Curso de Electrónica Industrial. - Conversión autos eléctricos

Academia de Instrumentación
Electrónica Industrial 1
CECyTEM
UNIDAD I
TIRISTORES
1.1 Introducción
Durante muchos años ha existido la necesidad de controlar la potencia eléctrica de
los sistemas de tracción y de los controles industriales impulsados por motores
eléctricos; esto ha llevado a un temprano desarrollo del sistema Ward-Leonard con
el objeto de obtener un voltaje de corriente directa variable para el control de los
motores e impulsores. La electrónica de potencia ha revolucionado la idea del
control para la conversión de potencia y para el control de los motores eléctricos.
La electrónica de potencia combina la energía, la electrónica y el control. El control
se encarga del régimen permanente y de las características dinámicas de los
sistemas de lazo cerrado. La energía tiene que ver con el equipo de potencia
estática y rotativa o giratoria, para la generación, transmisión y distribución de
energía eléctrica. La electrónica se ocupa de los dispositivos y circuitos de estado
sólido requerido e el procesamiento de señales para cumplir con los objetivos de
control deseados. La electrónica de potencia se puede definir como la aplicación
de la electrónica de estado sólido para el control y la conversión de energía
eléctrica. En la figura 5-1 se muestra la interrelación de la electrónica de potencia
con la energía, la electrónica y el control.
La electrónica de potencia se basa, en primer termino, en la conmutación de
dispositivos semiconductores de potencia. Con el desarrollo de la tecnología de
los semiconductores de potencia, las capacidades del manejo de la energía y la
velocidad de conmutación de los dispositivos de potencia han mejorado
tremendamente. El desarrollo de la tecnología de los microprocesadoresmicrocomputadoras tiene un gran impacto sobre el control y la síntesis de la
estrategia de control para los dispositivos semiconductores de potencia.
El equipo de electrónica de potencia moderno utiliza (1) semiconductores de
potencia, que puede compararse con el músculo, y (2) microelectrónica, que tiene
el poder de la inteligencia del cerebro.
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Figura 5-1: Relación de la electrónica de potencia con la energía, la electrónica y
el control.
La electrónica de potencia ha alcanzado ya un lugar importante en la tecnología
moderna y se utiliza ahora en una gran diversidad de productos de alta potencia,
que incluyen controles de calor, controles de iluminación, controles de motor,
fuentes de alimentación, sistemas de propulsión de vehículos y sistemas de
corriente directa de un alto voltaje (HVDC por sus siglas en ingles).
Resulta difícil trazar los límites de las aplicaciones de la electrónica de potencia;
en especial con las tendencias actuales en el desarrollo de los dispositivos de
potencia y los microprocesadores, él limite superior esta aun indefinido. En la tabla
5-1 se muestran algunas de las aplicaciones de la electrónica de potencia.
Tabla 5.1: Aplicaciones de la electrónica de potencia
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Historia de la electrónica de potencia
La historia de la electrónica de potencia empezó e el año 1900, con la introducción
del rectificador de arco de mercurio. Luego aparecieron gradualmente, el
rectificador de tanque metálico, el rectificador de tubo al alto vació de rejilla
controlada, el fanotron y el tiratron.
Estos dispositivos se aplicaron al control de la energía hasta la década de 1950.
La primera revolución electrónica inicia en 1948 con la invención del transistor de
silicio en los Bell Telephone Laboratories por los señores Bardeen, Brattain y
Shockley. La mayor parte de las tecnologías electrónicas avanzadas actuales
tienen su origen en esta invención. A través de los años la microelectrónica
moderna ha evolucionado a partir de los semiconductores de silicio. El siguiente
gran parte aguas, en 1956, también provino de los Bell Telephone Laboratories: la
invención del transistor de disparo PNPN, que se definió como un tiristor o
rectificador controlado de silicio (SCR) por sus siglas en ingles.
La segunda revolución electrónica empezó en 1958 con el desarrollo del tiristor
comercial por General Electric Company. Ese fue el principio de una nueva era en
la electrónica de potencia. Desde entonces, se han introducidos muy diversos
tipos de dispositivos semiconductores de potencia y técnicas de conversión. La
revolución de microelectrónica nos dio la capacidad de procesar una gran cantidad
de información a una velocidad increíble. La revolución de la electrónica de
potencia nos esta dando la capacidad de dar forma y controlar grandes cantidades
de energía con una eficiencia cada vez mayor.
Debido a la fusión de la electrónica de potencia que es el músculo, con la
microelectrónica, que es el cerebro, se han descubierto muchas aplicaciones
potenciales de la electrónica de potencia, y se descubrirán más. Dentro de los
siguientes 30 años, la electrónica de potencia formara y condicionara la
electricidad, en alguna parte de la línea de transmisión, entre el punto de
generación y todos los usuarios. La revolución de la electrónica de potencia ha
ganado inercia, desde el fin de los años 80 y principios de los 90.
Dispositivos semiconductores de potencia
Desde que se desarrolló el primer tiristor de rectificador controlado de silicio
(SCR), a fines de 1957, ha habido grandes adelantos en los dispositivos
semiconductores de potencia. Hasta 1970, los tiristores convencionales se habían
utilizado en forma exclusiva para el control de la energía en aplicaciones
industriales. A partir de 1970, se desarrollaron varios tipos de dispositivos
semiconductores de potencia que quedaron disponibles en forma comercial. Éstos
se pueden dividir en cinco tipos principales: (1) diodos de potencia, (2) tiristores,
(3) transistores bipolares de juntura de potencia (BJT), (4) MOSFET de potencia, y
(5) transistores bipolares de compuerta aislada (IGBT) y transistores de inducción
estáticos (SIT). Los tiristores se pueden subdividir en ocho tipos: (a) tiristor de
conmutación forzada, (b) tiristor conmutado por línea, (e) tiristor desactivado por
compuerta (GTO), (d) tiristor de conducción inversa (RCT), (e) tiristor de inducción
estático (SITH), (o tiristor desactivado con asistencia de compuerta (GATT), (g)
rectificador controlado de silicio foto activado (LASCR), y (h) tiristores controlados
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por MOS (MCT).
Los transistores de inducción estáticos también están
disponibles en forma comercial.
Los diodos de potencia son de tres tipos: de uso general, de alta velocidad (o de
recuperación rápida) y Schottky. Los diodos de uso general están disponibles
hasta 3000 V, 3500 A, y la especificación de los diodos de recuperación rápida
puede llegar hasta 3000 V, 1000 A. El tiempo de recuperación inversa varía entre
0.1 y 5µs. Los diodos de recuperación rápida son esenciales para la interrupción
de los convertidores de potencia a altas frecuencias. Un diodo tiene dos
terminales: un cátodo y un ánodo. Los diodos Schottky tienen un voltaje bajo de
estado activo y un tiempo de recuperación muy pequeño, típicamente en
nanosegundos. La corriente de fuga aumenta con el voltaje y sus especificaciones
se limitan a 100 V, 300 A. Un diodo conduce cuando el voltaje de su ánodo es más
alto que el de su cátodo; siendo la caída de voltaje directa de un diodo de potencia
muy baja, típicamente 0.5 y 1.2 V. Si el voltaje de cátodo es más alto que el voltaje
de ánodo, se dice que el diodo está en modo de bloqueo. Existen varias
configuraciones de diodos de uso general, mismos que se agrupan básicamente
en dos tipos. Uno se conoce como de perno o montado en perno y el otro como
de disco empacado a presión o de disco de hockey. En el de perno, tanto el
ánodo como el cátodo podrían ser el perno.
Un tiristor tiene tres terminales: un ánodo, un cátodo, y una compuerta. Cuando
una pequeña corriente pasa a través de la terminal de la compuerta hacia el
cátodo, el tiristor conduce, siempre y cuando la terminal del ánodo esté a un
potencial más alto que el cátodo. Una vez que el tiristor está en un modo de
conducción, el circuito de la compuerta no tiene ningún control y el tiristor
continuara conduciendo. Cuando un tiristor está en un modo de conducción, la
caída de potencial en directa es muy pequeña, típicamente 0.5 a 2 V.
Un tiristor que conduce se puede desactivar haciendo que el potencial del ánodo
sea igual o menor que el potencias de cátodo. Los tiristores conmutados en línea
se desactivan en razón de la naturaleza senoidal del voltaje de entrada, y los
tiristores conmutados en forma forzada se desactivan mediante un circuito
adicional conocido como circuitería de conmutación.
Existen varias
configuraciones de tiristores de control de fase (o de conmutación de línea): tipo
perno, tipo disco de hockey, tipo plano, y tipo de aguja.
Los tiristores naturales o conmutados en línea están disponibles con
especificaciones de hasta 6000 V, 3500 A. El tiempo de desactivación de los
tiristores de bloqueo inverso de alta velocidad ha mejorado en forma sustancial y
es posible obtener de 10 a 20 µs con un tiristor de 1200-V, 2000-A. El tiempo de
desactivación se define como el intervalo de tiempo entre el instante en que la
corriente principal se reduce a cero después de la interrupción externa del circuito
de voltaje principal, y el instante en que el tiristor es capaz de aceptar un voltaje
principal especificado, sin activarse. Los RCT y los GATT se utilizan en gran
medida para la interrupción de alta velocidad, en especial en aplicaciones de
tracción. Un RCT se puede considerar como un tiristor que incluye un diodo
inverso en paralelo. Los RCT están disponibles hasta 2500 V, 1000 (y 400 A de
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conducción inversa) con un tiempo de interrupción de 40 µs. Los GATT están
disponibles hasta 1200 V, 400 A con una velocidad de interrupción de 8 µs. Los
LASCR, que se fabrican hasta 6000V, 1500 A, con una velocidad de interrupción
de 200 a 400 µs, son adecuados para sistemas de energía de alto voltaje,
especialmente en HVDC. Para aplicaciones de corriente, alterna de baja potencia
los TRIAC, se utilizan ampliamente en todo tipo de controles sencillos de calor, de
iluminación, de motor, así como interruptores de corriente alterna.
Las
características de los TRIAC son similares a dos tiristores conectados en inverso
paralelo con una sola terminal de compuerta. El flujo de corriente a través de un
TRIAC se puede controlar en cualquier dirección.
