda y, finalmente, otro en la
pierna derecha que es la toma de tierra. Las derivaciones bipolares son tres, denominadas D1, D2 y
D3. La derivación D1 registra la diferencia de potencial entre el brazo izquierdo (L) y el derecho (R).
La derivación D2 registra la diferencia de potencial que existe entre el brazo derecho (R) y la pierna
izquierda (F) y la derivación D3 registra la diferencia de potencial que existe entre el brazo izquierdo (L)
y la pierna izquierda (F), la colocación de cada uno de los electrodos para registrar estas variaciones se
muestran en la Figura 1.16 [23].
Derivaciones monopolares de las extremidades.
Las derivaciones monopolares registran el potencial total de un punto del cuerpo. Este tipo de derivación
fue ideado por Frank Norman Wilson (1890-1952) y para su registro unió las tres derivaciones del triangulo
de Einthoven, cada una a a través de una resistencia de 5KΩ a un punto o terminal central de Wilson
donde el potencial eléctrico era cercano a cero. Esta terminal central se conectaba a un aparato de
registro del que salia el electrodo explorador, el cual toma el potencial absoluto (V) en el brazo derecho
(VR), el brazo izquierdo (VL) y la pierna izquierda (VF). Estas derivaciones son ampliadas y se les conoce
como aVR, aVL y aVF, donde la ”a” significa ampliada o aumentada [23].
Derivaciones precordiales monopolares
Las derivaciones precordiales son, fundamentalmente, seis (Figura 1.16). Estos electrodos se colocan del siguiente modo:
V1: intersección de 4to espacio intercostal derecho con el borde del esternón.
V2: intersección del 4to espacio intercostal izquierdo con el borde izquierdo del esternón.
V3: a mitad de distancia entre V2 y V4.
V4: intersección del 5to espacio intercostal izquierdo y la linea medioclavicular.
V5: intersección del 5to espacio intercostal izquierdo y la linea axilar anterior.
V6: intersección del 5to espacio intercostal izquierdo y la linea axilar media [23].
1.4. ELECTROCARDIÓGRAFO (ECG)
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
23
Figura 1.16: Ubicación de las derivaciones donde se colocan los electrodos [2].
1.4.2.
Formas de onda del ECG
El ECG cuenta con una forma de onda representada por P, Q, R, S, T y en ocasiones también por U (Figura
1.17) , cada una de estas ondas, representa una acción realizada por el corazón y detectada por los electrodos.
Figura 1.17: Conjunto de las formas de onda P, Q, R, S, T y U [2].
Forma de onda P
La forma de onda P (Figura 1.18) es el resultado de la despolarización de los atrios. Tiene una morfología
redondeada, con una duración máxima de 0.10 segundos y un voltaje máximo de 0.25 mV [23]. La primera mitad
de la onda corresponde a la despolarización del atrio derecho, la segunda mitad corresponde a la despolarización
del atrio izquierdo [2].
1.4. ELECTROCARDIÓGRAFO (ECG)
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
24
Figura 1.18: Forma de onda P [2].
Complejo QRS
El complejo QRS (Figura 1.19) es el conjunto de ondas que representan la despolarización de los ventrículos.
La duración del complejo puede ser entre 0.06 y 0.10 segundos. Este complejo tiene diferentes morfologías
y puede ser predominantemente positivo, negativo o bifásico, con una porción positiva y otra negativa. De
acuerdo con la morfología del complejo éste recibirá una serie de letras según unas reglas preestablecidas [23].
Figura 1.19: Complejo QRS [2].
La primera onda positiva que aparece en el complejo se llama R o r.
La primera onda negativa que aparece en el complejo y que procede a una onda R o r se denomina Q o
q.
La segunda onda negativa que aparece en el complejo y que, por lo tanto se inscribe después de la onda
R o r, se llama S o s.
Cualquier onda que es totalmente negativa en el electrocardiograma se denomina QS.
Cuando la onda del complejo es pequeña se le adjudica una letra minúscula (q, r, o s). Por el contrario,
cuando las ondas son grandes se nombran con una letra mayúscula (Q, R o S).
1.4. ELECTROCARDIÓGRAFO (ECG)
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
25
Si hay mas de una onda R o S, se le asigna a la letra R o S la letra prima (’) [23].
Figura 1.20: Algunas variaciones que se pueden generar en el complejo QRS [2].
Onda T
La onda T (Figura 1.21) representa la repolarización de los ventrículos [23]. Durante este tiempo los ventrículos
vuelven a su estado eléctrico de reposo [2].
Figura 1.21: Forma de onda T [2].
Onda U
La onda U (Figura 1.22) es una onda habitualmente positiva, de escaso voltaje, que se observa sobre todo en
las derivaciones precordiales y que sigue inmediatamente a la onda T [23].
1.4. ELECTROCARDIÓGRAFO (ECG)
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
26
Figura 1.22: Forma de onda U[2].
1.5.
Interfaz gráfica de usuario (GUI)
La interfaz gráfica de usuario o GUI (del ingles, Graphical User Interface) es una herramienta utilizada para
poder manipular o interactuar con un dispositivo (Hardware). La interfaz gráfica de usuario puede ser creada
mediante un software para personalizar y utilizar las herramientas necesarias para poder trabajar con ella, lo
que hace que estas sean muy útiles para la creación de alguna interfaz.
Uno de los softwares utilizados para la realizacion de estas interfaces es LabVIEW, un software basado en
diagramas de bloque que realiza las tareas necesarias. LabVIEW (Laboratory Virtual Instrument Engineering
Workbench) es un entorno de programación gráfica que ha llegado a ser prevalente en los laboratorios de
investigación, la academia y la industria. Es un potente y versátil sistema de software de análisis e instrumentación para mediciones y automatización. Su lenguaje gráfico de programación, denominado programación G,
se realiza mediante un comando diagrama de bloques gráfico que compila el código de la máquina y elimina
gran parte de los detalles de sintaxis [24].
El espacio de trabajo de LabVIEW se le denomina VI o Virtual Instrument, el cual se divide en dos partes: panel frontal (Figura 1.23) y diagrama de bloques (Figura 1.24).El panel frontal del VI de LabVIEW se
utiliza para crear el entorno gráfico el cual puede incluir botones, figuras, indicadores, gráficas, entre otros,
necesarios para la visualización del proyecto en desarrollo, en esta sección, el usuario puede interactuar y manipular los botones, indicadores y gráficos.La sección de diagrama de bloques es la encargada de realizar toda
la programación y las tareas que la interfaz realizará, el programador realiza los arreglos y configuraciones
necesarias en esta sección para que la interfaz de usuario pueda trabajar de manera eficiente. Todo lo que se
programa en este panel es mediante diagramas de bloques.
1.5. INTERFAZ GRÁFICA DE USUARIO (GUI)
CAPÍTULO 1. MARCO TEÓRICO
Figura 1.23: Panel frontal del VI.
Figura 1.24: Panel del diagrama de bloques del VI
1.5. INTERFAZ GRÁFICA DE USUARIO (GUI)
27
Capítulo 2
Desarrollo del Proyecto
Un Electrocardiógrafo (ECG) es un dispositivo capaz de detectar y mostrar cada uno de los intervalos o señales
que genera el pulso cardíaco del paciente. La mayoría de estos dispositivos realizan un proceso que ayuda a
poder detectar y visualizar de manera correcta cada una de las señales emitidas. En este capitulo se muestra
el diseño, simulación e implementación de cada una de las etapas que conforma el prototipo.
2.1.
Diseño del proyecto
El diseño del proyecto se conforma de diferentes etapas tales como:
Etapa de acondicionamiento de señales.
Etapa de multiplexeo.
Etapa de adquisición y visualización de datos.
Para iniciar el diseño de cada una de estas etapas primero se realizó su análisis matemático y la simulación en
software especializado para conocer y comprobar el correcto funcionamiento de los circuitos.
2.1.1.
Acondicionamiento de señales
La etapa de acondicionamiento de las señales consta de distintos circuitos como: circuitos de protección para
el paciente, filtro pasa bajas pasivo, seguidor de voltaje, circuito terminal de Wilson (WCT), pre-amplificación,
filtros activos y amplificación final.
Filtro pasa bajas pasivo
El filtro pasa bajas pasivo de la Figura 2.1 es un filtro con una frecuencia de corte de 1 KHz ya que cuando
existe una conexión entre un electrodo y la piel, se genera un ruido con altas frecuencias, que es filtrado por
el circuito. Para el análisis matemático de cada uno de los circuitos que abarca la etapa de acondicionamiento
de señales se utilizó la ley de corriente de Kirchhoff (KCL) y la ley de Ohm. Para el análisis del circuito de la
Figura 2.1 se aplica KCL y se obtiene:
iR = iC
(2.1)
29
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Figura 2.1: Filtro pasa bajas pasivo de primer orden.
Aplicando la ley de Ohm:
V1 − Vout
d (Vout )
=C
(2.2)
R
dt
Después, se le aplica la transformada de Laplace a la Ecuación 2.2 y se despeja la función de transferencia
Vout (s)
H (s) =
y se obtiene:
V1 (s)
1
RC
H (s) =
(2.3)
1
s+
RC
Función de transferencia y frecuencia de corte de un filtro pasa bajas pasivo de primer orden
Si wc =
1
se obtiene la función de transferencia del filtro pasa bajas pasivo:
RC
wc
H (s) =
s + wc
(2.4)
La frecuencia de corte esta definida por:
fc =
1
2πRC
(2.5)
Para calcular los valores de los componentes, se sustituye en la Ecuacion 2.5 el valor de la frecuencia de corte
(fc = 1Khz) y se propone el valor del capacitor a 470pF . Despejando el valor de R se obtiene:
R=
1
= 338kΩ
2πfc C
(2.6)
Debido a que no existe un resistor con valor comercial de 338KΩ se eligió el valor próximo de 330KΩ.
