UC 3854 High Power Factor Preregulator
Hojas de datos
Notas de aplicación
Diseño
Simulación
UC 3854 A
Francisco Javier Azcondo Sánchez
UC 3854 High Power Factor Preregulator
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Noviembre 2004
Hojas de datos
UC 3854 High Power Factor Preregulator
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Noviembre 2004
Especificaciones
Tensión de red: 75 – 275 VRMS.
Frecuencia de conmutación típica 100 kHz, puede superar 200kHz.
Control del valor medio de la intensidad de red en cada periodo
proporcional a la tensión de red.
Frecuencia de conmutación constante.
Feed-forward con la tensión de alimentación.
Soft start-up.
UC 3854 A tiene limitación de potencia.
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Noviembre 2004
Descripción de pines (I)
Gnd (pin 1).
PKLMT (pin 2). Umbral 0,0V.
CA Out (pin 3). Salida del regulador que se compara con el diente de sierra
Isense (pin 4). Entrada (-) del amplificador de corriente. Conectada a GND a
través de un a resistencia Rci. El valor medio de tensión en este pin es cero.
Mult Out (pin 5). Salida del multiplicador y entrada (+) del amplificador de
corriente. El valor medio de tensión en este pin en régimen permanente es cero.
IVAC (pin 6). Medida de la tensión de red. La corrección de factor de potencia
hace que el valor medio en cada periodo de conmutación de corriente de red sea
proporcional este valor. La tensión en Iac es 6V y la corriente máxima debe
ajustarse a 0.6 mA.
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Descripción de pines (II)
VA Out (pin 7). Salida del regulador de tensión de salida.
VRMS (pin 8). Entrada de la muestra de la tensión de red para realizar la función
feed-forward.
VREF (pin 9). Referencia de tensión 7,5V. Sirve para polarizar IVAC (pin 6) y
PKLMT (pin 2).
ENA (pin 10). Habilita la salida del PWM, la tensión de referencia y el
oscilador.
VSENSE (pin 11). Entrada (-) del amplificador de tensión. Se conecta a una
muestra de la tensión de salida. Su tensión en régimen permanente se ajusta a
7,5V.
RSET (pin 12). Conectado a una resistencia que programa la corriente de carga
del oscilador y la máxima corriente de salida del multiplicador.
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Descripción de pines (III)
SS (pin 13). Soft Start. Se conecta a un condensador que se carga con 14µA. La
tensión en este pin será la tensión de referencia del regulador de tensión cuando
su valor sea menor a 7,5V
CT (pin 14). Se conecta una capacidad que junto con RSET fijan la frecuencia
del oscilador.
VCC (pin 15). Tensión de alimentación mayor de 17 V y menor de 35 V.
Demanda al menos 20mA.
GT Drv (pin 16). Salida PWM con driver para la puerta del MOSFET 200mA.
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Ejemplo de aplicación
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Información de las hojas de datos (I)
k × I AC (VAOut − 1)
I MULTOut =
2
VRMS
Entre VCC y GND condensador cerámico de al menos 0,1µF.
Entre VREF y GND condensador cerámico de al menos 0,1µF.
Entre PKLMT y GND condensador 100 – 1000 pF para filtrar alta frecuencia
PKLMT limita intensidad por el MOSFET. Con un divisor RPK1 – RPK2 entre
VREF y la resistencia de muestra de intensidad RS se consigue 0V en pin2 con la
máxima intensidad. Intensidad por RPK2 alrededor de 1mA
Entre VSENSE y VA Out ubicamos un polo simple para filtrar la componente
de 2 x frecuencia de red.
−
δVAOut RVF
1
=
δVo
RVI 1 + j ω
ωp
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1
ωp =
CVF RVF
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Información de las hojas de datos (II)
IAC (pin 6) es una entrada de corriente se configura con las resistencias RVAC
entre la salida positiva del rectificador de red y el pin 6, y RB1 entre el pin 6 y el
pin 9. IAC variará entre 0 y 400 – 600 µA. La tensión en el pin 6 es 6V.