Los GTO y los SITH son tiristores auto desactivados. Los GTO y los SITH se
activan mediante la aplicación de un pulso breve positivo a las compuertas, y se
desactivan mediante la aplicación de un pulso corto negativo a las mismas. No
requieren de ningún circuito de conmutación. Los GTO resultan muy atractivos
para la conmutación forzada de convertidores y están disponibles hasta 4000 V,
3000A.
Los SITH, cuyas especificaciones pueden llegar tan alto como 1200 V, 300 A, se
espera que puedan ser aplicados a convertidores de mediana potencia con una
frecuencia de varios cientos de Khz. y más allá del rango de frecuencia de los
GTO. Existen varias configuraciones de GTO.
Los transistores bipolares de alta potencia son comunes en los convertidores de
energía a frecuencias menores que 10 Khz. y su aplicación es eficaz en las
especificaciones de potencia de hasta 1200 V, 400 A. Un transistor bipolar tiene
tres terminales: base, emisor y colector. Por lo general, se opera en forma de
interruptor en la configuración de emisor común. Mientras que la base de un
transistor NPN esté a un potencial más alto que el emisor, y la corriente de base
sea lo suficientemente grande como para excitar al transistor en la región de
saturación, el transistor se conservará activado, siempre que la unión del colector
al emisor esté correctamente polarizada. La caída directa de un transistor en
conducción está en el rango de 0.5 a 1.5 V. Si el voltaje de excitación de la base
es retirado, el transistor se conserva en modo de no conducción (es decir
desactivado).
Los MOSFET de potencia se utilizan en convertidores de potencia de alta
velocidad y están disponibles en una especificación de relativamente poca
potencia en rango de 1000 V, 50 A, en un rango de frecuencia de varias decenas
de Khz. Los IGBT son transistores de potencia controlados por voltaje. Por
naturaleza, son más rápidos que los BJT, pero aún no tan rápidos como los
MOSFET. Sin embargo, ofrecen características de excitación y de salida muy
superiores a las de los BJT. Los IGBT son adecuados para altos voltajes, altas
corrientes y frecuencias de hasta 20 Khz. Los IGBT están disponibles hasta 1200
V, 400 A.
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1.2 EL FET
El transistor bipolar es la espina dorsal de la electrónica lineal, su funcionamiento
se basa en dos tipos de cargas electrones y huecos, es por eso que se denomina
bipolar. Sin embargo para aplicaciones donde se requiere alta impedancia el
transistor unipolar es el más adecuado. El funcionamiento del transistor unipolar
depende de un solo tipo de carga que puede ser electrones o huecos. En la
siguiente figura se muestra su símbolo.
Debido a que la unión Gate-Source está polarizada inversamente (diferencia de
bipolar) la corriente es IG=0. Si tenemos un VG=2v y IG=0 la resistencia de entrada
es
RG = 2v ÷ 0 = ∞
En términos reales la resistencia de entrada no es ∞ debido a una pequeña fuga
de IG, pero si muy cercana del orden de cientos de MΩ.
El termino efecto de campo se relaciona con las capas de empobrecimiento
alrededor de cada región p.
Cuando seleccionamos un transistor tendremos que conocer el tipo de
encapsulado, así como el esquema de identificación de los terminales. También
tendremos que conocer una serie de valores máximos de tensiones, corrientes y
potencias que no debemos sobrepasar para no destruir el dispositivo.
El parámetro de la potencia disipada por el transistor es especialmente crítico con
la temperatura, de modo que esta potencia decrece a medida que aumenta el
valor de la temperatura, siendo a veces necesario la instalación de un radiador o
aleta refrigeradora. Todos estos valores críticos los proporcionan los fabricantes
en las hojas de características de los distintos dispositivos.
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La estructura física del FET así como su símbolo correspondiente se muestra en la
figura 1. En la figura 1.a) se construye empleando una barra de material tipo n
dentro del cual se difunde un par de regiones tipo p. Un JFET de canal p se
elabora empleando una barra de material tipo p con regiones difundidas tipo n,
como se muestra en la figura anterior.
Compuerta
( G )
S
D
G
Fuente ( S )
p
Drenaje ( D )
material n
p
Contacto óhmico
( 1.a ) FET canal n (tipo p)
Compuerta ( G )
S
D
G
Fuente ( S )
)
N
Drenaje ( D
material P
N
Contacto óhmico
(1.b) FET canal p (tipo n)
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Zonas de funcionamiento del transistor de efecto de campo (FET):
1. ZONA ÓHMICA o LINEAL: En esta zona el transistor se comporta como
una resistencia variable dependiente del valor de VGS. Un parámetro que
aporta el fabricante es la resistencia que presenta el dispositivo para
VDS=
0
(rds
y
distintos
valores
de
VGS.
on),
2. ZONA DE SATURACIÓN: En esta zona es donde el transistor amplifica y
se comporta como una fuente de corriente gobernada por VGS
3. ZONA DE CORTE: La intensidad de drenador es nula (ID=0).
A diferencia del transistor BJT, los terminales drenador y surtidor del FET pueden
intercambiar sus papeles sin que se altere apreciablemente la característica V-I
(se trata de un dispositivo simétrico).
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Entre las principales aplicaciones de este dispositivo podemos destacar:
APLICACIÓN
PRINCIPAL VENTAJA
USOS
Impedancia de entrada alta y de
salida baja
Uso general,
equipo de
medida,
receptores
Amplificador de RF
Bajo ruido
Sintonizadores
de FM, equipo
para
comunicaciones
Mezclador
Baja distorsión de
intermodulación
Receptores de
FM y TV,
equipos para
comunicaciones
Amplificador con
CAG
Receptores,
Facilidad para controlar ganancia generadores de
señales
Aislador o
separador (buffer)
Amplificador
cascodo
Troceador
Baja capacidad de entrada
Instrumentos de
medición,
equipos de
prueba
Ausencia de deriva
Amplificadores
de cc, sistemas
de control de
dirección
Resistor variable por
Se controla por voltaje
voltaje
Amplificadores
operacionales,
órganos
electrónicos,
controlas de
tono
Amplificador de baja Capacidad pequeña de
acoplamiento
frecuencia
Audífonos para
sordera,
transductores
inductivos
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1.3 El SCR.
En la industria hay numerosas operaciones, las cuales requieren se entregue una
cantidad de potencia eléctrica variable y controlada. La iluminación, el control de
velocidad de un motor, la soldadura eléctrica y el calentamiento eléctrico, son las
cuatro operaciones más comunes. Siempre es posible controlar la cantidad de
potencia eléctrica que se entrega a una carga si se utiliza un transformador
variable para proporcionar un voltaje de salida variables. Sin embargo, para
grandes potencias, los transformadores variables son físicamente grandes y
costosos y necesitan un mantenimiento frecuente, estos tres factores hacen que
los transformadores variables sean poco utilizados.
Otro método para controlar la potencia eléctrica que se entrega a una carga, es
intercalar un reóstato en serie con la carga, para así controlar y limitar la corriente.
Nuevamente para grandes potencias, los reóstatos resultan de gran tamaño,
costosos, necesitan mantenimiento además, despercidian una cantidad apreciable
de energía. Los reóstatos no son la alternativa deseable frente a los
transformadores variables en el control de potencia industrial.
Desde 1960 está disponible un dispositivo electrónico, el cuál no adolece de las
fallas antes mencionadas. El SCR es pequeño y relativamente barato, no necesita
mantenimiento y su consumo de potencia es muy pequeño. Algunos SCR
modernos pueden controlar corrientes del orden de cientos de amperios en
circuitos que operan a voltajes tan elevados como 1000 volts. Por estas razones,
los SCR son muy importantes en el campo del control industrial moderno.
Dentro de la familia de dispositivos pnpn, el rectificador controlado de silicio (SCR)
es, sin duda, el de mayor interés hoy en día, y fue presentado por primera vez en
1956 por los Bell Telephone Laboratories. Algunas de las áreas más comunes de
aplicación de los SCR son controles de relevador, circuitos de retardo de tiempo,
fuentes de alimentación reguladas, interruptores estáticos, controles de motores,
recortadores, inversores, cicloconversores, cargadores de baterías, circuitos de
protección, controles de calefacción y controles de fase.
En años recientes han sido diseñados SCR para controlar potencias tan altas de
hasta 10 MW y con valores individuales tan altos como de 2000 A a 1800 V. Su
rango de frecuencia de aplicación también ha sido extendido a cerca de 50 kHz, lo
que ha permitido algunas aplicaciones de alta frecuencia.
Operación Básica del Rectificador Controlado de Silicio
Como su nombre lo indica, el SCR es un rectificador construido con material de
silicio con una tercera terminal para efecto de control. Se escogió el silicio debido
a sus capacidades de alta temperatura y potencia. La operación básica del SCR
es diferente de la del diodo semiconductor de dos capas fundamental, en que una
tercera terminal, llamada compuerta, determina cuándo el rectificador conmuta del
estado de circuito abierto al de circuito cerrado. No es suficiente sólo la
polarización directa del ánodo al cátodo del dispositivo. En la región de conducción
la resistencia dinámica el SCR es típicamente de 0.01 a 0.1
. La resistencia
inversa es típicamente de 100 k
o más.
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El símbolo gráfico para el SCR se muestra en la figura1, y las conexiones
correspondientes a la estructura de semiconductor de cuatro capas en la figura 2
Figura 1 Símbolo del SCR.
Figura 2. Construcción básica del SCR.
Modelo de SCR de dos transistores:
La acción regenerativa o de enganche debido a la retroalimentación directa se
puede demostrar mediante un modelo de un SCR de dos transistores. Un SCR se
puede considerar como dos transistores complementarios, un transistor PNP, Q1, y
un transistor NPN, Q2, tal y como se demuestra en la figura 3.
a) Estructura básica b) Circuito equivalente
Fig. 3 Modelo del SCR.
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Activación del SCR:
Un SCR se activa incrementando la corriente del ánodo. Esto se puede llevar a
cabo mediante una de las siguientes formas:
ƒ TERMICA. Si la temperatura de un SCR es alta habrá un aumento en el
número de pares electrón-hueco, lo que aumentará las corrientes de fuga. y
pudiera activarse. Este tipo de activación puede causar una fuga térmica
que por lo general se evita.
ƒ LUZ. Si se permite que la luz llegue a las uniones de un SCR, aumentaran
los pares electrón-hueco pudiéndose activar el SCR. La activación de
tiristores por luz se logra permitiendo que esta llegue a los discos de silicio.
