Procedimiento de Medición de Índice de refracción en plásticos y

Universidad de Costa Rica
Facultad de Ingeniería
Escuela de Ingeniería Eléctrica
IE – 0502 Proyecto Eléctrico
PROCEDIMIENTO DE MEDICIÓN DE ÍNDICE
DE REFRACCIÓN EN PLÁSTICOS Y VIDRIOS
PARA EL LAFTLA
Por:
IVÁN BRIZUELA GUTIÉRREZ
Ciudad Universitaria Rodrigo Facio
7 del 2005
PROCEDIMIENTO DE MEDICIÓN DE ÍNDICE
DE REFRACCIÓN EN PLÁSTICOS Y VIDRIOS
PARA EL LAFTLA
Por:
IVÁN BRIZUELA GUTIÉRREZ
Sometido a la Escuela de Ingeniería Eléctrica
de la Facultad de Ingeniería
de la Universidad de Costa Rica
como requisito parcial para optar por el grado de:
BACHILLER EN INGENIERÍA ELÉCTRICA
Aprobado por el Tribunal:
___________________
Ing. Luis Diego Marín Naranjo M.Sc.
Profesor Guía
___________________
___________________
Ing. Guillermo Rivero González M.Sc.
Prof. Neville Clark Binns M.Sc.
Profesor Lector
Profesor Lector
ii
RECONOCIMIENTOS
Agradezco al profesor Luis Diego Marín Naranjo por su apoyo, ayuda y paciencia
durante todo el semestre, por suministrar una guía abierta y flexible, respetando mi trabajo
y mis decisiones.
iii
ÍNDICE GENERAL
ÍNDICE DE FIGURAS...................................................................................vi
ÍNDICE DE TABLAS.................................................................................. viii
NOMENCLATURA........................................................................................ix
RESUMEN........................................................................................................x
CAPÍTULO 1: Introducción ...........................................................................1
1.1
Objetivo General.....................................................................................................1
1.1.1
Objetivos específicos ......................................................................................2
1.2
Metodología ............................................................................................................2
CAPÍTULO 2: Desarrollo teórico ..................................................................3
2.1
2.2
2.4
El índice de refracción complejo ............................................................................3
El índice de refracción y la óptica geométrica........................................................7
Fenómenos que afectan el índice de refracción ....................................................11
2.4.1
Dispersión .....................................................................................................11
2.4.2
Absorción......................................................................................................13
2.4.3
Anisotropía....................................................................................................15
2.4.4
No linealidad.................................................................................................16
2.4.5
Inhomogenidad .............................................................................................16
2.5
El índice de refracción negativo ...........................................................................16
2.6
Interferencia ..........................................................................................................18
2.6.1
Interferometría ..............................................................................................21
2.6.2
El interferómetro de Michelson ....................................................................24
2.7
Telémetros de Tiempo de Viaje.........................................................................27
CAPÍTULO 3: Procedimientos de medición ...............................................28
3.1 Procedimiento utilizando Óptica Geométrica................................................................28
3.2 Procedimiento por medio de Interferometría.................................................................30
3.3 Procedimiento por medio de la técnica de Tiempo de Viaje ........................................32
3.3.1 Preparación del equipo.........................................................................................32
3.3.2 Calibración...........................................................................................................34
3.3.3 Medición ..............................................................................................................36
CAPÍTULO 4: Reparación del Aparato de velocidad de la Luz...............38
4.1 Equipo.............................................................................................................................38
4.2 Análisis del circuito receptor ..........................................................................................40
iv
4.2.1 Amplificador de Corriente BJT con retroalimentación .......................................40
4.2.2 Amplificador de Transresistencia de 1 etapa .......................................................43
4.2.3 Circuito de corte y limitación ..............................................................................45
4.3 Reparación .....................................................................................................................46
CAPÍTULO 5: Resultados experimentales..................................................51
5.1 Formas de onda obtenidas..............................................................................................52
CAPÍTULO 6: Conclusiones y recomendaciones .......................................54
BIBLIOGRAFÍA............................................................................................56
ANEXOS .........................................................................................................58
v
ÍNDICE DE FIGURAS
Figura 2.1 Rayo incidente, relejado y transmitido en la frontera entre dos medios ...............8
Figura 2.2 Índice de refracción de l cuarzo fundido a 18°C con respecto al vació5 .............10
Figura 2.3 El experimento de interferencia de Young5 ........................................................21
Figura 2.4 Esquema de un interferómetro10 ..........................................................................22
Figura 2.5 Analogía al experimento de Young10 ..................................................................23
Figura 2.6 Diagrama completo del interferómetro de Michelson13 ......................................25
Figura 2.7 Patrón de interferencia13 ......................................................................................26
Figura 3.1 Diagrama de montaje utilizando óptica geométrica4 ...........................................28
Figura 3.2 Interferómetro en modo Michelson13 ..................................................................30
Figura 3.3 Diagrama del interferómetro con la mesa giratoria13 ..........................................31
Figura 3.4 Pulso de referencia 11 ...........................................................................................34
Figura 3.5 Alineamiento de los trazos de los canales 1 y 2 del osciloscopio 11 ...................35
Figura 3.6 Pulso de referencia y pulso transmitido a través de una de fibra 11.....................36
Figura 4.1 Circuito impreso del Aparato de Velocidad de la Luz11 .....................................38
Figura 4.2 Circuito esquemático del Aparato de Velocidad de la Luz11 ..............................39
Figura 4.3 Esquemático del circuito receptor 11 ...................................................................40
Figura 4.4 Inversor BJT Simple............................................................................................41
Figura 4.5 Seguidor de voltaje BJT ......................................................................................42
Figura 4.6 Amplificador de Corriente BJT con retroalimentación.......................................42
Figura 4.7 Amplificador de transresistencia de 1 etapa........................................................44
Figura 4.8 Circuito de corte y limitación..............................................................................45
Figura 4.9 Circuito para probar el fotodiodo ........................................................................46
Figura 4.10 Señal en el emisor del transistor del transmisor ................................................47
Figura 4.11 Receptor en proto y transmisor del circuito impreso ........................................48
Figura 4.12 Pulsos de referencia y transmitido a través de una fibra de 20m. .....................49
Figura 4.13 Configuración Darlington..................................................................................50
Figura 4.14 Pulsos de referencia y transmitido a través de una fibra de 20m. .....................50
vi
Figura 5.1 Pulsos de referencia y transmitido a través de una fibra de 20m. .......................52
Figura 5.2 Pulsos de referencia y transmitido a través de una fibra de 15m. .......................52
Figura 5.3 Pulsos de referencia y transmitido a través de una fibra de 10m. .......................53
Figura 5.4 Pulsos de referencia y transmitido a través de una fibra de 2m. .........................53
vii
ÍNDICE DE TABLAS
Tabla 2.1 Algunos índices de refracción5 .............................................................................10
Tabla 2.2 Índice de refracción del agua como función de la longitud de onda15..................12
Tabla 5.1 Resultados experimentales....................................................................................51
viii
NOMENCLATURA
BJT Transistor de unión Bipolar (siglas en ingles)
ISO Organización internacional para la estandarización (siglas en ingles)
LAFTLA Laboratorio de Fotónica y tecnología laser aplicada
POF Fibra óptica plástica (siglas en ingles)
TLC Tratado de libre comercio
ix
RESUMEN
Es importante la elaboración de un documento de procedimientos para la medición
de índices de refracción de materiales ópticos transparentes para el LAFTLA, requerido
para el proyecto de metrología óptica que se desarrolla.
Este documento será de gran
ayuda para servicios a la industria de plásticos y vidrios específicamente. En este trabajo se
documentan y analizan tres métodos diferentes: óptica geométrica, interferometría y tiempo
de Viaje.
Se documenta además, una pequeña investigación bibliográfica del índice de
refracción, acerca de las propiedades, características y fenómenos que lo afectan.
Se realiza una reparación del equipo de laboratorio llamado Aparato de Velocidad
de la Luz y se realizan varias mediciones para verificar el funcionamiento del equipo y del
procedimiento. Es importante que este equipo trabaje con transistores nuevos, con altos
valores de ganancia de corriente en pequeña señal para que su funcionamiento sea optimo,
además sería muy conveniente que estos dispositivos se monten sobre bases para
transistores, para facilitar posibles reparaciones futuras.
x
CAPÍTULO 1: Introducción
Es importante definir un procedimiento normalizado para la medición de índices de
refracción de materiales ópticos transparentes para el Laboratorio de Fotónica y Tecnología
Láser, requerido para el proyecto de metrología óptica que se desarrolla. Este documento
será de gran ayuda para servicios a la industria de plásticos y vidrios específicamente.
Debido a que del índice de refracción de un material depende la cantidad de luz que
es reflejada, absorbida o como se afecta algún parámetro del campo óptico, es importante
analizar y probar con equipo existente en el laboratorio, tres métodos para establecer con
base a un patrón conocido, la exactitud de cada uno.
Los métodos son: por óptica
geométrica, por tiempo de viaje y por interferometría. Se harán pruebas sobre muestras de
vidrio, plásticos y fibras ópticas de vidrio y plástico.
La guía se realizara dentro del programa de investigación en el LAFTLA y bajo la
supervisión del profesor M.Sc Luis Diego Marín Naranjo.
1.1
Objetivo General
Elaborar un documento de procedimientos para la medición del índice de refracción
de plásticos y vidrios utilizando equipo del LAFTLA para proyectos de servicio en
metrología óptica
1
1.1.1
Objetivos específicos
Describir la teoría y aplicación del índice de refracción en la metrología óptica.
Analizar diferentes métodos para medición de índice de refracción como óptica
geométrica, tiempo de viaje e interferometría.
Reparar el equipo medidor de la velocidad de la luz en una fibra óptica.
Verificar la veracidad y exactitud del procedimiento de Tiempo de Viaje mediante
una comparación de laboratorio con los datos proporcionados por un fabricante
1.2
Metodología
Durante las primeras cuatro semanas del semestre escolar se trabajara en el
desarrollo teórico del proyecto, utilizando tanto bibliografía del profesor como de la
Universidad. Las siguientes 7 semanas se trabajarán en el laboratorio con un mínimo de 2
horas por semana bajo la supervisión del profesor guía, los miércoles de 8 a 10 am. Las
últimas cinco semanas se trabajara en la redacción de los capítulos adicionales del trabajo.
2
CAPÍTULO 2: Desarrollo teórico
2.1
El índice de refracción complejo
El parámetro utilizado para describir la interacción de la radiación electromagnética
con la materia es el índice de refracción complejo n~ , el cual es una combinación de una
parte real y una parte imaginaria
n~ = n − iκ
(2.1-1)
Donde n es llamado índice de refracción, y κ es llamado coeficiente de extinción. Como se
vera mas adelante κ está directamente relacionado (κ ≈ α ) al coeficiente de absorción α
del medio. En un material dieléctrico como el vidrio, muy poca luz es absorbida, por lo
tanto κ ≈ 0 .
El índice de refracción de un material es el factor por el cual la radiación
electromagnética es “frenada” (con respecto al espacio libre) cuando pasa a través de un
material. El índice de refracción para un material en general está dado por:
n=
εµ
= ε r µr
ε 0 µ0
(2.1-2)
Donde µr es la permeabilidad relativa del material.
La permeabilidad indica el grado de magnetización de un material que responde
linealmente a un campo magnético. La permeabilidad magnética es representada con el
símbolo µ y µ0 es la permeabilidad del espacio libre.
3
Para un material no magnético y para frecuencias ópticas (µr =1), el cuadrado del
índice de refracción es la constante dieléctrica ε del material, algunas veces expresada
como la permitividad relativa εr del material multiplicada por la permitividad del espacio
libre ε0.
n = εr
(2.1-3)
Esta ecuación muestra que si n es complejo entonces εr también debe ser complejo,
por lo tanto se puede definir la constante dieléctrica compleja ε~r :
ε~r = ε 1 + iε 2
(2.1-4)
Por analogía con la ecuación (2.1-3), se puede observar que n~ y ε~r están
relacionadas por:
n~ 2 = ε~r
(2.1-5)
Con este resultado se pueden obtener las relaciones explicitas entre las partes reales
e imaginarias de n~ y ε~r , combinando las ecuaciones (2.1-1), (2.1-4) y (2.1-5)
ε1 = n 2 − κ 2
(2.1-6)
ε 2 = 2nκ
(2.1-7)
y
( (
1
2
n=
ε 1 + ε 21 + ε 2
2
4
))
1
2 2
(2.1-8)
(
(
1
2
ε=
− ε 1 + ε 21 + ε 2
2
))
1
2 2
(2.1-9)
Se puede notar que si el medio es poco absorbente se puede suponer que κ ≈ 0 lo
que simplifica (2.1-8) y (2.1-9) a:
n = ε1
(2.1-10)
ε2
2n
(2.1-7)
κ=
Estas ecuaciones muestran que el índice de refracción es básicamente determinado
por la parte real de la constante dieléctrica, mientras que la absorción es básicamente
determinada por la parte imaginaria. Esta generalización no es valida para materiales o
medios con alto coeficiente de absorción.
La velocidad de toda radiación electromagnética en el vació es la misma,
2,99792458 × 10 8 metros por segundo y es denotada por c. Así, si υ es la velocidad de fase
de una radiación a una frecuencia especifica en un material especifico, el índice de
refracción estará dado por:
n=
c
υ
(2.1-11)
La velocidad de fase de una onda es la razón a la cual la fase de una onda se
propaga en el espacio. Esta es la velocidad a la cual la fase de cualquier componente de
5
frecuencia de la onda se propaga. La velocidad de fase está dada en términos de la
frecuencia angular de la onda y el vector de onda k:
υp =
ω
k
(2.1-12)
El índice de refracción es generalmente mayor que la unidad, entre más denso es el
material, mas es “frenada” la luz. Sin embargo a ciertas frecuencias (rayos X) n será menor
que la unidad. Esto no contradice la Teoría de la Relatividad, la cual sostiene que ninguna
señal portadora de información puede propagarse más rápido que c, ya que la velocidad de
fase no es la misma que la velocidad de grupo o la velocidad de la señal. La velocidad de
grupo es la razón con la cual la forma completa de la amplitud de una onda se propaga a
través del espacio, es también pensada como la velocidad a la que la energía o información
es llevada a través de la onda. Esta velocidad está definida al igual que la de fase en
términos de la frecuencia angular de la onda y el vector de onda k:
υg =
∂ω
∂k
(2.1-13)
Para la luz, la velocidad de grupo y la velocidad de fase están relacionadas por la
formula:
υ gυ p = c 2
(2.1-14)
Algunas veces el “índice refractivo de velocidad grupal” usualmente llamado índice
de grupo, es definido como:
ng =
6
c
υg
(2.1-15)
Donde υg es la velocidad de grupo. Este valor no debe ser confundido con n, el cual
está definido con respecto a la velocidad de fase.
