FD V FBT

Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
CAPÍTULO 1
OSCILOSCOPIO DE RAYOS CATÓDICOS
1.- Introducción:
Un osciloscopio es un graficador x, y que permite representar sobre una
pantalla luminiscente y en coordenadas cartesianas la relación existente entre
dos tensiones eléctricas aplicadas a su par de bornes de entrada.
FDV
Y (V/div)
En la aplicación más común el eje horizontal se transforma en eje de tiempos mediante un
circuito interno que por su función se denomina “Base de tiempo”; de esta manera es posible visualizar la forma de señal en funFBT
X (seg/div)
ción del tiempo, y si la señal es
periódica por persistencia se obtiene una imagen estable en la pantalla.
Podemos encontrar traductores para medir l, p, t, densidad,
desplazamiento, deformación, etc.
El eje vertical está calibrado siendo el alcance de la misma ajustable
mediante el FDV (factor de deflexión vertical)
El eje horizontal posee el FBT (factor base de tiempo) nombre dado a la
calibración del mismo.
Valores típicos:
FDV
10µV/div
5mV/div
10mV/div
*10 V/div
*Este osciloscopio es especial
AB
10 MHz
250 MHz
500 MHz
2000 MHz
Ze
1MO
1MO
50O
100O
Si bien un voltímetro debe tener una impedancia de entrada alta 50O en
500 MHz, significan mucho más debido a su capacidad distribuida. Todos estos datos son para ORC de “tiempo real”, entendiéndose por tal, a la posibili-
2
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Teórico (1ª Parte)
dad de visualizar un transitorio (no en forma permanente, pero si en forma instantánea).
Existe otra familia de osciloscopios que llegan a 14 GHz, estos son los
de “Tiempo equivalente”. Estos ORC llegan a frecuencias elevadas con un FDV
de 2mV/div con una Ze de 50O, pero permiten visualizar solamente señales periódicas.
Para todos los casos aquí expuestos la exactitud es de un 2% a un 3%
en el FDV.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
b) En este caso la base de tiempo está inactiva hasta que llega la señal y la
dispara. En el primer caso tenemos un trazo en la pantalla, en este, de no
ser por circuitos agregados con ese fin, en ausencia de señal en la pantalla
no se vería nada.
c) Sirve para visualizar detalles pequeños de una señal compleja, expandiéndolos a toda la pantalla.
d) Han sido desarrollados para medir fenómenos periódicos de muy alta
frecuencia.
Según as características de los ORC
a) Tubos monoaceleradores (sólo preaceleración)
b) TRC con postaceleración: para frecuencias moderadas y para frecuencias de un rango mayor a 100 MHz.
c) tubos con retención de imagen.
En todos los casos el AB es desde continua hasta la frecuencia indicada.
La exactitud del FBT es también de un 2% a un 3% dependiendo al
igual que el FDV de la linealidad que se exija, se puede extender una base de
10ns/div a 500ps/div.
Los ORC de base de tiempo equivalente poseen un FBT de 10ps/div.
Todo sucede como si la velocidad del haz fuera mayor que la de la luz.
Los primeros son incluidos en los ORC recurrente (económicos), (b) y
(c) son más caros y obligatorios cuanto más alta es la frecuencia, (c) es un tubo
especial que permite visualizar transitorios (con una vmáx ).
a)
b)
c)
d)
e)
f)
2.- Clasificación:
Como todas es arbitraria así que haremos varias.
De acuerdo a las posibilidades de aplicación:
a) ORC cualitativos: permiten ver la forma de la señal pero no poseen ejes
calibrados.
b) ORC cuantitativos: poseen los ejes calibrados.
Según el tipo de construcción:
convencional
portátil
con canal vertical modular
con canal vertical y horizontal modular
con módulo completo
con submódulos en el canal vertical.
3.- Tubos de Rayos Catódicos
Los TRC monoaceleradores se estudiarán más adelante.
Según el tipo de base de tiempo:
Cañón electrónico: Tiene como objeto generar un haz de electrones que converja sobre la pantalla luminiscente.
a) 1ª Generación: Base de tiempo recurrente
b) 2ª Generación: Base de tiempo disparada
c) 3ª Generación: Base de tiempo demorada
d) 4ª Generación: Base de tiempo equivalente (ORC de muestreo).
a) La BT funciona permanentemente exista o no señal, corresponde a los ORC
cualitativos.
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Teórico (1ª Parte)
3
4
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A1 (200V)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
A3 (2KV)
Ie
(1) Fluorescencia 0 ≤ Tc ≤
90%
(2) Fosforescencia 1 ≤ Td ≤
90%
(1) → (2) Luminiscencia
Filamento
c (1V)
cilindro de Wehnelt
0,5 V
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A2 (400V)
Sistema de
deflexión
Controles Asociados.
Luminosidad o brillo: modifica la tensión del cilindro de Wehnelt.
Enfoque: modifica la tensión del cilindro A3 (analogía con la membrana
elástica).
El tiempo de persistencia permite
clasificar cuantitativa-mente distintos tipos de fósforo.
t
Ip
90%
1%
Pantalla luminiscente: hacer mención al proceso por el cual se emite luz.
En algunos casos, la búsqueda de
fósforo de alta persistencia es para visualizar fenómenos lentos. La frecuencia
mínima que podrá verse depende de la persistencia.
Luminosidad Relativa: depende del tipo de fósforo, del electrón da su
velocidad (o sea de su potencial acelerador). Se ensayan distintos tipos de fósforos y se mide la luminosidad con un medidor del tipo biológico (que corresponda a la curva del ojo humano).
Tx
Emisión espectral: se refiere al color
de la radiación luminosa, dado que el P no
está en estado gaseoso el espectro es continuo.
Resistencia relativa al quemado: el fósforo es un conversor de energía,
pues convierte la energía cinética de los electrones en energía luminosa con un
rendimiento aproximado del 10%, el resto se transforma en calor, se sobreeleva
la temperatura del fósforo y puede llegar a perder sus propiedades. Los fósforos se pueden dividir en tres grupos, de acuerdo con su resistencia relativa al
quemado. Estos son: Media, alta y muy Alta. Las primeras son muy fáciles de
quemar, tener precaución. Las altas poseen una resistencia de 10 a 100 veces
más grande que las primeras, y por último las muy altas se encuentran entre
100 y 1000 veces más que las medias.
El P está caracterizado por una curva como la que se muestra; pudiendo ser
otra curva con más de un máximo. CuanXM
Dx
do se habla de color de radiación en general se habla del que corresponde al λmáx . Se prefiere que dicho color esté en la
gama del verde, pues ahí es máxima la sensibilidad del ojo humano. (λmáx
=555·10-9 m).
Velocidad de inscripción fotográfica
relativa: Se refiere al problema de fotografiar transitorios, si es muy rápido, no llega
a impresionar la película. Se normaliza el
tipo de óptica a usar y la sensibilidad de
la película. Para medir esta velocidad lo
más conveniente es una sinusoide amortiguada, la cual se puede lograr excitando
al TRC con un pulso. La máxima velocidad se encuentra en los flancos de subida
y bajada, dependiendo de la frecuencia y
amplitud de la onda.
Persistencia: Supongamos excitar al filamento con un pulso cuadrado
de corriente. Sabiendo que Tc está comprendido entre el 0 y el 90% y que el
Td lo está entre el 90 y el 1%, nos interesa saber como es la intensidad luminosa en el tiempo.
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5
6
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Tc
(1)
Td
(2)
t
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La parte central del comienzo no se impresiona debido a la alta velocidad de las partículas que al aumentar el tiempo y al ir disminuyendo la amplitud logra inscribir el trazo medio.
Una vez determinado el primer punto donde el trazo es continuo, la
velocidad de inscripción fotográfica (VIF) viene dada por:
[VIF] = cm / seg
VIF = π· f · A
Mediante esta fórmula se obtiene un resultado cualitativo que sirve para
clasificar los fósforos (P31 es el más usado).
Sistemas
de
V
Deflexión: Si la tensión Vd es nula, el
+++++++++
haz de electrones
Vy
y
converge en el centro
Vd
de la pantalla. Si la
V2
tensión Vd corresa
V
ponde a un potencial
--------continuo, la trayectodistancia hasta la pantalla
ria hasta antes de las
l
L
placas será igual que
la anterior. Entre las placas el haz es sometido a la acción de campos eléctricos
adoptando al salir de las placas una trayectoria tangencial a la parábola descripta en el interior de estas últimas.
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La mencionada fuerza, que es de dirección normal a la trayectoria original de la partícula, provoca una aceleración instantánea de valor:
a=
q·VD
d ·m
(6)
La aceleración existe mientras existe la acción de fuerza, y esto sucede
en todo el recorrido dentro de las placas. Llamaremos t1 a ese lapso, luego, la
velocidad media será:
Vy = 12 a·t1 =
1
2
VD ·q·t1
d ·m
Vy =
por lo tanto:
pantalla
D
0
r
a=
r
f
m
Vd
f
=
d
q
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(1)
r
r f
E=
q
(4)
V
f =q D
d
El t1, puede ser expresado mediante: t1 =
1
2
VD ·q·l
d ·m·Vz
y2 = Vy·t1 = Vy
l 1 VD ·q·l 2
=2
Vz
d ·m·Vz2
en donde V 2 es la velocidad que impulsa al electrón, y que es igual a:
W potencial + Wcinética = 0
q·V0 = 12 m·Vz ⇒ Vz2 = 2
1
2
q·V0
m
VD ·q·l 2
V ·l2
⇒ Yz = 14 D
2q·V0
d ·V0
d ·m·
m
Notar que esta última posee la forma Y =K·x2 en donde
K=
(2)
V
E= D
d
l
Vz
La desviación al salir de las placas viene dada por:
Luego: Yz =
El electrón sale del CE con una aceleración debida al potencial V0.
Cuando el electrón entra en las placas se encuentra con una fuerza ejercida sobre él, que puede ser calculada de la siguiente manera:
Teórico (1ª Parte)
(3)
1
4
VD
d ·V0
y
x≡l
Es decir, que durante el paso entre las placas, el electrón describe un
arco de parábola, análogo al del tiro en el vacío.
(5)
Cuando el electrón sale del borde de las placas, abandona su trayectoria
parabólica, para moverse en forma rectilínea sobre la pendiente de la derivada.
7
8
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Teórico (1ª Parte)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Consecuentemente, la desviación será mayor, cuando aumenta L, distancia
hasta la pantalla.
La señal es aplicada al canal vertical:
Y = SV ·δ
(2)
La señal a aplicar al canal horizontal es:
δ BT = Kt
(3)
d ·Yz
V
Y
V
≡ tan α = 12 D l ⇒ tan α = ⇒ Y = tan α·L ⇒ Y = 12 D l·L
d ·l
d ·V0
L
d ·V0
Sabemos ahora que la altura es proporcional al potencial aplicado a las
placas deflectoras.
Sensibilidad vertical: SV =
Y
l·L
= 12
Vd
d ·V0
 div 
 Volt 
En la pantalla obtendremos un dibujo:
Y = ϕ( x)
(4)
dado que
De aquí se desprende que cuanto mayor es V 0, menor es la sensibilidad,
más duro es el tubo.
Vd 2 d ·V0
Factor de Deflexión Vertical: FDV =
=
Y
L·l
x = S H ·δ BT (5)
podemos despejar “t”
x = S H ·Kt ⇒ t =
 Volt 
 div 


Si la señal varía en el tiempo, la relación (FDV) sigue siendo válida
siempre que se cumpla que: Tt <T, en donde T es el período de la señal y Tt es
el tiempo de tránsito entre las placas.
Formación de la imagen
x
FDHx
=
SH ·K
K
Tomando la ecuación (2) Y = SV · f (t )
Reemplazando “t” de (6) en (7) resulta:
(6)
(7)
 FDH 
Y = SV · f 
x
 K

(8)
El Gráfico que aparece es una réplica de la señal.
Las escalas pueden obtenerse a partir de:
la ecuación (2) para el vertical
Como Graficador X ; Y
En el canal horizontal excitamos con una señal de período doble a la aplicada en el vertical. La
imagen en la pantalla es la composición de las dos señales.
FDV =
δ 1
=
Y SV
V
 div 
(9)
la ecuación (6) para el eje horizontal
FGT ≈
La imagen en la pantalla corresponde a las figuras de Lissajous.
Como Osciloscopio
rampa.
Al utilizarse como tal, se pretende visualizar la forma de señal en
función del tiempo.
t
FDH
=
K
K
(10)
Las modificaciones del FBT se logran cambiando la pendiente de la
La rampa no dura todo el período.
v = f (t )
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Horizontalmente el haz avanza en forma lineal. El período de la base
del tiempo debe ser múltiplo de la señal de visualización para que esta aparezca definida en la pantalla.
(1)Forma de señal
9
10
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Teórico (1ª Parte)
Cada ciclo de la base de tiempo lo denominaremos barrido. Para que la imagen sea estable debe haber correspondencia entre los barridos sucesivos, de lo contrario sucede lo que se
muestra en la figura:
Medidas Eléctricas y Electrónicas
la imagen
camina en
la pantalla
Teórico (1ª Parte)
Billo
Generador
Base de
Sincronismo Tiempo
Diferenciador
AB
Al CW
Para evitar este efecto, se presenta como
problema a resolver
a) Correspondencia entre barridos sucesivos
b) Eliminar el trazo de retorno
ORC Disparado
Vδ
Sincromism o
ORC Recurrente s 
Borrado
ORC Disparados
PDV
t
Disparo