ƒ ALTO VOLTAJE. Si el voltaje directo ánodo a cátodo es mayor que el
voltaje de ruptura directo VBO, fluirá una corriente de fuga suficiente para
iniciar una activación regenerativa. Este tipo de activación puede resultar
destructiva por lo que se debe evitar.
ƒ dv/dt. Si la velocidad de elevación del voltaje ánodo-cátodo es alta, la
corriente de carga de las uniones capacitivas puede ser suficiente para
activar el SCR. Un valor alto de corriente de carga puede dañar el SCR por
lo que el dispositivo debe protegerse contra dv/dt alto. Los fabricantes
especifican el dv/dt máximo permisible de los tiristores.
ƒ CORRIENTE DE COMPUERTA. Si un SCR está polarizado en directa, la
inyección de una corriente de compuerta al aplicar un voltaje positivo de
compuerta entre la compuerta y las terminales del cátodo activará al SCR.
Conforme aumenta la corriente de compuerta, se reduce el voltaje de
bloqueo directo, tal y como aparece en la fig.4 y además se proporcionan
las características de un SCR para diversos valores de corriente de
compuerta. Las corrientes y voltajes más usados se indican en las
características.
ƒ Voltaje de ruptura directo V(BR) F* es el voltaje por arriba del cual el SCR
entra a la región de conducción
ƒ Corriente de sostenimiento (IH) es el valor de corriente por abajo del cual el
SCR cambia del estado de conducción a la región de bloqueo directo bajo
las condiciones establecidas.
Figura 4. Características del SCR.
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Aplicaciones del SCR.
Tiene variedad de aplicaciones entre ellas están las siguientes:
Circuitos de retardo de tiempo.
ƒ Fuentes de alimentación reguladas.
ƒ Interruptores estáticos.
ƒ Controles de motores.
ƒ Recortadores.
ƒ Inversores.
ƒ Cicloconversores.
ƒ Cargadores de baterías.
ƒ Circuitos de protección.
ƒ Controles de calefacción.
ƒ Controles de fase.
En la figura 5 se muestra un interruptor estático es serie de medida de media
onda. Si el interruptor está cerrado, la corriente de compuerta fluirá durante la
parte positiva de la señal de entrada, encendiendo al SCR. La resistencia R1 limita
la magnitud de la corriente de compuerta. Cuando el SCR se enciende, el voltaje
ánodo a cátodo (VF) caerá al valor de conducción, dando como resultado una
corriente de compuerta muy reducida y muy poca pérdida en el circuito de
compuerta. Para la región negativa de la señal de entrada el SCR se apagará,
debido a que el ánodo es negativo respecto al cátodo. Se incluye al diodo D1 para
prevenir una inversión en la corriente de compuerta.
Las formas de onda para la corriente y voltaje de carga resultantes se muestran en
la figura 5b. El resultado es una señal rectificada de media onda a través de la
carga. Si se desea conducción a menos de 180º, el interruptor se puede cerrar en
cualquier desplazamiento de fase durante la parte positiva de la señal de entrada.
El interruptor puede ser electrónico, electromagnético, dependiendo de la
aplicación.
a)
Figura 5. Interruptor estático en serie de media onda.
b)
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En la figura 6a se muestra un circuito capaz de establecer un ángulo de
conducción entre 90º y 180º. El circuito es similar al de la figura 5, con excepción
de la resistencia variable y la eliminación del interruptor. La combinación de las
resistencias R y R1 limitará la corriente de compuerta durante la parte positiva de
la señal de entrada. Si R1 está en su valor máximo, la corriente de compuerta
nunca llegará a alcanzar la magnitud de ence4ndido. Conforme R1 disminuye
desde el máximo, la corriente de compuerta se incrementará a partir del mismo
voltaje de entrada.
De esta forma se puede establecer la corriente de compuerta requerida para el
encendido en cualquier punto entre 0º y 90º, como se muestra en la figura 6b. Si
R1es bajo, el SCR se disparará de inmediato y resultará la misma acción que la
obtenida del circuito de la figura 6b, el control no puede extenderse más allá de un
desplazamiento de fase de 90º, debido a que la entrada está a su valor máximo en
este punto. Si falla para disparar a éste y a menores valores del voltaje de entrada
en la pendiente positiva de la entrada, se debe esperar la misma respuesta para la
parte de pendiente negativa de la forma de onda de la señal. A esta operación se
le menciona normalmente en términos técnicos como control de fase de media
onda por resistencia variable. Es un método efectivo para controlar la corriente
rms y, por tanto, la potencia se dirige hacia la carga.
a)
Figura 6. Control de fase de resistencia variable de media onda.
b)
Control unidireccional de rectificación de onda completa
La Fig. 7 muestra como dos SCR pueden combinarse con un transformador de
toma central para efectuar un control de onda completa. Este circuito se asemeja
bastante al rectificador de onda completa para una fuente de alimentación de DC
cuando el devanado secundario está en semiciclo positivo, positivo arriba y
negativo abajo, el SCR puede cebarse. Esto conecta la carga a la mitad superior
del devanado secundario se encuentra en el semiciclo negativo, el SCR, puede
cebarse conectando la carga a la mitad inferior del devanado secundario.
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La corriente a través de la carga siempre fluye en la misma dirección tal como
sucede en una fuente de onda completa. La figura 2(b) muestra las formas de
onda de voltaje en la carga y del voltaje ac de línea para un ángulo de disparo
mencionado de 45º aproximadamente.
La figura 7(a) muestra dos circuitos de disparo, una para cada SCR a menudo
estos dos circuitos pueden combinarse en uno solo, esta práctica de diseño
asegura que el ángulo de disparo es el mismo en ambos ciclos.
Circuito de
disparo SCR1
SCR1
Fuente de VAC
SCR2
Carga
Circuto de
disparo SCR2
(a)
V fuente
t
(b)
V carga
t
Figura 7, (a) Control de potencia de onda completa, (b) formas de
onda.
Control de potencia de onda completa con rectificación, utilizando dos SCR y un
devanado con toma central (b) formas de onda del voltaje de la fuente y del voltaje
en la carga. Ambos semiciclos están siendo utilizados para la entrega de potencia,
pero el voltaje en la carga tiene una sola polaridad.
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1.4 El Diac.
Dispositivo semiconductor de dos terminales de estructura similar a la del
transistor que presenta cierto tipo de conductividad biestable en ambos sentidos.
Cuando las tensiones presentes en sus terminales son suficientemente altas se
utiliza principalmente junto a los triacs que para el control en fase de los circuitos.
Es un tipo de tiristor que puede conducir en los dos sentidos. Es un dispositivo de
dos terminales que funciona básicamente como dos diodos Shockley que
conducen en sentidos opuestos.
La curva de funcionamiento refleja claramente el comportamiento del diac, que
funciona como un diodo Shockley tanto en polarización directa como en inversa.
Cualquiera que sea la polarización del dispositivo, para que cese la conducción
hay que hacer disminuir la corriente por debajo de la corriente de mantenimiento
IH. Las partes izquierda y derecha de la curva, a pesar de tener una forma
análoga, no tienen por qué ser simétricas.
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1.5 El TRIAC.
El triac es un dispositivo semiconductor de tres terminales que se usa para
controlar el flujo de corriente promedio a una carga, con la particularidad de que
conduce en ambos sentidos y puede ser bloqueado por inversión de la tensión o al
disminuir la corriente por debajo del valor de mantenimiento. El triac puede ser
disparado independientemente de la polarización de puerta, es decir, mediante
una corriente de puerta positiva o negativa.
Descripción general
Cuando el triac conduce, hay una trayectoria de flujo de corriente de muy baja
resistencia de una terminal a la otra, dependiendo la dirección de flujo de la
polaridad del voltaje externo aplicado. Cuando el voltaje es mas positivo en MT2,
la corriente fluye de MT2 a MT1 en caso contrario fluye de MT1 a MT2. En ambos
casos el triac se comporta como un interruptor cerrado. Cuando el triac deja de
conducir no puede fluir corriente entre las terminales principales sin importar la
polaridad del voltaje externo aplicado por tanto actúa como un interruptor abierto.
Debe tenerse en cuenta que si se aplica una variación de tensión importante al
triac (dv/dt) aún sin conducción previa, el triac puede entrar en conducción directa.
CONSTRUCCION BASICA, SIMBOLO, DIAGRAMA EQUIVALENTE
La estructura contiene seis capas como se indica en la figura anterior, aunque
funciona siempre como un tiristor de cuatro capas. En sentido MT2-MT1 conduce
a través de P1N1P2N2 y en sentido MT1-MT2 a través de P2N1P1N4. La capa N3
facilita el disparo con intensidad de puerta negativa. La complicación de su
estructura lo hace mas delicado que un SCR en cuanto a di/dt y capacidad para
soportar sobre intensidades.
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Se fabrican para intensidades de 1 hasta unos 2000 Amperios eficaces y desde
400 a 2000 V de tensión de pico repetitivo. Los triac son fabricados para funcionar
a frecuencias bajas, los fabricados para trabajar a frecuencias medias son
denominados alternistores. En la figura anterior se muestra el símbolo
esquemático e identificación de las terminales de un triac, la nomenclatura Ánodo
2 (A2) y Ánodo 1 (A1) pueden ser reemplazados por Terminal Principal 2 (MT2) y
Terminal Principal 1 (MT1) respectivamente.
El Triac actúa como dos rectificadores controlados de silicio (SCR) en paralelo,
este dispositivo es equivalente a dos latchs.
La figura siguiente describe la característica tensión – corriente del Triac. Muestra
la corriente a través del Triac como una función de la tensión entre los ánodos MT2
y MT1.
El punto VBD (tensión de ruptura) es el punto por el cual el dispositivo pasa de una
resistencia alta a una resistencia baja y la corriente, a través del Triac, crece con
un pequeño cambio en la tensión entre los ánodos.
Característica tensión – corriente
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El Triac permanece en estado ON hasta que la corriente disminuye por debajo de
la corriente de mantenimiento IH. Esto se realiza por medio de la disminución de la
tensión de la fuente. Una vez que el Triac entra en conducción, la compuerta no
controla mas la conducción, por esta razón se acostumbra dar un pulso de
corriente corto y de esta manera se impide la disipación de energía sobrante en la
compuerta.