En una microescala una onda electromagnética es frenada en un material porque el
campo eléctrico causa una perturbación en las cargas de cada átomo (principalmente en los
electrones) proporcional a la permitividad. Esta oscilación de cargas causa la radiación de
una onda electromagnética, la cual está ligeramente fuera de fase con la original. La suma
de las dos ondas da como resultado una onda con la misma frecuencia pero con longitud de
onda más corta llevando a una disminución en la velocidad de viaje.
Si los índices de refracción de dos materiales son conocidos entonces es posible
calcular el ángulo para el cual la radiación será refractada al pasar del primer material al
segundo, por medio de la Ley de Snell.
2.2
El índice de refracción y la óptica geométrica
Un número de fenómenos ópticos es adecuadamente explicado considerando que la
energía en una onda sigue caminos estrechos llamados rayos, además se supone que esta
onda es plana, siendo sus frentes normales al rayo incidente a una superficie como se ilustra
en la figura 2.1. Esta suposición, de que la luz viaja en trayectorias rectas que se pueden
representar como rayos, es la condición de la óptica geométrica.
7
Figura 2.1 Rayo incidente, relejado y transmitido en la frontera entre dos medios
La óptica geométrica estudia los rayos, la reflexión y la refracción, estos fenómenos
pueden ser descritos por las siguientes leyes:
1. En el vació los rayos viajan a una velocidad de c = 2,99792458 × 10 8 m/s. En
cualquier otro medio los rayos viajan a una velocidad menor dada por:
υ=
c
n
(2.2-1)
El factor n es el índice de refracción del medio. La refracción causa que las ondas se
propaguen con una velocidad menor que en el espacio libre sin embargo no afecta
propiamente la intensidad de la onda.
2. Los rayos viajan en trayectorias rectas a menos que sean desviados por algún
cambio en el medio que se propagan.
8
3. Para una frontera plana entre dos medios el ángulo del rayo reflejado es igual al
ángulo del rayo de incidencia (Fig. 2.1)
θr =θi
(2.2-2)
4. Si parte de la energía de una onda cruza la frontera entre los dos medios, la
dirección del rayo transmitido estará gobernada por la Ley de Snell:
sin θ t n1
=
sin θ i n 2
(2.2-3)
Donde n1 y n2 son los índices de refracción de los medios por donde se propaga el
rayo y θt es el ángulo del rayo transmitido o refractado.
De la ley de Snell se nota que para cuando un rayo pasa de un medio a otro con
índice de refracción mayor (n1< n2) el ángulo de transmisión es menor que el ángulo de
incidencia, o sea el rayo se acerca a la normal de la frontera entre las superficies y
viceversa, cuando un rayo pasa de un medio a otro con índice de refracción menor (n1> n2)
el rayo se aleja de la normal.
La tabla 2.1 muestra algunos ejemplos del índice de refracción de varios materiales.
Nótese que para la mayoría de los propósitos, el aire puede considerarse como equivalente
al vació en su refracción de la luz.
9
Tabla 2.1 Algunos índices de refracción5
Medio
Índice
Medio
Índice
Vació (exactamente)
1,00000
Vidrio refractario típico
1,52
Aire (1 atm y 20°)
1,00029
Cloruro de sodio
1,54
Agua (20°)
1,33
Poliestireno
1,55
Acetona
1,36
Bisulfuro de carbono
1,63
Alcohol etílico
1,36
Cristal de roca denso
1,65
Solución de azúcar (30%)
1,38
Zafiro
1,77
Cuarzo fundido
1,46
El cristal de roca más denso
1,89
Solución de azúcar (80%)
1,49
Diamante
2,42
Para una longitud de onda de 589 nm (luz amarilla del sodio)
El índice de refracción de un material varía generalmente con la longitud de onda de
la luz(véase figura 2.2). La refracción puede usarse entonces para analizar un haz de luz en
sus longitudes de onda constituyentes, como ocurre en un arco iris.
Figura 2.2 Índice de refracción de l cuarzo fundido a 18°C con respecto al vació5
10
2.4
2.4.1
Fenómenos que afectan el índice de refracción
Dispersión
El índice de refracción de un material varía con la frecuencia (excepto en el vació,
donde todas las frecuencias viajan a la misma velocidad c). Este efecto es conocido como
dispersión y es lo que causa que un prisma divida la luz blanca en su espectro constitutivo
de colores; explica los arcoiris y es la causa de las aberraciones cromáticas en los lentes.
En general el índice de refracción es una función de la frecuencia ν de la luz
n = n(ν ) o alternativamente con respecto de la longitud de onda n = n(λ ) . La tabla 2.2
muestra valores del índice de refracción del agua como función de la longitud de onda,
junto con el color aproximado en la parte visible del espectro.
11
Tabla 2.2 Índice de refracción del agua como función de la longitud de onda15
Longitud de onda (nm)
Índice de refracción
Parte real
Parte imaginaria
400
1.34451
2.11E-10
425
1.34235
1.62E-10
450
1.34055
3.30E-10
475
1.33903
4.31E-10
500
1.33772
8.12E-10
525
1.33659
1.74E-09
550
1.33560
2.47E-09
575
1.33472
3.53E-09
600
1.33393
1.06E-08
625
1.33322
1.41E-08
650
1.33257
1.76E-08
675
1.33197
2.41E-08
700
1.33141
3.48E-08
Color
Para la luz visible y para la mayoría de los materiales transparentes se tiene
que 1 < n(λ rojo ) < n(λ amarillo ) < n(λ azul ) o alternativamente
dn
<0
dλ
(2.4-1)
Lo que significa que el índice de refracción se reduce cuando la longitud de onda aumenta.
Para un medio transparente la dependencia del índice de refracción de la longitud de
12
onda puede ser cuantificada por una formula empírica, la ecuación de Sellmeier, esta
ecuación para el caso de un vidrio está dada por:
n 2 (λ ) = 1 +
B1λ2
B2 λ2
B3λ2
+
+
λ2 − C1 λ2 − C2 λ2 − C3
(2.4-2)
Donde B1,2,3 y C1,2,3 son los experimentalmente determinados coeficientes de
Sellmeier. Estos coeficientes son usualmente usados para medir λ en micrómetros.
La ecuación de Sellmeier es usada para determinar la dispersión de la luz en un
medio refractante. Para ciertos materiales como los cristales, se utiliza una forma diferente
de la ecuación (2.4-2)
La consecuencia más común en la óptica de la dispersión es la separación de la luz
blanca en un espectro de colores por medio de un prisma. De la ley de Snell se vio que el
ángulo de refracción de un haz en un prisma depende del índice de refracción del material y
dado que el índice de refracción varía con la longitud de onda, el ángulo con el que la luz es
refractada también varía con la longitud de onda, causando así la separación angular de los
colores.
2.4.2
Absorción
En la óptica el termino absorción se refiere a la absorción de fotones por parte de un
material.
13
En regiones del espectro electromagnético en donde el material no absorbe, el
índice de refracción se incrementa con la frecuencia. Cerca de los picos de absorción el
índice de refracción disminuye con la frecuencia.
La absorción de la luz por un medio óptico es cuantificada por el coeficiente de
absorción α. Este es definido como la fracción de potencia absorbida en una unidad de
longitud del medio.
Si un haz se propaga en la dirección z y la intensidad (potencia óptica por unidad de
área) para una posición en z es I(z), entonces el decrecimiento de la intensidad en una
porción del recorrido dz es:
dI = −αdz × I ( z )
(2.4-3)
Esto puede ser integrado para obtener la Ley de Beer:
I (z ) = I 0 e −αz
(2.4-4)
Donde I0 es la intensidad óptica en z =0. El coeficiente de absorción es una función
de la frecuencia, de esta manera es como algunos materiales pueden absorber un color pero
no otro.
El campo eléctrico del haz tendrá también una dependencia espacial y temporal
dada por:
E ( z , t ) = E0 e i ( kz −ωt )
14
(2.4-5)
donde k es el vector de onda y ω es la frecuencia angular y están relacionados por:
2π
nω
=
(λ / n ) c
k=
(2.4-6)
En esta relación, si se generaliza con el índice de refracción complejo, se obtiene:
k = n~
ω
ω
= (n + iκ )
c
c
(2.4-7)
sustituyendo (2.4-7) en (2.4-5):
E ( z , t ) = E 0 e i (ωn t / c −ωt )
~
= E 0 e −κωz / c e i (ωnz / c −ωt )
2
EE* = E0 e −κωz / c
(2.4-8)
(2.4-9)
La intensidad óptica de la onda es proporcional al cuadrado del campo eléctrico
I ∝ EE * por lo que comparando (2.4-9) con (2.4-4) resulta que:
α=
2κω 4πκ
=
c
λ
(2.4-10)
Esto muestra que la absorción α es directamente proporcional al coeficiente de extinción κ.
2.4.3
Anisotropía
El índice de refracción de cierto medio puede ser diferente dependiendo de la
polarización y dirección de la luz a través de un medio. Este fenómeno es conocido como
birrefringencia o anisotropía y es descrito por el campo de la óptica de cristales. En el caso
15
mas general la constante dieléctrica puede ser un tensor de rango 2 (una matriz 3 por 3), lo
que no puede ser descrito por índices de refracción sino únicamente por polarizaciones a lo
largo de los ejes principales.
2.4.4
No linealidad
Los campos eléctricos más fuertes de la luz de más alta intensidad, como la salida
de un laser, pueden causar que el índice de refracción de un material varié conforme la luz
lo atraviesa, dando lugar a la óptica no lineal. Al efecto de que el índice de refracción varíe
cuadráticamente con el campo eléctrico, o sea varié linealmente con la intensidad, se le
llama efecto óptico de Kerr y causa fenómenos de auto enfoque y auto modulación de fase.
Cuando el índice varía linealmente con el campo se le llama efecto Pockels.
2.4.5 Inhomogenidad
Si en un material el índice de refracción no es constante, sino que varía
gradualmente con la posición, el material es conocido como un medio de índice gradual y
es descrito por la óptica de índice gradual. La luz pasando a través de un material de este
tipo puede ser doblada o enfocada, este efecto puede ser aprovechado para construir lentes,
fibras ópticas y otros dispositivos
2.5
El índice de refracción negativo
Casi todos los materiales que se pueden encontrar en la óptica, tienen valores
positivos de permitividad ε y permeabilidad µ. Sin embargo muchos metales como la plata
16
y el oro poseen permitividad negativa para longitudes de onda visibles. Un material
teniendo ya sea ε o µ negativo es opaco a la radiación electromagnética
Todos los materiales transparentes poseen índice de refracción positivo porque
poseen ambos εr y µr positivos (Ver ecuación 2.1-2).
Recientemente la investigación ha demostrado la existencia de índices de refracción
negativos, lo cual puede ocurrir si ε y µ son simultáneamente negativos y dado que el
producto εµ es positivo n es real. Bajo estas circunstancias es necesario tomar la raíz
negativa para n. Aunque esto no puede ocurrir en la naturaleza, si puede ser logrado con los
llamados metamateriales. El físico Víctor Veselago probó que tales materiales son
transparentes a la luz.
Los metamateriales tienen numerosas propiedades:
•
La inversión de la ley de Snell: aunque esta ley todavía aplica, los rayos son
refractados alejándose de la normal cuando entran en un material.
•
El efecto Doppler es invertido: una fuente de luz moviéndose hacia un
observador aparenta reducir su frecuencia
•
La radiación de Cerenkov apunta a la dirección contraria
•
La velocidad de grupo es antiparalela a la velocidad de fase
17
2.6
Interferencia
Si la condición de la óptica geométrica no se cumple, no se puede describir el
comportamiento de la luz mediante rayos, sino que se debe considerar específicamente su
naturaleza ondulatoria.
Un haz de luz puede ser modelado como una onda con campos eléctricos y
magnéticos oscilantes. Cuando dos o más haces de luz se encuentran en el espacio, sus
campos se combinan de acuerdo al principio de superposición, es decir los campos
eléctricos y magnéticos estarán determinados por la suma vectorial de los campos de cada
onda individual.
Si los haces de luz son generados en la misma fuente generalmente existe cierto
grado de correlación entre la frecuencia y la fase de las oscilaciones. En un punto en el
espacio la luz de los haces puede estar continuamente en fase, en este caso, el campo
combinado siempre será un máximo y se podrá observar una mancha brillante. En otro
punto la luz de los haces puede estar continuamente en desfase y un mínimo o una mancha
oscura podrá ser observada.
Suponiendo que dos ondas están descritas por:
E1 = E10 e iφ1
(2.6-1a)
E 2 = E 20 e iφ1
(2.6-1b)
La teoría electromagnética dice que el campo resultante simplemente será la suma:
18
E = E1 + E 2
(2.6-2)
Sin embargo la cantidad observable es la intensidad:
I = E = E1 + E2 = E1 + E2 + 2 E1 E2 cos(φ1 − φ 21 )
2
2
2
2
= I1 + I 2 + 2 E1 E2 cos ∆φ
(2.6-3)
Donde
∆φ = φ1 − φ 2
(2.6-4)
Como puede observarse la intensidad resultante no es únicamente la suma de las
intensidades (= I 1 + I 2 ) de las dos ondas parciales. Se dice que las dos ondas interfieren y
2 I 1 I 2 cos ∆φ es llamado termino de interferencia. También se puede observar que
cuando:
∆φ = (2n + 1)π para n = 0,1,2,...
cos ∆φ = −1 y I alcanza su mínimo. Las dos ondas están en antifase lo que significa que
están en interferencia destructiva.
Cuando:
∆φ = 2πn para n = 0,1,2,...
