TRANSMISIÓN DE TELEVISIÓN DIGITAL TERRESTRE EN LA NORMA ISDB-Tb TRANSMISIÓN DE TELEVISIÓN DIGITAL TERRESTRE EN LA NORMA ISDB-Tb Tratado fundamental para Estudiantes Avanzados, Técnicos y Profesionales NÉSTOR OSCAR PISCIOTTA CARLOS GUILLERMO LIENDO ROBERTO CARLOS LAURO Profesores e investigadores Centro de Investigación Aplicada y Desarrollo en Informática y Telecomunicaciones (CIADE-IT) Universidad Blas Pascal Transmisión de Televisión Digital Terrestre en la Norma ISDB-Tb 4RATADO¬FUNDAMENTAL¬PARA¬%STUDIANTES !VANZADOS ¬4ÏCNICOS¬Y¬0ROFESIONALES Autores: .ÏSTOR¬/SCAR¬0ISCIOTTA ¬#ARLOS¬ 'UILLERMO¬,IENDO ¬2OBERTO¬#ARLOS¬,AURO Presidente de Cengage Learning Latinoamérica: Fernando Valenzuela Migoya .ÏSTOR¬/ ¬0ISCIOTTA ¬¬¬¬4RANSMISIØN¬DE¬4ELEVISIØN¬$IGITAL¬4ERRESTRE¬EN¬LA¬.ORMA¬)3$" 4 B¬¬ ¬¬ 4RATADO¬FUNDAMENTAL¬PARA¬%STUDIANTES¬!VANZADOS ¬4ÏCNICOS¬Y¬0ROFESIONALES¬ 0ISCIOTTA¬.ÏSTOR¬/¬¬,IENDO¬#ARLOS¬'¬¬,AURO¬2OBERTO¬#¬ ¬A¬ED¬ ¬ "UENOS¬!IRES¬¬#ENGAGE¬,EARNING¬!RGENTINA ¬ ¬¬¬¬¬P¬¬ X ¬CM¬ ¬¬¬¬)3".¬978-987-1954-13-1 ¬¬¬¬¬4ELECOMUNICACIONES¬¬¬4ELEVISIØN¬$IGITAL¬¬¬.UEVAS¬4ECNOLOGÓAS¬)¬ 0ISCIOTTA ¬.ÏSTOR¬/¬))¬,IENDO ¬#ARLOS¬'¬)))¬,AURO ¬2OBERTO¬#¬)6¬4ÓTULO ¬¬¬¬#$$¬ Director editorial, de producción y de plataformas digitales para Latinoamérica: Ricardo H. Rodríguez Directora General Sudamérica: Susana de Luque Gerente de manufactura para Latinoamérica: Raúl D. Zendejas Espejel Gerente de proyectos especiales: Luciana Rabuffetti División Latinoamérica Coordinadora de edición y producción: María Fernanda Crespo Cono Sur 2OJAS¬¬ ##08 ¬#IUDAD¬!UTØNOMA¬DE¬"UENOS¬!IRES ¬!RGENTINA¬ WWWCENGAGECOMAR Editores: Silvina Sosa Revisor técnico: Gino Olocco Diseño y diagramación de interiores: Silvia Suárez Diseño de portada: Mirna Verberck Simondi Copyright D.R. 2013 Cengage Learning Argentina, una división de Cengage Learning Inc. Cengage Learning™ es una marca registrada usada bajo permiso. Todos los derechos reservados. 2OJAS¬¬ ##08 ¬#IUDAD¬!UTØNOMA¬ DE¬"UENOS¬!IRES ¬!RGENTINA¬ 4EL¬¬ ¬ 0ARA¬MAYOR¬INFORMACIØN ¬CONTÉCTENOS¬EN¬ WWWCENGAGECOM¬ O¬VÓA¬E MAIL¬A¬ CLIENTESCONOSUR CENGAGECOM )MPRESO¬EN¬!RGENTINA¬ ¬¬¬¬¬ ¬¬¬¬¬ México #ORPORATIVO¬3ANTA¬&E¬ ¬PISO¬¬ #OL¬#RUZ¬-ANCA ¬3ANTA¬&E¬ ¬#UAJIMALPA ¬-ÏXICO¬$&¬ WWWCENGAGECOMMX Pacto Andino #ARRERA¬¬B ¬"ODEGA¬¬ "OGOTÉ ¬#OLOMBIA¬ WWWCENGAGECOMCO El Caribe -ETRO¬/FlCE¬0ARK¬¬ ¬"ARRIO¬#APELLANIA¬ 3UITE¬ ¬3T¬ ¬,OT¬¬ ¬#ODE¬ ¬ 'UAYNABO ¬0UERTO¬2ICO¬ WWWCENGAGECOM Queda prohibida la reproducción o transmisión total o parcial del texto de la presente obra bajo cualesquiera de las formas, electrónica o mecánica, incluyendo fotocopiado, almacenamiento en algún sistema de recuperación, digitalización, sin el permiso previo y escrito del editor. Su infracción está penada por las leyes 11.723 y 25.446 INTRODUCCIÓN El propósito fundamental de este libro es satisfacer la necesidad de contar con una fuente de consulta ordenada y sistematizada en una materia que mucha gente considera compleja y casi inaccesible. Un tema técnico como la transmisión de TV digital no tiene necesariamente que ser difícil. La cuidadosa explicación de los fundamentos, la presentación de las ideas principales, y luego el avance paso a paso hacia el desarrollo de los conceptos finales es, a nuestro entender, la manera más adecuada de explicar las materias más difíciles. A priori, parecería prácticamente imposible cubrir en un solo libro, los fundamentos técnicos y la extensa normativa del sistema de transmisión de TV digital ISDB-Tb, recientemente adoptado en gran parte de Centro y Sudamérica. La enorme cantidad de información existente así como los cientos de tablas, ecuaciones, gráficos y otros detalles terminan intimidando a cualquier estudiante, técnico o ingeniero que por su actividad o el simple deseo de aprender y perfeccionarse decide abordar el estudio de este Estándar. La bibliografía existente sobre los temas que se necesitan para comprender la Norma es abundante, sumamente extensa y a veces muy difícil de entender. El lector iniciado, habrá podido comprobar por si mismo que, además de los textos normativos propiamente dichos, se necesita acceder, por lo menos, a tres categorías de fuentes de información: a) libros sobre teoría de las comunicaciones digitales, con énfasis en las técnicas OFDM y todo su soporte analítico, b) artículos publicados en periódicos y revistas científicas y c) seminarios y cursos dictados por profesionales que han trabajado en el diseño e instalación de sistemas de transmisión bajo el estándar ISDB-Tb. Este libro es el resultado de la experiencia y de muchas horas de trabajo, estudio e investigación realizados por los autores, a los que se suma un gran esfuerzo para condensar en un 5 6 INTRODUCCIÓN número razonable de páginas los conceptos que, a nuestro juicio, resultan más relevantes. El manejo previo de la teoría y práctica de las señales de TV en banda base (analógicas y digitales) no es un requisito excluyente, aunque su conocimiento facilita en gran medida la comprensión de los temas tratados. Suponiendo que el lector ya cuenta con ciertos conocimientos (cálculo matemático y teoría de señales, técnicas digitales, sistemas de comunicaciones y teoría básica sobre modulación, todos ellos en un nivel básico), este libro le propone un avance ordenado por etapas, comenzando en el Capítulo 1, donde se presenta un panorama general de la TV digital, con sus distintos medios de transmisión y una descripción breve y resumida de los cuatro estándares mundiales: ATSC, DVB-T/T2, ISDB-T y DMB-T. A continuación, en el Capítulo 2 se desarrollan los aspectos teóricos más importantes del análisis espectral y de Fourier, temas que generalmente suelen ser muy dificultosos para quienes se enfrentan por primera vez con estas herramientas. El Capítulo 3 está dedicado a la modulación digital, restringido a los esquemas utilizados en ISDB-Tb. Aquellos lectores familiarizados con todos estos temas, podrán pasar por alto ambos capítulos, y avanzar directamente hacia los siguientes. El Capítulo 4 es una de las bases de este trabajo, pues allí se estudia la Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonales (OFDM), se analizan con detalle los conceptos de ortogonalidad e intervalo de guarda, y se hace una primera aproximación a los parámetros OFDM necesarios para su aplicación a la transmisión de TV digital. El estudio de la norma ISDB-Tb propiamente dicha comienza en el Capítulo 5, en el que se presentan las características más importantes del sistema, tales como la segmentación de la banda, los modos y los parámetros generales de funcionamiento. También se analiza el diagrama funcional completo de una estación y se propone un extenso ejercicio práctico cuya resolución se podrá ir completando a medida que se avance en la lectura del texto. Esta actividad ha sido pensada para que el lector adquiera práctica suficiente y sea capaz de programar el Modulador ISDB-Tb de un transmisor comercial. En este trabajo hemos considerado que el audio y el video digital codificados son un insumo necesario para la transmisión y por lo tanto el libro no trata las técnicas de compresión MPEG. Sin embargo, el conocimiento del modelo de trasporte de paquetes TS-MPEG y las diferentes tablas de información del sistema son muy necesarias y, por esta razón, el material correspondiente a estos temas se presenta en el Capítulo 6. La interfaz entre los paquetes MPEG y la entrada de datos al Modulador es una característica muy particular de ISDB-Tb y por eso, en el Capítulo 7 se tratan exclusivamente los temas de remultiplexación, flujo BTS y Remultiplexor. En el Capítulo 8, se estudian los primeros bloques del modulador, correspondientes a los esquemas de codificación de canal. Allí se explican las técnicas de aleatorización y dispersión de bytes de datos y las principales características de la codificación convolucional y los códigos Reed-Solomon, pero sin entrar en los detalles de los algoritmos matemáticos que sustentan a estos últimos. La modulación propiamente dicha se aborda en los Capítulos 9 y 11. En el primero se analiza la dispersión y el mapeo de bits y las importantes funciones de entrelazado de tiempo y de frecuencia, que refuerzan de manera notable la robustez de la transmisión, mientras que INTRODUCCIÓN 7 el segundo está dedicado a la construcción del cuadro OFDM y a la obtención final de la señal de TVD-T el dominio del tiempo, con todos sus elementos. Entre ambos se encuentra el Capítulo 10, en el que se estudian todas las señales auxiliares y de control que deben añadirse al cuadro OFDM (pilotos, canales auxiliares AC y de control TMCC). El Capítulo 12 tiene dos objetivos importantes: en primer lugar, se describen algunos equipos de producción comercial, a fin de que el lector pueda visualizar todos los dispositivos que se han explicado en los capítulos precedentes. En segundo lugar, se presenta un breve pero muy conceptual apartado dedicado a las antenas de transmisión, filtros y combinadores. Esto no solo permite completar toda la cadena de transmisión presentada en el Capítulo 5, también facilita la comprensión de algunos temas incluidos en los capítulos finales. Con todos estos conocimientos, el lector se encontrará en condiciones de abordar la lectura de la última parte de este trabajo. La intención de los autores es que estos dos capítulos sean de aplicación, salvando las diferencias existentes entre los parámetros de transmisión, para todas las normas de TVD-T que utilizan la multiplexación OFDM. En el Capítulo 13 se desarrollan los principales conceptos que rigen a los fenómenos de propagación de las señales electromagnéticas, incluyendo los modelos de canal, los diversos tipos de ruido, los desvanecimientos y la determinación de la relación portadora-ruido, temas de fundamental importancia en el proyecto e implementación de las redes de TVD-T. Finalmente, el Capítulo 14 trata sobre el diseño y cálculo de Redes de Frecuencias Múltiples (MFN) y Redes de Frecuencia Única (SFN), además del estudio de las principales características de los receptores, que son parte fundamental de cualquier sistema de TVD-T y que, si no estuvieran debidamente certificados, podrían comportarse de modos diferentes en función de la tipología de la red. Aquí ya nada es como antes: varias señales pueden convivir, bajo ciertas condiciones de transmisión, propagación y recepción, dentro de la misma área de cobertura de las estaciones, cosa que era impensable con las emisiones analógicas. Las numerosas fuentes de información a las que hemos tenido acceso para poder escribir el material de este libro han sido debidamente citadas, reconociendo como corresponde a sus autores intelectuales. Es nuestro mayor deseo que este libro resulte de utilidad y contribuya en la formación de los estudiantes avanzados de ingeniería. También aspiramos a que sea una fuente de consulta para los técnicos y profesionales de la TV. A todos ellos les agradeceremos las críticas y sugerencias que nos ayuden a mejorar y perfeccionar este trabajo. N. Pisciotta C. Liendo R. Lauro Córdoba y Mendoza, Febrero de 2013 AGRADECIMIENTOS Los autores desean expresar su más profundo agradecimiento a: Especialmente y en primer lugar a las empresas LIE S.R.L - LIECOM, Consulfem S.A. y Edinec S.R.L, respectivamente representadas por los ingenieros Tomás Fulgueira, Jorge Berti y Eduardo Jalil, quienes hicieron posible la publicación de este trabajo, además de suministrarnos todo el material del Capítulo 12. Su incondicional apoyo, ha favorecido decididamente a la investigación, el desarrollo y la innovación, apostando por el crecimiento de la industria electrónica de la Ciudad de Córdoba y la formación de jóvenes profesionales. A la Directora General para Sudamérica de Cengage Learning, Susana de Luque y a nuestra Editora María Fernanda Crespo, por todo el apoyo que nos brindaron desde la editorial. Al Ing. Gino Olocco, revisor técnico de este trabajo. Su empeño, dedicación y paciencia para estudiar los borradores de los catorce capítulos ha sido admirable. Su mirada crítica y sus observaciones resultaron muy acertadas y en algunos casos nos plantearon serios desafíos. Una mención aparte merece sus excelentes aportes para la construcción final de los capítulos 4, 11 y 14, que ayudaron a enriquecer el texto. A la Dra. Melba Lucía Rivera de Reyes, ex Asesora en Gestión y Desarrollo de Recursos Humanos de la Oficina de Desarrollo de las Telecomunicaciones y ex Directora del Centro de Excelencia para las Américas de la Unión Internacional de Telecomunicaciones, quien desde el primer momento apoyó este proyecto, además de brindarnos la oportunidad de desempeñarnos como instructores en cursos de capacitación y perfeccionamiento profesional organizados por dicho Centro. Una parte importante del material de este libro fue puesto a prueba en esos cursos. 9 10 AGRADECIMIENTOS A la Universidad Blas Pascal, donde desempeñamos nuestras actividades de docencia e investigación, en el ámbito del Centro de Investigación Aplicada y Desarrollo en Informática y Telecomunicaciones (CIADE-IT). La Universidad nos brindó todo su apoyo y los recursos necesarios para realizar la primera transmisión experimental ISDB-Tb en la Provincia de Córdoba, en octubre de 2010, que también fue la primera en el interior del país. A los Servicios de Radio y Televisión de la Universidad Nacional de Córdoba (LV-80 TV Canal 10), en las personas de su gerente técnico Ing. Rubén Panici y de su jefe de técnica de TV Luis Aguanno, quienes año a año hacen posible que los estudiantes de nuestros cursos de ingeniería de TV realicen trabajos prácticos en esa emisora. Al Consorcio Asociativo Público Privado (CAPP) Córdoba TDT, por su colaboración con el Laboratorio de Ensayo de Aplicaciones Interactivas. A la Secretaría de Promoción Científica del Ministerio de Ciencia y Tecnología de la Provincia de Córdoba. A Mirna Verberck Simondi, por sus ideas para el diseño de tapa de este libro. A los ingenieros Hans von Geldern y Christoph Balz de la empresa Rohde&Schwarz de Alemania y a su representante en Argentina, Alberto Lombardi, quienes gentilmente atendieron nuestras consultas, apoyaron nuestros cursos y nos suministraron información técnica de gran utilidad. Y finalmente a todos aquellos que, de uno u otro modo, contribuyeron para que este trabajo se convirtiera en una realidad. Néstor Pisciotta agradece: Al Departamento de Electrónica de la Universidad Tecnológica Nacional, Facultad Regional Córdoba y muy especialmente a su Director, Ing. Eduardo González, que apoyaron mi proyecto académico para la Cátedra de Sistemas de TV. A don Héctor Goio, que ya no está entre nosotros y que guío mis primeros pasos en la electrónica cuando aún era un niño. También a mi padre Aldo, que me apoya y me alienta. A mi esposa Claudia y a mis hijos Franco, Fabrizio y Luciano, que me alentaron y me aguardaron con infinita paciencia hasta el párrafo final de este libro. Espero poder devolverles todo el tiempo y el afecto que les debo. Carlos Liendo agradece: A mi familia, especialmente a mis hijos Noelia, Nicolás y Darío y a mi compañera de vida Rebeca, que son los pilares que me permiten seguir en este camino de formación permanente. A mis amigos y compañeros de trabajo del área técnica de televisión de LV-80 TV Canal 10 de Córdoba, donde, por más de 23 años, compartimos experiencias, estudiamos y tuvimos largas noches de trabajo con las más diversas tecnologías. Quiero recordar especialmente a Gabriel Buoncristiani, que ya no se encuentra con nosotros y que me marcó en lo profesional, como por ejemplo en el cuidado y en la aplicación de los equipos de televisión. Al Director de la Escuela de Ingeniería Electrónica de la Facultad de Ciencias Exactas, Físicas y Naturales de la Universidad Nacional de Córdoba, Ing. Pablo Recabarren y al Director del Departamento de Electrónica Ing. Fernando Luis Bianco, por su apoyo permanente. CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 11 Roberto Lauro agradece: A mi familia que me apoya paciente y silenciosamente en la actividad académica. A los propietarios y al personal de las empresas Canal 9 de Mendoza de Argentina y Grupo Retecapri–Telecapri de Italia, donde desempeño mis labores en etapas alternas, desde mi graduación a los 23 años. A la Universidad Tecnológica Nacional, donde me gradué, a la Universidad Blas Pascal y a la Universidad de Palermo, que me permiten desarrollar mi modesta colaboración académica. Y el más importante…a Dios que, incluyendo a mis dos colegas, nos ha cuidado siempre. LOS AUTORES Néstor Pisciotta es Especialista en Enseñanza de la Educación Superior, Ingeniero Electricista Electrónico, investigador y profesor titular de Televisión y Procesamiento de Imágenes en la carrera de ingeniería en telecomunicaciones de la Universidad Blas Pascal. También es profesor adjunto a cargo de la cátedra de Sistemas de Televisión en la carrera de ingeniería en electrónica en la Universidad Tecnológica Nacional, Facultad Regional Córdoba. Es miembro de la Comisión ad-hoc de Secretarios de Ciencia y Técnica del Ministerio de Ciencia y Tecnología de la Provincia de Córdoba y Director del Posgrado en Gerencia Estratégica de las Telecomunicaciones del Centro de Excelencia para las Américas de la Unión Internacional de Telecomunicaciones. Ha trabajado en la puesta en marcha de la primera transmisión de TV digital en Córdoba, Argentina, con el sistema ISDB-Tb. Carlos Liendo es Especialista en Enseñanza de la Educación Superior, Ingeniero en Electrónica, investigador y profesor asociado de Televisión y Procesamiento de Imágenes en la carrera de Ingeniería en Telecomunicaciones de la Universidad Blas Pascal. También es profesor de la cátedra Proyecto Integrador de la carrera de Ingeniería Electrónica de la Facultad de Ciencias Exactas, Físicas y Naturales de la Universidad Nacional de Córdoba. Ha sido Jefe de Ingeniería de TV de los Servicios de Radio y Televisión de la Universidad Nacional de Córdoba (LV-80 TV Canal 10). Ha trabajado en la puesta en marcha de la primera transmisión de TV digital en Córdoba, Argentina, con el sistema ISDB-Tb. Roberto Lauro es Ingeniero en Electrónica, profesor del Posgrado en Televisión Digital de la Universidad de Palermo en Buenos Aires y profesor investigador invitado de la Universidad 13 14 LOS AUTORES Blas Pascal desde 2010. También fue profesor de Televisión y de Mediciones Electrónicas II en la Universidad Tecnológica Nacional, Facultad Regional Mendoza. Entre 2002 y 2010 trabajó en Telecapri con el proyecto y diseño de antenas y áreas de cobertura de redes DVB-T para Telecapri y Retecapri, con la instalación de más de cuarenta transmisores digitales en toda Italia. Entre 2006 y 2009, ha desarrollado una intensa actividad en la Oficina de Proyectos DVB, participó en numerosas conferencias dictadas en Colombia, Chile, Uruguay, Venezuela, Guatemala, Perú, Paraguay y Argentina. En la actualidad es Gerente Técnico de LV-83, Canal 9 de Mendoza y consultor en proyectos de TVD en Argentina, Uruguay e Italia, donde realizó numerosas pruebas y transmisiones experimentales ISDB-Tb la Ciudad de Mendoza. C A P Í T U L O 1 INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 1. ANTECEDENTES Este libro está dedicado al estudio de la transmisión de televisión digital en forma abierta y por aire, comúnmente denominada televisión digital terrestre (TVD-T), que se está implementando en la mayoría de los países latinoamericanos en reemplazo de la televisión analógica (PAL y NTSC) como alternativa a otros medios audiovisuales, que habían iniciado el camino de la digitalización mucho tiempo antes. La televisión en sus distintas versiones, por cable, por satélite o por aire, ha iniciado la actualización de sus servicios y de sus tecnologías incorporando la digitalización en todas sus etapas de funcionamiento, desde la cámara hasta la pantalla del televidente. Esto le ha permitido mejorar significativamente la calidad de imagen y de sonido, eliminando los problemas de imágenes múltiples, ruidos, intermodulaciones y muchas otras distorsiones propias de los sistemas analógicos, con el agregado de un mejor aprovechamiento del espectro radioeléctrico y la posibilidad de incrementar la cantidad de señales transmitidas, incorporando nuevos servicios tales como la alta definición (HD), múltiples canales de audio, señales para dispositivos móviles, interactividad, etc. 15 16 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL Los desarrollos de la televisión digital terrestre comenzaron en los Estados Unidos de América a mediados de la década del noventa, con la implementación de la norma ATSC (Advanced Television Systems Committee), siguieron luego en Europa con el estándar DVB (Digital Video Broadcasting), más recientemente en Japón con ISDB (Integrated Services of Digital Broadcasting) y ahora en los países asiáticos con la norma DMB (Digital Multimedia Broadcasting). Varios países del mundo han adoptado alguna de estas cuatro normas, o bien están en camino de hacerlo. Las decisiones finales obedecen a cuestiones económicas y políticas, pretensiones de desarrollo, posibilidades tecnológicas, o combinaciones de ellas. En la actualidad, la digitalización ha llegado a todos los servicios de transmisión de televisión, iniciándose con la TV satelital y luego con el cable en sus versiones coaxial, fibra óptica, líneas telefónicas, redes eléctricas y también, la televisión terrestre en versiones codificadas y abiertas. También ha alcanzado íntegramente a los estudios de televisión, incluyendo los procesos de captura, producción, post-producción, almacenamiento, distribución y transmisión. Más recientemente la digitalización ha llegado al receptor de usuario. En Latinoamérica se ha dado un proceso de digitalización acelerado, que tuvo su inicio en Brasil en el año 2004. La mayoría de los países han adoptado una o más normas y en muchos casos ya están utilizando sistemas de transmisión digitales. Por ejemplo, se utiliza la norma DVB-S y DVB-S2 para la televisión satelital y para el transporte de programación respectivamente, DVB-C o ATSC para la TV por cable e ISDB-Tb para la televisión digital terrestre. Los servicios codificados, a los que se puede acceder a través de una suscripción, han adoptado DVB-T. Para el caso de la televisión digital terrestre, se han conformado grupos homogéneos de países que han adoptado la misma norma, algo que no se había podido lograr en el momento de la adopción de los estándares analógicos, lo que constituye una ventaja para la región en cuanto a las posibilidades de desarrollos tecnológicos conjuntos, y de formar grandes mercados demandantes de éstas tecnologías. El lanzamiento de la TV digital terrestre en la región, ha permitido un gran aporte de la industria de cada país en el diseño, la fabricación y la producción de la mayoría de las partes involucradas en las plantas transmisoras digitales, potenciando el estudio y la capacitación sobre todos los aspectos del sistema, lo que dio como resultado una importante mano de obra especializada que se encuentra enfocada en la puesta en marcha de las nuevas estaciones. En general, puede afirmarse que la TV digital abierta se ha convertido en una política de estado en todos los países latinoamericanos, con el objetivo de ofrecer a toda la población igualdad en las condiciones de acceso a los contenidos audiovisuales (a veces denominado "inclusión digital"), brindar mayor cantidad de señales y servicios y mejorar la calidad. Muchas industrias se han visto favorecidas con los procesos de digitalización de la televisión: electrónica, telecomunicaciones, informática, contenidos audiovisuales, servicios, etc., las cuales ya se preparan para las próximas etapas que incluyen la implementación plena de las transmisiones digitales, la interactividad y finalmente el “apagón analógico”. Esto trae mejores oportunidades para el mercado de consumo. Por ejemplo, los fabricantes de televisores ofrecen receptores digitales de alta calidad que cuentan con la posibilidad de conectarse a Internet. También es notoria la diversidad de pantallas que el usuario puede elegir, desde las más grandes con tecnología LED hasta las más pequeñas para teléfonos móviles y muchos otros dispositivos portátiles. CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 17 2. DISTINTOS FORMATOS TECNOLÓGICOS DE LA TELEVISIÓN DIGITAL TV digital es todo formato de difusión de programación de audio y video digitalizado, que utiliza bits como medio de codificación de la información esencial y que puede ser canalizado por distintos medios y con distintos protocolos, tales como el espectro radioeléctrico, el cable coaxial, la fibra óptica, etc. De todas estas posibilidades, los sistemas de radiodifusión que utilizan el espectro radioeléctrico generalmente son considerados servicios públicos y se encuentran rigurosamente legislados y regulados en todos los países del mundo. Televisión significa 'visión a distancia' de contenidos que se encuentran grabados o se difunden en vivo. Con las nuevas tecnologías informáticas centradas en las redes de datos, el término incluye varias de ellas. Las siguientes son algunas alternativas de televisión digital. 2.1. WebTV Utiliza Internet como medio de transporte. En WebTV, los programas están empaquetados en archivos de audio y video, almacenados en servidores y pueden ser transmitidos por demanda o en vivo, utilizando técnicas de streaming1 de video y audio. Tiene todas las ventajas asociadas a Internet y también las desventajas propias de este tipo de red, entre ellas la falta de continuidad en la transmisión de los flujos de datos, mayores posibilidades de fallas o caídas de los sistemas, por el hecho de que los paquetes deben atravesar múltiples etapas con diversas administraciones de red, menor capacidad de transporte, etc. Si bien los servicios de WebTV no llegan a igualar a los otros formatos tecnológicos de distribución, los avances y las continuas mejoras que se registran en las velocidades de acceso a Internet desde el domicilio de los usuarios, están cambiando la percepción y las preferencias en cuanto a las formas de ver televisión. En general, estos servicios están orientados para ser accedidos desde una computadora personal y no desde receptores de televisión convencionales. Sin embargo, es posible que esta modalidad cambie rápidamente durante los próximos años, debido al agregado de conexiones de Internet en los receptores de televisión (televisión conectada), o por el uso de dispositivos adaptadores externos al televisor, conocidos como Network Multimedia Player. Muchos fabricantes de televisores han desarrollado sus propias plataformas de acceso por WebTV para sus receptores. El televisor se provee con una interfaz que permite acceder a contenidos audiovisuales específicos, o con sencillos programas (Widgets), que integran el correo electrónico y las redes sociales. Esta categoría de televisores se conocen como “SmartTV” y por complementar la recepción de la televisión convencional con los contenidos en Internet, también se los denomina Televisores Híbridos (Hybrid-TV). Además de los receptores convencionales de televisión, en la actualidad se han incorporado otros dispositivos conectados, cajas decodificadoras, consolas de juego, teléfonos móviles, tabletas, etc. Si bien a través de WebTV se puede acceder a una gran cantidad de material de video en forma libre y gratuita, en general son servicios pagos y funcionan por demanda. La calidad de imagen y sonido es de media a baja y puede sufrir variaciones de acuerdo a la congestión de la red. La WebTV está relacionada con la SocialTV o TV participativa, conceptos nuevos que 1 Streaming: es un flujo continuo de bits que transporta contenidos multimedia por redes de datos. 18 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL comienzan a tener preponderancia a partir de las redes sociales y de la participación de los individuos como generadores de contenido audiovisual. Un esquema basado en la combinación de servicios como ejemplo de televisión híbrida es el desarrollo europeo denominado HbbTV2 (Hybrid Broadcast Broadband TV), que combina las emisiones por aire (o por cable/satélite) con los contenidos existentes en Internet. En la Figura 1 pueden verse los componentes de la HbbTV3. Este esquema es una solución intermedia que combina la TV Broadcast con los servicios a los que se acceden por medio de Internet, marcando una clara convergencia entre la televisión y la World Wide Web. Se requiere una conexión de banda ancha en el domicilio del usuario para poder acceder a los contenidos emitidos por Internet, desde la planta transmisora Broadcast y desde los servidores especialmente dispuestos para estos servicios. Aire INTERNET Portal + gateway Satélite STB Televisor con STB PH ILLIPIN ES Figura 1: Componentes de la HbbTV La base necesaria para los servicios de WebTV son las conexiones a Internet de banda ancha en el hogar. Estas conexiones han crecido significativamente, y lo siguen haciendo en Latinoamérica. Un informe de la empresa CISCO4, revela el elevado porcentaje del crecimiento anual del consumo IP para video en Latinoamérica, aproximadamente un 64% en los últimos 6 años, lo que implica la posibilidad de un crecimiento importante de los servicios de WebTV 2 HBBTV®, [en línea], Dirección URL: <http://www.hbbtv.org/>, [s. f]. 3 Diagrama disponible en el sitio en http://www.hbbtv.org 4 CISCO, "Cisco Visual Networking Index – Forecast and Methodology, 2007–2012", [en línea]. Dirección URL:< http://newsroom.cisco.com/dlls/2008/ekits/Cisco_Visual_Networking_Index_061608.pdf>, [s. f]. CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 19 a futuro. También, según la empresa ComScore5, la distribución de audiencia de Internet en el mundo muestra que en Latinoamérica se ha alcanzado el 9%, un porcentaje muy alto que continúa en aumento. Por otro lado, la cantidad de videos on-line vistos en la región creció en promedio un 74% en 2011 con relación a 2010, y llega así a más de 3 millones de videos vistos en un año. Este crecimiento promete buenos negocios para la WebTV en los próximos años. La WebTV requiere de televisores con conexión a Internet, ya sea aparatos smartTV o televisores convencionales conectados a cajas adaptadoras conocidas como set top box (STB). En todos los casos, los usuarios disponen de los siguientes servicios: s Recepción de emisiones analógicas y digitales. s Acceso a servicios web de diverso tipo: buscar y navegar, servidores especializados como YouTube®, redes sociales, correo electrónico y aplicaciones multimedia, servicios de comercio electrónico, juegos, etc. s Acceso a programas de comunicación: MSN®, Skype® o telefonía IP. s Posibilidad de instalar aplicaciones sobre la plataforma operativa: consolas de juegos, gadgets, recursos educativos, etc. s Grabación en disco duro o en memoria electrónica. s Visualización de contenidos audiovisuales en alta definición. s Posibilidad de interactuar con los contenidos, a través de las páginas web o de aplicaciones específicas. 2.2. Plataformas OTT El mundo digital tiene innumerables siglas y acrónimos utilizados para identificar tecnologías y servicios. OTT significa over the top y se refiere a la distribución de contenidos audiovisuales a usuarios conectados a internet sin que participe ningún administrador o distribuidor, en forma directa desde el propietario de los derechos o creador del contenido. Algunos ejemplos de servicios OTT son Netflix®, Hulu® (NBC®, Fox® y Disney®), CDA6 (servicio estatal argentino), etc. En esta variante de WebTV, existe la participación directa de los desarrolladores de contenidos y no se refiere al acceso por redes privadas como en el caso de IPTV. Este modelo de TV directa desde Internet está creciendo exponencialmente en los países donde la banda ancha alcanza a la mayoría de los hogares con velocidades cercanas o superiores a los 20 Mbps y se estima que para el 2019 la audiencia de televisión desde Internet igualará a la de broadcast, desplazándola muy rápidamente. Las plataformas OTT son servicios pagos por demanda (VoD, video on demand) o por suscripción. En la Figura 2 se muestra un esquema OTT. Los usuarios acceden a los contenidos desde diversos dispositivos conectados a internet, utilizando sus navegadores convencionales. Por otro lado, quien brinda el servicio dispone de sistemas de administración y validación de usuarios y el control del tráfico de contenidos desde y hacia los servidores, incluyendo los provenientes de emisiones convencionales previamente convertidas a formato IP. 5 SLIDESHARE, "comScore", [en línea]. Dirección URL: <http://www.slideshare.net/gabatek/futuro-digital-latinoamerica-2012> , [s. f]. 6 CONTENIDOS DIGITALES ABIERTOS, [en línea]. Dirección URL: <http://cda.gob.ar/>, [s. f]. 20 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL CMS (Content Management System) SERVIDOR SERVIDOR RECEPCIÓN Y TRANSCODIFICACIÓN FUENTES INGESTA PUBLICACIÓN EDICIÓN METADATOS SATÉLITE CONTROL DE PAGO POR DEMANDA O POR SUSCRIPCIÓN AIRE AUTORIZACIÓN GENERACIÓN DE METADATOS SISTEMA DE FACTURACIÓN ADMISIÓN DE PAGO INTERNET DISPOSITIVOS CONECTADOS PC NOTEBOOK Figura 2: Esquema de la plataforma OTT TV CON STB TABLETA CONSOLA DE JUEGOS CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 21 2.3. IPTV Consiste en la distribución de programación y servicios mediante redes que utilizan la suite de protocolos IP. Generalmente son redes privadas que emplean la infraestructura de los planteles telefónicos, tendidos eléctricos (BPL broadband over power lines), cable coaxial o fibra óptica y están orientados al aparato de televisión convencional. Permiten un mejor uso comercial, dada la posibilidad de incluir una gran cantidad de servicios complementarios en entornos controlados y administrados por un operador. Los servicios de IPTV son pagos, por demanda o por suscripción y los contenidos se encuentran almacenados en servidores ubicados en las cabeceras (head-end) de las empresas prestadoras o en la propia Internet, no pueden ser accedidos directamente por el usuario a menos que pertenezcan a la red. La interactividad está garantizada desde el momento en que se necesita una conexión para recibir los servicios. Los contenidos llegan al usuario a su requerimiento y por lo tanto los mismos no están disponibles de manera simultánea, se cargan sobre el STB en forma transitoria o permanente. La Figura 3 muestra un ejemplo de red IPTV que utiliza la infraestructura de un platel telefónico. GESTIÓN Y SEGURIDAD SERVIDORES DE ADMINISTRACIÓN IPTV AIRE ENCODER SERVIDORES VoD SATÉLITE ADSL2+/PON RED DE ACCESO RED PRIVADA IP DSLAM/OLT STB PH ILLIPIN ES Figura 3: Esquema de una red IPTV 22 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 2.4. TV satelital Se trata de los servicios que llegan al usuario en forma directa desde un satélite y por esta razón también se lo conoce como TDH (televisión directa al hogar). Las transmisiones son del tipo difusión, unidireccionales y abarcan grandes áreas que incluyen países completos o regiones del globo. Si bien existen transmisiones libres, en su mayoría los flujos de datos son encriptados para garantizar los derechos sobre las señales, accesibles únicamente por suscripción. Si se establece un canal de retorno es posible brindar servicios interactivos. La norma adoptada a nivel mundial es DVB-S, o su versión mejorada DVB-S2. 2.5. TV por cable Se refiere a la transmisión de televisión que utiliza redes de cable coaxial o fibra óptica. La televisión analógica por cable lleva muchos años de servicio los distintos países y en los últimos años se han adaptado y mejorado las redes híbridas fibra-coaxial HFC, para incorporar las transmisiones digitales en convivencia con las analógicas, además de brindar servicios de Internet. En TV por cable se utilizan varias normas, entre ellas DVB-C y SCTE-QAM. Los servicios son de acceso pago, con abono y por suscripción; la interactividad resulta muy simple de implementar, dado que toda la información se encuentra confinada dentro de la red de cable. 3. TV DIGITAL TERRESTRE (TVD-T) La denominación de TV digital terrestre incluye a todos los servicios de difusión de televisión por aire en los que los flujos de datos son transmitidos mediante sistemas de modulación digital que utilizan el espectro radioeléctrico. Las canalizaciones o anchuras de banda asignadas pueden ser de 6, 7 u 8 MHz y cada país dispone de una canalización específica. Es predominante el uso de la banda de UHF7. Las transmisiones son del tipo difusión (broadcast) punto a multipunto y pueden ser de acceso libre y gratuito, o por suscripción. Cuando es de acceso libre los modelos de negocios se basan en ingresos por publicidad o aportes del estado. Las emisiones de televisión digital terrestre reemplazarán completamente a las de televisión analógica cuando en cada país se produzca el apagón analógico (switch-off), fecha que la mayoría de los países latinoamericanos ya han definido. El desarrollo de la TVD-T iguala sus servicios a los de la televisión por satélite y por cable y, por lo tanto, constituye un avance muy importante para la inclusión social, porque ofrece una diversidad de servicios complementarios unidireccionales y también bidireccionales cuando se establece un canal de retorno adecuado. Los apartados siguientes están dedicados al estudio detallado de sus principales características. 3.1. Ventajas de la TVD-T La TV digital terrestre presenta numerosas ventajas frente a su contrapartida analógica. Las principales se resumen a continuación: 7 UHF: Ultra Alta Frecuencia. Banda comprendida entre los 300 y los 3.000 MHz CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 23 a) Exhibe una mejor calidad de sonido e imagen. b) Permite contenidos en alta definición (HD). c) Posibilita la multiprogramación, al permitir la transmisión de varias señales de la misma anchura de banda asignada a la emisora. d) Permite que se integren y se complementen los contenidos con Internet. e) Permite nuevos servicios asociados a la interactividad y otros como la “Grilla Electrónica de Programación” (EPG), ejecución de aplicaciones, etc. f) Ahorra espectro radioeléctrico, al incorporar mayor cantidad de señales dentro de la misma anchura de banda. En el caso de los sistemas codificados, es posible utilizar una menor cantidad de canales para difundir sus programas. g) Incrementa la programación ofrecida y con ello se moviliza significativamente la industria de la producción de contenidos audiovisuales y también otras industrias: electrónica, telecomunicaciones, software, etc. h) Permite brindar servicios a diversos dispositivos: teléfonos móviles, STB fijas o portátiles, televisores con decodificador incluido, sintonizadores para computadoras portátiles, GPS con sintonizador, etc., y los integra a la cultura audiovisual. i) Posibilita, en la mayoría de las normas existentes, la implementación de las Redes de Frecuencias Única (SFN), ampliando las áreas de cobertura en la misma frecuencia de la emisora principal, con el consiguiente ahorro de espectro radioeléctrico. j) Permite que un contenido audiovisual pueda verse en diferentes aparatos con diferentes calidades, esto se conoce como producción para multiplataforma. 3.1.1. Calidad de sonido e imagen La introducción de la TVD-T ha permitido que los servicios lleguen al televidente con una mayor calidad de imagen y sonido en comparación con las emisiones analógicas, con la gran ventaja de que la calidad permanece constante dentro de toda el área de cobertura, algo que era imposible garantizar con las transmisiones analógicas. Las emisiones digitales pueden tener distintos formatos en audio y video, pero una vez definido el sistema de transmisión, los parámetros de calidad se mantienen inalterables en todos los puntos de recepción. Sin embargo, existe una pequeña desventaja que se presenta en forma de corte abrupto de la señal, cuando los deterioros producidos en su recorrido la afectan significativamente y los sistemas de corrección de errores hacia adelante (FEC) no son suficientes para recuperar los datos. La mayor calidad de imagen y sonido se relaciona con la alta capacidad de transporte de información, con tasas del orden de los 20 Mbps o mayores. El uso de esta capacidad depende de los objetivos del radiodifusor y de las necesidades de protección contra errores, según las características del emplazamiento de la planta transmisora, entre otras cuestiones que se estu- 24 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL diarán con todo detalle a lo largo de este libro. Esto se traduce en la posibilidad de ver mejor, sin interferencias, con continuidad y en todos los lugares del área de servicio de la emisora. La TVD-T transmite tres tipos de flujos binarios: s Video y audio correspondiente a la programación, en diversos formatos de resolución y de pantalla, barridos (progresivo o entrelazado), audio en distintos idiomas, etc. s Datos, que corresponden a una pequeña porción del flujo total transmitido y se utilizan para enviar al receptor información adicional a la programación, tal como interactividad entre la planta transmisora, el receptor o los servidores de datos ubicados en Internet. s Codificación y sincronización. El primero, destinado a proteger los flujos útiles de las interferencias introducidas en el canal de transmisión y el segundo para que el receptor detecte el esquema de transmisión utilizado y pueda recuperar los datos recibidos. En cuanto a los formatos de video, las señales se pueden clasificar de acuerdo a su resolución8 en cantidad de pixels, dando origen a las siguientes denominaciones y velocidad de flujo aproximadas9: s LDTV (Low Definition Television): baja resolución, ejemplo 320x240 pix10. Utilizada en las transmisiones para receptores móviles, requiere una tasa binaria del orden de 450 kbps. s SDTV (Standart Definition Television): resolución estándar, típica de las transmisiones analógicas de 720x576 pix. Comúnmente se emplea para multiprogramación, envía varias señales dentro de la anchura de banda del canal. Requiere de una tasa de datos media, situada en el orden de los 3 Mbps. s EDTV (Enhanced Definition Television): resolución mejorada o intermedia, típicamente en el orden de los 1280x720 pix. Se obtiene una muy buena calidad de imagen con una tasa no demasiado elevada, en el orden de los 9 Mbps, lo que permite un mejor aprovechamiento del canal de transmisión. s HDTV (High Definition Television): alta resolución que permite transmitir imágenes de gran calidad, de unos 1920x1080 pix, que se traducen en tasas binarias situadas en los 13 Mbps. Los valores de velocidad de flujo anteriores incluyen dos canales de audio. La Figura 4 ilustra, de una manera conceptual y muy simplificada, algunos ejemplos de utilización de la anchura de banda del canal de acuerdo a la información que desea transmitirse. Como puede verse, cada servicio que se incluye consume una parte de este espacio y esta afirmación es válida para todas las normas de TVD-T. Tanto en la parte inferior del canal como en la superior, se dejan espacios de protección o bandas de guarda (G). Se transmiten datos de diversos servicios de video y audio (HD, ED, SD y LD) más datos generales (DAT), codificación (COD) y sincronización (SINC). La cantidad y tipo de servicios que se pueden transmitir dependen de la calidad de video y audio requerida y de la robustez que se les asigne para lograr 8 Resolución de video es equivalente al nivel de detalle que pueden percibirse en una imagen y aumenta a medida que se incrementa la cantidad de pixeles resueltos. 9 Para compresión MPEG-4/AVC, estos valores son aproximados. 10 Pix es la abreviatura de pixel. Son los puntos elementales que forman una imagen. CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 25 una determinada continuidad del servicio. Por ejemplo, los servicios de HDTV demandan una alta velocidad del flujo binario y habitualmente se utiliza una protección moderada. En cambio, los servicios para receptores móviles y portátiles LDTV requieren de una protección más alta, a los fines de garantizar que la recepción sea buena aún en condiciones muy adversas, habituales en las situaciones de movilidad y portabilidad. CANAL (6 MHz) G HD G G ED SD1 SD1 SD2 SD2 SD3 LD LD COD DAT SINC G LD COD DAT SINC G DAT SINC G COD Figura 4: Esquema conceptual de utilización de la anchura de banda disponible 3.1.2. Áreas de cobertura La TVD-T permite incrementar el alcance de las señales y aumentar la uniformidad de los niveles de intensidad de campo dentro del área de cobertura deseada. Esto se puede lograr instalando emisores que operen en las mismas frecuencias de la estación principal dentro de la misma zona geográfica, esquema conocido como red de frecuencia única SFN (Single Frequency Networks). El área de cobertura se establece para un contorno definido por la intensidad de campo eléctrico necesaria para lograr una adecuada recepción, garantizando que no existan interferencias desde y hacia otras estaciones en las mismas frecuencias, en canales adyacentes o en frecuencias relacionadas armónicamente entre sí. Los niveles de potencia requeridos en TVD-T para conseguir un área de cobertura equivalente a la del servicio analógico son más reducidos, lo que constituye una gran ventaja en cuanto a tamaño, consumo eléctrico y menores costos de los equipos transmisores. Para conseguir una determinada cobertura, las redes de TVD-T se pueden construir de acuerdo a dos esquemas posibles. 26 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL Redes de Frecuencias Múltiples (MFN): El área de cobertura se consigue mediante una red formada por varios emisores, donde cada uno utiliza una frecuencia diferente, aunque pueden reutilizarse si se asegura que no existirán posibilidades de que un receptor sea alcanzado por las señales provenientes de dos transmisores que empleen la misma frecuencia, lo que provocaría el solapamiento de sus zonas de cobertura individuales. Esta configuración se aplica tanto en televisión analógica como en digital. En la Figura 5, se utilizan siete transmisores y cinco frecuencias, C1 a C5, repitiéndose C2 y C3. Puede verse que no existen posibilidades de interferencia, ya que los transmisores que operan en esas frecuencias no tienen sus áreas solapadas. La ventaja de este tipo de red es su simplicidad de instalación y administración, no requiere de una distribución complicada de las señales a transmitir porque cada transmisor recibe la señal de alguna de las estaciones vecinas y la retransmite en otra frecuencia. La principal desventaja es que requiere el uso de varias frecuencias, y consume grandes cantidades de espectro radioeléctrico. Contorno de cobertura general Área de cobertura estación C1 C1 C3 C2 C5 C3 C2 Figura 5: Red de frecuencias múltiples (MFN) C4 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 27 Redes de Frecuencia Única (SFN): Las redes SFN constituyen otra alternativa para lograr una determinada área de cobertura y se aplican únicamente a los sistemas de transmisión digitales, fundamentalmente aquellos que emplean la técnica de Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonales (aunque existen propuestas para sistemas de portadora única como ATSC), donde se necesita tan solo un canal para dar servicio en toda el área de interés. Con las SFN se consigue un uso altamente eficiente del espectro, este es un recurso de alto valor para las administraciones nacionales. La Figura 6 muestra la implementación de una red SFN. En las zonas de solapamiento no hay interferencia porque existe sincronización entre los transmisores y cualquier receptor que reciba dos o tres señales de distintos transmisores podrá demodular correctamente la señal, siempre y cuando los tiempos de retardo se encuentren dentro de un intervalo de protección, llamado “intervalo de guarda”. Para conformar las SFN se utiliza un adaptador especial en la estación principal, que permite sincronizar en frecuencia y en tiempo cada estación, valiéndose de las señales suministradas por el sistema de posicionamiento global GPS (10 MHz y 1 pulso por segundo). Contorno de cobertura general C1 C1 C1 C1 C1 C1 Figura 6: Red de frecuencia única (SFN) C1 28 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL Se ha mencionado la necesidad de que los transmisores deben funcionar sincronizados y, por lo tanto, cada estación deberá transmitir exactamente los mismos datos dentro de un intervalo de tiempo perfectamente determinado, por lo que no resulta posible la inserción de programación o de datos específicos de forma individual en cada una de las estaciones de la red. Frecuentemente la cobertura de las estaciones se ve desmejorada por obstrucciones físicas como pueden ser grandes edificios, montañas, depresiones del terreno u otras. Para compensar estas pérdidas o caídas de señal, se utilizan pequeños transmisores adicionales denominados “Gap-Fillers” que rellenan estos espacios de sombra. Se instalan en los bordes de las zonas de sombra y retransmiten los datos que reciben desde la estación principal, utilizando siempre la misma frecuencia. Por lo general son dispositivos de baja potencia, del orden de 10 a 100 W. 3.1.3. Robustez frente a ruidos e interferencias Las señales transmitidas por la TVD-T se ven altamente afectadas en la trayectoria de propagación del transmisor hacia el receptor, por acción de diversos fenómenos de interferencias provocados por distintas fuentes. Para superar estos inconvenientes, se introducen varios esquemas de protección en el flujo de datos transmitidos, identificados mediante la denominación general de FEC (Forward Error Correction), que luego son utilizados por el receptor para comprobar y corregir los errores producidos durante el trayecto. De este modo se logra una alta inmunidad frente al ruido e interferencias, haciendo posible que se alcancen mayores capacidades en el transporte de datos. Los principales factores interferentes que aparecen en la trayectoria de propagación son: s Ruido térmico, propio de la electrónica de los sistemas y de los elementos de irradiación, etc. s Ruido blanco, presente en todo el espectro de frecuencias y que no puede ser evitado. Conocido también como AWGN (Aditive White Gaussian Noise), este ruido es el responsable de la “lluvia o nevado” en la televisión analógica y desmejora la relación señal ruido. En TVD este ruido aumenta la probabilidad de error de bits en la recepción. s Desvanecimiento de la señal, por la distancia entre la planta transmisora y los receptores, desvanecimiento selectivo en frecuencia y desvanecimiento selectivo en el tiempo. s Efectos de las trayectorias múltiples en la recepción debido a reflexiones en edificios o montañas. Son las interferencias de la propia transmisión por la llegada de señales múltiples y retrasadas en el punto de recepción. Los retardos están relacionados con la distancia recorrida por la señal a la velocidad de propagación de la luz: 30 km de recorrido implican 100 μs de retardo. s Ruido impulsivo producido por equipos industriales y del hogar (motores de explosión, motores eléctricos, luces fluorescentes, etc.), ruido causados por líneas de alta tensión, interferencias por descargas atmosféricas y otras. s Efecto Doppler en sistemas móviles, que se manifiesta cuando el receptor se encuentra en movimiento con respecto al emisor. La velocidad del desplazamiento altera las frecuencias de las señales, produciendo inestabilidades en la recepción. s Interferencias de otros servicios en el mismo canal, en canales adyacentes o por creación de productos de intermodulación. CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 29 Los sistemas de transmisión digital disponen los datos de la manera más aleatoria posible, para que los efectos provocados por el ruido y otras interferencias se distribuyan al azar y no de manera contigua sobre las portadoras y símbolos transmitidos. De esta manera, el receptor tiene mayores probabilidades de recuperar los bits transmitidos que resultaron afectados a lo largo del camino de propagación. 3.1.4. Jerarquías por contenidos Las distintas normas de TVD-T permiten, de algún modo, jerarquizar las señales emitidas. La jerarquía se aplica cuando se transmiten varias señales dentro de la misma anchura de banda asignada al canal, proceso conocido como multiprogramación. A cada señal se le puede asignar una jerarquía teniendo en cuenta el tipo de contenido y el tipo de dispositivo de recepción al cual está destinado, configurando adecuadamente el transmisor. Las señales de mayor jerarquía tienen una menor tasa de transmisión de datos, que es el precio que se paga a cambio de una mayor robustez. Una mayor jerarquía implica mejor penetración en el área de cobertura, ya sea para llegar a receptores móviles o fijos, equipados con antenas internas. 3.1.5. Uso del espectro radioeléctrico Con la posibilidad de utilizar los canales adyacentes y varios servicios en el mismo canal, el uso del espectro radioeléctrico se ve muy favorecido. Además, dada la posibilidad de conformar redes SFN, la planificación se hace mucho más simple y se traduce en una real economía en el uso del recurso espectral. Las regulaciones que se van estableciendo en los distintos países procuran sentar ciertas bases legales frente a ésta nueva alternativa, dando como resultado lo que se conoce como “dividendo digital”11. 3.1.6. Movilidad La TV móvil es una nueva posibilidad que ofrece la TVD-T. Siguiendo los desarrollos de la telefonía móvil, la TV digital se ha incorporado al teléfono y a muchos otros dispositivos portátiles. La forma en que se incorpora el servicio móvil puede ser mediante un receptor independiente del sistema de telefonía o integrado a la misma red, dependiendo del modelo de implementación adoptado en cada país y, por lo tanto, fuertemente ligado a las normas y a la regulación. El uso creciente de dispositivos móviles capaces de recibir televisión digital, en aquellos países en donde se está ofreciendo el servicio móvil, por ejemplo Japón, demuestra que hay importantes cambios en el primetime12, y se registran nuevos máximos de audiencia en los horarios de almuerzo o a la salida de las oficinas. Estas nuevas experiencias de los usuarios llevan al desarrollo de programación específica para los teléfonos móviles, como noticias bre- 11 Dividendo digital: es la parte del espectro radioeléctrico que se deja libre cuando se optimiza su uso gracias a la incorporación de la TV Digital. 12 Primetime: Horario central 30 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL ves, informes meteorológicos, programación personalizada, integración a las redes sociales, contenidos interactivos, etc. 3.1.7. Interactividad En cuanto a la interactividad, hasta ahora reservada casi exclusivamente a la computadora y a las conexiones por Internet, en TVD-T se pueden plantear básicamente dos grandes alternativas: s Interactividad local: consiste en la ejecución de aplicaciones en el decodificador o receptor del usuario, las cuales se instalan automáticamente a través de la señal transmitida, sin que se requieran conexiones adicionales para el receptor. El usuario interactúa mediante el control remoto (u otro dispositivo) con la aplicación recibida desde la planta transmisora. Algunos ejemplos: juegos, tablas de posiciones en deportes, informes del tiempo, resumen de noticias, grilla electrónica de programación, etc. s Interactividad completa: requiere un camino de retorno entre el receptor y los servidores existentes en Internet o directamente a la planta transmisora. Los caminos de retorno más comunes son los servicios de ADSL y la telefonía móvil, entre otros. Algunos ejemplos: votaciones en programas de entretenimiento, aplicaciones educativas con vinculación directa a docentes, aplicaciones médicas con conexión a hospitales, redes sociales, compra de productos, etc. La interactividad se logra emitiendo información adicional a cada servicio desde la planta transmisora. Esta información es cargada en el decodificador del usuario y puede ser consultada en cualquier momento, manteniéndose en el dispositivo o interactuando con un servidor en Internet. La Figura 7 muestra un posible esquema para interactividad en TVD-T, que utiliza servidores intermedios. Aquí el STB del usuario está conectado a Internet a través de una interfaz Ethernet. La planta transmisora envía en forma global los datos de interactividad que se cargan en las memorias de los receptores, de modo que el usuario puede acceder a esa información cuando lo desee, visualizándola en la pantalla y actuando de acuerdo a sus intereses. Ciertas acciones de los usuarios se encaminan a través de servidores en Internet y son interpretadas para devolver una respuesta a la planta transmisora o al STB. 3.1.8. Multiprogramación En este punto es importante visualizar la diferencia entre los términos canal y señal. Se llama canal a la anchura de banda disponible en el espectro para transmitir televisión y señal a la programación que se emite en el canal. En televisión analógica, a cada canal le corresponde una señal, mientras que en televisión digital en cada canal pueden transmitirse varias señales. Cuando se transmiten varias señales diferentes en un canal se dice que se utiliza “multiprogramación”. Los servicios de multiprogramación no están igualmente reglamentados en los distintos países de la región, pues cada administración tiene su propio concepto de multiprogramación, se establecen determinadas jerarquías que definen el grado de robustez de cada señal y por lo tanto el alcance y la calidad con que será vista dentro del área de cobertura. CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 31 GESTIÓN Y EMISIÓN DE CONTENIDOS Y PROGRAMACIÓN ACTUALIZACIÓN DE CONTENIDOS MULTIPLEXOR SERVICIOS Y APLICACIONES INTERNET SERVIDOR INTERACTIVIDAD RETORNO ADMINISTRADOR SERVIDOR DE EMISIÓN Y RETORNO INTERACCIÓN CON APLICACIONES EMISIÓN CANAL DE RETORNO STB USUARIO PH ILLIPIN ES CONTROL REMOTO Figura 7: Esquema de interactividad en TVD-T13 3.1.9. Servicios complementarios La TVD-T en cualquiera de sus normas, ofrece servicios adicionales a la programación principal. Parte de los bits que se transmiten y llegan al receptor se utilizan para brindar información adicional relacionada al programa que se está transmitiendo, a la estación transmisora o bien se trata de información de interés general. Muchos de los decodificadores que utilizan los usuarios poseen una interfaz Ethernet que permite conectarlo a Internet, generando así un canal de retorno que posibilita la interactividad entre el usuario, la planta transmisora y determinados sitios alojados en servidores especialmente diseñados para controlarla. Los siguientes son algunos de los servicios complementarios que pueden brindarse a partir de la implementación de la TVD-T: 13 Cortesía del proyecto Plataforma de Interoperabilidad y Smart TV para Televisión Digital en el cual participan los autores. Proyecto Nº 0004 perteneciente al programa FSTics 2010 de la Agencia Nacional de Promoción Científica y Tecnológica (ANPCyT), organismo del Ministerio de Ciencia, Tecnología e Innovación Productiva del Gobierno Argentino. 32 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL s Información de programación a través de la Guía Electrónica de Programación (EPG). s Informaciones varias: horarios y disponibilidad de vuelos, estado del tiempo, datos de s s s s s s s equipos y jugadores para las transmisiones deportivas, letras de canciones en eventos musicales, transcripciones de voz a texto (closed captions), audio de alta calidad y subtitulado en varios idiomas. Aplicaciones que se instalan en el decodificador del usuario para ejecutarlas en conjunto a la programación emitida o posteriormente. Posibilidad de grabar la programación con protección de derechos de autor. Ejecución de “widgets”. Se trata de pequeños programas que permiten acceder a innumerables servicios existentes en la web (informe meteorológico, redes sociales, etc.) Alarmas y alertas (por ejemplo, sistemas de alerta frente a desastres naturales.) Navegación en Internet, interactividad local y remota. Integración con diversos aparatos en el hogar, con dos a tres pantallas independientes. Compras, ventas y transacciones. 4. BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS ESTÁNDARES MUNDIALES DE TVD-T Existen varias normas de TVD-T en el mundo, que empezaron a desarrollarse a partir de 1990 aproximadamente y que responden a distintos modelos de migración desde analógico a digital y a criterios de compatibilidad con los sistemas de televisión preexistentes en los países de origen, además de variados intereses tecnológicos, políticos y económicos. Algunos de los conceptos teóricos en los que se basan los distintos estándares se conocen desde hace más de cien años y recién con los avances tecnológicos actuales han podido ser implementados en circuitos electrónicos. Estos avances son cada vez más acelerados y por lo tanto, los distintos centros de desarrollo han pensado sus normas en función de las posibilidades tecnológicas disponibles en un determinado momento, dando origen a cuatro normas y a su vez a distintas versiones de las mismas. Estas normas son: s ATSC (Advanced Television Systems Committee), Estados Unidos de América. s DVB-T (Digital Video Broadcasting -Terrestrial), Europa. s ISDB-T (Integrated Services of Digital Broadcasting -Terrestrial), Japón. s ISDB-Tb introduce modificaciones propuestas por Brasil. s DMB-T (Digital Multimedia Broadcasting - Terrestrial), China. También es conocido como DTMB. CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 33 4.1. Adopción de los estándares en los distintos países del mundo Cada país ha adoptado, o está próximo a hacerlo, alguna de las cuatro propuestas. El mapa mundial de la Figura 8 muestra cómo se han distribuido los estándares, con información actualizada al mes de abril de 201114. ATSC ISDB-T DVB-T DMB-T DVB-T2 S/NORMA Figura 8: Estándares de TVD-T en los distintos países del mundo 4.2. Clasificación de los estándares de TVD-T Para analizar las características generales de los distintos estándares, es interesante clasificarlos considerando la manera en la que cada uno utiliza la anchura de banda disponible del canal. 14 En el siguiente link se encuentra disponible una planilla con el despliegue mundial de la normas de TVD-T, considerando cada país del mundo: http://www.dvb.org/about_dvb/dvb_worldwide/DTT-deployment-201105-06.xls CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL Desde ese punto de vista, los sistemas de TVD-T se pueden clasificar en dos grandes grupos, teniendo en cuenta la cantidad de portadoras que utilizan para el transporte del flujo binario de datos y la forma en la que se agrupan esas portadoras. La Tabla 1 presenta esta clasificación. Clasificación Estándar Características Portadora única ATSC El flujo de bits se transmite modulando una portadora con 8 niveles de amplitud en banda lateral vestigial (8-VSB1). Banda no segmentada DVB-T DVB-T2 DMB-T El flujo de bits se transmite distribuyéndolo sobre miles de portadoras que ocupan la totalidad de la anchura de banda del canal (OFDM2) Banda segmentada ISDB-T ISDB-Tb El flujo de bits se transmite en miles de portadoras, las cuales se encuentran agrupadas en 13 bloques o segmentos, Cada flujo de programación se distribuye en agrupamientos de segmentos (BST-OFDM3 ) Multiportadora Tabla 1: Clasificación de los estándares de TVD-T Los estándares de TVD-T tienen varias similitudes en su estructura general. En la Figura 9 se muestran los bloques funcionales más importantes y sus funciones principales, que a grandes rasgos se explican a continuación. SEÑAL 1 Formatos LD / SD / HD Video Audio CODIFICACIÓN Salida Antena Flujo de transporte Datos MPEG-2 MPEG-4AVC / H264 SEÑAL N EPG, Data Carrousel Service ID, etc. MULTIPLEXOR 34 TS CODIFICACION DEL CANAL Aleatorización Codificación Interna Codificación Externa Redundancia Entrelazado Jerarquías MODULACION Mapeo Modulación de portadora/s Sincronización Entrelazado de Frecuencia Entrelazado de Tiempo Figura 9: Bloques funcionales de un transmisor de TVD-T CONVERSION AMPLIFICACION DE RF Conversión de frecuencia Ecualización Amplificación de RF CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 35 s Codificación: El video y el audio digitalizados son codificados para reducir la veloci- s s s s dad de transferencia, lo que implica reducir la tasa binaria de cada flujo con la menor pérdida de calidad posible. De acuerdo a cada norma, se utiliza para el video el perfil principal MPEG-2 (ISO/IEC 13818-2) y MPEG-4AVC/H264, mientras que para el audio se emplean Dolby AC-3, MPEG-2 Layer II y MPEG-2 AAC. Multiplexor: Conforma el flujo de transporte de paquetes de bits correspondientes a cada señal de video, audio y datos de cada servicio, entrelazando las secuencias de los distintos servicios, agregando la información adicional correspondiente a la planta transmisora. Si bien cada estándar tiene sus particularidades, todos utilizan el modelo de transporte correspondiente a MPEG-2 TS (ISO/IEC 13818-1). Codificación del Canal: Para proteger los datos a transmitir frente a las características propias e indeseadas del canal de propagación, tales como el ruido, las interferencias por múltiples trayectos y otras señales indeseadas, se agrega redundancia a los bits de datos, se aleatorizan y entrelazan las secuencias de bits y se establecen jerarquías en las señales a transmitir. Básicamente, se utiliza codificación externa Reed-Solomon, codificación interna Trellis y convolucional con punzonado de tasa variable. Los estándares más recientes, utilizan codificaciones avanzadas como BCH y LDPC15, entrelazado externo, interno, de frecuencia y de tiempo. Modulación: En estos bloques se define la forma de transportar los datos binarios, aplicando esquemas de modulación digital a una portadora o a miles de portadoras de acuerdo al estándar. También se agrega la información de sincronización necesaria para que el receptor se ajuste al patrón de transmisión y pueda realizar el proceso inverso, recuperando los datos originales. Se realiza un entrelazado de frecuencias y de tiempo para mejorar la inmunidad frente a las interferencias en el camino de transmisión. En cuanto a la modulación de las portadoras, se utiliza 8-VSB para portadora única o DQPSK, QPSK, 16-QAM, 64-QAM y hasta 256-QAM para los sistemas OFDM, con intervalos de guarda seleccionables y en tres modos diferentes. Conversión-amplificación de RF: En estas etapas se conforma la anchura de banda de emisión mediante filtros que eliminan o atenúan las emisiones no deseadas sobre los canales adyacentes. También se hacen ajustes de linealidad y recortes en la señal de radiofrecuencia. En los pasos finales se realiza una conversión que lleva la señal desde una frecuencia intermedia (FI) hasta la frecuencia de emisión del canal. Por último se amplifica potencia hasta obtener el nivel necesario para conseguir el área de cobertura buscada para el servicio considerado. 15 BCH: Bose-Chaudhuri-Hocquenghem y LDPC: Low-Density-Parity-Check. Son códigos de corrección de error de alta eficiencia. 36 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 4.3. ATSC Desarrollado en los Estados Unidos por el Advanced Television Systems Commitee16 (ATSC), para reemplazar el estándar analógico NTSC, fue adoptado formalmente por la FCC en 1995, bajo la Norma A/53. El desarrollo fue orientado hacia los servicios de TVD-T gratuitos en alta definición (HDTV) sobre canales de 6 MHz, que transmiten una señal en cada canal, aunque también puede utilizarse para multiprogramación con señales de baja resolución y canalizaciones de 7 y 8 MHz. ATSC se adapta tanto a la televisión fija como a la portátil y móvil y para esta última se utiliza una versión de ATSC conocida como ATSC M/H. También se utiliza para la TV por cable digital en varios países. ATSC se ha desarrollado de manera importante en los últimos años, principalmente por la evolución de los receptores y sus decodificadores. Se han hecho algunos avances en aplicaciones de redes de frecuencia única y servicios interactivos, aunque ATSC no fue diseñado específicamente con ese fin. En cuanto al sistema de modulación y codificación digital, emplea una codificación de Trellis en ocho niveles y modulación de la portadora en banda lateral vestigial 8-VSB17 de 8 niveles, insertando una señal piloto como referencia para el receptor. La capacidad de transporte de datos llega a los 19,40 Mbps para canalizaciones de 6 MHz. El sistema fue desarrollado para replicar el área de cobertura del servicio analógico y convivir con NTSC durante el período de servicios simultáneos (simulcasting). Dispone de mecanismos de protección contra distintas interferencias, tanto de estaciones analógicas como digitales adyacentes o en cocanal y frente a ruidos que se suman sobre la señal principal en el trayecto de transmisión, o por interferencias en el receptor cuando es afectado por múltiples reflexiones de la señal. En la Figura 10 se muestra el diagrama en bloques del transmisor ATSC. Las distintas señales a transmitir se multiplexan con el agregado de información adicional y se conforma un flujo único MPEG-2 TS. Luego sigue la conformación de tramas, la codificación FEC en distintas etapas y el agregado de las señales de sincronismo, inserción del piloto de referencia, la modulación 8-VSB, y finalmente las etapas de conversión, filtrado y amplificación de RF a la frecuencia de transmisión. 16 Sitio Oficial de ATSC: http://www.atsc.org/cms/ 17 8-VSB: 8-Level Vestigial Side Band CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL MAPEO DE SÍMBO LO S A MPLIFICADO R DE RF MO DULADO R 8-VSB INSERCIÓ N DE PIL O TO CO NV ERSO R DE FRECUE NCIA RADIOFRECUENCIA MODULACIÓN INSERCIÓ N DE SINC RO NISMO S CO DIFICADO R ENT RE LAZADO R TREL LIS CO DIFICADO R RS (207-187-10) ENTRE L AZA DO R DE BYT ES CODIFICACIÓN DE CANAL AL EA TO RIZADO R MPEG-2 TS SINC RO NIZADO R DE TRAMA ENTRADA 37 SINCRONISMO DE SEGMENTO SINCRONISMO DE CAMPO INSERCIÓN DE TENSIÓN Figura 10: Diagrama en bloques del transmisor ATSC En la Figura 11 se muestra el espectro de la señal ATSC, para una canalización de 6MHz de anchura de banda. En el extremo izquierdo de puede observar la señal piloto de referencia. 38 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL Amplitud Piloto Frecuencia CANAL DE 6 MHz Figura 11: Espectro de la señal ATSC 4.4. DVB-T Desarrollado en Europa por un consorcio integrado por organizaciones públicas y privadas en el denominado Digital Video Broadcasting Project18. DVB comprende un conjunto de normas que se aplican a distintos servicios de datos, video y audio, como DVB-T, DVB-S y DVB-C para televisión terrestre, por satélite y cable respectivamente19. DVB-T fue diseñado para operar en bandas de UHF con canalizaciones de 6, 7 u 8 MHz, haciendo un uso eficiente del espectro y teniendo en cuenta las complicaciones que se presentan en los países europeos a la hora de asignar frecuencias. En el diseño de DVB-T se ha considerado el funcionamiento en condiciones adversas del canal de comunicación en cuanto a ruido y propagación por trayectorias múltiples. Una de las características más importantes de DVB-T es la posibilidad de configurar redes SFN. El modulador puede ser ajustado para distintas situaciones y entornos, mostrando una gran flexibilidad, permitiendo transmisiones para dispositivos de recepción fijos, portátiles o móviles. La capacidad de transporte de datos depende de la configuración del sistema, disminuyendo sustancialmente para servicios móviles o portátiles pero con una robustez de señal que asegura una señal correcta y un servicio de gran calidad en estos receptores. 18 EUROPEAN BROADCASTING UNION, "Digital Video Broadcasting (DVB), Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television", 2004 [en línea], Final draft ETSI EN 300-744 v1.5.1 Dirección URL: <http://www.etsi.org/deliver/etsi_en/300700_300799/300744/01.05.01_40/en_300744v010501o. pdf>, [s. f]. 19 DIGITAL VIDEO BROADCASTING, "Standards & Bluebooks", [en línea]. Dirección URL: <http://www. dvb.org/technology/standards/>, [s. f]. CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 39 CODIFICADOR CONVO LUCIONAL ENTRELAZADOR DE BY TES CODIFICADO R RS (204-188-8) 20 OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing AMPLIFICADOR DE RF CODIFICADOR CONVO LUCIONAL INT ERVALO DE GUARDA ENTRELAZADOR DE BY TES Figura 12: Diagrama en bloques del transmisor DVB-T IFFT CODIFICADO R RS (204-188-8) INSERCIÓ N DE PILOT OS MAPEO DE SÍMBO LOS IP (DVB-H) HP Alta Prioridad ENTRELAZADOR DE BITS CO NFORMACIÓN DE CUADRO SD Móvil MULT IPLEXO R Flujo de Transporte TS ALEATORIZADOR SEÑAL N LP Baja Prioridad ALEATORIZADOR SEÑAL 1 MULT IPLEXO R El sistema transporta los datos modulando miles de portadoras dentro de la anchura de banda del canal, empleando la multiplexación OFDM20. Los datos son codificados antes de ser transmitidos, introduciendo un sistema de corrección FEC que agrega redundancia en la información, y hace posible la detección y corrección de errores en receptor. DVB-T tiene dos modos de trabajo, 2K y 4K según la cantidad de portadoras que se transmiten y tres métodos de modulación digital QAM. Previo a la transmisión, se agrega a la señal un intervalo de guarda ajustable, que proporciona protección contra la interferencia de trayectorias múltiples. La tasa binaria varía entre los 3,7 Mbps y 23,7 Mbps en canales de 6 MHz. La mayor velocidad de transporte se consigue con modulación 64-QAM, intervalo de guarda de 1/32 y relación de codificación convolucional de 7/8. Salida Antena 40 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL DVB-T originalmente fue pensado para proporcionar servicios de multiprogramación con diversas calidades de video y audio, permite jerarquizar los flujos de datos hasta en dos niveles o capas, y garantiza coberturas diferenciales. En la Figura 12, se muestran los distintos bloques funcionales que componen el transmisor. A la entrada ingresan las señales a transmitir divididas en dos jerarquías, y se obtienen en los multiplexores los flujos MPEG-2 TS LP y HP, que luego ingresan en forma separada a las etapas de corrección FEC. Ambos flujos se suman en el entrelazador de bits, luego se realiza el mapeo de símbolos, la conformación del cuadro OFDM y se añaden las portadoras piloto y demás elementos de sincronización. La señal de RF en el dominio del tiempo se genera en el bloque de transformada rápida inversa de Fourier (IFFT), sigue con la inserción del intervalo de guarda y finalmente el filtrado y la conformación del canal de transmisión. En la Figura 13 se muestra el espectro de la señal DVB-T, para una canalización de 6MHz de anchura de banda. Las más de mil portadoras conforman un bloque de igual amplitud y los datos se transmiten modulando a cada una de las portadoras. Amplitud Frecuencia CANAL DE 6 MHz Figura 13: Espectro de la señal DVB-T 4.5. ISDB-T Sus siglas significan Integrated Services for Digital Broadcasting-Terrestrial y fue desarrollado por la Asociación de Empresas e Industrias de Radio del Japón, ARIB21. Fue pensado fundamentalmente para transmisiones terrestres (ISDB-T) y satelitales (ISDB-S), con la posibilidad de transmitir multiprogramación de señales LD, SD y HD, y dispone de grandes facilidades para establecer jerarquías que permitan llegar al receptor con distintos parámetros de calidad que contemplen las mas variadas situaciones. ISDB-T permite la transmisión de audio y video, gráficos, textos, programas informáticos e información de programación que pueden ser descargadas en el decodificador del usuario. El 21 ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESS, [en línea]. Dirección URL: <http://www.arib. or.jp/english/>, [s. f]. CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 41 sistema transporta los bits modulando con datos codificados miles de portadoras dentro del canal. La anchura de banda total se divide en 14 segmentos, de los cuales 13 están ocupados con portadoras. El segmento restante se reparte en ambos extremos del canal para conformar las bandas de guarda que separan la emisión de los canales adyacentes. Esta forma particular de dividir el espectro se conoce como transmisión OFDM en banda segmentada (BST-OFDM22) y es propio de ISDB-T. Desde su origen, se contempló la posibilidad de transmitir programación para dispositivos móviles y portátiles, utilizando especialmente para este servicio el segmento central. Este segmento es conocido como “one-seg”. En ISDB-T se pueden establecer tres jerarquías o capas (A, B y C) donde se ubican las señales a ser transmitidas, y seleccionar para cada caso la cantidad de segmentos y los parámetros FEC y esquemas de modulación que se deseen. Según la cantidad de portadoras que se utilizan, hay tres modos de operación: Modo 1 con 1405 portadoras, Modo 2 con 2809 y Modo 3 con 5617. Como se estudiará más adelante, esto posibilita disponer de una gran variedad de intervalos de guarda, que lo hacen muy adecuado para adaptarse a una diversidad de entornos de transmisión, además de poder configurar redes de frecuencia única (SFN). 4.5.1. ISDB-T Internacional (ISDB-Tb) El gobierno Brasileño definió los lineamientos para la TVD-T en noviembre de 2003, y puso en marcha el Sistema Brasileño de Televisión Digital Terrestre (SBTVD-T). Bajo este marco se estableció una alianza con el gobierno japonés que permitió introducir algunas modificaciones al estándar ISDB-T, para adecuarlo a ciertas necesidades planteadas por Brasil. En virtud de dichas modificaciones, surgió el estándar ISDB-Tb, también conocido como ISDB-T Internacional, que fue adoptado por Brasil en junio de 2006. Uno de los acuerdos celebrados entre ambos países estableció la necesidad de difundir el estándar en toda la región, con el objetivo de formar un conglomerado que permitiera disminuir los costos de implementación y generara nuevas industrias relacionadas con la televisión. En Brasil, el organismo de estandarización es la ABNT23 y sus normas serán el objeto de estudio y análisis en este libro. En la Figura 14 se muestran los bloques que conforman el transmisor, donde ingresan las distintas señales o programaciones al remultiplexor (REMUX). Este último es un proceso específico de ISDB-T, en donde se realiza la multiplexación de las señales y se agrega información que permite definir los parámetros de transmisión. A su salida, entrega un flujo especial de datos denominado BTS (Broadcast Transport Stream), que utiliza el formato TS MPEG-2. Le siguen las etapas de corrección FEC que procesan los datos en tres capas jerárquicas. A cada señal o grupos de señales a transmitir se les asigna una de las tres capas, a fin de seleccionar los parámetros de transmisión en forma independiente. También se le asigna a cada capa un número determinado de segmentos en función de la tasa de datos que se necesite en cada una. 22 BST-OFDM: Band Segmented Transmission-OFDM 23 ASSOCIAÇÃO BRASILEIRA DE NORMAS TÉCNICAS, [en línea]. Dirección URL: <http://www.abnt.org. br/>, [s. f]. CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL LD Móvil CODIFICADOR CONVOLUCIONAL ENTRELAZADO DE FRECUENCIA ALEATORIZADOR ENTRELAZADO DE BITS CONFORMACIÓN DE CUADRO IFFT MAPEO AJUSTE DE RETARDO COMBINADOR JERÁRQUICO SEÑAL N DIVISOR JERARQUICO SEÑAL 1 CODIFICACIÓN EXTERNA R-S Si se transmite una señal destinada a dispositivos móviles, se utiliza la capa A asignándole un segmento (one-seg). Para la corrección FEC se emplea el código Reed-Solomon y la codificación convolucional. También se incluyen los bloques de aleatorización, entrelazado de bytes, entrelazado de bits y mapeo, con las correspondientes ecualizaciones de retardo, finalizando con los entrelazados de tiempo y de frecuencia. Le siguen las etapas de conformación del cuadro OFDM, donde se incorpora la información auxiliar y de control. Finalmente, se genera la señal OFDM en el dominio del tiempo por aplicación de la IFFT, seguida por la inserción del intervalo de guarda y la conformación final de la señal de salida en radiofrecuencia, hasta la antena transmisora. ISDB-Tb realiza un entrelazado de tiempo como protección contra interferencias de corta duración, que consiste en retrasar a las portadoras que forman los segmentos, con el objetivo de que las secuencias de datos no sean transmitidas en un mismo instante. También se aplica un entrelazado de frecuencia que cambia la posición de los datos entre los segmentos y dentro de ellos, a fin de evitar que se distribuyan sobre portadoras contiguas, reduciendo los riesgos de pérdidas de datos por desvanecimiento selectivo. En cuanto a la transmisión para receptores móviles, ISDB-Tb reserva el segmento central del espectro transmitido, el cual incluye todas las señales necesarias para que el receptor pueda sintonizarlo y decodificarlo individualmente. Esto permite reducir el consumo de baterías por la menor necesidad de procesamiento. Es importante aclarar que el entrelazado de frecuencia no se aplica al segmento central cuando éste se destina al servicio móvil. REMULTIPLEXOR 42 INTERVALO DE GUARDA PILOTOS Y SEÑALES DE CONTROL Figura 14: Diagrama en bloques del transmisor ISDB-Tb ENTRELAZADO DE BYTES ENTRELAZADO DE TIEMPO CONVERSION AMPLIFICACION RF Salida Antena CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 43 En la Figura 15 se muestra el espectro de la señal ISDB-Tb, para una canalización de 6 MHz de anchura de banda. El segmento número 0 corresponde a one-seg y su uso no es obligatorio. Amplitud 11 9 7 5 3 1 0 2 4 6 8 10 12 Frecuencia CANAL DE 6 MHz Figura 15: Espectro de la señal ISDB-Tb 4.6. DMB-T (DTMB) El sistema DMB-T fue desarrollado en la Universidad de Tsinghua en Pekín y publicado en el año 2006 bajo la denominación “Framing Structure, Channel Coding and Modulation for Digital Television Terrestrial Broadcasting System”24 y comenzó a aplicarse en China a mediados de 2007. Las siglas DMB-T significan Digital Multimedia Broadcasting Terrestrial, un estándar diseñado inicialmente para canalizaciones de 8 MHz de anchura de banda, pero que también puede aplicarse a canales de 6 y 7 MHz. Fue pensado para la transmisión de multiprogramación, incluyendo señales de alta definición y señales para dispositivos fijos, portátiles y móviles con resoluciones estándar y bajas (SDTV y LDTV) dentro de la misma anchura de banda. Tiene una elevada capacidad de transporte que llega a los 22 Mbps en canales de 6 MHz. El transporte de datos se realiza modulando miles de portadoras y a diferencia de DVB-T e ISDB-T, utiliza un método de multiplexación denominado TDS-COFDM (Time Domain Synchronous – Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing). En DMB-T se pueden configurar dos modos de transmisión, que fueron pensados para resolver específicamente la problemática planteada por la extensión del territorio chino y sus 24 DMB-T especificado en GB20600-2006 CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL múltiples escenarios: ADTB-T (Advanced Digital Television Broadcasting Terrestrial) con portadora única y DMB-T con 3780 portadoras (4K) y dos opciones de intervalos de guarda. Los esquemas de modulación son QPSK, 16-QAM y 64-QAM. Emplea codificación BCH y LDPC para la corrección adelantada de error y también se aplica entrelazado de frecuencia y de tiempo. Por ser una norma de reciente desarrollo, tiene una gran robustez para servicios fijos y móviles frente a condiciones adversas de propagación, y logra una mayor área de cobertura para la misma potencia transmitida en comparación con las otras normas. Al igual que los otros sistemas OFDM, admite el funcionamiento con redes SFN. En la Figura 16 se muestran los bloques del transmisor DMB-T. La codificación de alta eficiencia, BCH y LDPC trae aparejada una mejora importante dentro del área de cobertura en comparación con otros sistemas. El intervalo de guarda se forma con la inserción de un código PN (Pseudo-Random Noise), lo cual permite una sincronización más rápida y una mejor estimación del canal de transmisión. Para aplicaciones específicas, el sistema, puede configurarse en el modo de portadora única, aunque lo más habitual es utilizar las 3780 portadoras. Para este último caso, el espectro de transmisión es similar a la Figura 13. Para mayores detalles sobre el estándar DMB-T, se puede consultar la referencia25. SEÑAL 1 SEÑAL N MULTIPLEXOR 44 Flujo de Transporte TS ALEATORIZADOR CODIFICADOR EXTERNO BCH CODIFICADOR INTERNO LDPC MAPEO ENTRELAZADO DE TIEMPO Salida Antena ENTRELAZADO DE FRECUENCIA CONFORMACIÓN DE CUADRO INFORMACION DEL SISTEMA IFFT COMBINADOR CONVERSION AMPLIFICACION RF ENCABEZADO DE CUADRO PN Figura 16: Diagrama en bloques del transmisor DMB-T 25 Desde el sitio de la Comisión Nacional de Televisión de Colombia, se puede acceder a dos informes sobre DMB-T: http://www.cntv.org.co/cntv_bop/tdt/presentaciones_agosto_13/estandar_chino.pdf http://www.cntv.org.co/cntv_bop/tdt/presentaciones_agosto_13/estandar_chino2.pdf CAPÍTULO 1 — INTRODUCCIÓN A LA TV DIGITAL 45 BIBLIOGRAFÍA ADVANCED TELEVISION SYSTEMS COMMITTEE, [en línea]. Dirección URL: <http://www.atsc.org/ cms/>, [s. f]. ASSOCIAÇÃO BRASILEIRA DE NORMAS TÉCNICAS, [en línea]. Dirección URL: <http://www.abnt. org.br/>, [s. f]. ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESS, [en línea]. Dirección URL: <http://www. arib.or.jp/english/>, [s. f]. CISCO, “Cisco Visual Networking Index – Forecast and Methodology, 2007–2012”, [en línea]. Dirección URL:<http://newsroom.cisco.com/dlls/2008/ekits/Cisco_Visual_Networking_Index_061608.pdf>, [s. f]. COLLINS, Gerald W., Fundamentals of Digital Television Transmission, John Wiley & Sons Inc., [s. l.], 2001. COMISION NACIONAL DE TELEVISION DE COLOMBIA, “Estándar chino DMB-T”, [en línea]. Dirección URL:<http://www.cntv.org.co/cntv_bop/tdt/presentaciones_agosto_13/estandar_chino. pdf>, [s. f]. — Dirección URL: <http://www.cntv.org.co/cntv_bop/tdt/presentaciones_agosto_13/estandar_chino2. pdf>, [s. f]. CONTENIDOS DIGITALES ABIERTOS, [en línea]. Dirección URL: <http://cda.gob.ar/>, [s. f]. DIGITAL VIDEO BROADCASTING, “Digital Terrestrial Television Systems - Global Deployments”, [en línea]. Dirección URL: <http://www.dvb.org/about_dvb/dvb_worldwide/DTT-deployment-2011-05-06. xls>, [s. f]. — Dirección URL: <http://www.”dvb.org/about_dvb/dvb_worldwide/DTT-world-map.pdf>, [s. f]. — “Standards & Bluebooks”, [en línea]. Dirección URL: <http://www.dvb.org/technology/standards/>, [s. f]. EUROPEAN BROADCASTING UNION, “Digital Video Broadcasting (DVB), Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television”, 2004 [en línea], Final draft ETSI EN 300-744 v1.5.1 Dirección URL: <http://www.etsi.org/deliver/etsi_en/300700_300799/300744/0 1.05.01_40/en_300744v010501o.pdf>, [s. f]. FISCHER, Walter, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, 2ª edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009. HBBTV®, [en línea], Dirección URL: <http://www.hbbtv.org/>, [s. f]. PISCIOTTA, Néstor y Carlos LIENDO, Transmisión Experimental en el Sistema ISDB-Tb Canal 36 TV UHF Universidad Blas Pascal, Informe técnico presentado ante la Autoridad Federal de Servicios de Comunicación Audiovisual (AFSCA), 2010. PISCIOTTA, Néstor, Carlos LIENDO, Roberto LAURO y Pedro H. LOBO ANDRADE, SeminarioTaller de Capacitación para Profesionales. Servicios Integrados de Difusión Digital Terrestre (ISDBTb). Aspectos Técnicos, Regulatorios y Normativos, ANTEL, Montevideo, 2012. PISCIOTTA, Néstor, Carlos LIENDO, Roberto LAURO y otros, Primer Seminario de Ingeniería de Televisión Digital ISDB-Tb, Córdoba, Universidad Blas Pascal y Colegio de Ingenieros Especialistas de Córdoba, 2010. SLIDESHARE, “comScore”, [en línea]. Dirección URL: <http://www.slideshare.net/gabatek/futurodigital-latinoamerica-2012>, [s. f]. WICHMANN, G., G. WINNICKI, Experto Universitario en Nuevos Medios Digitales: Televisión Digital, Buenos Aires, Universidad Tecnológica Nacional, 2009. C A P Í T U L O 2 ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 1. INTRODUCCIÓN Frecuentemente se percibe cierta confusión entre los ingenieros y técnicos que se enfrentan por primera vez con estas herramientas de análisis. Incluso, los profesionales que ya poseen un buen manejo del tema, se sienten desconcertados frente a la lectura de diferentes textos sobre OFDM y sus herramientas analíticas asociadas. Algunos libros resultan muy difíciles de leer, pues para fundamentar los temas emplean desarrollos matemáticos demasiado complicados. En cambio, otros simplifican demasiado el tratamiento de los conceptos más importantes y es prácticamente imposible deducir de qué manera se llega a los resultados que se presentan, los que muchas veces aparecen sin que medie ninguna justificación razonable. Los apartados que siguen intentarán facilitar la comprensión de los conceptos básicos necesarios para el análisis espectral y el análisis de Fourier, haciendo hincapié en la Transformada Discreta de Fourier, que hace posible la implementación práctica de la multiplexación OFDM. Para poder abordar ambos temas, será necesario hacer un rápido repaso de los números complejos y sus operaciones asociadas. Si bien el lector experimentado puede saltear este apartado, se recomienda hacer una revisión de las principales operaciones con números complejos, ya que es un requisito importante para la comprensión de los temas que seguirán más adelante. 47 48 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 2. NÚMEROS COMPLEJOS Este breve apartado está destinado a recordar las distintas formas de representar analítica y gráficamente los números complejos y a revisar las operaciones más importantes que serán utilizadas a lo largo de este trabajo. La teoría y los desarrollos matemáticos sobre números complejos son bastante extensos y la bibliografía disponible, abundante, razones por la cuales aquí solo se verán los conceptos más importantes. Un numero complejo S1 esta formado por una parte real denominada i y otra imaginaria llamada q. La manera más común de expresarlo es a través de su forma rectangular: S=i+jq (1) El número S puede representarse sobre un sistema de ejes cartesianos por lo menos de dos maneras diferentes: La Figura 1 a) corresponde a la forma rectangular, mientras que la Figura 1 b) es la representación polar. Aplicando el Teorema de Pitágoras y algo de cálculo trigonométrico a la Figura 1 a) se obtiene el equivalente polar: Z = i2 + q2 (2) y ⎛q⎞ ϕ = tg −1 ⎜ ⎟ ⎝i⎠ En la teoría de los números complejos se estudian dos expresiones extremadamente útiles para el Análisis de Fourier y las técnicas de Procesamiento Digital de Señales (DSP), que son conocidas como identidades de Euler: (3) e jϕ = cosϕ + jsen ϕ (4) e−jϕ = cosϕ − jsen ϕ A partir de la Figura 1 b) resulta sencillo deducir que: i = Z ⋅ cosϕ (5) y q = Z ⋅ sen ϕ Eje imaginario Q Eje imaginario Q S = i + jq q S =Z q Z Eje real I Eje real I a) i i b) Figura 1: Representaciones gráficas del número complejo S 1 La conveniencia de llamar S a un número complejo, i a la parte real y q a la imaginaria, dejando de lado la nomenclatura matemática más corriente, quedará evidenciada en capítulos posteriores. CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 49 Por lo tanto, el número complejo S también puede escribirse de esta manera: (6) S = Z cosϕ + jZsen ϕ Sacando factor común Z y empleando la ecuación (3), la forma polar para representar al complejo S es: (7) S = Z e jϕ Esta expresión también suele escribirse de manera abreviada: (8) S = Z∠ϕ 2.1. Operaciones de rotación en el plano complejo Una operación muy utilizada para analizar la composición de espectros de frecuencia es la rotación angular de 90º en el plano complejo. Para comprender su funcionamiento, por ejemplo si se multiplica sucesivamente el número real puro “a” por la unidad imaginaria “j”, se obtendrán como resultado los siguientes valores: xj xj xj xj a ⎯⎯ → ja ⎯⎯ → −a ⎯⎯ → −ja ⎯⎯ →a Haciendo lo mismo, pero con un valor negativo de j: x(− j) x(− j) x(− j) x(−j) a ⎯⎯⎯ → −ja ⎯⎯⎯ → −a ⎯⎯⎯ → ja ⎯⎯⎯ →a El primer caso representa una rotación antihoraria en el plano complejo, mientras que el segundo equivale a una rotación en sentido horario. Ambas operaciones pueden verse en la Figura 2 a) y b), respectivamente. El razonamiento es igualmente válido para cualquier número complejo y por lo tanto, se puede afirmar que si se multiplica un número S1 por ±j , se obtiene un nuevo número S2, operación que es equivalente a girar el vector que representa a S1 en ±90º . 50 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER Eje imaginario Q Eje imaginario Q ja x ja xj j a -a x Eje real I a -a xj j x(-j) x(-j) x(-j) -j a Eje real I x(-j) -j a a) Rotación en sentido antihorario b) Rotación en sentido horario Figura 2: Operaciones de rotación en el plano complejo Las operaciones de rotación también pueden ser descriptas con ayuda de las identidades de Euler. π En efecto, haciendo ϕ = en las ecuaciones (3) y (4) se tendrá: 2 π ⎛π⎞ ⎛π⎞ j e 2 = cos ⎜ ⎟ + jsen ⎜ ⎟ = 0 + j ⎝2⎠ ⎝2⎠ (9) j (11) π e2 =j (10) e (12) −j π 2 ⎛π⎞ ⎛π⎞ = cos ⎜ ⎟ − jsen ⎜ ⎟ = 0 − j ⎝2⎠ ⎝2⎠ e −j π 2 = −j 2.2. Fasores complejos El valor angular o fase ϕ puede tratarse de una función del tiempo, para un valor de frecuencia ω0 determinada. En este caso: (13) ϕ(t) = ω0t CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 51 Si además Z=1, el número complejo S = Z e±jϕ se transforma en un vector giratorio de frecuencia f0 y modulo unitario, que se conoce como fasor. En la Figura 3 se representan dos fasores girando en sentidos opuestos, a la frecuencia angular ±ω0 . Figura 3: Fasores complejos 3. ELEMENTOS DEL ANÁLISIS ESPECTRAL Las funciones senoidales y cosenoidales son ampliamente utilizadas para representar todo tipo de señales. Es más, el análisis espectral consiste en la caracterización de una señal mediante este tipo de componentes, de distintas frecuencias. Volviendo un instante a la Figura 3, se observa que si se suman los fasores S1 y S2 , las partes imaginarias se cancelarán mutuamente, dando como resultado un número real puro. En efecto: (14) (15) S1 + S2 = e jω0t +e −jω0t = cosω0t + jsen ω0t + cosω0t − jsen ω0t S1 + S2 = 2 cosω0t Despejando cosω0t , se tiene: (16) (17) cosω0t = S1 + S2 cosω0t = 2 = e jω0t +e 2 −jω0t 1 jω0t 1 −jω0t e + e 2 2 52 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER Mediante un razonamiento similar se puede demostrar que: (18) (19) sen ω0t = e jω0t −e 2j −jω0t 1 jω t 1 −jω t sen ω0t = − je 0 + je 0 2 2 Puede verse que cada expresión es la suma de dos exponenciales complejas: una contiene frecuencias de valor positivo y la otra, las frecuencias negativas. Esta particularidad es de fundamental importancia para el análisis espectral, pues revela que cuando las componentes senoidales y cosenoidales de una señal son expresadas mediante funciones exponenciales complejas, las componentes de frecuencia negativa quedan automáticamente incluidas. El plano complejo I-Q, excepto por el valor instantáneo de la fase, no proporciona ninguna información relativa a la frecuencia. En este sentido, si se utilizan funciones cosenoidales y senoidales para representar valores reales e imaginarios respectivamente, estos también podrán ser asociados a las correspondientes formas de onda en función del tiempo, de acuerdo a lo que puede verse en la Figura 4 a) y b). Por otra parte, las ecuaciones (17) y (19) admiten ser interpretadas en el dominio de la frecuencia y en este caso, las exponenciales complejas serán sus componentes espectrales en lugar de fasores giratorios, tal como lo muestra la Figura 4 c) y d). Finalmente, es posible combinar el plano complejo I-Q con el eje de las frecuencias, obteniéndose las gráficas de la Figura 4 e) y f). Figura 4: Componentes espectrales de funciones seno y coseno CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 53 3.1. Suma de espectros de frecuencia Es interesante visualizar de qué manera puede obtenerse un espectro de frecuencias de valores positivos únicamente. Aplicando una operación de rotación antihoraria (multiplicación por “j”) a las componentes imaginarias de la función seno y luego sumándolas a las componentes reales de la función coseno se consigue ese resultado. El proceso se muestra en la Figura 5 y, como puede verse, el resultado es igual al de la ecuación (15), obtenida por cálculo analítico. Eje imaginario Q xj Eje imaginario Q Eje real I - f0 Eje real I + f0 Eje imaginario Q - f0 Eje real I = f0 xj Frecuencia f0 Frecuencia Frecuencia b) Espectro de la función coseno a) Rotación antihoraria del espectro de la función seno c) Espectro resultante Figura 5: Obtención de un espectro de frecuencias positivas También puede lograrse un espectro de frecuencias de valores negativos, cambiando el sentido de la rotación a las componentes senoidales (multiplicación por “- j”). La Figura 6 es ilustrativa de este caso. Eje imaginario Q Eje imaginario Q Eje imaginario Q x (-j) Eje real I Eje real I Eje real I - f0 - f0 f0 + = - f0 f0 x (-j) a) Rotación horaria del espectro de la función seno Frecuencia Frecuencia b) Espectro de la función coseno Frecuencia c) Espectro resultante Figura 6: Obtención de un espectro de frecuencias negativas2 2 Richard G. LYONS, Understanding Digital Signal Processing, New Jersey, Prentice Hall PTR, 2001. 54 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 3.2. Transformada de Hilbert La transformada de Hilbert es una operación especial de rotación de ±90º cuyo sentido es dependiente del signo de la frecuencia. El giro resulta horario (multiplicación por –j) para las frecuencias positivas y antihorario (multiplicación por j) para las frecuencias negativas. La Figura 7 muestra en detalle de que manera opera esta transformada. En a) y b) se muestran los espectros de las funciones coseno y seno, en c) puede verse la función de transferencia H(f) de la transformada de Hilbert y en d) y e) los espectros transformados. Eje imaginario Q Eje imaginario Q xj Eje real I -f0 Eje real I -f0 f0 f0 x (-j) Frecuencia H(f) Frecuencia +j a) Espectro de la función coseno f Eje imaginario Q d) Espectro de la función seno Eje imaginario Q -j Eje real I -f0 c) Transformada de Hilbert xj Eje real I -f0 f0 Frecuencia b) Espectro de la función seno f0 x (-j) Frecuencia e) Espectro de la función menos coseno Figura 7: Transformada de Hilbert 3.3. Mezcla de frecuencias Otra operación de gran importancia para el análisis y la manipulación de componentes espectrales es la traslación de frecuencias, conocida también como conversión, mezcla compleja o también producto. Dada una señal s1(t) = ejωit, su producto con la señal s2(t) = e±jω0t en el dominio del tiempo, da como resultado una convolución en el dominio de la frecuencia, que es equivalente a un desplazamiento o traslación cuyo sentido dependerá del signo de la exponencial de la señal s2(t): CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER s1(t) x ejω0t s1(t) x e-jω0t (20) 55 traslación positiva traslación negativa Por ejemplo, considerando la traslación positiva de frecuencia ω0, se tendrá: s1(t) × e (21) jω0t =e jωi t e jω0t =e j(ωi +ω0 )t =e j2π(fi +f0 )t En la Figura 8, pueden verse traslaciones de frecuencia en los dos sentidos, aplicadas a un conjunto de componentes espectrales reales (banda de frecuencias). La frecuencia fi se utiliza de manera genérica para representar a todas las componentes. Figura 8: Traslación de componentes de frecuencia 3.4. Mezcla en cuadratura de frecuencias Finalmente se analizará la mezcla en cuadratura de bandas de frecuencias. Si bien las características de un típico modulador en cuadratura son ampliamente conocidas, en este apartado se profundizará en los aspectos relativos a la composición del espectro complejo. En determinadas aplicaciones, suele ser necesario que una banda de frecuencias X(f) de anchura BW este centrada en el origen es decir, que su frecuencia central sea cero. A X D BW X(f) cos 0 t sen 0t - f0 _ + f f0 A D Figura 9: Mezcla en cuadratura 56 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER Si f0 es la frecuencia central de la banda definida por X(f), se pueden determinar los resultados producidos por la mezcla analizando los efectos sobre la frecuencia central y extendiéndolos al resto de las componentes. Considerando primero el producto por la función coseno, se tiene: (22) (23) X(f0+ )⋅ cosω0t = e X(f0− )⋅ cosω0t = e jω0t −jω0t ⎛ 1 jω t 1 −jω t ⎞ 1 j2ω t j0t ⎜ e 0 + e 0 ⎟= e 0 +e 2 ⎝2 ⎠ 2 ( ) ⎛ 1 jω t 1 −jω t ⎞ 1 j0t −j2ω t ⎜ e 0 + e 0 ⎟= e +e 0 2 ⎝2 ⎠ 2 ( ) Este resultado da lugar a cuatro bandas de frecuencias, dos centradas sobre la frecuencia cero y otras dos sobre las frecuencias ±2f0 , todas con amplitudes positivas sobre el eje real I. Repitiendo el mismo proceso, pero con la función seno: (24) (25) X(f0+ )⋅ sen ω0t = e X(f0− )⋅ sen ω0t = e jω0t −jω0t ⎛ 1 jω t 1 −jω t ⎞ 1 j2ω t ⎜ − je 0 + je 0 ⎟ = −je 0 + je j0t 2 ⎝ 2 ⎠ 2 ( ) ⎛ 1 jω t 1 −jω t ⎞ 1 −j2ω t ⎜ − je 0 + je 0 ⎟ = −je j0t + je 0 2 ⎝ 2 ⎠ 2 ( ) En este caso también se obtienen cuatro bandas de frecuencias, dos centradas en cero con amplitudes negativas y positivas y dos ubicadas en ±2f0 , también con amplitudes negativas y positivas, pero sobre el eje imaginario Q. La Figura 10 ilustra estos resultados. CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 57 Figura 10: Bandas de frecuencia obtenidas por los productos de la mezcla3 En la Figura 10 a) puede verse el espectro de frecuencias original, en b) la multiplicación por la función coseno y en c) el filtrado pasabajos. En d) y e) se muestra el procesamiento correspondiente a la multiplicación por la función seno y su filtrado. Por último, la combinación de las señales I-Q en el bloque final produce un resultado que siempre es real y que equivale a multiplicar previamente los valores de amplitud de Q por ±j para luego sumarlos, en cuadratura, con los valores de I. Las operaciones descriptas pueden verse en la Figura 11. Es importante observar con detalle la diferencia entre las figuras d) y f): cuando el signo de j es positivo se obtendrá una versión invertida del espectro original. La combinación de las operaciones de rotación en el plano complejo, mezcla de frecuencias y mezcla en cuadratura de frecuencias permitirá comprender el funcionamiento del modulador I-Q empleado en OFDM, que se estudiará en el capítulo dedicado a Modulación, Sección B. 3. Richard G. LYONS, Understanding Digital Signal Processing, New Jersey, Prentice Hall PTR, 2001. 58 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER Q Q Q I f a) Parte real I x (-j) I I f f d) I - jQ (espectro normal) c) Multiplicación de Q por -j Q Q Q I f b) Parte imaginaria Q x (j) e) Multiplicación de Q por j I I f f f) I + jQ (espectro invertido) Figura 11: Resultados producidos por la mezcla en cuadratura según el signo de j 4. ANÁLISIS DE FOURIER Se presentarán a continuación las herramientas más importantes del análisis de Fourier y, de manera especial, la Transformada Discreta de Fourier, cuyo cálculo se facilita en gran medida gracias a la familia de algoritmos conocidos con la denominación general de Transformada Rápida de Fourier (FFT). Esta técnica ha hecho posible la implementación práctica de la multiplexación OFDM. La importancia del trabajo de Fourier merece un breve comentario. Estas poderosas técnicas de análisis fueron desarrolladas por el matemático francés Jean Baptiste Joseph Fourier (1768-1830), quien las presentó por primera vez en el año 1807, en un artículo científico titulado “Teoría Analítica del Calor” que fue puesto a consideración de los académicos del Institute du France (en realidad Fourier estaba interesado en los fenómenos relacionados con la propagación del calor y no en las señales eléctricas como podría haberse esperado). El arbitraje del artículo escrito por Fourier estuvo a cargo, entre otros, de Pierre Simón de Laplace y de Joseph Lagrange, con una fuerte oposición de éste último. Recién en 1822, nueve años después del fallecimiento de Lagrange, el artículo fue publicado y divulgado. Los sucesos posteriores son conocidos y terminaron dándole la razón a Fourier aunque, sin embargo, es justo señalar que CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 59 las objeciones de Lagrange estuvieron correctamente fundamentadas. En 1899, el matemático Josiah Gibbs pudo explicar esta aparente contradicción entre ambas visiones, a través de un concepto que hoy lleva su nombre: El efecto Gibbs. 4.1. Señales en el dominio del tiempo y en el dominio de la frecuencia Como ya se mencionó, las señales eléctricas pueden ser asimiladas a formas de onda, normalmente mediante una combinación de funciones senoidales y cosenoidales. El análisis en el dominio del tiempo se realiza con la ayuda de un osciloscopio, mientras que el dominio de la frecuencia puede visualizarse con un analizador de espectro. La Figura 12 es un diagrama tridimensional que ilustra la relación existente entre las representaciones en el tiempo y en frecuencia de una señal. En los ejes s-tiempo se muestra una señal en el dominio del tiempo. Por otro lado, en los ejes tridimensionales amplitud-frecuencia-tiempo, se muestran tres componentes que sumadas permiten conformar la señal s(t). Como puede apreciarse, esta señal corresponde a la suma punto a punto de una señal de frecuencia cero o CC y dos señales alternas, de frecuencias f1 y f2. El diagrama a ejes X-frecuencia permite representar las amplitudes de cada una de estas componentes de frecuencia. Debe recordarse que la conversión de la variable tiempo (más precisamente, período de tiempo) en la variable frecuencia y viceversa es una operación sencilla, pues una es la inversa de la otra: (26) (27) f [ Hz] = T[s] = 1 T 1 f 60 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER tiempo s tiempo CC Amplitud X frecuencia 0 f1 f2 frecuencia Figura 12: Señales en el dominio del tiempo y en el dominio de la frecuencia 5. TRANSFORMADA DE FOURIER (FT) La Transformada de Fourier permite obtener el espectro de cualquier tipo de señal s(t) en el dominio del tiempo y su definición es la siguiente: (28) ℑ { s(t) } = X(ω) = ∞ ∫ s(t)e −jωt dt −∞ Siendo ω=2πf, la transformada dada por (28) también se puede escribir de este modo: (29) ℑ { s(t) } = X(f) = ∞ ∫ s(t)e −j2πft dt −∞ Como puede verse, la integral se extiende en todo el dominio del tiempo, con −∞ < t < ∞ y por lo tanto, la señal s(t) debe poder determinarse sin ninguna ambigüedad a lo largo de dicho dominio. CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 61 Si s(t) es una señal real en el tiempo, el resultado de la transformada X(f) tiene dos partes, una real y otra imaginaria. La parte real muestra las variaciones de amplitud de las componentes cosenoidales en función de la frecuencia, mientras que la parte imaginaria muestra cómo es la variación de las amplitudes de las componentes senoidales. La transformada produce un espectro con valores positivos y negativos de frecuencia, con un dominio −∞ < f < ∞ . La parte real tiene simetría par con respecto a la frecuencia cero, es decir Re X(f) = Re X(-f), mientras que la parte imaginaria tiene simetría impar, verificándose que –Im X(f) = Im X(-f). Conocidas las partes reales e imaginarias, se puede calcular el comportamiento de la señal en amplitud y fase, en función de la frecuencia. La Figura 13 muestra de manera gráfica los conceptos recién mencionados, incluyendo las expresiones necesarias para calcular módulo y fase en función de las componentes reales e imaginarias obtenidas mediante la transformada. Figura 13: Esquema conceptual de la Transformada de Fourier La Transformada de Fourier es totalmente reversible, es decir, conociendo X(f) es posible encontrar s(t). La expresión de la Transformada Inversa de Fourier es: (30) ℑ−1 { X(ω) } = s(t) = 1 ∞ ∫ X(ω)ejωt dω 2π −∞ O bien: (31) ℑ−1 { X(f) } = s(t) = ∞ ∫ X(f)e −∞ j2πft df 62 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 1 Debe notarse que al reemplazar ω, el factor desaparece, puesto que 2π dω=d(2πf)=2πdf. 5.1. Variantes de la Transformada de Fourier Dependiendo de las características de la señal s(t), existen cuatro variantes posibles para el Análisis de Fourier: No periódicas Transformada de Fourier (TF) Periódicas Serie de Fourier (FS) Supuestas no periódicas. (completando con muestras nulas) Transformada de Fourier de Tiempo Discreto (DTFT) Señales continuas s(t) Señales discretas s(n) Supuestas periódicas. (repitiendo las muestras) Transformada Discreta de Fourier (DFT) Figura 14: Variantes de la Transformada de Fourier4 Todas las herramientas del análisis de Fourier (Transformada de Fourier, Serie de Fourier Transformada de Fourier de Tiempo Discreto y Transformada Discreta de Fourier) pueden ser utilizadas con números reales o con números complejos. 5.1.1. Serie de Fourier (FS) La Serie de Fourier es un caso especial de la transformada de Fourier aplicada a una señal periódica en el dominio del tiempo s(t). En este caso, la integral (29) se transforma en una sumatoria y la expresión matemática de la señal s(t) es llevada al dominio de la frecuencia 4 Steven W. SMITH, The Scientist and Engineer’s Guide to Digital Signal Processing, [en línea]. Dirección URL: <http://dspguide.com/pdfbook.htm>, [s. f]. CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 63 mediante una sucesión infinita, formada por una componente de frecuencia cero o continua, una fundamental de frecuencia f0 cuyo período es igual al de la señal y armónicos cuyas frecuencias son múltiplos enteros de la frecuencia f0. La serie de Fourier responde a la siguiente expresión: (32) s(t) = Ao 2 ∞ { ( ) ( )} + ∑ A n cos n 2πf0 t + Bnsen n 2πf0 t n=1 Los coeficientes A0, An y Bn se llaman coeficientes de Fourier y dependen de la forma de onda de s(t). A0 es la componente de frecuencia cero o valor de CC. Las expresiones necesarias para su cálculo no resultan relevantes para este trabajo, dado que la serie de Fourier solo será utilizada para ofrecer una interpretación alternativa de la señal OFDM, que se estudiará más adelante. 5.1.2. Procesamiento digital de señales: Aplicación de la DFT El procesamiento digital de señales (conocido por las siglas DSP en inglés) implica el uso de computadoras y procesadores numéricos que, por más sofisticados que sean, siempre tendrán una capacidad finita para el almacenamiento de datos. Esto quiere decir que, si se tienen almacenadas en una memoria las muestras de una señal cualquiera, ya sea en el dominio del tiempo o en el dominio de la frecuencia, solo podrá contarse con una cantidad finita de ellas. Ahora bien, las cuatro variantes de la Transformada de Fourier se extienden hasta ±∞ y no existe ninguna alternativa que emplee señales cuya longitud (cantidad de muestras o puntos) sea finita, pues las funciones de base utilizadas por las transformadas están definidas hasta ±∞ . Hay dos maneras de lograr que una señal con un número finito de muestras se vea como una señal de longitud infinita: a) Imaginar que existen infinitos puntos a derecha y a izquierda de las muestras disponibles y que estos infinitos puntos tienen valor nulo. De este modo, se puede suponer que la señal discreta que se está procesando es no periódica, siendo aplicable la Transformada de Fourier de Tiempo Discreto (DTFT). b) Imaginar que las muestras disponibles se repiten indefinidamente a derecha y a izquierda. Esto permite suponer que la señal discreta que se está procesando es periódica, pudiéndose aplicar la Transformada de Discreta de Fourier (DFT). Ahora bien, como la DTFT devuelve un espectro continuo y los procesadores numéricos solo pueden manejar un número finito de muestras, se debe calcular la DFT por medio del muestreo de la DTFT, asumiendo que la señal de entrada es periódica. Esto equivale a replicar las muestras a ambos lados de la señal, tal como lo sugiere la Figura 14. Se concluye entonces que la única posibilidad de aplicación práctica en DSP es la DFT. Por lo tanto, el objetivo de este capítulo está centrado en el estudio de ésta Transformada y de su operación inversa, herramienta fundamental que hace posible la generación y detección de señales OFDM. 64 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER Nomenclatura utilizada A continuación y a los fines de facilitar la interpretación de las expresiones utilizadas en el análisis de Fourier, en la Tabla 1 se presenta la nomenclatura utilizada para identificar las señales y las variables de las cuales aquellas dependen. La caracterización de las señales como continuas o discretas solo dependerá de la variable que se coloque dentro de los paréntesis. Señales Dominio del tiempo Dominio de la frecuencia Todas las componentes de la señal s(_) X(_) Parte real de la señal Re s(_) Re X(_) Parte imaginaria de la señal Im s(_) Im X(_) Variable continua (_) t f Variable discreta (_) n i Tabla 1: Nomenclatura de señales y variables 6. TRANSFORMADA DISCRETA DE FOURIER (DFT) Tal como lo sugiere su denominación de “discreta”, para poder calcular la DFT primero se debe muestrear la señal s(t), transformándola de una señal continua a una señal discreta en el tiempo. Luego del muestreo se obtiene la señal s(n), donde n es la variable de tiempo discreto. Cabe aclarar que en ambos casos se trata de señales reales, concepto que será analizado en el apartado siguiente. De acuerdo a lo visto en 5.1.2, solo es posible utilizar una cantidad finita de muestras, lo que equivale a decir que la señal s(t) debe ser muestreada a un ritmo determinado durante un lapso finito de tiempo llamado “ventana de tiempo” TU. De este modo, se obtienen L muestras o puntos que conforman la señal discreta s(n). La Figura 15 permite apreciar este proceso: s(n) s(t) L puntos muestreo t TU Figura 15: Muestreo de la señal s(t), transformándola en s(n) n Tm TU CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 65 6.1. Transformada Discreta de Fourier Real La Transformada de Fourier de la ecuación (29) no es aplicable directamente y debe modificarse para poder ser utilizada con señales discretas. En primer lugar, se procede a reemplazar el término exponencial de la integral de dicha ecuación por su equivalente en funciones senoidales y cosenoidales, empleando las identidades de Euler: (33) ( ) ( e−j2πft = cos 2πft − jsen 2πft ) Utilizando (33) y reemplazando en (29), la expresión de la transformada queda: (34) X(f) = ∞ ∫ s(t)⎡⎣cos (2πft) − jsen (2πft)⎤⎦ dt −∞ A continuación, la integral que se extiende entre −∞ < t < ∞ debe ser cambiada por una sumatoria finita de n muestras de tiempo discreto. A partir de la Figura 15, se deduce inmediatamente que el espaciamiento temporal entre las muestras sucesivas es: Tm = (35) TU L La relación entre la ventana de tiempo TU y la sucesión de puntos correspondientes a las muestras de la señal discreta s(n) es: (36) nn⋅ Tm = n TU L 0 ≤ n ≤ L −1 En el dominio de la frecuencia, la trasformada producirá un espectro X(i), donde i es la variable de frecuencia discreta. Dicho espectro estará formado por una sucesión de valores fi que guardarán una relación directa con la frecuencia de muestreo fm. La igualdad dada en (35) puede ser expresada en términos de la frecuencia de muestreo fm, o sea la inversa de la separación de las muestras Tm: fm = (37) 1 L = Tm TU Dividiendo por L a las tres igualdades dadas en (37), se encontrará el intervalo o espacio existente entre las frecuencias discretas. Este valor será denominado fU: (38) fU = fm L = 1 1 = LL⋅ Tm TU 66 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER La sucesión de muestras en el dominio de la frecuencia se puede expresar en función de la frecuencia fU: (39) fi = i i⋅ fU = i 1 1 =i LTm TU En la ecuación (34) se procede a reemplazar la integral por una sumatoria y las variables y valores de tiempo y frecuencia por sus versiones discretas: (40) L−1 ⎡ ⎛ ⎛ n⎞ n ⎞⎤ X(i) = ∑ s(n)⎢cos ⎜ 2πi ⎟ − jsen ⎜ 2πi ⎟⎥ L⎠ L ⎠⎥⎦ ⎢⎣ ⎝ ⎝ n=0 Uno de los aspectos que suele resultar bastante confuso al momento aplicar las ecuaciones de la Transformada Discreta de Fourier, es la determinación de la cantidad de muestras correspondientes al dominio de la frecuencia, de acuerdo al número de muestras que estén disponibles para la señal en el dominio del tiempo. Esto equivale a preguntar: ¿cuál es el rango de variación de la frecuencia discreta i? La respuesta a esta pregunta, se inicia a partir de la determinación del valor de la frecuencia de muestreo para la señal s(t), teniendo en cuenta el criterio de Nyquist: (41) fm ≥ 2 ⋅ BWs(n) Donde BWs(n) es la anchura de banda de la señal muestreada s(n). Reemplazando fm por su equivalente obtenido en (37) se tiene: (42) L ≥ 2 ⋅ BWs(n) TU La anchura de banda de la señal BWs(n) puede obtenerse a partir del espectro en frecuencia X(i) calculado mediante la transformada. De acuerdo con la ecuación (39), los valores de las frecuencias discretas son: (43) fi = i 1 TU Reemplazando este valor en (42): (44) L i ≥≥22⋅ TU TU CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER i≤ (45) 67 L 2 Esto significa que para cumplir con el criterio de Nyquist, las frecuencias discretas deberán tener el siguiente rango de variación: (46) fi = i 1 TU 0≤i≤ L 2 L L Cuando i = , la frecuencia fi = es igual a la mitad de la frecuencia de muestreo 2T 2 U de s(t). Se deduce que una señal real s(n) formada por L muestras en el dominio de tiempo estará representada por un conjunto de L/2+1 componentes cosenoidales y L/2+1 señales senoidales en el dominio de la frecuencia. Dado que en este apartado se está analizando la Transformada Discreta de Fourier Real, se puede prescindir de la unidad imaginaria, quedando finalmente la ecuación (40) de la siguiente manera: (47) L−1 ⎛ n⎞ ⎫ Re X(i) = ∑ s(n)cos ⎜ 2πi ⎟ ⎪ L⎠ ⎪ ⎝ n=0 ⎬ L−1 ⎛ n ⎞⎪ Im X(i) = −∑ s(n)sen ⎜ 2πi ⎟⎪ L ⎠⎭ ⎝ n=0 0≤i≤ L 2 El término Re X(i) comprende a todas las componentes cosenoidales, mientras que las senoidales están agrupadas en Im X(i). Más allá de la denominación dada a cada una de estas ecuaciones, debe notarse que no hay números complejos en ellas, es decir, no está presente la unidad imaginaria j. Simplemente, se trata de una forma de agrupar las componentes senoidales por un lado y las componentes cosenoidales por otro. Finalmente, en la Figura 16 se ilustra de manera conceptual la relación existente entre el número de muestras de la señal s(n) y la cantidad de muestras de su espectro en frecuencias. 