BENEMÉRITA UNIVERSIDAD AUTONOMA DE PUEBLA FACULTAD DE CIENCIAS DE LA ELECTRONICA INSTITUTO DE FISIOLOGIA BUAP FISIOLOGIA SENSORIAL SISTEMA PARA LA DETECCIÓN Y ANÁLISIS DE POTENCIALES DE ACCIÓN EN NEURONAS. TESIS PARA OBTENER EL GRADO DE LICENCIADO EN ELECTRONICA PRESENTA: SAMUEL CID GARCIA DIRECTOR DE TESIS ENRIQUE SOTO E. Puebla, Pue., Febrero del 2001 1 Resumen En la fisiología existen eventos en los cuales la secuencia de los mismos y no su forma es el parámetro a estudiar, por ejemplo los intervalos entre potenciales de acción. Por otro lado, si un registro contiene ondas de diferentes amplitudes es posible cuantificar a un grupo de estas mientras se ignoran las restantes utilizando a la amplitud como elemento de clasificación en el análisis de la señal. En este trabajo se presenta un discriminador de amplitudes y un conjunto de programas computacionales para el análisis de los potenciales de acción en la actividad eléctrica neuronal. 1 Introducción El propósito de este trabajo de tesis es implementar un sistema para la detección y análisis de los potenciales de acción, más específicamente el código de frecuencia con el cual descargan las neuronas aferentes del sistema vestibular, ya que estas informan al sistema nervioso central el estado del movimiento. El mayor problema para la detección de los potenciales de acción es el ruido, ya que la amplitud de este es pequeño con respecto al ruido de fondo, la frecuencia no es ningún problema puesto que el rango de frecuencia de descarga de las neuronas aferentes es de 1-250 Hz. Por lo tanto este trabajo queda estructurado de la siguiente manera: En el primer capitulo se define que es un potencial de acción y cual es su importancia como transmisor de información en la actividad eléctrica neuronal. Se describe el funcionamiento del sistema vestibular como detector de aceleraciones lineales y angulares. Además se muestra el sistema para el registro de potenciales de acción en la actividad eléctrica neuronal (técnica de registro extracelular multiunitario). El capitulo 2 plantea los puntos a seguir para detectar y analizar los potenciales de acción y se analizan las diversas opciones para solucionar el problema planteado. El capitulo 3 presenta el funcionamiento de los comparadores de nivel que constituyen la parte central de un discriminador de ventana y el efecto del ruido en ellos. Se establecen las condiciones de entrada y las salida del sistema (discriminador de ventana y 2 programa de captura). Se muestra el desarrollo del diseño del discriminador de ventana bloque a bloque. Así como también el desarrollo del programa de captura y análisis de los potenciales de acción. El capitulo 4 muestra la caracterización (resultados) del discriminador obteniendo la respuesta en frecuencia y las salidas de los pulsos arriba y adentro. También se caracteriza el programa mediante la captura de frecuencias conocidas y su análisis estadístico. El capitulo 5 menciona la relevancia del trabajo y los trabajos futuros que despegarán de éste. El apéndice 1 describe algunos métodos de análisis de la frecuencia de potenciales de acción como son: promedio, varianza, desviación estándar, coeficiente de variación, el noventilo, la mediana, el coeficiente de correlación, la prueba U de Mann-Whitney y los autocorrelogramas seriales. 1.1 Antecedentes El potencial de acción El potencial de acción es un fenómeno activo que se produce gracias a la apertura, a nivel de la membrana celular, de vías selectivas para el Na+ y el K+ (Hodgkin y Huxley, 1952 a, b; Hille, 1991). El potencial de acción se propaga como una onda por toda la membrana plasmática sin que disminuya su amplitud. Esta propagación es de capital importancia en las células excitables de gran longitud (fibras musculares estriadas y los axones de las neuronas). Sin esta propagación las neuronas no se comunicarían entre sí ni con los órganos con los que hacen contacto (glándulas y músculos), y las fibras del músculo estriado no se contraerían en toda su extensión. El potencial de acción se propaga debido a que origina corrientes pasivas (sin cambio de conductancia) que fluyen hacia las zonas vecinas. La corriente pasiva transmembranal da lugar a una despolarización que cuando alcanza el umbral genera a su vez un potencial de acción en esas zonas. La velocidad de conducción del potencial de acción esta determinada por propiedades eléctricas pasivas (propiedades del cable), que a su vez determinan las llamadas constantes de espacio (? ) y de tiempo (?). Estas constantes dependen del diámetro de la fibra, sea esta nerviosa o muscular, y de la resistencia y capacidad eléctricas de la membrana. Cuanto más gruesa es 3 la fibra, mayor es la velocidad de conducción. La morfología típica del potencial de acción se muestra en la Figura 1 . Figura 1 Morfología del potencial de acción. Tiene una fase de despolarización inicial seguida de una fase rápida de despolarización y luego una repolarización. Técnica de medida o Rango de la Rango de frec. Transductor o método parámetro medida de la señal (Hz) Electrocardiografía 0.5 –4 mV 0.01 – 250 Electrodos superficiales 5–300 ? V Dc – 150 Electrodos de cuero cabelludo Electrocorticografia 10–5000 ? V Dc – 150 Electrodos de profundidad Electrogastrografia 10-1000 ? V Dc – 1 Electrodos superficiales 0.1 –5 mV Dc – 10000 Electrodos de aguja Potenciales de ojo 50–3500 ? V Dc – 50 Electrodos de cntacto (EOG) 0–900 ? V Dc – 50 (ECG) Electroencefalografía (EEG) 0.5 –80 mV Electromiografia (EMG) (ERG) Tabla 1 Parámetros médicos y fisiológicos más importantes para la instrumentación biomédica. 4 Importancia de los potenciales de acción Hay procesos biológicos en los que la sucesión de eventos es el dato pertinente. Los neurofisiólogos muy a menudo tratan con procesos de este tipo en que una pequeña o ninguna importancia básica puede darse a la morfología de la señal en particular. Uno de estos procesos es el registro de la actividad neuronal como trenes de potenciales de acción (espigas). En este caso se asume que la información transmitida por una neurona esta determinada por la distribución especifica de espigas en el tiempo (Moore et al., 1966; Glaser y Ruchkin, 1984). Por ejemplo, el sistema vestibular que detecta el movimiento y la posición de la cabeza en el espacio. Este sistema consta de órganos otolíticos y canales semicirculares, cuya función es detectar aceleraciones lineales y angulares, respectivamente. Las aceleraciones lineales incluyen la acción de la gravedad y se definen como un cambio en la velocidad de objeto viajando en línea recta. Las aceleraciones angulares resultan del movimiento circular y representan el cambio en la velocidad de rotación (Soto, Budelli y Holmgren, 1998). A continuación describimos brevemente a los canales semicirculares del axolotl; estos son tres y se encuentran localizados en tres planos, semejantes a los definidos por los ejes X, Y y Z en una gráfica tridimensional. Cada canal tiene un ensanchamiento, el ampula, que contiene un conjunto de células ciliadas dispuestas en una superficie en forma de cresta y recubierta en su parte ciliar por una sustancia gelatinosa, llamada cúpula, cuyo desplazamiento, da lugar al movimiento de los cilios. El mecanismo de este desplazamiento es posible, gracias a que los canales semicirculares contienen un liquido denominado endolinfa, de manera que, cuando hay una rotación de la cabeza, la endolinfa tiende a permanecer en reposo y por lo tanto la cúpula tiende a moverse en la dirección opuesta Figura 2 . 5 Figura 2 Estructura y función del sistema vestibular. Este órgano sensorial consiste de una serie de sacos membranosos (utrículo, sáculo y lagena) y los tres canales semicirculares. Se encuentra ubicado simétricamente en la región temporal del cráneo. En el esquema se muestra el funcionamiento de los canales semicirculares (detectores de aceleraciones angulares). Al desplazarse la cabeza con una aceleración angular w? , la endolinfa que es el liquido contenido en el interior de los canales se retrasa inercialmente. Este desplazamiento relativo de la endolinfa respecto al canal empuja las cúpulas de los canales semicirculares que ocluyen la luz del canal en forma de diafragmas. En el interior de las cúpulas se encuentran embebidos los cilios de las células sensoriales, los que al flexionarse determinan la respuesta de estas y la activación de la vía sensorial. Las células ciliadas son transductores mecano-eléctricos; un movimiento del haz de cilios en la dirección del kinocilio da lugar a una despolarización en estas células, en contraste, un movimiento en la dirección opuesta da lugar a una hiperpolarización (Flock,1965; Hudpeth, 1983). Un desplazamiento del haz de cilios en la dirección del kinocilio, también tiene la función de llevar a un aumento en la frecuencia de descarga de las aferentes primarias; en contraste, un desplazamiento en la dirección contraria, lleva a un decremento en la frecuencia de descarga (Figura 3 ). 