19
cos ∆φ = 1 y la intensidad alcanza su máximo. Las dos ondas están en fase, lo que significa
que las ondas están en interferencia constructiva. Para dos ondas de igual intensidad
(I 1 I 2 = I 0 ) la ecuación (2.6-2) se transforma en:
 ∆φ 
I = 2 I 0 [1 + cos ∆φ ] = 4 I 0 cos 2 

 2 
(2.6-5)
Thomas Young realizó por vez primera en 1801 un experimento de interferencia. El
experimento de Young proporcionó la primera prueba concluyente de la naturaleza
ondulatoria de la luz, debido a que demostró que el espaciamiento de las franjas de
interferencia depende de la longitud de onda, los experimentos de Young proporcionaron la
primera medición directa de la longitud de onda de la luz.4
Por supuesto que no existía el láser en tiempos de Young, así que él creó una fuente
de luz coherente al permitir que la luz solar incidiera sobre una abertura angosta S, como se
muestra en la figura 2.3. Las pequeñas ondas que se esparcen de S, dan frentes de onda
coherentes que pasan por las dos aberturas. En sus experimentos Young usó orificios más
bien que rendijas, y como resultado el patrón de la interferencia era más complicado. No
obstante, sus conclusiones con respecto a la naturaleza ondulatoria de la luz fueron correctas. Incluso cuando se realiza con láser, el experimento de la rendija doble se conoce,
por lo general, como el experimento de Young. 5
20
Figura 2.3 El experimento de interferencia de Young5
Las aberturas de Young pueden ser utilizadas como un interferómetro sencillo. Si el
espaciamiento entre las aberturas es conocido, el espaciamiento de los máximos y mínimos
puede ser usado para determinar la longitud de onda de la luz y viceversa si la longitud de
onda de luz es conocida, el espaciamiento entre las aberturas puede ser determinado del
patrón de interferencia
2.6.1
Interferometría
El fenómeno de interferencia puede ser observado en interferómetros. Las ondas de
luz pueden interferir solamente si son emitidas desde la misma fuente y dependerá de la
distancia óptica y de la longitud de onda de la luz emitida por la fuente. La distancia óptica
o ancho óptico de un elemento es definida como la distancia que la luz viajaría en el vació
en el mismo período de tiempo que le toma atravesar el elemento óptico de interés, es decir
la distancia en el vació equivalente. El ancho óptico de un material está dado por:
t op = t ⋅ n
21
(2.6-6)
donde t es la distancia o ancho físico y n es el índice de refracción del material.
La mayoría de los interferómetros consisten, como se muestra en la figura 2.4, de
los siguientes elementos:
Figura 2.4 Esquema de un interferómetro10
Fuente de luz.
Elemento divisor de la luz en dos o mas ondas parciales.
Caminos diferentes de propagación, donde las ondas parciales sufren de diferentes
contribuciones de fase.
Elemento superponedor o combinador de las ondas parciales.
Detector para la observación de la interferencia.
Dependiendo de cómo la luz es dividida los interferómetros se pueden clasificar en
dos tipos, divisores de onda y divisores de amplitud. Sin embargo existen otras
configuraciones que caen fuera de estas clasificaciones.
2.6.1.1 División de frente de onda
Un ejemplo de interferómetro divisor de frente de onda es el interferómetro de
Young (Figura 2.3). El frente de onda incidente (luego de pasar S0), pasa por otras dos
aberturas S1 y S2 ubicadas en la pantalla B. Los frentes de onda esféricos emergentes
22
interfieren entre sí, resultando en el patrón de interferencia que se muestra en la pantalla C.
Esto es análogo al caso de dos fuentes de luz como las de la figura 2.5
Figura 2.5 Analogía al experimento de Young10
Cuando la distancia z entre las pantallas B y C es mucho más grande que la
separación D de S1 y S2, se puede aproximar la diferencia de distancia geométrica s de la
luz que llega a un punto arbitrario x en la pantalla C:
s x
D
= ⇒s= x
D z
z
(2.6-7)
La diferencia de fase es entonces:
∆φ =
2π
2πD
s=
x
λ
λz
(2.6-8)
Lo cual insertado en la expresión general para la distribución de intensidad
resultante, la ecuación (2.6-3) da:

D 

I (x ) = 2 I 1 + cos 2π
x  
 λz  

(2.6-9)
Se obtienen franjas de interferencia perpendiculares a la dirección de la pantalla con
un periodo espacial λz / D el cual disminuye conforme la distancia entre S1 y S2 aumenta.
23
2.6.1.2 División de amplitud
Este tipo de interferómetros funcionan dividiendo una onda en dos ondas parciales,
las cuales son posteriormente recombinadas para formar un patrón de interferencia. Antes
de ser recombinadas la distancia óptica de una de las ondas parciales puede ser variada una
distancia 2x para producir un desfase ∆φ = (2π / λ )2 x .
De esta manera la distribución de intensidad resulta en:
4πx 

I (x ) = 2 I 1 + cos

λ 

(2.6-10)
El interferómetro de división de amplitud mas conocido es el interferómetro de
Michelson.
2.6.2
El interferómetro de Michelson
En 1881, 78 años después de que Young introdujera su experimento de las dos
aberturas, A.A. Michelson diseño y construyó un interferómetro usando un principio
similar. Originalmente Michelson diseño su interferómetro con el propósito de comprobar
la existencia del éter, un medio hipotético en el cual se propagaba la luz. Debido en parte a
sus esfuerzos, el éter ya no es considerado una hipótesis viable. Mas allá de esto el
interferómetro de Michelson se ha convertido en un instrumento altamente usado para
medir la longitud de onda de la luz, para usar la longitud de onda de una luz conocida para
medir distancias extremadamente pequeñas y para investigar medios ópticos.
La figura 2.6 muestra un diagrama completo del interferómetro de Michelson. El
haz de luz llega al divisor de haces, el cual refleja 50% de la luz incidente y transmite el
24
otro 50%. El haz incidente es dividido en dos haces, un haz es transmitido hacia el espejo
movible (M1) y el otro es reflejado hacia el espejo fijo (M2). Los dos espejos reflejan de
nuevo la luz hacia el divisor de haces. La mitad de la luz de M1 es reflejada por el divisor
de haces hacia la pantalla de observación y la mitad de la luz de M2 es transmitida a través
del divisor de haces hacia la pantalla de observación.
Figura 2.6 Diagrama completo del interferómetro de Michelson13
De esta manera el haz original es dividido y las porciones resultantes de los haces
divididos son vueltas a unir. Ya que los haces provienen de la misma fuente, sus fases están
correlacionadas. Cuando una lente es colocada entre el laser y el divisor de haces, el haz de
luz se esparce y un patrón de interferencia de anillos brillantes y oscuros como el de la
figura 2.7 aparece en la pantalla de observación.
25
Figura 2.7 Patrón de interferencia13
Moviendo M1, la longitud del camino de uno de los haces puede ser variada. Debido
a que el haz atraviesa el camino entre el espejo M1 y el divisor de haces dos veces,
moviendo M1 ¼ de longitud de onda hacia el divisor de haces se reducirá el camino óptico
del haz ½ de longitud de onda. El patrón de interferencia va a cambiar, el radio de la
mancha correspondiente al primer máximo va a disminuir y ahora este espacio es ocupado
por el primer mínimo. Si M1 es movido ¼ de onda adicional hacia el divisor de haces el
radio del primer máximo nuevamente se reducirá y el máximo y mínimo intercambiaran
posiciones, sin embargo este patrón no se podrá distinguir del original.
Moviendo lentamente el espejo una determinada distancia dm, y contando m o sea
el número de veces que el patrón de franjas es restaurado a su estado original, la longitud
de onda de la luz puede ser calculada por:
λ=
2d m
m
(2.6-11)
Si la longitud de onda de la luz es conocida, el mismo procedimiento puede ser
utilizado para medir dm
26
2.7 Telémetros de Tiempo de Viaje
Un telémetro es un instrumento que en principio se utiliza para medir una distancia
a un blanco remoto. Básicamente existen tres tipos de técnicas que sirven para llevar a cabo
la medición óptica de una distancia:
Interferometría
Triangulación: el objetivo es apuntado desde dos puntos separados por una distancia
D, medida perpendicularmente desde la línea de vista principal. Midiendo el ángulo
α formado por las dos líneas de vista, la distancia es encontrada como L = D / α .
Tiempo de viaje:
Estos telémetros están basados en la medida del tiempo de viaje T = 2 L / c que tarda la
luz en ir a un objetivo y regresar. La incertidumbre ∆T de la medida se refleja en una
distancia “incierta” ∆L = c∆T / 2 . Si se está utilizando una fuente luminosa de pulsos se
requiere que la duración del pulso τ sea lo suficientemente corta para la resolución deseada
o sea τ < ∆T . Similarmente si se usa una fuente modulada senoidal, la frecuencia de
modulación ω necesita ser lo suficientemente alta para que ω > 1 / ∆T .
27
CAPÍTULO 3: Procedimientos de medición
3.1 Procedimiento utilizando Óptica Geométrica
Utilizando un haz laser y la óptica geométrica, específicamente la Ley de Snell es
posible preparar un procedimiento para la medición experimental del índice de refracción:
A. Pegue con cinta adhesiva una hoja de papel milimétrico a una superficie de montaje
vertical metálica. (Figura 3.1). Se conecta magnéticamente una pieza rectangular de
vidrio o plástico a la superficie de montaje. Coloque un “esparcidor” de haz en la
apertura del laser para que el haz sea esparcido tanto a través del material como en la
cara de la superficie de montaje.
Figura 3.1 Diagrama de montaje utilizando óptica geométrica4
28
B. Se rota el vidrio o plástico para que el haz laser entre a un ángulo de 30° y salga al otro
extremo del material.
C. En el papel milimétrico se marca cuidadosamente los puntos por donde el haz laser
entra y sale del vidrio o plástico.
D. Mida el ángulo de incidencia el cual está formado por el haz de entrada y la normal a la
superficie de entrada del haz.
E. Mida el ángulo de refracción formado por el haz refractado dentro del material y la
normal a la superficie de entrada del haz.
F. Ahora se puede calcular el índice de refracción usando la ley de Snell:
n2 =
1,0003 ⋅ sin θ i
sin θ t
G. Se repite el procedimiento varias veces variando cada vez el ángulo de incidencia.
29
(3.1-1)
3.2 Procedimiento por medio de Interferometría
A. Se coloca el interferómetro en el modo Michelson, y se alinea (Figura 3.2).
Figura 3.2 Interferómetro en modo Michelson13
B. Se coloca la mesa rotatoria entre el divisor de haces y el espejo movible, perpendicular
al camino óptico, asegurándose de que la distancia con respecto al espejo sea la
suficiente como para que la mesa pueda girar sin problemas. (Figura 3.3)
30
Figura 3.3 Diagrama del interferómetro con la mesa giratoria13
C. Monte el vidrio o el acrílico en la placa magnética del puntero rotador.
D. Posicione el puntero de manera que el “0” en la escala del Vernier este alineado con el
cero de la escala en grados que se encuentra en la base del interferómetro.
E. Remueva el lente que está frente al laser. Coloque la pantalla de observación entre el
vidrio o acrílico y el espejo movible. Si aparece una mancha brillante y algunas otras
manchas secundarias ajuste el ángulo de la tabla de rotación hasta que solo halla una
mancha brillante, luego realinee la escala del puntero. De esta manera la placa de vidrio
o acrílico se encuentra completamente perpendicular al camino óptico del haz.
F. Reemplace la pantalla de observación y los lentes con el fin de hacer los ajustes
necesarios para obtener un patrón de franjas claro en la pantalla de observación.
31
G. Rote lentamente la mesa moviendo el brazo medidor. Cuente el número de transiciones
de franjas que ocurren mientras se va rotando la mesa desde 0 grados hasta un ángulo θ
de por lo menos 10 grados.
H. De esta manera, con las mediciones realizadas y con la formula que provee el fabricante
del interferómetro se puede calcular el índice de refracción del material n:
n=
(2t − Nλ 0 )(1 − cos θ )
2t (1 − cos θ ) − Nλ 0
(3.2-1)
Donde:
t: el ancho del virio o acrílico
N: número de transiciones que se contaron
λ0: Longitud de onda en el vació de la luz de la fuente.
3.3 Procedimiento por medio de la técnica de Tiempo de Viaje
Para este procedimiento se utiliza el equipo llamado Aparato de velocidad de la luz en
Fibra Óptica.
3.3.1 Preparación del equipo
1. Encienda el osciloscopio.
2. Haga los siguientes arreglos en el osciloscopio:
•
Coloque el interruptor de modo vertical en A
•
Coloque el modo disparador en auto
•
Coloque el interruptor de fuente de disparo en el canal 1
32
•
Coloque el disparamiento en pendiente positiva
•
Coloque el control de voltaje del canal 1 en 1 voltio por división
•
Coloque el control de voltaje del canal 2 en 0,5 voltios por división
•
Coloque el acoplamiento de entrada de ambos canales en AC
•
Coloque la base de tiempos en 50 ns por división
•
Coloque el modo vertical en ALT
3. Conecte la punta del canal 1 al punto de pruebas azul marcado como Referencia en
el aparato de la velocidad de la luz.
4. Conecte la tierra de la punta del canal 1 al punto de tierra de prueba blanco que está
debajo del punto de prueba Referencia.
5. Conecte la punta del canal 2, al punto de prueba blanco Retraso en el aparato.
6. Conecte la tierra de la punta del canal 2 al punto de tierra de prueba blanco que está
debajo del punto de prueba Retraso.
7. Mueva el selector de entrada del canal 2 a la posición de tierra.
8. Conecte la alimentación del circuito (el convertidor 110VAC-DC).
9. Tan pronto como conecte el adaptador de AC, tanto el LED amarillo como el LED
de fibra óptica D3 deberán encenderse.
10. Coloque el potenciómetro para el retraso de calibración en la posición de las 12 en
punto.
11. Afloje las roscas del LED de fibra óptica D3 y del detector D8.
33
12. Seleccione 15cm de fibra óptica plástica e inserte un extremo hasta el fondo del
LED D3, luego talle suavemente la rosca.
13. Inserte hasta el fondo el otro extremo de la fibra en el detector de fibra óptica D8
luego proceda a tallar suavemente la rosca del detector.
3.3.2 Calibración
Es importante calibrar este aparato para asegurar resultados acertados en la
actividad de medición. La calibración será hecha con 15 cm de fibra óptica para simular
una distancia de cero. Aunque si bien es cierto que 15 cm no es una distancia cero, el
retraso a través de esta fibra será menor de un nanosegundo, valor no suficientemente
grande para afectar la veracidad del aparato o del equipo de medición.
1. Un pulso deberá ser observado en el canal 1 de la pantalla del osciloscopio. Deberá
ser de 3,5 voltios de amplitud aproximadamente y de 35 ns de ancho. El ancho es
medido al 50% de amplitud del pulso. Ver figura 3.4. Este pulso de calibración
servirá como referencia para mediciones subsecuentes.
Figura 3.4 Pulso de referencia 11
34
2. Coloque el selector de entrada del canal 2 de tierra a acoplamiento AC
3. Un segundo pulso con amplitud de 1 a 1,5 voltios de amplitud y 75 ns de ancho
deberá ser observado. Este es el pulso recibido a través de los 15cm de fibra.
4. Utilizando las perillas de posicionamiento vertical, alinee las bases de los trazos del
canal 1 y 2 con la segunda línea vertical de la pantalla del osciloscopio.