Seguidor de voltaje
El seguidor de voltaje hará que las cargas de las próximas etapas no afecten en la carga de corriente inicial
proveniente de la señal obtenida además de realizar un desacoplamiento entre cargas, el seguidor de voltaje
sirve como buffer, que al tener una muy alta impedancia de entrada y una retroalimentación sin referencia,
evita que existan corrientes de retorno, lo cual es un método de protección para el paciente. El voltaje de salida
de un seguidor o buffer es igual al voltaje de entrada, en la Figura 2.2 se muestra el diagrama eléctrico del
seguidor de voltaje.
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
30
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Figura 2.2: Seguidor de voltaje.
En la gráfica de la Figura 2.3 se muestra el resultado de la simulación que se realizó en el software de Orcad
lite, donde se puede observar como el voltaje de salida es igual al voltaje de entrada.
1.00
0.75
Amplitud (mV)
0.50
0.25
0.00
−0.25
−0.50
−0.75
−1.00
Vout
Vin
0
25
50
75
100 125
Tiempo (ms)
150
175
200
Figura 2.3: Resultado de la simulación del seguidor de voltaje en Orcad lite.
Los circuitos mostrados en la Figura 2.1 y la Figura 2.2 se conectan en cascada para proteger y acoplar las
señales que provienen de nueve de los diez electrodos correspondientes para visualizar dichas señales, el circuito
de la Figura 2.4 se realiza para cada uno de los nueve electrodos.
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
31
Figura 2.4: Conexión en cascada del filtro pasivo y el seguidor de voltaje.
Pierna derecha y tierra virtual
Uno de los parámetros principales en el diseño de equipos biomédicos es la seguridad del paciente, para esto
se utiliza un circuito de protección (circuito de la pierna derecha) este a su vez sirve para crear una referencia
comúnmente llamada tierra virtual donde a partir de este circuito también se toman las referencias para amplificar las derivaciones correspondientes.
El circuito de la pierna derecha consta de diferentes circuitos como un seguidor de voltaje para desacoplar
la señal de la pierna derecha, un amplificador con capacitores en paralelo, esto para evitar oscilaciones que
pueda tener la señal y finalmente, un filtro pasa bajas pasivo para eliminar frecuencias que generan ruido
eléctrico [25].
Figura 2.5: Circuito de la pierna derecha.
En la grafica de la Figura 2.6 se muestran los resultados obtenidos de la simulación en el software Orcad lite.
Se puede observar que el voltaje de salida se aproxima a 0V, este voltaje sirve de referencia para el proceso de
pre-amplificación.
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
32
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Amplitud(mV)
1.0
0.5
0.0
−0.5
−1.0
Vin
Tierra fisica
Tierra virtual
0
5
10
15
20
25
Tiempo (ms)
30
35
40
Figura 2.6: Resultado de la simulación del circuito de la pierna derecha.
Circuito terminal central de Wilson (WCT)
La terminal central de Wilson es un arreglo de resistores creado para obtener las derivaciones aumentadas de
cada extremidad. Actualmente, con las modificaciones que se realizaron en 1942 por el científico E. Goldberger,
este circuito puede ser utilizado para obtener las derivaciones aumentadas de las extremidades con resistores
de 10KΩ como se muestra en la Figura 2.7.
Figura 2.7: Circuito terminal de Wilson
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
33
Pre-amplificación
Las señales del corazón son de amplitudes en la escala de los mV es por esto que son susceptibles al ruido, por
lo cual se requiere realizar una pre-amplificación, ya que si las señales son amplificadas demasiado, el ruido lo
hará de la misma manera, por lo cual solo se amplifica la señal levemente para que sea posible filtrar el ruido en
la siguiente etapa. Se utilizó el amplificador de instrumentación INA128 ya que ofrece amplias ventajas entre
las que se encuentran: alta impedancia de entrada, elimina ruido, ademas de que suelen lograrse altos valores
de ganancia. El amplificador de instrumentación internamente cuenta con tres amplificadores y siete resistores,
lo que también hace que se pueda ahorrar espacio.
En la Figura 2.8 se muestra el circuito interno de amplificador de instrumentación INA128. Aplicando KCL al
nodo V1 se obtiene:
Figura 2.8: Circuito del amplificador de instrumentación INA128.
iG + i1 = 0
(2.7)
V1 − V2 V1 + V3
+
=0
RG
R1
(2.8)
R1
(V1 − V2 ) + V1
RG
(2.9)
Se aplica la ley de Ohm a la Ecuación 2.7:
Se despeja V3 de la Ecuación 2.8:
V3 =
Luego se le aplica KCL al nodo V2 :
iG = i2
(2.10)
V1 − V2
V2 − V4
=
RG
R1
(2.11)
Aplicando la ley de Ohm a la Ecuación 2.10:
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
34
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Despejando V4 de la Ecuación 2.11:
V4 = V2 −
R1
(V1 − V2 )
RG
(2.12)
Después, se aplica KCL al nodo V6 :
i3 = i4
(2.13)
V4 − V6
V6
=
R2
R2
(2.14)
Se aplica la ley de Ohm a la Ecuación 2.13:
Despejando V6 en la Ecuación 2.14:
V4
2
(2.15)
i5 = i6
(2.16)
V6 =
Se aplica KCL al nodo V6 :
Posteriormente se aplica la ley de Ohm a la Ecuación 2.16:
V5 − Vout
V3 − V5
=
R2
R2
(2.17)
Vout = 2V5 − V3
(2.18)
Se despeja Vout de la Ecuación 2.17:
Si V5 = V6 , entonces:
V4
=2
2
Vout
− V3
(2.19)
Se sustituye la Ecuación 2.9 y 2.12 en la Ecuación 2.19:
Vout = V2 −
R1
R1
(V1 − V2 ) −
(V1 − V2 ) + V1
RG
RG
Se factoriza la Ecuación 2.20:
Vout =
2R1
+ 1 (V2 − V1 )
RG
(2.20)
(2.21)
Ganancia de la etapa de pre-amplificación
La ganancia del amplificador de instrumentación esta definida por:
Av =
2R1
+1
RG
(2.22)
Donde R1 esta definida por el fabricante y la ganancia del amplificador solo depende de RG .
Despejando RG de la Ecuación 2.22 y sustituyendo la ganancia y el valor de R1 (predefinido por el fabricante
a 25KΩ) se obtiene:
2 (25KΩ)
+ 1 = 5KΩ
(2.23)
10
Para calibrar la etapa de pre-amplificación se utilizó un trimpot de 10 KΩ el cual se encuentra dentro del rango
obtenido de RG para aumentar o disminuir su valor en ganancia y variar su amplitud.
RG =
En la Tabla 2.1 y Figura 2.9 se muestran los valores obtenidos de voltaje de salida al variar el valor de
RG . Se pude observar como al disminuir el valor de RG la amplitud de la señal incrementa gradualmente.
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
35
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Tabla 2.1: Variación de voltaje de salida de un amplificador de instrumentación dependiendo del valor del
resistor RG .
Valor de RG Voltaje de salida (Vout)
6KΩ
16.22 mV
5KΩ
18.60 mV
4KΩ
20.93 mV
3KΩ
26.93 mV
Amplitud(V)
20
10
0
R=6KΩ
R=5KΩ
R=4KΩ
R=3KΩ
−10
−20
0
5
10
15
20
25
Tiempo (ms)
30
35
40
Figura 2.9: Variación de la amplitud del voltaje de salida para diferentes valores de RG .
Filtrado de las señales
Ya que se han pre-amplificado las señales de las doce derivaciones, se diseñó la etapa de filtrado la cual consiste
de tres filtros activos: pasa alta, pasa baja y Notch. Mediante la conexión en cascada del filtro pasa-altas de
segundo orden y pasa-bajas de segundo orden se crea un filtro pasa-banda de cuarto orden el cual simplemente
deja pasar señales en un ancho de banda especifico (en este diseño de 0.1-100Hz).
Debido a que se utiliza una fuente de voltaje esta inyecta señales de ruido de 60Hz, esta frecuencia se encuentra
dentro del ancho de banda de las señales del corazón, razón por la cual se implementó un filtro Notch. El filtro
Notch fue conectado en cascada con el filtro pasa-banda.
Filtro pasa altas
El filtro pasa altas es un filtro diseñado para permitir frecuencias de a partir de una frecuencia de corte especifica
hasta una frecuencia ”infinita”.
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
36
Figura 2.10: Diagrama electrónico del filtro pasa altas de segundo orden.