68 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER Frecuencia Tiempo Re X(i) ... 0 s(n) IDFT L + 1 muestras 2 DFT Im X(i) ... 0 L muestras L-1 L 2 ... 0 L + 1 muestras 2 L 2 Figura 16: Número de muestras en el tiempo y en la frecuencia (DFT Real)5 6.1.1. Factor de escala Las expresiones presentadas en (47) requieren de un ajuste adicional, anteponiendo una constante a las dos sumatorias. Se trata de un factor de escala cuyo valor es 2/L y que puede colocarse indistintamente delante de la DFT o de la IDFT6, o bien manipularse de manera separada. Los conceptos necesarios para la determinación de este factor son la densidad espectral de la señal y la anchura de banda de cada muestra. La derivación de las ecuaciones que permiten su deducción no es un proceso sencillo y por lo tanto no será demostrado. Teniendo en cuenta dicho factor de escala, las expresiones finales para la DFT real son: ⎛ n⎞ ⎫ 2 L−1 s(n)cos ⎜ 2πi ⎟ ⎪ ∑ L⎠ ⎪ L n=0 ⎝ ⎬ L−1 ⎛ 2 n ⎞⎪ Im X(i) = − ∑ s(n)sen ⎜ 2πi ⎟⎪ L n=0 L ⎠⎭ ⎝ Re X(i) = (48) 0≤i≤ L 2 Es importante aclarar que cuando se aplica IDFT, para poder recuperar correctamente la señal en el dominio del tiempo, los valores de los extremos Re X(0) y Re X (L/2) deben ser divididos por dos, lo que equivale a decir que en estos dos puntos el factor de escala es igual a 1/L. 5 Steven W. SMITH, The Scientist and Engineer’s Guide to Digital Signal Processing, [en línea]. Dirección URL: <http://dspguide.com/pdfbook.htm>, [s. f]. 6. En general, en la bibliografía especializada este factor se encuentra asociado a la IDFT, sin que se aclare que su ubicación es indistinta. CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 69 6.2. Transformada Discreta de Fourier Compleja Si bien la DFT Real resulta adecuada en numerosas aplicaciones, suele presentar dificultades en otras. Es el caso de la parte negativa del espectro de frecuencias, que simplemente no es tenida en cuenta por esta variante de la transformada. La DFT Compleja permite que el dominio de la frecuencia sea representado utilizando números complejos en lugar de números reales. En estos casos, Re X(i) es la parte real del espectro complejo de frecuencia, mientras que Im X(i) es la parte imaginaria de dicho espectro y a diferencia de la DFT real, cada componente de la parte imaginaria estará acompañado de la unidad “j”. Por lo tanto, la DFT compleja no es otra cosa que una DFT real donde los números reales se sustituyen por números complejos. Retomando la expresión (40) y conservando la unidad imaginaria j, se tendrá: (49) L−1 ⎡ ⎛ ⎛ n⎞ n ⎞⎤ X(i) = ∑ s(n)⎢cos ⎜ 2πi ⎟ − jsen ⎜ 2πi ⎟⎥ L⎠ L ⎠⎥⎦ ⎢⎣ ⎝ ⎝ n=0 A primera vista, casi no hay diferencias entre esta ecuación y la DFT Real, excepto por la inclusión de las frecuencias negativas y el hecho de que X(i) y s(n) ahora son vectores formados por números complejos. Para reflejar la inclusión de las frecuencias negativas, es necesario determinar cuáles serán los límites de variación del índice i, lo que puede expresarse de dos formas distintas. La primera de ellas es la más intuitiva, agregando el rango negativo de valores de i: (50) − L L ≤ i ≤ −1 2 2 La segunda, tiene en cuenta la periodicidad de la DFT, aspecto que se estudia con detalle en el apartado siguiente. En este caso, los valores de las muestras ubicadas por encima de L/2 coinciden con los valores encontrados para las frecuencias negativas, con lo cual bastará con permitir que i pueda incluir ese rango, sin que sea necesario emplear índices negativos. Esta es la forma más utilizada y en consecuencia: (51) 0 ≤ i ≤ L −1 Es muy importante tener en cuenta que la expresión (51) es una forma práctica de representar las frecuencias negativas, basada en la periodicidad de la DFT. Sin embargo, esto no debe inducir al error común de suponer que la anchura de banda de la señal s(n) se haya duplicado es decir, debe cumplirse el criterio de Nyquist y fm ≥ 2 ⋅ BWs(n) . Estos conceptos serán aplicados en el capítulo dedicado a modulación, segunda parte, al estudiar la acción combinada de los bloques IFFT y modulador I-Q. Por último, la Figura 17, ilustra conceptualmente las cantidades de muestras correspondientes a los dominios del tiempo y de la frecuencia en una DFT compleja. 70 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER Tiempo Frecuencia Re s(n) Re X(i) ... 0 ... L-1 L muestras IDFT 0 DFT Im s(n) Im X(i) ... 0 L muestras L-1 L muestras ... L-1 0 L muestras L-1 Figura 17: Cantidades de muestras en el tiempo y en la frecuencia (DFT compleja)7 6.2.1. Periodicidad de la DFT compleja La Transformada Discreta de Fourier Compleja asume que la señal y su espectro son periódicos en el dominio del tiempo y en el dominio de la frecuencia respectivamente. La Figura 17 ilustra este concepto. Por razones de simplicidad, solo se muestra el módulo del espectro en función de la frecuencia, aclarando que la fase (que no ha sido graficada aquí), tiene un comportamiento similar (exceptuando la simetría con respecto al origen, que se verá más adelante). 7 Steven W. SMITH, The Scientist and Engineer’s Guide to Digital Signal Processing, [en línea]. Dirección URL: <http://dspguide.com/pdfbook.htm>, [s. f]. 71 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER n 0 L-1 n - 2L 0 -L 2L L a) Dominio del tiempo DFT IDFT Módulo i 0 L 2 i -L - L 2 0 L 2 L b) Dominio de la frecuencia Figura 18: Periodicidad de la señales para la DFT El espectro de la Figura 18 también puede ser expresado en términos de la frecuencia de muestreo. En 6.1 se demostró que: 1 L = fm = (52) Tm TU Dado que TU es la longitud de la ventana de tiempo y que la misma permanecerá invariable una vez establecidos los límites de cálculo, fm y L resultan equivalentes y por esta razón, el espectro de frecuencias de una señal s(n) puede ser representado como en la Figura 19: 72 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER -f f - fm f - m 0 2 fm 2 fm Figura 19: Espectro de s(n) caracterizado en función de la frecuencia de muestreo Los conceptos que acaban de exponerse permiten extraer algunas conclusiones importantes: a) Si bien la DFT Real solo tiene en cuenta las frecuencias positivas, puede verse que las muestras comprendidas entre L/2 y L tienen exactamente los mismos valores que las muestras ubicadas entre 0 y – L/2. b) Se deduce inmediatamente que las señales reales siempre tienen espectros con componentes de frecuencias positivas y negativas. c) El manejo de las frecuencias negativas es muy importante, especialmente cuando el procesamiento que se aplica sobre las señales desplaza esta banda de frecuencias hacia la región positiva. Un ejemplo concreto es el caso de las bandas laterales inferiores generadas por la modulación en amplitud de una portadora. d) El espectro de frecuencias de una señal discreta s(n) es simétrico alrededor de la frecuencia cero (0 Hz). 6.2.2. Factor de escala Las expresión (49) también necesita de un factor de escala adecuado. Su determinación es sencilla y casi intuitiva, partiendo del factor empleado en la DFT Real, cuyo valor es 2/L. Si se calcula la DFT Real de una señal cosenoidal de amplitud 1,0 se obtiene una componente espectral de amplitud también igual a 1,0. En cambio, si el cálculo se realiza con una DFT Compleja, se obtienen dos componentes espectrales, una de frecuencia positiva y otra de frecuencia negativa, con una amplitud de 0,5 cada una. Quiere decir que para reconstruir la señal original, deberán combinarse dos componentes espectrales con la mitad de amplitud. Por lo tanto, el factor de escala necesario para la DFT Compleja es la mitad y vale 1/L, quedando la ecuación (49) de la siguiente manera: (53) X(i) = ⎡ ⎛ ⎛ n⎞ 1 L−1 n ⎞⎤ s(n)⎢cos ⎜ 2πi ⎟ − jsen ⎜ 2πi ⎟⎥ ∑ L⎠ L n=0 L ⎠⎥⎦ ⎢⎣ ⎝ ⎝ 0 ≤ i ≤ L −1 La ecuación anterior también puede expresarse en forma abreviada, empleando las identidades de Euler: 73 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER X(i) = (54) 1 L L−1 ∑ s(n)e −j2πi n L 0 ≤ i ≤ L −1 n=0 6.2.3. Simetrías espectrales La DFT Compleja de una señal real discreta s(n), da como resultado un espectro complejo X(i). Su parte real Re X(i) es simétrica con respecto a la frecuencia central del espectro esto es, la mitad de la frecuencia de muestreo, mientras que la parte imaginaria Im X(i) es antisimétrica con respecto a la misma frecuencia. En otras palabras: los valores del espectro X(i) por encima de la mitad de la frecuencia de muestreo son complejos conjugados de los que se encuentran por debajo de dicha frecuencia. Matemáticamente esto se puede expresar como X(i) = X*[L-(i+1)]. Por ejemplo, con i = 10 y L = 1000 X(10) = X*[1000-(10+1)]. En la Figura 20, se representan gráficamente estos conceptos. Tiempo Frecuencia Re s(n) L puntos Re X(i) L puntos n i fm 2 IDFT 0≤ n ≤ L - 1 DFT Im X(i) fm 0≤ i ≤ L - 1 L puntos Im s(n) L puntos i n fm 2 fm 1 1 fm = = LTm Tu L Figura 20: Transformada Discreta de Fourier Compleja de una señal real s(n) En el caso de que la señal s(n) fuera completamente imaginaria, las simetrías se invierten. Es decir, la parte real Re X(i) pasa a ser antisimétrica con respecto a la mitad de la frecuencia de muestreo y la parte imaginaria Im X(i) simétrica con respecto a esa frecuencia. La Figura 21 ilustra este caso. 74 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER Tiempo Frecuencia Re X(i) L puntos Re s(n) L puntos n fm 2 IDFT 0≤ n ≤ L - 1 Im s(n) i L puntos DFT fm 0≤ i ≤ L - 1 Im X(i) L puntos n i fm 2 fm 1 1 f = = m LTm Tu L Figura 21: Transformada Discreta de Fourier Compleja de una señal imaginaria s(n) 6.2.4. Transformada Inversa Discreta de Fourier La Transformada Discreta de Fourier también es reversible, es decir, conociendo X(i) es posible encontrar s(n). La expresión de la Transformada Inversa Discreta de Fourier (IDFT) es: L−1 s(n) = (55) ∑ X(i)e j2π i n L 0 ≤ n ≤ L −1 i=0 Empleando las identidades de Euler, la ecuación (55) se puede escribir de la siguiente manera: s(n) = (56) L−1 ⎛ ⎛ n⎞ ⎛ n ⎞⎞ i=0 ⎝ ⎝ ⎠ ⎝ ⎠⎠ ∑ X(i)⎜⎜ cos ⎜ 2πi L ⎟ + jsen ⎜ 2πi L ⎟⎟⎟ Dado que: (57) X(i) = Re X(i) + j Im X(i) CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 75 Reemplazando (57) en (56) y realizando el desarrollo: (58) L−1 ⎛ ⎛ ⎛ ⎛ ⎛ ⎛ n⎞ n⎞ n ⎞⎞ L−1 n ⎞⎞ s(n) = ∑ Re X(i) ⎜⎜ cos ⎜ 2πi ⎟ + jsen ⎜ 2πi ⎟⎟⎟ − ∑ Im X(i)⎜⎜ sen ⎜ 2πi ⎟ − jcos ⎜ 2πi ⎟⎟⎟ L⎠ L⎠ L ⎠⎠ i=0 L ⎠⎠ ⎝ ⎝ ⎝ ⎝ ⎝ ⎝ i=0 Si bien la ecuación (55) es la forma más empleada y la más compacta para escribir la DFT compleja, su versión expandida en la ecuación (58) es más fácil de entender y aplicar. En este momento resulta instructivo visualizar lo que estas expresiones implican en cuanto a la cantidad de cálculos que deben realizarse. Por ejemplo, utilizando la ecuación (55) para escribir las ecuaciones de la Transformada Inversa Discreta de Fourier, se comienza fijando el valor de n=0 y se desarrolla la sumatoria, dando a i todos los valores del rango ( 0 ≤ i ≤ L −1 ), obteniendo así la primera ecuación. Luego se hace n=1 y se repite el proceso, obteniendo la segunda ecuación. Se continúa de la misma manera hasta llegar finalmente a n=L-1. Por ejemplo, para n=1 la ecuación es: (59) s(1) = X(0) + X(1)e j2π 1 L + X(2)e j2π 2 L + X(3)e j2π 3 L j2π ++ X ⎡⎣(L − 1)⎤⎦ e L−1 L Escribiendo las ecuaciones en forma matricial se obtiene: (60) ⎡ s(0) ⎢ ⎢ s(1) ⎢ s(2) ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ ⎢ s(L − 1) ⎣ ⎤ ⎡ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥=⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎥ ⎢ ⎦ ⎢⎣ 1 1 1 1 ⎡ X(0) 1 ⎤⎥ ⎢ ⎢ 1 2 L−1 j2π j2π j2π X(1) ⎥ ⎢ e L e L e L ⎥ ⎢ 1 2 L−1 X(2) j2π2 j2π2 j2π2 ⎥ ⎢ L e L e L e ⎥⋅⎢ ⎥ ⎢ 1 2 L−1 ⎥ ⎢ j2π(L−1) j2π(L−1) j2π(L−1) L L L ⎥ ⎢ e e e ⎥ ⎢ ⎦ ⎢ X ⎡(L − 1)⎤ ⎦ ⎣ ⎣ 1 1 ⎤ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥ ⎥⎦ Se trata de un sistema de ecuaciones de (L x L) elementos. Si L = 1000 por ejemplo, serían 1000 la cantidad de multiplicaciones y 999 las sumas a realizar en cada fila, todas ellas complejas, repitiéndose el proceso 1000 veces, lo que arroja un total de casi 2 millones de operaciones. 6.2.5. Simetrías espectrales Es importante analizar las características de simetría de la transformada inversa, es decir conocido el espectro de frecuencias, determinar cómo se comporta la señal que se obtiene en el dominio del tiempo. Este análisis puede simplificarse teniendo en cuenta lo estudiado en el apartado 3, es decir considerando los espectros de señales elementales tales como seno y coseno. La Figura 22, muestra las transformadas de dichos espectros. 76 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER Frecuencia Tiempo Re s(n) Re X(i) L puntos L puntos n i fm 2 fm IDFT Im X(i) DFT L puntos Im s(n) L puntos n i fm 2 fm a) IDFT de un espectro real simétrico Re s(n) Re X(i) L puntos L puntos n i fm fm 2 IDFT Im X(i) DFT L puntos Im s(n) L puntos i fm 2 n fm b) IDFT de un espectro imaginario antisimétrico Figura 22: Transformada Discreta de Fourier Inversa de espectros simples Cabe preguntarse qué ocurre cuando no se cumplen las condiciones de simetría y/o antisimetría del espectro a transformar, es decir cuando hay asimetrías. CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER Frecuencia Re s(n) Re X(i) L puntos Tiempo L puntos n i fm 2 fm IDFT Im X(i) DFT L puntos Im s(n) L puntos i fm 2 77 n fm Figura 23: Transformada Discreta de Fourier Inversa de un espectro real asimétrico La Figura 23 es un ejemplo de transformada inversa aplicada a un espectro real asimétrico. Como puede verse, la señal obtenida en el dominio del tiempo es compleja, es decir tiene parte real y parte imaginaria. Este resultado no debería sorprender, pues de acuerdo a lo visto en el punto 3.1 de este capítulo, un espectro asimétrico solo puede obtenerse mediante la combinación de los espectros correspondientes a funciones senoidales y cosenoidales. Por otro lado, la parte imaginaria de s(n) presenta una diferencia de fase de 90º con respecto a la parte real. En términos de lo analizado en el apartado 3.2, puede afirmarse que Im s(n) es la Transformada de Hilbert de Re s(n). 6.3. Transformada Rápida de Fourier (FFT) El término genérico “Transformada Rápida de Fourier” (FFT) involucra distintos algoritmos con diferentes características, pero todos ellos utilizan la misma técnica, con un procedimiento basado en el cálculo de una sucesión de pequeñas transformadas discretas simples. Es importante señalar que: s La FFT es un algoritmo y no una aproximación. s Las características de la FFT son las mismas que las estudiadas en la DFT. s Desde el punto de vista del cálculo, la FFT es más eficiente, porque emplea un número bastante menor de operaciones. Los algoritmos empleados para el cálculo de la FFT, descomponen una DFT de L puntos en dos DFT de L/2 puntos. Luego, cada DFT de L/2 puntos es descompuesta a su vez en dos DFT de L/4 puntos y así sucesivamente. Al final de la descomposición, se obtienen L/2 DFT de 2 puntos cada una. La transformada más pequeña viene determinada por la base de la FFT. La Figura 24 muestra en detalle este proceso. 78 CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 0 0 0 0 1 2 4 8 4 8 2 6 3 8 12 5 10 12 4 4 2 2 12 6 10 6 7 8 9 14 10 6 10 1 14 1 14 1 3 5 9 11 12 5 9 7 13 14 9 11 13 5 13 15 3 3 13 7 11 15 11 7 15 15 Figura 24: Descomposición de una DFT de L puntos en L/2 DFT de 2 puntos Para implementar una Transformada Rápida de Fourier de base 2, L debe ser una potencia entera de 2 y la transformada más pequeña será una DFT de solamente 2 puntos. Este concepto es muy importante, porque justifica muchos de los números que se verán al analizar en detalle el sistema ISDB-Tb. Por lo tanto: (61) L= 2p Para el cálculo de la FFT se requiere la realización de L/2 log2 L multiplicaciones complejas y de L log2 L sumas complejas. A los fines de poder comparar las necesidades de cálculo entre la DFT y la FFT, si por ejemplo L = 1024 (1K) entonces: (62) L 1024 log 2 L = log 2 1024 = 512 x 10 = 5120 2 2 (63) L log 2 L = 1024 x 10 = 10240 Es decir, se requieren poco menos de 15400 operaciones complejas para calcular una FFT de 1024 puntos, una cifra considerablemente menor que las 2 millones de operaciones que demandaría una DFT con la misma cantidad de puntos. Al igual que la DFT, la FFT es reversible y la correspondiente operación se denomina “Transformada Inversa Rápida de Fourier” (IFFT). Todo lo dicho hasta aquí para la FFT es igualmente válido para la IFFT. CAPÍTULO 2 — ELEMENTOS DE ANÁLISIS ESPECTRAL Y ANÁLISIS DE FOURIER 79 BIBLIOGRAFÍA BAHAI, Ahmad R. and Burton R. SALTZBERG, Multi-Carrier Digital Communications. Theory and Applications of OFDM, New York, Kluwer Academic Publishers, 1999. FISCHER, Walter, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, 2ª edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009. KIRKHORN, Johan, Introduction to IQ-Demodulation of RF Data, IFBT, NTNU, 1999. LYONS, Richard G., Understanding Digital Signal Processing, New Jersey, Prentice Hall PTR, 2001. MARTIN, Ken, Complex Signal Processing is not Complex, Canadá, University of Toronto, [s. a]. PROAKIS, John G. and Dimitri G. MANOLAKIS, Digital Signal Processing. Principles, Algorithms and Applications, New Jersey, Prentice Hall International Inc., 1996. ROHDE&SCHWARZ, Digital Terrestrial Television: DVB-T in Theory and Practice, Germany, Test & Measurement Division, Training Center, 2002. ROOYEN, Gert-Jan van, Baseband Compensation Principles for Defects in Quadrature Signal Conversion and Processing, Stellenbosch, University of Stellenbosch, 2004. SMITH, Steven W., The Scientist and Engineer’s Guide to Digital Signal Processing, [en línea]. Dirección URL: <http://dspguide.com/pdfbook.htm>, [s. f]. UNIVERSIDAD NACIONAL DE CORDOBA, Procesamiento Digital de Señales - Transformada de Fourier y el Algoritmo FFT, Córdoba, Laboratorio de Procesamiento Digital de Señales, Facultad de Ciencias Exactas Físicas y Naturales, [s. a]. C A P Í T U L O 3 MODULACIÓN DIGITAL 1. INTRODUCCIÓN En este capítulo se presentarán las bases y principios de la modulación digital; esto es, las distintas formas de trasmitir información binaria (unos y ceros, es decir señales digitales en banda base), utilizando formas de onda analógicas (ondas sinusoidales). El estudio está enfocado en las modulaciones 16-QAM, 64-QAM, QPSK y DQPSK, que son las que se utilizan en ISDB-Tb. El análisis espectral y de Fourier presentados en el capítulo anterior, junto con la modulación digital, constituyen los fundamentos que permitirán el abordaje de los siguientes capítulos de este libro. 2. MODULACIÓN DIGITAL Una vez que los bits de información han sido convertidos en una señal eléctrica (normalmente llamada señal de banda base), para poder transmitirla de manera eficiente a través del canal radioeléctrico es necesario utilizar alguna técnica de modulación. La modulación consiste en modificar, de acuerdo a las variaciones que exhiba la señal de banda base, uno o todos los parámetros que caracterizan a la portadora: amplitud, frecuencia y fase. Se emplea la terminología más específica de modulación digital, cuando dichas variaciones pueden asumir únicamente un número finito y determinado de valores discretos. Las técnicas más elementales de modulación están basadas en la conmutación por desplazamiento o variación (shift keying) de los valores de amplitud, frecuencia o fase entre dos límites posibles. Tal como se muestra en la Figura 1 y de acuerdo al parámetro que resulta modificado, las modulaciones se denominan: 81 82 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL UÊ Amplitud: Amplitude Shift Keying (ASK) UÊ Frecuencia: Frequency Shift Keying (FSK) UÊ Fase: Phase Shift Keying (PSK) En dicha figura, las modulaciones se aplican individualmente, es decir, no se combinan entre sí las distintas técnicas. En estos casos, el parámetro modificado solo puede asumir dos valores distintos (estados) que representarán un bit de información (0 ó 1). Amplitud Cambio de amplitud Tiempo a) ASK Amplitud Cambio de frecuencia f= 1 Δt Tiempo b) FSK Amplitud Cambio de fase Tiempo c) PSK Figura 1: Técnicas de modulación CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL 83 2.1. Bits, símbolos y velocidad de modulación Cuando la portadora transmitida tiene solo dos estados perfectamente diferenciados, podrá representarse un bit de información por estado y por lo general no habrá mayores dificultades en la interpretación de los conceptos y de la terminología asociada. Por ejemplo en la Figura 2, puede verse una señal ASK, donde cada estado tiene una duración TS y éstos representan el valor 0 o 1 de un bit. En este caso, resulta claro que la tasa o velocidad de transmisión en bits por segundo (bps) será: (1) ( ) R bps = cantidad de bits transmitidos por estado bP = TS tiempo necesario para transmitirlos R (bps ) = (2) 1 TS Amplitud 0 1 Tiempo TS TS Figura 2: Señal ASK representando un bit de información La situación es diferente cuando la señal presenta más de dos estados. En el ejemplo de la Figura 3, la señal ASK presenta cuatro niveles de amplitud distintos, lo que permite representar las combinaciones correspondientes a dos bits. Cuando una señal tiene más de dos estados, la agrupación de bits que éstos representan se denomina “símbolo” S. 84 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL Amplitud S 1 = 00 S 2 = 01 S 3 = 10 S 4 = 11 Tiempo TS Figura 3: Señal ASK representando dos bits de información En estos casos, claramente, existirán diferencias entre la velocidad o tasa de bits y la velocidad de símbolos. La primera será: R (bps ) = (3) bP 2 = TS TS En cuanto a la velocidad de símbolos, que siempre es igual a la inversa de la duración del símbolo, también se conoce como velocidad de modulación y su unidad es el baudio: R S (baudios ) = (4) 1 TS Por lo tanto, teniendo en cuenta (3) y (4): (5) RS = R bP Esto significa que la velocidad de modulación es más baja a medida que se incrementa la cantidad de bits contenidos en un símbolo, es decir la cantidad de estados posibles de la portadora, mientras que la velocidad de transferencia de datos se incrementa en la misma medida. 3. MODULACIÓN QAM La modulación QAM (Quadrature Amplitude Modulation) es la más difundida entre los sistemas de modulación digital. En QAM se emplean múltiples valores de amplitud y de fase, convirtiéndolo en un esquema “multinivel”, que hace posible transmitir, de manera muy eficiente, símbolos formados por agrupaciones de varios bits (actualmente entre 2 y 8). Cada CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL 85 símbolo estará representado por un binomio amplitud-fase perfectamente determinado de la señal. Este tipo de modulación se utiliza desde hace mucho tiempo en distintos sistemas de comunicaciones. Solo basta con recordar que los vectores de croma en TV color analógica se generan exactamente de esta manera. La única diferencia, es que en modulación digital se utilizan señales discretas, es decir solo existirán unos pocos valores discretos de amplitud y de fase. Para obtener una señal QAM, el modulador debe generar dos componentes: I que es modulada por la mitad de los bits de un símbolo y Q que es modulada por la otra mitad, ambas a la misma frecuencia pero desfasadas 90°. A continuación, las componentes I y Q se suman obteniéndose la señal QAM. De esta forma, están implícitos dos canales ortogonales entre sí que operan en la misma frecuencia. Para poder comprender como funciona este esquema, se analizará el caso concreto de un modulador 16-QAM, cuyos detalles se muestran en la Figura 4. b1 0 0 1 1 UNIDAD DE MAPEO DE BITS b 3 Salida I 0 +3 1 +1 0 -3 1 -1 - 3- 1 0 1 3 b3 b1 b1 ... b 4 BUFFER DIVISOR DE BITS I fc Nivel I Polaridad CONVERSOR D/A LPF MODULADOR SEÑAL QAM cos ct + b4 b2 Nivel Q Polaridad CONVERSOR D/A b 2 b 4 Salida Q 0 0 +3 0 1 +1 1 0 -3 1 1 -1 LPF Q 3 1 0 -1 -3 MODULADOR sen c t - 90º Figura 4: Modulador 16-QAM El modulador 16-QAM genera 16 símbolos diferentes, cada uno representando a una agrupación de cuatro bits. De esos cuatro bits, dos estarán asociados a la componente I (en fase) y los otros dos a la componente Q (en cuadratura). La serie de bits que llegan al modulador ingresan a una etapa buffer-divisor de bits, donde son almacenados en agrupaciones de cuatro. A continuación, el divisor separa los bits pares de los impares y los encamina simultáneamente y en paralelo hacia los conversores digital-analógico. 86 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL Estos conversores generan dos señales en banda base del tipo ASK, con cuatro niveles de tensión cada una. Examinando con detenimiento la Figura 4, puede verse que tanto en la componente I como en la componente Q el primer bit de cada par se utiliza para determinar la polaridad y el segundo para fijar el nivel. Con dos bits para cada componente, es posible codificar hasta cuatro niveles de amplitud distintos para cada una, totalizando 16 estados posibles cuando se las combina en cuadratura. A modo de ejemplo, se supone que ingresa al modulador la secuencia binaria 10010111. El buffer almacenará dos grupos de cuatro bits cada uno: 1001 y 0111. Para el primer grupo, b1=1, b2=0, b3=0 y b4=1. En el paso siguiente del procesamiento, los bits b1=1 y b3=0 son encaminados para formar la señal I con lo cual, de acuerdo a la tabla de verdad asociada, la polaridad resultará negativa y el nivel asignado 3, dando como resultado un valor de tensión analógico -3 voltios. El mismo procedimiento se aplica a los bits b2=0 y b4=1, generando un valor de +1 voltio para la señal Q. El proceso y las formas de onda se muestran en la Figura 5. Amplitud 1 0 0 1 0 1 1 1 Tiempo b1 b2 b3 b4 b5 b6 b7 b8 Tb a) Bits de entrada I +1 b5 b1 b3 b7 Tiempo TS -3 b) Salida conversor D/A I Q +1 b2 b4 Tiempo b6 b8 -1 c) Salida conversor D/A Q Figura 5: Bits de entrada y señales de salida de los conversores D/A CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL 87 Cada una de estas señales atraviesa el correspondiente filtro pasabajos y posteriormente son enviadas a los moduladores balanceados, produciendo señales de doble banda lateral con portadora suprimida que al combinarse dan como resultado la señal QAM de salida. También puede observarse en la Figura 5 que la duración del símbolo TS es cuatro veces el tiempo de bit, dando lugar a una apreciable reducción de la anchura de banda necesaria para transmitir la información. Esto confirma la conocida fórmula de Hartley, que relaciona la tasa binaria, la anchura de banda necesaria y la cantidad de símbolos (niveles) generados por el modulador: (6) R(bps) = 2 · BW log2M Donde: UÊ BW es la anchura de banda ocupada UÊ M es la cantidad de símbolos o niveles generados por el modulador Si en la expresión (6) se despeja el ancho de banda BW, quedará explicitada la reducción de la anchura de banda en función de M: (7) BW(Hz) = R 2 ⋅ log 2 M 3.1. Representación gráfica: constelaciones y mapeo de bits Por lo general, las señales FSK y PSK son difíciles de visualizar en el dominio del tiempo, especialmente cuando la magnitud del cambio de fase o de frecuencia es muy pequeña. Si bien, tal como lo insinúan la Figura 2 y la Figura 3, ASK no presenta esta dificultad, para el resto de los esquemas de modulación resulta mucho más conveniente el empleo de los diagramas polares en lugar de las gráficas temporales. Este tipo de representación se conoce como “constelación” y consiste en una gráfica (a eje x o a ejes x-y) que permite visualizar simultáneamente todos los símbolos que puede generar un modulador digital. Cada símbolo tiene asociado un valor de amplitud y un valor de fase que pueden ser representados en un plano cartesiano. De este modo, los símbolos quedarán caracterizados por vectores, con un determinado módulo y una posición angular en el plano; de allí que también estas técnicas sean conocidas como “modulación vectorial”. Una señal puede modularse cambiando el módulo y/o el ángulo de fase del vector. Para poder lograrlo, solo se necesita manipular las componentes ortogonales o proyecciones del vector sobre los ejes cartesianos: el eje I (por “in phase”, u horizontal a 0º) para las abscisas o eje “x” y el eje Q para las ordenadas o eje “y” (por “quadrature” o vertical a 90º). En una representación I-Q, a cada símbolo se le asigna un punto de coordenadas (±ii; ±qi) operación que se denomina “mapeo”. Son precisamente estas coordenadas las que permiten que el receptor pueda identificar correctamente el símbolo transmitido. La Figura 6 ilustra el concepto de mapeo. 88 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL Q S2 S1 q1 - i1 I i1 S3 S4 - q1 Figura 6: Mapeo de símbolos en un modulador digital Tratándose de valores discretos, en realidad los símbolos están asociados a una “región de decisión”1 más que a sus coordenadas exactas. El motivo es simple de comprender: cuando una señal se propaga hacia el receptor, a través del canal radioeléctrico, sufrirá degradaciones en su trayectoria cuyo efecto final se traducirá en la modificación de la posición de los símbolos dentro de la constelación recibida. Cuando un símbolo se posiciona fuera de la región de decisión que le corresponde, termina confundiéndose con alguno de los símbolos adyacentes. La Figura 7 ilustra este concepto y en ella puede verse que el símbolo recibido S´1 cae dentro de la región de decisión de S2, provocando la aparición de un error que luego deberá ser corregido en alguna etapa posterior del procesamiento de señal del receptor. Q q2 S3 S4 q1 S´1 Región de decisión de S 1 S1 S2 Región de decisión de S2 I i1 i2 Figura 7: Recepción de un símbolo fuera de la región de decisión correspondiente 1 Luis Gabriel SIENRA, QAM. La Guía Completa, México, Centro de Investigación e Innovación en Telecomunicaciones, 2004 -2008. CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL 89 3.1.1. Constelaciones 16-QAM y 64-QAM Las constelaciones correspondientes a las modulaciones 16-QAM y 64-QAM pueden verse en la Figura 8 y la Figura 9 respectivamente. Q +3 +1 I -1 -3 +1 +3 -1 -3 Figura 8: Constelación 16-QAM Puede observarse que si el mapeo se hiciera manipulando el módulo y la fase de los vectores en lugar de hacerlo con sus coordenadas asociadas, sería necesario generar 3 valores de amplitud y 12 de fase para 16-QAM, mientras que para 64-QAM, serían 9 amplitudes y 52 fases. Esto demuestra la conveniencia de trabajar con componentes I y Q. Q +7 +5 +3 +1 -7 -5 -3 -1 -1 -3 -5 -7 Figura 9: Constelación 64-QAM I +1 +3 +5 +7 90 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL 3.1.2. Elección de las tensiones analógicas para I y Q Un concepto que por lo general casi no es mencionado o bien queda implícito en los desarrollos teóricos, es la elección de las tensiones analógicas correspondientes a las señales ASK para I y Q. Es válido preguntarse ¿por qué se utilizan estos valores que además tienen la característica de ser impares? Hay dos razones. La primera es la conveniencia de referir todas las coordenadas a la unidad, pues facilita el proceso de normalización de la señal a potencia media unitaria (este concepto se estudiará en detalle más adelante). La segunda, es hacer que los puntos de la constelación se ubiquen simétricamente con respecto a los ejes I–Q. La Figura 10 ilustra el último de los conceptos mencionados. Q d d +1 d -3 d = 2 unidades -1 +1 I +3 -1 Figura 10: Distancias entre símbolos de una constelación QAM 4. MODULACIÓN QPSK Y DQPSK El caso más sencillo de modulación QAM se presenta cuando la amplitud de la portadora no se modifica y solo varía la fase de la misma. Si el modulador produce cuatro valores de fase distintos, se tendrán cuatro estados que permitirán representar a dos bits de información. Dado que no hay variación de amplitud, la técnica se denomina QPSK (Quadrature Phase Shift Keying), en lugar de 4-QAM que carecería de sentido porque en esta modulación la portadora mantiene su amplitud constante. En la Figura 11 se muestra la constelación QPSK, donde puede verse que los cuatro símbolos están asociados a un vector que tiene la misma amplitud y cuatro valores de fase diferentes: 45º, 135º, 225º y 315º. Además estos vectores se encuentran perfectamente en cuadratura. CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL 91 Q +1 I -1 +1 -1 Figura 11: Constelación QPSK Muy distinto es el caso de la modulación QPSK Diferencial ó DQPSK2. En este esquema de modulación, un símbolo se representa mediante un cambio de fase que opera entre el estado lógico actual y el estado lógico siguiente, donde cada estado tiene la duración de un símbolo. De este modo, los receptores solo necesitan detectar, por medio de discriminadores, los cambios de fase y no su valor absoluto, eliminando la necesidad de sincronizar los osciladores locales de portadora. Las transiciones de la señal transmitida responden a la siguiente ecuación: (8) s(t) = 2 cos[ω c t + Δϕ] nTs ≤ t ≤ (n + 1)Ts Donde: • ωc es la frecuencia angular de la portadora UÊ TS es la duración del símbolo Los cambios entre la fase actual y la fase siguiente Δϕ deberán seguir las siguientes reglas: (9) ⎧180º si ⎪ ⎪ 90º si ⎪ Δϕ = ⎨ ⎪ 270º si ⎪ ⎪⎩ 0º si (b ,b ) = (0,0) (b ,b ) = (0,1) (b , b ) = (1, 0) (b , b ) = (1, 1) 1 2 1 2 1 2 1 2 2 Lian ZAHO, Hari SHANKAR and Ariel NACHUM, 40G QPSK and DQPSK Modulation, Singapore, Inphi Corporation, [s. a.]. 92 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL Desde el punto de vista de la ubicación de los símbolos la constelación DQPSK, que aparece en la Figura 12, es prácticamente igual a la constelación QPSK. La diferencia radica en que la conformación de un símbolo no solo depende de los valores de los bits que ingresan al modulador en un momento dado, también dependerá del valor actual de la fase. Por lo tanto, para poder determinar la fase del símbolo siguiente, deberá aplicarse a la fase actual un salto de valor Δϕ, cuya magnitud viene dada por las reglas presentadas en (9). La Figura 13 es una ayuda para interpretar la Figura 12. Las flechas corresponden a los saltos de fase Δϕ, que se producen como consecuencia del ingreso de dos nuevos bits al modulador. Los valores de estos bits han sido consignados en cada caso y también en las flechas de transición de estados de la Figura 12. Q 01 11 11 10 135º = 10 45º = 00 00 00 I 10 01 10 01 00 00 225º = 11 10 11 315º = 01 11 01 Figura 12: Constelación DQPSK basada en cambios de fase CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL 93 Figura 13: Reglas para los cambios de fase en DQPSK Como en todo diagrama de estados, podrá lograrse el diseño del circuito encargado de realizar estas funciones con la ayuda de una tabla de estados. Toda la información contenida en la Figura 12 ha sido reflejada en la Tabla 1. Finalmente en la Figura 14 se muestran los bloques constitutivos del modulador DQPSK. La mayoría de los bloques vistos para el caso 16-QAM se repiten aquí. La principal diferencia está en el circuito lógico secuencial encargado de realizar las funciones de la tabla de estados. 94 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL Estado actual Bits de entrada Estado siguiente Δϕ ϕ (t) I(t) Q(t) b1 b2 I(t+1) Q(t+1) ϕ (t+1) 45º 0 0 0 0 1 1 225º 45º 0 0 0 1 1 0 135º 90º 45º 0 0 1 0 0 1 315º 270º 180º 45º 0 0 1 1 0 0 45º 0º 315º 0 1 0 0 1 0 135º 180º 315º 0 1 0 1 0 0 45º 90º 315º 0 1 1 0 1 1 225º 270º 315º 0 1 1 1 0 1 315º 0º 135º 1 0 0 0 0 1 315º 180º 135º 1 0 0 1 1 1 225º 90º 135º 1 0 1 0 0 0 45º 270º 135º 1 0 1 1 1 0 135º 0º 225º 1 1 0 0 0 0 45º 180º 225º 1 1 0 1 0 1 315º 90º 225º 1 1 1 0 1 0 135º 270º 225º 1 1 1 1 1 1 225º 0º Tabla 1: Tabla de estados correspondiente al modulador DQPSK UNIDAD DE MAPEO DE BITS -1 0 I b 1, b 2… BUFFER DIVISOR DE BITS 1 fC I CONVERSOR D/A LPF MODULADOR SEÑAL QAM CIRCUITO LÓGICO SECUENCIAL + Q CONVERSOR D/A Q 1 LPF MODULADOR 0 -1 Figura 14: Modulador DQPSK - 90º CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL 95 5. EXPRESIÓN ANALÍTICA Y GENERACIÓN DE LA SEÑAL QAM La modulación vectorial permite relacionar símbolos S (conjuntos de bits) con vectores. Un conjunto de n bits puede ser combinado de 2n maneras diferentes, dando lugar a 2n símbolos. Por lo tanto, será necesario generar 2n vectores, cada uno formado por dos componentes ortogonales denominadas i y q. La Figura 15 muestra el diagrama en bloques simplificado de un modulador QAM: Q S q I i UNIDAD DE MAPEO DE BITS i b 0 , b1 ... bn BUFFER DIVISOR DE BITS GENERADOR DE VALORES (I , Q) CONVERSOR D/A SEÑAL QAM MODULADOR q Figura 15: Diagrama en bloques simplificado del modulador QAM La señal QAM que se obtiene a la salida del modulador es una onda sinusoidal con un valor determinado de amplitud y de fase. Los símbolos pueden ser expresados como pares ordenados, de la siguiente manera: (10) S = (i ; q) Cuando sus componentes i y q modulan a dos portadoras en cuadratura y luego se suman estos productos, se obtiene la señal QAM s(t): (11) s(t) = i cosωct + qsen ωct Los símbolos también pueden ser representados en coordenadas polares, mediante un vector Z y un ángulo de fase ϕ: 96 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL Z = i2 + q2 (12) y ⎛q⎞ φ = tg −1 ⎜ ⎟ ⎝i⎠ Teniendo en cuenta las ecuaciones dadas en (12), la expresión (11) también puede escribirse de la siguiente manera: s(t) = Z ⋅ e j(ωC t + ϕ) (13) 5.1. Demodulación de la señal QAM A continuación se analizará el proceso de demodulación de una señal QAM, dado que no solo resulta de utilidad poder comprender claramente el proceso, sino que también servirá de introducción al importante concepto de ortogonalidad que se estudiará más adelante. Para la recuperación de las componentes i y q desde las señales que están a la frecuencia de la portadora, se realiza un proceso de integración. La Figura 16, muestra los bloques del demodulador QAM: Q S I s1 (t) i(t) INTEGRACIÓN s(t) DEMODULADOR s 2 (t) q(t) DESMAPEO CONVERSOR A/D b 0 , b1 ... bn INTEGRACIÓN Figura 16: Demodulador QAM Para obtener la señal s1(t) se debe multiplicar s(t) por cosωct (reinyectando la portadora): (14) s1(t) = s(t) cosωct (15) s1(t) = (i cosωct + qsenωct) cosωct CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL s1(t) = i cos2ωct + qsenωct · cosωct (16) Integrando la señal s1(t) se obtiene i(t): T (17) ∫ i(t) = (i cos2ωct + qsenωct · cosωct)dt o T (18) i(t) = ∫ ((i cos ω t) dt + ∫ (qsenω t · cosω t)dt T 2 c c 0 c 0 T (19) T ⎡ sen 2 ω c t ⎤ ⎡ t sen2ω c t ⎤ i(t) = i ⎢ + ⎥ ⎥ +q⎢ 4ω c ⎦ 0 ⎢⎣ 2ω c ⎥⎦ ⎣2 0 Y teniendo en cuenta que ω = 2π c T T (20) T 4π ⎤ ⎡ ⎡ 2 2π ⎤ ⎢ t sen T t ⎥ ⎢ sen T t ⎥ i(t) = i ⎢ + ⎥ +q⎢ ⎥ 8π ⎥ 4π ⎢2 ⎢ ⎥ ⎢⎣ T ⎥⎦ 0 T ⎣⎢ ⎦⎥ 0 i(t) = i (21) T 2 De manera análoga, para obtener la señal s2(t), se debe multiplicar s(t) por senωct: (22) s2(t) = s(t)senωct (23) s2(t) = (i cosωct + qsenωct)senωct (24) s2(t) = i cosωct · senωct + qsen2ωct Integrando s2(t) se obtendrá q(t): (25) q(t) = T ∫ (i cosωct · senωct + qsen2ωct)dt 0 T (26) q(t) = T ∫ (i cos ωc t ⋅ senωc t)dt + ∫ (qsen ω t)dt 2 0 0 c 97 98 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL T (27) T ⎡ sen 2 ω c t ⎤ ⎡ t sen2ω c t ⎤ q(t) = i ⎢ ⎥ +q⎢ − ⎥ 4ω c ⎦ 0 ⎢⎣ 2ω c ⎥⎦ ⎣2 0 Reemplazando ω c = 2π T T (28) T 4π ⎤ ⎡ ⎡ 2 2π ⎤ ⎢ sen T t ⎥ ⎢ t sen T t ⎥ q(t) = i ⎢ ⎥ +q⎢ − ⎥ 4π 8π ⎥ ⎢ ⎥ ⎢2 ⎢⎣ ⎥⎦ 0 ⎢⎣ T T ⎥⎦ 0 q(t) = q (29) T 2 Se observa que i(t) y q(t) difieren de i y q solamente en un factor de escala T/2, que puede ser eliminado en el bloque que realiza el desmapeo y convierte los símbolos nuevamente a bits. Es interesante analizar los resultados del proceso de integración: En la recuperación de cada una de las componentes, existe un término que tiene la forma: T (30) ∫ (senωc t ⋅ cos ωc t) dt = 0 0 Dado que las señales senωct y cosωct están en cuadratura (su valor de fase difiere en 90º), la integración de su producto a lo largo de un período resulta nula. Esta propiedad permite que las componentes i y q sean fácilmente recuperables a partir del vector que representa al símbolo QAM. Pero además, este importante concepto es la base de la multiplexación por división de frecuencias ortogonales (OFDM) y por lo tanto, su comprensión a partir de este momento es de fundamental importancia. 6. NORMALIZACIÓN DE LOS NIVELES DE MODULACIÓN El proceso de normalización de los niveles de modulación es extremadamente importante en ISDB-Tb ya que, a diferencia de otros sistemas, esta norma admite la aplicación simultánea de esquemas de modulación digital diferentes. Si bien muchos de los conceptos necesarios serán estudiados en detalle en los capítulos sucesivos, es conveniente introducir el proceso de normalización en este momento. ISDB-Tb utiliza un concepto denominado “transmisión jerárquica”, que permite organizar la información que se transmitirá hasta en tres capas como máximo. En este caso, el transmisor se podría configurar para que una capa module a sus portadoras en QPSK/DQPSK, la segunda capa lo haga con 16-QAM y la tercera con 64-QAM. De no tomar las previsiones del caso, CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL 99 claramente existirán grandes diferencias entre los niveles de modulación de cada capa, siendo necesario normalizar las señales para que la potencia media sea unitaria en todo el ancho de banda de transmisión, independientemente de los esquemas utilizados. 6.1. Determinación de las potencias de pico y media de las señales3 Debido al carácter discreto de los niveles de amplitud y fase de las señales con modulación digital, resulta relativamente sencillo determinar los valores de potencia pico y potencia media, pues cada símbolo tiene una potencia nominal que está determinada por su posición geométrica dentro de la constelación. En general, la potencia de cada símbolo no se mantiene constante durante la duración del mismo, debido a la influencia del filtro de conformación de espectro, que normalmente es del tipo coseno realzado. Este filtro hace que la potencia media dentro del período de cada símbolo sea menor que su potencia nominal. Si bien esta consideración es válida para las modulaciones digitales de portadora única, no se aplica en la señales OFDM, donde la potencia de cada portadora es constante durante el período TS del símbolo, ya que no se utilizan filtros conformadores de espectro. Los cálculos que siguen, consideran que cada símbolo tiene una potencia que se mantiene constante durante todo el período del mismo. 6.1.1. Potencias de pico y media de las señales QPSK y DQPSK En la Figura 17 se muestra el primer cuadrante de una constelación QPSK/DQPSK. Utilizando procedimientos geométricos, se determinaran a continuación las potencias de pico y media de la señal. Q S 1 Z I 1 Figura 17: Primer cuadrante de la constelación QPSK/DQPSK 3 Juan NAVALPOTRO, Modulación y Densidad Espectral. Nota Técnica Nº 4, Madrid, Abacanto Digital SA., 2004. 100 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL El vector que representa al símbolo S es: (31) Z = 12 + 12 = 2 La tensión pico es igual al módulo del vector Z: (32) Vp = Z = 2 V La potencia pico se calcula como: (33) (34) Pp = Vp2 R Considerando una carga resistiva unitaria, la potencia pico será Pp = (√2)2 =2W 1 En este tipo de constelación, todos los símbolos tienen la misma amplitud y por lo tanto la potencia pico y la potencia media son iguales, ya que la tensión eficaz (valor medio cuadrático de las cuatro amplitudes) es igual a la tensión pico. En consecuencia, se puede escribir: (35) VEF = Vp = Z = 2 V Luego, la potencia media sobre una carga unitaria será igual a la potencia pico: 2 VEF (36) Pm = (37) (√2)2 Pm = 1 R =2W De (35) y (38) surge que la relación entre la potencia pico y la potencia media vale: (38) (39) Pp Pm =1 ⎛ Pp ⎞ ⎟ = 0d 10 ⋅ log⎜⎜ dB B ⎟ ⎝ Pm ⎠ Para normalizar una señal QPSK/DQPSK a potencia unitaria, el vector que representa a cada símbolo S debe ser multiplicado por la inversa del valor absoluto de la tensión eficaz. El factor de normalización es: 1 (40) FN = 2 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL 101 6.1.2. Potencias de pico y media de la señal 16-QAM A partir de la Figura 18 correspondiente a la constelación de la modulación 16-QAM, se realizará un desarrollo similar al caso anterior. Tanto para 16-QAM como 64-QAM, la numeración de los símbolos se realizará en orden ascendente, de acuerdo al valor del módulo del vector que los representa (VEF). Q S3 S4 S1 S2 3 1 Z 1 I 3 Figura 18: Primer cuadrante de la constelación 16-QAM En 16-QAM son necesarios cuatro vectores para representar a todos los símbolos del primer cuadrante: (41) Z = 12 + 12 = 2 1 (42) Z 2 = 32 + 12 = 1 0 10 (43) Z3 = 12 + 32 = 1 0 10 (44) Z 4 = 32 + 32 = 1 8 18 = 3 2 La tensión pico de la señal 16-QAM es igual al módulo del vector Z4: (45) Vp = Z 4 = 3 2 V Y la potencia pico para carga unitaria resulta: (3√2)2 Pp = = 18 W (46) 1 102 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL La tensión eficaz se calcula como el valor medio cuadrático de las tensiones de pico correspondientes a los cuatro símbolos: 4 (47) (48) ∑ Z i2 i =1 VEF = VVEF = E F 4 2 + 10 1 0 ++10 1 0 ++18 1 8 = 4 V 4 040 = 1 010 V 4 La potencia media con carga unitaria es: (49) (50) Pm = 2 VEF R 2 ( 1 0 )) ( √10 Pm = = 10 1 0 W 2 1 La relación entre la potencia pico y la potencia media resulta: (51) (52) Pp Pm = 1, 8 10 · log 1,8 = 2,5 dB La normalización de la señal 16-QAM a potencia unitaria se conseguirá multiplicando los vectores de cada símbolo por el siguiente factor de normalización: (53) FN = 1 1 010 6.1.3. Potencias de pico y media de la señal 64-QAM Con la ayuda de la Figura 19, se realizarán los mismos cálculos para la constelación 64-QAM. CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL 103 Q 7 5 3 1 S 11 S 13 S 15 S 16 S6 S8 S 10 S 14 S3 S4 S7 S 12 S1 S2 S5 S9 Z 1 3 I 5 7 Figura 19: Primer cuadrante de la constelación 64-QAM Para representar los símbolos del primer cuadrante de la constelación 64-QAM son necesarios dieciséis vectores: (54) Z1 = 12 + 12 = 2 (55) Z 2 = Z3 = 32 + 12 = 1 010 (56) 18 = 3 2 Z 4 = 32 + 32 = 1 8 (57) 26 Z5 = Z6 = 12 + 52 = 2 6 (58) Z7 = Z8 = 52 + 32 = 3 4 34 (59) Z 9 = Z11 = 7 2 + 12 = 50 = 5 2 (60) 2 2 Z110 0 =5 2 50 0 = 5 +5 = 5 (61) 2 2 Z112 8 58 13 2 = Z1 3 = 7 +3 = 5 104 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL (62) Z1414 = Z1515 = 7 2 + 52 = 7 4 74 (63) Z1616 = 7 2 + 7 2 = 98 9 8 =7 2 La tensión pico de la señal 64-QAM es igual al módulo del vector S16: Vp = Z16 = 7 2 V (64) Y la potencia pico sobre una carga unitaria resulta: ((77 √22 ))2 = 98 9 8 W 2 (65) Pp = 1 La tensión eficaz es el valor medio cuadrático de las tensiones de pico correspondientes a los dieciséis símbolos: 16 1 6 VEF = (66) (67) V VEF EF = ∑ Z i2 i =1 16 1 6 V 2 + 2 x× 10 10 ++ 18 18 ++ 2 x× 26 26 ++ 22 x× 34 34 ++ 33 x× 50 50 ++ 22 x× 58 58 ++ 22 x× 74 74 ++ 98 98 672 = = 442 2 V 16 1616 16 La potencia media con carga unitaria es: (68) Pm = VEFEF 2 R 2 ( √42 ( ) 4 2 ) Pm = = 42 4 2 W 2 (69) 1 Finalmente se obtiene la relación entre potencia pico y la potencia media: (70) Pp Pm (71) 2,33 =2 ,3 10 · log 2,33 = 3,67 dB La normalización de la señal 64-QAM a potencia unitaria se conseguirá empleando el siguiente factor de normalización: 1 FN FN = (72) 42 4 2 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL 105 Para finalizar este capítulo, en la tabla se presentan todos los factores de normalización recién calculados: Esquema de modulación QPSK/DQPSK 16-QAM 64-QAM Factor de normalización (FN) 1 2 1 1 0 10 1 1 0 42 Tabla 2: Factores de normalización a potencia media unitaria 106 CAPÍTULO 3 — MODULACIÓN DIGITAL BIBLIOGRAFÍA FAZEL, K. and S. KAISER, Multi-Carrier and Spread Spectrum Systems. From OFDM and MC-CDMA to LTE and WiMAX, 2nd edition, United Kingdom, John Wiley & Sons, 2008. FISCHER, Walter, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, 2a. edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009. HEISKALA, Juha and John TERRY, OFDM Wireless LANs: A Theoretical and Practical Guide, [s. l.], [s. e.], [s. a.]. MADDOCKS, M. C., An Introduction to Digital Modulation and OFDM Techniques, United Kingdom, British Broadcasting Corporation (BBC), Research Department, Engineering Division, 2010. NAVALPOTRO, Juan, Modulación y Densidad Espectral, Madrid, Abacanto Digital SA., 2004. ROHDE&SCHWARZ, Digital Terrestrial Television: DVB-T in Theory and Practice, Germany, Test & Measurement Division, Training Center, 2002. SIENRA, Luis Gabriel, QAM. La Guía Completa, México, Centro de Investigación e Innovación en Telecomunicaciones, 2004 -2008. SCHULZE, Henrik and Christian LÜDERS, Theory and Applications of OFDM and CDMA, United Kingdom, John Wiley & Sons, 2005. XIONG, Fuqin, Digital Modulation Techniques, United States of America, Artech House Inc., 2000. YANG, Samuel C., CDMA RF System Engineering, United States of America, Artech House Inc., 1998. ZAHO, Lian, Hari SHANKAR and Ariel NACHUM, 40G QPSK and DQPSK Modulation, Singapore, Inphi Corporation, [s. a.]. C A P Í T U L O 4 MULTIPLEXACIÓN OFDM 1. INTRODUCCIÓN En este capítulo se estudiarán los fundamentos de la técnica de multiplexación por división de frecuencias ortogonales, conocida universalmente por sus siglas OFDM. El análisis comienza con un repaso de la multiplexación por división de frecuencias sencilla, mostrando sus desventajas cuando el requerimiento en cantidad de canales es elevado. Luego se analiza la OFDM propiamente dicha, presentando solo los conceptos matemáticos básicos que resultan imprescindibles para facilitar su comprensión. En la parte final, se realiza una predeterminación de los parámetros fundamentales necesarios para modelar un sistema de transmisión de TV digital. Antes de continuar, es importante recalcar que FDM y OFDM no son métodos de modulación digital como suele afirmarse en algunos textos, en realidad se trata de técnicas de multiplexación. Las modulaciones digitales utilizadas en ISDB-Tb son las bien conocidas QPSK, DQPSK, 16-QAM y 64-QAM. 2. MULTIPLEXACIÓN POR DIVISIÓN DE FRECUENCIAS (FDM) Se comenzará con la revisión de la Multiplexación por División de Frecuencias (FDM), como paso previo al estudio de la Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonales (OFDM), que es un caso especial de FDM. 107 108 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM Para aquellos que han estado familiarizados con los radioenlaces analógicos telefónicos de alta capacidad, el múltiplex FDM utilizaba una portadora por cada canal telefónico. Había 960, 1800 o 2700 canales según la anchura de banda disponible y cada portadora era generada por un único oscilador maestro, con un espaciamiento de alrededor de 4 kHz entre cada una. Las portadoras eran moduladas por el canal vocal en banda lateral única. Todas las portadoras así moduladas, constituían una señal de banda base que modulaba a su vez en FM a una portadora de frecuencia intermedia (FI) que luego se convertía a la frecuencia final de salida de RF. Una señal de TV con su canal de audio correspondiente era equivalente a 960 canales vocales aproximadamente. La señal televisiva más cuatro canales de audio eran equivalentes a 1800 canales telefónicos. S0 f0 S1 f1 s(t) ... S L-1 f L-1 Figura 1: Diagrama simplificado del modulador FDM La Figura 1 muestra el esquema general de un modulador FDM. Está formado por L moduladores QAM que operan en paralelo. En este sistema, el flujo de datos es distribuido entre L portadoras con sus respectivos moduladores, cada uno a una frecuencia determinada y con una separación entre portadoras consecutivas que debe ser suficiente para asegurar la inexistencia de interferencia entre ellas (interferencia entre portadoras o ICI). CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 109 En la Figura 2 se aprecia el modulador en detalle. El flujo de entrada serie de bits de datos es dividido mediante el bloque separador en L flujos en paralelo, de unos pocos bits cada uno (2, 4 ó 6). Estos bits son procesados por los bloques de mapeo que los convierten en símbolos QAM en banda base. Luego de la conversión serie-paralelo, la tasa o velocidad del flujo binario de entrada es reducida L veces en la entrada de cada modulador y por consiguiente las anchuras de banda necesarias para cada portadora también se reducen según ese mismo factor. Figura 2: Modulador FDM 110 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM Aclaración: En el desarrollo que sigue se hará mención a la modulación QAM como concepto general. A menos que se especifique lo contrario, esta designación servirá para hacer referencia a cualquier tipo de modulación digital. El sistema ISDB-Tb emplea QPSK, DQPSK (modulaciones por desplazamiento de fase en cuadratura y desplazamiento de fase en cuadratura diferencial, con símbolos de 2 bits), 16-QAM y 64-QAM (modulación de amplitud en cuadratura, con símbolos de 4 y 6 bits respectivamente). Los L símbolos compuestos por n bits cada uno ingresan a los moduladores y luego de la modulación, las señales se suman en una única salida denominada s(t). Los símbolos Si generados por los mapeadores están formados por dos componentes ii y qi, es decir, pares ordenados que pueden ser expresados como: (1) ( Si = i i ; q i ) con 0 ≤ i ≤ L-1 Cuando estos pares ordenados ingresan a sus correspondientes moduladores balanceados, se obtienen señales de salida que son funciones del tiempo: (2) i i (t) = i i cosωi t (3) q i (t) = q i senωi t Cuando estas dos componentes se combinan en el sumador, se obtiene una señal QAM correspondiente al i-ésimo símbolo. (4) Si (t) = i i cosωi t + q i senωi t Como puede apreciarse, ambas componentes de la sumatoria están en cuadratura, es decir a 90º una de otra. En el bloque sumador de salida, los símbolos QAM ingresan en flujos paralelos, cada uno en la frecuencia de su correspondiente portadora. La combinación de todas estas portadoras moduladas es una señal FDM que puede expresarse matemáticamente como: L−1 s(t) = ∑ Si (t) (5) i=0 Reemplazando Si(t) por su expresión equivalente obtenida en (4) se tiene: L−1 (6) ( s(t) = ∑ i i cosωi t + q i senωi t i=0 ) La expresión (6) pone de manifiesto un resultado muy importante: Una señal FDM puede ser interpretada como una Serie de Fourier de L elementos, donde ii y qi son los coeficientes de la serie. Este resultado no debe sorprender, pues la operación de multiplexación en frecuencia no es otra cosa que el proceso de síntesis (construcción) de una onda compleja a partir de sus componentes de frecuencia. Este concepto hace más fácil comprender porqué la generación CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 111 de estas señales se logra mediante una transformación inversa, mecanismo que se estudiará más adelante. 2.1. Espectro ocupado por una señal FDM Como ya se mencionó, la multiplexación por división de frecuencias ha sido ampliamente utilizada en los sistemas de comunicaciones telefónicas, especialmente a partir del momento en el que comenzaron las comunicaciones digitales. El hecho de disponer de un elevado número de canales (portadoras) para el establecimiento de los vínculos, ha hecho que el sistema también sea conocido como “multicanales telefónicos” y otras denominaciones similares. La principal desventaja de la FDM es su baja eficiencia de utilización del espectro radioeléctrico, ya que para evitar la interferencia entre portadoras (ICI) es necesario dejar un espacio entre las bandas laterales inferior y superior de los subcanales adyacentes. Este espacio se conoce como “bandas de guarda”. En un sistema con un número elevado de portadoras, el espectro consumido por estos espaciamientos puede llegar a tornar inviable al sistema, debido a la gran anchura de banda que se necesitaría. La Figura 3 ilustra estos conceptos. Amplitud BW Subcanal Frecuencia f0 f1 f3 f4 f5 f L-1 Banda de guarda entre portadoras Figura 3: Espectro ocupado por señales FDM 3. MULTIPLEXACIÓN POR DIVISIÓN DE FRECUENCIAS ORTOGONALES (OFDM) A continuación se analizarán las características de la Multiplexación por División de Frecuencias Ortogonales (OFDM), sistema capaz de desempeñarse muy eficazmente en canales radioeléctricos altamente dispersivos. Los principios fundamentales de OFDM se deben a R.W. Chang1 quien los presentó en 1966. Más tarde, sus trabajos fueron continuados por otros investigadores y si bien las particularidades que presenta esta técnica de multiplexación son 1 R. W. CHANG, Synthesis of band limited orthogonal signals for multichannel data transmission, Bell Systems Technical Journal, Volumen 46, December 1966, pp. 1775-1796. 112 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM muy importantes, recién a mediados de la década del noventa pudo ser llevado a la práctica, debido a la tecnología necesaria para su implementación. 3.1. El concepto de ortogonalidad Dos señales son ortogonales entre sí cuando la integral de su producto a lo largo de un período completo es nula, es decir: T ∫ s (t).s (7) n m (t) dt = 0 0 Cada símbolo Si modula a una única portadora que está formada por dos señales de la misma frecuencia que a su vez resultan ortogonales entre si. Es decir, si se tiene el símbolo: Si (t) = i i cosωi t + q i senωi t (8) Se puede verificar que: T ∫ (senω t cosω t) dt = 0 (9) i i 0 A continuación, se extenderá este concepto a las L portadoras que componen una señal FDM, analizando las condiciones que deberán cumplirse para que todas ellas resulten ortogonales entre sí. Tomando dos portadoras consecutivas de frecuencias ωn y ωm, se plantea la siguiente integral: T ∫ s (t).s (10) n 0 (t)dt = m T ∫ (cosω t cosω t) dt n m 0 La solución para esta expresión se puede encontrar en una tabla de integrales indefinidas y la misma es: T ⎡ sen ⎡(ω − ω )t⎤ sen ⎡(ω + ω )t⎤⎤ ⎣ ⎦ ⎣ ⎦ ∫ cosωnt ⋅ cosωmt dt = ⎢⎢ 2(ω m− ω n) + 2(ω m+ ω n) ⎥⎥ 0 m n m n ⎣ ⎦ T (11) 0 Si ωn y ωm son múltiplos enteros de una frecuencia común o de referencia denominada2 ωU y m ≥ n , entonces: (12) ωn = nω U 2 N de los A: La denominación de ω para la frecuencia de referencia obedece a una razón conceptual y también de U conveniencia en la nomenclatura. Esta decisión quedará debidamente justificada, más adelante. 113 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM ω m = mω U (13) ( ) ωm ± ωn = m ± n ω U (14) Reemplazando (14) en (11) se tiene: T ⎡ sen ⎡(m − n)ω t⎤ sen ⎡(m + n)ω t⎤⎤ ⎣ ⎣ U ⎦ U ⎦⎥ ⎢ cosω t ⋅ cosω t dt = + ∫ n m ⎢ ⎥ 2(m − n)ω 2(m + n)ω 0 U U ⎣ ⎦ T (15) 0 Dado que: ω U = 2πfU = (16) 2π TU Si se cumple que el período de integración es igual al período correspondiente a la frecuencia ωU, entonces T = TU y el resultado final será: TU (17) ∫ cosω t ⋅ cosω n sen ⎡⎣(m − n)2π⎤⎦ sen ⎡⎣(m + n)2π⎤⎦ + 4(m − n)π 4(m + n)π TU TU t ⋅dt = m 0 Esta ecuación es válida solamente para m ≠ n (el denominador del primer sumando impone esa restricción). Bajo esta condición, el resultado de la expresión (17) siempre es cero. El mismo resultado se obtendría si las señales consideradas en la integral tuvieran la forma senωt. Considerando solamente el signo negativo de la ecuación (14), a los fines de poder encontrar la separación o diferencia que deberán tener entre sí dos frecuencias cualesquiera del sistema, se tiene: (18) ω m − ωn = (m − n)ω U (19) 2π(fm − fn ) = (m − n)2πfU (20) Δf = m − n fU (21) Δf = m − n ( ) ( ) T1 U Cuando m-n=1 las frecuencias consideradas son adyacentes y por lo tanto Δf = 1 TU 114 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM Entonces: Dos o más portadoras son ortogonales entre sí, cuando su separación en frecuencia es un múltiplo entero de la inversa del período correspondiente a una frecuencia común del sistema. Cuando esto ocurre, se cumple que: Δf = (22) 1 TU Y para un sistema de múltiples portadoras, cada frecuencia se puede obtener como: fi = i fU = i (23) 1 TU 0 ≤ i ≤ L −1 La Figura 4 esquematiza un sistema FDM en donde la separación entre cada una de las portadoras cumple con la condición impuesta por la ecuación (22). fi = n f U f0 fn Δf = fm f L-1 1 TU BW = (L-1) Δf Figura 4: Sistema FDM de portadoras ortogonales 3.2. Eliminación de la interferencia entre portadoras (ICI): Ortogonalidad En un sistema FDM la interferencia entre portadoras (ICI) se puede eliminar por completo si todas ellas resultan ortogonales entre si, transformándose entonces en OFDM. Para poder comprender en profundidad este concepto, a continuación se analizará el significado del período de tiempo TU o de su inversa, la frecuencia fU. Este período guarda una relación directa con el proceso de transmisión de símbolos. En primer lugar, se considera un único pulso de amplitud determinada y anchura TU. El espectro en frecuencia de esta señal se muestra en la Figura 5, donde TF significa transformada de Fourier. Puede verse que la forma de la envolvente es del tipo y = sen(x)/x, una función continua en el dominio de la frecuencia. CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 115 Amplitud Amplitud Δf = 1 TF TU Frecuencia Tiempo TU Figura 5: Espectro de un pulso de duración TU Este tipo de pulsos presenta una característica muy deseable en cuanto a su espectro en frecuencia: los cruces por cero de la envolvente tienen una separación en frecuencia que es igual a la inversa de la duración del pulso. ¿Por qué se busca este comportamiento espectral? La respuesta es sencilla: si es posible lograr que todas las portadoras de un sistema OFDM tengan este tipo de espectro, la separación entre ellas podría igualarse a Δf sin que se interfieran entre sí. Para visualizar esta afirmación, en la Figura 6 se muestra el espectro correspondiente a dos portadoras consecutivas que cumplen esta condición. Puede verse que en la frecuencia donde se produce el valor máximo de la primera portadora (f1), la segunda tiene un valor nulo (ausencia de señal) y por lo tanto no habrá interferencia. Amplitud Δf = 1 TU Frecuencia f1 f2 Figura 6: Espectro de dos portadoras con separación Δf 116 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM Por otra parte, resulta evidente que una transmisión de datos digitales no puede materializarse en un solo pulso y que por lo tanto será necesario transmitir una sucesión de pulsos, en forma ilimitada a lo largo del tiempo. Esto quiere decir que a diferencia del primer caso, ahora se tendrá un tren de pulsos, con un período activo de anchura TU y un período de repetición TS. La transformada de Fourier de este tipo de señal tiene la forma y = (sen x)/x y los cruces por cero también están espaciados 1/TU. La única y gran diferencia es que ahora se trata de una función discreta en el dominio de la frecuencia, cuyas líneas espectrales están separadas 1/TS. En la Figura 7 puede verse el espectro de una sucesión de pulsos, deduciéndose que no resulta funcional para ser aplicada en OFDM. Amplitud TF Amplitud 1 TS Frecuencia Tiempo TU TS 1 TU Figura 7: Espectro de un tren de pulsos de anchura TU y período TS El siguiente paso de este análisis, consiste en graficar varias portadoras con alguna clase de modulación sencilla (por ejemplo desplazamiento de fase), de tal forma que la velocidad de la modulación (duración de un símbolo) sea proporcional a TU. Esta gráfica aparece en la Figura 8, donde se han representado cinco portadoras sinusoidales con modulación BPSK. Puede verse que estas señales presentan, de alguna manera, una estructura de ráfagas cuyo período es igual a TU es decir, la duración de un símbolo BPSK. Más adelante en este mismo capítulo, se estudiará el concepto de Intervalo de Guarda. Este elemento que se incorpora la señal, hace aún más nítida la estructura de la señal en forma de sucesión de símbolos perfectamente diferenciados entre sí y resulta fundamental para el correcto funcionamiento de los sistemas de transmisión OFDM. (Atención: no debe confundirse intervalo de guarda con banda de guarda). CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 117 Amplitud TU Tiempo f0 un símbolo f1 f2 f3 f4 Frecuencia Figura 8: Portadoras moduladas con símbolos de duración TU Si se proyectan las cinco portadoras de la figura anterior sobre el eje del tiempo durante el intervalo o ventana de duración TU, se obtendrá en el dominio de la frecuencia lo que matemáticamente se conoce como una “convolución” entre los espectros correspondientes al pulso o ventana rectangular y a cada una de las portadoras sinusoidales. El espectro resultante estará compuesto por curvas de la forma y = (sen x)/x, tantas como portadoras existan y los cruces por cero de cada una de estas curvas cumplirán con la relación de ortogonalidad Δf = TU-1. El resultado final se puede apreciar en la Figura 9. 118 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM TU Tiempo 1 SIMBOLO OFDM CONVOLUCIÓN EN EL DOMINIO DE LA FRECUENCIA Amplitud Δf = 1 f0 f1 f2 f3 TU f4 Frecuencia Figura 9: Espectro de portadoras moduladas con símbolos de duración TU En la Figura 10 se muestra el esquema simplificado del espectro ocupado por un sistema OFDM. Se aprecia que los subcanales ahora están “solapados” y que debido a la condición de ortogonalidad no existirá interferencia entre ellos. Además, se han eliminado las bandas de guarda entre cada subcanal, con lo cual la anchura de banda total ocupada por el sistema es sensiblemente menor que en el caso de los sistemas FDM. CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 119 Amplitud BW = L f f= 1 Subcanal TU Frecuencia f0 f1 f3 f4 f5 fi = i f U f L-1 Figura 10: Espectro ocupado por señales OFDM 3.3. Generación de la señal OFDM Más adelante se demostrará que para TV digital, las demandas de velocidad de transmisión obligan a generar una señal ODFM con más de 1000 portadoras. Para comprender el desafío que significa trabajar con esta magnitud, conviene repasar el funcionamiento del modulador FDM que se presentó en la Figura 2. Un dispositivo de estas características es casi imposible de llevar a la práctica. Empleando métodos convencionales, sería necesario disponer de 1000 moduladores I-Q en paralelo, cada uno con su mapeador y su par de moduladores balanceados, trabajando a la frecuencia exacta de la portadora que le corresponda y perfectamente sincronizados entre sí (sincronización de fase y frecuencia), de tal manera que se pueda mantener la separación necesaria en frecuencia. Esta forma de implementación es solo teórica, ya que sería demasiado costoso y difícil de construir. Afortunadamente, existe una manera más sencilla de implementar un modulador OFDM. Matemáticamente puede demostrarse que si se aplica la Transformada Discreta Inversa de Fourier (IDFT) a un bloque de L símbolos QAM y luego se transmiten en serie los coeficientes IDFT obtenidos, el resultado final que se consigue es exactamente la señal OFDM s(t). Es posible demostrar que una señal OFDM puede generarse por aplicación de la Transformada Discreta de Fourier Inversa (IDFT). Dado que se trata de un desarrollo matemático relativamente extenso, pero que a la vez contribuye a visualizar algunos conceptos, dicha demostración se incluye en el apéndice de este capítulo, para el lector que tenga interés en estudiarla. 3.3.1. Aplicación de la Transformada Rápida de Fourier - Frecuencia de muestreo fIFFT De acuerdo a lo estudiado en el capítulo dedicado al Análisis Espectral y de Fourier, para realizar el cálculo numérico de la IDFT de una manera rápida y eficiente (la menor cantidad 120 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM posible de operaciones aritméticas y tiempo de ejecución) se dispone de diversos algoritmos conocidos como “Transformada Rápida de Fourier” ó FFT, concepto que se extiende a su transformada inversa correspondiente, denominada IFFT. Con la aplicación de alguno de estos algoritmos, el hardware necesario para implementar un modulador OFDM se simplifica notablemente. En este momento es importante realizar algunas consideraciones en cuanto a la frecuencia de muestreo necesaria para calcular la IFFT. Teniendo en cuenta que el producto de la frecuencia de muestreo por el valor del período de tiempo durante el cual se realiza dicho muestreo es siempre igual a la cantidad de muestras obtenidas, se puede escribir: L = fm ⋅ T (24) Si el período de muestreo coincide con el tiempo útil de símbolo OFDM y se despeja el valor de la frecuencia de muestreo, entonces: fm = (25) L TU Esta frecuencia es un parámetro clave de los sistemas de TV digital multiportadora y por esta razón recibe una denominación específica: frecuencia de muestreo de la transformada IFFT (fIFFT). En el capítulo de Análisis Espectral y de Fourier también se mencionó que los procesadores numéricos que calculan la IFFT lo hacen siempre sobre una cantidad de puntos (puntos o muestras, que se traducen en portadoras), que es igual a una potencia entera de 2, es decir: L = 2p (26) Por lo tanto, se concluye que: (27) fIFFT = 2p TU 3.4. Eliminación de la interferencia entre símbolos (ISI): Intervalo de guarda Existe un problema adicional por resolver: Se trata de la Interferencia entre Símbolos (ISI). En TV digital, los receptores no solo reciben la señal directa; también llegan a la antena, luego de un cierto tiempo de retardo, réplicas de la señal original o “ecos”. Por lo tanto, la parte inicial de cada símbolo OFDM transmitido en la señal directa corre serios riesgos de ser degradada por el final del símbolo que le antecede en la señal reflejada. Las trayectorias de la señal directa y de la señal reflejada en una emisión de TV pueden verse en la Figura 11. 121 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM Figura 11: Trayectorias de la señal directa y de la señal reflejada La Figura 12 muestra la transmisión de una sucesión de 5 símbolos, donde puede verse claramente la interferencia ISI3. A manera de ejemplo, se indica la interferencia que produce la parte final del símbolo S4 de la señal reflejada sobre el comienzo del símbolo S5 de la señal directa. Símbolo n Sn Flujo de tiempo TU S1 S2 S3 S4 S5 Señal directa Interferencia entre símbolos (ISI) S1 S2 S3 S4 S5 t Señal reflejada t tr Figura 12: Interferencia entre símbolos (ISI) La ISI puede eliminarse agregando un intervalo de guarda al comienzo de cada símbolo, con un tiempo de duración TG mayor o igual al tiempo de retardo tr. El esquema mostrado en 3 Walter FISCHER, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, 2ª edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009. 122 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM la Figura 13 permite verificar esta afirmación. Es conveniente destacar que el valor de tr que deberá tomarse en cuenta para dimensionar el sistema es el del peor caso y corresponderá a los puntos reflectantes ubicados a mayor distancia de la emisora. En capítulos posteriores se verá que el intervalo de guarda es además, el elemento clave para posibilitar el correcto funcionamiento de las redes de frecuencia única (SFN). Debe notarse que al agregar el intervalo de guarda, la duración total del símbolo aumenta. Ahora, temporalmente el símbolo esta compuesto por dos partes: una de duración TU por “tiempo útil símbolo” y otra de duración TG por “tiempo del intervalo de guarda”. La suma de ambos es el valor TS es decir el “tiempo total del símbolo”. TS Sn Intervalo de guarda TG S1 Duración total de símbolo: TS = T U + T G S2 Símbolo n Flujo de tiempo TU S3 S4 S5 Señal directa t TG S1 tr S2 S3 S4 Eliminación de la interferencia entre símbolos (ISI): La parte final del símbolo S4 de la señal reflejada, cae dentro del intervalo de guarda TG colocado delante del símbolo S5 de la señal directa, evitando la interferencia. S5 Señal reflejada t TG ≥ t r Figura 13: Inserción del intervalo de guarda Debe tenerse en cuenta que el intervalo de guarda introduce una pérdida en la capacidad de transmisión del canal, es decir, una limitante para la velocidad de transferencia de datos, dado que se incrementa el tiempo total de duración del símbolo (se “demora más tiempo” en transmitir la misma información). Además se produce una pérdida de la potencia utilizable en la demodulación, un aspecto que tiene gran importancia. Existe una relación de compromiso entre dicha potencia y la necesidad de disponer de intervalos de guarda más grandes en términos absolutos, una exigencia propia de las redes SFN que se estudiarán más adelante. La eficiencia puede mejorarse reduciendo la separación entre las portadoras, de modo que el tiempo útil de símbolo se incremente al mismo tiempo que se reduce la proporción del intervalo de guarda en términos relativos a TU. Aún así, un sistema más eficiente en términos de potencia (por incremento de TU) es más susceptible al efecto Doppler, ya que las portadoras estarán más próximas unas de otras. CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 123 3.4.1. Características del intervalo de guarda En este apartado cabe analizar las características que debe reunir el intervalo de guarda, esto es determinar el tipo de información que debe incluirse dentro del período de tiempo TG. Una primera opción consiste en dejar vacío este espacio (en realidad con muestras nulas), técnica que se conoce como “zero padding” y que provoca cierta pérdida de ortogonalidad, sin afectar la potencia utilizable para la demodulación. Sin embargo, dejando vacío el intervalo TG, s(t) no tendrá la cantidad de muestras correspondientes a un número entero de períodos completos de cada portadora dentro de la ventana de tiempo de cálculo de la Transformada Discreta de Fourier (llamada “ventana FFT” y que se explicará en el punto siguiente). Dado que la convolución entre la respuesta del canal y la señal en el tiempo [h(t)*s(t)] es lineal, el resultado en frecuencia no será exactamente H(f).X(f). La consecuencia inmediata, es que al multiplicar este resultado por la respuesta inversa estimada del canal H-1(f), no se obtendrá X(f). Ahora bien, si la porción de tiempo dedicada al intervalo de guarda contiene una réplica exacta de la parte final del símbolo a transmitir, se dispondrá de todas las muestras correspondientes a un número entero de períodos completos de cada portadora dentro de la ventana de tiempo TU, independientemente de dónde se la ubique, y por lo tanto la convolución lineal con la respuesta del canal estará emulando una convolución circular, produciéndose el resultado esperado, esto es H(f).X(f). Este proceder simplifica notablemente el proceso de ecualización en el receptor. Atendiendo a esta exigencia y a los fines de crear un mecanismo que posibilite la sincronización inicial del receptor, dentro de la porción de tiempo dedicada al intervalo de guarda se incorpora una copia de la parte final del símbolo que se transmite. Dicho en otras palabras: si se acaba de transmitir el símbolo Sn-1, a continuación y antes de transmitir el símbolo Sn y por un espacio de tiempo igual a TG, se transmite la parte final del símbolo Sn y luego el símbolo Sn propiamente dicho, tal como puede verse en la Figura 14. TG PARTE ÚTIL DEL SÍMBOLO n Duración = TU Inicio Final TS = TU + TG Tiempo Figura 14: Formación del intervalo de guarda 124 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 3.4.2. Sincronización inicial del receptor con el símbolo OFDM: Correlación En un primer análisis, es conveniente centrar la atención únicamente en la señal directa, sin considerar la influencia que las señales reflejadas ejercerán sobre el receptor. En el apéndice, se presenta la demostración completa del proceso matemático de detección de cada símbolo mediante la aplicación de la Transformada Discreta de Fourier a la señal OFDM, que en la práctica se implementa mediante su algoritmo de cálculo, la FFT. Esta operación se realiza dentro de un período de tiempo igual a la duración de la parte útil del símbolo TU, conocido como “ventana FFT”. De acuerdo con la Figura 15, la ventana debería abrirse justo en el preciso instante en el que finaliza el intervalo de guarda. SÍMBOLO VENTANA FFT TU S1 S2 S3 S4 S5 t FFT FFT FFT FFT FFT Figura 15: Sincronización de la ventana FFT con inicio del símbolo Esto significa que el receptor debería iniciar la captura del símbolo en el momento exacto de su comienzo, recuperando toda la información transmitida sin pérdida alguna. Este requerimiento es prácticamente imposible de cumplir, ya que sería extremadamente complicado elaborar un dispositivo capaz de detectar el comienzo y el final exactos de cada símbolo sin que medie ninguna señalización auxiliar o preámbulo adecuado. El problema será aún mayor en presencia de múltiples señales reflejadas y en ambientes hostiles. Teniendo en cuenta esta dificultad, si la parte final de un símbolo se repite en el período correspondiente al intervalo de guarda que lo precede, existirán componentes de la señal que se repetirán es decir, estarán presentes más de una vez dentro del período total de símbolo TS. Una de las herramientas de análisis de señal empleadas por la tecnología DSP es la correlación4. Se trata de una operación matemática, operativamente similar a la convolución, que se realiza entre dos señales y que da como resultado una tercera señal, llamada correlación cruzada entre las señales de entrada. Cuando las dos entradas corresponden a la misma señal, la señal obtenida se denomina auto-correlación. 4 Steven W. SMITH, The Scientist and Engineer’s Guide to Digital Signal Processing, [en línea]. Dirección URL: <http://dspguide.com/pdfbook.htm>, [s. f]. CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 125 Dada una señal cuya forma de onda resulta conocida, llamada señal objetivo t(n), la correlación permite determinar de una manera muy eficaz si dicha señal aparece en ó se repite dentro de s(n) y en que parte de la misma se encuentra. La Figura 16 ilustra conceptualmente el proceso. La función de correlación y(n) presenta un pico muy notorio cuando t(n) es localizada en la señal s(n). En el entorno de este pico, la forma de onda de y(n) muestra dos características importantes: a) presenta simetría a derecha e izquierda del pico y b) su anchura es el doble de la correspondiente a la señal t(n). Además, cabe señalar que si la señal recibida s(n) es ruidosa, este ruido también aparecerá en la función de correlación y(n). Una aclaración final con respecto a la Figura 16: El signo negativo en la variable n de la señal objetivo t(n) está relacionado exclusivamente con el algoritmo de cálculo de la función correlación, a los fines de diferenciarla de la convolución, cuya expresión es similar. s n t * s(n) CORRELACIÓN s(n) * t(-n) y(n) n t(n) y Δn s(n) * t(-n) n 2 Δn Figura 16: Correlación entre las señales s(n) y t(n) Considerando solo la señal directa, el procedimiento de sincronización inicial del receptor puede apreciarse en la Figura 17. El mecanismo consiste en correlacionar grupos de muestras separadas entre sí un intervalo de tiempo igual a TU. Los picos de la función de correlación se utilizan para controlar una señal de sincronismo, que luego se compara con un umbral de tensión preestablecido. Cuando el flanco descendente del sincronismo atraviesa el nivel de referencia, el receptor puede detectar el comienzo de un nuevo símbolo. 126 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM TS ΔT U TS TU ΔT U TU TU TU Correlación Correlación Umbral de referencia Señal de sincronismo Figura 17: Sincronización inicial del receptor 3.4.3. Detección del modo y del intervalo de guarda La Figura 17 pone en evidencia un hecho muy importante: los máximos de la función de correlación se suceden con una periodicidad TU, mientras que el entorno de estos máximos tiene una anchura igual a ΔTU. Esto quiere decir que durante la sincronización inicial, el receptor puede detectar con total exactitud el tiempo útil de símbolo y el intervalo de guarda empleados en la emisión. Más adelante se verá que TU es el parámetro fundamental que permite definir el Modo. 3.4.4. Sincronización secundaria del receptor Los canales radioeléctricos asignados a la transmisión de señales de TV digital tienen un comportamiento bastante distante del ideal, debido, entre otras causas, a que se trata de un ambiente hostil (ruido, interferencias e inestabilidad de propagación), sumadas a las propias señales reflejadas que siguen trayectorias múltiples de propagación. En esta situación, la sincronización del receptor y la detección del comienzo del símbolo OFDM es una tarea bastante compleja. La Figura 185 muestra la interferencia entre símbolos (ISI) que una señal reflejada provoca sobre la señal directa. Dado que la duración de la ventana FFT es TU < TS , siempre que tr < TG 5 Walter FISCHER, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, 2ª edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009. CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 127 existirá más de una ubicación posible para esta ventana dentro de la zona libre de interferencia, gracias a que existen partes de la señal que se repiten al comienzo y al final de cada símbolo. Nuevamente, la función de correlación puede utilizarse como una señal auxiliar de sincronización que permita situar la ventana. Señal reflejada S1 S2 S3 S4 S5 t VENTANA FFT ISI Señal directa S1 S2 S3 S4 S5 t VENTANA FFT VENTANA FFT VENTANA FFT VENTANA FFT VENTANA FFT Función de correlación Longitud de ventana FFT = tiempo útil del símbolo TU Figura 18: Sincronización secundaria del receptor La búsqueda de la zona libre de ISI y posicionamiento de la ventana FFT se conoce como sincronización secundaria y, como puede apreciarse, la situación más común es que esta ventana no quede perfectamente alineada con el símbolo que se está detectando, lo cual provoca un error de fase que se traduce en la rotación del diagrama de constelación con el que han sido moduladas las portadoras, problema que luego puede ser corregido por el receptor en las siguientes etapas del procesamiento de la señal. Existen por lo menos cinco técnicas de sincronización secundaria que permiten alinear la ventana FFT con una referencia conveniente: s Señal de mayor intensidad. s Primera señal en superar un umbral. s Promedio ponderado de tiempo-nivel de todas las señales recibidas. s Cuasi-óptima. s Máxima relación portadora/interferencia (C/I). Estas técnicas serán analizadas en el Capítulo 14, dedicado al estudio de las redes de frecuencia única (SFN). 128 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 3.5. Modelo 3D amplitud-tiempo-frecuencia del canal de transmisión6 Como se ha visto, la multiplexación OFDM requiere del análisis amplitud-tiempofrecuencia del canal de transmisión, para lo cual se puede emplear el siguiente modelo de representación: s División del dominio de la frecuencia en una cierta cantidad de “sub-bandas” de anchura reducida comparada con el total disponible en el canal. s División del dominio del tiempo en pequeños “intervalos de tiempo”. Considerando la amplitud de la señal como una tercera dimensión, se puede construir la representación 3D del espacio amplitud-frecuencia-tiempo, cuyo aspecto se puede apreciar en la Figura 19: Amplitud Tiempo Anchura de banda del canal de transmisión Sub-banda de frecuencia Intervalo de tiempo Frecuencia Figura 19: Modelo 3D del canal de transmisión 3.5.1. Símbolo OFDM y cuadro OFDM Dentro de cada partición tiempo-frecuencia, se colocan las portadoras, cada una modulada con unos pocos bits de datos codificados (entre 2 y 6 bits). El número de bits transportados por cada portadora dependerá del tipo de modulación empleado: 2 bits para QPSK y DQPSK, 4 bits para 16-QAM y 6 bits para 64-QAM. 6 Esta forma de representar una señal OFDM aparece en el trabajo titulado Single Frequency Networks, a magic feature of the COFDM, publicado en el año 2000 por el ingeniero Gerard Faría, Director Técnico del ITIS, Francia. CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 129 El resultado se muestra en la Figura 20, donde también pueden visualizarse las siguientes agrupaciones: s Un grupo de portadoras transmitidas dentro del mismo intervalo de tiempo de duración TS = TU + TG se denomina “Símbolo OFDM”. s Una sucesión de F símbolos OFDM de denomina “Cuadro OFDM”. Más adelante se estudiará en detalle la estructura del cuadro ISDB-Tb y se deducirá el valor de F. s El final de un símbolo está separado del comienzo del siguiente por el denominado “intervalo de guarda” TG. Amplitud Tiempo f0 f1 f2 f3 Portadoras f4 f5 f6 f L-1 TG TU Símbolo OFDM F.T S Cuadro OFDM (F símbolos OFDM) Frecuencia Figura 20: Símbolo OFDM y cuadro OFDM Finalmente, debido a que la mayor parte del estudio del sistema ISDB-Tb se focaliza sobre las relaciones tiempo-frecuencia, resulta posible prescindir de la dimensión amplitud, simplificando los diagramas mediante representaciones 2D más sencillas y simples de visualizar. Como el procesamiento de las señales es completamente digital hasta la etapa final de radiofrecuencia, el dominio de las frecuencias discretas se identifica con la letra “i”, mientras que al dominio del tiempo discreto se le asigna la letra “j”. En la Figura 21 se aprecia la representación 2D del espacio tiempo-frecuencia de OFDM. 130 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM Tiempo j Frecuencia i Figura 21: Representación 2D del espacio tiempo-frecuencia 4. APLICACIÓN DE LA MULTIPLEXACIÓN OFDM EN TV DIGITAL TERRESTRE 4.1. Fundamentos Desde los comienzos de la radiodifusión, el planeamiento de frecuencias ha tenido como principal objetivo evitar las interferencias causadas por la superposición de las áreas de servicio de los transmisores. Lamentablemente, dicha superposición no es la única fuente de interferencia: el canal radioeléctrico terrestre responde a un modelo de propagación muy complejo en el cual se producen ecos o reflexiones (propagación multitrayectoria), además de las derivas de frecuencia por efecto Doppler para los casos de recepción móvil. Como consecuencia de ello, en cada punto del área de servicio la señal disponible en la entrada de los receptores es la resultante de la suma de muchas otras señales además de la señal directa. Estas “otras” señales incluyen réplicas de la señal original, que llegan al receptor con un cierto tiempo de retardo. Además hay un determinado nivel de ruido en el canal que también se añade a la resultante. Para sortear esta degradación provocada por el canal físico, la solución tradicional consiste en incrementar la potencia de la señal directa (aumentando la potencia de salida del transmisor y/o la ganancia de la antena, por ejemplo). No resulta difícil deducir que procediendo de este modo se extienden los límites a partir de los cuales resulta posible la reutilización del canal, con la consecuente ocupación innecesaria del espectro radioeléctrico disponible. CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 131 A principio de la década del ochenta, el laboratorio francés CCETT trabajó en el desarrollo de un sistema de transmisión robusto y eficiente, con dos objetivos: transportar señales digitales y ahorrar espectro radioeléctrico, para lo cual se optó por multiplexación OFDM, que ha sido decisiva para el desarrollo e implementación de los estándares de transmisión de televisión digital terrestre DVB europeo, ISDB japonés y DMB chino, a diferencia del estándar norteamericano ATSC que emplea el sistema 8-VSB de portadora única. DVB-T, DMB-T e ISDB-Tb son sistemas de portadoras múltiples, más de 1000 para los modos básicos de las tres normas. 4.2. Comportamiento del canal radioeléctrico7 Suponiendo que se está sintonizando un canal radioeléctrico y que es posible visualizar el espectro de la señal recibida con la ayuda de un analizador de espectro, la pantalla del instrumento podría mostrar alguna de las imágenes que se ven en la Figura 22. El espectro de la Figura 22 a) corresponde a una emisión prácticamente ideal, donde no se aprecian interferencias ni deterioros de ningún tipo en la envolvente. Si bien esto se puede esperar en cercanías de la antena transmisora, seguramente no será el caso de las zonas más alejadas y de aquellas con recepción marginal. En esos sitios de recepción es posible que la señal presente un aspecto más cercano al de la Figura 22 b). Si se analiza detenidamente el espectro recibido, es posible apreciar que la respuesta no es igual en todas las frecuencias comprendidas dentro de la anchura de banda del canal. Por efecto de suma de las distintas señales presentes (directa + reflexiones o ecos), en algunas frecuencias la energía es escasa o prácticamente nula (desvanecimiento o fading) y en otras el nivel de energía es notablemente mayor, debido a una acción de refuerzo mutuo entre las señales directa y reflejadas (interferencias destructivas y constructivas). 7 Gerard FARÍA, Single Frequency Networks, a magic feature of the COFDM, Francia, [s. e.], 2000. 132 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM RBW (Hz) Video BW (Hz) Span Am plitude (dB) DTV Spectrum Analyzer Habrish&Lüschrift a) Señal sin degradación RBW (Hz) Video BW (Hz) Span Am plitude (dB) DTV Spectrum Analyzer Habrish&Lüschrift b) Señal con fuerte degradación Figura 22: Posibles envolventes espectrales de la señal recibida CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 133 La conclusión de este primer análisis es la siguiente: en el punto de medición, algunas frecuencias han sido recibidas sin inconvenientes y otras aparecen severamente atenuadas de acuerdo a las características de propagación del canal terrestre. Entonces, si se desea emplear eficientemente un canal radioeléctrico para la transmisión de una señal digital, se podrían distribuir los datos entre una gran cantidad de frecuencias estrechamente separadas entre sí, y en ese caso, será posible recuperar parte de la señal transmitida a partir de las frecuencias que no hayan sufrido alteraciones a lo largo del trayecto de propagación. Para poder recuperar los datos restantes, se pueden añadir códigos de protección. Estos códigos permitirán detectar y corregir una cierta cantidad de errores provocados por las frecuencias que han resultado demasiado atenuadas. Por esta razón, frecuentemente se añade la palabra “codificada” a la denominación de este sistema de multiplexación, resultando el conocido acrónimo COFDM. Como se puede apreciar, se trata de la unión de dos conceptos que resultan sencillos de comprender. Pero las características del canal radioeléctrico no se mantienen constantes durante períodos largos de tiempo y, por lo tanto, si el espectro de la señal recibida que se acaba de mostrar en la Figura 22 b) se midiera nuevamente luego de transcurrido algún tiempo, posiblemente las degradaciones aparecerían en otras frecuencias que antes no habían sido afectadas. Aún así, dentro de períodos relativamente cortos, la propagación en el canal radioeléctrico tiende a mantenerse más o menos estable. En línea con esta afirmación, se puede pensar en utilizar el canal solo durante breves intervalos de tiempo dentro de los cuales las condiciones se mantienen “estables”, organizando la información en unidades de longitud limitada e individualmente detectables. Esta es una de las razones de ser del cuadro OFDM. 4.3. Determinación de parámetros OFDM para TVD-T La selección de los parámetros de un sistema OFDM es un compromiso entre distintos requerimientos frecuentemente conflictivos entre sí. Esto significa que cuando se logre optimizar uno de ellos, los restantes se verán afectados de alguna manera. Usualmente se conocen ciertos requerimientos básicos a partir de los cuales se puede comenzar a dimensionar el sistema. Normalmente estos son: anchura de banda del canal, velocidad o tasa de datos deseada y tiempo de retardo de las señales reflejadas. Como regla general, el intervalo de guarda TG debe ser mayor que el tiempo de retardo, pero su valor también dependerá del tipo de modulación que se aplique a cada portadora. Por ejemplo, 64-QAM es mucho más sensible a las interferencias intersímbolos (ISI) que QPSK. Una vez que el intervalo TG ha sido seleccionado, se puede fijar el tiempo útil de símbolo TU y por consiguiente su duración total TS. El intervalo de guarda introduce pérdidas en la relación señal ruido8 razón por la cual para poder minimizarlas, se deberá cumplir que TU>>TG, teniendo en cuenta además que la duración del símbolo tampoco podrá ser arbitrariamente grande, pues la velocidad de transmisión sería muy baja, obligando a disponer de un número 8 Richard van NEE and Ramjee PRASAD, OFDM for Wireless Multimedia Communications, Boston, Artech House, 2000. 134 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM muy elevado de portadoras. Mayor cantidad de portadoras implicaría una disminución de la separación entre ellas, haciéndolas más susceptibles al ruido de fase y al offset de frecuencia, ya sea por errores propios del transmisor y/o del receptor o por efecto Doppler. Habiendo determinado TG y TU, se podrá calcular el número L de portadoras necesarias en base a la anchura de banda disponible, debido a que TU fijará automáticamente la separación en frecuencia de las portadoras por condición de ortogonalidad: (28) Δf = 1 TU Y por lo tanto: (29) L = BWCH Δf El número total de portadoras necesarias también se puede determinar basándose en el cociente entre la tasa total de datos y la tasa de transmisión alcanzada por cada portadora. Ésta última a su vez, surge de la relación existente entre el tipo de modulación utilizado (64-QAM, 16QAM, QPSK o DQPSK) y el tiempo útil de símbolo TU. 4.3.1. Determinación del número de portadoras necesarias Es posible determinar el número de portadoras necesarias a partir del cálculo de la capacidad de transmisión máxima teórica del canal con probabilidad de error arbitrariamente pequeña, aplicando el Teorema de Shannon. Para ello, primero es necesario fijar un valor de referencia para la relación portadoraruido (C/N). En TV analógica y suponiendo que se dispone de un canal Gaussiano, se necesitan unos 46 dB para proporcionar una excelente calidad de señal. En TV digital los niveles de señal necesarios dependen de varios factores: tipo de canal (Rayleigh, Rice o Gaussiano), relación de codificación convolucional (grado de redundancia de datos) y tipo de modulación utilizado. Según el esquema empleado, el valor de la relación C/N puede variar desde un mínimo de 3 dB con canal Gaussiano, alto nivel de redundancia y modulación QPSK a un máximo de 28 dB con canal de Rayleigh, baja redundancia y modulación 64-QAM. Todos estos conceptos se analizarán con mayor profundidad y detalle en los dos últimos capítulos de este libro. Para poder aplicar el Teorema de Shannon, el dato necesario es la relación señal-ruido S/N y en general, en sistemas tales como el OFDM, la relación C/N no es igual a S/N debido a varios factores. Entre estos factores debe tenerse en cuenta que, dentro de la anchura de banda considerada, además de las portadoras de datos pueden estar presentes portadoras piloto y señales de control con potencias que están ligeramente por encima de las primeras. Si bien se pueden calcular exactamente los valores de C/N y S/N9, las diferencias no son significativas cuando el nivel de señal es adecuado dentro del área de cobertura de servicio. 9 Walter FISCHER, Digital television. A practical guide for engineers. Berlín, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2004. CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 135 En TV digital, empleando como modelo un canal de Rice (el más típico, pues considera una señal directa y múltiples reflexiones), modulación 64-QAM y redundancia media-alta de datos, se requiere una relación C/N de 18 dB (63 veces). Si la anchura de banda del canal de TV BWCH es de 6 MHz, se tendrá: (30) ⎛ S⎞ C (bps) = BWCH log 2 ⎜1+ ⎟ ⎝ N⎠ (31) C (Mbps) = 6 log 2 1+ 63 (32) C = 36 Mbps ( ) Posteriormente se verá que la tasa R en bits por segundo (bps) que realmente se puede alcanzar es sensiblemente menor a C por dos razones: s No es posible utilizar la totalidad de los 6 MHz de anchura de banda disponible. s No todas las portadoras podrán ser empleadas para la transmisión de datos, ya que varias de ellas serán asignadas a los pilotos y a las señales de control. La capacidad teórica recién calculada permite establecer una relación fundamental: La razón entre la cantidad de portadoras a utilizar L y el tiempo total de duración de cada símbolo TS=TU+TG. Si por ahora se acepta que R = C y siendo bP el número de bits transmitido por cada portadora, adoptando un esquema de modulación 64-QAM (bP = 6) se tendrá: (33) R (bps) = L (34) 36 x 106 = L (35) bP TS 6 TS L = 6 x 106 TS La primera conclusión que se puede extraer es muy importante: en una primera aproximación, se necesitarán 6 portadoras por cada microsegundo de duración de símbolo. Se ha demostrado que el intervalo de guarda debe cumplir con la condición TG ≥ t r para evitar la interferencia ISI. Por otro lado, para evitar una disminución exagerada de la velocidad de transmisión de datos se debe cumplir que TU > TG. Es posible aproximar a la duración de símbolo TS y también al tiempo útil del mismo TU si se conoce la relación que debe existir entre éste y el intervalo de guarda. El valor de TG dependerá de las distancias a la cual se producen las reflexiones, incluyendo la posibilidad de contar con múltiples puntos de emisión, que respondan a una configuración de red de frecuencia única (SFN). 136 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM El intervalo de guarda (al igual que otros parámetros, como se verá más adelante) debe poder ajustarse de acuerdo a la configuración adoptada para el sistema de transmisión. Es razonable que dichos parámetros formen un conjunto reducido de valores discretos y normalizados, evitando que puedan tomar valores arbitrarios elegidos libremente por el radiodifusor. Esto es fundamental para que los receptores y/o STB (Set Top Boxes) tengan la menor complejidad posible, respondan a un diseño simplificado y sean más sencillos de fabricar y ajustar, con la consiguiente reducción de costos. T Estas y otras razones, conducen a que la relación Δ = G responda a la siguiente expreTU sión: (36) Δ= 1 2r 2≤r≤5 con r entero Más adelante, se verá que el denominador debe ser una potencia entera de 2 en razón de que el intervalo de guarda está formado por un número entero de muestras. Dando todos los valores posibles a r, se obtienen los cuatro valores posibles para la relación de guarda: 1 4 (37) ; 1 8 ; 1 16 y 1 32 En la Figura 23 se muestra (en una escala adecuada) la duración de los cuatro intervalos de guarda posibles, para un mismo tiempo útil de símbolo. Esta figura ayuda a tener una idea más clara de la duración de este intervalo en comparación con la parte útil del símbolo. Duración total de símbolo: TS = T U + T G TU Sn TG = 16 Δ= 1 8 Δ= 1 4 1 TU 8 Sn TG = Δ= 1 1 T 16 U Sn TG = 1 32 1 T 32 U Sn TG = Δ= 1 T 4 U Figura 23: Parte útil del símbolo e intervalos de guarda, mostrados en escala CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 137 En la Figura 24 se puede observar que el retardo de tiempo que existe en la señal reflejada que llega al receptor, medido con respecto a la señal directa, depende de la diferencia en las distancias recorridas. Dado que la velocidad de propagación de las señales es igual a la velocidad de la luz, el tiempo de retardo puede calcularse mediante la sencilla ecuación: tr = (38) Donde: da c tr = Tiempo de retardo, en segundos. da = Distancia adicional recorrida por la señal reflejada, en km. c = Velocidad de la luz, aproximadamente igual a 300.000 km/s. d Figura 24: Distancia de reflexión de la señal Si se considera una distancia “d” igual a 1 km entre la antena receptora y el objeto reflectante, la onda reflejada deberá recorrer una trayectoria adicional de aproximadamente 2d = 2km respecto a la señal directa. Si bien este valor de 1 km puede parecer arbitrario, con total seguridad será el caso de las ciudades y conglomerados urbanos, donde existirán reflexiones cercanas en edificios y en grandes estructuras metálicas. Llevando esta distancia a la ecuación (38), el tiempo de retardo será: (39) tr = 2d 2 km = ≅ 7 μs c km 0,3 μs Este tiempo de retardo se hará corresponder con un intervalo de guarda pequeño (para proteger de ISI en reflexiones a distancias cortas). El intervalo de guarda más pequeño corresponde a la relación Δ = 1/32 (ver Figura 23). Si se acepta que TG = tr = 7μs y se tiene en cuenta que TS = TU + TG, reemplazando todos estos valores en la ecuación (35) se tendrá: (40) L = 6 x 106 TU + TG 138 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM (41) L TG + TG Δ = L L = = 6 x 106 32 TG + TG 33 TG (42) L = 33 x 7 x 6 = 1386 (43) L = 1386 Portadoras Más adelante, se verá que este valor es muy cercano al correspondiente al Modo 1 (o Modo 2K) del sistema ISDB-Tb. Otra manera de calcular el número de portadoras es la siguiente: La relación entre tasa, cantidad de información transmitida y tiempo de transmisión se puede calcular como: (44) R (bps) = log 2 M TS Dado que M es la cantidad total de símbolos transmitidos según el esquema de modulación empleado, bP = log2 (M), con lo cual (44) queda: (45) R (bps) = bP TS Para alcanzar una tasa de datos alta, se deberá tener un valor de TS muy pequeño o un valor de bP muy grande. Un valor TS demasiado reducido es incompatible con los tiempos de retardo que existen en las trayectorias de propagación, pues se producirá inevitablemente ISI; a su vez el valor de bP está limitado por la máxima complejidad posible de la modulación digital empleada. La única manera de resolver este problema es dividir la anchura de banda entre un gran número de portadoras, cada una transmitiendo una cierta cantidad de bits a una tasa reducida, es decir con períodos de tiempo TS relativamente grandes. Bajo esta consideración, la expresión (45) ahora puede escribirse: (46) R (bps) = L bP TS Y por lo tanto, conociendo la tasa de transmisión deseada y fijando un valor de TS >> tr se puede determinar L. 4.3.2. Fórmula general para el cálculo de la tasa o velocidad efectiva de transmisión En este momento resulta muy útil introducir la fórmula general para el cálculo de la tasa o velocidad efectiva de transmisión, partiendo de la expresión (46). Según se mencionó en 4.2, el sistema es COFDM porque se añaden códigos de protección a los datos transmitidos. Independientemente del tipo de codificación que se utilice, siempre CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 139 será necesario agregar bits que esencialmente no son datos, pero que resultan imprescindibles para recuperar dichos datos cuando aparecen errores en la transmisión. Un análisis detenido de la ecuación (46), permite inferir que ésta no refleja cuáles de los bits bP transmitidos durante el tiempo TS son de datos y cuáles son de código. Se podría modificar dicha ecuación, identificando la cantidad de bits de datos y la cantidad de bits de código enviados en cada portadora, obteniendo así una tasa bruta de transmisión: R bruta (bps) = L (47) (b D + bC ) TS Donde: bD = bits de datos enviados en cada portadora. bC = bits de código enviados en cada portadora. L = cantidad total de portadoras OFDM. TS = Duración del símbolo, es decir el tiempo total que se tarda en transmitir los bits de cada portadora Este procedimiento de cálculo resulta muy poco práctico, pues normalmente la única información que se conoce es la suma bD + bC, es decir bP , valor que depende del esquema de modulación utilizado. La ecuación (47) tampoco entrega la información necesaria que es la tasa neta de datos. Existe una forma mucho más sencilla de calcular la tasa de datos, expresándola como un porcentaje de la tasa total o bruta de transmisión. En general, todos los sistemas de transmisión inalámbricos incorporan o agregan bits de código a los bits de datos en relaciones o proporciones perfectamente definidas y lo hacen en dos etapas: a) Codificación de bloque, que agrega bytes de código a los bytes de datos. En este caso se puede definir una relación entre la cantidad de bytes de entrada de datos sin codificar y la cantidad de bytes de salida codificados. Se la suele denominar relación de codificación externa KO (outer) y siempre se cumplirá que nBi<nBo. b) Códigos convolucionales, que agregan bits de código de acuerdo a las secuencias de bits de entrada. En este caso también es posible definir la relación entre la cantidad de bits que forman las secuencias de entrada sin codificar y la cantidad de bits de las secuencias de salida codificadas. Generalmente se la llama relación de codificación interna KI (inner) o también relación de codificación convolucional, cumpliéndose siempre que nbi<nbo. La Figura 25 muestra ambas relaciones: ENTRADA BYTES DE DATOS n Bi CODIFICADOR DE BLOQUE nBi K0 = nBo SALIDA BYTES DE DATOS CODIFICADOS ENTRADA DE SECUENCIAS DE BITS PROCESAMIENTO nBo nbi SALIDA DE SECUENCIAS DE BITS CODIFICADOS CODIFICADOR CONVOLUCIONAL nbi KI = n bo Figura 25: Relaciones entrada de datos sin codificar/salida de datos codificados nbo 140 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM Mientras mayor es la cantidad de bytes y de bits de código que se agregan, más bajos son los coeficientes K y menor es la tasa neta de datos transferidos durante el mismo período de tiempo. Teniendo en cuenta estas consideraciones, la ecuación (46) puede ser expresada como: R(bps) = KO ⋅ K I (48) L ⋅ bP TS En el capítulo dedicado a codificación del canal, se demostrará que los valores que estos coeficientes pueden asumir son: KO = (49) KI = (50) n Bi n Bo n bi n bo = = 188 = 0,92 204 1 2 3 5 7 ; ; ; ó 2 3 4 6 8 4.3.3. Determinación de la separación en frecuencia, duración útil de símbolo y fIFFT Siendo necesarias unas 1386 portadoras y conociendo la anchura de banda disponible para el canal, se puede calcular la separación entre portadoras: (51) Δf = BW BWCH Ch L = 6000 = 4,329 kHz 1386 Conociendo la separación Δf, queda automáticamente determinado el tiempo de duración útil de símbolo TU que además permitirá el cumplimiento de la condición de ortogonalidad: (52) TU = 1 = 231 μs 4329 La frecuencia de muestreo de la IFFT responde a la expresión: (53) fIFFT = 2p TU Deberá encontrarse el menor valor posible de p que satisfaga la siguiente condición: (54) 2p ≥ 1386 Este valor es p = 11 y por lo tanto 2p = 2048. El valor para la frecuencia de muestreo será: CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM (55) fIFFT = 141 2048 = 8,865 MHz 231 μs Estos números son una primera aproximación a los valores definitivos, que se verán al estudiar el sistema ISDB-Tb en detalle. 5. APÉNDICE: APLICACIÓN DE LA TRANSFORMADA DISCRETA DE FOURIER (DFT) Para demostrar que una señal OFDM puede generarse por aplicación de la Transformada Discreta de Fourier Inversa (IDFT), se puede realizar el proceso inverso, es decir, probar que es posible recuperar los símbolos en el receptor aplicando la Transformada Discreta de Fourier (DFT) a la señal OFDM s(t) recibida. De acuerdo a lo visto en el apartado 2, la ecuación (6) representa la señal de salida entregada por el modulador FDM, que por comodidad se reitera aquí: L−1 ( s(t) = ∑ i i cosωi t + q i senωi t (56) i=0 ) En la multiplexación FDM, las frecuencias de cada una de las portadoras son múltiplos enteros de la frecuencia común ω U : (57) ωi = i ω U = 2πifU 0 ≤ i ≤ L −1 Además, dado que se trata de una señal OFDM, de acuerdo a lo estudiado en el apartado 3.1, la condición de ortogonalidad impone que: fU = (58) 1 TU Reemplazando (58) en (57) y esta en (56) se tendrá:: (59) L−1 ⎛ 2πi 2πi ⎞ s t = ∑⎜⎜ i i cos t + q i sen t⎟ TU TU ⎟⎠ i=0 ⎝ () Si la señal que llega al receptor lo hace en condiciones ideales, estará libre de todo tipo de distorsión e interferencia y por lo tanto será exactamente la misma que se transmitió, pudiendo ser expresada mediante la ecuación (59). La Figura 26 muestra un esquema con los bloques de entrada del receptor, que incluye las etapas de RF típicas de un superheterodino. Una vez que la señal está disponible en frecuencia intermedia (FI) deberán separarse las componentes en cuadratura. Dado que la señal s(t) es real, no tiene sentido hablar de partes reales e imaginarias. Sin embargo, dado que en el lenguaje de la DFT se utilizan esos términos, es conveniente aclarar CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM que la componente en fase I normalmente se asimila a la parte real, mientras que la componente en cuadratura Q es asociada a la parte imaginaria. A 0 D Re X(h) = i i cos FI t f FI FILTRO RF S/P DFT -90º Im X(h) = q i sen FI t fC ... 142 A D 2 p Figura 26: Procesamiento de la señal OFDM en el receptor Para la generación y recepción de este tipo de señales es necesario emplear técnicas DSP y por lo tanto, el primer paso consistirá en muestrear s(t), con la siguiente frecuencia de muestreo: fm = (60) 1 Tm Dado que el producto L ⋅ Δf es aproximadamente igual a la anchura de banda de la señal OFDM10, para que se cumpla el criterio de Nyquist deberá verificarse que: (61) fm ≥ 2 ⋅ BW (62) fm = 2 ⋅ L ⋅ Δf = 2L TU Igualando (60) y (62) y despejando Tm se deduce que el período de muestreo es: Tm = (63) TU 2L Cada uno de los valores de tiempo discreto podrá ser identificado como un múltiplo del período de muestreo, de la siguiente manera: t = n Tm (64) 0 ≤ n ≤ 2L − 1 Por lo tanto: 10 Desde el punto de vista estrictamente teórico, la anchura de banda de una señal OFDM es infinita. CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM t=n (65) TU 2L 143 0 ≤ n ≤ 2L − 1 Reemplazando la variable continua de tiempo de la ecuación (59) por la expresión (65), se obtiene la señal OFDM s(n) muestreada: (66) L−1 ⎛ n n⎞ s n = ∑⎜ i i cos πi + q i sen πi ⎟ 0 ≤ n ≤ 2L − 1 L L⎠ i=0 ⎝ () A continuación, se deberá aplicar la transformada DFT para recuperar la sucesión de símbolos (ii ; qi) desde cada una de las componentes de frecuencia de la señal. Por comodidad y a los fines de poder analizar los resultados, se definirá la variable de frecuencia discreta h. Aplicando las expresiones estudiadas en el Capítulo 2, es posible calcular la DFT real de s(n): ⎛ A 2L−1 n ⎞ ⎫ s(n)cos ⎜ 2πh ⎟ ⎪ ∑ L n=0 2L ⎠ ⎪ ⎝ ⎬ ⎛ B 2L−1 n ⎞⎪ Im X(h) = − ∑ s(n)sen ⎜ 2πh ⎟ L n=0 2L ⎠⎪⎭ ⎝ Re X(h) = (67) 0≤h≤L De manera arbitraria y por conveniencia, se han elegido factores de escala diferentes, dejándose para el final de este desarrollo la determinación de los valores adecuados de A y B. Sustituyendo s(n) por su igual en (66): A 2L−1 L−1 ⎛ n n⎞ n ⎫ ⎜ i i cos πi + q i sen πi ⎟ cos πh ⎪ ∑ ∑ L n=0 i=0 ⎝ L L⎠ L ⎪ ⎬ 2L−1 L−1 ⎛ ⎞ B n n n⎪ Im X(h) = − ∑ ∑⎜ i i cos πi + q i sen πi ⎟ sen πh ⎪ L n=0 i=0 ⎝ L L⎠ L⎭ Re X(h) = (68) 0≤h≤L Desarrollando los productos dentro de la sumatoria, se tendrá: n n n n⎞ ⎫ A 2L−1 L−1 ⎛ ⎜ i i cos πi cos πh + q i sen πi cos πh ⎟ ⎪ ∑ ∑ L L L L⎠ ⎪ L n=0 i=0 ⎝ ⎬ 2L−1 L−1 ⎛ B n n n n ⎞⎪ Im X(h) = − ∑ ∑⎜ i i cos πi sen πh + q i sen πi sen πh ⎟⎪ L n=0 i=0 ⎝ L L L L ⎠⎭ Re X(h) = (69) 0≤h≤L 144 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM Teniendo en cuenta que las funciones seno y coseno son ortogonales entre si y que su producto será nulo para los valores de las frecuencias discretas i y h, la expresión (69) se reduce a: A 2L−1 L−1 ⎛ n n⎞ ⎫ ⎜ i i cos πi cos πh ⎟ ⎪ ∑ ∑ L n=0 i=0 ⎝ L L⎠ ⎪ ⎬ 2L−1 L−1 ⎛ B n n ⎞⎪ Im X(h) = − ∑ ∑⎜ q i sen πi sen πh ⎟⎪ L n=0 i=0 ⎝ L L ⎠⎭ Re X(h) = (70) 0≤h≤L Recordando que: ( ) ( )⎤⎦ ( ) ( )⎤⎦ 1 cosα cosβ = ⎡⎣cos α − β + cos α + β 2 1 sen α senβ = ⎡⎣cos α − β − cos α + β 2 (71) Asimilando los argumentos de las funciones trigonométricas de (70) a las siguientes expresiones: (72) n n y β = πh L L La suma y la diferencia de estos argumentos serán: α = πi ( ) ( ) n i+h L n α −β = π i − h L α+β = π (73) Reemplazando (73) en (71) y estas en (70), se obtiene: ⎡ n ⎤ i ⎡ n ⎤⎫⎪ A 2L−1 L−1 ⎧⎪ i i ⎨ cos ⎢π i − h ⎥ + i cos ⎢π i + h ⎥⎬ ∑ ∑ L n=0 i=0 ⎩⎪ 2 ⎣ L ⎦ 2 ⎣ L ⎦⎭⎪ 2L−1 L−1 ⎧ ⎡ n ⎤ q ⎡ n ⎤⎫⎪ ⎪q B Im X(h) = − ∑ ∑ ⎨ i cos ⎢π i − h ⎥ − i cos ⎢π i + h ⎥⎬ L n=0 i=0 ⎩⎪ 2 ⎣ L ⎦ 2 ⎣ L ⎦⎭⎪ Re X(h) = (74) ( ) ( ( ) ) ( ) ⎫ ⎪ ⎪ ⎬ ⎪ ⎪ ⎭ 0≤h≤L Puede calcularse el resultado de esta DFT por partes, en función de los valores que pueden asumir los índices de las frecuencias discretas. 1) La primera es cuando i ≠ h es decir, los índices de frecuencia discreta no son iguales. Esto equivale a plantear como hipótesis que las frecuencias de cada una de CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 145 las portadoras (símbolo n-QAM), no coinciden con las frecuencias desde las cuales se intenta realizar la recuperación de la información transmitida. Si i ≠ h , para cada valor de i y de h se verifica que: (75) 2L−1 ⎡ n ⎤ 2L−1 ⎡ n ⎤ n=0 ⎣ ⎦ n=0 ⎣ ⎦ ∑ cos ⎢π L (i − h)⎥ = ∑ cos ⎢π L (i + h)⎥ = 0 Es relativamente sencillo comprobar este resultado empleando una planilla de cálculo y dando un valor pequeño a L (por ejemplo L = 8, con lo cual 0 ≤ n ≤ 15). En cuanto a los índices de frecuencia, bastará con asignar valores enteros, dentro del rango de L. Teniendo en cuenta la igualdad (75) y llevándola a las ecuaciones dadas en (74), se deduce que: Re X(h) = 0 ⎪⎫ ⎬ 0 ≤ h ≤ L con h ≠ i (76) Im X(h) = 0⎪⎭ La DFT tiene resultado nulo, confirmando una vez más que cuando i ≠ h las portadoras resultan ortogonales entre si. 2) La segunda condición es para h = i. Las ecuaciónes (74) quedan: (77) ⎛ A 2L−1 L−1 ⎡ i i i i n ⎞⎤ ⎢ + cos ⎜ 2πi ⎟⎥ ∑ ∑ L n=0 i=0 ⎢⎣ 2 2 L ⎠⎥⎦ ⎝ ⎛ B 2L−1 L−1 ⎡ q q n ⎞⎤ Im X(i) = − ∑ ∑⎢ i − i cos ⎜ 2πi ⎟⎥ L n=0 i=0 ⎢⎣ 2 2 L ⎠⎥⎦ ⎝ Re X(i) = ⎫ ⎪ ⎪ ⎬ ⎪ ⎪ ⎭ a. Si h = i = 0 en las ecuaciones (77), se obtiene: ⎫ ⎪ ⎪ ⎬ 2L−1 ⎡ ⎛ q0 q0 B n ⎞⎤ ⎪ Im X(0) = − ∑ ⎢ − cos ⎜ 2π0 ⎟⎥ ⎪ L n=0 ⎢⎣ 2 2 L ⎠⎥⎦ ⎭ ⎝ Re X(0) = (78) A 2L−1 ∑ L n=0 ⎡i i ⎛ n ⎞⎤ ⎢ 0 + 0 cos ⎜ 2π0 ⎟⎥ L ⎠⎥⎦ ⎢⎣ 2 2 ⎝ La parte imaginaria resulta nula, quedando solo la parte real: (79) 2L veces ⎡ ⎤ ⎫ ⎥⎪ A ⎢ i0 Re X(0) = ⎢ 2 + 2 +…+ 2 ⎥ ⎪ ⎬ L⎢2 ⎥⎦ ⎪ ⎣ ⎪ Im X(0) = 0 ⎭ ( ) 146 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM La DFT de s(n) resulta: () () Re X 0 = 2 A i0 ⎫⎪ ⎬ Im X 0 = 0 ⎭⎪ (80) h=i=0 Esto significa que la componente q0 del símbolo S0 no podrá ser recuperada y por lo tanto, no es posible utilizar la primera portadora del sistema para transmitir símbolos n-QAM. b. Para el análisis de h = i, con i ≠ 0 y h ≠ 0 , es conveniente conmutar el orden de las sumatorias y extraer como factores comunes a las componentes (ii; qi): ⎛ n ⎞⎤ A L−1 i i 2L−1 ⎡ ⎢1+ cos ⎜ 2πi ⎟⎥ ∑ ∑ L ⎠⎥⎦ L i=1 2 n=0 ⎢⎣ ⎝ L−1 2L−1 ⎡ ⎛ q B n ⎞⎤ Im X(i) = − ∑ i ∑ ⎢1− cos ⎜ 2πi ⎟⎥ L i=1 2 n=0 ⎢⎣ L ⎠⎥⎦ ⎝ Re X(i) = (81) ⎫ ⎪ ⎪ ⎬ ⎪ ⎪ ⎭ Aplicando un procedimiento similar al que se sugirió en el punto 1) de este desarrollo, es relativamente sencillo comprobar que: (82) 2L−1 ⎡ ⎛ n ⎞⎤ n=0 ⎣ ⎝ ⎠⎦ 2L−1 ⎡ ⎛ n ⎞⎤ n=0 ⎣ ⎝ ⎠⎦ ∑ ⎢⎢1+ cos ⎜ 2πi L ⎟⎥⎥ = ∑ ⎢⎢1− cos ⎜ 2πi L ⎟⎥⎥ = 2L Llevando este resultado a las ecuaciones (81), estas resultan: ⎫ A L−1 i i 2L ⎪ ∑ ⎪ L i=1 2 ⎬ L−1 qi B ⎪ Im X(i) = − ∑ 2L ⎪ L i=1 2 ⎭ Re X(i) = (83) Resulta clara la conveniencia de elegir A = 1 y B =-1, entonces: (84) L−1 ⎫ Re X(i) = ∑ i i ⎪ ⎪ i=1 ⎬ L−1 ⎪ Im X(i) = ∑ q i ⎪ ⎭ i=1 h=i Este es el resultado esperado, que además confirma la condición 1). La recuperación de la información de la componente de frecuencia h tiene resultado no nulo únicamente cuando h = i, obteniéndose el símbolo (ii ; qi). CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 147 En resumen, la aplicación de una DFT de 2L puntos sobre una la señal s(t) previamente muestreada, produce los siguientes resultados: (85) (0) = 2i ⎫⎪⎬ (0) = 0 ⎪⎭ para h=i=0 (h) = i ⎫⎪⎬ (h) = q ⎪⎭ para h = i e 1 ≤ i ≤ L −1 ⎧ Re X ⎪ ⎪ Im X ⎪ ⎪ X h =⎨ ⎪ ⎪ Re X ⎪ ⎪⎩ Im X () 0 i i De esta manera, se recuperan todos y cada uno de los símbolos Si que han sido transmitidos. Por ser la DFT una operación que puede ser revertida, se deduce que la aplicación de la IDFT sobre una sucesión de símbolos Si permitirá obtener la señal s(n), que luego de la correspondiente conversión D/A, se convertirá en s(t). Es importante señalar que para generar la señal OFDM, el modulador calcula una IDFT compleja, con L muestras de entrada y L muestras de salida, que luego es convertida en una señal real con la ayuda del modulador I-Q. Este proceso será estudiado con detalle en el capítulo 11. Antes de finalizar este apéndice, es importante hacer una aclaración. En el apartado dedicado al Análisis de Fourier del capítulo 2, pudo verse que la IDFT aplicada sobre un espectro asimétrico produce una señal s(n) compleja, con una parte real Re s(n) y otra imaginaria Im s(n). Cabe preguntarse la razón por la que X(i) podría no reunir condiciones de simetría o antisimetría. La respuesta es sencilla: los símbolos Si que representan a los datos que se transmiten son independientes entre sí y en general no se cumplirá que X(i) = X∗ ⎡⎣L − (i + 1)⎤⎦ (el significado de X* es complejo conjugado). En este caso, la única manera de obtener una señal real de salida, es mediante la combinación de Re s(n) e Im s(n) en un modulador I-Q. La Figura 27 es un ejemplo concreto de la aplicación de la IDFT sobre una sucesión de símbolos complejos. Dicha sucesión proviene de las componentes en cuadratura de una constelación 16-QAM. Como ya se mencionó, la parte real Re X(i) siempre esta asociada a los valores de I, mientras que la parte imaginaria Im X(i) corresponde a los valores de Q. Es muy importante que el lector comprenda todos estos conceptos con total claridad. 