5. Utilizando la perilla de posicionamiento vertical, alinee el canal 1 con la segunda
línea horizontal de la pantalla del osciloscopio.
6. Rote la perilla de calibración en el aparato hasta que el pico del pulso recibido
coincida con el pico del punto de referencia como se muestra en la figura 3.5.
Figura 3.5 Alineamiento de los trazos de los canales 1 y 2 del osciloscopio 11
7. Reajuste la escala de la base de tiempo / tiempo de barrido a 20ns por división.
8. Alinee finamente la perilla de calibración del retraso, con el objetivo de lograr una
mejor coincidencia de los picos de los pulsos de referencia y transmitido.
9. Cuidadosamente afloje las roscas del LED D3, del detector D8 y remueva los 15cm
de fibra.
35
3.3.3 Medición
Finalmente se puede proceder a medir la velocidad de la luz a través de la fibra
óptica, para luego proceder a obtener el índice de refracción de esta, mediante la ecuación
(2.1-11) y recordando que υ = L / t . Utilizando el osciloscopio se medirá el tiempo
requerido por los pulsos del LED para atravesar un tramo de fibra óptica.
1. Inserte uno de los extremos de la fibra hasta el fondo del LED D3 y suavemente
apriete la rosca.
2. Inserte el otro extremo de la fibra en el detector D8 y suavemente apriete la rosca.
3. Observe la pantalla del osciloscopio. El pulso recibido debe haberse movido hacia
la derecha del pulso de referencia, con una reducción de amplitud de
aproximadamente el 50%.Ver figura 3.6
Figura 3.6 Pulso de referencia y pulso transmitido a través de una de fibra 11
36
4. Muy cuidadosamente mida, en nanosegundos, la diferencia de tiempo entre el pulso
de referencia y el pulso de retraso. Haga la medición desde la segunda línea vertical
usada en la calibración inicial, hasta el pico del nuevo pulso recibido.
5. Escriba el resultado de sus medidas del paso 4 y proceda a calcular el índice de
refracción.
37
CAPÍTULO 4: Reparación del Aparato de velocidad de la Luz
Este equipo básicamente tiene el mismo principio de funcionamiento de un
telémetro de tiempo de viaje. Como ya se ha expuesto, el índice de refracción es
directamente proporcional a la velocidad de la luz en un medio entre la velocidad de la luz
al vació (Ec 2.1.11). Si se conoce la longitud de una fibra y se puede medir el tiempo que
tarda un pulso de luz en atravesarla, por la relación υ = L / t , se puede determinar la
velocidad de la luz a través de la fibra y en consecuencia el índice de refracción.
4.1 Equipo
El equipo es como el que se muestra en la figura 4.1. Está formado por un
transmisor y un receptor en una misma tarjeta impresa.
Figura 4.1 Circuito impreso del Aparato de Velocidad de la Luz11
38
El transmisor está formado por dos multivibradores monoestables (74LS221) y por
un generador de pulsos (TLC555). Este circuito da un pulso de referencia en la patilla de la
tarjeta marcada como REFERENCIA y por medio de un potenciómetro rotulado como
Calibración de Retraso se puede aumentar o disminuir el retraso con el que este pulso es
enviado al LED D3. Además en el transmisor está ubicada la fuente de alimentación,
primero un convertidor AC-DC transforma el voltaje de 120VAC a 12 VDC y luego un
convertidor DC/DC reduce el voltaje de 12VDC a 5VDC para alimentar tanto al transmisor
como al receptor.(Figura 4.2)
Figura 4.2 Circuito esquemático del Aparato de Velocidad de la Luz11
39
El receptor está formado por una serie de amplificadores de corriente y
convertidores de corriente a voltaje construidos con transistores BJT (2N5179). Al final del
circuito está la patilla rotulada como RETRASO en la cual se obtiene el pulso luego de que
ha pasado a través de la fibra.
4.2 Análisis del circuito receptor
Para determinar la señal esperada en cada sección del circuito con el objetivo de
identificar el punto de falla se procedió a analizar etapa por etapa el circuito receptor. El
esquemático del circuito receptor se muestra en la figura 4.3
Figura 4.3 Esquemático del circuito receptor 11
Este circuito básicamente se puede dividir en tres etapas, la primera corresponde a
un amplificador de corriente BJT con retroalimentación, la segunda corresponde a un
amplificador de transresistecia de una etapa y la tercera corresponde a un circuito de corte y
limitación.
4.2.1 Amplificador de Corriente BJT con retroalimentación
El transistor de unión bipolar acepta una corriente iB de entrada y produce una
corriente iC como salida. Si esta corriente pasa a través de un resistor conectado a una
40
fuente de voltaje, la entrada de corriente al BJT puede ser utilizada para controlar el voltaje
que aparece a través de las terminales de salida del BJT. A este circuito se le llama inversor
BJT y se muestra en la figura 4.4. Funciona como una especie de convertidor de corriente a
voltaje, en el que los incrementos de la corriente de entrada generan decrementos en el
voltaje de salida. Esta configuración es a veces llamada amplificador de emisor común.
Figura 4.4 Inversor BJT Simple
Existe otro amplificador llamado amplificador de colector común, este básicamente
es un seguidor de voltaje. Su voltaje de salida es esencialmente una replica de la entrada, lo
cual pudiera pensarse que es de poco valor, pero el uso práctico estriba en la relación entre
sus corrientes de entrada y de salida, en el seguidor BJT, la primera será mucho más
pequeña que la última y aunque no se produce ganancia de voltaje, si produce tanto una
ganancia de corriente como de potencia ya que iLOAD es mucho mayor que la corriente de
base (Figura 4.5)
41
Figura 4.5 Seguidor de voltaje BJT
El Amplificador de Corriente BJT con retroalimentación está formado por un
seguidor de voltaje cuya entrada es la salida de un inversor de voltaje interconectados,
además, mediante una red de retroalimentación formada por RF y RE (Figura 4.6) con el fin
de aumentar la ganancia de los dos circuitos o etapas BJT.
Figura 4.6 Amplificador de Corriente BJT con retroalimentación
Para el circuito impreso la fuente de corriente is del Inversor BJT es el fotodiodo, el
cual suministra corriente a la base del transistor Q1.
42
La red de retroalimentación deriva una fracción de iE2 a la base de Q1.
iF = −iOUT
RE
= βiOUT
RE + RF
(4.2-1)
Donde
β =−
RE
RE + RF
(4.2-2)
La ganancia de lazo abierto de este circuito para una RF grande o un factor β de
retroalimentación pequeño (β= 0,175 para el circuito del equipo) es:
Ai = − β o1 β o 2
RC
RC + rπ 2 + (β o 2 + 1)RE
(4.2-3)
Donde βo1 y βo2 son los parámetros de ganancia de corriente en pequeña señal de los
transistores y rπ es la impedancia de entrada del transistor.
La ganancia total del circuito con la retroalimentación conectada o la ganancia de
lazo cerrado será:
AFB =
iOUT
Ai
=
iS
1 + Ai β
(4.2-4)
4.2.2 Amplificador de Transresistencia de 1 etapa
La señal de salida del amplificador de corriente BJT realimentado se pasa a través
del capacitor C7 del circuito impreso, este capacitor actuará como un circuito abierto a los
43
voltajes y corrientes de polarización de CD pero actuará como un corto circuito para los
voltajes y corrientes de señal.
La segunda etapa del receptor está conformada por un amplificador de
transresistencia (entrada de corriente, salida de voltaje) cuya entrada es la salida del
amplificador de corriente luego de pasar por C7. Este circuito que se muestra en la figura
4.7 es típicamente utilizado para convertir la señal de corriente de un detector o sensor de
alta impedancia en una señal de voltaje. Una transformación como esta permite que una
carga de baja impedancia sea manejada a un nivel de alta potencia sin un consumo de
potencia significativo por parte del sensor.
Figura 4.7 Amplificador de transresistencia de 1 etapa
La aplicación directa de la división de corriente al puerto de entrada del
amplificador da como resultado

 RF
v
ib =  iS + OUT 
RF  RF + rπ

44
(4.2-5)
La ganancia de lazo abierto para esta configuración de circuito es:
Ar = − β 0 RC
RF
RF
RF + rπ RF + RC
(4.2-6)
y la ganancia de lazo cerrado:
AFB =
vOUT
Ar
=
iS
1 + Ar β
(4.2-7)
1
RF
(4.2-8)
siendo:
β =−
4.2.3 Circuito de corte y limitación
La tercer y última etapa del receptor consiste en un sencillo circuito de limitación de
voltaje, en la salida de este circuito es donde se toma señal del pulso recibido a través de la
fibra. El esquemático de este circuito se muestra en la figura 4.8.
Figura 4.8 Circuito de corte y limitación
45
4.3 Reparación
Uno de los problemas que se tenía cuando se comenzó a trabajar con el equipo era
que el pulso de referencia obtenido en la patilla marcada como REFERECIA del transmisor
no tenía la forma esperada, ni en amplitud ni en ancho, además de que se tenía mucho ruido
en la señal. Esto se solucionó fácilmente sustituyendo el transistor Q1 y los dos integrados,
el 555 y el 74LS221 lo que evitó que se tuviera que estudiar a fondo el circuito del
transmisor.
El mayor problema fue obtener una señal en el receptor. Primero se revisó que el
LED emisor y el fotodiodo fueran efectivamente los que se tenían que utilizar, un IF-E96 y
un IF-D91 respectivamente. Luego se procedió a revisar que el detector no estuviera
dañado, utilizando circuitos sencillos de prueba como el de la figura 4.9
Figura 4.9 Circuito para probar el fotodiodo
Como con este circuito se obtenía una respuesta correcta en el detector, se procedió
entonces a revisar los pulsos emitidos por el transmisor, ya que se pensó que no tenían una
forma apropiada para una buena emisión del LED D3, debido a que la señal en la base del
transistor Q1 del transmisor presentaba picos de amplitud muy pronunciados (Figura 4.10).
46
Al no tener una buena emisión del pulso en el LED, no se tendría una buena detección en el
fotodiodo y por ende no se obtendría una señal clara en la salida del circuito receptor.
Figura 4.10 Señal en el emisor del transistor del transmisor
Esta hipótesis no se estudió por mucho tiempo ya que el pulso de referencia tenía
una amplitud y un ancho que correspondía con la el procedimiento de medición y aunque la
señal del LED y la señal de referencia se obtienen en partes diferentes del circuito, el hecho
de que la señal de referencia tuviera la forma correcta era indicador de que el transmisor
estaba funcionando correctamente.
La siguiente suposición que fue que los transistores probablemente no se
encontraban en buen estado y se procedió a ver la señal punto por punto del circuito
impreso en el osciloscopio, sin obtener resultados que dieran una pista de algún transistor
dañado.
Como en el laboratorio se contaba con tres transistores nuevos 2N5179, se procedió
a armar el circuito receptor en una proto (Figura 4.11) y se puso a trabajar con el transmisor
del circuito impreso sin obtener resultados alentadores.
47
Figura 4.11 Receptor en proto y transmisor del circuito impreso
Nuevamente se dudo del fotodiodo y se midió el flujo de emisión del LED para
determinar, con ayuda de las hojas del fabricante, la corriente que producía el fotodiodo. Se
determinó que esta corriente era de 0,07µA, sin embargo este resultado no ayudaba mucho
puesto que no se conocía bien el funcionamiento del circuito, lo que provoco que se
elaborara un estudio mas detallado del circuito receptor. A esta altura del trabajo el profesor
facilitó un multímetro que permite medir el parámetro de ganancia de corriente β0 de un
transistor, por lo que se procedió a medir la ganancia de cada uno de los transistores nuevos
que se utilizaban en la proto. Hasta este momento se daba por un hecho que los transistores
nuevos estaban en buen estado, sin embargo al realizar las mediciones de ganancia se
descubrió que uno de estos transistores estaba dañado, además la ganancia de otro tenía un
valor muy pequeño (β0=27). El tercer transistor presentaba un valor apropiado de ganancia
(β0=210)
48
El siguiente paso consistió en reemplazar los transistores. Se tuvieron que comprar
transistores equivalentes al 2N5179 ya que estos no se consiguen en el país. Se compraron
dos transistores NTE316 con valores intermedios de ganancia de 82 y 100. Tan pronto
como se sustituyeron en la proto se obtuvo un pulso de salida. Los transistores del circuito
impreso se sustituyeron provisionalmente con los transistores que se utilizaban en la proto y
se procedió a realizar las mediciones con una fibra de 20m obteniendo un pulso de muy
baja amplitud y con un nivel de ruido considerable (Figura 4.12)
Figura 4.12 Pulsos de referencia y transmitido a través de una fibra de 20m.
Aunque el equipo ya funcionaba, su operación no era la optima. Se procedió a
quitar los transistores del circuito impreso y a colocarlos nuevamente en la proto. Se armó
una configuración Darlington (Figura 4.13) con los transistores que tienen una ganancia de
82 y 27. La combinación de los dos dispositivos se comporta como un BJT npn de un βF
mas alto.
49
Figura 4.13 Configuración Darlington
El transistor que se conectó con esta configuración es el del inversor BJT de la
primera etapa y mejoró notablemente la señal de salida como se muestra en la figura 4.14.
Tomando en cuenta que la escala vertical de la figura 4.12 es de 50mV por división y la de
la figura 4.14 es de 100 mV por división.
Figura 4.14 Pulsos de referencia y transmitido a través de una fibra de 20m.
Con estos resultados se acordó con el profesor realizar las mediciones con el
circuito receptor de la proto, para comprar posteriormente en el extranjero los transistores
2N5179 de alta ganancia que se necesitan para el funcionamiento optimo del equipo.
50
CAPÍTULO 5: Resultados experimentales
Las mediciones se realizaron solamente con el Aparato de Velocidad de la Luz de
Fibra Óptica, se hicieron en fibras plásticas cortas de 20m, 15m, 10m y 2m. Para obtener un
dato mas aproximado del largo de fibra se realizaron varias mediciones con una cinta
métrica, estos son los resultados obtenidos:
Tabla 5.1 Resultados experimentales
20m
19.96
19.7
19.98
Mediciones
19.978
19.998
19.975
Promedio (L) 19.93183
Tiempo (∆t) 1.00E-07
1.50409
n
1.20887
Error (%)
L
15m
14.835
14.804
14.81
10m
9.587
9.586
9.586
14.81633
7.40E-08
1.49731
0.53099
9.58633
4.80E-08
1.50110
0.90993
2m
1.998
1.997
1.995
1.998
2
1.995
1.99717
1.00E-08
1.50109
0.90888
El índice de refracción se obtuvo mediante la formula:
n=
c c ⋅ ∆t
=
υ
L
(5.1)
Con c = 2,99792458 × 10 8 m/s y nFab=1,492 para una fibra POF
Como se puede observar en la tabla 5.1 los resultados son bastante aproximados al
dato suministrado por el fabricante, obteniendo un error máximo de 1,27 %. No hay que
olvidar que realizando mas mediciones del largo de la fibra L con una cinta métrica de
51
mejor calidad o si se conoce con exactitud la longitud de la fibra, se corregiría un poco el
nivel de error introducido por este dato.