Aplicando KCL al nodo Vx de la Figura 2.10 se obtiene:
i1 + i2 = 0
(2.24)
Vx
Vx − Vout
+
=0
R1
R2
(2.25)
Aplicando la ley de Ohm en la Ecuación 2.24:
Despejando Vx , se obtiene:
Vx =
Si K =
Vout
R2
+1
R1
(2.26)
R2
+ 1 donde K es la ganancia del filtro, se obtiene:
R1
Vout
K
(2.27)
iC2 = iR1
(2.28)
Vx =
Aplicando KCL en el nodo Vy :
Se aplica la ley de Ohm en la Ecuación 2.28:
C2
d (Vz − Vy )
Vy
=
dt
R1
(2.29)
Aplicando transformada de Laplace en la Ecuación 2.29 y despejando Vz :
Vz =
(1 + R1 C2 s)
Vy
R1 C2 s
(2.30)
Se sustituye la Ecuación 2.27 en la Ecuación 2.30, considerando que Vy = Vx :
Vz =
(1 + R1 C2 s)
R1 C2 s
Vout
K
(2.31)
Para el nodo Vz se aplica KCL:
iC1 = iC2 + iR2
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
(2.32)
37
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Se aplica la ley de Ohm en la Ecuación 2.32:
C1
d (Vin − Vz )
d (Vz − Vy ) Vz − Vout
= C2
+
dt
dt
R2
(2.33)
Aplicando la transformada de Laplace en la Ecuación 2.33:
C1 s (Vin − Vz ) = C1 s (Vz − Vy ) +
Vz − Vout
R2
(2.34)
Se sustituye la Ecuación 2.27 y la Ecuación 2.31 en la Ecuación 2.34:

R2 C1 sVin
Se despeja H (s) =

Vo
 K (1 + R1 C2 s) 
 (R2 C2 s + R2 C1 s + 1) − Vo R2 C2 s − Vout
=


R1 C2 s
K
(2.35)
Vout (s)
de la Ecuación 2.35:
Vin (s)
H (s) =
Ks2
(R2 C2 + R2 C1 + R1 C2 − R1 C2 K) s
1
s2 +
+
R1 R2 C1 C2
R1 R2 C1 C2
(2.36)
Si R1 = R2 = R y C1 = C2 = C:
H (s) =
Ks2
(3 − K)
1
s2 +
s+ 2 2
RC
R C
(2.37)
Función de transferencia y frecuencia de corte de un filtro pasa altas de segundo orden
Si wo =
1
1
y (3 − K) =
se obtiene la función de transferencia del filtro pasa altas de segundo
RC
Q
orden:
H (s) =
Ks2
w
o
s2 +
s + wo 2
Q
(2.38)
La frecuencia de corte esta definida por:
fc =
1
2πRC
(2.39)
Para calcular los valores de los componentes, se sustituye en la Ecuación 2.39 el valor de la frecuencia de corte
(fc = 0.1Hz) y se propone el valor de capacitor a 10uF . Despejando R se obtiene:
R=
1
= 159KΩ
2π(0.1Hz) (10uF )
(2.40)
Así mismo, se definen los valores de los resistores R1 y R2 a partir de:
Q=
1
3−K
(2.41)
Donde Q es el factor de calidad (0.707), despejado a K de la Ecuación 2.41:
K =3−
1
= 1.58
0.707
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
(2.42)
38
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Donde:
K=
R2
+1
R1
(2.43)
Se despeja R2 de la Ecuación 2.43 y se considera que R1 = 1KΩ:
R2 = (0.58) (1KΩ) = 580Ω
(2.44)
Debido a que no existen resistores con valores comerciales de 159KΩ y 580Ω, se eligen los valores próximos
de 150KΩ y 560Ω respectivamente.
En la Figura 2.11 se muestra el resultado de la simulación que se realizo en Orcad lite, donde se observa la
respuesta en frecuencia del filtro pasa altas, donde entre la frecuencia de corte definida (0.1Hz)y la frecuencia de
corte calculada hay una variación del 0.002 % mientras que en los valores comerciales de los resistores, se tiene
una variación del 8.002 %, ambos porcentajes no determinan una variación importante para el funcionamiento
del filtro, ya que aun se encuentran en el rango determinado con frecuencias de corte de 0.100002Hz para los
valores calculados y 0.108002Hz para los valores de los resistores comerciales.
40
35
Amplitud (mV)
30
25
20
15
10
5
0
R=159KΩ
R=150KΩ
10−2
100
10−1
Frecuencia (Hz)
101
Figura 2.11: Respuesta en frecuencia del filtro pasa altas
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
102
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
39
Filtro pasa bajas
Figura 2.12: Diagrama electrónico de un filtro pasa bajas.
El filtro pasa bajas permite pasar frecuencias desde cero hasta la frecuencia de corte. Para obtener la función
de transferencia del circuito de la Figura 2.12 se aplica KCL al nodo Vw , donde se obtiene:
i3 + i6 = 0
(2.45)
Vw
Vw − Vout
+
=0
R3
R4
(2.46)
Se aplica la ley de Ohm en la Ecuación 2.45:
Se despeja Vw de la Ecuación 2.46:
Vw =
Si K =
Vout
R4
+1
R3
R4
+ 1:
R3
Vw =
(2.47)
Vout
K
(2.48)
Se aplica KCL en el nodo Vx :
i2 = i4
(2.49)
d (Vx )
Vy − Vx
= C1
R1
dt
(2.50)
Se aplica la ley de Ohm a la Ecuación 2.49:
Se aplica la transformada de Laplace a la Ecuación 2.50 y se despeja Vy :
Vy = (C1 sR2 + 1) Vx
(2.51)
Se sustituye la Ecuación 2.48 en la Ecuación 2.50, considerando que Vw = Vx :
Vout
Vy = (C1 sR2 + 1)
K
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
(2.52)
40
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Aplicando KCL en el nodo Vy :
i1 = i2 + i5
(2.53)
Vin − Vy
Vy − Vx
d (Vy − Vout )
=
+ C2 s
R1
R2
dt
(2.54)
Se aplica la ley de Ohm a la Ecuación 2.53:
Se le aplica la transformada de Laplace a la Ecuación 2.54:
Vin − Vy
Vy − Vx
=
+ C2 s (Vy − Vout )
R1
R2
(2.55)
Se sustituye la Ecuación 2.48 y la Ecuación 2.52 en la Ecuación 2.55:
Despejando H (s) =
Vout
Vout
(R1 + C2 sR1 R2 + R2 ) −
R1 − C2 sR1 R2 Vout
K
K
Vin R2 = (C1 sR2 + 1)
(2.56)
Vout (s)
de la Ecuación 2.56:
Vin (s)
K
C1 C2 R1 R2
H (s) =
C
R
+
C
R
+
C2 R1 − C2 R1 K
1
1
1
1
2
s2 +
s+
C1 C2 R1 R2
C1 C2 R1 R2
(2.57)
Si R1 = R2 = R y C1 = C2 = C entonces:
K
C 2 R2
H (s) =
1
(3 − K)
s+ 2 2
s2 +
RC
R C
(2.58)
Función de transferencia y frecuencia de corte de un filtro pasa bajas de segundo orden
Si wo =
1
1
y (3 − K) =
se obtiene la función de transferencia del filtro pasa bajas de segundo
RC
Q
orden:
H (s) =
Kwo 2
wo
s2 +
s + wo 2
Q
(2.59)
La frecuencia de corte esta definida por:
fc =
1
2πRC
(2.60)
Para calcular los valores de los componentes, se sustituye en la Ecuación 2.60 el valor de la frecuencia de corte
(fc = 100Hz) y se propone el valor de capacitor a 10uF . Despejando R se obtiene:
R=
1
= 159Ω
2π (100Hz) (10uF )
(2.61)
Así mismo, se definen los valores de los resistores R4 y R3 a partir de:
Q=
1
3−K
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
(2.62)
41
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Donde Q = 0.707, despejado a K de la Ecuación 2.62:
K =3−
1
= 1.58
0.707
(2.63)
Donde:
R4
+1
R3
Se despeja R4 de la Ecuación 2.64 y se contempla que R3 = 1KΩ:
(2.64)
K=
R4 = (0.58) (1KΩ) = 580Ω
(2.65)
Debido a que no existen resistores con valores comerciales de 159Ω y 580Ω, se eligen los valores próximos de
150Ω y 560Ω respectivamente.
De acuerdo al resultado de la Ecuación 2.61, en la Figura 2.13 se muestra el resultado de la simulación que se
realizo en Orcad lite, donde se observa la respuesta en frecuencia del filtro pasa bajas donde la variación entre
la frecuencia de corte definida (100Hz) y los resultados de la frecuencia de corte calculada es de 0.3 %, mientras
que entre la frecuencia de corte definida y los resultados de la frecuencia de corte con los valores de los resistores
comerciales hay una variación del 4.1 %, para ambos porcentajes, la variación no afecta considerablemente, por
lo que su funcionamiento resulta ser el correcto, pues las frecuencias de corte son de 99.7Hz para los valores
calculados y una frecuencia de corte de 104.1Hz para los valores con resistores comerciales.
25
Amplitud (mV)
20
15
10
5
0
R=159Ω
R=150Ω
0
100
200
300
Frecuencia (Hz)
400
500
Figura 2.13: Respuesta en frecuencia del diseño del filtro pasa bajas
Filtro Notch
El filtro Notch es similar a un filtro rechaza banda. Las frecuencias no deseadas se atenúan en la banda
seleccionada, a diferencia de un filtro rechaza banda, el filtro Notch unicamente cuenta con una frecuencia de
corte. Por ejemplo, puede ser necesario atenuar las señales de ruido de 50 Hz, 60 Hz o 400 Hz inducidas en un
circuito por generadores [17]. Para eliminar las señales de 60Hz (ruido) se diseño un filtro Notch de segundo
orden (Figura 2.14).