Desbloqueo
DISPARO
DISPARO
Estos son dos tipos de ORC que cubren este problema.
t
PDH
V
El gráfico siguiente muestra las
formas típicas de Señal para este tipo
de ORC.
El generador de la base de
tiempo trabaja en sincronismo con la
señal a visualizar en frecuencias.
Cuando no hay señal, la base de tiempo sigue trabajando a la frecuencia natural.
La tensión de borrado es una
tensión que se aplica al cilindro de
Wehnelt, la Vbt a las PDH, pudiéndose
obtener la primera mediante un circuito diferenciador, cuya señal de entrada
es la Vbt, con el agregado de una señal
continua.
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Vδ
t
PDV
V. Borrado
t
Brillo
GAT
CW
A pesar que el
punto de disparo pasa
varias veces por el barrido hay circuitos que impiden que se vuelva a disparar hasta que la base de
tiempo haya concluido su función generadora.
CORTE
PDH
sincronismo
t
En este caso si no hay
señal, la BT no oscila,
TRC bloqueado. Cuando
a señal pasa por cierto
punto, el circuito de disparo actúa sobre la base
de tiempo y es totalmente independiente de la
señal, dependiendo únicamente de los componentes propios de la BT.
CW
corte
11
De esto último podemos destacar una de las ventajas del ORC Disparado frente al recurrente, eso es, la capacidad de poder ver con seguridad transitorios en el disparado y no en el recurrente, esto se debe a que la señal podría
aparecer durante el retorno con lo cual perdería la posibilidad de visualizarla.
Es de importancia destacar que en el recurrente la pendiente la fija la señal,
mientras que en el disparado el operador.
12
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Teórico (1ª Parte)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Distorsión
pues tensiones opuestas no producen iguales deflexiones opuestas.
Astigmatismo
La solución a ese problema se consigue elevando la línea de cero volt al
centro de las placas.
Este problema se debe a las imperfecciones geométricas del TRC.
V/2
El problema reside en que mientras se ajusta el foco según un eje se
desajusta según otro perpendicular.
Este efecto se corrige ajustando las tensiones de los ánodos aceleradores. El efecto empeora cuando se usan BT rápidas. Ej.: Medición de tiempos
de establecimientos, al ser los tiempos muy rápidos disminuye la luminosidad,
cuando se aumenta el brillo para contrarrestar el efecto hay más electrones por
unidad de tiempo lo cual hace que el foco no sea nítido.
Distorsión trapezoidal
ULTIMO ÁNODO ACELERADOR
Debido a la diferencia de potencial
que
existe
entre las placas deflectoras y el
HAZ
último ánodo acelerador, se suele unir a
ambos mediante una conexión a masa, lo
cual permite poder excitar las placas con
unión eléctrica
la tensión proveniente de canal horizontal. Estudiaremos ahora el campo E resultante de excitar las placas como se
0V V/2 V
indica.
0V
(1)
V/2
La velocidad en (1) es la misma
con la que salió del cañón, pues
el potencial en esa zona es la
misma.
V0
Circuitalmente el hecho de ubicar la línea de cero volt en el centro de
las placas se logra mediante un amplificador de salida simétrica.
Desenfoque geométrico
PD
El electrón se ve acelerado
más pues atraviesa líneas de mayor potencial.
El desenfoy’
que geométrico se
yy
debe a la curvatura
de la pantalla. Si
enfocamos bien en
el centro, en los
bordes de la pantalla la calidad de enfoque no será la misma. Esto se suele ajustar a ojo, además
si el tubo es de radio grande la diferencia es pequeña.
V
Si la tensión aplicada es
como se indica ahora el campo resultante y la distribución de las líneas equipotenciales hacen que el electrón se
frene.
0V
Lo importante es que al
cambiar de polaridad las PDV,
los electrones se frenan con
tensiones negativas y se aceleran con V positivas, esto da
como resultado una linead,
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-V
-V/2
-V
V0
13
14
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
4.- ORC con base de tiempo recurrente
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
brados, ajustables mediante el control (6) que permite medir señales de amplitud elevada sin saturar el amplificador.
Diagrama Funcional
El amplificador posee un ajuste continuo de la ganancia (5) no calibrado
y un control de posición vertical (3) que modifica el valor de la componente de
continua en alguna de las etapas del amplificador vertical. En el atenuador
discreto al relación de atenuación entre pasos es conocida aunque el FDV total
resulta no calibrado debido a la presencia del ajuste continuo antes mencionado.
Normalmente, las posiciones son diez, cada una en un décimo de la
anterior.
Para la utilización del ORC como graficador X; Y el amplificador horizontal puede excitarse mediante una señal externa aplicada en los bornes EH.
El amplificador horizontal incluye los controles de ganancia continua
(7) y de posición horizontal (4) similares a los del amplificador vertical. la salida del amplificador horizontal igual que la del vertical es simétrica para evitar la distorsión trapezoidal.
En los modelos económicos generalmente no se incluye un atenuador
por pasos, siendo la sensibilidad del canal horizontal normalmente inferior a la
del vertical.
Para la utilización como osciloscopio, mediante el selector (8) se aplica
a la entrada del amplificador horizontal la señal diente de sierra producida por
el generador BT. Para otras aplicaciones también puede seleccionarse con el
mismo selector una señal senoidal de 50 Hz, como se verá más adelante.
Descripción de funciones y controles
Alimentación del TRC
La fuente de poder del TRC incluye los controles de LUMINOSIDAD (1)
que actúan modificando la tensión del cilindro de Wehnelt, y del FOCO (2)
que ajusta la tensión del ánodo de enfoque, ambos controles son accesibles
desde el panel frontal. En estos ORC el control de astigmatismo normalmente
es externo para ser ajustado cuando se calibra el aparato. Es independiente del
resto de las etapas del ORC.
Canal Vertical
Incluye el amplificador vertical que posibilita la visualización de señales de pequeña amplitud, procedido de un atenuador en pasos discretos cali-
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15
Base de tiempo
Se trata de un generador diente de sierra con sus controles de ajuste de
frecuencia discreta (8) (el mismo selector para la señal que envía el canal horizontal) y continua (9). La salida del GBT es diferenciada y amplificada en el
amplificador de borrado (AB) que excita el CW con la señal de borrado. A los
efectos de lograr la adecuada correspondencia entre el diente de sierra y la señal a visualizar, el GBT puede sincronizarse con la señal que se aplique a su
entrada de sincronismo. Es decir, que en la operación normal cuando se tiene
una imagen estable en la pantalla, el GBT no está oscilando a su frecuencia natural, sino a una frecuencia relacionada con la que presenta la señal aplicada a
su entrada de sincronismo. Dentro de ciertos límites y para pequeñas variaciones el generador diente de sierra tiene la habilidad de mantener la señal de
sincronismo.
16
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
La fuente de sincronismo puede seleccionarse entre varias alternativas.
Selector de sincronismo
Pude elegirse entre:
a) sincronismo
b) sincronismo externo
Sincronizando el generador con una señal aplicada a los bornes SE. La
amplitud de la señal puede atenuarse en el selector mediante el control (11) a
los efectos de adecuar a los requerimientos de entrada del GBT. Se entiende
que la señal externa de sincronismo debe presentar una amplitud mínima a los
efectos de lograr el objetivo buscado. Una aplicación del sincronismo externo
es ver la envolvente de una señal modulada en amplitud con pequeño índice de modulación. En este
caso la señal de sincronismo externo sería siempre la
señal modulante.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Eje Z
En el panel posterior
del ORC se tiene una entrada
que permite comandar el flujo de electrones del TRC, variando la tensión del CW.
Una posibilidad es inyectar en el eje Z una señal
de frecuencia conocida.
Señal de calibración
En osciloscopios de este tipo, económicos, la señal de calibración
normalmente senoidal de 1 Vpp se obtiene de un secundario del transformador
de alimentación, a través de un divisor resistivo. Se entiende que la exactitud
de esta señal depende de la estabilidad de la tensión de alimentación y de la
exactitud de los componentes, siendo en general muy poco confiables.
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17
y2
L
y
α
Vista del panel frontal
1 ENCENDIDO
2 FOCO
3 POSICION
HORIZONTAL
4 Y VERTICAL
c) Sincronismo Interno con frecuencia de línea
La señal de sincronismo se obtiene de un secundario del transformador
de alimentación, y es útil para visualizar señales que corresponden a fenómenos relacionados con la frecuencia de línea, por ejemplo el zumbido de fuente.
Circuito desfasador
Para algunas aplicaciones con generadores de barrido económicos, el
canal horizontal debe excitarse con una señal senoidal con frecuencia de línea.
Para tener una imagen adecuada, es necesario variar la fase de esa señal con
respecto a una referencia (como puede ser la V de alimentación). Con este objeto se agrega el circuito desfasador que toma la señal de un secundario del
transformador de alimentación y la desfasa mediante el control (10) con un
circuito R-C antes de aplicarla al amplificador horizontal.
Teórico (1ª Parte)
5
7
9
6
8
10
11
EV
SE
12
Vpp
EH
Mediciones Básicas
No requieren calibración ni el canal vertical ni el horizontal. Se puede
usar un ORC recurrente.
Comparación de frecuencias
Mediante figuras de Lisajouss
En este caso, el ORC se utiliza como graficador X, Y aplicándose las señales senoidales cuyas frecuencias se desean
comparar a ambos canales.
18
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fV
EV
EH
fH
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Si la relación de frecuencias fv es un número racional, aparecen sobre la pantalla una figura estable.
La relación de frecuencias se obtiene de
dos formas:
Teórico (1ª Parte)
Elevando al cuadrado, luego de despejar x e y, y hacer la suma al final:
 y