148 CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM Figura 27: Aplicación de la IDFT sobre un espectro no simétrico X(i) CAPÍTULO 4 — MULTIPLEXACIÓN OFDM 149 BIBLIOGRAFÍA ANDREWS, Jeffrey G. and Arunabha GHOSH, Fundamentals of WiMAX Understanding Broadband Wireless Networking, [s. l.], Prentice Hall, Pearson Education Inc., 2007. BAHAI, Ahmad R. and Burton R. SALTZBERG, Multi-Carrier Digital Communications. 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INTRODUCCIÓN En este capítulo se presentarán las bases del sistema ISDB-Tb que, al igual que el DVB-T europeo y el más reciente DMB-T de China, emplea la multiplexación OFDM que ha sido estudiada en el capítulo precedente. ISDB-T, que en inglés significa Integrated Services for Digital Broadcasting – Terrestrial, tiene su origen en Japón y su desarrollo tuvo lugar en la última parte de la década del noventa, bastante tiempo después de que hicieran su aparición los estándares DVB-T europeo y ATSC norteamericano. Sin duda esto representó una ventaja, pues en ese momento ya se disponía de experiencias concretas y se conocían todas las fortalezas y debilidades de cada sistema. Posiblemente, la principal decisión que se haya tomado durante la fase de estudios previos sea haber elegido un sistema multiportadora. En 1999, luego de varios años de desarrollo, ISDB-T se consagra como estándar japonés de TV digital. Como se sabe, la mayoría de los países de América Latina no adoptaron ningún estándar hasta bien entrada la primera década del siglo XXI. Algunos de estos países tuvieron sus vaivenes, por ejemplo la Argentina, que adoptó ATSC en el año 1996 sin pasar en ningún momento a la fase de implementación definitiva. Algo similar ocurrió con Uruguay, que inicialmente se inclinó por el DVB-T. 151 152 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb En el año 2006, Brasil tomó la iniciativa de adoptar ISDB-T como estándar de transmisión de TV digital, pero introdujo algunas modificaciones entre las que se destaca la adopción de MPEG-4 para la compresión de datos. Estos desarrollos, llevados adelante en estrecha colaboración con Japón, dieron origen al estándar internacional cuya denominación es ISDB-Tb. Basado en este estándar, mediante el Decreto Nº 5820 del 29 de junio de 2006, la República Federativa del Brasil implementó el Sistema Brasileño de Televisión Digital Terrestre (SBTVD-T), influyendo de manera decisiva en casi todos los países de la región. Al momento de escribir este trabajo (2011) toda Sudamérica con excepción de Colombia, Guyana, Surinam y Guayana Francesa han adoptado ISDB-Tb. En el caso concreto de la República Argentina, el Decreto Presidencial Nº 1148 del 31 de agosto del año 2009 (publicado en el Boletín Oficial Nº 31.727 el 1 de septiembre de ese año), es el instrumento formal de adopción del estándar, mediante el cual se creó el Sistema Argentino de Televisión Digital Terrestre (SATVD-T), cuya implementación comenzó en 2010. Es conveniente destacar que ISDB-Tb ha sido diseñado para aplicarse a canales de 6, 7 y 8 MHz de anchura de banda. De acuerdo con esto, se podría hacer un desarrollo completo, empleando fórmulas y expresiones genéricas que permitieran obtener los valores de todos los parámetros necesarios para los tres casos. En lugar de ello, se ha preferido trabajar únicamente con el canal de 6 MHz de ancho, por dos razones: por un lado porque es la canalización utilizada de manera exclusiva en la región y por otro porque será más sencillo comprender todas las relaciones numéricas que gobiernan al sistema. 2. TRANSMISIÓN EN BANDA SEGMENTADA Una de las principales características del sistema ISDB-Tb es la recepción en banda angosta, también denominada parcial, pues utiliza solo una parte de la anchura de banda del canal (exactamente una catorceava parte). El servicio de banda angosta ha sido pensado para receptores móviles equipados con pantallas de visualización de pequeño tamaño y baja resolución (LDTV). La recepción parcial presenta varias ventajas importantes, entre ellas una mayor simplicidad de los circuitos de los receptores, comparados con equipos del mismo tamaño capaces de procesar la anchura de banda completa de la señal. Esta característica es muy deseable en los receptores económicos, por ejemplo para los teléfonos móviles tipo smart phone. La recepción parcial implica la división del canal en porciones, denominadas segmentos por la norma ISDB-Tb. Por esta razón este sistema también es conocido como OFDM de banda segmentada. 2.1. Anchura de banda de los segmentos Una señal de TV digital de baja definición puede entregar un flujo binario comprimido a una tasa de unos 300 kbps (solo video y audio) y hasta 450 kbps o más, en el caso de añadir datos, guía electrónica de programación (EPG), close caption, tablas PSI, SI, etc.) Considerando el caso intermedio, es posible calcular la anchura de banda necesaria para su transmisión, siempre que se conozca el esquema de modulación y la codificación a emplear para los bits de datos. CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 153 Se comenzará con la fórmula para el cálculo de la tasa de datos vista en el capítulo de OFDM: R = KO ⋅ K I (1) ( L ⋅ bP ⎡ bps⎤⎦ TS ⎣ ) 1 Dado que TS = TU ⋅ 1+ Δ y que TU = , reemplazando estas expresiones en (1) Δf se tendrá: R = KO ⋅ K I (2) L ⋅ Δf ⋅ bP 1+ Δ El producto L.Δf es precisamente la anchura de banda necesaria para alcanzar una tasa de datos determinada, es decir la anchura de banda del segmento. Despejándola de (2): (3) L ⋅ Δf = BWS = ( R ⋅ 1+ Δ ) bP ⋅ KO ⋅ K I Las configuraciones más robustas se obtienen empleando QPSK (bP = 2 bits por símbolo) y una codificación interna altamente redundante, lo que significa que KI = 1/2, es decir un 100% de redundancia, duplicando los bits de datos. Teniendo en cuenta que KO = 188/204, tomando el menor intervalo de guarda posible y considerando una tasa de 400 kbps, reemplazando todos estos valores en la ecuación (3), la anchura de banda del segmento será: (4) ⎛ 1⎞ 400.000 × ⎜1+ ⎟ ⎝ 32 ⎠ BWS = 188 1 × 2× 204 2 (5) BWS = 447,6 kHz Si se reparte la anchura de banda del canal de 6 MHz en porciones de 447,6 kHz se obtiene la siguiente cantidad de segmentos: NS = (6) 6000 = 13, 4 447,6 El estándar ISDB-Tb adopta un total de 14 segmentos y por lo tanto el valor definitivo de la anchura de banda del segmento es: (7) BWS = 6000 3000 = = 428,57 kHz 14 7 154 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb Es importante destacar que uno de los 14 segmentos ha sido reservado para ser distribuido entre las bandas de guarda inferior y superior del canal (que serán analizadas con detalle en el capítulo 11). Por lo tanto, solo 13 segmentos son utilizables y de esta manera además, es posible contar con un segmento central, dejando seis segmentos a la izquierda y seis a la derecha. La Figura 1 ilustra la división del canal en 14 segmentos, uno de los cuales es repartido entre las bandas de guarda del canal. Más adelante se verá que estas bandas no son simétricas y se justificará su razón. Resulta sencillo deducir que la anchura de banda total ocupada por los 13 segmentos será: 3000 = 5,571 MHz 7 BW13S = 13 × (8) 5,571 MHz Banda de guarda inferior 11 9 7 5 3 1 0 2 4 6 8 10 12 Banda de guarda superior Frecuencia BWCH = 6 MHz Figura 1: Segmentación del canal de 6 MHz 3. PARÁMETROS OFDM DEL SISTEMA ISDB-Tb: MODO 1 En el capítulo dedicado a OFDM se demostró que se necesitan unas 1386 portadoras para una duración de símbolo de 231 μs. Si esta cantidad de portadoras se distribuyen por igual entre los 13 segmentos, la cantidad de portadoras por segmento LS será: (9) LS = L 1386 = = 106,6 NS 13 Dado que LS debe ser un número entero, se pueden adoptar 107 portadoras para cada segmento, con lo cual su separación en frecuencia será: (10) 3000 3000 = 4,0053... kHz Δf = 7 = 107 749 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 155 El correspondiente tiempo útil de símbolo es: 749 = 249,666... μs 3000 El valor recién calculado tiene su parte decimal periódica y por lo tanto, no existirá un número entero de muestras dentro del período TU para la frecuencia de muestreo de la IFFT. Además, como TU es un múltiplo entero de TG, tampoco habrá un número entero de muestras dentro del período total de símbolo TS. Por lo tanto, debe adoptarse el número entero siguiente, con lo cual la cantidad de portadoras por segmento en el sistema ISDB-Tb es: TU = (11) L S = 108 (12) Con 108 portadoras por segmento, se tendrá un total para los trece segmentos de: L = L S ⋅ N S = 13 × 108 = 1404 (13) Con L portadoras en total, habrá (L – 1) espacios de anchura Δf, con lo cual la anchura total ocupada será igual a (L - 1) Δf. La Figura 2 ayuda a comprender este razonamiento (simplificado, dado que no se consideran los efectos de la modulación sobre las portadoras). L0 L1 Δf 0 L2 Δf 1 L3 L4 Δf 2 Δf 3 Ln Δ f n-1 Figura 2: Número total de portadoras y espacios Δf Ahora se pueden escribir las siguientes ecuaciones: (L-1) ⋅ Δf (14) BW13S = (15) BW13S = N S ⋅ BWS (16) BWS Δf = LS Reemplazando (15) y (16) en la ecuación (14) se obtiene: (17) ( ) N S ⋅ BWS = L − 1 BWS LS 156 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb Despejando L de (17) se obtiene el número total de portadoras necesarias para satisfacer todas las condiciones: (18) L = (L S ⋅ NS ) + 1 = 108 × 13 + 1 = 1405 Este número corresponde al denominado Modo 1 del sistema. Dado que en cualquier caso NS = 13 y que el número de portadoras es el mismo en todos los segmentos y cambia de acuerdo al modo, el estándar ISDB-Tb especifica la cantidad total de portadoras del sistema de la siguiente forma: (19) L = 13 × L S + 1 Más adelante se verá que esta última portadora adicional (que corresponde a la de mayor frecuencia del espectro emitido), es utilizada por una señal auxiliar denominada “Piloto Continuo CP”. Ahora se pueden calcular los parámetros restantes, comenzando por la separación Δf entre portadoras: Δf = (20) BWS LS 3000 250 = 3,968 kHz Δf = 7 = 108 63 Una vez calculada la separación Δf, es posible determinar el valor que deberá tener el tiempo útil de símbolo, para mantener la condición de ortogonalidad entre portadoras: (21) TU = (22) (23) TU = 1 Δf 1 = 252 μs 3968 Conociendo el tiempo útil de símbolo se calcula la frecuencia de muestreo necesaria para la IFFT. Debe recordarse que el valor de esta frecuencia está condicionado por la necesidad de tener un número entero de muestras durante el período TU, es decir: (24) fIFFT = 2p 252 x 10-6 Se requiere que 2p>L y que p sea un número entero. Para 1405 portadoras, el menor valor de p que satisface estas condiciones es 11, resultando 2p = 2048 y por lo tanto la frecuencia de muestreo de la IFFT será: CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 157 2048 512 = = 8,126 MHz 252 63 Finalmente, se pueden calcular todos los valores del intervalo de guarda TG y la duración total de símbolo TS, los que se presentan en la Tabla 1: fIFFT = (25) Δ TU TG TS 1/4 63 μs 315 μs 1/8 31,5 μs 283,5 μs 1/16 15,75 μs 267,75 μs 1/32 7,875 μs 259,875 μs 252 μs Tabla 1: Intervalos de guarda y duraciones de símbolo del Modo 1 Este juego de parámetros define completamente al Modo 1 del sistema ISDB-Tb, que también se conoce como Modo 2K, por ser 2p = 2048 = 2K. Los parámetros correspondientes a los Modos 2 y 3 (y por supuesto también para el Modo 1) se pueden derivar muy fácilmente a partir de la frecuencia de muestreo fIFFT, que es el único valor fundamental y común para los tres modos. 4. MODOS 2 Y 3 DEL SISTEMA ISDB-Tb Hasta el momento, el estudio se ha centrado exclusivamente en los parámetros que definen al Modo 1. En la Tabla 1 pudo verse que existen cuatro configuraciones distintas para este modo y que la única variable que define a dichas configuraciones es el valor del intervalo de guarda. También se ha demostrado que el valor de este intervalo está directamente relacionado con los tiempos de retardo de las señales reflejadas. En este punto resulta útil cuantificar, completando la Tabla 1, las distancias máximas asociadas a estos intervalos, lo que puede verse en la Tabla 2: Modo TU Δ 1/4 1 TG 63 μs TS dmáx 315 μs 18,9 km 1/8 31,5 μs 283,5 μs 9,45 km 1/16 15,75 μs 267,75 μs 4,72 km 1/32 7,875 μs 259,875 μs 2,36 km 252 μs Tabla 2: Intervalos de guarda, duraciones de símbolo y distancias de reflexión Las distancias mostradas en la Tabla 2 deben interpretarse como límites máximos de las distancias recorridas por las señales reflejadas antes de llegar a la antena receptora, sin que 158 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb puedan producirse interferencias entre símbolos (ISI). Resulta claro que, para tener cierto margen de seguridad, los tiempos de retardo de todas las señales reflejadas deberán ser menores que el intervalo de guarda elegido. El caso más desfavorable que puede resolverse utilizando el Modo 1 es para TG = 1/4 TU, es decir, poco más de 18 km. Cabe preguntarse qué sucede si las distancias de reflexión son mayores, por ejemplo 24 ó 30 km. A priori, estos valores podrían parecer excesivos, pero si se tiene en cuenta que se trata del recorrido de ida y vuelta de la señal reflejada, el objeto reflectante realmente estará ubicado a unos 12 o 15 km del receptor. Esta situación puede darse perfectamente en zonas llanas con un cordón montañoso distante o en un valle, tal como se muestra en la Figura 3, y debe cumplirse que d3 + d2 - d1 ≤ dmax. d3 d2 d1 Figura 3: Punto de reflexión distante Ahora bien, las múltiples reflexiones de la señal transmitida no son el principal problema a tener en cuenta. En cualquier caso, cuando las distancias son considerables, la atenuación de las señales reflejadas es tan grande (especialmente en el rango de frecuencias de UHF) que prácticamente no influyen en el receptor. Una de las principales ventajas que tienen los sistemas OFDM es la posibilidad de construir redes de frecuencia única (SFN single frequency networks), cuyo estudio será abordado en capítulos posteriores. Por el momento, solo es necesario saber que las SFN son una excelente alternativa a las redes de frecuencia múltiple (MFN), que es el esquema tradicional utilizado en TV analógica y que consiste en una planta transmisora o estación principal, normalmente de una potencia media o elevada y múltiples repetidoras de baja potencia que operan en frecuencias distintas a la correspondiente a la estación principal. Las SFN utilizan solo una frecuencia para toda la red y por lo tanto son más eficientes y económicas desde el punto de vista de utilización del espectro radioeléctrico. Los diferentes puntos de emisión de una SFN pueden ser interpretados, desde la óptica de la antena receptora, como una señal directa y múltiples señales reflejadas. La Figura 4 es prácticamente igual a la Figura 3, con la diferencia de que la señal reflejada ha sido sustituida por un nuevo punto de emisión, en la misma frecuencia, dando lugar a una SFN. En este caso debe cumplirse que | d2 - d1| ≤ dmax. CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 159 d1 d2 Figura 4: Puntos de emisión múltiples de una red de frecuencia única (SFN) Para satisfacer estas exigencias, el estándar ISDB-Tb define dos modos adicionales: el Modo 2 o 4K y el Modo 3 u 8K. Matemáticamente, los tres modos se relacionan entre sí y es posible derivar a partir del Modo 1 la totalidad de los parámetros de funcionamiento necesarios para los otros dos. Basta con fijar el valor del tiempo útil del símbolo de cada uno, que son los siguientes: (26) TU(Modo 2) = 2 ⋅ TU(Modo 1) (27) TU(Modo 3) = 4 ⋅ TU(Modo 1) En la Tabla 3 se presenta el conjunto básico de parámetros para los Modos 2 y 3. Modo 2 3 TU Δ TG TS dmáx 1/4 126 μs 630 μs 37,8 km 1/8 63 μs 567 μs 18,9 km 1/16 31,5 μs 535,5 μs 9,45 km 1/32 15,75 μs 519,75 μs 4,72 km 1/4 252 μs 1260,0 μs 75,6 km 504 μs 1/8 126 μs 1134,0 μs 37,8 km 1/16 63 μs 1071,0 μs 18,9 km 1/32 31,5 μs 1039,5 μs 9,45 km 1008 μs Tabla 3: Intervalos de guarda, duraciones de símbolo y distancias de reflexión Como puede verse, el Modo 3 tiene, en términos absolutos, la mayor duración de símbolo y los intervalos de guarda más extensos (indispensables cuando existen grandes retardos). Estas características permiten la operación de redes SFN. En este momento es muy importante tener en cuenta que la separación entre portadoras se reducirá a los siguientes valores en los Modos 2 y 3: 160 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb (28) Δf(Modo 2) = (29) Δf(Modo 3) = Δf(Modo 1) 2 Δf(Modo 1) 4 = 1,984 kHz = 992,06 Hz Si la separación entre portadoras disminuye serán necesarias una mayor cantidad de ellas para cubrir la totalidad de la anchura de banda correspondiente a los 13 segmentos. Para calcular esa cantidad se puede utilizar la expresión (16), despejando LS y colocando a Δf en función de TU se tiene LS = (30) BWS Δf = BWS ⋅ TU Con esta expresión se pueden calcular la cantidad de portadoras por segmento y con la ecuación (19) la cantidad de portadoras totales para cada Modo. Para el Modo 2: LS = 3000 × 103 × 504 × 10-6 = 216 7 L = 13 × 216 + 1 = 2809 Para el Modo 3: LS = 3000 × 103 × 1008 × 10-6 = 432 7 L = 13 × 432 + 1 = 5617 En este momento surge el siguiente interrogante: ¿Por qué no definir solamente el Modo 3, que facilita la operación de las SFN y asegura el funcionamiento frente a grandes tiempos de retardo? La clave de esta respuesta está en el servicio móvil, en donde el desplazamiento de los vehículos provoca la aparición del efecto Doppler, con frecuencias que pueden rondar los 100 Hertz o más, es decir, el 11% de la separación entre portadoras, lo que torna más frágil al Modo 3. El Modo 1 con su mayor separación entre portadoras, es mucho más robusto frente a las interferencias por efecto Doppler y por ello resulta más adecuado para el servicio móvil. En cuanto al Modo 2, en general se puede afirmar que combina las características de los Modos 1 y 2, por lo cual sería el más aconsejable para una red SFN que brinda servicio móvil, con emisores separados a distancias comprendidas entre 5 y 38 km. El radiodifusor puede elegir libremente entre cualquiera de los tres modos. De acuerdo a lo que se observa en la Tabla 2 y en la Tabla 3, se dispone de una gama muy amplia de valores de intervalos de guarda y distancias asociadas que se adaptan a casi todas las condiciones que pueden presentarse. 161 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb La siguiente pregunta es: ¿Cuál de los tres modos es el mejor desde el punto de vista de la tasa binaria o velocidad de datos? La respuesta es sencilla. Basta con volver a la fórmula de cálculo de la tasa de datos: R = KO ⋅ K I L ⋅ bP ⎡ bps⎤⎦ TS ⎣ Si se mantiene el valor de bP (cantidad de bits transmitidos por portadora), cada vez que se duplica la cantidad de portadoras L, se duplica el tiempo de símbolo TS correspondiente, con lo cual el cociente entre estos dos valores sigue siendo el mismo, al igual que el valor de R. Por lo tanto: A igualdad de parámetros de codificación y esquemas de modulación aplicados sobre las portadoras, la tasa R de transmisión, en bits por segundo, es independiente del modo utilizado. 5. TABLA DE PARÁMETROS: MODOS 1, 2 Y 3 La Tabla 4 resume los parámetros más importantes de los Modos 1, 2 y 3, de una forma muy similar a la documentación del estándar ISDB-Tb, omitiendo solo aquellos que aún no han sido estudiados. Obsérvese que los tres modos están relacionados numéricamente por un factor de 2. Parámetro Modo 1 Modo 2 Modo 3 Ancho de banda del segmento BWS Separación entre portadoras Δf Número de portadoras activas por segmento LS 108 108 216 216 432 432 Número de portadoras de datos por segmento LD 96 96 192 192 384 384 2 QPSK DQPSK QPSK DQPSK QPSK DQPSK 4 16-QAM - 16-QAM - 16-QAM - 6 64-QAM - 64-QAM - 64-QAM - Esquema de modulación de las portadoras bP Símbolos por cuadro F Período útil de símbolo TU 3000/7 = 428,57 kHz 250/63 kHz 125/63 kHz 125/126 kHz 204 252 μs 504 μs 1008 μs 162 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb Parámetro Relación Δ = TG TU Duración total de símbolo TU + TG Duración total de cuadro F.TS Modo 1 Modo 2 Modo 3 1/4 63,000 μs 126,00 μs 252,0 μs 1/8 31,500 μs 63,00 μs 126,0 μs 1/16 15,750 μs 31,50 μs 63,0 μs 1/32 7,875 μs 15,75 μs 31,5 μs 315,000 μs 630,00 μs 1260,0 μs 283,500 μs 567,00 μs 1134,0 μs 267,750 μs 535,50 μs 1071,0 μs 259,875 μs 519,75 μs 1039,5 μs 64,260 ms 128,520 ms 257,040 ms 57,834 ms 115,668 ms 231,336 ms 54,621 ms 109,242 ms 218,484 ms 53,014 ms 106,029 ms 212,058 ms TS TF Frecuencia de muestreo IFFT fIFFT 512/63 = 8,1269841 MHz Número de segmentos NS 13 Número total de portadoras L Anchura de banda ocupada por el total de portadoras BW T 108 x NS + 1 216 x NS + 1 432 x NS + 1 1405 2809 5617 250 3000 NS + 63 7 125 3000 NS + 63 7 125 3000 NS + 126 7 5,575 MHz 5,573 MHz 5,572 MHz Tabla 4: Tabla de parámetros para los Modos 1, 2 y 3 de ISDB-Tb 5.1. Anchura de banda ocupada Como puede verse en la Tabla 4, existe una leve diferencia en cuanto al valor de anchura de banda ocupada por cada uno de los modos. Con la ayuda de la Figura 2, resultará sencillo derivar la expresión que utiliza el estándar para determinar la anchura de banda total ocupada por todas las portadoras. La manera más simple de visualizar el resultado es la siguiente: (31) BWT = L ⋅ Δf También es posible calcular la anchura de banda en base a la cantidad segmentos, la anchura de cada uno y añadir el espacio correspondiente a la portadora adicional (la de mayor frecuencia del espectro), que corresponde al piloto continuo CP: CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 163 BWT = N S ⋅ BWS + Δf (32) BWT = (33) 3000 N S + Δf 7 ⎡ kHz⎤ ⎣ ⎦ 6. TASAS O VELOCIDADES DE TRANSMISIÓN DE DATOS La expresión (1) que permite calcular la tasa o velocidad de transmisión de datos, incluye dos coeficientes de corrección KO y KI que surgen como consecuencia de los sistemas de codificación de datos utilizados. Tanto el agregado de un intervalo de guarda (mayor tiempo total de símbolo) como los esquemas codificación reducen la velocidad de transferencia neta del sistema. A partir de este momento será necesario considerar la cantidad LD de portadoras disponibles en cada segmento para la transmisión de datos, que es menor a LS (esta información se acaba de presentar en la Tabla 4). Además, se dispone de un total de 13 segmentos para la transmisión, con lo cual la ecuación (1) se modifica de la siguiente manera: R = KO ⋅ K I ⋅ (34) 13 × bP ⋅ L D TS Esta ecuación aún no refleja la independencia que existe entre la tasa de transmisión y el modo empleado. 1 Teniendo en cuenta que TS = TU ⋅ 1+ Δ y que TU = , reemplazando en (34): Δf ( ) R (bps) = KO ⋅ K I ⋅ (35) 13 × bP ⋅ L D ⋅ Δf 1+ Δ El factor LD Δf es una constante independiente del modo y se lo define como “anchura de banda de datos del segmento”. Su valor es: (36) L D ⋅ Δf = 96 × 250 MHz = 0,38095 63 segmento Con este valor se puede calcular el factor eficiencia porcentual de utilización del segmento para la transmisión de datos: (37) η= L D ⋅ Δf BWS × 100 = 380,95 × 100 = 88,8% 428,57 Teniendo en cuenta las consideraciones anteriores y sabiendo que KO = 188/204, la ecuación (35) finalmente queda: 164 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb ⎛K ⋅b ⎞ R = 4,564 ⋅ ⎜⎜ I P ⎟⎟ ⎡⎣ Mbps⎤⎦ ⎝ 1+ Δ ⎠ (38) Dando valores a la ecuación (38), para todas las combinaciones posibles de relación de codificación interna, esquemas de modulación e intervalos de guarda, se obtienen las tasas de datos para los 13 segmentos, las que se consignan en la columna correspondiente de la Tabla 5. Tasas binarias R (Mbps) Relación Δ 1/4 1/8 1/16 1/32 KI 16-QAM (bP = 4) QPSK/DQPSK (bP = 2) 1 Segmento 13 Segmentos 1 Segmento 1/2 0,281 3,651 0,562 2/3 0,374 4,868 3/4 0,421 5/6 64-QAM (bP = 6) 13 Segmentos 1 Segmento 13 Segmentos 7,302 0,842 10,954 0,749 9,737 1,123 14,605 5,477 0,842 10,954 1,264 16,430 0,468 6,085 0,936 12,171 1,404 18,256 7/8 0,491 6,390 0,983 12,779 1,474 19,169 1/2 0,312 4,057 0,624 8,114 0,936 12,171 2/3 0,416 5,409 0,832 10,818 1,248 16,228 3/4 0,468 6,085 0,936 12,171 1,404 18,256 5/6 0,520 6,761 1,040 13,523 1,560 20,284 7/8 0,546 7,100 1,092 14,199 1,638 21,299 1/2 0,330 4,296 0,661 8,591 0,991 12,887 2/3 0,440 5,727 0,881 11,455 1,321 17,182 3/4 0,496 6,443 0,991 12,887 1,487 19,330 5/6 0,551 7,159 1,101 14,318 1,652 21,478 7/8 0,578 7,517 1,156 15,034 1,734 22,552 1/2 0,340 4,426 0,681 8,851 1,021 13,277 2/3 0,454 5,901 0,908 11,802 1,361 17,703 3/4 0,511 6,639 1,021 13,277 1,532 19,916 5/6 0,567 7,376 1,135 14,752 1,702 22,128 7/8 0,596 7,745 1,191 15,490 1,787 23,235 Tabla 5: Tasas de transmisión de datos para 1 y 13 segmentos CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 165 La expresión (38) será válida solamente si se emplea la misma configuración para los 13 segmentos. Cuando este no sea el caso y los segmentos se encuentren organizados en capas jerárquicas con diferente configuración cada una, la fórmula de cálculo será: (39) ⎛K ⋅b ⎞ R = 0,351⋅ N S ⋅ ⎜⎜ I P ⎟⎟ ⎡⎣ Mbps⎤⎦ ⎝ 1+ Δ ⎠ Donde NS es la cantidad de segmentos asignados a cada capa jerárquica. De acuerdo a esta fórmula, los únicos parámetros que pueden diferir entre capas son la relación de codificación interna y los esquemas de modulación, no así el valor de la relación de guarda Δ. Con la ayuda de la expresión (39) también se han calculado las tasas de datos para un segmento (NS = 1), presentando los resultados en la columna correspondiente de la Tabla 5. 6.1. Tasa de datos en función de fIFFT Es posible expresar la tasa de datos dada por la ecuación (34) en función de la frecuencia de muestreo de la IFFT. En efecto, considerando que su relación con el tiempo útil de símbolo esta dada por: 2p TU = (40) fIFFT ( ) Dado que TS = TU ⋅ 1+ Δ , reemplazando TU por su equivalente obtenido en (40) se tendrá: (41) TS = 2p 1+ Δ fIFFT ( ) Y llevando este valor a la versión más general de ecuación (34), válida para un número NS de segmentos se obtendrá: (42) R = KO ⋅ K I ⋅ N S bP ⋅ L D 2 ⋅ (1+ Δ) p fIFFT Esta expresión es muy importante, pues demuestra la relación de “conversión de velocidad” existente entre el flujo de datos y la frecuencia de muestreo. A esta ecuación responde el “combinador jerárquico”, cuyo funcionamiento se analizará en el Capítulo 9, Modulación sección A. 7. LAS CAPAS JERÁRQUICAS DE ISDB-Tb El sistema ISDB-Tb permite organizar la información a transmitir en tres capas jerárquicas diferentes, denominadas A, B y C. Se trata de una función muy importante y es una 166 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb característica distintiva de este sistema, que permite conformar cada capa asignándole uno o más segmentos. La Figura 5 muestra un ejemplo, donde se utilizan las tres capas jerárquicas: Capa A con un segmento, capa B con cinco segmentos y capa C con siete segmentos. También se muestra la posición de los segmentos en el espectro, recordando que el orden de los segmentos es: pares a la derecha e impares la izquierda del segmento central. B A 0 1 2 C 3 4 5 6 7 8 9 10 11 Segmento de la capa jerárquica A 12 Segmento de la capa jerárquica B 11 9 7 5 3 1 0 2 4 6 8 10 12 Segmento de la capa jerárquica C Figura 5: Organización de los segmentos en tres capas jerárquicas Cada capa jerárquica se conforma con uno o más segmentos, tantos como requiera la anchura de banda del servicio que se desea ofrecer. El número de segmentos y el conjunto de parámetros de codificación para cada capa jerárquica pueden ser configurados libremente por el radiodifusor. Es posible especificar para cada una y por separado, el esquema de modulación de las portadoras, la codificación interna y el entrelazado de tiempo (este último se estudiará más adelante). Cuando el segmento central se utiliza para recepción parcial se lo considera una capa jerárquica. Esta posibilidad está pensada para ofrecer servicio a teléfonos móviles y otros dispositivos con pantallas de tamaño reducido. En definitiva, el estándar prevé que cada emisión pueda ser recibida simultáneamente por dispositivos fijos, móviles y portátiles. Observando cuidadosamente la Figura 5, se podrá apreciar que los segmentos ordenados de acuerdo a la posición que ocupan en el espectro, deliberadamente han sido dibujados con una anchura mayor. Oportunamente se verá que esto se debe a que, en la etapa de conformación del cuadro OFDM, se incorporan una serie de portadoras destinadas a la transmisión de información de control y señales auxiliares, necesarias para que el receptor pueda identificar los parámetros de configuración de la emisión y los distintos servicios que están disponibles. Tales portadoras se añaden a las que se asignan exclusivamente al envío de los datos, que estarían representadas en la parte superior de la Figura 5 (dentro de cada segmento). CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 167 7.1. Ejemplo de utilización de las capas jerárquicas Es importante comprender que la transmisión en capas jerárquicas no necesariamente significa que cada una deba transportar un programa diferente. Si bien es posible hacerlo, hay aplicaciones más interesantes. Por ejemplo, una estación podría tener disponibles cuatro programas distintos con las características señaladas en la Tabla 6.1 Señal EDTV SDTV LDTV 1 TV-1 10 Mbps 2 Mbps 0,2 Mbps TV-2 - 2 Mbps 0,2 Mbps TV-3 - 2 Mbps TV-4 - 2 Mbps Tasa 10 Mbps 8 Mbps 400 kbps Tabla 6: Ejemplo de programación disponible En este caso, podrían encaminarse las dos señales LDTV en una capa, las cuatro SDTV en otra y la señal EDTV (definición mejorada con 720 líneas) en la restante, con lo cual el concepto de capa aquí está asociado a la calidad de las imágenes en ellas transmitidas. Es importante visualizar que procediendo de esta manera, se pueden enviar cuatro programas distintos y no tres como inicialmente se podría haber supuesto. La Figura 6 muestra la configuración de transmisión adecuada a este ejemplo: 10 Mbps TV-1 SDTV 2 Mbps TV-2 SDTV 2 Mbps TV-1 LDTV CAPA A TV-1 LDTV 0,2 Mbps TV-2 LDTV 0,2 Mbps TV-3 SDTV 2 Mbps TV-4 SDTV TRANSMISOR ISDB-T TV-1 EDTV TV-2 LDTV 0,4 Mbps CAPA B TV-1 SDTV CAPA C TV-2 SDTV TV-3 SDTV TV-4 SDTV 8 Mbps TV-1 EDTV 10 Mbps 2 Mbps Figura 6: Transmisión de cuatro programas en tres capas jerárquicas 1 N de los A: Si bien los valores de compresión consignados para LDTV pueden parecer un poco exagerados, el objetivo de este ejemplo es mostrar las posibilidades del sistema en cuanto a utilización de las capas jerárquicas. Por otra parte, el estándar no contempla la transmisión de dos señales LD diferentes en Capa A. 168 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb Suponiendo que se necesitara un intervalo de guarda Δ = 1/8, podrían adoptarse los siguientes parámetros para cada capa: ► Capa A: QPSK y K = 2/3 I ► Capa B: 64-QAM y K = 7/8 I ► Capa C: 64-QAM y K = 5/6 I Con estos datos y la velocidad binaria de cada capa, aplicando la expresión (39) o los valores de la Tabla 5, se puede calcular la cantidad de segmentos necesaria en cada caso. El resultado se muestra en la Tabla 7, donde también se ha consignado la tasa binaria máxima posible para cada capa. Parámetro Capa A Capa B Capa C KI 2/3 7/8 5/6 bP 2 6 6 NS 1 5 7 Rmáx (Mbps) 0,416 8,190 10,920 Tabla 7: Configuración de capas del ejemplo Antes de finalizar este apartado, es importante aclarar que en ISDB-Tb no es imprescindible ni obligatorio el uso de las tres capas jerárquicas y tampoco la provisión del servicio de recepción parcial (one-seg). El radiodifusor puede configurar el modulador disponiendo de una sola capa con 13 segmentos o bien dos capas, distribuyendo los segmentos de acuerdo a las tasas de transmisión que se deban alcanzar. Solo en el caso de utilizar las tres capas, la primera de todas o capa A, deberá estar destinada al servicio one-seg. 8. DIAGRAMA FUNCIONAL DE UNA ESTACIÓN DE TV DIGITAL ISDB-Tb A partir de la digitalización, las estaciones de TV muestran una mayor complejidad, dando lugar a un proceso que viene acompañado de nueva terminología, innumerable cantidad de acrónimos (muchas veces difíciles de asimilar) e interfaces de reciente desarrollo que posibilitan la interconexión de los equipos, un desafío que el ingeniero de planta debe asumir, y debe, también, conocer estos nuevos sistemas con todo detalle. En la Figura 7 se muestra el diagrama funcional completo de una estación ISDB-Tb, desde los estudios hasta la salida de la señal transmitida por antena, se incluyen los equipos más importantes que se encuentran en el sector donde se generan los contenidos a emitir y la secuencia de programas que se envían “al aire”. El diagrama ha sido dividido en dos grandes bloques: Estudios y Planta Transmisora. A continuación se describirán con detalle, ambos bloques. SD-SDI HD-SDI AES3 HD-SDI CONVERTIDOR SD-SDI 50/60 Hz SD-SDI EMBEBEDOR SD-SDI MULTIPLEXOR 1 pps 10 MHz GPS Servidor de datos LD MPEG-4 AVC/H-264 Servidor PSI/SI EPG de servicios HE-AAC CODIFICADOR DE AUDIO CODIFICADOR DE VIDEO CODIFICADOR DE AUDIO CODIFICADOR DE VIDEO SD MPEG-4 AVC/H-264 HE-AAC CODIFICADOR DE AUDIO CODIFICADOR DE VIDEO HD MPEG-4 AVC/H-264 HE-AAC Figura 7: Diagrama funcional de una estación de TV digital ISDB-Tb CONSOLA DE AUDIO EMBEBEDOR Configuración de codificación y metadatos Ethernet SD-SDI Control y lista de reproducción SWITCHER MASTER SD CONVERTIDOR SD/HD SD-SDI CONVERTIDOR HD/SD HD-SDI Ethernet SD-SDI Servidor Video SD Analógico Fuentes / AES de audio Cámaras SD Cámaras HD HD-SDI Control y lista de reproducción SWITCHER MASTER HD Ethernet HD-SDI HD-SDI Servidor de video HD DVB - ASI (188) DVB - ASI (188) ESTUDIOS TS MPRG - 2 DVB - ASI (188) AES3 REMULTIPLEXOR ESTUDIO HDTV ESTUDIO SDTV SD - SDI DVB - ASI (188) GPS PLANTA 1 pps 10 MHz Control de transmisión ISDB-Tb MODULADOR ISD B - Tb CONSOLA DE AUDIO AMPLIFICADOR DE POTENCIA Analógico / AES ANTENA FILTRADO DE MÁSCARA Fuentes de audio CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 169 BTS 32,5 Mb ps DVB - ASI (204) 170 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 8.1. Estudios En general, las estaciones de TV procesan el video y el audio en forma separada. Si bien los servidores de contenido, equipos de grabación y otros almacenan en forma combinada las dos informaciones, los procesos realizados por las consolas de sonido, generadores de efectos y los equipos de video se hacen por separado, utilizando cableados independientes. En algunas partes de la estación conviene transportar el video con el audio embebido en él, por dos razones: a) para garantizar la sincronización y evitar los off-set de tiempo por diferencias en los retardos de proceso y b) para utilizar un cable coaxial único que transmita toda la información, facilitando la interconexión de equipos y la distribución de las señales. En el ejemplo de la Figura 7, la emisora brinda tres servicios digitales: a) una programación en alta definición (HDTV), b) una señal en definición estándar (SDTV) y c) el servicio “oneseg” de baja resolución (LDTV), para dispositivos móviles. La estación tiene dos estudios de producción equipados con sistemas de almacenamiento y administración de los contenidos audiovisuales, que están basados en dos switcher-master y en servidores de programa (video, audio y datos) controlados por listas de reproducción (play-list), para alta definición y definición estándar. La emisión destinada a los móviles se toma a partir de la salida SD. Ambos switcher reciben señales “up” y “down” convertidas (cambio de formatos y resolución en ambos sentidos), para enlazar las dos transmisiones y aprovechar los recursos disponibles en los dos estudios. Como puede verse, las señales se van concentrando a medida que se acercan a la salida y se encaminan hacia el transmisor. En este ejemplo, la estación trabaja con lo que se denomina “multiprogramación”, posible únicamente en TVD, ya que los sistemas analógicos solo pueden transmitir un programa por vez. Finalmente, la salida del flujo BTS (a una tasa de 32,5 Mbps) es conducida hacia la planta transmisora. En el punto de salida de la consola y del switcher master, el audio es embebido en el video, formando un flujo único de datos en serie, con sus formatos digitales sin comprimir. Sin embargo, para utilizar de una manera más eficiente el ancho de banda disponible en la transmisión, se requiere reducir sustancialmente la tasa de datos y para que ello sea posible, la codificación de audio y video debe realizarse en forma separada. El codificador o compresor recibe la secuencia embebida y la separa internamente, aplicándoles al audio y al video los esquemas de compresión normalizados. Por ejemplo, antes de la codificación, la tasa de datos del video HD es de 1,5 Gbps y luego de la compresión MPEG-4 AVC/H-264 se reduce a valores cercanos a los 13 Mbps (relación 115:1). Para el video SD, la tasa entrada es de 270 Mbps y la salida comprimida es de 3 Mbps (relación 90:1) y la señal LD para el servicio one-seg se comprime unas 600 veces, desde los 270 Mbps a 450 kbps. El audio experimenta un proceso similar, empleándose la codificación HE-AAC2. Las interfaces se denominan SD-SDI3 y HD-SDI, utilizan cable coaxial de 75 Ω y conectores BNC. La salida de los compresores utiliza la interfaz DVB-ASI, que entrega un flujo binario organizado en paquetes de 188 bytes de longitud. Este flujo se conoce como TS MPEG-2 (capa de transporte del modelo MPEG-2). 2 Las tasas binarias de los flujos de audio, video y datos deben sumarse para poder obtener la velocidad total en bits por segundo de un programa 3 SDI: Serial Digital Interface CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 171 Las salidas de los tres codificadores se combinan en el multiplexor (MUX) y su salida contiene la información serializada de los tres programas que se transmitirán junto con otras informaciones adicionales. También se observa una etapa de conversión 50/60 Hertz, cuya función es convertir el formato de barrido de 50 campos por segundo utilizado por las normas de algunos países (es el caso de la Argentina) a 60 campos por segundo que es la especificación de la norma ISDB-Tb para dispositivos móviles y portátiles. En la etapa siguiente, el Remultiplexor realiza un procesamiento de paquetes TS que es específico del sistema ISDB-Tb. Frecuentemente, Multiplexor y Remultiplexor son equipos individuales, pero en algunos casos están integrados en una misma unidad. Este dispositivo será analizado con detalle en el Capítulo 7. En este punto, se incorpora en el flujo serie de datos la información de señalización y control que permite establecer los parámetros de transmisión con los cuales se programa el modulador. El Remultiplexor entrega a su salida un flujo especial que se conoce como Broadcast Transport Stream, cuya principal característica es que tiene una tasa de datos constante de 32,5 Mbps independiente de las tasas de las señales que transporta. Si bien la estructura del BTS se estudiará en un capítulo posterior, aquí puede mencionarse que esa tasa se consigue mediante la incorporación de información nula (paquetes nulos), compensando las diferencias de velocidad de las distintas señales que han sido multiplexadas. Es importante señalar que los paquetes nulos no se transmiten y son descartados al comienzo de la etapa de codificación de canal del modulador ISDB-Tb. Opcionalmente, puede incorporarse a los paquetes del flujo BTS un código detector-corrector de errores que permita proteger los datos en el tramo de enlace que va desde los estudios hasta el modulador instalado en la planta transmisora. El objetivo fundamental del BTS es posibilitar la utilización de un vínculo único entre estudios y planta para transportar múltiples señales (programas), por ejemplo STL de microondas, fibra óptica o cable coaxial. Desde el punto de vista funcional, resulta más sencillo operar con un flujo único de datos que transporte la señal multiprograma y que sus paquetes de datos respondan a una organización por capas jerárquicas. Recientemente se han desarrollado equipos que modifican la trama del BTS y eliminan los paquetes nulos. Esta técnica da origen al BTSc (BTS comprimido), cuya tasa varía entre los 18 y los 20 Mbps, y que insume menos anchura de banda en los enlaces terrestres y satelitales. En este caso, es necesario instalar un descompresor del lado de la transmisión, para poder recuperar el BTS original. En la Figura 7, también pueden verse dos receptores de posicionamiento global (GPS). Sus señales se utilizan como referencias de tiempo y frecuencia para la sincronización de redes de frecuencia única (SFN), cuyo estudio se abordará en un Capítulo especialmente dedicado a este tema. 8.1.1. Definición de términos En el punto anterior y en el diagrama de la Figura 7 aparecen algunos términos que se utilizarán muchas veces a lo largo de este libro y que, por lo tanto, necesitan ser definidos. s Programa: Se refiere a un servicio de televisión, a una programación que se emite. El programa está compuesto por video, audio (opcionalmente multicanal) y datos (teletexto, closed-caption, interactividad, etc.) 172 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb s Canal: Hace referencia a la asignación de frecuencia y a su correspondiente anchura de banda, otorgada por la autoridad de aplicación y cuyo objetivo es la explotación del servicio de TV. Desde el punto de vista analógico, el canal siempre emite una señal de video y una de audio. En cambio, en TV digital se pueden emitir varios programas y servicios adicionales utilizando el mismo espacio. s Multiprogramación: Se trata de la emisión de varios programas en el mismo canal. Por ejemplo, en el canal 20 de la banda UHF se emite una programación de televisión analógica consistente en una señal de audio y una de video. En TVD, se pueden emitir el programa 20.1 en alta definición más los servicios 20.2 y 20.3 en definición estándar y el servicio 20.21 one-seg en baja definición, más los datos de interactividad, la información de guía de programas y otros. 8.1.2 Servidores de control, datos y servicios La Figura 7 muestra tres tipos de servidores o puestos de control: s Configuración de codificación y metadatos. s Control de transmisión ISDB-Tb. s Servidores PSI/SI/ EPG y de datos de servicios. En la mayoría de los casos, los ajustes pueden realizarse desde el panel frontal o mediante una computadora independiente, utilizando una interfaz para navegador Web. En los párrafos que siguen se presentarán al lector varios acrónimos, cuyos significados se estudiarán en capítulos sucesivos. a) Configuración de codificación y metadatos La configuración de los codificadores requiere de la definición de varios parámetros. Los más importantes son: s Selección de entradas. s Selección de tipo de codificación para audio y video. s Tasa de datos de audio y video. s Relación de aspecto y resolución horizontal y vertical. s Frecuencia de cuadro. s Tipo de barrido (entrelazado o progresivo). s Estructura de GOP (Group of Pictures) y otros parámetros de compresión de video. s Definición de los PID (Packet Identifier) de audio y video. s Retardos de procesamiento. s Selección de la tasa binaria de salida del TS (Transport Stream). s Configuración de la tabla PAT (Program Allocation Table). s Identificación del servicio. s Configuración de los PID en la tabla PMT (Program Map Table). s Ajuste del intervalo de tabla PMT. s Configuración de PCR (Program Clock Reference). CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 173 b) Control de transmisión ISDB-Tb El remultiplexor, agrega 16 bytes a cada paquete del flujo TS que entrega el multiplexor. Parte de estos bits se utilizan para configurar el modulador ISDB-Tb. Los parámetros de configuración más importantes son: Sistema de transmisión: – Modo. – Intervalo de guarda. – Control de sincronización del TMCC. – Tipo de multiplexación empleado para enviar la información a los canales auxiliares. – TMCC: -Esquema de modulación. -Relación de codificación interna (KI). -Profundidad del entrelazado de tiempo. -Cantidad de segmentos que integran cada capa, entre otros. Identificación y sincronización de la red de frecuencia única: – Referencia de tiempo de sincronización (STS). – Tiempo máximo de retardo. – Código de identificación de cada uno de los transmisores de la red. – Parámetros de configuración de retardos para cada transmisor, entre otros. c) Servidores PSI/SI/ EPG y de datos de servicios Play-Out En la Figura 7 pueden verse el servidor de tablas PSI/SI y EPG (Guía Electrónica de Programación) y el servidor de datos de servicios. A este conjunto de equipos frecuentemente se lo denomina Play-Out. Servidor PSI/SI y EPG – Filtro y re-mapeo de los PID de entrada. – Selección de entradas y asignación de video, audio y datos por capa. – Generación de las tablas obligatorias y privadas, tanto para el servicio fijo como para el móvil: PAT, PMT, NIT, CAT, EIT, SDT, TDT, TOT, BIT, SDTT y AIT (el significado de estos acrónimos se verá en el siguiente capítulo). – Ajuste de PCR. – Huso horario (time-zone). – Canal virtual e identificación del servicio. – Tasa de repetición de las tablas en el flujo TS. – Configuración de la red SFN. – Generación de EPG, H-EIT, M-EIT y L-EIT y lista de datos EIT, información de horario, título de programa, duración, etc. Actualización vía archivo XML. – Generación de closed-caption. – Generación de PTS para sincronización con audio y video. 174 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb Servidor de datos de servicios – Generación del carrusel de objetos y de datos DSM-CC. – Soporte de las aplicaciones GINGA. – Actualización de software del receptor por OAD (over the air download). – Configuración de descriptores: datos, AIT, GINGA. – Tasa binaria de las aplicaciones. – Generación del flujo de eventos DSM-CC. – Agenda de inicio y final de aplicaciones. 8.2. Planta transmisora El modulador ISDB-Tb, el amplificador de potencia de RF, el filtro de máscara (crítica, subcrítica o no crítica), los combinadores y conmutadores de radiofrecuencia y la antena son los bloques que por lo general se encuentran en la Planta Transmisora. En la Figura 8 se muestra el diagrama funcional del modulador ISDB-Tb, integrado por los bloques que van desde el divisor jerárquico hasta el amplificador de RF en frecuencia intermedia (FI). Este libro está dedicado a estudiar en detalle cada bloque del Modulador ISDB-Tb, además del Remultiplexor como ya ha sido mencionado. De forma resumida, las funciones desarrolladas por el modulador son las siguientes: El divisor jerárquico asigna cada señal de programa o grupo de programas a una de las tres capas jerárquicas (A, B y C), y una determinada cantidad de segmentos a cada una de ellas en función de la velocidad binaria de datos que se necesite. Si el radiodifusor decide incluir el servicio one-seg para receptores móviles, se debe reservar el segmento central o número cero a la capa A. Por razones de conveniencia, el divisor jerárquico será estudiado en el Capítulo 7, junto con el Remultiplexor. A continuación, los datos ingresan en la cadena de bloques de corrección de errores adelantada (FEC, por Forward Error Correction en inglés), que incluye procesos de aleatorización, entrelazados y las codificaciones Reed-Solomon y convolucional. Esta última permite que los bits de datos de cada capa se transmitan con un cierto nivel de redundancia, que puede seleccionarse de manera independiente en cada capa y afecta de manera directa a la tasa de datos que puede ser alcanzada en cada una. Los esquemas empleados en la codificación del canal se analizarán en el Capítulo 8. Los siguientes bloques integran la etapa de modulación. El primer proceso esta a cargo de las unidades de mapeo de bits, que los dispone de tal forma que puedan representar pares ordenados en coordenadas I-Q (símbolos complejos). De acuerdo al esquema de modulación seleccionado para cada capa, y tal como se lo estudió en el capítulo dedicado a Modulación Digital, quedarán definidos los vectores que representarán a un símbolo DQPSK, QPSK, 16-QAM o 64-QAM. A partir del combinador jerárquico, los bits forman un flujo serie único que ingresa al entrelazador de tiempo. Se trata de una técnica de protección contra las interferencias de corta duración que consiste en retrasar los símbolos I-Q que corresponden a un mismo símbolo CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 175 OFDM, evitando que las secuencias de datos contiguos sean transmitidas en el mismo instante de tiempo. ISDB-Tb también emplea el entrelazado de frecuencia, que permuta la posición de los símbolos dentro de un mismo segmento y entre distintos segmentos, y queda definida una distribución prácticamente aleatoria de símbolos, lo que contribuye a reducir los riesgos de pérdidas de datos por desvanecimiento selectivo e interferencias en bandas reducidas de frecuencia. El Capítulo 9 está completamente dedicado al análisis de estas funciones. La totalidad de símbolos complejos a transmitir se completa con la etapa de inserción de señales de control y pilotos, que a continuación son ordenados de acuerdo al formato de cuadro OFDM. El bloque de Transformada Inversa Rápida de Fourier (IFFT), cumple con la función de generar la señal compleja en el dominio del tiempo, que luego de la inserción del intervalo de guarda es combinada en un mezclador complejo I-Q que finalmente permite obtener la señal OFDM a transmitir, en una frecuencia intermedia que normalmente puede ser ajustada entre los 30 y los 70 MHz. Estos temas se estudian en los Capítulos 10 y 11 de este trabajo. Volviendo a la Figura 7, la señal entregada por el modulador es convertida a su frecuencia final de emisión, teniendo en cuenta el desplazamiento positivo de 142,85 kHz que se debe aplicar sobre la portadora central, de acuerdo al estándar. El amplificador de potencia, eleva el nivel de salida hasta el valor necesario para enviar a la antena, encaminándolo hacia los filtros de señal. Esta etapa de conversión y amplificación frecuentemente es llamada Transmisor de TV, ya que efectivamente cumple con la función de transmitir la señal en la frecuencia y potencia final. La señal de salida de RF llevada a la potencia de transmisión, debe ser filtrada de acuerdo a ciertas exigencias que dependen, justamente, de la potencia autorizada para la emisora y de la posibilidad de producir interferencias cocanal o sobre canales adyacentes. De acuerdo a las necesidades, el filtrado puede ser de máscara no crítica, sub-crítica o crítica. El último eslabón de la cadena lo constituye la antena transmisora, son comunes en frecuencias de UHF los arreglos de paneles, en configuraciones directivas u omnidireccionales, según el área de servicio y la topografía del lugar. En capítulos posteriores, se presentarán algunos amplificadores, filtros y antenas producidos por la Industria Electrónica de la Ciudad de Córdoba, en Argentina. AMPLIFICADOR DE FRECUENCIA INTERMEDIA SALIDA RF - FI 30 < f < 70 MHz MODULADOR I-Q CODIFICADOR REED SOLOMON (1/4, 1/8, 1/16, 1/32) INSERCIÓN DE INTERVALO DE GUARDA ALEATORIZADOR DE BITS Figura 8: Diagrama en bloques del modulador ISDB-Tb MODULADOR ISDB-Tb DIVISOR JERÁRQUICO BTS 32,5 Mbps DVB-ASI (204) IFFT INSERCIÓN DE SEÑALES DE CONTROL Y PILOTOS ENTRELAZADO DE FRECUENCIA (inter-intra segmentos) CODIFICADOR CONVOLUCIONAL CUADRO OFDM ENTRELAZADO DE BYTES ENTRELAZADO DE TIEMPO ENTRELAZADO DE BITS CAPA C COMBINADOR JERÁRQUICO MAPEO CAPA B CAPA A 176 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 177 9. Características resumidas del receptor ISDB-Tb La Figura 9 muestra el diagrama en bloques del receptor ISDB-Tb, en su versión conversor digital4 (STB Set Top Box) como unidad independiente, apto para recibir los 13 segmentos (full-seg). Actualmente se producen televisores y otros tipos de dispositivos móviles y portátiles con el receptor incorporado, algunos de ellos en versión one-seg. 4 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre. Receptores, Norma ABNT NBR 15604, [s. e.], [s. l.], 2007. CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb DESENTRELAZADO TEMPORAL DESENTRELAZADO DE BITS DESPUNZONADO DESENTRELAZADO DE BITS DESPUNZONADO REGENRACÓN DEL BITS DESPUNZONADO DECODIFICADOR VITERBI REORDENAMIENTO DE BITS DESENTRELAZADO DE BYTES REORDENAMIENTO DE BITS DESENTRELAZADO DE BYTES REORDENAMIENTO DE BITS DESENTRELAZADO DE BYTES DECODIFICADOR DE VIDEO DEMULTIPLEXOR TS MPEG-2 DEMODULACIÓN DE PORTADORAS (SP y DIFERENCIAL) DESENTRELAZADO DE FRECUENCIA DESENTRELAZADO DE BITS DECODIFICADOR REED-SOLOMON DIVISOR JERÁRQUICO FFT GENERACIÓN DE SICRONISMOS DETECCIÓN DE CUADROS COMBINADOR JERÁRQUICO DECODIFICADOR DE TMCC DESMAPEO DEMODULADOR ORTOGONAL ADC RELOJ STC DECODIFICADOR DE AUDIO CONVERSOR D/A CODIFICADOR PAL/NTSC Salida video analógico INTERFAZ HDMI Salida A/V Digital CONVERSOR D/A Salida audio analógico TABLAS PSI/SI NIT/PAT/PMT/SDT/EIT/TDT/TOT DSM-CC APLICACIONES Figura 9: Diagrama en bloques del receptor ISDB-Tb EPG DIVISOR JERÁRQUICO ETAPA DE FI FILTRO SECCIONES MPEG 178 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 179 Las emisiones de TVD-T pueden realizarse tanto en la banda de VHF como en la de UHF. Sin embargo, las transmisiones destinadas al servicio móvil, que por razones de tamaño y peso requieren antenas receptoras pequeñas, se ven favorecidas en la banda de UHF. Por esta y otras razones, en la mayoría de los países se está dejando de utilizar la banda de VHF (canales 2 al 6 y 7 al 13) y se está reordenando el uso del espectro radioeléctrico. En la Figura 9, la señal recibida por la antena es amplificada y convertida desde la frecuencia del canal sintonizado a un valor de frecuencia intermedia (FI) de 44 MHz. Luego de un primer proceso de amplificación y filtrado, la señal ingresa al demodulador ortogonal donde, en base a las referencias de modo (tiempo útil de símbolo) y cuadro OFDM, se genera la referencia de sincronización necesaria para el correcto posicionamiento de la ventana FFT (un tema de extrema importancia que se discutirá en el último capítulo de este libro). Aplicada la FFT y recuperados los símbolos transportados por las portadoras del TMCC, se procede a extraer la información disponible en los canales de control (organización y configuración de las capas jerárquicas y profundidad del entrelazado de tiempo entre otras). Con estos datos, el receptor revierte los entrelazados de frecuencia y de tiempo y procede al desmapeo de acuerdo al esquema de modulación correspondiente (QPSK, DQPSK, 16-QAM ó 64-QAM), recuperando las secuencias de bits. De acuerdo a la información proporcionada por el TMCC, los bits de datos son separados y encaminados a las capas jerárquicas correspondientes, ejecutándose el desentrelazado de bits y el despunzonado. A continuación, la cadena de bits ingresa al decodificador Viterbi, que corrige los errores de las secuencias de bits. Seguidamente, las secuencias son procesadas en bloques y por capas, y se recupera la organización por bytes, que se somete al desentrelazado y al posterior reordenamiento, revirtiendo el orden pseudo aleatorio con el que fueron transmitidos los bits de cada paquete, de acuerdo a la secuencia PRBS. Finalmente, la salida de la etapa de decodificación Reed Solomon entrega el flujo TS estructurado en paquetes de 188 bytes. Todos estos procesos de codificación serán estudiados más adelante, en el Capítulo 8 dedicado a la Codificación del Canal, al igual que el flujo BTS, al que se le dedica un capítulo completo. El flujo TS contiene los distintos programas o servicios y los datos de las tablas MPEG, además de las referencias de sincronización PCR necesarias para la decodificación. Luego de su demultiplexación, se recupera el reloj del sistema a partir del PCR que se envía desde la estación transmisora para el programa que se desea sintonizar. También se recuperan la tabla NIT del servicio y las tablas PAT y PMT que permiten obtener las direcciones de los paquetes de audio y video que corresponden al programa elegido. Esta información, se entrega al decodificador, que primero convierte las secuencias en paquetes PES y luego en flujos ES, aplicando por fin los procesos que permiten obtener el audio y el video original. La decodificación se realiza por separado y luego ambas señales se convierten en analógicas, para estar disponibles en las correspondientes salidas. También se incluye la salida digital HDMI. El demultiplexor además entrega los datos de la tabla EIT que transporta la grilla electrónica de programación (EPG) y la tabla DSM-CC. Esta última, constituye el canal de datos y se utiliza para transmitir las aplicaciones interactivas que serán almacenadas en el STB. Las aplicaciones se cargan sobre el denominado “Middleware GINGA” y de ésta forma, se consigue que la electrónica del receptor pueda interpretar los códigos de las aplicaciones. 180 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 10. EJERCICIO: DIMENSIONAMIENTO DE UN SISTEMA DE TRANSMISIÓN ISDB-Tb A continuación, se propone al lector la realización de un ejercicio práctico consistente en el dimensionamiento de una estación ISDB-Tb. El trabajo consiste en realizar todos los cálculos necesarios para determinar los parámetros funcionales de la estación: modo, intervalo de guarda, configuración de capas jerárquicas y tasas de transmisión, estructura del BTS, cantidad de segmentos por capas, esquemas de modulación, relación de codificación convolucional, profundidad de entrelazado de tiempo y anchuras de banda ocupada, entre otros. El lector podrá comenzar a resolver las primeras consignas del ejercicio a partir de este momento y completarlo en su totalidad a medida que avance con la lectura del texto y adquiera destreza en el manejo de los conceptos más importantes. En cada consigna se indicarán los capítulos en los que se tratan los temas necesarios para abordar su resolución. Para asistir al lector en la tarea de cálculo, los autores de este trabajo han desarrollado una útil y práctica herramienta llamada “Calculadora ISDB-Tb”, que la Editorial ha puesto a disposición en Internet, en el siguiente enlace: www.cengage.com.ar/calculadora-isdb-tb Se propone al lector que determine la mejor configuración posible para el transmisor de la estación de TV de UHF que opera en Canal 36 y pertenece a la Universidad Blas Pascal de la Ciudad de Córdoba, lugar desde el cual, los autores realizaron la primera transmisión experimental ISDB-Tb del interior de la República Argentina, durante el mes de octubre de 2010. Para este ejercicio y solo con fines didácticos, se supondrá que debe transmitirse un total de siete señales de TV, cuyas características son las siguientes: s 6 señales de TV (TV-1 a TV-6), que se transmitirán con igual jerarquía y con las siguientes características: – Calidad SDTV, con una tasa de video de 2,8 Mbps. – Audio estéreo a 96 kbps. – Datos adicionales a una tasa de 404 kbps, correspondientes a la grilla electrónica de programación (EPG). s 1 señal identificada como TV-7, “one-seg” destinada al servicio móvil, con una tasa de 440 kbps. Se requiere una gran robustez de transmisión, para lo cual se sugiere configurar el modulador con un esquema de modulación QPSK y relación de codificación convolucional KI = 2/3. Las coordenadas del punto de emplazamiento de la torre en la que se encuentra instalada la antena transmisora de la estación, cuyo centro de radiación está ubicado a 84 metros de altura son: latitud 31° 20’ 14,70” (S) y longitud 64° 15’ 17,35” (O). Los estudios se encuentran en el centro de la Ciudad, siendo sus coordenadas 31° 24’ 50” (S) y 64° 10’ 39,80” (O). Durante la tarea de relevamiento del terreno se determinó que, por su altura y tamaño, un edificio ubicado en el centro de la Ciudad produce reflexiones de la señal transmitida, que afectan sensiblemente tanto a la recepción móvil como a la fija. En la Figura 10 se muestra una fotografía del mencionado edificio, que se destaca por encima de las demás construcciones del lugar. CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 181 Figura 10: Edificio que introduce reflexiones de la señal El edificio, emplazado en el punto de coordenadas 31° 24’ 55.36” (S) y 64° 11’ 22,07” (O) y cota 401 metros sobre el nivel del mar, tiene una altura de 110 metros. Para determinar la incidencia de esta estructura, se seleccionaron 6 puntos de prueba dentro de la Ciudad de Córdoba, cuyas coordenadas y alturas se muestran en la Tabla 8: Coordenadas Punto de prueba Latitud (S) Longitud (O) Altura (m s.n.m) 1 31° 22’ 57.26” 64° 12’ 58.18” 411 2 31° 23’ 07.98” 64° 09’ 54.66” 425 3 31° 24’ 43.67” 64° 08’ 45.66” 381 4 31° 26’ 56.48” 64° 09’ 41.72” 429 5 31° 26’ 52.95” 64° 12’ 37.91” 450 6 31° 24’ 33.18” 64° 14’ 18.92” 448 Tabla 8: Coordenadas y alturas de los puntos de prueba El lector puede determinar las distancias entre la planta transmisora, los estudios, el edificio que introduce reflexiones de señal y los puntos de prueba, mediante una aplicación tal como Google Earth®. Las consignas de este ejercicio son las siguientes: 1) Utilizando la Figura 7 como referencia, realizar un esquema funcional completo de la estación que incluya los siguientes equipos: consolas, switchers-master, servidores, puestos de control por PC, convertidores, embebedores, codificadores, multiplexor, enlace STL, remultiplexor y transmisor. (Capítulo 5). 182 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 2) Analizar el comportamiento de las señales reflejadas en los puntos de prueba. (Capítulo 4 específicamente el apartado dedicado al estudio de la interferencia intersímbolo). 3) Seleccionar modo e intervalo de guarda. (Capítulos 4 y 5). 4) Determinar la configuración necesaria para cada capa: • Cantidad de segmentos. (Capítulo 5). • Esquema de modulación. (Capítulos 3 y 5). • Relación de codificación convolucional. (Capítulos 5 y 8). • Retardos introducidos por el modulador ISDB-Tb en los siguientes puntos: a. Entrelazado de bytes. (Capítulo 8). b. Entrelazado de bits. (Capítulo 9). Confeccionar una tabla resumen acompañada de una breve justificación de las configuraciones adoptadas. 5) Para dichas configuraciones y dentro de un cuadro OFDM, determinar: (Capítulos 5 y 7). • ¿Cuántos paquetes TSP serán trasportados en total por el flujo BTS? • ¿Cuántos paquetes TSP serán transportados por cada capa? • ¿Cuántos paquetes TSP nulos deberán ser introducidos por el Remultiplexor? • ¿Cuál será la capacidad máxima de transporte (payload) en bits por segundo de cada capa y cuál será la capacidad total del sistema con esta configuración? • ¿Cuánto vale la capacidad máxima de transporte del sistema ISDB-Tb? 6) Configurar el flujo TS MPEG-2 que entregará el multiplexor de programas (Capítulo 6) • Asignar PID a los paquetes de audio y video de los programas TV-1 a TV-7. • Asignar PID a los paquetes que transportan las referencias PCR. • Asignar PID a las tablas PMT, PAT, NIT e EIT • Determine el contenido de las tablas PAT y PMT y describa brevemente la función de las mismas. • Hacer un esquema completo del mecanismo de selección de programas que empleará el receptor al sintonizar la emisión de este Canal. Nota: Utilice las jerarquías sugeridas por la norma para multiplexar las tablas. El servicio one-seg debe poder recibirse en forma independiente. 7) Para el entrelazado de tiempo: (Capítulo 9). • ¿En qué casos sería necesario utilizar el entrelazado de tiempo? • ¿Qué criterios tendría en cuenta para seleccionar el valor de profundidad de entrelazado (I)? • ¿Cómo determinaría su efectividad? • Determinar el retardo introducido por el entrelazado de tiempo. CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb 183 8) Confeccionar una tabla en la que se muestren los valores más importantes del MCCI (Información de modulación, control y configuración) asociados a la configuración del sistema. (Capítulos 7 y 10). 9) Confeccionar una tabla en la que se muestren los valores más importantes del TMCC (Configuración de Transmisión y Multiplexación) asociados a la configuración del sistema. (Capítulos 7 y 10). 10) Señalar las características más importantes del enlace STL necesario para transportar las señales desde los estudios hasta la planta trasmisora (capacidad máxima y anchura de banda). Comparar los resultados utilizando el flujo BTS estándar y la alternativa del BTSc. (Capítulo 7). 184 CAPÍTULO 5 — PRESENTACIÓN DEL SISTEMA ISDB-Tb BIBLIOGRAFÍA ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre - Sistema de transmisión, Norma ABNT NBR 15601, [s. e.], [s. l.], 2008. —Televisión digital terrestre. Guía de operación. Parte 1: Sistema de transmisión, guía para la implementación de la ABNT NBR 15601, Norma ABNT NBR 15608-1, [s. e.], [s. l.], 2008. —Televisión digital terrestre. Receptores, Norma ABNT NBR 15604, [s. e.], [s. l.], 2007. ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESSES, Transmission system for digital terrestrial television broadcasting, ARIB Standard STD-B31 v1.6, [s. e.], Japan, 2005. INTERNATIONAL TELECOMMUNICATIONS UNION. 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LOBO ANDRADE, SeminarioTaller de Capacitación para Profesionales. Servicios Integrados de Difusión Digital Terrestre (ISDBTb). Aspectos Técnicos, Regulatorios y Normativos, ANTEL, Montevideo, 2012. SASAKI, Makoto, Technologies and Services of Digital Broadcasting. Terrestrial Digital Television Broadcasting, Broadcast Technology Num. 20, [s. l.], Japan Broadcasting Corporation (NHK), Science and Technical Research Laboratories, [s. a.]. TAKADA, Masayuki and Masafumi SAITO, Transmission System for ISDB-T, Proceedings of the IEEE, Vol 94, Num. 1, [s. l.], [s. e.], 2006. TAKAHASHI, Yasuo, ISDB-T Seminarios técnicos en Argentina. Sección 2: Estructura y Características de ISDB-T, [s. l.], Digital Broadcasting Expert Group (DiBEG), 2007. ISDB-T Seminarios técnicos en Argentina. Sección 3: Sistema de transmisión, [s. l.], Digital Broadcasting Expert Group (DiBEG), 2007. ISDB-T Seminarios técnicos en Argentina. Sección 4: Antecedentes técnicos de la recepción parcial de 1 segmento (one-seg), [s. l.], Digital Broadcasting Expert Group (DiBEG), 2007. UEHARA, M, M. TAKADA and T. KURODA, Transmission Scheme for The Terrestrial ISDB System, IEEE Japan, Japan Broadcasting Corporation (NHK), Science and Technical Research Laboratories, 1998. WANG, Xinrong, Performance Evaluation of the ISDB-T Standard for Multimedia Services, Canada, Faculty of Graduate Studies Department of Electrical & Computer Engineering. University of British Columbia, 2002. C A P Í T U L O 6 FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 1. INTRODUCCIÓN En este capítulo se estudiarán las características del flujo de transporte de paquetes de audio, video y datos TS MPEG-2. Se analizarán todas las etapas, desde los flujos elementales empaquetados hasta la conformación de los paquetes TS de 188 bytes. También se verán los identificadores de paquetes, la información de sincronización de los flujos, las secciones y tablas, y la forma en que se transmiten. Además se estudiarán con detalle las principales tablas obligatorias y las opcionales necesarias para la identificación y la correcta recepción de los servicios disponibles. En la parte final del capítulo, se ofrecerán varios ejemplos obtenidos de las normas correspondientes y algunas capturas realizadas sobre flujos de transmisiones IDSB-Tb reales, a los fines de que el lector pueda tener un panorama completo de todo el proceso. 2. CODIFICACIÓN Y EMPAQUETADO DEL FLUJO BINARIO DE DATOS El diagrama funcional de una estación de TVD presentado en el capítulo anterior, estaba dividido en dos grandes bloques: Estudios y Planta Transmisora. En la Figura 1 se muestra una versión simplificada de dicho diagrama. En los estudios, se encuentran los equipos de generación de contenidos que entregan señales digitales 1 a tasas relativamente elevadas. A continuación, estas señales son codificadas y empaquetadas en bloques que contienen una cantidad relativamente reducida de bits, conformando un flujo en serie 2 185 186 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 llamado TS (Transport Stream). Este flujo contiene una secuencia de paquetes de video, audio y datos correspondientes al programa que se desea emitir. En el caso de contar con un segundo estudio u otra fuente de generación independiente, es decir un segundo programa, aparecerá un nuevo flujo TS. El multiplexor de programas combina ambos TS, para entregar a la salida un flujo único llamado TS MPEG-23, debido al estándar que lo define. En adelante y por razones de simplicidad, se denominará TS a la señal de salida entregada por el multiplexor de programa y paquetes TS a los paquetes que componen este flujo. Cabe aclarar que no existe ninguna diferencia entre el flujo TS de un programa y el flujo TS de varios programas multiplexados, salvo que este último corresponde precisamente, a una multiprogramación. Finalmente, en el caso del estándar ISDB-Tb, el remultiplexor recibe el flujo TS y lo convierte en uno nuevo denominado BTS, que es enviado a la planta transmisora donde ingresa al modulador. En la última etapa, la información es convertida por el transmisor en una señal de RF de potencia, que luego es emitida por la antena. ESTUDIOS PLANTA TRANSMISORA Flujo binario no comprimido CODIFICACION (COMPRESIÓN) 2 PAQUETIZACIÓN Y MULTIPLEXADO DE PROGRAMA OTROS TS MPEG-2 3 REMULTIPLEXOR 1 MULTIPLEXOR DE PROGRAMAS CONTENIDOS DE AUDIO Y VIDEO (PROGRAMA) TS BTS Salida Antena MODULADOR Y TRANSMISOR Figura 1: Diagrama funcional simplificado de una estación de TVD PES AUDIO CODIFICADOR DE VIDEO ES PES VIDEO ES CODIFICADOR DE AUDIO TS AUDIO TS VIDEO PES PES AUDIO TS TS AUDIO Datos Adicionales Figura 2: Etapas de procesamiento del flujo elemental ES TS #1 TS #2 MULTIPLEXOR DE PROGRAMAS CODIFICADOR DE AUDIO TS PES MULTIPLEXOR ES TS VIDEO DE PROGRAMA ES PES VIDEO MULTIPLEXOR CODIFICADOR DE VIDEO DE PROGRAMA PROGRAMA O SERVICIO #2 PROGRAMA O SERVICIO #1 En la Figura 2 se muestran las distintas etapas de procesamiento a las que se somete la señal, desde que es entregada por los equipos de generación ubicados en los estudios, hasta la conformación del flujo TS. Las señales entregadas por los codificadores, se conocen como flujos elementales ES (Elementary Stream). TS MPEG-2 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 187 Los bloques de la Figura 2 cumplen las siguientes funciones: a) Generación de contenidos: en una estación de TV incluye un conjunto de tecnologías como cámaras, switchers1, generadores de efectos, distribuidores, consolas de audio, sistemas de grabación, etc., que entregan flujos elementales de alta velocidad para su posterior codificación. En general, los flujos de audio, video y datos, están separados, aunque también, con el fin de facilitar su transporte, pueden presentarse embebidos en un solo flujo de alta velocidad. b) Codificación y empaquetado: en esta etapa se realiza la compresión del audio y del video, para adaptarla a la capacidad de transmisión del canal. La información contenida en cada flujo elemental ES, es segmentada en paquetes de bits llamados PES (Packetized Elementary Stream), que luego son nuevamente divididos en paquetes de menor extensión, formando el flujo TS. En general, cada programa genera tres flujos TS: video, audio y datos. A continuación, estos TS son multiplexados entre sí, dando lugar al TS de programa, que contiene los paquetes que transportan toda la información correspondiente a un servicio. c) Multiplexor de programas: su función es componer el flujo binario del TS-MPEG-2, que integra el video, audio y datos de dos o más programas, completamente optimizado para la transmisión. Este dispositivo incorpora datos adicionales estructurados en tablas, a los fines de sincronización del receptor. En el dominio digital, las salidas de los equipos de generación de video y audio (punto de la Figura 1) consisten en flujos de bits de señales no comprimidas, en secuencias continuas que transportan la información de los cuadros de video o de los segmentos de audio. Diversas normas estandarizan estas secuencias: ITU-R BT.601 para video de definición estándar (SD), ITU-R BT.709 para video de alta definición (HD) y AES/EBU para audio. Las interfaces utilizadas para el transporte de estas señales de un equipo a otro se conocen como SD-SDI (para video SD), HD-SDI (para video HD) y AES3 para audio. Las tasas binarias en el punto llegan a 270 Mbps para SD y aproximadamente a 1,5 Gbps para HD, demasiado elevadas para que puedan ser transmitidas de manera directa por un canal de 6 MHz. Por lo tanto, antes de llegar al transmisor, estas señales deben ser comprimidas o codificadas (punto ), reduciendo de manera muy significativa las tasas binarias sin introducir pérdidas importantes de calidad. Con esquemas de compresión MPEG-4 AVC, se consiguen unos 3 Mbps para SD y 13 Mbps para HD (con una definición de 1920x1080 pixels y barrido entrelazado). En cuanto al audio, las tasas pueden llegar a los 1,5 Mbps con sonido estéreo, reduciéndose a 300 kbps después de la compresión. Estos valores resultan muy adecuados para ser transmitidos por el sistema ISDB-Tb, cuya máxima capacidad es de unos 23 Mbps. Por lo tanto, de acuerdo al concepto de multiprogramación, se podrán transmitir varios programas SD o combinaciones HD/SD, siempre que la suma de las tasas binarias no superen la capacidad máxima del sistema. 1 En una estación de TV, el término switcher se refiere al equipo selector de video cuya salida es la programación a emitir. 188 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 Las salidas de los codificadores contienen un solo tipo de información. Los ES no pueden ser transmitidos de manera directa por dos razones: a) conforman un flujo único y continuo que no permite la incorporación de datos para la corrección de errores y b) tampoco es posible multiplexar los datos de un mismo servicio o de otros servicios. Esto hace necesario que, en una primera instancia se segmenten los flujos ES en paquetes de longitud variable, es decir los PES, de video, audio y datos. Estos paquetes son bastante extensos y su longitud es variable, debido a las particulares características de los procesos de compresión. Si bien su estructura permitiría que fueran multiplexados, resulta más conveniente fragmentarlos en unidades de menor longitud y de tamaño fijo, es decir en paquetes TS. La razón es muy sencilla de comprender: los paquetes con menor cantidad de bits son más fáciles de proteger frente a los errores que se puedan producir en la transmisión y resultan más simples de combinar con otros paquetes de otros programas para formar un flujo binario único. Los PES se transmiten en serie y cada paquete está dividido en dos partes: encabezado (header) y carga útil (payload), que transporta los datos propiamente dichos. Es necesario que los codificadores de un mismo programa estén sincronizados con una referencia de reloj común, que luego debe ser incluida en los PES para que el decodificador del receptor pueda realizar los procesos inversos. Por su parte, los paquetes TS son de menor longitud y también tienen un encabezado, además de la carga útil. En el Capítulo "Sistema", del estándar MPEG-2, se especifican dos maneras diferentes de organizar la multiplexación de los PES de audio, video y datos que conforman el programa. La primera es el flujo de programa PS (Program Stream) y se utiliza cuando se transportan paquetes de diferentes flujos PES y todos pertenecen a un mismo programa. En este caso, los paquetes son extensos y de longitud variable y por lo tanto, más propensos a ser interferidos con facilidad en ambientes hostiles. El PS se aplica en medios de almacenamiento tales como los CD y DVD, que presentan una BER (tasa de error de bit) muy baja, del orden de 10-10 o menos, ubicándose en la categoría QEF (Quasi Error Free). La segunda opción consiste en multiplexar dos o más flujos TS en un flujo único TS MPEG-2 o flujo de transporte. Este formato es el único que se adapta correctamente a las exigencias planteadas por las transmisiones satelitales, de cable o de TVD-T. El principal objetivo que se persigue es transmitir, a través de un canal radioeléctrico, los datos de múltiples fuentes de contenidos o programas, utilizando un flujo de bits en serie que contenga toda la información necesaria para que el receptor pueda interpretar, identificar y separar los servicios disponibles, además de la necesaria decodificación que permita recuperar las imágenes y los sonidos. Utilizando una analogía sencilla, el sistema equivale a un largo tren de carga donde cada vagón transporta los bits correspondientes a un determinado servicio (video, audio o datos) y además hay otros servicios disponibles en sus correspondientes vagones, cada uno con su identificación sobre su destino final. Pero en el convoy hay otros vagones más, que transportan los elementos necesarios que harán posible desviar cada vagón en el punto de llegada, para conformar nuevos convoyes que transporten únicamente vagones de un mismo servicio. Al final de cada recorrido se extraen los bits de carga y se obtiene la información que permite decodificar cada servicio. 189 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 3. FLUJO ELEMENTAL EMPAQUETADO (PES) Los paquetes PES están especificados en la norma ISO/IEC 13818-1 / ITU-T Recomendación H.2222. Para el estándar ISDB-Tb, las especificaciones se encuentran en el documento ABNT NBR-15602-3. Cada PES tiene un encabezado con información que permite identificar el comienzo del paquete, su longitud total, el tipo de contenido que transporta (video, audio o datos), la sincronización entre el video y el audio y la secuencia correspondiente al ES de origen, entre otros. Eventualmente, el encabezado puede extenderse, en forma de encabezado opcional, en el que se incluyen bits con otro tipo de información. Los PES se dividen en unidades de acceso de longitud variable de acuerdo a las características del proceso de compresión utilizado, por ejemplo MPEG-2, MPEG-4 u otro. Estas unidades de acceso pueden ser algunas de las siguientes agrupaciones: macrobloques, slices, imágenes o cuadros, grupos de imágenes (GOP) y secuencias. La norma indica que los ES deben transmitirse en paquetes, agregándole a cada uno su correspondiente encabezado, tal como se muestra en la Figura 3. Cada paquete PES puede transportar un solo tipo de información (audio o video o datos) y su extensión es de 64 kbytes como máximo, pudiendo contener una sola unidad de acceso, parte o varias de ellas. ...000111101 0010011110100111010 100100010101 0100100010 111101010101010101 0010101010101 0010101001... ES 1 2 PES Encabezado PES- 3 3 4 5 3 4 100100010101 0100100010 6 7 Carga útil secuencia 3 de ES Figura 3: Formación de los paquetes PES a partir del flujo ES Los paquetes PES transportan diversas referencias adicionales que el receptor necesitará durante los procesos de demultiplexación y decodificación y que le permitirán recuperar la información transmitida. Si bien los contenidos más importantes son los bits de video y audio propiamente dichos, para que el sistema pueda funcionar correctamente deben transmitirse ciertas referencias. Por ejemplo, el codificador de video entrega distintos tipos de cuadros o 2 INTERNATIONAL TELECOMMUNICATIONS UNION. Information Technology - Generic Coding of Moving Pictures and Associated Audio Information: Systems. Recommendation H.222. [en línea], Dirección URL: <http://www.itu.int/en/Pages/default.aspx>, 2000. 190 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 imágenes (conocidas como imágenes I, P y B) cuya secuencia de decodificación no es coincidente con el orden en el que luego deben ser visualizadas. Por esta razón, en los PES de video se incluye una referencia de decodificación llamada DTS (Decode Time Stamp), que indica el orden en el que los cuadros debe ser decodificados. Además es necesario asegurar la correcta sincronización entre el video y el audio, para lo cual se debe insertar la referencia PTS (Presentation Time Stamp) en las cabeceras de los PES de audio y video. Finalmente, también se incluye la información que permite recuperar el reloj de referencia del flujo, ESCR (Elementary Stream Clock Reference). En la Figura 4 se muestra la estructura del paquete PES. Habitualmente se utilizan descriptores semánticos para indicar las funciones de cada parte. Estos descriptores y los detalles de la estructura serán analizados a continuación. ENCABEZADO Packet start code prefix Stream ID ENCABEZADO OPCIONAL PES packet length Optional PES header Stuffing bytes CARGA ÚTIL Data Orden de transmisión Figura 4: Estructura del paquete PES 3.1. Encabezado de PES En general se utilizan descriptores semánticos para indicar la función de cada uno de los campos que forman el paquete. En este apartado se introducirá este tipo de notación que el ingeniero de TV debe conocer, pues esta es la forma en la que el software de medición especializado presenta los análisis de trama. Los descriptores se escriben en itálica, usando minúsculas y cuando están formados por más de una palabra se las separa mediante guiones bajos. El concepto es similar a los nemónicos de los lenguajes de programación. El encabezado (obligatorio) del PES está compuesto de 6 bytes (48 bits) organizados en tres secciones. En la Figura 5 se muestra un esquema del mismo. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 191 PES-3 PES-4 100100010101 0100100010 6 bytes 0000 0000 0000 0000 0000 0001 XXXX XXXX XXXX XXXX XXXX XXXX Código de Inicio ID Extensión de carga útil Figura 5: Detalles del encabezado de los PES s packet_start_code_prefix (ó SC start_code): preámbulo de sincronización formado por 3 bytes fijos 00H 00H 01H. s stream_ID: su extensión es de 1 byte y sirve para indicar el tipo de carga útil (audio, video, o datos) y el número de secuencia, además de otras informaciones tales como datos de acceso condicional, si los hubiera. La Tabla 1 resume los valores más importantes. Valor BCH Función Program_stream_map (mapeo del flujo de programa) 110X XXXX PES de audio (X XXXX número de secuencia) 1110 XXXX PES de video (XXXX número de secuencia) F0H Flujo ECM F1H Flujo EMM F2H Flujo DSM-CC Tabla 1: ID de paquetes PES3 Los campos ECM (Entitlement Control Message) y EMM (Entitlement Management Message) se utilizan para cuestiones relacionadas con las claves de acceso, información de control y datos de usuarios, entre otros. En cuanto al DSM-CC (Digital Storage Media - Command and Control), se utiliza para enviar información de acceso a servicios digitales interactivos, por ejemplo el protocolo conocido como “carrusel de objetos” que permite la transmisión cíclica de eventos y archivos. 3 INTERNATIONAL TELECOMMUNICATIONS UNION. Information Technology - Generic Coding of Moving Pictures and Associated Audio Information: Systems. Recommendation H.222. [en línea], Dirección URL: <http://www.itu.int/en/Pages/default.aspx>, 2000. 192 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 s pes_packet_lenght: es la longitud del campo de carga útil y sus 2 bytes permiten repre- sentar un número igual a 216 = 64 kbytes, que equivale a la longitud máxima del PES. Cuando la totalidad de los bits se ponen a cero, significa que el tamaño del paquete supera este límite y en éste caso, el final solo puede ser detectado con la ayuda del preámbulo del PES siguiente. 3.2. Encabezado opcional de PES El encabezado opcional ocupa parte del campo de carga útil y sus componentes pueden verse en la Figura 6, con sus longitudes expresadas en bits. Para señalizar la existencia del encabezado opcional, se agregan los bits 1 y 0 luego del indicador de longitud del campo de carga útil. Los siguientes son los componentes más relevantes del encabezado opcional: s PES_scrambling_control: indica el modo de encriptación de campo de carga útil y la secuencia 00 señaliza la ausencia de encriptación. Los encabezados obligatorio y opcional no pueden encriptarse. s PES_priority: indica el nivel de prioridad del campo de carga útil. Un 1 indica prioridad alta. s data_alignment_indicator: cuando este bit es igual a 1, indica que al encabezado opcional del PES le sigue inmediatamente un elemento de sintaxis de video o una palabra de sincronismo de audio. s copyright: cuando este bit está en 1 indica que el material transportado en el campo de carga útil tiene copyright. s original_or_copy: un 1 indica que el material transportado es original. En caso contrario se trata de una copia. s Los indicadores Flags son siete y su detalle es el siguiente: - PTS_DTS: su significado se muestra en la siguiente tabla: Valor Significado 00 Ausencia de referencias PTS y DTS 01 Valor no permitido 10 Referencia PTS presente en el encabezado opcional 11 Referencias PTS y DTS presentes en el encabezado opcional Tabla 2: Significado del indicador PTS-DTS - En el resto de los casos, ESCR, ES_rate, DSM_trick_mode, additional_copy_ info, previous_PES_CRC y PES_extension, mediante el bit puesto a 1, señalizan la presencia de esta información dentro del campo opcional. s PES_header_data_length: indica la cantidad de bytes ocupados por el campo opcional y los bytes de relleno contenidos en el encabezado opcional. s En cuanto al primer grupo de campos opcionales, los más importantes son: CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 193 - PTS (Presentation Time Stamp): se utiliza para lograr sincronización entre flujos elementales que corresponden a un mismo programa (audio y video) y se deriva del reloj del sistema. Sus 33 bits están organizados en tres campos diferenciados. - DTS (Decoding Time Stamp): indica el orden en el cual debe ser decodificada la información contenida en el flujo elemental (que generalmente no coincide con su ordenamiento temporal) y también se deriva del reloj del sistema. También esta formado por 33 bits dispuestos en tres campos diferenciados. - ESCR: (Elementary Stream Clock Reference): es un campo de 42 bits dividido en dos partes. La primera parte es la base y tiene 33 bits. La segunda es la extensión, con 9 bits. Ambos contienen informaciones de tiempo relativas a la secuencia del flujo PES - ES_rate: esta formado por un campo de 22 bits que sirve para indicar la velocidad con la cual se reciben los bytes de los paquetes PES en el decodificador y se mide en múltiplos de 50 bytes/seg, pudiendo variar de un paquete PES a otro. ENCABEZADO OPCIONAL ENCABEZADO Packet start code prefix Stream ID PES packets length 24 8 16 Optional PES header CARGA ÚTIL Stuffing bytes Data Orden de transmisión 10 PES scrambling control 2 2 Data PES alignment Copyrigth Original 7 flags priority indicator or copy 1 1 PES header data length 1 1 8 PTS DTS ESCR ES rate DSM trick mode 33 42 22 8 Optionals fields mx 8 8 Aditional Previus PES copy PES extension info CRC 16 7 5 flags PES private date Pack header field Program Packet Seq cntr P-STD buffer PES extension field length 128 8 8 16 7 Figura 6: Estructura completa del encabezado opcional del PES Stuffing bytes Optional fields PES extension field data 194 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 4. FLUJO DE PROGRAMA (PS) CODIFICADOR DE VIDEO ES PES VIDEO ES CODIFICADOR DE AUDIO Reloj de sistema STC1 PES PES AUDIO MULTIPLEXOR DE PROGRAMA PROGRAMA O SERVICIO #1 Como se adelantó en el apartado 3, el flujo de programa o MPEG-2 PS se conforma con el multiplexado de paquetes PES de un mismo servicio o programa y por lo tanto debe utilizar la misma referencia de reloj para la codificación y conformación del flujo de paquetes. Dado que el flujo PS no puede ser utilizado en la transmisión de TVD-T debido a la alta probabilidad de aparición de errores por ruidos e interferencias, en este apartado solo se hará una breve y rápida descripción del mismo. La Figura 7 muestra las etapas de conformación del PS, y puede apreciarse que intervienen los mismos bloques que se analizaron en la Figura 2. La multiplexación de los distintos componentes emplea un único reloj de referencia STC (System Time Clock). PS SCR1 Figura 7: Conformación del flujo de programa PS Los detalles de la estructura del flujo de programa pueden verse en la Figura 8. El PS se compone de una sucesión de packs, cada uno con su correspondiente cabecera (Pack Head) y sucesión de paquetes PES correspondientes al programa, que también puede incluir un encabezado opcional (System Header). Si bien la longitud de los packs es variable, está limitada ya que se requiere la inserción de un encabezado cada 0,7 segundos o menos. La referencia del reloj del sistema SCR (System Clock Reference) se incluye en esta cabecera y debe tener continuidad, a los fines de proveer una referencia de sincronización para el decodificador. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 Paquetes PES Video Programa 1 Pack 1 MUX PES Programa 1 PES V-1 Pack Head Program Stream PS MPEG-2 PES V-1 PES V-1 PES V-1 PACK 1 PES V-1 PES A-1 PACK 2 ... ... PACK N ... 195 Código fin de Programa Figura 8: Estructura del flujo de programa PS 5. FLUJO DE TRANSPORTE (TS) El flujo de transporte se obtiene a partir de los paquetes PES, al transformarlos en paquetes más reducidos y de longitud fija. El TS MPEG-2 se adapta mejor a las necesidades de transmisión de TVD-T, es más simple la inclusión de datos para la corrección de errores y permite transportar múltiples programas en una misma línea de tiempo, sin necesidad de contar con una referencia de reloj común entre ellos. Esta característica es muy importante para los sistemas satelitales, de cable o terrestres, que necesitan concentrar en un flujo único varios programas (hasta 20 si fuera necesario). En la Figura 9 se ilustra el proceso de segmentación del flujo PES en paquetes TS de 188 bytes. Esta longitud responde a una necesidad de compatibilidad con el modo de transferencia asíncrono (ATM) que se utilizaba mientras el estándar MPEG-2 se estaba desarrollando. Paquetes PES Video Programa 1 TS Multiplexación de PES PES V-1 Head PES V-1 PES V-1 Figura 9: Segmentación de los paquetes PES Head PES V-1 PES A-1 Head PES V-1 ... PES V-1 ... 196 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 El flujo TS transporta paquetes de video, audio y datos, además de otros paquetes que suministran información para el receptor, sin necesidad de seguir un ordenamiento determinado. En la etapa de demultiplexación, su separación es posible gracias a la etiqueta de identificación de programa PID (Packet Identifier) incluida en la cabecera. En la Figura 10 puede verse la estructura del paquete TS. De un total de 188 bytes, 4 corresponden al encabezado y 184 a la carga útil, completando una secuencia cuya longitud es de 1504 bits. HEAD CARGA ÚTIL 4 bytes 184 bytes 188 bytes Figura 10: Estructura del paquete TS La Figura 11 muestra una secuencia de paquetes formando un flujo TS. Los paquetes pueden estar ordenados de distintas maneras, siempre que se haya partido desde una secuencia válida, tal como PES, PS e incluso otros TS. Es importante señalar que también pueden aparecer paquetes nulos o de relleno, en aquellos casos donde se necesita un flujo TS con una elevada tasa binaria que obliga a cubrir los espacios carentes de datos. Los paquetes nulos son ignorados por los decodificadores. TS (N-3) TS (N-2) TS (N-1) TS (N) TS (N+1) TS (N+2) TS (N+3) TS V1-1 TS V1-2 TS A1-1 TS V2-1 TS CTL TS D1-1 TS A2-1 HEAD CARGA ÚTIL HEAD CAMPO DE ADAPTACIÓN CARGA ÚTIL 4 bytes (184-m) bytes m bytes Figura 11: Flujo TS CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 197 Cuando los PES son segmentados en paquetes TS, se agrega un encabezado de 4 bytes que cumple varias funciones, de las cuales las dos más importantes son señalizar el comienzo de cada paquete (sincronización o preámbulo) e identificar el tipo de contenido transportado en el campo de carga útil. El valor del primer byte de la cabecera es 47H y, debido a que la longitud del paquete TS es fija, no es necesaria la inclusión de un campo con la indicación de la extensión de la carga útil, que siempre es de 184 bytes. Volviendo a la Figura 11, puede verse que el flujo TS transporta paquetes que corresponden a dos programas: el primero esta formado por video 1, audio 1 y datos 1, mientras que el segundo contiene video 2 y audio 2. También aparece un paquete con información de control. Por ejemplo, el paquete TS (N) transporta la información correspondiente al paquete 1 del video 2 (TS V2-1). Es evidente que se necesitará una gran cantidad de paquetes para transportar los flujos binarios de video. Eventualmente, el campo de carga útil de cada paquete TS puede dividirse en dos partes, incorporando el llamado campo de adaptación (Adaptation Field) de (184 – m) bytes de largo, cuando se transportan m bytes de carga útil. El campo de adaptación se utiliza cuando se requiere un encabezado más extenso. En la Figura 12 se muestra otra manera de representar los paquetes TS. Las filas de bytes se ordenan en forma vertical y cada fila de izquierda a derecha, comenzando por el bit más significativo (MSB). De esta manera, queda conformada una tabla de 188 filas por 8 columnas, donde las cuatro primeras filas corresponden al encabezado. Luego siguen los campos específicos y finalmente la carga útil. ... . .. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 ENCABEZADO MSB LSB 0 1 0 0 TEI PUI TP 0 1 1 1 PID TEI transport_error_indicator TSC AFC CC PUI payload_unit_indicator TP transport_priority PID packet_identifier CARGA ÚTIL ... TSC transport_scrambling_control AFC adaptation_field_control CC continuity_counter 0 1 0 TEI PUI TP 0 0 1 1 1 PID AFC CC ... TSC ... 198 Figura 12: Representación de la estructura del paquete TS en forma de tabla CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 199 5.1. Encabezado del paquete TS En la Figura 13 se muestra el encabezado del paquete TS. Con excepción de los primeros 8 bits que siempre tienen el mismo valor, los demás transportan información específica y algunas de sus funciones serán explicadas a continuación. ... Head Payload Head ... Payload 32 bits Sync (47H) Transport error indicator 8 1 Payload Transport unit start indicator priority 1 1 PID Transport Adaptation Continuity Adaptation scrambling field counter field control control 13 2 Random Adaptation Discontinuity access indicator field length indicator 8 1 1 PCR OPCR Splice countdown 42 42 8 2 4 Elementary Optional Stuffing stream 5 flags fields bytes priority indicator 1 5 Transport Adaptation private Transport field Optional private data extension 3 flags fields data length length 8 8 3 Figura 13: Estructura del encabezado de paquete TS s sync: preámbulo de sincronización 47H. s transport_error_indicator: señaliza la existencia de error dentro del paquete. Cuando este bit es puesto a 1, el decodificador procede a descartar el paquete. s payload_unit_start_indicator: cuando este bit está en 1 el paquete transporta tablas (por ejemplo PSI) o un PES. En el primer caso, indica que el primer byte del campo de carga útil es un indicador que apunta al comienzo de la primera sección de la tabla. En cambio, si la información transportada corresponde a un PES, indica que su inicio coincide con el primer byte de la carga útil (ver Figura 14). s transport_priority: indica el nivel de prioridad de transporte que tienen los paquetes que pertenecen al mismo PES, o bien de aquellos con el mismo PID. La mayor prioridad corresponde a los paquetes con este bit puesto a 1. 200 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 s PID (Packet identifier): identifica el programa al cual pertenece el paquete. Más ade- lante se analizará la tabla de asignación de PID. s transport_scrambling_control: identifica el modo de codificación de la carga útil. s adaptation_field_control: indica la presencia o no dentro del paquete TS de los campos de adaptación y carga útil, de acuerdo al siguiente detalle: Valor Significado 00 Reservado 01 Solamente carga útil, sin campo de adaptación 10 Solamente campo de adaptación, sin carga útil 11 Campo de adaptación, seguido de la carga útil Tabla 3: Significado campo de control de adaptación s continuity_counter: es un contador progresivo de paquetes, identificados con el mismo PID, que transportan carga útil. Su valor se incrementa en una unidad con cada paquete de la serie, iniciando en 0000 y avanzando hasta 1111 para reiniciar el ciclo. En ciertas situaciones, un determinado paquete se transmite dos veces y en ese caso, el indicador no debe contar esa repetición. Los paquetes nulos no se cuentan. s adaptation_field: es el campo de adaptación, de carácter opcional y su extensión depende del estado de los indicadores flag. 5.2. Campo de adaptación El campo de adaptación está presente solo en algunos paquetes TS, según las posibles variantes dadas por la Tabla 3. Básicamente cumple la función de relleno para mantener constante en 188 bytes el tamaño del paquete en ciertas situaciones, en particular cuando transportan la información de reloj del sistema denominada PCR (Program Clock Reference), que se utiliza en el receptor. La función que cumple la información más relevante contenida en este campo es la siguiente: s adaptation_field_length: indica el número de bytes que tiene el campo de adaptación, contado a partir del byte siguiente a este y se adapta para cumplir la condición 184-m. Si el paquete TS no contiene carga útil, este campo puede tener 184 bytes de longitud. En el caso de transportar paquetes PES, suele ser necesario agregar el campo de adaptación para incluir relleno. Para los bytes de relleno (stuffing) se utilizan ceros. s discontinuity_indicator: se emplea para indicar si dentro del paquete TS se presenta alguna discontinuidad. Por ejemplo, en la base de tiempo en relación a los PCR, o en el contador de continuidad. Puesto a 1 señaliza la existencia de discontinuidad. s PCR: Es la referencia de reloj Program Clock Reference. Transporta la referencia del reloj principal utilizado en los procesos de decodificación, ocupa un campo de 42 bits que está formado por una base de 33 bits y una extensión de 9 bits. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 201 5.3. Identificador de paquete (PID) Si bien todos los campos del encabezado de los paquetes TS son importantes, el Identificador de Paquete (PID) debe estudiarse con cierto detalle, debido a que es uno de los parámetros que se utilizan para configurar la transmisión y por lo tanto, el ingeniero de TV debe conocerlo muy bien. Los PID se utilizan para identificar el tipo de dato que transporta cada paquete TS. Su extensión es de 13 bits, permitiendo identificar 8192 valores distintos. Los 17 primeros, (del 0 al 16) y el último están reservados para ciertas tablas definidas por la norma de transporte MPEG-2 y también, para cubrir algunas necesidades particulares del sistema de transmisión. El valor 1FFFH (8191) está reservado para identificar los paquetes nulos y las 8174 combinaciones restantes se utilizan para identificar los datos de los servicios y las tablas, algunas de las cuales se describirán en este trabajo. En la Tabla 4 se muestran asignaciones de algunos PID4. Más adelante, en el apartado 5.8, se presentará un listado con las asignaciones de PID más utilizadas. Valores PID Hex Decimal Binario Cantidad de valores 0000H 0 0 0000 0000 0000 1 Tabla PAT 0001H 1 0 0000 0000 0001 1 Tabla CAT 0002H a 000F H 2-15 0 0000 0000 0010 0 0000 0000 1111 14 Reservado 0010H 16 0 0000 0001 0000 1 Tabla NIT 0011H a 1FFEH 17-8190 0 0000 0001 0001 1 1111 1111 1110 8174 1FFF H 8191 1 1111 1111 1111 1 Asignación Otras tablas y datos de programas (*) Nulos (*) El valor de PID 1FC8H (8136) se reserva para la identificación de la Tabla PMT del servicio móvil. Tabla 4: Asignación de valores PID Cuando la secuencia de paquetes TS llega al decodificador, éste se sincroniza con el byte 47H, siendo sencillo el seguimiento de la secuencia, debido a que los paquetes tienen una longitud fija. Dado que el byte 47H no es un valor prohibido y puede aparecer en cualquier otro lugar del paquete TS, el decodificador debe poder detectar una sucesión de cinco bytes de sincronismo consecutivos válidos, antes de poder entrar en sincronismo. Finalizado este proceso, se interpreta el encabezado y se busca inmediatamente el PID 4ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital Terrestre - Multiplexación y Servi- cios de Información (SI). Parte 1: SI del Sistema de Radiodifusión, Norma ABNT NBR 15603-1, [s. e.], [s. l.], 2007. 202 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 para poder encaminar los datos. Un error en tres bytes 47H consecutivos, se considera como pérdida del sincronismo. Los contenidos que pueden estar presentes en el campo de carga útil son: s Partes de paquetes PES de audio o video s Secciones (parciales o completas) de tablas del sistema s Referencias de sincronización PCR de flujos PES s Paquetes nulos Dentro del rango de los PID correspondiente a otras tablas y datos de programa, se encuentran los PID de los servicios que se transmiten, audio, video y datos, que se definen durante el proceso de codificación. Más tarde, en el multiplexor, es posible cambiar las asignaciones en caso de producirse conflictos con otros servicios que tengan el mismo PID. Si bien el flujo TS no puede transmitir servicios distintos con igual PID, es posible enviar paquetes duplicados en determinados casos, siguiendo las reglas que se especifican en las normas ISO/IEC 13818-1 2007. En cuanto a las tablas de datos, se destaca la tabla EIT (Event Information Table), que se utiliza para transmitir la guía EPG (Electronic Program Guide) que informa al usuario cuáles son los servicios disponibles y los programas que se emiten, incluyendo horarios, clasificación de los contenidos, etc. A manera de ejemplo, supóngase una estación de TVD-T que transmite en el canal 31 de UHF los servicios 31.1 y 31.2. Para que esto sea posible, la emisora debe estar equipada con dos codificadores de audio y video, donde se definirán los PID correspondientes a cada servicio. De acuerdo a la primera y segunda columna de la Tabla 5, para el servicio 31.1 se ha programado la tabla PMT con PID 60 y el video, los dos canales de audio y los datos con los PID 61, 72, 73 y 90 respectivamente. Esto quiere decir que se tendrán dos flujos TS, uno por cada servicio. Los PID asignados al programa 31.2 son exactamente los mismos que el programa 31.1, con excepción de los datos. Esto provoca una incompatibilidad a la entrada del multiplexor, por lo que resulta imprescindible modificar los PID mediante un proceso de reasignación en el mismo multiplexor, sin necesidad de reconfigurar los codificadores. También es posible realizar un proceso de filtrado cuando se requiere eliminar de la salida determinados paquetes, observándose que los paquetes TS con PID 92 han sido eliminados durante la reasignación. Programa 31.1 Servicio Programa 31.2 con PID reasignado Programa 31.2 PID Servicio PID Servicio PID PMT 31.1 60 PMT 31.2 60 PMT 31.2 80 Video 31.1 61 Video 31.2 61 Video 31.2 120 Audio1 31.1 72 Audio1 31.2 72 Audio1 31.2 130 Audio2 31.1 73 Audio2 31.2 73 Audio2 31.2 131 Datos 31.1 90 Datos 31.2 92 -- Tabla 5: Ejemplo de asignaciones de PID -- CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 203 De acuerdo con este proceso, el flujo TS donde se multiplexan todos los paquetes TS de ambos servicios, quedará conformado como se muestra en la Tabla 6. Flujo TS Programa PID PMT Paquetes 31.1 60 Video 31.1 61 Audio1 31.1 72 Audio2 31.1 73 Datos 31.1 90 PMT 31.2 80 Video 31.2 120 Audio1 31.2 130 Audio2 31.2 131 Tabla 6: Multiplexación de los programas en un solo flujo TS 5.4. Obtención de los paquetes TS a partir del PES Para obtener el flujo TS, los paquetes PES de longitud variable deben ser segmentados en porciones de 184 bytes, a las que se agregan las cabeceras de 4 bytes para formar los paquetes TS de 188 bytes. La longitud de los PES no necesariamente es un múltiplo entero de 184 y cuando ese sea el caso, el último paquete TS contendrá menos de 184 bytes de datos del PES. La diferencia debe compensarse con el agregado del campo de adaptación. Las siguientes son algunas reglas generales: s El comienzo de un PES siempre debe coincidir con el inicio de la carga útil de un paquete TS. s El último byte de un PES debe coincidir con el último byte de un paquete TS. s Siempre que resulte posible, la longitud de los paquetes PES debería ser un múltiplo entero de 184 bytes para evitar la acumulación de retardos excesivos. s El contenido de los paquetes TS debe pertenecer a un mismo programa o servicio y no pueden mezclarse servicios diferentes en un mismo paquete. La Figura 14 muestra un ejemplo con la sucesión de dos paquetes PES. El PES-1 tiene una longitud de 32.774 bytes incluido el encabezado, resultan necesarios 178 paquetes TS más 22 bytes del paquete 179, y se completan los 162 bytes restantes con el campo de adaptación. En cuanto al PES-2, totaliza 6.440 bytes, que dan origen a 35 paquetes TS, sin necesidad de agregar el campo de adaptación. 204 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 6 32768 PES . . . TS . . . 6 PES-1 VIDEO1 1 2 ... 90 bytes 6434 ... PES-2 VIDEO1 ... 178 179 Head Campo de Adaptación 4 162 1 ... 35 ... 22 bytes Figura 14: Segmentación de paquetes PES en paquetes TS En el caso del PES-1, se necesitaron 179 paquetes TS que suman 33.652 bytes, algo más que los 32.774 bytes originales (un incremento del 2,68%). Esto representa una ligera pérdida de eficiencia, que, de todos modos, no es tan significativa frente a las ventajas de fraccionar el PES en paquetes más pequeños, incorporar la corrección de errores adelantada (FEC) y multiplexar en un solo flujo varios servicios y datos. 5.5. Composición del flujo TS El flujo TS es una secuencia binaria continua, lo cual significa que durante una transmisión de TV se emitirán millones de paquetes TS por cada hora de programación. Cada paquete transporta parte o toda la información que se requiere transmitir: audio, video, datos y otras informaciones complementarias y de sincronización. Si se realiza la captura y análisis de una secuencia TS con ayuda de software especializado, se podrá ver una gran variedad de paquetes. Por ejemplo, en ISDB-Tb se transportan paquetes de video de múltiples programas comprimidos en la norma MPEG-4 AVC, junto con su audio correspondiente. Además, se envía una gran cantidad de paquetes con información adicional para el receptor, tal como la numeración de los canales asociados a las teclas del control remoto del usuario, información propia de cada servicio o programa e información de sincronización entre otras. Si bien la secuencia de paquetes no tiene un patrón de ordenamiento definido y no hay ningún mecanismo que permita determinar el contenido del próximo paquete, hay ciertas referencias que deben ser transmitidas con una periodicidad más o menos regular. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 Estructura del Flujo TS 31 ... PAT 31 PID 0 PAT 31 PID 0 PMT31.1 PID 60 Tiempo Componentes del Programa 31.1 PMT31.1 PID 60 V31.1 PID 61 A131.1 PID 72 A231.1 PID 73 D31.1 PID 90 PCR 31.1 PID 110 Componentes del Programa 31.2 PMT31.2 PID 80 V31.2 PID 120 A131.2 PID 130 A231.2 PID 131 D31.2 PID 92 PCR 31.2 PID 210 V31.1 PID 61 PMT31.2 PID 80 A131.1 PID 72 V31.1 PID 61 V31.2 PID 120 A131.2 PID 130 A231.1 PID 73 V31.1 PID 61 A231.2 PID 131 PCR 31.1 PID 110 PAT 31 PID 0 D31.1 PID 90 A131.2 PID 130 D31.2 PID 92 PMT31.1 PID 60 V31.1 PID 61 PCR 31.2 PID 210 205 ... Figura 15: Secuencia de paquetes TS En la Figura 15 se muestra un ejemplo en el cual, la secuencia de paquetes TS contiene información variada. Cada paquete tiene un PID y los paquetes que corresponden al mismo flujo elemental llevan el mismo PID. También pueden verse dos tablas muy importantes (PAT y PMT) que tienen sus propios PID y se repiten periódicamente en el flujo. El decodificador utiliza la información de estas tablas para poder reconocer los PID de los paquetes TS que transportan los contenidos asociados a cada programa. También se observan algunos paquetes que llevan la referencia de tiempo PCR y que deben insertarse periódicamente. Por simplicidad, no se han incluido los paquetes correspondientes a las tablas EIT y NIT y tampoco los datos DSM-CC de las aplicaciones. 5.6. Sincronización de programa Una vez que el receptor recupera los paquetes PES del programa deseado a partir del flujo TS, se recuperan los flujos elementales y se los decodifica (descomprime), obteniendo el audio y el video que luego se encaminan hacia la pantalla y los altavoces. Para todos estos procesos se requiere de la correspondiente sincronización, cuyos requerimientos son los siguientes: s Recuperación del reloj de sistema STC (System Time Clock) s Establecimiento de la sincronización entre el audio y el video s Recuperación de la secuencia correcta de los cuadros de video El codificador ubicado en la planta transmisora comprime audio y video utilizando un reloj único de referencia de 27 MHz, denominado STC. El decodificador realiza el proceso inverso, utilizando el mismo STC, deduciéndose que ambos relojes deben tener la misma frecuencia, ser estables y estar libres de fluctuaciones, dentro de los parámetros que fija la norma. Como todos los procesos son completamente digitales, el STC utiliza un oscilador muy estable y un contador digital de 42 bits. Cada cierto tiempo, se toma una muestra de la salida del contador y se conforma el PCR (Program Clock Reference), que se inserta en el campo de adaptación de un paquete TS. La tabla PMT de un determinado programa 206 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 incluye en su campo PCR_PID el número de PID de los paquetes TS que transportan el PCR, posibilitando que el receptor los pueda localizar sin inconvenientes. Esta referencia que viaja en el flujo TS, es comparada con la referencia generada internamente por el reloj STC del receptor, y en caso de existir diferencias se genera una señal para controlar un PLL digital (lazo enganchado en fase) que permite corregir el oscilador de 27 MHz. Habitualmente el PCR se transmite cada 40 ms, con una exactitud que debe estar dentro de los ±500 ns, motivo por el cual una ligera variación en estos valores no garantizará la estabilidad del reloj STC. Los procesos realizados por el multiplexor pueden alterar las secuencias de los PCR y por lo tanto, es preciso asegurar que los valores se mantengan dentro de lo que establecen las normas. Por lo general, las estaciones de TV disponen de equipos de medición para controlar el PCR y dentro del flujo TS habrá tantas referencias (con distinto PID) como programas estén siendo transmitidos, ya que cada uno tiene su propio codificador y su correspondiente STC. En cuanto a la sincronización entre el audio y el video, su ajuste incorrecto suele manifestarse, por ejemplo, en el defasaje entre los movimientos faciales de una persona que habla y el audio que debería acompañar a dichos movimientos. Asumiendo que a la entrada del codificador se verifica la correcta sincronización y que los instantes de codificación de audio y video son simultáneos, para poder mantener la fase correcta, se agrega una referencia de tiempo en los paquetes PES de video y de audio que son una muestra de los 33 bit más significativos del reloj STC, conformando lo que se denomina PTS, (Presentation Time Stamp). Cada 700 ms se toma una muestra del contador y este valor se inserta en el encabezado de ambos PES, que luego el decodificador utiliza para sincronizar los paquetes PES y asegurar la fase correcta. Finalmente, la recuperación de la secuencia correcta de los cuadros de video, se logra mediante la referencia temporal llamada DTS (Decoding Time Stamp), que se inserta en el campo opcional de los paquetes PES de video, siguiendo las reglas del indicador Flag de la Tabla 2. A diferencia del video, el DTS no es necesario en los paquetes de audio. También se utilizan otras referencias de sincronización en los flujos elementales, que se insertan en la cabecera de los PES. Se trata del ESCR (Elementary Stream Clock Reference) y el ES_rate, que el decodificador emplea en la parte final del proceso (descompresión). 5.7. Secciones Los datos que se incorporan al flujo TS en forma de tablas o información adicional, también se transmiten en paquetes TS de 188 bytes, pero a partir de un formato específico denominado “secciones”, a diferencia del audio y del video que utilizan paquetes PES. En la Figura 16 pueden verse ambos formatos. El flujo TS puede transportar secciones correspondientes, por ejemplo, a datos de las tablas PSI/SI, archivos o datos de carrusel, utilizados para transmitir cíclicamente aplicaciones u otro tipo de datos para interactividad. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 Información del sistema y servicios complementarios Programa Datos (archivo) Flujos elementales y Datos Audio ES Video ES Paquetes PES Secciones 207 Datos (flujo) DSM-CC Datos Carrusel PES Tablas PSI Tablas SI Datos para codificar Sección TS Paquetes TS Figura 16: Secciones, paquetes PES y paquetes TS Las secciones son cadenas de bits de longitud variable, de 1024 bytes como máximo (con excepción de la tabla EIT, que puede alcanzar los 4096 bytes), que se transmiten en la carga útil de uno o varios paquetes TS. En el caso de que su extensión sea menor a 188 bytes, es posible incluir varias de ellas en un mismo paquete TS que por norma, puede contener hasta 10 secciones como máximo5. Cada sección tiene un encabezado y un campo de carga útil, que inicia con una identificación denominada table_ID (TID) y termina con un código de redundancia cíclica (Cyclic Redundancy Check, CRC). Su estructura se muestra en el ejemplo de la Figura 17, donde se aprecian dos secciones de diferente longitud. SECCIÓN 1 4 kB (máximo) SECCIÓN 2 1 4 TID CRC Figura 17: Estructura de las secciones 5 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital terrestre. Receptores, Norma ABNT NBR 15604, [s. e.], [s. l.], 2007. 208 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 Con este formato se transmiten las tablas que son esenciales para el sistema y por esta razón están protegidas con un código CRC. Si a pesar de esta protección, los errores de transmisión imposibilitan la recepción de alguna de las tablas, por defecto el decodificador asume que no han sido correctamente transmitidas, debiendo esperar a la siguiente. Cuando se transmite una sección, el primer byte del campo de carga útil del paquete TS es el pointer_field. Si el paquete transporta, por ejemplo, una tabla PSI, el payload_unit_start_indicator ubicado en el encabezado del paquete TS se pone a 1 y el puntero indica a cuantos bytes de distancia se encuentra el inicio de la próxima sección. 3 SECCIONES ... ... SECCIÓN 1 SECC. 2 SECC. 3 ... Encabezado Paquete TS ... SECCIÓN 1 ... SECCIÓN 1 SECC. 1 SECC. 2 SECC. 3 ... Bytes nulos FFH Paquete 1 Paquete N-1 Paquete N N paquetes TS Figura 18: Segmentación de secciones en paquetes TS La Figura 18 ilustra el proceso de segmentación de tres secciones en N paquetes TS. En el primer paquete, el valor del pointer_field es 00H, indicando que la sección se inicia inmediatamente. Para el paquete N, el pointer_field señala el inicio de la sección 2, que a su vez es el final de la sección 1. Luego de la sección 2, comienza la sección 3, que no alcanza a completar los 184 bytes del paquete y por lo tanto, los bytes restantes deben rellenarse con bytes nulos. Las secciones no necesariamente tienen que comenzar en el primer byte de carga útil de un paquete TS ni completar la totalidad del mismo, tal como ocurre con los PES. Cuando el pointer_field tiene un valor distinto de 00H, significa que el paquete actual contiene la parte final de la sección anterior y el inicio de la siguiente. 5.7.1. Estructura de las secciones La Figura 19 muestra la estructura general de una sección, compuesta por el encabezado de 3 bytes y los datos. El significado de los campos es el siguiente: s table_ID: permite identificar el tipo de tabla. s section_syntax_indicator: mediante un 0 indica si la sección es general, en caso contrario se trata de una sección extendida. s reserved: un 1 indica una sección privada. Lo contrario ocurre con un 0. s section_length: indica el número de bytes de datos que siguen a éste campo, hasta el final de la sección. Los dos primeros bits siempre son 00 y los diez restantes representan la longitud propiamente dicha, de hasta 1021 bytes (sin incluir el encabezado de 3 bytes). s data: es el campo de carga útil de datos, estructurado en múltiplos de 8 bits. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 209 ENCABEZADO Section Table ID syntax indicator X 11 Section length 8 1 1 2 12 Data Figura 19: Estructura general de las secciones En la Figura 20 se muestra una sección extendida, que se utiliza en la mayoría de las tablas de la norma ISDB-Tb. Se puede apreciar el agregado de nuevos campos en el encabezado, cuya descripción resumida es la siguiente: s table_ID_extension: se utiliza como extensión opcional de table_ID y es definido por el usuario. s version number: indica el número de versión de la sección. s current_next_indicator: determina si una tabla es válida. Un 0 indica que la tabla debe descartarse. s section_number: indica el número de sección contenida en la tabla. s last_section_number: especifica el número de la última sección contenida en la tabla. ENCABEZADO Table ID Section syntax indicator X 11 8 1 1 2 Section length 12 Table ID extension 11 Version number 16 2 5 ENCABEZADO Current next indicator Section number Last section number 1 8 8 Data CRC 32 Figura 20: Sección extendida En su trabajo cotidiano, el ingeniero de TV normalmente utiliza software especializado para analizar el flujo TS, las secciones y las tablas. El lenguaje que estos programas utilizan para presentar la información, se basa en los descriptores que se introdujeron en el apartado 3.1. Un detalle a tener en cuenta, es que estos analizadores emplean el prefijo “0x” en lugar del subíndice “H” para expresar un número hexadecimal. Por ejemplo 0xF7 es equivalente a F7H. En la Figura 21, se muestra un ejemplo con la estructura de una sección extendida, que corresponde a la tabla PAT según se indica en 1. Cada una de las líneas que siguen corresponde 210 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 a un campo de la sección y los números entre paréntesis señalan la cantidad de bits. Se sugiere al lector comparar este listado con la Figura 20. La zona sombreada 2, corresponde al campo de datos. Allí se reconoce fácilmente la notación de bucle, con un contador que avanza desde i=0 hasta i<N y que se incrementa una unidad (indicado con i++) en cada paso del bucle. Esta es simplemente una forma de escritura abreviada para la sección. N el número de programas que se transmiten, contando el caso especial del programa 0x0000 que corresponde a la tabla denominada NIT. 1 2 program_association_section () {table_ID (8) section_syntax_indicator (1) reserved (1) reserved (2) section_length (12) table_ID_extension (16) reserved (2) version_number (5) current_next_indicator (1) section_number (8) last_section_number (8) for (i=0;i<N;i++){ program_number (16) reservado (3) if(program_number==´0´){ network-PID (13) } else{ program_map_PID (13) } } CRC_32 (32) program_association_table table_ID section_syntax_indicator ´0´ reserved section_length transport_stream_ID reserved version_number current_next_indicator section_number last_section_number program loop program_number reservado 7 network_PID program_number reservado program_map_PID 7 program_number reservado program_map_PID 7 program_number reservado program_map_PID 7 CRC_32 0x00 1 3 3 25 0x073A (1850) 3 1 1 0 0 4 5 0x0000 (0) 6 0x0010 (16) 0xE741 (59201) 0x0102 (258) 0xE742 (59202) 0x0103 (259) 0xE758 (59224) 0x1FC8 (8136) Código CRC 7 Figura 21: Ejemplo de una sección extendida (tabla PAT) El listado a la derecha de la Figura 21 corresponde a un caso real6. A continuación se analizará la información más importante entregada por el software analizador. s En 3 table_ID 0x00 indica que se trata de una tabla PAT. s section_syntax_indicator en 1 indica que se trata de una sección extendida. s reserved en 0 indica que se trata de una tabla no privada. s En 4 el descriptor señala que la sección tiene 25 bytes que se cuentan a partir del final de section_length hasta el final del CRC. Haciendo el ejercicio de cuenta de bits, se 6 Corresponde a la captura del flujo TS transmitido por la señal del Canal 23 de la Plataforma Nacional de TVD-T, en la Ciudad de Córdoba, Argentina. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 s s s s 211 podrá comprobar que toda la sección tiene 28 bytes, y puede ser transportado perfectamente por un paquete TS, cuyo PID será 0x0000 (tabla PAT). En 5 transport_stream_ID permite identificar el flujo TS, mediante un valor definido por el usuario. Luego están los campos restantes, donde los programas transportados por el flujo TS aparecen agrupados como se señala en 6. El descriptor program_number permite identificar cada programa, apreciándose que hay tres programas además de la tabla NIT (que aparece como si se tratara de otro programa). program_map_PID es el identificador de los paquetes de las tablas PMT. Se deduce que hay una tabla PMT por cada programa transmitido. En 7 CRC_32 es el código de 4 bytes que complementa la secuencia transmitida de 24 bytes, totalizando los 28 bytes de la sección. 5.8. Tablas Las tablas son estructuras que se utilizan para enviar cierto tipo de datos al receptor. Por ejemplo, la composición del flujo TS, datos de la estación transmisora e información sobre la programación e interactividad, entre otras. Las tablas se transmiten con un esquema de secciones, y pueden ser: a) No privadas, siguiendo las definiciones de la norma MPEG-2, por ejemplo la tabla PSI (Program Specific Information). b) Privadas, definidas por el estándar ISDB-Tb. Estas tablas transportan información establecida por la emisora, por ejemplo, las tablas SI (System Information) y DSM-CC. Mediante el descriptor PID ubicado en el encabezado del paquete TS, el receptor puede reconocer la presencia de una sección y su tabla correspondiente. Cuando se requiere más de un paquete TS para transmitir una tabla, cada uno deberá tener el mismo PID, de modo que el receptor pueda separarlos del flujo TS, reconstruir la tabla y almacenarla en memoria. Los valores de PID de las tablas están definidos por norma, por ejemplo un paquete TS con PID 0000H transporta los datos de una tabla PAT. Las tablas están compuestas por varias secciones del mismo tipo, hasta 256 como máximo y cada tabla tiene una identificación normalizada, definida por el descriptor table_ID. La Figura 22 muestra una tabla compuesta por “n” secciones, con sus encabezados y código CRC. En los apartados siguientes, se describirán las principales tablas utilizadas por el sistema ISDB-Tb. TABLA SECCIÓN 1 SECCIÓN 2 Figura 22: Tabla compuesta por “n” secciones ... SECCIÓN n 212 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 5.8.1. Tabla PSI (Program Specific Information) La tabla PSI es un conjunto formado por tres tablas, que contienen información esencial sobre la composición del flujo TS, necesaria para que el receptor pueda demultiplexar y decodificar correctamente los distintos servicios. Estas tablas son obligatorias y por lo tanto toda estación ISDB-Tb debe poder generarlas y transmitirlas. La Tabla 7 es una descripción del conjunto PSI, con sus valores de PID e identificadores. Aún en los sistemas codificados las tablas PSI deben transmitirse sin codificar, ya que es indispensable que el receptor pueda recuperar la estructura de los programas que se emiten. Tabla Nombre PID table_ID Significado PAT Program Association Table 0000H 00H CAT Conditional Access Table 0001H 01H PMT Program Map Table Asignado por PAT (1FC8H para one-seg) 02H Tabla 7: Conjunto de tablas del PSI 5.8.2. Tabla SI (System Information) La tabla SI es otro conjunto formado por varias tablas que transportan la información disponible correspondiente a servicios y eventos. Son tablas privadas, algunas de ellas opcionales. En la Tabla 8 se detalla la composición de las principales tablas de este conjunto. Nombre BAT Tabla Significado Bouquet Association Table PID 0011H Observaciones table_ID 4AH 40H 41H 42H 46H 4EH 4F H 50H - 5F H 60H - 6F H Red actual Otra red Flujo actual Otro flujo Actual y próximo programa del flujo actual Actual y próximo programa de otro flujo Flujo actual, grilla de programación Otro flujo, grilla de programación NIT Network Information Table 0010H SDT Service Description Table 0011H EIT Event Information Table 0012H 0026H 0027H TDT Time Date Table 0014H 70H - TOT Time Offset Table 0014H 73H - ST Stuffing Table 0000H 72H - Definidas por la emisora - 90H - BF H - Tabla 8: Principales tablas del SI CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 213 5.8.3. Tablas ECM, EMM y DSM-CC En la Tabla 9 se presenta información relativa a estas tablas. ECM y EMM se utilizan para el manejo de claves de acceso, información de control y datos de usuarios entre otros, mientras que en la tabla DSM-CC, se envía información de acceso a servicios digitales interactivos, por ejemplo el “carrusel de objetos”. Estas tablas no forman parte del SI. Tabla Nombre PID table_ID Significado ECM Entitlement Control Message Asignado por PMT 82H - 83H EMM Entitlement Management Message Asignado por CAT 84H - 85H Digital Storage Media, Command and Control Asignado por PMT 3A H -3F H DSM-CC Tabla 9: Tablas ECM, EMM y DSM-CC 5.8.4. Tabla PAT (Program Association Table) La tabla PAT es la primera tabla que busca el receptor una vez que entra en sincronismo con el flujo TS, partiendo de la detección del PID 0000H y la table_ID 00H. Existe una tabla PAT para cada flujo TS, que debe transmitirse sin codificar, repitiéndose cada 100 ms. Esta tabla, informa acerca del contenido general del flujo y contiene el listado de programas y la información de la red transmisora. Cada uno de los programas transmitidos por el flujo TS, tiene asociada una tabla PMT, que incluye el listado de los PID de video, audio y datos de cada programa. Como su nombre lo indica, la PAT es una tabla de asociación que contiene los PID correspondientes a los paquetes que transportan cada tabla PMT. En pocas palabras, la tabla PAT permite identificar los paquetes que contienen la PMT de cada programa. En la Figura 23 se muestra la estructura de la tabla PAT, de una manera más sencilla y conceptual que la Figura 21. 214 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 188 bytes payload Table_ID 8 payload payload Last Section Section Transport Version Current Section syntax 0 number section length stream ID number next indicator number indicator 1 1 2 12 16 2 5 1 8 8 Program number 0 16 Network PID 3 13 ... 3 CRC 32 Program map PID i Program number i 16 N loop ... 13 Figura 23: Estructura de la tabla PAT 5.8.5. Tabla PMT (Program Map Table) La tabla PMT contiene la información específica de un programa transportado por el flujo TS, concepto conocido como “definición de programa”. Dentro del flujo TS habrá tantas tablas PMT como programas transmitidos, con sus PID de video, audio, datos y PCR correspondientes. Dentro de la PMT se incluyen ciertos descriptores con información de los parámetros de codificación de video y audio, entre otros. Cuando la programación es de acceso condicional (encriptado) la PMT suministra los identificadores PID de la tabla ECM. En el listado del ejemplo de la Figura 21, podían verse tres tablas PMT identificadas mediante el descriptor program_map_PID 258, 259 y 8136. También aparece la tabla NIT (PID 16). En la Figura 24 puede verse la estructura de la tabla PMT, destacándose el descriptor PCR_PID que indica el PID correspondiente a los paquetes que transportan la referencia de sincronismo del programa. Si bien el PCR se incluye en paquetes dedicados del flujo TS, también puede ser transportado por paquetes de video, paquetes con PID 1FFEH y en la tablas PAT y NIT. La Figura 25 es un ejemplo que muestra la sintaxis general de la tabla PMT del programa 59201 (ejemplo de la Figura 21). Pueden verse los PID de video, audio, PCR y PES privados, entre otros. Se desatacan los descriptores stream_type, que informan sobre las características de los flujos elementales de los servicios transportados. Hay una gran variedad de descriptores: parámetros de codificación de audio y video, identificación del lenguaje, información del copyright, datos de acceso condicional, información de emergencia, datos de carrusel y otros datos privados definidos por las emisoras, como la tabla DSM-CC para interactividad, entre otros. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 215 188 bytes payload payload payload Section Last Section Transport Version Current Section Table_ID syntax 0 PCR PID length stream ID number next number section indicator indicator number 3 13 8 1 1 2 12 16 2 5 1 8 8 4 Program N loop info length descriptors N loop 12 Stream type 8 32 Elementary PID 3 CRC 13 ES info length 4 N loop descriptors 12 Figura 24: Estructura de la tabla PMT TS_program_map_section() { table_id (8) section syntax indicator (1) ‘0’ (1) Reserved (2) section_length (12) program_number (16) Reserved (2) version_number (5) current_next_indicator (1) section_number (8) last_section_number (8) Reserved (3) PCR_PID (13) Reserved (4) program_info_length (12) for(i=0,i<N,i++){ descriptor() } for(i=0,i<N1,i++){ stream_type (8) Reserved (3) elementary_PID (13) Reserved (4) ES_info_length (12) for(i=0,i<N2,i++){ Descriptor() } CRC_32 (32) PMT PID 258 Program Number: 5920 Stream Type: 0x1B H.264 Video PID 289 (0x0121) H.264 Video: Resolution 1920 x 1080 Interlaced: 0 Descriptor: Stream Identifier Descriptor 00 . Descriptor: User Private Descriptor: 0xc8 47 G Stream Type: 0x11 MPEG-4 Audio PID 290 (0x0122) Descriptor: AAC Descriptor 2e 00 .. Descriptor: Stream Identifier Descriptor 10 . Stream Type: 0x06 ISO/IEC 13818-1 PES packets containing private data PID 294 (0x0126) Descriptor: Stream Identifier Descriptor 30 0 Descriptor: User Private Descriptor: 0xfd 00 08 3d ..= Stream Type: 0x05 ISO/IEC 13818-1 private_sections PID 500 (0x01f4) Descriptor: User Private Descriptor: 0xfd 00 a3 .. Stream Type: 0x0B ISO/IEC 13818-6 type B PID 900 (0x0384) Descriptor: Defined in ISO/IEC 13818-6 Descriptor Descriptor: Stream Identifier Descriptor 40 @ Descriptor: User Private Descriptor: 0xfd Descriptor: Defined in ISO/IEC 13818-6 Descriptor 00 00 00 01 .... Stream Type: 0x0D ISO/IEC 13818-6 type D PID 800 (0x0320) Descriptor: Stream Identifier Descriptor 42 B PCR_PID 288 Figura 25: Tabla PMT del programa 59201 (ver ejemplo de la Figura 21) 216 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 La Tabla 10 es un listado de los tipos de flujos elementales y más importantes, y valores asignados al descriptor stream_type7. Descripción stream_type 00H No definido 01H Video conforme ISO/IEC 11172-2 – MPEG-1 02H Video conforme Recomendación ITU H.262 – MPEG-2 03H Audio conforme ISO/IEC 11172-3 – MPEG-1 04H Audio conforme ISO/IEC 13818-3 – MPEG-2 05H Secciones privadas 06H Paquete PES con datos privados 07H MHEG conforme ISO/IEC 13522-5 08H Conforme Recomendación ITU H222.0:2002, Anexo 1 – DSM-CC 09H Conforme Recomendación ITU H.222.1 0AH, 0BH, 0CH, 0DH Conforme ISO/IEC 13818-6 (tipo A, B, C y D) – DSM-CC 0EH Conforme Recomendación ITU H222.0 (datos auxiliares) 0F H Audio conforme ISO/IEC 13818-7 (ADTS sintaxis de transporte) 10H Video conforme ISO/IEC 14496-2 11H Audio conforme ISO/IEC 14496-3 13H Conforme ISO/IEC 14496-1 SL (flujo de paquetes o flujo “FlexMux” transportado en los paquetes PES) Conforme ISO/IEC 14496-1 SL (flujo de paquetes o flujo “FlexMux” transportado en la ISO/IEC 14496) 14H Protocolo de sincronización de descarga conforme ISO/IEC 13818-6 12H 15H a 18H Metadatos transportados por paquetes PES, carrusel de datos y de objetos 19H y 1AH Metadatos transportados por un protocolo de descarga y flujo IPMP 1BH Video conforme Recomendación ITU H.264 e ISO/IEC 14496-10 1CH a 7EH Reservado 80H a FF H Uso privado Tabla 10: Tipos de flujos elementales (ES) 7 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital Terrestre. Codificación de Video, Audio y Multiplexación. Parte 3: Sistemas de Multiplexación de Señales, Norma ABNT NBR 15602-3, [s. e.], [s. l.], 2007. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 217 5.8.6. Tablas PAT y PMT: mecanismo de selección de programas El mecanismo de selección de programas que emplea el receptor ayudará a comprender con mayor claridad las funciones de las tablas PAT y PMT. El primer paso es la sincronización con el flujo TS, seguido por la búsqueda de los paquetes cuyo PID es 0000H cuyo contenido permite el armado de la tabla PAT. A manera de ejemplo, se analizará el Canal 31 de UHF que transmite dos programas HDTV en 31.1 y SDTV en 31.2, con la ayuda de la Figura 26. La PAT informa sobre los programas que se están transmitiendo: El PID 60 del programa 31.1 y el PID 80 del programa 31.2 identifican los paquetes que contienen la información de las tablas PMT31.1 y PMT31.2. Estas tablas indican, para cada servicio, los PID que permiten identificar a los paquetes que transportan los PES de audio y video, los datos y las referencias de reloj de programa. También está presente la tabla NIT (programa 0), con información de la organización física de la red. Resumiendo: la tabla PMT31.1 informa que el programa 31.1 transmite video, audio, PCR y datos, con los PID 61, 72, 73 y 90 respectivamente. Si el usuario selecciona este programa, el receptor busca los paquetes TS identificados con estos números, los separa y agrupa y los entrega al decodificador para su descompresión. La tabla PMT31.2 cumple la misma función para el programa 31.2. Dado que las tablas se transmiten periódicamente, el decodificador tiene la posibilidad de comenzar este proceso una y otra vez, con cada cambio de programa que desee hacer el usuario. FLUJO TS – CANAL 31 FLUJO 31 PAT31 PID=0 PROGRAMA 0 16 PROGRAMA 31.1 60 PROGRAMA 31.2 80 NIT31 PID=16 SERVICIO 31.1 SERVICIO 31.2 PMT31.1 PID=60 PMT31.2 PID=80 VIDEO 31.1 61 VIDEO 31.2 120 AUDIO 31.1 72 AUDIO 31.2 130 PCR 31.1 73 PCR 31.2 131 DATOS 31.1 90 DATOS 31.2 150 Figura 26: Mecanismo de selección de programas 218 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 La descripción paso a paso del mecanismo de selección de programas es: 1) Al encenderse por primera vez el receptor, el usuario realiza la búsqueda o “SCAN” o bien un “RE-SCAN” de señales, sintonizando todos los canales que emiten dentro de un área determinada (incluidos los analógicos). 2) Cada canal ISDB-Tb transporta un flujo TS independiente. El receptor detecta y separa de cada flujo TS las tablas NIT (y otras contenidas en las tablas SI), memorizándolas. 3) Se procede al armado de la lista de canales, que queda disponible para que el usuario pueda seleccionar una determinada programación contenida en cualquiera de los canales. 4) Recupera la EPG con la grilla electrónica de programación, que incluye los datos de programaciones o servicios disponibles de todos los canales recibidos y sintonizados, (siempre que las transmisiones incluyan los datos correspondientes) y queda disponible en la memoria para consulta del usuario. 5) Suponiendo que el usuario se decide a sintonizar el programa 31.1, este corresponde al Canal 31 (banda de UHF, 572 a 578 MHz), servicio 1, contenidos de la señal CBA24N8. 6) El receptor sintoniza el canal 31 y demodula el TS31, sincronizándose en base al byte 47H transportado por los paquetes TS. Procede a filtrar la tabla PAT y desde ellas obtiene el PID correspondiente a la tabla PMT del programa 31.1. 7) Filtra la tabla PMT y extrae los PID de los flujos de audio y video, el PCR, las tablas CAT, ECM y EMM. (Estas últimas solo se transmiten si el sistema tiene acceso condicional). 8) En base al listado de PIDs encontrados en la tabla PMT, filtra los paquetes del TS31 separando y almacenando únicamente los que corresponden al servicio 31.1 (audio y video). 9) Recupera el reloj del sistema STC a partir de la referencia PCR y también la sincronización DTS (ordenamiento de cuadros) y PTS (alineación entre audio y video). 10) Recupera los paquetes que transportan el DSM-CC, obteniendo los datos adicionales para aplicaciones e interactividad. 11) A partir de los paquetes de audio y video, reconstruye los flujos PES31.1 y luego los flujos elementales ES31.1 12) Envía los flujos elementales ES a los decodificadores, y recupera audio y video digital no comprimido en banda base. 13) De existir encriptado, decodifica audio y video utilizando el Scramble Key que obtiene de la tabla ECM. 14) Envía el video digital al sistema de visualización y el audio al sistema de amplificación y altavoces. 15) Si el usuario decide cambiar de programa, el receptor inicia el proceso a partir del paso 5. 8 La señal de CBA24N pertenece a los Servicios de Radio y Televisión de la Universidad Nacional de Córdoba, en la Ciudad de Córdoba, Argentina. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 219 En el caso particular de la transmisión destinada al servicio móvil, el receptor sintoniza únicamente el segmento central, que contiene toda la información necesaria para sincronizarse. En lugar de transmitir la Tabla PAT, para one-seg en ISDB-Tb se envía la Tabla PMT con el PID fijo 1FC8H, con el objeto de reducir los tiempos de procesamiento necesarios para seleccionar el canal y economizar el consumo de las baterías. 5.8.7. Tabla NIT (Network Information Table) La transmisión de la NIT es obligatoria en los sistemas de TVD-T y contiene información sobre la organización física de una red específica (la actual u otra – ver los valores de table_id): cantidad de flujos TS disponibles, multiplexores, frecuencia de transmisión, número de canal de la red, servicios, denominaciones y sus números de programa, sistema de transmisión empleado por la red y datos técnicos de la transmisión. A las redes de televisión se les asignan valores únicos para los descriptores network_ID y original_network_ID que deben permanecer sin cambios. Los receptores almacenan las tablas NIT para simplificar el proceso de búsqueda o cambio de programas. Los descriptores asociados a la tabla NIT proporcionan la siguiente información: nombre de la red, lista de servicios, sistema de distribución terrestre, información de emergencia, recepción parcial, e información del TS entre otros. Los paquetes TS que transportan la NIT están identificados con el PID 0010H y se la identifica mediante el descriptor table_ID 40H ó 41H. En la Figura 27 se muestra la sintaxis general de la tabla NIT correspondiente al programa 59201 del ejemplo de la Figura 21. Puede verse claramente la identificación de la red, el flujo TS y el listado de servicios, entre otros. network_information_section (){ (8) section_syntax_indicator (1) reserved_future_use (1) reserved (2) section_length (12) network_id (16) reserved (2) version_number (5) current_next_indicator (1) section_number (8) last_section_number (8) reserved_future_use 4 bslbf network_descriptors_length (12) for(i=0;i<N;i++){ reserved_future_use (4) transport_stream_loop_length (12) for(i=0;i<N;i++){ (16) original_network_id (16) reserved_future_use (4) transport_descriptors_length (12) for(j=0;j<N;j++) { } CRC_32 (32) } Network Information Table PID=0x0010 Network Name: RTA C23 Network ID: 1850 (0x073a) Transport Stream ID: 1850 (0x073a) Original Network ID: 1850 (0x073a) Version: 0 Descriptor: Network Name Descriptor Descriptor: User Private Descriptor: 0xfe 03 01 .. Current Network: True Descriptor: Service List Descriptor Service: 59202 (Encuentro) digital television service Service: 59224 (TV Publica ) user defined (0xc0) Service: 59201 (TV Publica HD) digital television service Descriptor: User Private Descriptor: 0xfa 53 d6 0d 98 S ... Descriptor: User Private Descriptor: 0xfb e7 58 .X Descriptor: User Private Descriptor: 0xcd 07 2a 0e 54 56 50 75 62 6c 69 63 61 0f 02 e7 41 .*.TVPublica...A e7 42 af 01 e7 58 .B ...X Figura 27: Tabla NIT del programa 59201 (ver ejemplo de la Figura 21) 220 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 5.8.8. Tabla CAT (Conditional Access Table) La tabla CAT se utiliza para el acceso condicional y suministra los PID de la tabla EMM. Junto con la tabla ECM cuyos PID son proporcionados por la tabla PMT, se tiene la información necesaria para que el receptor pueda desencriptar los programas. Estas tablas no son obligatorias, excepto cuando la transmisión incluye acceso condicional. La tabla ECM contiene los códigos de encriptación y, luego de la validación del servicio del usuario, permite obtener la autorización para el desencriptado. Por su parte, la tabla EMM contiene la clave de servicio del usuario, que es reconocida por el receptor, normalmente mediante una tarjeta externa, para obtener la validación del servicio. Solo se encriptan los ES y nunca los encabezados ni el campo de adaptación de los paquetes TS y tampoco las tablas. Los paquetes que transportan la tabla CAT tienen el PID 0001H y se la identifica con el descriptor table_ID 01H. 5.8.9. Tabla SDT (Service Description Table) En esta tabla se describen, con más detalle que en otras, los programas transportados por un flujo TS específico (flujo TS actual u otro – ver los valores de table_id). Como su nombre lo indica, es descriptiva y tiene información de texto, por ejemplo, los nombres de los servicios transmitidos: “TV Pública”, “Encuentro”, etc. Los paquetes que transportan la tabla SDT tienen un PID 0011H y se la identifica mediante el descriptor table_ID 42H ó 46H. En la Figura 28 se muestra la tabla SDT para el ejemplo la Figura 21. SDT informa sobre la existencia o no de paquetes de la tabla EIT, que contiene la grilla electrónica de programación. Utiliza varios descriptores que hacen referencia al programa, disponibilidad de país, cambio de horario de servicio, identificador de acceso condicional, control de copia digital, transmisión del logotipo, disponibilidad del contenido, entre otros. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 Service_description_section (){ table_id (8) section_syntax_indicator (1) reserved_future_use (1) reserved (2) section_length (12) transport_stream_id (16) reserved (2) version_number (5) current_next_indicator (1) section_number (8) last_section_number (8) original_network_id (16) reserved_future_use (8) for(i=0;i<N;i++){ Service_id (16) reserved future use (6) EIT_schedule_flag (1) EIT_present_following_flag (1) running_status (3) free_CA_mode (1) descriptors_loop_length (12) for (j=0;j<N;j++{ descriptor() } } CRC_32 (32) } 221 Service Description Table PID=0x0011 SDT Channel 59201 Service Name: TV Publica HD Provider Name: Transport Stream ID: 1850 (0x073a) Original Network ID: 1850 (0x073a) Descriptor: User Private Descriptor: 0xcf 01 fe 01 f0 01 00 01 ....... SDT Channel 59202 Service Name: Encuentro Provider Name: Transport Stream ID: 1850 (0x073a) Original Network ID: 1850 (0x073a) Descriptor: User Private Descriptor: 0xcf 01 fe 01 f0 01 00 01 ....... SDT Channel 59224 Service Name: TV Publica Provider Name: Transport Stream ID: 1850 (0x073a) Original Network ID: 1850 (0x073a) Descriptor: User Private Descriptor: 0xcf 03 0e 54 56 50 20 4d 31 ..T VP M1 Figura 28: Tabla SDT del programa 59201 (ver ejemplo de la Figura 21) 5.8.10. Tabla EIT (Event Information Table) Como ya se ha mencionado, la tabla EIT contiene la información de la grilla electrónica de programación (EPG), específicamente la hora de inicio, finalización y duración de cada programa transmitido en cada servicio, denominados en general como eventos, bajo el formato de listado cronológico. Los paquetes que transportan la tabla EIT pueden tener PID 0012H, 0026H ó 0027H y se la identifica con alguno de los siguientes valores (la primera tabla es de transmisión obligatoria). s TS actual, información de evento presente-siguiente: table_ID 4EH s Otro TS, información de evento presente-siguiente: table_ID 4FH s TS actual, información de agenda de eventos: table_ID 50H a 5FH s Otro TS, información de agenda de eventos: table_ID 60H a 6FH La tabla EIT incluye varios descriptores referidos a eventos cortos, eventos extendidos, desplazamiento de eventos, componente, identificador de CA, contenido, clasificación indicativa, control de copia digital, componente de audio, hiperlink, contenido de datos, grupo de 222 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 eventos, composición de compatibilidad y carrusel entre otros. Esta tabla tiene tres perfiles distintos: L-EIT, M-EIT y H-EIT, que transportan información para tres áreas definidas de la grilla electrónica de programación, que a su vez pueden ser de esquemas básicos o extendidos. La Figura 29 ejemplifica una tabla EIT. event_information_section (){ table_id (8) section_syntax_indicator (1) reserved_future_use (1) Reserved (2) section_length (12) section_id (16) Reserved (2) version_number (5) current_next_indicator (1) section_number (8) last_section_number (8) transport_stream_id (16) original_network_id (16) segment_last_section_number (8) last_table_id (8) for(i=0;i<N;i++){ event id (16) start_time (40) Duration (24) running_status (3) free_CA_mode (1) descriptors_loop_length (12) for(i=0;i<N;i++){ Descriptor()} } CRC_32 (32) } Figura 29: Tabla EIT 5.8.11. Tabla DSM-CC (Digital Storage Media - Command and Control) Los sistemas de transmisión de radiodifusión son unidireccionales y por lo tanto el flujo de datos se transmite únicamente desde el emisor hacia los receptores. Esta situación no permite que el usuario solicite información al emisor y este le responda, incluso aunque existiera un canal de retorno, porque los receptores no pueden ser identificados por la estación transmisora. Sin embargo, se ha desarrollado un sistema que permite realizar la transferencia de datos a demanda del usuario. Estos datos o archivos se agrupan en módulos, se ordenan uno detrás de otro formando una fila y luego se transmiten en ese orden. Cuando se alcanza el último módulo, la secuencia se vuelve a emitir, comenzando nuevamente por el primero, en un CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 223 procedimiento llamado “carrusel” por sus características de ciclo repetitivo cerrado. Para el receptor, el mecanismo simplemente consiste en recibir la secuencia de módulos y seleccionar la que resulte de interés, deduciéndose que el proceso no es inmediato y que habrá un tiempo de espera hasta que el carrusel “complete un giro”. La frecuencia de repetición es determinada por el radiodifusor, con la posibilidad de fijar valores distintos para cada objeto. Los módulos pueden contener textos, fotos, archivos estructurados en un determinado formato, por ejemplo XML (eXtensible Markup Language es decir lenguaje de marcas extensible), u otro tipo de datos. Esto da lugar a dos tipos de carrusel: s Carrusel de datos: en este caso la emisora transmite módulos de datos que no están especificados, que solamente son interpretados por el receptor. Un buen ejemplo es la descarga de programas firmware para la actualización del equipo. s Carrusel de objetos: transmite archivos con estructuras conocidas: imágenes, textos, y aplicaciones ejecutables, solo para mencionar algunas posibilidades. Los módulos pueden contener uno o más archivos, con un tamaño que en total no debe superar los 64 kbytes. Los archivos no pueden dividirse, razón por la cual deben ser transmitidos dentro de un módulo. Una vez definida la cantidad de archivos a transmitir, se crea un directorio con los módulos en donde se ubicarán los archivos. Un proceso de asignación que optimiza la transferencia y que repite algunos módulos en caso de resultar necesario, permite que el receptor pueda encontrarlos en el menor tiempo posible. El protocolo de carrusel de datos y de objetos se especifica en la norma DSM-CC9. En el denominado play-out de la emisora, se arma el carrusel y los datos se estructuran en secciones que luego se convierten en paquetes TS que se incorporan al flujo TS durante la multiplexación. Los receptores analizan la PAT y reconocen los PID correspondientes a los paquetes que transportan la tabla DSM-CC. Luego del filtrado y reconstrucción de la tabla, se analizan todos los módulos a medida que van llegando desde la planta transmisora y se almacenan en memorias temporales para una posterior consulta sin necesidad de esperar nuevas transmisiones. El proceso termina cuando se detecta el módulo buscado. La estación puede enviar más de un carrusel de objetos y hacer uso de los recursos de otro carrusel. Por ejemplo, se puede transmitir un archivo XML que hace referencia a una imagen que está en el módulo de otro carrusel. Esencialmente el carrusel es un transporte de datos asincrónico, a diferencia de la información audiovisual que siempre viaja sincronizada para garantizar una correcta fase entre imágenes y sonidos. Sin embargo, los datos adicionales que se transmiten por el protocolo DSM-CC se pueden sincronizar entre sí y con relación al video y audio, dando lugar a tres posibilidades:10/11 9 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital Terrestre. Codificación de Datos y Especificaciones de Transmisión para Radiodifusión Digital Parte 3: Especificación de Transmisión de Datos, Norma ABNT NBR 15606-3., [s. e.], [s. l.], 200810 Simone Diniz JUNQUEIRA BARBOSA e Luiz Fernando GOMES SOARES, TV Digital interactiva no Brasil se faz com Ginga: Fundamentos, Padrões, Autoria Declarativa e Usabilidades, Rio de Janeiro, Departamento de Informática. PUC, [s. a.]. 11 TEKTRONIX INC. , Guía de Fundamentos de MPEG y Análisis de Protocolo, [s. l.], 2005. 224 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 s Servicios de datos sincrónicos: los flujos de datos se sincronizan entre sí con marcas de tiempo, sin relación con las referencias temporales correspondientes al audio y al video. Se utiliza para consultas donde el acceso a los datos por parte del usuario no tiene relación con el programa, por ejemplo: información meteorológica, servicio de horarios de vuelos, estadísticas de eventos deportivos, etc. s Servicios de datos sincronizados: los flujos de datos se sincronizan entre sí y en relación a los flujos de audio y video. En este caso, las marcas de tiempo son iguales para los datos y los contenidos audiovisuales. El ejemplo más típico es el servicio de closed caption, destinado a personas con insuficiencia auditiva, donde los textos deben estar alineados y sincronizados con el sonido. s Servicio de datos asincrónico: en este caso no hay referencias de tiempo asociadas a los datos y por lo tanto no hay sincronismo entre los objetos que representan a los datos transportados y el contenido audiovisual. Con este servicio, el usuario puede acceder a los datos en forma aleatoria en el momento que lo desee, por ejemplo las aplicaciones interactivas. No obstante, puede establecerse un sincronismo entre varios objetos y también entre los objetos y los flujos de audio y video y es definido por el usuario en un momento determinado. Las aplicaciones asíncronas requieren de un intérprete en el receptor, para administrar los datos y definir el tiempo y el lugar de presentación en la pantalla. Con este objetivo se ha desarrollado el sistema intermediario Middleware Ginga, para el estándar ISDB-Tb , que cumple estas y otras variadas funciones. Módulos A Bloques DDB Archivos A Módulos B Archivos B CARRUSEL A DII CARRUSEL B DSI DSI DII Flujo TS . . . Figura 30: Concepto y estructura del carrusel . . . . . . CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 225 En la Figura 30 se muestra el proceso de conformación del carrusel. Pueden verse una serie de archivos que serán enviados en dos carruseles. Los datos se transmiten en bloques DDB (Download Data Block) que conforman módulos y los grupos de módulos se describen en el DII (Download Info Indication). Si existe un conjunto de grupos formando una estructura de supergrupos, se indica en el DSI (Download Server Initiate). La información convertida en secciones se incorpora cíclicamente en el flujo TS. 5.8.12. Otras tablas Teniendo en cuenta que la extensa familia de normas que conforman el estándar ISDB-Tb especifica una gran cantidad de tablas y que su completa descripción está fuera del alcance de este trabajo, a continuación se hará una breve reseña de las tablas que hasta aquí no han sido explicadas. s BAT (Bouquet Association Table): contiene información sobre la agrupación/tipo de programas (bouquet) y las listas los servicios disponibles en cada uno. s TDT (Time and Date Table): se utiliza como referencia para informar la fecha y la hora actuales. s TOT (Time Offset Table): informa sobre hora, fecha, huso horario y horario de verano. Es una tabla obligatoria. s ST (Stuffing Table): se utiliza para invalidar otras tablas, como tabla de relleno. s RST (Running Status Table): permite actualizar de forma rápida y precisa los cambios en el estado de uno o más eventos, por ejemplo, la modificación de los horarios de la programación, etc. s BIT (Broadcaster Information Table): contiene la identificación de las estaciones radiodifusoras y los parámetros de transmisión o de servicio de información (SI) de cada una, con información de la red de cada radiodifusor. s DCT (Download Control Table): transmite información que permite separar y extraer las tablas de actualización de receptores (DLT), direccionando a la DLT. s DLT (Download Table): transmite datos que permiten actualizar a los receptores. s CDT (Common Data Table): se utiliza para transmitir el logotipo de la emisora, en formato .png (portable network graphics). s SDTT (Software Download Trigger Table): se emplea para informar al receptor sobre los servicios de descarga de software de actualización (firmware), esquemas de planificación de las actualizaciones y modelos de receptores a los que van destinados estas actualizaciones. En general, cada cierto tiempo los fabricantes ofrecen nuevas versiones del software, con el objeto de mejorar las prestaciones de algunos modelos de receptores y acuerdan con el radiodifusor el momento adecuado para enviar estas actualizaciones. Las operaciones que se realizan en base a la información de esta tabla se consideran servicios de ingeniería. 226 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 5.8.13. Periodicidad de transmisión de las tablas Las tablas se deben transmitir con cierta periodicidad en el flujo TS. Algunas de ellas son críticas y deben repetirse con una frecuencia importante y otras no son críticas, permitiendo un mayor espaciamiento en su envío. La periodicidad de transmisión no está normalizada y la determina el radiodifusor. En la Tabla 11 se presentan las periodicidades de transmisión sugeridas para las principales tablas del sistema. Período de transmisión12 Tabla PAT 100 ms PMT (para servicio fijo) 100 ms (máx. 1 s) PMT (para servicio móvil) 200 ms (máx. 0,5 s) NIT 10 s EIT 2s CAT 1s TOT 30 s SDT 2s Tabla 11: Periodicidad de transmisión de las principales tablas 5.8.14. Transmisión de las tablas en las capas jerárquicas ISDB-Tb12 El sistema ISDB-Tb contempla la posibilidad de agrupar los servicios en hasta en tres capas jerárquicas diferentes (A, B y C), con una configuración de transmisión diferente para cada una: esquema de modulación, relación de codificación convolucional y profundidad del entrelazado temporal (está última se estudiará más adelante). Cuando se ofrece el servicio móvil one-seg, se lo hace obligatoriamente en el segmento central (segmento cero), quedando definida la capa A. En general, los parámetros con los que se configura esta capa son los que ofrecen mayor robustez en la transmisión, evitando la degradación propia de los entornos de movilidad. El segmento central asignado al servicio móvil debe suministrar toda la información que el receptor necesita para establecer la sincronización, además de los datos de audio y video y también los datos de control PSI, a la menor tasa posible para no afectar la capacidad total del segmento13. El receptor móvil no debe necesitar ninguna de las componentes transmitidas en los doce segmentos restantes, lo cual facilita el diseño y disminuye el consumo de baterías en este tipo de equipos. 12 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital Terrestre - Multiplexación y Servicios de Información (SI). Parte 1: SI del Sistema de Radiodifusión, Norma ABNT NBR 15603-1, [s. e.], [s. l.], 2007. 13 Yasuo TAKAHASHI, ISDB-T Seminarios técnicos en Argentina. Sección 4: Antecedentes técnicos de la recepción parcial de 1 segmento (one-seg), [s. l.], Digital Broadcasting Expert Group (DiBEG), 2007. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 227 La jerarquía asignada a la Capa A es la más alta cuando se programa para el servicio móvil, con escalones inferiores para las Capas B y C. Las Tablas PSI/SI son fundamentales para la sincronización del receptor una vez que se ha recuperado el flujo original, y se prefiere transmitirlas en las capas más robustas. La robustez de las capas está relacionada con el esquema de modulación y la relación de codificación convolucional y es mayor cuanto más sencillas son las constelaciones empleadas y más bajas son las relaciones de codificación convolucional elegidas. En la Tabla 12 y en la Tabla 13 se muestran las capas sugeridas por el estándar ISDB-Tb para la transmisión de las tablas más importantes. Configuración Sin servicio móvil one-seg Con servicio móvil one-seg Capa de multiplexación de la tabla Capa más robusta Capa A Capa A y capa más robusta Tabla 12: Transmisión de las tablas PAT, NIT y CAT Configuración Capa de multiplexación de la tabla Servicio móvil one-seg Capa A Cuando se utiliza el descriptor de transmisión jerárquica en PMT Capa más robusta, junto con los PES Otros servicios Capa más robusta, junto con los PES u otra capa de mayor robustez. Tabla 13: Transmisión de la Tabla PMT El descriptor de transmisión jerárquica señalado en la Tabla 13 se refiere a los casos donde la calidad de los servicios se altera en función de las posibilidades de recepción. Otra consideración importante y que no corresponde a las tablas, son las reglas de transmisión de las referencias de reloj PCR. Este aspecto será analizado con detalle en el siguiente capítulo. Algunas tablas tienen valores de PID fijos normalizados: PAT, CAT, NIT, SDT, BIT y PMT para la transmisión one-seg. En cambio, es necesario definir los PID de las tablas PMT para cada servicio en la tabla SI. El multiplexor es un equipo cuyas entradas reciben el flujo binario creado por los codificadores (compresores), los datos del servidor PSI/SI (recordar el diagrama funcional de la esta- 228 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 ción estudiado en el Capítulo 5) y otros, realizando la composición del flujo TS-MPEG, siendo factible la reasignación de los PID en caso de ser necesario y de existir superposiciones. Posteriormente, en la etapa de remultiplexación, se definen las asignaciones de los paquetes a las capas jerárquicas, operación que se basa en los PID, de acuerdo a las necesidades de recepción parcial y configuración adoptada. En la norma del sistema se ofrecen algunas sugerencias para la elección de las capas jerárquicas en las que se transmitirán las tablas. Un ejemplo de esta elección se muestra en la Tabla 14, correspondiente a un sistema configurado para servicio de HDTV en capa B con 12 segmentos y servicio móvil de LDTV de un segmento en capa A. Una descripción detallada sobre la multiplexación de las tablas en las capas jerárquicas puede encontrarse en la documentación de la norma14. Configuración de capas Capa A 1 segmento, servicio móvil (mayor jerarquía) Servicio móvil (one-seg) Video, Audio PCR, PMT, L-EIT, SDTT Servicio fijo No corresponde NIT, TOT, SDT, BIT Capa B 12 segmentos, servicio fijo (menor jerarquía) No corresponde Video, Audio PCR, PAT, PMT, H-EIT, SDTT, CDT Tabla 14: Ejemplo de elección de capas para la transmisión de tablas 5.9. Distribución de la ocupación del flujo TS Cada componente transmitida por el flujo TS tiene una tasa de bits definida, que en algunos casos es variable, y la suma de todas las tasas da como resultado la velocidad total del flujo TS. En la Figura 31 (siguiendo con el ejemplo de la Figura 21), se muestran los PID y las tasas o cargas binarias asociadas, con su correspondiente porcentaje de ocupación del flujo TS. Puede verse que los paquetes nulos ocupan el mayor porcentaje, si bien después serán descartados en procesos posteriores. Luego están los paquetes de video HD, SD y LD, la tabla EIT y los paquetes de audio. Los restantes corresponden a las tablas y a lo datos privados. En el momento de definir la configuración del sistema de transmisión, es muy importante tener en cuenta la carga binaria impuesta por las tablas y datos privados. En este ejemplo, la carga no es demasiado importante pero en otros casos puede ser necesario contar con 1 Mbps o más, una tasa que ya es significativa y que impone ciertos cuidados en la elección de la capa jerárquica que se le será asignada a cada componente. 14 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital Terrestre. Guía de Operación. Parte1: Sistema de Transmisión. Guía para Implementación de la ABNT NBR 15601, Norma ABNT NBR 15608-1, [s. e.], [s. l.], 2007.. CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 PID % EN EL BITRATE 8191 289 305 529 18 290 306 530 288 304 258 8136 0 259 528 8176 294 (44.70% ~ 13.39 Mbps) (42.56% ~ 12.75 Mbps) ( 9.93% ~ 2.97 Mbps) ( 1.11% ~ 0.33 Mbps) ( 0.40% ~ 0.12 Mbps) ( 0.34% ~ 0.10 Mbps) ( 0.34% ~ 0.10 Mbps) ( 0.17% ~ 0.05 Mbps) ( 0.09% ~ 0.03 Mbps) ( 0.09% ~ 0.03 Mbps) ( 0.05% ~ 0.02 Mbps) ( 0.05% ~ 0.02 Mbps) ( 0.05% ~ 0.01 Mbps) ( 0.05% ~ 0.01 Mbps) ( 0.02% ~ 0.01 Mbps) ( 0.02% ~ 0.01 Mbps) ( 0.01% ~ 0.00 Mbps) 16 17 20 532 ( ( ( ( 0.00% 0.00% 0.00% 0.00% ~ ~ ~ ~ 0.00 0.00 0.00 0.00 Mbps) Mbps) Mbps) Mbps) INFORMACIÓN MPEG-2 NULL Packet H.264 Video for program 59201 H.264 Video for program 59202 H.264 Video for program 59224 Event Information Table (EIT) MPEG-4 Audio for program 59201 MPEG-4 Audio for program 59202 MPEG-4 Audio for program 59224 MPEG-2 PCR for program 59201 MPEG-2 PCR for program 59202 MPEG-2 PMT for program 59201 MPEG-2 PMT for program 59224 MPEG-2 Program Assocation Table (PAT) MPEG-2 PMT for program 59202 MPEG-2 PCR for program 59224 Unknown usage ISO/IEC 13818-1 PES packets containing private data for program 59201 Network Information Table Service Definition Table (SDT) Time Definition and Offset Tables (TDT and TOT) ISO/IEC 13818-1 PES packets containing private data for program 59224 Referencias: 59201 TV PÚBLICA HD 59202 CANAL ENCUENTRO SD 59224 TV PÚBLICA ONE-SEG Figura 31: Ejemplo de distribución de cargas binarias (ver ejemplo de la Figura 21) 229 230 CAPÍTULO 6 — FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 BIBLIOGRAFIA ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión Digital Terrestre. Codificación de Video, Audio y Multiplexación. Parte 3: Sistemas de Multiplexación de Señales, Norma ABNT NBR 15602-3, [s. e.], [s. l.], 2007. —Televisión Digital Terrestre - Multiplexación y Servicios de Información (SI). Parte 1: SI del Sistema de Radiodifusión, Norma ABNT NBR 15603-1, [s. e.], [s. l.], 2007. —Televisión Digital Terrestre - Multiplexación y Servicios de Información (SI). Parte 2: Estructura de datos y definiciones de la información básica de SI, Norma ABNT NBR 15603-2, [s. e.], [s. l.], 2009. —Televisión Digital terrestre. Receptores, Norma ABNT NBR 15604, [s. e.], [s. l.], 2007. —Televisión Digital Terrestre. Codificación de Datos y Especificaciones de Transmisión para Radiodifusión Digital. Parte 3: Especificación de Transmisión de Datos, Norma ABNT NBR 15606-3., [s. e.], [s. l.], 2007. —Televisión Digital Terrestre. Guía de Operación. Parte1: Sistema de Transmisión. Guía para Implementación de la ABNT NBR 15601, Norma ABNT NBR 15608-1, [s. e.], [s. l.], 2007. 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Instituto de Ingeniería Eléctrica de la Facultad de Ingeniería, [s. l.], 2002. SIMONETTA, José, Television Digital Avanzada, [s. l.], Intertel, 2002. TAKAHASHI, Yasuo, ISDB-T Technical Seminar in Brazil. Section 5: Multiplex System and Service Information, [s. l.], Digital Broadcasting Expert Group (DiBEG), 2007. —Section 6: Brief Presentation for Video/Audio/Data Casting System in Japan, [s. l.], Digital Broadcasting Expert Group (DiBEG), 2007. TEKTRONIX INC., Guía de Fundamentos de MPEG y Análisis de Protocolo, [s. l.], 2005. C A P Í T U L O 7 REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 1. INTRODUCCIÓN Una de las características más destacadas del sistema ISDB-Tb es la posibilidad de organizar y distribuir, hasta en tres capas jerárquicas, múltiples flujos de entrada formados por paquetes MPEG que llegan a la entrada del transmisor con tasas binarias muy diferentes. Dado que el número de paquetes que pueden ser transmitidos por unidad de tiempo es muy dependiente de la configuración adoptada para cada capa jerárquica, lograr su combinación en un flujo binario único de salida requiere de un procesamiento relativamente complejo. En este capítulo se estudiará el Remultiplexor, dispositivo que permite lograr dicha combinación y que entrega a su salida un flujo especial conocido como BTS. Además, se demostrará que incorporando una cierta cantidad de paquetes nulos al BTS, estableciendo un patrón de ordenamiento determinado para los paquetes y agregando un retardo de tiempo adecuado en cada capa, resulta posible el correcto funcionamiento de la cadena transmisor-receptor a una velocidad de reloj constante, independientemente de los parámetros de transmisión que se especifiquen. Por razones didácticas y de conveniencia, en este capítulo también se analizará el funcionamiento del divisor jerárquico, que en realidad se encuentra en la entrada del modulador ISDB-Tb. 233 234 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 2. FLUJO DE TRANSPORTE TS MPEG-2 AUDIO CODIFICACIÓN Y COMPRESIÓN CODIFICACIÓN Y COMPRESIÓN VIDEO ES AUDIO ES DATOS ES DATOS FORMATEO PAQUETES DE VIDEO PAQUETES DE AUDIO PAQUETES DE DATOS PES V-1 PES V-2 ... PES A-1 PES A-2 ... PES D-1 PES D-2 ... Paquete de Transporte TS MPEG-2 0100 0111 1 BYTE CARGA ÚTIL TS #1 TS V-1 TS A-1 TS D-1 . . . TS #2 TS V-m . . . TS A-r ... MULTIPLEXOR (Transporte) VIDEO MULTIPLEXOR TS (Programa) El sistema de transmisión ISDB-Tb tiene sus bases en tres premisas fundamentales: s Transmisión jerárquica utilizando tres capas llamadas “A”, “B” y “C”. s Posibilidad de recepción parcial o de banda angosta (un solo segmento de los trece). s Adopción de la trama de transporte MPEG-2 para facilitar la compatibilidad con otros estándares. Inicialmente, estos tres requerimientos resultan relativamente incompatibles, debido a que el flujo de transporte (TS) del estándar MPEG-2 no fue diseñado para transmisión jerárquica y, por consiguiente, tampoco para recepción parcial. Sin embargo, es posible cumplimentar estas premisas, mediante una adecuada adaptación de la trama TS de transporte MPEG-2. Las principales características del fujo TS y del esquema de multiplexación (MPX) que se emplea en MPEG-2 pueden verse en la Figura 1, donde se muestra la aplicación del proceso de compresión a las señales de audio y video, además del formateo de otro tipo de datos (por ejemplo teletexto) correspondientes al programa identificado con #1. Luego de este proceso, se generan los correspondientes flujos elementales ES (flujos de video y audio codificados) que en la etapa siguiente, son organizados en tramas de datos denominadas PES, generalmente de longitud variable. A continuación, un primer nivel de multiplexación combina la información de audio, video y datos en paquetes TS cuya longitud es fija e igual a 188 bytes. Opcionalmente, un segundo nivel permite multiplexar varios programas en un flujo único de paquetes de transporte TS. En la misma figura también se muestra la estructura básica del paquete de transporte TS. TS D-1 TS V-m TS A-r Varios programas multiplexados TS #n ... 187 BYTES Figura 1: Paquetes de transporte TS y mutiplexación MPEG-2 El agrupamiento de datos en paquetes reducidos, de solo 188 bytes, cobra importancia en entornos de transmisión donde exista cierta probabilidad de errores. Cuando este no es el caso, el primer nivel de multiplexación genera otro tipo de flujo binario denominado PS (flujo de programa) que contiene múltiples tramas PES. La trama PS no se aplica en ISDB-Tb. Es necesario aclarar que la cabecera de un paquete TS en realidad tiene una extensión de 4 bytes, siendo el primero de ellos el byte de sincronismo (47H). El sistema ISDB-Tb detecta CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 235 este byte y lo tiene en cuenta a lo largo de todo el procesamiento de la señal, considerando los 3 bytes restantes como parte de la carga útil. Dependiendo de las características del programa, las velocidades binarias pueden variar sustancialmente: una señal SDTV puede entregar un flujo de entre 2 y 6 Mbps, mientras que en HDTV la velocidad puede estar comprendida entre los 12 y los 18 Mbps. Los valores finales que se alcancen dependerán, entre otros factores, del nivel de compresión utilizado. 3. REMULTIPLEXOR Uno de los objetivos de diseño del sistema ISDB-Tb consitió en adaptar la trama de la capa de transporte del estándar MPEG-2 para posibilitar su funcionamiento en transmisión jerárquica y recepción parcial, mediante un proceso denominado “remultiplexación”. El dispositivo que realiza esta tarea, denominado remultiplexor, combina los paquetes de 188 bytes (TS) de las tramas de transporte de entrada (flujos multiplexados), para entregar a su salida un flujo binario único (remultiplexado) llamado Broadcast Transport Stream (BTS). El remultiplexor básicamente realiza las siguientes funciones: s Agrega 16 bytes a los paquetes TS, que luego se completan con información específica. s Forma nuevos paquetes de 204 bytes de longitud (188 +16), llamados TSP. s Entrega a su salida un flujo sincrónico cuya tasa binaria es constante e igual a 32,5079 Mbps. s Posiciona y dispone los paquetes TSP para posibilitar la transmisión jerárquica y la recepción parcial. s Inserta una determinada cantidad de TSP nulos con el objetivo de mantener la tasa del BTS constante. La cantidad de paquetes nulos depende de la configuración adoptada para cada capa jerárquica. En la Figura 2 se muestra el Remultiplexor junto con el bloque divisor jerárquico (que forma parte del modulador ISDB-Tb). Las dos funciones esenciales del divisor son: asignar los paquetes TSP que le corresponden a cada capa jerárquica y detectar un paquete especial llamado IIP, que se verá más adelante. El dipositivo contiene “n” bloques de entrada de las mismas características, tantos como flujos TS deban ingresar al sistema. La primera operación que realiza el remultiplexor consiste en identificar los programas que son transportados en cada uno de los flujos TS entrantes, para lo cual se debe extraer y recuperar la información de identificación de paquete (PID) contenida en cada TS. Esto permitirá asignar los paquetes a cada una de las tres capas jerárquicas. Si los flujos TS contienen más de un programa multiplexado, luego de extraer el PID será necesario demultiplexar el flujo entrante y separar los paquetes TS para poder almacenarlos en buffers de grupo, de acuerdo al esquema de asignación de programas a cada capa. Cada uno de los buffers de grupo coloca sus paquetes TSP sobre el bus de datos, que los envía a los multiplexores de capa. Es aquí donde se remultiplexan los TSP que serán asignados a cada una de las capas jerárquicas, proceso que le da su nombre al dispositivo. TS n . . . TS 2 TS 1 ENTRADA 2 ENTRADA 1 DE-MUX DETECTOR PID BUFFER GRUPO C BUFFER GRUPO B BUFFER GRUPO A BUFFER CAPA B BUFFER CAPA C MUX CAPA B MUX CAPA C CONFIGURACIÓN DEL SISTEMA SELECTOR PCR BUFFER CAPA A MUX CAPA A REMULTIPLEXOR CODIFICACIÓN REED - SOLOMON (Opcional) fR TSP-A Figura 2: Remultiplexor ISDB-Tb y flujo de transporte para difusión (BTS) GENERADOR DE IIP MULTIPLEXOR BTS (*) Bus de datos (*)Funcionamiento basado en el receptor modelo ENTRADA n ... TSP-B TSP-nulo ... Flujo BTS N BTS TSP-nulo C B A ENTRADA DEL MODULADOR TSP-C TSP-C ... TSP-C NC TSP-B TSP-B ... TSP-B NB TSP-A TSP-A ... TSP-A NA Señales de control y auxiliares Descarte DETECTOR DE IIP DIVISOR JERÁRQUICO 236 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 237 A continuación, los paquetes TSP entregados por los multiplexores ingresan en los buffers de capa en donde esperan su turno de ingreso al multiplexor BTS. Este bloque, resaltado en el diagrama de la Figura 2, es el más importante, ya que realiza las siguientes funciones: s Genera los paquetes TSP nulos que resulten necesarios. s Ordena el flujo de salida de paquetes TSP (nulos y de datos) siguiendo un patrón determinado, que se basa en el funcionamiento del receptor modelo (que se estudiará en el apartado 3.1.4). La cantidad de TSP nulos y el ordenamiento de los paquetes dependen de la configuración adoptada para el sistema de transmisión: Modo, intervalo de guarda, cantidad de capas jerárquicas y de segmentos por capa, además de los esquemas de modulación y codificación interna empleada en cada una de ellas. 3.1. Flujo de transporte para difusión (BTS) Para posibilitar la transmisión jerárquica se deben cumplir las siguientes condiciones: s Cada segmento tendrá asignada una cantidad de bits de datos que se corresponderán exactamente con un número entero de paquetes TSP. s Del mismo modo, las capas integradas por más de un segmento tendrán asignadas un número entero de TSPs. La cantidad de paquetes enviados a cada capa podrá variar, dependiendo de la configuración de transmisión adoptada. s La frecuencia del reloj de sincronización fR del flujo BTS deberá derivarse de la señal de reloj utilizada como referencia en todo el sistema. Este reloj maestro es la frecuencia de muestreo de la IFFT, a partir de la cual es posible derivar todos los parámetros del sistema. s La diferencia de retardos entre las capas jerárquicas deben de ser compensadas, en todos los casos, desde el lado del transmisor. El flujo BTS adecuadamente compensado responde a un patrón de ordenamiento que debe completarse dentro del período correspondiente a un cuadro múltiplex. s Debe asegurarse que el reloj de referencia de programa (PCR) y la información de la programación (tabla PSI) del flujo MPEG sean transmitidos por la capa jerárquica más robusta, de modo que pueda ser demodulada y decodificada de manera independiente. Más adelante se estudiarán los conceptos que posibilitan el cumplimiento de estas condiciones. 238 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 3.1.1. Determinación del número de paquetes TSP por segmento – Cuadro OFDM A continuación se analizarán las condiciones que deben cumplirse para que sea posible asignar una cantidad entera de paquetes TSP a cada segmento. Se ha visto que la tasa neta de transmisión de datos del sistema, para los 13 segmentos viene dada por: R (bps) = K O ⋅ K I ⋅ (1) 1 3 13 ⋅ b P ⋅ L D TS Esta expresión permite encontrar la velocidad neta de transferencia de datos, ya que está afectada por los coeficientes KO y KI. El número de bits de datos que pueden ser transmitidos por un solo segmento en el período de tiempo TF, se puede obtener multiplicando ambos miembros de la ecuación (1) por TF y dividiéndolos por 13: (2) bS = TF T ⋅ R (bps) = KO ⋅ KI ⋅ bP ⋅ LD ⋅ F 13 1 3 TS Donde: s bS = Número de bits de datos transmitidos por un segmento s TF = Período de tiempo considerado Cada TSP contiene un total de 204 bytes, de los cuales 188 son bytes efectivos de datos (la función de los 16 bytes agregados al TS será analizada en el apartado 3.1.5). Por lo tanto, el número total de bits de datos transportado por N TSP es: (3) bT = 188 × 8 × N Donde bT = Número de bits de datos entregados por N paquetes TSP Si se iguala el número bS de bits de datos transmitidos por un segmento durante el período TF con el número bT de bits de datos aportados por N paquetes TSP, se debe cumplir que: (4) 188 × 8 × N = KO ⋅ KI ⋅ bP ⋅ LD ⋅ TF TS T 188 Sustituyendo KO por su valor , definiendo F = F y simplificando, al despejar N 204 TS se obtiene finalmente: (5) N= F ⋅ K I ⋅ bP ⋅ L D 204 × 8 En este punto cabe recordar: s bp = 2, 4, o 6 dependiendo del esquema de modulación utilizado. 239 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS s KI = 7 1 2 3 5 , dependiendo de la codificación interna empleada, , , , ó 8 2 3 4 6 Dado que N debe ser un número entero (no tendría ningún sentido considerar paquetes fraccionados), un análisis detenido de la ecuación (5) permite extraer varias conclusiones interesantes: s El producto F Ki bp LD debe ser divisible por el producto de 204 x 8. s El factor 204 presente en el denominador de (5) puede eliminarse si F = 204. En ese caso, TF = 204. TS y el período de tiempo considerado será igual a 204 símbolos OFDM. Esta sucesión de símbolos se denomina “Cuadro OFDM” y de este modo queda justificada su necesidad en el esquema de transmisión ODFM. s El factor 8 presente en el denominador de (5) puede eliminarse si en todos los casos el número LD de portadoras de datos resultara un múltiplo entero de 8. Este es uno de los motivos por los que se eligen 96, 192 ó 384 portadoras para los Modos 1, 2 y 3 respectivamente. s A igualdad de valores de bP y KI , el número de paquetes N podría ser el mismo para los Modos 1, 2 y 3 si se adoptara un valor de F igual a 204, 102 y 51 respectivamente. Sin embargo, es conveniente mantener F = 204 para simplificar el diseño del receptor, ya que se facilita la sincronización del receptor a partir de la temporización del cuadro OFDM. En base a estos criterios, cada segmento recibirá a lo largo de un cuadro OFDM de 204 símbolos, un número entero de paquetes N, de acuerdo a los modos, esquemas de modulación y codificación interna empleados. El valor de N quedará determinado por la siguiente expresión: N= (6) KI ⋅ bP ⋅ L D 8 Dando valores a la ecuación (6) se obtienen los resultados de la Tabla 1: Modula16-QAM (bP =4) 64-QAM (bP =6) QPSK/DQPSK (bP =2) ción Modo 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8 KI 1 2 3 96 LD 12 16 18 20 21 24 192 24 32 36 40 42 48 384 48 64 72 80 84 96 32 36 40 42 36 48 64 72 80 84 72 96 54 60 63 108 120 126 128 144 160 168 144 192 216 240 252 Tabla 1: Valores de N (cantidad de paquetes TSP por segmento y por cuadro OFDM) 240 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 3.1.2. Determinación de la frecuencia de reloj fR del BTS En cuanto a la frecuencia de reloj1 fR, su valor permitirá establecer el ritmo de entrega de bits durante el período TF de un cuadro para los 13 segmentos. Llamando bC al número total de bits transmitidos en un cuadro OFDM, se debe verificar que: (7) bC = TF ⋅ fR Colocando a la duración TF del cuadro OFDM en función de la duración total de símbolo TS: (8) TF = 204 ⋅ TS A su vez, la duración total TS de símbolo puede escribirse en función del tiempo útil de símbolo TU y de la relación Δ: (9) TS = (1 + Δ) ⋅ TU Reemplazando (9) en (8) y estas en (7) se tiene: (10) bc = 204 (1 + Δ) · TU · FR Considerando ahora el total de bytes de cada TSP y llamando bD a la cantidad total de bits transportados por un número NBTS de paquetes TSP para los 13 segmentos se tiene: (11) bD = 204 × 8 × N BTS Si se iguala el número total bC de bits transmitidos por un cuadro OFDM con el número total bD de bits aportados por NBTS paquetes TSP, se deberá verificar que: (12) 204 × 8 × N BTS = 204 ⋅ (1 + Δ) ⋅ TU ⋅ fR Por otro lado, se ha visto que la frecuencia de muestreo de la IFFT se calcula como: (13) fIFFT = 2p TU Por lo tanto, se puede poner al tiempo útil de símbolo TU en función de esta frecuencia: (14) TU = 2p fIFFT 1 Michihiro UEHARA, Application of MPEG-2 Systems to Terrestrial ISDB (ISDB-T), Proceedings of the IEEE, Vol 94, Num 1, pp. 261-268, [s. l.], [s. e.], 2006. 241 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS Reemplazando (14) en (12): 8 × N BTS = (1+ Δ)⋅ (15) 2p ⋅f fIFFT R Despejando la relación fR fIFFT : fR (16) fIFFT = 8 × N BTS 2p ⋅ (1+ Δ) Antes de dar el siguiente paso, es necesario analizar lo siguiente. Si el sistema se configura empleando las tres capas jerárquicas, se tendrá por ejemplo: s Capa A: 1 segmento (one-seg) con NA paquetes TSP por segmento y por cuadro s Capa B: q segmentos con NB paquetes TSP por segmento y por cuadro s Capa C: r segmentos con NC paquetes TSP por segmento y por cuadro La Figura 3 ilustra la distribución de paquetes TSP para cada capa jerárquica, más el descarte de los paquetes nulos. NA TSP-A TSP-A Flujo BTS ... TSP-A TSP-A fR TSP-B TSP-nulo ... DIVISOR JERÁRQUICO A N BTS NB TSP-B TSP-B ... TSP-B B NC TSP-C TSP-C ... TSP-C C Descarte TSP-nulo Figura 3: Distribución de paquetes TSP en cada capa En cualquier caso, deberá existir un balance exacto entre la cantidad total de TSP aportados por el BTS y la suma de los TSP recibidos por las capas A, B y C más los TSP nulos, es decir: 242 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS (17) NBTS = NA + q · NB + r · NC + ΣTSP NULOS Esto significa que, luego de descartar los TSP nulos, la ecuación (17) se transforma en la siguiente desigualdad: N BTS > N A + q ⋅ N B + r ⋅ NC (18) Sin pérdida de generalidad, se puede asumir una configuración de sistema que emplee los 13 segmentos en una sola capa jerárquica. En este caso también se debe cumplir que NBTS > 13xN y en consecuencia, la ecuación (16) se transforma en una desigualdad: fR (19) fIFFT > 8 ×13 1 3 ×N p 2 ⋅ (1 + Δ ) Con la información de la Tabla 1 pueden calcularse los valores del producto 13 x N para los tres modos. Este producto es máximo cuando la relación de codificación convolucional es K1 = 7/8. Los resultados se muestran en la Tabla 2: Esquemas de Modulación Modo 1 QPSK/DQPSK 16-QAM 64-QAM N 13 x N N 13 x N N 13 x N 21 273 42 546 63 819 2 42 546 84 1092 126 1638 3 84 1092 168 2184 252 3276 Tabla 2: Valores de N para 13 segmentos (KI = 7/8) Puede comprobarse fácilmente que el segundo miembro de la desigualdad (19) toma su valor máximo para una relación Δ = 1/32, independientemente del modo elegido. Utilizando los valores correspondientes al modo 1, p = 11 y la desigualdad queda: fR > f IFFT (20) Es decir que: (21) 8 × 13 1 3 × 63 6 3 1 ⎞ ⎛ 2048 × ⎜ 1 + ⎟ 3 232 ⎠ ⎝ fR > 3,10 fIFFT Por esta razón la frecuencia de reloj fR que se adopta para el flujo BTS es: (22) fR = 4 fIFFT CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 243 Se concluye en que la frecuencia de reloj necesaria para sincronizar el flujo binario BTS, debe ser igual a cuatro veces la frecuencia de muestreo de la IFFT. Si ahora se despeja NBTS en la ecuación (15) se tendrá: (23) tiene: N BTS = 2 p fR ⋅ ⋅ (1 + Δ ) 8 fIFFT Reemplazando el valor adoptado para fR en la ecuación (23) y simplificando, se ob- N BTS = (24) 2p ⋅ (1 + Δ ) 2 N BTS = 2p −1 ⋅ (1 + Δ ) (25) La Tabla 3, muestra el número NBTS de paquetes TSP necesarios para cada modo y relación de guarda Δ, que conforma el Cuadro Múltiplex, denominación con la que se identifica a la sucesión de NBTS paquetes TSP con los que se construye un cuadro OFDM. Puede verificarse muy fácilmente que el tiempo de duración del cuadro múltiplex es exactamente igual a la duración del cuadro OFDM, siendo este un concepto de gran importancia para el estudio y comprensión de los temas que siguen. Modo Relación Δ LD 1/4 1/8 1/16 1/32 1 96 1280 1152 1088 1056 2 192 2560 2304 2176 2112 3 384 5120 4608 4352 4224 Tabla 3: Cantidad NBTS de paquetes TSP en un Cuadro Múltiplex Se aprecia que el número de paquetes TSP que deberán ser transportados por el BTS para formar un Cuadro Múltiplex para la totalidad de los segmentos es sensiblemente mayor que la calculada mediante los valores de la Tabla 1 cuando estos se trasladan a los 13 segmentos, lo que dependerá de la configuración adoptada. La diferencia entre ambos valores la constituyen los TSP nulos, que pueden determinarse despejando la sumatoria en la ecuación (17): (26) ΣTSP NULOS = NBTS - (NA + q · NB + r · NC) Un ejemplo ayudará a aclarar el concepto. Se supone que se adopta el Modo 1 con Δ = ¼, 13 segmentos en una sola capa jerárquica, modulación 64-QAM y KI = 7/8. La Tabla 1 indica 244 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS N = 63 TSP por segmento y por lo tanto 13 x N = 819. La Tabla 2 arroja un total de 1280 TSP. La diferencia de 461 paquetes, serán los TSP nulos que deben enviarse en el flujo BTS. 3.1.3. Patrón de ordenamiento de los TSP Para que el receptor pueda regenerar el flujo BTS original, los TSP de cada capa jerárquica deben ser recuperados en el orden correcto. Además, independientemente de la configuración adoptada para cada capa y del modo e intervalo de guarda que se hayan seleccionado, la frecuencia del BTS debe mantenerse igual a 4fIFFT, tanto en el transmisor como en el receptor. El análisis se realizará mediante un ejemplo, en el cual un flujo BTS predeterminado transporta paquetes TSP que están destinados a dos capas jerárquicas A y B, tal como se muestra en la Figura 4. Para la construcción de dicha figura se han tenido en cuenta los siguientes aspectos: a) El flujo BTS tiene una tasa R y las capas tienen tasas de valor RA y RB, siendo R > RB > RA. b) En la escala de tiempos, la extensión o longitud de los paquetes es mayor a medida que la tasa de transmisión disminuye; esto es, se tarda más tiempo en transmitir la misma cantidad de bits. Esto justifica que los paquetes del BTS sean más “cortos” que los paquetes enviados por la capa B y estos a su vez de menor duración que los paquetes correspondientes a la capa A. c) En el receptor, los paquetes demodulados son entregados a las siguientes etapas una vez que han sido completamente procesados. Esto justifica las referencias de tiempo 1, 2, 3 y 4, donde puede verse que el comienzo de un paquete coincide con la finalización de su proceso en la etapa anterior, hecho que quedará justificado al explicar el funcionamiento del receptor modelo. Estudiando con detenimiento la Figura 4, puede verse que una vez que el receptor ha finalizado el proceso de recuperación de los paquetes, al regenerar el flujo BTS se llega a un resultado diferente, ya que el ordenamiento de los TSP se ha modificado con respecto a los que ingresaron al transmisor. Además, aparecen intervalos de tiempo en donde hay ausencia de paquetes, debido a que en esos instantes el receptor se encuentra procesando algún TSP. Estos espacios vacíos deben ser rellenados con paquetes nulos, una necesidad que había sido planteada al comienzo de este capítulo. Para encontrar el ordenamiento correcto que permita al receptor la recuperación del mismo flujo BTS que ingresó al transmisor, se analizará nuevamente el ejemplo anterior, pero esta vez comenzando por los flujos transmitidos en cada capa jerárquica y con la ayuda de la Figura 5. Puede verse que del lado del transmisor, se ha introducido un retardo equivalente a 2 TSP sobre el flujo de la capa B, la de mayor velocidad de las dos que se transmiten. Esto es necesario para conseguir el correcto ordenamiento de paquetes, de modo que el TSP-B1 aparezca a continuación del TSP-A1 y no antes, de acuerdo a la referencia de tiempo 5. TRANSMISOR RECEPTOR 2 4 TSP-B1 TSP-B2 TSP-B5 TSP-B6 Tiempo RB TSP-B5 TSP-A3 TSP-B6 TSP-A3 TSP-B6 Paquete nulo TSP-B3 TSP-A2 TSP-B4 TSP-B4 TSP-B5 RA R TAKAHASHI, ISDB-T Seminarios técnicos en Argentina. Sección 3: Sistema de transmisión, [s. l.], Digital Broadcasting Expert Group (DiBEG), 2007. 2Yasuo TSP-B3 TSP-A2 TSP-B4 Paquete nulo TSP-B1 TSP-A1 TSP-B2 3 TSP-A1 Figura 4: Transmisión-recepción de un flujo BTS predeterminado2 f) Regeneración del flujo BTS (de manera incorrecta) e) Recepción de la capa B d) Recepción de la capa A 1 TSP-B3 TSP-B1 c) Transmisión en capa B TSP-B2 TSP-A2 TSP-A1 TSP-A3 TSP-A1 TSP-B1 TSP-B2 TSP-B3 TSP-A2 TSP-B4 TSP-B5 TSP-B6 TSP-A3 TSP-B7 TSP-B8 TSP-B9 b) Transmisión en capa A a) Flujo BTS de entrada CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 245 TRANSMISOR RECEPTOR TSP-B4 TSP-B5 TSP-B6 TSP-B6 Tiempo TSP-B4 TSP-A3 TSP-B5 Nulo TSP-A3 TSP-B5 TSP-B2 TSP-A2 TSP-B3 Nulo TSP-B3 TSP-B4 TSP-B6 Figura 5: Transmisión-recepción de un flujo BTS determinado de manera indirecta por el funcionamiento del receptor TSP-A1 TSP-B1 Nulo TSP-B2 TSP-A2 TSP-B3 f) Regeneración del flujo BTS 5 TSP-B2 TSP-A3 TSP-B4 TSP-A3 TSP-B5 Nulo TSP-B1 TSP-A1 TSP-B1 TSP-A2 TSP-B2 TSP-A2 TSP-B3 Nulo Ajuste de retardo 2 TSP TSP-A1 TSP-A1 TSP-B1 Nulo e) Recepción de la capa B d) Recepción de la capa A c) Transmisión en capa B b) Transmisión en capa A a) Flujo BTS de entrada 246 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS TRANSMISOR RECEPTOR Nulo Figura 6: Ejemplo de contrucción del flujo BTS (ajuste de retardo = 3 TSP) TSP-A1 TSP-B1 Nulo TSP-B2 f) Regeneración del flujo BTS TSP-A1 Nulo TSP-A2 TSP-A2 TSP-B3 Nulo TSP-B1 TSP-B1 TSP-B2 Nulo e) Recepción de la capa B Ajuste de retardo 3 TSP TSP-A1 TSP-A1 TSP-B1 Nulo d) Recepción de la capa A c) Transmisión en capa B b) Transmisión en capa A a) Flujo BTS de entrada Nulo TSP-B2 TSP-A2 TSP-B2 Nulo TSP-B3 TSP-A2 TSP-B3 Nulo TSP-B3 TSP-B4 Nulo TSP-B4 Tiempo CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 247 248 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS Se observa que si el ordenamiento del flujo BTS recuperado por el receptor se utiliza como patrón para construir el flujo BTS que debe entregar el Remultiplexor del lado transmisor, ambos flujos serán exactamente iguales, logrando consistencia entre la entrada del transmisor y la salida del receptor. En la Figura 6 puede verse un ejemplo donde es necesario insertar un retardo de 3 TSP. 3.1.4. Receptor modelo3 BUFFER TSP S1 DESPUNZONADO DESPUNZONADO BUFFER CAPA B S3 BUFFER CAPA C TSP Nulos TSP Nulos BUFFER TSP S2 REGENERADOR PARCIAL DE BTS PROCESADOR DE TSP S2 REGENERADOR PARCIAL DE BTS S4 DECODIFICADOR VITERBI BUFFER CAPA A COMBINADOR DESPUNZONADO DIVISOR SEÑAL DEMODULADA SEÑAL OFDM FFT - DEMODULACIÓN En el apartado anterior se ha demostrado que con el agregado de paquetes nulos al BTS y un adecuado ajuste de retardo en las capas jerárquicas (operación que se explicará con todo detalle en el capítulo dedicado a la Codificación del Canal), es posible lograr consistencia entre el flujo BTS transmitido y el flujo BTS regenerado por el receptor, es decir, se produce la recuperación de los TSP en el orden correcto con el flujo binario sincronizado a una frecuencia igual a 4fIFFT. Corresponde ahora analizar con mayor detalle el funcionamiento del receptor, que el estándar ISDB-Tb denomina “receptor modelo”. El flujo serie de paquetes que este receptor entrega a su salida, tiene una característica fundamental: presenta un ordenamiento específico para los TSP de datos y los TSP nulos, que depende exclusivamente de la configuración del sistema (modo e intervalo de guarda) y de las tasas de transmisión de cada capa jerárquica. Esta disposición de paquetes es la que debe tener el flujo BTS que el Remultiplexor ISDB-Tb le entrega al transmisor. Los bloques fundamentales del receptor modelo pueden verse en la Figura 7. Luego del proceso de FFT y demodulación de las portadoras OFDM (tarea que incluye los desentrelazados de tiempo y frecuencia y el desmapeo), el divisor jerárquico separa los datos y los encamina de acuerdo a la capa jerárquica a la que pertenecen. BTS PROCESADOR DE TSP SEÑALES DE CONTROL Figura 7: Receptor modelo del sistema ISDB-Tb Una vez que el divisor entrega los bits de datos a cada capa, las secuencias son sometidas al proceso de despunzonado (proceso inverso al que se realiza del lado del transmisor y que duplica la cantidad de bits transportada por un TSP. Esta afirmación quedará justificada en el capítulo siguiente). Por el momento, solo es necesario saber que la cantidad de bits que 3 Michihiro UEHARA, Application of MPEG-2 Systems to Terrestrial ISDB (ISDB-T), Proceedings of the IEEE, Vol 94, Num 1, pp. 261-268, [s. l.], [s. e.], 2006. CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 249 ingresan depende de la relación de codificación convolucional y del esquema de modulación empleado en cada capa jerárquica. Para simplificar el análisis, puede suponerse que el tiempo de retardo introducido por el procesamiento es igual en cada capa y por lo tanto, no será necesario tenerlo en cuenta. La llave S1 selecciona un buffer jerárquico cada vez que la cantidad de bits almacenados en alguno de ellos alcanza los 3264 bits (204 x 8 x 2, equivalentes a un TSP despunzonado), que son transferidos de manera instantánea, a través de la llave S3 al buffer de TSP. Esto pone en evidencia que los TSP son entregados a las siguientes etapas una vez que han sido completamente procesados, una premisa bajo la cual se construyeron las secuencias de paquetes mostradas en las Figuras 4 a la 6. El regenerador parcial de BTS comprueba la existencia o no de datos en el buffer de TSP. Si encuentra almacenado un paquete de datos, la llave S2 permite seleccionar el buffer y encamina el TSP encontrado hacia el regenerador de BTS. En cambio, en caso de no encontrar información, el regenerador parcial conmuta S2 a la posición de paquete nulo, creándose de este modo una sucesión de TSPs consecutivos en donde no existirán intervalos de tiempo vacíos. De acuerdo a lo estudiado en el apartado 3.1.2 de este capítulo, la lectura de los bits que conforman un TSP deberá ser realizada a una tasa igual a 4fIFFT, lo cual implica que en este punto se produce la conversión de velocidad, permitiendo reconstruir correctamente el flujo BTS tal como fue ingresado al transmisor. La llave S3 se utiliza para seleccionar alternativamente una de las dos unidades procesadoras de TSP, introduciendo la señal entregada por el combinador. La conmutación de S3 se realiza al iniciar el cuadro OFDM en el Modo 1 (cada 204 símbolos) y en intervalos de ½ cuadro (102 símbolos) y ¼ de cuadro (51 símbolos) para los Modos 2 y 3 respectivamente. La explicación de estos retardos será ampliada al finalizar este apartado. La llave S4 permite encaminar los flujos de TSP entregados por las unidades procesadoras. Con la ayuda de algún programa tal como Matlab® se puede demostrar que, para determinadas configuraciones de la señal (modo e intervalo de guarda), justo en el instante de tiempo en el cual finaliza un cuadro OFDM pueden quedar almacenados hasta tres paquetes pertenecientes a ese cuadro dentro del buffer (paquetes residuales). Dado que la totalidad de los TSP deben ser encaminados hacia la salida dentro del período de tiempo correspondiente a un cuadro o lo que es lo mismo, la duración de un cuadro múltiplex, se hace necesario introducir un retardo en el tiempo de conmutación de la llave S4, retrasándola con respecto a S3. Este retardo es igual a 3 TSP. Comparando el conjunto de bloques encerrados en líneas de trazos en el receptor modelo de la Figura 7 con el bloque multiplexor de BTS de la Figura 2, se deduce que ambos tienen un funcionamiento similar. Las principales diferencias están en los buffers jerárquicos y los buffers de TSP, que en el multiplexor de BTS deben conmutar cada 1632 bits (204 x 8 es decir un TSP), ya que el remultiplexor no necesita duplicar bits a esa altura del procesamiento. Lo mismo en cuanto al manejo del campo de 16 bytes agregado al TS. La deducción completa del algoritmo que permite simular el funcionamiento del receptor modelo es una tarea compleja y escapa al alcance de este trabajo. Inclusive algunas fuentes señalan que en la práctica, generalmente es un desafío muy complicado (y por lo tanto trae aparejados mayores costos) lograr una correcta implementación en hardware del receptor CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS modelo de acuerdo a las prescripciones del estándar ISDB-Tb. Por esta razón, se han realizado algunos desarrollos4 interesantes, basados en tablas de configuración que evitarían enfrentarse con este problema. Es importante analizar como se construye la señal demodulada que ingresa al bloque divisor de la Figura 7. Este proceso, que se realiza a la frecuencia de muestreo de la FFT coincidente con fIFFT, sigue un orden ascendente por segmentos y también un orden ascendente por portadoras y considera únicamente las muestras correspondientes a las portadoras de datos, separando las señales de control de cada segmento que siguen un camino independiente de procesamiento. En la Figura 8, se muestra la composición de esta señal. TS SÍMBOLO 0 . . . SÍMBOLO 1 ... MUESTRAS RESTANTES SEGMENTO 12 SEGMENTO 1 1 SÍMBOLO OFDM SEGMENTO 0 250 SÍMBOLO (96x2M-1-1) M = Modo SÍMBOLOS DE DATOS OTROS Tiempo Figura 8: Señal demodulada Los tiempos correspondientes a las muestras de las señales de control son tenidos en cuenta en el tramo final de la señal, bajo la designación genérica de “muestras restantes” y corresponden a la siguiente información (que se estudiara en detalle en un capítulo posterior): s Pilotos s Canales TMCC s Canales auxiliares AC s Exceso de muestreo de la FFT (debido a que se aplica FFT de módulo 2p) s Intervalo de guarda La Figura 9 muestra es un esquema de la señal demodulada correspondiente a la sucesión de 204 símbolos, es decir un cuadro OFDM completo. Para el divisor, la tarea de identificar 4 Youngru GU and Jun MA, Look Up Table Based Approach for Layer Combining in ISDB-T and ISDB-T SB Receivers, Patent US 7.822.039 B2. Lake Forest California, Newport Media Inc, 2010 251 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS cómo están configuradas las capas jerárquicas se reduce a un simple proceso de conteo, debido a que: s La señal es un flujo sincrónico serie en el que las muestras están ordenadas en forma ascendente por segmentos y por portadoras dentro de cada segmento. s La señal de control TMCC transporta la información completa de configuración de capas (número de segmentos que las conforman, esquemas de modulación y relación de codificación convolucional entre otros). CUADRO OFDM DE 204 SÍMBOLOS SÍMBOLO 0 SÍMBOLO 1 ... SÍMBOLO (96x2M-1-1) MUESTRAS RESTANTES ... SEGMENTO 12 ... SEGMENTO 1 SEGMENTO 0 SÍMBOLO OFDM 203 MUESTRAS RESTANTES ... SEGMENTO 12 SEGMENTO 1 SEGMENTO 0 SÍMBOLO OFDM 1 MUESTRAS RESTANTES ... SEGMENTO 12 SEGMENTO 1 SEGMENTO 0 SÍMBOLO OFDM 0 Tiempo M = Modo Figura 9: Señal demodulada a la entrada del divisor jerárquico, para un cuadro OFDM Por último se analizarán los tiempos de símbolo y de cuadro, con la ayuda de un ejemplo que facilitará la comprensión de los conceptos. Suponiendo que la configuración de la transmisión es Modo 1 (96 portadoras de datos por segmento) con Δ = ¼, la distribución de muestras correspondientes a un símbolo OFDM son: Total de símbolos de datos 96 x 13 = 1248 Símbolos para pilotos y canales auxiliares (108 - 96) x 13 + 1 = 157 Símbolos nulos (exceso muestras de IFFT) 2048 - 1405 = 643 Muestras del intervalo de guarda Total símbolo OFDM 8,126 MHz x 63 μs = 512 8,126 MHz x 315 μs = 2560 Con estos datos puede elaborarse el diagrama de tiempos para un símbolo OFDM que se muestra en la Figura 10. Cada una de las muestras comprendidas dentro del período total de símbolo se genera al ritmo de la frecuencia de muestreo fIFFT y por esta razón, estos diagramas suelen especificarse en términos de “número de pulsos de fIFFT”. CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 2560 pulsos SEGMENTO 12 SEGMENTO 1 96 Pulsos SEGMENTO 0 252 . . . SÍMBOLO 0 SÍMBOLO 1 MUESTRAS RESTANTES ... SÍMBOLO 95 1312 pulsos 1248 pulsos Figura 10: Símbolo OFDM y número de pulsos asociados (Modo 1 - Δ = ¼) Comparando estos resultados con los valores mostrados en la Tabla 2, se deduce de inmediato que la cantidad de paquetes TSP que contiene un cuadro múltiplex es exactamente igual a la mitad de la cantidad total de pulsos de reloj en un símbolo OFDM, es decir: (27) N BTS = N pulsos 2 = 2 p (1 + Δ ) = 2 p −1 (1 + Δ ) 2 Esta relación es muy útil porque resulta simple de recordar, al relacionarla con la cantidad de muestras totales de un símbolo OFDM. Anteriormente se ha mencionado que la conmutación de la llave S3 del receptor modelo se realiza cada 204 símbolos, 102 símbolos y 51 símbolos en los Modos 1, 2 y 3 respectivamente y también, en el capítulo de presentación del sistema, se vio que los tres modos están relacionados numéricamente por el factor 2. Por lo tanto, si la velocidad del flujo de muestras de la señal demodulada es igual a la frecuencia fIFFT (8,126 MHz) en los tres modos, para poder mantener las relaciones tiempo-cantidad de muestras procesadas, ante la mayor duración del cuadro OFDM en los modos 2 y 3, se deberá reducir el tiempo de conmutación de la llave S3. Para el ejemplo anterior, 204 símbolos equivalen a 204 x 2560 = 522.240 muestras. Si se utilizara el modo 2, la cantidad de muestras sería igual a 204 x 5120 = 1.044.480 y 204 x 10240 = 2.088.960 en caso de emplear el modo 3. La conmutación de S3 en 102 y 51 símbolos iguala la cantidad de muestras ingresadas en los procesadores de TSP. CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 253 3.1.5. Estructura de los paquetes TSP, flujo BTS y cuadro múltiplex La asignación de cada paquete TSP a la capa jerárquica correspondiente resulta factible si el flujo BTS incluye, de alguna manera, la información necesaria para que el divisor jerárquico pueda identificar correctamente a cada TSP y enviarlo a su destino5. La Figura 11 muestra la estructura de los paquetes TSP, su inserción dentro del flujo BTS y el concepto de cuadro múltiplex. 204 BYTES 1 187 47H CARGA ÚTIL 8 8 ISDB- Info RS (opc.) PAQUETE TSP FLUJO BTS TSP-1 TSP-2 TSP-nulo ... IIP MCCI TSP-n NSI TMCC CUADRO MULTIPLEX Figura 11: Estructura de los paquetes TSP, flujo BTS y cuadro múltiplex Los 8 bytes del campo “ISDB-Info” proveen la siguiente información: indicador de la capa jerárquica, contador de TSP, señalización del TSP cabecera de cuadro e información destinada a los canales auxiliares, entre otros. El registro TSP counter se incluye en todos a todos los paquetes: TSP de datos, TSP nulos e IIP. Este contador se inicializa en cero al comienzo de cada cuadro múltiplex y se incrementa una unidad en cada paquete. Teniendo en cuenta la Tabla 2, puede verse que para el modo 3 y Δ = ¼ el registro debe ser capaz de almacenar el conteo correspondiente a un máximo de 5120 paquetes y por lo tanto su extensión será de 13 bits, es decir, poco más de un byte. Los 8 bytes restantes permiten incorporar, de manera opcional, un bloque de paridad Reed Solomon (204-196-4) que permite la corrección de hasta 4 bytes erróneos en cada TSP 5 Cristiano AKAMINE, Yuzo IANO, Gustavo DE MELO VALEIRA and Gunnar BEDICKS Jr., Remultiplexing ISDB-T BTS into DVB TS for SFN, IEEE Transactions on Broadcasting, Vol. 55, Num. 4, pp 802-809, [s. l.], [s. e.], 2009. 254 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS del flujo BTS. Esta protección ha sido pensada para aquellos casos en que el remultiplexor se encuentra físicamente separado del transmisor y por lo tanto, el flujo BTS debe ser envíado a través de un radioenlace estudio-planta transmisora (STL) u otro medio propenso a la degradación y aparición de errores. Cuando este no sea el caso, se puede prescindir de la codificación opcional RS en el BTS. El estándar ISDB-Tb destina algunas portadoras del sistema para el canal de control TMCC (Transmission and Multiplexing Configuration Control), cuyo estudio detallado se hará en un capítulo posterior. El TMCC transporta las señales de control necesarias para el correcto funcionamiento del receptor y su información se incorpora en flujo del BTS, dentro de un TSP especial denominado IIP (ISDB Information Packet). Cada cuadro multiplex incluye un paquete IIP, que además contiene los parámetros de configuración de la red SFN. El IIP reemplaza a uno de los paquetes nulos del cuadro múltiplex, de manera que al número de paquetes obtenidos mediante la ecuación (26) debe restársele una unidad. El IIP tiene dos descriptores: • MCCI (Modulation Control Configuration Information) que incluye: - Modo. - Intervalo de guarda. - Control de sincronización del TMCC. - Tipo de multiplexación empleado para enviar la información a los canales auxiliares. - TMCC: o Esquema de modulación. o Relación de codificación interna (KI). o Profundidad del entrelazado de tiempo. o Cantidad de segmentos que integran cada capa, entre otros. • NSI (Network Synchronization Information), información para la sincronización de SFN: - Referencia de tiempo de sincronización (STS). - Tiempo máximo de retardo. - Código de identificación de cada uno de los transmisores de la red. - Parámetros de configuración de retardos para cada transmisor, entre otros. Los detalles de la información contenida en los descriptores MCCI y NSI se verán con todo detalle en el capítulo especialmente dedicado al estudio de los pilotos, señales de control y auxiliares. Para finalizar, es importante mencionar que el MCCI y el TMCC no son iguales. El primero contiene algunos parámetros que se utilizan exclusivamente para configurar el transmisor y que, por lo tanto, no se transmiten (fundamentalmente modo e intervalo de guarda, cuya detección por parte del receptor ha sido explicada en el capítulo de OFDM). El TMCC es entonces, una parte del MCCI. CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 255 3.1.6. Divisor jerárquico Tal como ha sido dicho al comienzo de este capítulo, el divisor jerárquico es el primer bloque funcional del modulador ISDB-Tb y constituye la entrada de este dispositivo. En base a la información suministrada por el indicador de capa jerárquica contenido dentro del campo “ISDB-Info”, el divisor jerárquico procesa el flujo BTS recibido asignando cada TSP a la capa correspondiente y descartando los paquetes nulos, manteniendo así la máxima eficiencia posible en la tasa de transmisión de datos. En la Figura 12 se muestra un esquema del divisor junto con todos los procesos que en este bloque se realizan. El divisor jerárquico detecta el paquete IIP que transporta la información de configuración y extrae los parámetros funcionales que se aplican a cada una de las capas jerárquicas, encaminandolos hacia el resto de los bloques funcionales del transmisor ISDB-Tb que lo requieran para su correcto funcionamiento. Luego de asignados cada uno de los TSP a las capas jerárquicas correspondientes, los 8 bytes del campo ISDB-Info y los 8 bytes de código RS opcional son removidos. Ambos campos son reemplazados en la etapa siguiente por un nuevo código RS, esta vez con una extensión de 16 bytes. Al eliminarse el campo ISDB-Info, la información correspondiente a la posición de cada TSP dentro del cuadro múltiplex, que es determinada por el contador de TSP, se pierde. Esta es una de las razones que hacen necesaria la definición del patrón de ordenamiento de los TSP, basada, como se ha visto, en el funcionamiento del receptor modelo. Entonces, al ser posible recuperar el orden correcto de los TSP por medios indirectos, resulta más conveniente eliminar el campo ISDB-Info y aprovechar el espacio disponible para reforzar la protección de los datos transmitidos con un código RS más potente, cuya capacidad de corrección es de 64 bits en total (poco más del 4 % del total de bits de datos del paquete). DETECTOR PAQUETE IIP SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES A 204 bytes 204 bytes BTS 47H CARGA ÚTIL B DIVISOR JERÁRQUICO 16 bytes ISDB- Info 47H C CARGA ÚTIL 16 bytes RS (opc.) CODIFICACIÓN RS Contador TSP TSP Nulos Figura 12: Divisor jerárquico 256 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS 3.1.7. Procesamiento del PCR para recepción parcial Los receptores one-seg utilizan solo uno de los trece segmentos que conforman la señal ISDB-Tb. La recepción en banda angosta posibilita la implementación y uso de receptores portátiles con bajo consumo de potencia, aptos para ser integrados en teléfonos celulares y otros dispositivos similares que funcionan con baterías. El receptor sintoniza y demodula las portadoras que pertenecen al segmento central (número cero) y extrae los TSP que han sido asignados a la capa jerárquica one-seg (capa A). Durante el procesamiento, se debe reconstruir la secuencia de TSPs, cuya tasa de datos R A no supera los 1,79 Mbps, a partir de un BTS cuya tasa R es de 32,5 Mbps. Por lo tanto, será necesario modificar el esquema de referencias PCR para que sean compatibles con las tasas correspondientes a la capa de recepción parcial. Los paquetes PCR colocados en el BTS no permiten reconstruir correctamente el flujo de paquetes correspondiente a la capa A. En la Figura 13 a) puede verse que los paquetes TSP1 y TSPm transportan la referencia PCR dentro del BTS, y se extraen para formar el flujo de TSP de recepción parcial, cuya tasa es RA < R. Dado que el inicio de cuadro múltiplex es una referencia de tiempo estable y permanente, los PCR transportados por los paquetes TSP1 y TSPm serán procesados por la capa A en instantes de tiempo diferentes a los que tenían en sus posiciones originales. Se aprecia con total claridad que la separación de las referencias PCR es marcadamente diferente en ambos flujos, dando lugar a la aparición de un jitter en la referencia de tiempo. Para eliminar el jitter de PCR, el remultiplexor debe restringir la cantidad de paquetes PCR que inserta dentro de un cuadro múltiplex, de acuerdo a los valores de la Tabla 4: Modo Nº de PCR/cuadro Posiciones 1 1 Deben ocupar la misma posición en cada cuadro 2 2 Equiespaciados dentro del cuadro 3 4 Equiespaciados dentro del cuadro Tabla 4: Reglas de multiplexación de PCR La Figura 13 b) corresponde al Modo 1, donde puede verse la inserción de un solo PCR en cada cuadro múltiplex, debiendo mantenerse la misma posición en cada uno de ellos. Si bien, como puede verse en esta figura, es posible que aparezca un mínimo off-set de tiempo de los paquetes PCR en el flujo de menor velocidad, la separación temporal entre la referencias PCR se mantendrá igual al tiempo TF de duración del cuadro múltiplex. Esto elimina el jitter de PCR y también ayuda a simplificar el diseño de los receptores, haciendo innecesaria la implementación de circuitos especiales de procesamiento para el PCR. 257 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS TF R Cuadro múltiplex Flujo BTS TSP1 TSP2 ... TSPnulo TSPm TSP1 TSP2 tPCR TSP1 TSP de capa A ... TSPnulo TSPm TSP1 t´ PCR RA a) Referencia PCR R Flujo BTS TSP1 TSP2 TSPnulo ... TSPm TSP1 tcPCR TSP de capa A TSP1 ... TSPnulo TSPm t’cPCR t off-set TSP1 RA b) Figura 13: Procesamiento del PCR para la capa de recepción parcial Para finalizar, cabe aclarar que el estándar denomina flujo BTS a la corriente de bits recibida por un receptor full-seg (receptor capaz de recibir los 13 segmentos), mientras que los TSP de capa A conforman el flujo para un receptor one-seg (receptor que solo recibe el segmento central). 258 CAPÍTULO 7 — REMULTIPLEXOR Y FLUJO BTS BIBLIOGRAFÍA AGILENT TECHNOLOGIES, DTV Design Library, Palo Alto, [s. e.], 2005. AKAMINE, Cristiano, Yuzo IANO, Gustavo de MELO VALEIRA and Gunnar BEDICKS Jr., Remultiplexing ISDB-T BTS into DVB TS for SFN, IEEE Transactions on Broadcasting, Vol. 55, Num. 4, pp 802-809, [s. l.], [s. e.], 2009. ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre - Sistema de transmisión, Norma ABNT NBR 15601, [s. e.], [s. l.], 2008. —Televisión digital terrestre. Guía de operación. Parte 1: Sistema de transmisión, guía para la implementación de la ABNT NBR 15601, Norma ABNT NBR 15608-1, [s. e.], [s. l.], 2008. ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESSES, Transmission system for digital terrestrial television broadcasting, ARIB Standard STD-B31 v1.6, [s. e.], Japan, 2005. —Operational guidelines for digital terrestrial television broadcasting, ARIB Technical Report TR-B14 v 3.8-E1, [s. e.], Japan, 2008. 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University of British Columbia, 2002. C A P Í T U L O 8 CODIFICACIÓN DEL CANAL 1. INTRODUCCIÓN En este capítulo se estudiarán los bloques correspondientes a la sección de codificación del canal del sistema ISDB-Tb. En esta etapa se introducen los denominados “sistemas de corrección de errores hacia adelante” (de manera abreviada FEC) que se aplican al flujo de datos entrante. Se emplean una variedad de técnicas que permiten corregir, dentro de ciertos límites, los errores de datos que se producen durante la transmisión, especialmente los errores provocados por disturbios en forma de “ráfaga” que aparecen en el canal radioeléctrico. El ruido atmosférico, la propagación multitrayectoria y las alinealidades del transmisor, entre otros, pueden provocar errores en las secuencias de bits transmitidos. ISDB-Tb utiliza codificación Reed-Solomon, entrelazado de bytes y codificación convolucional de 64 estados. Tambien se incluyen un bloque de aleatorización de datos y una etapa de ajuste de retardo, cuya misión es ecualizar los tiempos de procesamiento de cada capa jerárquica, que normalmente son distintos. 2. CÓDIGOS CONCATENADOS1 En lugar de utilizar un código único de canal, es posible combinar o concatenar dos o más códigos diferentes. Los códigos concatenados tienen ciertas ventajas, entre ellas una alta 1 Richard van NEE and Ramjee PRASAD, OFDM for Wireless Multimedia Communications, Boston, Artech House, 2000. 259 260 CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL ganancia de codificación y una menor complejidad de implementación cuando se lo compara con un código simple. La Figura 1 muestra el esquema de codificación concatenada utilizado en ISDB-Tb. En este sistema, los bloques sombreados pertenecen a la sección de modulación. ENTRADA DE DATOS CODIFICACIÓN REED SOLOMON ENTRELAZADO DE BYTES CODIFICACIÓN CONVOLUCIONAL ENTRELAZADO DE BITS MODULACIÓN CANAL RADIOELÉCTRICO SALIDA DE DATOS DECODIFICACIÓN REED SOLOMON DESENTRELAZADO DE BYTES DECODIFICACIÓN CONVOLUCIONAL DESENTRELAZADO DE BITS DEMODULACIÓN Figura 1: Codificación-decodificación concatenada Los bytes de entrada son codificados empleando la técnica Reed-Solomon, proceso que también se conoce como outer code, es decir códificacion externa, porque la protección se realiza a nivel de bytes por paquetes. En la siguiente operación los bytes son “entrelazados”, proceso que consiste en distribuirlos a lo largo de varios paquetes (11 TSP, como se demostrará más adelante) y eliminar su consecutividad. El entrelazado sirve para eliminar también los errores de ráfaga y por lo tanto es un mecanismo de dispersión temporal. A continuación los datos comienzan a manipularse a nivel de bits, mediante un esquema de codificación convolucional de tasa variable. Este nuevo proceso también es llamado inner code, o codificación interna, porque lo que se protege es la secuencia de bits sin importar el paquete al cual pertenecen. Finalmente los bits codificados también son entrelazados para eliminar la consecutividad de los mismos. El orden en el que se realiza este procesamiento tiene una gran importancia: En la recepción (demodulación), el código convolucional muestra mejor comportamiento frente a niveles relativamente bajos en la relación señal-ruido de entrada, mientras que el código de bloque Reed-Solomon cumple con la función de “limpiar” los pocos errores que subsisten luego del proceso de decodificación convolucional. La principal desventaja de los códigos concatenados es el retardo que introducen, debido a dos factores: s El entrelazado y posterior desentrelazado, que insume tiempo para ordenar y reordenar las secuencias. s El tiempo que demanda el cálculo de los algoritmos de decodificación. 3. DIAGRAMA EN BLOQUES DE LA ETAPA DE CODIFICACIÓN DEL CANAL ISDB-Tb El esquema completo de codificación del canal incluye todos los procesos que se observan en la Figura 2 que comienza con la detección del paquete IIP y la extracción del descriptor TMCC, a partir del cual se configuran todas las etapas de codificación y modulación. Debe CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 261 notarse que el entrelazado de bits también se aplica en ISDB-Tb, pero el proceso está directamente vinculado con las unidades de conversión serie- paralelo y de mapeo de bits de la sección de modulación. Por lo tanto, será analizado en el capítulo correspondiente. DETECTOR PAQUETE IIP SEÑALES DE CONTROL CAPA A CAPA B DIVISOR JERÁRQUICO CODIFICADOR RS (204-188-c=8) ALEATORIZADOR DE BITS AJUSTE DE RETARDO ENTRELAZADO DE BYTES A las etapas de modulación CODIFICADOR CAPA C CONVOLUCIONAL DESCARTE DE PAQUETES NULOS Figura 2: Codificación del canal 3.1. Codificador Reed-Solomon Luego de que los TSP son separados y asignados a cada capa jerárquica, los campos ISDBInfo y paridad RS opcionales de cada paquete son sustituidos por 16 bytes de paridad para formar un nuevo código Reed-Solomon (RS) con mayor capacidad de corrección de errores. Los códigos RS fueron introducidos en el año 1960 por los ingenieros Irving Reed y Gustave Solomon, en un trabajo titulado “Códigos Polinómicos en Campos Finitos”, lo que dio lugar a uno de los códigos correctores de error actualmente más difundidos. Los códigos RS son un subconjunto de los códigos BCH (Bose Chaudhuri Hocquenghem) y pertenecen a los denominados “códigos de bloque” lineales. Tienen la ventaja de adaptarse perfectamente a la corrección de errores de ráfaga, en los que una serie de bits sucesivos de la palabra código son recibidos con error. Por este motivo, es muy frecuente encontrarlos en los sistemas de transmisión digital formando parte de los sistemas de corrección de errores hacia adelante (FEC) que se aplican al flujo de datos entrante, para corregir los errores de bit que se producen durante la transmisión de la señal de TVD-T. Los códigos Reed-Solomon están basados en lo que matemáticamente se conoce como Campos de Galois (GF) o campos finitos. Un campo algebraico GF tiene un número Q finito y definido de elementos y, para que resulte posible su existencia, es necesario que todas las operaciones de suma y multiplicación en GF(Q) sean de módulo Q, es decir, el resultado debe pertenecer al mismo campo El proceso2 de codificación-decodificación de un código de bloque se basa en la teoría algebraica de que un conjunto de palabras código pueden ser representadas por un conjunto de polinomios. De este modo, los componentes del vector de una determinada palabra código P 2 Fabio LUMERTZ GARCIA, Implementación de un Codificador LDPC para un Sistema de TV Digital usando herramientas de Prototipo Rápido, Brasil, Facultad de Ingeniería Electrónica y Computación, Universidad Estatal de Campinas, 2006. 262 CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL corresponden a los coeficientes del polinomio P(x). De la misma forma, un conjunto de mensajes también pueden ser representados por un conjunto de polinomios. Por este motivo, los códigos de bloque también son conocidos como “códigos polinómicos”, estableciéndose la condición de que los coeficientes de dichos polinomios pertenezcan a un campo algebraico. A manera de ejemplo, la Tabla 1 muestra la representación polinómica de una secuencia de palabras código de tres bits: P P(x) 000 0 001 1 010 x 011 x+1 100 x2 101 x2 - 1 110 x2 - x 111 x2 - x + 1 Tabla 1: Palabras código y polinomios asociados Los códigos Reed-Solomon tienen las siguientes características3: s El codificador RS toma m símbolos de datos de n bits cada uno y le añade una cierta cantidad de símbolos de paridad, generando una palabra código cuya longitud es r. s Con símbolos de n bits, la máxima longitud de la palabra código para un código RS es r=2n-1. s La palabra código se construye mediante la expresión c(x)=g(x).i(x), donde c(x) es una palabra código válida, g(x) es el polinomio generador e i(x) es el bloque de información. Todas las palabras código válidas son divisibles por el polinomio generador. s Se generan q=r-m símbolos de paridad de n bits cada uno. s El codificador Reed-Solomon manipula matemáticamente los m símbolos como un bloque y los q símbolos de paridad pueden ser interpretados como una “etiqueta de identificación digital” del contenido de ese bloque. 3 Martin RILEY and Ian RICHARDSON, Reed Solomon Codes, Carnegie Mellon University, School of Computer Science, [en línea], Dirección URL: < http://www.cs.cmu.edu/> , [s. f.]. CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 263 s El decodificador RS, puede corregir hasta c símbolos con errores dentro de una palabra código, verificándose que 2c=q=r-m, es decir que la capacidad máxima de corrección es exactamente igual a la mitad del número de símbolos de paridad. s En base a los parámetros descriptos, los códigos Reed-Solomon se especifican de la forma RS (r,m,c). s Un error de símbolo se produce cuando uno o más bits de un símbolo son incorrectos. s La capacidad de corrección de símbolos es independientemente de la cantidad de bits incorrectos dentro del símbolo. Suponiendo que c símbolos presenten errores, en el mejor caso, c bits serán corregidos (un bit en cada símbolo) y en el peor caso la corrección alcanzará a un total de n x c bits (todos los bits de cada símbolo). En la Figura 3 se muestra la palabra código RS. Esta forma de codificación es llamada “sistemática”, porque los símbolos de datos se mantienen sin cambios, con el mismo orden en el que ingresaron y solo se anexan los símbolos de paridad. r bytes m bytes B0 B1 B2 B3 B4 B5 q bytes B6 ... B m-2 B m-1 B C1 B C2 ... B Cq-1 B Cq ALGORITMO Figura 3: Palabra código Reed-Solomon Dado que las aplicaciones más comunes utilizan símbolos de 8 bits, es decir n=8, a partir de este momento se hará referencia únicamente a bytes, identificándolos como Bi. Para estos casos, Q=8 y la máxima longitud de la palabra código será r=28-1=255 bytes. A manera de ejemplo, se puede diseñar un código Reed-Solomon RS (r,239,c). Cada palabra código tiene una longitud r bytes, de los cuales 239 son de datos y c de paridad. Los parámetros para este código son: s r = 28 − 1 = 255 s 2c = 255 − 239 = 16 s c =8 Esto significa que el decodificador podrá corregir hasta un máximo de 8 bytes erróneos en cualquier lugar de la palabra código. Los códigos RS admiten versiones “acortadas”, que se consiguen anulando una determinada cantidad de bytes de datos en el codificador, reinsertándolos posteriormente en el decodificador. 264 CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL Por ejemplo, el código RS(255,239,c) descrito anteriormente se puede acortar a RS(204,188,c), que es el caso concreto de ISDB-Tb ,donde los paquetes TSP están formados por 204 bytes, de los cuales 188 son de datos. Siendo r=204 y m=188, la capacidad de corrección c es: (1) c= 204 − 188 = 8 bytes 2 A los fines de completar el campo de Galois, se deben añadir 255-204=51 bytes nulos delante de los 188 bytes de datos información, y se obtienen así 239 bytes. De este modo, cuando los 239 bytes ingresan al codificador Reed-Solomon, se generan los 16 bytes de paridad, quedando conformado un código RS(255,239,8). Finalmente, luego de la aplicación de los algoritmos, se eliminan los 51 bytes nulos, resultando un total de 204 bytes y dando lugar al código RS(204,188,8). Esto es posible ya que el código RS es sistemático (mantiene los datos intactos y solo les agrega los bytes de paridad al final) El decodificador recibe la palabra código de 204 bytes (es decir un TSP), le antepone los 51 bytes nulos y partir de una nueva palabra código RS(255,239) procede a calcular el denominado “vector síndrome”. Si este vector no es nulo, significa que existen bytes erróneos que deben ser localizados y corregidos, por lo general utilizando métodos probabilísticos. Básicamente, la verificación consiste en determinar si la palabra código recibida es divisible por el polinomio generador, ya que de ese modo ha sido calculada por el codificador, es decir manipulando los datos para hacerlos divisibles por g(x). El decodificador controla que esta condición aún se mantenga y de lo contrario, procede a buscar los errores y corregirlos. Si la cantidad de bytes erróneos dentro del paquete es mayor que 8 (64 bits), el receptor no podrá determinar con certeza la secuencia de bits correcta. En ese caso, el paquete se marca como erróneo y se descarta. Para este propósito, se utiliza el primer bit del segundo byte de la cabecera del TS MPEG, de acuerdo a lo que se indica en la Figura 4:. Cabecera 4 bytes 47H Carga útil 184 bytes b b = 0 paquete correcto b = 1 paquete erróneo Figura 4: Bit de marcación de paquete erróneo 3.2. Aleatorizador de bits Para asegurar la dispersión de energía del espectro radiado, la señal de entrada debe transformarse en una secuencia cuasi-aleatoria, evitando largas series de ceros o de unos, o bien CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 265 cualquier otro patrón repetitivo. Esto es necesario porque la respuesta en frecuencia de la señal transmitida debe mostrar un espectro plano, tal como ocurre con el ruido, para que el canal radioeléctrico sea utilizado con la máxima eficiencia posible. Si el flujo de datos presentara alguna regularidad, el ritmo de repetición daría lugar a concentraciones de energía en ciertos puntos discretos del espectro, dejando espacios subutilizados en otros. Además, los puntos de alta concentración en ciertas frecuencias generan una mayor probabilidad de intermodulación cuando existen interferencias de la señal TVD sobre canales analógicos. Por esta razón, los bits transmitidos por cada capa deben ser aleatorizados mediante el esquema que se muestra en la Figura 5. Este circuito permite obtener una Secuencia Binaria Pseudo-Aleatoria (PRBS), que se forma a partir de la operación lógica OR Exclusiva entre el bit de entrada y el siguiente polinomio: () G x = x15 + x14 + 1 (2) 1 0 1 2 0 3 1 0 1 0 1 4 5 6 7 8 0 9 0 0 0 0 0 0 10 11 12 13 14 15 SALIDA PRBS HABILITACIÓN ENTRADA Figura 5: Generador de secuencia PRBS El generador PRBS, se emplea tanto para aleatorizar las secuencias transmitidas como para recuperarlas en el orden original en el receptor. Los registros de desplazamiento del generador deben inicializarse con la secuencia 100101010000000 al comienzo de cada cuadro OFDM. Debe notarse que el inicio del cuadro se sincroniza con el bit más significativo (MSB) del segundo byte del primer TSP (es decir, se saltea el byte de sincronismo 47H). Por esta razón, el sincronimo de cuadro estará desplazado un byte. La secuencia PRBS no afecta a los bytes de sincronismo 47H, porque que es deshabilitada justo en ese instante. Se deduce que el periodo de la secuencia de habilitación del PRBS debe ser igual a (204 – 1) x 8 = 203 x 8 = 1624 bits. La Figura 6 ilustra las secuencias de tiempo de sincronización del cuadro y de habilitación del PRBS. 266 CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL SINCRONIZACIÓN DE CUADRO OFDM 47H 203 BYTES PRBS 47H 203 BYTES PRBS ... ... 47H 203 BYTES PRBS 47H 203 BYTES PRBS 47H 203 BYTES PRBS HABILITACIÓN PBRS ... CUADRO OFDM Figura 6: Sincronización de cuadro OFDM y señal de habilitación del generador PRBS 3.3. Entrelazado de bytes4 Si bien antes del entrelazado de bytes se encuentra el bloque de ajuste de retardo, se debe estudiar en primer lugar el funcionamiento del entrelazador para luego poder comprender la necesidad de introducir el ajuste de retardo y los parámetros que lo gobiernan. El entrelazado es una forma de diversidad temporal que se emplea para dispersar en el tiempo los errores de ráfaga. Mediante esta técnica, una secuencia de bytes es entrelazada (permutada) antes de ser transmitida por un canal propenso a este tipo de errores. Si un error de ráfaga aparece durante la transmisión, la restauración de la secuencia original tiene un efecto equivalente a distribuir los errores a lo largo del tiempo. Cuando un entrelazador está correctamente diseñado, la distribución de los errores responderá a un patrón de aspecto aleatorio y su corrección será mucho más sencilla, si además se emplea conjuntamente con otras técnicas de codificación de datos. El mecanismo de entrelazado necesita del almacenamiento de algunos bytes en elementos de memoria (buffer) y la posterior lectura desde estos elementos, por lo cual necesariamente se introducirá un cierto tiempo de retardo en el proceso. Por lo general, el mismo valor de retardo existirá en el proceso de desentrelazado que debe realizarse en el receptor. El retardo D se expresa como el número de operaciones de lectura/escritura necesarios para ejecutar el entrelazado y el posterior desentrelazado. Como se acaba de mencionar, la implementación de un conjunto entrelazador-desentrelazador requiere de una cantidad G de celdas de memoria. Para lograr una buena performance de entrelazado, la dispersión de bytes debe ser tan grande como se pueda, mientras que el retardo D y la cantidad de memoria G deben ser tan pequeños como sea posible. 4 John Sam LEE and Leonard E. MILLER, CDMA Systems Engineering Handbook, United States of America, Artech House Inc., 1998. CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 267 3.3.1. Funcionamiento del entrelazador-desentrelazador Forney Un entrelazador Forney tiene k líneas paralelas, las cuales son seleccionadas mediante dos llaves que operan sincrónicamente. Cada una de las líneas contiene celdas de almacenamiento, excepto la primera que es simplemente una conexión directa entre la entrada y la salida. El tamaño de cada celda es de un byte. La segunda línea contiene A celdas de almacenamiento, la tercera el doble, es decir 2 A celdas, la cuarta el triple, o sea 3 A celdas y así sucesivamente, hasta la última que tiene (k-1)A. Las celdas deben ser cargadas con bytes de inicialización “i”, que luego serán desplazados hacia la salida. La llave de salida extrae un byte por vez, cada vez que uno de ellos ingresa por la llave de entrada. Ambas llaves cambian a la posición siguiente cada vez que se completa la operación de carga/descarga de un byte. A continuación, la Figura 7 muestra el esquema de un entrelazador y abajo, el correspondiente desentrelazador: 1 2 ENTRADA A ... SALIDA 2A 3 ... (k-1)A k ... a) Entrelazador (k-1)A 1 ... 2 ... ENTRADA 3 2A SALIDA A ... k b) Desentrelazador Figura 7: Entrelazador y desentrelazador Forney Para comprender mejor la forma de operación, se mostrará el ejemplo de un entrelazador sencillo, con A=2, y k=4, cuyas celdas están inicializadas con el byte “i”. La entrada consiste en 48 bytes representados por BJ donde j indica el orden de la sucesión. La condición inicial del entrelazador y los tres primeros ciclos de conmutación de las llaves se muestran en la Figura 8: 268 CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 1 2 2 i ENTRADA i SALIDA 4 3 i i i i 6 4 i i i i i i B0 1 2 2 ENTRADA i i B1 SALIDA 4 3 i B2 i i i 6 4 i B3 i i i i i B4 1 2 2 i B5 ENTRADA B1 SALIDA 4 3 i B 6 B2 i B7 B3 i i 6 4 i i i i B8 1 2 B1 2 B9 ENTRADA B5 SALIDA 4 3 i B10 B 6 B 2 i B7 B3 i 6 4 B11 Figura 8: Entrelazador de bytes con A=2 y k=4 i i i CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 269 En la Tabla 2 se resume el resultado de la operación. Dado que los 48 bytes se reparten en 4 líneas, son necesarios 12 ciclos de conmutación para introducir la totalidad de los bytes. A su vez, la Tabla 3 muestra el reordenamiento producido por el desentrelazador. Puede deducirse sin demasiada dificultad que, luego de 24 bytes, se recuperará el ordenamiento de la secuencia original, es decir que el retardo total introducido por el entrelazado viene dado por D=2G . Ciclo Entrada Salida 1 B0 , B1 , B2 , B3 B0 , i , i , i 2 B4 , B5 , B6 , B7 B4 , i , i , i 3 B8, B9 , B10 , B11 B8, B1 , i , i 4 B12 , B13 , B14 , B15 B12 , B5 , i , i 5 B16 , B17 , B18 , B19 B16 , B9 , B2 , i 6 B20 , B21 , B22 , B23 B20 , B13 , B6 , i 7 B24 , B25 , B26 , B27 B24 , B17 , B10 , B3 8 B28 , B29 , B30 , B31 B28 , B21 , B14 , B7 9 B32 , B33 , B34 , B35 B32 , B25 , B18 , B11 10 B36 , B37 , B38 , B39 B36 , B29 , B22 , B15 11 B40 , B41 , B42 , B43 B40 , B33 , B26 , B19 12 B44 , B45 , B46 , B47 B44 , B37 , B30 , B23 Tabla 2: Entrada y salida del entrelazador de la Figura 8, para 12 ciclos de conmutación Ciclo Entrada Salida 1 B0 , i , i , i d, d , d , i 2 B4 , i , i , i d, d , d , i 3 B8, B1 , i , i d, d , i , i 4 B12 , B5 , i , i d, d , i , i 5 B16 , B9 , B2 , i d, i , i , i 6 B20 , B13 , B6 , i d, i , i , i 7 B24 , B17 , B10 , B3 B0 , B1 , B2 , B3 8 B28 , B21 , B14 , B7 B4 , B5 , B6 , B7 9 B32 , B25 , B18 , B11 B8, B9 , B10 , B11 10 B36 , B29 , B22 , B15 B12 , B13 , B14 , B15 11 B40 , B33 , B26 , B19 B16 , B17 , B18 , B19 12 B44 , B37 , B30 , B23 B20 , B21 , B22 , B23 Tabla 3: Entrada y salida del desentrelazador, para 12 ciclos de conmutación CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL Es sencillo demostrar que la cantidad total de celdas de memoria necesarias para el entrelazador es: A ⋅ k k-1 G= (3) 2 ( ) Además, el número de ciclos completos de conmutación Sw que debe realizar la llave del entrelazador para que pueda aparecer la secuencia reordenada en la salida del desentrelazador se puede calcular como: D 2⋅G Sw = = (4) k k En el ejemplo analizado, los valores son G=12, D=2.G=24 y Sw=6. 3.3.2. Entrelazador Forney para ISDB-Tb En ISDB-Tb el entrelazado de bytes se aplica en cada capa jerárquica, con el objetivo de incrementar la eficiencia de la codificación Reed-Solomon frente a los errores en ráfaga. Esto permite que en el receptor, luego de la correspondiente decodificación, dichos errores queden distribuidos de forma prácticamente aleatoria. El entrelazador Forney utilizado tiene los siguientes parámetros: A=17 y k=12 y su esquema completo puede verse en la Figura 9. Obsérvese que A.k=17x12=204, cantidad de bytes correspondientes a 1 TSP. Es muy importante tener en cuenta que el byte de sincronismo 47H ingresa al entrelazador por la vía 1 que no tiene memoria y por lo tanto es enviado directamente a la salida, sin sufrir ningún tipo de retardo. 1 2 17 bytes ENTRADA AJUSTE DE RETARDO 3 SALIDA 34 bytes ... 12 ... 