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
42
Figura 2.14: Diagrama electrónico de un filtro Notch.
Para obtener la función de transferencia, se comienza con KCL a partir del nodo Vx donde se obtiene:
i7 + i8 = 0
(2.66)
Vx
Vx − Vout
+
=0
R1
R2
(2.67)
Se aplica la ley de Ohm a la Ecuación 2.66:
Se despeja Vx de la Ecuación 2.67:
Vx =
Si K =
Vout
R2
+1
R1
R2
+ 1:
R1
Vx =
Vout
K
(2.68)
(2.69)
Se aplica KCL al nodo Vw :
i1 = i2 + i3
(2.70)
Vin − Vw
dVw
Vw − Vy
= 2C
+
R
dt
R
(2.71)
Se aplica la ley de Ohm a la Ecuación 2.70:
Aplicando la transformada de Laplace y despejando Vw de la Ecuación 2.71:
Vw =
Vin + Vy
2 (RCs + 1)
(2.72)
Después, se aplica KCL en el nodo Vz :
i4 = i5 + i6
(2.73)
Se aplica la ley de Ohm en la Ecuación 2.73:
C
d (Vin − Vz )
d (Vz − Vy ) (Vz − Vout )
=C
+
R
dt
dt
2
(2.74)
Debido a que Vx = Vy se sustituye la Ecuación 2.69 en la Ecuación 2.74, después se aplica la transformada de
Laplace y se despeja Vz :
KRCsVin + RCsVout + 2KVout
(2.75)
Vz =
2K (RCs + 1)
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
43
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Después, se aplica KCL en el nodo Vy :
i2 + i5 = 0
(2.76)
Vw − Vy
d (Vz − Vy )
+C
=0
R
dt
(2.77)
Aplicando la ley de Ohm en la Ecuación 2.76:
Se aplica la transformada de Laplace en la Ecuación 2.77:
Vw − Vy
+ CsVz − CsVy = 0
R
(2.78)
Sustituyendo la Ecuación 2.69, la Ecuación 2.72 y la Ecuación 2.75 en la Ecuación 2.78:
Vin +
Despejando H (s) =
Vout
K
R
−
Vout
K
+
KRCsVin + RCsVout + 2KVout
Vout
Cs −
Cs = 0
2K (RCs + 1)
K
(2.79)
Vout (s)
de la Ecuación 2.79:
Vin (s)
1
K
+ 2 2
R C
H (s) =
(4
−
2K)
1
s2 +
s+ 2 2
RC
R C
s2
(2.80)
Función de transferencia y frecuencia de corte de un filtro Notch
Si wo =
1
1
y (4 − 2K) =
se obtiene la función de transferencia del filtro Notch de segundo orden:
RC
Q
K s 2 + wo 2
H (s) =
(2.81)
wo
s + wo 2
s2 +
Q
La frecuencia de corte esta definida por:
fc =
1
2πRC
(2.82)
Para calcular los valores de los componentes, se sustituye en la Ecuación 2.82 el valor de la frecuencia de corte
(fc = 60Hz) y se propone el valor de capacitor a 10uF . Despejando R se obtiene:
R=
1
= 265Ω
2π(60Hz) (10uF )
(2.83)
Así mismo para conocer los valores de R1 y R2 se obtienen a partir de:
Q=
1
4 − 2K
(2.84)
Donde Q = 0.707, se despeja K:
K =2−
Si K =
1
= 1.29
2 (0.707)
(2.85)
R2
+ 1, se propone a R1 = 1KΩ, se despeja R2 :
R1
R2 = (1.29) (1KΩ) = 1.29KΩ
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
(2.86)
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
44
Debido a que no existen resistores con valores comerciales de 265Ω y 1.2KΩ, se eligen los valores próximos de
270Ω y 1KΩ respectivamente.
En la Figura 2.15 se muestra el resultado de la simulación que se realizo en Orcad lite, donde se observa la
respuesta en frecuencia del filtro Notch, donde entre la frecuencia de corte definida (60Hz)y la frecuencia de
corte calculada hay una variación del 0.201 % mientras que en los valores comerciales de los resistores, se tiene
una variación del 7.6 %.
Figura 2.15: Respuesta en frecuencia de un filtro Notch.
Una vez que se diseño cada uno de los filtros, estos se conectaron en cascada y se simularon en ORCAD
Lite. En la Figura 2.16 se muestra la respuesta en frecuencia de la etapa de filtrado así como su variación
entre valores de resistores calculados y valores de resistores comerciales. En esta etapa se logra filtrar el ruido
eléctrico generado por la toma de corriente.
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
45
Figura 2.16: Respuesta en frecuencia de la etapa de filtrado.
Amplificación final
En la etapa de la amplificación final, como lo menciona la etapa, le proporciona una amplificación a la señal final
para que logre estar en un rango de amplitud cercano a 5V, para esto se utiliza un OPAMP como amplificador
no inversor. Donde su análisis matemático del circuito (Figura 2.17) comienza aplicando KCL en el nodo Vx :
iR1 + iR2 = 0
(2.87)
Figura 2.17: Amplificador no inversor
Se aplica la ley de Ohm a la Ecuación 2.87:
Vx
Vx − Vout
+
R1
R2
Si Vx = Vin , se despeja Vout :
Vout =
R2
+ 1 Vin
R1
(2.88)
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
(2.89)
46
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Se despeja H (s) =
Vout (s)
:
Vin (s)
H (s) =
R1
+1
R2
(2.90)
Para esta etapa se requiere una ganancia de al menos 50 veces, y se propone que R1 = 10KΩ, despejando R
de la ecuación 2.90, se obtiene:
R1 = (50 − 1)(10KΩ) = 490KΩ
(2.91)
Debido a que no existe un valor comercial 490KΩ, se coloca un resistor de 560KΩ. Con el valor obtenido del
resistor, se construye una amplificación adecuada para la adquisición de datos, los resultados se muestran en
la Figura 2.18 donde se utilizó el software Orcad lite para obtener los datos.
2
Amplitud (V)
1
0
−1
Vout
Vin
−2
0
10
20
30
Tiempo (ms)
40
50
Figura 2.18: Respuesta en frecuencia de la amplificación final.
Recortador de voltaje
El recortador de voltaje delimita la señal en un rango no mayor de entre 0V y 5V el cual sirve de protección
para el microcontrolador y así obtener de manera correcta los datos de las señales. Para diseñar el recortador
de precisión (Figura 2.19), primero se realiza el análisis de un circuito con zona muerta de salida negativa,
donde se igualan las corrientes y obtenemos:
−
+V
Vin
=
R
mR
(2.92)
Si se despeja a Vin de la Ecuación 2.92 se obtiene:
Vin = −
+V
= −Vref
m
(2.93)
+V
m
(2.94)
Donde:
Vref =
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
47
Figura 2.19: Circuito recortador de precision.
Aprovechando las fuentes de voltaje para alimentar todos los OPAMP del circuito se tiene definido a +V y -V
como +10V y -10V respectivamente, así como Vref requiere ser no excedente de +2.5V y -2.5V, se despeja a
”m” de la Ecuación 2.94 y se obtiene:
+V
m=
(2.95)
Vref
Se sustituyen los valores en la Ecuación 2.95:
m=
10V
=4
2.5V
(2.96)
Se definen los valores de R en el circuito en 10KΩ, entonces, se multiplica el resultado de ”m” de la Ecuación
2.96 y se obtiene que:
mR = (4) (10KΩ) = 40kΩ
(2.97)
Por ultimo, para definir que es un recortador de precision, se le agrega un resistor Rc al circuito, donde se tiene
que Rc = R.
Para mantener el voltaje en un rango de 0V y 5V, se le agregó un amplificador como sumador de voltaje,
debido a que la señal obtenida se encuentra entre 2.5V y -2.5V, el sumador de voltaje se encarga de adicionar
voltaje en la señal, lo que permitirá que pueda estar en el rango deseado. El diseño del circuito se muestra en
la Figura 2.20.
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
48
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Figura 2.20: Diseño electrónico del sumador de voltaje.
Con este ultimo proceso de acondicionamiento de señal, el microcontrolador es capaz de interpretar las señales
de entrada que este recibe a través del multiplexor, como se muestra en la Figura 2.21, cualquier voltaje mayor
a 5Vpp es recortado por el circuito mientras que el sumador lo mantiene ubicado en un rango de 0V a 5V.
Vout s/sumador
Vout c/sumador
Vin
Amplitud(V)
4
2
0
−2
0
25
50
75
100 125
Tiempo (ms)
150
175
200
Figura 2.21: Respuesta en el tiempo del recortador de voltaje.
.
2.1.2.
Etapa de multiplexeo
En la etapa de multiplexeo se encarga de mandar las doce derivaciones ubicados en los pines de entrada a una
sola salida, estos canales se seleccionan desde el software, controlado a su vez, el microcontrolador.
El multiplexor que se utilizó es el multiplexor CD4067BE (Figura 2.22) de Texas Instruments. Es un multiplexor de 16 canales analógicos, seleccionables digitalmente lo que significa que se seleccionan mediante un
arreglo de 4 bits.
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
49
Figura 2.22: Multiplexor CD4067BE.
Únicamente se utilizan 12 canales de entrada de los 16 con los que cuenta el multiplexor, a pesar de solo
utilizar 12 canales de entrada, el seleccionador continua siendo con un arreglo de 4 bits, tal y como se muestra
a continuación.