RVAC
Vˆin
=
IˆAC
RVAC
RB1 =
4
El amplificador de corriente presentará un ancho de banda suficiente como para
que la corriente siga a la tensión
1
ω
1+ j
δVCAOut
1
ωz
−
=
ω
ω
δVISENSE
j
1+ j
ω po
ωp
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ω po =
RCI (CCZ + CCP )
1
ωz =
RCZ CCZ
−1

CCZ CCP 
1


ω p =  RCZ
≅

CCZ + CCP 
RCZ CCP

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Noviembre 2004
Información de las hojas de datos (III)
La función feedforward permite soportar cambios de tensión de alimentación
desde 85 a 255 VRMS. Para un valor de tensión, la amplitud de intensidad
controla la potencia. La consigna de intensidad se divide por un valor
proporcional al cuadrado de la tensión de entrada.
IMULT,max no puede ser mayor que 2 por el mínimo valor posible de la amplitud
de IAC.
I MULT , max
− 3,75V
=
RSET
La intensidad de red se sensa con RS, su valor máximo es Imax. IMULT circula por
RMO.
I MAX =
− I MULT ,max RMO
RS
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< PKLIM
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Información de las hojas de datos (IV)
La frecuencia del oscilador F se sintoniza con CT.
1, 25
CT =
F × RSET
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Información de las notas de aplicación (I)
El ancho banda del bucle de tensión se selecciona menor que la frecuencia de
red.
El feedforward mantiene la ganancia del bucle de tensión constante por lo que el
ancho de banda se puede aproximar mucho a la frecuencia de red.
El feedforward hace que el bucle de tensión realice un control de potencia.
En el control se introducen segundos armónicos con respecto a la frecuencia de
red debido a:
Rizado de la tensión de salida
Rizado del feedforward
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Información de las notas de aplicación (I)
Contribución del rizado de la tensión de salida
vin = Vˆin sin (ωt )
vo = Vo − ∆vo sin (2ωt )
∆vo
ˆ
Vin sin (ωt ) × [− ∆vo sin (2ωt )] =
(− cos(ωt ) + cos(3ωt ))
2
Desplazando el rizado 90º
∆vo
ˆ
Vin sin (ωt ) × [∆vo cos(2ωt )] =
(− sin (ωt ) + sin (3ωt ))
2
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Información de las notas de aplicación (I)
Contribución del rizado del feedforward
vin = Vˆin sin (ωt )
vFF =
2 ˆ
Vin − ∆vFF cos(2ωt )
π
3
vin
2
vFF
2.5
2
180º
90º
0º
1.5
vin
1
0.5
0
0
0.5
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1
1.5
2
2.5
3
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Información de las notas de aplicación (II)
La función de transferencia del convertidor boost controlado en modo corriente
media tiene un polo simple.
k VAOUT
Co
Ro
δVo
1
= kRo
ω
δVAOUT
1+ j
ωp
1
ωp =
Co Ro
k=
Pin
(VAOut , max − 1)Vo
Bastaría un regulador proporcional, pero interesa desfasar el rizado de tensión de
salida, un buen compromiso MF=45º.
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Información de las notas de aplicación (III)
Cusp distortion. Se produce porque no es posible generar la derivada de
intensidad que requiere el control. Motivos en el paso por cero de tensión la
tensión disponible es pequeña para obtener la derivada de intensidad deseada.
Se obtienen mejoras, reduciendo la inductancia (mayor rizado) y aumentando la
frecuencia de conmutación lo que permite aumentar el ancho de banda del
control de corriente.
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Información de las notas de aplicación (IV)
El circuito posee las funciones under voltage lock-out y enable.
Los diodos que aparecen en el esquema del dispositivo son funcionales y pueden
considerarse ideales.
PKLMT deshabilita la señales de mando de salida si cae por debajo de 0V.
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Diseño (I)
Especificaciones:
Po = 250W
Vred = 80 – 270 VRMS
fred = 47 – 65 Hz
Vo = 400 V
fs = 100 kHz
Interesante utilizar turn-on snubbers.
Máxima corriente por la inductancia, depende de la máxima intensidad de línea
y del rizado. La máxima intensidad de línea se produce con la mínima tensión de
red y el máximo rizado relativo se produce con D=0,5
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Diseño (II)
En este caso se ha seleccionado un valor de ∆IL para limitar el máximo valor de
peak inductor current en en punto de Vred mínima.
L=
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Vˆin, min × D
f s × ∆I L
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Diseño (III)
Condensador de salida, Co.
Reducción del rizado de Vo (100 Hz), valor de C y valor de ESR
Hold-up time à más restrictivo
2 × Pout × ∆t
Co = 2
Vo − Vo2, min
Diodo de potencia muy rápido. La mayor parte de las pérdidas se producen en el
turn-off del diodo.