El mismo proceso ocurre con respecto al tercer cuadrante, cuando la tensión en el
ánodo MT2 es negativa con respecto al ánodo MT1 y obtenemos la característica
invertida. Por esto es un componente simétrico en cuanto a conducción y estado
de bloqueo se refiere, pues la característica en el cuadrante I de la curva es igual
a la del cuadrante III
Métodos de disparo del TRIAC.
Como hemos dicho, el Triac posee dos ánodos denominados (MT1 y MT2) y una
compuerta G.
La polaridad de la compuerta G y la polaridad del ánodo 2, se miden con respecto
al ánodo 1.
El triac puede ser disparado en cualquiera de los dos cuadrantes I y III mediante la
aplicación entre los terminales de compuerta G y MT1 de un impulso positivo o
negativo. Esto le da una facilidad de empleo grande y simplifica mucho el circuito
de disparo. Veamos cuáles son los fenómenos internos que tienen lugar en los
cuatro modos posibles de disparo.
1 – El primer modo del primer cuadrante designado por I (+), es aquel en que la
tensión del ánodo MT2 y la tensión de la compuerta son positivas con respecto al
ánodo MT1 y este es el modo mas común (Intensidad de compuerta entrante).
La corriente de compuerta circula internamente hasta MT1, en parte por la unión
P2N2 y en parte a través de la zona P2. Se produce la natural inyección de
electrones de N2 a P2, que es favorecida en el área próxima a la compuerta por la
caída de tensión que produce en P2 la circulación lateral de corriente de
compuerta. Esta caída de tensión se simboliza en la figura por signos + y - .
Parte de los electrones inyectados alcanzan por difusión la unión P2N1 que
bloquea el potencial exterior y son acelerados por ella iniciándose la conducción.
2 – El Segundo modo, del tercer cuadrante, y designado por III(-) es aquel en que
la tensión del ánodo MT2 y la tensión de la compuerta son negativos con respecto
al ánodo MT1 (Intensidad de compuerta saliente).
Se dispara por el procedimiento de puerta remota, conduciendo las capas
P2N1P1N4.
La capa N3 inyecta electrones en P2 que hacen más conductora la unión P2N1.
La tensión positiva de T1 polariza el área próxima de la unión P2N1 más
positivamente que la próxima a la puerta. Esta polarización inyecta huecos de P2
a N1 que alcanzan en parte la unión N1P1 y la hacen pasar a conducción.
3 – El tercer modo del cuarto cuadrante, y designado por I(-) es aquel en que la
tensión del ánodo MT2 es positiva con respecto al ánodo MT1 y la tensión de
disparo de la compuerta es negativa con respecto al ánodo MT1( Intensidad de
compuerta saliente).
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El disparo es similar al de los tiristores de puerta de unión. Inicialmente conduce la
estructura auxiliar P1N1P2N3 y luego la principal P1N1P2N2.
El disparo de la primera se produce como en un tiristor normal actuando T1 de
puerta y P de cátodo. Toda la estructura auxiliar se pone a la tensión positiva de
T2 y polariza fuertemente la unión P2N2 que inyecta electrones hacia el área de
potencial positivo. La unión P2N1 de la estructura principal, que soporta la tensión
exterior, es invadida por electrones en la vecindad de la estructura auxiliar,
entrando en conducción.
4 – El cuarto modo del Segundo cuadrante y designado por III(+) es aquel en que
la tensión del ánodo T2 es negativa con respecto al ánodo MT1, y la tensión de
disparo de la compuerta es positiva con respecto al ánodo MT1(Intensidad de
compuerta entrante).
El disparo tiene lugar por el procedimiento llamado de puerta remota. Entra en
conducción la estructura P2N1P1N4.
La inyección de N2 a P2 es igual a la descrita en el modo I(+). Los que alcanzan
por difusión la unión P2N1 son absorbidos por su potencial de unión, haciéndose
más conductora. El potencial positivo de puerta polariza más positivamente el área
de unión P2N1 próxima a ella que la próxima a T1, provocándose una inyección
de huecos desde P2 a N1 que alcanza en parte la unión N1P1 encargada de
bloquear la tensión exterior y se produce la entrada en conducción.
El estado I(+), seguido de III(-) es aquel en que la corriente de compuerta
necesaria para el disparo es mínima. En el resto de los estados es necesaria una
corriente de disparo mayor. El modo III(+) es el de disparo más difícil y debe
evitarse su empleo en lo posible.
En general, la corriente de encendido de la compuerta, dada por el fabricante,
asegura el disparo en todos los estados.
Formas de onda de los triacs.
La relación en el circuito entre la fuente de voltaje, el triac y la carga se representa
en la siguiente figura. La corriente promedio entregada a la carga puede variarse
alterando la cantidad de tiempo por ciclo que el triac permanece en el estado
encendido. Si permanece una parte pequeña del tiempo en el estado encendido,
el flujo de corriente promedio a través de muchos ciclos será pequeño, en cambio
si permanece durante una parte grande del ciclo de tiempo encendido, la corriente
promedio será alta.
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Un triac no esta limitado a 180 de conducción por ciclo. Con un arreglo adecuado
del disparador, puede conducir durante el total de los 360 del ciclo. Por tanto
proporciona control de corriente de onda completa, en lugar del control de media
onda que se logra con un SCR.
Las formas de onda de los triacs son muy parecidas a las formas de onda de los
SCR, a excepción de que pueden dispararse durante el semiciclo negativo. En la
figura siguiente se muestran las formas de onda tanto para el voltaje de carga
como para el voltaje del triac (a través de los terminales principales) para dos
condiciones diferentes.
Las formas de onda muestran apagado el triac durante los primeros 30 de cada
semiciclo, durante estos 30 el triac se comporta como un interruptor abierto,
durante este tiempo el voltaje completo de línea se cae a través de las terminales
principales del triac, sin aplicar ningún voltaje a la carga. Por tanto no hay flujo de
corriente a través del triac y la carga.
La parte del semiciclo durante la cual existe esta situación se llama ángulo de
retardo de disparo.
Después de transcurrido los 30, el triac dispara y se vuelve como un interruptor
cerrado y comienza a conducir corriente a la carga, esto lo realiza durante el resto
del semiciclo. La parte del semiciclo durante la cual el triac esta encendido se
llama ángulo de conducción.
Las demás figuras muestran las mismas formas de ondas pero con ángulo de
retardo de disparo mayor.
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Ejemplo 1 circuito practico para disparo
En la FIG. 5 se muestra un circuito práctico de disparo de un triac utilizando un
UJT. El resistor RF es un resistor variable que se modifica a medida que las
condiciones de carga cambian. El transformador T1 es un transformador de
aislamiento, y su propósito es aislar eléctricamente el circuito secundario y el
primario, para este caso aísla el circuito de potencia ca del circuito de disparo.
FIG.5
La onda senoidal de ca del secundario de T1 es aplicada a un rectificador en
puente y la salida de este a una combinación de resistor y diodo zener que
suministran una forma de onda de 24 v sincronizada con la línea de ca. Esta forma
de onda es mostrada en la FIG. 6 (a).
Funcionamiento.
Cuando la alimentación de 24 v se establece, C1 comienza a cargarse hasta la Vp
del UJT, el cual se dispara y crea un pulso de corriente en el devanado primario
del transformador T2. Este se acopla al devanado secundario, y el pulso del
secundario es entregado a la compuerta del triac, encendiéndolo durante el resto
del semiciclo. Las formas de onda del capacitor (Vc1), corriente del secundario de
T2 (Isec) y voltaje de carga (VLD), se muestran en la FIG. 6 (b), (c),(d).
La razón de carga de C1 es determinada por la razón de RF a R1, que forman un
divisor de voltaje, entre ellos se dividen la fuente de CD de 24 v que alimenta al
circuito de disparo. Si RF es pequeño en relación a R1, entonces R1 recibirá una
gran parte de la fuente de 24 v, esto origina que el transistor PNP Q1 conduzca,
con una circulación grande de corriente por el colector pues el voltaje de R1 es
aplicado al circuito de base, por lo tanto C1 se carga con rapidez. Bajo estas
condiciones el UJT se dispara pronto y la corriente de carga promedio es alta.
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Por otra parte se RF es grande en relación a R1, entonces el voltaje a través de R1
será menor que en el caso anterior, esto provoca la aparición de un voltaje menor
a través del circuito base-emisor de Q1 con la cual disminuye su corriente de
colector y por consiguiente la razón de carga de C1 se reduce, por lo que le lleva
mayor tiempo acumular el Vp del UJT. Por lo tanto el UJT y el triac se disparan
después en el semiciclo y la corriente de carga promedio es menor que antes.
FIG.6
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Ejemplo 2 práctico de aplicación.
En la figura siguiente puede verse una aplicación práctica de gobierno de un motor
de c.a. mediante un triac (TXAL228). La señal de control (pulso positivo) llega
desde un circuito de mando exterior a la puerta inversora de un ULN2803 que a su
salida proporciona un 0 lógico por lo que circulará corriente a través del diodo
emisor perteneciente al MOC3041 (opto acoplador). Dicho diodo emite un haz
luminoso que hace conducir al Fototriac a través de R2 tomando la tensión del
ánodo del triac de potencia. Este proceso produce una tensión de puerta suficiente
para excitar al triac principal que pasa al estado de conducción provocando el
arranque del motor.
Debemos recordar que el triac se desactiva automáticamente cada vez que la
corriente pasa por cero, es decir, en cada semiciclo, por lo que es necesario
redisparar el triac en cada semionda o bien mantenerlo con la señal de control
activada durante el tiempo que consideremos oportuno. Como podemos apreciar,
entre los terminales de salida del triac se sitúa una red RC cuya misión es proteger
al semiconductor de potencia, de las posibles sobrecargas que se puedan producir
por las corrientes inductivas de la carga, evitando además cebados no deseados.
Es importante tener en cuenta que el triac debe ir montado sobre un disipador de
calor constituido a base de aletas de aluminio de forma que el semiconductor se
refrigere adecuadamente.
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1.6
El UJT (Transistor de unijuntura).
El transistor monounión (UJT) se utiliza comúnmente para generar señales de
disparo en los SCR. En la figura 5-7a aparece un circuito básico de disparo UJT.
Un UJT tiene tres terminales, conocidas corno emisor E, base uno B1, y base dos
B2. Entre B1 y B2 la monounión tiene las características de una resistencia
ordinaria (la resistencia entre bases RBB teniendo valores en el rango de 4.7
a
9.1 kΩ).