5.1 Formas de onda obtenidas
Figura 5.1 Pulsos de referencia y transmitido a través de una fibra de 20m.
Figura 5.2 Pulsos de referencia y transmitido a través de una fibra de 15m.
52
Figura 5.3 Pulsos de referencia y transmitido a través de una fibra de 10m.
Figura 5.4 Pulsos de referencia y transmitido a través de una fibra de 2m.
53
CAPÍTULO 6: Conclusiones y recomendaciones
Es importante conocer la importancia que tiene el índice de refracción en la
tecnología, gracias al manejo de este parámetro es que se puede hacer viajar la luz a través
de una fibra óptica dada la diferencia entre los índices de la cubierta y el núcleo,
actualmente el índice de refracción es también un parámetro importante en el desarrollo de
memorias holográficas.
El hecho de que exista un procedimiento preciso para medir índices de refracción
tendrá un papel más importante si entra en vigencia el Tratado de Libre Comercio TLC
entre Centroamérica y Estados Unidos, ya que al tener que subir los niveles de calidad en
los productos, específicamente la industria de plástico y vidrio, es importante que las
empresas se sometan a procesos de acreditación y certificación como los ISO, en los cuales
la existencia de procedimientos definidos y normados es vital para obtener una aprobación.
Se ha observado que tanto el procedimiento de obtención del índice de refracción
mediante interferometría así como por Tiempo de Viaje son métodos muy exactos mientras
que el método por medio de óptica geométrica depende mas que todo de la persona que
realiza la medición, lo cual es indicador de que este no es el mejor método para determinar
n. Sin embargo para fines didácticos este procedimiento resulta bastante ilustrativo y por
esto se puede implementar en prácticas de laboratorio. Por el costo del equipo y por el
tiempo que requiere el montaje y calibración de los equipos, los métodos de Interferometría
y Tiempo de viaje no son muy aptos para implementar en practicas de laboratorio.
Claramente estos procedimientos son los que se utilizarían para proyectos de metrología.
54
Es de suma importancia que el equipo de Velocidad de la Luz en Fibra Óptica sea
reparado con transistores de alta ganancia (>200) para que este trabaje de manera óptima,
ya que al estar formado por una serie de circuitos amplificadores y convertidores BJT la
ganancia de los transistores tiene mucho peso en la ganancia global de los circuitos, por lo
que se recomienda asegurarse de valores altos de β0 a la hora de comprar los transistores,
ya sean los 2N5179 o los equivalentes NTE 316. Cuando se coloquen los transistores en el
circuito impreso no se debería de cortar en exceso las patillas o bien, se deberían de colocar
sobre bases transistores, con el fin de facilitar una reparación en caso de que volviera a
fallar un transistor u otro componente.
Si el índice de refracción de una fibra es conocido, ya sea porque el fabricante lo
suministra o porque se obtuvo con una muestra pequeña de fibra, este equipo se puede
utilizar para determinar con una gran exactitud la distancia de un tramo determinado de
fibra.
55
BIBLIOGRAFÍA
Libros:
1. Donati, S. “Electro-Optical Instrumentation”, 1 edición, Prentice Hall, United
States of America, 2004.
2. Fox, M. “Optical Properties of Solids”, 1 edición, Oxford University Press,
United States of America, 2001.
3. Gasvick, K.J. “Optical Metrology”, 3 edición, John Wiley & Sons, England, 2002.
4. Gottileb, H.H. “Metrologic. Experiments Using a Helium Neon Laser” 11
edición, Metrologic Instruments Inc, United States of America, 1984.
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6. Hayt, W. “Teoría Electromagnética”, 5 edición, McGraw Hill, México, 1991.
7. Horestein, M. N. “Microelectrónica: Circuitos y Dispositivos”, 2 edición,
Prentice Hall, México, 1995.
8. Martín, V.D. “Optoelectronics Vol. 3”, 1 edición, Prompt Publications, United
States of America, 1998.
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56
Páginas web:
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12. “Industrial
Fiber
Optics,
Inc.
2003
Product
Catalog”, http://www.i-
fiberoptics.com/Cat03_p1-30_lo.pdf
13. “PASCO Advanced Optics System”, http://www.fisica.unlp.edu.ar/lef/lefweb/
down_files/Optica.pdf.
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15. “Refractive index as a function of wavelength”, http://www.philiplaven.com/
p20.html.
57
ANEXOS
58
HOJAS DEL FABRICANTE
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by 2N2369/D
SEMICONDUCTOR TECHNICAL DATA
NPN Silicon
COLLECTOR
3
*Motorola Preferred Device
2
BASE
1
EMITTER
3
MAXIMUM RATINGS
Rating
Symbol
Value
Unit
Collector – Emitter Voltage
VCEO
15
Vdc
Collector – Emitter Voltage
VCES
40
Vdc
Collector– Base Voltage
VCBO
40
Vdc
Emitter– Base Voltage
VEBO
4.5
Vdc
IC(Peak)
500
mA
Collector Current — Continuous
IC
200
mA
Total Device Dissipation @ TA = 25°C
Derate above 25°C
PD
0.36
2.06
Watt
mW/°C
Total Device Dissipation @ TC = 100°C
Derate above 100°C
PD
0.68
6.85
Watts
mW/°C
TJ, Tstg
– 65 to +200
°C
Characteristic
Symbol
Max
Unit
Thermal Resistance, Junction to Ambient
RqJA
486
°C/W
Thermal Resistance, Junction to Case
RqJC
147
°C/W
Collector Current (10 ms pulse)
Operating and Storage Junction
Temperature Range
2
1
CASE 22–03, STYLE 1
TO–18 (TO–206AA)
THERMAL CHARACTERISTICS
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (TA = 25°C unless otherwise noted)
Symbol
Min
Max
Unit
Collector – Emitter Breakdown Voltage (IC = 10 mA, VBE = 0)
V(BR)CES
40
—
Vdc
Collector – Emitter Sustaining Voltage(1) (IC = 10 mAdc, IB = 0)
VCEO(sus)
15
—
Vdc
Collector – Base Breakdown Voltage (IC = 10 mA, IB = 0)
V(BR)CBO
40
—
Vdc
Emitter – Base Breakdown Voltage (IE = 10 mAdc, IC = 0)
V(BR)EBO
4.5
—
Vdc
—
—
0.4
30
ICES
—
0.4
mAdc
IB
—
0.4
mAdc
Characteristic
OFF CHARACTERISTICS
Collector Cutoff Current
(VCB = 20 Vdc, IE = 0)
(VCB = 20 Vdc, IE = 0, TA = 150°C)
2N2369
2N2369A
Collector Cutoff Current
(VCE = 20 Vdc, VBE = 0)
2N2369A
Base Current
(VCE = 20 Vdc, VBE = 0)
2N2369A
1. Pulse Test: Pulse Width
v 300 ms, Duty Cycle v 2.0%.
mAdc
ICBO
Preferred devices are Motorola recommended choices for future use and best overall value.
Motorola Small–Signal Transistors, FETs and Diodes Device Data
 Motorola, Inc. 1996
1
ELECTRICAL CHARACTERISTICS (TA = 25°C unless otherwise noted) (Continued)
Characteristic
Symbol
Min
Max
Unit
2N2369
2N2369A
40
—
120
120
(IC = 10 mAdc, VCE = 1.0 Vdc, TA = –55°C)
2N2369
20
—
(IC = 10 mAdc, VCE = 0.35 Vdc, TA = –55°C)
(IC = 30 mAdc, VCE = 0.4 Vdc)
2N2369A
2N2369A
20
30
—
—
(IC = 100 mAdc, VCE = 1.0 Vdc)
2N2369A
20
—
(IC = 100 mAdc, VCE = 2.0 Vdc)
2N2369
20
—
2N2369
2N2369A
—
—
0.25
0.20
(IC = 10 mAdc, IB = 1.0 mAdc, TA = +125°C)
(IC = 30 mAdc, IB = 3.0 mAdc)
2N2369A
2N2369A
—
—
0.30
0.25
(IC = 100 mAdc, IB = 10 mAdc)
Base – Emitter Saturation Voltage(1)
(IC = 10 mAdc, IB = 1.0 mAdc)
(IC = 10 mAdc, IB = 1.0 mAdc, TA = +125°C)
(IC = 10 mAdc, IB = 1.0 mAdc, TA = –55°C)
(IC = 30 mAdc, IB = 3.0 mAdc)
2N2369A
—
0.50
All Types
2N2369A
2N2369A
2N2369A
0.70
0.59
—
—
0.85
—
1.02
1.15
2N2369A
—
1.60
fT
500
—
MHz
Output Capacitance
(VCB = 5.0 Vdc, IE = 0, f = 1.0 MHz)
Cobo
—
4.0
pF
Input Capacitance
(VEB = 1.0 Vdc, IC = 0, f = 1.0 MHz)
Cibo
—
4.0
pF
ts
—
13
ns
Turn–On Time
(IC = 10 mAdc, IB1 = 3.0 mA, IB2 = –1.5 mA, VCC = 3.0 Vdc)
ton
—
12
ns
Turn–Off Time
(IC = 10 mAdc, IB1 = 3.0 mA, IB2 = –1.5 mA, VCC = 3.0 Vdc)
toff
—
18
ns
ON CHARACTERISTICS
DC Current Gain(1)
(IC = 10 mAdc, VCE = 1.0 Vdc)
Collector – Emitter Saturation Voltage(1)
(IC = 10 mAdc, IB = 1.0 mAdc)
(IC = 100 mAdc, IB = 10 mAdc)
hFE
—
VCE(sat)
Vdc
VBE(sat)
Vdc
SMALL– SIGNAL CHARACTERISTICS
Current – Gain — Bandwidth Product
(IC = 10 mAdc, VCE = 10 Vdc, f = 100 MHz)
SWITCHING CHARACTERISTICS
Storage Time
(IC = IB1 = 10 mAdc, IB2 = –10 mAdc)
1. Pulse Test: Pulse Width
2
v 300 ms, Duty Cycle v 2.0%.
Motorola Small–Signal Transistors, FETs and Diodes Device Data
PACKAGE DIMENSIONS
NOTES:
1. DIMENSIONING AND TOLERANCING PER ANSI
Y14.5M, 1982.
2. CONTROLLING DIMENSION: INCH.
3. DIMENSION J MEASURED FROM DIMENSION A
MAXIMUM.
4. DIMENSION F APPLIES BETWEEN DIMENSION P
AND L. DIMENSION D APPLIES BETWEEN
DIMENSION L AND K MINIMUM. LEAD DIAMETER
IS UNCONTROLLED IN DIMENSION P AND
BEYOND DIMENSION K MINIMUM.
5. DIMENSION E INCLUDES THE TAB THICKNESS.
(TAB THICKNESS IS 0.51(0.002) MAXIMUM).
–A–
B
E
C
SEATING
PLANE
–T–
F
L
P
K
D 3 PL
0.36 (0.014)
N
–H–
T A
M
H
M
N
2
1
M
M
STYLE 1:
PIN 1. EMITTER
2. BASE
3. COLLECTOR
G
3
J
CASE 22–03
(TO–206AA)
ISSUE R
DIM
A
B
C
D
E
F
G
H
J
K
L
M
N
P
INCHES
MIN
MAX
0.209
0.230
0.178
0.195
0.170
0.210
0.016
0.021
–––
0.030
0.016
0.019
0.100 BSC
0.036
0.046
0.028
0.048
0.500
–––
0.250
–––
45 _BSC
0.050 BSC
–––
0.050
MILLIMETERS
MIN
MAX
5.31
5.84
4.52
4.95
4.32
5.33
0.406
0.533
–––
0.762
0.406
0.483
2.54 BSC
0.914
1.17
0.711
1.22
12.70
–––
6.35
–––
45_BSC
1.27 BSC
–––
1.27
Motorola reserves the right to make changes without further notice to any products herein. Motorola makes no warranty, representation or guarantee regarding
the suitability of its products for any particular purpose, nor does Motorola assume any liability arising out of the application or use of any product or circuit, and
specifically disclaims any and all liability, including without limitation consequential or incidental damages. “Typical” parameters which may be provided in Motorola
data sheets and/or specifications can and do vary in different applications and actual performance may vary over time. All operating parameters, including “Typicals”
must be validated for each customer application by customer’s technical experts. Motorola does not convey any license under its patent rights nor the rights of
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ASIA/PACIFIC: Motorola Semiconductors H.K. Ltd.; 8B Tai Ping Industrial Park,
51 Ting Kok Road, Tai Po, N.T., Hong Kong. 852–26629298
6
◊
*2N2369/D*
2N2369/D
Motorola Small–Signal Transistors, FETs and Diodes Device
Data
140 COMMERCE DRIVE
MONTGOMERYVILLE, PA
18936-1013
PHONE: (215) 631-9840
FAX: (215) 631-9855
2N5179
RF & MICROWAVE DISCRETE
LOW POWER TRANSISTORS
Features
•
Silicon NPN, TO-72 packaged VHF/UHF Transistor
•
Low Noise, NF = 4.5 dB (max) @ 200 MHz
•
High Current-Gain-Bandwidth Product 1.4 Ghz (typ) @ 10 mAdc
2
•
1
Characterized with S-Parameters
3
4
1. Emitter
2. Base
3. Collector
4. Case
TO-72
DESCRIPTION:
Silicon NPN transistor, designed for VHF and UHF equipment. Ideal for pre-driver, low noise amplifier, and oscillator
applications.
ABSOLUTE MAXIMUM RATINGS (Tcase = 25°C)
Symbol
VCEO
Parameter
Collector-Emitter Voltage
Value
12
Unit
Vdc
VCBO
VEBO
Collector-Base Voltage
20
Vdc
Emitter-Base Voltage
2.5
Vdc
IC
Collector Current
50
mA
300
1.71
mWatts
mW/ ºC
Thermal Data
PD
Total Device Dissipation @ TA = 25ºC
Derate above 25ºC
MSC1305.PDF 10-25-99
2N5179
ELECTRICAL SPECIFICATIONS (Tcase = 25°C)
STATIC
(off)
Symbol
VCEO(sus)
BVCBO
BVEBO
ICBO
Test Conditions
Value
Min.