6 En general, la frecuencia de descarga, de potenciales de acción que viajan en las neuronas aferentes, informa al sistema nervioso central sobre el estado de movimiento. Por ejemplo, sabemos que la frecuencia de espigas es directamente proporcional a la magnitud del estímulo mecánico (Lowenstein y Compton, 1978); así, estímulos mecánicos de mayor magnitud sobre las células ciliadas, dan lugar a excitaciones con mayor frecuencia de potenciales de acción en las aferentes vestibulares. Figura 3 La frecuencia de descarga de las aferentes vestibulares depende de la dirección de la inclinación del kinocilio. Puede verse cómo un estímulo mecánico, que inclina los cilios en la dirección hacia el kinocilio puede dar lugar a una excitación en la aferente, con una adaptación en la frecuencia(Modificado de Kelly, 1985). Existe consenso entre los neurofisiólogos de que la información sensorial de los estímulos y la transmisión de información en el sistema nervioso, se basa en un sistema de códigos de frecuencia y de líneas marcadas. Dependiendo de la vía que se activa o modifica su frecuencia de descarga se define la calidad del estímulo. Por ello se habla de líneas marcadas, porque la calidad (gusto, olfato, visión, etcétera), depende de la vía que se activa. En cierta forma esto indica que el sistema nervioso utiliza un código análogo al que usamos en electrónica al indicar los cableados con alambres de colores. Por otra parte, la intensidad y características de un estímulo o señal neuronal se codifica en la frecuencia con que se producen los potenciales de acción, por ello se habla de que existe un código de 7 frecuencias. Por ejemplo, en el caso en que se active una neurona proveniente de la retina en el ojo, el origen y conectividad de la neurona determina la calidad -visual- del estímulo, pero la intensidad del estímulo -en este caso la intensidad lumínica- se transmite al sistema nervioso en base al número de potenciales de acción que se generan en la neurona. En el caso que nos ocupa en este proyecto, en el sistema vestibular, la detección de los movimientos de la cabeza y los reflejos del equilibrio van a depender entonces de cuál neurona entre las miles que inervan el sistema vestibular se active, y cuál sea la frecuencia de la descarga de potenciales de acción en esa neurona. Por eso es particularmente relevante estudiar el intervalo entre los potenciales de acción, ya que esta información esta relacionada con el tipo de estímulos que activan una neurona. En cierta forma, podemos decir que el sistema funciona con un código binario, en el que lo que es relevante es el que una neurona este o no activado (cero o uno). Para estudiar la actividad eléctrica neuronal y en especial las características del código de frecuencia, nos hemos propuesto crear un sistema para la detección y análisis de los potenciales de acción. Detección de los potenciales de acción Un problema común en neurofisiología es la detección de potenciales de acción de neuronas (espigas) que es pequeño respecto al ruido de fondo. En la Figura 4 se presenta un registro típico de potenciales de acción en una neurona aferente del sistema vestibular del axolotl (Ambystoma tigrinum). La frecuencia basal para este tipo de registro es DC a 10 Hz., para el caso de los registros extracelulares es de 10 a 50 Hz. aproximadamente. El rango de frecuencia para ambos tipos de registro es de 1 a 250 Hz. 8 Figura 4 Registro intracelular del potencial eléctrico de una neurona. Se pueden diferenciar claramente dos tipos de señales: unas de amplitud menor a 10 mv que son potenciales sinápticos (*) y otras de amplitud mayor y menor duración (flechas) que son potenciales de acción. Este registro fue adquirido de forma digital con una frecuencia de muestreo de 2 KHz. Para estos casos bastaría con tener solo un nivel para detectar el cruce del potencial, ya que se trata de un registro intracelular. Como se desea que el sistema detecte potenciales de acción obtenidos de los registros intra y extracelular (Figura 5 ), se usan dos niveles para discriminar por medio de la amplitud solo las espigas que se consideren importantes, ya sean las de mayor tamaño o las de menor tamaño. Figura 5 Registro extracelular multiunitario del potencial de acción de una neurona. Se puede ver claramente que existen diferentes amplitudes en estos potenciales, unos de mayor amplitud (flechas) y otros de menor amplitud(*).Este registro fue adquirido de forma digital con una frecuencia de muestreo de 1 KHz. 9 En la Figura 6 se muestra el sistema propuesto. Para el registro de los potenciales de acción se utilizan micro electrodos de succión; se emplea un amplificador de DC (Grass P15) de alta impedancia de entrada ya que la impedancia de los electrodos es elevada, de alta ganancia y bajo ruido porque la amplitud de los potenciales es pequeña con respecto al ruido de fondo por tal motivo este amplificador contiene también una serie de filtros. Un osciloscopio (Tektronix 2216). Los registros se graban en cintas magnéticas, para ser procesados posteriormente. Nuestro trabajo es entonces desarrollar un detector de potenciales de acción (discriminador de ventana), así como un conjunto de programas computacionales para la adquisición, análisis, almacenamiento, graficación e impresión de las frecuencias de los potenciales de acción (histogramas de frecuencia) para complementar este sistema. Figura 6 Sistema para el registro de potenciales de acción en la actividad eléctrica neuronal (Técnica de registro extracelular multiunitario). Se realiza registro extracelular multiunitario por medio de un electrodo de succión conectado a un amplificador, un osciloscopio, una grabadora y un discriminador de ventana cuya salida se lleva a una computadora. La preparación se coloca sobre una plataforma rotatoria, cuya velocidad y características de giro se controla con un generador de funciones. 10 2 Marco de referencia 2.1 Objetivos 1.- Realizar un dispositivo electrónico para la detección de los potenciales de acción, que discrimine por medio de la amplitud los potenciales que son significativos de los que no lo son (discriminador de ventana). Este discriminador debe de amplificar o derivar la señal según se requiera, manejar dos niveles de referencia y producir una salida Arriba o Adentro dependiendo de las circunstancias. La detección de cada potencial de acción debe producir un pulso de salida compatible con TTL para poder ser enviado al puerto serial (RS-232) y así poder ser procesado por la computadora. 2.- Realizar un conjunto de programas de computo que permitan capturar los pulsos enviados por el discriminador de ventana. Así como también almacenarlos, procesarlos (análisis estadístico) y recuperarlos cada vez que se requiera. Este conjunto de programas de computo deberá permitir la impresión del análisis estadístico y los histogramas de frecuencia. 2.2 Análisis de las diferentes opciones El mayor problema en la detección de potenciales de acción de neuronas (espigas) es el ruido de fondo ya que el potencial es pequeño respecto a éste. Existen una variedad de métodos para la detección de espigas, como son: 1.- Los conversores analógico-digital, que junto con las computadoras más recientes parecen factibles para construir detectores de espigas en línea, basados solamente en el hardware y software de la computadora. Estos normalmente son demasiado costosos y su programación se complica, además de que se basan en la determinación de cruzamiento del umbral de un nivel, emulando un discriminador analógico. 2.- Algunos dispositivos comerciales (como son WPI, Frederick Haen, etc.) que además de ser demasiado costosos se requiere de algunos dispositivos extra ya que carecen de un 11 amplificador y de un derivador de entrada para señales que son demasiado pequeñas y de transición lenta respectivamente. Así como también de una salida directa al puerto serial y el control de niveles es analógico, dificultando con esto la fijación del nivel de referencia de manera exacta. Otra desventaja es que no cuentan con ningún software para el análisis de los potenciales detectados. Por lo que se opto por diseñar este discriminador de ventana con las siguientes condiciones: 1. Amplificación de la señal si es requerida (ganancias de 1, 2, 5, 10,100). 2. Derivador de la señal para transiciones lentas (constante de derivación de 0.1, 1, 5, 10 y 50 ms). 3. Salidas de pulso arriba y adentro tipo BNC y DB-9 (para puerto serial de la PC) compatibles con TTL, incluyendo indicadores de presencia de pulso(LED). 4. Salida multiplexada de la señal y los niveles de referencia. 5. Control digital de los niveles de referencia y despliegue de los mismos. Por otro lado se necesita el desarrollo de un programa de computo para capturar los pulsos generados por el discriminador de ventana y realizar el análisis estadístico, así como mostrar los histogramas de frecuencia en tiempo real. Para esto se opto por desarrollarlo mediante Turbo pascal 7, ya que este programa va a formar parte de un conjunto de programas que han sido desarrollados para el análisis de potenciales en el laboratorio de Fisiología sensorial. Otra razón por la cual se desarrolló en un lenguaje para sistema operativo DOS y no para Windows fue la necesidad realizar la capturar en tiempo real A continuación se muestra con detalle el desarrollo del discriminador de ventana y el programa de computo que fueron realizados. 12 3 Diseño del sistema 3.1 Discriminador de ventana Comparadores de nivel La parte central de un discriminador de ventana la constituyen los comparadores de nivel por lo que es importante saber la manera cómo funcionan estos. Un comparador analiza una señal de voltaje en una entrada respecto a un voltaje de referencia en la otra entrada. El amplificador operacional de propósito general se utiliza como sustituto de los CI diseñados específicamente para aplicaciones de comparación. Desafortunadamente, el voltaje de salida del amplificador operacional no cambia con mucha velocidad. Además su salida cambia, entre los limites fijados por los voltajes de saturación, +Vsat y -Vsat, alrededor de ? 