Cuando se aplica el voltaje de alimentación V, en cd, se carga el capacitar C a
través la resistencia R, dado que el circuito emisor del UJT está en estado abierto.
La constante de tiempo del circuito de carga es τ1= RC. Cuando el voltaje del
emisor VE, el mismo que el voltaje del capacitor Vc, llega al voltaje pico, Vp, se
activa el UJT y el capacitar C se descarga a través de RB1 a una velocidad
determinada por la constante de τ2= RB1C. τ2 es mucho menor τ1.
Cuando el voltaje del emisor VE se reduce al punto del valle Vv, el emisor deja de
conducir, se desactiva el UJT y se repite el ciclo de carga. Las formas de onda del
emisor y de los voltajes de disparo aparecen en la figura.
La forma de onda del voltaje de disparo VB1 es idéntica a la corriente de descarga
del capacitor C1.
El voltaje de disparo VB1 debe diseñarse lo suficientemente grande como para
activar al SCR. El periodo de oscilación, T, es totalmente independiente del voltaje
de alimentación Vs.
En términos sencillos, los UJT operan como sigue.
9 Cuando el voltaje entre el Emisor y la Base1, VEB1, es menor que cierto
valor llamado el voltaje pico, Vp, el UJT está apagando y no puede haber
flujo de corriente de E a B1 (IE =0).
9 Cuando VEB1 excede a Vp por una cantidad muy pequeña, el UJT se
dispara, o enciende. Cuando esto ocurre, el circuito de E a B1 se vuelve
casi un cortocircuito, y la corriente puede descargarse de una terminal a la
otra. En la mayoria de los circuitos UJT, la descarga de corriente de E a B1
es de corta duración, y el UJT pronto se revierte a la condición de apagado.
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1.7 El PUT (Transistor Unijuntura Programable).
El transistor monounión programable (PUT) es un pequeño tiristor que
aparece en la figura 5-8. Un PUT se puede utilizar como un oscilador
de relajación, tal y como se muestra en la figura 5-8. El voltaje de
compuerta VG se mantiene desde la alimentación mediante el divisor
resistivo de voltaje R1 y R2, y determina el voltaje de punto de pico
Vp. En el caso del UJT, Vp está fijo para un dispositivo por el voltaje
de alimentación de cd. Pero el Vp de un PUT puede variar al modificar
el valor del divisor resistivo RI y R2. Si el voltaje del ánodo VA es
menor que el voltaje de compuerta VG, el dispositivo se conservará en
su estado inactivo. Si VA excede el voltaje de compuerta en una caída
de voltaje de diodo VD, se alcanzará el punto de pico y el dispositivo se
activara. La corriente de pico Ip y la corriente del punto de valle Iv,
dependen de la impedancia o, equivalente en la compuerta RG =
R1R2/(RI + R2) y del voltaje de alimentación de cd Vs. En general, Rk
está limitado a un valor por debajo de 100Ω.
Figura 5-8: Circuito de disparo para un PUT.
El oscilador de relajación PUT de la figura siguiente resalta algunas de las
características del PUT que los distinguen de un UJT estándar. Note primero que
la frecuencia de oscilación es ajustada variando el voltaje de cd aplicado a la
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compuerta por el divisor de voltaje RG1-RG2. Haga la comparación con un
oscilador UJT, donde la frecuencia se ajustaría variando RT, para cambiar la razón
de carga del capacitor de temporización CT. El acto de variar VG puede
considerarse como la programación del PUT.
+12V
Rt
22Mohms
RG1F
470Kohms
Vsalida
Ánodo
RG1V
500Kohms
+
20uF
Gate
Cátodo
Rk
100 ohms
RG2
1Mohms
Oscilador de relajación (la frecuencia varía con RG1V)
Con el resistor de cátodo Rk presente, la referencia de tierra para el circuito es
tomada de su terminal inferior, en lugar de la terminal del cátodo misma. Esto,
virtualmente no tiene efecto sobre Vp, pues el voltaje a través de Rk es
prácticamente cero cuando el PUT está en su estado de apagado.
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1.8 GTO (Gate Turn-off Thyristor)
Un tiristor GTO puede ser encendido por un solo pulso de corriente positiva en la
terminal “gate” (como en el tiristor), pero en cambio puede ser apagado por un
pulso de corriente negativa en la terminal “gate”. Ambos estados, tanto el estado
de encendido como el estado de apagado del dispositivo son controlados por la
corriente en la terminal “gate”.
El símbolo para el tiristor GTO usado más frecuente, así como sus características
de conmutación se muestran en la figura.
El proceso de encendido es similar al del tiristor. Las características de apagado
son un poco diferentes. Cuando un voltaje negativo es aplicado a través de las
terminales “gate” y cátodo, la corriente en el gate (ig), crece. Cuando la corriente
en el gate alcanza su máximo valor IGR, la corriente de ánodo comienza a caer y el
voltaje a través del dispositivo (VAK), comienza a crecer. El tiempo de caída de la
corriente de ánodo (IA) es abrupta, típicamente menor a 1 µs. Después de esto, la
corriente de ánodo varía lentamente y ésta porción de la corriente de ánodo es
conocido como corriente de cola.
La razón (IA/IGR) de la corriente de ánodo IA a la máxima corriente negativa en el
gate (IGR) requerida para el voltaje es baja, comúnmente entre 3 y 5. Por ejemplo,
para un voltaje de 2500 V y una corriente de 1000 A, un GTO normalmente
requiere una corriente negativa de pico en el gate de 250 A para el apagado.
La estructura del GTO es esencialmente la misma que un tiristor convencional.
Como se muestra en la figura, existen 4 capas de silicón (pnpn), 3 uniones y tres
terminales (ánodo, cátodo y gate). La diferencia en la operación, radica en que en
que una señal negativa en el gate puede apagar el GTO.
Mientras el GTO se encuentre apagado y no exista señal en el gate, el dispositivo
se bloquea para cualquier polaridad en el ánodo, pero una corriente de fuga (IA leak)
existe. Con un voltaje de bias en directa el GTO se bloquea hasta que un voltaje
de ruptura VAK = VB0 es alcanzado. En este punto existe un proceso dinámico de
encendido., VAK = 3V y la corriente IA es determinada por la carga. Cuando el GTO
se apaga y con la aplicación de una voltaje en inversa, solo una pequeña corriente
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de fuga (IA leak) existe. Una polarización en inversa VAK puede ser alcanzada
cuando ocurra un corte. El valor del voltaje del voltaje de ruptura inverso depende
del método de fabricación para la creación de una regeneración interna para
facilitar el proceso de apagado.
Con un voltaje de polarización directo aplicado al ánodo y un pulso de corriente
positiva es aplicada al gate, el GTO se enciende y permanece de esa forma. Para
ésta condición, existen 2 formas de apagarlo. Una forma es reduciendo la
corriente de ánodo IA por medios externos hasta un valor menor a la corriente de
holding Ih, en la cual, la acción regenerativa interna no es efectiva. La segunda
forma de apagarlo es por medio de un pulso en el gate, y este es el método más
recomendable porque proporciona un mejor control.
Como el GTO tiene una conducción de corriente unidireccional, y puede ser
apagado en cualquier instante, éste se aplica en circuitos chopper (conversiones
de dc- dc) y circuitos inversores (conversiones dc –ac) a niveles de potencia en los
que los MOSFET’s, TBJ’s e IGBT’s no pueden ser utilizados. A bajos niveles de
potencia los semiconductores de conmutación rápida son preferibles. En la
conversión de AC – DC, los GTO’s, son útiles porque las estrategias de
conmutación que posee, pueden ser usadas para regular la potencia, como el
factor de potencia.
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1.9 IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)
El IGBT es un dispositivo semiconductor de potencia híbrido que combina los
atributos del TBJ y del MOSFET. Posee una compuerta tipo MOSFET y por
consiguiente tiene una alta impedancia de entrada. El gate maneja voltaje como el
MOSFET. El símbolo más comúnmente usado se muestra en la figura . Al igual
que el MOSFET de potencia, el IGBT no exhibe el fenómeno de ruptura
secundario como el TBJ.
La estructura del IGBT es similar al un MOSFET de canal n, una porción de la
estructura es la combinación de regiones n+ , p y n- que forman el MOSFET entre
el source S y el gate G con la región de flujo n- que es el drain D del MOSFET.
Otra parte es la combinación de 3 capas p+ n- p, que crea un transistor de unión
bipolar entre el drain D y el source. La región p actúa como colector C, la región nactúa como la base B y la región p+ actúa como el emisor E de un transistor pnp.
Entre el drain y el source existen 4 capas p+n-pn+ que forman un tiristor. Este
tiristor es parásito y su efecto es minimizado por el fabricante del IGBT.
Consideremos que el IBGT se encuentra bloqueado inicialmente. Esto significa
que no existe ningún voltaje aplicado al gate. Si un voltaje VGS es aplicado al gate,
el IGBT enciende inmediatamente, la corriente ID es conducida y el voltaje VDS se
va desde el valor de bloqueo hasta cero. LA corriente ID persiste para el tiempo tON
en el que la señal en el gate es aplicada. Para encender el IGBT, la terminal drain
D debe ser polarizada positivamente con respecto a la terminal S. LA señal de
encendido es un voltaje positivo VG que es aplicado al gate G. Este voltaje, si es
aplicado como un pulso de magnitud aproximada de 15, puede causar que el
tiempo de encendido sea menor a 1 µs, después de lo cual la corriente de drain iD
es igual a la corriente de carga IL (asumida como constante). Una vez encendido,
el dispositivo se mantiene así por una señal de voltaje en el gate. Sin embargo, en
virtud del control de voltaje la disipación de potencia en el gate es muy baja.
EL IGBT se apaga simplemente removiendo la señal de voltaje VG de la terminal
gate. La transición del estado de conducción al estado de bloqueo puede tomar
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apenas 2 µs, por lo que la frecuencia de conmutación puede estar en el rango de
los 50 kHz.
EL IGBT requiere un valor límite VGS(TH) para el estado de cambio de encendido a
apagado y viceversa. Este es usualmente de 4 V. Arriba de este valor el voltaje
VDS cae a un valor bajo cercano a los 2 V. Como el voltaje de estado de encendido
se mantiene bajo, el gate debe tener un voltaje arriba de 15 V, y la corriente iD se
autolimita.