Typ.
Max.
Unit
Collector-Emitter Sustaining Voltage
(IC = 3.0 mAdc, IB = 0)
12
-
-
Vdc
Collector-Base Breakdown Voltage
(IC=1.0 µAdc, IE=0)
20
-
-
Vdc
Emitter Base Breakdown Voltage
(IE = 0.01 mAdc, IC = 0)
2.5
-
-
-
-
.02
µA
DC Current Gain
(IC = 3.0 mAdc, VCE = 1.0 Vdc)
25
-
250
-
Base-Emitter Saturation Voltage
(IC = 10 mAdc, IB = 1.0 mAdc)
-
-
1.0
Vdc
Collector-Emitter Saturation Voltage
(IC = 10 mAdc, IB = 1.0 mAdc)
-
-
0.4
Vdc
Collector Cutoff Current
(VCB = 15 Vdc, IE = 0)
Vdc
(on)
HFE
VBE(sat)
VCE(sat)
DYNAMIC
Symbol
fT
CCB
Test Conditions
Current-Gain - Bandwidth Product
(IC = 5.0 mAdc, VCE = 6 Vdc, f = 100 MHz)
Collector-base Capacitance
(VCB = 10 Vdc, IE = 0, f = 1.0 MHz)
MSC1305.PDF 10-25-99
Value
Min.
Typ.
Max.
Unit
900
1500
-
MHz
-
-
1.0
pF
2N5179
FUNCTIONAL
Symbol
NF
GPE
Test Conditions
Noise Figure (figure 1)
Common-Emitter Amplifier
Power Gain (figure 1)
PIN
(RS=50 OHMS)
Value
Min.
Typ.
Max.
Unit
IC = 1.5 mAdc, VCE = 6.0
Vdc, f = 200 MHz
-
-
4.5
dB
IC = 1.5 mAdc, VCE = 6.0
Vdc, f = 200 MHz
20
-
-
dB
POUT
(RL=50 OHMS)
Figure 1. 200 MHz Amplifier for Power Gain and Noise Figure specifications.
MSC1305.PDF 10-25-99
2N5179
FUNCTIONAL (CONT)
Symbol
G
U max
MAG
2
|S21|
Test Conditions
Maximum Unilateral Gain (1)
Maximum Available Gain
Insertion Gain
Value
Min.
Typ.
Max.
Unit
IC = 5 mAdc, VCE = 6.0 Vdc,
f = 200 MHz
-
17
-
dB
IC = 5 mAdc, VCE = 6.0 Vdc,
f = 200 MHz
-
18
-
dB
IC = 5 mAdc, VCE = 6.0 Vdc,
f = 200 MHz
-
12
-
dB
Note: 1. Maximum Unilateral Gain = |S21|2 / (1 - |S11|2) (1 - |S22|2)
Table 1. Common Emitter S-Parameters, @ VCE = 6 V, IC = 5 mA
f
S11
S21
S12
S22
(MHz)
|S11|
∠φ
|S21|
∠φ
|S12|
∠φ
|S22|
100
.471
-90
6.78
122
.023
64
.844
-51
200
.314
-145
4.20
100
.034
58
.780
-93
300
.230
156
2.76
91
.043
65
.768
-134
400
.171
108
2.17
86
.056
63
.756
-177
500
.168
54
1.86
79
.062
62
.741
140
600
.149
-9
1.53
71
.069
66
.740
98
700
.137
-72
1.31
67
.073
71
.739
54
800
.119
-129
1.18
64
.092
74
.744
8
900
.153
-174
1.13
58
.101
68
.742
-38
1000
.171
122
.979
49
.106
71
.749
-82
MSC1305.PDF 10-25-99
∠φ
2N5179
MSC1305.PDF 10-25-99
NTE316
Silicon NPN Transistor
High Gain, Low Noise Amp
Features:
D High Current Gain–Bandwidth Product
D Low Noise Figure
D High Power Gain
Absolute Maximum Ratings:
Collector–Emitter Voltage, VCEO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15V
Collector–Base Voltage, VCBO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30V
Emitter–Base Voltage, VEBO . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3V
Continuous Collector Current, IC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 50mA
Total Continuous Device Dissipation (TA = +25°C), PD . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 200mW
Derate Above 25°C . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1.14mW/°C
Storage Temperature Range, Tstg . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . –65° to +200°C
Electrical Characteristics: (TA = +25°C unless otherwise specified)
Parameter
Symbol
Test Conditions
Min
Typ
Max
Unit
OFF Characteristics
Collector–Emitter Breakdown Voltage
V(BR)CEO
IC = 5mA, IB = 0
15
–
–
V
Collector–Base Breakdown Voltage
V(BR)CBO
IC = 0.1mA, IE = 0
30
–
–
V
Emitter–Base Breakdown Voltage
V(BR)EBO
IE = 0.1mA, IC = 0
3.5
–
–
V
nA
Collector Cutoff Current
ICBO
VCB = 5V, IE = 0
–
–
10
hFE
VCE = 5V, IC = 2mA
25
–
250
1400
–
–
MHz
pF
ON Characteristics
DC Current Gain
Dynamic Characteristics
Current Gain–Bandwidth Product
fT
VCE = 5V, IC = 10mA, f = 100MHz
Collector–Base Capacitance
Ccb
VCB = 10V, IE = 0, f = 1kHz
–
0.8
1.0
Small–Signal Current Gain
hfe
VCE = 5V, IC = 2mA, f = 1kHz
25
–
250
VCE = 5V, IE = 2mA, f = 31.8MHz
2
–
12
ps
NF
VCE = 5V, IC = 2mA, RS = 50Ω,
f = 450MHz
–
–
4.5
dB
Gpe
VCE = 5V, IC = 2mA, f = 450MHz
15
–
–
dB
Collector–Base Time Constant
Noise Figure
rb ’Cc
Functional Test
Common–Emitter Amplifier Power Gain
.220 (5.58) Dia
.185 (4.7) Dia
.190
(4.82)
.030 (.762)
.500
(12.7)
Min
.018 (0.45) Dia
Base
Emitter
Collector
45°
Case
.040 (1.02)
Revised April 2000
DM74LS221 Dual Non-Retriggerable One-Shot
with Clear and Complementary Outputs
General Description
Features
The DM74LS221 is a dual monostable multivibrator with
Schmitt-trigger input. Each device has three inputs permitting the choice of either leading-edge or trailing-edge triggering. Pin (A) is an active-LOW trigger transition input and
pin (B) is an active-HIGH transition Schmitt-trigger input
that allows jitter free triggering for inputs with transition
rates as slow as 1 volt/second. This provides the input with
excellent noise immunity. Additionally an internal latching
circuit at the input stage also provides a high immunity to
VCC noise. The clear (CLR) input can terminate the output
pulse at a predetermined time independent of the timing
components. This (CLR) input also serves as a trigger
input when it is pulsed with a low level pulse transition
( ). To obtain the best and trouble free operation from
this device please read operating rules as well as the Fairchild Semiconductor one-shot application notes carefully
and observe recommendations.
■ A dual, highly stable one-shot
■ Compensated for VCC and temperature variations
■ Pin-out identical to DM74LS123 (Note 1)
■ Output pulse width range from 30 ns to 70 seconds
■ Hysteresis provided at (B) input for added noise
immunity
■ Direct reset terminates output pulse
■ Triggerable from CLEAR input
■ DTL, TTL compatible
■ Input clamp diodes
Note 1: The pin-out is identical to DM74LS123 but, functionally it is not;
refer to Operating Rules #10 in this datasheet.
Ordering Code:
Order Number
Package Number
Package Description
DM74LS221M
M16A
16-Lead Small Outline Integrated Circuit (SOIC), JEDEC MS-012, 0.150 Narrow
DM74LS221SJ
M16D
16-Lead Small Outline Package (SOP), EIAJ TYPE II, 5.3mm Wide
DM74LS221N
N16E
16-Lead Plastic Dual-In-Line Package (PDIP), JEDEC MS-001, 0.300 Wide
Devices also available in Tape and Reel. Specify by appending the suffix letter “X” to the ordering code.
Connection Diagram
Function Table
Inputs
Outputs
CLEAR
A
B
Q
Q
L
X
X
L
H
X
H
X
L
H
X
X
L
H
L
↑
H
↓
H
L
H
↑ (Note 2)
H = HIGH Logic Level
L = LOW Logic Level
X = Can Be Either LOW or HIGH
↑ = Positive Going Transition
↓ = Negative Going Transition
= A Positive Pulse
= A Negative Pulse
L
H
Note 2: This mode of triggering requires first the B input be set from a
LOW-to-HIGH level while the CLEAR input is maintained at logic LOW
level. Then with the B input at logic HIGH level, the CLEAR input whose
positive transition from LOW-to-HIGH will trigger an output pulse.
© 2000 Fairchild Semiconductor Corporation
DS006409
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DM74LS221 Dual Non-Retriggerable One-Shot with Clear and Complementary Outputs
August 1986
DM74LS221 Dual Non-Retriggerable One-Shot
Functional Description
The basic output pulse width is determined by selection of
an external resistor (RX) and capacitor (CX). Once triggered, the basic pulse width is independent of further input
transitions and is a function of the timing components, or it
may be reduced or terminated by use of the active low
CLEAR input. Stable output pulse width ranging from 30 ns
to 70 seconds is readily obtainable.
Operating Rules
8. Duty cycle is defined as tW/T × 100 in percentage, if it
goes above 50% the output pulse width will become
shorter. If the duty cycle varies between LOW and
HIGH values, this causes output pulse width to vary, or
jitter (a function of the REXT only). To reduce jitter, REXT
should be as large as possible, for example, with
REXT = 100k jitter is not appreciable until the duty cycle
approaches 90%.
1.
2.
An external resistor (RX) and an external capacitor
(CX) are required for proper operation. The value of CX
may vary from 0 to approximately 1000 µF. For small
time constants high-grade mica, glass, polypropylene,
polycarbonate, or polystyrene material capacitor may
be used. For large time constants use tantalum or special aluminum capacitors. If timing capacitor has leakages approaching 100 nA or if stray capacitance from
either terminal to ground is greater than 50 pF the timing equations may not represent the pulse width the
device generates.
9. Under any operating condition CX and RX must be kept
as close to the one-shot device pins as possible to minimize stray capacitance, to reduce noise pick-up, and
to reduce I-R and Ldi/dt voltage developed along their
connecting paths. If the lead length from CX to pins (6)
and (7) or pins (14) and (15) is greater than 3 cm, for
example, the output pulse width might be quite different
from values predicted from the appropriate equations.
A non-inductive and low capacitive path is necessary to
ensure complete discharge of CX in each cycle of its
operation so that the output pulse width will be accurate.
When an electrolytic capacitor is used for CX a switching diode is often required for standard TTL one-shots
to prevent high inverse leakage current. This switching
diode is not needed for the DM74LS221 one-shot and
should not be used.
Furthermore, if a polarized timing capacitor is used on
the DM74LS221, the positive side of the capacitor
should be connected to the “CEXT” pin (Figure 1).
3.
10. Although the DM74LS221's pin-out is identical to the
DM74LS123 it should be remembered that they are not
functionally identical. The DM74LS123 is a retriggerable device such that the output is dependent upon the
input transitions when its output “Q” is at the “High”
state. Furthermore, it is recommended for the
DM74LS123 to externally ground the CEXT pin for
improved system performance. However, this pin on
the DM74LS221 is not an internal connection to the
device ground. Hence, if substitution of an DM74LS221
onto an DM74LS123 design layout where the CEXT pin
is wired to the ground, the device will not function.
For CX >> 1000 pF, the output pulse width (tW) is
defined as follows:
tW = KRX CX
where [RX is in kΩ]
[CX is in pF]
[tW is in ns]
K ≈ Ln2 = 0.70
4.
The multiplicative factor K is plotted as a function of CX
for design considerations: (See Figure 4).
5. For CX < 1000 pF see Figure 3 for tW vs. CX family
curves with RX as a parameter.
6.
To obtain variable pulse widths by remote trimming,
the following circuit is recommended: (See Figure 2).
7.
Output pulse width versus VCC and temperatures: Figure 5 depicts the relationship between pulse width variation versus VCC. Figure 6 depicts pulse width variation
versus temperatures.
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11. VCC and ground wiring should conform to good highfrequency standards and practices so that switching
transients on the VCC and ground return leads do not
cause interaction between one-shots. A 0.01 µF to 0.10
µF bypass capacitor (disk ceramic or monolithic type)
from VCC to ground is necessary on each device. Furthermore, the bypass capacitor should be located as
close to the VCC-pin as space permits.
2
(Continued)
Note: “Rremote” should be as close to the one-shot as possible.
FIGURE 1.
FIGURE 2.
FIGURE 3.
FIGURE 4.
FIGURE 5.
FIGURE 6.
Note: For further detailed device characteristics and output performance, please refer to the Fairchild Semiconductor one-shot application note AN-372.
3
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DM74LS221 Dual Non-Retriggerable One-Shot
Operating Rules
DM74LS221 Dual Non-Retriggerable One-Shot
Absolute Maximum Ratings(Note 3)
Supply Voltage
Input Voltage
7V
0°C to +70°C
Operating Free Air Temperature Range
Storage Temperature Range
Note 3: The “Absolute Maximum Ratings” are those values beyond which
the safety of the device cannot be guaranteed. The device should not be
operated at these limits. The parametric values defined in the Electrical
Characteristics tables are not guaranteed at the absolute maximum ratings.
The “Recommended Operating Conditions” table will define the conditions
for actual device operation.
7V
−65°C to +150°C
Recommended Operating Conditions
Symbol
Parameter
VCC
Supply Voltage
VT+
Positive-Going Input Threshold Voltage
Min
Nom
Max
Units
4.75
5
5.25
V
1
2
V
at the A Input (VCC = Min)
VT−
Negative-Going Input Threshold Voltage
0.8
at the A Input (VCC = Min)
VT+
Positive-Going Input Threshold Voltage
1
at the B Input (VCC = Min)
VT−
1
Negative-Going Input Threshold Voltage
0.8
at the B Input (VCC = Min)
V
2
0.9
V
V
IOH
HIGH Level Output Current
−0.4
mA
IOL
LOW Level Output Current
8
mA
tW
Pulse Width
Data
40
(Note 4)
Clear
40
tREL
Clear Release Time (Note 4)
ns
15
ns
Rate of Rise or Fall of
1
Schmitt Input (B) (Note 4)
Rate of Rise or Fall of
1
Logic Input (A) (Note 4)
REXT
External Timing Resistor (Note 4)
CEXT
External Timing Capacitance (Note 4)
DC
Duty Cycle
RT = 2 kΩ
50
(Note 4)
RT = REXT (Max)
60
TA
Free Air Operating Temperature
100
kΩ
0
1000
µF
0
Note 4: TA = 25°C and VCC = 5V.