13 V. Por tanto, su salida no puede alimentar dispositivos, como los CI de lógica digital TTL, que requieren niveles de voltaje entre 0 y +5 V. Estas desventajas se eliminan con un circuito integrado diseñado específicamente para actuar como comparador. Un dispositivo de este tipo es el comparador 311. Tanto el amplificador operacional de propósito general como el comparador no operan con propiedad si hay ruido en cualquier entrada. Para resolver este problema, se utiliza la retroalimentación positiva. Obsérvese que la retroalimentación positiva no elimina el ruido; pero, hace que el amplificador operacional responda menos a él. Efectos del ruido sobre los circuitos comparadores La señal de entrada Ei se aplica a la entrada (-) de un amplificador operacional 301 en la Figura 7 (el 301 es un amplificador operacional de propósito general). Si no hay ruido presente, el circuito opera como un detector inverso de cruce por cero debido a que Vref =0. 13 Figura 7 Detector inversor de cruce por cero El voltaje de ruido se muestra, para simplificar, como una onda cuadrada en serie con Ei. Para mostrar el efecto del voltaje de ruido, el voltaje de señal de entrada del amplificador operacional se dibuja con y sin ruido en la Figura 8 . La forma de onda de V0 comparada con el tiempo muestra con claridad como la suma de ruido causa señales falsas a la salida. V0 debe indicar solo los cruces de Ei, no los cruces de Ei más el voltaje de ruido. Figura 8 Efectos de ruido en un detector de cruce por cero Si Ei se aproxima muy lentamente a Vref o se mantiene cerca de V0 puede seguir todas las oscilaciones del voltaje de ruido o bien entrar bruscamente en oscilación de alta frecuencia. Estos cruces en falso pueden eliminarse con retroalimentación positiva. 14 Retroalimentación positiva La retroalimentación positiva se lleva a cabo tomando una fracción de voltaje de salida V0 y aplicándola a la entrada (+). En la Figura 9 , el voltaje de salida V0 se divide entre R1 y R2 . Una fracción de V0 se retroalimenta a la entrada (+). Cuando V0 = +Vsat , el voltaje realimentado se denomina umbral superior de voltaje, VUT y se expresa en función del divisor de voltaje como VUT ? R2 ( ? Vsat ) R1 ? R2 (1) Para los valores de a Ei inferiores a VUT , el voltaje en la entrada (+) es mayor que el voltaje en la entrada (-). Por tanto, V0 se fija +Vsat . Cuando V0 está en –Vsat , el voltaje de retroalimentación a la entrada (+) se denomina umbral inferior de voltaje VLT y esta dado por VLT ? R2 ( ?V sat ) R1 ? R2 (2) Figura 9 R1 y R2 retroalimentan un voltaje de referencia de la salida a la terminal de entrada (+). 15 Se concluye que la retroalimentación positiva induce una acción casi instantánea para cambiar V0 con mucha velocidad de un limite a otro. Una vez que V0 comienza a cambiar, causa una acción regeneradora que hace que V0 cambie aun con mas velocidad. Si los voltajes de umbral son mas grandes que los voltajes pico del ruido, la retroalimentación positiva eliminara las transiciones falsas de salida, como se puede ver en la Figura 10 . Figura 10 Cuando E i va arriba de VUT en el tiempo (c), V0 pasa a –Vsat . El voltaje pico a pico de ruido podría ser igual o exceder a VH para hacer que Ei quede debajo de VLT y generara un cruce falso. Por tanto VH indica el margen de voltaje pico a pico de ruido. Detector de nivel de voltaje con histéresis Hay una técnica estándar para mostrar el comportamiento de un comparador en una sola gráfica en lugar de dos gráficas, como en la Figura 10 . Al graficar Ei en el eje horizontal y V0 en el eje vertical, se obtiene la característica de voltaje de entrada-salida, como en la Figura 11 . Para Ei menor de VLT , V0 = +Vsat . La línea vertical (a) muestra que V0 va desde +Vsat hasta –Vsat conforme Ei se vuelve mayor que VUT . La línea vertical (b) muestra V0 cambiando desde –Vsat hasta +Vsat cuando Ei se vuelve menor que VLT . La diferencia de voltajes entre VUT y VLT se denomina voltaje de histéresis, VH. 16 Siempre que un circuito cambia de un estado a un segundo estado con cierta señal y entonces regresa del segundo al primer estado con otra señal de entrada diferente, se dice que el circuito exhibe histéresis. Para el comparador de retroalimentación positiva, la diferencia en las señales de entrada es VH ? VUT ? VLT (3) Si el voltaje de histéresis está diseñado para que sea mayor que el voltaje de ruido pico a pico, no habrá cruces falsos de salida. Por tanto, VH indica qué tanto ruido pico a pico puede soportar el circuito. Figura 11 Gráfica de V0 vs Ei que ilustra voltaje de histéresis en un circuito comparador. Detector no inversor de nivel de voltaje con histéresis La resistencia de retroalimentación positiva de la salida a la entrada (+) indica la presencia de histéresis en el circuito de la Figura 12 . Ei se aplica a través de R a la entrada (+), de modo que el circuito es no inversor. El voltaje de referencia Vref se aplica a la entrada (-) del amplificador operacional. 17 Figura 12 Detector de nivel de voltaje inversor con histéresis, la razón de nR a R o n y Vref determina a VUT, VLT, VH y Vctr. Los voltajes de umbral superior e inferior pueden encontrarse por las siguientes ecuaciones: ? ? (4) ? ? (5) ? Vsat VUT ? Vref 1 ? 1n ? n ? Vsat VLT ? Vref 1 ? 1n ? n El voltaje de histéresis VH se expresa por VH ? VUT ? VLT ? ?? Vsat ? ? ?? Vsat ? n (6) En los detectores de cruce por cero, VH está centrado en la referencia de cero volts. Para el circuito de la Figura 12 , VH no está centrado en Vref pero es simétrico alrededor del valor promedio de VUT y VUL. Este valor se denomina voltaje centrado Vctr y se encuentra por la ecuación Vctr ? ? VUT ? VLT ? Vref 1 ? 1n 2 ? (7) 18 Compare la ubicación de Vctr y Vref en las Figura 13 (a) y (b). También compare las ecuaciones (6) y (7) para observar que n aparece en ambas ecuaciones. Esto significa que cualquier ajuste en la resistencia nR afecta tanto a Vctr como a VH. Figura 13 El voltaje central Vctr y VH no pueden ajustarse en forma independiente puesto que ambos dependen de n. En la Figura 14 se muestra el diagrama a bloques del discriminador de ventana que se construyo para la detección de espigas (potencial de acción). El discriminador de ventana se divide en 10 bloques que son: 1. Acondicionamiento de la señal. 2. Amplificación o derivación de la señal. 3. Control de niveles de referencia (alto y bajo). 4. Visualizador de niveles 5. Comparador A (alto). 6. Comparador B (bajo). 7. Lógica digital (generador de pulsos arriba y adentro). 8. Reloj del multiplexor. 9. Multiplexor. 10. Buffer. 19 Todos estos alimentados por una fuente de voltaje regulada de ? 5V. Figura 14 Diagrama a bloques del discriminador de ventana (discriminador de amplitud de dos niveles) para la detección de los potenciales de acción en la actividad eléctrica neuronal. Acondicionamiento de la señal En esta sección solamente se utiliza un amplificador operacional como seguidor de voltaje con la finalidad de dar una alta impedancia de entrada al discriminador y acoplar en AC. 20 Se propone una resistencia de entrada de 1 M? y se desea una frecuencia de corte para la señal de entrada menor a 1 Hz. El valor del capacitor de entrada se calculó mediante la siguiente ecuación: C? 1 2? fR sustituyendo C? 1 1 ? ? 0.1591596 X 10 ? 6 F ? 0.15 ? F 2(3.1416)(1Hz )(1M ) 6.283 X 10 6 El valor comercial más próximo es 0.1 ? F ó 0.22 ? F como deseamos que la frecuencia sea menor que 1 Hz, elegimos un capacitor de 0.22 ? F. En la Figura 15 se muestra el circuito de entrada para el discriminador de ventana con una impedancia de entrada de 1 M? y una frecuencia de corte de 0.732 Hz. Figura 15 Acondicionamiento de la señal, la impedancia de entrada es de 1M? y la frecuencia de corte es igual 0.732 Hz. 21 Amplificación o derivación Como la señal que se obtiene del amplificador no siempre es la adecuada para compararla con los niveles de discriminación, en ocasiones es necesario amplificar. Por otro lado cuando la señal de interés es lenta lo más conveniente es derivar la señal.. La selección entre amplificar o derivar se realiza por medio de un selector de dos polos, dos tiros. Amplificación La amplificación de la señal se realiza por medio de un amplificador inversor con las ganancias de 1, 2, 5,10 y 100. Los cálculos realizados son los siguientes: 1. Se propone una resistencia de entrada de 1K 2. Se calcula RF para la ganancia de 1, mediante la siguiente ecuación: RF ? G * Rent sustituyendo RF1 ? 1 * (1K ) ? 1K 3. De forma análoga se calcula RF para las ganancias de 2, 5, 10 y 100. Obteniendo los siguientes valores: RF 2 ? 2K RF 3 ? 5 K RF 4 ? 10K RF 5 ? 100 K Derivacion La derivación de la señal se realiza con un diferenciador inversor con las siguientes constantes de tiempo ? (RC) de 0.1, 1, 5, 10 y 50 ms. Los cálculos son los siguientes: 1. Se propone una resistencia Rf = 100 K 2. Se calcula Ci para ? = 0.1 mediante la siguiente ecuación: 22 Ci ? ? Rf sustituyendo Ci1 ? 0.1ms ? 0.001? F 100 K De forma analoga se calcula Ci para las constantes de 1,5,10,50. Obteniendo los siguientes valores: Ci 2 ? 0.01? F Ci3 ? 0.05? F Ci 4 ? 0.10 ? F Ci5 ? 