Tabla 2.2: Tabla de verdad para la selección de canales.
Canal
S0 S1 S2 S3
seleccionado
0
0
0
0
1
0
0
0
1
2
0
0
1
0
3
0
0
1
1
4
0
1
0
0
5
0
1
0
1
6
0
1
1
0
7
0
1
1
1
8
1
0
0
0
9
1
0
0
1
10
1
0
1
0
11
1
0
1
1
12
1
1
0
0
X
1
1
0
1
X
1
1
1
0
X
1
1
1
1
X
En cada uno de los canales se encuentra una derivación que proviene de la amplificación final y una vez que
se selecciona una de las señales de las derivaciones, pasa por el fijador de voltaje para mantener la señal en un
rango de 0V a 5V y esta es leída por el convertidor analógico-digital del microcontrolador.
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
2.1.3.
50
Etapa de adquisición y visualización de datos
La ultima etapa del proyecto es la sección donde se pueden observar la forma de onda de las derivaciones que
se detectan, este proceso se realiza con un PIC. El PIC es el dispositivo que se encarga de recibir los datos y
transmitir los mismos mediante la interfaz USB, así como también, seleccionar los canales del multiplexor de
mediante el software.
Para la lectura de las señales de entrada, se utiliza el convertidor analógico-digital con el que cuenta internamente el microcontrolador. Se utilizan 8 bits de resolución para visualizar la señal, esto quiere decir que
dentro del rango de los 5V generados por el microcontrolador, aproximadamente cada 19.53 milivolts es el
equivalente a un bit de resolución del convertidor.
Se creó un menú dentro de la interfaz de LabVIEW para poder seleccionar los canales que se desean observar en la pantalla, los comandos se mandan por USB para que el microcontrolador los interprete y, mediante
el puerto B del PIC, realice la selección del canal deseado hacia el MUX. Posteriormente, los datos leídos por
el microcontrolador, los envía de la misma manera, mediante USB y ahora son interpretados por la interfaz,
donde la forma de onda tendrá su visualización en la pantalla de la PC.
En la Figura 2.23 se muestra la programación de la interfaz gráfica de usuario, donde se colocan los bloques
encargados de la comunicación USB entre el microconrolador y la PC, los comandos para la selección de canales
para el multiplexor y la lectura de datos que proviene del microcontrolador, y en la Figura 2.24 se puede observar
la interfaz gráfica en donde mediante un menú se puede seleccionar que señal de las derivaciones se va a mostrar
en la gráfica y el dispositivo que se encuentra conectado.
Figura 2.23: Diagrama de bloques para la interfaz de usuario.
2.1. DISEÑO DEL PROYECTO
51
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Figura 2.24: Interfaz de usuario.
2.2.
Resultados
Después de comprobar que los resultados de lo calculado y lo simulado concuerdan, cada una de las etapas se
implementaron en protoboard. Para conocer el comportamiento de los circuitos, se utilizó un osciloscopio.
2.2.1.
Acondicionamiento de señales
Se realizó el circuito electrónico del filtro pasa bajas pasivo con el seguidor de voltaje, donde se introdujo una
señal al circuito dentro del ancho de banda del filtro pasa bajas y y se obtuvo una señal de salida con la misma
amplitud y frecuencia que la de entrada (Figura 2.25). Si la señal es mayor a 1Khz, la señal de salida se atenúa
con respecto a la de entrada.
(a)
(b)
Figura 2.25: a)Señal de entrada del seguidor de linea. b)Señal de salida del seguidor de voltaje.
Comparando estos resultados con los obtenidos de las simulaciones, se puede observar que los cálculos y la
elección de los componentes pasivos comerciales utilizados fueron los adecuados para que los circuitos seguidores de voltaje y filtros pasa bajas pasivos de los electrodos funcionen correctamente.
Posteriormente, se realizaron pruebas con el circuito de la pierna derecha, donde también se utiliza un seguidor de voltaje, un filtro pasa bajas pasivo y se le agrega un amplificador con capacitores en paralelo. Este
circuito genera la tierra virtual que se utiliza para obtener las derivaciones aumentadas (aVR, aVL y aVF) y las
2.2. RESULTADOS
52
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
derivaciones estándar (DI, DII y DIII). Este circuito también funciona como protección para el paciente. En la
Figura 2.2.1 (a), se muestra el voltaje de entrada del circuito de la pierna derecha. Se observa como el voltaje
de salida se aproxima a 0V lo que indica que funciona correctamente como tierra virtual (Figura 2.2.1 (b)).
(a)
(b)
Figura 2.26: a)Señal de entrada del electrodo para la pierna derecha. b)Tierra virtual.
2.2.2.
Pre-amplificacion
La etapa de pre-amplificación fue realizada con el amplificador de instrumentación INA128, y con los valores
de resistor calculados que, en este caso se realizó con un trimpot de 10KΩ para poder utilizar los valores de
3KΩ a 6KΩ. En la Figura 2.2.3 se muestra la señal de entrada y salida de la etapa de pre-amplificación.
(a)
(b)
Figura 2.27: a)Señal de entrada del INA128. b)Salida del INA128.
La gráfica de la Figura 2.2.3 (a) se muestra el voltaje de entrada del amplificador de instrumentación, la
amplitud del voltaje de entrada varía conforme el valor de resistencia del trimpot. Cuando el valor de RG
aumenta, la amplitud de la señal disminuye o se iguala al de la entrada. En el caso del resultado de la Figura
2.2.3 (b), el valor de RG es de 6K por lo que la amplitud aumenta hasta nueve veces.
2.2.3.
Filtrado de las señales y amplificación final
En la etapa de filtrado, se muestra que, dependiendo del tipo de filtro al que se le inyecta una señal dentro del
ancho de banda, la amplitud de salida se mantiene o incluso se puede amplificar, si la frecuencia de la señal
de cada filtro se sale del ancho de banda, esta señal se atenúa más.
Primero se realizaron pruebas de un filtro pasa altas con frecuencia de corte de 0.1Hz. Donde la Figura
2.2.3 (a) representa la señal de entrada de del filtro con una frecuencia cercana a 0.1Hz y la Figura 2.2.3 (b)
es la señal de salida del mismo filtro. Como se puede observar, la función del filtro fue atenuar la señal de
entrada.
2.2. RESULTADOS
53
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
(a)
(b)
Figura 2.28: a)Señal de entrada en el filtro pasa altas. b)Salida del filtro pasa altas.
En el filtro pasa bajas, los resultados son contrarios a los resultados del filtro pasa altas, pues en este circuito,
las señales que se atenúan corresponden a aquellas señales con frecuencias mayores a su frecuencia de corte
(100Hz). En la Figura 2.29 (a) se encuentra una señal con frecuencia de 110Hz representando la entrada del
filtro, mientras que en la salida del filtro (Figura 2.29 (b)) se mantiene la misma frecuencia que en la entrada,
pero su amplitud se atenuó, realizando el correcto funcionamiento de un filtro pasa bajas.
(a)
(b)
Figura 2.29: a)Señal de entrada en el filtro pasa bajas. b)Salida del filtro pasa bajas.
Despues se realizan pruebas al filtro Notch, en este caso, la frecuencia de corte es de 60Hz, se permite el paso
de señales mayores o menores a esta frecuencia de corte, por lo que la Figura 2.2.3 (a) representa la señal
de salida del filtro Notch con una frecuencia de 10Hz, y que la Figura 2.2.3 (b) representa la señal de salida
del filtro con una frecuencia de 60Hz. Se observa que el filtro atenuó la señal perteneciente a la frecuencia de
60Hz.
(a)
(b)
Figura 2.30: a) Señal de salida en el filtro Notch con una frecuencia de 10Hz. b)Señal de salida del filtro Notch
a 60Hz.
Al observar que los filtros funcionan correctamente de manera individual, el siguiente procedimiento es implementar la etapa de filtrado completa, conectando en cascada cada uno de los circuitos. Las pruebas se realizan
con los mismos procedimientos, inyectando señales con frecuencias determinadas que se encuentren dentro y
fuera del ancho de banda (entre 0.1Hz y 100Hz).
2.2. RESULTADOS
54
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Primero se probó con una señal de entrada con frecuencia de 10Hz donde el voltaje pico-pico de la etapa
es de 220mV (Figura 2.2.3 (a)), mientras se va incrementando la frecuencia de la señal a 60Hz, debido a que
se encuentra dentro de la frecuencia de corte del filtro Notch la señal de salida se atenuó a 138 mV pico-pico.
(a)
(b)
Figura 2.31: a)Respuesta en tiempo del filtro pasa banda a 10Hz. b)Respuesta en tiempo del filtro pasa banda
y filtro notch a 60Hz.
Nuevamente se incrementa la frecuencia de la señal a 90Hz, donde el voltaje de salida del filtro (Figura 2.32)
se atenua debido a que la frecuencia de la señal se acerca a la frecuencia de corte del filtro pasa bajas de
100Hz.
Figura 2.32: Respuesta en el tiempo del filtro pasa banda a 90Hz.
Por ultimo se implemento la etapa de amplificación final, en la Figura 2.2.3 (a) se muestra la señal de entrada
del amplificador, representando un voltaje pico-pico de 84mV, mientras tanto, la salida de la etapa (Figura
2.2.3 (b)) se observa como el voltaje pico-pico se amplifico a 4.6V. Este rango de voltaje es el adecuado para
que en la etapa de adquisicion de datos se manipule la señal y se interprete en el software de LabVIEW.