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1.4
4
70
%
°C
over recommended operating free air temperature range (unless otherwise noted)
Symbol
Parameter
Conditions
VI
Input Clamp Voltage
VCC = Min, II = −18 mA
VOH
HIGH Level
VCC = Min, IOH = Max
Output Voltage
VIL = Max, VIH = Min
VOL
LOW Level
VCC = Min, IOL = Max
Output Voltage
VIL = Max, VIH = Min
Min
2.7
Typ
(Note 5)
Max
Units
−1.5
V
3.4
0.35
V
0.5
VCC = Min, IOL = 4 mA
0.4
V
II
Input Current @ Max Input Voltage
VCC = Max, VI = 7V
0.1
mA
IIH
HIGH Level Input Current
VCC = Max, VI = 2.7V
20
µA
IIL
LOW Level
VCC = Max
Input Current
VI = 0.4V
IOS
ICC
Short Circuit
VCC = Max
Output Current
(Note 6)
Supply Current
VCC = Max
A1, A2
−0.4
B
−0.8
Clear
−0.8
−20
−100
mA
mA
Quiescent
4.7
11
Triggered
19
27
Min
Max
Units
70
ns
55
ns
80
ns
65
ns
65
ns
55
ns
20
70
ns
600
750
ns
6
7.5
ms
70
150
ns
mA
Note 5: All typicals are at VCC = 5V, TA = 25°C.
Note 6: Not more than one output should be shorted at a time, and the duration should not exceed one second.
Switching Characteristics
at VCC = 5V and TA = 25°C
Symbol
tPLH
Parameter
Propagation Delay Time
LOW-to-HIGH Level Output
tPLH
Propagation Delay Time
LOW-to-HIGH Level Output
tPHL
Propagation Delay Time
HIGH-to-LOW Level Output
tPHL
Propagation Delay Time
HIGH-to-LOW Level Output
tPLH
Propagation Delay Time
LOW-to-HIGH Level Output
tPHL
tW(out)
From (Input)
To (Output)
Conditions
A1, A2
CEXT = 80 pF
to Q
REXT = 2 kΩ
B
CL = 15 pF
to Q
RL = 2 kΩ
A1, A2
to Q
B
to Q
Clear to
Q
Propagation Delay Time
Clear
HIGH-to-LOW Level Output
to Q
Output Pulse
A1, A2
CEXT = 0
Width Using Zero
to Q, Q
REXT = 2 kΩ
RL = 2 kΩ
Timing Capacitance
CL = 15 pF
tW(out)
Output Pulse
A1, A2
CEXT = 100 pF
Width Using External
to Q, Q
REXT = 10 kΩ
RL = 2 kΩ
Timing Resistor
CL = 15 pF
CEXT = 1 µF
REXT = 10 kΩ
RL = 2 kΩ
CL = 15 pF
CEXT = 80 pF
REXT = 2 kΩ
RL = 2 kΩ
CL = 15 pF
5
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DM74LS221 Dual Non-Retriggerable One-Shot
Electrical Characteristics
LM555
Timer
General Description
Features
The LM555 is a highly stable device for generating accurate
time delays or oscillation. Additional terminals are provided
for triggering or resetting if desired. In the time delay mode of
operation, the time is precisely controlled by one external resistor and capacitor. For astable operation as an oscillator,
the free running frequency and duty cycle are accurately
controlled with two external resistors and one capacitor. The
circuit may be triggered and reset on falling waveforms, and
the output circuit can source or sink up to 200mA or drive
TTL circuits.
n
n
n
n
n
n
n
n
n
Direct replacement for SE555/NE555
Timing from microseconds through hours
Operates in both astable and monostable modes
Adjustable duty cycle
Output can source or sink 200 mA
Output and supply TTL compatible
Temperature stability better than 0.005% per ˚C
Normally on and normally off output
Available in 8-pin MSOP package
Applications
n
n
n
n
n
n
n
Precision timing
Pulse generation
Sequential timing
Time delay generation
Pulse width modulation
Pulse position modulation
Linear ramp generator
Schematic Diagram
DS007851-1
© 2000 National Semiconductor Corporation
DS007851
www.national.com
LM555 Timer
February 2000
LM555
Connection Diagram
Dual-In-Line, Small Outline
and Molded Mini Small Outline Packages
DS007851-3
Top View
Ordering Information
Package
8-Pin SOIC
8-Pin MSOP
8-Pin MDIP
www.national.com
Part Number
Package Marking
Media Transport
LM555CM
LM555CM
Rails
LM555CMX
LM555CM
2.5k Units Tape and Reel
LM555CMM
Z55
1k Units Tape and Reel
LM555CMMX
Z55
3.5k Units Tape and Reel
LM555CN
LM555CN
Rails
2
NSC Drawing
M08A
MUA08A
N08E
Soldering Information
Dual-In-Line Package
Soldering (10 Seconds)
260˚C
Small Outline Packages
(SOIC and MSOP)
Vapor Phase (60 Seconds)
215˚C
Infrared (15 Seconds)
220˚C
See AN-450 “Surface Mounting Methods and Their Effect
on Product Reliability” for other methods of soldering
surface mount devices.
If Military/Aerospace specified devices are required,
please contact the National Semiconductor Sales Office/
Distributors for availability and specifications.
Supply Voltage
Power Dissipation (Note 3)
LM555CM, LM555CN
LM555CMM
Operating Temperature Ranges
LM555C
Storage Temperature Range
+18V
1180 mW
613 mW
0˚C to +70˚C
−65˚C to +150˚C
Electrical Characteristics (Notes 1, 2)
(TA = 25˚C, VCC = +5V to +15V, unless othewise specified)
Parameter
Conditions
Limits
Units
LM555C
Min
Supply Voltage
Supply Current
Typ
4.5
Max
16
V
6
15
mA
VCC = 5V, RL = ∞
VCC = 15V, RL = ∞
(Low State) (Note 4)
3
10
1
%
RA = 1k to 100kΩ,
50
ppm/˚C
Timing Error, Monostable
Initial Accuracy
Drift with Temperature
C = 0.1µF, (Note 5)
Accuracy over Temperature
1.5
%
Drift with Supply
0.1
%/V
Timing Error, Astable
Initial Accuracy
Drift with Temperature
RA, RB = 1k to 100kΩ,
2.25
%
150
ppm/˚C
C = 0.1µF, (Note 5)
Accuracy over Temperature
3.0
%
Drift with Supply
0.30
%/V
Threshold Voltage
Trigger Voltage
0.667
x VCC
VCC = 15V
5
V
VCC = 5V
1.67
Trigger Current
Reset Voltage
0.4
Reset Current
Threshold Current
Control Voltage Level
(Note 6)
VCC = 15V
VCC = 5V
9
2.6
Pin 7 Leakage Output High
V
0.5
0.9
µA
0.5
1
V
0.1
0.4
mA
0.1
0.25
µA
10
3.33
11
4
V
1
100
nA
200
mV
Pin 7 Sat (Note 7)
Output Low
VCC = 15V, I7 = 15mA
180
Output Low
VCC = 4.5V, I7 = 4.5mA
80
3
mV
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LM555
Absolute Maximum Ratings (Note 2)
LM555
Electrical Characteristics (Notes 1, 2)
(Continued)
(TA = 25˚C, VCC = +5V to +15V, unless othewise specified)
Parameter
Conditions
Limits
Units
LM555C
Min
Output Voltage Drop (Low)
Typ
Max
ISINK = 10mA
0.1
0.25
ISINK = 50mA
0.4
0.75
V
ISINK = 100mA
2
2.5
V
ISINK = 200mA
2.5
VCC = 15V
V
V
VCC = 5V
ISINK = 8mA
Output Voltage Drop (High)
V
ISINK = 5mA
0.25
ISOURCE = 200mA, VCC = 15V
12.5
ISOURCE = 100mA, VCC = 15V
0.35
V
V
12.75
13.3
V
2.75
3.3
V
Rise Time of Output
100
ns
Fall Time of Output
100
ns
VCC = 5V
Note 1: All voltages are measured with respect to the ground pin, unless otherwise specified.
Note 2: Absolute Maximum Ratings indicate limits beyond which damage to the device may occur. Operating Ratings indicate conditions for which the device is functional, but do not guarantee specific performance limits. Electrical Characteristics state DC and AC electrical specifications under particular test conditions which guarantee specific performance limits. This assumes that the device is within the Operating Ratings. Specifications are not guaranteed for parameters where no limit is
given, however, the typical value is a good indication of device performance.
Note 3: For operating at elevated temperatures the device must be derated above 25˚C based on a +150˚C maximum junction temperature and a thermal resistance
of 106˚C/W (DIP), 170˚C/W (S0-8), and 204˚C/W (MSOP) junction to ambient.
Note 4: Supply current when output high typically 1 mA less at VCC = 5V.
Note 5: Tested at VCC = 5V and VCC = 15V.
Note 6: This will determine the maximum value of RA + RB for 15V operation. The maximum total (RA + RB) is 20MΩ.
Note 7: No protection against excessive pin 7 current is necessary providing the package dissipation rating will not be exceeded.
Note 8: Refer to RETS555X drawing of military LM555H and LM555J versions for specifications.
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4
MONOSTABLE OPERATION
NOTE: In monostable operation, the trigger should be driven
high before the end of timing cycle.
In this mode of operation, the timer functions as a one-shot
(Figure 1). The external capacitor is initially held discharged
by a transistor inside the timer. Upon application of a negative trigger pulse of less than 1/3 VCC to pin 2, the flip-flop is
set which both releases the short circuit across the capacitor
and drives the output high.
DS007851-7
FIGURE 3. Time Delay
ASTABLE OPERATION
If the circuit is connected as shown in Figure 4 (pins 2 and 6
connected) it will trigger itself and free run as a multivibrator.
The external capacitor charges through RA + RB and discharges through RB. Thus the duty cycle may be precisely
set by the ratio of these two resistors.
DS007851-5
FIGURE 1. Monostable
The voltage across the capacitor then increases exponentially for a period of t = 1.1 RA C, at the end of which time the
voltage equals 2/3 VCC. The comparator then resets the
flip-flop which in turn discharges the capacitor and drives the
output to its low state. Figure 2 shows the waveforms generated in this mode of operation. Since the charge and the
threshold level of the comparator are both directly proportional to supply voltage, the timing internal is independent of
supply.
DS007851-8
FIGURE 4. Astable
In this mode of operation, the capacitor charges and discharges between 1/3 VCC and 2/3 VCC. As in the triggered
mode, the charge and discharge times, and therefore the frequency are independent of the supply voltage.
DS007851-6
VCC = 5V
TIME = 0.1 ms/DIV.
RA = 9.1kΩ
C = 0.01µF
Top Trace: Input 5V/Div.
Middle Trace: Output 5V/Div.
Bottom Trace: Capacitor Voltage 2V/Div.
FIGURE 2. Monostable Waveforms
During the timing cycle when the output is high, the further
application of a trigger pulse will not effect the circuit so long
as the trigger input is returned high at least 10µs before the
end of the timing interval. However the circuit can be reset
during this time by the application of a negative pulse to the
reset terminal (pin 4). The output will then remain in the low
state until a trigger pulse is again applied.
When the reset function is not in use, it is recommended that
it be connected to VCC to avoid any possibility of false triggering.
Figure 3 is a nomograph for easy determination of R, C values for various time delays.
7
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LM555
Applications Information
INDUSTRIAL FIBER OPTICS
Speed of Light Apparatus
With Industrial Fiber Optics’ Speed of Light
Apparatus, measuring the speed of light is now easy
and quite accurate. Such was not the case for many
centuries. The famed Galileo – after he attempted
to measure the speed of light with an unlikely
arrangement of lanterns and flags on tall towers –
decided that light must travel at infinite speed. Later,
Armande Fizeau used an elaborate mechanism with
mirrors, lens and a huge rotating cogwheel to determine if the speed of light was, in fact, not infinite.
He got close. After many years we now know light
does not travel at infinite speed, but rather 299,
792.4562 meters per second in a vacuum.
With the proper combination of electronics,
electro-optics and fiber optics this once-difficult
measurement is simple and can be conducted in
any lab or classroom. All that’s needed is a 60 ×
100 cm table, 110 VAC electrical power, oscilloscope and the Speed of Light Apparatus.
To conduct this experiment, first apply 110 VAC
power to the oscilloscope and Speed of Light
Apparatus, then connect oscilloscope probes to
apparatus test points. After calibration, the oscilloscope monitors the reference and delayed pulses,
the time delay is measured and the speed of light
calculated.
An integral part of the Speed of Light Apparatus is an easily understood fullcolor, often lighthearted manual. It begins by tracing the early steps of technical pioneers in their quest to understand light. The manual also includes
detailed step-by-step set-up and measurement instructions and examples with
equations for calculating the speed of light. In addition, assembly instructions are
included for those who purchase this as a kit.
F E AT U R E S
◆
◆
◆
◆
◆
◆
◆
◆
◆
A typical oscilloscope display depicts the reference signal and the delayed optical signal through
optical fiber (100 ns of delay through 20 meters of
optical fiber.)
22
All solid-state transmitter/receiver design
Low-voltage electronics operation
Fiber optic delay requires no optical alignment
Safe, visible LED light source
Quick set-up and measurement
Impact-resistant, protective enclosure
Rubber feet on chassis bottom for adhesion on smooth surfaces
Contained light beam is ideal for small areas
28-page full-color manual with step-by step assembly, operation
instructions and sample oscilloscope displays
(The apparatus consists of an electronics circuit board in protective plastic
enclosure, two fiber optic cables, test connections for all outputs and a 110
VAC-to-DC power adapter. The optical fibers terminate in simple cinch-collet
connectors for easy assembly and efficient coupling. A 20 MHz oscilloscope
is required.) Adapters for 220 VAC will be furnished upon request.
INDUSTRIAL FIBER OPTICS, INC.
KIT
ASSEMBLED
•
w w w. i - f i b e r o p t i c s . c o m
VERSION
VERSION
IF-SL-K
IF-SL-A
Fiber Cable
J A C K E T E D C O M M U N I C AT I O N F I B E R
Industrial Fiber Optics is an authorized distributor for Mitsubishi Rayon optical fiber. Our company maintains inventories of Mitsubishi Eska®, Super Eska and Eska Premier PMMA optical fiber
and fiber cable. We offer overnight delivery, credit card purchases and service schedules to meet
individual customer delivery requirements. The table below lists the types of Eska fiber cable in
our inventory. Note that the part numbers for a complete spool are different than the part number when purchasing fiber by the meter. Not all varieties of fiber cable are available by the meter
because of limited demand. Specification sheets on each type of fiber cable and a graph of attenuation versus wavelength values can be found on the Industrial Fiber Optics web site
ESKA
PRODUCT
CODE
FIBER
DIA.(mm)
✕ NUM.