0.50 ? F Una vez que se ha amplificado o derivado, según sea el caso, se vuelve amplificar por medio de un amplificador no inversor de ganancia unitaria. De esta manera se recupera la polaridad inicial de la señal, además de separar y aislar la señal hacia los comparadores de nivel y al multiplexor. Figura 16 Amplificación o derivación de la señal, esta selección se realiza por medio de un interruptor de un polo dos tiros. Después de haber sido amplificada o derivada la señal pasa por un amplificador inversor de ganancia unitaria para recuperar la señal invertida, además de separar la señal 23 Comparadores La señal una vez amplificada o derivada se compara con dos niveles de referencia, para esto se utilizan dos comparadores de precisión LM311, para el nivel alto y nivel bajo respectivamente. El comparador 311 es un CI diseñado y optimizado para un alto rendimiento en aplicaciones como detector de nivel de voltaje. El comparador 311 es una elección excelente por su versatilidad. Su salida esta diseñada para no presentar rebotes entre Vsat pero, puede cambiarse con bastante facilidad. De hecho, si esta conectando un sistema con una fuente de alimentación de voltaje diferente, simplemente se conecta la salida de la nueva fuente de alimentación de voltaje a través de una resistencia adecuada. Se diseño un circuito como detector no inversor de nivel con 5mV de histéresis, con un voltaje de saturación positivo y negativo de 5V y 0V respectivamente. Procedimiento de diseño: 1. Se propone una resistencia de entrada de 10K (R1) 2. Se calcula n por medio de la ecuación: n? ? Vsat ? ( ? Vsat ) ? 5V ? ( ? 0V ) ? ? 1000 VH 5mV 3. Se calcula Rf : Rf ? nR1 ? 1000(10k ) ? 10M 4. Se encuentra VUT por medio de la ecuación: ? ? ? Vsat VUT ? Vref 1 ? 1 ? ? Vref (1.001) n n 5. Se encuentra VLT por medio de la ecuación: ? ? ? Vsat VLT ? Vref 1 ? 1 ? ? Vref (1.001) ? 0.005 n n 24 Presentamos el siguiente diagrama que nos muestra la configuración del comparador alto (comparador A), el cual es un comparador no inversor. Figura 17 Comparador no inversor para el nivel alto, Rf1 y R1 agregan 5mV de histéresis para minimizar los efectos de ruido. Cuando la entrada (+) es menos positiva que la entrada (-) el interruptor equivalente de salida del 311 se cierra y extiende la tierra de la terminal 1 a la terminal 7 de salida. Rf y Ri agregan 5 mV de histéresis para minimizar los efectos de ruido, de modo que la terminal 2 en esencia está a 0V. De forma análoga se procedió para el comparador del nivel bajo, de esta manera lo único que cambia es el nivel de referencia para cada comparador. En la Figura 18 se muestra el circuito para el comparador bajo. 25 Figura 18 Comparador no inversor para el nivel bajo. Control de niveles y despliegue de los mismos Para el control de niveles, se utilizó un circuito generador de pulso único un contador de 8 bits (2 contadores arriba abajo) y un conversor digital analógico de 8 bits (DAC08), además de un amplificador sumador. El DAC-08 es un conversor digital analógico multiplicador (MDAC) de bajo costo y rápido, encapsulado en un empaque doble de 16 terminales. Sus principios de operación se examinan con relación a la tarea efectuada por cada una de sus terminales. Las terminales 13 y 14 son terminales de suministro positivo y negativo respectivamente y pueden tener cualquier valor de ? 4.5 a ? 18 V. La flexibilidad del DAC-08 se mejora porque tiene dos entradas de referencia en lugar de una. Las terminales 14 y 15 permiten voltajes de referencia positivos y negativos respectivamente. La corriente de escalera de entrada al DAC-08 se puede ajustar con mucha facilidad, de 4 ? A a 4 mA, siendo un valor típico 2 mA. Proponemos una corriente de 1mA y calculamos la resistencia de referencia (Rref) de la siguiente manera: Rref ? Vref I ref ? 5V ? 5 K? 1mA 26 tomamos el valor más cercano el cual es 4.99K, la corriente de salida del DAC-08 se convierte en una salida de voltaje V0 por el amplificador operacional y la resistencia RF externos, como queremos una resolución de 100 mV/bit se calcula RF de la siguiente manera: ? RF Re solución ? Vref ? ?R ? ref ?? 1 ? ?? ? 10mV / bit ?? 256 ?? ? Despejando RF y sustituyendo ? Rref RF ? 10 mV / bit ? ?V ? ref ? ??256? ? 2554 ? 2.54 K? ? ? De igual manera se tomo el valor más cercano siendo 2.49K. Las patas 5 a 12 identifican las terminales de entrada digital, como se muestra en Figura 19 , la terminal 5 es el bit más significativo (MSB), D7 . La pata 12 es la terminal LSB, D0 . Las terminales son compatibles con TTL o CMOS. Estas entradas controlan ocho interruptores de corriente. Figura 19 DAC-08 Cableado para obtener voltajes positivos de salida con una resolución de 10 mV/bit. A continuación se muestra el nivel de referencia bajo y alto usando 2 contadores (4 bits) y un conversor DAC-08 (8 bits) configurado para obtener 10mV por paso. 27 Para evitar que los contadores se reciclaran, se diseño un circuito que limitara la cuenta, es decir; que cuando la cuenta llegara al valor máximo (11111111) se quedara en ese valor y no se reciclara al valor mínimo (00000000). Del mismo modo para cuando llegara al nivel mínimo (00000000), no se fuera al valor máximo (11111111), en la Figura 20 se muestra la implementación de este circuito. El cual se diseño de la siguiente manera: se construyo una tabla: Down(TCD) Up(TCU) Reset(MR) Set(PL) H H L L H L H X L H L H L L L L Se obtuvieron las funciones boolenas PL ? TCD ? TCU MR ? TCU ? TCD Y se implemento el circuito correspondiente. Figura 20 Circuito limitador para evitar el reciclaje de los contadores. 28 El circuito para ajustar el nivel de referencia alto es similar al del nivel bajo (Figura 21 ), con la salvedad de un sumador en la etapa final que agrega el valor del nivel bajo, es decir que el nivel de referencia alto se fija respecto al nivel de referencia bajo, de tal modo que si este ultimo se mueve, el primero lo seguirá. Por otra parte el nivel alto nunca será menor al nivel bajo. Figura 21 Niveles de referencia alto y bajo, estos nivele se ajustan por medio de los contadores arriba y abajo, dando 10 mV/bit obteniendo de esta manera un voltaje máximo de 2.5mV para el nivel de referencia bajo y un voltaje máximo de 5V para el nivel de referencia alto, es decir 2.5V mas el nivel de referencia bajo. Para el despliegue de los niveles se utilizo el CI ICL7107 de Intersil que es un convertidor analógico digital (convertidor integrador de doble rampa) con manejador directo a visualizadores LED (7 Segmentos) de 3½ dígitos. El ICL7107 esta configurado 29 para 20V a escala completa, los visualizadores de 7 segmentos son de ánodo común no multiplexado. En la Figura 22 se muestra el diagrama con los valores de los componentes seleccionados para 20V a escala completa Figura 22 ICL7107 con salida a visualizador numérico de tipo LED, componentes seleccionados para 20V a escala completa. Lógica digital Las salidas de los comparadores disparan a los generadores de pulsos TTL. A continuación se describe su funcionamiento así como los cálculos realizados. Estas salidas primero pasan por un circuito de anticoincidencia de pulsos, es decir que cuando se genera un pulso alto, no se puede generar un pulso bajo, este circuito se muestra en Figura 23 30 Figura 23 Circuito anticoincidencia, elimina la producción de un pulso alto y bajo al mismo tiempo. La salida del comparador alto se conecta directamente a la entrada de un generador de pulso único. El primer generador de pulso único a su vez dispara a un segundo generador de pulso que tiene como salida un diodo emisor de luz (LED) que indica la presencia de pulso. El ancho de pulso es determinado mediante un capacitor y resistor externo, para el primer generador de pulso su longitud varia entre 0.1 y 1.1 ms; para el segundo tiene una longitud constante de 3.7 ms. Para los cálculos del primer generador de pulso único se eligió un Cx = 0.68 ? F, para el cual el valor de K es 0.35 y el calculo del resistor se realizó utilizando la formula siguiente: Tw ? kRxCx despegando y sustituyendo para Tw = 0.1ms: Rx ? Del mismo modo para Tw = 1.1 ms 0.1ms ? 4.20 K? ?0.35??0.068? F ? 31 Rx ? 1.1ms ? 46.21K? 0.35?0.068? F ? Para el segundo generador de pulso único cuya longitud de pulso es constante, se calculó de forma análoga, escogiendo un Cx =0.22? F. Rx ? 3.7ms ? 48.05K? 0.35?0.22 ? F ? Figura 24 Generador del pulso arriba, el primer generador de pulso dispara un segundo para indicar la presencia del pulso por medio de un diodo emisor de luz (LED). La salida del comparador bajo pasa primero por un disparador para evitar errores a transiciones lentas y después se conecta a la entrada del generador de pulso 32 Figura 25 Generador del puso adentro, de igual manera que el pulso arriba se dispara un segundo generador de pulso para indicar la presencia del pulso. A diferencia del nivel alto este pasa primero por un disparador para evitar errores a transiciones lentas. Buffer En esta etapa se utilizan seguidores de voltaje (amplificadores de ganancia unitaria) para aislar la señal y los voltajes de referencia (alto y bajo) antes de ser enviados al multiplexor, así como también para enviar los voltajes de referencia a los visualizadores numéricos como se muestra en la Figura 26. 