2.2. RESULTADOS
55
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
(a)
(b)
Figura 2.33: a)Señal de entrada del amplificador final. b)Señal de salida del amplificador final.
2.2.4.
Adquisicion y visualizacion de datos
En esta etapa se probó el fijador de voltaje, la tarjeta de adquisición de datos y la interfaz gráfica de usuario.
En la Figura 2.2.4 (a) se observa que la señal de entrada del fijador es de 6.4V pico-pico, esto puede ser
perjudicial para el microcontrolador, debido a que el dispositivo no soporta voltajes mayores a +5V y -5V, por
lo cual el proceso del fijador consiste en evitar que el voltaje no sobrepase los 5V que puedan existir en la señal
de salida, en caso de que sobrepase los 5V, esta etapa funciona como protección para el microcontrolador.
Otra función del fijador es sumar un voltaje a la señal de entrada, para que la señal pueda estar en un rango
de 0V y 5V, el resultado de este circuito se muestra en la Figura 2.2.4 (b).
(a)
(b)
Figura 2.34: a)Señal de entrada del fijador de voltaje. b)Señal de salida del fijador de voltaje.
Las pruebas de la comunicación entre el microcontrolador y el software de LabVIEW mediante USB (Figura
2.35), se muestra como la señal que detecta el convertidor analógico-digital del microcontrolador es interpretado
y mostrado por el software, el selector de canales para el muliplexor y un selector de conexión de dispositivo.
2.2.5.
Construcción del PCB
Después de realizar las pruebas de cada una de las etapas, se diseñaron las PCB’s donde se colocan los
componentes que pertenecen a cada etapa del prototipo. La construcción de los PCB’s del ECG se dividen en 4
placas. Cada uno de los diseños de los PCB’s son realizados en el software ARES e ISIS de Proteus, las PCB’s
se crearon con doble capa para reducir dimensiones. La primera PCB construida (Figura 2.36) esta constituida
por la etapa de pre-amplificación y protección para el paciente. Consta de unas dimensiones de 13.5cm de alto
por 10cm de ancho.
2.2. RESULTADOS
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Figura 2.35: Panel frontal del entorno de LabVIEW.
Figura 2.36: PCB de la etapa de pre-amplificación.
2.2. RESULTADOS
56
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
57
La segunda PCB, forma parte de la etapa de filtrado, donde para ahorrar espacio, se crearon dos PCB donde
se encuentran 6 filtros en cada placa, las dimensiones de la placa de la Figura 2.2.5 (a) son de 17cm de ancho
por 8.5cm de alto, mientras que la placa de la Figura 2.2.5 (b) tiene unas dimensiones de 15.5cm de ancho
por 8.5cm de alto. El diseño es similar en ambas PCB pero con diferentes ubicaciones de las entradas y salidas
de las señales y también, una cuenta con las conexiones de entrada y salida hacia las otras placas.
(a)
(b)
Figura 2.37: a)PCB 1 de la etapa de filtrado. b)PCB 2 de la etapa de filtrado.
Finalmente, el diseño del PCB de la etapa de adquisición de datos (Figura 2.38) , constituida por el fijador de
voltaje, el multiplexor y el microcontrolador con la conexión USB. Para la calibración del fijador, se asignaron
tres trimpots, dos para fijar los limites de voltaje y uno para el sumador de voltaje con el que se ajustara la
referencia de la señal de entrada para el microcontrolador. Las medidas del PCB son de 7cm de alto por 8cm
de ancho.
2.2. RESULTADOS
58
CAPÍTULO 2. DESARROLLO DEL PROYECTO
Figura 2.38: PCB de la etapa de adquisición de datos.
2.2.6.
Presupuesto del prototipo
En la Tabla 2.3 se muestra la lista de materiales utilizados para construir las PCB’s y el presupuesto total para
crear un dispositivo ECG de 12 derivaciones:
Tabla 2.3: Lista de materiales y costos del prototipo.
Cantidad
207
9
72
12
12
20
12
1
2
4
1
12
18
1
18
12
1
1
1
3
1
1
1
Material
Resistores
Resistores de precision
Capacitores (10uF)
Capacitores (22uF)
Capacitores cerámicos
Diodos 1N4148
Trimpot 10K
Trimpot 1K
Trimpot 50K
Diodos 1N4001
CD4067BE
INA128
TL084
PIC18F4550
Bases para C.I. de 14 pines
Bases para C.I. de 8 pines
Base para C.I. de 24 pines
Conector DB-15
Juego de cables con conectores
Placas fenólicas de doble cara
Conector USB tipo B hembra
Cable para ECG
Juego de cables adaptadores de banana a snap
Total
2.2. RESULTADOS
Costo
$52
$20
$216
$30
$18
$20
$144
$12
$88
$8
$163
$2256
$216
$140
$45
$36
$3.50
$13
$242
$195
$9
$1250
$670
$5846
Conclusiones
Se diseñó y simuló un ECG que cuenta con un proceso electrónico integral, dado que cuenta con un amplio uso
de amplificadores operacionales, demostrando que el OPAMP es un dispositivo versátil al aplicarse en diversas
áreas, tal y como ya se demostró, desde amplificadores y sumadores, hasta circuitos de protección.
El dispositivo funcionó de manera correcta en cada una de sus etapas, gracias al análisis matemático y simulaciones de cada una de las partes que conforman el ECG, permitiendo construir las PCB’s de cada etapa
y también obtener cada una de las señales que el corazón emite para manipularlas en la interfaz gráfica de
usuario creada mediante el software de LabVIEW.
Este dispositivo deja la posibilidad de realizar estudios especializados para las mejoras y modificaciones tanto
en software como en hardware en base a las necesidades del usuario. Ademas de que la construcción de este
dispositivo redujo los costos en comparación a un dispositivo ECG comercial.
Referencias
[1] Microchip, “Pic18f4550 data sheet.” https://www.microchip.com/wwwproducts/en/PIC18F4550, 2009.
[2] A. Davies and A. Scott, Starting to Read ECGs. Springer, 2014.
[3] O. S. K. l. l. H. K. H. K. T. Hiraoka, Masayasu, Proceedings of the 31 st International Congress on
Electrocardiology Advances in Electrocardiology 2004. World Scientific Publishing Co. Re. Ltd., 2004.
[4] “Ideal para hipocondríacos: el apple watch ya permite hacer electrocardiogramas instantáneos.”
https://www.iproup.com/innovacion/3686-sensor-desarrollo-tecnologico-ideas-innovadoras-El-AppleWatch-ya-hace-electrocardiogramas-al-instante, Marzo 2019.
[5] J. I. N. o. B. M. T. K. B. A. S. A. C. F. G. B. P. B. F. A. S. P. N. M. F. C. G. P. I. O. Niccolo’ Maurizi,
Alessandro Faragli, “Cardiovascular screening in low-income settings using a novel 4-lead smartphonebased electrocardiograph (d-heart),” International Journal of Cardiology, 2017.
[6] B. C. M. F. P. F. T. R. Z. E. Vezzosi, T., “Diagnostic accuracy of a smartphone electrocardiograph in
dogs: Comparison with standard 6-lead electrocardiography,” The Veterinary Journal, 2016.
[7] “Patentan científicos mexicanos electrocardiógrafo portátil que envía registros en tiempo real vía remota.”
https://invdes.com.mx/agencia-id/patentan-cientificos-mexicanos-electrocardiografo-portatil-que-enviaregistros-en-tiempo-real-via-remota/, Junio 2019.
[8] W. Sierra, “Yucatecos crean una máquina de diagnósticos.” https://sipse.com/milenio/yucatecos-creanaparato-monitorea-corazon-wi-fi-311856.html, Septiembre 2018.
[9] “Más
de
la
mitad
de
las
muertes
en
méxico,
https://www.excelsior.com.mx/nacional/2017/03/10/1151307, 2017.
por
problemas
cardiacos.”
[10] P. V. y Caña y Karla Rodríguez, “Enfermedades cardiacas, las mas moriferas: Inegi.”
https://www.eluniversal.com.mx/nacion/enfermedades-cardiacas-las-mas-mortiferas-inegi,
Noviembre 2018.
[11] “Pagina web.” https://www.soloequiposmedicos.mx/.
[12] A. B. Williams, Amplificadores operacionales: teoría y sus aplicaciones. No. 621.3815 A526a, México,
MX: McGraw-Hill, 1988, 1988.
[13] A. P. Junior, M. I. G. Díaz, J. M. T. Fernández, and J. J. Alvarez, Amplificadores operacionales y filtros:
teoría, proyectos y aplicaciones prácticas. Mcgraw-hill, 1991.
[14] R. F. Coughlin and F. F. Driscoll, Amplificadores operacionales y circuitos integrados lineales. Pearson
educacion, 1999.
[15] R. L. Boylestad and L. Nashelsky, Electrónica: teoría de circuitos y dispositivos electrónicos. PEARSON
educación, 2003.
[16] C. Kitchin and L. Counts, A designer’s guide to instrumentation amplifiers. Analog Devices, 2004.
[17] S. Pactitis, Active filters: theory and design. CRC Press, 2007.
[18] M. M. Mano, Diseño digital. Pearson Educación, 2003.
[19] C. A. Reyes, Microcontroladores Pic Programación en Basic. RISPERGRAF, 2016.
[20] D. Ibrahim, Designing embedded systems with 32-bit PIC microcontrollers and MikroC. Newnes, 2013.