 SV ·VVM
2
  x
 + 
  S H ·VHM
2

 = sen 2 (ωt ) + cos 2 (ωt ) = 1 ecuación de la elipse

Para el caso particular en que SV·V VM = SH·V NM nos quedaría la ecuación
de la circunferencia.
x 2 + y 2 = SV2 ·VVM2
fV Nº de interaccio nes con recta horizontal
=
fH
Nº de interaccio nes con recta vertical
Para lograr el barrido circular partimos de un único generador para que
las frecuencias sean sincrónicas. Un método es usar un circuito R-C desfasador, y tomar tensiones sobre C, y sobre R.
fV Nº de tangencia s con recta horizontal
=
fH
Nº de tangencia s con recta vertical
En la realidad, la figura rota a la pantalla, ya que es muy difícil que
coincidan las fases, formando distintas imágenes, como si caminara la pantalla.
Por no ser los valores constantes, las fases se van modificando.
gente.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
En este último caso, los puntos de retroceso se consideran media tan-
El método está limitado, no es fácil determinar relaciones grandes
(ejemplo 10:1).
En lugar de una R y una
C, en la práctica se usa
C
VC
una caja de resistores y
otra de capacitares, y se
V
H
GENERADOR
R
VR
ajusta al relación para lograr los 90º lo mejor posible. El barrido circular nos traza una línea de referencia circular, luego le superpondremos otra señal.
a) Aplicando la señal de
GENERADOR
frecuencia mayor al canal verf
tical
En alta frecuencia habrá que poner un transformador de aislamiento (se
C
VC
usa en la práctica) debido a GENERADOR
V
H
f
R
que las masas no son comunes.
VR
A
Con barrido circular (elíptico)
Si queremos barrido circular, deben ser frecuencias iguales y desfasadas
90º.
lo que queremos es
VV = VVM sen(ωt )
(3)
determinar la ecuación X, Y
VH = VHM cos (ωt )
(4)
Y = SV ·VV
X = S H ·VH
reemplazando
(5)
(6)
y = SV ·VVH sen (ωt )
x = SH ·V HM cos(ωt )
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B
Cualquier señal, en nuestro caso la sinusoide, se
inscribirá en la circunferencia.
(8) ecuación paramétrica
(9)
fA Nº de máximos
=
fB
Nº de vueltas
19
20
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(picos positivos )
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Teórico (1ª Parte)
(14)
(15)
OA = VVM · SV sen ϕ
b) Aplicando una señal de frecuencia mayor al
eje Z
Al eje Z conviene
aplicar una señal rectangular
de suficiente amplitud. En
este método el alcance en relación de frecuencia es mayor.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
OC = SV ·VVM
GENERADOR
fA
GENERADOR
fB
C
VR
R
V
(16 )
AB
(17 )
CD
Para determinar CD , es cómodo reducir a cero la ganancia horizontal, y
entonces aparece la recta CD .
H
Medición del índice de modulación
A
V = Vp ·[1 + m cos(ωmt )]·cos(ωp t ) (18)
p: portadora
y
m: modulante
rectangular
TA
OA
OB
senϕ =
por simetría
eje Z
VC
sen ϕ =
C
Vmáx
0
D
B
fA
Nº de trazos luminosos
=
fB
Nº de vueltas
Vmáx = V pm (1 + m )
Vmin = Vpm (1 − m )
16
1
Vmáx (1 + m )
=
Vmin (1 − m )
(19) cuando
cos(ωmt ) = 1
(20) cuando cos (ωmt ) = −1
⇒ m=
Vmáx − Vmin
Vmáx + Vmin
(21)
Presentación temporal
senoidal
GRF mod.
ORC
El ORC como osciloscopio:
Medición de desfasajes entre señales de igual frecuencia
0 A = SV Vmáx
Ambas señales deben ser senoidales.
Vmáx =
Supongamos que deseamos medir ϕ en las siguientes señales:
VV = VVM ·sen( ωt + ϕ)
VH = VHM ·sen (ωt )
(12)
y
en la pantalla se tie-
A
ne:
y = SV ·VV corta al eje de Ordenadas en VH =0 lo que
x
0C
SV
(23)
(25 )
Reemplazando en (22)
m=
calibración del osciloscopio.
D’
21
SE
V
(24 )
B
D
Federico Gabriel Hernández Pintos
S y· V yM
0
implica que ωt =0
V min =
C
C’
0A
SV
22
sincronismo
externo
modulante
Federico Gabriel Hernández Pintos
0 A − 0C
0 A + 0C
(26) de donde no hace falta conocer la
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Como fórmula de aplicación puede utilizarse: m =
AB − CD
AB + CD
Teórico (1ª Parte)
(27)
Método De barrido circular
Método del trapecio
En este caso el ORC se usa como graficador X, Y, enviando la señal modulada
en amplitud al canal vertical, y la señal modulante al canal horizontal.
Generador
de RF
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Si la señal no está modulada
aparece una circunferencia.
Si se modula el 100% no hay
corona, hay un círculo. Para
otra modulación cualquiera
dada resulta:
Generador
de RF
C
V
R
ORC
MODULADOR
B
Vv
A
V
C
0
t
C
H
D
B
D
VH
0
A
GENERADOR
DE
MODULANTE
Si se modula al 100% aparece
un triángulo
t
Si la señal en el horizontal no está en fase con Vy, la figura de Lissajous es una
elipse. pero en ambos casos se aplica la (27).
A
C
D
B
Federico Gabriel Hernández Pintos
23
24
Federico Gabriel Hernández Pintos
ORC
MODULADOR
H
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
6.- Osciloscopio con base de tiempo disparada
Introducción
Supongamos que deseamos visualizar la señal de la figura siguiente.
Se ha representado un pulso rectangular repetitivo, de pequeño ciclo de
actividad.
V
En la figura b) se anaτ
liza la acción del sina)
δ= τ
cronismo en una base
T
de tiempo recurrente,
T
t
en la que existe
Libre
aproximadamente un
V
período de oscilación
b)
libre igual al de la sesincronizado
ñal a visualizar.
t
Se observa que
Libre
sincronizado
en la presentación soV
bre la pantalla del
c)
TRC la parte activa
del pulso, que es
t
aquella que contiene
V
la información que se
d)
desea analizar, ocupa
una fracción muy ret
ducida de la pantalla,
lo que impide su adeV
cuado estudio, si se
e)
desea ampliar la fracción de la pantalla
t
abarcada por la parte
activa del pulso, se puede aumentar la frecuencia de recurrencia de la base de
tiempo, para que la pendiente del flanco activo del diente de sierra sea mayor,
en ese caso aparecen trazos horizontales que perturban la interpretación de la
imagen tal como puede verse en la figura c).
S
BT
BT
BT
BT
Al mismo tiempo se presentan dificultades en el proceso de sincronismo, con lo cual se producen eventuales desenganches de la base de tiempo con
su correspondiente salto de la imagen en la pantalla.
Federico Gabriel Hernández Pintos
25
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Estos problemas no se presentan cuando se utiliza una base de tiempo
disparada, ya que como se ve en la figura d) y e) puede variarse a voluntad la
pendiente del flanco activo y por lo tanto la velocidad de barrido, sin que se
produzcan flancos activos hasta la aparición del próximo ciclo de actividad de
la señal a visualizar. En las figuras siguientes se muestra en la a) al mismo
pulso de la página anterior, en la figura b) lo que ocurriría si ese pulso presentara al denominado “Jitter” (bailoteo o variación aleatoria en el tiempo), la visualización de una señal de esa naturaleza con un ORC recurrente incrementaría notablemente las dificultades ya enunciadas y en la figura c) puede observarse un ORC disparado en el cual puede operar en forma totalmente satisfactoria con una señal de este tipo, ya que la acción de disparo enclava en el
tiempo de iniciación del flanco activo, con la iniciación del ciclo de actividad
de la señal.
Nótese además que no
VS
es necesario en este caso vaτ
a)
riar en forma continua la
pendiente de la rampa, y
puesto que su amplitud perT
t
manece invariable, pueden
VS
calibrarse las distintas posiciones de la perilla de control
b)
de velocidad de barrido, en
los valores de fBT corresponT
t
dientes. En el caso de la base
VBT
de tiempo recurrente para que
c)
pueda efectuarse la acción de
sincronismo, es necesario
t
aproximar todo lo que se
pueda la frecuencia libre de recurrencia a la frecuencia de la señal a visualizar,
lo que obliga a incluir un ajuste continuo de la frecuencia de recurrencia, en
consecuencia no resulta realizable en forma práctica la calibración de una base
de tiempo recurrente. Los ORC disparados, al tener calibrado su canal horizontal en función del tiempo, hace que se justifique perfeccionar al canal vertical, haciéndolo también calibrado, en consecuencia al pasar de los ORC recurrentes cualitativos (1ª generación) a los disparados (2ª generación), entramos
en el terreno de los ORC cuantitativos.
Veamos el diagrama funcional de un ORC de barrido disparado tal como se ve en la figura siguiente:
26
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
ATENUADOR
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
t
Nótese que la línea de demora es necesaria para que la señal del vertical
tarde en llegar a las placas deflectoras un tiempo suficientemente grande como
para compensar la demora propia del asignamiento de la base de tiempo, pues
de no existir la línea de demora no sería posible visualizar los primeros detalles de la señal del canal vertical, tales como por ejemplo el flanco de entrada
de un impulso.
t
N OCIONES SOBRE BASE DE TIEMPO DE TENSIÓN
PRE AV
V
V
V
t
CIRCUITO DE
DISPARO
Introducción
Según estudiamos en el comienzo de este tema, para utilizar el ORC
como graficador de señales y = f(t) se requiere una tensión que varía de la siguiente manera:
Vd
BT
V
Tb
TBT
t
Tb ∼150 ns
t
BASE DE
TIEMPO
LÍNEA DE
RETARDO
V BT(t)
V
t
V
t
V Xpp
AV
AH
V
V
T d ∼250 ns
t
t
Tb
Tr Ti
VXpp debe ser de suficiente amplitud como para permitir el desplazamiento del
haz en sentido horizontal, de un extremo a otro de la pantalla. Los tiempos indicados son:
Tb: tiempo de barrido o tiempo de duración del flanco activo del diente
de sierra.
Tr: tiempo de retorno del haz.
Ti: tiempo de inactividad de la base de tiempo (para base de tiempo recurrente resulta obvio que Ti =0)
t
TRC
cilindro de
Wehnelt
Se advierte que el estudio puede separarse en dos grandes grupos:
a) Canal vertical
Constituido por el atenuador, preamplificador vertical, que normalmente se encuentran en el módulo enchufable para el caso de construcción modular. La línea de demora y el amplificador vertical (AV) que en general se encuentra en el bastidor principal.
Diagramas funcionales fundamentales de las bases de tiempo recurrentes y
disparadas:
Recurrente:
Vs(t)
b) El canal horizontal I:
Constituido por el circuito de disparo, la base de tiempo y el amplificador horizontal (AH).
Federico Gabriel Hernández Pintos
27
MULTIBIBRADOR
ASTABLE
ASIMÉTRICO
Nos interesa Vs(t): tensión de sincronismo
28
Federico Gabriel Hernández Pintos
INTEGRADOR
VBT(t)
t
t
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
que el flanco activo del diente de sierra sea lo más lineal posible, mientras que
el flanco de retorno no nos interesa, sino la rápida caída de la tensión.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
básicos de bases de tiempo
a) Integración aproximada
Disparada:
Vd(t)
MULTIBIBRADOR
MONOESTABLE
INTEGRADOR
VB T(t)
K
Tb
Tb
t
t
Tb
Ti
BT
t
Vd(t): tensión de disparo
El esquema de la BT disparada está excesivamente simplificado, de manera que al estudiar con más detalles los requerimientos que de ella debo satisfacer, se encontrará la necesidad de agregar un lazo de realimentación capaz de
producir inhibición de ciertos pulsos de disparo.
Principios elementales de la integración
La integración puede ser aproximada o exacta. Para la primera se trata
de cargar y descargar un capacitor a través de resistores de muy distinto valor.
llave operada
electrónicamente
=
Rd
Vc(t)
C
t
Rd<<R
llave operada
electrónicamente
Vc(t)
m=
=
C
Esquemas
Federico Gabriel Hernández Pintos
I
C
Vxz
V(t)
Vc(t)
y
El primer caso nos conduce al circuito conocido como integrador de Millar y el segundo caso el “BOOSTRAP” (tirapié).
τd =Rd·C
Rd
1 t
I
Vc(t ) = ∫ τδt = t
C0
C
V (t ) = Vc(t ) ∴Vxz = 0
V
1 t
1 tV
i (t ) = cte = ∴Vc = ∫ i (t )δt = ∫ δt
R
C0
C0R
V
Vc(t ) =
t
RC
i(t)
Surgen dos casos posibles
a) Si el punto z es tomado como tierra
b) Si el punto y es tomado como tierra
Para la integración exacta:
Vc(t)
x
b) Integración exacta.
V(t): generador ficticio de tensión
V
que debe cumplir que en todo instante:
Vc
V
R
Vc(t)
Debido a R’ el eleVxy
mento amplificador
t
se encuentra norR
R’
malmente en saturaC’
A
ción, cuando llega
V (t)
tensión de
saturación
un pulso negativo a
C
su entrada, el ampli- Vc(t)
IR
Vxy
ficador A pasa el
Z
t
corte y el capacitor
comienza a cargarse con una pendiente τ = R·C, tendiendo al valor Vxy, al
anularse el pulso de entrada el elemento amplificador pasa nuevamente a saturación y el capacitor se descarga rápidamente. Si el pulso de entrada lo provee, un multivibrador astable, se tiene una base de tiempo recurrente; en caso
contrario, si el multivibrador es monoestable, se tendrá una BT disparada.
Para el primer caso:
t
29
Integrador de Miller
30
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
VC (t ) − V (t ) = Ve(t ) = 0
VC(t)
x
y
iC(t)
i(t)
V
Medidas Eléctricas y Electrónicas
SELECTOR
DE
ENTRADA
El punto x por lo tanto es una tierra
V(t)
Z
como
LÍNEA DE
DEMORA
+
AL CIRCUITO
DE DISPARO
debe ser A → ∞ .
Ve (t ) = 0 ⇒ ie = 0∴ iC (t ) = i(t ) =
V
R
MÓDULO ENCHUFABLE
1
V
iC (t )δt =
t
∫
C0
R·C
En realidad esto es un amplificador operacional actuando como integrador:
El atenuador estará calibrado en V/div, y será variable por pasos.
Para posicionar el haz moviéndolo verticalmente, se inyecta una señal
ajustable en alguna etapa del PAV mediante el control de posición. Es fundamental que la muestra de señal para disparar la BT se extraiga en el canal vertical antes de la línea de demora. En cambio puede tomarse antes del control
de posición, del variable y aún de la llave inversora.
A=-
Para el segundo caso:
Boostrap (tirapié)
(si existe)
Hay algunas mediciones (por ejemplo las de tiempo de establecimiento)
para las cuales es conveniente ajustar la amplitud de la señal visualizada a un
número entero de divisiones sin interesar la calibración del canal vertical. Para eso se incluye un control ajustable en forma continua o calibrado que modifica la ganancia de alguno de los amplificadores. En una posición extrema la
ganancia tendrá un valor definido y valdrá la calibración del atenuador por pasos.
t
V ( t) = VC (t ) =
PAV 2
POSICIÓN
VARIABLE
V/div
Si imponemos además que la
impedancia de entrada del amplificador sea infinita
R
Las especificaciones importantes para un canal vertical son:
Necesitamos que Vxz = 0
V ( t) = VC( t)
La tensión V(t) se suma a E hasta un cierto
límite, y la exponencial sube.
Factor de Deflexión Vertical FDV 5 mV/div ; 20 mV/div
C
por lo tanto agreguemos un amplificador de E
A=1 y Z0A=∞.
Impedancia de Entrada
V(t)
V BT(t)=V(t)
C
Su diagrama funcional puede ser el de la figura siguiente
31
Z0=1 MO // 18 pF
además interesa la respuesta en frecuencia.
Normalmente, los ORC con
BT disparada responden hasta continua. Esto significa que todos los
amplificadores tienen acoplamiento directo, lo cual permite medir el
nivel de continua de una señal. La
frecuencia máxima del canal vertical viene especificada por la fre-
Canal Vertical
Federico Gabriel Hernández Pintos
LLAVE
INVERSORA
PAV1
virtual, para que V ( t ) = Vc(t ) ≠ 0
ie= 0
Z eA → ∞
ATENUADOR
Teórico (1ª Parte)
32
Federico Gabriel Hernández Pintos
Av
dB
0
-3
Fci
Fcs
t
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
cuencia de corte superior, que es el punto en que la respuesta cae 3 db respecto
de la respuesta en frecuencias medias (ver figura siguiente), entonces si con un
ORC de hasta 50 MHz se miden señales senoidales de 50 MHz se comete un
error de aproximadamente 30%.
Si quiero medir por ejemplo, zumbido en una fuente tendré una pequeña componente alterna sobre una componente continua mucho mayor. Para
poder ver la componente alterna con detalle, deberé bloquear la componente
continua. Para esto se puede intercalar un capacitor, que es lo que realiza el
selector de entrada.
a)
J1
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Vemos que podemos elegir varias fuentes de disparo:
Interna: a través del extractor de muestra de señal se saca una muestra de la señal del
vertical. El extractor de muestra de señal es un amplificador separador que permite
sacar la muestra del canal vertical sin cargarlo.
Línea: se toma la señal para producir el disparo, de un secundario del transformador
de alimentación.
Exterior: Disparamos con una señal aplicada a un conector dispuesto en el frente del
panel. Esto puede ser útil para ver la envolvente de una señal modulada en amplitud
para lo cual habrá que disparar con la señal de modulación. Esto para un pequeño m
(índice de modulación).
Para alguna otra aplicación puede recurrirse a otras fuentes de disparo.
R=1M
Ω
0
C=0,1
µF
0
AC
b)
C0
GND
ATENUADOR
GND
DC
SELECTOR DE ENTRADA
Circuito de acoplamiento
AC
DC
ATENUADOR
SELECTOR DE ENTRADA
Y que además tiene una posición de más que permite fijar el nivel de cero. El
uso del acoplamiento de alterna deteriora la respuesta en frecuencia y se tendrá una
frecuencia de corte inferior, también para -3db. El acoplamiento directo es útil cuando
se quiere medir la flecha, pues no agrega a ésta ninguna componente, que distorsionaría la medición, como sucede en el caso de tener acoplamiento de alterna.
El selector de la figura a) tiene algún inconveniente, por ejemplo si medimos
zumbidos el capacitor se carga, si pasamos a DC mantiene su carga, y si luego pasamos
a CA para medir por ejemplo zumbido de una fuente de polaridad opuesta, el capacitor
se descargará a través del atenuador. Esto se soluciona usando el circuito de la figura
b) en donde la posición GND está en el centro.
Circuito de disparo
DEL AV
220V/50Hz
EXTRACTOR
DE MUESTRA
DE SEÑAL
INT
EXT
CIRCUITO
DE
ACOPLAMIENTO
+
PAV2
+
-
CONFORMADOR
DE PULSOS
J2
FUENTE
Federico Gabriel Hernández Pintos
ACOPLAMIENTO
PENDIENTE
NIVEL DE
DISPARO
AL GENERADOR BT
La misión del circuito de disparo es reconocer a la señal aplicada a su entrada
en un punto. Su esquema funcional puede ser el de la figura:
LÍNEA
Teórico (1ª Parte)
El acoplamiento puede ser directo, con lo cual la respuesta será desde CC, es
decir en esa posición todo el canal tiene acoplamiento directo, tal como se muestra en
la siguiente figura:
Ad
En algunos casos se usa
acoplamiento de alterna, siendo
el circuito que se muestra el
utilizado.
Cd
Rd
1
10
100
1k
10k 100k
1M
10M 100M
f(Hz)
Acoplamiento directo
Acoplamiento de alterna
Acoplamiento de alterna con rechazo de baja frecuencia
Acoplamiento de alterna con rechazo de alta frecuencia
Si Cd es bajo, rechazará también las frecuencias bajas, lo cual es útil si tenemos
una señal con zumbido superpuesto, pues nos permitirá eliminar este último.
Por otra parte con algún capacitor en paralelo, podemos tener rechazo de AF.
Esto sirve para eliminar parte del ruido superpuesto que tenga la señal.
El amplificador de disparo tiene por misión dar una amplitud adecuada a la
señal para excitar el módulo siguiente. Es un amplificador de acoplamiento directo.
Su salida es simétrica, y permite seleccionar una u otra polaridad de señal para excitar
el conformador de pulsos. Este control que permite elegir una salida o la complementaria respecto a la fase, es el control de pendiente.
El conformador de pulsos, entregará un pulso en un instante determinado para
disparar la BT. Es desde el punto de vista de su entrada, un circuito tipo disparador
SCHMITT. A fin de obtener pulsos, este estará seguido de un diferenciador. El circui-
33
34
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
to puede no ser un Schmitt (por ejemplo con un diodo túnel), pero su comportamiento
conceptual debe ser idéntico. El amplificador da a la señal la amplitud necesaria, pero
además debe tener un cierto nivel de CC. Independientemente del nivel de CC de la
señal que entra al circuito de disparo, se puede modificar el nivel de CC de la señal
que sale del amplificador de disparo, variando la polarización de algunas etapas, mediante un control que puede ser ajustable desde el panel y que se denomina nivel de
disparo.
Ve
SE DISPARA
Ve
por lo tanto el nivel de
disparo. Hay TRC que
con una llave permiten
tomar antes o después de
dicho control de posición. Si la llave inversora del vertical está después de la toma de disparo, al invertir, se invierte
la pendiente con que se
dispara. Si está antes, no
se cambia la pendiente al
invertir la imagen, porque se invierte tanto la
señal al vertical como la
que entra al circuito de
disparo. Si se pone por
ejemplo la llave de acoplamiento en AC LF REJ,
puede cambiar el punto
de disparo por el desfasaje que introduce el acoplamiento. Lo normal es
usar acoplamiento de alterna, el disparo se usa si
se quiere ver como ejemplo una señal de muy
pequeña amplitud y frecuencia.
Es mucho más
cómodo
usar
acoplamiento de alterna, porque nos evitamos los
problemas que pueden
aparecer al variar la posición vertical o en gene-
SE DISPARA
V1
H
V2
nivel de
continua
V1
V2
H
nivel de
continua
t
Vs
Vs
Vd
t
Vd
t
t
En la figura anterior, suponiendo por comodidad una entrada senoidal, vemos
la acción del circuito de disparo. Supuesta la entrada en acoplamiento directo, el nivel
de CC. de la señal es la suma del agregado más el que tenía la señal. Si modificamos el
nivel e disparo, vemos que el disparo se produce siempre con pendiente negativa pero
con un valor de la componente de alterna menor que cero, es decir se cambió la fase de
la señal para la cual se produce el disparo. La imagen inicia su recorrido en la pantalla
a partir e distintos niveles de tensión. Entonces con este control se elige el nivel de
tensión del punto inicial de la imagen. Si el control del nivel de disparo está muy desajustado, puede no producirse el disparo.
Si con la llave selectora de pendiente elegimos la otra salida del amplificador
de disparo, la señal de entrada al conformador estará desfasada 180º respecto de la que
viaja por el canal vertical, por lo que aunque el conformador se sigue disparando con la
pendiente negativa de la señal que entra al canal de disparo, esta pendiente negativa,
por el desfasaje indicado, se corresponde con la pendiente positiva de la señal que viaja por el vertical, que es la que queremos visualizar.
ral el nivel de continua de la señal.
Normalmente estos controles se hallan agrupados en el panel, tal como lo
muestra la figura de la página siguiente. En las tres figuras anteriores, se supone que
se visualiza una señal senoidal sin componente continua. Si la señal de disparo se toma luego del control de posición, esto modifica la componente continua de la señal, y
Federico Gabriel Hernández Pintos
35
Teórico (1ª Parte)
36
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Base de Tiempo
Requerimientos:
Sabemos que la BT debe entregarnos una tensión que crezca linealmente con el
tiempo, y luego vuelva a su nivel original.
VS
Una vez disparada la rampa, su pendiente
es independiente de la señal. Si deseo ver varios
ciclos de la señal en la pantalla, mientras la rampa
está creciendo vendrán varios pulsos de disparo Vd
que deben ser ignorados. Esto puede conseguirse
mediante un monoestable.
a)
t
b)
t
VBT
Si mientras está la VBT volviendo al valor
original, se admiten pulsos de disparo, la imagen
arrancará en distintos puntos de la pantalla. Por lo
tanto un requerimiento será:
c)
t
VBT
V BTM
d)
1) que la BT no acepte pulsos de disparo hasta
que después de un ciclo (barrido) vuelva al esTBT
TR
t
tado estacionario.
2) que la amplitud pico a pido de la VBT sea constante, independientemente del FBT.
Diagrama funcional de Operación disparada
En la figura siguiente se pretende mostrar el diagrama funcional de una base de
tiempo.
VB
Tensión de Desbloqueo
(Al CW)
Bloqueador
catódico
Nivel de
estabilidad
V eMCB
Multivibrador
Compuerta
de Barrido
VSMCB
Nivel de
estabilidad
(al AH
+
VR
Federico Gabriel Hernández Pintos
VBT
INTEGRADOR
Circuito de
Retención
VLB
Teórico (1ª Parte)
El multivibrador controla al integrador, es un biestable con las características
de un disparador de Schmitt. La entrada del biestable está caracterizada por los dos
límites de histéresis. en el estado normal la salida del multivibrador es tal que el integrador no integra, y el TRC está bloqueado. Del circuito de disparo vienen pulsos, los
cuales activarán el sistema; para disparar el biestable necesitamos cumplir con dos requerimientos: amplitud de la señal y el nivel de continua (este último se logra con el
nivel de estabilidad).
El diodo recorta los pulsos positivos o negativos, en general los positivos, el
pulso luego dispara el HCR y comienza la integración. Es necesario realimentar a la
entrada, una parte de la señal de salida por medio del circuito de retención y este es el
que impide o bloquea la BT hasta que se llega al estado estacionario.
Cada ciclo de la señal a
visualizar produce un ciclo de
disparo, lo cual se ve en la figura.
Vd
t
VSMCB
Si el nivel de continua a
la entrada del MCB (nivel de estabilidad) es el adecuado, y la baVBT
se de tiempo está en estado estaV =cte
cionario, el pulso cambia de estado al MCB y se inicia el proceso
VtB
de integración (tener presente
que la pendiente de la rama depende exclusivamente de las características del integrador).
VR
Una fracción de la rampa
se realimenta al circuito de retención a través del control de
longitud de barrido (VLB). La saLímite superior MCB
lida del circuito de retención, con
VR
cierta demora, realimenta la rampa que s le inyecta a su entrada, a
la entrada del MCB, entonces esta
Límite inferior MCB
última tensión comienza a crecer hasta que se alcanza el límite superior de histéresis,
instante en el cual el MCB cambia nuevamente de estado y cesa el proceso de integración.
n1
T R: es el tiempo durante el cual a BT está retenida (inhibida) para que un pulso
que llegara no altere la forma del barrido.
Del circuito
de disparo
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Longitud
de barrido
-
37
La salida del integrador tiende a su nivel estacionario, más o menos rápidamente, pudiendo incluir oscilaciones, pero la tensión realimentada a la entrada del
MCB decrece mucho más lentamente de manera tal que si durante el tiempo que dura
el transitorio de retorno del integrador, aparece un nuevo pulso de disparo, este no
puede superar el límite inferior de histéresis, y en consecuencia, no inicia una nueva
38
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
rampa. Los pulsos de disparo solamente producirán efecto, cuando se halla superado
el transitorio de retorno del integrador.
En las figuras siguientes se puede ver un ejemplo de circuito de retención, y
abajo las formas de señal correspondientes.
a la entrada del MCB
+100V
del generador BT
+100V
VLB
V3
Nivel de
estabilidad
Longitud de
barrido
VR
V1
V2
-150 V
vE
V MCB
CR
RR
-150 V
Seguidor catódico. Nivel
de estabilidad
-150 V
Circuito de retención
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
En el estado estacionario de la BT las polarizaciones del circuito son tales que
las válvulas V2 y V3 se encuentran cortadas, en consecuencia el nivel de continua a la
entrada del MCB está gobernado por el nivel de estabilidad a través del seguidor catódico V1, en estado activo cuando llega el pulso de disparo, el MCB cambia de estado y
se inicia el proceso de integración. A la entrada de V3 se tiene entonces una fracción
de la rampa generadora por el integrador cuando el valor de tensión en reja alcanza el
nivel adecuado, V3 comienza a conducir reproduciendo en su cátodo la tensión rampa
aplicada en su reja. El capacitor CR (capacitor de retención) se carga con tensión creciente linealmente, a través de la baja impedancia del seguidor V3 y otra vez cuando V2
alcanza un nivel de tensión adecuado saca a V2 del corte reproduciendo en su cátodo,
que es la entrada del MCB, la rampa realimentada. Como los seguidores V1 y V2 tienen
una resistencia de cátodo común, cuando V2 entra a conducir, se corta V1, el proceso
continúa así hasta que la tensión de entada en el MCB alcanza el límite superior de
histéresis, instante en el cual el MCB cambia de estado y cesa el proceso de integración. La salida del integrador tiende rápidamente a su estado estacionario y se corta
entonces el seguidor V3, pero la tensión VB no se no se puede disminuir tan rápidamente, debido a que se tiene un capacitor (C R) que debe descargarse a través de RR con una
constante de tiempo elevada. La tensión a la entrada del seguidor V2 decrece entonces
exponencialmente arrastrando a su cátodo, y lo mismo sucede con la tensión de entrada al MCB. Cuando esta última llega al nivel de tensión fijado por el control de estabilidad, vuelve a retomar el comando el seguidor V1 que fija el nivel de continua dejando
la BT preparada para admitir un nuevo pulso de disparo.
Operación recurrente
Si no hay pulso de disparo, la BT permanece inactiva, a los efectos de desplazar un línea horizontal sobr4e la pantalla (sin señal aplicada), puede girar se al control
de estabilidad en sentido horario que corresponde a disminuir el nivel de tensión continua de estabilidad por debajo del límite inferior de histéresis, provocando así la iniciación de una rampa. Cuando cesa la integración por un proceso ya visto, la tensión a
la entrada del MCB cae exponencialmente, buscando un nivel de continua que está por
debajo del límite
Límites de
inferior de histéVH
histéresis del MCB
resis. Cuando alcanza dicho límite inferior, se inicia una nueva
VLB
rampa
reiterándose el proceso
El operador gira el control de estabilidad en el sentido horario
en forma recurrente, lo cual se muestra en la figura.
VMCB
VB
VH
Límites de
histéresis del MCB
VR
VLB
VLB: Tensión de entrada al circuito de retención.
Si con el control de nivel de estabilidad en la posición que corresponde a barrido recurrente se inyecta señal al canal vertical y aparecen pulsos de disparo, la base
Federico Gabriel Hernández Pintos
39
40
Federico Gabriel Hernández Pintos
Teórico (1ª Parte)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Este proceso puede visualizarse mejor en
la figura, donde
se
encuentran
superpuestos los
pulsos de disparo.
1) girar los controles de nivel
de estabilidad y nivel de VBT
disparo totalmente en sentido horario, para poner la
BT en operación recurrente y evitar que lleguen a la
BT pulsos de disparo que
interfieran en su operación.
2) girar el control de estabili- VMCB
dad en sentido antihorario, hasta que desaparezca
n la imagen. Con ello estamos seguros que el nivel
VH
de tensión continua de estabilidad está justo por encima del límite inferior de
histéresis, y que no se observa
ninguna
imagen
V LB
porque en el paso anterior
se asegura que no exista
pulso de disparo, estoes,
con la posición adoptada del control de nivel de disparo.
3) se gira el control de nivel de disparo en sentido antihorario, hasta que aparezca
la imagen sobre la pantalla.
α=8 cm
de tiempo en general se disparará alternativamente, debido a dichos pulsos y se autodisparará cuando el flanco descendente corta el límite inferior de histéresis, no obteniéndose una imagen estable sino una figura que se desplaza a lo largo de la pantalla.
Teórico (1ª Parte)
LSH
VH
LIH
VLB
El operador gira el control de estabilidad en el sentido horario
Operación Bloqueada
Si el control de nivel de estabilidad se gira totalmente en sentido antihorario, el nivel de tensión continua
de estabilidad se ubica en las proximidades del límite superior de histéresis,
y aunque existen pulsos de disparo, no
actúa la BT tal como lo ilustra la figura.
LSH
VH
LIH
α=10 cm
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Ajuste del control de estabilidad
Normalmente los ORC presentan coaxialmente dos controles, el nivel de disparo y el
nivel de estabilidad.
En el de estabilidad se pueden ubicar tres
zonas diferentes: recurrente, disparado y bloqueado, como se puede ver en esta figura.
El control del nivel de disparo, selecciona
el nivel de tensión a partir del cual se inicia el