33 Figura 26 Aisladores para la señal los niveles de referencia, además de aislar los niveles los separa para dirigirlos tanto al multiplexor como a los visualizadores. Reloj del multiplexor Pare el reloj del multiplexor se utilizan tres CI 4047 configurados, uno como multivibrador astable (de oscilación libre) y dos como multivibradores monoestables (un disparo), tal como se muestra en la siguiente tabla: Función A VDD A VSS Multivibrador 4,5,6,14 7,8,9,12 Astable Entrada pulso Salida pulso Periodo 10,11,13 TA=4.4RC(10,11) TA=2.2RC(13) 34 Multivibrador 4,14 5,6,7,9,12 8 10,11 TM=2.48RC monoestable Tabla 2 Configuraciones del 4047,este CI puede ser configurado como multivibrador astable y monoestable. Para el reloj del multiplexor se tomo como base un ciclo de 33 ? seg (30 Khz). Para mostrar la señal un tiempo de 26 ? seg (78 %) y para mostrar los niveles un tiempo de 7 ? seg (22 %). El muestreo se realiza alternando entre la señal de entrada (13 ? seg) y uno de los niveles (3.5 ? seg), minimizando perdida de información de la señal. Los cálculos realizados son los siguientes para el multivibrador aestable se propuso una resistencia de 10 K? y se calculo C de la siguiente manera: C? TA 33? seg ? ? 750 pF 4.40 R 44K Para los multivibradores monoestables se propuso una resistencia de 30.1 K? y se calculo C de la siguiente manera: C? TM 3.5? seg ? ? 46.89 pF 2.48 R 74.64 K El valor comercial más cercano es de 47 pF. En la Figura 27 se muestra el diseño del reloj para manejar al CI que muestra simultáneamente la señal y los niveles de referencia. 35 Figura 27 Reloj para multiplexor, el primer CI4047 genera un ciclo nominal de aproximadamente 33?S Multiplexor Para mostrar la señal y los niveles discriminatorios simultáneamente (se utilizó un CI 4046 que es un interruptor analógico. Los niveles de voltaje pasan antes por un filtro pasa bajas cuya frecuencia de corte es 15.9 Hz. 36 Figura 28 Interruptores analógicos (4066) utilizados para multiplexar la señal y los niveles de referencia con una frecuencia base de En la ¡Error! No se encuentra el origen de la referencia. se muestra el diagrama eléctrico del discriminador de ventana. Las resistencias usadas son de ¼ de watt al 1%, todos los CI llevan un capacitor de 0.1µF entre las fuentes y tierra para eliminar ruido. Para minimizar los errores en el voltaje de salida debidos a las corrientes de polarización para los amplificadores inversores y no inversores, se agrego una resistencia ( R ) compensadora de corriente en serie con la entrada (+) y es igual a la combinación en paralelo de todas las resistencias de entrada (Ri) y la resistencia de retroalimentación (Rf). Todos lo amplificadores operacionales cuentan con una resistencia de ajuste fino (trimpot) para minimizar los efectos de la desviación de voltaje (offset null)en la entrada. 37 +5V DISCRIMINADOR DE VENTANA C1 RD1 RF1 100K 10M R1 4 3 1 4 -5V 2 5 -5V S1B R23 2.2K RS1 1K R1 POT1 10K U8A 2 8 1 2 3 1 4 0.01uF RM2 LM311 TP1 10 6 13 6 4 LM747 9 AMPLIFICACION 9 10 11 A B CLR C7 0.1uF +5v 13 -5V U28 RM1 12 1 11 POT7 + CM1 10uF R26 4.99K -5V 12 14 4 3 -5V POT8 -5V 10K 15 R1 10K R2 10K U17 2 4 -5V +5V 10K 10K 2 6 R12 3 6 RM2 10 10K TL081 13 U22C 4066 U21B 7 4 1K 7 8 RR2 POT9 C16 0.1uF C18 0.1uF C20 0.1uF C22 0.1uF C24 0.1uF C26 0.1uF C28 0.1uF C30 0.1uF C32 0.1uF C34 0.1uF 9 8 C10 0.1uF C13 0.1uF C15 0.1uF C17 0.1uF C19 0.1uF C21 0.1uF C23 0.1uF C25 0.1uF C27 0.1uF 2 Ctc Rtc RCtc C29 0.1uF C31 0.1uF C33 0.1uF C35 0.1uF C38 0.1uF C39 0.1uF ASTBLE ASTBLE MR 5 10K 4 1 O (-)TRG (+)TRG REtrig -5V C37 0.1uF 3 2 6 8 +5V Todas las resistencias son 1/4 W 1% 47pF U26 12 C9 0.1uF RR3 30.1K 13 4047 MC1747 C36 0.1uF TP6 11 POT10 C8 0.1uF 9 1 Ctc RCtc O OSC Los textos en recuadro indican salidas externas Ctc NIVEL BAJO REtrig 12 74LS00 CR3 O ASTBLE 10 7 (-)TRG (+)TRG MR C14 0.1uF 12 +5V 5 C12 0.1uF U27D OSC 10 TP9 11 13 4047 4 7 10K U23B 6 10 Rtc R6 +5V C11 0.1uF 13 11 O RCtc TL081 TP8 11 13 ASTBLE 6 8 6 3 13 -5V +5V 2 DAC0800 10 +5V 5 U18 2 4 3 2 +5V 10K 15 OSC U24 14 ASTBLE Iout Iout -5V -5V REtrig O TP7 10K ASTBLE Vrf(-) R27 4.99K 1 CR1 0.001uF U27C 74LS00 U25 4047 O (-)TRG (+)TRG 4 Vlc Vrf(+) POT6 Rtc COMP R25 4.99K 12 RR1 7.5K -5V 9 74LS04 lsbB8 B7 B6 B5 B4 B3 B2 msbB1 POT11 2.49K 5 3 -5V RF2 4 1 V- 12 11 10 9 8 7 6 5 U9B +5V C43 0.1uF MR +5V U16 16 5 -5V 6 8 14 4 3 MC1747 V+ 7 6 2 3 13 12 74LS04 4 3 13 U14 74LS193 10K NIVEL ALTO 1 3 QD QC QB Q0 7 6 2 3 P3 P2 P1 P0 TCD TCU 13 12 MR PL CD CU U13 74LS193 12 9 10 1 15 14 11 4 5 9 10 1 15 14 11 4 5 1 P3 P2 P1 P0 MR PL CD CU TCD TCU U9A QD QC QB Q0 6 5 4 74LS00 2 47pF 2 3 U10B 2 74LS00 30.1K -5V U23A U10A 1 CR2 1 +5V 5 +5V 6 74LS04 9 5 R7 10K +5V 3 + CM2 10uF LM747 U9C POT12 -5V 14 DAC0800 Decrementa 741 4 1 1 10K 8 Incrementa -5V -5V 9 Iout Iout PO5 R24 4.99K Po3 BNC 2 5 Vrf(-) C42 0.1uF TP5 3 9 Vlc Vrf(+) U15 16 5 11 74LS04 COMP 4 1 V- 3 10 lsbB8 B7 B6 B5 B4 B3 B2 msbB1 V+ 7 6 2 3 13 12 12 11 10 9 8 7 6 5 U9E 10 6 1K LM747 74LS04 MUX 7 U22B 4066 2 10K R3 10K 2.49K +5V 7 RF1 +5V +5V U21A +5V R8 5 P3 P2 P1 P0 QD QC QB Q0 7 6 2 3 13 741 49.9K TL081 4 1 MR PL CD CU TCD TCU 13 12 P3 P2 P1 P0 QD QC QB Q0 U12 74LS193 +5V 13 7 9 10 1 15 14 11 4 5 9 10 1 15 14 11 4 5 MR PL CD CU TCD TCU 8 9 10 12 6 3 6 -5V 2 2 RM3 3 2 U9F BNC U22A 4066 10K 100K U19 U11 74LS193 Po2 U20 RM1 74LS00 ADENTRO 5 4 1 10K +5V 11 12 Q TP4 1 8 U10D 12 -5V RF3 74LS04 U10C 13 74LS00 POT4 10K U9D 9 5 Q -5V RA2 1K Decrementa D2 LED R21 330E 74LS123 R22 330E 10 Incrementa DB9 Cext .22uF R2 +5V RCext C2 0.22uF A Q B CLR Q 74LS123 C41 100K U8B 7 Cext C40 7 3 7 R18 47K RCext C1 .068uF 14 U2B +5V R10 1K 15 U5 10k 5 +5V CD 7 +5V CM1 5uF S2B -5V -5V +5V CC1 5uF BNC J1 1 6 2 7 3 8 4 9 5 R16 4.7K 220E 1 R4 10K R5 100K R3 5K R2 2K Po1 5 4 1 R1 1K POT2 10K ARRIBA TP3 +5V R1 6 Q 74LS74 10M 8 6 741 +5V RF1 5 RA1 1K 330E 12 Q R14 50K 5 Q CLK 741 RC3 49.9K 6 2 R1 1M D 3 U1 3 0.22uF Q 330E 3 C0 A B CLR R19 5 +5V U6A 6 100K D1 LED Cext 4 C6 0.1uF 2 7 P1 BNC +5V 0.001uF 9 10 11 74LS123 R20 R11 RES1 5 4 1 13 U3 RC1 6 4 +5V 10K C5 0.01uF +5V +5V 13 R2 10K LM747 RD2 49.9K RCext C2 0.22uF A Q B CLR Q 74LS123 LM311 -5V TP2 U7B 7 Cext 1 2 3 SD 12 2 C4 R2 10K 14 7 1 S1A ENTRADA U4 3 U2A DER/AMP +5V RCext C1 .068uF 2 10k POT3 S2A R17 47K 15 5 8 6 -5V 0.047uF 14 DERIVACION 100K +5V R9 1K U7A RS1 1K RC2 C3 0.1uF +5V R15 4.7K +5V +5V 0.47uF C2 R13 50K +5V SC 38 3.2 Programa Se presenta una serie de programas desarrollados en TURBO PASCAL 7.0 para la adquisición y análisis de los datos. El programa detecta datos (pulsos TTL) a través del puerto serial de una IBM-PC y computadoras compatibles, y analiza su distribución en el tiempo, trazando el histograma de frecuencia instantánea (en línea). El programa permite la adquisición de los datos de dos fuentes con una resolución de tiempo de 1 ms, y el despliegue en línea de los histogramas de frecuencia hasta un máximo de 500 min. Además el sistema también incluye la opción de datos en disco y análisis estadístico. Cuando se adquiere datos de dos fuentes, el programa captura de forma simultanea información de pulsos TTL que entran por el puerto serial e información proveniente de un canal del convertidor analógico digital. Los pulsos TTL se cuentan y acumulan por unidad de tiempo (bin). La frecuencia de conversión por el AD es un dato por cada bin. De esta forma se construyen pares ordenados entre una señal analógica y el número de espigas por bin. Originalmente pretendemos usar este programa para correlacionar el número de espigas por bin con la velocidad del motor. Para ello, la salida del tacómetro proveniente del motor se dirige al canal de conversión AD y la salida del discriminador de ventana al puerto serial. En la Figura 29 se muestra el diagrama de flujo del programa principal. En nuestro sistema conectamos el discriminador de ventana a los pines 1-5 (sobre la ventana) y 1-22 (dentro de la ventana) del puerto serial (interfase RS-232). La computadora identificará la presencia de pulsos TTL, entonces, el valor de los registros del puerto dependerá de la presencia de pulsos en cada pin. Turbo Pascal le da acceso directo a los puertos de la computadora con la posibilidad de asignar el valor del puerto a una variable. En el IBM-PC y compatibles el puerto serial 1(COM 1) en general se encuentra en la dirección hexadecimal 3FE (Norton, 1985), la sentencia en Pascal x:=port[$3FE] asignará el valor de estado del puerto serial registrado a “x”. El valor del puerto será 0 si no hay ningún pulso, 17 si hay pulso en el pin 5, 64 si hay un pulso en el pin 22 y 81 si hay pulso en ambos pines 5 y 22. 39 El tiempo exacto se logra programando el chip del reloj del PC para que sea de un milisegundo, las señales del discriminador son de 1.1 ms previniendo cualquier pérdida de datos. El programa descrito aquí le permite al usuario seleccionar del menú principal el análisis deseado de los datos (histogramas de frecuencia de una fuente, histograma de frecuencia de dos fuentes, etc.). El usuario también puede seleccionar la anchura del bin y el periodo del análisis. El procedimiento de adquisición de datos continua hasta que alcance el número seleccionado de bins (máximo 1000), o hasta que presione el usuario la tecla “N”. Apretando cualquier otra causa una marca para indicar el ataque de manipulación experimental. Funcionamiento del programa principal (Frec_ad3.exe) Para empezar se inicializa el modo gráfico con una resolución de 800x600; así como también las variables como son: fecha, número del experimento, puerto a usar, conversor, tiempo del bin, número de bins, número de repetición y tipo de captura (puerto y conversor o solo puerto). Se muestra el menú principal, en el cual el primer bloque de opciones es cambiar los valores de las variables que se inicializaron y como segundo bloque, elegir entre los siguientes procesos: Leer datos del disco, mover limites para seleccionar dos intervalos, análisis estadístico de los datos, buscar máximos y mínimos, capturar datos o terminar. Si se elige un proceso diferente a seleccionar datos, mover límites, análisis estadístico o buscar máximos y mínimos el programa checa si fue terminar en cuyo caso el programa cierra el modo gráfico y finaliza; en caso contrario programa el reloj de la computadora y comienza la captura de los datos, una vez finalizada la captura de datos se regresa al menú principal no sin antes reprogramar el reloj al valor previo y salvar los datos a disco. 