270 187 bytes Figura 9: Entrelazador Forney para ISDB-Tb (A=17 y k=12) Aplicando a la ecuación (3) los parámetros de este entrelazador se tendrá: (5) G= ( ) = 17 × 12 ⋅ (12-1) = 1122 bytes A ⋅ k k-1 2 2 Por lo tanto el retardo D es: (6) D = 2 ⋅ G = 2244 bytes CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 271 La cantidad de ciclos de conmutación de la llave será: Sw = (7) D 2244 = = 187 k 12 Y el retardo D, expresado en cantidad de TSP es: (8) D= 2244 = 11 TSP 204 3.4. Ajuste de retardo La transmisión jerárquica permite especificar un conjunto de parámetros de transmisión distintos para cada capa: número de segmentos NSc que conforman la capa, tasa de codificación interna KI, y esquema de modulación bP. Por esta razón, existirán diferencias en los tiempos requeridos para procesar las señales de cada capa. Es necesario tener en cuenta estas diferencias (retardos) que, como se ha visto, aparecen en la etapa de entrelazado de bytes. El ajuste de retardo permite la ecualización de los tiempos de tránsito binario de cada capa jerárquica. El valor necesario de ecualización se ajusta únicamente en el lado del transmisor y debe tener un valor adecuado para las configuraciones adoptadas, de forma tal que todos los retardos, incluyendo el introducido por el proceso de entrelazado de bytes visto anteriormente, se correspondan con un múltiplo entero de la duración de un cuadro OFDM. En el capítulo correspondiente a Remultiplexor y flujo BTS, se vió la necesidad de hacer este ajuste. Además se demostró que, dentro del período correspondiente a un cuadro OFDM, cada segmento transporta una cantidad de bits de datos que corresponden a un número entero N de paquetes TSP y en la Tabla 1 de ese capítulo se especificaron los valores de N necesarios para cada configuración. Es posible deducir el retardo adicional por entrelazado de bytes DAB que debe introducirse en cada capa jerárquica, partiendo de la cantidad N de paquetes TSP y de la tasa binaria efectiva de la capa. El tiempo de duración de un bit de datos es la inversa de la tasa binaria (flujo neto): (9) tb = 1 ⎡ seg ⎤ ⎢ ⎥ R ⎣ bit ⎦ Por otro lado, la cantidad de bits de datos transportada por N TSP en una capa formada por NSc segmentos es: (10) bSc = NSc x N x 188 x8 Se ha visto que el entrelazado produce un atraso constante D igual a 11 TSP. Además se añadirá un retardo adicional, llamado ajuste de retardo por entrelazado de bytes DAB, que también se expresará como un número entero de TSP. Entonces, el retardo total por entrelazado de bytes DB medido en TSP, se puede escribir como: 272 CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL DB = DA B + D (11) El equivalente en bits de datos para el retardo DB es: bB = DB × 188 × 8 (12) Teniendo en cuenta (10) y (12) el total neto de bits a procesar por la capa es: (13) bT = bSc + bB = (N Sc × N + DB ) × 188 × 8 El tiempo de procesamiento necesario para esta cantidad de bits en la capa es: T = tb . bT = (14) 1 .b R T Se propone que este tiempo de procesamiento sea múltiplo (el menor posible) de la duración de un cuadro OFDM (TF) y por lo tanto se puede escribir: T = v ⋅ TF (15) Igualando las ecuaciones (14) y (15) en T: v ⋅ TF = (16) 1 .b R T La expresión de la tasa binaria neta para NSc segmentos es: R = KO . K I . (17) bP .N Sc .L D TS Sustituyendo (13) y (17) en (16) se tendrá: (18) v ⋅ TF = TS K 0 ⋅ K I ⋅ bP ⋅ N Sc ⋅L D (N Sc ) ⋅ N + DB × 188 × 8 188 y que el período de cuadro OFDM es TF = 204 · TS , 204 se llevan estos valores a la ecuación (18): Teniendo en cuenta que K0 = (19) v ⋅ 204 ⋅ TS = TS 188 188 ⋅ K ⋅ b ⋅ N Sc ⋅L D 204 I P (N Sc ) ⋅ N + DB × 188 × 8 Simplificando y reordenado, la ecuación (19) queda de la siguiente forma: (20) ⎛K ⋅b ⋅L ⎞ v ⋅ ⎜⎜ I P D ⎟⎟ ⋅N Sc = N Sc ⋅ N + DB 8 ⎝ ⎠ CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 273 La expresión entre paréntesis es N, la cantidad de TSP por segmento y por cuadro que fue determinada en el capítulo correspondiente a Remultiplexor y flujo BTS. Por lo tanto: v ⋅ N Sc ⋅N = N Sc ⋅ N + DB (21) Despejando DB se tiene: ( ) DB = N Sc ⋅ N ⋅ v − 1 (22) Despejando el valor de ajuste DAB de la ecuación (11): DA B = DB − D (23) Sustituyendo DB por su equivalente en (22) y recordando que D = 11, se obtiene finalmente: ( ) DA B = N Sc ⋅ N ⋅ v − 1 − 11 (24) La Tabla 1 del capítulo de Remultiplexor y flujo BTS demuestra que en cualquier caso N > 11. Entonces, para que la expresión (24) tenga sentido, bastará con hacer v = 2 (el menor entero posible) y en consecuencia el ajuste de retardo será: DA B ⎡⎣TSP⎤⎦ = N × N Sc − 11 (25) En la Tabla 4 se presentan todos los valores de ajuste de retardo DAB que surgen como consecuencia de dar valores a N en la ecuación (25). Los valores de N se obtienen de la Tabla 1 del capítulo Remultiplexor y flujo BTS y se ordenan de manera análoga. Modulación QPSK/DQPSK (bP =2) 16-QAM (bP =4) 64-QAM (bP =6) KI 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8 1/2 2/3 3/4 5/6 7/8 Modo 1 Ajuste de retardo DAB Modo 2 Modo 3 12 x NSc - 11 16 x NSc - 11 18 x NSc - 11 20 x NSc - 11 21 x NSc - 11 24 x NSc - 11 32 x NSc - 11 36 x NSc - 11 40 x NSc - 11 42 x NSc - 11 36 x NSc - 11 48 x NSc - 11 54 x NSc - 11 60 x NSc - 11 63 x NSc - 11 24 x NSc - 11 32 x NSc - 11 36 x NSc - 11 40 x NSc - 11 42 x NSc - 11 48 x NSc - 11 64 x NSc - 11 72 x NSc - 11 80 x NSc - 11 84 x NSc - 11 72 x NSc - 11 96 x NSc - 11 108 x NSc - 11 120 x NSc - 11 126 x NSc - 11 48 x NSc - 11 64 x NSc - 11 72 x NSc - 11 80 x NSc - 11 84 x NSc - 11 96 x NSc - 11 128 x NSc - 11 144 x NSc - 11 160 x NSc - 11 168 x NSc - 11 144 x NSc - 11 192 x NSc - 11 216 x NSc - 11 240 x NSc - 11 252 x NSc - 11 Tabla 4: Ajuste del valor de retardo DAB en número de TSP 274 CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 3.4.1. Ejemplo de cálculo de retardos y valores de ajuste Para comprender como funciona la ecualización de tiempos, se analizará el ejemplo de un sistema de transmisión cuya configuración se consigna en la Tabla 5: Parámetros generales Modo 1 Relación Δ ¼ 96 Portadoras de datos LD 315 μs TS 64,26 ms TF Parámetros de las capas Capa Segmentos Modulación KI A NSA = 1 16-QAM (bp = 4) 3/4 B NSB = 12 64-QAM (bp = 6) 7/8 Tabla 5: Configuración del sistema del ejemplo a) Tasas de transmisión para cada capa: R A (bps) = KO ⋅ K I ⋅ R B (bps) = KO ⋅ K I ⋅ bP ⋅ N SA ⋅ L D TS bP ⋅ N SB ⋅ L D TS = 188 3 4 × 1× 96 × × = 842.577,03 bps 204 4 315 × 10−6 = 188 7 6 × 12 × 96 × × = 17.694.117,65 bps 204 8 315 × 10−6 b) Tiempos de duración de bit: t bA = 1 μs = 1, 186835 RA bit t bB = 1 μs = 0, 056516 RB bit c) Cantidad de TSP por segmento y por cuadro (Tabla 1 del capítulo 7 Remultiplexor y flujo BTS): NA = 36 NB = 63 d) Cantidad de TSP para cada capa: N TSP−A = N SA × 36 = 1× 36 = 36 CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 275 N TSP−B = N SB × 63 = 12 × 63 = 756 e) Cantidad de TSP a procesar por capa sin aplicación de ajuste de retardo: DB−A = N TSP−A + D = 36 + 11 = 47 DB−B = N TSP−B + D = 756 + 11 = 767 f) Cantidad equivalente en bits a procesar en cada capa: bB−A = DB−A × 188 × 8 = 47 × 188 × 8 = 70.688 bB−B = DB−B × 188 × 8 = 767 × 188 × 8 = 1.153.568 g) Tiempo de procesamiento para cada capa: t A = 1, 186835 μs x 70.688 = 83,895 ms bit t B = 0, 056516 μs x 1.153.568 = 65,195 ms bit Se verifica que las capas no coinciden temporalmente. Teniendo en cuenta que el período de cuadro OFDM es de 64,26 ms, los retardos calculados son equivalentes aproximadamente a 1,30 y 1,01 cuadros respectivamente. h) Agregado de los ajustes de retardo dados por la Tabla 4: DA B−A = 36 × N SA − 11 = 36 × 1− 11 = 25 DA B−B = 63 × N SB − 11 = 63 × 12 − 11 = 745 i) Cantidad de TSP a procesar por capa con aplicación de ajuste de retardo: DB−A = N TSP−A + D + DA B−A = 36 + 11+ 25 = 72 DB−B = N TSP−B + D + DA B−B = 756 + 11+ 745 = 1512 j) Cantidad equivalente en bits a procesar en cada capa: bB−A = DB−A × 188 × 8 = 72 × 188 × 8 = 108.288 bB−B = DB−B × 188 × 8 = 1512 × 188 × 8 = 2.274.048 k) Tiempos de procesamiento ecualizados: t A = 1, 186835 μs x 108.288 = 128,52 ms bit 276 CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL t B = 0, 056516 l) v= μs x 2.274.048 = 128,52 ms bit Tiempos de procesamiento ecualizados, expresados en cantidad de cuadros OFDM: 128,52 =2 64, 26 Luego de la ecualización el tiempo total de procesamiento es equivalente a la duración de 2 cuadros OFDM completos. 3.5. Codificador convolucional Después del entrelazado de bytes, los datos se someten a un nuevo proceso, llamado codificación convolucional. Cuando una señal es sometida a una operación lógica que se realiza entre el valor o estado actual de la señal y un valor anterior de la misma obtenido por su retardo en el tiempo, se produce lo que se conoce como convolución. El codificador convolucional es un dispositivo compuesto por un registro de desplazamiento de n etapas y una serie de compuertas OR Exclusiva. El término “estado” utilizado en el párrafo anterior, sugiere que el dispositivo irá cambiando su estado de acuerdo al valor de la señal que se presente en la entrada del mismo en un determinado instante. Pero más importante aún, si se conoce la sucesión de los estados posibles que puede tener el dispositivo, podrá deducirse como deberán ser los cambios de la señal. Esta característica es fundamental en los sistemas de corrección FEC. Para poder comprender su funcionamiento, se analizará un codificador convolucional sencillo, formado por dos registros, tres compuertas y dos salidas, cuyo esquema se muestra en la Figura 10. Cuando un codificador convolucional tiene una entrada y dos salidas se dice que tiene relación de codificación 1:2 o 1/2. SALIDA X ENTRADA 1 2 SALIDA Y Figura 10: Codificador convolucional El método de análisis cuyos detalles se presentan en la Figura 12 es el siguiente: primero se asignan todos los estados posibles a los dos registros (00, 01, 10 y 11). A continuación, para cada uno de esos cuatro estados, se ingresa un 0 a la entrada del codificador y se calculan CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 277 los correspondientes valores de salida. Por último, se repite el procedimiento, pero esta vez ingresando un 1 al dispositivo. Cada vez que un bit aparece en la entrada, los bits contenidos en los registros se desplazan hacia la derecha. Cuando un bit sale de un registro, su valor aparece en el terminal de entrada de la puerta OR Exclusiva que se encuentre conectada a ese registro. En la Figura 12 a), las flechas a la salida de cada registro señalizan la salida del bit que se encontraba almacenado antes del cambio de estado, cuyos valores están colocados entre corchetes. Puede pensarse que el bit b2 empuja al b1 y este ingresa al segundo registro, empujando a su vez al bit b0. Las combinaciones posibles pueden verse en la Figura 12, desde la b) a la i). Una vez determinados los valores de salida para cada uno de los cuatro estados y de acuerdo al valor del bit de entrada, se puede completar la tabla de estados del codificador convolucional y su diagrama asociado, tal como puede apreciarse en la Figura 11. TABLA DE ESTADOS 0/00 E(t) 1/11 10 1/ 0 0 00 1/01 0/ 10 0/11 01 0/01 11 1/10 0 0 0 0 0 0 0 0 1 1 1 1 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 0 0 0 0 1 1 1 1 I E(t+1) 0 x 1 x 0 x 1 x x 0 x 1 x 0 x 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 0 1 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 0 1 X Y 0 0 no permitido 1 1 no permitido 1 1 no permitido 0 0 no permitido no permitido 1 0 no permitido 0 1 no permitido 0 1 no permitido 1 0 Figura 11: Tablas y diagrama de estados del codificador convolucional La utilidad como FEC del codificador convolucional es evidente: no pueden producirse cambios de estado arbitrarios y la presencia de un estado determinado dependerá del valor actual y del anterior del flujo binario de entrada. En la tabla de estados puede verse claramente que hay 8 estados no permitidos sobre 16 posibles. Por ejemplo: es imposible el paso del estado 00 al estado 01 sin haber pasado previamente por el estado 10. Si semejante condición se presentara a la entrada del decodificador, el algoritmo de Viterbi realizaría la búsqueda del camino más probable, corrigiendo el error. 278 CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL b2 b1 + b2 X = b0 + (b 1 + b2 ) b1 [b i] estado anterior bi I = b2 estado actual b2 [b1] b1 [b0] b0 Y = b 0 + b2 b2 a) Representación general de estados 0 0 0 I=0 0 [0] X=0 0 0 [0] I=1 0 0 0 I=0 0 [0] X=1 I=0 0 [1] X=1 I=0 0 [1] 1 1 0 1 0 1 [1] X=0 1 [0] 0 X=0 1 [1] I=1 0 e) Estado 11 / ingresa 0 Y=0 Y=1 1 h) Estado 10 / ingresa 1 1 [1] 1 X=0 0 [1] Y=0 0 d) Estado 10 / ingresa 0 1 1 1 I=1 1 Y=1 1 g) Estado 01 / ingresa 1 1 [0] 0 1 0 1 [0] 0 0 1 Y=1 0 c) Estado 01 / ingresa 0 1 0 [0] 0 I=1 1 X=1 1 f) Estado 00 / ingresa 1 0 [1] 0 0 1 [0] 1 1 1 0 Y=0 0 b) Estado 00 / ingresa 0 0 1 1 0 1 1 1 [1] 1 Y=1 X=1 Y=0 1 i) Estado 11 / ingresa 1 Figura 12: Funcionamiento del codificador convolucional5 5 Walter FISCHER, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, Berlín, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009. CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 279 Si se tiene en cuenta que solo 1 de los 2n estados posibles puede presentarse en un determinado instante de tiempo, existe otra forma quizá más práctica de representar y visualizar todas las transiciones posibles de un codificador convolucional: el diagrama de Trellis. Este diagrama presenta tantas líneas horizontales como estados tenga el dispositivo y la cantidad de divisiones verticales que resulten necesarias hasta que el esquema de transiciones posibles se torne repetitivo. En la Figura 13 se muestra el diagrama de Trellis del codificador sencillo utilizado en este desarrollo. Partiendo del estado 00 en t = t0 se van colocando flechas solo en aquellas transiciones entre estados que estén permitidas. Puede verse claramente que a partir de t = t2, el dispositivo ya tiene la posibilidad de ingresar en uno de los cuatro estados posibles y la forma del diagrama comienza a repetirse de un instante a otro. Es importante comprender que, independientemente de la cantidad de estados posibles que tenga un codificador, solo existen dos caminos para salir de un estado y que dichos caminos solo dependen del valor del bit de entrada en un determinado instante. En la Figura 13 a manera de ejemplo, se ha remarcado con flechas más gruesas un camino posible. 0/00 00 0/11 1/11 1/11 01 0/10 10 0/01 1/01 1/10 11 t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 Tiempo Figura 13: Diagrama de Trellis El sistema ISDB-Tb utiliza el codificador convolucional cuyo esquema se muestra en la Figura 14. Como puede verse, esta formado por 6 celdas de memoria de un bit, 8 compuertas OR Exclusiva y 8 derivaciones (tomadas de las salidas de los registros). Por lo tanto tiene un total de 26 = 64 estados y una relación de codificación 1/2. 280 CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL SALIDA X ENTRADA 1 2 3 4 5 6 SALIDA Y Figura 14: Codificador convolucional de relación 1/2 Este codificador convolucional a menudo es incorrectamente llamado “Codificador Viterbi”, debido a que con este nombre es conocido el algoritmo de decodificación que se utiliza en el receptor. Como puede apreciarse, el flujo binario de entrada se combina mediante compuertas OR Exclusiva con los valores binarios obtenidos en cada una de las derivaciones colocadas en las salidas de las celdas del registro de desplazamiento. El valor de cada bit de salida depende de 7 bits: el bit de entrada actual y 6 bits almacenados en las celdas del registro. Este parámetro (k = 7, o bien, longitud del registro de desplazamiento más 1) se conoce como “longitud de restricción”. Comúnmente, las derivaciones que están conectadas a cada compuerta se indican con un 1 y el conjunto se especifica mediante un vector generador. En la Figura 14, los vectores generadores son 1111001 para la salida X (entrada y derivaciones 1, 2, 3 y 6) y 1011011 para la salida Y (entrada y derivaciones 2, 3, 5 y 6). Estos números binarios expresados en base octal son G1 = 171OCTAL y G2 = 133OCTAL respectivamente. Un codificador de relación ½ presenta una gran redundancia de datos (100%), facilitando enormemente la corrección de errores cuando estos son aleatorios, pero en desmedro de la tasa neta o efectiva, que se reduce a la mitad. 3.5.1. Punzonado6 Para poder tener cierto control de la velocidad de transmisión y manejar el grado de redundancia deseado, las salidas del codificador convolucional se conectan a un bloque que selecciona, de acuerdo a un patrón predeterminado llamado “punzonado”, solo una parte de los datos presentes en las salidas X e Y, ordenándolos y convirtiéndolos en un flujo binario en serie, tal como se puede apreciar en la Figura 15. La tasa de punzonado es uno de los parámetros que pueden ajustarse de forma individual en cada capa jerárquica del sistema. Se pueden elegir las siguientes tasas o relaciones identificadas por el coeficiente KI: 1/2, 2/3, 3/4, 5/6 y 7/8. 6 Alejandro DELGADO GUTIERREZ, Transmisión de señales de TV digital en el estándar terreno DVB-T, Madrid, Departamento de Electromagnetismo y Teoría de Circuitos. Escuela Técnica Superior de Ingenieros de Telecomunicación. Universidad Politécnica de Madrid, 2002. CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL 281 SALIDA X ENTRADA CODIFICADOR CONVOLUCIONAL SALIDA Y BLOQUE DE PUNZONADO SALIDA SERIE Figura 15: Codificador convolucional y bloque de punzonado Los patrones de punzonado (bits eliminados) y las secuencias resultantes pueden verse en la Figura 16: KI Flujo I de bits de entrada b0 1/2 b1 2/3 b2 3/4 b4 5/6 7/8 b 6 Salidas X Y del codificador b5 b4 b3 b3 b2 b2 b1 b1 b1 b0 b0 b0 b0 Punzonado X1 X1 Y1 Y1 X1 X2 X1 X2 Y1 Y2 Y1 Y2 X1 X2 X3 X1 X2 X3 Y1 Y2 Y3 Y1 Y2 Y3 X1 X2 X3 X4 X5 X1 X2 X3 X4 X5 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 X1 X2 X3 X4 X5 X6 X7 X1 X2 X3 X4 X5 X6 X7 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7 Y1 Y2 Y3 Y4 Y5 Y6 Y7 Salida serializada X1 Y1 X1 Y1 Y2 X1 Y1 Y2 X3 X1 Y1 Y2 X3 Y4 X5 X1 Y1 Y2 Y3 Y4 X5 Y6 X7 Figura 16: Patrones de punzonado y secuencias de salida El coeficiente KI indica el grado de redundancia de la secuencia transmitida. Por ejemplo, para KI = ½, por cada bit de entrada se tendrán dos de salida, es decir se duplica la información transmitida. En el otro extremo, cuando KI = 7/8 por cada 7 bits de entrada habrá 8 en la salida. En consecuencia, la protección contra errores es menor para valores más altos del coeficiente KI, pero la tasa binaria de transmisión neta aumenta. El valor adecuado en la práctica dependerá de la robustez deseada frente al ruido y de la potencia de transmisión disponible. Cabe preguntarse que sucede en el receptor con los bits que han sido eliminados durante la transmisión. La respuesta en muy sencilla: durante el despunzonado, estos espacios normalmente se rellenan con ceros, que luego serán tratados como errores por el decodificador de Viterbi. Este decodificador utiliza un algoritmo que permite reconstruir la secuencia binaria correcta, siguiendo el camino más probable. Para finalizar, es importante mencionar el efecto que genera el despunzonado, analizando el proceso inverso de la Figura 16. Cuando se rellenan los espacios eliminados, se duplican las cantidades de bits de las secuencias de entrada originales (secuencias antes del codificador convolucional), retornando a lo que se conoce como “tasa-madre” cuya relación es igual a ½. De este modo queda completamente justificado el análisis del receptor modelo, realizado en el capítulo anterior. 282 CAPÍTULO 8 — CODIFICACIÓN DEL CANAL BIBLIOGRAFÍA AGILENT TECHNOLOGIES, DTV Design Library, Palo Alto, [s. e.], 2005. ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESSES, Transmission system for digital terrestrial television broadcasting, ARIB Standard STD-B31 v1.6, [s. e.], Japan, 2005. BAHAI, Ahmad R. and Burton R. SALTZBERG, Multi-Carrier Digital Communications. Theory and Applications of OFDM, New York, Kluwer Academic Publishers, 1999. DELGADO GUTIERREZ, Alejandro, Transmisión de señales de TV digital en el estándar terreno DVB-T, Madrid, Departamento de Electromagnetismo y Teoría de Circuitos. 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En el presente (sección A) se analizan el entrelazado de bits, las unidades de mapeo, la combinación de los flujos binarios de cada capa en una única señal serie y los bloques de entrelazado de tiempo y de frecuencia. La sección B está dedicada a la construcción del cuadro OFDM, la obtención de la señal compleja en el dominio del tiempo por aplicación de la IFFT, la inserción del intervalo de guarda y la modulación I-Q. El capítulo dedicado a pilotos, señales de control y señales auxiliares se presentará antes de abordar los temas de la sección B, pues resulta necesario para entender la conformación del cuadro OFDM. La Sección A de la cadena de modulación del transmisor ISDB-Tb, está compuesta por los bloques de procesamiento que se muestran en la Figura 1. 283 284 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) SEÑALES DE CONTROL AJUSTE DE RETARDO ENTRELAZADO DE BITS MAPEO (QPSK-16QAM64QAM-DQPSK) AJUSTE DE RETARDO COMBINADOR JERÁRQUICO A la etapa de ENTRELAZADO conformación de cuadro DE FRECUENCIA (inter-intra segmentos) ENTRELAZADO DE TIEMPO Figura 1: Bloques de la etapa de modulación (Sección A) 2. ENTRELAZADO DE BITS Tal como ocurrió en los procesos de codificación de canal, primero es necesario analizar el funcionamiento del entrelazado de bits para luego poder comprender el ajuste de retardo y sus parámetros asociados. En la Figura 2 se muestra el esquema empleado para el entrelazado de bits en ISDB-Tb, que como puede apreciarse, tiene muchas similitudes con el entrelazador Forney de bytes. De acuerdo al esquema de modulación empleado, la cantidad de líneas necesarias a la salida del divisor de bits será: 2 para QPSK y DQPSK, 4 para 16-QAM y 6 líneas para 64-QAM, enviándose un bit en cada una de ellas. b´1 b1 b2 ENTRADA b 1 ,b 2 ,b 3 …bP DIVISOR DE BITS b3 ... Flujo binario serie AJUSTE DE RETARDO bP A b´2 ... 2A b´3 ... (P - 1)A ... b´P Figura 2: Conversión serie-paralelo y entrelazado de bits Como puede verse en la Figura 2, todos los bits con excepción del primero, experimentan un retardo que se expresa en bits y viene dado por la siguiente expresión: (1) ( ) Dg = g − 1 ⋅ A Donde 1≤ g ≤P, es g un número entero. Los bits de salida (retardados) se identifican como bg´. Independientemente del esquema de modulación utilizado, la línea correspondiente al último bit bP siempre tiene un retardo máximo de 120 bits. Esto significa que: CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) ( 285 ) DP = P − 1 ⋅ A = 120 (2) El funcionamiento del sistema es análogo al entrelazado de bytes estudiado en el capítulo de codificación de canal y por lo tanto resultan válidas las expresiones correspondientes a la cantidad de celdas de memoria necesarias y al retardo introducido (con la única salvedad de que aquí se emplea P en lugar de k): G= (3) ( ) A ⋅ P⋅ P −1 2 ( ) D = 2⋅G = A ⋅ P⋅ P −1 (4) Empleando las expresiones (2), (3) y (4) se puede construir la Tabla 1, donde se muestran los valores de A (unidad de memoria), G (memoria total) y D (retardo introducido) correspondiente a cada uno de los esquemas de modulación posibles: Modulación P A G D 2 120 120 240 16-QAM 4 40 240 480 64-QAM 6 24 360 720 QPSK - DQPSK Tabla 1: Valores de A, G y D para los entrelazadores de bits Finalmente, en la Figura 3 pueden verse las configuraciones de los entrelazadores de bits para cada uno de los esquemas de modulación. 286 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) b1 a) QPSK DQPSK ENTRADA AJUSTE DE RETARDO DIVISOR DE BITS b´1 b2 120 b1 b2 ENTRADA b) 16-QAM AJUSTE DE RETARDO DIVISOR DE BITS b´1 b´2 40 b3 b´3 80 b4 120 b1 b2 b3 ENTRADA c) 64-QAM AJUSTE DE RETARDO DIVISOR DE BITS b4 b5 b6 b´2 b´4 b´1 b´2 24 b´3 48 b´4 72 96 120 b´5 b´6 Figura 3: Configuración de los entrelazadores de bits para cada esquema de modulación 2.1. Ajuste de retardo Al especificar distintos parámetros de modulación para cada capa (número de segmentos asignados por capa NSc, esquema de modulación bP y relación de codificación convolucional KI), existirán diferencias en los tiempos de procesamiento de las señales una vez realizado el entrelazado de bits. Se hace necesario un nuevo ajuste de retardo para permitir la ecualización de los tiempos de tránsito de los bits de cada capa jerárquica. Todas las ecualizaciones se ajustan únicamente en el transmisor y sus valores responden a las configuraciones adoptadas. Superada la etapa de codificación convolucional ya no es conveniente hablar de TSP, porque a todos los bits que forman los paquetes de 204 bytes se les ha incorporado un cierto grado de redundancia que depende de la relación de codificación elegida (KI, que puede valer CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 287 1/2, 2/3, 3/4, 5/6 y 7/8). A partir del entrelazado de bits y del mapeo I/Q, la unidad de información más conveniente es el símbolo, pues este es el elemento con el cual se modulará a cada una de las portadoras, previa definición de las correspondientes constelaciones. Por lo tanto, se transfieren a cada portadora símbolos de bP bits dentro de un período de tiempo TS (duración del símbolo OFDM). En este caso entonces, se debe procurar que todos los retardos, incluyendo el introducido por el proceso de entrelazado de bits, se correspondan con un múltiplo entero de la duración de un símbolo OFDM. Para calcular el tiempo de duración de un bit, a partir de este punto se deberá tener en cuenta todo el flujo binario, es decir, los bits de datos (flujo neto) más los bits correpondientes a los códigos de protección RS y convolucional. Se denominará tasa bruta Rb a la correspondiente al flujo total de bits (con KO = 1 y KI = 1): (5) Rb = bP ⋅ L D ⋅ N Sc TS La inversa de la tasa es igual al tiempo o duración de bit: (6) tb = 1 Rb ⎡ seg ⎤ ⎢ ⎥ ⎣ bit ⎦ De acuerdo a (4), el entrelazado de bits produce un atraso constante proporcional a bP y A (unidad de memoria). De manera análoga a lo estudiado en el proceso de entrelazado de bytes, el retardo total Db introducido por el entrelazado de bits se puede escribir de la siguiente manera: (7) ( ) Db = DA b + bP ⋅ bP − 1 ⋅A Donde DAb es el valor de ajuste necesario que se deberá introducir. El total de bits que se deberán procesar en esta etapa, para cada una de las capas es: (8) bT = bSc + Db = (bP ⋅ L D ⋅ N Sc + Db ) Donde: s bSc cantidad de bits transportada por una capa de NSc segmentos s bP número de bits por símbolo (esquema de modulación) s LD número de portadoras destinadas a la transmisión de datos en cada segmento s NSc cantidad de segmentos que integran la capa El tiempo de procesamiento necesario para todos estos bits es: (9) T = t b ⋅bT = 1 .b Rb T 288 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) Se propone que este tiempo sea un múltiplo entero (el menor posible) de la duracíón de un símbolo OFDM (TS), por lo cual se puede escribir: T = v ⋅ TS (10) Igualando las ecuaciones (9) y (10) en T: v ⋅ TS = (11) 1 ⋅b Rb T Sustituyendo (5) y (8) en (11) se tendrá: v ⋅ TS = (12) TS bP ⋅ L D ⋅ N Sc (bP ⋅ L D ⋅ N Sc + Db ) Simplificando y reordenado, la ecuación (12) queda de la siguiente forma: ( ) bP ⋅ L D ⋅ N Sc ⋅ v − 1 = Db (13) Despejando DAb en la ecuación (7) y sustituyendo el valor de Db por su equivalente encontrado en (13), se llega a la siguiente expresión: ( ( ) ) DA b = bP ⋅ L D ⋅ N Sc ⋅ v − 1 − bP ⋅ bp − 1 ⋅ A (14) Para que la expresión (14) tenga sentido, debe ser v = 3 (el menor entero posible) y en consecuencia: ( ) DA b = 2 ⋅ bP ⋅ L D ⋅ N Sc − bP ⋅ bP − 1 ⋅A (15) En la Tabla 2 se presentan todos los valores del ajuste de retardo DAb que surgen como consecuencia de dar valores a bP, LD y A en la ecuación (15). Los valores de A se obtienen de la Tabla 1. Modulación Ajuste de retardo DAb Modo 1 Modo 2 Modo 3 384 x NSc - 240 768 x NSc - 240 1536 x NSc - 240 16-QAM (bP =4) 768 x NSc - 480 1536 x NSc - 480 3072 x NSc - 480 64-QAM (bP =6) 1152 x NSc - 720 2304 x NSc - 720 4608 x NSc - 720 QPSK/DQPSK (bP =2) Tabla 2: Valores del ajuste de retardo DAb en bits CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 289 3. MAPEO DE BITS En el capítulo 2 de este libro se estudiaron con todo detalle las técnicas de modulación digital, haciendo hincapié en QPSK, DQPSK, 16-QAM y 64-QAM. También se analizaron los procesos de mapeo de bits y la necesidad de normalizar las señales a potencia media unitaria. Se recomienda al lector repasar los conceptos vistos en ese capítulo, pues se utilizarán en este apartado. Un aspecto importante a tener en cuenta, que con frecuencia solo queda reflejado de manera implícita en algunos tratados, es que en ISDB-Tb el procesamiento de los flujos binarios de datos es completamente digital hasta la etapa final del transmisor (normalmente hasta el modulador IQ, que se encarga de combinar los flujos digitales generados por el bloque de transformada inversa rápida de Fourier ó IFFT). Esto significa que las etapas de mapeo de bits cumplen solamente con esta función y que no se trata de moduladores QPSK o QAM completos es decir, no hay en esta etapa, moduladores balanceados, sumadores I-Q y mucho menos osciladores de subportadora. Estas últimas funciones son ejecutadas, de una manera no convencional, por la IFFT. 3.1. Mapeo DQPSK El mapeo de bits para DQPSK asociado a su constelación y la correspondiente unidad de mapeo pueden verse en la Figura 4. En el capítulo 2 se vio que la codificación diferencial impone el uso de un circuito de lógica secuencial, debido a que las salidas I(t+1) y Q(t+1) dependen tanto del estado anterior de las mismas, es decir I(t) y Q(t), como del valor actual de los bits de entrada. El almacenamiento de los estados anteriores se consigue con la ayuda de celdas de retardo (flip-flops tipo D), que deberán ser activadas con un pulso de reloj coincidente con el tiempo útil de símbolo TU. Q b´2 RETARDO TU 10 00 I(t) I(t+1) 11 01 I b´1 b´1 b´2 GENERADOR DE FASE DIFERENCIAL Q(t+1) Q(t) RETARDO TU Figura 4: Constelación, mapeo de bits y unidad de mapeo para DQPSK 290 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 3.2. Mapeo QPSK El mapeo correspondiente a QPSK es trivial, pues solo consiste en encaminar el bit b´1 hacia la salida I y el bit b´2 hacia la salida Q. En cuanto a su constelación, es totalmente coincidente con DQPSK. 3.3. Mapeos 16-QAM y 64-QAM La constelación y la correspondiente unidad de mapeo para 16-QAM pueden verse en la Figura 5. Luego del entrelazado, los bits impares son agrupados y encaminados hacia el bloque que los ordena en serie, conformando la salida I. Un procedimiento similar se aplica a los bits pares, que son encaminados hacia la salida Q. El proceso de mapeo para 64-QAM es completamente similar al caso anterior. En la Figura 6 se muestran la constelación y la unidad de mapeo para este esquema. 1000 Q b´2 , b´4 1010 0010 0000 b´1 1001 1011 0011 0001 I 1101 1100 1111 1110 0111 0110 0101 0100 b´1 , b´3 b´2 b´3 b´4 b´ 1 b´ 3 b´ 2 b´ 4 Figura 5: Constelación, mapeo de bits y unidad de mapeo para 16-QAM PARALELO SERIE I PARALELO SERIE Q CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) Q 291 b’2, b’4, b’6 100000 100010 101010 101000 001000 001010 000010 000000 100001 100011 101011 101001 001001 001011 000011 000001 b´1 b´1 b´2 b´3 b´3 b´5 110100 110110 111110 111100 011100 011110 010110 010100 b’ , b’ , b’ 1 3 5 b´4 b´2 110101 110111 111111 111101 011101 011111 010111 010101 b´5 b´4 b´6 b´6 100101 100111 101111 101101 001101 001111 000111 000101 100100 100110 101110 101100 001100 001110 000110 000100 I 110001 110011 111011 111001 011001 011011 010011 010001 PARALELO SERIE I PARALELO SERIE Q 110000 110010 111010 111000 011000 011010 010010 010000 Figura 6: Constelación, mapeo de bits y unidad de mapeo para 64-QAM 4. ORDENAMIENTO Y NOMENCLATURA DE LOS SÍMBOLOS La salida del bloque de mapeo produce símbolos complejos de la forma I – Q o bien, utilizando notación de números complejos S = i + jq. En las etapas siguientes del transmisor, estos símbolos serán sometidos a los entrelazados de tiempo y de frecuencia, que no es otra cosa que una distribución aleatoria de ellos tanto en el tiempo como en la frecuencia, eliminando su consecutividad en ambas dimensiones. Esto es: dos símbolos consecutivos no modulan a sus correspondientes portadoras al mismo tiempo y tampoco utilizan portadoras adyacentes. Los procesos mencionados, que se estudiarán con todo detalle más adelante, hacen recomendable el empleo de una notación que permita identificar la posición de cada símbolo en el tiempo y en la frecuencia. En este apartado se estudia la nomenclatura normalizada que se emplea para este fin. En los capítulos introductorios de este libro, se presentaron algunos diagramas tridimensionales amplitud-tiempo-frecuencia con el objetivo de ayudar a una mejor comprensión de los conceptos presentados. A los fines de simplificación, se eliminará la dimensión de amplitud, con lo cual los símbolos pueden representarse tal como se muestra en la Figura 7: 292 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) TIEMPO FRECUENCIA Figura 7: Diagrama tiempo – frecuencia, mostrando la disposición de símbolos Antes de aplicar los entrelazamientos de tiempo y de frecuencia, los símbolos1 aparecerán de manera consecutiva en frecuencia (desde la portadora de frecuencia más baja hacia la de mayor frecuencia) y también en forma sucesiva en el tiempo. Esta construcción se realiza segmento por segmento para cada uno de los 13 que componen la señal ISDB-Tb. En el siguiente paso, se podrán eliminar los círculos que representan a los símbolos y comenzar a refererirse a ellos mediante la nomenclatura normalizada que se muestra en la Figura 8: S Subíndice identificador de frecuencia i, j, k Subíndice identificador del símbolo OFDM (tiempo) Subíndice identificador de segmento 0 ≤ i ≤ (96 x 2M-1) - 1 (M = modo) 0 ≤ j ≤ 203 0 ≤ k ≤ 12 Figura 8: Nomenclatura para la identificación de símbolos de datos 1 N de los A: A menos que se indique lo contrario, la palabra “símbolo” hace referencia a los símbolos de datos que modulan a las portadoras, a diferencia del término “símbolo OFDM” introducido en el capítulo 4. CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 293 Aplicando esta forma de notación y recordando que un cuadro OFDM se compone de una sucesión de 204 símbolos OFDM, en la Figura 9 se representa la estructura de símbolos correspondientes a un segmento (el segmento k-ésimo) para un cuadro en el modo 1. TIEMPO S 0,203,k S S 1,203,k .............. S 95,203,k 2,203,k ... ... ... ... .... .. ... .... .. ... .... .. S 0,2,k S 1,2,k S 2,2,k .............. S 95,2,k S 0,1,k S 1,1,k S 2,1,k .............. S 95,1,k S 0,0,k S 1,0,k S 2,0,k .............. S 95,0,k FRECUENCIA Figura 9: Arreglo de los símbolos de datos para un segmento en un cuadro (Modo 1) Es sencillo deducir que un segmento en el Modo 1 contiene un total de 19584 símbolos de datos (96 x 204) dentro de un cuadro OFDM, en tanto que para los modos 2 y 3 los símbolos de datos serán 39168 y 78336 respectivamente. 5. COMBINADOR JERÁRQUICO Cuando los bits de datos codificados correspondientes a cada capa jerárquica han sido mapeados, estos se transforman en símbolos, es decir pares ordenados complejos I-Q de acuerdo al esquema de modulación empleado (DQPSK, QPSK, 16-QAM o 64-QAM). Hasta la etapa de mapeo inclusive, el proceso de cada capa ha sido realizado siguiendo tres caminos diferentes, es decir, en paralelo. Los símbolos de datos se deben ordenar en forma ascendente por capas jerárquicas (A, B y C) y en forma ascendente por segmentos (0, 1, 2,…12), dando lugar a un símbolo OFDM. El combinador jerárquico cumple la función de realizar este ordenamiento, asignando símbolos a los segmentos en función de la configuración adoptada para las distintas capas. En la Figura 10 puede verse el ordenamiento ascendente de los símbolos de datos dentro de cada segmento. 294 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 0 1 S 0, j, 4 2 3 S 1, j, 4 S 2, j, 4 4 5 6 S 3, j, 4 7 SL 8 9 10 11 12 D-1, j, 4 Figura 10: Ordenamiento ascendente de símbolos por segmento La asignación y el ordenamiento de segmentos sigue un esquema de prioridad que tiene en cuenta el empleo o no del servicio de recepción parcial y los esquemas de modulación (sincrónica y diferencial) y es el siguiente: s El segmento cero se destina al servicio de recepción parcial, siempre que este se utilice, y conforma la capa A. Si no fuera así, será el primer segmento de la capa A cuando esta tenga más de un segmento. s El siguiente grupo de segmentos constituye la capa B y tiene prioridad sobre la capa C cuando se utiliza modulación diferencial. Si no se utilizara este esquema de modulación, no habrá diferencias de prioridad entre las capas B y C. s Los segmentos restantes forman la capa C y deben ser ocupados solo por la capa con modulación sincrónica, en el caso de existir una capa con modulación diferencial. La distribución de segmentos de acuerdo a este ordenamiento puede verse en la Figura 11: A 0 B 1 2 3 4 Segmento de la capa jerárquica A C 5 6 7 8 9 10 11 12 Tiempo Figura 11: Ordenamiento ascendente de segmentos por capas jerárquicas Segmento de la capa jerárquica B (prioritaria para DQPSK) Segmento de la capa jerárquica C CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 295 La Figura 12 muestra el esquema general del combinador jerárquico. Los símbolos I-Q son almacenados en memorias de acceso aleatorio (RAM) y son cíclicamente leídos a una tasa igual a la frecuencia de muestreo de la IFFT (fIFFT), por lo cual en la salida del combinador jerárquico se producirá la unificación de los tres flujos binarios correspondientes a las capas A, B y C en uno solo flujo de símbolos I-Q que respeta el ordenamiento antes mencionado. 0 1 IA Conmuta 1 posición por cada símbolo generado para la Capa A QA . . . LDA-1 0 1 . . . 0 LDA-1 1 I 0 1 IB Conmuta 1 posición por cada símbolo generado para la Capa B . . . LDC -1 . . . LDB-1 0 Conmuta a la frecuencia de muestreo de la IFFT (f IFFT) RAM 1 QB . . . 0 LDB-1 1 Q 0 1 IC Conmuta 1 posición por cada símbolo generado para la Capa C . . . LDC-1 . . . LDC-1 0 1 QC . . . LDC-1 Figura 12: Combinador jerárquico Resulta evidente que al realizar la lectura de las distintas posiciones de memoria a una frecuencia fIFFT, se producirá la conversión de velocidad. Debe notarse que siendo fIFFT la frecuencia de conmutación de la llave (o lo que es lo mismo, de muestreo de las celdas de la 296 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) RAM) es en este bloque donde aparece por primera vez la relación temporal necesaria entre los símbolos de datos I-Q y las portadoras a las cuales estos serán asignados. Los pares ordenados I-Q correspondientes a una determinada capa son almacenados en unidades de memoria. De acuerdo al modo elegido, cada segmento tiene 96, 192 o 384 símbolos de datos, cifra que es igual a LD (cantidad de portadoras de datos). A su vez, cada capa estará formada por una cantidad de segmentos que vendrá dada por NSc, debiendo verificarse que NSA + NSB + NSC = 13. Por lo tanto, la configuración de la memoria RAM de símbolos del combinador dependerá del modo elegido y del número de segmentos por capa. En la Figura 13 se representan todos los elementos que determinan la configuración del combinador para una determinada capa. Para simplificar, los vínculos necesarios para I y Q se representan de manera unifilar, esto se indica con la ayuda de dos pequeñas líneas cruzadas. En una implementación real, la transferencia de datos se realiza por multiplexación sobre buses con un número acotado de circuitos. . . . 0 1 2 SEGMENTO 1 RAM I-Q . . . . . . SEGMENTO 2 RAM LD -1 0 1 2 . . . LD -1 LD -1 0 1 2 0 1 2 0 1 2 . . . LD -1 SEGMENTO k RAM LD -1 0 1 2 . . . LD -1 . . . . . . Figura 13: Combinador jerárquico (detalle de los elementos de una capa) I-Q CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 297 5.1. Retardo de sincronismo de cuadro OFDM Con el objetivo de mantener la relación entre el cuadro OFDM y los flujos binarios de cada capa luego de realizada la combinación de los mismos, es necesario retardar la sincronización del cuadro OFDM. El concepto de sincronización de cuadro se introdujo en el capítulo dedicado a la codificación del canal y está dado por el símbolo que transporta la portadora cero del segmento cero, repitiéndose cada 204 símbolos. Sincronización de cuadro OFDM Sincronización retardada A S 1A S 2A S 3A S 4A 1 2 B S 1B S 2B S 3B S 4B S 1A S 1B C S 1C S 2C S 3C S 4C S 1C S 2A S 2B Combinador Figura 14: Retardo de la sincronización de cuadro OFDM En la Figura 14 puede verse el resultado de la combinación de los flujos de las capas jerárquicas. Se deduce que para mantener la “alineación” temporal de los símbolos dentro del cuadro OFDM, es necesario que el retardo de la sincronización sea igual a dos símbolos OFDM. Dado que la extensión temporal del cuadro múltiplex (arreglo de paquetes TSP en el BTS) es exactamente igual a la duración del cuadro OFDM, el receptor puede generar la sincronización para el flujo de datos a partir de la referencia de sincronización del cuadro. Es importante aclarar que en realidad el sistema no procesa ni transmite ninguna señal de sincronismo de cuadro; se trata simplemente de una referencia temporal que debe establecerse en el sistema de transmisión para poder asociar cada uno de los símbolos al cuadro correspondiente. 6. ENTRELAZADOS DE TIEMPO Y DE FRECUENCIA La codificación del canal empleando las técnicas de entrelazado de bytes, codificación convolucional y entrelazado de bits permiten introducir diversidad, elemento que resulta de fundamental importancia para la recepción en servicio móvil. Para que la codificación de canal tenga además una ganancia extra por diversidad, la amplitud del desvanecimiento o fading no debe estar correlacionada a los símbolos transmitidos. La correlación puede evitarse separando físicamente las señales correspondientes a símbolos consecutivos. Los bits correspondientes a símbolos consecutivos pueden estar relacionados entre sí por el código útilizado y en consecuencia no deberían ser transmitidos en posiciones físicamente cercanas. Para los códigos de bloque, los bits estarán relacionados por el código si son parte de 298 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) la misma palabra, mientras que para la codificación convolucional, esta relación existirá solo si la separación entre bits es varias veces mayor que la longitud de restricción (esta longitud es igual a 7 en ISDB-Tb). Una primera forma de separación entre símbolos consecutivos puede realizarse en la dimensión del tiempo, concepto que se conoce como “entrelazado de tiempo” (aunque quizás sería más apropiado llamarlo “dispersión en el tiempo”). En los capítulos iniciales, se ha visto que un canal radioeléctrico con multiplexación OFDM puede ser caracterizado en las dimensiones tiempo-frecuencia. Por lo tanto existe una manera adicional de separar los símbolos, distribuyéndolos sobre frecuencias no adyacentes, lo que se conoce como “entrelazado de frecuencia”. La Figura 15 muestra ambas técnicas aplicadas simultáneamente a un grupo de símbolos consecutivos, consiguiendo de este modo la decorrelación en tiempo y en frecuencia. Frecuencia S7 S8 S7 S5 S8 S6 S6 S5 Símbolos codificados S1 S3 S4 S3 S4 S2 S0 S1 S0 S2 Tiempo Figura 15: Entrelazado de tiempo y de frecuencia de símbolos consecutivos 6.1. Entrelazado de tiempo Se analizará en primer lugar el funcionamiento del entrelazado de los símbolos en el tiempo y posteriormente se determinarán los ajustes de retardo adicionales que deberán introducirse. El objetivo que se persigue con el entrelazado temporal es aumentar la robustez contra el desvanecimiento o fading en la recepción móvil y mitigar las interferencias provocadas por el ruido impulsivo, mediante la dispersión en el tiempo de los símbolos de datos. Este meca- 299 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) nismo actúa fundamentalmente frente a los impulsos y cambios de nivel de la señal, debido a su característica de presentarse durante períodos relativamente cortos de tiempo. La longitud o “profundidad” del entrelazamiento temporal (denominada I) puede ser seleccionada dentro de un conjunto de valores preestablecidos y pueden asignarse valores diferentes de I para cada capa jerárquica. Debe tomarse nota de esta última posibilidad, pues no resulta evidente cuando se analizan los diagramas en bloque del sistema, debido a que en esta parte del procesamiento las capas ya han sido combinadas. El esquema de entrelazado de tiempo empleado por ISDB-Tb es de tipo convolucional y con ello se ha buscado minimizar los retardos de tiempo y la cantidad de memoria necesaria. Una vez que las capas jerárquicas han sido combinadas en el combinador jerárquico, se inicia el mecanismo de entrelazado de símbolos, operando por separado sobre los flujos I y Q de acuerdo al esquema de la Figura 16. Para facilitar su interpretación, los vínculos necesarios para I y Q se representan de manera unifilar, indicándose esto con la ayuda de dos pequeñas líneas cruzadas. Como puede apreciarse, el entrelazador está formado por 13 bloques iguales, uno para cada segmento. El proceso se aplica únicamente sobre los símbolos de datos. ENTRADA AJUSTE DE RETARDO . . . Conmuta a la frecuencia de muestreo fIFFT . . . I-Q LD-1 0 1 2 LD-1 SEGMENTO 1 LD-1 . . . . . . 0 1 2 0 1 2 SEGMENTO 0 0 1 2 0 1 2 LD-1 SEGMENTO 12 LD-1 0 1 2 LD-1 . . . Conmuta a la frecuencia de muestreo fIFFT . . . SALIDA I-Q . . . LD=96 x 2M-1, donde M es el modo Figura 16: Entrelazador temporal Los pares ordenados complejos I-Q pertenecientes a cada símbolo QAM de un mismo segmento ingresan en el bloque correspondiente. Cada segmento tendrá 96, 192 o 384 símbolos de datos y en consecuencia el mismo número de pares I-Q. Esta cantidad viene dada por LD. En la Figura 17 puede verse el detalle de uno cualquiera de los bloques del entrelazador temporal. Esta formado por LD unidades de retardo (buffer) una por cada símbolo de datos. 300 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 0 1 2 . . . LD-1 I.m 0 0 I.m 1 1 I.m 2 2 . . . LD-1 I.mL D-1 Figura 17: Detalle de los elementos de un bloque El valor del retardo se mide en cantidad de símbolos y, de acuerdo, con la norma viene dado por la expresión: (16) DSi = I.mi Donde: s DSi es el valor del retardo para el símbolo i s I es la longitud o profundidad del entrelazado (17) m i = ⎡⎣5⋅ i⎤⎦ mod 96 0 ≤ i ≤ 95 Modo 1 0 ≤ i ≤ 191 Modo 2 0 ≤ i ≤ 383 Modo 3 Si bien el concepto es sencillo, el factor mi presenta algunas dificultades para su interpretación y correcta aplicación práctica en los cálculos. La expresión [5.i] mod 96 es una forma abreviada de indicar el resto del cociente entre [5.i] y 96. Un sencillo algoritmo permite calcular fácilmente el valor de mi : (18) ⎛ ⎞ ⎡5⋅ i⎤ mod 96 = 5⋅ i − Entero ⎜ 5 ⋅ i ⎟ × 96 ⎣ ⎦ ⎝ 96 ⎠ ⎛ 5⋅ i ⎞ La función Entero ⎜ ⎟ es la parte entera de ese cociente. Con este algoritmo la expresión ⎝ 96 ⎠ (16) queda: (19) ⎛ ⎞ ⎛ 5⋅ i ⎞ ⎟ × 96 ⎟⎟ ⋅ I DDSiSi = ⎜⎜ 5.i − Entero ⎜ ⎝ 96 ⎠ ⎝ ⎠ CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 301 Por ejemplo, tomando el símbolo número 14 se tiene: i = 14 m i = ⎡⎣5 × 14⎤⎦ = 70 DS 14 = 70 · I En cambio, si se desea calcular el retardo para el símbolo 87 se tendrá: ⎛ ⎞ ⎛ 5 × 87 ⎞ D DS8S7 = ⎜⎜ 5 × 87 − Entero ⎜ × 96 ⎟⎟ ⋅ I ⎟ 87 ⎝ 96 ⎠ ⎝ ⎠ ( ( ) ) D DS8S87 = 435 − Entero 4,53 × 96 ⋅ I 7 ( ) D DS8S87 = 435 − 4 × 96 ⋅ I 7 D DS8S87 =51⋅ I 7 La Tabla 3 muestra los resultados del cálculo de mi para un segmento completo en el Modo 1 (96 símbolos complejos I - Q). Esta tabla se repite periódicamente cada 96 símbolos, es decir que para los modos 2 y 3 bastará con reiterarla 2 y 4 veces respectivamente, cambiando solamente el valor del subíndice i. i mi i mi i mi i mi i mi 0 0 1 5 20 4 39 3 58 2 77 1 2 10 21 9 40 8 59 7 78 6 3 15 22 14 41 13 60 12 79 11 4 20 23 19 42 18 61 17 80 16 5 25 24 24 43 23 62 22 81 21 6 30 25 29 44 28 63 27 82 26 7 35 26 34 45 33 64 32 83 31 8 40 27 39 46 38 65 37 84 36 9 45 28 44 47 43 66 42 85 41 10 50 29 49 48 48 67 47 86 46 11 55 30 54 49 53 68 52 87 51 12 60 31 59 50 58 69 57 88 56 13 65 32 64 51 63 70 62 89 61 302 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) i mi i mi i mi i mi i mi 14 70 33 69 52 68 71 67 90 66 15 75 34 74 53 73 72 72 91 71 16 80 35 79 54 78 73 77 92 76 17 85 36 84 55 83 74 82 93 81 18 90 37 89 56 88 75 87 94 86 19 95 38 94 57 93 76 92 95 91 Tabla 3: Determinación de los valores de mi para un segmento en Modo 1 6.1.1. Determinación de la longitud o profundidad del entrelazado En servicio móvil, la variancia temporal del canal esta asociada a la dispersión por efecto Doppler, debido a la velocidad de desplazamiento del receptor respecto al transmisor. Una forma de interpretar este fenómeno es a través de un modelo donde el vehículo se desplaza a través de un patrón espacial de interferencia. En el capítulo dedicado a Propagación, se estudiarán estos conceptos con mayor detenimiento. Para poder caracterizar el comportamiento de un canal radioeléctrico en el tiempo, se utiliza un concepto denominado tiempo de coherencia tC, que es una medida estadística del tiempo durante el cual la respuesta impulsiva del canal se mantiene esencialmente invariante, y permite de este modo cuantificar su similaridad en diferentes momentos. Dicho de otra manera, el tiempo de coherencia es el intervalo dentro del cual dos señales que llegan al receptor tienen altas probabilidades de mostrar correlación de sus amplitudes. Se dice que un canal presenta desvanecimientos lentos (slow fading) cuando el tiempo de duración del símbolo es menor o igual que el tiempo de coherencia. En cambio, cuando la duración del símbolo es mayor que el tiempo de coherencia, el canal presenta desvanecimientos rápidos (fast fading). Este último distorsiona la señal que alcanza al receptor en un momento dado. El tiempo de coherencia es el recíproco de los valores de dispersión de frecuencias por efecto Doppler, es decir son inversamente proporcionales. La frecuencia Doppler se puede calcular mediante la ecuación: fD = (20) υ λ Donde: s υ = velocidad de desplazamiento del receptor móvil en m/s. s λ = longitud de onda a la frecuencia de operación considerada, es decir λ = c / f Por lo tanto, el tiempo de coherencia tC resulta: (21) tC = 1 λ c = = fD υ υ ⋅ f CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 303 Del análisis de la ecuación (21), se desprende que la velocidad del receptor móvil y la frecuencia de operación son las que determinarán si una señal estará sometida a desvanecimientos lentos o rápidos. Para los sistemas de comunicación digital, empíricamente se ha determinado que el tiempo de coherencia puede ser aproximado mediante la siguiente expresión: tC = (22) 0, 423 fD Por otro lado, de acuerdo con la ecuación (16) y la Tabla 3, el retardo relativo máximo para un símbolo es: DSmáx =95⋅ I (23) Teniendo en cuenta el tiempo útil del símbolo, el valor máximo del retardo en términos absolutos es: (24) t Dmáx =95⋅ I ⋅ TU Para deducir los valores que puede asumir la profundidad I, se iguala el retardo máximo en términos absolutos dado por (24) con el tiempo de coherencia (22): (25) 95⋅ I ⋅ TU = 0, 423 fD Despejando I se obtiene: (26) I= 0, 423 95 ⋅ TU ⋅ fD Claramente, los límites de I dependerán del rango de frecuencias Doppler y del modo utilizado (tiempo útil de símbolo). Considerando el modo 3 (TU = 1008 μs), la ecuación (26) se puede transformar en: (27) 4, 4 4, 4 ≤ I ≤ fDmín fDmáx Para canales altos y velocidades del receptor móvil de unos 100 km/h, las frecuencias Doppler estan en el orden de los 100 Hz, haciendo que el primer término de la desigualdad sea prácticamente cero. En cuanto al límite superior, de manera arbitraria puede fijarse una frecuencia Doppler de 1 Hz (que correspondería, por ejemplo, a Canal 7 -174 MHz - y una velocidad de desplazamiento de 6 km/h). Por lo tanto (27) queda: (28) 0 ≤ I ≤ 4, 4 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) Conviene adoptar como límite I = 4 y duplicar su valor cada vez que se reduce a la mitad el tiempo útil de símbolo (modos 1 y 2). En la Tabla 4 se muestran los valores máximos de I para cada modo. Modo 1 Modo 2 Modo 3 TU 252 μs 504 μs 1008 μs I 16 8 4 Tabla 4: Valores máximos de I para cada modo Es conveniente que la profundidad del entrelazado I se ajuste dentro de ciertos límites y tal como ocurre con otros parámetros del sistema, se ha establecido un conjunto reducido de valores discretos y normalizados. En la Tabla 5 se muestran los valores de la profundidad del entrelazado I. Modo 1 Modo 2 Modo 3 0 0 0 4 2 1 8 4 2 16 8 4 I Tabla 5: Valores normalizados de I para cada modo En la Figura 18 se muestra la disposición de los símbolos de datos de un segmento en el modo 1 (96 símbolos), aplicando un valor de I = 0. Como puede apreciarse, no existe retardo en ninguno de ellos, lo cual significa que en el momento de la modulación todos los símbolos se aplicarán a las portadoras de manera simultánea. Tiempo 304 Atraso (en cantidad de símbolos) Nº de símbolo 0 20 40 60 80 95 100 Figura 18: Segmento en modo 1, sin entrelazado temporal (I = 0) La Figura 19 en cambio, muestra la posición en el tiempo de los símbolos de datos del mismo segmento, con aplicación de una longitud de entrelazado temporal I = 8. Los retardos que se aplican a cada símbolo surgen de multiplicar por 8 a cada uno de los valores de mi que han sido consignados en la Tabla 3. A su vez, en la Figura 20 puede verse un ejemplo para el modo 2, con el mismo valor de I. CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 305 Tiempo Atraso (en cantidad de símbolos) 800 760 700 600 500 400 300 200 100 Nº de símbolo 20 40 39 58 60 77 80 100 Tiempo Figura 19: Entrelazado temporal para un segmento en Modo 1 (I = 8) Atraso (en cantidad de símbolos) 800 700 600 500 400 300 200 100 Nº de símbolo 20 40 60 80 100 120 140 Figura 20: Entrelazado temporal para un segmento en Modo 2 (I = 8) 160 180 200 306 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 6.1.2. Ajuste de retardo El entrelazado temporal en transmisión y el posterior desentrelazado introducen retardos en los tiempos de procesamiento de la señal. Además, como es posible especificar distintos valores de I para cada capa jerárquica, resulta necesario introducir un nuevo ajuste de retardo para cada una de ellas. Dado que un cuadro OFDM está formado por 204 símbolos OFDM, debe procurarse que el atraso total (entrelazado más ajuste) sea igual a un número entero de cuadros: Dt = DS max + DA t = 95⋅ I + DA t = v ⋅ 204 (29) Donde: s Dt retardo total por entrelazado de tiempo s DSmax retardo máximo de símbolo (corresponde a los símbolos 19, 115, 211 y 307) s DAt ajuste de retardo por entrelazado de tiempo Despejando el valor de ajuste de la ecuación (29), se tiene: DA t = v ⋅ 204 − 95⋅ I (30) El valor de v debe ser igual a un múltiplo entero (el menor posible) del número de símbolos que compone un cuadro ODFM, o lo que es lo mismo, la cantidad de cuadros. La expresión (30) solo tiene sentido si el valor resultante para el ajuste es positivo. En la Tabla 6 se presentan todos los valores de ajuste de retardo DAt y cantidad total v de cuadros retardados que surgen como consecuencia de dar valores a I en la ecuación (30). Modo 1 Modo 2 Modo 3 I Total de cuadros retardados Ajuste DAt I Total de cuadros retardados Ajuste DAt I Total de cuadros retardados Ajuste DAt 0 0 0 0 0 0 0 0 0 4 2 28 2 1 14 1 1 109 8 4 56 4 2 28 2 1 14 16 8 112 8 4 56 4 2 28 Tabla 6: Valores de ajuste de retardo por entrelazado de tiempo 6.2. Entrelazado de frecuencias A los fines de proveer una mayor robustez al sistema, el estándar ISDB-Tb introduce además un esquema de entrelazamiento de frecuencias, que actúa frente a las interferencias sobre las portadoras y también contra los efectos de las trayectorias múltiples. Antes de continuar, es interesante aclarar la esencia del concepto de “entrelazamiento de frecuencias”, ya que la terminología empleada puede inducir a ciertos errores de inter- CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 307 pretación. En estas etapas del procesamiento de la señal, lo que realmente se está haciendo es permutar las posiciones de los símbolos Si,j,k de acuerdo a los valores de los índices i y k (índices de frecuencia y segmento). Recién a partir de la IFFT aparecerán las portadoras, que ocupan posiciones fijas y perfectamente determinadas en el espectro. En definitiva: son los símbolos que modularán a estas portadoras los que previamente se distribuyen o dispersan sobre frecuencias no adyacentes, eliminando la consecutividad en esta dimensión. En lo que sigue, se hará referencia a símbolos en lugar de frecuencias, ya que en opinión de los autores resulta conceptualmente más claro. Las técnicas de entrelazado de símbolos son: s Entrelazado de símbolos entre segmentos (inter-segmentos): se aplica a todos los segmentos excepto si se prevé el uso de recepción parcial (“one-seg”), en cuyo caso este tipo de entrelazado no se aplica al segmento Nº 0. Importante: Cuando se emplean simultáneamente modulación diferencial (DQPSK) y modulaciones sincrónicas (QPSK, 16-QAM o 64-QAM), el proceso de entrelazado de símbolos inter-segmentos debe realizarse únicamente entre segmentos que empleen el mismo tipo de modulación. Por ejemplo, si la capa B emplea “p” segmentos con modulación DQPSK y la capa C usa “q” segmentos con modulación 64-QAM, entonces se entrelazan los “p” segmentos diferenciales por un lado y los “q” segmentos sincrónicos por otro. s Entrelazado de símbolos dentro del segmento (intra-segmento): se aplica de manera independiente a cada uno de los segmentos (incluyendo el segmento Nº 0) y consiste en dos operaciones: o Rotación de símbolos (la rotación es nula en el segmento Nº 0). o Aleatorización de símbolos. La Figura 21 muestra un esquema con todos los procesos de entrelazamiento de símbolos que se acaban de describir. ENTRELAZADOS INTRA-SEGMENTO SEGMENTO DE RECEPCIÓN PARCIAL ENTRADA ENCAMINAMIENTO DE SÍMBOLOS SEGÚN CONFIGURACIÓN DE CAPAS DQPSK ENTRELAZADO DE SÍMBOLOS INTER-SEGMENTOS ALEATORIZACIÓN DE SÍMBOLOS ROTACIÓN DE SÍMBOLOS ALEATORIZACIÓN DE SÍMBOLOS ROTACIÓN DE SÍMBOLOS ALEATORIZACIÓN DE SÍMBOLOS QPSK / 16-QAM / 64-QAM ENTRELAZADO DE SÍMBOLOS INTER-SEGMENTOS Figura 21: Procesos de entrelazamiento de símbolos SALIDA A CONFORMACIÓN DE CUADRO OFDM 308 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 6.2.1. Entrelazado de símbolos entre segmentos En general, las técnicas de entrelazado se pueden clasificar en dos tipos: Por un lado, está el entrelazado convolucional, que se aplica fundamentalmente sobre flujos continuos de datos y presenta ventajas en cuanto a su performance. Esta es la técnica empleada en ISDB-Tb para el entrelazado de bytes y de bits. Por otro lado se tiene el entrelazado de bloques, que se utiliza cuando los datos pueden ser divididos u organizados en bloques o matrices y es más sencillo de implementar. En la Figura 22 pueden verse dos segmentos consecutivos que emplean el mismo tipo de modulación. Como puede apreciarse, la disposición de los símbolos en cada segmento responde a una organización matricial, lo cual hace posible el empleo de la técnica de entrelazado de bloque. Debido a que el proceso de entrelazamiento entre segmentos se realiza sobre el eje de las frecuencias (sucesión de símbolos para un mismo valor de j), las matrices se construyen sucesivamente para cada valor de j de todos los segmentos que se van entrelazar. Tiempo j Segmento k ... S 0,0,k S 1,0,k Grupo a entrelazar (mismo valor de j) Segmento k + 1 SL D -1,0,k ... S 0,0,k+1 S 1,0,k+1 SL Frecuencia i D -1,0,k+1 Figura 22: Segmentos consecutivos con el mismo tipo de modulación Un entrelazador de bloque E(k,i) puede ser visto como un conjunto de dos matrices compuesto por celdas de memoria organizadas en filas y columnas, no siendo necesario que k=i . Los datos se escriben en la primera matriz, completando una por una las filas, siendo cada una de ellas la sucesión de símbolos Si,j,k correspondiente a un segmento. La matriz contiene tantas filas k como segmentos se necesiten entrelazar y tantas columnas i como símbolos de datos tengan los segmentos. El primer símbolo del primer segmento ocupa la celda superior izquierda y es el primer símbolo que se lee para comenzar a escribir la matriz de salida, pero esta vez avanzando por columnas, tal como se puede apreciar en la Figura 23 309 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) LD - 1 0 LD- 1 0 i 0 i 0 1 1 2 2 n-1 n-1 k k a) b) Figura 23: Entrelazador de bloque a) Matriz de entrada y b) Matriz de salida Es importante comprender que el entrelazado entre segmentos no se trata de una simple transposición de la matriz E(i,k). El algoritmo es el siguiente: s Construir la matriz de entrada de k filas por i columnas (k x i). Esta matriz se construye avanzando por filas, cada una en correspondencia con la totalidad de símbolos de un segmento para un mismo valor de j (tiempo). Habrá tantas filas como segmentos deban entrelazarse. s La matriz (k x i) se almacena en una memoria. s Construir la matriz de salida (k x i), avanzando columna por columna. Las columas se forman de manera continua, colocando en ella los símbolos que sucesivamente se van leyendo desde las filas de la matriz de entrada. s La conformación definitiva de los segmentos para cada valor de j luego del entrelazado entre segmentos, se extrae desde las filas de la matriz de salida. Para facilitar la comprensión de este algoritmo, en la Figura 24 se muestra un ejemplo sencillo del proceso de entrelazamiento, aplicado a tres segmentos consecutivos formados por ocho símbolos cada uno. i i S0 S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S0 S3 S6 S9 S12 S15 S18 S21 S8 S9 S10 S 11 S 12 S 13 S 14 S15 S1 S4 S7 S10 S13 S16 S19 S22 S16 S17 S18 S 19 S 20 S 21 S 22 S23 S2 S5 S8 S11 S14 S17 S20 S23 a) k b) k Figura 24: a) Matriz de entrada y b) Matriz de salida del ejemplo 310 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) La nomenclatura de los símbolos es bastante compleja como para escribir las matrices genéricas con todos los subíndices necesarios. La Figura 25, muestra una matriz para n segmentos en el Modo 1: S 2, j, 0 ... S 95, j, 0 S 0, j, 1 S 1, j, 1 S 2, j, 1 ... S 95, j, 1 S 0, j, 2 S 1, j, 2 S 2, j, 2 ... S 95, j, 2 S 1, j, n-1 S 2, j, n-1 ... S 95, j, n-1 S 0, j, n-1 n = número de segmentos a entrelazar ... S 1, j, 0 . .. S 0, j, 0 Figura 25: Matriz de símbolos correspondientes a n segmentos (Modo 1) Al observar con detenimiento la Figura 25, se podrá ver que es posible simplificar la escritura de la matriz eliminando j, cuyo valor es el mismo para todos los símbolos y colocar un nuevo y único subíndice correlativo, tal como se hizo en el ejemplo de la Figura 24. Este subíndice es válido solamente para los “n” segmentos que se van a entrelazar, es decir no es igual a i. Concretamente, S0 es el primer símbolo del primer segmento a entrelazar y no necesariamente debe coincidir con el primer símbolo del segmento cero. Esta notación simplificada puede verse en la Figura 26. S1 S2 ... S 95 S 96 S 97 S 98 ... S 191 S 192 S 193 S 194 ... S 287 S 96(n-1)+1 S 96(n-1)+2 ... S 96(n-1)+95 ... S 96(n-1) n = número de segmentos a entrelazar . .. S0 Figura 26: Matriz de símbolos para n segmentos con subíndices simplificados (Modo 1) El algoritmo matricial necesario para realizar el entrelazado de símbolos entre segmentos en el Modo 1 puede verse en la Figura 27: CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) ... S 95n+0 ... S S 2n+2 ... S S 2n+(n-1) ... S S 0n+1 S 1n+1 S S 0n+2 S 1n+2 S 1n+(n-1) 2n+0 2n+1 95n+1 95n+2 S 0n+(n-1) n = número de segmentos a entrelazar ... S 1n+0 . .. S 0n+0 311 S 95n+(n-1) Figura 27: Algoritmo matricial de entrelazado de frecuencias entre segmentos (Modo 1) Finalmente, la Figura 28 muestra el algoritmo matricial válido para los tres modos. Como ya se mencionó, el entrelazado de frecuencias entre segmentos no se aplica al segmento 0 cuando se prevé la prestación del servicio de recepción parcial. S 0n+0 S 1n+0 S 2n+0 ... S (LD-1)n+0 S 0n+1 S 1n+1 S 2n+1 ... S (L S 0n+2 S 1n+2 S 2n+2 ... S S 1n+(n-1) S 2n+(n-1) ... D-1)n+1 n = número de segmentos a entrelazar ... ... S 0n+(n-1) (LD-1)n+2 S (LD-1)n+(n-1) Figura 28: Algoritmo de entrelazado de símbolos entre segmentos para los tres modos 6.2.2. Entrelazado de símbolos dentro del segmento El bloque siguiente realiza dos procesos: rotación de símbolos y aleatorización de símbolos (según el eje i de las frecuencias). A continuación se analizarán ambas técnicas. 6.2.2.1. Rotación de símbolos El concepto de rotación es relativamente sencillo y su esquema se muestra en la Figura 29. Como puede verse, los símbolos se desplazan desde la izquierda hacia la derecha. Dependiendo de la magnitud del desplazamiento (que es función del número de segmento k), los símbolos que ocupan las posiciones correspondientes a las frecuencias más bajas, pasan a ocupar las frecuencias más altas, mientras que los de mayor frecuencia se desplazan hacia las más bajas. De esta manera, la agrupación de símbolos describe un “giro o rotación” en sentido antihorario. 312 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) Tiempo j Segmento k ... Frecuencia i Figura 29: Esquema conceptual de la rotación de símbolos dentro del segmento Para evitar el empleo de una notación complicada, es conveniente denominar S´i,j,k a los símbolos que han sido afectados por el entrelazado de frecuencias entre segmentos, S”i,j,k a los que resultan de la rotación y SAi,j,k a los símbolos que han sido aleatorizados. Entonces: Entrelazados inter-segmentos Si, j, k Aleatorización de símbolos Rotación de símbolos S'i, j, k SAi, j, k S''i, j, k Teniendo en cuenta esta consideración, el algoritmo de rotación de símbolos dentro del segmento para el Modo 1 es el siguiente: S´0, j, k S´1, j, k S [k]mod96, j, k S”[k+1]mod96, j, k S´2, j, k S”[k+2]mod96, j, k ... S´95, j, k ... S”[k+95]mod96, j, k Figura 30: Algoritmo de rotación de símbolos dentro del segmento (Modo 1) La expresión [k+i] mod 96 es la notación abreviada de resto del cociente entre [k+i] y 96. El algoritmo para calcular el subíndice i es: (31) ⎛i+ k⎞ i = i + k − Entero ⎜ ⎟×96 ⎝ 96 ⎠ ( ) Por ejemplo, si se desea calcular la nueva posición del símbolo S´89,j,k perteneciente al segmento 11 luego de la rotación de símbolos, el valor del subíndice i será: 313 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) ⎛ 89 + 11 ⎞ i = 89 + 11 − Entero ⎜ ⎟ × 96 ⎝ 96 ⎠ ( ) i=4 S´89,j,k = S"4,j,k Por último, en la Figura 31 se muestra el algoritmo de rotación de símbolos válido para los tres modos. Deberá tenerse presente que k es el número del segmento sometido al proceso de rotación. S´0, j, k S”[k] modL S´1, j, k S”[k+1] modL D, j, k ... S´2, j, k S”[k+2] modL D, j, k ... D, j, k S´(LD-1), j, k S”[k+(L D-1)] modLD, j, k Figura 31: Algoritmo de rotación de símbolos para los tres modos 6.2.2.2. Aleatorización de símbolos La aleatorización de símbolos es el último mecanismo de entrelazado al que se somete cada segmento. En este caso, el procedimiento se basa en la aplicación de tablas con valores predeterminados, cuya distribución es completamente aleatoria. En las páginas siguientes se muestran estas tablas. S”i,j,k 0 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 SA 80 93 63 92 94 55 17 81 6 51 9 i,j,k 1 2 3 4 5 6 85 89 65 52 15 73 66 46 71 12 70 18 13 S”i,j,k 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 SA 95 34 i,j,k 1 38 78 59 91 64 0 28 11 4 45 35 16 7 48 22 23 77 56 19 8 36 S”i,j,k 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 SA 39 61 21 i,j,k 3 26 69 67 20 74 86 72 25 31 5 49 42 54 87 43 60 29 2 76 84 S”i,j,k 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 SA 83 40 14 79 27 57 44 37 30 68 47 88 75 41 90 10 33 32 62 50 58 82 53 24 i,j,k Tabla 7: Aleatorización de símbolos para el Modo 1 314 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) S”i,j,k 0 1 2 5 6 7 8 SA i,j,k 98 35 67 116 135 17 5 93 S”i,j,k 24 25 26 27 28 30 31 34 35 SA 175 36 28 78 47 128 94 163 184 72 142 S”i,j,k 48 50 51 52 SA 105 97 i,j,k i,j,k 49 3 4 29 54 55 15 16 17 73 168 54 143 43 74 165 48 37 69 154 150 107 76 176 79 32 36 37 40 41 2 86 14 130 151 114 68 46 183 122 112 180 42 59 60 61 66 56 33 12 13 14 38 68 46 23 47 94 95 89 67 45 22 57 88 65 44 21 19 87 64 43 20 89 125 139 24 86 63 42 19 33 134 177 84 170 45 187 38 167 10 189 51 117 156 161 25 82 62 39 18 71 81 58 11 70 80 57 10 69 75 53 9 S”i,j,k 72 73 74 76 77 78 79 83 84 85 90 91 92 SAi,j,k 71 39 77 191 88 85 0 162 181 113 140 61 75 82 101 174 118 20 136 3 121 190 120 92 93 S”i,j,k 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 SAi,j,k 160 52 153 127 65 60 133 147 131 87 22 58 100 111 141 83 49 132 12 155 146 102 164 66 S”i,j,k 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 SAi,j,k 1 62 178 15 182 96 80 119 23 6 166 56 99 123 138 137 21 145 185 18 70 129 95 90 S”i,j,k 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 SAi,j,k 149 109 124 50 11 152 4 31 172 40 13 32 55 159 41 8 7 144 16 26 173 81 44 103 S”i,j,k 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191 SAi,j,k 64 9 30 157 126 179 148 63 188 171 106 104 158 115 34 186 29 108 53 91 169 110 27 59 19 23 Tabla 8: Aleatorización de símbolos para el Modo 2 S”i,j,k 0 1 9 10 11 SA i,j,k 62 13 371 11 285 336 365 220 226 92 56 46 120 175 298 352 172 235 53 164 368 187 125 82 S”i,j,k 24 25 34 35 SAi,j,k 5 45 173 258 135 182 141 273 126 264 286 88 233 61 249 367 310 179 155 57 123 208 14 227 S”i,j,k 48 49 SA 100 311 205 79 184 185 328 77 115 277 112 20 199 178 143 152 215 204 139 234 358 192 309 183 i,j,k 26 50 74 3 27 51 75 4 28 52 76 5 29 53 S”i,j,k 72 SA 81 129 256 314 101 43 i,j,k 73 2 77 6 30 54 78 7 31 55 79 8 32 56 80 33 57 81 58 82 59 83 12 36 60 84 13 37 61 85 14 38 62 86 15 39 63 87 16 40 64 88 17 41 65 18 42 66 43 67 20 44 68 92 21 45 69 93 22 46 70 94 47 71 89 90 91 95 97 324 142 157 90 214 102 29 303 363 261 31 22 52 305 301 293 177 315 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) S”i,j,k 96 SA i,j,k 116 296 85 196 191 114 58 198 16 167 145 119 245 113 295 193 232 17 108 283 246 64 237 189 S”i,j,k 120 121 122 123 124 125 126 127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 SAi,j,k 128 373 302 320 239 335 356 39 347 351 73 158 276 243 99 S”i,j,k 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 SA 210 149 383 337 339 151 241 321 217 30 334 161 322 49 176 359 12 346 60 i,j,k 97 98 99 100 101 102 103 104 105 106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 38 287 3 330 153 315 117 289 213 28 229 265 288 225 S”i,j,k 168 169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189 190 191 SA i,j,k 382 59 181 170 319 341 86 251 133 344 361 109 44 369 268 257 323 55 317 381 121 360 260 275 S”i,j,k 192 193 194 195 196 197 198 199 200 201 202 203 204 205 206 207 208 209 210 211 212 213 214 215 SAi,j,k 190 19 S”i,j,k 216 217 218 219 220 221 222 223 224 225 226 227 228 229 230 231 232 233 234 235 236 237 238 239 SA 160 278 377 216 236 308 223 254 25 i,j,k 63 18 248 9 240 211 150 230 332 231 71 255 350 355 83 87 154 218 138 269 348 130 98 300 201 137 219 36 325 124 66 353 169 21 35 107 50 S”i,j,k 240 241 242 243 244 245 246 247 248 249 250 251 252 253 254 255 256 257 258 259 260 261 262 263 SA 106 333 326 262 252 271 263 372 136 i,j,k 0 366 206 159 122 188 6 284 96 26 200 197 186 345 340 S”i,j,k 264 265 266 267 268 269 270 271 272 273 274 275 276 277 278 279 280 281 282 283 284 285 286 287 SAi,j,k 349 103 84 228 212 S”i,j,k 288 289 290 291 292 293 294 295 296 297 298 299 300 301 302 303 304 305 306 307 308 309 310 311 SA 23 171 65 281 24 165 i,j,k 2 67 318 8 1 74 342 166 194 33 68 267 111 118 140 195 105 202 291 259 94 222 331 34 238 364 376 266 89 80 253 163 280 247 4 362 379 S”i,j,k 312 313 314 315 316 317 318 319 320 321 322 323 324 325 326 327 328 329 330 331 332 333 334 335 SA 290 279 54 i,j,k 78 180 72 316 282 131 207 343 370 306 221 132 7 148 299 168 224 48 47 357 313 S”i,j,k 336 337 338 339 340 341 342 343 344 345 346 347 348 349 350 351 352 353 354 355 356 357 358 359 SAi,j,k 75 104 70 147 40 110 374 69 146 37 375 354 174 41 S”i,j,k 360 361 362 363 364 365 366 367 368 369 370 371 372 373 374 375 376 377 378 379 380 381 382 383 SA 380 162 297 327 10 i,j,k 93 32 304 307 312 15 272 134 242 203 209 42 250 156 338 292 144 378 294 329 127 270 76 Tabla 9: Aleatorización de símbolos para el Modo 3 95 91 244 274 27 51 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 6.2.2.3. Combinación de los efectos de entrelazado temporal, rotación y aleatorización Los efectos producidos por la rotación y la aleatorización de símbolos se hacen muy visibles cuando se los combina simultáneamente con el entrelazado temporal. Para mayor sencillez, las explicaciones se realizarán utilizando el Modo 1. Se considerará inicialmente el segmento número cero, dado que no resulta afectado por la rotación de símbolos y solamente se le aplica la aleatorización. Si no se aplica entrelazado temporal (es decir I=0), la aleatorización simplemente hace que los símbolos permuten sus posiciones. El resultado puede verse en la Figura 32, donde el símbolo 0 pasa a ocupar la posición 80, éste pasa al lugar 30, el símbolo 40 va a la posición 48 y así sucesivamente, de acuerdo con los valores de la Tabla 7. Tiempo 316 Atraso (en cantidad de símbolos) Nº de símbolo 0 20 30 48 40 60 80 95 Figura 32: Aleatorización de símbolos en el segmento Nº 0 sin entrelazado de tiempo (I = 0) Si ahora se aplica entrelazado temporal, con profundidad I=8 por ejemplo, los símbolos que previamente han sido dispersados en el tiempo son sometidos luego al efecto de la aleatorización. Esta acción combinada produce un efecto mucho más notable, tal como puede verse en la Figura 33. Resulta claro que la robustez será mayor, debido a la apariencia prácticamente estocástica de la distribución de símbolos. Atraso (en cantidad de símbolos) Atraso (en cantidad de símbolos) 800 800 700 700 600 600 500 500 400 400 300 300 200 200 100 Nº de 100 símbolo 20 40 60 a) 80 100 Nº de símbolo 20 40 60 80 b) Figura 33: a) Entrelazado de tiempo y b) aleatorización de símbolos (segmento 0) 100 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 317 Para poder visualizar con más claridad el aspecto de los símbolos aleatorizados, en la Figura 34 se reproduce a mayor escala la Figura 33 b). Atraso (en cantidad de símbolos) 800 700 600 500 400 300 200 100 Nº de símbolo 20 40 60 80 100 Figura 34: Ampliación de escala de la Figura 33 b) A continuación se estudiarán los efectos que produce la rotación, considerando el segmento número cinco, al cual también se le aplica un entrelazado temporal de profundidad I=8. Para k = 5 la aplicación del algoritmo de rotación arroja el resultado de la Figura 35: S´0, j, 5 S´1, j, 5 S´2, j, 5 ... S´91, j, 5 ... S´95, j, 5 S” 5, j, 5 S” 6, j, 5 S” 7, j, 5 ... S” 0, j, 5 ... S” 4, j, 5 Figura 35: Rotación de símbolos para el segmento número 5 En la Figura 36 puede verse el efecto producido por la acción combinada de la rotación más la aleatorización de los símbolos en el segmento número 5. 318 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) Atraso (en cantidad de símbolos) Atraso (en cantidad de símbolos) 800 800 700 700 600 600 500 500 400 400 300 300 200 200 100 Nº de 100 símbolo 20 40 60 80 100 Nº de símbolo 20 40 60 80 100 b) a) Figura 36: a) Entrelazado de tiempo más rotación y b) aleatorización de símbolos (segmento 5) A priori podría parecer que no existen diferencias significativas entre los resultados obtenidos en la Figura 33 b) y en la Figura 36 b). Sin embargo, la diferencia es muy importante: las “nubes” de símbolos aleatorizados son distintas. En la Figura 37 se presentan las dos “nubes” de símbolos obtenidas, a los efectos de facilitar la comparación. Atraso (en cantidad de símbolos) Atraso (en cantidad de símbolos) 800 800 700 700 600 600 500 500 400 400 300 300 200 200 100 100 Nº de símbolo 20 40 60 a) 80 100 Nº de símbolo 20 40 60 80 100 b) Figura 37: a) Aleatorización del segmento 0 y b) aleatorización del segmento 5 Para finalizar, solo resta por responder acerca del porqué de este proceder. La respuesta es sencilla: si se desea que la señal tenga la mayor apariencia estocástica posible, no tendría sentido aplicar el mismo patrón de aleatorización en todos los segmentos. Tampoco sería razonable desarrollar 13 juegos de tablas de aleatorización diferentes, con 3 tablas para cada segmento y cada modo, pues se necesitarían 13 x 3 = 39 tablas en total. La rotación de símbolos previa a la aleatorización simplifica este problema, que se resuelve definiendo solamente 3 tablas. CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) 319 BIBLIOGRAFÍA AGILENT TECHNOLOGIES, DTV Design Library, Palo Alto, [s. e.], 2005. ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre - Sistema de transmisión, Norma ABNT NBR 15601, [s. e.], [s. l.], 2008. —Televisión digital terrestre. Guía de operación. Parte 1: Sistema de transmisión, guía para la implementación de la ABNT NBR 15601, Norma ABNT NBR 15608-1, [s. e.], [s. l.], 2008. ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESSES, Transmission system for digital terrestrial television broadcasting, ARIB Standard STD-B31 v1.6, [s. e.], Japan, 2005. EUROPEAN BROADCASTING UNION, “Digital Video Broadcasting (DVB), Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television”, 2004 [en línea], Final draft ETSI EN 300-744 v1.5.1 Dirección URL: <http://www.etsi.org/deliver/etsi_en/ 300700_300799/300744/01.05.01_40/en_300744v010501o.pdf>, [s. f]. FAZEL, K. and S. KAISER, Multi-Carrier and Spread Spectrum Systems. From OFDM and MC-CDMA to LTE and WiMAX, 2nd edition, United Kingdom, John Wiley & Sons, 2008. FISCHER, Walter, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, 2ª edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009. HANZO, L and T. KELLER, OFDM and MC-CDMA, A Primer, United Kingdom, IEEE Communications Society (Sponsor), John Wiley & Sons, 2006. INTERNATIONAL TELECOMMUNICATIONS UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS, Proposed draft new recommendation. Channel coding, frame structure and modulation scheme for terrestrial Integrated Services Digital Broadcasting (ISDB-T), ITU Document 11A/Jxx-E, [s. e.], [s. l.], 1999. PISCIOTTA, Néstor, Sistema ISDB-Tb (Primera parte), Serie de Materiales de Investigación de la Universidad Blas Pascal, Año 3, Núm 9, septiembre de 2010. PISCIOTTA, Néstor, LIENDO, Carlos, LAURO, Roberto y LOBO ANDRADE, Pedro H., Seminario-Taller de Capacitación para Profesionales. Servicios Integrados de Difusión Digital Terrestre (ISDB-Tb). Aspectos Técnicos, Regulatorios y Normativos, ANTEL, Montevideo, 2012.ROHDE&SCHWARZ, Digital Terrestrial Television: DVB-T in Theory and Practice, Germany, Test & Measurement Division, Training Center, 2002. SASAKI, Makoto, Technologies and Services of Digital Broadcasting. Terrestrial Digital Television Broadcasting, Broadcast Technology Num. 20, [s. l.], Japan Broadcasting Corporation (NHK), Science and Technical Research Laboratories, [s. a.]. SCHULZE, Henrik and Christian LÜDERS, Theory and Applications of OFDM and CDMA, United Kingdom, John Wiley & Sons, 2005. 320 CAPÍTULO 9 — MODULACIÓN (A) STOLFI, Guido and Luiz A. BACCALA, Fourier Transform Time Interleaving in OFDM Modulation, São Paulo, University of São Paulo. IEEE Ninth International Symposium on Spread Spectrum Techniques and Applications. TAKADA, Masayuki and Masafumi SAITO, Transmission System for ISDB-T, Proceedings of the IEEE, Vol. 94, Num. 1, [s. l.], [s. e.], 2006. TAKAHASHI, Yasuo, ISDB-T Seminarios técnicos en Argentina. Sección 3: Sistema de transmisión, [s. l.], Digital Broadcasting Expert Group (DiBEG), 2007. UEHARA, M, M. TAKADA and T. KURODA, Transmission Scheme for The Terrestrial ISDB System, IEEE Japan, Japan Broadcasting Corporation (NHK), Science and Technical Research Laboratories, 1998. WANG, Xinrong, Performance Evaluation of the ISDB-T Standard for Multimedia Services, Canada, Faculty of Graduate Studies Department of Electrical & Computer Engineering. University of British Columbia, 2002. C A P Í T U L O 10 PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 1. INTRODUCCIÓN En este capítulo se estudiarán con detalle las características de los pilotos, señales de control y auxiliares empleados por el sistema ISDB-Tb: s Pilotos Dispersos (SP) s Piloto Continuo (CP) s Canal de Control de Configuración de Transmisión y Multiplexación (TMCC) s Canal Auxiliar (AC1) La parte final está dedicada al análisis de las formas de encaminamiento de la información de control y auxiliar hacia el modulador ISDB-Tb, mediante el flujo BTS. En este capítulo solo se considera el uso de las modulaciones sincrónicas (QPSK, 16-QAM y 64-QAM), que admiten únicamente el canal auxiliar (AC1). 2. REFERENCIA Wi Los pilotos, el TMCC y el canal auxiliar emplean una referencia de fase denominada Wi, que es igual al bit de salida entregado por un generador de secuencia binaria pseudo aleatoria (PRBS) cuya longitud total es de 11 bits. La secuencia PRBS a partir de la cual se extrae la re- 321 322 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES ferencia Wi se genera mediante el circuito de la Figura 1, siendo su correspondiente polinomio generador G(x)= x11 + x9 + 1. b0 b1 b2 b3 b4 b5 b6 b7 b8 b9 b10 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 SALIDA W i PRBS Figura 1: Generador de PRBS para pilotos dispersos (SP) El subíndice i corresponde al número de portadora a la cual se asigna el bit de salida generado por el circuito anterior. Los valores iniciales b0 a b10 con los cuales se cargan los 11 registros de desplazamiento del generador dependen del modo empleado y se presentan en la Tabla 1. b0 b1 b2 b3 b4 b5 b6 b7 b8 b9 b10 Segmento Modo 1 Modo 2 Modo 3 11 11111111111 11111111111 11111111111 9 11011001111 01101011110 11011100101 7 01101011110 11011100101 10010100000 5 01000101110 11001000010 01110001001 3 11011100101 10010100000 00100011001 1 00101111010 00001011000 11100110110 0 11001000010 01110001001 00100001011 2 00010000100 00000100100 11100111101 4 10010100000 00100011001 01101010011 6 11110110000 01100111001 10111010010 8 00001011000 11100110110 01100010010 10 10100100111 00101010001 11110100101 12 01110001001 00100001011 00010011100 CP 01001110001 00101000100 10001011010 Tabla 1: Valores de inicialización del generador PRBS para cada segmento y para CP Los valores mostrados en la Tabla 1 responden al ordenamiento que tienen las portadoras y los segmentos dentro del espectro de frecuencias transmitido. Al comienzo de cada símbolo 323 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES OFDM, la secuencia PRBS se inicializa siempre con el valor 11111111111 que es cargado en los registros de desplazamiento del generador PRBS. En este caso el bit b10 será siempre igual a 1 y es el valor que se asocia a la portadora 0 en el segmento 11, es decir que W0 = 1 en los tres modos. Los valores siguientes dependerán del modo utilizado. Tomando como ejemplo el Modo 1, se generan las secuencias para cada una de las portadoras del segmento 11, hasta la portadora 107 cuya PRBS es 10110011110 y W107 = 0. Luego se pasa a la primera portadora del segmento 9, es decir la 108 siendo su PRBS igual a 11011001111 y W108 = 1. Obsérvese que la secuencia coincide con el valor de inicialización dado por la Tabla 1 y pese a que esto siempre debería ocurrir, el estándar exige que los registros del generador se inicialicen al comienzo de cada segmento en cada símbolo OFDM. En la Figura 2 pueden verse las secuencias PRBS y los valores Wi asociados a la primera portadora de cada uno de los 13 segmentos. También se muestra el valor de W1404 asociado al Piloto Continuo CP. CP 01001110001 W1404 = 1 12 01110001001 W1296 = 1 10 10100100111 W1188 = 1 8 00001011000 W1080 = 0 6 11110110000 W972 = 0 4 10010100000 W = 0 884 2 00010000100 W755 = 0 0 11001000010 W648 = 0 1 00101111010 W540 = 0 3 11011100101 W432 = 1 5 01000101110 W324 = 0 7 01101011110 W218 = 0 9 11011001111 W108 = 1 11111111111 W0 = 1 11 Secuencia PRBS Figura 2: Secuencias PRBS y valores Wi asociados al inicio de cada segmento (Modo 1) El valor de Wi que cada portadora tiene asociado no significa que dicho valor le sea efectivamente asignado. En efecto, esto ocurrirá solamente cuando la portadora en cuestión corresponda a un Piloto Disperso, al Canal TMCC, al canal auxiliar AC1 o al Piloto Continuo CP, deduciéndose que las portadoras de datos no estarán afectadas por la referencia Wi. Para comprender este punto con total claridad, en la Figura 3 se muestran como ejemplo, todas las asignaciones de Wi que le corresponden a las portadoras del segmento N.º 11. Referencias: Piloto Disperso 84 Canal Auxiliar AC1 96 107 00111100111 W96 = 1 70 72 10011110011 W84 = 1 60 01101001000 W = 0 70 10011010010 W72 = 0 48 00011101000 W60 = 0 36 01101111111 W48 = 1 28 00011001100 W36 = 0 24 10000011110 W28 = 0 10 12 00111100000 W24 = 0 0 10000000001 W10 = 1 01100000000 W12 = 0 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 11111111111 W0 = 1 324 Canal TMCC Figura 3: Valores Wi asignados a las portadoras del segmento 11 (Modo 1) 3. Pilotos Para poder demodular correctamente las señales de TV digital, el receptor debe realizar el muestreo durante el período útil de símbolo y no durante el intervalo de guarda. Esto se consigue con la ayuda de mecanismos de correlación, que permiten situar la ventana de tiempo en el instante preciso en el que se presenta cada símbolo. El concepto es comparable con lo que sucede en los sistemas analógicos, en donde la demodulación coherente o síncrona solo puede realizarse correctamente cuando la portadora o subportadora generada localmente en el receptor tiene la misma frecuencia y fase que la portadora generada por el transmisor. Es el caso de las señales de croma en TV analógica y de todas las modulaciones sincrónicas con portadora suprimida que se emplean en radiocomunicaciones. Por otro lado, en un canal radioeléctrico típico y en condiciones de recepción móvil, el efecto Doppler es otro de los parámetros que intervienen en la variabilidad temporal del canal, introduciendo modulación de frecuencia en la señal. Algunos modelos analíticos asumen que el espectro Doppler es el mismo para todas las portadoras y en estos casos, se puede obtener una estimación precisa del offset de frecuencia y del espectro Doppler mediante la medición de una determinada cantidad de posiciones de las portadoras (por lo menos en una de ellas). La gran mayoría de los mecanismos de estimación están basados en la inserción de pilotos dentro del flujo normal de símbolos y transportan información conocida que puede ser utilizada para la sincronización de frecuencia y para la estimación de la anchura de banda Doppler. Dichos mecanismos son muy importantes porque además, los sistemas de portado- CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 325 ras múltiples como el ISDB-Tb son mucho más sensibles a los errores de sincronismo que los sistemas de portadora única1. 3.1. Pilotos dispersos (SP) La sincronización precisa de frecuencia es imprescindible cuando se utilizan esquemas de modulación sincrónica o coherente. Para ello, es necesario conocer el comportamiento del canal con desvanecimiento, a través de la medición de ciertas portadoras en un modelo tiempo-frecuencia discreto2. La estructura bidimensional de la señal OFDM es adecuada para acomodar una grilla de pilotos destinados a la medición y estimación del canal. El ejemplo de una grilla de este tipo puede verse en la Figura 4, donde los pilotos son denominados “pilotos dispersos” (SP), porque han sido distribuidos o “dispersados” regularmente en el tiempo y en la frecuencia, dentro del canal de transmisión. Los pilotos SP cumplen funciones de sincronización y debido a que la información transmitida por estas señales es conocida, resulta posible para el receptor realizar la estimación del canal. Dicha estimación puede interpolarse, rellenando los espacios que los separan y la información resultante se utiliza para ecualizar las constelaciones de las modulaciones sincrónicas. Los pilotos dispersos se insertan en la grilla frecuencia-tiempo separados por intervalos predeterminados y a través de ellos se realiza la medición del canal. La Figura 4 muestra una grilla rectangular, con pilotos espaciados ΔfP en frecuencia y ΔTP en el tiempo. En este caso, la densidad de pilotos SP es inversamente proporcional al producto ΔfP x ΔTP, lo que significa que esa fracción de la capacidad del canal se utiliza para realizar la estimación. Debe notarse que los pilotos no solo contribuyen a reducir la velocidad binaria, también reducen la energía disponible por bit y esto debe tenerse en cuenta a la hora de evaluar la eficiencia espectral del sistema. El espaciamiento de los pilotos en tiempo y en frecuencia3 está condicionado fundamentalmente por: s El efecto Doppler, caracterizado por el valor más elevado de frecuencia Doppler (fD) que puede esperarse. s El tiempo máximo de retardo (trmáx) de propagación de las señales reflejadas por trayectorias múltiples (también llamado tiempo de dispersión en gran parte de la bibliografía sobre OFDM). 1 Constantino PEREZ VEGA, Transmisión de Televisión: Modulación COFDM, [s. l.], Departamento de Ingeniería de Comunicaciones. Universidad de Cantabria, 2006. 2 Henrik SCHULZE and Christian LÜDERS, Theory and Applications of OFDM and CDMA, United Kingdom, John Wiley & Sons, 2005. 3 Hiu LIU and Guoquing LI, OFDM-Based Broadband Wireless Networks. Design and Optimization, New Jersey, John Wiley & Sons, [s. a.]. CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Δf Δ fP = N i .Δ f i (frecuencia) ... ... Δ T P = N j .T S ... 326 ... TS j (tiempo) Figura 4: Esquema de distribución de pilotos dispersos En la Figura 4 se observa que el canal podrá ser medido una vez cada ΔTP segundos en determinadas frecuencias que se encuentran separadas entre sí ΔfP . Esto significa que en ciertas partes del canal se realizará un muestreo a una frecuencia cuyo valor es igual a la inversa del período ΔTP , es decir: (1) fm = 1 ΔTP Para poder recuperar correctamente la señal que posibilita estimar el comportamiento temporal del canal en determinadas frecuencias, suponiendo que éste se encuentra libre de ruido, bastará con exigir que la frecuencia fm cumpla con el teorema del muestreo: (2) fm > 2 ⋅ fD Reemplazando en (2) el valor de fm encontrado en (1) y despejando fD se tiene: (3) fD < 1 2 ⋅ ΔTP Despejando ΔTP y colocando su valor en función del tiempo de duración del símbolo, se tendrá: 1 N j ⋅ TS < (4) 2 ⋅ fD CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 327 Es decir: Nj < (5) 1 2 ⋅ fD ⋅ TS La frecuencia de efecto Doppler se puede calcular por medio de la siguiente ecuación: fD = (6) υ λ Donde: s υ = velocidad de desplazamiento del receptor en m/s. s λ = longitud de onda a la frecuencia de operación considerada. Expresando la longitud de onda en función de la frecuencia y de la velocidad de la luz: (7) λ= c f Sustituyendo (7) en (6) y ésta a su vez en (5) se llega a la siguiente ecuación: (8) Nj < c 2 ⋅ υ ⋅ f ⋅ TS La ecuación (8) muestra que el espaciamiento temporal de los pilotos debe disminuir a medida que aumenta la frecuencia de operación del canal y también a medida que aumenta la velocidad de desplazamiento del receptor y el tiempo de duración del símbolo. Esto explica porque los modos de orden inferior son más aptos para el servicio móvil. Para determinar el valor de Nj, debe tenerse en cuenta que el efecto Doppler será más pronunciado en los canales altos. Dado que ISDB-Tb utiliza los canales de UHF del 14 al 69, la referencia es el límite superior de la banda, cuya frecuencia es de 806 MHz. Para tener un cierto margen de seguridad, los cálculos pueden realizarse a una frecuencia de 810 MHz. Asumiendo que la velocidad máxima de desplazamiento del receptor será de unos 120 km/h (valor razonable para vehículos de transporte terrestre), el valor de la frecuencia Doppler será: fD = fD = υ⋅ f c 33,33 x 810 ≅ 90 Hz 300 Las condiciones más desfavorables para el cumplimiento de la inecuación (5) se presentan frente a los valores más grandes que puede tomar el denominador del segundo miembro de la desigualdad. Esto ocurre en el Modo 3 con TU = 1008 μs y Δ = ¼. En este caso, TS = 1260 μs y por consiguiente: 328 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Nj < 1 2 x 90 x1260 x10−6 N j < 4, 40 El estándar ISDB-Tb adopta: Nj = 4 Por otra parte, en la dimensión frecuencia el muestreo se realiza a una tasa igual a la separación en frecuencia entre los pilotos, que es igual a ΔfP . Si bien para este caso la condición que debe cumplir el espaciamiento en frecuencia no resulta tan trivial, es perfectamente posible relacionar la inversa del tiempo máximo de retardo o dispersión con la separación en frecuencia que deben tener los pilotos, de la siguiente manera: (9) ΔfP < 1 t rmáx Colocando a ΔfP en función de la separación entre portadoras Δf se tendrá: (10) N i ⋅ Δf < 1 t rmáx Esta expresión confirma el cumplimiento del teorema del muestreo en el dominio de la frecuencia. Despejando Ni de (10) se obtiene: (11) Ni < 1 Δf ⋅ t rmáx Para el correcto funcionamiento de un sistema OFDM, es obligatorio que todas las señales reflejadas caigan dentro del intervalo de guarda correspondiente. Para el caso más extremo se puede asumir que: (12) t rmáx = TGmáx Teniendo en cuenta (12), la ecuación (11) se puede escribir: (13) Ni < 1 Δf.TGmáx CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 329 Como Δf es igual a la inversa del tiempo útil de símbolo TU la ecuación (13) se puede escribir como: (14) Ni < TU TGmáx El miembro derecho de esta desigualdad es sencillamente, la inversa de la relación de guarda Δ. Entonces: Ni < (15) 1 Δ máx Para cualquiera de los tres modos Δmáx = ¼ y por lo tanto: Ni < 4 El estándar ISDB-Tb adopta: Ni = 3 En general, en los sistemas OFDM los pilotos dispersos tienen mayor amplitud que las portadoras de datos, es decir, son amplificados (boosted pilots) y por consiguiente tienen mayor energía que el resto de las portadoras. El objetivo que se persigue con esto es facilitar la detección de los pilotos. Se deduce que si se empleara una grilla regular tal como la que se muestra en la Figura 4, aparecerían picos de potencia cada NJ símbolos OFDM, provocando fluctuaciones de potencia. Estas variaciones en los niveles de la señal introducen muchos problemas de diseño en los amplificadores de potencia de RF, además de reducir su eficiencia. Para evitar estos inconvenientes, resulta más adecuada una grilla diagonal de pilotos, cuyas características se muestran en la Figura 5: 330 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Δf Δ fP = N i .Δ f i (frecuencia) Δ T P = N j .T S ... ... ... ... TS j (tiempo) Figura 5: Esquema de distribución diagonal de pilotos dispersos Como puede apreciarse, el cambio de posición de los pilotos dentro de la sucesión de símbolos genera un verdadero “barrido de frecuencia”, mejorando aún más la capacidad de estimación del sistema. Se deduce que, dentro de un mismo símbolo OFDM, los pilotos dispersos estarán espaciados cada 12 portadoras. Como la densidad resultante de pilotos es igual a 1/12, entonces la doceava parte de la capacidad disponible es utilizada para realizar la estimación del canal. Finalmente, resulta sencillo determinar la cantidad de pilotos SP que tendrá cada segmento y, por diferencia, la cantidad de portadoras que podrán asignarse a los canales TMCC y AC1 en los tres modos. El resultado se muestra en la Tabla 2. Distribución de portadoras por segmento Modo 1 Modo 2 Modo 3 Total de portadoras disponibles LS 108 216 432 Portadoras de datos LD 96 192 384 Ls 12 9 18 36 TMCC 1 2 4 AC1 2 4 8 Portadoras para pilotos dispersos Control de configuración y multiplexación de transmisión Canales auxiliares SP = Tabla 2: Distribución de tipos y cantidades de portadoras por segmento CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 331 3.1.1. Algoritmo para determinar la posición de los Pilotos Dispersos De acuerdo a lo que se acaba de analizar, los pilotos dispersos se insertan cada 12 portadoras en el sentido de la frecuencia (i) de un mismo símbolo OFDM, cambiando sus posiciones cíclicamente de un símbolo al siguiente según el índice (j), con repetición del ciclo cada 4 símbolos. Las posiciones (i, j) de los pilotos SP pueden calcularse por medio de la expresión: (16) ( ⎪⎧0 ≤ j ≤ 203 ⎨ ⎪⎩0 ≤ u ≤ 9 × 2M−1 − 1 M = mod o ) i, j = 12 ⋅ u + ⎡⎣ 3⋅ j ⎤⎦ mod 12 , j Esta expresión tiene las mismas características que la correspondiente al entrelazado de tiempo estudiada en el capítulo de Modulación Sección A. Por lo tanto, el algoritmo se puede escribir de la siguiente manera: ⎛ ⎛ ⎞⎞ ⎛ 3⋅ j ⎞ i, j = ⎜⎜12 ⋅ u + ⎜⎜3⋅ j − Entero ⎜ ⎟ × 12 ⎟⎟⎟⎟ , j ⎝ 12 ⎠ ⎝ ⎠⎠ ⎝ (17) ⎪⎧0 ≤ j ≤ 203 ⎨ ⎪⎩0 ≤ u ≤ 9 × 2M−1 − 1 Por ejemplo, si se desea calcular las posiciones de los 9 pilotos SP de un segmento para j = 201 en el modo 1, aplicando la ecuación (16) se obtiene: ⎛ ⎛ ⎞⎞ ⎛ 3 × 201 ⎞ i, 201 = ⎜⎜12 ⋅ u + ⎜⎜3 × 201− Entero ⎜ ⎟ × 12 ⎟⎟⎟⎟ , 201 0 ≤ u ≤ 8 ⎝ 12 ⎠ ⎝ ⎠⎠ ⎝ ( ( ( )) ) i, 201 = 12.u + 603 − Entero 50, 25 x12 , 201 0 ≤ u ≤ 8 ( ) i, 201 = 12.u + 3 , 201 0 ≤ u ≤ 8 Dando valores a u, se obtienen los subíndices i para los 9 pilotos SP que se muestran en la Tabla 3: Posición “i” de los pilotos dispersos SPi,201 3 15 27 39 51 63 75 87 99 Tabla 3: Posición de los pilotos dispersos para un segmento (Modo 1, j = 201) 3.2. Piloto Continuo (CP) En los capítulos iniciales, se estudió que para cada modo existe una relación perfectamente definida entre la cantidad de portadoras por segmento LS y la cantidad de portadoras totales del sistema L. Esta relación está dada por la siguiente expresión: (18) L = LS × NS + 1 332 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES La portadora de mayor frecuencia de todas las portadoras activas del sistema se asigna al Piloto Continuo (CP). 3.3. Modulación de los Pilotos La modulación aplicada a los pilotos SP y CP es BPSK (Binary Phase Shift Keying, es decir modulación binaria por desplazamiento de fase). Llamando en general Pi,j,k a los símbolos correspondientes a los pilotos y teniendo en cuenta que los símbolos siempre están formados por una parte real y otra imaginaria, la modulación de las portadoras pilotos responde al siguiente esquema: ⎞⎫ ⎛ ( ) 34 × 2 ⎜⎝ 12 − W ⎟⎠ ⎪⎪⎬ ⎪ Im ( P ) = 0 ⎪⎭ Re Pi,j,k = (19) i i,j,k ( ) 4 En la expresión (19) puede verse claramente que Re Pi,j,k = ± cuando Wi es 0 ó 1 3 respectivamente. En la Figura 6 puede verse el esquema de mapeo y los puntos de la constelación correspondiente, que se encuentran sobre el eje real: Q Wi Re(Pi,j,k) Im(Pi,j,k) 0 4 3 0 4 3 0 1 - I -4 3 Figura 6: Mapeo y constelación de los pilotos SP y CP 4 3 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 333 3.3.1. Mapeo del Piloto CP En la Tabla 4 se muestran las portadoras específicas asignadas al Piloto Continuo (CP) y las coordenadas de mapeo correspondientes. Como puede observarse, en el modo 1 la fase es de 180º, mientras que para los modos de orden superior la fase de este piloto es de 0º. Modo Piloto Continuo Wi 1 1404 1 2 2808 3 5616 Re(Pi, j, k) Im(Pi, j, k) Fase − 4 3 0 180º 0 + 4 3 0 0º 0 + 4 3 0 0º Tabla 4: Portadoras asignadas y mapeo del Piloto Continuo 4. CANAL DE CONTROL DE CONFIGURACIÓN DE TRANSMISIÓN Y MULTIPLEXACIÓN (TMCC) El canal TMCC se utiliza para informar al receptor los parámetros de modulación empleados en la transmisión y las configuraciones adoptadas para cada una de las capas jerárquicas. Además se incluyen la identificación del sistema, el indicador de cambio de parámetros de transmisión y la señalización de inicio de la alarma de emergencia de radiodifusión (EBA). Los primeros 20 bits conforman una cabecera que contiene la información necesaria para demodular el TMCC y la identificación del tipo de segmento. La información de configuración de las capas se organiza en dos grupos: información actual y próxima información. Se entiende por información actual el conjunto de datos correspondientes a la configuración jerárquica y parámetros de transmisión para cada capa. En cambio, la próxima información contiene los datos que estarán vigentes a partir de la modificación de los parámetros. Esta función se explicará más adelante. Dado que el cuadro ODFM esta formado por 204 símbolos, el TMCC transporta un total de 204 bits de información en cada cuadro. Estos bits, numerados del 0 al 203 según el subíndice j se organizan de acuerdo a la Tabla 5: 334 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Descripción b0 Referencia de modulación diferencial: Wi Ver 4.2 Sincronización Ver 4.3 b17 a b19 Identificación del tipo de segmento 000 b20 y b21 Identificación de sistema b22 a b25 Indicador de cambio de parámetros de transmisión b26 Control de inicio de alarma EBA (Emergency Broadcast Alarm) modulación sincrónica 111 modulación diferencial 00 ISDB-Tb 01 ISDB-TSB 10 y 11 Reservados Ver 4.4 0 estado normal 1 inicio de alarma EBA Indicador servicio de recepción parcial Información actual b27 Información del TMCC Valor y significado b1 a b16 b28 a b40 b41 a b53 b54 a b66 Parámetros de transmisión de la capa A Parámetros de transmisión de la capa B Parámetros de transmisión de la capa C Ver 4.5 b67 b68 a b80 b81 a b93 b94 a b106 Próxima información Cabecera Bits (bj) Indicador servicio de recepción parcial Parámetros de transmisión de la capa A Parámetros de transmisión de la capa B Parámetros de transmisión de la capa C b107 a b109 Bits utilizados en ISDB-T SB (Radiodifusión Sonora) Todos puestos a 1 b110 a b121 Reservado para futuros usos Todos puestos a 1 (12 bits) Paridad (código de corrección de errores) Ver 4.6 b122 a b203 Tabla 5: Asignación de los bits correspondientes al TMCC Algunas aclaraciones: s Identificación del tipo de segmento (bits b17 a b19): estos bits permiten que el receptor identifique el tipo de modulación que se emplea en un segmento (sincrónica/coherente o modulación diferencial). Las otras seis combinaciones binarias posibles de estos bits no se utilizan. CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 335 s Identificación de sistema (bits b20 a b21): por el momento solo se aplica la combinación 00 que indica que se trata del sistema ISDB-Tb. s En algunos tratados suele decirse que el TMCC incluye información del modo e in- tervalo de guarda empleados en la transmisión. Esto no es correcto, pues de acuerdo a lo estudiado en el Capítulo 4, el receptor extrae esta información durante el proceso de sincronización inicial. No existe forma de demodular el TMCC si antes el receptor no puede detectar con certeza estos dos parámetros. 4.1. Posición del canal TMCC Tal como se especificó en la Tabla 2, a cada segmento se le pueden asignar 1, 2 y 4 canales TMCC de acuerdo al modo empleado. Las portadoras asignadas responden a una distribución aleatoria, con el objeto de mitigar la atenuación en bandas de frecuencia que introduce la propagación multitrayectoria. De manera similar a la aleatorización de símbolos, estas portadoras se asignan en base a tablas con valores predeterminados. Las asignaciones para el TMCC en cada segmento se presentan en la Tabla 6. Modo 1 Segmento Canales TMCC 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 TMCC-1 49 47 31 44 83 86 61 17 85 25 101 70 23 TMCC-1 23 85 25 83 86 49 47 44 31 17 61 70 101 TMCC-2 178 209 125 169 152 139 157 155 191 194 193 133 131 TMCC-1 101 31 17 86 49 23 85 83 25 44 47 70 61 2 TMCC-2 131 191 194 152 139 178 209 169 125 155 157 133 193 TMCC-3 286 277 260 263 299 241 239 301 302 265 247 233 317 TMCC-4 349 409 371 373 385 341 394 425 368 355 407 410 347 3 Tabla 6: Posición del TMCC en cada segmento según el modo 4.2. Referencia de modulación del TMCC Para empezar, es importante comprender como se define el tipo de modulación que se aplica al TMCC. Dado que toda la información necesaria para que el receptor pueda demodular correctamente la señal ISDB-Tb se envía a través de este canal, la recuperación de la misma debe ser posible sin el auxilio de ninguna otra señal o referencia. Cuando las características de la propagación del canal radioeléctrico provocan errores de fase, las modulaciones coherentes o sincrónicas tales como BPSK, QPSK, 16-QAM y 64-QAM requieren la compensación del error mediante sistemas de ecualización de fase y señales de referencia que permiten determinar el valor correcto de la corrección que debe aplicarse. Esta ecualización no es necesaria cuando la información se transmite mediante un esquema de codificación diferencial. Por estas razones, la modulación que se aplica al TMCC es BPSK diferencial (DBPSK) y se transmite un solo bit en cada símbolo OFDM. 336 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Al utilizar modulación diferencial, es necesario incluir una referencia al inicio de cada cuadro, de modo que se pueda demodular correctamente la señal. Esto es fundamental, ya que toda la información indispensable para el receptor está contenida en el TMCC. En la codificación diferencial, cuando el bit a transmitir en el símbolo actual es un 1, se producirá un cambio de fase en la señal con respecto al símbolo anterior, sin importar el valor que este haya tenido antes. Por el contrario, no habrá cambio de fase entre el símbolo anterior y el actual cuando el bit a transmitir es un 0. El codificador diferencial emplea una compuerta or-exclusiva en un circuito cuyo funcionamiento es el siguiente: Si se denomina bJ´ al bit que se obtiene como resultado de la codificación diferencial, la señal de salida es la combinación or-exclusiva entre el valor diferencial del bit que le antecede (que se almacena en la memoria M) y el bit de entrada de datos bJ, es decir: b′j = b′j−1 ⊕ bj (20) 1 ≤ j ≤ 203 Por otro lado, el primer bit del TMCC en un cuadro OFDM siempre se corresponde con la referencia Wi: b′0 = Wi (21) En la Figura 7 puede verse el circuito completo necesario para generar la señal DBPSK del TMCC. La señal de habilitación permite el paso del bit b10 del Wi que proviene del generador PRBS, justo en el instante en el que comienza cada cuadro OFDM. Este primer bit es la referencia necesaria para la modulación diferencial. Finalizada la señal de habilitación, queda desbloqueada la salida de la celda M y comienzan a obtenerse uno a uno los bits del 1 al 203. b 0 b1 1 2 b2 b 3 b4 b5 b6 3 5 6 4 7 b7 b8 8 b 9 b 10 9 10 11 ENTRADA DATOS TMCC bj W i b´j SALIDA DIFERENCIAL b´j-1 HABILITACIÓN (Inicio de cuadro) M RESET Figura 7: Generador de la señal DBPSK del TMCC La Figura 8 muestra el mapeo de símbolos del TMCC. Por simplicidad, estos símbolos se denominan de manera abreviada como Ti,j,k. No debe perderse de vista que el subíndice i 337 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES permite identificar la portadora asignada al TMCC, mientras que k cumple esa función en el segmento. Q b´j Re(Ti,j,k) Im(Ti,j,k) 0 4 3 0 1 - 4 I -4 3 0 3 4 3 Figura 8: Mapeo y constelación de los símbolos del TMCC 4.3. Sincronización Los bits b1 a b16 sirven de preámbulo para sincronizar el receptor con la señal proveniente del transmisor. Se trata de una secuencia S de 16 bits, que puede adoptar uno de los siguientes valores: S0 = 0011010111101110 = 35EE H S1 = 1100101000010001 = CA11H Es decir que S1 = S0 (secuencias complementarias). Las secuencias S0 y S1 se transmiten de manera alternativa entre un cuadro y el siguiente. Si S0 se utiliza en el cuadro n, las secuencias S para los cuadros sucesivos serán: Cuadro Bits de sincronización n S0 0011010111101110 n+1 S1 1100101000010001 n+2 S0 0011010111101110 n+3 S1 1100101000010001 . . . . . . . . . Tabla 7: Bits de sincronización de cuadro 338 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 4.4. Indicador de cambio de parámetros de transmisión Cuando se cambian los parámetros de transmisión, la modificación no se realiza de manera inmediata y deben transcurrir 15 cuadros en total antes de que se haga efectiva. Los bits b22 a b25 funcionan como un contador regresivo, cuyo objeto es informar al receptor sobre el cambio de parámetros, disponiendo así de un margen de tiempo para realizar los ajustes necesarios. La Tabla 8 muestra los valores de la cuenta. Cuando los parámetros de transmisión se mantienen sin variantes, los bits de este contador permanecen todos en 1. Cuando se hace necesario modificar estos parámetros en la estación transmisora (agregado de alguna capa, ajuste de bit rate, etc.) los bits b22 a b25 se colocan a 1110 y comienza una cuenta hacia atrás de 15 cuadros. Los registros cambian sucesivamente cuadro a cuadro hasta alcanzar el 0000, volviendo a posicionarse todos los bits en 1 en el cuadro siguiente, momento en el que se hace efectiva la modificación. Debe tenerse en cuenta que, cuando se activa el bit de inicio de alarma de emergencia de radiodifusión se inhibe la cuenta regresiva proporcionada por los bits del indicador de cambio de parámetros de transmisión. b22-b25 Estado de la cuenta b22-b25 Estado de la cuenta 1111 Sin cambio de parámetros 0111 8 cuadros antes del cambio de parámetros 1110 15 cuadros antes del cambio de parámetros 0110 7 cuadros antes del cambio de parámetros 1101 14 cuadros antes del cambio de parámetros 0101 6 cuadros antes del cambio de parámetros 1100 13 cuadros antes del cambio de parámetros 0100 5 cuadros antes del cambio de parámetros 1011 12 cuadros antes del cambio de parámetros 0011 4 cuadros antes del cambio de parámetros 1010 11 cuadros antes del cambio de parámetros 0010 3 cuadros antes del cambio de parámetros 1001 10 cuadros antes del cambio de parámetros 0001 2 cuadros antes del cambio de parámetros 1000 9 cuadros antes del cambio de parámetros 0000 1 cuadro antes del cambio de parámetros Tabla 8: Indicador de cambio de parámetros de transmisión 4.5. Parámetros de transmisión de las capas jerárquicas Los parámetros de transmisión que se informan a través del TMCC son: esquema de modulación de las portadoras (constelación), relación de codificación convolucional, longitud o profundidad del entrelazado de tiempo y número de segmentos. Los bits b27 a b106 están destinados a informar sobre la configuración adoptada para las tres capas jerárquicas A, B y C. En la Tabla 9 se presentan las combinaciones de los bits b28 a b66 (información actual) y de los bits b68 a b106 (próxima información). Para facilitar la interpretación, la nomenclatura de los bits correspondientes a la próxima información, están en itálica. CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 339 En particular, los bits b27 y b67 tienen la función de señalizar la disponibilidad o no del servicio one-seg. Cuando estos bits toman el valor 1, la recepción parcial está disponible y lo contrario ocurre con dicho bit en 0. Es importante tener en cuenta que, si se cambia cualquiera de los parámetros de transmisión, también se debe actualizar el indicador de recepción parcial, aunque éste no deba cambiar su valor entre la información actual y la próxima información. Cuando no existe la próxima información, los bits correspondientes a esos campos deben tomar el valor 111 (esquema de modulación, relación de codificación y longitud o profundidad del entrelazado) y 1111 para el caso del número de segmentos que conforman la capa. Lo mismo ocurre si alguna capa jerárquica no se utiliza. Capa C Capa B Capa A Constelación 011 Capa no utilizada 111 110 Capa no utilizada Reservado 7/8 5/6 3/4 2/3 1/2 KI Capa C Capa B Capa A 111 110 101 100 011 010 001 000 8 4 2 0 4 2 1 0 3 Capa no utilizada Reservado 16 8 4 0 I 2 Modo b100 a b102 1 b60 a b62 b87 a b89 b47 a b49 b74 a b76 b34 a b36 Profundidad del entrelazado de tiempo Tabla 9: Parámetros de transmisión de las capas jerárquicas 111 110 101 Reservado 64-QAM 011 010 101 16-QAM 010 001 000 b97 a b99 b57 a b59 100 QPSK 001 Capa C b84 a b86 100 DQPSK 000 b94 a b96 b54 a b56 b81 a b83 Capa B b71 a b73 b44 a b46 b31 a b33 b68 a b70 Capa A Relación de codificación convolucional b41 a b43 b28 a b30 Esquema de modulación Capa C Capa B Capa A 5 segmentos 6 segmentos 0110 12 segmentos 13 segmentos Reservado 1011 1100 1101 1110 Capa no utilizada 11 segmentos 1010 1111 9 segmentos 10 segmentos 1001 7 segmentos 4 segmentos 0101 8 segmentos 3 segmentos 0100 0111 2 segmentos 0010 0011 1000 Reservado 1 segmento 0001 Número de segmentos 0000 b103 a b106 b63 a b66 b90 a b93 b50 a b53 b77 a b80 b37 a b40 Número de segmentos que conforman la capa 340 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 341 4.6. Código de corrección de errores Toda la información necesaria para que el receptor pueda demodular correctamente la señal se envía a través del TMCC de modo que, además de garantizar su disponibilidad, el proceso de demodulación debe ser simple y sin necesidad de referencias auxiliares. La utilización de un esquema de codificación concatenada similar a la que se utiliza con los datos introduciría demasiadas dificultades adicionales y ello no sería aconsejable. Por esta razón se emplea un código de bloque, de aplicación más sencilla. Los bits b20 a b121 (información del TMCC) están protegidos mediante un código abreviado de detección y corrección de errores. Este código se encuentra en el campo correspondiente a los bits b122 a b203 y tiene 83 bits de extensión. Debe tenerse en cuenta que, exceptuando los bits de sincronización y de identificación del tipo de segmento, la información del TMCC se encuentra repetida en los demás segmentos e incluso dentro del mismo segmento en los modos 2 y 3. Esta redundancia se puede utilizar mediante un adecuado procesamiento (información predominante por mayoría, suma, etc.), asegurando la correcta decodificación del TMCC aún en condiciones de relación C/N más baja que la disponible para las portadoras de datos. 5. CANAL AUXILIAR (AC1) Los canales AC han sido pensados para aplicaciones tales como el envío de la información de gestión de la red hacia los retransmisores y la radiodifusión sonora. En el sistema ISDB-Tb están previstos dos tipos de canales auxiliares llamados AC1 y AC2. En segmentos con modulación diferencial se pueden emplear ambos tipos, es decir, estos segmentos puede tener simultáneamente canales AC1 y AC2. En cambio, cuando se aplica modulación sincrónica o coherente a los segmentos, el único tipo de canal auxiliar que puede estar presente es el AC1. En uno u otro caso, el canal AC1 siempre ocupará las mismas posiciones. Por ejemplo, en el modo 1 el AC1-1 ocupa la portadora número 10 del segmento 11 independientemente de si a este segmento se le aplica modulación diferencial o modulación sincrónica. AC2 es un canal auxiliar que está disponible exclusivamente cuando se emplea modulación diferencial y por consiguiente, para las aplicaciones más comunes de TV digital terrestre solo es de interés AC1. 5.1. Posición del canal AC1 En la Tabla 2 pudo verse que a cada segmento se le pueden asignar, de acuerdo al modo empleado, 2, 4 y 8 canales AC1. Las portadoras asignadas responden a una distribución aleatoria, tratando de disminuir los efectos de la propagación multitrayectoria. Las asignaciones para AC1 en cada segmento se presentan en la Tabla 10: 342 Modo CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Canales AC1 Segmento 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 AC1-1 35 74 76 20 4 11 40 61 8 53 7 10 98 AC1-2 79 100 97 40 89 101 89 100 64 83 89 28 101 1 AC1-1 98 8 53 4 11 35 74 20 76 61 40 10 7 AC1-2 101 64 83 89 101 79 100 40 97 100 89 28 89 2 AC1-3 118 115 169 148 128 184 143 182 112 119 116 161 206 AC1-4 136 197 208 197 148 205 187 208 197 209 172 191 209 AC1-1 7 76 61 11 35 98 8 4 53 20 74 10 40 AC1-2 89 97 100 101 79 101 64 89 83 40 100 28 89 AC1-3 206 112 119 128 184 118 115 148 169 182 143 161 116 AC1-4 209 197 209 148 205 136 197 197 208 208 187 191 172 AC1-5 226 256 236 290 220 269 314 224 227 251 292 277 223 AC1-6 244 305 256 316 305 299 317 280 317 295 313 316 305 3 AC1-7 377 332 398 359 364 385 334 331 344 400 328 335 422 AC1-8 407 388 424 403 413 424 352 413 364 421 413 425 425 Tabla 10: Posición del canal AC1 en cada segmento según el modo 5.2. Modulación del canal AC1 Al igual que el caso del canal TMCC, la modulación que se aplica sobre AC1 es DBPSK, es decir, BPSK diferencial y se transmite solo un bit en cada símbolo OFDM. La modulación diferencial hace que sea necesario incluir una referencia en el primer símbolo de cada cuadro, de modo que se pueda demodular correctamente la señal. Por lo tanto, el primer bit del AC1 se hace corresponder, al igual que los demás casos, con la referencia Wi. Cuando no se utiliza el canal AC1 (no se envía información adicional), se insertan continuamente bits bJ puestos permanentemente a 1 como relleno. Se elige este valor porque si se dejaran los bits en 0 no habría cambios de fase en la señal y AC1 se transformaría en un piloto continuo. En la Figura 9 se muestra el mapeo de símbolos del AC1. De manera abreviada, estos símbolos se denominan A. Debe notarse que el subíndice i permite identificar el número de portadora asignada al AC1, mientras que k lo hace con el segmento. 