disparo. Aunque estos dos controles se hallan
juntos, actúan en partes diferentes del circuito de disparo uno, y de la BT el otro respectivamente.
Ajuste de la longitud de barrido
El control de longitud de barrido, es el nexo de realimentación entre la rampa
utilizada para producir la deflexión horizontal, y la entrada del MCB.
Debe recordarse que cuando dicha rampa realimentada, alcanza el límite superior de histéresis del MCB, cesa la integración. Supongamos que dicho control está
ajustado de manera tal que la amplitud total alcanzada por la rampa durante el tiempo
de integración será el suficiente para producir un barrido que desplace 8 cm. de la pantalla, tal como se muestra en la primera de las figuras siguientes.
Si en estas condiciones se reajusta el control de longitud de barrido, disminuyendo la realimentación, suceden dos cosas:
Una buena secuencia de operaciones es:
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1) el nivel de continua de la entrada del circuito de retención es menor que en el
caso anterior. (es más negativo).
2) la pendiente de la rampa realimentada, es menor a la que tenía anteriormente.
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Así las cosas, la rampa realimentada tal como se ilustra en la segunda parte de
la figura, tarda más tiempo en alcanzar el límite superior de histéresis, y en consecuencia la rampa de la BT puede alcanzar el valor necesario para desplazar los 10 cm.
de la pantalla del ORC.
Debemos observar que el control de longitud de barrido no altera la calibración
del FBT ya que no modifica la pendiente de la rampa que se va a aplicar a las placas
deflectoras horizontales, la que sigue gobernada por las constantes del integrador.
Asimismo la tensión rectangular de desbloqueo para el cilindro de Whennel del TRC,
se obtiene de una de las salidas del MCB y en todos los casos su duración coincide con
la de la rampa. Además debe tenerse presente que cualquiera fuere la pendiente de la
rampa generada por el integrador, siempre que el nivel de tensión de esta última alcance al valor que corresponde a la deflexión máxima en sentido horizontal, la rampa
realimentada alcanza el límite superior de histéresis, interrumpiendo la integración.
Controles asociados a la base de tiempo.
Además del control de nivel de estabilidad, ya visto, se tiene el selector de factor de base de tiempo (FBT) ajustable en forma discreta en pasos calibrados normalmente
con
secuencia 1, 2, 5. Generalmente concéntrico con él se tiene un control del FBT ajustable en forma continua no calibrado con una posición de detención para la cual son válidas las calibraciones del control discreto. En algunos
ORC cuando está actuando el control continuo, se enciende una lámpara para indicar que las calibraciones
del control discreto no son válidas, según se ve en el
modelo.
Para las señales comunes (senoidal, rectangular, triangular, etc.) el control de nivel de estabilidad
presenta en la mayoría de los casos una posición de detención que fija el nivel de continua de estabilidad en
la posición adecuada para la operación disparada,
haciendo innecesario su ajuste, dicha posición se llama PRESET y para compensar los
envejecimientos de los distintos dispositivos, el nivel de continua que le corresponde
suele ser ajustable con un control en el frente del panel, accionable con un destornillador.
Modelo de disparo automático
Para facilidad de operación del instrumento, se pretende como ideal, que si no
existe señal, la BT se autodispare desplazando una línea horizontal, pero cuando aparece la señal sin intervención del operador, la BT pase a operar como disparada.
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Actuando en el circuito de disparo
La idea, en este caso es que sin señal aplicada, el circuito de disparo genere
pulsos que activan la base de tiempo que está operando en operación disparada; para
ello el multivibrador monoestable conformador de pulsos del circuito de disparo se realimenta, transformándolo en astable, operando a una frecuencia relativamente baja,
entre 20 y 40 Hz.
Debe recordarse que el conformador de pulsos, es un binario tipo Schmitt con
límites de histéresis definidos en su entrada; el agregado de una realimentación adicional que incluye capacitares, provoca que la tensión a la entrada de este binario esté
variando, debido a los procesos de carga y descarga del capacitor de realimentación,
cuando esta tensión variable alcanza los límites inferior y superior de histéresis, cambia el LSH
estado el multivibrador, se genera un pulso
que dispara la BT y se invierte el proceso de
carga o descarga del capacitor; lo que sucede
sin señal aplicada a la entrada del binario real LIH
como astable, está en la ilustración.
Cuando se inyecta señal a la entrada del circuito de disparo, en el binario realimentado como estable, se tendrá la superposición de la señal como la cual se desea
producir el disparo, y la tensión variable por efectos de carga y descarga del capacitor.
MODE
Si suponemos que la señal es de LSH
mayor frecuencia que la de recuAUTO
STABILITY
rrencia del astable, y su amplitud
es adecuada, los disparos o mejor
dicho, los cambios de estado del
conformador de pulsos serán pro- LIH
TRIG
vocados por la señal, y los efectos
de carga y descarga del capacitor, solo se manifestarán en el hecho de que la señal no
está montada sobre una continua, sino sobre una quebrada, como se muestra.
Formalmente cuando se utiliza el modo de disparo automático, se elimina de
los circuitos correspondientes, las acciones de los controles de nivel de disparo y nivel
de estabilidad, acoplándose el circuito de disparo en alterna, el modo automático fija la
tensión de estabilidad en el valor adecuado para operación disparada y el nivel de disparo en 0V, con pendiente seleccionable. El sistema sólo opera correctamente, cuando
la frecuencia de la señal es relativamente elevada y por esta razón los osciloscopios,
generalmente, mantienen la posibilidad de la operación disparada convencional, seleccionándose el modo de operación con una llave en el frente del panel.
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Actuando sobre la base de tiempo
La idea de este principio es fijar el nivel de tensión continua de estabilidad en
operación recurrente, si es que no existe señal en la entrada del circuito de disparo, y
mediante un circuito adicional que reconozca la presencia de una señal de disparo,
modificar el nivel de tensión de estabilidad a la zona de operación disparada. Si ahora
desaparece la señal de disparo el circuito de reconocimiento, con una cierta demora de
tiempo (constante), vuelve a llevar a la BT a la operación recurrente; tampoco es apto
este sistema para visualizar señales de muy baja frecuencia, ya que si el período de la
señal es muy grande, el circuito de reconocimiento la desconoce y lleva a la BT a la
operación recurrente. Debido a esto, igual que en el caso anterior, es posible seleccionar mediante una llave los modos de operación: automático, o disparo convencional.
En este sistema que actúa sobre la base de tiempo, se mantiene para la operación automática el efecto del control del nivel de disparo, y también es posible seleccionar
acoplamiento directo.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
se arma la BT. En estas condiciones el primer pulso de disparo que arribe, inicia una
rampa.
La tensión rampa realimentada a la entrada el MCB provoca el cambio de estado del biestable “bloqueo de disparo”, cuando el valor de la tensión alcanza el que corresponde al de estado “0” de dicho biestable. El proceso sigue y finaliza el barrido
cuando la rampa realimentada alcanza el límite superior de histéresis, pero ahora la
tensión a la entrada del MCB disminuye, estableciéndose el nivel de continua que corresponde al estado “1” del biestable bloqueo de disparo, permaneciendo la BT bloqueada hasta que vuelva a ser armada, provocando un nuevo cambio de estado en el
biestable. Se entiende que para esta operación, debe seleccionarse e modo de operación disparada, ya que los modos automáticos dispararán la BT. Además el control del
nivel de estabilidad, si es que existe, debe estar en la zona de operación disparada, y se
comprende que si se encuentra en la zona de operación recurrente, la BT se dispara en
el instante en que el operador acciona la palanca de armado. Para esta operación la
condición de BT armada está indicada al operador por una lámpara encendida.
Disparo único
Algunas veces de desea
NSH
que la base de tiempo se dispare
una sola vez, y luego ésta permanezca bloqueada hasta que el
0
operador la desbloquee. Esto es
útil para fotografiar transitorios.
NIH
¿Cómo se fotografía? Se deja la
máquina con el obturador abierVL B
to, cuando aparece el transitorio
se impresiona la película porque
el operador previamente activa la BT con una perilla para este efecto. Si viniesen pulsos posteriores, el ORC no se vuelve a disparar, y por lo tanto no se superponen las
imágenes. En este modo de operación, cuando se selecciona la función de disparo único, el seguidor catódico nivel de estabilidad, se acopla con otra válvula para constituir
un biestable denominado bloqueo de disparo; la tensión de salida de este biestable fija
el nivel de continua en la entrada del MCB, y si el biestable está en el estado “T”, la
tensión es tal que se encuentra en la zona no disparada, mientras que si el biestable está en el estado “0”, la tensión está comandada por el control de nivel de estabilidad.
Amplificador horizontal (Magnificador)
El operador acciona la palanca de armado
El AH está fuertemente realimentado para tener linealidad, y tiene salida simétrica para evitar la distorsión trapezoidal. En la operación normal, la amplitud de la
tensión de salida del AH combinada con la amplitud de la rampa generada por la BT,
es la adecuada para desplazar el haz los 10 cm. de pantalla como se ilustra en la figura
b) de la siguiente página.
Si se disminuye la realimentación negativa, se aumenta la amplificación en el
amplificador horizontal, teniendo como resultado la ampliación de la resolución en
tiempo. La sección particular de la forma de señal que se desee observar, debe posicionarse dentro de la pantalla luminiscente con el control de posición horizontal, ya
V
que la amplitud de la tensión
a)
aplicada a las placas deflectoras verdaderamente es ahora
T
t
mayor que la requerida para
V
reflexionar los 10 cm. de panb)
talla. La figura que a contiV
10 cm
P
nuación se intercala muestra
T
t
los controles asociados al AH y
se tiene presente que el FBT
V
está dado por la fórmula:
BT
BT
H1
H1n
BT
Supongamos que el biestable se halla en el estado “1”; en esas condiciones,
aunque lleguen pulsos de disparo, no actúa la BT, como se ilustra en la parte izquierda
de la figura. Para cambiar de estado al biestable, hay que aplicar un pulso de amplitud
adecuada, el cual puede provenir de otra sección del ORC, o aplicándole el operador al
accionar la palanca de armado (RESET), que hace descargar un capacitor interno a través de un circuito diferenciador. Cuando se produce este proceso de cambio de estado
del biestable, y el estado “0” corresponde a la zona de operación disparada, se dice que
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H1
V H1Mn =2VV H1n
c)
PH
TBT
FBT =
α=20 cm
t
Posición Horizontal
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FDH
K
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
control de
posición
horizontal
VH1
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
De manera tal que los ORC económicos que no tienen un calibrador tan elaborado, de todas maneras suministra una señal rectangular de baja frecuencia (orden del
KHz.) para el ajuste de puntas de prueba.
AH
VB T
VH2
Canales verticales de trazo múltiple
realimentación negativa
Modificar el FDH implica alterar la calibración del eje de tiempo; a este nuevo
FBT lo llamamos FBT magnificado, y el control que gobierna la realimentación, MAGNIFICADOR. El FBT M es el indicado por el selector de la BT, y la magnificación por el
control de magnificador. Cuando se usa el magnificador una lámpara encendida indica al operador que hay que corregir la indicación del selector de BT, de acuerdo con la
magnificación usada. Debe tenerse presente que al disminuir la realimentación negativa se pierde linealidad en el AH, y esto se traduce en una exactitud de la BT M del orden del 5%, contra 2 o 3% de la BT sin magnificar.
Un método para ver dos señales es tener un TRC con dos pares de placas
deflectoras verticales y con un canal vertical asociado a cada par de placas, ese
particular TRC se denomina de DOBLE HAZ. Nuestra pretensión es visualizar dos o
más señales simultáneamente, disponiendo de un TRC con un solo par de placas
deflectoras.
Introducción
Si queremos visualizar con un tubo convencional dos señales tenemos que
compartir el tiempo de utilización de ese único par de placas entre las dos señales.
Controles asociados al TRC
Son análogos a los del ORC de primera generación. Son los de:
a)
Intensidad luminosa: que controla el nivel de continua del cilindro de
Wehnnelt sobre el cual se monta la tensión de desbloqueo.
b) Foco: controla la tensión continua del ánodo de enfoque.
c) Astigmatismo: en muchos ORC de segunda generación se encuentra en el
frente del panel, y permite obtener una imagen circular y no elíptica de un
punto luminoso.
d) Iluminación del retículo.
Hay instrumentos que permiten VS1
visualizar hasta 4 señales. La elaboración de la señal se realiza en el canal
vertical, de acuerdo a la idea que preVS2
senta la figura.
Vt 1
PAV1
1
AV
VV
2
Vt2
PAV2
Es decir, se dispone de dos atenuadores y dos preamplificadotes verticales, a
los cuales se inyecten las señales a visualizar y cuyas salidas se conmuten alternativamente, para alimentar al amplificador vertical final.
La idea es conmutar las dos señales de alguna manera particular, para excitar
el único par de placas deflectoras.
Calibrador
A los efectos de calibrar la amplificación de los amplificadores verticales, los
osciloscopios incluyen un generador de tensión rectangular con amplitud estabilizada
y conocida; en los más elaborados la amplitud punto a punto puede ajustarse en pasos
calibrados con secuencia 1, 2, 5 entre 200µV y 100V, la exactitud es del orden del 1%
al 2%. La frecuencia del calibrador es del orden de 1 KHz., en algunos casos sin especificar exactitud. En los diseños más modernos también se especifica la exactitud de la
frecuencia en el orden del 1%. Además de estas tensiones, muchos calibradores entregan una corriente rectangular de 5mA punto a punto, para calibrar puntas de prueba
de corriente. Una aplicación fundamental del calibrador es permitir ajustar las puntas
de prueba de tensión compensadas.
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Muchas veces se desea visualizar dos señales correlacionadas, que aparecen en
varios puntos de un equipo (entrada y salida de un amplificador, en el astable como
divisor de frecuencia, para verificar su funcionamiento correcto).
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Diagrama funcional de un canal vertical de doble trazo.
En la figura puede apreciarse un osciloscopio del tipo en estudio.
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
+
POSICIÓN 1
S1
At1
PAV11
-
LLAVE
INVERSORA
1
Por razones que serán evidentes más adelante, es necesario disponer de
una fuente de disparo que está ubicada antes de la compuerta. Como el extractor de señal normal se encuentra en el AV, después de las compuertas, se agrega un extractor de muestra de señal en canal 1, en el PAV 11, ubicación indicada
en la figura. (Algunos canales de doble traza, incluyen extractores en ambos
canales).
COMPUERTA
1
PAV12
VS1
VC1
EXTRACTOR
DE MUESTRA
DE SEÑAL C1
MULTIVIBRADOR
MONOESTABLE
DE BORRADO
DISPARO C1
ADC 1
C1 (+)
C (As)
S (+-)
A (Bt)
C2 (-)
Teórico (1ª Parte)
borrado. La utilidad de la señal esclava para BT alternada se verá más adelante.
+
VARIABLE
V/div 1
Medidas Eléctricas y Electrónicas
AL TRC
C
PULSO DE
CONMUTACIÓN
DE LA BT
MULTIVIBRADOR
INTERRUPTOR
A
Si se quiere utilizar este canal vertical para ver una sola señal, se
selecciona el modo de operación denominado canal 1 o canal 2, según se
desee, y para estas funciones el multivibrador interruptor no funcionará como
tal, sino que aplica tensiones constantes que corresponden a un 1 lógico para
la compuerta del canal que se está utilizando, y un 0 lógico para la otra.
AV1
VC
A
SEÑAL ESCLAVA
P BT ALTERNADA
VC2
S2
At2
PAV21
LLAVE
INVERSORA
2
+
VS2
PAV22
COMPUERTA
2
+
VARIABLE
V/div 2
-
Modo de operación alternado
POSICIÓN 2
-
Se ve en un comienzo dos canales verticales, que incluyen el atenuador,
un primer preamplificador, la llave inversora, y un segundo preamplificador
con sus controles: de posición y de factor de deflexión ajustable en forma continua. Las salidas de estos dos canales verticales, de ahora en más CANAL 1 y
CANAL 2, se aplican cada uno a sendas compuertas que son circuitos que
transmiten la señal, o la bloquean, de acuerdo al valor lógico de la tensión de
control V C1 y V C2. Si la tensión de control tiene un valor que corresponde a un
1 lógico, la compuerta está habilitada, mientras que si se trata de un 0 lógico, la
compuerta está bloqueada, y no transmite la señal. Las salidas de las compuertas se suman en la entrada del AV principal al cual seguirá las líneas de demora y el amplificador final de excitación de las placas deflectoras verticales.
El estado de las compuertas se gobierna mediante un módulo que denominamos multi-interruptor que entrega las señales VC1 y VC2. De acuerdo
con el modo de operación, el multivibrador puede estar comandado por pulsos
provenientes de la BT señalados con V C (posición 1). En otras formas de operación (llave C) el multivibrador accionará al multivibrador monoestable de
Federico Gabriel Hernández Pintos
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En este modo de operación el multivibrador interruptor opera como biestable estando comandado por sus cambios de estado por una señal proveniente de la BT que provoca la conmutación cuando finaliza un barrido (llave
A operada). Supongamos que se desean visualizar dos señales, una triangular
y otra senoidal, por el momento superpuestas sincrónicas, de frecuencias con
relación 1 a 2, como se ve en la figura siguiente.
Si en un comienzo el estado del interruptor es tal que la señal de comando de la compuerta de canal 1 es un 1 lógico, la señal que llega al amplificador vertical es la señal triangular de canal 1 y si admitimos que la muestra
de señal para el circuito de disparo, se extrae de ese amplificador vertical (después de las compuertas), cuando dicha señal pasa por el punto establecido por
los controles de disparo, se iniciará una rampa y sobre la pantalla se desplazará
la imagen completa que corresponde a la señal del canal 1 con la posición que
le imponga su propia componente continua, más la que agrega el control de
posición del canal, como se ve en la última de las figuras detalladas.
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Al finalizar el
barrido, al multivit brador interruptor llega un pulso que lo
VS2
cambia de estado, colocando un 1 lógico
t en la compuerta del
canal 2 y consecuenV BT
temente un 0 lógico
en la del canal 1; en
t estas condiciones la
señal que llega a las
Vc
placas deflectoras vert
ticales, y al circuito de
V C1
disparo, es la inyecta1
da en el canal 2;
0
cuando esta nueva set
ñal atraviese el nivel
VV
que fijen los controles
de disparo, iniciará un
nuevo barrido.
La
POSICIÓN 1
t
imagen
desplazada
en
POSICIÓN 2
la pantalla es la que
corresponde a la señal
del canal 2, con la posición que fija en sentido vertical su propia componente
continua y el control de posición del canal correspondiente. Al finalizar este
barrido, llega la información al biestable a través del pulso V C, el multivibrador
cambia de estado y se reinicia el proceso.
VS1
En síntesis, en el modo de operación alternado, durante cada barrido de
la BT se desplaza una imagen completa correspondiente a uno de los dos canales, y si suponemos la fuente de disparo “normal”, es decir extrayendo la señal
de disparo del amplificador vertical, ubicado después de las compuertas, cada
señal a su turno dispara la BT. En estas condiciones la presentación en la pantalla pierde la relación de fase existente entre las señales; sin embargo si suponemos las señales sincrónicas puede utilizarse como fuente de disparo una de
ellas, tomada entes de las compuertas y en ese caso también se tendrá una
imagen estacionaria pero con la relación de fase correcta; si el ORC no tiene facilidades para tomar una muestra de señal antes de las compuertas, puede recurrirse a fuentes de disparo externa. Se mantenga o no la relación de fases
depende de la fuente de disparo y no del modo de operación. (Para los ORC
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51
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Tectronick 547 y 549 se puede seleccionar fuente de disparo del canal 1 en la
posición interna del módulo enchufable – INT - mientras que la posición interna normal INT NORM toma la señal de disparo compuesta del amplificador
vertical después de las compuertas).
Observación: Si las señales son sincrónicas, pero de distinta frecuencia,
debe dispararse la BT con la de menor frecuencia; debe observarse que utilizando la fuente de disparo normal, es posible visualizar dos señales asincrónicas de frecuencias próximas. La imitación de frecuencias próximas se debe a
que si son de frecuencias muy distintas, por utilizar un único factor de BT una
de ellas se verá adecuadamente, y la otra muy expandida o muy comprimida,
según se dispare la BT con una o con otra.
Modo de operación conmutado (Chopper)
En este modo de operación el multivibrador interruptor funciona como
astable, a una frecuencia de repetición fijada por sus constantes internas (normalmente entre 100 KHz y 1 KHz). Si suponemos que la BT no dispara con la
señal de canal 1 cuando V
dicha señal pase por el nivel que fijan los controles
t
del circuito de disparo, se
iniciará una rampa de la V
BT; esto se puede ver en
t
las figuras que se ilustran a
continuación.
S1
S2
VBT
Durante un barrido
la señal que llega a las placas deflectoras verticales
es una señal compuesta
por tramos de la que corresponde a uno de los canales y tramos complementarios del otro canal,
es decir que se dibujan simultáneamente las dos señales, pero por trazos, en
el barrido siguiente y con
la condición que la señal
52
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t
VC1
1
0
t
Vb
t
VV
POSICIÓN 1
t
POSICIÓN 2
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
de conmutación con las señales a visualizar sean asincrónicas, se producirá el
mismo proceso pero siendo trazos distintos de las señales que en el barrido anterior, de tal manera que a través de sucesivos barridos y debido a la persistencia del fósforo, se observan las imágenes completas.
Dado que la señal que permanentemente maneja el amplificador vertical, es la señal compuesta que se ve en el último gráfico de la figura, es muy difícil producir un disparo estable con la misma, y por ello en este modo de operación se elige como fuente de disparo una de las señales antes de la compuerta, lo cual limita la aplicación del modo conmutable a señales asincrónicas.
Como se desea que la señal de conmutación sea de transición rápida,
éste normalmente presenta sobre impulsos que al visualizar una señal, se ponen en evidencia como una aureola que rodea a la traza principal. Para eliminar este efecto se incluye en el diagrama funcional de la figura del ORC de doble trazo, al multivibrador monoestable de borrado, que cada vez que se produce una transición del multivibrador interruptor, genera un pulso de amplitud adecuada y duración definida, que aplicado al cátodo del TRC lo bloquea
durante los lapsos de conmutación.
Si se quieren visualizar dos señales que corresponden a un fenómeno
transitorio debe usarse el modo de operación conmutado (chapeado) limitándose su aplicación a transitorios relativamente lentos, ya que si no se verían las
dos imágenes dibujadas por trazos, por tratarse de un único barrido.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Osciloscopio de Rayos Catódicos con Base de Tiempo Demorada.
Introducción
Muchas veces en una señal compuesta se desean visualizar detalles de
la misma y ya que había visto que un método para ello era utilizar el magnificador, con los inconvenientes que surgían de tener una BT con menor exactitud.
Lo ideal sería generar un pulso de disparo precisamente antes que ocurra el detalle que queremos ver, y con ese pulso de disparo, disparar una BT
suficientemente rápida para apreciar ese detalle solamente. En consecuencia,
lo que se busca es producir un pulso de disparo demorado con respecto a la
iniciación de la BT, con una demora ajustable por el operador de acuerdo con
las necesidades de la búsqueda de detalles en la señal a visualizar. Un método
para producir el pulso de disparo demorado, es comparar la tensión de la BT
lenta (a partir de este momento, BT demorada, que está indicada por “B” como
subíndice en las figuras) con una tensión continua ajustable por el operador,
de una manera tal que cuando se igualan los niveles de la rama y esa tensión
continua, se obtenga un pulso que permite disparar una BT más rápida (BT
demorada), que está denominada con subíndice “A” en las figuras e ilustrado
en los siguientes gráficos.
Modo de operación sumado
VS
En este modo de operación el multivibrador interruptor se desactiva
como tal y pone permanentemente un 1 lógico en la entrada de control de cada
una de las compuertas. En estas condiciones a las placas deflectoras verticales
llega la señal suma de las inyectadas a cada uno de los canales verticales. Una
posible aplicación de esta facilidad de operación es invertir una de las dos señales y utilizar el canal vertical de doble trazo como amplificador diferencial.
VDIV
t
t
VBBT
t
TB
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
TM
Vde B
VdiB
Circuito de
disparo “B”
1
BT “B”
(disparadora)
2
t1 t2
V diA
t
TB
t0
tB
tB
t0
Sumador
nivel de continua
V BTA
+
t
Td
multiplicador
de demora
Comparación
de tensiones
t0
tB
Td
TRC
-
t
V de A
TA
t1
dispara con el pulso demorado
se arma con el pulso demorado
t
Biestable
de bloqueo
de disparo
AH
Diagrama funcional de la sección de un ORC con BT demorada.
Las ideas del aparato anterior, se implementan en el diagrama funcional
que se muestra a continuación.
t1
VdiA
Circuito de
disparo “A”
BT “A”
(demorada)
t2
t0
tB
3
4
En un primer momento se emitirá la presencia del biestable de bloqueo
y se supondrá que el pulso demorado dispara la BT. Se entiende que cualquiera sea el factor de BT, la amplitud de la rampa generadora tiene el mismo valor
de manera tal que en todos los casos, el nivel de continua ajustable por el operador, que se aplica al comparador, tiene valores mínimos y máximos perfectamente definidos. El potenciómetro que controla ese nivel de continua, es
normalmente de 10 vueltas, correspondiendo cada vuelta a una división de la
pantalla, estando a su vez en 100 divisiones, lo que permite una discriminación equivalente a un centésimo de división, en la selección del instante que se
produce el pulso demorado.
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
biestable se superó dicho límite inferior, y se inició una rampa tal como se ve
en la figura.
Modo B intensificado por A.
En este modo de operación están cerradas las llaves 1, 2 y 4 de la figura
de la página anterior, y se envía a las placas deflectoras horizontales la rampa
correspondiente a la BT demorada y al cilindro de Wehnelt una tensión de
desbloqueo que es la suma de las tensiones de desbloqueo correspondientes a
las dos BT. El resultado, es que se obtiene una imagen que corresponde al uso
de una BT lenta, con una zona intensificada que corresponde al lapso durante
el cual actúa la BT más rápida. Si se modifica el potenciómetro multiplicador
de demora, se observa que la zona intensificada se desplaza a lo largo de la
imagen.
La rampa realimentada provoca un nuevo cambio de estado del biestable, que mantendrá la BTA bloqueada hasta que llegue el próximo pulso demorado y se repite el proceso.
VS
t
VdiB
t
Modo A demorado por B
V BTB
En este modo de operación están cerradas las llaves 3 y 4 de la figura, y
se envía a las placas deflectoras horizontales la rampa generada por la BT demorada y al CW, la tensión de desbloqueo asociado a la rampa anterior. La
imagen que se observa es la parte de la señal que en el modo anterior, estaba
intensificada, desplazada todo el ancho de la pantalla. Si se ajusta el potenciómetro multiplicador de demora se ve desfilar por la pantalla toda la señal
por tramo.
t
TB
Vde B
t
Va A
VdiA
Td
R
R
t
VM1
Formas de señal para la operación disparada con el pulso demorado.
1
El nivel de continua de estabilidad de la BT está determinado por el
estado del multivibrador biestable bloqueo de disparo, que tiene una función
análoga al multivibrador del mismo nombre utilizado en la operación de disparo único.
0
V BTA
Vde A
Normalmente dicho biestable se encuentra en el estado 1, que fija el nivel de estabilidad en la zona correspondiente a la operación bloqueada, de manera tal que aunque arriben pulsos de disparo, éstos no pueden iniciar una
rampa.
Vde C
En este modo de operación el estado demorado del biestable fija el nivel
de estabilidad en la zona de operación recurrente, es decir por debajo del límite inferior de histéresis. El pulso demorado provoca el cambio de estado del
biestable por las condiciones antes mencionadas. El nivel de estabilidad por
debajo del límite inferior de histéresis, implica que en el cambio de estado del
Federico Gabriel Hernández Pintos
57
TA
t
t
t
58
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Formas de señal para la operación de armado con el pulso demorado.
En este modo de operación el biestable bloqueo de disparo arma el nivel
continuo de estabilidad cuando se encuentra en el estado cero, no en la zona
de operación recurrente, sino en la zona de operación disparada. De esta manera el pulso demorado arma la BT demorada, como se ve en la siguiente figura, y recién se va a disparar con el primer pulso de disparo que arribe con posterioridad al pulso demorado.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Este modo de operación permite visualizar una imagen estacionaria aún
en los casos en que el detalle de la señal que se quiere expandir presenta fluctuaciones con relación al pulso de disparo de la BT demorada.
Se entiende que con cualquiera de los modos de operación, B intensificado por A (A demorado por B) se puede usar la operación disparada con el
pulso demorado, o la demorada con el pulso demorado. La forma de selección
de estas operaciones (disparada o demorada), depende de cada osciloscopio en
particular, y será necesario recurrir al manual de operaciones.
VS
t
VdiB
t
VBTB
t
TB
Vde B
t
Va A
VdiA
Td
R
R
t
VM1
1
0
VBTA
Vde A
Vde C
TA
t
t
t
Federico Gabriel Hernández Pintos
59
Teórico (1ª Parte)
60
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Controles asociados con la BT demoradora
En la BT demoradora además del selector de factor de BT se encuentra
el multiplicador de demora, calibrado en divisiones con la convención que cada vuelta es la división de la pantalla, el tiempo de demora se calcula como sigue:
[s ] f D = FBT 
s 