Sensor de corriente: Para pequeñas o medianas potencias una resistencia Rs para
potencias grandes doble trafo de corriente para sensar corriente por el diodo y
por el transistor.
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Diseño (IV)
Para que en MULT OUT (pin 5) la tensión media sea 0V la tensión en Rs se
fuerza a que sea igual que en RMO. En esto consiste la función de corrección de
factor de potencia.
Una tensión en Rs de alrededor de 1V es adecuada para obtener buena relación
señal ruido y baja potencia disipada.
Feedforward: VFF (pin 8) tiene dos límites: el superior 4,5 V, el inferior
1,414V. Es más adecuado superar el superior que llegar a menor tensión que el
límite inferior. La muestra del valor medio de la mínima tensión de red
rectificada conseguirá en VFF una tensión algo superior a 1,41 y en el divisor
superior algo por encima a 7,5V. Nota VAV=0,9VRMS.
IAC (pin 6): Intensidad máxima recomendada por RVAC es 0,6mA
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Diseño (V)
Ganancia a frecuencias intermedias del regulador de corriente GCA=R CZ/RCI.
Rampa negativa de corriente en la inductancia (Vout-Vin)/L.
Rampa más negativa de corriente en la inductancia Vout/L.
Rampa del oscilador Vs/Ts = Vsfs (Vs = 5,2 V es la amplitud del diente de sierra).
La ganancia del amplificador de corriente a frecuencias intermedias, GCA, debe
de ser tal que
-iLRSGCA
Vs
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Vout
RS GCA ≤ Vs f s
L
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Diseño (VI)
La ganancia del convertidor en modo corriente a medias frecuencias es
δiL Vout
=
δD ωL
IL
L
Iout
+
+
+
Vin
(1-D)Vout
(1-D)IL
C
RL Vout
-
δVISENSE
Vout × Rs
=
δVCAOut Vs × ωL
La ganancia del bucle de corriente y su frecuencia de corte son por tanto
GCL
Vout × Rs RCZ
=
Vs × ωL RCI
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f ci =
Vout × Rs RCZ
Vs × 2πL RCI
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Diseño (VII)
Si se sitúa el cero, ωz, de controlador en modo corriente en fci el margen de fase
es 45º. El polo, ωp, es adecuado situarlo entre fs/2 y fs para que no afecte la
respuesta en frecuencia y atenúe el rizado.
El controlador de tensión requiere que el ancho de banda sea pequeño y un polo
para reducir y desplazar 90º el rizado de la muestra de tensión de salida
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Diseño (VIII)
Rizado de la tensión de salida
pin = Vˆin Iˆin sin 2 (ω red t )
Vˆin Iˆin
pin =
[1 − cos(2ω red t )]
2
pin = Pin − Pin cos(ω riz t )
Pout = Pin
π
2
∆vo
2
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1
1
1
2
2
Co vˆo =
P
cos
(
ω
t
)
d
ω
t
+
C
V
in
riz
o o
2
ω riz ∫0
2
1
Pin
2
2
Co (vˆo − Vo ) =
2
ω riz
1
Pin
Co (vˆo + Vo )(vˆo − Vo ) =
2
ω riz
∆vo
Pin
1
∆vo Pin
=
Co 2Vo
=
2
ω rizVoCo
2
2
ω riz
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Noviembre 2004
Diseño (IX)
El rizado de la tensión de salida entra en el control y produce distorsión
La tensión del controlador de tensión puede variar entre 1V a 5V
La ganancia en tensión del convertidor controlado en modo corriente a medias
frecuencias es
δVo
Pin
1
=
δVAOUT (VAOut , max − 1)Vo ωCo
La ganancia del controlador de tensión a medias frecuencias es
δVAOut
1
=
δVo
ωCVF RVI
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Diseño (X)
Se desea que la distorsión en la corriente de entrada debida al rizado de la tensión
de salida, que es igual a la mitad distorsión de la salida del controlador de
tensión, sea, por ejemplo, 0,75%. La distorsión de la tensión de salida del
amplificador de error sería, por tanto 1,5%
La atenuación requerida a la frecuencia del rizado es, por tanto, Gva
VˆAOUT ,riz
VAOUT , max − 1
= 1,5%
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VˆAOUT ,riz = 60 mV
VˆAOUT ,riz
Gva =
vˆo, ac
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Diseño (XI)
La ganancia del bucle de tensión y su frecuencia de corte son por tanto
Pin
1
1
GVL =
(VAOut , max − 1)Vo ωCo ωCVF RVI
Pin
1
f =
(VAOut, max − 1)Vo CoCVF RVI (2π )2
2
vi
RVF se calcula de forma que tenga la misma impedancia que CVF a la frecuencia
fvi con objeto de obtener el mínimo valor de RVF.