[21] E. García Breijo, Compilador C CCS y simulador Proteus para Microcontroladores Pic. Alfaomega, 2008.
[22] A. B. De Luna, Basic electrocardiography: normal and abnormal ECG patterns. John Wiley & Sons, 2008.
[23] C. Castellano, F. Attie, P. de Juan, and M. Angel, Electrocardiografía clínica. Elsevier„ 2004.
[24] J. Jerome, Virtual instrumentation using LabVIEW. PHI Learning Pvt. Ltd., 2010.
[25] G. Vega, “Diseño y construccion de un electrocardiógrafo de 12 derivaciones para el analisis de señales
cardiacas,” Noviembre 2012.
Anexos
Data sheet acquired from Harris Semiconductor
SCHS052B – Revised June 2003
The CD4067B and CD4097B types are supplied
in 24-lead hermetic dual-in-line ceramic
packages (F3A suffix), 24-lead dual-in-line
plastic
packages
(E
suffix),
24-lead
small-outline packages (M, M96, and NSR
suffixes), and 24-lead thin shrink small-outline
packages (P and PWR suffixes).
Copyright  2003, Texas Instruments Incorporated
Order
Now
Product
Folder
Support &
Community
Tools &
Software
Technical
Documents
Reference
Design
INA128, INA129
SBOS051E – OCTOBER 1995 – REVISED APRIL 2019
INA12x Precision, Low-Power Instrumentation Amplifiers
A newer version of this device is now available: INA828
1 Features
3 Description
•
The INA128 and INA129 are low-power, general
purpose instrumentation amplifiers offering excellent
accuracy. The versatile 3-op amp design and small
size make these amplifiers ideal for a wide range of
applications. Current-feedback input circuitry provides
wide bandwidth even at high gain (200 kHz at G =
100).
1
•
•
•
•
•
•
•
•
A newer version of this device is now available:
INA828
Low offset voltage: 50 ȝV maximum
Low drift: 0.5 ȝV/°C maximum
Low Input Bias Current: 5 nA maximum
High CMR: 120 dB minimum
Inputs protected to ±40 V
Wide supply range: ±2.25 V to ±18 V
Low quiescent current: 700 ȝA
Packages: 8-pin plastic DIP, SO-8
A single external resistor sets any gain from 1 to
10,000. The INA128 provides an industry-standard
gain equation; the INA129 gain equation is
compatible with the AD620.
The INA12x is available in 8-pin plastic DIP and SO-8
surface-mount packages, specified for the –40°C to
+85°C temperature range. The INA128 is also
available in a dual configuration, the INA2128.
2 Applications
•
•
•
•
•
Bridge amplifier
Thermocouple amplifier
RTD sensor amplifier
Medical instrumentation
Data acquisition
The upgraded INA828 offers a lower input bias
current (0.6 nA maximum) and lower noise (7
nV/¥Hz) at the same quiescent current. See the
Device Comparison Table for a selection of precision
instrumentation amplifiers from Texas Instruments.
Device Information(1)
PART NUMBER
INA128,
INA129
PACKAGE
BODY SIZE (NOM)
SOIC (8)
3.91 mm × 4.90 mm
PDIP (8)
6.35 mm × 9.81 mm
(1) For all available packages, see the package option addendum
at the end of the data sheet.
Simplified Schematic
V+
7
2
−
VIN
INA128:
INA128, INA129
G=1+
Over-Voltage
Protection
A1
40kΩ
1
G=1+
A3
8
+
VIN
3
INA129:
40kΩ
25k (1)
RG
50kΩ
RG
6
49.4kΩ
RG
VO
25kΩ(1)
Over-Voltage
Protection
5
A2
Ω
NOTE: (1) INA129: 24.7kΩ
40kΩ
Ref
40kΩ
4
V−
1
An IMPORTANT NOTICE at the end of this data sheet addresses availability, warranty, changes, use in safety-critical applications,
intellectual property matters and other important disclaimers. PRODUCTION DATA.
Order this document by TL081C/D
!"#$%&'%
!"#(%&'%
!"#)%&'%
*+, ./012 30456278/69
':097;745<
These low–cost JFET input operational amplifiers combine two state–of–
the–art linear technologies on a single monolithic integrated circuit. Each
internally compensated operational amplifier has well matched high voltage
JFET input devices for low input offset voltage. The BIFET technology
provides wide bandwidths and fast slew rates with low input bias currents,
input offset currents, and supply currents.
These devices are available in single, dual and quad operational
amplifiers which are pin–compatible with the industry standard MC1741,
MC1458, and the MC3403/LM324 bipolar products.
• Input Offset Voltage Options of 6.0 mV and 15 mV Max
•
•
•
•
•
•
JFET INPUT
OPERATIONAL AMPLIFIERS
SEMICONDUCTOR
TECHNICAL DATA
Low Input Bias Current: 30 pA
Low Input Offset Current: 5.0 pA
8
Wide Gain Bandwidth: 4.0 MHz
1
8
1
High Slew Rate: 13 V/µs
P SUFFIX
PLASTIC PACKAGE
CASE 626
Low Supply Current: 1.4 mA per Amplifier
High Input Impedance: 1012 Ω
D SUFFIX
PLASTIC PACKAGE
CASE 751
(SO–8)
PIN CONNECTIONS
ORDERING INFORMATION
Op Amp
Function
Operating
Temperature Range
Device
TL081CD
Single
TL082CD
Quad
TL084CN, ACN
8 NC
7 VCC
6 Output
5 Offset Null
TL081 (Top View)
SO–8
TA = 0° to +70°C
+
VEE 4
Plastic DIP
TA = 0° to +70°C
TL082ACP
Offset Null 1
Inv + Input 2
Noninvt Input 3
SO–8
TA = 0° to +70°C
TL081ACP
Dual
Package
Plastic DIP
Output A 1
Plastic DIP
2
Inputs A
VCC
7 Output B
6
Inputs B
5
8
–
+
3
–
+
VEE 4
TL082 (Top View)
Representative Circuit Schematic (Each Amplifier)
Output
Q4
Q2
Q5
Q3
14
Q1
1
Q6
J1
–
Inputs
+
N SUFFIX
PLASTIC PACKAGE
CASE 646
VCC
J2
Q20
Q15
10 pF
Q13
Output 1 1
24
Q21
Q10
J3
Q23
Q19
Q14
Q12
PIN CONNECTIONS
2.0 k
Q17
Inputs 1
Q16
Q11
Q8
Q7
Q25
5
6
Q18
1.5 k
–
1
4
+
Bias Circuitry
Common to All
Amplifiers
VEE
13
Inputs 4
12
11 VEE
+
–
2
3
+
–
Output 2 7
1.5 k
10
Inputs 3
9
8 Output 3
TL084 (Top View)
 Motorola, Inc. 1997
MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA
–
+
VCC 4
Q9
Inputs 2
Offset
Null
(TL081
only)
2
3
Q22 Q24
14 Output 4
Rev 1
1
TL081C,AC TL082C,AC TL084C,AC
MAXIMUM RATINGS
Rating
Supply Voltage
Differential Input Voltage
Input Voltage Range (Note 1)
Output Short Circuit Duration (Note 2)
Symbol
Value
Unit
VCC
VEE
18
–18
V
VID
±30
V
VIDR
±15
V
tSC
Continuous
PD
1/θJA
680
10
mW
mW/°C
TA
0 to +70
°C
Tstg
–65 to +150
°C
Power Dissipation
Plastic Package (N, P)
Derate above TA = +47°C
Operating Ambient Temperature Range
Storage Temperature Range
NOTES: 1. The magnitude of the input voltage must not exceed the magnitude of the supply voltage or
15 V, whichever is less.
2. The output may be shorted to ground or either supply. Temperature and/or supply voltages
must be limited to ensure that power dissipation ratings are not exceeded.
3. ESD data available upon request.
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (VCC = 15 V, VEE = –15 V, TA = Tlow to Thigh [Note 1].)
Characteristics
Symbol
Input Offset Voltage (RS ≤ 10 k, VCM = 0)
TL081C, TL082C
TL084C
TL08_AC
VIO
Input Offset Current (VCM = 0) (Note 2)
TL08_C
TL08_AC
IIO
Input Bias Current (VCM = 0) (Note 2)
TL08_C
TL08_AC
IIB
Large–Signal Voltage Gain (VO= ±10 V,RL ≥ 2.0 k)
TL08_C
TL08_AC
Output Voltage Swing (Peak–to–Peak)
(RL ≥ 10 k)
(RL ≥ 2.0 k)
Min
Typ
Max
–
–
–
–
–
–
20
20
7.5
–
–
–
–
5.0
3.0
–
–
–
–
10
7.0
15
25
–
–
–
–
24
20
–
–
–
–
Unit
mV
nA
nA
AVOL
V/mV
VO
V
NOTES: 1. Tlow = 0°C for TL081AC,C
Thigh = 70°C for TL081AC
0°C for TL082AC,C
+70°C for TL082AC,C
0°C for TL084AC,C
+70°C for TL084AC,C
2. Input Bias currents of JFET input op amps approximately double for every 10°C rise in Junction Temperature as shown in Figure 3. To maintain
junction temperature as close to ambient temperature as possible, pulse techniques must be used during testing.