JACKET
MAT’L /
COLOR
SH2001
SH3001
SH4001
SH4001
SH6001
SH8001
0.5 ✕ 1
.75 ✕ 1
1.0 ✕ 1
1.0 ✕ 1
1.5 ✕ 1
2.0 ✕ 1
PE (BLK)
SH4002
1.0 ✕ 2
PE (BLK)
GH4001
1.0 ✕ 1
PE (BLK)
GH4002
1.0 ✕ 2
PE (BLK)
GHCP4001
GHCP4002
GHV4001
GHV4002
1.0 ✕ 1
1.0 ✕ 2
1.0 ✕ 1
1.0 ✕ 2
XPE (BLK)
GHTT4001
1.0 ✕ 1
PE (BLK)
PVC (GRAY)
1.0±0.07
2.2±0.07
2.2±0.07
2.2±0.07
3.0±0.15
3.0±0.15
A.2.2±0.07
B.4.4±0.10
2.2±0.07
A.2.2±0.07
B.4.4±0.10
2.2±0.07
2.2±0.07
2.2±0.07
2.2±0.07
A.5.0±0.20
B.2.2±0.07
GHTT4002
1.0 ✕ 2
PE (BLK)
PVC (GRAY)
DH4001
1.0 ✕ 1
FH4001
MH4001
GRADE
SUPER
ESKA®
ESKA ®
PREMIER
JACKET
DIA.(mm)
ATTEN.
(dB/m) *
TENSILE
STREN.
LENGTH
WEB / PDF
(kg)
SPOOL (m)
<0.22
<0.20
<0.20
<0.20
<0.20
<0.20
2
5
9
9
16
29
1000
500
500
1000
500
500
810116
810117
810004
810005
810019
810020
<0.20
14
500
<.14
8
<.14
PER
STOCK NUMBER
SPOOL
METER
SPEC.
SHEETS
N/A
WEB / PDF
810118
IF-C-E1000
WEB / PDF
N/A
WEB / PDF
IF-C-E1500
IF-C-E2000
WEB / PDF
810025
IF-C-D1000
WEB / PDF
500
810012
810011
WEB / PDF
14
500
810027
810026
WEB / PDF
<.14
<.14
<.14
<.14
8
14
7
14
500
500
500
500
810120
810125
810013
810130
810119
810124
810110
WEB / PDF
N/A
WEB / PDF
<.14
25
500
810135
N/A
WEB / PDF
A.2.2±0.07
B.4.3±0.10
<.14
45
400
810140
N/A
WEB / PDF
XPE (BLK)
2.2±0.07
<0.3
14
500
810016
N/A
WEB / PDF
1.0 ✕ 1
XPE (BLK)
2.2±0.07
<0.7
14
500
810017
N/A
WEB / PDF
1.0 ✕ 1
PE (BLK)
2.2±0.07
<.14
7
500
810018
N/A
WEB / PDF
PE (BLK)
PE (BLK)
PE (BLK)
PE (BLK)
PE (BLK)
XPE (BLK)
PVC (GRAY)
PVC (GRAY)
WEB / PDF
WEB / PDF
WEB / PDF
WEB / PDF
6.0±0.20
HEAT
RESISTANT1
HEAT
RESISTANT2
ESKA MEGA®
PE:
Polyethylene
PVC: Polyvinylchloride
XPE: Crosslink polyethylene
1 Fiber core material is heat resistant 115ºC type
2 Fiber core material is heat resistant 125ºC type
* Measured at room temperature with 650 nm collimated light
Graph of attenuation versus wavelength can be found on web site.
OPTICAL PROPERTIES
GRADE
Super Eska®
Eska Premier®
Eska D
Eska F
Eska Mega®
REFRACTIVE INDEX
CORE
CLADDING
OPER.
TEMP.(Cº)
FIBER
ACCEPTANCE
NA
ANGLE
1.492
1.492
1.492
1.582
1.492
-55~+70
-55~+85
-55~+115
-55~+125
-40~+85
0.51
0.51
0.54
0.75
0.30
60º
60º
65º
97º
35º
1.402
1.402
1.392
1.392
1.456
INDUSTRIAL FIBER OPTICS, INC.
•
w w w. i - f i b e r o p t i c s . c o m
69
Plastic Fiber Optic Red LED
IF-E96
DESCRIPTION
The IF-E96 is a low-cost, high-speed, visible red LED housed in a “connectorless” style plastic fiber optic package. The output spectrum is produced by a
GaAlAs die which peaks at 660 nm, one of the optimal transmission windows
of PMMA plastic optical fiber. The device package features an internal microlens and a precision-molded PBT housing to maximize optical coupling into
standard 1000 µm core plastic fiber cable.
A P P L I C AT I O N H I G H L I G H T S
The performance/price ratio of the IF-E96 is particularly attractive for high volume design applications. The visible red output has low attenuation in PMMA
plastic fiber and aids in troubleshooting installations. When used with an IF-D96
photologic detector the IF-E96 can achieve data rates of 5 Mbps. Fast transition
times and low attenuation make the IF-E96 an excellent device selection for
low cost analog and digital data links up to 75 meters.
A P P L I CAT I O N S
Low Cost Analog and Digital
Data Links
➤ Automotive Electronics
➤ Digitized Audio
➤ Medical instruments
➤ PC-to-Peripheral Data Links
➤ Robotics Communications
➤ Motor Controller Triggering
➤ EMC/EMI Signal Isolation
➤ Local Area Networks
➤ Intra-System Links: Board-toBoard, Rack-to-Rack
➤
M A X I M U M R AT I N G S
(TA =25°C)
F E AT U R E S
◆ High Performance at Low Cost
◆ Visible Red Output Aids Troubleshooting
◆ Low Transmission Loss with PMMA Plastic Fiber
◆ Fast Transition Times
◆ Mates with standard 1000 µm core jacketed plastic fiber cable
◆ No Optical Design required
◆ Internal Micro-Lens for Efficient Optical Coupling
◆ Inexpensive Plastic Connector Housing
◆ Connector-Less Fiber Termination
◆ Light-Tight Housing Provides Interference-Free Transmission
C HA R A C T E R I S T I C S (TA=25°C)
Parameter
Operating and Storage
Temperature Range
(TOP,TSTG) .....................-40° to 85°C
Junction Temperature (TJ) .............85°C
Soldering Temperature
(2 mm from case bottom)
(TS) t ≤ 5s .................................240°C
Reverse Voltage (VR).........................5 V
Power Dissipation
(PTOT) TA =25°C .....................60 mW
De-rate Above 25°C ............1.1 mW/°C
Peak Wavelength
Spectral Bandwidth (50% of IMAX)
Output Power Coupled into Plastic Fiber
(1 mm core diameter). Distance Lens to Fiber
≤0.1 mm, 1 m SH4001 fiber, IF=20 mA
Symbol Min.
Typ.
Max.
Unit
650
–
660
20
670
–
nm
nm
125
-9.0
200
-7.0
300
-5.2
µW
dBm
–
.1
–
µs
pF
λPEAK
∆λ
Φ min
Switching Times (10% to 90% and
90% to 10%) (IF=20 mA)
tr, tf
Capacitance (F=1 MHz)
C0
–
30
–
Forward Voltage (IF=20 mA)
Vf
TCλ
–
–
1.8
Temperature Coefficient, λPEAK
0.2
V
nm/K
Forward Current, DC (IF) ...........35 mA
Surge Current (IFSM)
t ≤ 10 µs ..................................150 mA
INDUSTRIAL FIBER OPTICS, INC.
•
w w w. i - f i b e r o p t i c s . c o m
55
IF-E96
FIGURE 1.
Plastic Fiber Optic Red LED
Normalized power launched versus forward current.
FIGURE 3. Cross-section of fiber optic device.
F I B E R T E R M I NAT I O N I N S T R U C T IO N S
1. Cut off the ends of the optical fiber with a singleedge razor blade or sharp knife. Try to obtain a
precise 90-degree angle (square).
2. Insert the fiber through the locking nut and into the
connector until the core tip seats against the internal
micro-lens.
3. Screw the connector locking nut down to a snug fit,
locking the fiber in place.
FIGURE 2.
Typical spectral output versus wavelength.
PACKAGE IDENTIFICATION:
Blue housing w/ Pink dot
• PIN 1. Cathode
• PIN 2. Anode
◆
FIGURE 4.
56
Case outline.
INDUSTRIAL FIBER OPTICS, INC.
•
w w w. i - f i b e r o p t i c s . c o m
Plastic Fiber Optic Photodiode
IF-D91
DESCRIPTION
The IF-D91 is a high-speed photodiode detector housed in a “connector-less”
style plastic fiber optic package. Optical response of the IF-D91 extends from
400 to 1100 nm, making it compatible with a wide range of visible and nearinfrared LED and laser diode sources. This includes 650 nm visible red LEDs
used for optimum transmission in PMMA plastic optic fiber. The detector package features an internal micro-lens and a precision-molded PBT housing to
ensure efficient optical coupling with standard 1000 µm core plastic fiber cable.
A P P L I C AT I O N H I G H L I G H T S
A P P L I C AT I O N S
➤
➤
➤
➤
➤
➤
➤
➤
➤
High-Speed Digital Data Links
Local Area Networks
Motor Controller Triggering
Video Links
Medical Instruments
Automotive Electronics
Robotics Communications
EMC/EMI Signal Isolation
Fiber Optic Modems
M A X I M U M R AT I N G S
The fast response times of the IF-D91 make it suitable for high-speed digital data
links. When used with an appropriate LED or laser diode source the IF-D91 is
capable of 100 Mbps data rates. The IF-D91 also can be used in analog video
links with bandwidths up to 70 MHz. The integrated design of the IF-D91
provides simple, cost-effective implementation in a variety of analog and digital
applications.
F E AT U R E S
◆ Fast Rise and Fall Times
◆ Mates with Standard 1000 µm Core Jacketed Plastic Fiber Optic Cable
◆ No Optical Design Required
◆ Inexpensive Plastic Connector Housing
◆ Internal Micro-Lens for Efficient Optical Coupling
◆ Connector-Less Fiber Termination
◆ Light-Tight Housing provides Interference Free Transmission
C HA R A C T E R I S T I C S (TA=25°C)
(TA =25°C)
Parameter
Symbol
Min
Typ
Max
Unit
Operating and Storage
Temperature Range
(TOP,TSTG)......................-40° to 85°C
Wavelength for Maximum Photosensitivity
Spectral Bandwidth (S=10% of SMAX)
Rise and Fall Times (10% to 90% and 90%
to 10%) (RL=50 Ω, VR=20V, λ=850 nm)
Total Capacitance (VR=20 V, EE=0,
f=1.0MHz)
λPEAK
∆λ
–
400
880
–
–
1100
nm
nm
t r, tf
–
5
–
ns
CT
–
4
–
pF
Responsivity min. @ 880 nm
@ 632 nm
Reverse Dark Current (VR=30 volts, EE=0)
Reverse Breakdown Voltage
Forward Voltage
R
–
–
–
60
–
.4
.2
–
–
1.2
–
–
60
–
–
µA/µW
µA/µW
nA
V
V
Junction Temperature (TJ) .............85°C
Soldering Temperature
(2 mm from case bottom)
(TS) t ≤ 5s .................................240°C
Power Dissipation
(PTOT) TA =25°C ...................100 mW
De-rate Above 25°C ..........1.33 mW/°C
INDUSTRIAL FIBER OPTICS, INC.
•
ID
V(BR)R
Vf
w w w. i - f i b e r o p t i c s . c o m
33
IF-D91
Plastic Fiber Optic Photodiode
FIGURE 3. Cross-section of fiber optic device.
FIGURE 1.
Typical detector response versus wavelength.
F I B E R T E R M I NAT I O N I N S T R U C T IO N S
1. Cut off the ends of the optical fiber with a singleedge razor blade or sharp knife. Try to obtain a
precise 90-degree angle (square).
2. Insert the fiber through the locking nut and into the
connector until the core tip seats against the internal
micro-lens.
3. Screw the connector locking nut down to a snug fit,
locking the fiber in place.
FIGURE 2.
Circuit diagram for measuring rise and fall times.
B
R
W
S
L
NOTES:
1. Y AND Z ARE DATUM DIMENSIONS AND
T IS A DATUM SURFACE.
2. POSITIONAL TOLERANCE FOR D ø (2 PL):
C
E
T
Z
Y
ø 0.25 (0.010) M T Y M Z M
3. POSITIONAL TOLERANCE FOR F DIM (2 PL):
K
0.25 (0.010) M T Y M Z M
A
A
D
H
F
1
2
1
2
MAX
A
23.24
25.27
.915
.995
B
8.64
9.14
.340
.360
C
9.91
1.52
10.41
1.63
.390
.060
.410
.064
4.19
0.35
4.70
0.51
.165
.014
.185
.020
D
E
H
G
3.81 BSC
0.18
0.33
.150 BSC
.007
.013
K
7.62 BSC
11.87
10.35
.408
L
1.14
.045
N
2.54 BSC
3.05
3.30
ø 0.25 (0.010) M T Y M Z M
J
6. POSITIONAL TOLERANCE FOR B (2 PL):
PACKAGE IDENTIFICATION:
G
MIN
5. POSITIONAL TOLERANCE FOR Q ø (2 PL):
ø 0.25 (0.010) M T
A
MAX
F
7. DIMENSIONING AND TOLERANCING PER ANSI
Y14.5M, 1982.
8. CONTROLLING DIMENSION: INCH
Black housing w/ Orange dot
• PIN 1. Anode
• PIN 2. Cathode
◆
Q
R
S
34
10.48
•
10.99
6.98 BSC
.065
.100 BSC
.120
.130
.413
.433
.275 BSC
0.83
1.06
.032
.042
V
7.49
7.75
5.08 BSC
.295
.305
W
10.10
Case outline.
INDUSTRIAL FIBER OPTICS, INC.
1.65
.300 BSC
.468
U
X
FIGURE 4.
INCHES
MIN
4. POSITIONAL TOLERANCE FOR H DIM (2 PL):
0.25 (0.010) M T Y M Z M
J
X
MILLIMETERS
DIM
w w w. i - f i b e r o p t i c s . c o m
10.68
.200 BSC
.397
.427