40 Figura 29 Diagrama de flujo del programa principal 41 Inicializar modo gráfico El programa inicializa el modo gráfico (mediante el procedimiento HiRes1) con el manejador Svga32, este manejador acepta las siguientes resoluciones: 1. 320 x 200 2. 640 x 400 3. 640 x 480 4. 800 x 600 5. 1024 x 768 6. 640 x 320 7. 1280 x 1024 La resolución inicial es de 800 x 600 pero se puede modificar a cualquiera de las antes mencionadas y almacenar la configuración en un archivo de inicio llamado Frec-ad3.ini. Inicializar variables En esta parte del programa se inicializan variables con valores preestablecidos como son: For i :=1 to 10 do Marca[i] := 0; (número de marcas) Graphread := false; Num_repeticion := 0; (número de repetición) Detuvo:= 0; Po := 2; Rango := 1000; vEscala := 1; Filtra := false; Landing := false; BeginProcess := true; Puerto := $2fe; (Puerto a usar COM2) Axolotl := ‘Exp’; (Número del experimento) Disectó := GetDate(y,m,d,dow); (Fecha actual) 42 Bin:= 100; (100 ms) nPuntos: = rango; (número de bins 1000) i:= 2; converter := 3; (Tipo de conversor Data Translation) options := 1; (Tipo de captura puerto y conversor) Menú principal El menú principal muestra los valores con que fueron inicializadas las variables, además permite cambiar los valores de estas. F. Fecha (fecha actual) E. Experimento número (Exp) P. Puerto a usar 1=COM1, 2=COM2 (2). C. Conversor 1=IBM, 2=LABMASTER, 3=DATATRANS (3) B. Bin para el conteo de espigas 10=<bin<=30000 ms (100) T. Tiempo de análisis en número de bins (1000) R. Repetición número (0) U. Captura 1=puerto y conversor, 2=solo puerto (1) I. Configuración inicial monitor e impresora (800x600, HPLaser) También permite seleccionar un proceso como: L. Leer datos del disco M. Mover límites para seleccionar dos intervalos de datos A. Análisis estadístico de los datos S. Buscar máximos y mínimos D. Capturar Q. Terminar Si ningún proceso se inicio, es decir lo único que se realizo fue cambiar los valores de inicio el programa se mantiene en el menú principal. Si por el contrario un proceso se inició checa cuál proceso fue para poder realizarlo. 43 Leer datos Este proceso muestra en primer lugar la opción de elegir la unidad en la cual se va a realizar la lectura, si no se especifica la unidad, se toma el directorio actual. Una vez hecho esto muestra una lista de archivos que se encuentran en el directorio especificado, del cual se debe introducir el nombre con todo y extensión para poder ser leído (ReadExp.pas). Existen dos tipos de archivos dependiendo de cómo fueron capturados, es decir si la captura fue solo puerto tienen la extensión F_1 y F_2 y si la captura fue puerto y conversor la extensión es F_1 y D_1. Cuando los datos son leídos correctamente se pasa a la siguiente pantalla, la cual muestra las gráficas, dependiendo que tipo de archivo leyó. También junto con los gráficos se muestra un menú, donde el usuario puede escoger las opciones siguientes: 1: Amplificar.– Le permite al usuario extender la amplitud de los histogramas de frecuencia. También se extienden barras de calibración (amplificando o atenuando no se alteran los datos guardados en disco). 2: Filtrar.- Para suavizar los histogramas de frecuencia, se realiza por medio de un filtro en movimiento, según la ecuación siguiente: NuevoXt ? xt ? 1 ? (2 * xt ) ? xt ? 1 4 3: Salvar.- Si se desea salvar los datos existen dos posibilidades, si la gráfica fue filtrada se graba en un archivo con el mismo nombre pero con la extensión FIL. En caso contrario se debe de introducir un nuevo nombre para poder ser salvado. 4: Imprimir.- Realiza una copia impresa de la gráfica y los datos del experimento, tomando la resolución y la impresora que está dada de alta en el archivo de configuración (haciendo uso del procedimiento printele que se encuentra en PrinOut.pas). Las opciones de la impresión son: Imprimir inmediatamente (imprime las gráficas que lleva acumuladas) o esperar a que se acumulen tres gráficas para poder ser impresas en la misma pagina. 44 5: Salir.- Con esta opción el programa regresa al menú principal con los datos cargados para poder ser procesados. Figura 30 Al leer los archivos de disco se muestra la gráfica de los histogramas de frecuencia, en este caso la gráfica superior muestra la información de la velocidad del motor proveniente de un convertidor analógico digital. En la gráfica inferior, número de potenciales de acción por unidad de tiempo. Se puede observar que durante los periodos en que el motor se activa y produce aceleraciones sinusoidales, las neuronas aferentes del sistema vestibular detectan la aceleración aumentando o disminuyendo su frecuencia de descarga. Mover limites Una vez que se han leído los datos, el usuario puede seleccionar dos juegos de datos (intervalos) para el análisis estadístico (Figura 31 ). Para poder realizar esto, se despliegan los datos gráficamente y al usuario se le permite mover cuatro barras a lo largo del registro. Estas cuatro barras encierran dos juegos de datos que podrían sujetarse entonces al análisis estadístico. Desde aquí se pueden comparar datos del registro antes y después del estimulo; y pueden eliminarse secciones indeseables del análisis. Bajo el gráfico, se muestra información sobre la posición de las cuatro barras del cursor. Para mover estas barras, el usuario debe empezar moviendo límite derecho del intervalo derecho. Para hacer esto se presiona b (selecciona intervalo derecho) y presiona d (selecciona barra derecha). Para 45 mover las barras se utilizan las teclas de dirección, si se desea un movimiento más rápido es utilizan las teclas Repag y Avpag. Una vez que se posiciona el límite correcto del intervalo b, el límite izquierdo debe posicionarse, para esto se presiona i (selecciona barra izquierda) y se usa el mismo procedimiento para mover las barras. El programa no permite que la barra izquierda cruce la derecha, ni que el intervalo a (izquierdo) intercepte al intervalo b (derecho). Para definir los datos izquierdos se procede de la misma manera que en intervalo derecho, presiona a (selecciona el intervalo izquierdo) y presiona d (selecciona barra derecha) mueva las barras al lugar que desea y realizar lo mismo con el límite izquierdo presionando i (selecciona barra izquierda). Una vez que las cuatro barras contienen a los dos intervalos del histograma, se presiona z para volver al menú principal. Figura 31 Al seleccionar los limites para el intervalo a y el intervalo b podemos observar los puntos que limitan a los intervalos y los valores correspondientes, así como también cual limite se esta moviendo y de que cual intervalo. Análisis estadístico Se considera que la descarga de potenciales de acción o espigas de una neurona es un proceso estocástico (aleatorio), porque esta sujeto a influencias ni ternas y externas que no son completamente conocidas. La actividad de espigas cae en un rango de valores 46 permisibles de una manera probabilística. Para el análisis de frecuencia, la actividad de la espiga se muestra como una función del tiempo discreta. El programa realiza estadísticas básicas (descriptivas, haciendo uso del procedimiento Estadis que se encuentra en Estad3.pas) de los datos seleccionados, mostrando como resultados: el intervalo, el número de datos, el rango, el promedio, la desviación estándar, el coeficiente de variación, la media de los 10 datos mas altos, el noventilo, la mediana, la media de B entre A, la media mayores de B entre A, máximo de B entre máximo de A, mínimo de B entre mínimo de A y el coeficiente de correlación. Además de realizar la prueba U de Mann-Whitney. El programa prueba la autocorrelación y autocovarianza. Los valores resultantes se presentan al usuario para que él decida si los datos son independientes y convenientes para la prueba U de Mann-Whitney (Soto, Echagüe y Vega, 1989). Para los cálculos, nosotros usamos dos colas (bilateral) para la prueba U de MannWhitney basados en la ecuación siguiente (Siegel, 1985): U ? n1n2 ? n1 ?n1 ? 1? ? R1 2 Donde n1 es el número de elementos del intervalo a, n2 es el número de elementos del intervalo b y R1 es la suma de rangos asignados al grupo con n1 elementos. La estadística Z se calculó de la ecuación siguiente: Z? n1n2 2 3 n1n2 N ? N ? N ?N ? 1? 