343 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Q bj Re(Ai,j,k) 4 0 1 3 - 4 3 Im(Ai,j,k) 0 I -4 3 0 4 3 Figura 9: Mapeo y constelación de los símbolos del AC1 5.3. Tasa de transmisión del canal AC1 Finalmente es posible calcular la tasa de transmisión del canal AC1 para los 13 segmentos, por aplicación de la ecuación: R (bps) = KO ⋅ K I ⋅ (22) bP ⋅13⋅ L TS Como el primer bit del AC1 se hace corresponder con la referencia Wi solo se utilizan 203 de los 204 bits disponibles en cada cuadro para la transmisión de datos y por lo tanto KO = 203/204. Por otro lado, bP = 1 ya que se transmite un solo bit por símbolo y, dado que no se aplica codificación convolucional, KI = 1. Teniendo en cuenta que L (cantidad de portadoras AC1 por segmento) depende del modo utilizado, dando valores a la ecuación (20) se obtiene la tasa de transmisión para el AC1, cuyos resultados se muestran en la Tabla 11: Relación de guarda Δ Segmentos utilizados Número de Portadoras AC1 (Modos 1 / 2 / 3) 1/4 1/8 1/16 1/32 1 2/4/8 6,31 7,02 7,43 7,65 13 26 / 52 / 104 82,13 91,26 96,62 99,55 Tabla 11: Capacidad del Canal AC1 (en kbps) 344 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 6. MULTIPLEXACIÓN DE SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Las señales de control y la información que se envía por los canales auxiliares, debe ser incorporada (multiplexada) en alguna de las siguientes interfaces definidas por el sistema ISDB-Tb: s IF 1: Flujo binario de transporte del estándar MPEG, denominado TS, con paquetes de 188 bytes. s IF 2: Flujo BTS de paquetes TSP de 204 bytes, conformando estructuras de cuadro múltiplex. s IF 3: Señal de salida de frecuencia intermedia IF. En la Figura 10 pueden verse las tres interfaces descriptas. BTS DATOS TMCC IF 1 IF 2 MODULADOR ISDB-Tb TS REMULTIPLEXOR AUDIO MULTIPLEXOR TS (Programa) VIDEO FI IF 3 AC Figura 10: Interfaces del sistema ISDB-Tb En ISDB-Tb se ha establecido que las señales de control y las informaciones auxiliares sean incorporadas en la interfaz IF 2 es decir en el BTS, y por esta razón la norma habla de “multiplexación de la información de control de transmisión”. En consecuencia, el remultiplexor debe ser diseñado para cumplir con todas estas funciones que, como se verá enseguida, responden a varias especificaciones. Normalmente los moduladores también tienen sus propias interfaces que permiten ingresar los parámetros de configuración del transmisor (TMCC) y posiblemente, la información para ser transportada por los canales auxiliares (AC). La interfaz IF 3 es utilizada cuando la señal que se distribuye a todos los transmisores de una red de frecuencia única (SFN) es la salida OFDM de FI de un único modulador, que está ubicado en la cabecera de la red. Los detalles se estudiarán en el capítulo correspondiente. CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 345 El estándar ISDB-Tb dispone de dos esquemas de multiplexación, según las características de las señales de control o información auxiliar que se deban incorporar al BTS (fundamentalmente longitud o carga binaria de la información): a) Multiplexación en el campo “ISDB-Info” de cada TSP. b) Multiplexación en el IIP, “ISDB Information Packet”, paquete TSP dedicado para estas aplicaciones. En la Figura 11 pueden verse conceptualmente los dos esquemas mencionados. En este punto es necesario hacer una aclaración en cuanto a las denominaciones empleadas en este trabajo: la norma llama dummy byte part al campo “ISDB-Info” y “múltiplex de jerarquía invalida” al paquete IIP, dado que se trata de un TSP especial que no es transmitido por ninguna de las capas jerárquicas.4 204 bytes Cabecera MPEG 4 bytes 184 bytes CARGA ÚTIL 8 bytes 8 bytes ISDB - Info RS (opc.) PAQUETE TSP TSP-n FLUJO BTS 184 bytes TSP-1 TSP-2 TSP-nulo IIP ... CUADRO MÚLTIPLEX Figura 11: Esquemas de multiplexación para la información de control y auxiliar La Tabla 12 especifica el esquema de multiplexación a aplicar según el tipo de información que se debe enviar a través del BTS. 4 En opinión de los autores, esta terminología resulta confusa, al menos en el idioma español. Por esta razón, para escribir este texto se han buscado denominaciones más significativas que ayuden a una mejor comprensión de los conceptos. 346 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Multiplexación en Información Descripción ISDB-Info IIP 1 Señalización del sincronismo de cuadro OFDM Permite identificar los cuadros pares e impares y se vincula con las palabras de sincronización S0 y S1 2 Control de inicio de alarma Activación de la alarma EBA 3 Indicador de cambio de parámetros de transmisión Sincroniza el cambio de parámetros de transmisión (Ver 4.4) 4 Identificador del TMCC Identifica el tipo de servicio ISDB No 5 Señalización de reset de buffer Control de reset del buffer del dispositivo sincronizado No 6 Indicación del paquete de cabecera de cuadro con cambios en el TMCC Señaliza el primer paquete de cada cuadro mientras esté en progreso un cambio de parámetros de transmisión No 7 Señalización del TSP cabecera del cuadro múltiplex Identifica el paquete de cabecera del cuadro múltiplex No 8 Identificación de la capa jerárquica asignada al TSP Identifica la jerarquía a la que pertenece un TSP (A, B, C o nulo) y también a los TSP no jerárquicos (Paquetes IIP, datos auxiliares AC u otros que se definan) No 9 Contador de TSP Asigna un número correlativo a cada TSP del cuadro múltiplex, a partir de 0 para el paquete de cabecera No 10 MCCI: Información de modulación, control y configuración Información del TMCC, más modo e intervalo de guarda No 11 NSI: Información de Sincronización para la red SFN Información para control y sincronización de redes SFN No 12 Datos auxiliares Información auxiliar para el canal AC1 Opcional Opcional Tabla 12: Esquemas de multiplexación para señales de control y auxiliares 6.1. Multiplexación en el campo ISDB-Info En este caso se utilizan los primeros 8 bytes de los 16 que se han añadido al paquete MPEG para formar un TSP de 204 bytes. El detalle de la información que se incluye en este campo se muestra en la Tabla 13. En todos los casos, el bit 0 es el menos significativo. CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Byte Bits b7 y b6 0 Descripción Valor y significado Identificador del TMCC 00 Satélite 10 TV digital terrestre 11 Radiodifusión sonora terrestre b5 Reservado para futuros usos 1 Siempre puesto en 1 b4 Señalización de reset del buffer del dispositivo sincronizado 0 Estado normal 1 Reset b3 Control de inicio de alarma EBA 0 Estado normal 1 Inicio de alarma EBA b2 347 Indicación del paquete de cabecera de cuadro con cambios en TMCC 0 Si la cuenta regresiva está en progreso 1 Si la cuenta regresiva retorna a 1111 Vinculado con el indicador cambio de parámetros b1 Señalización del TSP cabecera del cuadro múltiplex 1 0 Restantes TSP del cuadro múltiplex b0 Señalización del sincronismo de cuadro OFDM 0 Durante el cuadro par (sincronismo S0) b7 a b4 1 b3 a b 0 b7 1 Durante el cuadro impar (sincronismo S1) 0000 TSP nulo 0001 TSP asignado a la capa jerárquica A 0010 TSP asignado a la capa jerárquica B 0011 TSP asignado a la capa jerárquica C 0100 TSP con datos para canal AC 0101 a 0111 TSP de datos definido por el radiodifusor 1000 Paquete IIP (no jerárquico) 1001 a 1111 TSP de datos definido por el radiodifusor Identificación de la capa jerárquica asignada al TSP Indicador de cambio de parámetros de Ver 4.4 transmisión Señalización de datos AC 2 b 6 a b5 TSP cabecera del cuadro múltiplex Cantidad de bytes con datos AC 0 Con datos AC 1 Sin datos AC 00 1 byte de datos AC 01 2 bytes de datos AC 10 3 bytes de datos AC 11 4 bytes de datos AC (ó ausencia de datos) 348 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Byte Bits 2 b4 a b0 3 b7 a b0 4 b7 a b0 5 b7 a b0 6 b7 a b0 7 b7 a b0 Descripción Valor y significado Contador de TSP (13 bits de 0 a 8191) El contador se inicia en 0 con el paquete cabecera del cuadro múltiplex y se incrementa de uno en uno, incluyendo los TSP nulos. Datos auxiliares para el Canal AC (Máximo 32 bits) Campos para datos auxiliares (Los datos incorporados a este campo no son válidos si el bit de señalización de datos AC está en 1) Tabla 13: Estructura de la información incluida en el campo ISDB-Info 6.2. Multiplexación en el paquete IIP Este esquema se emplea cuando la cantidad de información a incluir excede la capacidad del campo ISDB-info. Esto ocurre en dos casos: a) Información necesaria para definir parámetros de modulación, control y configuración del sistema. b) Información de control y sincronización de la red de frecuencia única (SFN) La Tabla 14 muestra cómo se organiza la información dentro de un paquete IIP y su correspondiente significado. Nº de Bits Cabecera estándar de MPEG (4 bytes) 8 16 Descripción Byte de sincronismo Valor y significado 01000111 Sincronización estándar (47H) 1 Señalización de error de transporte 0 No se utiliza 1 Señalización de inicio de carga útil 1 No se utiliza 1 Señalización de prioridad de transporte 0 No se utiliza 13 PID (Program Identifier) 2 Control de cifrado de transporte 00 No se utiliza 2 Control de adaptación de campo 01 No cambia (indica carga útil únicamente) 4 Control de continuidad Se utiliza de acuerdo al estándar MPEG Puntero de paquete IIP Ver 6.2.1 Puede ser definido por el radiodifusor MCCI: Información de modulación, control y Ver 6.2.2 configuración 160 8 Número de paquete sub-IIP 8 Número del último paquete sub-IIP 8 Indica la cantidad de bytes que ocupa la información de Longitud de la información de sincronización sincronización de red SFN que sigue a continuación (como de red SFN máximo 159 bytes o 1272 bits en un solo paquete IIP) Ver 6.2.3 1272 NSI: Información de sincronización para la Ver 6.2.4 red SFN nx8 Byte/s de relleno Si la información de sincronización de red ocupa menos de 159 bytes, los bytes restantes se rellenan con FFH Tabla 14: Estructura de la información transportada por el paquete IIP CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 349 6.2.1. Puntero de paquete IIP Indica la cantidad de paquetes TSP que hay entre la posición ocupada por el paquete IIP dentro del cuadro múltiplex y el próximo cuadro. Para realizar el conteo, la posición ocupada por el último TSP del cuadro múltiplex se considera cero. 6.2.2. Campo de Información de modulación, control y configuración (MCCI) Este campo cuya extensión es de 160 bits, incluye toda la información del TMCC de la Tabla 5, con excepción de los primeros 20 y de los últimos 82 bits: s Referencia de modulación diferencial: Wi (b0) s Palabras de sincronización S0 y S1 (b1 a b16) s Identificación del tipo de segmento (sincrónico o diferencial, b17 a b19) s Paridad (b122 a b203) La Tabla 15 presenta en forma detallada toda la información contenida en el campo MCCI. Número de bits Descripción Bit de control de las palabras de sincronización del TMCC (b1 a b16, Tabla 5) 0 Palabra de sincronismo S0 1 1 Palabra de sincronismo S1 Esquema de multiplexación de datos auxiliares para canal AC 0 Multiplexación en IIP 1 Multiplexación en ISDB-Info 1 Valor y significado Reservados para futuros usos – 4 Indicador de cambio de parámetros de transmisión Ver 4.4 2 2 Información actual 2 00 Reservado 01 Modo 1 Modo 10 Modo 2 11 Modo 3 00 1/32 01 1/16 10 1/8 11 1/4 Intervalo de guarda 350 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Número de bits Descripción Valor y significado Próxima información 00 2 2 Reservado 01 Modo 1 10 Modo 2 11 Modo 3 00 1/32 01 1/16 10 1/8 11 1/4 Modo Intervalo de guarda Información del TMCC Incluye los bits b20 a b121 de la Tabla 5 10 Reservado para futuros usos Todos puestos a 1 32 Código de redundancia cíclico (CRC) Protección contra errores 102 Tabla 15: Información del campo MCCI 6.2.3. Paquetes sub-IIP Cuando la información de sincronización de la red SFN (NSI) tiene una longitud superior a los 159 bytes, debe ser distribuida en tantos paquetes como sean necesarios, que reciben el nombre de paquetes sub-IIP. En este caso, debe utilizarse un esquema de numeración que permita determinar el orden secuencial de los paquetes y su cantidad. La primera función es cumplida por el campo “número de paquete sub-IIP”, mientras que la cantidad de paquetes viene dada por el “número del último paquete sub-IIP” 5. El valor del “número de paquete sub-IIP” es 00H cuando hay un único IIP y también para el primer sub-IIP de la serie si hubiera más de un paquete, y se asignan números correlativos a los siguientes. En cuanto al “número del último paquete sub-IIP”, su valor es 00H cuando se genera un solo paquete IIP, o bien el número que le corresponda al último paquete sub-IIP de la serie en caso de que sea más de uno. Para aclarar el mecanismo de numeración, en la Figura 12 se muestra un ejemplo en el que la información NSI ha sido distribuida en tres paquetes sub-IIP. 5 La norma denomina a estos indicadores “número de ramal IIP” y “último número de ramal IIP”. Nuevamente, en opinión de los autores, la terminología elegida no ayuda a la comprensión del tema y por lo tanto, ha sido reemplazada por denominaciones conceptualmente más significativas. 351 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES TSP´s IIP 00H 02 H TSP´s TSP´s CUADRO MÚLTIPLEX n-1 IIP 01 H 02H TSP´s TSP´s CUADRO MÚLTIPLEX n IIP 02 H 02 H TSP´s CUADRO MÚLTIPLEX n+1 Figura 12: Ejemplo de distribución de la información NSI en tres paquetes sub-IIP 6.2.4. Campo de Información de sincronización para la red de frecuencia única (NSI) A los fines de comprender con claridad las funciones que cumplen los indicadores y las señales de referencia incluidas en el NSI, es necesario introducir algunos conceptos relativos al funcionamiento de las redes SFN, cuyo estudio completo se abordará en el Capítulo 14. En una SFN todos los transmisores deben estar sincronizados en frecuencia y en tiempo y transmitir la misma señal. Esto significa que deben emitir el mismo símbolo OFDM de manera sincronizada y en la misma frecuencia. Una de las posibles arquitecturas para una red SFN, consiste en la distribución del flujo binario BTS por medio de enlaces STL (enlaces estudio-transmisor) hacia todos los transmisores de la red. Para ello, es necesario utilizar un adaptador especial para SFN, cuya función es agregar al paquete IIP la información de sincronización NSI. La Figura 13 ilustra todos los componentes que integran la red SFN. RF Dt E CONVERSOR RECEPTOR BTS MODULADOR FI ISDB-T b AMPLIFICADOR RF STL 10 MHz REMUX BTS ADAPTADOR SFN BTS TRANSMISOR STL 1 pps 10 MHz RELOJ fc 1 pps RELOJ RF Dt E RECEPTOR BTS MODULADOR FI CONVERSOR ISDB-T b AMPLIFICADOR RF STL 10 MHz fc 1 pps RELOJ Figura 13: Red SFN basada en la distribución del flujo BTS En la Figura 14 se muestran todas las referencias de tiempo que permiten sincronizar a una red SFN. Estas referencias forman parte del NSI, cuyos detalles se describen en la Tabla 16 y en los apartados subsiguientes. 352 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 1 segundo Señal de 1 pps Tiempo 4 Dtmáx Salida del remultiplexor 1 0 1 1 b1 b0 b1 b0 Entrada del modulador 1 0 1 1 b1 b0 b1 b 0 2 DtE Salida del modulador 1 STS Tiempo Tiempo 1 0 1 1 b1 b0 b1 b0 Tiempo 3 Dtmod Figura 14: Referencias de tiempo en una red SFN Número de bits 8 Descripción Byte de identificación de la sincronización SFN Valor y significado 00H Sincronización de SFN presente FF H Sin sincronización de SFN 01H a FEH 8 12 1 1 1 1 24 32 Referencia de tiempo de sincronización (STS) Tiempo máximo de retardo (Dtmáx) Longitud del bucle de información enviada a los transmisores Ver 6.2.5 Ver 6.2.6 Indica la extensión (en bytes) del bucle que contiene la información que se envía a los transmisores de la red Código de identificación del modulador de la red SFN Identificación de transmisor que será controlado por los parámetros incluidos en los campos que siguen 0 Actualizar información Indicador de actualización 1 Sin actualización de información Ver 6.2.7 0 Retardo estático no aplicado Indicador de retardo estático 1 Retardo estático aplicado Ver 6.2.8 Reservado para futuros usos 0 Off-set de tiempo positivo (+) Signo del off-set del tiempo de retardo 1 Off-set de tiempo negativo (–) Ver 6.2.9 Off-set del tiempo de retardo Ver 6.2.10 Código de redundancia cíclico Protección contra errores Bucle de información enviada a los transmisores de la red 24 24 Reservados para futuros usos Tabla 16: Información del campo NSI CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 353 6.2.5. Referencia de tiempo de sincronización (STS) Los receptores profesionales de posicionamiento global (GPS) están equipados con una salida capaz de suministrar una señal cuya cadencia es de 1 pps (un pulso por segundo), de manera estable y con gran precisión. El STS o referencia de tiempo de sincronización, es igual al intervalo de tiempo transcurrido entre un pulso de la señal de 1 pps y la aparición del bit de señalización del TSP cabecera de un cuadro múltiplex par. Esto significa que los dos últimos bits del byte 0 del campo ISDB-Info del primer TSP del cuadro, deben ser b1=1 y b0=0 (al bit b1 también se lo denomina “tiempo de inicio”). Cada modulador de la red debe calcular esta diferencia de tiempo e introducir el retardo necesario (Dtmod), para complementar el valor de retardo aportado por los enlaces (DtE). La precisión de la medición es de 100 ns, es decir el período correspondiente a la frecuencia de 10 MHz. Estos conceptos corresponden a las referencias 1, 2 y 3 de la Figura 14. El funcionamiento del STS se verá con mayor detalle en el Capítulo 14. 6.2.6. Tiempo máximo de retardo (Dtmáx) Es el intervalo de tiempo transcurrido entre la llegada de un pulso de la señal de 1 pps y la señal de salida de FI del modulador más distante – en términos de tiempo – de la red SFN. En la Figura 14 4 se puede ver claramente este parámetro, que se mide en múltiplos de 100 ns. Su valor debe ser ajustado dentro del rango de 1 segundo, entre 0 (000000H correspondiente a 0 seg) y 9999999 (98967FH, equivalente a 0,9999999 segundos). La sincronización de la red SFN se asegura cuando todos los transmisores de la red se ajustan para que sus retardos coincidan con este valor, debiéndose cumplir en todos los casos que: (23) Dt máx ⎡⎣seg⎤⎦ = STS + Dt E + Dt mod 6.2.7. Indicador de actualización Este bit indica si es necesario actualizar los valores de la señalización de retardo estático y del signo y valor del off-set del tiempo de retardo para un modulador determinado. En caso de modificación del valor del tiempo máximo de retardo de la red, se deben actualizar todos los campos mencionados en cada emisor. 6.2.8. Indicador de retardo estático Hay dos maneras de controlar los retardos de una red SFN. La primera consiste en utilizar una referencia de tiempo única, precisa y a la que puedan acceder todos los moduladores. El sistema de posicionamiento global GPS provee este tipo de señales y permite que cada emisor de la red pueda determinar automáticamente el valor de retardo que debe ser adicionado. La segunda técnica, llamada “retardo estático”, consiste en calcular y asignar individualmente los 354 CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES retardos necesarios para cada emisor de la red SFN, sin utilizar tiempos de referencia. Cuando se emplea retardo estático, este indicador se coloca en 1. 6.2.9. Signo del off-set del tiempo de retardo Indica si el valor de off-set de tiempo introducido es positivo o negativo, es decir si deberá sumarse o restarse al retardo calculado automáticamente por cada emisor de la red. Cuando se utiliza retardo estático, el indicador de signo permanece en 0 y no tiene ningún significado. 6.2.10. Off-set de tiempo de retardo (Dtoff) El significado de este campo depende del indicador de retardo estático. Cuando no se aplica retardo estático, se trata de un valor que se inserta en forma manual y que permite hacer un ajuste fino sumándolo o restándolo al retardo que cada modulador de la red calcula de manera automática en base a la señal de 1 pps. Este valor puede ser ajustado entre 0 (000000H) y 9999999 (98967FH) y por lo tanto, junto con el signo del off-set, es posible especificar un rango de ajuste de tiempo de −1 seg < t off < 1 seg . Cuando se aplica retardo estático, la referencia de 1 pps no se utiliza y en este caso el off-set de tiempo indica el valor absoluto de retardo que se introduce en cada emisor de la red SFN. Al igual que antes, los valores estarán comprendidos entre 0 y 0,9999999 segundos. Para el cálculo de los retardos de tiempo, es importante tener en cuenta lo siguiente: s Para el cálculo del retardo adicional que deberá introducir cada modulador de la red (Dtcalc), debe tenerse en cuenta que ya existe un retardo inherente al procesamiento de la señal OFDM (Dtproc). Por lo tanto, el retardo total del modulador está dado por: (24) Dt mod ⎡⎣seg⎤⎦ = Dt proc + Dt calc No debe añadirse el retardo introducido por el entrelazado de tiempo, pues se trata de un mecanismo de protección que opera solamente en la trayectoria de propagación desde el emisor hacia el receptor y afecta por igual a todos los transmisores de la red. CAPÍTULO 10 — PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES 355 BIBLIOGRAFÍA AGILENT TECHNOLOGIES, DTV Design Library, Palo Alto, [s. e.], 2005. AKAMINE, Cristiano, Yuzo IANO, Gustavo de MELO VALEIRA and Gunnar BEDICKS Jr., Remultiplexing ISDB-T BTS into DVB TS for SFN, IEEE Transactions on Broadcasting, Vol. 55, Num. 4, pp 802-809, [s. l.], [s. e.], 2009 ANDREWS, Jeffrey G. and Arunabha GHOSH, Fundamentals of WiMAX Understanding Broadband Wireless Networking, [s. l.], Prentice Hall, Pearson Education Inc., 2007. ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre - Sistema de transmisión, Norma ABNT NBR 15601, [s. e.], [s. l.], 2008. —Televisión digital terrestre. Guía de operación. Parte 1: Sistema de transmisión, guía para la implementación de la ABNT NBR 15601, Norma ABNT NBR 15608-1, [s. e.], [s. l.], 2008. 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C A P Í T U L O 11 MODULACIÓN (B) 1. INTRODUCCIÓN Este capítulo está dedicado al estudio de la Sección B de la cadena de modulación del sistema ISDB-Tb, que comienza con el bloque de conformación del cuadro OFDM, donde se incorpora la información suministrada por los pilotos y las señales auxiliares y de control. A continuación, sigue el procesador que calcula la transformada IFFT donde las secuencias de símbolos se convierten en una señal compleja en el dominio del tiempo. Luego continúa la etapa de inserción del intervalo de guarda y finalmente el modulador I-Q, donde se obtiene una señal OFDM real en el dominio del tiempo, en frecuencia intermedia. La Sección B de la cadena de modulación del transmisor ISDB-Tb, está compuesta por los bloques funcionales que se muestran en la Figura 1: 357 358 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) SEÑALES DE CONTROL CUADRO OFDM IFFT INSERCIÓN DE INTERVALO DE GUARDA (1/4, 1/8, 1/16, 1/32) MODULADOR I-Q A las etapas de RF INSERCIÓN DE PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Figura 1: Bloques de la etapa de modulación (Sección B) 2. ESTRUCTURA Y CONFORMACIÓN DEL CUADRO OFDM Una vez completado el entrelazamiento en tiempo y en frecuencia de los símbolos de datos, en esta etapa se conforma la estructura final del cuadro OFDM, incorporando los símbolos correspondientes a las siguientes señales: s Pilotos Dispersos (SP) s Piloto Continuo (CP) s Canal de Control de Configuración de Transmisión y Multiplexación (TMCC) s Canales Auxiliares (AC1 y AC2) En la Figura 2 se muestra un esquema con todas las señales que ingresan a esta etapa: ENTRADA DE SÍMBOLOS DE DATOS CONFORMACIÓN DE CUADRO OFDM SP CP AC1 AC2 TMCC ENTRADA DE SÍMBOLOS DE PILOTOS, SEÑALES DE CONTROL Y AUXILIARES Figura 2: Señales para conformación del cuadro OFDM SALIDA A IFFT 359 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) Como ya se ha mencionado, el estándar ISDB-Tb contempla la posibilidad de emplear modulación diferencial para la transmisión de los datos. Es importante destacar que cuando se emplea DQPSK, él o los segmentos modulados de esta manera tienen una configuración distinta que en el caso de las modulaciones sincrónicas (QPSK, 16-QAM y 64-QAM). En lo que sigue, se analizará exclusivamente la estructura del segmento correspondiente a estas últimas modulaciones, por ser las que más se emplean en TV digital terrestre. Al final del capítulo, se incluye un apéndice donde se detalla la disposición de portadoras para modulación diferencial. La Tabla 1 muestra como se distribuyen las portadoras disponibles por segmento, en función del modo empleado. El canal AC2 no se utiliza en segmentos con modulación sincrónica. Distribución de portadoras Modo 1 Esquema de modulación de las portadoras Modo 2 Modo 3 QPSK / 16-QAM / 64-QAM Total de portadoras LS 108 216 432 Portadoras de datos LD 96 192 384 Pilotos dispersos SP 9 18 36 Control de configuración y multiplexación de transmisión TMCC 1 2 4 Canales auxiliares AC1 2 4 8 Piloto continuo (*) CP 1 1 1 Portadora asignada a CP LCP 1404 2808 5616 (*) El piloto continuo se asigna a la portadora de mayor frecuencia de todo el espectro emitido y no pertenece a ninguno de los 13 segmentos. Tabla 1: Distribución de portadoras por segmento De acuerdo a lo visto en el capítulo de modulación (Sección A), el combinador jerárquico ordena los símbolos de datos secuencialmente y en orden ascendente, sin que existan espacios entre ellos. Al considerar la inserción de los símbolos correspondientes a las señales auxiliares (pilotos SP y canales TMCC y AC1), el bloque de conformación del cuadro OFDM debe realizar las siguientes operaciones: s Cambiar el ordenamiento de los símbolos de datos entregados por el combinador jerárquico, esto es, asignarlos a las portadoras que ocuparán definitivamente en el espectro de frecuencias transmitido. s Incorporar los símbolos correspondientes a los pilotos SP y a los canales TMCC y AC1 dentro de cada segmento, en sus posiciones correspondientes. Al intercalar estas señales se romperá la continuidad de los símbolos de datos. La Figura 3 muestra la posición definitiva de los segmentos en el espectro transmitido. La mayor anchura se debe a la incorporación de un total (2M-1x 12) x 13 símbolos adicionales (pilotos y señales de control), donde M es el modo 360 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) A 0 B 1 2 3 C 4 5 6 7 8 9 10 11 Segmento de la capa jerárquica A 12 Frecuencia Símbolos de datos 11 9 7 5 3 1 0 2 Segmento de la capa jerárquica B 4 6 8 10 12 Frecuencia Segmento de la capa jerárquica C Símbolos de datos, pilotos y señales de control Figura 3: Inserción de pilotos y señales de control y reordenamiento de segmentos En la Figura 4 se aprecia la configuración de un segmento con modulación sincrónica en el modo 1, para una sucesión de 204 símbolos (cuadro OFDM). Debe recordarse que SAi, j, k es la nomenclatura de los símbolos luego de realizados, de manera consecutiva, los procesos de entrelazamiento inter-segmentos, rotación y aleatorización. El cuadro ODFM completo estará compuesto por estructuras semejantes para cada uno de los 13 segmentos. 3. TRANSFORMADA RÁPIDA INVERSA DE FOURIER (IFFT) Los fundamentos matemáticos del Análisis de Fourier han sido vistos en el capítulo 2, mientras que la aplicación de las Transformadas Rápidas de Fourier directa e inversa ha sido estudiada en el capítulo 4. Para poder calcular la IFFT, el procedimiento es el siguiente: s Deben tomarse grupos de (2M−1 × 108 × 13) + 1 símbolos de datos y señales auxiliares, donde el adicional es el piloto continuo CP. Esta cantidad de símbolos complejos (llamados activos) para el total de 13 segmentos conforman un símbolo OFDM (j es el índice del símbolo OFDM). p M−1 × 108 × 13) + 1 . Todos los valores se resumen s La IFFT debe ser de módulo 2 ≥ (2 en la Tabla 2: Símbolos activos Modo (M) Δf (kHz) 1 IFFT Total BWOFDM (MHz) 250 63 1405 5,575 11 2048 2K 2 125 63 2809 5,573 12 4096 4K 3 125 126 5617 5,572 13 8192 8K L Δf p Tabla 2: Parámetros y valores de la IFFT para los tres modos Módulo BW (MHz) Símbolos nulos 643 8,126 1287 2575 SA2,1 SA2,2 SA2,3 SA1,4 SA2,5 SA1,1 SA1,2 SA1,3 SA0,4 SA1,5 SA0,1 SA0,2 SA0,3 SP SA0,5 1 2 3 4 5 SA1,202 SA1,203 SA0,202 SA0,203 202 203 SA2,203 SA2,202 SA2,201 SP SA3,203 SA3,202 SP SA2,200 SP SA2,4 SA3,3 SA3,2 4 SA4,203 SA4,202 SA3,201 SA3,200 SA3,5 SA3,4 SA4,3 SA4,2 SA3,1 SA3,0 5 SA5,203 SA5,202 SA4,201 SA4,200 SA4,5 SA4,4 SA5,3 SA5,2 SA4,1 SA4,0 6 SA6,203 SP SA5,201 SA5,200 SA5,5 SA5,4 SA6,3 SP SA5,1 SA5,0 7 SA7,203 SA6,202 SA6,201 SA6,200 SA6,5 SA6,4 SA7,3 SA6,2 SA6,1 SA6,0 . . . SA8,2 SP SA8,4 SA8,5 SA7,2 SA8,3 SA7,4 SA7,5 SA8,203 SA7,202 SA7,201 SP SA8,202 SA8,201 SA8,200 SA8,1 SA7,1 SA7,200 9 SA8,0 8 SA7,0 10 SA9,203 SA9,202 SA9,201 SA9,200 SA9,5 SA9,4 SA9,3 SA9,2 SA9,1 SA9,0 11 S A10,203 S A10,202 S A10,201 S A10,200 SA10,5 SA10,4 SA10,3 SA10,2 SA10,1 SA10,0 12 S A11,203 S A11,202 S A11,201 SP SA11,5 SP SA11,3 SA11,2 SA11,1 SP SA13,1 SA13,2 SA13,3 SA12,4 SA13,5 SA12,1 SA12,2 SA12,3 SA11,4 SA12,5 S A12,203 S A12,202 S A12,201 S A11,200 S A13,203 S A13,202 S A13,201 S A12,200 14 SA12,0 13 SA11,0 15 S A14,203 S A14,202 SP S A13,200 SP SA13,4 SA14,3 SA14,2 SP SA13,0 ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... TMCC ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... AC1 ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... 107 SA95,5 SA95,4 SA95,3 SA95,2 SA95,1 SA95,0 SA95,203 SA95,202 SA95,201 SA95,200 Figura 4: Estructura del segmento para modulación sincrónica (Modo 1). La posición de los canales TMCC y AC1 es diferente para cada segmento. SA1,201 j SA0,200 SP SA0,201 . . . 201 3 SA2,0 . . . 200 SA1,200 2 SA1,0 1 SA0,0 0 SP . . . 0 i CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 361 362 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) s Los (2M−1 × 108 × 13) + 1 símbolos activos, más los nulos deben ser procesados en el mismo instante de tiempo. Esto significa que se debe realizar una conversión serie-paralelo de los símbolos e ingresarlos como un bloque (o vector) al procesador IFFT. En la Figura 5 pueden verse la totalidad de los símbolos necesarios para el cálculo de la IFFT. Claramente se aprecian los correspondientes a las portadoras activas y los nulos. Los primeros determinan la anchura de banda de la señal OFDM propiamente dicha (BWCOFDM), mientras que los símbolos nulos se reparten en iguales cantidades por encima y por debajo de la señal. Más adelante en este mismo capítulo se verá que las bandas de guarda no son iguales, siendo G1 > G2, efecto que se consigue con solo desplazar hacia arriba la frecuencia central. El número de símbolos nulos es igual a la diferencia entre 2p y la cantidad de portadoras activas para cada modo: (1) ( ) Símbolos nulos = 2(10+M) − 1404 × 2M−1 + 1 con M = 1, 2 ó 3 (mod o) 39 Figura 5: Símbolos de portadoras activas y símbolos nulos para el cálculo de la IFFT A continuación, en la Figura 6 se detalla el esquema de procesamiento de los símbolos para el cálculo de la IFFT. Puede verse el agregado de los nulos y las salidas de las partes real e imaginaria en el dominio del tiempo discreto. S0 es el primer símbolo del segmento 11, SC es el central y SCP corresponde al piloto continuo, que aparece una vez que se han completado los símbolos de los 13 segmentos. En la jerga DSP, a cada uno de los símbolos complejos que ingresan al procesador IFFT se los conoce como “Bin”, designación que evita hablar de “portadoras” (que hasta ese momento realmente no existen), sin necesidad de aclarar además si se trata de símbolos activos o nulos. CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 363 BINS SC 0 ... 2p puntos Re s(n) n SCP 0 TU 0 S0 , S1, SC ... SCP ... S/P Entrada serie de símbolos complejos I-Q (Portadoras activas) IFFT 2p puntos 0 S0 Im s(n) n SC-1 ... S1 SC = Símbolo central C= 702 x 2 M-1 TU 2p -1 Figura 6: Entrada de símbolos (Si), procesamiento IFFT y salida de muestras [s(n)] Es importante tener en cuenta que cada una de las muestras que conforman la señal s(n) en el dominio del tiempo discreto depende de la totalidad de los símbolos complejos de entrada, tanto los que corresponden a las portadoras activas como a los símbolos nulos. La Figura 7 ilustra la dependencia mencionada, en este caso para una muestra de la parte real de la señal en el dominio del tiempo discreto. Re X(i) 2p +3 Re s(n) +1 i 2 p -1 n -3 Im X(i) 2p +3 +1 -1 IFFT i Cada muestra en el tiempo discreto (n) depende 2p muestras complejas en el dominio de la frecuencia discreta (i) -3 Figura 7: Cálculo de un punto de la IFFT en el dominio del tiempo discreto 364 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) Finalmente, para poder aplicar la IFFT se debe realizar una conversión paralelo-serie de la señal de entrada. La manera particular de ordenar los símbolos a la salida del conversor S/P será explicada en el apartado 5.2. 4. INSERCIÓN DEL INTERVALO DE GUARDA Una vez que ha sido generada la señal OFDM por aplicación de la IFFT y esta se encuentra en el dominio del tiempo discreto, el paso siguiente consiste en agregar el intervalo de guarda al símbolo OFDM generado. Según se ha visto, este intervalo puede tener uno de los siguientes valores: 1/4 TU , 1/8 TU , 1/16 TU y 1/32 TU. El intervalo de guarda que se coloca al comienzo de cada símbolo OFDM, está formado por el tramo final de éste y tiene una longitud igual a ΔTU. En la Figura 8 se ilustra el concepto: TU PARTE ÚTIL DEL SÍMBOLO Duración = T U Inicio Final T S = T U + TG Tiempo Figura 8: Concepto de intervalo de guarda En la Figura 9 pueden verse los bloques necesarios para generar e insertar el intervalo de guarda en la posición correspondiente1. De acuerdo al modo empleado, el bloque IFFT generará 2048, 4096 u 8192 muestras complejas (con parte real e imaginaria) en el dominio del tiempo, es decir 210+M, donde M es el modo. El proceso de colocar la parte final del símbolo en el comienzo del mismo implica que previamente deberán almacenarse la totalidad de las muestras temporales que lo conforman, con el consiguiente retardo. Cada muestra compleja entregada por la etapa IFFT es escrita en una de las dos memorias RAM disponibles, la cual es seleccionada por medio de la llave SW1. Una vez que se han almacenado la totalidad de las muestras, el sistema busca la parte final del símbolo y copia las muestras correspondientes en los registros iniciales reservados para ese fin. Completada la construcción del símbolo con su intervalo de guarda, la llave SW2 selecciona la RAM donde se encuentra el símbolo terminado 1 Walter FISCHER, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, 2ª edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009. CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 365 y realiza una lectura secuencial de las muestras complejas, entregándolas a la etapa siguiente, es decir al modulador I-Q. 1 1 Re s(n) Re´s(n) RAM-1 2 IFFT 2 SW1 SW2 1 1 Im s(n) AL MODULADOR I-Q Im´s(n) RAM-2 2 2 Figura 9: Inserción del intervalo de guarda Debe observarse en la Figura 9, que mientras el bloque IFFT está escribiendo las muestras complejas del símbolo actual en la RAM-1, la llave SW2 habilita el acceso a los registros de la RAM-2, donde se encuentran las muestras del símbolo anterior. Terminado el proceso, SW1 selecciona la RAM-2 para comenzar a escribir un nuevo símbolo, justo en el momento en el que SW2 permite la lectura de las celdas de la RAM-1. Por lo tanto, la conmutación de las llaves SW1 y SW2 ocurre al finalizar la generación de cada símbolo con su intervalo de guarda, eliminando la posibilidad de retardos. En la Figura 10 se detallan los procesos de escritura de las muestras temporales, búsqueda de la parte final y lectura del símbolo y copia de los valores del intervalo ΔTU en los registros. Se detalla la operación para ambas partes, real e imaginaria y debe tenerse en cuenta que s(n) = Re s(n) + Im s(n), donde n es la variable de tiempo discreto. La nomenclatura s´(n) = Re´ s(n) + Im´ s(n), indica que la secuencia de muestras ya incluyen el intervalo de guarda. Es importante tener en cuenta que para construir el intervalo de guarda no es necesario medir tiempos, solo deben contarse muestras, ya que en todos los casos el intervalo de guarda está formado por un número entero de ellas. En la Tabla 3 se presentan las cantidades de muestras correspondientes a cada valor de Δ para los tres modos. Esta es una de las razones que justifican que la relación Δ sea de la forma: (2) Δ= 1 , siendo 2 ≤ r ≤ 5 y r es un número entero 2r 366 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) Intervalos de guarda r Relación de guarda 1 Δ= r 2 Modo 1 (2048 muestras) Modo 2 (4096 muestras) Modo 3 (8192 muestras) 2 1/4 512 1024 2048 3 1/8 256 512 1024 4 1/16 128 256 512 5 1/32 64 128 256 Tabla 3: Intervalos de guarda (computados en número de muestras) TU TS TU TU TU Re s(n) Re´s(n) Lectura Im s(n) Im´s(n) b) Copia de muestras y orden de lectura 0 ... 1 s0 0 Registros reservados 1 Intervalo de guarda s 2046 63 64 63 64 s1 s 2047 s0 s1 Copia de valores s2 ... ... s2 s 1983 s 1984 s 1984 Final del símbolo s 2046 s 2047 ... s 1983 ... Escritura s 1984 ... a) Escritura y búsqueda del final del símbolo 2111 s 2046 2111 Figura 10: Proceso de generación del intervalo de guarda s 2047 Lectura CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 367 Además, en la Tabla 4 se presentan las cantidades totales de muestras por símbolo OFDM y la duración del mismo en los tres modos, para cada valor de Δ. Debe recordarse que el espaciamiento entre muestras consecutivas es siempre igual a la inversa de la frecuencia de muestreo de la IFFT (8,1269841 MHz), es decir 0,123046 μseg, independientemente del modo elegido. Con este dato es posible calcular la duración total TS del símbolo. Modo 1 Relación de guarda Δ Modo 2 Modo 3 Cantidad muestras TS (μseg) Cantidad muestras TS (μseg) Cantidad muestras TS (μseg) 1/4 2560 315,000 5120 630,000 10240 1260,000 1/8 2304 283,500 4608 567,000 9216 1134,000 1/16 2176 267,750 4352 535,500 8704 1071,000 1/32 2112 259,875 4224 519,750 8448 1039,500 Tabla 4: Cantidades totales de muestras por símbolo y tiempo de duración del mismo En el capítulo correspondiente a Remultiplexor y flujo BTS se demostró que la cantidad total de pulsos de reloj necesarios para generar un símbolo OFDM venían dados por la expresión: (3) ( N CLK = 2p ⋅ 1+ Δ ) La frecuencia de reloj es justamente la frecuencia de muestreo de la IFFT y por lo tanto, las cantidades de muestras correspondientes a cada modo e intervalo de guarda de la Tabla 4 pueden calcularse con la ayuda de la ecuación (3). 5. MODULADOR I-Q Las memorias RAM descriptas en el punto anterior almacenan una sucesión de muestras complejas (partes reales e imaginarias) en el dominio del tiempo. En la etapa siguiente es necesario combinar estas dos secuencias en un modulador I-Q, con el objetivo de generar el símbolo OFDM y obtener una señal de RF real en el dominio del tiempo. Existen dos formas de implementación que serán analizadas a continuación. 5.1. Modulador I-Q digital La Figura 11 muestra la primera de ellas, que emplea un modulador I-Q digital2. Este dispositivo produce símbolos OFDM s(n) completamente digitales, requiriendo circuitos 2 Eric Philip LAWREY BE, Adaptive Techniques for Multiuser OFDM, Thesis for the degree of Doctor, School of Engineering James Cook University, 2001. 368 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) elaborados y costosos. Emplea las técnicas de Síntesis Digital Directa (DDS), razón por la cual necesita una frecuencia intermedia de conversión que está por encima de la de banda base y por debajo de la frecuencia intermedia de salida de RF. Este tipo de modulador presenta algunas ventajas, ya que los dos circuitos de procesamiento de I y Q son completamente digitales. Esto permite un apareamiento perfecto, porque se eliminan los problemas introducidos por el desbalance de ganancias y de adaptación de impedancias que existen entre los dos caminos cuando ambos son analógicos. Una vez realizada la conversión D/A, todo el procesamiento analógico se realiza sobre una sola vía de señal única, eliminando los problemas antes mencionados, incluyendo los off-set de tensión continua y las derivas de frecuencia o fase. Dado que actualmente los moduladores I-Q analógicos son los más utilizados y que la explicación completa de las técnicas de síntesis digital excede el alcance de este trabajo, no se abordará el estudio detallado del modulador I-Q digital. Figura 11: Modulador I-Q digital 5.2. Modulador I-Q analógico La segunda forma de implementación, es mediante un modulador I-Q analógico, cuyos bloques se muestran en la Figura 12. A continuación se estudiará con detalle su funcionamiento, especialmente la composición espectral de la banda base compleja. CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) Banda base digital Re s(n) Banda base analógica Re’ s(n) D Frecuencia intermedia (FI) Re s(t) FILTRO A MODULADOR cos IFFT t SALIDA FI + RAM Im s(n) Im’ s(n) 369 FILTRO Im s(t) D FILTRO A MODULADOR sen fFI t FI - 90º MODULADOR I-Q ANALÓGICO Figura 12: Modulador I-Q analógico Para generar la señal de salida OFDM, es necesario contar con: s El conjunto de símbolos complejos Si que representan a los datos, señales de control y auxiliares. s Una determinada cantidad de símbolos nulos que permitan completar los 2p bins necesarios a la entrada del procesador IFFT. Luego de la IFFT, se obtienen las señales discretas en el dominio del tiempo Re s(n) e Im s(n). Si bien en la etapa siguiente se incorpora el intervalo de guarda, el análisis que sigue se realizará sin tomarlo en cuenta, debido a que las características espectrales de la señal no cambian con el agregado de dicho intervalo. En primer lugar cabe recordar que la anchura de banda de la señal transmitida, de acuerdo a la Figura 5, estaba dada por: (4) BWOFDM = 39 + Δf [MHz] 7 Re s(n) e Im s(n) son, antes de la conversión D/A, señales discretas de banda de base y por lo tanto, sus espectros están ubicados sobre la frecuencia cero. Esto significa que sus anchuras de banda efectivas son menores que la mitad del ancho de banda de la IFFT, debido a la existencia de frecuencias negativas y también de símbolos nulos en la parte inferior y superior del espectro. Estas anchuras son: (5) BWs(n) = BWOFDM 2 = 39 Δf [MHz] + 14 2 370 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) En la Figura 13, pueden verse los espectros en frecuencia de Re s(n) e Im s(n), centrados en 0 Hz: BWIFFT = 8,1269841 MHz BWRe s(n) Símbolos nulos BWIFFT = 8,1269841 MHz BWIm s (n) Símbolos nulos Símbolos nulos Símbolos nulos i i 0 0 b) Espectro de Im s(n) = Im X(i) a) Espectro de Re s(n) = Re X(i) Figura 13: Espectro de las señales entregadas por el procesador IFFT El paso siguiente consiste en determinar de qué manera el algoritmo IFFT interpreta el espectro de frecuencias. De acuerdo con lo estudiado en el Capítulo 2, los espectros son periódicos, repitiendo las muestras de las frecuencias negativas por encima de la mitad de la frecuencia de muestreo. Por lo tanto, dichas frecuencias estarán replicadas en el sector dado por fIFFT/2 ≤ f ≤ fIFFT3, tal como se aprecia en la Figura 14 para el caso de Re X(i). Se deduce que la totalidad de las portadoras se encuentran dentro de la anchura de banda de la IFFT (8,1269841 MHz). Re X(i) BWOFDM BWOFDM 2 Símbolos nulos 2 Símbolos nulos i 0 Frecuencias negativas fIFFT fIFFT 2 Figura 14: Periodicidad del espectro Re X(i) La figura anterior se corresponde exactamente con el orden en el que deben ser ingresados los símbolos a la entrada del procesador IFFT, luego de la conversión S/P mostrada en la Figura 6. Se aprecia con total claridad el espacio de frecuencias correspondientes a los símbolos nulos, necesarios para formar las bandas de guarda de los extremos inferior y superior del canal. 3 Eric Philip LAWREY BE, Adaptive Techniques for Multiuser OFDM, Thesis for the degree of Doctor, School of Engineering James Cook University, 2001. CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 371 Es importante tener en cuenta que, debido a la periodicidad de los espectros, será necesario colocar filtros antialiasing luego de la conversión D/A de las señales y antes de su ingreso al modulador I-Q, para que sea posible reconstruir la señal analógica. La Figura 15 ilustra el filtrado de las componentes espectrales de Re s(t). Si bien en teoría sería posible utilizar la totalidad de los bins para generar una señal OFDM, puede verse que los bins exteriores necesariamente deben ser puestos a cero, ya que de no existir espacio suficiente, es decir, si no se cumpliera que BWOFDM < BWIFFT, el filtrado sería complicado de implementar. Re X(f) Filtrado antialiasing f - fIFFT 2 0 fIFFT 2 Figura 15: Espectro luego de la conversión D/A y filtrado antialiasing A continuación se muestran los resultados de un ejemplo sencillo, desarrollado con el programa Matlab® para una señal OFDM en Modo 1. Los datos son los siguientes: s Bin 0: símbolo correspondiente a la portadora central (más adelante se verá una forma práctica de determinar la portadora central para cada caso. En el Modo 1 es la 702). s Bin 200: símbolo QPSK. s Bin 250: símbolo 16-QAM. s Bins 703 a 1345: símbolos nulos, para la conformación de las bandas de guarda. s Bin 1650: símbolo QPSK. s Bin 1850: símbolo 64-QAM. s Frecuencia de muestreo fIFFT: 8,1269841 MHz. Cada símbolo ha sido normalizado de acuerdo al factor correspondiente al esquema de modulación elegido, según a lo estudiado en el Capítulo 3. Obsérvese que las frecuencias negativas están comprendidas entre los bins 1024 y 2047. La Figura 16 muestra los resultados del ejemplo. En a) puede verse la secuencia de bins entre 0 y 2047, mientras que en b) se muestra el espectro resultante de s(n), luego de haber aplicado la IFFT a la secuencia de bins. Las amplitudes se consignan en valores instantáneos. 372 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 1.4 1.4 1.2 1.2 1.0 1.0 0.8 0.8 0.6 0.6 0.4 0.4 0.2 0.2 0 fIFFT = 4,063 2 0 0 500 1000 1500 2047 2500 bins 0 1 2 3 4 5 6 7 8,126 9 MHz b) a) Figura 16: a) Secuencia de bins y b) Espectro de la señal OFDM resultante Es importante destacar que la aplicación de IFFT sobre la secuencia de bins da como resultado la señal OFDM discreta en el dominio del tiempo s(n) y que la Figura 16 b) es el espectro de dicha señal, es decir X(i). Por lo tanto, como era de esperar, las gráficas a) y b) son iguales, con la única diferencia de que en la segunda, el eje horizontal está calibrado en valores de frecuencia, desde 0 Hz hasta 8,126 MHz. Sin embargo, no debe perderse de vista que el rango que va desde la desde la mitad de la frecuencia de muestreo hasta fIFFT corresponde a las frecuencias negativas. En la Figura 17 se muestra el espectro de s(n) de acuerdo a esta convención. 1.4 1.2 1.0 0.8 X(i) 0.6 0.4 0.2 0 - 4.063 0 4.063 MHz Figura 17: Espectro de s(n) con representación de frecuencias negativas Como puede verse, las componentes de frecuencia que estaban a la derecha de fIFFT/2 se encuentran dentro del rango de frecuencias negativas, mientras que los símbolos nulos que ocupaban la zona central pasan a formar las bandas de guarda. El espectro es asimétrico, lo que confirma que a la salida de la IFFT se obtiene una señal compleja. CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 373 En la Figura 18 se muestran las partes real e imaginaria del espectro de s(n). Se observa que las componentes de frecuencia de la parte imaginaria tienen valores positivos y negativos, arrojando un espectro antisimétrico en correspondencia con las funciones seno que la conforman, de acuerdo a lo estudiado en el Capítulo 2. 1.4 1.2 1.0 0.8 Re X(i) 0.6 0.4 0.2 0 - 4.063 0 4.063 MHz 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 4.063 Im X(i) 0 MHz - 4.063 - 0.1 - 0.2 - 0.3 - 0.4 - 0.5 - 0.6 - 0.7 Figura 18: Partes real e imaginaria de X(i) 0 374 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) El modulador I-Q realizará una conversión de frecuencia, trasladando las señales de banda base desde el valor de CC (frecuencia cero Hertz) hasta una frecuencia intermedia FI, cuyo valor normalmente está estandarizado, y se obtendrá, finalmente, una señal real s(t) en RF. La mezcla en cuadratura de los espectros de estas dos señales puede verse con todo detalle en la Figura 19 4, donde se han aplicado los conceptos estudiados en el Capítulo 2. Como puede verse, la mitad de las componentes que se encuentran por debajo de 0 Hz (por estar en banda base), quedan ubicadas debajo de FI una vez producida la mezcla con la frecuencia intermedia. Re X(f) BWOFDM Re X(f) - fIFFT 2 fIFFT 2 f -fFI fFI Im X(f) f Espectro de Re s(t) Multiplicación por cosFIt Im X(f) Re X(f) -fFI Im X(f) fFI BWOFDM f - fIFFT 2 fIFFT 2 f -fFI Espectros en cuadratura fFI f Espectro de Im s(t) Multiplicación por sen FIt Figura 19: Mezcla en cuadratura de Re X(f) e Im X(f) En la Figura 20 a la izquierda se muestra el resultado obtenido por la suma de las componentes espectrales a la salida del modulador I-Q. Se observa que el espectro resultante es asimétrico con respecto de la frecuencia intermedia FI, tal como se mostró en la Figura 17. A la derecha puede verse el orden en el que deben ser ingresados los símbolos al procesador IFFT. En ambos casos se trata de un ejemplo para el Modo 1. 4 Fred HARRIS, Orthogonal Frequency Division Multiplexing OFDM - Vehicular Technology Conference, Cubic Signal Processing Chair. San Diego State University, 2004. CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) S 702 0 S 703 1 Re s(n) L0 S 1404 L702 . .. X(f) 375 702 L1404 0 BLS Portadoras nulas 0 f fFI BWCH IFFT 1345 S0 1346 Im s(n) S1 S 701 a) ... BLI 1347 ... Portadoras nulas 703 2047 b) Figura 20: Espectro resultante de s(t) y ordenamiento de símbolos para la IFFT Finalmente cabe mencionar que en algunos sistemas que emplean la multiplexación OFDM la portadora de CC no se utiliza, aspecto que simplifica el diseño y la implementación de los circuitos del modulador. Este no es el caso de los sistemas de TV digital terrestre y por lo tanto, las salidas de los conversores D/A y de los filtros deben estar acoplados en CC a las entradas del modulador I-Q. Esto genera algunos problemas adicionales que se encuadran bajo la denominación general de errores I-Q, que serán analizados a continuación. El modulador digital de la Figura 11 no presenta este tipo de inconvenientes. 5.3. Errores del modulador I-Q Las imperfecciones en el funcionamiento de un modulador I-Q (especialmente en los circuitos analógicos), provocan distorsiones características en la señal OFDM que se manifiestan muy claramente en los diagramas de constelación5. La Figura 21 muestra las fuentes más comunes de error: desbalance de ganancias (A), errores de fase (PH), fluctuaciones o jitter de fase (J) y presencia de componentes de tensión continua (CC), que provoca la aparición de una portadora residual. 5 Walter FISCHER, Tecnologías para la Radiodifusión Digital de Video y Audio. Una Guía Práctica para Ingenieros, 2ª edición, Heidelberg, Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG., [s. l.], 2009. 376 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) Re s(t) CC PH A1 0º J f FI + PH - 90º Im s(t) CC A2 Figura 21: Fuentes de errores I-Q La medición de los errores I-Q se puede realizar sobre una portadora de manera individual o bien sobre grupos de portadoras de la señal OFDM que tengan el mismo esquema de modulación. En este último caso, será posible superponer todos los símbolos en un único diagrama de constelación. Es importante tener en cuenta que los pilotos y las señales de control tienen esquemas de modulación diferentes y por lo tanto es conveniente excluir estas portadoras, midiéndolas por separado en caso de ser necesario. Para evitar los errores I-Q es necesario que: s Las ganancias A1 y A2 de los caminos de las señales Re s(t) e Im s(t) sean iguales s No aparezcan componentes de tensión continua sumadas a estas señales. s Los valores de fase de la FI sean precisos, dentro de estrechos márgenes de tolerancia. La Figura 22, muestra una constelación 64-QAM ideal, libre de ruido y de errores I-Q. Figura 22: Constelación 64-QAM libre de errores I-Q CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 377 5.3.1. Portadora residual La presencia de una componente de tensión continua en uno o en los dos caminos de señal, provocará la aparición de una portadora residual (la frecuencia intermedia). La Figura 23 muestra de qué manera se manifiesta la presencia de una componente contínua, desplazando el diagrama de constelación en el sentido horizontal. Como puede verse, la geometría de la constelación se mantiene regular. Naturalmente, este tipo de error solo puede afectar a la portadora central de la señal OFDM. Figura 23: Presencia de portadora residual en una constelación 64-QAM El grado de supresión de la portadora residual se cuantifica de la siguiente manera: (6) ⎛P ⎞ CS dB = 10 log10 ⎜ sig ⎟ ⎜P ⎟ ⎝ RC ⎠ ( ) Donde: s Psig es la potencia de la señal OFDM en la frecuencia central (libre de portadora residual) s PRC es la potencia de la portadora residual 5.3.2. Desbalance de ganancias El desbalance de ganancias o desequilibrio de amplitudes produce una distorsión de compresión o aplastamiento de la constelación en alguno de los dos sentidos (vertical u horizontal), tal como puede verse en el ejemplo de la Figura 24. 378 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) Figura 24: Constelación 64-QAM con desbalance de ganancias El desbalance de ganancias se expresa de la forma siguiente: ⎛A ⎞ ΔA % = ⎜⎜ 1 − 1⎟⎟ × 100 ⎝ A2 ⎠ ( ) (7) Donde: s A1 es la ganancia del camino de la señal en fase. s A2 es la ganancia del camino de la señal en cuadratura. 5.3.3. Errores de fase Los errores de fase se manifiestan por el aspecto de romboide que adquiere la constelación. En la Figura 25 se muestra el ejemplo de una constelación 64-QAM con presencia de este tipo de error. 90º + PH 1 90º - PH 2 Figura 25: Errores de fase en una constelación 64-QAM CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 379 El valor del error de fase puede ser calculado en base a la medición de los ángulos del romboide: (8) φ1 = 90º+ PH (9) PH = y φ 2 = 90º − PH φ1 − φ 2 2 5.3.4. Fluctuación de fase Si bien la fluctuación o ruido de fase puede estar presente en otras etapas de la cadena transmisión-recepción de la señal OFDM, es un problema que también puede aparecer en el oscilador de portadora del modulador I-Q, y provocar un giro en vaivén de la constelación, alrededor del punto central. La medición se realiza determinando el valor angular del giro en los puntos más alejados del centro, tal cual puede verse en la Figura 26. Figura 26: Fluctuaciones de fase en una constelación 64-QAM 5.3.5. Relación de error de modulación (MER) La Relación de Error de Modulación (MER, por sus siglas en inglés) es una forma de medir la acumulación de todos los efectos interferentes que aparecen en la trayectoria de transmisión6. La MER es una figura de mérito que surge de la medición realizada sobre un grupo de portadoras y que resulta proporcional al grado en el que los símbolos recibidos se apartan de su posición nominal (centro geométrico del área de decisión). La Figura 27 muestra 6 AGILENT TECHNOLOGIES, Agilent Vector Signal Analysis Basics, Application Note 150-15 Inc. USA, 59891121EN, 2004. 380 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) los parámetros que permiten definir la MER. Es interesante observar que si el canal estuviera afectado solamente por la presencia de ruido, el valor de MER sería exactamente igual a la Relación Señal a Ruido (S/N). Q Umbrales de decisión Área de decisión Posición nominal del símbolo Vector error V error Símbolo recibido I Figura 27: Definición de MER Los procedimientos típicos de medición establecen que si L es la cantidad de portadoras analizadas y M es el número de puntos de la constelación, la cantidad N de símbolos a procesar debe cumplir que N>LxM (10) ( ) MER EF % = 1 N 2 ∑V N i=1 i error × 100 VEF Donde: s MEREF es el valor eficaz de la MER. s N es la cantidad de símbolos procesados. s VEF es la tensión eficaz de la constelación (ver procedimiento de cálculo en el capítulo 2). 6. BANDAS DE GUARDA PARA CANALES ISDB-Tb En la gran mayoría de los servicios de radiocomunicaciones, no es posible utilizar toda la anchura de banda disponible en el canal asignado, y deben dejarse espacios libres de señal en los extremos inferior y superior del canal. Estos espacios se conocen como “bandas de guarda” y su anchura depende del tipo de servicio y de las pendientes que presente la envolvente del espectro transmitido. Las bandas de guarda son una medida de seguridad necesaria CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 381 para reducir el riesgo de interferencia sobre los canales adyacentes. La Figura 28 ilustra este sencillo concepto. Frecuencia G1 G2 BW CH Figura 28: Bandas de guarda superior e inferior del canal de transmisión En el Capítulo 4, se ha visto que ISDB-Tb reserva un segmento de los 14 en los que se divide la anchura del canal para las bandas de guarda. Esto significa que deberá repartirse un espacio de 428,57 kHz entre las bandas G1 y G2. Entonces: G1 + G 2 = 428,57 kHz (11) En la planificación de frecuencias para servicios de TV analógica se establece que, dentro de una misma área de servicio (ciudad o conglomerado urbano con poblaciones satélites), los canales deben ser asignados con un espaciamiento de 6 MHz entre ellos, es decir, a canal de por medio, sin que esté permitida la explotación de los canales adyacentes. Esto se hace para prevenir toda posibilidad de interferencia, quedando el espectro como se muestra en la Figura 29. Frecuencia 6 MHz 6 MHz Figura 29: Asignaciones de canales de TV analógicos Las emisiones de TV digital se irán incorporando gradualmente y durante la transición convivirán con las transmisiones analógicas. Actualmente, las estaciones de TV analógica operan en la banda de VHF ocupando los canales 2 al 6 y 7 al 13 y en la banda de UHF en los canales 14 al 69. Dado que uno de los objetivos es aprovechar completamente el espectro disponible, se deben otorgar todas las asignaciones de frecuencia que resulten posibles, dejando de lado el espaciamiento de 6 MHz entre emisoras. Con asignaciones mixtas, el espectro se vería aproximadamente como lo muestra la Figura 30. 382 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) Portadora de video Portadora de sonido ISDB-Tb ISDB-Tb Frecuencia 6 MHz Figura 30: Asignaciones mixtas de canales de TV (analógicos y digitales) A simple vista, se puede apreciar que la separación entre la portadora de video y la señal ISDB-Tb es mayor que la separación entre esta y la portadora de sonido. Esto se puede apreciar con mayor detalle en la Figura 31, donde puede verse la imagen entregada por la pantalla de un analizador de espectro durante un ensayo real efectuado con emisiones ISDB-Tb y PAL en canales adyacentes. Figura 31: Señales ISDB-T y PAL en canales adyacentes Recordando las posiciones normalizadas que ocupan las portadoras de video y de sonido de los canales analógicos y llevando esos valores a la Figura 32, se puede visualizar la distribución que tendrían estos espaciamientos si se emplearan bandas de guarda simétricas para el canal digital, cada una de ellas con una anchura igual a la mitad de un segmento, es decir 214,28 kHz. CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) Canal Analógico PV Canal ISDB-Tb Canal Analógico PV PS 1,25 0,25 383 PS 4,5 0,214 = ½ BWS Figura 32: Separación de portadoras analógicas y digitales Durante la etapa de desarrollo del estándar ISDB-Tb se realizaron numerosos ensayos7 de medición de las relaciones entre señal útil y señal interferente. En forma resumida, los principales resultados obtenidos en las mediciones de interferencia provocada por la señal digital sobre la señal analógica (NTSC en este caso particular), son los siguientes: s Para la señal ISDB-Tb se utilizaron las siguientes frecuencias centrales: f0 y f0'=f0+0,15 MHz. s En general, cuando la señal ISDB-Tb está presente en el canal adyacente inferior, las relaciones entre señal útil (analógica) y señal interferente son unos 10 dB mejores que las que se obtienen cuando la señal digital se encuentra en el canal adyacente superior. Una posible justificación para este hecho se encuentra en el tipo de procesamiento que los receptores de TV analógicos realizan sobre la señal de video, con un importante énfasis en las componentes de alta frecuencia (por ejemplo la señal de croma). s Cuando la señal ISDB-Tb está presente en el canal adyacente inferior, no hay diferencias significativas en las relaciones entre señal útil y señal interferente obtenidas con los dos valores de f0. s En contraste con lo anterior, los resultados que se obtienen cuando la señal ISDB-Tb esta en el canal adyacente superior son bastante diferentes para f0 y f0'=f0+0,15 MHz. En este último caso (frecuencia central desplazada 150 kHz), la relación entre la señal útil y la señal interferente mejora notablemente, aún en receptores de baja calidad. s En cuanto a la interferencia cocanal, las mediciones muestran ciertas diferencias según el valor de la frecuencia central del canal digital. Si la portadora de video del canal analógico queda posicionada entre portadoras OFDM (es decir entrelazada), las relaciones entre señal útil y señal interferente empeoran de 1 a 3 dB. Los mejores resultados se consiguen cuando se las hace coincidir. A continuación se calculará el valor del desplazamiento de la frecuencia central del canal ISDB-Tb. Volviendo a la Figura 25, las separaciones en frecuencia resultan: s Entre la portadora de sonido y la primera portadora ISDB-Tb S = 0,25+0,214= 0,464 MHz. s Entre la última portadora ISDB-Tb y la portadora de video S = 1,25 + 0,214 = 1,464 MHz 7 ASSOCIATION OF RADIO INDUSTRIES AND BUSINESSES, Protection ratio experiments and results for ISDB-T, Original ARIB report in Japanese., Translation by DiBEG. 11, ARIB Report, Japan, 2000. 384 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) La diferencia entre estos valores es de más tres veces. En consecuencia y para lograr un desplazamiento positivo según se acaba de explicar, es necesario reducir dicha diferencia, aproximándola a una relación 2:1, lo que además permitirá incrementar la separación entre la portadora de sonido del canal analógico inferior y la primera portadora del canal digital. Para determinar el valor necesario, es conveniente fijar algún criterio. En los canales analógicos, la proporción porcentual de espacio entre cada portadora y el límite del canal, con respecto al espaciamiento total (1,25 + 0,25 = 1,5 MHz) es: Entre portadora de video y límite inferior del canal (12) 1,25 . 100 = 83,33 % 1,50 Entre portadora de sonido y límite superior del canal (13) 0,25 . 100 = 16,66 % 1,50 Empleando las mismas relaciones para los canales digitales, donde el espacio total no utilizado es igual a la anchura de un segmento, se pueden calcular las bandas de guarda necesarias: 3000 = 357,14 kHz 7 (14) G 1 = 0,833 × B W BWSS = 0,833 (15) G 2 = 0,166 × BW B W SS = 0,166 3000 = 71,43 kHz 7 Haciendo que la anchura de cada una de estas bandas de guarda sea un múltiplo entero de Δf, es decir, que correspondan a un cierto número entero de portadoras nulas, se tiene (considerando el Modo 1): G1 357,14 LLG1 = = 90,005 (16) G 1 = Δf 3,968 (17) G2 71,43 LG2 = = 18,001 G 2 = Δf 3,968 La norma ISDB-Tb adopta 90 portadoras nulas para la banda de guarda inferior G1 y 18 portadoras nulas para la banda de guarda superior G2. Sus valores finales pueden expresarse de la siguiente manera: CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) (18) 3 5 7 G11==90 9 0 x× Δf f= =909 0 = MHz 14 108 1 4 (19) 3 1 7 G f =f = 181 G22==18 1 8 x× Δ 8 = MHz 108 14 1 4 385 Para los modos restantes, las bandas de guarda expresadas en número de portadoras nulas son: s G1 = 180 y G2 = 36 para el Modo 2 s G1 = 360 y G2 = 72 para el Modo 3 Las separaciones o espaciamientos resultan, independientemente del modo considerado: s Entre la portadora de sonido y la primera portadora ISDB-Tb S = 0,25 + 0,357 = 0,607 MHz s Entre la última portadora ISDB-Tb y la portadora de video S = 1,25 + 0,071 = 1,321 MHz s Relación entre separaciones 2,18 : 1 6.1. Off-set de la frecuencia central del canal La adopción de bandas de guarda asimétricas hace que la frecuencia central f0 del canal se desplace hacia arriba, transformándose en f'0, y que deje de coincidir con la semisuma del límite superior e inferior del canal. A continuación se deducirá el valor de dicha frecuencia. f0 3 MHz 11 G1 9 7 5 3 1 0 2 4 1 6 x BWS f’0 2 BW S 6 8 10 12 G2 Figura 33: Determinación del off-set de la frecuencia central La Figura 33 muestra la frecuencia f0 coincidente con la mitad de la anchura del canal (3 MHz) y la nueva frecuencia central f0´, en relación a los 13 segmentos de la emisión ISDB-Tb. Se puede escribir: 386 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) (20) 1 ⎞ ⎛ f0´ - f0 = ⎜G BWSS + BW G11 + 6 B W B W SS ⎟ − 3 2 ⎠ ⎝ (21) 1 3 BW ⎞ 13 ⎛ f0´ - f0 = ⎜G G11 + B W SS ⎟ − 3 2 ⎠ ⎝ Reemplazando en (21) G1 por el valor obtenido en (18) y BWS por la anchura de banda del segmento, se tiene: (22) 3 3⎞ 13 ⎛ 5 1 f0´ - f0 = ⎜ + × ⎟−3 1 4 2 7⎠ ⎝14 4 4 2 44 42 − 14 14 1 4 1 4 (23) f0´ - f0 = (24) f0´ = f0 + (25) f0´ = f0 + 1 MHz MHz 7 BW B W SS MHz MHz 3 Este desplazamiento se denomina off-set de 1/7 MHz de la frecuencia central del canal y es exactamente igual a 1/3 de la anchura de banda de un segmento. A continuación se demostrará que la frecuencia f0´ coincide con la portadora central de las 1405, 2809 o 5617 portadoras OFDM activas. Con la ayuda de la Figura 34, se puede determinar cuál es esa portadora para el Modo 1. Portadora coincidente con f0´ (26) i= 91 9 1 + 1495 = 793 2 Figura 34: Determinación de la portadora OFDM coincidente con la frecuencia central CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 387 En el estándar ISDB-Tb se numeran solamente las portadoras activas, comenzando por L0 y hasta L1404 x 2M-1. Por ello, para obtener los subíndices correspondientes a cada portadora activa en el Modo 1, bastará con restarle 91 a las cifras mostradas en la Figura 34. El resultado se muestra en la Figura 35: L0 L1 L 702 L 1404 Figura 35: Numeración de portadoras de acuerdo al estándar Numerando las portadoras de esta manera, es mucho más sencillo determinar el índice de la portadora central para todos los modos. i= (27) 1404 × 2M−1 2 Las portadoras coincidentes con f0´ serán entonces: 702 para el Modo 1, 1404 para el Modo 2 y 2808 para el Modo 3. 6.2. Relaciones co-canal entre portadoras digitales y portadoras analógicas Se puede presentar el caso de operación cocanal de una emisora analógica y una emisora ISDB-Tb, que aunque se encuentren ubicadas a una distancia adecuada, pueden interferirse en zonas marginales de sus áreas de servicio. De acuerdo a lo visto en el punto 6, la mejor relación señal útil a señal interferente se consigue cuando hay coincidencia entre portadoras analógicas y portadoras OFDM, es decir no hay entrelazamiento entre ellas. Con la ayuda de la Figura 36 se podrá verificar la coincidencia de las portadoras ISDB-Tb con las portadoras de video y sonido del canal analógico, siendo suficiente realizar los cálculos para el Modo 1. Señal ISDBb-T f´0 PV PS Señal analógica 1,25 5,75 6,00 Figura 36: Coincidencia de portadoras OFDM y portadoras analógicas 388 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) Como las portadoras OFDM están separadas entre sí un valor Δf y además se conoce perfectamente la posición de la portadora central f0´, se puede plantear la siguiente ecuación: f'0 = fPV/PS ± v · Δf (28) Donde fPV / PS es la frecuencia en banda base de la portadora analógica de video o de sonido. El signo positivo de la suma corresponde a la portadora de video y el signo negativo a la portadora de sonido. 25 1 MHz (Modo 1) y f'0 = (3 + ) MHz, reemplazando en (28) Dado que Δf = 6300 7 se tendrá: (29) 3+ 25 1 = fPV/PS ± v 6300 7 Resolviendo (29), se obtiene v=477 para la portadora de video (fPV = 1,25) y v=657 para la portadora de sonido (fPS = 5,75), lo cual significa que ambas coinciden con posiciones ocupadas por portadoras OFDM. 7. APÉNDICE: DISPOSICIÓN DE PORTADORAS PARA MODULACIÓN DIFERENCIAL Se presentan a continuación las principales diferencias en la configuración del cuadro OFDM y utilización de las portadoras disponibles cuando se emplea modulación diferencial DQPSK. Si bien el estándar ISDB-Tb contempla este esquema de modulación, la gran mayoría de las estaciones de TVD-T emplean casi exclusivamente las modulaciones sincrónicas. Por empezar, DQPSK necesita una señal de referencia específica para esta modulación. Por este motivo, para los tres modos, la primera portadora de cada segmento configurado bajo este esquema es un piloto continuo CP, cuyas características ya se estudiaron en el Capítulo 9. En la Figura 37 se muestra la estructura del segmento para modulación diferencial. Dado que los pilotos dispersos SP no son necesarios en DQPSK y que se emplea un solo piloto CP por segmento, quedan disponibles 8 portadoras por símbolo OFDM en el Modo 1, 17 en el Modo 2 y 35 en el Modo 3. Estas portadoras se asignan a los canales auxiliares AC2 (no contemplados en modulación sincrónica) y también al TMCC, de acuerdo a lo indicado en la Tabla 5. Debido a su extensión y por razones de espacio, las tablas con los detalles de la numeración de portadoras asignadas a los canales TMCC, AC1 y AC2 para modulación diferencial no se incluyen en este apéndice, invitando al lector a consultar los documentos del estándar ISDB-Tb8. 8 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre - Sistema de transmisión, Norma ABNT NBR 15601, [s. e.], [s. l.], 2008. 389 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 1 SA0,0 SA0,1 SA0,2 SA0,3 SA0,4 SA0,5 2 SA1,0 SA1,1 SA1,2 SA1,3 SA1,4 SA1,5 ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... TMCC 107 SA95,0 SA95,1 SA95,2 SA95,3 SA95,4 SA95,5 i AC2 . . . . . . SA1,200 SA1,201 SA1,202 SA1,203 AC1 . . . . . . SA0,200 SAO,201 SA0,202 SA0,203 ... ... CP 200 201 202 203 Portadoras ... . . . 0 0 1 2 3 4 5 ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... SA95,200 SA95,201 SA95,202 SA95,203 j Figura 37: Estructura del segmento para modulación diferencial (Modo 1) Distribución de portadoras Modo 1 Esquema de modulación de las portadoras Total de portadoras Modo 2 Modo 3 DQPSK LS 108 216 432 Portadoras de datos LD 96 192 384 Piloto continuo CP 1 1 1 5 10 20 Control de configuración y multiplexación de TMCC transmisión Canales auxiliares AC1 2 4 8 Canales auxiliares AC2 4 9 19 Piloto continuo (*) CP 1 1 1 Portadora asignada a CP LCP 1404 2808 5616 (*) Un piloto continuo debe ser asignado a la portadora de mayor frecuencia de todo el espectro transmitido, independientemente de la utilización de segmentos con modulación DQPSK. Tabla 5: Distribución de portadoras por segmento con modulación DQPSK Para finalizar, cuando se emplean simultáneamente segmentos con modulación diferencial y segmentos con modulación sincrónica, los primeros tienen prioridad para ocupar las posiciones centrales, con la única excepción del segmento Nº 0 que debe destinarse al servicio one-seg, en caso de estar previsto este servicio. En la Figura 38 se muestra un ejemplo donde la 390 CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) Capa A ocupa el segmento central, la capa B se configura con seis segmentos con modulación diferencial y la capa C con seis segmentos con modulación sincrónica. 11 9 7 5 3 1 0 2 4 6 8 10 12 Frecuencia Segmento para recepción parcial (one-seg) sincrónico o diferencial Segmento con modulación diferencial Segmento con modulación sincrónica Figura 38: Utilización de los segmentos de acuerdo al tipo de modulación empleada CAPÍTULO 11 — MODULACIÓN (B) 391 BIBLIOGRAFÍA AGILENT TECHNOLOGIES, Agilent Vector Signal Analysis Basics, Application Note 15015 Inc. USA, 5989-1121EN, 2004. —DTV Design Library, Palo Alto, [s. e.], 2005. ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre - Sistema de transmisión, Norma ABNT NBR 15601, [s. e.], [s. l.], 2008. 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Dado que la bibliografía existente en la materia es abundante y de excelente nivel, se ha preferido ofrecer un panorama general y a la vez de utilidad práctica para el ingeniero de TV. En la primera parte, se describirán dos transmisores comerciales, mostrando sus principales características técnicas y destacando aquellos aspectos que deben tenerse en cuenta a la hora de decidir la compra de una unidad. La segunda parte esta dedicada a las antenas, filtros y combinadores, en donde sí ha sido posible abordar algunas cuestiones teóricas y varios conceptos importantes de aplicación práctica. 2. TRANSMISORES COMERCIALES DE TVD-T 2.1. Transmisor Edinec Modelo TXUD-1200 En primer lugar, se describirá el transmisor Modelo TXUD-1200 fabricado en la Ciudad de Córdoba por la firma Edinec S.R.L, cuya potencia de salida es de 1200 W RMS. Está com- 393 394 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES puesto por un modulador ISDB-Tb, un excitador, los amplificadores de potencia y el módulo de control. Su aspecto puede verse en la Figura 1 a). Figura 1: Transmisor Modelo TXUD-1200 (Cortesía Edinec SRL) Este transmisor ha sido desarrollado con un sistema avanzado de control y protecciones que permite por un lado, que sea operado en forma manual o automática y a su vez puede operarse en forma local vía teclado desde el módulo de control, o bien en forma remota, mediante un navegador de Internet o vía protocolo SNMP (Single Network Management Protocol). Su diagrama en bloques se muestra en la Figura 2. ENTRADAS TS SWITCH ETHERNET AMP RF AMP RF DRIVER 13 dBm PRE EXCIT EXCIT CIRCULADOR EXCIT CIRCULADOR MODULO DE CONTROL CENTRAL MICROCONTROLADO PRE EXCIT SISTEMA DE RECORTE POR SOBRE POTENCIA DRIVER SISTEMA DE RECORTE POR SOBRE POTENCIA SISTEMA DUPLICADO DE EXCITADORES EXCITACIÓN 20 W ÷ MONITOR RF - 30 dBm Figura 2: Diagrama en bloques transmisor Modelo TXUD-1200 (Cortesía Edinec SRL) CONECTOR RJ-45 CONVERSOR FUENTE CORRECTOR DE LINEALIDAD OSCILADOR MODULADOR ISDB-Tb Secundario CODIFICADOR COFDM REF. RELOJ EXT. CONVERSOR FUENTE CORRECTOR DE LINEALIDAD OSCILADOR CODIFICADOR COFDM REF. RELOJ EXT. MODULADOR ISDB-Tb Principal LPF SALIDA RF 1200 W MONITOR RF Directa - 10 dBm Reflejada - 30 dBm CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 395 396 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES Entre sus características técnicas más destacadas, se pueden mencionar las siguientes: a) Tanto los módulos excitadores como los módulos amplificadores de salida de RF están equipados con circuladores que permiten la desconexión de estas unidades sin que sufran daño alguno. Además, un sistema de cargas conectada a la salida derivada de los circuladores se encarga de drenar y disipar la potencia reflejada en caso de aparición de ROE, garantizando el funcionamiento ininterrumpido del transmisor aún con cargas desadaptadas. b) Un módulo de control general realiza mediciones en forma permanente de los parámetros de funcionamiento del equipo (Figura 1 b) y en caso de fallas, actúa protegiendo al transmisor. Estas protecciones son: temperatura, sobrecarga de corriente, sobretensión, y ausencia de señal de entrada, para cada uno de los módulos. Cada unidad es autónoma y en caso de falla en alguna de ellas o en el módulo de control, el transmisor continúa funcionando con sus protecciones y bajo los ajustes establecidos. La falla o ausencia del módulo de control trae como única consecuencia la pérdida de la operación remota del transmisor y del sensado local de los parámetros de funcionamiento. c) La suma de potencias de los amplificadores de RF la realiza un sumador no disipativo (Figura 1 c), formado por un filtro pasabajos y un acoplador direccional que permite realizar mediciones de potencia directa y reflejada sobre la salida del equipo. Este tipo de sumador tiene como ventaja que en caso de producirse la desconexión de uno o más amplificadores de salida, la potencia que se pierde por el desbalance es mucho menor que en otro tipo. d) En el diseño de este equipo se ha tenido en cuenta la posibilidad de utilizar moduladores de otros fabricantes (preparados por ejemplo para redes SFN). Por esta y otras razones, el excitador tiene un elaborado sistema de protección contra los picos de la señal entregados por el modulador, que resguarda las etapas de potencia de RF. Como se ha mencionado en este libro, en las señales OFDM se producen picos que pueden llegar a los 15 dB o más por encima del valor RMS. Si bien la mayoría de los moduladores comerciales para ISDB-Tb contienen una protección ajustable, una incorrecta calibración o la ausencia de la misma podría provocar la destrucción de los amplificadores. La protección se consigue gracias a un algoritmo de análisis de amplitud y anchura de los picos, que controla un sistema limitador. e) Las etapas amplificadoras de potencia (Figura 3) se alimentan individualmente por medio de una fuente conmutada independiente de 48 V. Además, en cada etapa, una fuente auxiliar de 12 V alimenta al sistema de control. Estas fuentes se encuentran interconectadas por medio de una barra de distribución, de manera que ante la falla de una o más de ellas, las restantes la compensan y el sistema sigue funcionando. f) El sistema de ventilación forzada del transmisor está controlado por un microprocesador que analiza la temperatura de operación del equipo, variando la velocidad de las turbinas de ventilación de acuerdo a las necesidades, lo cual extiende la vida útil de las mismas. Más información en www.edinec.com.ar CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 397 Sumador de salida del módulo ampliador Etapas de potencia Circulador de salida Sensor de temperatura Fuentes auxiliares Acoplador de entrada de RF Fuente principal Turbinas de ventilación Puerto de mediciones Figura 3: Módulos amplificadores de potencia (Cortesía Edinec SRL) 2.2. Transmisor LIECOM Modelo TRUD1200 Seguidamente, se analizarán las principales características del transmisor Modelo TRUD1200 con modulador-excitador de reserva, fabricado en la Ciudad de Córdoba por la firma LIE S.R.L - LIECOM. Este transmisor entrega una potencia nominal de salida de 1200 W RMS, con una reserva que le permite llegar hasta los 1400 W RMS. De manera opcional, se suministra con dos cadenas de RF formadas por un modulador ISDB-Tb y un excitador, disponiendo de este modo de una segunda de reserva o “back-up". El excitador entrega una potencia de unos 25 W, nivel suficiente para la entrada de los seis amplificadores. En caso de falla, una llave de transferencia de RF ubicada entre la salida de los dos excitadores y el divisor de potencia, permite conmutar entre ambas cadenas, en forma local o por telecomando. En la Figura 4 se muestra el gabinete del amplificador de potencia. Está equipado con cuatro transistores LDMOS, acoplados mediante un divisor/sumador construido con técnicas strip-line e incluye el filtro de armónicas. Están completamente protegidos con una lógica que controla los excesos de temperatura a través de termostatos. Los niveles peligrosos de ROE se detectan con acopladores para medición de potencias y comparadores de potencia directa y reflejada. Una fuente de alimentación conmutada permite su independencia funcional. La placa de control señaliza cada una de las protecciones con indicadores LED ubicados en el panel frontal del gabinete y también se comunica con el sistema de control general del equipo, 398 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES informando sobre los parámetros principales de funcionamiento, mediciones y estado de las protecciones, para habilitar o no el encendido de la fuente. El óptimo control de temperatura de los amplificadores de potencia asegura larga vida para los transistores LDMOS, gracias a disipadores de alto rendimiento especialmente diseñados para sistemas de potencia, con una mayor densidad de aletas estriadas de menor resistencia térmica, que permiten alcanzar grandes superficies de disipación en un mismo volumen. El sistema de ventilación se completa con dos turbinas montadas sobre rodamientos, que entregan caudales superiores a los 2000 CFM con presiones equivalentes a una columna de 25 mm de agua. Ampliadores Detectores de potencia directa y reflejada Filtro Sumador Fuente principal Medición de potencia RMS Placa de control Divisor Ventiladores Figura 4: Amplificador de potencia (Cortesía LIE SRL – LIECOM) En la Figura 5 puede verse el sumador de potencia. Su función es combinar la salida de los seis gabinetes amplificadores. Es del tipo de aislación interna y está construido con técnicas de strip-line, siendo su principal ventaja la baja sensibilidad ante la desconexión de alguno de los amplificadores de salida, además de tener una mayor anchura de banda. El sistema de control facilita el diagnóstico local del transmisor sin necesidad de una PC, presentando en una pantalla LCD todos los parámetros analógicos (52 internos y 12 externos). También se muestran los estados lógicos de las señales internas y externas al transmisor, que pueden ser controlados con un sistema de medición en remoto, además de señalizar mediante indicadores LED el estado normal o crítico de distintos parámetros esenciales. Su aspecto puede verse en la Figura 6. CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES Placa sumadora Detectores de potencia directa y reflejada Medición de potencia RMS Ventiladores Figura 5: Sumador de potencia (Cortesía LIE SRL – LIECOM) Figura 6: Sistema de control (Cortesía LIE SRL – LIECOM) Fuente 399 400 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES Entre las características más destacadas de este transmisor, cuyo diagrama general de bloques se presenta en la Figura 7, se pueden mencionar las siguientes: a) El modulador está equipado con un sistema realimentado de precorrección automática de distorsión ADCL no lineal para los amplificadores y de distorsión lineal para el filtro de máscara, lo que permite alcanzar características óptimas de intermodulación, conformación de hombros y MER, manteniendo la calidad de la emisión aún ante variaciones debidas a la temperatura o el envejecimiento. b) La potencia final está controlada por un AGC en el excitador, a través de una muestra de la salida del sumador de potencia, que permite mantenerla constante. Además actúa como protección ante una eventual falla de ganancia en la cadena de potencia, pasando a tomar como referencia la propia salida del excitador, lo que evita una posible sobreexcitación. c) El transmisor dispone de un sistema de comando que lo preserva ante eventuales fallas en el filtro de mascara y/o sistema de antena. En efecto, al suministrar energía de alimentación de red al transmisor y señal de flujo BTS a uno de sus moduladores, el equipo activa de forma escalonada el encendido, la polarización de RF, el arranque con potencia reducida y el paso hacia la potencia nominal. El operador, en forma local o remota, también puede llevarlo a cualquiera de los cuatro estados, o desenclavarlo si existiese alguna falla, conmutando a carga fantasma o antena. d) Se puede realizar un ajuste fino de la potencia por pasos, mediante teclas ubicadas en el panel frontal del modulador-excitador y también mediante telecomando. Esto facilita la compensación de pérdidas en el filtro de máscara y combinador, además de equilibrar la potencia con otros transmisores conectados a un sistema de antena de banda ancha. e) Puede detectar distintos tipos de fallas y señalizarlas visualmente para facilitar el diagnóstico de: moduladores, excitadores, gabinetes amplificadores, sumador, conmutador de excitadores y conmutador de antena, entre otras, algunas de las cuales permiten restablecer automáticamente el servicio en caso de ser despejadas: tensión de línea, ventilación, ausencia de señal BTS y conmutadores de excitador o antena. Otras fallas requieren la intervención del operador, en forma local o remota, para poder desenclavar el equipo: fallas reiteradas por excesiva ROE, alta temperatura, etc. En el caso particular de elevada ROE, el transmisor se reinicia automáticamente a potencia reducida, y en caso de repetirse la falla un cierto número preestablecido de veces, se produce el apagado completo. f) La segunda cadena moduladora excitadora puede ser operada independientemente, en forma local o remota, siendo posible su encendido, apagado y ajuste fino de potencia, independientemente de que el transmisor esté al aire o fuera de servicio. Esto facilita las tareas de diagnóstico, ajuste y mantenimiento. Una falla en la cadena modulador-excitador principal permitirá la conmutación automática, sin importar que en ese momento la unidad de reserva se encuentre encendida o apagada. Esta acción no se lleva a cabo si la cadena tiene memorizada una falla, apagando el equipo completo hasta que intervenga el operador. L1 L2 L3 BTS 2 BTS 1 BTS 2 BTS 1 CTRL CTRL EXCIT 25 W EXCIT 25 W CONTROL GRAL. Y MEDICIONES CTRL EXC. 1 / 2 SWITCH RF RL TELECONTROL FUENTE CTRL LOCAL/ REMOTO ÷ AMPLIFICADORES 6 X 250 W CTRL ETHERNET SNMP ANT. / CARGA SALIDA RF 1200 W Figura 7: Diagrama en bloques transmisor Modelo TRUD 1200 (Cortesía LIE SRL - LIECOM) FUENTE AUXILIAR ADJ. POT. ON/OFF MODULADOR 1 ISDB-Tb GPS MODULADOR 1 ISDB-Tb ON/OFF ADJ. POT. FILTRO DE MÁSCARA COMBINADOR (equipamiento opcional) CARGA SWITCH ANTENA OTROS CANALES CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 401 402 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES Mediante combinadores del tipo de inserción, formados por dos acopladores híbridos y dos de filtros pasabanda por cada canal (los combinadores se analizarán más adelante, en el apartado 4.3.4), es posible acoplar varios transmisores a una sola antena. En la Figura 8 se muestra una instalación de este tipo, construida con cuatro transmisores TRUD1200. Se alcanza a ver, a la derecha de los equipos, la unidad combinadora. Figura 8: Planta transmisora para cuatro canales ISDB-Tb (Cortesía LIE SRL – LIECOM) La línea de transmisores TRUD comprende modelos cuyas potencias de salida nominales son 600 W, 800 W, 1200 W y 1600 W RMS, y están equipados con 3, 4, 6 y 8 etapas amplificadoras de 200/250 W RMS para sistemas OFDM. El filtro de máscara instalado a la salida define la respuesta final en frecuencia de todo el conjunto. También se dispone de transmisores con potencias desde 40 W hasta 6 kW RMS. Los equipos pueden ser controlados manualmente, mediante teclas de fácil interpretación o en forma remota, vía protocolo SNMP a través de conexiones Ethernet. En la Figura 9 se muestra la pantalla del software para telecontrol de estos transmisores. Las placas para mediciones y telecontrol del transmisor fueron desarrolladas de manera conjunta entre LIE SRL - LIECOM y el CIADE-IT1 de la Universidad Blas Pascal (UBP). Para lograr una alta calidad, máxima confiabilidad y versatilidad, un transmisor de TVD-T como el que se ha descrito en este apartado, requiere de un diseño experimentado, materiales de alta calidad y una cuidadosa fabricación. 1 Centro de Investigación Aplicada y Desarrollo en Informática y Telecomunicaciones. UBP, Córdoba. CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 403 Figura 9: Software para telecontrol de transmisores (Cortesía LIE SRL – LIECOM) Más información en www.liecom.com 3. ANTENAS La antena es el transductor que permite que la energía de radiofrecuencia conducida por un medio físico o línea de transmisión (cable coaxial por ejemplo), sea transferida e irradiada al espacio como una onda electromagnética. La impedancia característica Z0 de una línea de transmisión está dada por la siguiente expresión: (1) Z0 [Ω]= L C Donde: s L es la inductancia distribuida. s C es la capacidad distribuida. En el caso de los cables de uso común en sistemas de antenas este valor es de 50 Ohms. Para el aire, medio de conducción de las ondas electromagnéticas, la impedancia característica está dada por: (2) Z0 = μ = 377 Ω ε 404 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES Donde: s μ es la permeabilidad del aire. s ε es la permitividad del aire. Es decir que la antena posibilita que una onda que viaje por un medio cuya impedancia es de 50 Ω sea transferida, con mínimas reflexiones, a un medio donde la impedancia es 377 Ω. 3.1. Directividad de la antena La antena isotrópica es un radiador puntual suspendido en el espacio que irradia energía en todas las direcciones posibles. Dicha energía, conforma un frente de onda esférico, que se expande a medida que la onda electromagnética se propaga por el espacio. Esta antena ideal esquematizada en la Figura 10, es la que se utiliza como referencia para definir directividad y ganancia. Antena isotrópica Figura 10: Frente de onda irradiado por la antena isotrópica Considérese ahora una antena con dimensiones físicas finitas, por ejemplo un dipolo alimentado en el centro con un generador de RF. La corriente recorrerá ambas ramas del dipolo alejándose del generador hasta el extremo, generando una onda electromagnética perpendicular a la dirección de propagación de la corriente. Al llegar al extremo, la corriente no podrá continuar su camino (condición límite de contorno) y por el principio de conservación de energía, no puede desaparecer ni almacenarse en la antena por tener esta parámetros distribuidos, razón por la cual la energía del generador se disipará y será totalmente radiada en forma de onda electromagnética, que se propagará por el espacio. La onda electromagnética generada tendrá simetría en un plano perpendicular al dipolo pero no se propagará en la dirección de su eje. En este caso, el frente de onda irradiado tendrá la forma de un toroide de revolución, cuyo plano horizontal se aprecia en la Figura 11. CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 405 i i Figura 11: Plano horizontal del frente de onda irradiado por un dipolo La directividad es la capacidad de una antena para concentrar la radiación de energía en una determinada dirección. Por convención, la directividad de un dipolo es proporcional al cociente entre la superficie de la esfera y la superficie del toroide y su valor, expresado en decibeles, es igual a 2,15 dB. Es una práctica común expresar la directividad de las antenas en dBi (directividad referida a la antena isotrópica) o en dBd (directividad referida a una antena dipolo). El concepto de directividad puede visualizarse de una manera muy simple, imaginando una linterna colocada en el centro de una esfera, tal como se muestra en la Figura 12. La luz emitida generará un cono de luz y la intersección del cono con la esfera genera una superficie convexa sobre la circunferencia. La directividad es la relación entre esta superficie y la superficie completa de la esfera. SE D = 10 log 10 SE SI SI Plano H Figura 12: Concepto de directividad 406 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES Para facilitar la lectura y simplificar los gráficos, normalmente los diagramas de radiación se obtienen mediante cortes efectuados con planos horizontales (H) y verticales (E) al volumen esférico. La Figura 13 es un ejemplo de este tipo de diagrama, en este caso para el plano H. 0º 0º Figura 13: Diagrama de radiación en el plano horizontal 3.2. Ganancia de la antena Debido a la similitud de los conceptos involucrados, frecuentemente se suele confundir la ganancia de una antena con su directividad. La ganancia de una antena se obtiene de restando de la directividad la sumatoria de la energía reflejada y la energía disipada en forma de calor, originada por resistencia de los conductores de la antena y a las pérdidas en los dieléctricos utilizados en la misma. En una antena de buena calidad, construida con cobre o aluminio y materiales dieléctricos tales como el teflón, estas pérdidas son prácticamente despreciables. Si las pérdidas de retorno son del orden de -20 dB o menos (ROE ó VSWR = 1,22), la energía reflejada es igual al 1% de la energía incidente y en estos casos puede decirse que la directividad es igual a la ganancia, aunque esa afirmación no sea rigurosamente exacta. 3.2.1. Reglas prácticas para determinar la ganancia de arreglos de antenas Es posible determinar la ganancia de sistemas o arreglos simétricos de antenas, conociendo la ganancia unitaria de uno de sus elementos y siempre que éstos tengan un ángulo de apertura horizontal a -3 dB, del orden de ± 35º. La fórmula es muy sencilla: (3) P G S ⎡⎣dBd⎤⎦ = G E + 10log10 D CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 407 Donde: s GE es la ganancia de cada elemento s P es el número de pisos del apilamiento s D es la cantidad de direcciones ubicadas a 90° entre sí. Por ejemplo, considérese un sistema de antenas compuesto por paneles de dipolos cuya ganancia individual es de 9 dBd. El sistema está construido con 3 apilamientos de 4 paneles cada uno, distribuidos a 90º, tal como se muestra en la Figura 14: D1 P1 P2 90º Elemento (panel) D2 P3 90º P4 D3 Figura 14: Arreglo de antenas del ejemplo La ganancia del sistema será: G S = G E + 10log10 P 4 = 9 + 10log10 = 10, 24 dBd D 3 3.3. Diagramas de radiación El objetivo de los diferentes diagramas de radiación es obtener la mayor intensidad de campo eléctrico sobre el área a servir, es decir, colocar la máxima señal posible en las zonas habitadas. La determinación de los niveles de señal necesarios para el servicio de TVD-T y la metodología de cálculo del área de cobertura serán abordados en los Capítulos 13 y 14. En este apartado, se analizará como utilizar las antenas para lograr los objetivos deseados. Existen numerosos tipos de antenas de radiodifusión, pero las más comunes son las siguientes: s Paneles planos: son los más populares, ya que permiten grandes anchuras de banda y tienen una gran flexibilidad para lograr casi cualquier tipo de diagrama de irradiación con muy baja ondulación (ripple), además de soportar grandes potencias. s Turnstile (batwing): se utilizan cuando el objetivo es un diagrama omnidireccional. Su principal ventaja es la menor carga aerodinámica. s Slots: son muy robustas y presentan una baja resistencia al viento: En general son más aptas para sistemas direccionales y su ancho de banda es limitado. 408 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES Los diagramas de radiación óptimos para cada aplicación casi siempre se obtienen mediante una combinación de antenas unitarias, llamada arreglo o formación. El aumento en la ganancia de una antena o de un sistema de antenas se consigue reduciendo el ángulo de apertura en el plano horizontal, en el plano vertical o en ambos. La reducción del ángulo puede lograrse (aunque no es la única manera hacerlo) mediante el apilamiento de antenas elementales, de acuerdo a las siguientes reglas: s Apilamiento horizontal: reduce el ángulo en el plano horizontal s Apilamiento vertical: reduce el ángulo en el plano vertical. La ganancia resultante de un apilamiento de antenas elementales está dada por la siguiente expresión: (4) GS[dBd] = GE + 10 log10 E Donde: s GE es la ganancia de cada elemento s E es el número de elementos del apilamiento Conociendo los ángulos de apertura horizontal y vertical a -3 dB de la antena, es posible determinar la ganancia de la misma utilizando ábacos que pueden encontrarse en tratados especializados. El diagrama de radiación más adecuado surge del estudio del terreno y de las necesidades de cobertura de una estación. Los más usuales en radiodifusión son: a) Direccional: el ángulo de apertura horizontal es menor o igual a 90°. Estos sistemas de antenas se especifican indicando el ángulo del lóbulo principal de radiación con respecto al norte geográfico y su anchura de -3 dB. b) Cardioide de dos direcciones: el ángulo horizontal es menor o igual a 180°. Estos sistemas se especifican del mismo modo que el anterior, agregando la ondulación (variaciones de ganancia) máxima permitida. c) Cardioide de tres direcciones: el ángulo horizontal es menor o igual a 270°. Se especifican igual que el caso anterior. d) Omnidireccional: como su nombre lo sugiere, irradia en todas las direcciones horizontales, cubriendo un ángulo horizontal de 360°. En este caso, solo es necesario especificar el ripple (ondulación). En la Figura 15 pueden verse los 4 casos mencionados. CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES a) b) c) d) Figura 15: Diagramas de radiación horizontal usuales en radiodifusión 409 410 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 3.3.1. Diagrama de radiación vertical: puntos de intensidad nula En cuanto a los diagramas de radiación vertical, los sistemas de antenas utilizados en radiodifusión se construyen con apilamientos verticales, con el objetivo de reducir el ángulo de apertura, evitando o minimizando la radiación hacia el espacio y hacia el suelo. Cuando están alimentados en fase y con igual potencia, su diagrama vertical responde a la función sen x/x, cuyos nulos o pasos por cero dependen de la cantidad de elementos apilados. Estos nulos se deben a la cancelación de los vectores de campo eléctrico y generalmente se encuentran en las proximidades de la antena, donde la intensidad de campo es muy alta. Dependiendo del lugar de emplazamiento de la antena y del área a cubrir, puede ser necesario eliminar o “rellenar” estos ceros. Este efecto se consigue desplazando mecánicamente alguna de las antenas o cambiando la fase de alimentación de determinados niveles del sistema. En la mayoría de los casos, resulta más que suficiente entre un 5% y un 10% de rellenado para obtener una cobertura adecuada en las cercanías de la planta transmisora. 3.3.2. Diagrama de radiación vertical: Inclinación del ángulo Muchos radiodifusores aprovechan el relieve del terreno e instalan sus antenas en montañas y cerros cercanos a las ciudades a servir. En general, cuando la antena está ubicada a más de 200 metros sobre la altura media del terreno, se debe especificar la inclinación del haz (conocido como tilt down). El ángulo de inclinación del diagrama de radiación del sistema de antenas se determina en forma geométrica, tomando en cuenta la altura de la antena con respecto a la altura media del área que se desea servir. Se puede lograr en forma mecánica, desplazando la parte superior del montaje vertical de las antenas hacia fuera, en un ángulo igual al que se desea. Pero también puede lograrse el mismo efecto mediante el acortamiento progresivo de la longitud de los latiguillos (jumpers), modificando la fase de las señales que alimentan a cada uno de los elementos. De este modo, se consigue inclinar el frente de onda por debajo de la línea del horizonte. La Figura 16 muestra ejemplos de diagramas de radiación vertical para todos los casos que se acaban de explicar. En a) se muestra el diagrama correspondiente a un solo elemento, mientras que b) es el caso de un sistema de antenas apiladas. En c) puede verse la modificación experimentada por el diagrama cuando se realiza un rellenado de nulos del 10% y en d) cuando el haz es inclinado 3º hacia el suelo. Tanto la inclinación como el rellenado de ceros disminuyen la ganancia total del sistema, pudiendo llegar hasta 1 dB de acuerdo a las especificaciones. CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES a) b) c) d) 411 Figura 16: Diagramas de radiación vertical 3.3.3. Especificaciones de una antena El ingeniero de TV debe conocer muy bien las especificaciones mínimas que debe suministrar al fabricante de antenas para conseguir los resultados buscados en el proyecto. 412 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES En cualquier caso, la potencia máxima de operación del sistema y el tipo de señal a transmitir es una información básica, ya que los cálculos de potencias son muy distintos en TV analógica y digital. También es necesario determinar si el sistema operará con uno o con múltiples canales, ya que los límites estarán dados por la potencia o por la tensión pico, según el caso. En resumen, las especificaciones mínimas necesarias para un sistema de antenas son las siguientes: s Tipo de señal s Potencia s Ancho de banda s Diagrama de radiación deseado s Ondulación máxima permitida s Inclinación del haz s Relleno de nulos del diagrama vertical 3.4. Características constructivas de las antenas y sus partes A continuación se describirán las principales características constructivas de las antenas y sus distintas partes constitutivas, poniendo de relieve su importancia para el correcto funcionamiento de todo el sistema, ya que una vez instaladas deberán ofrecer un servicio ininterrumpido durante muchos años. Todos los componentes que constituyen una antena deben estar correctamente dimensionados para poder soportar, con ciertos márgenes de seguridad, las potencias y tensiones a los que estarán sometidos. La impermeabilización de todos los elementos es de suma importancia, ya que las elevadas potencias de RF sumadas a niveles altos de humedad aceleran la oxidación de las superficies de los metales, llevándolos a la destrucción en el corto plazo. 3.4.1. Conectores Los conectores representan puntos de discontinuidad, por lo tanto son elementos críticos ante la posibilidad de ingreso de agua o humedad. Los conectores deben estar diseñados para asegurar la estanqueidad entre el cable y el cuerpo del conector y entre las partes y acoples metálicos. En general se recurre a juntas de goma conocidas como o-rings, con alojamientos cuidadosamente dimensionados para que la elasticidad del mismo asegure la hermeticidad. Varias organizaciones reconocidas como DIN y EIA se ocupan de normalizar los distintos tipos de conectores. Los conectores EIA son del tipo bridas (flange) y sus dimensiones más comunes en pulgadas son 7/8”, 1 5/8”, 3 1/8”, 4 1/2” y 6”. En cuanto a la norma europea, los más utilizados son DIN 7/16 y DIN 13/30. Los fabricantes ofrecen tablas muy completas con especificaciones de impedancia y potencias máximas en función de la frecuencia para los conectores, además de datos mecánicos. CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 413 3.4.2. Desadaptaciones de impedancia Las variaciones de impedancia dan lugar a reflexiones. Estas variaciones se deben a los requerimientos mecánicos y de dieléctricos que deben tener los contactos de los conectores, además de la inevitable discontinuidad física que se produce en los contactos deslizantes (“enchufes”). El dimensionamiento mecánico, la calidad de los materiales empleados y de las terminaciones son sumamente importantes en el punto de contacto. Además, deben mantener la elasticidad a alta temperatura y tener alta conductividad, por lo cual suelen emplearse aleaciones bañadas en oro o plata. Los puntos de encastre determinan los llamados “planos de referencia de los conectores” y son una referencia muy importante, especialmente en alta frecuencia, pues cuando se debe ajustar con precisión la fase entre distintos cables, el plano de referencia es el que determina que las mediciones sean repetibles. En suma: los conectores deben responder a un diseño muy cuidadoso, con el objetivo de lograr contactos confiables y de muy baja ROE. 3.4.3. Falsos contactos La unión entre los contactos deslizantes y la malla o conductor externo del cable coaxial con el cuerpo del conector son puntos críticos cuyas interfaces deben ser cuidadosamente diseñadas para lograr contactos sólidos y mecánicamente estables. Cuando esto no se cumple, la corriente de alta frecuencia que se desplaza por la periferia de los conductores debido al “efecto pelicular” tomará caminos aleatorios. Este fenómeno físico se traducirá en intermodulación (IMD), que deteriora la calidad de la señal transmitida y que será analizado con detalle en el Capítulo 13. En casos extremos, este fenómeno puede producir calentamiento y erosión de las superficies del conector y cable coaxial, provocando la destrucción de los mismos. 3.4.4. Limite de potencia del sistema Antiguamente la potencia de los sistemas de transmisión se especificaba en valores eficaces y de pico. En TV analógica, era suficiente considerar la potencia RMS y la potencia pico de sincronismo horizontal, valores relativamente simples de calcular y medir. Las señales OFDM de TVD-T, cuyo comportamiento es semejante al ruido, muestran picos cuyo valor es muy superior al RMS medido, siendo de muy corta duración y de aparición aleatoria, lo que dificulta su medición. Por este motivo, todos los elementos deben ser diseñados en base a métodos de predicción estadística de las tensiones que deben soportar los elementos en casos extremos. 3.4.5. Divisores de potencia Los divisores se encargan de distribuir la potencia desde el cable de alimentación a cada elemento de la antena, permitiendo repartir la energía de modo tal que sea posible ajustar el 414 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES diagrama de radiación. El requisito fundamental es que presenten a la línea de transmisión una impedancia de entrada de 50 ohms, aún con todos los elementos de la antena conectados en paralelo. Los divisores se construyen con secciones de líneas de transmisión, de un cuarto de longitud de onda e impedancias adecuadas. Se emplean piezas de bronce para los conductores exteriores, por su gran resistencia a la corrosión, mientras que para las líneas interiores se utiliza cobre o bronce plateado, por su alta conductividad y bajas pérdidas. Los divisores deben ser herméticos y en lo posible presurizados, para evitar el ingreso de agua o humedad con el riesgo que esto implica. 3.4.6. Latiguillos o jumpers Es el nombre con el cual se conoce el conjunto de cables y conectores que vinculan a las antenas con el divisor de potencia. Los latiguillos deben soportar las potencias y tensiones previstas en el sistema al igual que los conectores y divisores, con los cuales conforman un conjunto funcionalmente indivisible. Su longitud debe ser exacta y además deben estar correctamente posicionados, para lograr el enfasamiento que permita obtener el diagrama de radiación previsto. 3.4.7. Elementos radiantes Las antenas trasmisoras son estructuras que se instalan a grandes alturas, utilizando torres colocadas sobre edificios o elevaciones naturales y por lo tanto, siempre están ubicadas en lugares de difícil acceso, expuestas a fuertes vientos (hasta 200 km/h en ciertos casos), agua, hielo y alta radiación solar. Por todos estos motivos, las antenas deben ser mecánicamente robustas para soportar las inclemencias climáticas sin que sus diagramas de radiación se deterioren con el paso del tiempo. Se deben tomar muchas precauciones durante la fase de diseño de la estructura mecánica de soporte de las antenas, latiguillos y divisores, buscando la mayor protección para los elementos radiantes, tratando de impedir que la lluvia y el hielo degraden su funcionamiento. 3.5. Medición de antenas La medición de antenas es una tarea compleja, porque es necesario construir un escenario de medición donde las reflexiones de la onda electromagnética sean nulas o mínimas. La condición ideal de ausencia completa de ecos y reflexión por pérdidas de retorno, es casi imposible de lograr. La precisión o certeza de las mediciones está intrínsecamente ligada al grado de aproximación a la mencionada condición ideal. Una forma de lograrlo, sería utilizando una fuente puntual que irradie sobre la antena a medir y que la misma esté suspendida de tal modo que se pueda rotar sobre dos ejes perpendiculares entre sí, para conseguir los diagramas de radiación horizontal y vertical. CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 415 El ambiente ideal de medición es una cámara anecoica, construida en una sala de dimensiones suficientes cuyas paredes, techo y piso están recubiertos de material absorbente, de tal modo que las reflexiones sean menores a -40 dB en todo el rango de medición. La Figura 17, muestra un ejemplo de este tipo de instalación. Figura 17: Cámara Anecoica (Foto cortesía de CONAE2) 3.5.1. Diagramas de radiación Para efectuar estas mediciones se utiliza un analizador de redes, empleando los parámetros S de la antena, concretamente S11 y S21. Dada la cantidad de mediciones a efectuar, los sistemas modernos están automatizados y una computadora controla el instrumento y el sistema de suspensión/rotación de la antena a medir. 2 CONAE: Comisión Nacional de Actividades Espaciales. Centro Espacial Teófilo Tabanera, Córdoba, Argentina. 416 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES Los sistemas más simples emplean una antena patrón fija y la antena a medir se instala sobre un rotor que la computadora controla con precisión de décimas de grado. Partiendo de una posición de referencia, la computadora activa el sintetizador de frecuencias del analizador de redes e inicia un barrido de la banda en pasos de frecuencia especificados, tomando lectura de la potencia recibida en cada paso. Estos valores son archivados en una base de datos. Luego la computadora va girando la antena en pasos de un grado, repitiendo las mediciones en cada paso, hasta completar un giro de 360º. Para trazar el diagrama vertical, la computadora gira 90º la antena llevándola del plano horizontal al vertical, iniciando nuevamente todo el proceso. 3.6. Antenas de fabricación comercial A continuación se muestran algunos ejemplos de antenas para TVD-T fabricadas en la Ciudad de Córdoba por la firma Consulfem S.A. Más información en www.consulfem.com a) b) Figura 18: a) Cardiode de tres direcciones y b) Sistema en banda III de 14 paneles (Cortesía Consulfem S.A.)3 3 Las instalaciones de las antenas mostradas en la Figura 18 han sido realizadas en las Ciudades de Buenos Aires a) y Neuquén b). Las de la Figura 19 en Balcarce a) y Catamarca b), ciudades de la República Argentina. CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES a) 417 b) Figura 19: a) Cardiode de tres direcciones y b) Sistema de polarización inclinada e UHF de dos direcciones (Cortesía Consulfem S.A.) 4. FILTROS Y COMBINADORES Un filtro es un dispositivo que idealmente permite el paso de una determinada banda de frecuencias, rechazando todas las demás. En la práctica, existe una banda de transición entre la banda de paso y la banda de rechazo. Existen muchos tipos de filtros, de diferentes tecnologías y cada uno ha sido pensado para aplicaciones específicas que dependen del rango de frecuencias y de la potencia de las señales que deben manejar, entre otros aspectos. Se definen por medio de una función de transferencia de respuesta en amplitud en función de la frecuencia, siendo las más usuales: s Butterworth: Mínima pérdida de inserción, banda de paso plana y poca selectividad (monotónico) s Tchebycheff: Banda de paso con ondulaciones, mayor selectividad (monotónico). s Elípticos: Banda de paso con ondulaciones, permiten ceros de transmisión (no monotónico) s Fase lineal: Mínimo retardo de grupo, se utilizan para filtrar pulsos. s Filtros generalizados: Permiten una alta selectividad con mínimo retardo de grupo. Los filtros de salida para transmisión de radiodifusión en general manejan grandes potencias y se construyen en su mayor parte con componentes mecánicos. CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 4.1. Filtro de máscara En todos los transmisores de TV, analógicos y digitales, la señal de salida debe ser filtrada para evitar interferencias sobre los canales adyacentes. Este filtro, a diferencia de otros que se encuentran en las etapas anteriores, debe soportar toda la potencia de salida del transmisor. El filtro para canales de 6 MHz de ancho debe tener una banda pasante plana en ± 2,78 MHz y ofrecer la mayor atenuación posible en ± 3,5 MHz, con el menor retardo de grupo posible. Este filtro, llamado “filtro de máscara”, es el que permite cumplimentar con el gálibo o máscara de transmisión exigida por la norma ISDB-Tb y sus especificaciones se muestran en la Figura 20. Como puede verse, los requisitos de selectividad son bastante elevados y su objetivo es permitir la operación de emisoras analógicas en canales adyacentes, libres de interferencias de la señal digital OFDM. Atenuación en dB (respecto a la potencia media) 418 +5 0 -5 - 10 - 15 - 20 - 25 - 30 - 35 - 40 - 45 - 50 - 55 - 60 - 65 - 70 - 75 - 80 - 85 - 90 - 95 - 100 -16 - 14 - 12 - 10 Máscara no crítica Máscara sub-crítica Máscara crítica -8 -6 -4 -2 0 2 MHz / div 4 6 8 10 12 14 16 Figura 20: Filtro de máscara definido por el estándar ISDB-Tb El filtro de máscara no tiene una especificación como tal, en realidad se trata de un requerimiento general para el sistema de transmisión y por lo tanto este componente debe aportar la atenuación necesaria para la respuesta en frecuencia que presenta el transmisor. La tecnología actual permite alcanzar valores de atenuación de 12 a 14 dB a ± 3,5 MHz en anchuras de banda de 6 MHz. CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 419 4.2. Filtros de salida Los filtros de salida son dispositivos complejos y voluminosos debido a que deben tener la menor perdida de inserción posible, la mayor selectividad, el menor retardo de grupo y una alta estabilidad térmica para todas las especificaciones mencionadas. Es importante destacar que los filtros cuya topología es escalera (ladder); es decir que el camino de la señal en el filtro sigue un camino del resonador 1 (entrada) a n (salida) tienen asociada a la respuesta en frecuencia el retardo de grupo. Tal es el caso de los filtros Tchebycheff y Elípticos. Para los filtros de máscara se utiliza la teoría de filtros generalizados. Este nuevo método de diseño de la función de transferencia permite obtener en forma simultánea mayor selectividad recurriendo a ceros en frecuencias reales (como en el caso de los filtros elípticos) y optimizar independientemente el retardo de grupo. Para esto se recurre a los acoplamientos cruzados (cross couplings), es decir a acoplamientos que además de la secuencia de monotonía (n a n+1) tienen otros acoplamientos en paralelo. Según la potencia que deben soportar se utilizan: s Filtros peine (combline filters) hasta 200 W. s Filtros de cavidades coaxiales de 300 W a 5 kW. s Filtros de cavidades de 10 kW a 50 kW. Los filtros peine son más compactos, pero tienen un mayor perdida de inserción. Los de cavidades coaxiales son de mayor porte y sus dimensiones crecen al aumentar la potencia. Los filtros de cavidades presentan las menores pérdidas y permiten el manejo de grandes potencias. Para alcanzar la selectividad necesaria en filtros para la banda de UHF, es necesario utilizar de 6 a 8 resonadores. Dadas las altas prestaciones exigidas a estos filtros, deben ser construidos en cobre con todas sus partes interiores plateadas, para alcanzar los más altos valores posibles de Q4 en los resonadores. Este factor es determinante para la pérdida de inserción de los filtros. Otro problema importante se presenta con los contactos deslizantes para la sintonía, los cuales deben ser cuidadosamente diseñados para no degradar el Q y no introducir distorsión por IMD (de tipo pasiva). Dentro de los filtros se producen altas tensiones y por este motivo se requiere de un cuidadoso diseño y un adecuado dimensionamiento y construcción mecánica. Los filtros de salida disipan potencia y por lo tanto trabajan a temperaturas elevadas, lo que produce dilataciones en todas las piezas de metal que lo conforman. Por este motivo, su diseño debe prever ingeniosos mecanismos que permitan compensar las derivas térmicomecánicas. 4 El Q es el factor de merito que resulta de dividir la cantidad de energía acumulada por la cantidad de energía disipada. 420 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 4.3. Combinadores Los combinadores son sistemas de filtros que permiten acoplar múltiples transmisores a una antena de banda ancha sin que los transmisores se interfieran y sin que se degraden las señales transmitidas. Esta técnica es muy utilizada en la radiodifusión de FM y TV. En las bandas de VHF y UHF se utilizan principalmente los siguientes tipos de combinadores: s Combinadores tipo estrella s Combinadores con líneas de transmisión s Combinadores con filtros direccionales 4.3.1. Combinadores tipo estrella Este combinador es uno de los más económicos, pero su diseño impone ciertas restricciones en la separación de los canales, dado que no permite canales adyacentes cuando los transmisores a combinar son más de dos. Dependiendo de la distribución de frecuencias a combinar, las señales pueden ser sumadas en un solo punto, o bien sumadas por grupos y combinadas posteriormente. En este tipo de combinador se debe lograr que desde una cualquiera de sus entradas, los demás transmisores reflejen una impedancia muy alta. De este modo, la energía es conducida por el camino que presenta menor impedancia, es decir la salida de antena y por lo tanto, no hay potencia reflejada (condición de adaptación de impedancia) y tampoco atenuación en la trayectoria hacia la salida. 