Figure 1. Unity Gain Voltage Follower
Figure 2. Inverting Gain of 10 Amplifier
10 k
1.0 k
–
VO
+
Vin
–
VO
+
Vin
RL = 2.0 k
2
CL = 100 pF
RL
CL = 100 pF
MOTOROLA ANALOG IC DEVICE DATA
PIC18F2455/2550/4455/4550
Data Sheet
28/40/44-Pin, High-Performance,
Enhanced Flash, USB Microcontrollers
with nanoWatt Technology
! 2006 Microchip Technology Inc.
Preliminary
DS39632C
PIC18F2455/2550/4455/4550
28/40/44-Pin, High-Performance, Enhanced Flash,
USB Microcontrollers with nanoWatt Technology
Universal Serial Bus Features:
Peripheral Highlights:
• USB V2.0 Compliant
• Low Speed (1.5 Mb/s) and Full Speed (12 Mb/s)
• Supports Control, Interrupt, Isochronous and Bulk
Transfers
• Supports up to 32 Endpoints (16 bidirectional)
• 1-Kbyte Dual Access RAM for USB
• On-Chip USB Transceiver with On-Chip Voltage
Regulator
• Interface for Off-Chip USB Transceiver
• Streaming Parallel Port (SPP) for USB streaming
transfers (40/44-pin devices only)
•
•
•
•
•
Power-Managed Modes:
•
•
•
•
•
•
•
•
•
Run: CPU on, peripherals on
Idle: CPU off, peripherals on
Sleep: CPU off, peripherals off
Idle mode currents down to 5.8 µA typical
Sleep mode currents down to 0.1 µA typical
Timer1 Oscillator: 1.1 µA typical, 32 kHz, 2V
Watchdog Timer: 2.1 µA typical
Two-Speed Oscillator Start-up
•
•
•
High-Current Sink/Source: 25 mA/25 mA
Three External Interrupts
Four Timer modules (Timer0 to Timer3)
Up to 2 Capture/Compare/PWM (CCP) modules:
- Capture is 16-bit, max. resolution 5.2 ns (TCY/16)
- Compare is 16-bit, max. resolution 83.3 ns (TCY)
- PWM output: PWM resolution is 1 to 10-bit
Enhanced Capture/Compare/PWM (ECCP) module:
- Multiple output modes
- Selectable polarity
- Programmable dead time
- Auto-shutdown and auto-restart
Enhanced USART module:
- LIN bus support
Master Synchronous Serial Port (MSSP) module
supporting 3-wire SPI (all 4 modes) and I2C™
Master and Slave modes
10-bit, up to 13-channel Analog-to-Digital Converter
module (A/D) with Programmable Acquisition Time
Dual Analog Comparators with Input Multiplexing
Special Microcontroller Features:
Flexible Oscillator Structure:
• C Compiler Optimized Architecture with optional
Extended Instruction Set
• 100,000 Erase/Write Cycle Enhanced Flash
Program Memory typical
• 1,000,000 Erase/Write Cycle Data EEPROM
Memory typical
• Flash/Data EEPROM Retention: > 40 years
• Self-Programmable under Software Control
• Priority Levels for Interrupts
• 8 x 8 Single-Cycle Hardware Multiplier
• Extended Watchdog Timer (WDT):
- Programmable period from 41 ms to 131s
• Programmable Code Protection
• Single-Supply 5V In-Circuit Serial
Programming™ (ICSP™) via two pins
• In-Circuit Debug (ICD) via two pins
• Optional dedicated ICD/ICSP port (44-pin devices only)
• Wide Operating Voltage Range (2.0V to 5.5V)
EAUSART
Comparators
• Four Crystal modes, including High Precision PLL
for USB
• Two External Clock modes, up to 48 MHz
• Internal Oscillator Block:
- 8 user-selectable frequencies, from 31 kHz
to 8 MHz
- User-tunable to compensate for frequency drift
• Secondary Oscillator using Timer1 @ 32 kHz
• Dual Oscillator options allow microcontroller and
USB module to run at different clock speeds
• Fail-Safe Clock Monitor:
- Allows for safe shutdown if any clock stops
Timers
8/16-Bit
PIC18F2455
24K
12288
2048
256
24
10
2/0
No
Y
Y
1
2
1/3
PIC18F2550
32K
16384
2048
256
24
10
2/0
No
Y
Y
1
2
1/3
PIC18F4455
24K
12288
2048
256
35
13
1/1
Yes
Y
Y
1
2
1/3
PIC18F4550
32K
16384
2048
256
35
13
1/1
Yes
Y
Y
1
2
1/3
Program Memory
Device
MSSP
Data Memory
Flash # Single-Word SRAM EEPROM
(bytes) Instructions (bytes) (bytes)
! 2006 Microchip Technology Inc.
I/O
10-Bit CCP/ECCP
A/D (ch)
(PWM)
Preliminary
SPP
SPI
Master
I2C™
DS39632C-page 1
PIC18F2455/2550/4455/4550
RC6/TX/CK
RC5/D+/VP
RC4/D-/VM
RD3/SPP3
RD2/SPP2
RD1/SPP1
RD0/SPP0
VUSB
RC2/CCP1/P1A
RC1/T1OSI/CCP2(1)/UOE
NC/ICPORTS(2)
Pin Diagrams (Continued)
44
43
42
41
40
39
38
37
36
35
34
44-Pin TQFP
PIC18F4455
PIC18F4550
33
32
31
30
29
28
27
26
25
24
23
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
NC/ICRST(2)/ICVPP(2)
RC0/T1OSO/T13CKI
OSC2/CLKO/RA6
OSC1/CLKI
VSS
VDD
RE2/AN7/OESPP
RE1/AN6/CK2SPP
RE0/AN5/CK1SPP
RA5/AN4/SS/HLVDIN/C2OUT
RA4/T0CKI/C1OUT/RCV
RC6/TX/CK
RC5/D+/VP
RC4/D-/VM
RD3/SPP3
RD2/SPP2
RD1/SPP1
RD0/SPP0
VUSB
RC2/CCP1/P1A
RC1/T1OSI/CCP2(1)/UOE
RC0/T1OSO/T13CKI
NC/ICCK(2)/ICPGC(2)
NC/ICDT(2)/ICPGD(2)
RB4/AN11/KBI0/CSSPP
RB5/KBI1/PGM
RB6/KBI2/PGC
RB7/KBI3/PGD
MCLR/VPP/RE3
RA0/AN0
RA1/AN1
RA2/AN2/VREF-/CVREF
RA3/AN3/VREF+
RC7/RX/DT/SDO
RD4/SPP4
RD5/SPP5/P1B
RD6/SPP6/P1C
RD7/SPP7/P1D
VSS
VDD
RB0/AN12/INT0/FLT0/SDI/SDA
RB1/AN10/INT1/SCK/SCL
RB2/AN8/INT2/VMO
RB3/AN9/CCP2(1)/VPO
44
43
42
41
40
39
38
37
36
35
34
44-Pin QFN
PIC18F4455
PIC18F4550
33
32
31
30
29
28
27
26
25
24
23
12
13
14
15
16
17
18
19
20
21
22
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
OSC2/CLKO/RA6
OSC1/CLKI
VSS
VSS
VDD
VDD
RE2/AN7/OESPP
RE1/AN6/CK2SPP
RE0/AN5/CK1SPP
RA5/AN4/SS/HLVDIN/C2OUT
RA4/T0CKI/C1OUT/RCV
RB3/AN9/CCP2(1)/VPO
NC
RB4/AN11/KBI0/CSSPP
RB5/KBI1/PGM
RB6/KBI2/PGC
RB7/KBI3/PGD
MCLR/VPP/RE3
RA0/AN0
RA1/AN1
RA2/AN2/VREF-/CVREF
RA3/AN3/VREF+
RC7/RX/DT/SDO
RD4/SPP4
RD5/SPP5/P1B
RD6/SPP6/P1C
RD7/SPP7/P1D
VSS
VDD
VDD
RB0/AN12/INT0/FLT0/SDI/SDA
RB1/AN10/INT1/SCK/SCL
RB2/AN8/INT2/VMO
Note 1:
2:
RB3 is the alternate pin for CCP2 multiplexing.
Special ICPORTS features available in select circumstances. See Section 25.9 “Special ICPORT Features (Designated
Packages Only)” for more information.
! 2006 Microchip Technology Inc.
Preliminary
DS39632C-page 3
Figura 39: Programa para la comunicación USB y el control del microcontrolador.
Figura 40: Vista superior del diseño en 3D del PCB de la etapa de pre-amplificacion creado en ISIS de Proteus.
Figura 41: Vista del lado izquierdo del PCB de la etapa de pre-amplificación.
Figura 42: Vista del lado derecho del PCB de la etapa de pre-amplificación.
Figura 43: Vista inferior del PCB de la etapa de pre-amplificación.
Figura 44: Vista superior del diseño del PCB 1 en 3D de la etapa de filtrado y amplificación final.
Figura 45: Vista inferior del diseño del PCB 1 de la etapa de filtrado y amplificación final.
Figura 46: Vista superior del diseño del PCB 2 de la etapa de filtrado y amplificación final.
Figura 47: Vista inferior del diseño del PCB 2 de la etapa de filtrado y amplificación final.
Figura 48: Vista superior del diseño del PCB de la etapa de adquisición de datos.
Figura 49: Vista del lado derecho del diseño del PCB de la etapa de adquisición de datos.
Figura 50: Vista del lado izquierdo del diseño del PCB de la etapa de adquisición de datos.
Figura 51: Vista inferior del diseño del PCB de la etapa de adquisición de datos.