RVF =
1
2πf viCVF
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Diseño (XII)
La tensión feedforward tiene un segundo armónico del 66.2%
π
2
Vˆ2 = ∫ Vˆin sin (ωt )cos(2ωt )dωt
π 0
Vˆ2
= 0,662
Vin
Se desea que la distorsión en la corriente de entrada debida al feedforward, que
es igual a la distorsión de la tensión feedforward sea, por ejemplo 1,5%. La
ganancia requerida es por tanto Gff=1,5/66,2
El polo doble se realiza con dos polos simples sintonizados a la misma
frecuencia cada sección tendrá una ganancia Gff1/2
G ff 1
G ff 2
RFF 2 + RFF 3
1
=
RFF1 + RFF 2 + RFF 3 1 + jω RFF1 (RFF 2 + RFF 3 ) C
FF 1
RFF1 + RFF 2 + RFF 3
RFF 3
1
=
RFF 2 + RFF 3 1 + jω RFF 2 RFF 3 C
FF 2
RFF 2 + RFF 3
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Simulación (I)
Conducción continua
Modelo de interruptor
1
i1
i2
+
+
v1
v2
-
-
1’
2
V1 = Vo (1 − D )
V2 = Vo D
I1 = I L D
I 2 = I L (1 − D )
i1
i2
2’
D
1
+
+
v1
1’
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i2 D
1-D
v1 D
1-D
+
-
2
v2
-
2’
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Simulación (II)
V1 = Vo D2 + Vi (1 − D − D2 )
Vi
D2 = D
Vo − Vi
V1 = Vi
V2 = Vo D + (Vo − Vi )(1 − D − D2 )
V2 = Vo − Vi
Conducción discontinua
Vi D 2T
I1 =
2L
Vi DD2T
I2 =
2L
i2
i1
1
+
+
v1
v2
1’
Re
p1
-
UC 3854 High Power Factor Preregulator
Vi 2 D 2T
I2 =
Vo − Vi 2 L
2
2L
Re = 2
DT
2’
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Noviembre 2004
Simulación (III)
Modelo válido para conducción continua y discontinua
V1 = Re I 1
2L
Re = 2
D T
V2
µ=
Re I 1 + V2
µ
V2 = V1
1− µ
µ
V2 = Re I 1
1− µ
D2
µ=
2 Lf s I 1
+ D2
V2
Conducción continua
à
Conducción discontinua
à
Límite entre conducción continua y discontinua
à
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µ≥D
µ≤D
µ=D
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Noviembre 2004
Simulación (IV)
Modelo válido para conducción continua y discontinua
1
i1
i2
+
+
v1
v2
-
-
2
3
4
5
D
.subckt CCMDCM1 1 2 3 4 5 params: L=100u fs=1E5
Et 1 2 value={(1-v(u)*v(3,4)/v(u)}
Gd 4 3 value={(1-v(u)*i(Et)/v(u)}
Ga 0 a value={MAX(I(Et),0)}
Va a b 0
Ra b 0 1k
Eu u 0 table{MAX(v(5), v(5)* v(5)/(v(5)*v(5)+2*L*fs*i(Va)/v(3,4))} (0 0) (1 1)
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Simulación (V)
line
L1 1000uH
0Vdc
Vac
1
I
1
3
2
0
C4
3
C1
450u
R1
640
0.25
ff
C6
0.47u
20k
IN+ OUT+
IN- OUTETABLE
(V(Vc)-1.1)/5.4
C2 62p
R6
0
0
E
+
-
E2
IN- OUTIN+ OUT+
G1
7.5Vdc
0
16
-
3.9k
GVALUE
(V(Vvea)-1)*I(V3)/(pwr(V(ff),2))
0
1
1
+
-
Vvea
0.5
E
1E5
V2
D
5.8
E1
+
-
E8
R14
20k
174k
R11
1E6
C3 620p
+
91k
R7
R2
3.9k
0.047u
R10
R9
10k
R5
R13
R8
511k
R3
0.3
D
R4
910k
R12
910k
4
2
CCM-DCM1
FS = 1E5
L = 1000U
4
IN+ OUT+
IN- OUTEVALUE
abs(V(line))
0
0
V3
E7
C5
0.1u
U11
Vac
5
VOFF = 0
VAMPL = 325
FREQ = 50
0
0
Vc
0.5
3E5
0
Title
PFC Boost Converter controlled by the UC3854
Size
A
Date:
UC 3854 High Power Factor Preregulator
Document Number
<Doc>
Tuesday, April 06, 2004
Rev
<RevCode>
Sheet
1
of
1
34/39
Noviembre 2004
Simulación (VI)
400V
200V
SEL>>
0V
V( VAC)
2.0A
1.0A
0A
-1.0A
100ms
105ms
110ms
115ms
120ms
125ms
130ms
135ms
140ms
I(L1)
Ti me
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Noviembre 2004
UC 3854 A (I)
En el UC 3854 la máxima corriente de
salida del multiplicador depende de RSET.