 div 
MD [div]
MD: 1 vuelta→λ división (cuadrícula) de pantalla (Multiplicador de
demora)
c/vuelta→ 100 divisiones (menores) sobre el potenciómetro.
Resolución: 10-3 longitud de la pantalla
Exactitud: 1% indicación + 2 divisiones
La exactitud es superior a
la que corresponde a la BT pera
desplazar el haz en la pantalla
(normalmente entre 2 y 3%), ya
que la comparación se realiza
entre una señal continua y la
rampa generada por la BT, no
incluyendo en consecuencia las
alinealidades del AH y del propio TRC, tal como se ve en la figura del diagrama funcional. El 1% de la especificación se debe fundamentalmente al error
promedio de la pendiente de la rampa, y las dos divisiones a la alinealidad del
potenciómetro multiplicador de demora. Las consideraciones anteriores permiten medir el período de una señal con mayor exactitud que la determinación
directa, por ejemplo, si se quieBint A
re medir el período de la señal
(1)
(2)
siguiente:
En el modo B intensificado por
AdemB
A y operación disparado con el
pulso demorado, se intensifica
un flanco definido de la señal,
por ejemplo el (1) (para ello la BT debe ser suficientemente rápida). Para ubicar con mayor precisión el flaco seleccionado, se puede pasar al modo A demorado por B, y ajustar el multiplicador de demora hasta que la transición aparezca por ejemplo en el centro de la pantalla y se toma la primer lectura del
multiplicador de demora MD1, se reajusta el multiplicador de demora para reFederico Gabriel Hernández Pintos
61
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
petir la operación anterior con el flanco homónimo del ciclo siguiente de la s eñal y se registra la segunda lectura MD2 del multiplicador de demora, el período de la señal está dado por:
T =(MD2-MD1)FBT”B” con la exactitud del 1% +2div
Ventajas de la BT demorada, frente al magnificador
1º) Permite una expansión efectiva mayor de la señal, fácilmente hasta
x1000, mientras que los magnificadores sólo en raras ocasiones lo hacen hasta
100.
Las limitaciones para una expansión mayor con BT demorada son:
a) la relación entre los factores de BT demorada y demorada
b) la fluctuación temporal aleatoria del pulso demorado (una especificación típica es: 1 en 20.000)
c) la señal expandida se presenta con mayor exactitud (2 o 3% frente al
5% del magnificador).
d) permite medir señales con fluctuación temporal aleatoria (mediante
la operación armado con el pulso demorado)
e) permite medir tiempos en una señal con mayor exactitud.
Alternación de las bases de tiempo
Ya que se dispone de dos BT, es posible, con un esquema similar al vertical de doble traza, alternar las mismas entre un barrido y otro, y con esto
pueden conseguirse los siguientes tipos de visualización:
a) Visualizar una única señal con dos FBT distintas.
b) Visualizar dos señales con un canal vertical de doble traza operando
en el modo alternado, con FBT independientes; en estas condiciones
las señales pueden ser: asincrónicas y de frecuencias muy distintas
entre sí.
c) Visualizar simultáneamente con una señal los modos de operación
A demorado por B y B intensificado A, en este caso lo que se conmuta no son las BT entre barrido y barrido, sino los esquemas de
operación de la figura de la página 54.
En los casos a) y c) por tratarse de una única señal, si no se agrega nada,
aparecerían las imágenes superpuestas, por esto se agrega un control de separación de trazos que superpone distintos niveles de continua a la señal del canal vertical para cada uno de los ciclos (barridos). Para el caso b) a los efectos
62
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
de asegurar que la señal inyectada en el canal uno se desplace siempre por una
de las bases de tiempo, por ejemplo la A, se envía una señal esclava al multivibrador interruptor del canal vertical de doble traza que asegura que siempre
que esté actuando la BT “A” esté habilitada la compuerta del canal uno, la llave selectora de la función puede tener distintas conformaciones.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Puntas de Prueba
La punta de prueba es el nexo entre la fuente de señal a visualizar y la
entrada del osciloscopio, y sus características pueden afectar a la señal que está midiendo.
El objeto de las puntas de prueba es transferir la información del generador al osciloscopio. Las condiciones que debe cumplir, es que la transferencia se haga con facilidad y con un factor de transferencia conocido (que pueda
mantenerse la calibración del ORC). Los factores a tener en cuenta en el diseño y selección de una punta de prueba son: tiempo de respuesta, niveles de
energía que se manejan, niveles de impedancia y consideraciones mecánicas.
Con respecto al último punto, toda punta de prueba incluye un conductor coaxial para llevar la señal protegida, del generador al osciloscopio, la cual conviene que su impedancia sea la característica, que es conveniente que sea alta,
o igual a la del osciloscopio.
La Z0 de un coaxial, depende de la relación de diámetros, y se demuestra que para tener un coaxial de Z0=3000O, el diámetro D (exterior) debería ser
igual a una distancia equivalente a 50 años luz, y el diámetro d (interior) del
tamaño de un electrón, esto para dieléctricos normales.
100O.
Como conclusión práctica y teórica la Z0 de los coaxiales es próxima a
Especificaciones del canal vertical
a) FDV: 5 mV/div a 30 v/div secuencia 1-2-5. Estos son valores típicos;
al vertical
exactitud ± 3% ó 2%.
b) Z0 impedancia de entrada del ORC, norR=1M Ω
C
malmente se presentan según el esquema. R
C=20pF
Esta es la misma para cualquier FDV, es
0
0
0
0
decir es constante con
la frecuencia.
c) Ancho de banda
y/Vi
 y
V
 i
transferencia del ORC 
Fcs
f
que da el ancho de banda
R0
C0
Vi
Federico Gabriel Hernández Pintos
63
64
Federico Gabriel Hernández Pintos
generador ideal, R=0
T
de esta manera puede lograrse
la respuesta exclusiva del ORC




Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
VV =cte. con la frecuencia pero V i(f) (frec) varía con la frecuencia.
Idealmente se mide
con:
La transferencia será:
T=
R0
C0
VV
Vi
Teórico (1ª Parte)
Por lo tanto cuando se especifica Teo = 7 nseg. es lo mismo que Fce
=50 MHz.
Si el generador es real, RT es finita, entonces:
RT
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Vi
=
VV
AV
1
10%
R=0
T
Teg=0
 RT 
1 +
 + (ω·R0 · RT )2
R
0


como R0 >> RT
V
1
T= i =
2
VV
1 + (ω·R · R )
-3db



T
AV
O sea que la transferencia
depende de la constante de tiempo C0RT. El efecto total en AF se
obtiene sumando caídas (de ambas respuestas) expresadas en dB.
C 0 R=cte
T
RT
RT
t
Teo
esto es lo que se observa sobre la
pantalla y que corresponde al Teo del ORC
Si el generador es tal que sigue cumpliendo con Teg =0 pero RT? 0
Representando
 Vi

 VV
R0
v(t)
i
2
0
V
90%
Esto es bueno en señales
senoidales (régimen permanente),
pero si trabajamos con pulsos, podemos determinar el tiempo de establecimiento, la respuesta en frecuencia y la temporal están relacionadas por la
transformada de Furier de tal manera que:
Teo·Fcs =0,35
v(t)
g
v g ( t) = V m ·µ ( t)
v(t)
i
R0
Por Thevenin
ω
siendo Teo el tiempo de establecimiento del osciloscopio y Fcs la frecuencia de
corte superior.
Este valor es válido para circuitos RC solamente.
R1
v(t)
T
v(t)
i
R1 =
Vemos entonces que disminuyó
la amplitud del generador ideal. Vemos que en la entrada del ORC ya que
Vm R0
tenemos una señal con un tiempo de
R0+ RT
establecimiento finito
R0 ·RT
R0 + RT
v(t)
g
t
vT
TeC ( debido a C0 )
0
t

− 
vi (t ) = VTm 1 − e τ µ(t )




TeC = 2,2τ ∴ τ = R1C0
Como los ORC están diseñados para que no fabriquen por si solos sobre
impulsos, entonces se adopta 0,35.
0
R0 ≅ 1MΩ
y
66
t
v(t)
i
vTm
90%
RT ≅ 50Ω
C0: capacidad de entrada
65
R0
R0 + RT
Vm
Para otras circunstancias se acepta el 0,35 siempre que el sobreimpulso
sea menor que el 5%.
Federico Gabriel Hernández Pintos
∴ vT = Vm
Federico Gabriel Hernández Pintos
10%
τ= C0 R1
t
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Como
R0>>RT , R1≅RT
y nos queda TeC =2,2 RTC0
0
2
TCi = Teg2 + TeC
+ Te2
0
0
Teórico (1ª Parte)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
VTm =V gm el efecto del generador será:
2º) Medición del T0 de
un dispositivo
correcta para dispositivos de res-
puesta Gaussiana.
Gen
Teg
Luego, en la práctica se acepta también para dispositivos en que el SE <5%.
Si
Tei
real
el
= T +T
2
eg
2
eC0
generador
tiene
tiempo
de
Tei
{
establecimiento
finito:
lo vemosen
la pantalla
+T
2
e0
547
Gen
R·50
Ω
T
ORC
1MΩ
20pF
Coaxial
Adaptador de 50Ω
50Ω
para adaptar la impedancia de la línea con la
impedancia del ORC.
Tei = Teg2 + Tec2 + TeC2 0 + Teo2
Tec ≅ 50 a 100ps para l = 1m
1
C=50---100
pF/m
C
capacidad del cable
t
entonces si estamos midiendo Te>1ns el Tec es despreciable.
Debe cuidarse que los coaxiales usados deben poseer TR<0,1ns
+ Tex2 +
despreciable,
para un coaxial
de l =1m
es de 100 ps.
Z=50
Ω
0
Zc=50Ω
Tec2
{
2
despreciable,
para un coaxial
de l=1m
es de100 ps.
+ TeC2 + Teo2
{ {
2
Tec2
RT = 25 Ω
C0 ≠ C e = C0 // CC
67
68
Federico Gabriel Hernández Pintos
ORC
R=1M
Ω
0
C0=20pF
0
2 , 2 RT C0
dato
 Alineales

 pasabanda



monitoras → idem inyectoras





incorporadas








 P.B





 pasivas






C.P.B


corriente 





 P.B


 Lineales  pasabajos

activas





 C.P.B

inyectorasintercambiables 








 P.B




 pasivas





 C.P.B

´tensión






 P.B





activas







C.P.B




PB: pasabajos
CPB: cuasipasabajos
TeC0 = 2,2 RT C0
Federico Gabriel Hernández Pintos
Tec1
547
Clasificación de las puntas de prueba.
Teg
Si se conecta el coaxial directamente, se observa en el osciloscopio una señal con sobreimpulso. Además, el Teg dado, sólo
es válido para una carga de 50O
en el generador.
dato
Tec2
{
dispositivo a
medir
de la expresión se despeja Tex
Mediciones de tiempos de establecimiento
1º) Medición del tiempo de establecimiento del ORC.
= Teg2 +
{
1
R·50
Ω
T
Teo
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Las más usuales son las lineales, pasabajos, monitores e intercambiables. Una alineal es por ejemplo, una punta detectora
270pF
V
t
120KΩ
220KΩ
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
¿Que sucede si en un sistema que sea un cable coaxial sin pérdidas,
aplicamos un escalón con tiempo de establecimiento nulo? A la salida se tiene
TRZ =50Ω.
V0
50Ω
1NB4A
Vg
Línea
sin pérdidas cuyo esquema equivalente es:
Pasivas x1
Porque sólo tienen elementos pasivos y × l pues no atenúan.
Vemos que el coaxial distorsiona la señal, ya que le agrega un tiempo
de establecimiento y la deforma.
R0
Ventajas:
a) mantiene la sensibilidad del ORC pues no atenúa.
b) mantiene la resistencia estática o sea la resistencia a la continua
Inconvenientes:
a) En frecuencias relativamente bajas resulta l <
como capacitiva (el coaxial está abierto)
λ
, por lo tanto se refleja
4
 pF 
Cp = C 
1 p[cm] para 1p ≅ 1m por lo tanto Cp ≅ 28 pF
 cm 
f = 30 MHz ⇒ λ = 10m
Ce = C p + C0 ≅ 48 pF esto juega en los 2,2 RC cuando se miden tiempos de es-
tablecimiento. Con estas puntas los fabricantes especifican hasta fmax
=35MHz (ancho de banda del ORC)
b) tiene tiempo de establecimiento? 0
Teg=0
RT= 0
Lo que se le exigía a las puntas de prueba era fidelidad. Como lo que
nos molesta son las oscilaciones, estas hay que eliminarlas. El sistema (la línea) vemos que es resonante y de alto Q, por lo tanto se debe bajar el Q de la
línea (amortiguar) colocando una resistencia en serie de aproximadamente
300O, pero en general, para amortiguar, en vez de utilizar un resistor concentrado se usa uno distribuido, esto se logra utilizando líneas con pérdidas, en las
cuales el conductor central es de alta resistencia (material: Bario - Níquel). Su
resistencia unitaria es de 350O/m.
El sobreimpulso que aparece al utilizar líneas sin pérdidas solo se podrá
visualizar cuando el osciloscopio presenta un gran ancho de banda, mayor a 30
MHz.
la capacidad de entrada cuando está cargado:
Federico Gabriel Hernández Pintos
R0
t
Puntas de prueba de tensión
Falta ver por qué esa diferencia con el T0 de un coaxial,
si básicamente estas puntas de
prueba son un cable coaxial.
Vs
Las líneas con pérdidas llamadas líneas R0 se caracterizan por el siguiente circuito:
En un coaxial con pérdidas de
tiempo de establecimiento, porque las
celdas distribuidas ahora son RC y no
LC como en una sin pérdidas.
90%
La impedancia característica es en general para línea con pérdidas:
ppx1
10%
Tep: 10 a 20 mseg.
Tep
69
70
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Z0 =
r + jωL
jωC
14243
z
=
y
=
Teórico (1ª Parte)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
L
r
+
C jωC
Teórico (1ª Parte)
La amplitud V0 está dada
por el divisor resistivo, y la constante de tiempo τ será:
Ve
V em
se desprecia el efecto de
la conductancia paralela
unitaria
Vemos que Z 0 depende de la frecuencia. Para frecuencias altas, en estas
líneas con pérdidas: Z 0 ≈ 170 a 200Ω
τ = 48·10−12 ·105 = 48·10−6 = 48µs
V0
Vem
R0
R0 + R p
Comparando con los coaxiales de 50O tenemos una impedancia
característica más alta, esto se logra ya que la capacitancia por metro es menor.
para coaxial sin pérdidas: Z 0 =
L
C
En un coaxial normal RG 58 c/u (sin pérdidas), con una longitud de un
metro, la capacitancia distribuida será de 100 pF, mientras que en un coaxial
con pérdidas, para la misma longitud la capacidad distribuida será de Cp =
28pF, ya que C =0,28 pF, la capacidad de la punta se suma a la de la entrada
del ORC para tener la C de entrada total.
τ = (C0 + CC )
t
esto es un escalón.
t
Recordar que para considerar que el transitorio ya terminó, se
debe considerar 4τ.
R0 ·R p
R0 + R p
Debemos considerar puntas que sean independientes de la frecuencia, por lo tanto debemos pensar en atenuadores cuya función sea V
e
independiente de la frecuencia. Por ejemplo:
AR =
ve R0 + R p
=
vs
R0
Rp
R0
Vs
(1)
Esto teóricamente es perfecto, pero prácticamente no, porque se deben
considerar las capacidades distribuidas. Otro atenuador teóricamente independiente de la frecuencia es el capacitivo:
Pasivas x10
Estas atenúan 10 veces la señal. En continua haremos:
Resistencia distribuída
Ve
Rp
Cp
C0
Vs
AC =
ve C 0 + C p
=
vs
Cp
(2)
AV
C0 V 0
Ve
rá:
Este en la práctica no se puede utilizar porque se debe considerar la
resistencia de fuga. Lo que se hace es utilizar a ambos en forma conjunta:
Para atenuar por 10 agregamos el resistor R0. El circuito equivalente s e-
Ve
Rp
R0
V0
C0 +C c
para que esto funcione, las atenuaciones de los dos
atenuadores, en forma independiente deben ser idénticas, para que esto se cumpla se debe verificar que:
R p C p = R0C0 (3)
las dos constantes de tiempo deben ser iguales, en este caso se dice que el atenuador es compensado en frefrecuencia.
AR = AC ∴
Si aplicamos un escalón, tendremos:
Federico Gabriel Hernández Pintos
71
72
Federico Gabriel Hernández Pintos
Rp
R0
+1 =
Cp
C0
+1
Cp
Ve
Vs
Rp
R0
C0
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Cada cual manda en su zona de influencia.
En estas puntas
Analizamos el sistema bajo la excitación de un escalón:
Ze (s ) =
ve = Vemµ(t )
vs = Vem
R0
R0 + R p
 R p C p − R0C0 − t 
(4)
e τ µ (t )
1 +
R0 (C0 + C p )