12 U? ? T Donde ? T es un factor de corrección para los lazos (ties) en los datos, N es el número total de elementos en los dos intervalos, n1 y n2 son igual que en la ecuación anterior y U es el valor obtenido de la ecuación anterior. El programa requiere que el número de elementos en un intervalo por lo menos sea mayor que 20. Por otra parte el usuario está informado que el número de elementos en 47 intervalos seleccionados no es adecuado para el valor establecido de Z. Si se han seleccionado intervalos válidos, los cálculos son mostrados en pantalla con la opción de obtener una copia impresa de los resultados estadísticos e indica aceptación o rechazo de la hipótesis nula basada en un nivel de significación (valor de ? ) del 5% bilateral (dos colas). Buscar máximos y mínimos El proceso de buscar máximos y mínimos muestra el intervalo b de datos seleccionados en el proceso mover limites, así como también el estimulo aplicado a ese intervalo mostrando su valor (máximo, mínimo y Diferencia) en mV. En esta parte del proceso se muestra un menú para amplificar ya sea el estimulo o el registro. Una vez hecho esto pasa a un menú para poder mover el estimulo (arriba, abajo, derecha e izquierda) y el nivel (solo arriba y abajo). Se obtiene como datos de salida la amplitud media (IPS), fase media (Grados), el número de experimento, el nombre del archivo, la amplificación y el bin, para esto se necesita como datos de entrada la frecuencia de estimulación (Hz) y la amplitud de estimulación (mV). Si se desea se puede obtener una copia impresa de los resultados y las gráficas. Capturar Programar reloj Si el proceso fue capturar se programa el chip del reloj para generar una base de tiempo de un milisegundo. La programación se realiza de la siguiente manera: Port [ $43 ]:= 54; Port [ $40 ]:= lo (1193); Port [ $40 ]:= hi (1193); Una vez programado el tiempo, captura datos dependiendo de la configuración de inicio, es decir puede ser solo puerto o puerto y conversor. Además de en que puerto va a capturar y cual conversor va a usar. Cuando la ejecución del programa progresa, los gráficos seleccionados se muestran en línea. Cada vez que un bin se completa para el histograma de frecuencia, se traza un punto que representa el número de espigas por bin. Puede interrumpirse la adquisición de 48 los datos apretando cualquier tecla (Enter para continuar (“?”), aparece en la pantalla). Cada vez que el programa esta en pausa, una marca aparece en el eje del tiempo e indica que una manipulación experimental se ha hecho (máximo diez paradas por gráfico). Para activar la adquisición de los datos de nuevo, presione ENTER, para terminar la adquisición de los datos, el programa debe alcanzar el tiempo completo en número de bins, o el usuario debe presionar ‘n’ o ‘N’, y presionar ENTER cuándo este símbolo “n” aparece en pantalla. El rango de los valores del bin permitido para los histogramas está entre 10 ms y 30 seg. El número mínimo de puntos son 10 pudiendo extenderse hasta 1000, entonces el intervalo más corto es 10*10 = 100 seg. y el intervalo más largo que el programa puede aceptar es 1000*30 =30000 seg (500 min. de captura continua). La adquisición de los datos o termina por órdenes del usuario (tecla n) o porque el tiempo del proceso total ha pasado, en el último caso, el programa genera una música persistente y molesta. Al usuario entonces se le permite guardar los datos en disco. Guardar Se guardan todos los datos adquiridos en disco para que más adelante puedan ser manipulados y procesados. Una vez hecho esto se puede seguir capturando con los mismo parámetros o regresar al menú principal para cambiar los parámetros de captura, también se pueden ver las gráficas de los datos capturados. Regresar reloj Cuando la captura terminó se vuelve a programar el chip del reloj de la computadora para regresar a los valores anteriores Port [ $43 ]:= 54; Port [ $40 ]:= lo (0); Port [ $40 ]:= hi (0); Terminar Si eligió algún proceso el programa lo realiza y regresa al menú principal pero si el proceso elegido fue terminar, en cuyo caso el programa cierra el modo gráfico y finaliza el programa. 49 4 Resultados 4.1 Discriminador de ventana Se realizaron algunas pruebas en el discriminador de ventana en puntos que se consideraron de importancia obteniéndose los siguientes resultados. La respuesta en frecuencia en la salida de la etapa de amplificación para las diferentes ganancias se muestra en la Figura 32 . Ganancia (dB) 5 0 -5 -10 0.1 1 10 100 1000 10000 100000 1000000 10000000 100000 1000000 10000000 Frecuencia (Hz) A) Ganancia (dB) 20 10 0 -10 0.1 1 10 100 1000 Frecuencia (Hz) B) 10000 50 Ganancia (dB) 15 5 -5 -15 0.1 1 10 100 1000 10000 100000 1000000 10000000 10000.0 100000.0 1000000.0 10000000.0 100000 1000000 10000000 Frecuencia (Hz) C) Ganancia (dB) 30 20 10 0 -10 0.1 1.0 10.0 100.0 1000.0 Frecuencia (Hz) D) Ganancia (dB) 50 40 30 20 10 0 -10 0.1 1 10 100 1000 10000 Frecuencia (Hz) E) Figura 32 Se muestra la respuesta en frecuencia del amplificador de entrada con las diferentes ganancias disponibles, que son: a) 1, b) 2, c) 5, d) 10, e) 100, mostrando los valores teóricos y prácticos con líneas obscuras y claras respectivamente. 51 También se muestran las señales obtenidas para las diferentes ganancias con una señal de entrada de 136 mV de amplitud y 100.2 Hz. de frecuencia. a) b) c) d) Figura 33 Señal de entrada después de haber pasado por el amplificador inversor. A)amplificación con ganancia 1, b) amplificación con ganancia 2, c)amplificación con ganancia 5, d) amplificación con ganancia 10. Para caracterizar la salida en la etapa de derivación de la señal, se realizaron las pruebas con un pulso cuadrado de 118 mV de amplitud y 100.2 Hz de frecuencia. Los resultados obtenidos se muestran en las gráficas de la Figura 34 para diferentes constantes de derivación. 52 a) b) c) Figura 34 En a) se muestra la señal de entrada para la caracterización del diferenciador, la amplitud es de 120mV y la frecuencia de 1.01 KHz, también se muestra la respuesta para una constante de tiempo (RC) de.0.1 ms. Para una constante de tiempo de 1 ms se muestra en b), y para una constante de 10 ms se muestra en c). Cuando ser incrementa la constante aumenta la amplitud de las frecuencias altas y mantiene igual las frecuencias bajas, es decir la constante de derivación es mayor. Para el funcionamiento de los comparadores y los generadores de pulso único arriba y adentro respectivamente se uso como entrada una señal sinusoidal de 276 mV de amplitud y 100 Hz de frecuencia. Para el primer caso se uso 100 mv para el nivel de referencia alto y 0 mv para el nivel de referencia bajo como se muestra en la Figura 35 a, para el segundo caso 168 mV para el nivel de referencia alto y 50 mV para el nivel de referencia bajo como se muestra en la Figura 35 b. Como se puede observar los pulsos son TTL (de 4.2 V de amplitud) y el ancho de los pulsos es variable entre 0.1 ms y 2 ms. 53 a) b) Figura 35 Se muestran la señal, el nivel alto, el nivel bajo y el pulso de salida, para los casos en que la señal esta arriba de la ventana a), así como cuando la señal esta dentro de la ventana b). El multiplexor hace un muestreo de la señal y los niveles de discriminación de acuerdo al tiempo programado en el reloj los cuales se pueden observar en la Figura 36 en donde se muestra la frecuencia base, el tiempo de muestreo para la señal y los niveles de discriminación. a) b) c) Figura 36 Pulsos que genera el reloj para multiplexar la señal y los niveles de discriminación. La frecuencia base se muestra en a) con una longitud nominal de 38.4 ?S, en b) se observa el tiempo en que se muestra la señal aproximadamente 28.8 ?S, c)Para los niveles de discriminación el tiempo de muestreo es 9.6 ?S. Todas las mediciones se realizaron con un osciloscopio TEKTRONICS TS-220 y un generador de funciones BK PRESICION 3020 54 Después de haber realizado las pruebas al discriminador de ventana, se obtuvieron las características de entrada y salida que se muestran en las tablas Características de entrada Impedancia 1 M? Frecuencia de corte .732 Hz Ancho de banda 300 KHz G=1 20 KHz G=10 10 KHz G=100 Rango de la entrada 0–5V G=1 (Vpp) 0 – 0.5 V G=10 0 – 0.05 V G=100 Niveles de referencia 0 – 2.5 V 8 bits (nivel bajo, nivel alto) 10 mV/bit Tabla 3 Características de salida MPX Longitud del ciclo 38 ? S Muestreo de la señal: 28 ? S (75%) Muestreo de los niveles: 9.6 ? S (25%) Impedancia menor a 100? . Arriba y adentro Pulsos de aproximadamente 4.2 V de amplitud (compatible con TTL), ancho del pulso ajustable de 0.1 a 2.0 mS. Impedancia menor a 500 ? . Indicador de presencia de pulso (LED): Tabla 4 55 4.2 Programa Para caracterizar el programa se utilizo el discriminador de ventana en cuya entrada se conecto a un generador de funciones y cuya salida fue conectado al puerto serial (RS232). El generador se utilizo para introducir una onda sinusoidal de frecuencia conocida. En la Figura 37 se muestra la captura que se realizo con un bin de 1000 ms, se capturaron 1000 datos y se utilizo la captura de solo puerto. Figura 37 Se utilizo una onda sinusoidal con una frecuencia de 10, 20, 50, 100,200 Hz para a, b, c, d y e respectivamente. Las divisiones equivalen a 10 espigas. Las flechas en el eje x indican las interrupciones en la captura de los datos. La línea superior indica que no hubo estimulación mecánica. Para poder observar la captura de frecuencias mayores a 500 Hz, se realizo la captura con un bin de 100 ms en donde se puede apreciar que después de una frecuencia de 1.1 Khz se empiezan a perder los datos de la captura, como se muestra en la Figura 38 . También se muestra la selección de los intervalos para ser procesados estadísticamente 56 como se muestra en la Figura 39 , los resultados del análisis para estos intervalos seleccionados se muestran en la Figura 40 . Figura 38 Las frecuencias utilizadas fueron 100, 200, 500, 1000, 1100 Hz para a, b, c, d y e respectivamente. Para frecuencias mayores 1100 Hz la captura empieza a ser errónea (f). Figura 39 Se muestra el mismo experimento para la selección de los intervalos a y b, el programa muestra que intervalo se esta moviendo y cual limite, al mismo tiempo muestra el número de bin con su respectivo valor (número de espigas). 