I MULT ,max =
− 3,75V
RSET
En el UC 3854 A la máxima corriente de salida del multiplicador es 2 IAC.
En el UC 3854 la relación de intensidades es
En el UC 3854 A la relación de intensidades es
UC 3854 High Power Factor Preregulator
k × I AC (VAOut − 1)
I MULTOut =
2
VRMS
I AC (VAOut − 1,5)
I MULTOut =
2
k × VRMS
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Noviembre 2004
UC 3854 A (II)
En el UC 3854 A la relación de intensidades es
I MULTOut VAOut − 1,5
=
2
I AC
k × VRMS
Esta relación debe hacerse igual a 2 para la mínima tensión de entrada,
VRMS,min
IˆMULTOut =
Vˆin ,min (VAOut − 1,5)
R AC × k × (1,5)2
En estas condiciones la máxima intensidad de entrada es
P
Iˆin = 2 LIMIT
Vˆin ,min η
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RMO
ˆI = Iˆ
in
MULTOut
Rs
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Noviembre 2004
UC 3854 A (III)
En el UC 3854 IAC variará IAC entre 0 y 400 – 600 µA. La tensión en el pin 6
es 6V.
En el UC 3854 A IAC variará IAC entre 0 y 250 µA (en la nota de aplicación
600µA). La tensión en el pin 6 es 500mV. No se necesita RB1 entre pin 6 y
Vref (pin 9)
En el UC 3854 VFF (pin 8) tiene dos límites: el superior 4,5 V, el inferior
1,414V. Es más adecuado superar el superior que llegar a menor tensión que el
límite inferior.
En el UC 3854 A VFF (pin 8) tiene como límites 0 – 5,5V. Ajustando 1,5V para
Vin=85V se obtiene 4,77V para Vin=270V.
En el UC 3854 La muestra de tensión de salida en régimen permanente se ajusta
a 7,5V.
En el UC 3854 A La muestra de tensión de salida en régimen permanente se
ajusta a 3V.
UC 3854 High Power Factor Preregulator
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Noviembre 2004
Referencias
1.
Unitrode High Power Factor Preregulator. Application information UC1854 / UC2854 / UC
3854.
2.
Philip C. Todd. Unitrode UC3854 Controlled Power Factor Correction Circuit Design.
Application note U-134.
3.
Bill Andreycak. Optimizing performance in UC3854 power factor correction applications.
Unitrode design note DN-39E.
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Texas Instruments. UC2854A / UC3854A / UC1854B / UC2854B / UC3854B. Advanced
high-power factor preregulator. Rev. Aug. 2003
5.
Laszlo Balogh. Unitrode – UC3854 A/B and UC 3855 A/B provide power limiting with
sinusoudal input current for PFC front ends. Unitrode design note DN-66. Rev. Nov. 2001.
6.
Lloyd Dixon Switching power supply control loop design. Unitrode power supply design
seminar SEM 800. 1991
7.
Lloyd Dixon Average current mode control of switching power supplies. Unitrode power
supply design seminar SEM 800. 1991
8.
R.W. Erickson, D. Maksimovic. Fundamentals of Power Electronics 2nd edition. Kluwer
Academic Publishers. 2001
UC 3854 High Power Factor Preregulator
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Descargar

Controladores para Corrección del Factor de Potencia. El UC3854