4.3.2. Acopladores Híbridos de -3 dB A continuación, se analizará el funcionamiento del acoplador híbrido de -3 dB, que es el elemento en base al cual se construyen los dos tipos de combinadores que siguen en este apartado. El acoplador híbrido es un cuadripolo ampliamente utilizado en RF y microondas. Su esquema puede verse en la Figura 21, con la notación estándar de sus cuatro puertos. H 1 2 H1 entrada H 2 directo 4 H4 aislado Figura 21: Acoplador híbrido de -3 dB 3 H 3 acoplado CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES 421 Ingresando una señal S1 por el puerto H1, el híbrido la dividirá en dos señales iguales S2 y S3 con la mitad de potencia cada una (es decir -3dB). Dichas señales aparecerán en los puertos directo y acoplado (H2 y H3) con una diferencia de fase de 90º entre sí. Recíprocamente, si dos señales S2 y S3 cuya diferencia de fase es de 90º ingresan por los puertos H2 y H3, la potencia combinada de salida aparecerá en el puerto H1 y será igual a la suma de las potencias de las señales S2 y S3, es decir el 100% de las potencias ingresadas (atenuación 0 dB). Si las relaciones de fase en H2 y H3 se invierten, la suma de potencias aparecerá en el puerto H4. Si se conectan cargas reactivas en los puertos H2 y H3 y se ingresa una señal por H1, la potencia reflejada aparece en el puerto H4. Esta propiedad es muy importante, porque hace que las pérdidas de retorno en el puerto H1 sean muy bajas, ya que la potencia reflejada hacia éste es prácticamente nula. Cuando el acoplador híbrido está adaptado en sus cuatro puertos, toda la energía será encaminada desde H1 hacia H2 y H3, sin transmisión de H1 a H4. La medición de la potencia residual que pudiera aparecer en este último permite calcular la aislación del acoplador. Las ecuaciones de diseño del acoplador híbrido son las siguientes: (5) Z 0D = Z 0 1+C 1−C (6) Z 0C = Z 0 1−C 1+ C (7) Z0 = Z 0D ⋅ Z 0C Donde: s Z0 Impedancia característica (generalmente 50 Ω) s Z0D Impedancia de modo diferencial s Z0C Impedancia de modo común s C Factor de acoplamiento de voltaje El dispositivo se construye con líneas de un cuarto de onda ( /4) acopladas a - 3dB (en voltaje equivale a C = 0,708). Bajo estas condiciones: (8) Z 0D = Z 0 1+C 1 + 0,708 5 0 = 50 ≅ 121 Ω 1−C 1 − 0,708 (9) Z 0C = Z 0 1−C 5 0 = 50 1+C 1 − 0,708 2 1 Ω ≅ 21 1 + 0,708 422 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES De este modo, la potencia se divide a la mitad y el aislamiento hacia H4 es prácticamente infinito, siempre que los cuatro puertos estén perfectamente adaptados. 4.3.3. Combinadores con líneas de transmisión Estos combinadores se construyen en base a dos acopladores híbridos de -3 dB vinculados con líneas de transmisión cuyas longitudes difieren en /2, y se obtiene a la salida la suma de las señales de frecuencias f1 y f2, tal como se muestra en la Figura 22. H 1 H 2 f1 4 Carga de 50 1 L f2 3 4 L + 2 3 f1 + f 2 2 Figura 22: Combinador con líneas de transmisión Colocando un dispositivo que permita ajustar la longitud total de la línea más larga, este combinador puede ser transformado en una llave conmutadora capaz de realizar las siguientes funciones: s Sumar las dos frecuencias f1 y f2 en antena. s Enviar f1 a la antena y f2 a una carga fantasma. s Enviar f2 a la antena y f1 a una carga fantasma. 4.3.4. Combinadores con filtros direccionales Estos combinadores también se construyen con dos acopladores híbridos de -3 dB, con el agregado de dos filtros idénticos (F), como puede verse en la Figura 23. 423 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES H1 1 f 2 H2 1 2 f2 F 1 4 3 3 4 F f1 + f 2 Carga de 50 Figura 23: Combinador con filtros direccionales Debido a las propiedades de los acopladores híbridos, la señal de frecuencia f1 que ingresa por el puerto H11 se divide en dos señales iguales, que atraviesan los filtros e ingresan por los puertos H21 y H24 para sumarse en el acoplador H2, que las dirige hacia el puerto de salida H23. La señal de frecuencia f2 ingresa por el puerto H22 y también se divide en dos señales iguales. Dado que f2 esta fuera de la banda pasante de los filtros, ambas señales se reflejan y regresan a los puertos H21 y H24 con su fase invertida, por efecto de la reflexión, para sumarse en el acoplador H2 y aparecer en el puerto H23, donde se combina con f1. Típicamente, la señal que ingresa por H11 sufre una atenuación total de 1,2 dB en filtros de baja potencia y de 0,4 dB en unidades de alta potencia, mientras que para la señal que ingresa en H22 estos valores son 0,5 dB y 0,05 dB respectivamente. La aislación entre los puertos H11 y H22 es igual a la atenuación de los filtros selectivos más el aislamiento de los híbridos, que varía entre -20 dB para baja potencia hasta -35 dB para alta potencia. Ambos puertos tienen muy bajas pérdidas de retorno, siendo sus valores típicos de -22 dB y -30 dB para bajas y altas potencias respectivamente. Estas características permiten construir sumadores con filtros direccionales en cascada. Los canales a sumar ingresan por los puertos selectivos de los filtros direccionales, mientras que los canales sumados lo hacen por las puertas de banda ancha. Su esquema puede verse en la Figura 24. 2 f1 3 2 C1 3 C2 1 3 2 C3 1 f2 2 C4 1 f3 Figura 24: Filtros sumadores en cascada 3 1 f4 f5 f 1 +f 2 +f 3 +f 4 +f 5 424 CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES El alto aislamiento de los híbridos y la alta selectividad de los filtros con acoplamiento cruzado permiten la inserción de canales con selectividades mayores a 50 dB, y posibilita la operación de canales digitales adyacentes a los canales analógicos. CAPÍTULO 12 — TRANSMISORES, ANTENAS, FILTROS Y COMBINADORES BIBLIOGRAFÍA JOHNSON, R. and H. JASIK, Antenna Enginnering Handbook, USA, McGraw Hill, 1984. KRAUS, John, Antennas, 2nd edition, USA, McGraw Hill, 1998. KRAUS, J. and J. MARHEFKA, Antennas for all Aplications, USA, McGraw Hill Higher Education, 2001. POZAR, David, Microwave Engineering, 3rd edition, USA, John Wiley & Sons, 2005. 425 C A P Í T U L O 13 CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 1. INTRODUCCIÓN Los fenómenos que aquí se describen se basan en leyes físicas descubiertas sucesivamente por científicos y académicos tales como Huygens, Fresnel y Newton en el siglo XVII, Maxwell y Hertz en el siglo XIX, Boltzmann y Poynting entre los siglos XIX y XX y Johnson, Planck y Einstein en el siglo pasado (los dos últimos galardonados con el Premio Nobel), solo por citar a los más destacados. Como puede verse, muchos de los trabajos fueron realizados siglos antes de la aparición de la TV digital terrestre (TVD-T). En este capítulo se presenta un resumen de los principios físicos más importantes relacionados con la propagación de las ondas electromagnéticas. Los conceptos que se analizarán son independientes de cualquier sistema de transmisión de TV y por lo tanto, son aplicables a los cálculos de cobertura y planificación en todos los estándares de TVD-T. Si bien este estudio se enfoca en ISDB-Tb, también se han incluido algunas referencias útiles del estándar DVB-T, para canales de 6 MHz de ancho de banda. 427 428 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 2. Campo electromagnético1 En este apartado se analizarán conceptos importantes, como el modelo de propagación de las ondas electromagnéticas, el Vector de Poynting y la intensidad de campo. También se estudiarán las curvas estadísticas de propagación, la incidencia de las características del terreno en la propagación y un breve apartado sobre mediciones y unidades de medición. 2.1. Modelo de propagación de las ondas electromagnéticas Fue James Clerk Maxwell quien propuso, mediante sus conocidas ecuaciones, el modelo de propagación de las ondas electromagnéticas. La Figura 1 resume los conceptos de dicho modelo. Longitud de onda E Plano de polarización H H E E H E = Campo eléctrico V m H = Campo magnético A m Dirección de propagación Figura 1: Modelo de propagación de Maxwell Desde un punto de vista práctico, la onda electromagnética que se propaga en el espacio libre puede ser considerada como un frente de onda plano definido por los vectores de campo E y H , siempre que la distancia a la antena emisora supere una cierta cantidad de longitudes de onda. En los cálculos de área de cobertura de señal, las distancias son del orden de kilómetros y en este caso el arco de circunferencia de un frente de onda resulta prácticamente recto, coincidiendo con la línea que contiene al dipolo de la antena receptora. Este modelo, llevado al espacio tridimensional, en donde el transmisor ocupa el centro de una esfera y el receptor se encuentra distanciado algunos kilómetros, ha generado el concepto de frente de onda plano, antes mencionado. 1 INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS, Planning criteria, including protection ratios, for digital terrestrial television services in the VHF/ UHF bands, Recommendation UIT-R BT.1368-9, 2011. INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS, Métodos de predicción de punto a zona para servicios terrenales en la gama de frecuencias de 30 a 3000 MHz, Recomendación UIT-R P.1546-4, 2009. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 429 2.1.1. Vector de Poynting A partir del modelo de propagación propuesto por Maxwell, se define como Vector de Poynting al producto vectorial entre el vector campo eléctrico E y el vector campo magnético H, es decir: ⎡W⎤ S⎢ ⎥ = E⊗H ⎣m2 ⎦ (1) El Vector de Poynting, cuya dirección y sentido se muestran en la Figura 2, permite identificar la dirección de propagación de la onda electromagnética y cuantificar la magnitud del campo. E E S S H H Dirección de propagación (vector de Poynting) Figura 2: Vector de Poynting 2.1.2. Intensidad de campo electromagnético La intensidad de campo electromagnético se define como el flujo de potencia que incide sobre una superficie de un metro cuadrado de una esfera de radio “r”, en cuyo centro se encuentra una antena irradiante isotrópica, tal como se ilustra en la Figura 3. 1 m2 r Pt Antena isotrópica Figura 3: Parámetros que intervienen en la definición de campo electromagnético. 430 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN Si la antena es alimentada con una potencia de transmisión Pt, el flujo (o densidad de potencia radiada Φ) queda definido mediante la siguiente expresión: (2) P ⎡W⎤ Φ⎢ 2⎥ = t2 ⎣ m ⎦ 4πr Siendo: s Pt potencia transmitida en vatios s 4πr2 superficie de la esfera La intensidad de campo en este caso debe entenderse como intensidad de campo electromagnético, que es la magnitud fundamental que permite cuantificar la fuerza de la señal recibida. Más adelante se hará referencia a sus dos componentes, el campo eléctrico y el campo magnético. Teniendo en cuenta la definición de Vector de Poynting, puede deducirse que el campo electromagnético es una función de la densidad de flujo de potencia, que a su vez resulta función del producto vectorial de dos vectores ortogonales entre si E y H , que se encuentran en un plano perpendicular a la dirección de propagación. Para realizar mediciones y cálculos de propagación, es más conveniente utilizar el vector campo eléctrico E , entre otras razones, porque resulta más sencillo de medir. Debe prestarse atención a la terminología empleada, porque en la jerga técnica en general se utiliza el término “intensidad de campo” para identificar al campo eléctrico, sin especificar si se trata del campo electromagnético, eléctrico o magnético. En la práctica los valores de intensidad de campo eléctrico recibido son muy pequeños y por esta razón se emplea el μV/m (microvoltio por metro) como unidad de medición, con su correspondiente escala logarítmica en dBμV/m (decibeles referidos a microvoltio por metro). De igual modo, la unidad empleada para medir el flujo de potencia es el dBm/m2 (decibel referido a milivatio por metro cuadrado). La relación entre ambas unidades es la siguiente: (3) 1dBμV/m = 1dBm/m2 - 115,8 En este capítulo y en el siguiente, se utilizará exclusivamente el dBμV/m como unidad de campo eléctrico y el dBμV como unidad de medición de la tensión en los bornes de entrada del receptor. 2.2. Determinación de la intensidad de campo eléctrico Básicamente, existen dos métodos para determinar los valores de intensidad de campo eléctrico que pueden esperarse en un determinado punto del área de servicio de un transmisor: a) Curvas estadísticas de propagación (método gráfico) y b) Cálculo asistido por computadora y software especializado (método analítico). El software especializado trabaja con bases de datos muy completas que incluyen no solo las curvas mencionadas, también las características topográficas del terreno y en algunos casos, los datos de la población que será servida con un determinado sistema de transmisión. En este capítulo se estudiarán los métodos gráficos y el cálculo asistido por computadora será abordado en el capítulo dedicado a las redes MFN y SFN. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 431 2.2.1. Curvas de Longley y Rice2 Las curvas estadísticas fueron desarrolladas a mediados del siglo XX, gracias a los trabajos realizados por Longley y Rice, quienes llevaron a cabo miles de mediciones de campo en diversos tipos de terrenos, durante todas las estaciones y a lo largo de varios años. Empleando técnicas estadísticas, los resultados finales fueron presentados en forma de curvas, llamadas “curvas (50,50)” (por 50% de las ubicaciones durante el 50% del tiempo). En la Figura 4 se muestran las curvas (50,50) para el servicio de TV analógica en la banda de UHF (canales 14 al 69). Las curvas de Longley y Rice permiten determinar, para una Potencia Radiada Equivalente (PRE) de 1 kW y una altura de la antena emisora igual a su altura media, la intensidad de campo en un punto geográfico ubicado a una cierta distancia del transmisor. Sin embargo, resultan inciertos los valores para los puntos intermedios de la trayectoria. Por esta razón, las curvas solo permiten asegurar que los valores se verificarán en poco más del 50% de las ubicaciones, siendo perfectamente posible que en otros puntos de medición, situados a la misma distancia del transmisor y con el mismo valor de PRE, se presenten valores diferentes, debido a las irregularidades de las distintas trayectorias. Con respecto a la variable temporal, en una misma ubicación podrán aparecer valores de intensidad de campo diferentes a los esperados, dependiendo de las variaciones experimentadas en la señal por refracción en la troposfera a distintas horas del día. También en este caso, las curvas solo aseguran que los valores de intensidad se verificarán en poco más del 50 % del tiempo de las observaciones. A modo de ejemplo, en la misma Figura 4 puede verse que para una altura media de antena de 280 m y una PRE de 1 kW, a una distancia del transmisor de 30 km, la intensidad de campo eléctrico recibida será de 60 dBμV/m. Para valores de PRE distintos a 1 kW, bastará con sumar los decibeles necesarios al valor obtenido en las curvas. Por ejemplo, para una PRE de 10 kW (10 dB mayor), la intensidad de campo será de 60 dBμV/m + 10 dB = 70 dBμV/m. Para una PRE de 500 W (3 dB menor), la intensidad será de 57 dBμV/m. Trabajando con las curvas de Longley y Rice, la antena receptora se considera ubicada a una altura de 9 metros con respecto al piso. A distancias cercanas al transmisor, la influencia de las variaciones por refracción en la troposfera puede ser despreciada, debido a que predomina la intensidad de la señal que se propaga en forma directa hacia el receptor. En cambio, para distancias del orden de los 200 a los 300 kilómetros y para trayectorias que pasen por encima de la superficie del mar, existe la posibilidad de provocar interferencias sobre otros canales. Para estos casos deberán utilizarse las curvas (50,10) ó incluso las curvas (50,1), a los fines de poder determinar los valores de intensidad del campo interferente para esas condiciones. 2 LONGLEY y RICE, Prediction of tropospheric radio transmission loss over irregular terrain (ITM). A computer method, [s.l.], [s. e.], 1968. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN Campo eléctrico estimado, exediendo el 50% de los posibles emplazamientos de los receptores el 50% del tiempo, con la antena receptora ebicada a una altura de 9 metros ALTURA DE LA ANTENA TRANSMISORA EN METROS 110 30 40 50 60 70 80 90 100 200 280 300 400 500 600 700 800 900 1000 F(50,50) CANALES ANALÓGICOS 14 al 69 1600 1,5 2 100 3 4 5 6 7 8 9 10 90 15 80 20 30 70 40 50 60 60 70 50 80 90 100 110 120 130 140 150 160 170 180 190 200 210 220 230 240 250 260 270 280 290 300 40 30 20 10 0 DISTANCIA EN KILÓMETROS 432 -10 -20 30 40 50 60 70 80 90 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 1600 ALTURA DE LA ANTENA TRANSMISORA EN METROS Figura 4: Determinación de la intensidad de campo mediante las curvas de Longley y Rice CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 433 2.2.2. Curvas UIT-R Recomendación P.1546-4 y P.370-7 La Figura 5 muestra un ejemplo de las curvas (50,50) para trayectos terrestres, extractada de la Recomendación UIT-R P.1546-4. Conceptualmente son similares a las curvas de Longley y Rice. Utilizando el mismo ejemplo del punto anterior (altura media de la antena 280 metros, PRE 1 kW y distancia 30 km), puede verse que se llega exactamente al mismo resultado. 600 MHz; trayecto terrestre; 50% del tiempo; 50% de los emplazamientos h 2 = altura representativa de los obstáculos 30 km 120 110 100 90 80 h 1= 15 = xim cio libr e) m 0m 00 12 60 50 spa 0m = h1 0m 60 o (e 30 = h1 Intensidad de campo dB 1 m 75 ,5m = h 1 37 m = h 1 20 0m = h1 =1 h1 ( mV ) para P.R.A de 1 kW 70 Má h 40 30 20 10 0 - 10 - 20 - 30 - 40 - 50 - 60 - 70 - 80 1 10 100 Distancia (km) Figura 5: Curvas de Recomendación UIT-R P.1546-4 1000 434 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN Las curvas P.370-7 son similares y representan los valores de las intensidades de campo excediendo el 50% de las ubicaciones (dentro de un área de 200 x 200 m) para distintos porcentajes de tiempo. Corresponden a diferentes alturas medias de antenas transmisoras, con la antena receptora ubicada a 10 m de altura. Estas curvas se basan en valores a largo plazo (varios años) y pueden considerarse representativas de las condiciones climáticas medias que imperan en todas las regiones templadas. Sin embargo, es importante tener en cuenta que, cuando se trata de períodos breves de tiempo (por ejemplo, algunas horas y hasta unos pocos días), es posible que se encuentren valores de intensidad de campo muy superiores a las indicados en las curvas, particularmente en el caso de terrenos relativamente planos. La Recomendación UIT-R P.1546-4 (2009) modificó varios aspectos de la P.370-7, por ejemplo las curvas de predicción de intensidad de campo. Sin embargo, los especialistas en planificación y cálculos de propagación y áreas de cobertura deben conocer las curvas de Longley y Rice y las P.370-7. 2.2.3. Definiciones3 UÊxä¯Ê`iÊ>ÃÊÕLV>ViÃÊiÊݯÊ`iÊÌi«\ La primera cifra es el porcentaje de ubicaciones, también llamadas puntos de medición, consideradas como áreas de unos 200 x 200 m. La segunda indica el porcentaje del tiempo considerado, existiendo otros tres casos de interés además del 50%. 90% del tiempo: Para comprender el sentido de las estadísticas, se puede afirmar que en los puntos de medición más cercanos al transmisor, se obtendrán valores mayores de intensidad de campo (la distancia al transmisor es menor), durante un mayor porcentaje de tiempo. Los valores se calculan con las curvas (50,90) de Longley y Rice. 10% del tiempo: Esta familia de curvas es muy importante, porque le permiten al planificador calcular la posible interferencia cocanal sobre el área de servicio que le corresponde a otra emisora, ubicada por ejemplo a una distancia de entre 200 y 400 km. También son válidas para las superficies marítimas, donde la onda electromagnética se propaga con mayor facilidad por la elevada conductividad de ese medio. Por ejemplo, entrando a estas curvas para frecuencias de UHF, puede comprobarse que para una altura media de 1000 m y una PRE de 1 kW, el valor de intensidad de campo colocado a 300 km de distancia no supera los 10 dBμV/m. Estos niveles de intensidad podrían causar interferencias a una estación ubicada a unos 350 km, en puntos que pertenecen al área de servicio asignada a esta última. La cifra consignada es aproximada, ya que depende de si el trayecto de propagación es sobre tierra, mar frío o mar cálido. Por ejemplo, en una trayectoria sobre mar cálido las condiciones mejoran notablemente, llegando a casi 30 dBμV/m. Uno de los autores4 ha realizado mediciones experimentales de este tipo de interferencias en Italia, entre las ciu3 INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS, Métodos de predicción de punto a zona para servicios terrenales en la gama de frecuencias de 30 a 3000 MHz, Recomendación UIT-R P.1546-4, 2009. 4 Trabajo realizado por Roberto Lauro, durante los años 2008 y 2009, en Italia. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 435 dades de Napoli y Palermo (distantes entre si unos 300 km), en la banda UHF y sobre mar cálido en época estival, encontrando en algunas ocasiones que las señales recibidas superaban los valores de las curvas de predicción. En Centro y Sur América, las interferencias de este tipo podrían producirse en algunas zonas del Mar Caribe, el Istmo de Panamá y entre Argentina y Uruguay, en el trayecto fluvial del Río de la Plata por su gran anchura y en el sector marítimo que separa a ambos países. Esta posibilidad debería tenerse en cuenta en la planificación de canales entre los países involucrados. 1% del tiempo: Cuando se necesita asegurar una mayor protección contra interferencia co-canal a distancias largas, se utiliza esta versión europea de las curvas, que representan una mayor exigencia. UÊÌÕÀ>Êi`>Ê`iÊÌiÀÀiÊ­Ì®\ Para su determinación se trazan ocho radiales, idealmente separados entre si 45º, a partir del punto de emplazamiento de la antena transmisora. La altura media del terreno se calcula promediando la altura de puntos distanciados entre si 1 km, desde los 3 km y hasta los 15 km de distancia de la planta transmisora (Figura 6 a). Cuando el terreno es irregular y se utilizan antenas direccionales para concentrar la emisión en algunas direcciones de preferencia, los ocho radiales se disponen dentro del área donde se espera prestar servicio, a partir del punto de emplazamiento de la antena (Figura 6 b). 1 km 1 km 3 km 3 15 km km 15 km a) OBSTRUCCIÓN O ÁREA DESHABITADA b) Figura 6: Determinación de la altura media del terreno UÊÌÕÀ>Êi`>Ê`iÊ>Ê>Ìi>Ê­>®\ Si la altura de la antena (Ha) se define como Ha = Ho + Hcr, siendo Hcr la altura del centro de radiación y Ho la cota de emplazamiento del mástil, entonces la altura media de la antena es igual a la diferencia entre la altura de la antena y la altura media del terreno. Ambos conceptos se muestran en la Figura 7. 436 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN Hcr Hma Ha Ho Hmt 0 msnm 0 3 15 Distancia (km) Figura 7: Determinación de la altura media de la antena UÊ*ÌiV>Ê,>`>`>Ê µÕÛ>iÌiÊ­*, ®\Ê También identificada mediante los acrónimos PIE, PRA o ERP. Es la potencia del transmisor multiplicada por la ganancia de antena. Cuando se utilizan antenas direccionales, la ganancia coincide con la ganancia media, tomada entre los puntos donde la misma cae 3 dB. La ganancia de la antena para radiodifusión en frecuencias de VHF y UHF se mide en dBd (decibeles referidos al dipolo de media onda). UÊ>VÌÀÊ`iÊÀÕ}Ã`>`Ê`iÊÌiÀÀi\Ê El factor de rugosidad Δh es la diferencia entre la cota más alta y la cota más baja del terreno, luego de haber descartado el 10% de los puntos más altos y el 10% de los puntos más bajos del total relevado, que deberán estar separados entre sí 1 km, a partir de los 10 km y hasta los 50 km de distancia de la planta transmisora, de acuerdo a la ilustración de la Figura 8. 10 % Emplazamiento del transmisor Δh 90 % 0 10 50 km Figura 8: Factor de rugosidad del terreno UÊ>VÌÀÊ`iÊVÀÀiVVÊiÊvÕVÊ`iʯÊ`iÊÃÊi«>â>iÌÃ\ Para obtener el valor de intensidad de campo correspondiente a un porcentaje de ubicaciones distinto al 50 %, debe aplicarse una corrección cuyo valor se obtiene por medio de la Figura 9. Por ejemplo, para el 98 % de las ubicaciones, en sistemas digitales hay que restar unos 13 dB al valor calculado por curvas (50,50). Aplicado al ejemplo resuelto en 2.2.1, el valor de campo corregido sería de 47 dBμV/m. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 437 Relación entre la intensidad de campo para un porcentaje determinado de emplazamientos de recepción y la intensidad de campo para el 50% de emplazamientos de recepción 25 Relación (dB) 30 20 10 D BW igitales > 1,5 MHz 0 - 10 An aló - 20 gic os - 30 - 40 1 2 5 10 20 40 60 80 90 95 98 99 30 50 70 % de emplazamientos de recepción Frecuencias de 450 a 1000 MHz (Bandas IV y V) Figura 9: Factor de corrección en función del % de emplazamientos Factor de corrección de la atenuación (dB) UÊ>VÌÀÊ`iÊVÀÀiVVÊiÊvÕVÊ`iÊv>VÌÀÊ`iÊÀÕ}Ã`>`\ Las curvas P.370-7 están referidas a un factor de rugosidad de 50 metros. Cuando este factor tiene un valor distinto, debe introducirse el factor de corrección que viene dado por las curvas de la Figura 10. 30 h(m) = 500 25 300 20 15 150 10 100 80 5 50 0 30 - 5 - 10 0 10 20 10 50 100 150 200 250 Distancia d (km) Frecuencias de 450 a 1000 MHz (Bandas IV y V) Figura 10: Corrección de la atenuación en función del factor de rugosidad 300 438 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 2.3. Mediciones de campo electromagnético Uno de los instrumentos más utilizados para medir intensidad de campo es el analizador de espectro, que mide la potencia desarrollada por la señal en su entrada, por lo general en escalas calibradas en dBm (aunque algunos miden tensiones). También se utiliza el incorrectamente llamado “medidor de campo”. Los primeros medidores de campo utilizaban escalas en μV, pero la unidad empleada actualmente es el dBμV. Ambos instrumentos miden en realidad tensiones que resultan proporcionales al campo eléctrico recibido, y por ende proporcionales al campo electromagnético. La expresión que permite obtener la intensidad de campo eléctrico a partir de la tensión medida por el instrumento es: ⎧⎪ ⎛ ⎛ 300 ⎞⎫⎪ d B μV ⎤ 7 3 ⎞⎟ ⎡dB ⎜ 2π 73 ⎜ ⎟⎟⎬ dB 20 20 [ ] [ ] [ ] − = V d B μ V + A d B − G dBi + 2 0 log 2 0 log 4) E ⎢ dB ⎨ 1 0 1 0 ⎥ 10 ⎜ 10 ⎜ Z [Ω] ⎟⎠ ⎣ m ⎦ ⎪⎩ ⎝ f [MHz]⎠⎪⎭ ⎝ La expresión colocada entre llaves se conoce como factor K o también factor de antena. Los términos que integran esta expresión son: s E es el valor de intensidad de campo recibido. s V es la tensión medida en el instrumento. s G es la ganancia de la antena respecto a la isotrópica, dada por G (dBi) = 2,15 + G (dBd). s A es la atenuación de la línea de transmisión. s f es la frecuencia central del canal. s Z es la impedancia (75 o 50 Ω). Nota 1: Las impedancias de la antena, línea e instrumento deben ser iguales: 75 Ω o 50 Ω. Nota 2: Dado que el dBm es una unidad de potencia, la conversión a tensión dependerá del valor de la impedancia de entrada. Para impedancias de 75 Ω, 0dBm equivale a una tensión de 108,75 dBμV, mientras que para impedancias de 50 Ω, la tensión equivalente es de 107 dBμV. 3. CANALES DE PROPAGACIÓN: GAUSS, RICE, RAYLEIGH Y MÓVIL Con fines de análisis y determinación del comportamiento de las señales radioeléctricas en los distintos puntos de recepción, existen tres modelos para los canales de propagación de recepción fija. El canal de Gauss se utiliza principalmente en el cálculo de enlaces punto a punto. Por su parte, el canal de Rice resulta más adecuado para los sistemas de transmisión punto a multipunto, que es el esquema al cual responde la radiodifusión. Finalmente, el canal de Rayleigh, tiene en cuenta las atenuaciones que se producen por difracción combinada, en muchos casos con reflexiones o “ecos” en la recepción. En la Figura 11 pueden verse los tres modelos planteados. En cuanto al canal móvil, su explicación se presenta en el apartado 3.4. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 439 Dispersión troposférica en capas con distinto índice de refracción Difracción (Rayleigh) Zona de Fresnel Línea óptica (Gauss) Reflexiones Recepción por trayecto óptico más reflexiones (Rice) Figura 11: Canales de propagación de Gauss, Rice y Rayleigh 3.1. Canal de Gauss La atenuación de trayecto es una función de tipo logarítmica y se utiliza en los cálculos de enlaces gaussianos o también canal de Gauss, es decir, enlaces sin obstrucciones y sin reflexiones de la señal y su expresión, considerando el uso de dipolos de media onda es una función de la frecuencia y de la distancia del enlace: (5) A(dB) = 28,14 + 20 [log10f(MHz) + log10D(km)] El lector familiarizado con los cálculos de enlaces de microondas, recordará que la constante de la ecuación (5) es igual 32,50. Sucede que las ganancias de las antenas utilizadas en microondas están referidas a la antena isotrópica (dBi), mientras que en TVD-T, las ganancias están referidas al dipolo de media onda (dBd), hecho que obliga a modificar la constante. Pese a que se lo considera un canal ideal, en la práctica la intensidad de campo no se mantendrá constante en un determinado punto de medición, experimentando ciertas variaciones representadas en la Figura 12 y que se analizarán a continuación. 440 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN dB ( mV ) Intensidad de campo “Shadowing” Desvanecimiento rápido Distancia (km) Figura 12: Comportamiento del canal de Gauss El denominado shadowing provoca variaciones lentas en el nivel del campo recibido, típicamente de 3 a 6 dB, llegando a variaciones máximas de 20 dB. Este desvanecimiento es afectado por las protuberancias del terreno, colinas, bosques, edificios etc. que se encuentren a lo largo de la trayectoria situada entre el transmisor y el receptor. La magnitud de las variaciones depende de la ubicación del punto de medición y del perfil del terreno. El desvanecimiento (o fading) rápido resulta de sumatorias constructivas y destructivas al azar, entre haces retardados, reflejados, difractados y reflejados por “efecto tubo” (scattered) en capas variables de la atmósfera. Es un fading veloz y por lo tanto es responsable de variaciones rápidas de la intensidad de campo, puede alcanzar valores de 20 dB (o aún superiores para los enlaces de microondas). Por esta razón, en algunos cálculos es necesario agregar un margen de fading. Existen varios modelos estadísticos desarrollados para describir su comportamiento. Si se coloca un registrador de campo antes del circuito de CAG del receptor (para evitar la acción de la corrección automática de nivel), podrán detectarse a lo largo del tiempo dos tipos de variaciones en los valores de intensidad de campo, unas más lentas (shadowing) y otras rápidas pero más profundas, correspondientes al desvanecimiento rápido. La propagación por canal de Gauss se utiliza principalmente en los cálculos de enlace del tipo “punto a punto”, por ejemplo los radioenlaces de microondas. La estadística señala que las variaciones de intensidad de campo en un determinado punto de recepción responden a una curva de probabilidad en forma de campana de Gauss, siendo σL la variabilidad debida al shadowing, con valores típicos del orden de 3 a 6 dB. La Figura 13 ilustra dicha curva. Este es el tipo de distribución que se presenta en enlaces no obstruidos con visibilidad óptica. A lo largo del tiempo, un registrador de campo mostraría cambios de nivel comprendidos entre ± 3 y ± 6 dB. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 441 Probabilidad 2L Señal recibida Valor medio Figura 13: Probabilidad estadística de recepción en el canal de Gauss 3.2. Canal de Rice El canal de Rice es el más adecuado para los sistemas de transmisión “punto-multipunto” utilizados en radiodifusión, ya que la señal se emite desde un punto transmisor hacia múltiples receptores ubicados en diversos puntos del área de servicio. Esto significa que existirán múltiples “perfiles de enlace” y no todos estarán despejados como en el caso del canal gaussiano. Posiblemente, varios de los enlaces hacia los receptores estarán obstruidos por arboledas, edificación o la orografía del lugar. Contrariamente a lo que ocurre con el canal de Rayleigh, el canal de Rice no contempla la recepción con antenas internas y además requiere de una relación portadora-ruido (C/N) mayor que la exigida por el canal de Gauss. Debido a la multiplicidad de perfiles y trayectorias posibles, Longley y Rice encontraron que los métodos estadísticos constituyen la herramienta más adecuada para estimar si un punto de recepción es apto para recibir un determinado nivel de señal. El grado de precisión depende de la cantidad de muestras que se tomen en puntos ubicados a distintas distancias del emisor, la hora del día, las estaciones del año, las frecuencias empleadas, la altura de la antena transmisora, entre otros factores. Si bien el software especializado para cálculo de cobertura asistido por computadora tiene en cuenta estas técnicas, actualmente existen métodos más precisos que emplean bases de datos con las características del terreno, permitiendo resolver cada enlace en particular, aún cuando existan obstrucciones, mediante poderosos algoritmos que eliminan los complicados y engorrosos métodos manuales. En el canal de Rice hay un haz directo (line of sight o LOS) donde α1=0 y también existen haces reflejados, que llegan por rebotes, con mayor atenuación y mayor retardo que el haz directo (α2 y α3), tal como se muestra en la Figura 14. Para poder recibir correctamente las señales que siguen este modelo de canal, son necesarias antenas direccionales exteriores colocadas a una cierta altura por encima del suelo. En 442 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN el caso de las redes SFN (Single Frequency Network), los haces retardados pueden provenir de otros transmisores de la misma red. Probabilidad 1 = 0 2 3 Nivel y retardo de los ecos Señal recibida Figura 14: Probabilidad estadística de recepción en el canal de Rice La respuesta en frecuencia del canal de Rice no es plana y presenta cierto rizado (ripple), cuya forma depende de la interferencia. En el ejemplo de la Figura 15, llegan al receptor dos señales provenientes de una red SFN, separadas entre sí 1 μs y con niveles similares. Figura 15: Respuesta en frecuencia de dos señales de una red SFN que se interfieren CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 443 3.3. Canal de Rayleigh El canal de Rayleigh tiene en cuenta las atenuaciones que se producen por difracción combinada, en muchos casos con reflexiones tardías o ecos en la trayectoria de recepción. En la televisión analógica la propagación por canal de Rayleigh casi no se tenía en cuenta, ya que en la mayoría de los casos la señal resultaba severamente afectada por las reflexiones y la atenuación, y en su lugar, se utilizaba el canal de Rice para determinar el área de cobertura. Sin embargo, en la actualidad la recepción con antenas interiores se ha convertido en algo muy común, especialmente con el advenimiento del los sistemas de TV digital que emplean la técnica de multiplexación OFDM (DVB-T, DMB-T e ISDB-Tb), que incluye un intervalo de guarda que posibilita la recepción en ambientes de propagación con presencia de ecos múltiples. La recepción por canal de Rayleigh requiere una relación C/N mayor que en los canales de Rice y de Gauss. En el modelo de Rayleigh no existe un haz directo o línea óptica (LOS ver Figura 11) y solo llegan al receptor haces que han sufrido una o más reflexiones, siendo aplicable a los casos de recepción con antenas bajas o en el interior de los edificios y en áreas con alta densidad de construcción. También son representativos de este modelo emisiones provenientes de otros transmisores de una red SFN. Las probabilidades de los distintos ecos se muestran en la Figura 16. En cuanto a la respuesta en frecuencia, la misma no es plana, teniendo rizados u ondulaciones más profundos que el canal de Rice. Probabilidad 1 2 3 Nivel y retardo de los ecos Señal recibida Figura 16: Probabilidad estadística de recepción en el canal de Rayleigh 444 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 3.4. Canal móvil El modelo de canal móvil, ilustrado en la Figura 17, es semejante al canal de Rayleigh pero en este caso, se utiliza un receptor móvil en lugar de uno fijo, haciendo que la señal recibida sufra una degradación causada por el movimiento del receptor dentro del ambiente de propagación que se conoce como “efecto Doppler”. En el caso particular de las redes SFN, las señales retrasadas provienen de otros transmisores y se trata de señales coherentes, un tema que se estudiará más adelante. Figura 17: Modelo de recepción móvil en un ambiente SFN 4. EFECTO DOPPLER5 Este fenómeno físico consistente en el aparente cambio de frecuencia de una onda producido por el movimiento relativo de la fuente respecto a su observador, fue investigado por el austriaco Christian Andreas Doppler en 1842 y se aplica a todo generador ondulatorio que se encuentre en movimiento, independientemente de su naturaleza física: mecánico, sonoro, electromagnético, etc. También es aplicable a un receptor que se desplace en un ambiente donde se manifieste un fenómeno ondulatorio. De acuerdo a la Figura 18, si el emisor (círculo negro) se encuentra en reposo, los frentes de onda sucesivos serán circunferencias separadas entre sí una longitud de onda entre los máximos (o entre los mínimos) y estarán centradas en el emisor. El radio de cada circunferencia será igual al producto de la velocidad de propagación por el tiempo transcurrido desde que fue emitido: (6) 5 r = υp × t http://www.youtube.com/watch?v=eo_owZ2UK7E&feature=endscreen&NR=1 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 445 Receptor mínimos máximos Figura 18: Emisor y receptor fijos En la Figura 19, el emisor se encuentra en movimiento desplazándose hacia la derecha y los dos receptores están fijos, dando lugar a la aparición del efecto Doppler. 2 1 1 2 Figura 19: Emisor en movimiento y receptores fijos La onda sinusoidal generada por el transmisor es percibida por el receptor ubicado a la derecha como una señal de una frecuencia comparativamente mayor que la onda que llega al receptor de la izquierda. Esta representación corresponde al caso de un vehículo que emite un sonido mientras se va acercando al observador, quien percibe una frecuencia superior antes de la llegada e inferior después del paso del móvil. La Figura 20 a) muestra el caso extremo de un emisor que se mueve a una velocidad tal que iguala a la velocidad de propagación de la onda que está generando. En el caso del sonido, el generador se movería a unos 340 m/s y para la luz a 300.000 km/s. En la Figura 20 b), la 446 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN velocidad del emisor supera a la de propagación, apareciendo un frente de onda que se desplaza hacia los costados que forma un cierto ángulo con la dirección de propagación. En el instante de tiempo representado, el receptor aún no percibe el efecto producido. Receptor aún no alcanzado por el fenómeno b) a) Figura 20: Emisor desplazándose a grandes velocidades y receptor fijo El efecto Doppler es de naturaleza bilateral, es decir el efecto de variación de la frecuencia se produce también si el receptor se está en movimiento en un ambiente donde el transmisor se encuentra fijo. En la Figura 21 se observa que los receptores 1 y 2 transitan por un ambiente de frecuencia más alta que los receptores 3 y 4. 3 Dirección de movimiento de los receptores 2 1 4 Figura 21: Receptores móviles moviéndose en distintas direcciones La misma Figura 19 puede ser utilizada para mostrar a los receptores moviéndose hacia la izquierda, en el sentido de la flecha, dejando al transmisor fijo. Un receptor móvil equipado con un analizador de espectro mostraría las frecuencias que se indican a la derecha de la Figura 22, a medida que vaya pasando por cada una de las ubicaciones mostradas. En esta figura, f2 es la frecuencia del transmisor, f3 es la frecuencia medida en el vehiculo cuando se va aproximando al transmisor y f1 es la frecuencia medida cuando éste comienza a alejarse. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 447 Figura 22: Emisor fijo y receptor desplazándose en un ambiente ondulatorio Volviendo a la Figura 18, cuando el transmisor y el receptor se mantienen estacionarios, la separación entre dos frentes consecutivos será igual a una longitud de onda y estará dada por la siguiente expresión: (7) λ = υp × T Donde: s p es la velocidad de propagación de la onda s T es el período de tiempo transcurrido entre dos frentes de onda sucesivos que pasan por la posición del receptor. Dado que el período T es igual a la inversa de la frecuencia del transmisor: T= (8) 1 f Entonces la ecuación (7) queda: (9) λ= υp f Para determinar la frecuencia Doppler se puede utilizar la Figura 19 y aplicar un razonamiento similar. En este caso solo se debe considerar la magnitud en la cual aumenta o disminuye la frecuencia recibida por el receptor que se denominará fD y es justamente la frecuencia Doppler. Este valor será directamente proporcional a la velocidad del emisor y por lo tanto, si en la ecuación (9) se coloca este valor en lugar de la velocidad de propagación y se reemplaza a f por fD, al despejar se obtendrá: (10) fD = υ λ 448 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN Si además se tiene en cuenta el ángulo que se forma entre la dirección del movimiento y el haz de la señal recibida y se coloca a la ecuación (10) en términos de unidades más prácticas, esta resulta: υ [km/h] x f [MHz] cosθ (11) fD [Hz]= 3,6 300 Que simplificada queda: (12) fD [Hz]= υ [km/h] x f [MHz] 1080 cosθ Por ejemplo, para un móvil que se desplaza a 120 km/h y que recibe una señal del canal 33 cuya frecuencia central de operación es de 587 MHz, considerando que el haz de la señal es paralelo a la dirección de movimiento (cosθ =1), la frecuencia Doppler será: fD = 120 × 587 65 Hz ≅6 5 H z 1080 Aumentando la velocidad a 150 km/h, la frecuencia Doppler se elevará a: fD = 150 × 587 81 Hz ≅8 1 H z 1080 En el caso específico de los sistemas FDM (Figura 23 a) utilizados hasta el siglo pasado en la multiplexación de canales telefónicos analógicos fijos y OFDM empleado actualmente en los sistemas digitales (Figura 23 b), la tolerancia al efecto Doppler es menor en estos últimos, debido a la menor separación entre portadoras, provocando un incremento de la ICI (interferencia entre portadoras). Sin embargo, su robustez se mejora empleando adecuados algoritmos de corrección de errores. Históricamente, el primer sistema OFDM desarrollado para TVD-T fue el DVB-T 2K, con 2048 portadoras nominales, seguido por el 8K con 8192 portadoras nominales (Modos 1 y 3 en ISDB-Tb, respectivamente). Dado que la anchura de banda del canal es la misma independientemente del modo empleado, el Modo 1 tiene las portadoras más espaciadas entre si que el Modo 3, lo que se traduce en una mayor robustez frente al efecto Doppler. Sin embargo, el Modo 3 tiene otras ventajas, entre ellas los intervalos de guarda más largos en términos de valor absoluto, lo que permite manejar mayores tiempos de retardo para los ecos o señales reflejadas. Posteriormente, al surgir el estándar ISDB-Tb se incorporó el Modo 2, con 4096 portadoras nominales, un valor intermedio que tiene por objeto promediar las ventajas y desventajas de los otros dos modos. La conveniencia del Modo 2 ha sido ampliamente discutida en la práctica, ya que el Modo 3 tiene ventajas importantes que superan el “contrapeso” impuesto por sus limitaciones para la recepción móvil frente al efecto Doppler. En la actualidad los radiodifusores tienden a utilizar exclusivamente el Modo 3. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 449 Amplitud Frecuencia f0 f1 f3 f4 f L-1 f5 Banda de guarda entre portadoras a) FDM Amplitud Frecuencia f0 f1 f3 f4 f L-1 f5 b) OFDM Figura 23: Separación de portadoras a) FDM y b) OFDM Teniendo presente que la cantidad de portadoras es siempre la misma independientemente de la anchura del canal de transmisión, los sistemas con canales de 8 MHz resultan más robustos frente al efecto Doppler (las portadoras están más separadas), aunque los intervalos de guarda son menores que en los sistemas de 6 MHz. Estos últimos permiten manejar ecos con un retardo mayor (recordar que el tiempo útil de símbolo es inversamente proporcional a la separación entre portadoras). 5. RUIDO En general, la teoría de ruido es bastante extensa y compleja y se dispone de numerosos tratados exclusivamente dedicados al estudio de este tema. Si bien existen muchos tipos de ruido, aquí se analizarán con alguna profundidad aquellos que están directamente relacionados con la propagación de las señales de TVD, presentando los conceptos necesarios para el proyecto de redes MFN y SFN. Los apartados siguientes están dedicados al análisis del ruido blanco o AWGN (por Additive White Gaussian Noise), ruido impulsivo y ruido de intermodulación (IMD, por intermodulation distorsion). 5.1. Ruido blanco (AWGN) El ruido blanco, ruido gaussiano, ruido aleatorio ó también ruido térmico, fue descubierto por Johnson en 1928 y se lo llama de esta manera por su analogía con la luz blanca, que contiene todas las longitudes de onda del espectro. Esta formado por componentes de frecuencia 450 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN que no tienen ninguna relación de fase ni de amplitud entre sí. La Figura 24 muestra el aspecto del ruido AWGN cuando se lo visualiza en un analizador de espectro, que además permite determinar el piso de ruido del instrumento. TVD Spectrum Analyzer Habrish&Lüschrift Figura 24: Visualización del ruido AWGN en un analizador de espectro La medición del ruido blanco depende de una base estadística y consiste en la integración o promedio de valor RMS dentro un ancho de banda determinado. Dado que las componentes tienen fases aleatorias, al duplicar el ancho de banda de la medición no se duplicará la tensión media pero sí la potencia. Por esta razón, este ruido normalmente se especifica como “potencia de ruido por unidad de ancho de banda” y se expresa en dBm/Hz ó bien dBm/MHz. 5.2. Ruido impulsivo El ruido impulsivo es generado por la acción del hombre y se caracteriza por la coherencia de fase de sus componentes espectrales. Ejemplos de este tipo de ruido son los ruidos de conmutación, fenómenos transitorios, el sistema de encendido de los automóviles, motores y controles de ascensores, aparatos electrodomésticos, motores eléctricos equipados con colectores y escobillas, etc. Las descargas atmosféricas también son ruidos impulsivos, de gran intensidad y muy corta duración, pero prácticamente no influyen en la propagación de señales en frecuencias de UHF. 5.3. Ruido de intermodulación (IMD) El ruido de intermodulación se produce cuando dos o más componentes de frecuencias distintas atraviesan circuitos que presentan alinealidades o que esencialmente son no lineales. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 451 El más conocido de los IMD es el producto de intermodulación de tercer orden, también llamado IM3, que está caracterizado por los términos 2f1-f2 ó 2 f2-f1, preponderantes por su peso y frecuencia en las ecuaciones de IMD. Generalmente se produce por falta de linealidad en el procesamiento de alguna de las componentes de frecuencia o por saturación de las etapas amplificadoras debido a un exceso en el nivel de entrada de las señales. La TVD resulta afectada por ruido de intermodulación en dos rangos de frecuencias bien diferentes: radiofrecuencia y banda base. 5.3.1. Intermodulación en RF6 La intermodulación en RF influye no solo en la TVD, también afecta a todo sistema que utilice ondas electromagnéticas en cualquier medio de propagación y en diferentes bandas de frecuencias. La Figura 25 muestra el esquema simplificado de un sistema de transmisión-recepción. El analizador de espectro revela la aparición del producto de intermodulación IM3 2f3-f4 interfiriendo sobre f2. Zona de respuesta no lineal TRANSMISOR 1 Frecuencias f1 f2 f3 y f4 TRANSMISOR 2 COMBINADOR ETAPA DE RF ETAPAS DE BF TRANSMISOR 3 2f3 - f4 = f2 interferencia sobre CH 23 TRANSMISOR 4 CH 22 CH 23 CH 24 CH 25 2f3-f4 TVD Spectrum Analyzer Habrish&Lüschrift Figura 25: Ruido de intermodulación de tercer orden en RF 6 O. E. GONZALEZ, Estudio de la interferencia en televisión digital terrestre, producida por canales taboo, Chile, Facultad de Ingeniería, Departamento de Ingeniería Eléctrica. Universidad de Santiago de Chile, 2011. E. COSTOYA, Contribuciones en el Foro [email protected], Chile, Colegio de Ingenieros, [s. a.]. 452 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN En este ejemplo, f1 a f4 son las frecuencias de transmisión y de recepción que atraviesan circuitos no lineales, ya sea en el lado transmisor, en el receptor o en ambos. Resulta evidente que si el problema se encuentra en el transmisor, el mismo será irradiado hacia todos los receptores. El lector puede calcular otros productos de intermodulación utilizando el mismo ejemplo, en el que todas las frecuencias se muestran en una escala lineal sobre el eje horizontal. En el receptor en cambio, la intermodulación aparece cuando las señales recibidas son muy intensas, de modo tal que los circuitos de entrada son llevados a trabajar en su zona de respuesta no lineal, tal como se indica arriba a la derecha, en la Figura 25. En resumen, la intermodulación generalmente aparece por la acción concurrente o individual de los siguientes factores: s Altos niveles de señal que provocan la saturación de las etapas de entrada, llevándolas a trabajar en zona de alinealidad. s Circuitos esencialmente no lineales. La intermodulación en RF no es atribuible únicamente a defectos en el diseño del receptor, también puede tratarse de un problema de planificación de frecuencias o de transmisores no autorizados, que emiten en frecuencias que potencialmente pueden crear intermodulación en una determinada área de servicio. Un ejemplo muy común es la interferencia del tipo 2 fi-fn generada en la banda de radiodifusión de FM, donde dos transmisores pueden provocar intermodulación en las etapas de entrada de los receptores que operan en las bandas aeronáuticas. La interferencia 2 fi-fn puede producirse en cualquier banda de frecuencias del espectro radioeléctrico y tiene una particularidad: si se apaga uno cualquiera de los transmisores causantes (fi o fn) la intermodulación desaparece, algo que a veces suele desorientar al personal encargado de buscar estas interferencias. La Figura 26 ilustra un sencillo procedimiento, que permite establecer si existe un producto de intermodulación IM3 que interfiere sobre la frecuencia f2 (en este caso el canal 23). En este ejemplo es el mismo analizador de espectro el que resulta afectado por los niveles excesivos de las señales f3 y f4. Si al introducir una atenuación de 10 dB a la entrada del analizador la interferencia desaparece, entonces se trata de una IM3. A priori, se podría pensar en colocar un filtro que elimine el producto 2 f3-f4 a la entrada del receptor, pero esto no sería posible porque también sería eliminada f2, que es justamente la señal deseada. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN CH 22 CH 23 CH 24 CH 25 CH 22 CH 23 CH 24 453 CH 25 2f3-f4 Habrish&Lüschrift TVD Spectrum Analyzer TVD Spectrum Analyzer a) Sin atenuación Habrish&Lüschrift b) Introduciendo 10 dB de atenuación Figura 26: Procedimiento para la detección de interferencias por intermodulación Por su parte, el espectro de la Figura 27 muestra una drástica caída en los productos de intermodulación de tercer orden, cuando las señales interferentes son atenuadas solamente 5 dB. Esto se debe a que el nivel de la interferencia es proporcional al cubo de las amplitudes de las señales que generan el producto. La conclusión es que una pequeña reducción de la potencia transmitida contribuye a disminuir considerablemente el nivel del producto IM3. 0 dB 5 dB NIVELES - 10 dB - 20 dB 15 dB - 30 dB 15 dB 15 dB - 40 dB - 50 dB 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 CANALES Figura 27: Disminución de la intermodulación por reducción de la potencia transmitida 44 454 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 5.3.2. Intermodulación en banda base Esta clase de ruido afecta especialmente a los sistemas de portadoras múltiples FDM y OFDM de TVD debido a la aparición de productos de intermodulación entre ellas. Su efecto se percibe no solo dentro de la anchura de banda de la señal, sino también fuera de la misma. Esto es lo que sucede en los dos extremos del ancho de banda útil de la señal, en los denominados “hombros”, existiendo el riesgo de irradiar estas espurias cuando no se tiene la precaución de utilizar filtros de máscara. En la parte inferior de la Figura 28 a) puede verse el espectro de ruido de intermodulación que presenta una señal OFDM. Se trata de un ruido espectralmente plano que empeora la relación C/N en toda la achura de banda de la señal. Los “hombros” presentes en ambos extremos y que exceden el ancho de banda ocupado por las portadoras pueden interferir a los canales adyacentes superior e inferior al ser modulados (ya que mientras están en banda base no interfieren a ningún canal adyacente). Por otro lado, en la Figura 28 b) se muestra que la IMD en banda base también empeora la relación de error de modulación (MER), debido a que el ruido provoca un desplazamiento aleatorio del extremo del vector, genera incertidumbre y por lo tanto este ruido también aparece en la demodulación de la señal. El ruido IMD en banda base se previene con un pre-corrector de linealidad, que consiste en introducir una respuesta no lineal inversa a la que presenta la respuesta de un determinado circuito de procesamiento de la señal. Símbolo j-ésimo Señal OFDM en banda base sin intermodulación IM3 Ruido de IM3 por alinealidades Relación de error de modulación (MER) Señal OFDM en banda base con intermodulación IM3 a) b) Figura 28: a) Ruido de intermodulación en banda base b) efecto en la relación MER 5.3.3. Análisis de los productos de intermodulación La distorsión de intermodulación se produce cuando dos o más señales ingresan en la zona no lineal de la curva de respuesta de una etapa amplificadora, dando lugar a la aparición de señales no deseadas en la salida. Si en la entrada del amplificador de la Figura 29 se tienen dos componentes frecuencias f1 y f2, a la salida aparecerán productos de intermodulación correspondientes a la suma y diferencia de los múltiplos de las frecuencias originales, de la forma mf1 ± nf2, donde m y n son números CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 455 enteros mayores o iguales que la unidad. El orden de la distorsión no lineal queda determinado por la suma de m y n. Cuando m = 0 ó n = 0, estarán presentes a la salida del dispositivo los armónicos de las frecuencias de entrada. Vin= V1 + V2 Vout = A(V1+V2) + B(V1+V2)2+C(V1+V2)3+... Amplificador no lineal Vout Vin AV1 AV2 V1 V2 frecuencia f1 f2 frecuencia f1 f 2 Armónicos generados por los productos de frecuencia Figura 29: Respuesta de un sistema no lineal para una entrada con dos frecuencias Los productos de intermodulación son generados por los términos impares y su influencia decrece significativamente con el orden del producto, de acuerdo a lo que puede verse en la Figura 30, siendo los más relevantes los productos de tercer orden (IM3). Sin embargo, dependiendo del nivel de las señales de entrada, los productos de quinto orden (IM5) también pueden llegar a ser apreciables. La amplitud de los productos de intermodulación, varía con el cubo de la amplitud de las señales de entrada para los IM3 y la quinta potencia para IM5, es decir 3 y 5 dB respectivamente por cada dB de variación en las señales de entrada. A diferencia de los armónicos que por lo general pueden filtrarse fácilmente, esta solución no resulta posible con los productos de intermodulación en RF. Productos IM de quinto orden (IM5) Productos IM de tercer orden (IM3) Señales 3f1-2f2 2f1-f2 f1 f2 2f2-f1 3f2-2f1 Figura 30: Productos IMD de tercer y quinto orden y su influencia como interferentes. 456 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN Suponiendo que al amplificador7 de la Figura 31 que presenta una respuesta no lineal se le inyecta una señal de entrada de la forma: v 1 = A cos ω1 t + A cos ω 2 t (13) A la salida del dispositivo aparecerá una señal que puede ser expresada mediante una serie de potencias: v 2 = k1v1 + k2v12 + k3v13 + K (14) Donde ki son los coeficientes que definen la relación entre la entrada y la salida. V1 V2 Amplificador no lineal Figura 31: Amplificador de características no lineales Desarrollando la serie de potencias (14) se obtiene: ⎛ 9k A 3 ⎞ k A2 v 2 = k 2 A 2 + ⎜ k 1 A + 3 ⎟ [cos ω1 t + cos ω 2 t]+ 2 [cos 2ω1 t + cos 2ω 2 t]+ ⎜ 4 ⎟⎠ 2 ⎝ (15) + k3A3 [cos 3ω1 t + cos 3ω2 t]+ k 2 A 2 [cos(ω1 + ω2 )t + cos(ω2 − ω1 )t]+ 4 + 3 3k 3 A 3 [cos(2ω1 + ω2 )t + cos(ω1 + 2ω2 )t]+ 3k 3 A [cos(2ω1 − ω2 )t + cos(2ω2 − ω1 )t]+ K 4 4 Este resultado permite visualizar con total claridad los conceptos vistos anteriormente: la posición que ocupan en el espectro los productos de intermodulación y la incidencia de los niveles de las señales de entrada, que aparecen a la salida afectados por un exponente. El espectro de frecuencias resultante puede verse en la Figura 32: 7 O. E. GONZALEZ, Estudio de la interferencia en televisión digital terrestre, producida por canales taboo, Chile, Facultad de Ingeniería, Departamento de Ingeniería Eléctrica. Universidad de Santiago de Chile, 2011. E. COSTOYA, Contribuciones en el Foro [email protected], Chile, Colegio de Ingenieros, [s. a.]. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 457 3f1 2f1+f2 2f2+f1 3f2 2f2 2f1 2 f2-f1 2f1-f2 f2-f1 f1+f2 f2 f1 v2 frecuencia Productos de intermodulación de interés Figura 32: Espectro de los productos de intermodulación 5.4. Relación portadora-ruido (C/N) Habiendo analizado los distintos tipos de ruido presentes en un canal radioeléctrico, en este apartado se estudiará el concepto de relación portadora-ruido (C/N, en inglés carrier to noise ratio). La relación C/N es un parámetro de extrema importancia en cualquier sistema de telecomunicaciones y depende, entre otros factores, del esquema de modulación utilizado. Esta relación se mide en radiofrecuencia y no debe ser confundida con la relación señal ruido (S/N) utilizada para señales de audio o video en banda base. Para llegar a la expresión de la relación C/N, es necesario introducir algunos conceptos importantes vinculados con el receptor. 5.4.1. Potencia de ruido térmico a la entrada de un receptor8 Utilizando la teoría de probabilidad, en 1928 Johnson pudo determinar el valor promedio del cuadrado de la tensión de ruido, variable en forma aleatoria dentro de una anchura de banda determinada: f2 (16) e2n ∫ = 4KT R f d f df f1 8 William MUMFORD and Elmer SCHEIBE, Noise performance factor in communications systems, Massachusetts, Horizont House. Microwave Inc. Dedham, 1986. 458 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN Donde: s en es la tensión de ruido s K es la constante de Boltzmann (1,38 x 10-23 Joules ºK) s T es la temperatura absoluta en ºK. Se adoptan 290 ºK para cálculos de enlaces terrestres. s R es la resistencia de entrada de antena del receptor (Ω). s f es la frecuencia (Hz). s f2 -f1 es igual a la anchura de banda considerada BW (Hz) Si la resistencia se mantiene constante dentro del ancho de banda considerado, la expresión (16) se puede escribir, en términos de valor eficaz de ruido, de la siguiente manera: e2n = 4 K T R BW B W (17) La potencia de ruido: (18) Pn = e2n = K T BW B W 4R Considerando una anchura de banda unitaria, es decir normalizando, se obtiene la potencia de ruido por unidad de anchura de banda: (19) ⎡W⎤ Pn ⎢ =KT H z ⎥⎦ ⎣ Hz Las expresiones más usuales para la potencia de ruido son: (20) ⎡ dBm ⎤ Pn = − 174 ⎢ H z ⎥⎦ ⎣ Hz (21) ⎡ dBm ⎤ Pn = − 114 ⎢ ⎥ ⎣ MHz ⎦ Este es el valor de referencia que se utiliza normalmente para obtener potencia de ruido a la entrada del receptor y debe ser multiplicada (sumada si de utilizan decibeles) por el ancho de banda del servicio considerado. 5.4.2. Figura de ruido de un receptor9 La figura de ruido de un receptor (NF) permite cuantificar el ruido que introducen los circuitos de un sistema de recepción es decir, muestra la magnitud en la que se degrada la relación señal/ruido entre la entrada y la salida del receptor. Su expresión es la siguiente: 9 William MUMFORD and Elmer SCHEIBE, Noise performance factor in communications systems, Massachusetts, Horizont House. Microwave Inc. Dedham, 1986. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN NF = (22) Si Ni So No = Si So × 459 No Ni Siendo Si N i y S0 N 0 las relaciones señal-ruido de entrada y salida, respectivamente La ganancia de potencia del amplificador queda definida de la siguiente manera: G= (23) So Si Reemplazando (23) en (22) y despejando N0, se obtiene el ruido a la salida del receptor: N o = NF ×G × N i (24) Puede verse que el ruido de entrada resulta multiplicado por la figura de ruido del receptor y también por la ganancia de potencia, resultando evidente la necesidad de un diseño cuidadoso de los circuitos, además de distribuir la ganancia total necesaria entre varias etapas. La figura de ruido del receptor no depende de ningún parámetro externo y es una medida de sus cualidades de funcionamiento. Teniendo en cuenta que la potencia de ruido a la entrada es igual a -114 dBm/MHz, la potencia de ruido No puede calcularse mediante la manera siguiente: (25) ⎡ dB ⎤ N o dBm = −114 ⎢ ⎥ + 10log10 ⎡⎣BW MHz ⎤⎦ + NF dB +G dB ⎣ MHz ⎦ ( ) ( ) ( ) ( ) 5.4.3. Expresión de la relación portadora-ruido (C/N)10 Siendo C la potencia de la señal deseada, si en la expresión C/N se reemplaza No por su equivalente de la ecuación (25), se tendrá: (26) ⎤ ⎡ ⎡ dB ⎤ C dB = C − N o = C dBm − ⎢−114 ⎢ ⎥ +10log10 ⎡⎣BW MHz ⎤⎦ + NF dB +G dB ⎥ N ⎣ MHz ⎦ ⎦⎥ ⎣⎢ ( ) ( ) ( ) ( ) ( ) La relación C/N considerada en un punto cualquiera del área de servicio, es la razón entre el valor de la intensidad de campo de la señal útil (portadora de RF) y el nivel de ruido en ese punto, que depende de la figura de ruido del receptor, la ganancia del sistema y la anchura de banda de la señal. 10 William MUMFORD and Elmer SCHEIBE, Noise performance factor in communications systems, Massachusetts, Horizont House. Microwave Inc. Dedham, 1986. 460 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 5.4.4. Nivel de umbral y relación portadora-ruido umbral Para que la señal disponible (portadora de RF) a la entrada de un receptor pueda ser correctamente detectada y demodulada, la portadora siempre deberá igualar o superar un determinado nivel mínimo de señal por encima del nivel de ruido. Este mínimo se conoce como umbral. El valor mínimo de la relación portadora-ruido por encima de la cual la señal puede ser recuperada por el receptor se conoce como “relación portadora-ruido umbral”. Un determinado punto geográfico no se considera bajo el área de cobertura o servicio del transmisor cuando el valor de C/N en ese punto se encuentra por debajo del umbral. 5.4.5. Sensibilidad del receptor La sensibilidad del receptor es la relación portadora-ruido umbral medida en un laboratorio, sin ruido externo, y se determina conectando el generador de señales de prueba directamente al receptor. Este concepto es válido en todos los sistemas de telecomunicaciones. 6. UNIDADES DE POTENCIA Y DE RUIDO En este apartado se presentarán rápidamente, algunas de las unidades de medición más utilizadas en la práctica, con las que seguramente el lector se encontrará en su actividad profesional, en algunas normas técnicas y en textos especializados en la materia. s Decibel referido a milivatio (dBm): Es la potencia en dB referida a un milivatio. Se utiliza en aquellas mediciones en donde los niveles de las señales son comparativamente bajas. s Picovatio (pW): Es igual a una potencia de 10-12W = -90 dBm y se utiliza en cálculos y mediciones donde interviene la potencia de ruido. s Decibel referido a vatio (dBW): Es la potencia en dB referida a un vatio. Se utiliza para cálculos de niveles de señal recibida, así como también el dBm. s Decibel referido a kilovatio (dBk): Es la potencia en dB referida a un kilovatio. Se utiliza en transmisión, debido a los altos niveles de potencia involucrados. s Decibel referido a milivatio psofométrico (dBmp) y picovatio psofométrico (pWp): Son unidades utilizadas en audio para la determinación de la relación señal-ruido psofométrico. Este último es la potencia de ruido dentro de la banda de audiofrecuencia, luego de haber sido filtrada por un filtro psofométrico, cuya respuesta en frecuencia es similar a la del oído humano. s Decibel referido a milivatio videométrico (dBmv) y picovatio videométrico (pWv): Son unidades utilizadas en video para la determinación de la relación señal-ruido videométrico. Este último es la potencia de ruido dentro de la banda de videofrecuencia, luego de haber sido filtrada por un filtro videométrico, cuya respuesta en frecuencia es similar a la del ojo humano. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 461 La utilización de filtros psofométricos o videométricos es importante, a los fines de que el ruido sea integrado solamente dentro de los espectros de frecuencia recibidos por el oído o por el ojo, que son los destinatarios finales de la información transmitida. 7. ONDAS COHERENTES, TRANSMISORES COHERENTES E INTERFERENCIA11 Una onda es coherente cuando mantiene su relación de fase a medida que se propaga. A comienzos del siglo XIX, el físico Young (contemporáneo de Fourier) realizó una serie de trabajos en procura de demostrar la teoría ondulatoria de la propagación de la luz. En la Figura 33 se muestra el experimento de Young, que también arrojó resultados para la teoría corpuscular de la propagación de la luz. Este experimento funciona perfectamente con fuentes de luz de tipo láser. A B Figura 33: Experimento de Young En la figura anterior, puede suponerse que las ranuras A y B corresponden a dos transmisores de una red SFN correctamente sincronizados y por lo tanto, las ondas emitidas resultan coherentes. En consecuencia puede afirmarse que dos transmisores son coherentes cuando transmiten sincronizados en la misma frecuencia manteniendo una relación de fase constante. En la Figura 34 se muestran dos transmisores coherentes transmitiendo sus respectivas señales. Es posible imaginar que se trata de la captura instantánea de una animación, justo en el momento en el que ambos transmisores están transmitiendo en la misma frecuencia f1. 11 BERTELLA, SACCO y TABONE, Reti SFN DVB-T. Elettronica e Telecomunicazione N.º 2, [en línea], Direc- ción URL: < http://www.crit.rai.it/>, [s. f.]. 462 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN En fase Máximos En contrafase Mínimos Figura 34: Interferencia entre dos ondas coherentes Los dos transmisores coherentes se interfieren, creando una serie de máximos y mínimos que surgen de la composición entre los campos generados, que se propagan siguiendo distintas trayectorias. El resultado es que en algunos puntos se sumarán y en otros se restarán. El lugar geométrico de los puntos cuya diferencia de distancia entre los focos es constante es de naturaleza hiperbólica, tal como lo muestra la Figura 35. Se trata de una familia de hipérbolas que definen puntos con “retardo diferencial constante” en el espacio, en los cuales solo se tendrán máximos o mínimos que variarán de acuerdo a la fase. Estas consideraciones son válidas para una sola frecuencia. En el caso de una banda de frecuencias, tal como ocurre con las señales OFDM de TVD que ocupan una anchura de 6 MHz, las relaciones de fase cambian en el espacio, es decir que para otras frecuencias, cambiará la posición de los máximos y los mínimos. Si en el instante de tiempo siguiente se transmite la frecuencia adyacente f2, los máximos y los mínimos de la Figura 34 se habrán desplazado ligeramente en el espacio bidimensional. Figura 35: Lugar geométrico de los máximos y mínimos de ondas coherentes que se interfieren Colocando un analizador de espectro en un punto fijo de ese espacio bidimensional, se obtendrá una imagen tal como la representada en la Figura 36. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 463 La interferencia de dos señales coherentes provoca valles, mínimos o notches y máximos en función de la frecuencia. Los valles son más profundos si los niveles de señales que llegan al punto de medición son similares, ya que se encuentran en contrafase y tienden a anularse. Se denomina “retardo diferencial” al retardo con que llegan al punto de recepción dos señales coherentes. La imagen de la Figura 36 corresponde al retardo diferencial de dos señales coherentes, donde la separación en frecuencia entre los mínimos es igual a la inversa del valor de retardo diferencial entre ambas, en este caso 1 μs. Esta información resulta muy útil para el análisis de las redes SFN y de los desvanecimientos selectivos en frecuencia. Figura 36: Espectro de interferencia de dos señales coherentes 8. DESVANECIMIENTOS O ATENUACIONES DE LA SEÑAL (FADING)12 En ambientes reales, se producen atenuaciones adicionales llamadas desvanecimientos (fading), que obedecen a múltiples causas: múltiples trayectorias de propagación, fenómenos climáticos y conductos producidos por variación del índice de refracción de la atmósfera, entre otros y por lo general dependen de la frecuencia de trabajo, del tipo de señal (analógica o digital) y de la anchura de banda empleada. Estos factores deben tenerse muy en cuenta en los cálculos de área de servicio, agregando el denominado “margen de desvanecimiento”, en función del sistema de transmisión y de los esquemas de modulación utilizados. En este apartado se analizarán únicamente los desvanecimientos que afectan a las señales OFDM de los sistemas de TVD terrestre. 12 BERTELLA, SACCO y TABONE, Reti SFN DVB-T. Elettronica e Telecomunicazione N.º 2, [en línea], Dirección URL: < http://www.crit.rai.it/>, [s. f.]. 464 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 8.1. Desvanecimiento plano Este tipo de desvanecimiento se denomina plano, debido a que la respuesta en frecuencia del sistema es plana y la señal se interrumpe cuando cae por debajo del nivel de umbral. El desvanecimiento plano se produce por la atenuación de trayecto y puede ser fácilmente calculado cuando se dispone de los datos orográficos del terreno y de los parámetros de la estación transmisora, siendo dependiente de la distancia al transmisor. La Figura 37 ilustra el desvanecimiento plano de una señal OFDM. Figura 37: Atenuación uniforme de una señal OFDM afectada por desvanecimiento plano 8.2. Desvanecimiento por trayectoria múltiple También llamado fading rápido, es el que se produce cuando una señal reflejada llega al receptor con cierto tiempo de retraso con respecto a la señal directa. Por esta razón estas señales también son llamadas ecos, ya que las reflexiones alargan la trayectoria de propagación de la señal. Si la señal reflejada llega en contrafase y con el mismo nivel, se cancelarán, dando lugar a un desvanecimiento rápido y bloqueo total. El receptor puede ser fijo o móvil y en este último caso se sumará la interferencia por efecto Doppler. En una red SFN, también son denominadas ecos las señales originadas en los transmisores más lejanos, que llegan al receptor junto con la señal directa proveniente del transmisor más cercano. En este caso, si se cumplen ciertas condiciones de sincronización, los ecos no se consideran interferencias y se transforman en señales útiles. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 465 8.2.1. Desvanecimiento selectivo en el tiempo Es característico del medio de propagación de los sistemas móviles, haciendo que todo el canal radioeléctrico sea variante en el tiempo, lo que provoca variaciones de la atenuación en cada una de las señales de trayectorias múltiples. La Figura 38 ilustra un receptor móvil afectado por el desvanecimiento selectivo en el tiempo. Figura 38: Desvanecimiento por trayectorias múltiples selectivo en el tiempo 8.2.2. Desvanecimiento selectivo en frecuencia13 En las trayectorias múltiples, generalmente cada una de las componentes de frecuencia resulta afectada por distintos niveles de atenuación, además de experimentar retardos diferentes que dependen de la propagación. De este modo, cuando las señales llegan al receptor y se combinan en la antena, aparece un efecto que podría compararse con un proceso de filtrado, dado que las atenuaciones y los cambios de fase serán diferentes para cada componente. Se trata entonces de un desvanecimiento selectivo en frecuencia y sus efectos se muestran en la Figura 39. 13 BERTELLA, SACCO y TABONE, Reti SFN DVB-T. Elettronica e Telecomunicazione N.º 2, [en línea], Dirección URL: < http://www.crit.rai.it/>, [s. f.]. 466 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN Notch selectivo causado por interferencia Habrish&Lüschrift TVD Spectrum Analyzer Figura 39: Desvanecimiento selectivo en frecuencia Se lo denomina selectivo en frecuencia porque solo afecta a una porción del espectro, a una limitada cantidad de frecuencias, provocando que el sistema experimente bloqueo antes de alcanzar el umbral de recepción. La señal puede resultar completamente inutilizable cuando por causa de este desvanecimiento aparecen más errores de los que los sistemas FEC pueden corregir. 8.2.3. Incidencia del desvanecimiento selectivo14 La Figura 40 muestra una sencilla red SFN consistente en dos transmisores TX1 y TX2 sincronizados entre si, de manera que ambas señales resulten coherentes. Se supone que la señal X1(f) emitida por TX1 no sufre atenuación ni retardo, mientras que la señal X2(f) proveniente de TX2, experimenta una atenuación A y un retardo T en comparación con la primera. 2 TX1 X 2 (f) X 1(f) Y(f) TX2 1 Figura 40: Señales coherentes que arriban a un mismo punto 14 BERTELLA, SACCO y TABONE, Reti SFN DVB-T. Elettronica e Telecomunicazione N.º 2, [en línea], Dirección URL: < http://www.crit.rai.it/>, [s. f.]. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 467 En el sitio de recepción 1, la señal recibida en la antena será la suma de las señales de TX1 y TX2: (27) Y(f) = X1(f) + X 2 (f) = X1(f) + A X1(f)e j2πfT = X1(f)⎡⎣1+ A e j2πfT ⎤⎦ La relación C(f) entre la señal recibida y la señal de referencia X1(f) es: (28) C(f) = Y(f) = 1+ A e j2πfT X1(f) La función C(f) es dependiente de la frecuencia y esta formada por la composición de un vector unitario horizontal y un vector giratorio, cuya amplitud es igual a la atenuación diferencial A y cuya fase depende del retardo diferencial T. Los valores de atenuación diferencial se encuentran en el rango 0<A<1. El resultado puede verse en la parte superior de la Figura 41. En la misma figura abajo, se muestra el espectro típico correspondiente a dos señales coherentes provenientes de los transmisores de una red SFN, apreciándose la aparición de máximos y mínimos que dan lugar al desvanecimiento selectivo en frecuencia. 468 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN Im C(f) 2 fT TVD Spectrum Analyzer Re Habrish&Lüschrift Figura 41: Espectro de la suma vectorial de dos señales coherentes La separación en frecuencia entre los mínimos, para más de una señal, es igual a la inversa de T, es decir el tiempo de retardo diferencial. La Figura 42 muestra dos casos diferentes: en a) los niveles de las dos señales son muy similares, mientras que en b) las diferencias de amplitud son grandes. En ambas situaciones el tiempo de retardo entre el eco y la señal original es de 1 μs. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 469 Figura 42: Espectros de la suma vectorial de dos señales coherentes La Figura 43 muestra la configuración necesaria para realizar mediciones de señales coherentes. Los niveles y fases de las señales que ingresan al analizador de espectro se ajustan a la salida de cada transmisor. La Tabla 1 resume todos los resultados visualizados en la pantalla. Las diferencias de niveles a la entrada del analizador se encuentran en la columna izquierda, mientras que en la columna derecha se consignan las diferencias entre los máximos y los mínimos de la señal. GPS 10 MHz MODULADOR 1 GPS 10 MHz 1 pps 1 pps ADAPTADOR SFN + DIVISOR + GPS 10 MHz 1 MHz 1 pps MODULADOR 2 Figura 43: Configuración de equipos para la medición de la suma de ondas coherentes 470 CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN Utilizando una escala de 10 dB/división, la pantalla del analizador muestra una diferencia de unos 24,8 dB entre un máximo y un mínimo, cuando la diferencia de niveles a la entrada es de solo 1 dB. Diferencia de niveles a la entrada del analizador (dB) Diferencia entre máximos y mínimos (dB) 0 ∞ 1 24,8 3 15,3 10 5,7 20 1,7 Tabla 1: resultados de las mediciones de señales coherentes15 Este tipo de ensayos permite estimar la diferencia de niveles a la entrada del analizador, midiendo la diferencia entre máximos y mínimos cuando ingresan dos señales y tiene gran aplicación en el análisis de redes SFN. En dichas redes, es necesario asegurar que los ecos no tengan el mismo nivel que la señal directa, de modo que los notches visualizados resulten tan reducidos como sea posible, pues en caso contrario la relación C/N empeorará en forma notable, pudiendo causar auto interferencia destructiva de las señales de la red. Resulta claro que cuando se observan valles muy profundos en las mediciones de una red SFN, una posible solución consiste en reducir la potencia de uno de los transmisores. Este fenómeno se denomina “ganancia de red SFN” y se estudiará en el capítulo siguiente. En todos los casos la evaluación deberá hacerse con el mayor cuidado, ya que podrían aparecer otros efectos secundarios indeseables, tales como la reducción del área de servicio del transmisor cuya potencia se va a reducir, que en el caso de incluir áreas pobladas podría ser impracticable. Los programas de cálculo asistido por computadora permiten hacer estas estimaciones rápidamente y ayudan al proyectista a tomar las decisiones necesarias. 15 BERTELLA, SACCO y TABONE, Reti SFN DVB-T. Elettronica e Telecomunicazione N.º 2, [en línea], Dirección URL: < http://www.crit.rai.it/>, [s. f.]. CAPÍTULO 13 — CONCEPTOS DE PROPAGACIÓN 471 BIBLIOGRAFIA AGILENT TECHNOLOGIES, Application Notes Power measurements basics. — Noise figure measurements. AN 57-3. — Spectrum analysis basics. AN 150. — Spectrum analysis measurements and noise. AN 1303. ALDENA, EM Lab. Software para cálculo de cobertura de redes de TV, [en línea], Dirección URL: <http://www.aldena.it/>, [s. f.]. ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre. Receptores, Norma ABNT NBR 15604, [s. e.], [s. l.], 2007. BERTELLA, SACCO e TABONE, “Reti SFN DVB-T”. Elettronica e Telecomunicazione Num. 2, [en línea], Dirección URL: <http://www.crit.rai.it/>, [s. f.]. 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RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS, Planning criteria, including protection ratios, for digital terrestrial television services in the VHF/ UHF bands, Recommendation UIT-R BT.1368-9, 2011. — Criterio Error Second Ratio, Documento UIT 6E/64-E, [s. a.]. — Métodos de predicción de punto a zona para servicios terrenales en la gama de frecuencias de 30 a 3000 MHz, Recomendación UIT-R P.1546-4, 2009. — Métodos de corrección de errores, de configuración de trama de datos, de modulación y de emisión para la radiodifusión de televisión digital terrenal, Recomendación UIT-R BT.1306-3, 2006. LONGLEY and RICE, Prediction of tropospheric radio transmission loss over irregular terrain (ITM). A computer method, [s.l.], [s. e.], 1968. MUMFORD, William and Elmer SCHEIBE, Noise performance factor in communications systems, Massachusetts, Horizont House. Microwave Inc. 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INTRODUCCIÓN La radiodifusión nació a partir de la necesidad de difundir información y entretenimiento, dentro de áreas o zonas geográficas lo más amplias posibles, para que pudiera ser recibida por la mayor cantidad de audiencia (este es el origen de la palabra broadcasting en inglés). Desde un punto de vista estrictamente técnico, también puede ser descripta como “transmisión punto a multipunto”, aunque este concepto no llega a reflejar la verdadera dimensión del tema ni la diversidad de disciplinas profesionales involucradas en la actividad. Este capítulo esta dedicado a un tema de gran importancia para la radiodifusión, tanto, que de él depende el éxito o el fracaso de la misma. En efecto, no importa tanto la tecnología con la cual esté equipada la emisora, el disponer de un elenco de artistas de gran relieve y la posibilidad de generar imágenes de la más alta definición, si no se puede llegar adecuadamente y con buena calidad de señal hasta el receptor del usuario. Un reconocido ingeniero de TV de nuestro medio suele decir “No importan los bits transmitidos, importan los bits recibidos…”, frase que sintetiza la importancia que tiene de la palabra cobertura en TVD-T. La cobertura y la planificación de los servicios de TV han sufrido cambios importantes con la introducción de la TVD. La conocida tecnología de las redes MFN (Multiple Frequency Network) involucra el uso de varias frecuencias para dar servicio en áreas cuya extensión es tal, que no resulta posible cubrirlas con un solo transmisor, siendo necesario instalar repetidoras con frecuencias de emisión diferentes a la del transmisor principal. Los criterios y herramientas 473 474 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN de cálculo de cobertura MFN para TV analógica y TV digital son similares y en general, los conocimientos adquiridos en la primera pueden ser utilizados sin inconvenientes en los nuevos sistemas digitales. Sin embargo, las redes formadas por transmisores que operan en la misma frecuencia, llamadas SFN (Single Frequency Network) plantean nuevos desafios y ya nada es igual que antes en materia de cálculos de cobertura. Para esta tarea, es necesario contar con software especializado capaz de resolver complejos algoritmos, prácticamente imposibles de ser ejecutados en forma manual, debido a la enorme cantidad de datos que se deben procesar. Si bien en este libro se estudia exclusivamente el sistema ISDB-Tb, para la preparación y desarrollo de este capítulo se han tenido en cuenta los avances y el estado del arte del sistema europeo DVB-T, dado que la base técnica de ambos es exactamente la misma: multiplexación OFDM con modulación de portadoras QPSK, 16-QAM y 64-QAM. Por otra parte, en el momento de escribir este trabajo, DVB-T ha sido la norma adoptada por dos países latinoamericanos, y en este sentido, resulta de interés presentar ciertas bases teóricas comunes sobre el funcionamiento de las redes SFN, que puedan ser de aplicación en toda la región. 1.1. Documentación relativa a la planificación y cálculo de cobertura en TVD-T A continuación se presenta una breve descripción de la documentación técnica más importante, relativa a la planificación y cálculo de áreas de cobertura de redes MFN y SFN. 1.1.1. Recomendación UIT-R P.1546-41 Esta recomendación se títula Métodos de predicción de punto a zona para servicios terrenales en la gama de frecuencias de 30 a 3000 MHz. El término punto a zona es equivalente a punto a multipunto. En este documento se resumen todos los estudios empíricos realizados a partir de la segunda mitad del siglo XX e incluye el cálculo de trayectos terrestres, troposféricos, marítimos y mixtos. Es de particular importancia el Anexo 5 de la recomendación: “Información adicional y procedimientos de aplicación del método de predicción” s Variabilidad temporal: Las curvas de propagación incluidas en esta recomendación, representan los valores de intensidad de campo rebasados el 50%, 10% y 1% del tiempo. En general la primera se utiliza para cálculos de cobertura y las dos últimas para la planificación, en la determinación de posibles interferencias a mayores distancias (más allá de la zona geográfica de cobertura). s Variabilidad espacial (ubicaciones): Las curvas representan los valores de intensidad de campo superados en el 50% de las ubicaciones. Las ubicaciones se consideran áreas de 500 x 500 metros y pueden ser considerados otros porcentajes agregando coeficientes de corrección (punto 12 del Anexo 5). 1 INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS, Métodos de predicción de punto a zona para servicios terrenales en la gama de frecuencias de 30 a 3000 MHz, Recomendación UIT-R P.1546-4, 2009. CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 475 En el apartado titulado “Curvas UIT-R Recomendación P.1546-4 y P.370-4” del capítulo anterior, se presentaron ejemplos de este tipo de curvas. Un detalle a tener en cuenta, es que la TVD-T puede ser recibida con receptores móviles ubicados en embarcaciones. Por este motivo, las curvas del 50% sobre trayectos marítimos pueden ser utilizadas para el cálculo de cobertura en navegación, a distancias ópticas de las plantas transmisoras. Prácticamente todos los programas para el cálculo de áreas de cobertura asistido por computadora, utilizan esta recomendación para la definición de sus procedimientos. 1.1.2. Recomendación UIT-R BT.1368-92 Su título es: Planning criteria, including protection ratios, for digital terrestrial television services in the VHF/ UHF bands. Contiene los criterios de planificación para los estándares ATSC, DVB-T, ISDB-T y DMB-T, junto con los criterios de convivencia con los sistemas analógicos hasta el momento del “apagón analógico”, incluyendo relaciones de protección para la coexistencia de señales cocanal, canal adyacente inferior, canal adyacente superior e intensidad de campo mínima necesaria para que los receptores muestren la información transmitida. 1.1.3. Recomendación UIT-R P-526 Esta recomendación es prácticamente un tratado de propagación por difracción y en ella se presentan varios modelos que muestran el efecto provocado por la difracción en la intensidad de campo eléctrico recibida. Aplican a diferentes tipos de obstáculos y a diversas geometrías de trayecto y son muy utilizados por los programas de cálculo asistido de cobertura que trabajan con datos orográficos del terreno. 1.1.4. Reporte UIT-R BT.22093 Titulado Calculation model and reference receiver characteristics of ISDB-T system, este reporte ofrece una detallada descripción de las características del receptor dentro de un ambiente SFN. En estos casos, debe tenerse muy en cuenta que los receptores no responden de la misma manera que en áreas MFN y que los mismos deben ser diseñados para su correcto funcionamiento en ambas situaciones. Para SFN, los valores de intensidad de campo, la relación C/I (portadora/interferencia), los retardos de los ecos recibidos, la sincronización de la ventana FFT, entre otros, son factores muy criticos en un receptor. Contrariamente a lo que ocurre con la TV analógica, los radiodifusores deberían interesarse y participar en la preparación de las especificaciones técnicas de los receptores, ya que el gran 2 INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS, Planning criteria, including protection ratios, for digital terrestrial television services in the VHF/ UHF bands, Recommendation UIT-R BT.1368-9, 2011. 3 Calculation model and reference receiver characteristics of ISDB-T System, Reporte UIT-R BT.2209, 2010. 476 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN esfuerzo tecnológico involucrado en el desarrollo e implementación de una red SFN podría ser totalmente en vano, si los receptores no cumplen adecuadamente con ciertas exigencias. 1.1.5. Método de cálculo de cobertura Okumura-Hata UIT 529 Es un método de cálculo de cobertura para la recepción de señales en receptores portátiles, a una distancia de hasta 10 kilométros de la emisora. 1.1.6. Nuevos criterios para la evaluación del punto de corte de las señales de TVD-T Los criterios tradicionales para la evaluación del punto de corte de la señal, que permiten determinar la mínima intensidad de campo necesaria para establecer el límite de cobertura de un servicio de TVD-T no resultan adecuados para ser aplicados en recepción móvil. El motivo es sencillo de comprender: la recepción en un punto fijo, permite disponer de tiempo suficiente para que los receptores o instrumentos de medición midan, muestreen y registren los valores exactos de intensidad de campo en el momento de producirse el corte. Esta condición es imposible de cumplir en la recepción móvil. 1.1.6.1. Criterio SFP (punto subjetivo de falla) La Recomendación UIT-R BT.1368-9 mencionada antes, incluye el criterio SFP en su Anexo 7. Este criterio corresponde a la calidad de imagen con no más de un error visible en la imagen en un tiempo medio de observación de 20 segundos. La señal de entrada (D, por deseada) se establece en -60 dBm y la señal interferente (U, por no deseada, ruido blanco) se incrementa en pasos de 0,1 dB hasta llegar al corte. La Recomendación 1368-9 propone que este parámetro sea adoptado por todas las normas. En base a la nomenclatura de señal deseada y señal interferente utilizada por la UIT, la relación C/I también suele ser denominada relación D/U. 1.1.6.2. Criterio ESR5 (Erroneous second ratio) El ESR5 o relación de error por segundo dentro del 5% del tiempo de la ventana de medición, de acuerdo al Documento UIT-6E/64-E, se utiliza para determinar la calidad de transmisión en recepción portátil y móvil, en lugar del SFP o de los métodos tradicionales. Tiene la gran ventaja de que las mediciones pueden ser realizadas de manera automática, cosa que no es posible con el primer criterio. Una determinada señal cumple con el criterio ESR5 cuando no transcurre más de 1 segundo de tiempo de recepción de paquetes que contienen errores no corregibles, dentro de una ventana de 20 segundos. También se considera que la señal no cumple con el criterio, cuando existe una pérdida de sincronización del flujo TS MPEG-2 dentro de dicha ventana. La proporción 1/20 corresponde al 5% del tiempo de duración de la ventana, y de allí la denominación. 477 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 2. REDES DE FRECUENCIAS MÚLTIPLES (MFN)4 A los fines del cálculo de cobertura, cada estación de la red se considera individualmente, de manera similar a los sistemas analógicos. El primer paso consiste en determinar el valor de la intensidad de campo mínima necesaria para la operación del receptor con antena fija, ubicada en el exterior de la vivienda, a la altura del techo. Considerando la banda de UHF, se reproducen a continuación una de las tablas de la Rec. 1368-9: Rango UHF - Banda de frecuencia 600 MHz Configuración Parámetro DQPSK 1/2 QPSK 1/2 16-QAM 3/4 64-QAM 7/8 Ancho de banda de ruido (MHz) BW 5,6 5,6 5,6 5,6 Figura de ruido del receptor (dB) F 7,0 7,0 7,0 7,0 Tensión de ruido de entrada al receptor (dB/μV) UN 9,1 9,1 9,1 9,1 Relación C/N a la entrada del receptor (dB) C/N 6,2 4,9 14,6 22,0 Ruido urbano (dB) - 0 0 0 0 Tensión mínima de entrada al receptor (dB/μV) Umín 15,3 14,0 23,7 31,1 Factor de conversión (dB) K 21,9 21,9 21,9 21,9 Pérdidas de la línea de transmisión (dB) Lf 3,0 3,0 3,0 3,0 Ganancia de la antena (dB) G 10,0 10,0 10,0 10,0 Mínima intensidad de campo para recepción fija (dBμV/m) Emín 30,2 28,9 38,6 46,0 Tabla 1: Valores mínimos de intensidad de campo para ISDB-Tb 2.1. Determinación del valor medio mínimo de intensidad de campo En el Apéndice 1 del Anexo 3 de la Recomendación UIT-R BT.1368-9 se describe el procedimiento de cálculo del valor medio mínimo de intensidad de campo necesario para la recepción de señales de TV en distintas condiciones. El lector puede consultar ese documento para mayores detalles. En la Figura 1 y en la Figura 2, se muestra dicho procedimiento, y se detallan todos los parámetros que intervienen. 4 INTERNATIONAL TELECOMMUNICATION UNION. RADIOCOMMUNICATION STUDY GROUPS, Métodos de predicción de punto a zona para servicios terrenales en la gama de frecuencias de 30 a 3000 MHz, Recomendación UIT-R P.1546-4, 2009. 478 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Figura 1: Cálculo del valor medio mínimo de intensidad de campo (Parte 1) CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 479 A los fines de la planificación y de acuerdo al tipo de recepción, los valores medios mínimos de intensidad de campo resultan: Para recepción fija en viviendas, con antenas instaladasa nivel de techo: E med = E mín + P mmn + C L (xii) Para recepción movil y portátil externa: E med = E mín + P mmn + C L + L h (xiii) Para recepción movil de mano y portátil interna: E med = E mín + Pmmn + C L + L h + L b (xiv) Donde: Pmmn : Factor de ruido provocado por el hombre, de acuerdo a UIT - R P.372 - 10 (dB) CL : Lh : Factor de corrección del sitio o ubicación (dB) Pé rdida s por altura cuando se considera el punto de recepción a 1,5m Lb : sobre el suelo (dB) Pé rdidas adicionales por recepción dentro de un edificio o vehículo (dB) El factor de corrección del sitio o ubicación se calcula con la ayuda de la siguiente ecuación: (xv ) Donde: Desviación estándar macro escala (5,5 dB) Desviación estándar de las pérdidas por atenuación dentro de edificios (dB) Factor de distribución según el porcentaje de las ubicaciones. Los valores son: 0,52 para el 70% de las ubicaciones 1,28 para el 90% de las ubicaciones 2,33 para el 99% de las ubicaciones Figura 2: Cálculo del valor medio mínimo de intensidad de campo (Parte 2) 2.2. Consideraciones generales Al abordar un proyecto de cálculo de cobertura MFN deben tenerse en cuenta algunos conceptos que por su importancia, se describirán a continuación. 2.2.1. Figura de ruido del receptor De acuerdo a las fuentes de consulta utilizadas, los valores de figura de ruido a emplear en los cálculos varían ligeramente. En el Anexo C de la norma brasileña ABNT NBR 15604, 480 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN se establecen 10 dB, mientras que en el Anexo 3 de la Recomendación UIT-R BT.1368-9 se especifican 7 dB para la banda UHF y 5 dB para la banda de VHF. Para cálculos de cobertura, estos últimos valores resultan más acordes, debido a los avances tecnológicos implementados en los nuevos receptores. 2.2.2. Ganancia de antena receptora El valor de este parámetro se encuentra normalizado de acuerdo al servicio cuya cobertura se desea calcular: fijo, portátil externo, portátil interno y banda utilizada. Para el caso de recepción fija en la banda de UHF, se consideran 10 dBd. 2.2.3. Porcentaje de las ubicaciones En la determinación de áreas de cobertura para el servicio analógico, se utilizan las curvas 50/50. Si bien las señales pueden haber sufrido una importante degradación a lo largo de su trayectoria, aún pueden ser recibidas en áreas marginales. Para que los usuarios que habitan estas zonas puedan recibir TVD-T, es necesario agregar un factor de corrección que permita expresar el aumento necesario en el nivel de la señal recibida con respecto a los cálculos basados en curvas 50/50. Esta diferencia se debe al “efecto abismo” o “efecto Cliff” que existe en la TVD-T, que invalida toda posibilidad de recepción en zonas marginales. Llevando las probabilidades de las ubicaciones al 70%, 95% o 99% se tiene en cuenta este aspecto, representado mediante el factor μ de la ecuación (xv) en la Figura 2. 2.2.4. Relación portadora ruido mínima (C/N) Este dato es de extrema importancia, ya que de él depende la robustez del sistema. Los esquemas de modulación más robustos requieren una relación C/N más baja. Para la recepción de TVD-T con antenas fijas, se debe tener en cuenta la relación C/N en el modelo de canal de propagación de Rice, mientras que para la recepción con antenas internas se debe utilizar el modelo de Rayleigh (ambos conceptos fueron estudiados en el Capítulo 13). En la práctica, se suele agregar un coeficiente de seguridad de 2 a 3 dB. En los sistemas de transmisión punto a multipunto, por ejemplo la radiodifusión, no puede tomarse en cuenta el modelo de Gauss y por lo tanto, los datos de relación C/N para este caso son meramente ilustrativos. 2.3. Cálculo de cobertura Una vez obtenido el nivel mínimo de campo necesario de acuerdo al tipo de recepción considerado, se puede determinar el área de servicio cubierta (si la estación ya está instalada) o que se desea cubrir (si se trata de un proyecto), en función de los datos y parámetros de transmisión disponibles. Cuando no se disponía de los métodos asistidos por computadora, la realización de estos cálculos era muy laboriosa, ya que se debía partir de las curvas de Longley y Rice y calcular CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 481 punto por punto cada uno de los lugares geográficos que se deseaba cubrir, para lo cual era necesario contar con un estudio previo de la orografía y de los obstáculos del terreno, aplicando los criterios correspondientes a cada tipo de obstáculo. Con esa información en mano, se comienza calculando la potencia irradiada equivalente del sistema transmisor-antena, al menos para cada grado de azimuth y de elevación, lo que implica tener en cuenta los diagramas de radiación horizontal y vertical de la antena. La lista de pasos a seguir es extensa y el método de cálculo manual puede ser consultado en el Anexo 6 de la Recomendación UIT-R P.1546-4, bajo el titulo “Procedimiento paso a paso”. En la actualidad existen programas de cálculo asistido por computadora que se basan en la Recomendación mencionada, en la UIT-R BT.1368-9 y en otros algoritmos que se mencionarán más adelante. Estos programas incluyen bases de datos orográficos y poblacionales que permiten calcular con suma rápidez no solo el área efectivamente cubierta y la intensidad de campo en cada punto geográfico, sino también la población comprendida dentro de esa área. Este último es un dato valioso, de interés social y económico para los medios de comunicación masiva. Más adelante, se mostraran procedimientos de cálculo de cobertura de estaciones MFN, como parte del proceso completo que se utiliza en las redes SFN, mediante software especializado. Los parámetros de transmisión de las normas basadas en un esquema de modulación COFDM son varios y las posibilidades de combinaciones entre ellos también son numerosas. 2.3.1. Criterios para la selección de los parámetros de transmisión Los criterios para la selección de parámetros han sido estudiados con todo detalle, a partir del capítulo 4 de este libro. Todos ellos son fácilmente determinables con la ayuda de la Calculadora ISDB-Tb presentada en el Capítulo 5. Sin embargo, será necesario volver sobre algunos de ellos, en particular las tasas de transmisión. La relación existente entre el C/N y la tasa es fundamental y será tratada a lo largo del estudio de las redes SFN, ya que su influencia es notablemente mayor que en MFN, que puede considerarse un caso particular de las anteriores. 3. REDES DE FRECUENCIA ÚNICA (SFN) Las redes SFN ofrecen los mismos servicios que las redes MFN. La Figura 3 muestra un esquema con algunas de las posibilidades más comunes, con sus respectivos dispositivos de recepción. Aunque pueda parecer trivial en este momento, el concepto de servicios y programas transmitidos es un factor muy importante, pues son y deben ser los mismos en todos los emisores que conforman la red SFN. CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN RECEPCIÓN FIJA EN PANTALLA ANCHA (WIDE SCREEN) BTS MODULADOR ISDB-T PH ILLIPIN S CODIFICADOR MPEG TS HDTV MPEG TS CODIFICADOR SDTV MPEG TS CODIFICADOR LDTV REMULTIPLEXOR ISDB-T 482 RECEPCIÓN MÓVIL O FIJA RED DE DIFUSIÓN TERRESTRE MFN ó SFN RECEPCIÓN PORTÁTIL Figura 3: Servicios ofrecidos por las redes de TVD-T La principal ventaja de las redes SFN es la posibilidad de trasmitir el mismo programa, con trasmisores que operan en la misma frecuencia en áreas de cobertura superpuestas, a diferencia de las redes analógicas donde esto definitivamente no es factible. La operación de múltiples transmisores en la misma frecuencia, implica un importante ahorro de espectro para los planificadores, ya que permite adjudicar una sola frecuencia al mismo Radiodifusor en toda el área de servicio, normalmente una región bastante amplia. Para que esto resulte posible, deben cumplirse algunas condiciones básicas y otras más específicas que se estudiarán en el presente capítulo. Las condiciones básicas son las siguientes: s Operar en la misma frecuencia. s Transmitir el mismo programa. s Trasmitir la misma información, es decir los mismos bits de manera sincronizada en todos los trasmisores de la red. Esto significa: o Utilizar la misma relación de codificación convolucional y el mismo esquema de modulación. o Emplear el mismo modo e intervalo de guarda. El intervalo de guarda es el elemento fundamental que posibilita el funcionamiento de las redes SFN. o Utilizar el mismo canal virtual (número que identifica al programa transmitido en la grilla de canales, según lo visto en el Capítulo 6), s Los “ecos” provenientes de varios transmisores de la red que llegan a un determinado punto de recepción, deben hacerlo dentro del intervalo de guarda con el cual se ha configurado la red. En una SFN, se denomina “eco” a todas las demás señales que llegan a la antena, además de la señal directa. Más adelante se describirán algunos métodos para sincronizar señales que llegan fuera del intervalo de guarda, las que a priori, causarían interferencias intersímbolo e imposibilitarían el correcto funcionamiento de la red. CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 483 3.1. Transmisores de una red SFN La Figura 4 muestra una red SFN en la que además, se ha instalado un Gap-Filler (repetidora de baja potencia que retransmite en la misma frecuencia) dentro del área de servicio del transmisor TX 3. En los párrafos que siguen se explicarán sus principios de funcionamiento. ÁREA DE SERVICIO ZONA DE SOMBRA GAP FILLER CIUDAD 2 RUTA TX 3 SFN LOCALIDAD 2 ÁREAS DE SERVICIO TX 2 LOCALIDAD 1 TX 1 CIUDAD 1 TRANSMISOR PRINCIPAL Figura 4: Esquema de una red SFN con Gap-Filler incluido La señal es generada por el Transmisor Principal que tiene su propia área de cobertura, normalmente en una ciudad de cierta importancia. Puede verse una ruta que vincula las diversas localidades a cubrir por medio de los transmisores adicionales TX 1, TX 2 y TX 3, existiendo un solapamiento de las áreas de cobertura, excepto entre TX 2 y TX 3, donde una parte de la ruta queda sin cubrir. En estas áreas, donde no existe superposición de señales, no será necesario que los transmisores estén sincronizados. Para eliminar esta zona de silencio, será necesario incrementar la cobertura de ambos transmisores, o bien colocar un transmisor adicional, respetando las condiciones de funcionamiento mencionadas. Analizando la figura con detenimiento, se deduce que la programación debe ser enviada desde el Transmisor Principal hacia el TX 3 por medio de un radioenlace, fibra óptica o vinculo 484 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN satelital y no podrá emplearse la modalidad “en banda” (es decir la técnica de “repetición” de señal). Suponiendo que dentro del área de servicio de TX 3 existe un obstáculo que impide la recepción en una parte del área de servicio proyectada, puede resultar conveniente la instalación de un Gap Filler, cuyo funcionamiento es similar al de una repetidora, comúnmente llamada “en banda”, ya que retransmite la señal que recibe desde el transmisor principal en la misma frecuencia. El Gap Filler es un dispositivo con circuitos especialmente diseñados y una potencia de salida limitada a unos pocos vatios, a los fines de evitar una realimentación positiva entre la salida y la entrada del equipo. Se utilizan en los siguientes casos: s Áreas sucesivas servidas en la misma frecuencia, posibilitando que un receptor móvil pueda sintonizar el mismo programa durante todo el trayecto de desplazamiento. s Zonas de sombra o de silencio, permitiendo asegurar la recepción móvil y fija en toda al área geográfica proyectada. 3.1.1. Repetidoras y Gap Fillers La Figura 5 muestra el esquema de una instalación para una repetidora o bien, para un Gap Filler, cubriendo la zona de sombra del transmisor principal, cuya señal esta siendo obstruida por un edificio (aunque la obstrucción podría deberse a la orografía del terreno). A la izquierda, los círculos de mayor diámetro representan el área de servicio del transmisor principal, mientras que los más pequeños sombreados en gris corresponden el área de sombra provocada por un obstáculo. Se presentan dos soluciones posibles: con repetidora analógica, utilizando dos frecuencias distintas f1 y f2 y con Gap Filler digital, operando con una sola frecuencia f1. f1 f1 f2 SOLUCIÓN ANALÓGICA f1 Antena receptora f1 Antena transmisora f1 SOLUCIÓN DIGITAL Figura 5: Repetidora analógica / Gap Filler digital f2 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 485 Empleando una repetidora analógica, la antena receptora recibe la señal del transmisor principal en la frecuencia f1, la procesa en una frecuencia intermedia (FI) y la retransmite en la frecuencia f2. Esta última es necesaria a los fines de evitar la realimentación positiva entre la salida y la entrada del sistema y resulta claro que las antenas no necesitan estar desacopladas (alejadas) ya que la frecuencia de salida de la repetidora es distinta a la de entrada y no existe realimentación. Sin embargo, deben tomarse algunas precauciones: f2 no puede corresponder a un canal adyacente ni diferir de f1 en un valor igual a la FI, ya que podría dar lugar a la realimentación. En los sistemas digitales que emplean un Gap Filler, gracias al intervalo de guarda del sistema OFDM, la señal realimentada puede ser considerada como un eco que llega dentro del tiempo de duración del intervalo y por consiguiente, no se comporta como una interferencia. Esto posibilita transmitir con la misma frecuencia f1 dentro del área de sombra. En este caso tambien se debe tener cierto cuidado: las antenas de transmisión y recepción deben estar físicamente separadas, tal como se muestra en la Figura 5, procurando lograr el mayor desacoplamiento posible. Además son necesarios algunos circuitos especiales llamados “canceladores de eco” o “canceladores de interferencia por acoplamiento (realimentación)”, de acuerdo a cada fabricante. Normalmente, las potencias de estos dispositivos no superan los 50 vatios. Debe prestarse mucha atención a la hora de elegir el sitio para instalar el Gap Filler, ya que podría ser alcanzado por las señales generadas por otros transmisores de la misma red, siendo mayores las posibilidades de acoplamiento cuando los sitios están ubicados en alturas relativamente importantes. 3.2. Señales y ecos En la Figura 6 se representa la situación de un receptor (1) que recibe señales provenientes de los transmisores TX 1, TX 2 y un eco o reflexión de TX 1. Para este receptor, las tres señales pueden ser útiles si todas llegan dentro del tiempo de duración del intervalo de guarda. Es muy probable que la antena de este usuario se encuentre orientada hacia TX 1, razón por la cual las señales provenientes del transmisor TX 2 y el eco llegaran atenuadas por la directividad de la antena y la longitud del trayecto. 2 TX1 TX2 1 Figura 6: Señales recibidas por receptores fijos en una red SFN 486 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Mas adelante, se verán algunas de las técnicas que el receptor utiliza para posicionar la ventana de cálculo de la transformada FFT. Estas técnicas, llamadas sincronización secundaria, constituyen la principal diferencia entre un receptor que funciona en un ambiente SFN y uno que recibe señales de trasmisores MFN. También se verá que, cuando se cumplen ciertas condiciones, todos los ecos pueden contribuir en el incremento del valor de intensidad de campo, concepto que se conoce como “ganancia de red”. De aquí en adelante y por simplicidad, la denominación “eco” servirá para referirse a todas las señales de la misma red SFN que llegan al receptor. En este tipo de redes, una señal que se considera “directa” en un determinado punto de recepción, puede convertirse en un “eco” cuando el receptor es cambiado de posición, aunque sea ligeramente. Para el caso de un receptor ubicado en el interior de una vivienda, equipado con una antena tipo “V” o similar, de acuerdo a lo estudiado en el Capítulo de Propagación, se aplica el modelo de Rayleigh, con el agregado de ecos variables provocados dentro de la vivienda, por movimiento de objetos o personas. En los procedimientos de cálculo de cobertura con antenas internas, se deben considerar los parámetros correspondientes para este tipo de recepción. Por otro lado, en la Figura 7 se muestran las señales que llegan a un receptor en movimiento dentro de un ambiente SFN. Un receptor móvil puede desplazarse a velocidades muy altas, de unos 300 km/h en el caso de los trenes de alta velocidad. Figura 7: Señales recibidas por receptores móviles en una red SFN El modelo de propagación también corresponde a un canal Rayleigh, al que se suman problemas adicionales provocados por el efecto Doppler y reflexiones fluctuantes en obstáculos naturales y construidos por el hombre, con un comportamiento cambiante a medida que el vehículo se desplaza. El servicio móvil es fundamentalmente el de recepción parcial o one seg, pero también puede ofrecerse multicast de servicios móviles en SDTV. Actualmente se está experimentando con HDTV móvil, utilizando dos antenas sobre el vehículo para crear diversidad de espacio. 487 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 3.3. Intervalo de guarda de la señal Se recomienda al lector el repaso atento de los conceptos referentes al intervalo de guarda de la señal OFDM estudiados en los Capítulos 4 y 11. En este apartado se retomará y profundizará el análisis de este importante componente de la señal. En la Figura 8 puede verse un receptor al cual llegan dos señales de la misma red, provenientes de TX 1 y TX 2. Se observa que la señal de TX 1 llega antes que la de TX 2, porque recorre un trayecto mas corto. Para facilitar el análisis que sigue y por ser la que llega al receptor retardada con respecto a TX 1, se denominará “eco” a la señal originada por TX 2. TS TX 2 TX 1 TX 1 TX 2 Si Δt < TG la SFN funciona Si Δt > T G la SFN no funciona Sn TG Sn+1 Sn-1 A) TG Sn TG 1 Sn+1 Δt Receptor Δt = T 2 - T1 VENTANA FFT ISI T2 T1 TG TU TX 1 TG Sn TG Sn+1 ISI TX 2 Sn-1 B) TG Sn 2 TG Δt Figura 8: Intervalo de guarda en redes SFN En este ejemplo, el receptor se sincroniza con la señal proveniente de TX 1, abriendo la ventana FFT al comienzo del tiempo útil del símbolo para demodular la señal. Puede verse con claridad, que el flanco ascendente de la ventana coincide con el inicio de TU. Se consideran dos casos posibles: en A) la llegada del eco se produce dentro del intervalo de guarda de TX 1 y en B) el eco arriba poco después de finalizado dicho intervalo. En ambas situaciones se producirá interferencia intersímbolos ISI, pero con distintos resultados. En A), cuando el retardo Δt es menor que TG, la ISI se producirá dentro del intervalo de guarda de la señal TX 1, que afectará solamente a la información redundante del símbolo Sn, que además se encuentra fuera de la ventana. En cuanto al eco, si bien el retardo Δt deja fuera de la ventana a la parte final 1del símbolo Sn, esta parte se encuentra replicada en el intervalo de guarda del eco. Por lo tanto, dentro de la ventana FFT se encuentran únicamente muestras de un mismo símbolo5, aportadas tanto por la señal TX 1 como por el eco, con la totalidad de 5 N del R: Los ecos que llegan al receptor y sus características (retardo y amplitud) dependerán de la respuesta lineal que presenta el canal. Para el caso de una red SFN, las señales provenientes de todos los transmisores pueden ser consideradas como ecos producidos por una única señal y un único canal. El resultado final en el receptor será una señal igual a la suma de todos los ecos. Estrictamente se produce una convolución lineal en el dominio temporal de 488 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN las muestras de Sn en ambos casos, pero desalineadas temporalmente. Cuando el procesador FFT calcula la transformada, los espectros resultantes en ambas señales serán exactamente iguales en módulo, pero diferirán en sus valores de fase. Esta diferencia, provocará un giro del diagrama de constelación que deberá ser compensado, con el objetivo de minimizar los errores antes de iniciar el desmapeo de los símbolos. Existen diversas técnicas de compensación6, algunas de ellas muy complejas y de su eficiencia dependerán los errores que se trasladarán a las siguientes etapas, que deberán ser corregidos por el sistema FEC. Volviendo a la Figura 8, en B) puede verse que el retardo Δt es mayor que TG y que la interferencia ISI sobre la señal TX 1 continua una vez finalizado el intervalo de guarda. No solo resulta afectada la información redundante del símbolo Sn, sino también las primeras muestras de este símbolo que se encuentran dentro de la ventana y que no están repetidas en ninguna otra parte de la señal TX 1. Para la información transportada por el eco, puede verse que la parte final 2del símbolo Sn queda fuera de la ventana, pero las muestras de ese sector se encuentran completamente replicadas en el intervalo de guarda. Sin embargo, también quedan fuera de la ventana varias muestras que anteceden a la parte 2y que no se repiten en ningún otro lugar de este eco. En definitiva, la ventana FFT no solo contiene muestras correspondientes al símbolo Sn, también aparecerán muestras del símbolo Sn-1. Ante esta situación, el procesador FFT entregará a su salida la información correspondiente a la composición espectral de dos símbolos, apartándose del resultado esperado, es decir, con errores que inicialmente no admiten compensación. Estos errores avanzarán hacia las etapas siguientes del receptor, siendo altamente probable que el sistema de FEC no pueda corregirlos a todos. En este caso, el eco se transforma en interferente y puede llegar a destruir completamente la señal si su nivel excediera el límite de protección por interferencia cocanal, impidiendo el funcionamiento de la red SFN. 3.3.1. Criterios de selección del intervalo de guarda para proyectos de redes SFN Durante la etapa de proyecto, es necesario considerar qué servicios debe prestar la red. Por ejemplo, se debe decidir si se prestará servicio móvil o fijo. Con respecto a esta decisión, se puede afirmar que los radiodifusores mayoritariamente optan por ofrecer ambos simultáneamente. Para el servicio móvil, se puede transmitir LDTV por medio de one seg, o bien el multicast de varios programas SDTV. En los comienzos del desarrollo de la TVD-T, en el sistema DVB-T se determinó que era más conveniente el Modo 2K (equivalente al Modo 1 de ISDB-Tb) para la recepción móvil, la señal transmitida con la respuesta del canal. Sin embargo, es deseable que se emule una convolución circular con el canal (se logra gracias al intervalo de guarda), que asegurará que en el receptor se tenga exactamente el espectro de la señal original multiplicado por la respuesta en frecuencia del canal. De esta manera, dado que la estimación de tal respuesta puede ser realizada en base a los pilotos, será posible realizar una correcta ecualización del canal. Sin embargo, puede ocurrir que la estimación no resulte del todo exacta, por ejemplo, porque en un momento determinado el canal varía más rápidamente de lo que los pilotos son capaces de muestrear. Ante esta situación, es posible que aparezcan algunos errores durante el desmapeo, que luego podrán ser corregidos por los códigos FEC. 6 Dah-Chung CHANG, Effect and Compensation of Symbol Timing Offset in OFDM Systems With Channel Interpolation, IEEE Transactions on Broadcasting, vol. 54, N.º 4, December 2008. CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 489 debido a la mayor separación de portadoras y su mayor inmunidad a la interferencia entre ellas (ICI) provocada por el efecto Doppler. Sin embargo, dado que la duración del tiempo útil de símbolo es igual a la inversa de la separación de frecuencia entre las portadoras, el Modo 1 arroja un periodo útil del símbolo muy corto y por ende un intervalo de guarda limitado en términos de valor absoluto. En las redes SFN es conveniente (aunque no excluyente), instalar transmisores a una distancia tal que los puntos de recepción cercanos a uno de los emisores se encuentren dentro del intervalo de guarda de la señal proveniente del otro emisor. En caso de emplear el Modo 1, este requisito se traduciría en una mayor cercanía entre las estaciones (ver Tabla 2, más abajo), haciendo que los costos de la red se incrementen notablemente. Para evitar este problema, en DVB-T se incluyó el Modo 8K (equivalente al Modo 3 de ISDB-Tb), con mayor cantidad de portadoras de menor separación y un tiempo util de símbolo e intervalos de guarda de mayor duración, permitiendo la instalación de transmisores con mayores distancias entre ellos. Cuando se desarrolló el estándar ISDB-Tb, se tuvo en cuenta la experiencia recogida durante la implementación del DVB-T y se decidió incorporar el Modo 2, un modo intermedio que reúne (al menos en la teoría) las virtudes de los Modos 1 y 3. En la práctica se demostró que el Modo 2 no muestra diferencias significativas de funcionamiento con el Modo 3, por lo menos para las velocidades de desplazamiento de los vehículos terrestres y en general puede decirse que la implementación se esta realizando en el Modo 3. Cuando se trabaja en el cálculo de redes SFN, es conveniente manejar ciertas reglas prácticas en base a magnitudes fácilmente comparables. Una de ellas es la distancia recorrida por la onda electromagnética: 90 km cada 300 μs, relación numérica muy sencilla y útil para trabajar con los intervalos de guarda. La Tabla 2 muestra que el mayor intervalo de guarda en términos absolutos corresponde al Modo 3, con un valor de 252 μs (Δ = 1/4), que equivale a un recorrido de la señal de 75,6 km. Este valor de intervalo es el que permite instalar las estaciones de una red SFN a la mayor distancia posible, siempre que se verifique que los puntos de recepción más cercanos a alguno de los emisores se encuentren dentro del intervalo de guarda de las señales emitidas por los transmisores más lejanos. Resulta sencillo visualizar que empleando el Modo 3, con un intervalo de guarda de 252 μs y un transmisor instalado muy cerca de la ciudad, es prácticamente imposible que los ecos que se generan puedan superar los 76 km de recorrido adicional, por más complejos que sean los rebotes que se produzcan en las estructuras y edificios. Es importante que el proyectista tenga en cuenta que si la intensidad de los ecos resulta suficientemente elevada y deteriora la relación C/I a tal punto que la ubica por debajo de la relación de protección co-canal, indefectiblemente se producirá interferencia. Más adelante se profundizara este tema. 490 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Modo 1 2 3 TU 252 μs 504 μs 1008 μs Δ TG (μs) TS (μs) dmáx (km) 1/4 63,000 315,000 18,90 1/8 31,500 283,500 9,45 1/16 15,750 267,750 4,72 1/32 7,875 259,875 2,36 1/4 126,00 630,00 37,80 1/8 63,00 567,00 18,90 1/16 31,50 535,50 9,45 1/32 15,75 519,75 4,72 1/4 252,00 1260,00 75,60 1/8 126,00 1134,00 37,80 1/16 63,00 1071,00 18,90 1/32 31,50 1039,50 9,45 Tabla 2: Duración del intervalo de guarda y sus equivalentes en distancia Para finalizar este apartado y a modo de ejemplo, se presentan los parámetros de funcionamiento de la red SFN de la Televisión Pública en Argentina, que al momento de escribir este trabajo son: s Modo 3, intervalo de guarda = 1/4. s Capa A (one-seg): KI = 2/3, modulación QPSK. s Capa B: KI = 2/3, modulación 64-QAM. En los comienzos de su implementación, esta red comenzó a operar con un intervalo de guarda de 1/8 (para permitir una leve mejora en la tasa de transmisión). Como contrapartida, conforme fue avanzando el despliegue, la necesidad de instalar los transmisores a mayor distancia que los 37 km permitidos por este valor obligó a replantear la configuración. 