El IGBT se aplica en controles de motores eléctricos tanto de corriente directa
como de corriente alterna, manejados a niveles de potencia que exceden los 50
kW.
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UNIDAD II.
ELEMENTOS FOTOELÉCTRICOS.
2.1 Introducción
La optoelectrónica es el nexo de unión entre los sistemas ópticos y los sistemas
electrónicos. Los componentes optoelectrónicos son aquellos cuyo funcionamiento
está relacionado directamente con la luz.
Los sistemas optoelectrónicos están cada vez más de moda. Hoy en día parece
imposible mirar cualquier aparato eléctrico y no ver un panel lleno de luces o de
dígitos más o menos espectaculares. Por ejemplo, la mayoría de los walkman
disponen de un piloto rojo que nos avisa, siempre en el momento más inoportuno,
que las pilas se han agotado y que deben cambiarse. Los tubos de rayos
catódicos con los que funcionan los osciloscopios analógicos y los televisores, las
pantallas de cristal líquido, los modernos sistemas de comunicaciones mediante
fibra óptica,... son algunos de los ejemplos de aplicación de las propiedades
ópticas de los materiales que nos disponemos a desglosar en este capítulo. Pero
antes debemos recordar los conceptos elementales acerca de la luz.
La radiación electromagnética
La radiación electromagnética está formada por fotones. Cada fotón lleva asociada
una energía que se caracteriza por su longitud de onda según la ecuación
E=hc/
donde
• E = energía del fotón
8
• c = velocidad de la luz 3·10 m/s
• h = constante de Planck
• = longitud de onda del fotón.
El numerador de la expresión de la energía es una constante. Por eso, la energía
de un fotón es mayor cuanto menor sea la longitud de onda, que se encuentra en
el denominador.
La luz, tal y como la entiende la persona de a pie, no es mas que una parte de la
radiación electromagnética que es capaz de excitar las células de la retina del
ojo. La radiación electromagnética abarca un concepto más general.
La radiación electromagnética queda dividida según su longitud de onda. A
continuación se comentan algunos aspectos relativos a estas divisiones:
9 Las ondas de radio son generadas por circuitos electrónicos, como
osciladores LC, y son utilizadas en comunicaciones.
9 Las microondas abarcan la zona desde 1 mm hasta 30 cm. Resultan
adecuadas para los sistemas de radar, navegación aérea y para el estudio
de las propiedades atómicas de la materia.
9 Las ondas infrarrojas son llamadas también ondas térmicas ya que estas
ondas son producidas principalmente por cuerpos calientes y son
absorbidas fácilmente por la mayoría de los materiales. La energía
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absorbida aparece como calor. Estas ondas comprenden longitudes de
onda desde 1 mm hasta 4x10-7 m.
9 La luz visible es la parte del espectro que puede percibir el ojo humano.
Incluye las longitudes de onda desde 4x10-7 hasta 7x10-7 metros o lo que es
lo mismo, desde 400nm hasta 700nm. Los diferentes colores corresponden
a ondas de diferente longitud de onda.
9 La luz ultravioleta (6x10-8 - 3.8x10-7) es producida principalmente por el
sol. Es la causa de que la gente se ponga morena.
9 Los rayos X y los rayos gamma son ondas de gran energía que dañan la
estructura de los tejidos humanos.
El espectro electromagnético
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La optoelectrónica se centra principalmente en la parte del espectro
electromagnético correspondiente a la luz visible y la parte del infrarrojo cercano a
la luz visible.
Dispositivos optoelectrónicos básicos
A nivel de componentes podemos distinguir tres tipos de dispositivos:
9 Dispositivos emisores: emiten luz al ser activados por energía eléctrica.
Son dispositivos que transforman la energía eléctrica en energía luminosa.
A este nivel corresponden los diodos LED o los LÁSER.
9 Dispositivos detectores: generan una pequeña señal eléctrica al ser
iluminados. Transforma, pues, la energía luminosa en energía eléctrica.
9 Dispositivos fotoconductores: Conducen la radiación luminosa desde un
emisor a un receptor.
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2.2 El FOTODIODO.
Los fotodiodos son diodos de unión PN cuyas características eléctricas dependen
de la cantidad de luz que incide sobre la unión. En la figura siguiente se muestra
su símbolo.
Figura 9.13: Símbolo del fotodiodo
Características
Figura 9.14: Curvas características de un fotodiodo
El efecto fundamental bajo el cual opera un fotodiodo es la generación de pares
electrón - hueco debido a la energía luminosa. Este hecho es lo que le diferencia
del diodo rectificador de silicio en el que, solamente existe generación térmica de
portadores de carga. La generación luminosa, tiene una mayor incidencia en los
portadores minoritarios, que son los responsables de que el diodo conduzca
ligeramente en inversa.
El comportamiento del fotodiodo en inversa se ve claramente influenciado por la
incidencia de luz. Conviene recordar que el diodo real presenta unas pequeñas
corrientes de fugas de valor IS. Las corrientes de fugas son debidas a los
portadores minoritarios, electrones en la zona P y huecos en la zona N. La
generación de portadores debido a la luz provoca un aumento sustancial de
portadores minoritarios, lo que se traduce en un aumento de la corriente de fuga.
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El comportamiento del fotodiodo en directa apenas se ve alterado por la
generación luminosa de portadores. Esto es debido a que los portadores
provenientes del dopado (portadores mayoritarios) son mucho más numerosos
que los portadores de generación luminosa.
Para caracterizar el funcionamiento del fotodiodo se definen los siguientes
parámetros:
• Se denomina corriente oscura (dark current), a la corriente en inversa del
fotodiodo cuando no existe luz incidente.
• Se define la sensibilidad del fotodiodo al incremento de intensidad al
polarizar el dispositivo en inversa por unidad de intensidad de luz,
expresada en luxes o en mW/cm2.
Esta relación es constante para un amplio intervalo de iluminaciones.
El modelo circuital del fotodiodo en inversa está formado por un generador de
intensidad cuyo valor depende de la cantidad de luz. En directa, el fotodiodo se
comporta como un diodo normal. Si está fabricado en silicio, la tensión que cae en
el dispositivo será aproximadamente 0,7 V.
Los fotodiodos son más rápidos que las fotorresistencias, es decir, tienen un
tiempo de respuesta menor, sin embargo solo pueden conducir en una
polarización directa corrientes relativamente pequeñas.
Geometría
Un fotodiodo presenta una construcción análoga a la de un diodo LED, en el
sentido que necesita una ventana transparente a la luz por la que se introduzcan
los rayos luminosos para incidir en la unión PN. En la siguiente figura, aparece una
geometría típica. Por supuesto, el encapsulado es transparente a la luz.
Corte transversal de un fotodiodo comercial
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2.3
La Fotocelda.
Las fotoceldas son pequeños dispositivos que producen una variación eléctrica en
respuesta a un cambio en la intensidad de la luz. Las fotoceldas las podemos
clasificar en 2 tipos:
a) Fotovoltaicas.
b) Fotoconductoras O Fotoresistivas.
FOTOCELDAS FOTOVOLTAICAS.
Las celdas fotovoltaicas generan una salida de voltaje en función de la intensidad
de la luz que incide sobre su superficie.
El símbolo de una celda fotovoltaica así como su curva de respuesta se muestran
a continuación.
En la curva de respuesta se observa que el eje de la intensidad de la luz es
logarítmica, lo cual nos indica que la celda es mas sensible a bajos niveles de luz
dado que a pequeños cambios en la intensidad de la luz(de 1 a 10 f.c.) se
producen las mismas variaciones del voltaje de salida que con cambios mayores
según la gráfica. Las celdas fotovoltaicas son mas rápidas en relación a las
fotoresistivas.
Las aplicaciones de este tipo de dispositivos son:
ƒ En circuitos con operación de todo o nada. Colocando la fotocelda a una
distancia máxima de 3 metros con respecto a una fuente de luz de tal
forma que cuando la luz este incidiendo sobre el dispositivo el circuito
active un relevador y lo apague cuando algún objeto se interponga entre
estos dos elementos.
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ƒ
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Otra aplicación es el conteo de eventos. En un disco que esta acoplado
en un eje de motor o mecanismo se realiza una perforación y además
se coloca una fuente de luz entre una posición de emisión y recepción.
Cuando en disco está girando en pequeños instantes cuando el orificio
permite el paso de la luz incidiendo directamente sobre la celda
fotovoltaica, la cual en función de la luz nos proporciona una señal de
voltaje útil para un circuito electrónico.
FOTOCELDAS FOTOCONDUCTORAS Ó FOTORESISTIVAS.
Una celda fotorresistiva se compone de un material semiconductor cuya
resistencia varia en función de la iluminación. La fotorresistencia reduce su valor
resistivo en presencia de rayos luminosos. Es por ello por lo que también se le
llama resistencias dependientes de luz (light dependent resistors), fotoconductores
o células fotoconductoras.
Cuando incide la luz en el material fotoconductor se generan pares electrón hueco. Al haber un mayor número de portadores, el valor de la resistencia
disminuye. De este modo, la fotorresistencia iluminada tiene un valor de
resistencia bajo.
Fotogeneración de portadores
Si dejamos de iluminar, los portadores fotogenerados se recombinarán hasta
volver hasta sus valores iniciales. Por lo tanto el número de portadores disminuirá
y el valor de la resistencia será mayor.
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Figura 9.11: Estado de conducción sin fotogeneración
Por supuesto, el material de la fotorresistencia responderá a unas longitudes de
onda determinadas. Es decir, la variación de resistencia será máxima para una
longitud de onda determinada. Esta longitud de onda depende del material y el
dopado, y deberá ser suministrada por el proveedor. En general, la variación de
resistencia en función de la longitud de onda presenta curvas como las de la figura
siguiente.
Variación de resistencia en función de la longitud de onda de la radiación.
El material mas utilizado como sensor es el CdS, aunque también puede utilizarse
Silicio, GaAsP y GaP. La fotocelda no tiene unión como el fotodiodo. Una capa
delgada del material conectada entre terminales se expone a la energía luminosa
incidente. Cuando aumenta la intensidad de la iluminación sobre el dispositivo, se
incrementa también el estado de energía de una gran número de electrones en la
estructura debido al aumento de disponibilidad de los paquetes de fotones de
energía, el resultado real es obtener una menor resistencia en la fotocelda. En
otras palabras la respuesta es inversamente proporcional a la cantidad de luz que
incida sobre la fotocelda, la resistencia es del orden de 100 kohms cuando no
incide luz y 100 ohms cuando incida la mayor cantidad de luz. Las celdas
fotoresistivas se prefieren más que las fotovoltaicas debido a que estas son más
sensibles.