57 Figura 40 Se muestran los resultados del análisis estadístico para los intervalos seleccionados, como se puede observar en la ultima parte se realiza la prueba U de Mann Whitney. En la Figura 41 se muestra la captura con un bin de 400 ms, utilizando puerto y conversor para ver los efectos de la estimulación mecánica sinusoidal en condiciones reales de experimentación utilizando el programa y el discriminador de ventana aquí descritos. Figura 41 Actividad eléctrica de las neuronas aferentes del sistema vestibular del oído del axolotl. Se muestra la actividad basal y la respuesta a un estimulo mecánico sinusoidal con una frecuencia de 0.2 Hz y una aceleración angular de 440 grados / segundo (a), como se puede observar hay un incremento en la frecuencia en las partes que fueron estimuladas. Posteriormente se muestra la aplicación de un fármaco ( Naloxona 10?M ) y se observa la actividad basal. 58 También se muestra la selección de los intervalos para poder ser procesados estadísticamente por el programa, así como los resultados estadísticos de estos intervalos como se puede observar en la Figura 42 y Figura 43 respectivamente. Para todos los experimentos se puede obtener una copia impresa (Epson FX-850, IBM propinter, HP Laser, HP Deskjet y compatibles) tanto, de la captura como de los intervalos y de los resultados del análisis estadístico. Figura 42 Se muestra la selección de los intervalos para ser procesados estadísticamente. Como se puede observar los puntos importantes en este experimento son la actividad basal y la respuesta a una estimulación química (Naloxona 10?M). Figura 43 Resultados estadísticos de los intervalos seleccionados en donde se puede observar el rechazo de la hipótesis nula (h0). 59 Por ultimo se muestra en la Figura 44 un experimento típico en donde se exportaron los datos capturados por nuestro sistema. Figura 44 En A, registro de actividad en condiciones control. En B, luego de la aplicación de Dturbocurarina en concentración 10 ?M. En C, se aplicó el fármaco betahistina 1 mM. En D y E efecto de la betahistina a los 5 y 10 min de su aplicación. En F, lavado de todas las drogas. La línea gris bajo de cada registro representa los periodos durante los cuales se estimulo la preparación con aceleraciones sinusoidales. Para construir esta grafica los datos obtenidos con el programa fueron exportados a Sigmaplot. 60 5 Comentarios y conclusión Al término de este proyecto pudimos constatar que una de las tareas de la electrónica es la solución a problemas específicos en las diferentes áreas de aplicación, en nuestro caso específicamente en fisiología, no necesariamente requiere gran tecnología, ya que la solución encontrada debe ser de preferencia de bajo costo y de fácil reproducción. El desarrollo de equipo de electrónica para los laboratorios de investigación se requiere cada vez más, con el fin de solucionar problemas específicos del laboratorio, bajar costos y obtener mantenimiento rápido, ya que el equipo de importación es demasiado costoso y en la mayoría de los casos sobrado, es decir no da una solución de manera rápida y precisa. Además cada vez que se requiere mantenimiento del equipo, es costoso y tardado. El discriminador aquí descrito que fue diseñado originalmente para correlacionar el número de espigas por bin con la velocidad del motor en estimulación mecánica sinusoidal dentro del laboratorio de Fisiología Sensorial, pero este tiene muchas aplicaciones en otros laboratorios como por ejemplo en el laboratorio de Neurofisiología Integrativa se utiliza para determinar el papel que tiene la actividad espontánea de la medula espinal en el control de los movimientos, esto se realiza utilizando el pulso como sincronía para visualizar la actividad y al mismo tiempo estimular. Este sistema se comparó con equipos que existen en el mercado como son WPI y Frederick Haen obteniendo cero errores, de hecho podemos decir que tiene un mejor funcionamiento. Ya que tanto el dispositivo de WPI como el Frederick Haen no tiene un circuito anticoncidencia de pulsos , no contienen un amplificador y derivador de entrada, y el control de niveles es analógico por lo que dificulta la fijación de los niveles de referencia. Nuestro dispositivo cuenta con todo lo anterior y además en cuanto a costo hay una gran diferencia Por otro lado el programa presentado le permite al usuario determinar si una manipulación experimental tiene un efecto (excitador o inhibidor) en la actividad eléctrica neuronal. Parece particularmente útil para extraer valiosa información de los archivos en que la actividad basal y su variación natural puede tender a disimular el efecto de 61 manipulaciones experimentales. Aunque el programa se desarrollo para el análisis de frecuencia de potenciales, puede adaptarse para realizar análisis estadístico de otros tipos de datos fácilmente. El programa se ha diseñado para funcionar como parte de un conjunto de programas de computo para el análisis del tren de espigas neuronales desarrollado en nuestro laboratorio. Es fácil de usar y no requiere de ninguna especialización computacional. El programa puede ser una valiosa herramienta en otros campos de investigación. Además que los datos obtenidos pueden ser exportados a programas como Sigmaplot, Excel, etc. para ser manipulados con otro tipo de estadística. Por ultimo se tiene planeado a futuro incluir un monitor de audio para mejorar en cuanto a funcionamiento, en cuanto a costo será reemplazar prácticamente toda la lógica digital mediante un microcontrolador (PIC) ya que tienden a ser muy comunes y de muy bajo costo, con esto también se reducirían las dimensiones físicas del dispositivo. 62 Apéndice. Descripción de algunos cálculos estadísticos. Damos una explicación de cómo se obtiene cada uno de los cálculos que a continuación se enlistan. a) El promedio. n X? ? Xi i ?1 n b) Varianza s2 ? ? ( Xi ? X ) n?1 2 c) La desviación estándar. n s? ? Xi2 i ?1 n? X d) El coeficiente de variación. CV ? s X e) La media de los 10 datos más altos. last MediaDecil o ? ? Xi i ? last ? (n 10 ? 1) 10 f) El noventilo Noventilo ? X last ? n10 g) La mediana. ~ X ? X fist? ( n / 2) 63 h) la media de B entre A. X2 X1 MediaAB ? i) la media mayores de B entre A. MediaDecil oAB ? MediaDecil o2 MediaDecil o1 j) máximo de B entre máximo de A. MaxBA ? Max 2 Max1 MinBA ? Min 2 Min1 k) mínimo de B entre mínimo de A. l) El coeficiente de correlación. ? ??Xi ? X ??X ? 1 r? i ? lag ? ? X2 ? ? s1s2 El coeficiente de correlación es un número sin dimensiones entre –1 y 1, además r2 mide la fuerza de la asociación lineal. m) La prueba U de Mann-Whitney. U ? n1n2 ? n1?n1 ? 1? ? R1 2 Para llegar a tomar decisiones, conviene hacer determinados supuestos o conjeturas acerca de las poblaciones que se estudian. Tales supuestos que pueden ser o no ciertos se llaman hipótesis estadísticas y, en general, lo son sobre las distribuciones de probabilidad de las poblaciones. En muchos casos se formulan las hipótesis estadísticas con el solo propósito de rechazarlas o invalidarlas. Por ejemplo, si se quiere decidir sobre si un procedimiento es mejor que otro, se formula la hipótesis de que no hay diferencia entre los procedimientos (es decir, cualquier diferencia observada se debe meramente a las fluctuaciones en el 64 muestreo de la misma población). Tales hipótesis se llaman también hipótesis nulas y se denotan por H0 . Cualquier hipótesis que difiera de una hipótesis dada se llama hipótesis alternativa. Una hipótesis alternativa de la hipótesis nula se denota por H1 . n) Los autocorrelogramas seriales son un indicador de la dependencia serial dentro del tren de espigas y son construidos a partir de los coeficientes de correlación serial rk de orden k (Perkel y cols., 1967) que se calcula según la ecuación siguiente: n? k rk ? ? ?X t ?1 t ? X ??X t ? k ? X ? n? k ? ?X t? 1 ? X? 2 t donde rk es la autocorrelación de orden k y X es el promedio. 65 Bibliografía . Coughlin R.F. y Driscoll F. F., Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Lineales, Prentice Hall Stephen K. O’Brien, Steve Nameroff, Turbo Pascal 7, Manual de referencia, McGraw-Hill Spiegel, M.R. Probabilidad y estadística, Mc Graw Hill. John G. Webster, Medical instrumentation, Application and design, Houghton Mifflin Company Boston. Strong, P. Biophysical Measurements, 1970,Tektronix, Inc. Tocci, R. J. Sistemas Digitales, Principios y aplicaciones, Prentice Hall. Siegel, S. ( 1985) Estadística no paramétrica. Ed. Trillas. Soto, E. y Vega, R. A Turbo Pascal program for on line spike data analysis using a standard serial port, J. Neurosci. Methods 19 (1987) 61-68. Soto, E., Echagüe, J.V. y Vega, R. Computer program for statistical Mann-Whitney U nonparametric analysis of neuronal spike activity, Computer Methods and Programs in Biomedicine, 28 (1989) 197-200 Soto, E., Budelli, R. y Holmgren, B. Sistema Vestibular. En Fisiología. Células órganos y sistemas. Volúmen V. J. Muñoz y X. García (eds.) Fondo de Cultura Económica, México 1998, pp 173-183. 66 Hille, B. (1991) Ionic channels of excitable membranes, Sinauer Sunderland, Massachusets. Hodking, A. L. y Huxley, A. F. Currents carried by sodium and potassium ions through the membrane of the giant axon of Loligo. Journal of Physiology 116 (1952) 449-472. Hodgkin, A. y Huxley, A. A quantitative description of membrane current and its application to conduction and excitation in nerve. Journal of Physiology 117 (1952) 500544. Hudspeth, A.J. The hair cells of the inner ear. Scientific American 248 (1983) 42-52. Citizen 200GX, Dot matrix printer, User’s Manual, Citizen America Corporation. HP Laser Jet 1100, User’s Manual, Laser Jet printer Hewlett Packard