(
Si la punta está compensada: CpRp =C0R0=τ se cumple
)
Ze (s ) =
R p R0
sada.
R0 + R p
Supondremos R0C0>RpCp
R p + R0
1 + sτ
valor de la impedancia de entrada sólo para la punta compen-
Podemos expresar también:
En t → ∞ (pasado el transitorio) gobierna el atenuador resistivo, mientras que en el instante inicial manda el atenuador capacitivo.
En el tercer gráfico de la figura vemos R0C0<RpCp
Ve
Ve m
Hay que agregar algún elemento
ajustable, por ejemplo Cp,
VS
ya que no se puede lograr una
RP
Vem
R0 + R p
punta que esté permanentemente
τ
compensada, porque C0 cambia
CP
Vem
con el osciloscopio. Para comC0 + C p
t pensar la punta (realizar el ajuste),
VS
lo hacemos con una señal rectanCP
Vem
τ
gular, que es una sucesión de esC0 + C p
calones, y se varía Cp hasta lograr
RP
Vem
los flancos bien definidos de la
R0 + R p
t señal. La frecuencia de esta señal
Vs
rectangular no puede ser muy alR0
Vem
ta, ya que lo que se desea observar
R0 + Rp
es el transitorio, por lo tanto el
semiperíodo de la señal deberá ser
t mayor que 4 constantes de tiempo
(aproximadamente 200 µs), por esta razón se usa una señal de prueba de 1KHz
t
cuyo
YC ( s) =
73
1
CR
1
C
+s 0 0 =
+s 0
R p + R0
R p + R0 R p + R0
A
En base a esto último, el esquema equivalente se muestra en la siguiente página.
Modelo que representa la Ze(s) para cualquier freC 0 cuencia de la punta compensada.
Ze(s)
R0+ R p
A
Los atenuadores de los osciloscopios, son también compensados, por
esa razón sus impedancias de entrada, son independientes de la frecuencia.
Tendremos entonces que la punta será:
Cp
Rp
Cd
CC
R0
C0
Ventajas de la punta pasiva x 10
a) Mayor resistencia de entrada (10 MO)
b) Menor capacitancia de entrada Ce ≈ 10 pF
c) Aumenta el alcance del osciloscopio por 10 (200 v/div) (limitación
de vmáx )
T
= 500 µs .
2
Federico Gabriel Hernández Pintos
Rp
1
1
R0
+
=
+
1
1
1 + sC p R p 1 + sC0 R0
+ sC p
+ sC 0
Rp
R0
vs contiene toda l información
La constante de tiempo será:
τ = C0 + C p
Teórico (1ª Parte)
74
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Otra especificación a tener en cuenta al usar las puntas de prueba, es la
capacidad máxima de tensión en valor eficaz y para señal senoidal, respondiendo a una curva del siguiente tipo:
Bajar el tiempo de establecimiento de la señal.
Inconvenientes
V
En continua la tensión máxima está dada por el aislamiento en el extremo de la punta.
a) Disminuye por 10 la sensibilidad del osciloscopio.
b) Agrega el tiempo de establecimiento de la punta, que vale entre 0,7
a 7ns.
10MHz
f
Vemos el siguiente caso (usando un coaxial de 50O)
Z=50
Ω
0
Algunas puntas tienen la siguiente configuración:
50 Ω
50 Ω
AV
C0 =20pF
C0
T eg =0
T ec es despreciable
vg
Tei = Teo2 + TeC2
R0
0
Te 0 = 2,13ns
TeC = 2,2· Rt C0 = 2, 2·25Ω·2·10 −11 F = 1,1ns
0
Tei = 2,132 + 1,12 = 2,4ns C no juega porque está compensado, por lo tanto sólo
0
se debe tener en cuenta Ce.
50 Ω
Por lo tanto en alta
Cp
frecuencia la ten350Ω
sión máxima está
dada por la máxima
Rp
Rd
potencia que puede
disipar Rd. Si no
está presente Rd, las
limitaciones están dadas por las especificaciones del coaxial, o de los elementos de terminación en el osciloscopio.
Punta x10
50 Ω
AV
Tei = Te20 + TeC2 + Tep2
vg
e
C=2,5pF
a
C0
C=20pF
0
Tep=0,7ns
Te0=2,13ns
R0
TeC = 2,2 Rt Ce = 2, 2·25Ω·9,5·10 −12 F = 0,52 ns
e
Tei = 2,13 2 + 0,52 2 + 0, 72 = 2,3ns
Esto es para una punta cuyo tiempo de establecimiento es 0,7 ns, en
general, en las puntas comerciales este será mayor, y por lo tanto Tei será
mayor.
Las puntas de prueba para frecuencias mayores, además del atenuador
compensado visto, posee en el extremo que se conecta al osciloscopio, circuitos de compensación L, C y R para extender el alcance en frecuencia.
Federico Gabriel Hernández Pintos
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76
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Cp
R=99M
Ω
p
R0
C0
No se usa este esquema por la dificultad que existe en conseguir un resistor estable de 99MO
Lo que se ocurre hacer, es bajar el valor de R0 para poder trabajar con
una Rp menor.
R=99M
Ω
p
R’
111KΩ
Cp
La punta incluye entonces un resistor en
paralelo, por lo tanto:
Teórico (1ª Parte)
10 usa cable coaxial sin pérdidas y de 50O, según el esquema:
Pasivas por 100
Uno puede pensar en una punta de este tipo, siguiendo la
idea de la punta x10.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
R0
C0
Cp no existe, y no es más que la capacidad distribuida de Rp, Cp será entonces distribuida, pero esta capacitancia también podrá modificarse para obtener la mejor respuesta de la punta ante un escalón. Este ajuste se logra modificando la posición de Rp con respecto a la envoltura. Si la punta es x10, Rp
=450O, para una del mismo tipo, pero x100 es Rp =4950O. La resistencia de
entrada estática vale: para puntas x10, Re =500O, y para puntas x100, Re
=5KO. Las capacitancias de entrada son del orden de 0,6 pF (distribuidas). El
tiempo de establecimiento de las puntas es mucho menor, del orden de 0,1 ns,
ya que el coaxial es sin pérdidas.
Activas
Una punta de prueba activa contiene etapas amplificadoras en la entrada, para lograr una alta Re, bajo valor de Ce y para lograr, o mejor dicho no perder, sensibilidad ante señales débiles.
Z=93
Ω
0
R' // R0 = 111KΩ // 0,1MΩ = 100 KΩ , en este caso también R0 =10MO. Nominalmente
parece que aumentaría el alcance, pero esto no es así, porque las limitaciones
físicas de la punta son las mismas que para la de x10. Se disminuye la capacitancia de entrada (ventaja más importante), para este tipo de puntas Ce ≅ 2 pF ,
teniendo en cuenta que es
dad.
TEF
R=10M
Ω
e
C=5,5pF
e
Tep=1,5ns
+
INT
+
compensación
de corrimiento
- térmico
Re = 10MΩ
Ce ≈ 5,5 pF
para una punta por 1 se puede lograr un Tep =1,5 ns.
Los inconvenientes que posee son:
p
R=99M
Ω
p
componente
de continua
EXT
CAJA
EXISTENTE
AL ORC
Normalmente los amplificadores contienen FET para lograr esa alta
impedancia de entrada, las puntas antiguas contenían un seguidor, pero eran
muy voluminosas. Sus valores típicos son:
Hasta ahora vimos puntas de prueba para osciloscopios de resistencia
de entrada de 1 MO, hay osciloscopios (especialmente los de muestreo) que
tienen una impedancia de entrada R0 =50O, o sea resistiva; el objetivo de estos
ORC es poder realizar mediciones en frecuencias muy elevadas, del orden de
los GHz. Entonces la impedancia que presenta el osciloscopio, es una buena
terminación para un sistema de
C
50O.
Para un osciloscopio con R0
<50O, la punta de prueba pasiva x
AL ORC
As
C0
, pero el precio que se paga es perder sensibiliA
Pasivas terminadas en su impedancia característica.
Federico Gabriel Hernández Pintos
SEC
a) Alimentación del elemento activo
b) Elementos activos
Z=50
Ω
e
R0
77
78
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Es decir, habrá que utilizar fuentes independientes o un ORC
especialmente diseñado para tal fin, con alimentación normalizada.
Otro inconveniente, es el rango dinámico de la punta, es decir el rango
para el cual los amplificadores no deforman la señal, este es aproximadamente
±0,5V, recordemos que estos osciloscopios se usan para medir señales débiles.
Si la señal es de mayor amplitud, no se pueden medir. Para poder medir señales con componentes continuas superpuestas, las puntas de prueba activas
pueden compensar dicha componente continua, ya que puede darse el caso de
una señal de alterna cuya amplitud pico a pico cumple los requisitos, pero estos superpuestos a una continua muy grande.
Para po1V
der medir señal
+1V
es hasta 1 Vpp
esto puede
con componen1V
medirse
0
te continua su(1V con valor medio
t
nulo, más grande
perpuesta, las
1V
deforma)
PP activas com- -1V
pensan la componente continua a través de un amplificador diferencial, mediante una tensión continua interna en oposición (off-set) ya que para tensiones mayores el
amplificador satura.
pp
pp
pp
pp
Además de esto las puntas poseen cabezas atenuadoras en el extremo
de la punta y que pueden ser x10 y x100. Por lo tanto, extienden el rango dinámico y de compensación continua, pero deterioran la sensibilidad.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
500O, 5kO
Tipo de punta
0,1 ns
De aquí surgen los criterios para seleccionar una punta de acuerdo a la
medición a efectuar. En general se utilizan hasta 600 V.
Puntas para alta tensión
En las puntas pasivas por 10 y por 100, la tensión eficaz máxima que se
podía medir era del orden de 600 V, en la frecuencia estaba limitada por la aislamiento en el extremo de las puntas. Para medir alta tensión, es necesario
pues, puntas de elevada aislamiento. Un método es usar divisores resistivos
(que son del tipo de las compensadas x10 y x100) normalmente atenuadores
x1000, tienen una resistencia estática de 100 MO, la capacitancia de entrada Ce
es relativamente pequeña (2,4 pF), y su tiempo de establecimiento propio del
orden de 4 ns. Tiene una capacidad de medición de 40 KV pico máximo,
siempre que no se superen los valores del V máx eficaz =20 KV. Este primer valor se debe a la limitación por disipación. En estas puntas, sí se utiliza un resistor de 99 MO pero esto no permite llevar un capacitor en paralelo, el resistor
es de aproximadamente 5 pulgadas (13 cm.) de largo, y lo que se puede variar
es la capacidad distribuida.
Otra posibilidad es usar divisores capacitivos.
C1
Ve
C2
Esto no funciona en continua, sino desde 50 Hz hasta 20
MHz. En 50 Hz puede llegar a medir hasta 25 KV eficaces, y en
20 MHz hasta 7 KV eficaces, presentando una capacidad de entrada C0=15 pF.
Puntas de prueba de corriente.
Sensibilidad
Re
Ce
Tep
Pasiva x1
1
Pasiva x10
2
Pasiva x100
3
Activa
1
(2)
1MO
(1)
10MO
(1)
10MO
(1)
10MO
(3)
(5)
50pF
(4)
7-12 pF
(2)
2 pF
(3)
5,5 pF
(1)
(4)
10ns y 20ns
(2 y 3)
0,7 ns y 7ns
(3)
2 y 7 ns
(2)
1,5 ns
(1)
Pasiva terminada en Z0
0,6 pF
Los números caracterizan la eficiencia.
Además tienen una cabeza de acoplamiento capacitivo.
Cuadro comparativo
Teórico (1ª Parte)
2 (x10), 3(x100)
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Long.
cable
3
costo
3
2
3
2
2
1
1
4
3
79
El método más simple es intercalar un resistor de valor I
conocido y medir V R con una punta de tensión, la respuesta en
R
frecuencia de este esquema va desde continua, hasta la freVR
cuencia de corte superior dada por R, con el ORC o por las
puntas de tensión.
Este es un método, y no una punta de prueba. Las puntas de prueba de
corriente se pueden clasificar en pasivas y activas.
80
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Las pasivas son siempre cuasipasabajos, es decir, no llegan a continua,
en cambio las activas pueden ser pasabajos o cuasipasabajos.
Desde el punto de vista de su uso:
a) Núcleo cerrado: en estas el conductor cuya corriente se desea medir,
debe pasar a través de un orificio de la punta.
b) Núcleo partido: con estos no es necesario interrumpir el circuito, ya
que abre el núcleo cerrándolo luego sobre el conductor.
Puntas de corriente pasivas
Teórico (1ª Parte)
Y se especifica como T = 5
mV
; la exactitud
mA
i
de esta transformación depende de la exactitud de
los resistores.
0
Hay otros datos, como ser la constante de
tiempo: τ=5µs
y
Si medimos una corriente rectangular, en la
pantalla se observa la segunda figura.
L
R
L = τ· R = 5·10 −6 s·25Ω
0
t
τ=5 µs
t
τ=
El esquema eléctrico es un transformador de banda ancha.
L = 125 ·10 Hy
L = 125 µHy
N2
v0
La punta de prueba sobre el circuito que estamos midiendo, hace que el
circuito vea una inductancia en paralelo con una resistencia, que son las reflejadas por la punta.
50Ω
I
50Ω
ORC
La relación de vueltas es característica de cada punta. Considerando
que las puntas se comportan como un transformador ideal de corriente:
I
IS =
Esta es la inductancia del secundario.
−6
Is
1:5
I
Medidas Eléctricas y Electrónicas
I
N2
25 Ω
= 1Ω
N2
125 µHy
LC =
= 5µHy
N2
RC =
Rc
C=1pF
Lc
Por lo tanto la tensión aplicada al ORC es:
Esto será importante o no, de acuerdo a las características del circuito.
Para p.p. en particular el tiempo de establecimiento es Tep =350 ps.
v0 = I S ·25Ω
I
v0 =
·25 Ω
N2
La transferencia será:
T=
Si la señal a medir tiene corriente continua superpuesta, supongamos
que la transferencia con C.C. nula sea:
v0
25Ω
=
= 5Ω
I
5vueltas
T=
v0
I
I cc=0
I cc
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81
0
82
Federico Gabriel Hernández Pintos
Si se le agrega una corriente continua,
varía la inductancia incremental del
transformador (permeabilidad), y se
empeora la respuesta en bajas frecuencias.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Puntas de corriente activas
Para solucionar esto se debe eliminar la componente continua del flujo,
para lo cual se debe hacer pasar por la punta otro conductor, circulado por una
corriente continua de igual magnitud, pero que circula a través de la punta en
sentido contrario, con lo cual los flujos continuos opuestos entre sí se compensan, y anulan. este es un método diferencial, ya que medimos la diferencia entre una corriente continua externa a la señal, y una continua superpuesta a una
pulsante.
Otro dato para estas puntas, es la corriente eficaz máxima, limitada por
la disipación en la resistencia interna de la punta, cables con sus pérdidas, etc.
Valor típico: 500 mA eficaz máximo.
Para corriente pulsante, admite como máximo 100 A, siempre que el
producto ampere – segundo no supere el valor 1.
Primero nos referimos a las cuasipasabajos, es decir no responden a
continua. La punta activa será en bloques:
En general la punta es de núcleo
partido.
A∼
Las limitaciones de estos transformadores de banda ancha, para puntas
de prueba, es en baja frecuencia, por lo
tanto lo que se pretende es mejorar su característica de baja. Lo primero que se
I
debe tratar de lograr, es aumentar τ =
(1) y = Ymáxe
1
0
1µs
t
−
t
τ
(2) y = Ymáx 1 − t  por desarrollo en series
 τ
y
La (2) es válida hasta que t =0,2τ, entonces
la caída es prácticamente lineal y cae
Vmáx
un
quinto,
esto también se suele especificar
2
como
que
la
flecha es prácticamente lineal y
saturación
del núcleo
cae 1% cada 50 ns. Esto es el efecto normal
0
t de una punta cuasipasabajos. Si ahora el
pulso a medir es de la misma amplitud, pero
su tiempo de duración es mayor 3 db, sucederá lo graficado en la de debajo de
las figuras, la brusca caída se debe a la saturación del núcleo. Cuando no satura el núcleo la inductancia cae, es como si se pusiera un corto en el secundario.
L
ya que un mayor τ hace que la flecha
R
sea menor y mejora la respuesta en bajas.
Entonces se puede:
a) aumentar L: es normal aumentar el valor de N 2 a 125.
b) disminuir R: haciendo que ésta sea menor a 25 Ω por lo menos en
baja frecuencia.
i
1A
ORC
Transformador
de banda ancha
Se usa como impedancia de carga del coaxial o sea la entrada del amplificador.
R1
R
Si R disminuye, disminuye la transferencia T =
, o sea
N2
R2
igual corriente, menor tensión de salida, y eso se compensa
haciendo que el amplificador no tenga respuesta lineal en bajas, sino del siguiente tipo:
T
Con esto se tiene puntas de prueba que llegan a
medir de 50 Hz a 30 MHz.
Normalmente el amplificador empeora la
respuesta en alta, por lo tanto las puntas activas
permiten dos posibilidades: usar el transformador con
f
el amplificador para frecuencias bajas, o el
mente (usado como p.p.transformador
pasiva) para señales
solamente
de alta
(usado
frecuencia,
comoenp.p.
estepasiva)
último
caso hay que acordarse de adaptar impedancias.
Puntas de corriente activas con respuesta hasta continua.
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83
84
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Hasta ahora siempre fueron cuasipasabajos. De todas maneras la punta
de prueba se va a basar en un transformador de corriente que verifica: NpIp
=N sIs o sea las fuerzas magnetomotrices de primario y secundario, deben ser
iguales, esto no se cumple en continua, ya que no hay variación de flujo. Por
lo tanto, se debe buscar un artificio que haga cumplir eso en bajas frecuencias,
y hasta en continua.
Recordemos el efecto Hall:
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Respuesta:
Continua→50MHz
Respuesta total
T
TT
1
Cruce forzado
J
d
f
θ
Tubos de rayos catódicos con post-aceleración
VH
Sea una señal de este tipo de la
cual deseamos medir su tiempo de establecimiento (Te).
τ
v H = R H ·d· J · B·senθ
T
para todos los parámetros constantes, vH es función de B, aunque B sea variable o constante en el tiemp0, vH siempre es proporcional al valor de B. Aprovechando esto, podemos hacer (lo importante es que esto funcione en continua) lo que se muestra en la siguiente página:
t
T
90%
Se usará por lo tanto una base de tiempo
Si el FBT =10 ms/div
TB =FBT x10div = 100 ns
A AF
Atenuador
δ=
siendo τ =1 µs y T =1 ms, es decir una señal con
ciclo de actividad pequeño.
rápida.
Efecto Hall
mA
A
→ 10
div
div
TH
B
Sea una pastilla semiconductora sumergida en un campo
magnético de inducción B, y que se
le inyecta una corriente de intensidad J, por lo tanto en las caras
opuestas a la inyección de corriente, aparece una tensión dada por:
10%
I
50Ω
vT
50Ω
J
vH
vT
ApB
50Ω
vH’
La pastilla y el ApB se comportan de manera tal que hacen verificar que:
N pIp =N sIs.
Federico Gabriel Hernández Pintos
Teórico (1ª Parte)
85
El haz por lo tanto recorre la pantalla durante 100 ns, excitando al fósforo y luego tarda
Te
mucho tiempo en volver a recorrer las mismas zonas (100 ns). La luminosidad promedio de este caso es muy baja, esto sucede
siempre que se desean observar detalles de una señal muy rápida. Si el TRC
no está especialmente desarrollado, puede no verse la imagen en la pantalla.
Para tener una imagen visible, la energía de los electrones incidentes, debe
aumentarse. Para lograr esto pensando al electrón como un proyectil, se puede:
a) Aumentar la cantidad de electrones por unidad de tiempo que lleguen a la pantalla
b) Aumentar la velocidad de cada electrón, con lo cual aumenta su
energía, ya que esta es 12 m·vC2 (cinética).
86
Federico Gabriel Hernández Pintos
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
La (a) significa aumentar la corriente que porta dicho haz de electrones,
el caso (b) significa aumentar el potencial acelerador. No se pueden aumentar
los dos ilimitadamente, veamos:
Si la densidad electrónica es muy grande, puede ocurrir efecto de repulsión de electrones en su viaje a la pantalla, no pudiendo así lograr un buen
enfoque.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Limitaciones debidas al tiempo de tránsito.
Condiciones frente a pulsos.
vs
PDV
vs
C
Supongamos ahora que la corriente electrónica es la máxima permisible, si aumentamos mucho V 0 (potencial acelerador), se pierde sensibilidad, ya
que esta es S =
1
2
Hay distintos métodos y esquemas de post-aceleración, los más
simples pierden algo de sensibilidad.
Los esquemas más modernos inclusive
ganan sensibilidad.
V 0’
V 0”
B
y
t
Te
A B
Te =0,8Tt
τ
t
Tt
Lo que interesa
conocer, es la imagen
que se obtendrá en la
pantalla.
Veamos que sucede con 3 electrones A,
B y C que se encuentran
en las posiciones indicadas, en el instante en
que se aplica el escalón.
Suponiendo condiciones ideales, sin campos dispersos, el electrón A y
todos los anteriores, no recibieron desviación vertical porque el tubo se encontraba bloqueado, este tarda un cierto tiempo τ en llegar a la pantalla, el C, sólo
esta bajo la deflexión máxima.
El electrón B recibe la mitad de deflexión, por estar un tiempo igual a ½
del Tt, sometido al potencial de deflexión.
Vemos que esto limita entonces la respuesta en frecuencia.
Para el electrón C, en cambio, vemos que llega a la pantalla luego de un
tiempo de deflexión igual al tiempo de tránsito (Tt) a través de las placas, el
cual es constante.
Las especificaciones del TRC son generalmente:
1) Dimensiones de la pantalla
2) tensión aceleradora total V 0 =(V0’+V 0”) ∼10 KV ----20 – 24 KV
3) tipo de fósforo.
TRC para frecuencias muy elevadas.
Para saber cual es el Tt que conviene, hay que analizar lo que pasa con el electrón que entra y que sale de las PDV en el instante en que se aplica el escalón.
La respuesta en frecuencia del canal vertical está limitada por el
amplificador y por el TRC. En este análisis suponemos que excitamos las PDV
con un generador ideal. En el TRC lo que limita la respuesta es el tiempo de
tránsito en las placas deflectoras verticales.
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A
C
generador ideal
l· p
esto repercute en que se necesita un amplificador que end·b
tregue mayor tensión de salida y de mucha ganancia, y además de banda ancha
para poder medir Te pequeños. Para no complicar las especificaciones del amplificador, se busca reflectar electrones lentos, y luego acelerarlos, esto origina
los TRC con post-aceleración.
Teórico (1ª Parte)
87
88
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Condiciones frente a señales senoidales.
S (ω) sen( 12 ωTt )
= 1
S (0)
ωTt
2
π
2π
3π
ωTt = nπ
(2πf )Tt = nπ ∴ f ·Tt = n 
Tt = nT 
1
2
para n entero
a) placas más cortas, con lo cual se pierde sensibilidad.
b) Aumentar V 0, con lo cual se pierde sensibilidad.
Estas son las condiciones de sensibilidad nula.
O sea que el electrón al entrar a las placas deflectoras y recorrerlas, no se reflecta:
vs
ye.
TRC de onda progresiva con constantes concentradas.
El Tt de las estructuras normales, es de 1 a 10 ns, a esto hay que sumarle el Tt del amplificador, para tener las especificaciones del canal vertical. Para
disminuir el Tt en estructuras normales, podemos hacer:
La sensibilidad se hace nula cuando:
PDV
La limitación total se debe a dos factores: Tt y conexionado, y su influencia se encuentra comprendida dentro de la especificación de tiempo de
establecimiento del canal vertical, salvo casos muy particulares, que permiten
el acceso directo a las PDV en los cuales se especificará por separado las características del tubo.
1/2 ωt
Las sensibilidades son siempre positivas, no tiene sentido hablar de
sensibilidades negativas.
1
2
Teórico (1ª Parte)
Limitaciones Totales de las estructuras normales de PDV.
Si el generador ideal es senoidal, de
amplitud constante y frecuencia creciente
se puede demostrar que:
S(ω )
S(0)
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Debemos buscar una estructura que permita disminuir el Tt sin perder
sensibilidad.
Si la frecuencia aumenta, el período disminu-
V
2
1R
2 0
γR0
t
V
2
Limitaciones debidas a las conexiones
En el caso real, el generador tendrá cierta resistencia de salida, y habrá
además inductancias de conexión y una capacitancia debido a la PDV.
vs
R
L
VPDV
C
Además del Tt hay que considerar
todos estos elementos de conexión.
89
1
R
2 0
V0
Todo el sistema se comporta como una línea de transmisión, en la cual
la señal se propaga con una cierta velocidad que depende de los valores de L y
C.
L
C
Federico Gabriel Hernández Pintos
1R
2 0
90
Si aplicamos un escalón, este se propagará con
una cierta velocidad por la línea. La idea básica, es que
la velocidad de propagación de la señal y la velocidad
de avance de los electrones sea la misma.
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Reseña histórica del principio de funcionamiento.
C
C
A
A
Con relación al Tt se obtiene el que corresponde a un solo par de PDV, y con respecto a la sensibilidad,
se obtiene la suma de la sensibilidad de cada par de placas.
L
→Tt
L=
Teórico (1ª Parte)
ORC de muestreo
Analicemos lo que sucede
con un solo par de placas. Si los
movimientos son sincrónicos, los
electrones en las segundas placas
aparecerán, cuando aparezca el
escalón de tensión.
Li
Medidas Eléctricas y Electrónicas
∑L
i
→
Los ORC de muestreo son nuevos, pero su principio de funcionamiento
o. En 1849 Lenz, y en 1880 Joubert, determinaron formas de onda por muestreo, y en el año 1893 ORC electromagnético de Blondet. Para reconstruir una
señal con un instrumento de continua, la idea es: el instrumento a usar es un
voltímetro electrostático y está compuesto de dos placas que se separan en
forma proporcional a la señal aplicada, y si la señal aplicada, es variable con el
tiempo responde al valor eficaz de la misma. como queremos reconstruir la
señal punto por punto, se utiliza un disco que girará en forma sincrónica con
la señal. El disco es aislante y con una pequeña zona conductora.
V(t) M
Tt
5
Cada vez que la zona
VE
conductora cierra el circuito,
v(t)
el VE comienza a cargarse (ya
que en general se comporta
2π
como un capacitor con pocas
α
ωt
pérdidas) y el proceso de carga
se efectúa cada vez que se cieα
rra el circuito. Una vez que se ω
carga, permanece cargado, y
como el VE es sincrónico con
la señal, se obtiene el valor de la señal en un instante dado. o sea que es un
verdadero muestreador.
0
Muchos ORC modernos usan estas estructuras segmentadas, y las inductancias pueden estar en el interior o exterior del TRC.
TRC de onda progresiva con constantes distribuidas.
El límite superior de la estructura anterior de constantes concentradas,
es de 0,07 ns.
Para trabajar en frecuencias más altas, hay que utilizar constantes distribuidas, donde el sistema de deflexión es una línea de transmisión, en la que
interactúan los electrones y el campo eléctrico.
Se logran TEtrc =150 ps o sea, hasta frecuencias de 2 GHz.
Para otro instante de la señal (eficaz), se repite el procedimiento, y por
lo tanto se puede reproducir la señal con una verdadera técnica de muestreo.
El principio solo sirve para señales periódicas. El tiempo, que se va a tardar en
reconstruir la señal, es mayor cuanto mayor sea le Nº de muestras, a pesar de
que aumenta la resolución.
Reconstrucción de señales repetitivas por técnicas de muestreo.
En estos casos, se entra directamente al TRC con sensibilidad de 5 a 10
V/div y z0 = 100 Ω.
Existe un circuito de disparo que envía pulsos de disparo para una fase
determinada de la señal, que será siempre la misma. Ahora se deben tomar
muestras de la señal.
Aparece un pulso de interrogación, que muestreará la señal en distintas
fases, tomando como referencia un punto fijo, que será el pulso de disparo.
Federico Gabriel Hernández Pintos
91
92
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
Existirá un circuito que tomará una muestra de la señal cada vez que aparece
un pulso de interrogación, en ese instante se almacena en una memoria el valor de tensión de señal, en realidad es un capacitor que se carga a ese valor de
tensión constante, hasta que aparezca el próximo pulso de interrogación. Si la
señal es de muy alta frecuencia, la señal que se obtiene de muestra es de baja
frecuencia; ya que la muestra se debe tomar ciclo por ciclo, o cada 2, 3 o más
ciclos.
Para cada valor muestreado, corresponde una fase, por lo tanto la tensión que hay que aplicar al horizontal para poder visualizar las muestras, no
será una rampa, sino una escalera. Para cada valor muestreado que va al vertical, el haz debe pegar un salto en forma horizontal, o sea que a los canales vertical y horizontal se envían señales continuas.
Si se desea mucha resolución, o sea muchos puntos de la señal, aparece
el problema de parpadeo de la imagen.
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
V(t)
y
V(t)
d
señal de
entrada
V(t)
i
tensión de
disparo
VM(t)
pulso de
interrogación
señal muestreada
Ejemplos de compuerta para canal vertical de un ORC de muestreo.
Para señales de muy alta frecuencia no se utilizará nada o casi nada, entre el generador y la memoria (capacitor), tal como se ilustra en la siguiente página.
Vy M(t)
g(t)
R→0
g(t)
compuerta
vC( t )
t
v(t)
y
V(t)
R
C
∞
∞
vyM(t)
ta
tM
ta
Lo que limitará ta (tiempo de establecimiento propio), que deberá ser lo
más pequeño posible, es el conexionado descrito, y su duración limita el tiempo de establecimiento propio del ORC, si este es de 25 ps, por lo tanto tardará
menor o igual a eso. Se deben usar elementos de alta velocidad de conmutación. (Diodos en general de arseniuro de galio).
En general se utilizará un coaxial, y un sistema de adaptador especial (2
resistencias de 100 Ω en paralelo), con la idea de minimizar la energía reincidente, o sea eliminar las reflexiones. Luego viene la compuerta, que posee 4
diodos polarizados en inversa por una fuente de continua, entonces, la señal
t
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Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
está presente sobre el terminal de 50 Ω, pero no progresa porque la compuerta
está abierta. Después viene el capacitor de almacenamiento. La compuerta se
cerrará por un pulso que polariza en directa a los diodos, el cual proviene del
generador de pulsos de interrogación, y por lo tanto el capacitor se cargará al
valor de tensión de la señal, en el instante en que se cerró la compuerta. Se
puede definir entonces una eficiencia de muestreo, la cual es la relación entre
la tensión que adquiera la señal, y el valor de tensión de la señal en el instante
de cierre de la compuerta.
v(t)
y
z0∼50Ω
vM
vC
⇒ 10 a 25%
vs
CM
COMPUERTA
DE MUESTREO
línea de
demora
Cm
Ax1
AV
+
100Ω
COMPUERTA
DE MEMORIA
x4
- R3
BALANCE
vp
R1
TCM=30ns
50 ps
A PLA CAS DEFLECTORAS VERTIC ALES
η=
R2
2 CONMUTACIONES
POR MUESTRA
sección de
conmutación
CHOQUES
+
-
A continuación se ven en la figura los gráficos comparativos de los
tiempos de operación de distintas compuertas de muestreo.
Canal horizontal para un ORC de muestreo secuencial
Planteo del esquema
El muestreador es el sistema visto anteriormente.
Como en un ORC convencional,
MUESTREADOR
AL AV
debe haber un circuito de disparo, con el
cual se acciona el GPI, el cual cierra la
compuerta. Este circuito de disparo inCIRCUITO
GENERADOR
DE
DE PULSOS DE
sume un cierto tiempo de procesamienDISPARO
INTERROGACIÒN
to, y por lo tanto aparecen problemas al
igual que en un ORC tradicional, ya que se pierde el flanco de entrada de la
señal. Entonces se utiliza una línea de demora, como lo ilustra la siguiente figura.
LÍNEA DE DEMORA
MUESTREADOR
AL AV
200 ps
salida de
muestras
Se agrega un sistema con realimentación positiva y unitaria,
+
0 ps
que hace que el capacitor se siga
0
1 CONMUTACIÓN
cargando hasta el valor correcto,
POR MUESTRA
aunque se haya abierto (no conduce) la compuerta. este sistema es el llamado
compuerta de memoria, y la misma aplicará la realimentación durante un
tiempo constante, es decir invariable, de manera que haga que el capacitor adquiera su valor total en forma independiente de esta. Esto no limita la respuesta en frecuencia. Veremos después, como se ajusta la ganancia del lazo para
que el capacitor se cargue al valor exacto de la señal en ese instante de muestreo.
-
ORC.
CIRCUITO
DE
DISPARO
GENERADOR
DE PULSOS DE
INTERROGACIÒN
como se ve a continuación.
95
De esta forma se podrá visualizar
dicho flanco. Pero con este circuito estamos interrogando a la señal siempre en
la misma fase, porque hay una relación
fija entre el pulso de disparo, y el de interrogación. Este inconveniente se soluciona utilizando una demora ajustable,
LÍNEA DE DEMORA
MUESTREADOR
AL AV
CIRCUITO
DE
DISPARO
La ganancia del lazo, es ajustable por el operador desde el frente del
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Teórico (1ª Parte)
v a través de
la juntura
0
CONFORMADOR
DE PULSOS DE
INTERROGACIÓN
Medidas Eléctricas y Electrónicas
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DEMORA
AJUSTABLE
GENERADOR
DE PULSOS DE
INTERROGACIÒN
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
La idea para producir esa demora ajustable, está dada en la figura que a continuación se muestra:
SEÑAL DE
DISPARO
GENERADOR
DE RAMPA
RÁPIDA
COMPARADOR
PULSO
DEMORADO
Medidas Eléctricas y Electrónicas
vY(t)
Vemos que esta es análoga a la utilizada en un ORC
con BT demorada.
Teórico (1ª Parte)
LR
MUESTREADOR
GENERADOR
DE RAMPA
RÀPIDA
CIRCUITO
DE DISPARO
AV
GENERADOR
DE PULSOS DE
INTERROGACIÓN
COMPARADOR
TRC
E
GENERADOR
ESCALERA
Formas de señal
A continuación se muestran las formas de señal, de entrada y las que se
presentan en los distintos puntos del osciloscopio de rayos catódicos de muestre
o
1
vy(t)
2
secue
nvd
cial
.Dia
vRR
gra
ma
fun
cio- vpi
nal
vyM(t)
1
2
ve
AH
RETARDO VARIABLE
Tiempo real y tiempo equivalente
ORC
2
2
1
tE
tR
1
tE
tR = tiempo real o
físico que transcurre
entre
una
muestra y otra.
tE = tiempo equivalente.
En la pantalla aparecen la muestra 1 y la 2 separadas por un tiempo tE,
por lo tanto la BT la calibramos en tiempo equivalente.
El haz no varía con una velocidad dada por el tE, sino que hay que
considerar que el haz estuvo estático durante un corto lapso de tiempo.
vz
Trataremos de determinar el factor de BT equivalente.
F .B.T .E. = tE ·N
[
segundos
división
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] = [segundos][
1
división
]
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siendo N el número de muestras por división
Medidas Eléctricas y Electrónicas
Teórico (1ª Parte)
tE
TR
MUESTRA 1
N=
MUESTRA K
Hay otro tipo de ORC de muestreo que son los de muestreo aleatorio,
desarrollado en la actualidad a nivel comercial, y que posee algunas ventajas y
desventajas con respecto al anterior.
Una de las ventajas es que no utiliza lí8nea de demora, por lo tanto se
disminuye considerablemente el tiempo de establecimiento.
FDH
VE
FBTE =
Teórico (1ª Parte)
Entonces la ganancia del lazo será unitaria si al modificar el número de
muestras por división, no se modifica la forma de señal visualizada.
vE  V 
V 
 s k = T  s 
 