3.4. Tasas de transmisión y parámetros del sistema En el capítulo dedicado al desarrollo de la teoría de la multiplexación OFDM, la deducción de los parámetros básicos que gobiernan el funcionamiento del sistema fue posible a partir del conocimiento de la relación C/N, teniendo en cuenta que la tasa de transmisión estaba condicionada por este factor. En el capítulo anterior, se estudiaron los conceptos que rodean a la relación portadora ruido (C/N), un parámetro de extrema importancia para cualquier sistema de telecomunicaciones. Considerada en un punto cualquiera del área de servicio, es la razón entre el valor de la intensidad de campo de la señal útil y el nivel de ruido en ese punto, nivel que depende de varios factores, algunos de ellos asociados directamente al receptor. A continuación, se presentarán las relaciones existentes entre todos los parámetros de transmisión que influyen sobre la tasa de transmisión. Los estándares ISDB-Tb y DVB-T 491 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN presentan esta información de manera diferente y a juicio de los autores de alguna manera se complementan, por lo que ambas resultan útiles para el trabajo del ingeniero de TV. 3.4.1. Especificación de las tasas de transmisión de acuerdo al estándar DVB-T A continuación se reproduce la tabla que utiliza el estándar DVB-T para especificar las tasas de transmisión en función de la relación C/N, esquema de modulación (bP), relación de codificación convolucional (KI) relación de guarda (D) y modelo de canal. Valores para BWCH = 6 MHz Esquema de modulación QPSK 16-QAM 64-QAM BER=2x10 -4 (*) Solomon KI Relación C/N necesaria (*) Tasa de transmisión (Mbps) Tipo de canal Intervalo de guarda Gauss Rice Rayleigh 1/4 1/8 1/16 1/32 1/2 3,10 3,60 5,40 3,732 4,147 4,391 4,524 2/3 4,90 5,70 8,40 4,976 5,529 5,855 6,032 3/4 5,90 6,80 10,70 5,599 6,221 6,587 6,786 5/6 6,90 8,00 13,10 6,221 6,912 7,318 7,540 7/8 7,70 8,70 16,30 6,532 7,257 7,684 7,917 1/2 8,80 9,60 11,20 7,465 8,294 8,782 9,048 2/3 11,10 11,60 14,20 9,953 11,059 11,709 12,064 3/4 12,50 13,00 16,70 11,197 12,441 13,173 13,572 5/6 13,50 14,40 19,30 12,441 13,824 14,637 15,080 7/8 13,90 15,00 22,80 13,063 14,515 15,369 15,834 1/2 14,40 14,70 16,00 11,197 12,441 13,173 13,572 2/3 16,50 17,10 19,30 14,929 16,588 17,564 18,096 3/4 18,00 18,60 21,70 16,796 18,662 19,760 20,358 5/6 19,30 20,00 25,30 18,662 20,735 21,955 22,620 7/8 20,10 21,00 27,90 19,595 21,772 23,053 23,571 después de Viterbi En itálica: valores aproximados Quasi Error Free (QEF) después de Reed- Tabla 3: Tasas de transmisión y valores de C/N de acuerdo al estándar DVB-T 3.4.2. Especificación de las tasas de transmisión para el sistema ISDB-Tb Al momento de preparar este libro, no se tiene constancia de la existencia de trabajos de medición con métodos estadísticos aplicables a los modelos de Rice y Rayleigh para ISDB-Tb. En 492 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN las Normas7 del sistema, la información se presenta siguiendo criterios diferentes a los empleados por DVB-T. En base a dichas Normas y a la bibliografía consultada, ha sido posible construir la Tabla 4, donde se reflejan los valores de C/N necesarios y las tasas de transmisión en función del esquema de modulación (bP), intervalo de guarda y relación de codificación convolucional (KI). Las tasas han sido calculadas por medio de las ecuaciones desarrolladas en el Capítulo 5. Los valores de C/N se encuentran especificados únicamente para el modelo de canal de Gauss, en contraste con DVB-T, que además especifica los valores C/N mínimos necesarios para los modelos de Rice y Rayleigh. Sin embargo, en el Anexo 3 de la Recomendación UIT-R BT.1368-9 se encuentran detallados los valores de C/N mínimos necesarios para cada tipo de recepción: Tabla 86 para recepción fija (reproducida en la Tabla 1 de este capítulo), Tabla 88 para recepción portátil interna y externa y Tabla 89 para recepción móvil, tomando en consideración el efecto Doppler. Tasa de transmisión (Mbps) Valores para 13 segmentos Esquema de modulación QPSK (*) DQPSK 16-QAM 64-QAM KI Relación C/N necesaria (AWGN) Intervalo de guarda 1/4 1/8 1/16 1/32 1/2 5,0 3,651 4,057 4,296 4,426 2/3 6,6 4,868 5,409 5,727 5,901 3/4 7,6 5,477 6,085 6,443 6,639 5/6 8,5 6,085 6,761 7,159 7,376 7/8 9,2 6,390 7,100 7,517 7,745 1/2 6,2 3,651 4,057 4,296 4,426 2/3 7,7 4,868 5,409 5,727 5,901 3/4 8,7 5,477 6,085 6,443 6,639 5/6 9,6 6,085 6,761 7,159 7,376 7/8 10,4 6,390 7,100 7,517 7,745 1/2 11,5 7,302 8,114 8,591 8,851 2/3 13,5 9,737 10,818 11,455 11,802 13,277 3/4 14,6 10,954 12,171 12,887 5/6 15,6 12,171 13,523 14,318 14,752 7/8 16,2 12,779 14,199 15,034 15,490 1/2 16,5 10,954 12,171 12,887 13,277 2/3 18,7 14,605 16,228 17,182 17,703 3/4 20,1 16,430 18,256 19,330 19,916 5/6 21,3 18,256 20,284 21,478 22,128 7/8 22,0 19,169 21,299 22,552 23,235 (*) Para QPSK, los valores de C/N han sido extractados de la bibliografía consultada Tabla 4: Tasas de transmisión y valores de C/N para ISDB-Tb 7 ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre. Guía de operación. Parte 1: Sistema de transmisión, guía para la implementación de la ABNT NBR 15601, Norma ABNT NBR 15608-1, [s. e.], [s. l.], 2008 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 493 3.4.3. Consideraciones generales sobre los parámetros de trasmisión Para la correcta configuración del sistema de transmisión, es necesario definir una gran cantidad de parámetros que, según se acaba de ver, están completamente interrelacionados. El proyectista debe conocer muy bien estas relaciones para elegir la combinación más conveniente. A continuación, se exponen algunas consideraciones generales que ayudarán a visualizar el problema como un conjunto de elementos estrechamente relacionados: 1) Con un canal de Rayleigh se necesita una relación C/N más elevada que con el modelo de Rice. Esta afirmación resulta fácil de comprender, ya que el canal de Rice contempla la recepción con antenas fijas, a una altura normalizada de 10 metros, mientras que en el modelo de Rayleigh se tienen en cuenta las antenas internas. 2) La variación del intervalo de guarda no influye en la relación C/N, siempre que se mantengan fijos los demás parámetros. 3) La variación del intervalo de guarda influye en la tasa de transmisión de datos, siempre que se mantengan fijos los demás parámetros que la definen. 4) La variación de la relación de codificación convolucional KI modifica el valor del C/N necesario y la tasa de transmisión. Cuando menor es su valor, más robusta es la transmisión (pero más baja es la tasa de datos). 5) En cuanto al esquema de modulación, a mayor cantidad de bits por símbolo, mayor es la tasa de transmisión alcanzada, pero menor es la robustez, siendo necesaria una mayor relación C/N (más potencia de transmisión). 6) Si se aumenta la potencia de emisión siempre habrá una mejora en la relación C/N y mayor robustez, con la condición de que dicho aumento de potencia no traiga consigo la aparición de productos de intermodulación, al trabajar en zonas no lineales del sistema. 3.5. Retardos de tiempo Los conceptos presentados en el apartado precedente, describen un panorama bastante completo acerca de las variables que influyen en la elección de los parámetros de transmisión, de acuerdo al servicio ó a los servicios que el radiodifusor desea ofrecer. En este apartado se analizarán los requisitos que deben cumplirse para lograr la sincronización de todos los transmisores de una red SFN de modo que “se trasmitan los mismos bits de manera sincronizada y en la misma frecuencia”. La Figura 9 muestra un sistema de transmisión completo, desde los estudios hasta la salida del transmisor hacia la antena, ambos vinculados por medio de un enlace estudioplanta transmisora (STL). 494 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN ENTRADA AL TRANSMISOR CONTROL PRINCIPAL DE TRANSMISIÓN CADENA PRINCIPAL MUX TRANSMISOR STL RECEPTOR STL MODULADOR SWITCH TS CADENA AUXILIAR MUX TRANSMISOR STL 50 μs 2 ms FILTRO RECEPTOR STL Dt E 2 ms AMPLIFICADOR DE RF MODULADOR 1 ms EXCITADOR SWITCH FI SWITCH FILTRO AMPLIFICADOR DE RF 6,3μs EXCITADOR 60ns DC= 0,00636 ms Figura 9: Retardos en la cadena de transmisión Puede verse que prácticamente la totalidad de la cadena se encuentra duplicada, con el objetivo de asegurar la máxima confiabilidad del servicio, aspecto muy importante en emisoras de primer nivel con grandes audiencias. Los retardos que se muestran en cada etapa son ejemplificativos y por lo general se los encuentra en la mayoría de las instalaciones. Para enlaces satelitales, el valor de DtE es muy significativo y puede superar los 500 ms, razón por la cual se lo especifica por separado. Los bloques rotulados switch cumplen la función de conmutar parcialmente las etapas que están duplicadas. Dado que los transmisores de una red SFN no se encuentran en el mismo sitio geográfico y que la señal no es procesada por el mismo hardware, ni enviada por los mismos enlaces desde la cabecera, la condición de sincronización expuesta más arriba no se cumplirá, a menos que se tomen algunas previsiones. La solución consiste en agregar a cada transmisor de la red un retardo de tiempo, cuyo valor debe ser tal que todos los transmisores de la red logren irradiar la misma señal de manera sincrónica. CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 495 3.5.1. Compensación estática de retardo La compensación estática consiste en programar manualmente el valor de retardo con el cual debe funcionar la línea de retardo con la que están equipados los circuitos del modulador. Esta programación puede hacerse desde dos lugares distintos: a) Desde el control remoto del MCT (Main Control Transmission), en los estudios de la emisora. b) En cada modulador de la red. En ambos casos se requiere que el flujo BTS transporte una la señal de referencia de 10 MHz, que se genera en el control principal con un oscilador de altísima precisión y gran estabilidad, con el objetivo de sincronizar los relojes de los moduladores. a) Ajuste de la compensación estática de retardo, desde el MCT La Figura 10 muestra una red SFN compuesta por tres estaciones: la Estación Principal, la Estación 2 y la Estación 3. Puede verse que el flujo de datos BTS se va retrasando en orden sucesivo, a medida que pasa por cada estación, debido a los retardos introducidos por los STL/ TTL y las etapas de conmutación (no dibujadas aquí) por las que pasa la señal. Dt E-1 REMUX Dt off TRANSMISOR STL 10 MHz RELOJ RECEPTOR STL 10 MHz RELOJ MCT Dt E-2 Programación de los tiempos de off-set RF fc RECEPTOR MODULADOR ISDB-Tb TTL 10 MHz RELOJ TRANSMISOR TTL ESTACIÓN 3 CONVERSOR AMPLIFICADOR RF MODULADOR ISDB-Tb ESTACIÓN PRINCIPAL CONVERSOR AMPLIFICADOR RF RF fc ESTACIÓN 2 CONVERSOR AMPLIFICADOR RF RF fc Dt E-3 MODULADOR ISDB-Tb RECEPTOR TTL TRANSMISOR TTL 10 MHz RELOJ Figura 10: Ajuste de la compensación estática de retardo, desde el MCT El ingeniero programa desde la computadora del MCT, los valores del retardo adicional que deben introducirse en cada modulador, para lo cual debe conocer de antemano la cadena de retardos de cada estación. El análisis detenido de la Figura 10 permite deducir que cada estación tendrá un valor de retardo distinto. Llamando Dtoff al retardo adicional programado para cada transmisor y tomando como referencia los valores de la cadena mostrada en la Figura 9, se pueden escribir las siguientes ecuaciones: 496 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Para la Estación Principal: (1) Dt TX 1 = Dt off 1 + 5 ms + Dt E−1 + 0,00636 ms Para la Estación 2: (2) Dt TX 2 = Dt off 2 + 5 ms + Dt E−1 + 0,00636 ms + 5 ms + Dt E−2 Para la Estación 3: (3) Dt TX 3 = Dt off 3 + 5 ms + Dt E−1 + 0,00636 ms + 5 ms + Dt E−2 + 5 ms + Dt E−3 Nota 1: El retardo de 50 μs introducido por el remultiplexor no debe tomarse en cuenta, porque es el retardo general del flujo BTS común para los tres emisores. En caso de que sea necesario conocer el valor absoluto total de los retardos, los 50 μs deberían ser sumados a los tres. Nota 2: De manera análoga, el retardo de 6,36 μs no es acumulativo, ya que para este ejemplo se supone que el equipamiento de las tres plantas transmisoras es exactamente el mismo y por lo tanto introducen el mismo retardo en la parte final del procesamiento de la señal. Nota 3: Tampoco debe considerarse el retardo introducido por el entrelazado de tiempo, pues se trata de un mecanismo de protección que opera solamente en la trayectoria de propagación desde el emisor hacia el receptor y afecta por igual a todos los transmisores de la red. b) Ajuste de la compensación estática de retardo, en cada modulador de la red Este procedimiento de ajuste aún necesita la señal de referencia de 10 MHz enviada desde los estudios y transportada por el BTS. La ventaja de esta segunda alternativa es que se necesita menos hardware en el MCT, pero requiere la presencia de un técnico de campo en cada sitio para realizar el ajuste. La Figura 11 ilustra los puntos de ajuste de retardo de la red en cada uno de los moduladores. Dt E-1 REMUX TRANSMISOR STL 10 MHz RELOJ RECEPTOR MODULADOR ISDB-Tb STL 10 MHz ESTACIÓN PRINCIPAL CONVERSOR AMPLIFICADOR RF RF fc RELOJ Dt E-2 RECEPTOR MODULADOR ISDB-Tb TTL 10 MHz TRANSMISOR TTL ESTACIÓN 2 CONVERSOR AMPLIFICADOR RF RELOJ RF fc ESTACIÓN 3 CONVERSOR AMPLIFICADOR RF Dt E-3 MODULADOR ISDB-Tb RECEPTOR TTL TRANSMISOR TTL 10 MHz RELOJ Figura 11: Ajuste de la compensación estática de retardo, en cada modulador de la red RF fc CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 497 3.5.2. Compensación dinámica de retardo En la Figura 12, se aplica compensación dinámica de retardo a cada transmisor de la red SFN. Su principal ventaja es que los ajustes de retardo se realizan automáticamente, aún en el caso de variaciones en los circuitos electrónicos o cambios de estado de los equipos que conforman la cadena. También podría ocurrir que un STL quedara fuera de servicio y tenga que recurrirse, aunque sea de manera temporal, a un STL de respaldo o bien un enlace por satélite, que seguramente cambiará el equilibrio de los retardos programados de manera estática. Si esto ocurriera, toda la red debería ser manualmente reajustada y de manera inmediata. GPS DtE 10 MHz RECEPTOR MODULADOR ISDB-Tb STL BTS GPS RF 1 pps CONVERSOR AMPLIFICADOR RF fc 10 MHz 1 pps BTS ADAPTADOR BTS TRANSMISOR REMUX SFN STL DtE GPS 10 MHz RF 1 pps RECEPTOR MODULADOR ISDB-Tb STL BTS CONVERSOR AMPLIFICADOR RF fc Figura 12: Red SFN con compensación dinámica de retardos Volviendo a la Figura 12, se observa que las referencias de tiempo y frecuencia necesarias para sincronizar los transmisores de la red se toman desde receptores GPS. Por lo tanto, es muy importante duplicar el sistema de recepción del mismo, previendo incluso un sistema de recepción por diversidad de espacio (dos o más antenas) para cada uno de los receptores instalados. Cabe mencionar un detalle: el sistema de posicionamiento global GPS depende del país que posee los satélites y su control. Por lo tanto, cualquier decisión política que tienda a modificar el actual estatus sobre la disponibilidad del servicio a nivel global o regional, comprometería el funcionamiento de las redes SFN de TVD que operen con el método de compensación dinámica. Actualmente se están desarrollando algunas investigaciones tendientes a buscar nuevas alternativas para lograr la compensanción dinámica. El STS (Sincronization Time Stamp o Referencia de Tiempo de Sincronización), es la referencia a partir de la cual se calcula el ajuste de retardo en el esquema de compensación dinámica. En la Figura 13 se muestra un esquema simplificado que ayuda a comprender su funcionamiento. Se sugiere al lector repasar los conceptos estudiados en el apartado “Campo de información de sincronización para la red de frecuencia única (NSI)” del capítulo 10. 498 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Tiempo Señal de 1 pps STS STS 11 1 0 Fn IIP F n-1 STS del cuadro 11 IIP F p-1 Fn 10 Fp STS del cuadro IIP Fp Cuadro múltiplex Indicador de sincronismo de cuadro Señalización de TSP cabecera de cuadro (tiempo de inicio) Figura 13: Referencia de Tiempo de Sincronización (STS) El STS es la diferencia de tiempo entre el flanco ascendente del pulso de la señal de 1 pps del GPS y el bit de señalización del TSP cabecera del cuadro múltiplex inmediato sucesivo, siempre que el bit indicador de sincronismo esté en 0, es decir se trate de un cuadro par (cuadros Fn y Fp en la Figura 13). Se deduce que el cuadro precedente Fi-1 transporta en su paquete IIP la referencia STS que se mide con respecto al comienzo del cuadro sucesivo Fi es decir, le indica a cada modulador de la red cuanto tiempo transcurrirá desde el pulso de 1 pps hasta la llegada del próximo cuadro. Resulta evidente que este esquema de señalización introduce cierto retardo, ya que es necesario esperar un cuadro par para calcular el STS e incluirlo en el paquete IIP del cuadro múltiplex actual. La Figura 14 muestra un ejemplo de compensación dinámica de retardo ajustada en base a la referencia STS. El objetivo es lograr que todos los transmisores de la red esten sincronizados, igualando sus tiempos de salida de la emisión, como mínimo, al transmisor que presenta el mayor retardo. Esto significa que el retardo de toda la red podría ser un poco mayor, previendo que los transmisores podrían llegar a recibir las señales vía enlaces de reserva por falla de los principales o bien, ampliaciones de la red con transmisores enlazados por satélite, cuyo tiempo de tránsito es mayor. Retardo a introducir 500μs 200 μs RF DtE RECEPTOR STL Retardo establecido en el control de red = 700 μ s BTS ADAPTADOR BTS TRANSMISOR REMUX SFN STL 10 MHz GPS CONVERSOR AMPLIFICADOR RF 1 pps 300 μs Retardo a introducir 400 μs DtE RECEPTOR STL MODULADOR ISDB-Tb 2 10 MHz fc Ambos transmisores han sido ecualizados con un retardo de 700 μ s GPS 1 pps 10 MHz MODULADOR ISDB-Tb 1 CONVERSOR AMPLIFICADOR RF 1 pps GPS Figura 14: Compensación dinámica del retardo ajustada en base al STS RF fc CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 499 El Modulador ISDB-Tb 1 determina, en base al STS, que su retardo es de 200 μs y además recibe, desde el control de la red ubicado en estudios, el dato con el valor del retardo máximo de la red Dtmáx, que debe ser igual a 700 μs. Sabiendo que debe cumplirse que: (4) Dt máx ⎡⎣seg⎤⎦ = STS + Dt E + Dt mod Con esos datos, el modulador establece el valor del ajuste de retardo que debe insertar: (5) (6) ( Dt mod = Dt máx − STS + Dt E ) Dt mod = 700 μs − 200 μs = 500 μs Finalmente, si se tiene en cuenta el retardo inherente al procesamiento de la señal OFDM de cada modulador de la red (Dtproc), de acuerdo a lo estudiado en el Capítulo 10, el retardo adicional que deberá introducir cada modulador de la red (Dtcalc), resulta: (7) Dt calc ⎡⎣μs⎤⎦ = Dt mod − Dt proc En el Modulador ISDB-Tb 2 se realiza el mismo procedimiento, obteniéndose un valor de ajuste de 400 μs. De esta manera, todos los transmisores de la red quedarán correctamente sincronizados, cumpliéndose una de las condiciones básicas más importantes: “trasmitir los mismos bits de manera sincronizada”. 3.5.3. Sincronización de señales que llegan fuera del intervalo de guarda En la Figura 15 pueden verse dos ciudades que son servidas por dos transmisores de una red SFN. Primero se analizará lo que ocurre con la Ciudad 2. TX 1 Ciudad 1 TX 2 Ciudad 2 Figura 15: Diferencia de tiempo entre dos señales que llegan a un punto 500 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Generalmente, las trayectorias tienen longitudes diferentes, sin embargo, en este ejemplo la diferencia entre las distancias recorridas por las señales provenientes de TX 1 y TX 2 es bastante reducida. Si esa diferencia es menor que la distancia que recorre la señal en un tiempo igual al intervalo de guarda, entonces se puede afirmar con total seguridad que la Ciudad 2 se encuentra dentro del intervalo de guarda de ambos transmisores y las señales no se interferiran entre sí. Es más, bajo ciertas condiciones se sumarán y reforzarán, dando como resultado una “ganancia de red”, cuyo concepto se profundizará más adelante. En el caso de la Ciudad 1, suponiendo que la diferencia de trayectos traducida en tiempo escapa al intervalo de guarda, los transmisores se interferirán y la población no podrá recibir la programación de la red. Existe una solución muy práctica que permite conseguir el “desplazamiento electromagnético” del transmisor TX 2 hacia el TX 1, reduciendo la diferencia entre las longitudes de los trayectos, de modo que las señales que arriban a la Ciudad 1 queden dentro del intervalo de guarda de ambos transmisores. Esto se logra mediante la aplicación de nuevos retardos, de acuerdo a la técnica que se verá a continuación. La Figura 16 muestra de qué manera se presentan las mediciones de los ecos en la pantalla de un medidor de campo equipado con esta opción. El instrumento se encuentra en algún punto de recepción ubicado dentro del área de cobertura de la red SFN. El tiempo de llegada se muestra en el eje de las abscisas, mientras que sus respectivos niveles se encuentran en las ordenadas. No debe perderse de vista que el término “eco” se utiliza para referirse en general a todas las señales de la red presentes en un determinado punto de recepción. En el ejemplo de la Figura 16, se supondrá que el instrumento de medición está ubicado en la Ciudad 1 y que el eco 1 proviene del transmisor TX 1, mientras que el eco 4 corresponde a TX 2. Claramente, el primer eco llega dentro del intervalo de guarda y el segundo queda afuera de él. Se puede pensar en desplazar físicamente a TX 2, moviéndolo hacia Ciudad 1, de modo que el eco 4 llegue antes y quede dentro del intervalo de guarda. Pero este mismo resultado se podría lograr sin cambiar la ubicación del transmisor, desplazándolo electromagnéticamente, es decir insertando un retraso en TX 1 o un “adelanto” de la misma magnitud en TX 2, de modo que ambos se encuentren en el intervalo de guarda utilizado por la red. No debe perderse de vista que el desplazamiento de un transmisor, en un sentido o en el otro, puede crear una interferencia con otro transmisor de la red en una zona donde el corrimiento provoca que los ecos queden fuera del intervalo de guarda. La habilidad del proyectista junto con la versatilidad del software de cálculo, permitirán encontrar la mejor solución para el problema. Eco 2 Eco 4 Eco 3 Amplitud relativa Tiempo Guard Start 20 s/Div Peak Values (Avg) -4 Hz -2 Hz 0 Hz 2 Hz 4 Hz f/Hz ---------------MPEG-4 Stop 125.0 s Guard Stop Echo Detection Threshold - 41.5 Level/dB Time/ s f/Hz Level/dB Time/ s 1 ------0.0 0.000 0.00 6 ---2 ---70.010 - 24.5 2.00 7 ------3 - 26.1 95.263 2.10 8 ------4 - 30.2 - 30.001 0.02 9 5 ------------- - - - 10 Level - 42.5 dBm BER 0.1e-9 MER 44.2 dB DEMOD: ON Start - 85.0 s - 40 dB - 30 dB - 20 dB - 10 dB Figura 16: Medición de la amplitud y tiempos de llegada de los ecos La parte superior de la pantalla, básicamente muestra: nivel de los ecos tiempos de llegada inclusión o no dentro del intervalo de guarda Intervalo de guarda Eco 1 Habrish&Lüschrift Next page Time range normal extended Atten adj center 20.0 μ s Time/div auto man Sfn frequency offset Channel CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 501 502 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN En la Figura 17 se muestra una representación muy útil que permite comprender el significado de desplazar electromagnéticamente un transmisor. Es una gráfica de la relación existente entre la intensidad de la señal recibida y la distancia/tiempo entre el emisor y el punto de recepción. Las curvas corresponden a la intensidad de campo en función de la distancia, y como se sabe, son logarítmicas. “Desplazamiento” de TX1 Tiempo (μs) 70 0 E ( μVm ) 120 50 302 150 200 250 300 372 350 400 T G= 252μs (75,6 km) A 0 45 100 E 15 DMM TG Tim e r 15 km 30 TX1 Dt1 = 900 ms TG B TX2 Dt 2 = 900 ms 0 45 ( μVm ) 15 DMM TG Tim e r 30 3 1 0 20 15 40 21 36 60 Distancias (km) 80 100 90,6 2 120 105 111,6 Figura 17: Relación entre intensidad de la señal recibida y distancia/tiempo al punto de recepción En este ejemplo, el sistema se configura en el Modo 3 con una relación Δ = ¼, es decir un intervalo de guarda de 252 μs, equivalente a 75,6 km. Se procura sincronizar los transmisores TX 1 y TX 2 para que las señales emitidas por ambos lleguen a la zona urbanizada 3 dentro del intervalo de guarda (las zonas urbanizadas estan representadas por una vivienda y su antena). La zona 1 está dentro de la cobertura TX 1, mientras que la zona 2 se encuentra en el área de servicio de TX 2. Inicialmente los dos emisores de la red han sido ajustados con un retardo total de 900 ms, puede verse con total claridad que la zona 3 se encuentra fuera del intervalo de guarda del transmisor TX 1, pero con suficiente intensidad de señal como para crear interferencia y anular la recepción en esta zona. En efecto, el proceso de sincronización comienza cuando la señal del TX 2 llega a la zona 3, luego de recorrer 15 km en 50 ms (ver las escalas de tiempo y de distancia en la Figura 17). En ese preciso momento, la señal del TX 1 también ha recorrido 15 km, y llega a la posición marcada en la figura mediante una “vivienda virtual”. A partir de ese instante, en el receptor CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 503 de la zona 3 comienza a correr el período del intervalo de guarda de 252 μs, indicado en A por el cronómetro y el inicio de la flecha TG, se aprecia que no es suficiente para que la señal proveniente de TX 1 pueda alcanzar la zona 3, ya que en 302 μs habrá recorrido 90,6 km. Sin embargo, el proyectista puede adelantar la señal de TX 1, por ejemplo 70 ms (ver la escala de tiempo en la parte superior de la Figura 17) y por lo tanto, el tiempo del intervalo de guarda recién comenzará a correr a partir de los 120 μs (70 μs + 50 μs), instante señalizado en B por el cronómetro y su correspondiente flecha TG. A partir de ese punto y transcurridos 252 μs, es decir a los 372 μs, la señal habrá alcanzado y superado la zona 3, llegando a los 111,6 km. De esta manera se consigue que la zona quede incluida dentro del intervalo de guarda de ambos transmisores, evitando cualquier posibilidad de interferencia. El “adelanto” se consigue simplemente restando 70 μs al retardo total del transmisor TX 1, es decir reajustándolo de 900 ms a 899,93 ms. Una situación bastante común en las redes SFN se presenta cuando a una misma zona o área importante de recepción llegan varias señales provenientes de diversos transmisores de la misma red junto con sus correspondientes ecos. En estos casos debe tenerse especial cuidado de que todas ellas o por lo menos las que tengan suficiente nivel de intensidad se encuentren dentro del intervalo de guarda. La Figura 18 ilustra una zona de recepción con un receptor RX ubicado en el centro, servida por los transmisores TX 1, TX 2, TX 3 y TX 4. El TX 2 también llega a RX a través de una reflexión producida en las montañas cercanas. El círculo sombreado en gris tiene un radio dmax igual a la distancia recorrida por la señal durante el tiempo del intervalo de guarda. TX 4 d1 D d4 TX 2 d 1 d1 A B RX d2 d1 TX 1 d 2´ dmáx d3 C d1 TX 3 Figura 18: Retardos a introducir en una zona servida por varios transmisores sincronizados 504 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Es muy importante destacar que todo el proceso de sincronización está relacionado con la posición que ocupa el receptor (área de recepción) con respecto a los transmisores, tomando como referencia el instante de tiempo en el cual la primera señal llega al receptor (TX 1 en este ejemplo). La condición para que “los mismos bits se transmitan de manera sincronizada”, significa que deberán llegar al receptor dentro del lapso de tiempo correspondiente al intervalo de guarda. El objetivo que se debe perseguir es que las distancias diferenciales d2, d´2, d3 y d4 de los distintos haces sea menor que la distancia dmax equivalente al intervalo de guarda. Esto se consigue ajustando los retardos de cada transmisor de la red, de acuerdo a lo que se vió en los párrafos anteriores. Se supondrá que el proceso de sincronización se inicia con la llegada a RX de la señal proveniente de TX 1 ya que es el más cercano y probablemente la de mayor intensidad en ese punto (más adelante se verán con detalle distintas técnicas de sincronización del receptor) La señal emitida por TX 1 recorre la distancia d1, alcanzando al receptor RX en el tiempo t1. En ese preciso instante, se activa el mecanismo de sincronización del receptor, comenzando a correr el tiempo correspondiente al intervalo de guarda. En ese momento las señales emitidas por TX 2, TX 3 y TX 4 también habrán completado la misma distancia, llegando a los puntos A, B, C y D en el instante t1. Se aprecia que: s Las señales de TX 1 y TX 2 no se interferirán entre sí, ya que la emisión de TX 2 aún debe recorrer las distancias d2 y d´2, ambas menores o iguales que dmáx y que se encuentran dentro del intervalo de guarda. s Las señales de TX 3 y TX 4 interferirán a la red, porque a partir del instante t1 deberán recorrer las distancias d3 y d4, ambas mayores que dmáx, quedando fuera del intervalo de guarda. El problema se soluciona adelantando la emisión de estos dos transmisores (mediante un desplazamiento temporal por reducción de sus retardos totales) o cambiando los lugares de sus emplazamientos físicos. Dado que el cambio del lugar de instalación inicialmente no está en discusión, el desplazamiento ddespl, en base a ajustes de retardo, se deberá calcular de la siguiente manera: (8) ddif − ddespl ≤ d máx (9) Dt calc × c ≥ ddif − d máx (10) (11) Dt calc ≥ ddif − d máx c d − d máx Dt calc ⎡⎣μs⎤⎦ ≥ dif ⎡ km ⎤ 0,3⎢ ⎥ ⎣ μs ⎦ CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 505 Donde: s ddif es la distancia diferencial en km. s c es la velocidad de la luz. Para realizar su tarea, el proyectista necesita dos herramientas básicas: s Un software de cálculo de cobertura asistido por computadora, que debe incluir todas las facilidades que aquí se describen, para poder determinar con precisión los retardos que deben introducirse en cada transmisor. s Los datos y la información recogidos en los trabajos de medición de campo durante la etapa de implementación, en el caso de verificarse alguna falta de sincronización por autointerferencias no previstas. La medición de los ecos en determinados puntos de recepción, le permite al proyectista conocer la distancia a la cual se encuentra el transmisor interferente y por lo tanto, podrá calcular el ajuste de retardo necesario para desplazarlo electromagnéticamente, logrando que sus señales entren dentro del intervalo de guarda de los otros transmisores. Nota: Frecuentemente, en la bibliografía y en los manuales técnicos se utiliza el término delay en inglés para referise al retardo (de hecho, en este libro se utiliza la letra D como símbolo algebraico de los retardos). En general, los programas de cálculo asistido utilizan terminología en idioma inglés. No debe confundirse el “retardo de red” Dtmáx estudiado en los apartados anteriores con el concepto de “atraso” o “adelanto” de un transmisor analizado en este punto, dado que los programas suelen emplear el término delay para referirse a éste último, mientras que para el retardo de red se utilizan los vocablos network delay. 3.6. Ganancia de red En la Figura 19 se muestra el solapamiento o superposición de las áreas de cobertura de distintos transmisores de una red SFN. En dichas áreas, si se cumplen ciertas condiciones, las potencias recibidas se suman, y dan como resultado una intensidad de campo mayor que la correspondiente a un solo transmisor. Se denomina “ganancia de red” al incremento del nivel de campo que se obtiene en los puntos de recepción donde las áreas se superponen, comparado con el nivel colocado en esos puntos por un solo transmisor. TX 3 AREAS DE SERVICIO SFN TX 2 TX 1 Figura 19: Medición de la amplitud y tiempos de llegada de los ecos CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN En algunos casos se puede lograr hasta 9 dB de ganancia, lo que es equivalente a incrementar la potencia del transmisor en ese valor. En una red SFN, existirán puntos de recepción que estarán cubiertos por más de un transmisor, lo que introduce una mejora en el nivel de señal que permitirá asegurar la disponibilidad del servicio, especialmente cuando se desea posibilitar la recepción portátil. Con recepción portátil, el valor de intensidad de campo colocado por un solo transmisor de la red, presenta variaciones estadísticas, provocada por varios de los factores que se estudiaron en el capítulo anterior. Esta variación se puede reducir notablemente cuando hay varios transmisores ubicados en sitios diferentes (diversidad de espacio), de manera que cuando la señal proveniente de uno de ellos resulta afectada por el desvanecimiento, los restantes continuan colocando una buena señal. Gracias a la ganancia de red, los transmisores principales pueden operar con potencias más bajas y la distribución de la intensidad de campo es mucho más homogénea que en una red MFN. Este concepto también se concoce como tecnología de potencias distribuidas. La ganancia o suma de campos electromagnéticos, será analizada más adelante en el apartado de introducción a la planificación. La Figura 20 es un ejemplo sencillo de cuantificación de la ganancia de red en el trayecto comprendido entre dos transmisores simétricos. Se entiende por transmisores simétricos, el hecho de que tienen la misma potencia radiada equivalente, sus haces están dirigidos en sentidos opuestos (enfrentados) y tienen la misma altura de antena, en este caso 37,5 metros, sobre un terreno plano. Si bien esta situación es casi ideal, resulta muy útil para comprender el concepto. TX1 TX2 100 100 37,5 m 37,5 m Red Estadística 90 Inten sidad de c ampo dB 506 80 90 80 70 70 60 57 60 50 50 40 40 30 30 5 10 15 20 25 Distancia (km) Figura 20: Ganancia de red de dos transmisores simétricos 30 35 40 507 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Como siempre, las curvas logarítmicas indican la intensidad de campo en función de la distancia. Los transmisores de este ejemplo que se encuentran distanciados entre sí 40 km. En el tramo comprendido entre los 9 y los 32 km, la intensidad de campo de ambos transmisores se suma, dado que se trata de ondas coherentes, y hay una cierta ganancia cuyo valor es máximo en la mitad del trayecto. La resultante se muestra con línea de puntos y rayas y su valor resulta casi 10 dB mayor que la correspondiente a la señal colocada por uno solo de los transmisores en ese mismo punto. La suma de campos no es directa sino que responde a ciertos algoritmos cuyo desarrollo escapa al alcance de este trabajo, pero que se mencionan en el apartado dedicado a planificación. La Figura 21 ilustra un caso más general, con dos transmisores “no simétricos”. Puede verse, por ejemplo, que a 18 km del transmisor ubicado a la izquierda la ganancia de red es de 5,4 dB. TX1 TX2 100 100 37,5 m 1200 m Red Estadística Intensidad de campo dB 90 80 90 80 70 70 60 60 5,4 dB 50 50 40 40 30 30 5 10 15 18 20 25 30 35 40 137 140 Distancia (km) Figura 21: Ganancia de red de dos transmisores no simétricos Por otra parte, en la Figura 22 se muestra un gráfico correspondiente al estándar DVB-T, donde puede verse la ganancia de red en función del intervalo de guarda utilizado y de la distancia entre los transmisores, tomando como referencia el Modo 8K (equivalente al 3 en ISDB-Tb). Para un intervalo de guarda de 1/32 la curva se reduce a un punto, con una distancia entre emisores de aproximadamente de 5 km. Este resultado explica porqué el intervalo de 1/32 no es de aplicación práctica en redes SFN. CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 18 Modo Modo Modo Modo 16 14 Ganancia (dB) 508 12 8K 8K 8K 8K - 1/4 1/8 1/16 1/32 10 8 6 4 2 0 10 20 30 40 50 60 70 80 Distancia (km) Figura 22: Ganancia de red en función del intervalo de guarda La Figura 22 confirma la posibilidad de instalar los emisores de una red SFN a mayores distancias, siempre que se utilicen intervalos de guarda de mayor duración, logrando además una mejora apreciable de la ganancia de red. Las recientes implementaciones de redes SFN en distintas partes del mundo, han demostrado que la ganancia de red solo se obtiene si se cumplen ciertas condiciones en los sitios de recepción. En el siguiente apartado, se explicarán algunos fenómenos que se producen en ciertos puntos de la red y que provocan errores de transmisión, que los sistemas de codificación FEC no pueden corregir. 3.6.1. Incidencia del nivel o intensidad de las señales en el sitio de recepción En una SFN, los usuarios orientan sus antenas direccionales de recepción hacia un determinado emisor de la red, de manera que siempre prevalecerá la señal proveniente de uno de los transmisores. En estos casos, la ganancia de red se verá notablemente reducida, ya que las señales que llegan desde los otros emisores serán atenuadas por la relación frente-espalda de la antena. Distinto es el caso de las antenas móviles omnidireccionales, donde la ventaja de la ganancia de red se hace más evidente, aunque, aún así, hay otros factores que podrían atenuarla. Sin embargo, la suma de dos señales coherentes no siempre dará una resultante con un valor que asegure superar la relación C/N mínima necesaria para el correcto funcionamiento del receptor. En el capítulo anterior, en el apartado dedicado al estudio del devanecimiento selectivo, pudo verse que cuando las señales recibidas tienen niveles de intensidad similares, los mínimos o valles del espectro resultante son más profundos, comprometiendo la relación C/N con el riesgo de transformarse en una auto-interferencia de red en lugar de ganancia. 509 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN En la Figura 23 a) se muestra el espectro resultante de dos señales coherentes cuyo nivel es similar, observándose la posibilidad de que los valles no lleguen a superar el C/N mínimo necesario para que el sistema funcione correctamente. En cambio, en la Figura 23 b) las dos señales tienen niveles diferentes, con valles menos pronunciados y una mayor probabilidad de alcanzar o superar el C/N exigido. RBW (Hz) TVD Spectrum Analyzer Habrish&Lüschrift RBW (Hz) Video BW (Hz) Video BW (Hz) Span Span Amplitude (dB) Habrish&Lüschrift TVD Spectrum Analyzer a) Amplitude (dB) b) Figura 23: Espectros de la suma vectorial de dos señales coherentes Si los niveles de señal de la Figura 23 a) correspondiesen a transmisores de una red MFN, que el proyectista más tarde modificaría para transformarla en una SFN, sería necesario reducir la potencia de uno de los emisores para tratar de eliminar o atenuar los mínimos, evitando la posibilidad de auto-interferencia a la vez que se ahorra potencia, un beneficio que no resulta menor. Dependiendo de su magnitud, la presencia de mínimos, valles o notches, puede no ser tan perjudicial, siempre que el aumento de la tasa de error (BER), pueda ser corregida por los esquemas de codificación concatenada del sistema. 3.6.2. Relación señal deseada a señal indeseada (D/U)8 En este punto es necesario introducir el concepto de relación D/U (o también DUR, por Desired to Undesired Ratio). Este parámetro se utiliza fundamentalmente en SFN y en las normas ARIB9 de Japón. La D/U define la relación existente entre la señal de una red SFN que se desea demodular y el resto de las señales originadas por la misma red y que también llegan al receptor. Estas últimas son ecos que provienen de la misma emisión que se espera demodular o de otras emisiones de la red y sus respectivos ecos. Es importante destacar que la relación D/U no es equivalente a la relación C/N, aunque las señales indeseadas pueden llegar a ser consideradas como ruido, bajo determinadas circunstancias. 8 9 Calculation model and reference receiver characteristics of ISDB-T System. Reporte UIT-R BT.2209. 2010 Association of Radio Industries and Businesses. CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN La Figura 24 muestra con mayor detalle lo que sucede con cada una de las portadoras que se encuentran dentro del entorno del valle y de que manera resultan afectadas. En a) pueden verse tres portadoras por debajo del nivel de ruido y catorce portadoras que no alcanzan a superar el C/N mínimo necesario. Con 17 portadoras fuertemente degradadas, los códigos FEC no pueden recuperar los datos. En b) la intensidad de la señal es mayor, solo una portadora se encuentra por debajo del ruido y seis de ellas no alcanzan el nivel de C/N mínimo. En este caso, los datos pueden ser recuperados mediante los códigos de corrección de errores y la señal es utilizable, aún en presencia de un notch apreciable. Se puede verificar la condición de falla de la red SFN, calculando el valor de BER para cada portadora y luego sumando los resultados, comparando el BER total obtenido con los valores máximos aceptables. Varias portadoras con peor BER que el necesario Pocas portadoras con peor BER que el necesario Incremento de nivel = incremento de C/N C/N necesario Nivel de ruido No recuperable por corrección de error Renspuesta en amplitud (dB) Respuesta en amplitud (dB) 510 Incremento de nivel Incremento de C/N Recuperable por corrección de error Frecuencia Frecuencia a) b) Figura 24: Relación C/N en función de la amplitud de dos señales coherentes La Figura 25, similar a las curvas que se encuentran en la Recomendación UIT-R BT.2209, muestra el incremento necesario en la relación C/N de referencia para una determinada configuración del sistema de transmisión, en presencia de un eco. Estas curvas son empíricas y han sido obtenidas luego de la realización de una gran cantidad de mediciones y ensayos. Cuando el eco se encuentra 20 dB por debajo de la señal principal (eje horizontal en los gráficos), se comporta como ruido blanco, siendo el valor C/N de referencia justamente 20 dB. En esta situación no hay interferencia y el caso es similar a la Figura 24 b). 511 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 30 SFN 64-QAM 3/4 1 eco 20 Incremento necesario de C/N (dB) Incremento necesario de C/N (dB) 30 10 0 - 10 - 20 -10 0 10 Relación entre señal elegida y ecos (dB) a) SFN 64-QAM 7/8 1 eco 20 10 0 - 10 - 20 0 -10 10 Relación entre señal elegida y ecos (dB) b) Figura 25: Incremento del C/N necesario en presencia de valles (notches) en SFN A partir de -20 dB, el nivel del eco se va incrementando y su diferencia con la señal deseada se reduce. La tendencia de la curva se comporta de manera inversa a los gráficos de la Figura 24 y de no mediar un incremento de potencia que se corresponda con el valor de C/N indicado por las curvas, aparecerá la auto-interferencia. Cuando el nivel del eco iguala a la señal principal, dicha auto-interferencia será máxima al igual que la profundidad de los valles, tal como se mostró en la Figura 23 a). Superado este punto, el eco prevalece por sobre la señal principal y la situación se revierte, atenuándose los valles. La señal principal deja de ser tal y se convierte en un eco de menor nivel. La pendiente de la curva descendente a partir de 0 dB no solo alcanza al valor de referencia de C/N, también comienza a reducirse el C/N necesario hasta en 10 dB, que no es otra cosa que la aparición de ganancia de red. La Figura 25 b) permite extraer una conclusión muy interesante: una red SFN con una relación KI de 7/8 es irrealizable, dado que el incremento del C/N necesario resulta demasiado elevado, dada la menor robustez de la señal. 3.7. Importancia de los receptores en el proyecto de redes SFN Los desafíos que plantea la transmisión de TVD-T no tienen punto de comparación con su contraparte analógica, especialmente en el diseño e implementación de redes SFN: La planificación, la cobertura, las potencias y los receptores conforman una unidad indivisible y el éxito del proyecto depende del adecuado funcionamiento de este conjunto. 512 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Un receptor diseñado para recibir señales OFDM en un ambiente SFN debe poder manejar adecuadamente las numerosas interferencias provocadas por los ecos de la misma red, generando múltiples problemas de diseño de gran complejidad. Los principios fundamentales relacionados con el ruido, la detección de la señal y la sincronización del receptor en las primeras etapas del procesamiento, son igualmente aplicables en DVB-T e ISDB-Tb y en este apartado se presentarán los conceptos más importantes que el proyectista de una red SFN debe conocer. Se recomienda al lector repasar el funcionamiento general del receptor ISDB-Tb presentado en el Capítulo 5 y señalar la página donde se encuentra el diagrama en bloques del mismo. También es aconsejable revisar el mecanismo de sincronización inicial explicado en el Capítulo 4 y el apartado relación portadora-ruido estudiado en el Capítulo 13. 3.7.1. Ruido proporcional a la amplitud (APN) Con respecto al ruido presente en los bornes de entrada del receptor, resulta conveniente establecer dos categorías en función de las características del mismo. La primera corresponde a los ruidos cuya amplitud es independiente de la señal de entrada, que en cierto modo podría llamarse “ruido fijo”. En esta categoría se encuentran el ruido térmico, el ruido impulsivo y la figura de ruido de los receptores. La segunda se denomina “ruido proporcional a la amplitud” (APN), en referencia a la amplitud de la señal de entrada y depende de algunas características del receptor. Forman parte del APN el ruido de cuantificación de los conversores A/D, el ruido de recorte (clipping), el ruido de fluctuación de fase del oscilador local (phase jitter) y el ruido de intermodulación, ya sea que este se produzca en el circuito de potencia y filtros del transmisor o en la etapa de RF del receptor, justamente por exceso en el nivel de señal. 3.7.2. Sincronización secundaria del receptor En el diagrama en bloques del receptor ISDB-Tb presentado en el Capítulo 5, el bloque sombreado en gris corresponde a la unidad de generación de sincronimos y entre sus principales funciones se encuentran los procesos de sincronización inicial, en el cual se produce el alineamiento con el símbolo OFDM y la sincronización secundaria, cuyo mecanismo se analizará en este apartado. Se trata de determinar el momento preciso en el cual deberá abrirse la ventana FFT para demodular la señal, decisión que no resulta sencilla en presencia de múltiples ecos, propios de un ambiente SFN. La ventana FFT tiene una anchura igual a la duración del tiempo útil de símbolo y como ya se ha visto, siempre que los ecos arriben dentro del intervalo de guarda, habrá más de una posición posible en donde podrá ser situada (zona libre de ISI). Se han desarrollado varias estrategias para optimizar la sincronización secundaria y no todas producen el mismo resultado. Dicho de otra manera: un receptor diseñando para funcionar en un ambiente de SFN debe utilizar un método eficiente de sincronización secundaria para el posicionamiento de la ventana FFT, dado que podría dejar de funcionar en algunas zonas donde se produzcan determinadas combinaciones entre los ecos presentes. Tan importante es este CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 513 requisito, que algunos programas de cálculo de cobertura asistido por computadora pueden determinar la población cubierta en función del mecanismo de sincronización empleado por el receptor. En los apartados que siguen, se analizarán las estrategias propuestas para DVB-T e ISDB-Tb. 3.7.2.1. Sincronización secundaria de acuerdo al estándar DVB-T Las técnicas de sincronización secundaria mencionadas en el estándar DVB-T, son: s Señal de mayor intensidad. s Primera señal en superar un umbral. s Promedio ponderado de tiempo-nivel de todas las señales recibidas. s Máxima relación portadora/interferencia (C/I). s Cuasi-óptima. Cuando se trata de recibir la señal emitida por un solo transmisor y sus correspondientes ecos, la sincronización es más simple de conseguir. No sucede lo mismo en un ambiente SFN, donde las señales son originadas por más de un transmisor. El óptimo posicionamiento de la ventana FFT es de fundamental importancia para la recepción móvil y portátil, dado que el receptor debe lograr sincronizarse en un ambiente rápidamente cambiante y en presencia de pre-ecos y post-ecos (señales que arriban antes o después de la que sea tomada como referencia). En el desarrollo que sigue se verá que, una vez posicionada la ventana FFT sobre el eco elegido, los períodos útiles de símbolo correspondientes al resto de los ecos no necesariamente coincidirán con el primero, apareciendo la interferencia intersímbolo. Los errores provocados por esta interferencia deberán ser corregidos por los decodificadores Viterbi y Reed-Solomon y si esto no sucede, se estará en presencia de auto-interferencia. Sincronización con la señal de mayor intensidad: En la Figura 26, los impulsos en gris representan el instante de llegada de los ecos al receptor. Puede verse que la señal 3 es la de mayor intensidad y de acuerdo con este método, la ventana FFT se alinea con el período útil de símbolo de aquella, es decir ni bien finaliza el intervalo de guarda correspondiente al símbolo “n” de la señal 3. En la parte inferior de la figura, se observa que una parte del símbolo "n+1" de las señales 1 y 2 provocan una leve interferencia intersímbolo sobre la señal 3 (que puede asimilarse a una interferencia co-canal), no así la señal 4, que sigue contribuyendo con el símbolo "n". Es interesante señalar que si el eco 1 o el 2 o ambos, arribaran al receptor con un nivel que esté por debajo del máximo permitido por la relación C/I de protección contra la interferencia co-canal para el esquema de modulación utilizado, no habría interferencia. Amplitud relativa Señal 3 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Señal 4 Señal 1 Señal 2 514 Tiempo t1 t2 Señal 1 Señal 2 t3 t4 S n-1 Sn S n-1 S n+1 Sn S n+1 Apertura en t = t3+tG Señal 3 S n-1 Sn ISI S n+1 Ventana alineada con la señal 3 Señal 4 S n-1 Sn ISI S n+1 Figura 26: Sincronización con la señal de mayor intensidad Sincronización con la primera señal en superar un umbral: En base al mismo esquema de señales del caso anterior, pero en este caso fijando un umbral de decisión, la señal 2 será la primera en superarlo y por lo tanto la ventana FFT se alineará con el período útil de símbolo de aquella, tal como se muestra en la Figura 27. Con esta estrategia de sincronización, las señales 3 y 4 contribuyen de manera constructiva, mientras que la señal 1 provoca una interferencia ISI más limitada. Sin embargo, eligiendo un umbral adecuado, es posible eliminar completamente cualquier posibilidad de ISI, dado que las señales que antecedan a la señal 2 tendrán un nivel que estará por debajo del máximo permitido por la relación C/I de protección contra la interferencia co-canal. El valor del umbral puede ser definido en base a la intensidad de campo mínima o bien, situarse automáticamente entre 6 y 10 dB por debajo de la señal de mayor intensidad. Como regla práctica de ayuda para comprender estos mecanismos de sincronización, puede afirmarse que la señal o las señales que contribuyen con la interferencia ISI, son las que anteceden a la señal elegida como referencia para sincronizar la ventana FFT. La técnica de umbral hace posible desechar los pre-ecos que contibuyen con ISI y en este sentido resulta superior al método basado en la señal de mayor intensidad. CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Señal 1 UMBRAL Señal 4 Señal 2 Señal 3 Amplitud relativa 515 Tiempo t1 t2 Señal 1 t3 t4 Sn-1 Sn Sn+1 Apertura en t = t2 + tG Señal 2 Sn-1 Sn Sn+1 ISI Ventana alineada con la señal 2 Señal 3 Señal 4 Sn-1 Sn-1 Sn Sn ISI ISI Sn+1 Sn+1 Figura 27: Sincronización con la primera señal en superar un umbral Pruebas realizadas por uno de los autores10 y verificadas empleando software de cálculo con base de datos de la población servida, mostraron que esta técnica ofrece mejores resultados que la de señal más intensa, siempre que el nivel de umbral sea adecuado. En esta experiencia, se utilizaron umbrales ubicados a 6, 10 y 20 dB por debajo de la señal de mayor intensidad, alcanzándose mejoras de hasta un 20 % más de población incluida en el servicio. El resumen de los resultados es el siguiente: Resultados de las pruebas de cobertura realizadas en Cerdeña, Italia: I. Señal de mayor intensidad: 191.133 habitantes con > di 95% (*) II. Primera señal sobre un umbral de - 6 dB: 192.226 habitantes con > di 95% (0,5 %) III. Primera señal sobre un umbral de -10 dB: 224.823 habitantes con > di 95% (+17%) IV. Primera señal sobre un umbral de -20 dB: 228.171 habitantes con > di 95% (+19%) (*) di : % de localidades 10 Trabajo realizado por Roberto Lauro, durante los años 2008 y 2009, en la isla de Cerdeña, Italia. CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Sincronización en base al promedio ponderado de tiempo-nivel de todas las señales recibidas: Con este método, el receptor abre la ventana FFT en un instante de tiempo que no coincide con el inicio del tiempo útil de símbolo de ninguna de las señales que arriban al receptor. Este instante, corresponde a un promedio ponderado tiempo-nivel. En la Figura 28, su valor esta representado por tP y se sitúa entre las señales 2 y 3, más cerca de esta última por su peso relativo respecto a las demás. Por este motivo, está técnica también se conoce con el nombre de “centro de gravedad”, que tiene una mayor significancia. Puede verse claramente que el símbolo "n+1" de la primera señal interfiere sobre las señales 2, 3 y 4, mientras que la segunda lo hace sobre las señales 3 y 4. Este método de sincronización requiere de cierto poder de cómputo en los circuitos de procesamiento de señal que calculan el promedio. Señal 3 Promedio tiempo-nivel Señal 4 Señal 2 Amplitud relativa Señal 1 516 Tiempo t1 t2 tP Señal 1 Señal 2 Sn-1 Sn S n-1 Señal 4 Sn+1 Sn S n+1 ISI Ventana alineada con tP Apertura en t = tP+tG Señal 3 t3 t4 Sn-1 Sn-1 Sn ISI Sn ISI Sn+1 Sn+1 Figura 28: Sincronización con el promedio tiempo-nivel de todas las señales recibidas CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 517 Sincronización con la mejor relación C/I: El poder computacional que require esta técnica de sincronización, es prácticamente el doble que en los métodos precedentes, razón por la cual, el cálculo del algoritmo para posicionar la ventana demanda más tiempo, pero ofrece la certeza de abrir la ventana FFT en el punto donde se logra la mejor relación C/I. Si bien desde la teoría demuestra ser una de las más recomendables, es de difícil implementación en los receptores e insume tiempos de cálculo considerables en los programas de cálculo de cobertura. Sincronización cuasi-óptima: Este método, que también necesita de un elevado poder de cálculo, combina las ventajas de las técnicas “primera señal en superar un umbral” y “mejor relación C/I”, característica de la cual deriva su nombre, posicionando la ventana FFT en la zona de mínimas interferencias y sobre una señal de intensidad suficientemente alta disminuyendo el efecto de las precedentes (ventaja del método de umbral). 3.7.2.2. Sincronización secundaria de acuerdo al estándar ISDB-T Es tratada por la Recomendación UIT-R BT.2209. Las curvas de la Figura 29 (conocidas como curvas bathtube por su formato), son de gran importancia para establecer el criterio del posicionamiento de la ventana FFT. La base de las curvas tiene una anchura igual a la duración del intervalo de guarda, en este caso 126 ms, que correspondería a un intervalo de guarda de 1/8 en el Modo 3. Alejándose de esta zona, es decir fuera del intervalo de guarda, la relación D/U necesaria para evitar la auto-interferencia es cada vez mayor. Obsérvese que para KI = 7/8 el D/U necesario crece más rápidamente que para KI = 3/4, debido a su menor robustez. Relación D/U necesaria (dB) 20 20 15 10 5 64-QAM 3/4 64-QAM 7/8 0 0 100 200 300 400 500 Retardo ( s) Figura 29: Relación D/U necesaria en función del tiempo de arribo de los ecos CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN En la Figura 30 a) se comparan las respuestas de un filtro pasa bajos de interpolación ideal con algunos filtros prácticos y en b) se muestra la relación D/U necesaria para poder demodular la señal. Se observa que a medida que la respuesta LPF se va apartando del filtro ideal, el D/U debe ser mayor. Por ejemplo, para el filtro tipo 2, con flancos de menor pendiente, los ecos que arriban ligeramente por fuera del intervalo de guarda obligan a un incremento notable de la relación D/U. a) Respuesta en amplitud (lineal) 1,2 1,0 0,8 0,6 0,4 LPF ideal LPF tipo 1 LPF tipo 2 0,2 0 - 200 - 100 0 100 200 300 Retardo ( s) 25 20 b) D/U necesaria (dB) 518 15 10 Comp. interf. LPF ideal LPF tipo 1 LPF tipo 2 5 0 - 200 0 200 400 600 Retardo ( s) Figura 30: a) Respuesta del filtro y b) D/U necesaria según el tiempo de arribo de los ecos CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 519 En la Figura 31 se muestran nuevamente, un poco más simplificadas, las curvas de relación D/U necesaria y de respuesta del filtro, en función de los retardos de arribo. La configuración de emisión es la misma, es decir Modo 3 e intervalo de guarda 1/8. En a) la relación D/U necesaria en función del retardo de llegada de los ecos, solo tiene en cuenta los componentes que provocan interferencia ISI. En b) se muestran las características del filtro de interpolación, con respuesta en amplitud unitaria dentro del ancho de banda dado por ± LPFBW. La respuesta del filtro es nula fuera del ancho de banda de Nyquist (±168 μs). Ambos valores estan expresados en tiempo (retardo). Finalmente, en c) se presentan todos los elementos. El receptor ajusta su ventana FFT de manera que la señal se encuentre sobre la parte plana o piso de la curva, reduciendo o prácticamente eliminando la interferencia intersimbolo. D/U (dB) a) Retardo - 63 Amplitud relativa 0 63 b) - LPF BW + LPF BW 0 - 168 Retardo + 168 D/U (dB) señal principal 126 s c) margen Retardo -105 - Tm - Tm 0 +126 - Tm +231 - Tm Figura 31: a) Relación D/U necesaria, b) respuesta del filtro y c) curva resultante y señal En la Figura 32 puede verse la denominada “máscara de intervalo de guarda”, curva que se obtiene por la inversión de la curva bathtube. Esta máscara expresa una atenuación en dB e indica los niveles máximos permitidos para los ecos. Se aprecia la relación entre varias señales recibidas y la posición de la ventana FFT, que el receptor debe ajustar para que todos los ecos queden comprendidos dentro de esta máscara. En el caso de que alguno de ellos quedara afuera, la interferencia imposibilitaría la demodulación correcta de la señal. 520 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Si en el punto de recepción las señales retrasadas son numerosas y sus amplitudes están cerca del límite definido por la máscara, el receptor también podría fallar. Se introduce el concepto de “diferencia de potencia” (defective power en la documentación de referencia) definida como la diferencia en dB entre el límite de la máscara y la amplitud de los ecos. Amplitud 126 s máscara de intervalo de guarda señal principal diferencia de potencia Tm Retardo señales fuera del IG Señales dentro del IG t = -Tm t = 0 señales fuera del IG t = 126-Tm Figura 32: Máscara de intervalo de guarda Cuando esta diferencia se acerca a 0 dB o se torna negativa, los ecos que se encuentran fuera del intervalo de guarda exceden el límite y la recepción no resulta posible. Por lo tanto, durante el proceso de ajuste de la ventana FFT, además de buscar la zona plana, el receptor debe maximizar la diferencia de potencia. En la Tabla 5 se resumen los requerimientos básicos analizados hasta aquí. Requerimiento Ruido APN Filtro de interpolación para recuperación de portadora Margen de posicionamiento de la ventana FFT Especificación ARIB Comentarios -35 dB Relativo al nivel de la señal de entrada Zona plana -126 μs a 126 μs Transición -168 μs a -126 μs y 126 μs a 168 μs 6 μs - Tabla 5: Requerimientos básicos para receptores ISDB-T (Rec. UIT-R BT.2209) En la Figura 33 pueden verse algunos ejemplos de la máscara de intervalo de guarda correspondientes a receptores comerciales, en comparación con la curva sugerida por ARIB (en línea llena negra). En particular, la curva en línea de puntos corresponde a los filtros de interpolación de receptores producidos antes de la publicación de las especificaciones ARIB. Máscara del intervalo de guarda (dB) CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 5 0 -5 521 Receptor A Receptor B Receptor C Modelos antigüos ARIB - 10 - 15 - 20 - 25 - 300 - 200 - 100 0 100 Retardo ( s) 200 300 Figura 33: Máscaras de intervalo de guarda de receptores comerciales 3.7.2.3. Sincronización secundaria de acuerdo al estándar ISDB-Tb En cuanto al estándar ISDB-Tb, específicamente la norma brasileña ABNT NBR15604 (2007) trata este tema en los apartados titulados “Procesamiento de señal en los receptores full-seg” y “Procesamiento de señal en los receptores one-seg”. Referido a la sincronización secundaria para el posicionamiento de la ventana FFT, se encuentra el siguiente texto en la citada norma, en los puntos 7.2.10.1 y 7.2.10.2: "La operación FFT se ejecuta por un período correspondiente a la duración efectiva de un símbolo OFDM. Debido al ruido de trayectoria múltiple de la señal recibida, el procesamiento FFT se deberá ejecutar en un período apropiado." Considerando la profundidad e importancia de todo lo visto hasta aquí sobre este tema puntual, resultaría conveniente que la norma pueda brindar mayores especificaciones sobre él o los métodos a seguir. En base al análisis presentado, se deduce que resulta de extrema importancia la inclusión del método más adecuado de sincronización para el posicionamiento de la ventana FFT dentro de las especificaciones técnicas para los receptores ISDB-Tb (observación que también aplica en DVB-T). La ausencia de las mismas ha sido planteada por uno de los autores de este trabajo11 en distintos foros y seminarios realizados en Europa y Sudamérica. La falta de información y de recomendaciones adecuadas, podría llevar a un fabricante de receptores a elegir inadvertidamente un método inapropiado, poniendo en riesgo el correcto funcionamiento de sus equipos dentro de un ambiente SFN. 11 Roberto Lauro en Viena 2012 para DVB-T (Austria) y AFCEA 2011 para ISDB-T b (Buenos Aires). 522 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 3.8. Conceptos de planificación La planificación es un tema de gran importancia en TVD-T debido entre otros factores, a la posibilidad de instalar redes que abarquen una gran extensión geográfica y que utilicen una sola frecuencia en áreas de servicio solapadas. Esta posibilidad ha cambiado completamente los procedimientos de planificación desarrollados para la TV analógica, planteando un nuevo desafío para las administraciones nacionales y organismos de gestión del espectro radioeléctrico de los distintos países. A continuación se analizarán algunos conceptos nuevos y las variaciones que experimentan los parámetros de protección contra interferencia habituales, cuyo desarrollo completo puede ser consultado en las recomendaciones de la Unión Internacional de Telecomunicaciones (UIT) mencionadas al principio de este capítulo. 3.8.1. Assignment Para aclarar su significado, simplemente puede decirse que hasta la llegada de la TVD-T, la planificación en TV analógica se hacía en base a assignments, aunque en esa época no se usaba este término. El assignment es un sitio geográfico con determinadas características de transmisión fijadas por los organismos de gestión del espectro: potencia, frecuencia, ganancia y directividad de la antena. De hecho, el concepto de assignment nació con la TV analógica, donde en los comienzos cada radiodifusor proponía la ubicación para su planta transmisora y los parámetros de transmisión. Posteriormente y con la proliferación de nuevas emisoras de TV, fue necesario crear un sistema de planificación técnica coherente, que respetara los derechos adquiridos por los pioneros de la radiodifusión, a la vez que permitiera la mayor pluralidad, respetando las leyes naturales de la propagación electromagnética. En la Figura 34 cada transmisor es un assignment, donde TX 2 se utiliza para cubrir lugares obstruidos por obstáculos en la señal del transmisor principal. En este ejemplo se emplean dos frecuencias, pero podrían ser necesarias algunas más, en función del tipo y cantidad de obstáculos y del tamaño de la red. TX 1 f1 f1 f2 TX 2 f2 f2 Figura 34: Concepto de assignment, basado en la ubicación y características de las emisiones CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 523 El empleo de dos o más frecuencias simplificaba notablemente la implementación, porque no era necesario ningún tipo de sincronización entre las emisiones. Sin embargo, se hacía un uso muy poco eficiente del espectro radioeléctrico, pues ningún otro radiodifusor podía utilizar esas frecuencias12 en áreas cercanas, debido al riesgo de producir interferencia cocanal. 3.8.2. Allotment Dado que la TVD-T permite la implementación de redes SFN, se hizo necesario definir un nuevo concepto para incluir a los entornos geográficos en los que operan varios transmisores en la misma frecuencia: el allotment. A partir del mismo, cambian notablemente las condiciones de planificación, generando lo que se conoce como “dividendo digital”, es decir un ahorro importante de espectro. Como contrapartida, aparecen nuevos problemas de interferencia y sincronización que el ingeniero de TV debe resolver. f1 f1 f1 f1 f1 Figura 35: Concepto de allotment, basado en el entorno geográfico de las redes SFN 3.8.3. System variant Se trata del juego completo de parámetros de configuración del sistema. De cualquier modo, es importante explicar el significado de este término, ya que aparece frecuentemente citado en la literatura especializada en TVD-T, especialmente en los sistemas que emplean la multiplexación OFDM. Se denomina system variant a todas las combinaciones posibles de modo (1, 2 y 3), intervalo de guarda (1/4, 1/8, 1/16 y 1/32), esquemas de modulación (QPSK, DQPSK, 16-QAM y 64-QAM) y relación de codificación convolucional (1/2, 2/3, 3/4, 5/6 y 7/8). La elección del system variant influye sobre la robustez del sistema y la tasa de transmisión y debiera dejarse a criterio del radiodifusor la elección del juego de parámetros más conveniente 12 N de los A: En TV analógica, en algunos casos podía reutilizarse la misma frecuencia, empleando la técnica conocida como “offset de precisión” u “offset de línea”, siempre y cuando los niveles de interferencia de señal fueran prácticamente despreciables, es decir, a distancias considerables o con fuerte atenuación por obstáculos. 524 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN en función de las condiciones del área y cantidad de población donde ofrecerá el servicio, aunque en general, cada administración nacional tiene sus propios criterios al respecto. 3.8.4. Relaciones de protección A continuación se presentan una serie de criterios fundamentales para el trabajo de las oficinas de planificación y también para el proyectista. En los anexos de la Recomendación UIT-R BT.1368-9 pueden encontrarse las especificaciones para cada una de las normas de TVD-T. En particular, el Anexo III del mencionado documento está dedicado a ISDB-T. Estos criterios permiten determinar, una vez asignada una frecuencia, cuáles serán los niveles de intensidad de campo máximo permitidos, dentro de su área de cobertura, para los canales adyacente inferior, adyacente superior y co-canal, contemplando también las posibles interferencias entre servicios analógicos y digitales. Este tipo de estudios también deben realizarse con emisoras de los países limítrofes. 3.8.4.1. Relaciones de protección co-canal (ISDB-T interferido por ISDB-T, en dB) Se muestran en la Tabla 6. Por ejemplo, con 16-QAM y KI = 3/4, la señal deseada debe estar 15 dB por encima de la señal interferente, ambas digitales. Disminuyendo la robustez la exigencia es mayor y puede verse que para 64- QAM la relación debe ser de 21 dB. Esquema de Modulación KI 1/2 QPSK/DQPSK 16-QAM 64-QAM 6 12 17 2/3 8 14 20 3/4 9 15 21 5/6 9 16 22 7/8 10 17 23 Tabla 6: Relaciones de protección co-canal (en dB) Se pueden extraer algunas conclusiones sencillas: s Las relaciones de la Tabla 6 coinciden con las relaciones C/N mínimas para una determinada configuración del sistema. En efecto, en este caso la interferencia de la señal digital indeseada se comporta como si fuera ruido blanco en la banda de la señal deseada. s El esquema de modulación 64-QAM permite una mayor tasa de transmisión que 16-QAM, a expensas de necesitar 6 dB más de potencia que esta última (excepto para KI = 1/2, por su mayor robustez). CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 525 3.8.4.2. Relaciones de protección con canales adyacentes (ISDB-T interferido por ISDB-T, en dB) Se presentan en la Tabla 7 y Tabla 8. En este caso aparecen números negativos, lo que significa que los canales adyacentes pueden tener mayor nivel que el canal deseado, ya que no operan en la misma frecuencia. Por supuesto, este mayor nivel tiene un límite que si es sobrepasado, provocará interferencias. Esquema de Modulación KI QPSK/DQPSK 16-QAM 64-QAM - 29 - 28 - 27 2/3 - 29 - 28 - 26 3/4 - 29 - 27 - 26 5/6 - 28 - 27 - 25 7/8 - 28 - 27 - 24 1/2 Tabla 7: Relaciones de protección para canal adyacente inferior (en dB) Esquema de Modulación KI QPSK/DQPSK 16-QAM 64-QAM 1/2 - 30 - 29 - 28 2/3 - 30 - 29 - 27 3/4 - 29 - 28 - 27 5/6 - 29 - 28 - 27 7/8 - 29 - 28 - 27 Tabla 8: Relaciones de protección para canal adyacente superior (en dB) Por ejemplo, para el caso de 16-QAM y KI = 3/4, la señal no deseada de canal inferior puede encontrarse hasta 27 dB por encima de la señal deseada como máximo. En cambio, con modulación 64-QAM ese límite desciende a 26 dB, por la menor robustez de este esquema. 3.8.4.3. Relaciones de protección con canales adyacentes analógicos (en dB) Con respecto a las interferencias provocadas por canales adyacentes analógicos, las tablas del Anexo III de la recomendación aluden al sistema CCIR 525/60 (NTSC-M). Estos valores son equivalentes a CCIR 625/50 (PAL-N) para los países que utilizan esta norma. 526 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Las cifras consignadas en las tablas, se calculan en base a la relación entre el valor eficaz de la potencia pico de sincronismo para la señal analógica y el valor eficaz en la banda correspondiente a la frecuencia de operación para la señal digital. La información proporcionada por estas tablas tiene su importancia, ya que ambos sistemas (analógico y digital) tendrán un período de convivencia no despreciable. En la Tabla 9 y la Tabla 10 se presentan las relaciones de protección. En el caso de la señal analógica, los valores se determinan considerando también a la portadora de sonido. Señal deseada Esquema de Modulación QPSK- DQPSK 16-QAM 64-QAM Señal no deseada KI NTSC-M 1/2 - 34 2/3 - 34 3/4 - 33 1/2 - 34 2/3 - 33 3/4 - 32 2/3 - 32 3/4 - 31 5/6 - 29 7/8 - 29 Tabla 9: Relaciones de protección para canal adyacente inferior (en dB) Señal deseada Esquema de Modulación QPSK - DQPSK 16-QAM 64-QAM Señal no deseada KI NTSC-M 1/2 - 35 2/3 - 35 3/4 - 34 1/2 - 35 2/3 - 34 3/4 - 33 2/3 - 33 3/4 - 33 5/6 - 32 7/8 - 31 Tabla 10: Relaciones de protección para canal adyacente superior (en dB) CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 527 3.8.5. Suma de campos electromagnéticos La suma de campos electromagnéticos en lo que se refiere a la propagación de señales de radiodifusión resulta de vital importancia para los cálculos de cobertura e interferencia y también para la planificación. Existen varios métodos para calcular la suma de campos pero en particular, interesan aquellos que son de aplicación en redes SFN OFDM, donde los ecos contribuyen de manera positiva o, en el peor de los casos, provocan interferencias en allotments vecinos. Los métodos de suma son de tipo numérico-estadísticos o analíticos-aproximativos. En cualquier caso es necesario contar con un importante poder de cálculo para computar una gran cantidad de puntos dentro del área cobertura o de interferencia, según sea el caso. La presentación y el desarrollo de estos métodos escapan al alcance de este trabajo. Los métodos de cálculo más utilizados en redes SFN son: s LNM (Log Normal Method) s k-LNM (corrected LNM) s t-LNM (true LNM) El nivel de la interferencia co-canal debe ser menor al especificado para una determinada configuración del sistema en el modelo de canal de propagación correspondiente: Rice para antenas fijas y Rayleigh para móviles y portátiles. La interferencia generada por los transmisores de un allotment debe ser menor o igual al límite de umbral del allotment vecino. Debe tenerse presente que el 2 pertenece a la red SFN de otro radiodifusor (quizás de otro país) y por consiguiente la planificación debe ser realizada de manera conjunta. La Figura 36 ilustra estos conceptos. E interf < E umbral CH 21 CH 21 CH 21 ALLOTMENT 1 ALLOTMENT 2 Figura 36: Suma de campos recibidos y posibilidades de interferencias 3.8.6. Ahorro espectral de las redes SFN en comparación con redes MFN La Figura 37 permite ilustrar este importante concepto. Se visualiza fácilmente la economía de frecuencias que se consigue con las redes SFN en comparación con las redes MFN, donde en estas últimas además esta vedado el uso de canales adyacentes y co-canales. Puede 528 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN verse que la red MFN necesita nueve frecuencias, mientras que en la red SFN, como su nombre lo indica, solo es necesaria una frecuencia. La disposición en rombo, usada en planificacion, representa un allotment, mientras que los círculos representan las áreas cubiertas por cada assignment del allotment. 9 Frecuencias por programa D A G D A G B H E B H E C I F C I F A G D A G D B H E B H E I C I F C F 1 Frecuencia por programa D A A A G A D A A G a) MFN A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A A b) SFN Figura 37: Comparación de la utilización de espectro entre redes MFN y redes SFN 4. PROYECTO DE UNA RED SFN A continuación, se presentará un ejemplo con todos los pasos que deben seguirse durante la fase de proyecto y diseño de una red SFN, utilizando un programa especializado de cálculo asistido por computadora. La red cubre parte de las provincias de Mendoza y San Luis, en la República Argentina, a lo largo de la Ruta Nacional Nº 7 entre las Ciudades de Mendoza y Villa Mercedes. Los pasos a seguir en este tipo de proyectos son los siguientes: s Estimación de la ubicación geográfica de las estaciones (4.1). s Carga de datos generales de las estaciones de la red (4.2). s Selección de la base de datos orográficos y modelo de propagación (4.3). s Configuración del sistema de transmisión (4.4). s Diseño de los sistemas de antenas y enlaces de las estaciones de la red (4.5). s Primera estimación de cobertura de la red (4.6). s Ajuste de retardos en función de los resultados obtenidos (4.7). s Verificación final de la cobertura obtenida. 4.1. Estimación de la ubicación geográfica de las estaciones Como todo procedimiento para determinar la mejor ubicación posible para los transmisores, deberán tenerse en cuenta los siguientes factores: CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 529 Existencia de caminos transitables y de alimentación eléctrica. Centros urbanos a cubrir con el servicio. Distancias entre estaciones y coordenadas geográficas. Perfiles del terreno entre las estaciones. Distancia entre las estaciones en función del intervalo de guarda elegido. Verificación de la superposición entre áreas de servicio de las estaciones. Frecuencia asignada. La Figura 38, es un mapa orográfico de la zona elegida para el proyecto, donde se puede apreciar la ubicación de las 8 estaciones que conformarán la red SFN. Todas se encuentran próximas a la Ruta Nº 7. s s s s s s s 1 2 8 5 7 6 4 3 1234- Cerro Arco Mendoza Villa Mercedes Fraga 5678- San Luis Alto Pencoso La Paz Las Catitas Figura 38: Estimación de la ubicación geográfica de las estaciones 4.2. Carga de datos generales de las estaciones de la red La Figura 39 muestra una pantalla con los datos generales de las estaciones de la red: localización, coordenadas geográficas, cotas de emplazamiento, altura de las antenas, frecuencia, potencias y distancias entre cada emisor. Parte de esta información puede ser suministrada directamente por el software mientras que otros deberán ser recopilados por el proyectista e ingresados al sistema en forma manual (alturas de antenas, potencias y nombre de los emplazamientos, entre otros). Estos datos, completos y ordenados, son indispensables para el trabajo del proyectista. 530 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Figura 39: Carga de datos generales de las estaciones de la red 4.3. Selección de la base de datos orográficos y modelo de propagación La Figura 40 muestra la ventana del software que permite seleccionar la base de datos orográficos correspondiente a la zona elegida. Pueden verse varios elementos: Arriba a la izquierda el selector de la base de datos propiamente dicha. Inmediatamente debajo, aparecen una serie de celdas de verificación y configuración que definen las características que tendrá el trazado del mapa de cobertura y la rápidez con la cuál se obtendrán los resultados. Cuando se realizan las primeras estimaciones y aproximaciones, es conveniente que el proyectista elija una resolución más baja y una menor precisión de cálculo, lo que contribuirá a disminuir el tiempo total de procesamiento del software. A la derecha, el proyectista puede elegir el modelo de propagación (en la figura se ha seleccionado UIT 1546, de acuerdo a lo estudiado en el punto 1.1.1 de este mismo capítulo). Luego se puede ajustar el modelo en función de las características de la zona (abierta o urbana), tipo de suelo (seco, húmedo, etc.) incluir los efectos de reflexión y difracción y considerar o no las pérdidas por falta de despeje de la primera zona de Fresnel, entre otros aspectos. Como en todo software, las características principales y los detalles de su funcionameinto son definidos por su desarrollador y por lo tanto, para realizar un correcto ajuste y selección de parámetros, el proyectista debe leer y estudiar completamente el manual suministrado con el programa, ejercitándose con los ejemplos que normalmente se incluyen con este propósito. CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 531 Figura 40: Base de datos orográficos y modelo de propagación (EM Lab, cortesía de Aldena) 4.4. Configuración del sistema de transmisión La Figura 41 corresponde a la ventana de configuración del sistema de transmisión13. Aquí también deben consignarse los parámetros de recepción, tales como sincronización de la ventana FFT, ganancia y pérdidas del sistema de antena, ruido y porcentajes de cobertura considerados como buenos y aceptables, que el software necesita para modelar el sistema de 13 Adaptación para ISDB-T realizada por los autores, solo con fines didácticos. Basado en las caracterísiticas del b Software EM Lab de la empresa Aldena, Italia. 532 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN transmisión-recepción completo. Esto confirma lo visto en apartados anteriores, acerca de la importancia que tiene el comportamiento de los receptores en una red de TVD-T. En este proyecto, se emplea el Modo 3 de ISDB-Tb, con un intervalo de guarda de 252 μs (Δ = 1/4 ) y una canalización de 6 MHz de anchura de banda. Figura 41: Configuración del sistema de transmisión - recepción CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 533 4.5. Diseño de los sistemas de antenas y enlaces de las estaciones de la red En base a la potencias de cada transmisor, se diseñan los patrones de radiación de las antenas para cada estación, teniendo en cuenta la disposición geográfica de las estaciones y las distancias. 4.5.1. Diseño del sistema de antenas En la Figura 42 se muestran los diagramas de radiación horizontal y vertical de la antena generados por el software especializado, en este caso para el emisor TX 8 localizado en Las Catitas. Dado que se pretende lograr cobertura a lo largo de la Ruta Nacional Nº 7, siguiendo una dirección aproximada noroeste-sudeste, se diseñan las antenas para cumplir con este requisito, eligiendo un diagrama de radiación horizontal en forma de cardioide, dirigido hacia el sudeste, con un ángulo azimutal de 120°. El objetivo es lograr cobertura en ese sector, ya que hacia el oeste la cobertura está asegurada por la estación TX 1 ubicada en Cerro Arco, a 1600 metros de altura sobre el nivel del mar. Figura 42: Diagramas V y H de la antena del emisor TX 8 (EM Lab, cortesía de Aldena) El software permite, tal como puede verse en la Figura 43, realizar la corrección de los nulos del diagrama vertical, mejorando la cobertura en zonas pobladas que se encuentren cercanas a la antena. CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN Figura 43: Corrección de los nulos del diagrama vertical de la antena (EM Lab, cortesía de Aldena) 4.5.2. Perfiles del terreno entre las estaciones Los perfiles del terreno son imprescindibles, especialmente cuando se proyectan STL por radioenlace terrestre VHF, UHF y microondas o bien satelitales para el transporte de programa hasta cada uno de los sitios de transmisión. Se deberán trazar todos los perfiles necesarios y aplicar la metodología de cálculo correspondiente a cada tipo de servicio. Este proyecto de red SFN requiere del relevamiento de siete perfiles y el cálculo de otros tantos radioenlaces. A manera de ejemplo, en la Figura 44 pueden verse las caraterísticas del perfil del terreno entre la ciudad de San Luis (TX 5) y la localidad de Fraga (TX 4), cuya trayectoria en línea recta tiene una longitud de 52 km. Resulta evidente que se deberá instalar una repetidora para poder sortear la obstrucción natural del radioenlace. Altura sobre el nivel del mar (m) 534 1000 San Luis Fraga 960 920 880 840 800 760 720 680 2,5 5 7,5 10 12,5 15 17,5 20 22,5 25 27,5 30 32,5 35 37,5 40 42,5 45 47,5 50 Longitud del enlace (km) Figura 44: Trazado del perfil San Luis – Fraga (Cortesía Televida, Canal 9 de Mendoza) CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 535 Con respecto al comportamiento de esta obstrucción para la señal de TVD-T, en la Figura 45 del apartado siguiente se podrá comprobar que no aparecen problemas significativos de cobertura entre los transmisores TX 4 y TX 5, ya que las zonas de sombra de un transmisor son cubiertas por el otro. Solamente en las cercanías de la obstrucción, se aprecia una disminución en la zona norte, que varía entre el 5% y el 30%. 4.6. Primera estimación de cobertura de la red La Figura 45 muestra los resultados arrojados por el software en la primera estimación de cobertura realizada. En el mapa, el cursor se encuentra ubicado en las cercanías del transmisor TX 7 y en base a esta referencia se presentan los datos que aparecen en la ventana ubicada a la izquierda, que son de extrema importancia para el proyectista, ya que permiten verificar la aparición de posibles autointerferencias de la red. El detalle de la información presentada es el siguiente: s Se observan las distintas contribuciones provenientes de otros emisores de la red (TX1, TX 6 y TX 8) en ese punto geográfico. Obviamente, TX 7 es el que coloca mayor campo en ese lugar, con 98,11 dBμV/m. s En el eje horizontal del diagrama ubicado en la parte inferior de la ventana, aparecen los tiempos de retardo de los distintos ecos que arriban a ese punto, mientras que en el eje vertical se muestran las intensidades de los mismos. s Se observa que la emisión de TX 1 está fuera del intervalo de guarda de TX 7 debido a la distancia entre ambas estaciones. Sin embargo, la diferencia de intensidades entre ambas señales supera los 70 dB, arrojando una relación C/I co-canal mucho mayor que la mínima necesaria. Además, la relación C/N mínima que permite asegurar el funcionamiento de la red es de 18,7 dB, valor que viene dado por el software (en coincidencia con la Tabla 4) en función de los parámetros de transmisión seleccionados, deduciéndose que no se producirá interferencia. También puede verse claramente que los ecos provenientes de los transmisores TX 6 y TX 8 se encuentran dentro del intervalo de guarda de TX 7. s En esta primera estimación aparece una zona de auto-interferencia de red14 en los alrededores de TX 8, puesta de manifiesto por la ausencia del sombreado en el mapa. Esta falta de cobertura es provocada por la emisión de TX 1, debido a que la distancia entre ambos transmisores es de 96 km y los puntos ubicados en esta zona se encuentran a más de 75,6 km de TX 1, que es la distancia adicional que permite cubrir el intervalo de guarda. A continuación se analizará la solución de este problema, introduciendo ajustes de retardo y planteando una exigencia adicional: utilizar un intervalo de guarda de 1/8. 14 El término “auto-interferencia de red” es frecuentemente utilizado en la literatura especializada para identificar las interferencias creadas por los transmisores de la misma red que no están correctamente sincronizados. Figura 45: Primera estimación de cobertura de la red SFN 536 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 537 4.7. Ajuste de retardos en función de los resultados obtenidos Dado que el análisis y cálculo completo de una red SFN como la que se plantea en este ejemplo insumiría demasiadas páginas, en este apartado se realizará el procedimiento de ajuste de retardo entre las dos primeras estaciones, es decir Cerro Arco (TX 1) y Las Catitas (TX 8). El análisis se enfocará únicamente en la eliminación de la autointerferencia entre ambos, para lo cual se procede a desactivar en el software los transmisores TX 2 a TX 7. Cabe preguntarse si existen razones que impidan instalar el transmisor TX 8 en un emplazamiento más cercano a la Ciudad de Mendoza, evitando todos estos problemas. La respuesta es muy simple: no siempre resulta factible acceder a los emplazamientos ideales o teóricos. Las razones son diversas, ya sea por inexistencia de caminos transitables, ausencia de energía eléctrica, elevados costos de arrendamiento, falta de seguridad ante posibles robos o vandalismo, etc. Es ante este tipo de desafíos donde un buen ingeniero de TVD debe desplegar toda su pericia y conocimientos. Suponiendo que se necesite incrementar ligeramente la tasa binaria de transmisión de datos y dado que el esquema seleccionado es 64-QAM y KI 2/3, para no comprometer la robustez del sistema la única alternativa posible será reducir el intervalo de guarda a 1/8 (equivalente a 37,8 km), lo que permitirá una mejora del orden del 10% en la tasa, de acuerdo a los valores consignados en la Tabla 4. La Figura 46 muestra el resultado luego de la reducción del intervalo de guarda: como era de esperar, la zona de de auto-interferencia se amplía y abarca una superficie mucho mayor, siendo imposible asegurar una correcta recepción de la señal en esos puntos. Además los niveles de las señales son muy similares, dando una relación C/I co-canal de tan solo 1,1 dB. Los datos cuantitativos pueden verse en las ventanas de la izquierda de la misma figura. En la parte superior aparecen: el retardo adicional que se añade a cada transmisor, que por el momento es nulo (los valores de la columna respectiva están en 0 μs), la distancia en metros del punto señalado por el cursor a cada uno de los transmisores y su equivalente en tiempo y el valor de intensidad de campo colocado, en dBμV/m. En el gráfico de la parte inferior, se puede apreciar que la señal de TX 1 queda muy alejada del intervalo de guarda de la emisión de TX 8. Además se observa que desde el punto señalado por cursor, los tiempos del trayecto son de 273,73 μs hacia TX 1 y 45,97 μs hacia TX 2, siendo la suma igual a 319,70 μs, equivalente a la distancia entre ambos, es decir 96 km. El problema planteado puede solucionarse aplicando los conceptos estudiados en el apartado 3.5.3. De acuerdo a la información entregada por el software, es fácil deducir que si al transmisor TX 8 se le introduce un retardo de unos 200 μs (no es necesario que el valor sea exacto), se conseguirá “desplazarlo” temporalmente, haciendo que su emisión llegue más tarde a la zona de recepción interferida. El resultado final puede verse en la Figura 47. A la izquierda puede verse que la emisión de TX 1 se encuentra dentro del intervalo de guarda de TX 8 y que además se logra un sensible incremento de la cobertura hacia el este, comparado con el resultado que se obtuvo en la Figura 46. El agregado de retardo en TX 8 creará una zona interferente con la siguiente estación, ubicada en la localidad de La Paz. Para corregirla, el procedimiento a seguir es exactamente el CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN mismo, añadiendo retardo a TX 7 (no necesariamente el mismo valor, ya que las distancias son diferentes) y así sucesivamente, hasta completar el balance necesario para toda la red. El lector interesado en completar el diseño podrá hacerlo sin mayores inconvenientes, con la ayuda de un software adecuado. Figura 46: Autointerferencia debida a la emisión de TX 1 fuera de intervalo de guarda de TX 8 538 Figura 47: Eliminación de la interferencia, agregando un retardo de 200 μs a TX 8 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 539 540 CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN BIBLIOGRAFIA ALDENA, EM Lab. Software para cálculo de cobertura de redes de TV, [en línea], Dirección URL: <http://www.aldena.it/>, [s. f.]. ASOCIACIÓN BRASILEÑA DE NORMAS TÉCNICAS, Televisión digital terrestre. Receptores, Norma ABNT NBR 15604, [s. e.], [s. l.], 2007. 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IRT, “Good bye Rec. 370, Welcome Rec. 1546”, [en línea], Dirección URL: <http://www.terjin.com/dl/summit/2002_grosskopf.pdf>, [s. f.]. LONGLEY and RICE, Prediction of tropospheric radio transmission loss over irregular terrain (ITM). A computer method, [s.l.], [s. e.], 1968. MUMFORD, William and Elmer SCHEIBE, Noise performance factor in communications systems, Massachusetts, Horizont House. Microwave Inc. Dedham, 1986. CAPÍTULO 14 — ÁREAS DE COBERTURA, REDES MFN Y SFN 541 PISCIOTTA, Néstor, Sistema ISDB-Tb (Primera parte), Serie de Materiales de Investigación de la Universidad Blas Pascal, Año 3, Núm 9, septiembre de 2010. PISCIOTTA, Néstor, Carlos LIENDO, Roberto LAURO y Pedro H. LOBO ANDRADE, Seminario-Taller de Capacitación para Profesionales. Servicios Integrados de Difusión Digital Terrestre (ISDB-Tb). Aspectos Técnicos, Regulatorios y Normativos, ANTEL, Montevideo, 2012. SPETH, M., S. FETCHEL, G. FOCK and H. MEYR, Optimum Receiver Design for Wireless Broadband Systems Using OFDM - Part I, IEEE Transactions on Communications. Vol. 47, Num 11, november 1999. CONTENIDO Introducción .........................................................................................................................5 Agradecimientos ...................................................................................................................9 Los autores .......................................................................................................................13 Capítulo 1. Introducción a la TV digital ..............................................................................15 Antecedentes ..................................................................................................15 Distintos formatos tecnológicos de la TV digital ........................................... 22 Web TV ...................................................................................................15 Plataforma OTT ......................................................................................19 IPTV .......................................................................................................21 TV satelital ............................................................................................. 22 TV por cable........................................................................................... 22 TV digital terrestre (TVD-T) ......................................................................... 22 Ventajas de la TVD-T ............................................................................. 22 Breve descripción de los estándares mundiales de TVD-T ..............................32 Adopción de los estándares en los distintos países del mundo ..................33 Clasificación de los estándares de TVD-T ................................................33 ATSC .......................................................................................................36 DVB-T .....................................................................................................38 543 544 CONTENIDO ISDB-T.....................................................................................................40 DMB-T (DTMB)......................................................................................43 Bibliografía .....................................................................................................45 Capítulo 2. Elementos de análisis espectral y análisis de Fourier ....................................47 Introducción ...................................................................................................47 Números complejos ........................................................................................48 Operaciones de rotación en el plano complejo .........................................49 Fasores complejos ....................................................................................50 Elementos del análisis espectral ......................................................................51 Suma de espectros de frecuencia ..............................................................53 Transformada de Hilbert .........................................................................54 Transformada de Hilbert .........................................................................54 Mezcla en cuadratura de frecuencias........................................................55 Análisis de Fourier..........................................................................................58 Señales en el dominio del tiempo y en el dominio de la frecuencia ...........59 Transformada de Fourier (FT) ....................................................................... 60 Variantes de la Transformada de Fourier .................................................62 Transformada discreta de Fourier (DFT) ....................................................... 64 Transformada Discreta de Fourier Real ...................................................65 Transformada Discreta de Fourier Compleja ...........................................69 Transformada Rápida de Fourier (FFT) ...................................................77 Bibliografía .....................................................................................................79 Capítulo 3. Modulación digital............................................................................................81 Introducción ...................................................................................................81 Modulación digital .........................................................................................81 Bits, símbolos y velocidad de modulación ................................................83 Modulación QAM ......................................................................................... 84 Representación gráfica: constelaciones y mapeo de bits ...........................87 Modulación QPSK y DQPSK ........................................................................ 90 Expresión analítica y generación de la señal QAM .........................................95 Demodulación de la señal QAM ..............................................................96 Normalización de los niveles de modulación ..................................................98 CONTENIDO 545 Determinación de las potencias de pico y media de las señales .................99 Bibliografía ...................................................................................................106 Capítulo 4. Multiplexación OFDM .....................................................................................107 Introducción .................................................................................................107 Multiplexación por división de frecuencias (FDM).......................................107 Espectro ocupado por una señal FDM ...................................................111 Multiplexación por división de frecuencias ortogonales (OFDM) ................111 El concepto de ortogonalidad ................................................................112 Eliminación de la interferencia entre portadoras (ICI): Ortogonalidad .......................................................................................114 Generación de la señal OFDM ...............................................................119 Eliminación de la interferencia entre símbolos (ISI): Intervalo de guarda ................................................................................120 Modelo 3D amplitud-tiempo-frecuencia del canal de transmisión..........128 Aplicación de la multiplexación OFDM en TV digital terrestre....................130 Fundamentos .........................................................................................130 Comportamiento del canal radioeléctrico ..............................................131 Determinación de parámetros OFDM para TVD-T ...............................133 Apéndice: aplicación de la transformada discreta de Fourier (DFT) .............141 Bibliografía ...................................................................................................149 Capítulo 5. Presentación del sistema ISDB-Tb .................................................................151 Introducción .................................................................................................151 Transmisión en banda segmentada ...............................................................152 Anchura de banda de los segmentos.......................................................152 Parámetros OFDM del sistema ISDB-Tb: modo 1.........................................154 Modos 2 y 3 del sistema ISDB-Tb .................................................................157 Tabla de parámetros: modos 1, 2 y 3 ............................................................161 Anchura de banda ocupada ...................................................................162 Tasas o velocidades de transmisión de datos.................................................163 Tasa de datos en función de fIFFT ............................................................165 Las capas jerárquicas de ISDB-T b .................................................................165 Ejemplo de utilización de las capas jerárquicas ......................................167 546 CONTENIDO Diagrama funcional de una estación de TV digital ISDB-T b ........................168 Estudios .................................................................................................170 Planta transmisora .................................................................................174 Características resumidas del receptor ISDB-Tb............................................177 Ejercicio: dimensionamiento de un sistema de transmisión ISDB-T b.............180 Bibliografía ...................................................................................................184 Capítulo 6. Flujo de transporte TS MPEG-2 .....................................................................185 Introducción .................................................................................................185 Codificación y empaquetado del flujo binario de datos ................................185 Flujo elemental empaquetado (PES) ..............................................................189 Encabezado de PES ................................................................................190 Encabezado opcional de PES..................................................................192 Flujo de programa ........................................................................................194 Flujo de transporte (TS)................................................................................195 Encabezado del paquete TS....................................................................199 Campo de adaptación ............................................................................200 Identificador de paquete (PID ................................................................201 Obtención de los paquetes TS a partir del PES .......................................203 Composición del flujo TS.......................................................................204 Sincronización de programa...................................................................205 Secciones................................................................................................206 Tablas ....................................................................................................211 Distribución de la ocupación del flujo TS ..............................................228 Bibliografía .................................................................................................. 230 Capítulo 7. Remultiplexor y flujo BTS ...............................................................................233 Introducción .................................................................................................233 Flujo de transporte TS MPEG-2 .................................................................. 234 Remultiplexor ...............................................................................................235 Flujo de transporte para difusión (BTS) ................................................237 Bibliografía ...................................................................................................258 Capítulo 8. Codificación del canal ....................................................................................259 Introducción .................................................................................................259 CONTENIDO 547 Códigos concatenados ..................................................................................259 Diagrama en bloques de la etapa de codificación del canal ISDB-T b ........... 260 Codificador Reed-Solomon ....................................................................261 Aleatorizador de bits..............................................................................264 Entrelazado de bytes ..............................................................................266 Ajuste de retardo ...................................................................................271 Codificador convolucional .....................................................................276 Bibliografía ...................................................................................................282 Capítulo 9. Modulación (A) ...............................................................................................283 Introducción .................................................................................................283 Entrelazado de bits ...................................................................................... 284 Ajuste de retardo ...................................................................................286 Mapeo de bits ...............................................................................................289 Mapeo DQPSK ......................................................................................289 Mapeo QPSK .........................................................................................290 Mapeos 16-QAM y 64-QAM ................................................................290 Ordenamiento y nomenclatura de los símbolos ............................................291 Combinador jerárquico ................................................................................293 Retardo de sincronismo de cuadro OFDM ............................................297 Entrelazados de tiempo y de frecuencia ....................................................... 297 Entrelazado de tiempo ...........................................................................298 Entrelazado de frecuencias .....................................................................306 Bibliografía ...................................................................................................319 Capítulo 10. Pilotos, señales de control y auxiliares .......................................................321 Introducción .................................................................................................321 Referencia W I ...............................................................................................321 Pilotos ..........................................................................................................324 Pilotos dispersos (SP ..................................................................... 325 Piloto Continuo (CP) ...................................................................... 331 Modulación de los Pilotos ............................................................... 332 Canal de cotrol de configuración de transmisión y multiplexación (TMCC) ............................................................................335 548 CONTENIDO Posición del canal TMCC ......................................................................335 Referencia de modulación del TMCC ....................................................335 Sincronización .......................................................................................337 Indicador de cambio de parámetros de transmisión ...............................338 Parámetros de transmisión de las capas jerárquicas ...............................338 Código de corrección de errores.............................................................341 Canal auxiliar (AC1) ....................................................................................341 Posición del canal AC1 ..........................................................................341 Modulación del canal AC1 ....................................................................342 Tasa de transmisión del canal AC1 ........................................................343 Multiplexación de señales de control y auxiliares ........................................ 344 Multiplexación en el campo ISDB-Info ..................................................346 Bibliografía ...................................................................................................355 Capítulo 11. Modulación (B) ............................................................................................357 Introducción .................................................................................................357 Estructura y conformación del cuadro OFDM .............................................358 Transformación rápida inversa de Fourier (IFFT).........................................360 Inserción del intervalo de guardia................................................................ 364 Modulador I-Q ............................................................................................ 367 Modulador I-Q digital ...........................................................................367 Modulador I-Q analógico ......................................................................368 Errores del modulador I-Q.....................................................................375 Bandas de guarda para canales ISDB-T b...................................................... 380 Relaciones co-canal entre portadoras digitales y portadoras analógicas ............................................................................387 Apéndice: disposición de portedoras para modulación diferencial .........388 Bibliografía ...................................................................................................391 Capítulo 12. Transmisores, antenas, filtros y combinadores...........................................393 Introducción .................................................................................................393 Transmisores comerciales de TVD-T ............................................................393 Transmisor Edinec Modelo TXUD-1200 ...............................................393 Transmisor LIECOM Modelo TRUD1200 ............................................397 CONTENIDO 549 Antenas ........................................................................................................403 Directividad de la antena .......................................................................404 Ganancia de la antena............................................................................406 Diagramas de radiación .........................................................................407 Características constructivas de las antenas y sus partes ........................412 Medición de antenas ..............................................................................414 Antenas de fabricación comercial...........................................................416 Filtros y combinadores .................................................................................417 Filtro de máscara ...................................................................................418 Filtros de salida......................................................................................419 Combinadores .......................................................................................420 Bibliografía ...................................................................................................425 Capítulo 13. Conceptos de propagación ..........................................................................427 Introducción .................................................................................................427 Campo electromagnético ..............................................................................428 Modelo de propagación de las ondas electromagnéticas ........................428 Determinación de la intensidad de campo eléctrico ................................430 Mediciones de campo electromagnético .................................................438 Canales de propagación: Gauss, Rice, Rayleigh y Móvil ..............................438 Canal de Gauss ......................................................................................439 Canal de Rice.........................................................................................441 Canal de Rayleigh ..................................................................................443 Canal móvil ...........................................................................................444 Efecto doppler ............................................................................................. 444 Ruido........................................................................................................... 449 Ruido blanco (AWGN) ..........................................................................449 Ruido impulsiv ......................................................................................450 Ruido de intermodulación (IMD) ..........................................................450 Relación portadora-ruido (C/N) ............................................................457 Unidades de potencia y de ruido .................................................................. 460 Ondas coherentes, transmisores coherentes e interferencia ...........................461 Desvanecimientos o atenuaciones de la señal (FADING) ............................ 463 Desvanecimiento plano ..........................................................................464 550 CONTENIDO Desvanecimiento por trayectoria múltiple ..............................................464 Bibliografía ...................................................................................................471 Capítulo 14. Áreas de cobertura ......................................................................................473 Introducción .................................................................................................473 Documentación relativa a la planificación y cálculo de cobertura en TVD-T ..............................................................................474 Redes de frecuencias múltiples (MFN) .........................................................477 Determinación del valor medio mínimo de intensidad de campo ...........477 Consideraciones generales......................................................................479 Cálculo de cobertura..............................................................................480 Redes de frecuencia única (SFN) ..................................................................481 Transmisores de una red SFN ................................................................483 Señales y ecos.........................................................................................485 Intervalo de guarda de la señal ..............................................................487 Tasas de transmisión y parámetros del sistema ......................................490 Retardos de tiempo ................................................................................493 Ganancia de red .....................................................................................505 Importancia de los receptores en el proyecto de redes SFN ....................511 Conceptos de planificación ....................................................................522 Proyecto de una red SFN ..............................................................................528 Estimación de la ubicación geográfica de las estaciones .........................528 Carga de datos generales de las estaciones de la red ...............................529 Selección de la base de datos orográficos y modelo de propagación .......530 Configuración del sistema de transmisión ..............................................531 Diseño de los sistemas de antenas y enlaces de las estaciones de la red ................................................................................533 Primera estimación de cobertura de la red .............................................535 Ajuste de retardos en función de los resultados obtenidos......................537 Bibliografía .................................................................................................. 540 ISBN-13: 978-987-1954-13-1 ISBN-10: 987-1954-13-1 9 789871 954131