Las aplicaciones de este dispositivo son:
ƒ Para el control de encendido de luz en las ciudades (lámparas).
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ƒ
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En el control de intensidad gradual en las combustiones de calderas,
cuando el humo producto de la combustión es bastante negro la resistencia
es alta y por lo contrario cuando el humo es blanco la resistencia es menor,
con lo anterior se puede controlar con seguridad la combustión o la
generación de contaminantes al ambiente.
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2.4
El LED (DIODO EMISOR DE LUZ).
Un diodo emisor de luz es un dispositivo de unión PN que cuando se polariza
directamente emite luz.
Al aplicarse una tensión directa a la unión, se inyectan huecos en la capa P y
electrones en la capa N. Como resultado de ello, ambas capas tienen una mayor
concentración de portadores (electrones y huecos) que la existente en equilibrio.
Debido a esto, se produce una recombinación de portadores, liberándose en dicha
recombinación la energía que les ha sido comunicada mediante la aplicación de la
tensión directa.
Se pueden distinguir dos tipos de recombinación en función del tipo de energía
que es liberada:
• Recombinación no radiante: la mayoría de la energía de recombinación
se libera al cristal como energía térmica.
• Recombinación radiante: la mayoría de la energía de recombinación se
libera en forma de radiación. La energía liberada cumple la ecuación:
Si se despeja la longitud de onda:
siendo E la diferencia de energía entre el electrón y el hueco que se recombinan
expresada en electrón-voltios. Esta energía depende del material que forma la
unión PN.
Para caracterizar la eficacia en la generación de fotones se definen una serie de
parámetros:
La eficacia cuántica interna (s) es la relación entre el número de fotones
generados y el número de portadores (electrones y huecos) que cruzan la unión
PN y se recombinan. Este parámetro debe hacerse tan grande como sea posible.
Su valor depende de las probabilidades relativas de los procesos de combinación
radiante y combinación no radiante, que a su vez dependen de la estructura de la
unión el tipo de impurezas, y sobre todo, del material semiconductor.
Sin embargo, la obtención de una alta eficacia cuántica interna no garantiza que la
emisión de fotones del LED sea alta. La radiación generada en la unión es radiada
en todas las direcciones. Es esencial que esa radiación generada en el interior del
material pueda salir de él. A la relación entre el número de fotones emitidos y el
número de portadores que cruzan la unión PN se le llama eficacia cuántica
externa. Las causas de que la eficacia cuántica sea menor son tres:
• Sólo la luz emitida en la dirección de la superficie entre el semiconductor y
el aire es útil.
• En la superficie entre el semiconductor y el aire se pueden dar fenómenos
de reflexión, quedando los fotones atrapados en el interior del material.
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•
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Los fotones pueden ser absorbidos por el material para volverse a formar
un par electrón-hueco.
Consideraciones prácticas
En la Figura se muestra el símbolo del diodo LED.
Símbolo del diodo LED
En el análisis de un circuito, el diodo LED puede ser tratado de manera análoga a
un diodo normal. Sin embargo conviene tener en cuenta que los diodos LED no
están fabricados de silicio monocristalino, ya que el silicio monocristalino es
incapaz de emitir fotones. Debido a ello, la tensión de polarización directa VD
depende del material con el que esté fabricado el diodo.
Cuando se utilizan LEDs con tensión alterna se suele utilizar el esquema de la
Figura:
Diodo LED en alterna
Este esquema se utiliza para que el diodo LED no se encuentre nunca polarizado
en inversa. Al situar un diodo normal en antiparalelo, la tensión máxima en
inversa entre las terminales del LED es de 0,7 V. Esto se realiza así porque un
diodo LED puede resultar dañado más fácilmente que un diodo normal cuando se
le aplica una polarización inversa.
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Materiales utilizados
Tal y como se ha expuesto anteriormente, los diodos LED no están fabricados de
silicio monocristalino. El material que compone el diodo es importante ya que el
color de la luz emitida por el LED depende únicamente del material y del
proceso de fabricación (principalmente de los dopados).
En la tabla adjunta aparecen algunos ejemplos de materiales utilizados junto con
los colores conseguidos:
VD típica
Material Longitud de onda Color
904 nm
IR
1V
AsGa
1300 nm
IR
1V
InGaAsP
750-850 nm
Rojo
1,5 V
AsGaAl
590 nm
Amarillo
1,6
AsGaP
560 nm
Verde
2,7 V
InGaAlP
480 nm
Azul
3V
CSi
Una aplicación de los LEDs: el display de 7 segmentos
Una de las aplicaciones más populares de los LEDs es la de señalización. Quizás
la más utilizada sea la de 7 LEDs colocados en forma de ocho tal y como se indica
en la figura.
Display de 7 segmentos. A la izquierda aparecen las dos posibles formas de
construir el circuito
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Polarizando los diferentes diodos, se iluminarán los segmentos correspondientes.
De esta manera podemos señalizar todos los números en base 10. Por ejemplo, si
queremos representar el número 1 en el display deberemos mandar señal a los
diodos b y c, y los otros diodos deben de tener tensión cero. Esto lo podemos
escribir así: 0110000(0). El primer dígito representa al diodo a, el segundo al b, el
tercero al c,... y así sucesivamente. Un cero representa que no polarizamos el
diodo, es decir, no le aplicamos tensión. Un uno representa que el diodo está
polarizado, y por lo tanto, emite luz.
Muchas veces aparece un octavo segmento, entre paréntesis en el ejemplo
anterior, que funciona como punto decimal.
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2.5
DISPLAY DE CRISTAL LÍQUIDO (LCDS)
Los LCDs difieren de otros tipos de displays en que no generan luz sino que
trabajan con la reflexión de la luz. El principio de funcionamiento es sencillo. Estos
cristales líquidos están formados por unas moléculas alargadas con forma de
puro, que se llaman moléculas nemáticas y se alinean con una estructura
simétrica. En este estado el material es transparente. Un campo eléctrico provoca
que las moléculas se desalinien de manera que se vuelven opacas a la luz. De
esta manera, aplicando o no aplicando un campo eléctrico (es decir, polarizando o
no polarizando), podemos jugar con oscuridad o transparencia respectivamente. Si
aplicamos el campo localmente en geometrías iguales al display de 7 segmentos,
conseguiremos un display análogo al de los LEDs pero con cristal líquido.
Esquema constructivo de un LCD
En la construcción de un LCD se depositan electrodos transparentes en la cara
interior de los cristales, tal y como aparece en la figura superior. Estos electrodos
tienen la geometría deseada, por ejemplo, el display de 7 segmentos. El espesor
del cristal líquido es muy pequeño, del orden de 0.01mm.
Ya tenemos nuestro invento preparado. Si no se polarizan los terminales, al incidir
la luz sobre el cristal frontal, pasa a través del cristal líquido y es reflejada por el
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espejo incidiendo en el ojo que está mirando. El resultado: todo se ve de color
claro.
Si polarizamos un electrodo, por ejemplo, el electrodo a, el cristal líquido pegado al
electrodo se vuelve opaco, negro, oscuro. La luz ya no es reflejada.
Características eléctricas del LCD
Desde el punto de vista eléctrico, se puede representar el LCD como una
capacidad de valor muy pequeño en paralelo con una resistencia muy grande.
Circuito equivalente de un LCD.
Se necesita una señal pequeña en AC de 3 a 7 voltios para polarizar el LCD.
Tensiones mayores romperían la fina capa de cristal líquido. La frecuencia de la
tensión puede variar entre 30 y 50 Hz. Frecuencias más bajas producen un efecto
de parpadeo, frecuencias más altas producen un aumento del consumo.
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2.6 DIODOS LASER
LASER es un acrónimo de Light Amplification by Stimulated Emission of Radiation.
Las aplicaciones de estos diodos son muy diversas y cubren desde el corte de
materiales con haces de gran energía hasta la transmisión de datos por fibra
óptica.
Características: ventajas frente a los diodos LED
Los diodos láser son constructivamente diferentes a los diodos LED normales. Las
características de un diodo láser son
9 La emisión de luz es dirigida en una sola dirección: Un diodo LED
emite fotones en muchas direcciones. Un diodo láser, en cambio,
consigue realizar un guiado de la luz preferencial una sola dirección.
Corte esquemático de la emisión de luz en diodos LED y láser
9 La emisión de luz láser es monocromática: Los fotones emitidos por
un láser poseen longitudes de onda muy cercanas entre sí. En cambio,
en la luz emitida por diodos LED, existen fotones con mayores
dispersiones en cuanto a las longitudes de onda.
Intensidad de luz en función de la longitud de onda para diodos LED y láser.
Debido a estas dos propiedades, con el láser se pueden conseguir rayos de luz
monocromática dirigidos en una dirección determinada. Como además también
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puede controlarse la potencia emitida, el láser resulta un dispositivo ideal para
aquellas operaciones en las que sea necesario entregar energía con precisión.
Materiales utilizados
Los materiales utilizados para la fabricación de diodos láser son prácticamente los
mismos que en diodos LED. En comunicaciones se utilizan predominantemente
diodos láser que emiten en el infrarrojo. También se utilizan de luz roja.
Ejemplo de aplicación: El lector de discos compactos
Una de las muchas aplicaciones de los diodos láser es la de lectura de
información digital de soportes de datos tipo CD-ROM o la reproducción de discos
compactos musicales. El principio de operación de uno y otro es idéntico.
Esquema del funcionamiento del CD-ROM
Un haz láser es guiado mediante lentes hasta la superficie del CD. A efectos
prácticos, se puede suponer dicha superficie formada por zonas reflectantes y
zonas absorbentes de luz. Al incidir el haz láser en una zona reflectante, la luz
será guiada hasta un detector de luz: el sistema ha detectado un uno digital. Si el
haz no es reflejado, al detector no le llega ninguna luz: el sistema ha detectado un
cero digital.
Un conjunto de unos y ceros es una información digital, que puede ser convertida
en información analógica en un convertidor digital-analógico. Pero esa es otra
historia que debe de ser contada en otra ocasión.