E 
VE
TE =
k
V 
 1 
FDH   = V E [V ]· N  
 div 
 div 
vE
Medidas Eléctricas y Electrónicas
FDH
k
A continuación se ve como se forma la imagen en uno de estos osciloscopios:
El FBTE se modifica, variando k, es independiente de N y de V E (amplitud de la escalera).
vyM(t)
N se puede modificar variando VE, o sea que la amplitud de la escalera
es variable, y modificar el número de muestras por división; FDH es constante.
1
4
7
2
6
3
Influencia de la ganancia del lazo
5
t
Veamos la figura siguiente:
v(t)
x
Supongamos una ganancia del
lazo igual a 0,5. Si tomamos pocas muestras por división, resultará que el capacitor se cargará
siempre a la mitad del salto o diferencia.
G=0,5
t
Vimos que el efecto de la ganancia es deteriorar el tiempo de establecimiento de la señal, es decir la deformó. Como el observador no posee las dos
formas de señal al mismo tiempo, no puede saber si hay una deformación o no.
t
Si tomamos el doble de muestras por división, vemos que aumenta la
resolución y la forma de la señal cambia. Si aumentamos nuevamente, entonces observamos que vuelve a cambiar la señal visualizada, tendiendo a la forma verdadera de la misma, aunque la ganancia sea 0,5.
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