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2.7 El FOTOTRANSISTOR
Se trata de un transistor bipolar sensible a la luz.
Símbolo del fototransistor
La radiación luminosa se hace incidir sobre la unión colector base cuando éste
opera. En esta unión se generan los pares electrón - hueco, que provocan la
corriente eléctrica.
El funcionamiento de un fototransistor viene caracterizado por los siguientes
puntos:
9 Un fototransistor opera, generalmente sin terminal de base (Ib=0)
aunque en algunos casos hay fototransistores tienen disponible un
terminal de base para trabajar como un transistor normal.
9 La sensibilidad de un fototransistor es superior a la de un fotodiodo, ya
que la pequeña corriente fotogenerada es multiplicada por la ganancia
del transistor.
9 Las curvas de funcionamiento de un fototransistor son las que aparecen
en la siguiente figura, como se puede apreciar, son curvas análogas a
las del transistor BJT, sustituyendo la intensidad de base por la potencia
luminosa por unidad de área que incide en el fototransistor.
Curvas características de un fototransistor típico
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2.8 EL OPTOACOPLADOR
Un optoacoplador es un componente formado por la unión de un diodo LED y un
fototransistor acoplados a través de un medio conductor de luz y encapsulados en
una cápsula cerrada y opaca a la luz.
Figura 9.18: Esquema de un optoacoplador
Cuanta mayor intensidad atraviesa el fotodiodo, mayor será la cantidad de fotones
emitidos y, por tanto, mayor será la corriente que recorra el fototransistor. Se trata
de una manera de transmitir una señal de un circuito eléctrico a otro. Obsérvese
que no existe comunicación eléctrica entre los dos circuitos, es decir existe un
trasiego de información pero no existe una conexión eléctrica: la conexión es
óptica.
Las implementaciones de un optoacoplador son variadas y dependen de la casa
que los fabrique. Una de las más populares se ve en la Figura 9.19. Se puede
observar como el LED, en la parte superior, emite fotones que, tras atravesar el
vidrio, inciden sobre el fototransistor.
Figura 9.19: Esquema constructivo de un optoacoplador
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Funcionamiento del Optoacoplador
La señal de entrada es aplicada al fotoemisor y la salida es tomada del
fotoreceptor. Los optoacopladores son capaces de convertir una señal eléctrica en
una señal luminosa modulada y volver a convertirla en una señal eléctrica. La gran
ventaja de un optoacoplador reside en el aislamiento eléctrico que puede
establecerse entre los circuitos de entrada y salida.
Los fotoemisores que se emplean en los optoacopladores de potencia son diodos
que emiten rayos infrarrojos (IRED) y los fotoreceptores pueden ser tiristores o
transistores.
Cuando aparece una tensión sobre los terminales del diodo IRED, este emite un
haz de rayos infrarrojo que transmite a través de una pequeña guía-ondas de
plástico o cristal hacia el fotorreceptor. La energía luminosa que incide sobre el
fotorreceptor hace que este genere una tensión eléctrica a su salida. Este
responde a las señales de entrada, que podrían ser pulsos de tensión.
Diferentes tipos de Optoacopladores
Fototransistor: se compone de un optoacoplador con una etapa de salida formada
por un transistor BJT.
Fototriac: se compone de un optoacoplador con una etapa de salida formada por
un triac
Fototriac de paso por cero: Optoacoplador en cuya etapa de salida se encuentra
un triac de cruce por cero. El circuito interno de cruce por cero conmuta al triac
sólo en los cruce por cero de la corriente alterna.
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Ejemplos de diseño de elementos sensibles a la luz.
Calcular el valor mínimo de la resistencia R si se quiere que el LED CQX12 no
sufra ningún daño al conectar la fuente de tensión.
En el siguiente circuito, D1 es un LED de color rojo, D2 naranja y D3 verde. Calcular
los valores de R1, R2 y R3 para que se iluminen los tres diodos con If = 20 mA al
conectarse la fuente de tensión.
DATOS: Caída de tensión (Voltios) en los diodos para If = 20 mA:
rojo
naranja verde
1.8
2
2.2
Calcular el mínimo valor de R para que se enciendan los diodos de la figura sin
sufrir ningún daño, sabiendo que D1 es rojo, D2 naranja y D3 verde (tomar los
datos del problema anterior).
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El montaje de la figura se utiliza cuando se quiere conectar un LED en AC. Como
su tensión de ruptura en inversa es muy pobre, se conecta en paralelo un diodo
convencional, para que conduzca en el semiciclo negativo y el LED no sufra
daños. Se pide seleccionar el LED si se quiere que sea rojo.
Calcular el valor de R para que cuando se conecte la fuente de alimentación de 5
Voltios se enciendan los tres LED a la vez, con una corriente de 20 mA.
Se quiere que cuando se apliquen señales lógicas en la entrada, se encienda un
LED de la serie SOD-76. ¿Qué colores podemos escoger?. ¿Qué señal habría
que aplicar en la entrada para saturar Q? (Usar la guía rápida de selección).
Para la pantalla de un termómetro digital se ha utilizado un dispositivo tipo
CQ216X, que incluye dos dígitos en el mismo soporte. Para que en el dígito de la
derecha se lea el número dos, ¿qué tensiones hay que aplicar en los terminales
de dicho dispositivo?. ¿Qué potencia se estará consumiendo en él si se alimentan
con 10 mA?
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En el circuito de la figura:
Calcular la corriente que atravesará al transistor cuando se ilumine con una luz de
10 W/m2.
¿Podría realizarse con este transistor el esquema de la figura 2?. ¿Por qué?.
Un fotodiodo con sensibilidad S=25mA por mW/cm2 debe ser utilizado para vigilar
la intensidad de la luz solar que incide sobre una estación de energía solar. Diseñe
un circuito con dicho fotodiodo, que pueda proporcionar una señal en el rango de
0-5V que sea indicativo de la luz incidente. La intensidad pico promedio de la luz
solar a medio día es aproximadamente 0.1mW/cm2 en la mayor parte de las
regiones de la tierra.
Un fotodiodo con sesnibilidad de 20mA por mW/cm2 de iluminación, se utiliza para
decodificar una señal digital enviada a través de un cable de fibra óptica utilizando
el arreglo que se muestra en la figura. En el extremo transmisor, un diodo LED de
eficacia E=50mW/mA y Vf=1.3V está alimentado por una fuente de tensión que
conmuta entre los niveles lógicos de 0 y 5V. El circuito hace que el LED produzca
una señal óptica digital en el cable de fibra óptica. El arreglo físico es tal que el
20% de la luz emitida por el LED queda acoplado al cable de fibra óptica. En el
extremo receptor, el 80% de la luz del cable se acopla al fotodiodo en un área de
1mm2. Si se desea reproducir los niveles lógicos de 0 y 5V, determinar los valores
apropiados de VCC y RL.
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Se quiere transmitir una señal de pulsos (VIN) a través de un entorno con ruidos
electromagnéticos. Para ello, se piensa en utilizar fibra óptica, ya que no se ve
afectada por dichos ruidos (un cable convencional sí se vería afectado y falsearía
la información).
Si los transistores Q1 y Q2 funcionan únicamente en corte y saturación:
1. Explicar el funcionamiento del circuito
2. Seleccionar D1 y D2
Dado el dispositivo de la figura:
1.- Explicar qué tipo de circuito es y su funcionamiento.
2.- Comprobar que el diodo del optoacoplador no sufre ningún daño cuando VIN=0.
3.- Calcular la corriente absorbida de la fuente de 20 V cuando no se aplica
ninguna señal de la entrada.
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Operación Astable 555.
El temporizador 555 es un oscilador y circuito de tiempo de precisión
producido por diversos fabricantes de CI. Sus 2 modos de operación son como
oscilador astable y como circuito monoestable. El circuito puede oscilar hasta
alrededor de 100 Khz y hay versiones CMOS que llegan hasta 250 khz.. El LM555
puede operar con voltajes desde 4.5 V hasta 18 V.
En la figura interna de 555 se muestra que contiene 3 resistencia que
generan los voltajes internos de referencia para el circuito 1 de 2/3Vcc
denominado comparador de umbral y 1/3Vcc para el circuito 2 llamado
comparador de disparo.
El Flip-flop (FF) es activado (impulsado alto) por el comparador de umbral
cuando Vumbral > 2/3Vcc y la salida alta del FF hace que el transistor entre en
operación ocasionando que el capacitor externo de 0.01 uf se descargue.
El FF se reajusta (impulsado a bajo) mediante el comparador de disparo
siempre que el Vdisparo<1/3 Vcc ocasionando que el transistor salga de operación
y permita que el capacitor se vuelva a cargar.
Podemos concluir que el LM555 proporcionará una salida en alto durante
todo el tiempo que tarde el capacitor en cargarse y la salida estará en Bajo
durante el tiempo de descarga del capacitor. Lo anterior controlado por los
comparadores 1y 2 debido al voltaje proporcionado por el capacitor a las entradas
de umbral y disparo.
En la operación del LM555 como astable el circuito estará generando una
señal de salida cuadrada durante todo el tiempo que el circuito permanezca
encendido y su frecuencia de salida es posible controlarla al convertir la
resistencia externa RB en un potenciometro. Esto es debido a que el tiempo de
descarga se vuelve mas pequeño a medida que el valor del potenciometro baje.
Operación Monoestable.
Este circuito se muestra en siguiente figura donde la terminal 2 entrada del
comparador de disparo estará alta, de manera que la salida de este comparador
controle al FF con salida alta, al transistor en operación y la salida del LM555 en
bajo. En estas condiciones el capacitor externo se está descargando(no pude
cargarse mientras permanezcan estas condiciones).
Un pulso negativo o menor de 1/3Vcc volverá a enviar a bajo la salida del FF y
pondrá fuera de operación al transistor y permite que el capacitor se pueda volver
a cargar. Ahora el LM555 proporciona una salida alta.
Podemos concluir que en esta forma de operación del LM555 el circuito sólo envía
un pulso ya que el control de este circuito está dado por la señal de control de
disparo, la cual el diseñador la controla, es decir si el diseñador proporciona una
señal baja a la entrada de disparo (terminal 2) el LM555 dará a la salida una señal
alta y se ira a bajo tiempo después determinada por el tiempo de carga del
capacitor externo.
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